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無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器
High-Power-Factor Electronic Ballast for HID Lamp
without Acoustic Resonance Phenomenon
研究生朱冠霖 撰
指導教授鄭竣安 博士
義守大學
電機工程學系碩士班
碩士論文
A Thesis Submitted to the Department of Electrical Engineering
of I-Shou University in Partial Fulfillment of the Requirements
for the Master Degree with a
Major in Electrical Engineering January 2010
Kaohsiung Taiwan Republic of China
中華民國 九十九 年 一 月
i
無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器
研究生 朱冠霖 指導教授 鄭竣安
義守大學電機工程研究所
摘要
目前市售 HID 燈電子式安定器大多以三級電路架構最為常見第一級電路為升壓轉
換器其功能為功因校正第二級電路為降壓轉換器其功能為功率控制而第三級電
路為全橋式換流器其功能為提供低頻方波電源以驅動燈管然而電路架構複雜且電
路元件較多且成本較高
有鑑於此本論文提出一新型兩級式無音頻共振之高功因 HID 燈電子式安定器其
電路架構第一級為具有功因修正功能之降升壓-返馳式轉換器第二級為高頻結合低頻
方波驅動之半橋式換流器電路第一級降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電感電流模
式使其輸入電流追隨輸入電壓所以此電路可達到高功因而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器則操作在不連續電感電流模式且採用 20kHz 之高頻方波結合
200Hz 之低頻方波輸出至燈管以避開音頻共振之現象
此外利用 IsSpice 模擬軟體與實驗結果波形做一比較由結果驗證了本論文所提
出兩級式高功因 HID 燈電子式安定器的實用性經實測結果得知當輸入端電源由交流
電源供應器產生交流弦波電壓(AC 110V)由安定器輸出低頻方波電壓(有效值約 90V)
與方波電流(有效值約 08A)至 HID 燈管且輸出至燈管功率約為 70W 時實測的功率
因數可達 099 以上效率可達 87 輸入之電流總諧波失真 THDi小於 13 且具有
精簡功率開關元件數目與無音頻共振等優點
ii
High Power Factor Electronic Ballast for HID Lamp
without Acoustic Resonance Phenomenon
Student Kuan-Lin Chu Advisor Chun-An Cheng
Abstract
The conventional three-stage electronic ballast for HID lamps consist of a boost
converter for power factor correction (PFC) as the first stage a buck converter for lamp
power control as the second stage and a full-bridge inverter for supplying low-frequency
square-wave sources to the lamp as the third stage Nevertheless the circuit is complicated
and non-cost-effective
Therefore in this thesis a novel two-stage acoustic-resonance-free electronic ballast for
HID lamps with high power factor is proposed The presented ballast is composed of a
buck-boost-flyback converter for power factor correction and a high-frequency combining
with low-frequency square-wave driven half-bridge inverter The buck-boost-flyback
converter is operated at boundary-conduction-mode and input utility-line current is in phase
with the input voltage resulting in a high power factor The second stage inverter operates at
discontinuous-conduction-mode and provide high-frequency (20 kHz) combining with
low-frequency (200 Hz) square-wave sources to the HID lamp in order to avoid acoustic
resonance
In addition experimental results are compared with the simulated ones by using IsSpice
software to verify the functionality of the proposed ballast Experimental results from the
measured prototype ballast show that a rms lamp voltage of 90V a rms lamp current of 08A
an output lamp power of 70W a measured power factor of 099 an efficiency of 87 a total
harmonic distortion THD of 13 and free of acoustic resonance are obtained with a rms
utility-line voltage of 110 V
誌謝
在研究所兩年半的期間首先要先感謝我的指導教授 鄭竣安 老師老師平常和學
生相處亦師亦友和學生相處模式很像兄弟一樣任何事總是微笑帶過從不會有高高
在上的架勢老師平時會給予我獨立思考的空間學生要是專業知識上遇上了瓶頸老
師總是會和學生進行討論以解決問題使學生受益良多老師也很積極鼓勵學生參加國
內外研討會並且讓學生上台報告讓學生學習到報告時能臨危不亂遇到有人發問
也可以有條有理回答使自己信心提升感謝老師還讓學生去參加天網電子電力電子研
習營讓學生對電力電子的專業知識認知與實作能力更加提升再來就是感謝元銘學
長和永健學長從我一開始進入研究所他們兩個總是在我遇到問題時都很樂意協助
我使問題都能如期解決平時也會找空餘時間一起運動遇到不如意的事情也會分
擔我的心事平常時我們這個團隊和老師大家感情都很好希望這個氣氛能一值傳承
下去感謝口試委員 陳野正仁 教授梁從主 教授對學生的論文指正與建議使得
本論文內容更加以嚴謹與完整
在學習期間要感謝學長 育民昆徵元銘永健逸群政和建廷給予我
在研究上的寶貴意見及協助感謝同學 炳文昇璋林成明昰盈良迪議俊傑
志祥在課業上的互相切磋及實作上的討論尤其是 炳文 和 昇璋 不管在理論或實作
方面我們經常都會一起討論並且一起解決問題點真是我的好夥伴感謝學弟妹 俊
顯宗叡宸維坤旻冠龍鴻文佩汝立人在研究期間上的陪伴帶給實驗室
歡樂的氣氛真的很感謝你們
最後要感謝我的家人從小到大一路上對我的照顧與支持讓我在生活及課業上無
後顧之憂給了我ㄧ個幸福美滿的家庭並且使學生順利完成了碩士學位沒有你們就
沒有我在此學生僅以小小的成果來獻給關心我的人並與你們分享我的喜悅
iv
目錄
中文摘要 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipi
英文摘要 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipii
誌謝 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipiii
目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipiv
圖目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipv
表目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipvi
第一章 緒論 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
1-1 研究背景 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
1-2 研究動機 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip4
1-3 論文大綱 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
第二章 HID 燈的特性與傳統電子安定器架構探討 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-1 HID 燈的發光原理 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-2 HID 燈之啟動特性 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-3 音頻共振的發生原因及解決方法 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip9
2-4 HID 燈電子安定器驅動方式及文獻探討 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip14
第三章 無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip22
3-3 功因校正控制方式 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip26
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器 helliphellip32
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介 helliphelliphelliphelliphelliphellip32
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3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析 helliphellip34
3-5 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip41
第四章 電路實作與測量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
4-3 單級高壓點燈電路製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
4-4 模擬與實測波形結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
4-5 燈管波形量測 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
第五章 結論與未來研究方向 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip70
5-1 結論 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip70
5-2 未來研究方向 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip71
參考文獻 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip72
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圖目錄
圖 11 HID 燈的應用場合圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip3
圖 12 不同材質內管之複金屬燈 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip5
圖 13 市售三級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 14 本論文採用之兩級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 21 複金屬燈啟動至穩態過程示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip9
圖 22 HID 燈管弧光放電示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 23 HID 燈音頻共振發生時之實際圖片helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip11
圖 25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip16
圖 29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖 helliphellip17
圖 31 本研究提出之電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
圖 32 本研究提出之電子安定器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip19
圖 33 降升壓-返馳式轉換器電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
圖 34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip24
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip25
圖 36 典型平均電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip27
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圖 37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip28
圖 38 典型峰值電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip30
圖 311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip32
圖 312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
圖 313 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式一(T0~T1) helliphelliphelliphelliphelliphellip34
圖 314 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式二(T1~T2) helliphelliphelliphelliphelliphellip35
圖 315 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式三(T2~T3) helliphelliphelliphelliphelliphellip36
圖 316 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式四(T4~T5) helliphelliphelliphelliphelliphellip37
圖 317 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式五(T5~T6) helliphelliphelliphelliphelliphellip38
圖 318 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式六(T6~T7) helliphelliphelliphelliphelliphellip39
圖 319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 helliphellip40
圖 320 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphellip41
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphellip42
圖 41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
圖 42 電感Lm與頻率關係圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
圖 45 電感電流 iLbuck操作於DCM的示意波型 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip51
圖 46 vDC-bus電壓波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 47 vDC-bus電壓波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 48 第一級電感電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 49 第一級電感電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
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圖 411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
圖 412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 415 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 418 點燈電路之 SIDAC 動作波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 419 點燈電路之 SIDAC 動作波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 421 輸入電壓與輸入電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 422 輸入電流諧波量比較圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
圖 423 實作電路照片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
圖 424 實作電路照片之控制電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 428 複金屬燈管點亮圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
圖 429 複金屬燈管弧光放電圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
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表目錄
表 11 人造光源特性對照表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip2
表 12 HID 燈之放電內管比較表 4
表 31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip31
表 32 反閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 33 及閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 41 HID 燈管規格 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
表 42 本論文提出之HID燈安定器主要參數表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
表 43 L6561各腳位功能列表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
表 44 本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格 helliphelliphelliphelliphelliphellip50
表 45 單級高壓點燈電路之主要元件 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
表 46 輸入電流各次諧波量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
表 47 重要實測結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
1
第一章 緒論
1-1 研究背景
隨著科技日新月異及人類生活作息的改變現今社會對於照明的需求與日俱增因
此許多人造光源的種類也陸續的衍生而出由於能源短缺各國對綠色能源與節能省電
相當重視因此照明效率的改善被視為節能成功與否的重要指標
目前市售的人造光源來說大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)較為
常見主要是因為方便使用而且價格低廉白熾燈的發光原理是讓電流通過燈泡內的
鎢絲使其發出光與熱[1] 而螢光燈是一種低壓水銀氣體放電燈[2]其內部填充低壓
水銀蒸氣與惰性氣體管壁內塗佈螢光層當啟動螢光燈時電流通過電極使其釋放電
子外加適當電壓在兩電極間產生電場效應使電子在電極間來回流動當電子撞擊到
燈管內體積較大的水銀原子時水銀以紫外線幅射形式釋放能量管壁內塗佈的螢光粉
層受到紫外線的激發而發出可見光輻射而傳統照明光源的白熾燈有發光效率不佳及發
光過熱的問題因此以新的照明光源取代是重要的課題其中高強度氣體放電燈(High
intensity discharge lamp HID lamp)是未來相當重要的主流照明光源之ㄧ表 11 為人造
光源特性對照表
由下表 11 可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最高有 150lmW其次是高壓鈉燈
有 62~140(lmW)白光 LED 則是色溫和壽命較長分別色溫為 4500~8000K壽命為
60~100(khrs)色溫其次是水銀燈氙燈複金屬燈而壽命其次是高壓鈉燈低壓鈉
燈水銀燈演色性則為白熾燈和鹵素燈泡較高演色性指標 Ra為 100演色性其次是
氙燈複金屬燈白光 LED本論文則是使用複金屬燈來作為實作中之燈具它具有
80~120(lmW)的發光效率壽命可達 6000~9000 小時色溫為 4000(K)演色性指標 Ra
為 70~90 之特點
2
表 11 人造光源特性對照表[19]-[22]
特性
光源 發光效率(lmW) 壽命(khrs) 色溫(K) 演色性(Ra)
白熾燈 3~23 1~2 2700 100
鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100
螢光燈 90~110 4~6 2700 85
高壓鈉燈 62~140 12 2000 25
低壓鈉燈 150 12 2000 20
水銀燈 15~60 12 4000 36
氙燈 85 3 4000 95
複金屬燈 80~120 6~9 4000 70~90
白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90
高照度氣體放電燈(high-intensity-discharging lampsHID lamps)利用弧光放電原理
使燈管發光具有高照度演色性佳壽命長以及色彩多樣化等優點[3]HID 燈種類繁
多如高壓汞燈高壓鈉燈低壓鈉燈氙燈複金屬燈hellip等等色溫則依應用場合決
定其內部填充氣體之選擇複金屬燈(Metal-Halide Lamps)源自於高壓汞燈氣體放電管內
加入了多種金屬鹵化物 (又稱金屬鹵化物燈 )因體積小且功率選擇性範圍大
(18W-10kW)[10]除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近太陽光外更因其內部填
充氣體的不同而具有色溫更多樣化等優點諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明球場
照明大型看板照明建築物照明室內大廳與大小型會議室照明手電筒路燈
舞台燈探照燈大賣場專櫃展示燈以及需要高照度光源之場所等[2][4]-[5][11]-[14]
應用範圍甚廣在日漸注重照明品質的各種場合中已成為被期待的新光源圖 11 為
HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投影機光源圖 11(b)為球場照明圖 11(c)為建築
物照明圖 11(d)為照明公司之入門大廳
3
(a) 投影機光源 (b) 球場照明
(c) 建築物照明 (d) 照明公司之入門大廳
圖 11 HID 燈的應用場合圖片[15][19][66]
4
1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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i
無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器
研究生 朱冠霖 指導教授 鄭竣安
義守大學電機工程研究所
摘要
目前市售 HID 燈電子式安定器大多以三級電路架構最為常見第一級電路為升壓轉
換器其功能為功因校正第二級電路為降壓轉換器其功能為功率控制而第三級電
路為全橋式換流器其功能為提供低頻方波電源以驅動燈管然而電路架構複雜且電
路元件較多且成本較高
有鑑於此本論文提出一新型兩級式無音頻共振之高功因 HID 燈電子式安定器其
電路架構第一級為具有功因修正功能之降升壓-返馳式轉換器第二級為高頻結合低頻
方波驅動之半橋式換流器電路第一級降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電感電流模
式使其輸入電流追隨輸入電壓所以此電路可達到高功因而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器則操作在不連續電感電流模式且採用 20kHz 之高頻方波結合
200Hz 之低頻方波輸出至燈管以避開音頻共振之現象
此外利用 IsSpice 模擬軟體與實驗結果波形做一比較由結果驗證了本論文所提
出兩級式高功因 HID 燈電子式安定器的實用性經實測結果得知當輸入端電源由交流
電源供應器產生交流弦波電壓(AC 110V)由安定器輸出低頻方波電壓(有效值約 90V)
與方波電流(有效值約 08A)至 HID 燈管且輸出至燈管功率約為 70W 時實測的功率
因數可達 099 以上效率可達 87 輸入之電流總諧波失真 THDi小於 13 且具有
精簡功率開關元件數目與無音頻共振等優點
ii
High Power Factor Electronic Ballast for HID Lamp
without Acoustic Resonance Phenomenon
Student Kuan-Lin Chu Advisor Chun-An Cheng
Abstract
The conventional three-stage electronic ballast for HID lamps consist of a boost
converter for power factor correction (PFC) as the first stage a buck converter for lamp
power control as the second stage and a full-bridge inverter for supplying low-frequency
square-wave sources to the lamp as the third stage Nevertheless the circuit is complicated
and non-cost-effective
Therefore in this thesis a novel two-stage acoustic-resonance-free electronic ballast for
HID lamps with high power factor is proposed The presented ballast is composed of a
buck-boost-flyback converter for power factor correction and a high-frequency combining
with low-frequency square-wave driven half-bridge inverter The buck-boost-flyback
converter is operated at boundary-conduction-mode and input utility-line current is in phase
with the input voltage resulting in a high power factor The second stage inverter operates at
discontinuous-conduction-mode and provide high-frequency (20 kHz) combining with
low-frequency (200 Hz) square-wave sources to the HID lamp in order to avoid acoustic
resonance
In addition experimental results are compared with the simulated ones by using IsSpice
software to verify the functionality of the proposed ballast Experimental results from the
measured prototype ballast show that a rms lamp voltage of 90V a rms lamp current of 08A
an output lamp power of 70W a measured power factor of 099 an efficiency of 87 a total
harmonic distortion THD of 13 and free of acoustic resonance are obtained with a rms
utility-line voltage of 110 V
誌謝
在研究所兩年半的期間首先要先感謝我的指導教授 鄭竣安 老師老師平常和學
生相處亦師亦友和學生相處模式很像兄弟一樣任何事總是微笑帶過從不會有高高
在上的架勢老師平時會給予我獨立思考的空間學生要是專業知識上遇上了瓶頸老
師總是會和學生進行討論以解決問題使學生受益良多老師也很積極鼓勵學生參加國
內外研討會並且讓學生上台報告讓學生學習到報告時能臨危不亂遇到有人發問
也可以有條有理回答使自己信心提升感謝老師還讓學生去參加天網電子電力電子研
習營讓學生對電力電子的專業知識認知與實作能力更加提升再來就是感謝元銘學
長和永健學長從我一開始進入研究所他們兩個總是在我遇到問題時都很樂意協助
我使問題都能如期解決平時也會找空餘時間一起運動遇到不如意的事情也會分
擔我的心事平常時我們這個團隊和老師大家感情都很好希望這個氣氛能一值傳承
下去感謝口試委員 陳野正仁 教授梁從主 教授對學生的論文指正與建議使得
本論文內容更加以嚴謹與完整
在學習期間要感謝學長 育民昆徵元銘永健逸群政和建廷給予我
在研究上的寶貴意見及協助感謝同學 炳文昇璋林成明昰盈良迪議俊傑
志祥在課業上的互相切磋及實作上的討論尤其是 炳文 和 昇璋 不管在理論或實作
方面我們經常都會一起討論並且一起解決問題點真是我的好夥伴感謝學弟妹 俊
顯宗叡宸維坤旻冠龍鴻文佩汝立人在研究期間上的陪伴帶給實驗室
歡樂的氣氛真的很感謝你們
最後要感謝我的家人從小到大一路上對我的照顧與支持讓我在生活及課業上無
後顧之憂給了我ㄧ個幸福美滿的家庭並且使學生順利完成了碩士學位沒有你們就
沒有我在此學生僅以小小的成果來獻給關心我的人並與你們分享我的喜悅
iv
目錄
中文摘要 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipi
英文摘要 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipii
誌謝 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipiii
目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipiv
圖目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipv
表目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipvi
第一章 緒論 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
1-1 研究背景 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
1-2 研究動機 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip4
1-3 論文大綱 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
第二章 HID 燈的特性與傳統電子安定器架構探討 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-1 HID 燈的發光原理 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-2 HID 燈之啟動特性 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-3 音頻共振的發生原因及解決方法 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip9
2-4 HID 燈電子安定器驅動方式及文獻探討 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip14
第三章 無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip22
3-3 功因校正控制方式 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip26
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器 helliphellip32
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介 helliphelliphelliphelliphelliphellip32
iv
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析 helliphellip34
3-5 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip41
第四章 電路實作與測量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
4-3 單級高壓點燈電路製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
4-4 模擬與實測波形結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
4-5 燈管波形量測 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
第五章 結論與未來研究方向 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip70
5-1 結論 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip70
5-2 未來研究方向 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip71
參考文獻 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip72
v
圖目錄
圖 11 HID 燈的應用場合圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip3
圖 12 不同材質內管之複金屬燈 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip5
圖 13 市售三級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 14 本論文採用之兩級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 21 複金屬燈啟動至穩態過程示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip9
圖 22 HID 燈管弧光放電示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 23 HID 燈音頻共振發生時之實際圖片helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip11
圖 25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip16
圖 29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖 helliphellip17
圖 31 本研究提出之電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
圖 32 本研究提出之電子安定器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip19
圖 33 降升壓-返馳式轉換器電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
圖 34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip24
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip25
圖 36 典型平均電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip27
v
圖 37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip28
圖 38 典型峰值電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip30
圖 311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip32
圖 312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
圖 313 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式一(T0~T1) helliphelliphelliphelliphelliphellip34
圖 314 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式二(T1~T2) helliphelliphelliphelliphelliphellip35
圖 315 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式三(T2~T3) helliphelliphelliphelliphelliphellip36
圖 316 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式四(T4~T5) helliphelliphelliphelliphelliphellip37
圖 317 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式五(T5~T6) helliphelliphelliphelliphelliphellip38
圖 318 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式六(T6~T7) helliphelliphelliphelliphelliphellip39
圖 319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 helliphellip40
圖 320 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphellip41
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphellip42
圖 41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
圖 42 電感Lm與頻率關係圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
圖 45 電感電流 iLbuck操作於DCM的示意波型 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip51
圖 46 vDC-bus電壓波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 47 vDC-bus電壓波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 48 第一級電感電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 49 第一級電感電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
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圖 411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
圖 412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 415 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 418 點燈電路之 SIDAC 動作波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 419 點燈電路之 SIDAC 動作波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 421 輸入電壓與輸入電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 422 輸入電流諧波量比較圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
圖 423 實作電路照片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
圖 424 實作電路照片之控制電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 428 複金屬燈管點亮圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
圖 429 複金屬燈管弧光放電圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
vi
表目錄
表 11 人造光源特性對照表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip2
表 12 HID 燈之放電內管比較表 4
表 31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip31
表 32 反閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 33 及閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 41 HID 燈管規格 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
表 42 本論文提出之HID燈安定器主要參數表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
表 43 L6561各腳位功能列表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
表 44 本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格 helliphelliphelliphelliphelliphellip50
表 45 單級高壓點燈電路之主要元件 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
表 46 輸入電流各次諧波量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
表 47 重要實測結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
1
第一章 緒論
1-1 研究背景
隨著科技日新月異及人類生活作息的改變現今社會對於照明的需求與日俱增因
此許多人造光源的種類也陸續的衍生而出由於能源短缺各國對綠色能源與節能省電
相當重視因此照明效率的改善被視為節能成功與否的重要指標
目前市售的人造光源來說大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)較為
常見主要是因為方便使用而且價格低廉白熾燈的發光原理是讓電流通過燈泡內的
鎢絲使其發出光與熱[1] 而螢光燈是一種低壓水銀氣體放電燈[2]其內部填充低壓
水銀蒸氣與惰性氣體管壁內塗佈螢光層當啟動螢光燈時電流通過電極使其釋放電
子外加適當電壓在兩電極間產生電場效應使電子在電極間來回流動當電子撞擊到
燈管內體積較大的水銀原子時水銀以紫外線幅射形式釋放能量管壁內塗佈的螢光粉
層受到紫外線的激發而發出可見光輻射而傳統照明光源的白熾燈有發光效率不佳及發
光過熱的問題因此以新的照明光源取代是重要的課題其中高強度氣體放電燈(High
intensity discharge lamp HID lamp)是未來相當重要的主流照明光源之ㄧ表 11 為人造
光源特性對照表
由下表 11 可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最高有 150lmW其次是高壓鈉燈
有 62~140(lmW)白光 LED 則是色溫和壽命較長分別色溫為 4500~8000K壽命為
60~100(khrs)色溫其次是水銀燈氙燈複金屬燈而壽命其次是高壓鈉燈低壓鈉
燈水銀燈演色性則為白熾燈和鹵素燈泡較高演色性指標 Ra為 100演色性其次是
氙燈複金屬燈白光 LED本論文則是使用複金屬燈來作為實作中之燈具它具有
80~120(lmW)的發光效率壽命可達 6000~9000 小時色溫為 4000(K)演色性指標 Ra
為 70~90 之特點
2
表 11 人造光源特性對照表[19]-[22]
特性
光源 發光效率(lmW) 壽命(khrs) 色溫(K) 演色性(Ra)
白熾燈 3~23 1~2 2700 100
鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100
螢光燈 90~110 4~6 2700 85
高壓鈉燈 62~140 12 2000 25
低壓鈉燈 150 12 2000 20
水銀燈 15~60 12 4000 36
氙燈 85 3 4000 95
複金屬燈 80~120 6~9 4000 70~90
白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90
高照度氣體放電燈(high-intensity-discharging lampsHID lamps)利用弧光放電原理
使燈管發光具有高照度演色性佳壽命長以及色彩多樣化等優點[3]HID 燈種類繁
多如高壓汞燈高壓鈉燈低壓鈉燈氙燈複金屬燈hellip等等色溫則依應用場合決
定其內部填充氣體之選擇複金屬燈(Metal-Halide Lamps)源自於高壓汞燈氣體放電管內
加入了多種金屬鹵化物 (又稱金屬鹵化物燈 )因體積小且功率選擇性範圍大
(18W-10kW)[10]除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近太陽光外更因其內部填
充氣體的不同而具有色溫更多樣化等優點諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明球場
照明大型看板照明建築物照明室內大廳與大小型會議室照明手電筒路燈
舞台燈探照燈大賣場專櫃展示燈以及需要高照度光源之場所等[2][4]-[5][11]-[14]
應用範圍甚廣在日漸注重照明品質的各種場合中已成為被期待的新光源圖 11 為
HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投影機光源圖 11(b)為球場照明圖 11(c)為建築
物照明圖 11(d)為照明公司之入門大廳
3
(a) 投影機光源 (b) 球場照明
(c) 建築物照明 (d) 照明公司之入門大廳
圖 11 HID 燈的應用場合圖片[15][19][66]
4
1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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碩士論文民國97年6月
[66] 天朗照明公司
httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
ii
High Power Factor Electronic Ballast for HID Lamp
without Acoustic Resonance Phenomenon
Student Kuan-Lin Chu Advisor Chun-An Cheng
Abstract
The conventional three-stage electronic ballast for HID lamps consist of a boost
converter for power factor correction (PFC) as the first stage a buck converter for lamp
power control as the second stage and a full-bridge inverter for supplying low-frequency
square-wave sources to the lamp as the third stage Nevertheless the circuit is complicated
and non-cost-effective
Therefore in this thesis a novel two-stage acoustic-resonance-free electronic ballast for
HID lamps with high power factor is proposed The presented ballast is composed of a
buck-boost-flyback converter for power factor correction and a high-frequency combining
with low-frequency square-wave driven half-bridge inverter The buck-boost-flyback
converter is operated at boundary-conduction-mode and input utility-line current is in phase
with the input voltage resulting in a high power factor The second stage inverter operates at
discontinuous-conduction-mode and provide high-frequency (20 kHz) combining with
low-frequency (200 Hz) square-wave sources to the HID lamp in order to avoid acoustic
resonance
In addition experimental results are compared with the simulated ones by using IsSpice
software to verify the functionality of the proposed ballast Experimental results from the
measured prototype ballast show that a rms lamp voltage of 90V a rms lamp current of 08A
an output lamp power of 70W a measured power factor of 099 an efficiency of 87 a total
harmonic distortion THD of 13 and free of acoustic resonance are obtained with a rms
utility-line voltage of 110 V
誌謝
在研究所兩年半的期間首先要先感謝我的指導教授 鄭竣安 老師老師平常和學
生相處亦師亦友和學生相處模式很像兄弟一樣任何事總是微笑帶過從不會有高高
在上的架勢老師平時會給予我獨立思考的空間學生要是專業知識上遇上了瓶頸老
師總是會和學生進行討論以解決問題使學生受益良多老師也很積極鼓勵學生參加國
內外研討會並且讓學生上台報告讓學生學習到報告時能臨危不亂遇到有人發問
也可以有條有理回答使自己信心提升感謝老師還讓學生去參加天網電子電力電子研
習營讓學生對電力電子的專業知識認知與實作能力更加提升再來就是感謝元銘學
長和永健學長從我一開始進入研究所他們兩個總是在我遇到問題時都很樂意協助
我使問題都能如期解決平時也會找空餘時間一起運動遇到不如意的事情也會分
擔我的心事平常時我們這個團隊和老師大家感情都很好希望這個氣氛能一值傳承
下去感謝口試委員 陳野正仁 教授梁從主 教授對學生的論文指正與建議使得
本論文內容更加以嚴謹與完整
在學習期間要感謝學長 育民昆徵元銘永健逸群政和建廷給予我
在研究上的寶貴意見及協助感謝同學 炳文昇璋林成明昰盈良迪議俊傑
志祥在課業上的互相切磋及實作上的討論尤其是 炳文 和 昇璋 不管在理論或實作
方面我們經常都會一起討論並且一起解決問題點真是我的好夥伴感謝學弟妹 俊
顯宗叡宸維坤旻冠龍鴻文佩汝立人在研究期間上的陪伴帶給實驗室
歡樂的氣氛真的很感謝你們
最後要感謝我的家人從小到大一路上對我的照顧與支持讓我在生活及課業上無
後顧之憂給了我ㄧ個幸福美滿的家庭並且使學生順利完成了碩士學位沒有你們就
沒有我在此學生僅以小小的成果來獻給關心我的人並與你們分享我的喜悅
iv
目錄
中文摘要 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipi
英文摘要 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipii
誌謝 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipiii
目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipiv
圖目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipv
表目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipvi
第一章 緒論 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
1-1 研究背景 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
1-2 研究動機 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip4
1-3 論文大綱 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
第二章 HID 燈的特性與傳統電子安定器架構探討 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-1 HID 燈的發光原理 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-2 HID 燈之啟動特性 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-3 音頻共振的發生原因及解決方法 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip9
2-4 HID 燈電子安定器驅動方式及文獻探討 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip14
第三章 無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip22
3-3 功因校正控制方式 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip26
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器 helliphellip32
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介 helliphelliphelliphelliphelliphellip32
iv
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析 helliphellip34
3-5 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip41
第四章 電路實作與測量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
4-3 單級高壓點燈電路製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
4-4 模擬與實測波形結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
4-5 燈管波形量測 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
第五章 結論與未來研究方向 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip70
5-1 結論 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip70
5-2 未來研究方向 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip71
參考文獻 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip72
v
圖目錄
圖 11 HID 燈的應用場合圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip3
圖 12 不同材質內管之複金屬燈 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip5
圖 13 市售三級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 14 本論文採用之兩級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 21 複金屬燈啟動至穩態過程示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip9
圖 22 HID 燈管弧光放電示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 23 HID 燈音頻共振發生時之實際圖片helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip11
圖 25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip16
圖 29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖 helliphellip17
圖 31 本研究提出之電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
圖 32 本研究提出之電子安定器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip19
圖 33 降升壓-返馳式轉換器電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
圖 34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip24
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip25
圖 36 典型平均電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip27
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圖 37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip28
圖 38 典型峰值電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip30
圖 311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip32
圖 312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
圖 313 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式一(T0~T1) helliphelliphelliphelliphelliphellip34
圖 314 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式二(T1~T2) helliphelliphelliphelliphelliphellip35
圖 315 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式三(T2~T3) helliphelliphelliphelliphelliphellip36
圖 316 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式四(T4~T5) helliphelliphelliphelliphelliphellip37
圖 317 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式五(T5~T6) helliphelliphelliphelliphelliphellip38
圖 318 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式六(T6~T7) helliphelliphelliphelliphelliphellip39
圖 319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 helliphellip40
圖 320 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphellip41
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphellip42
圖 41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
圖 42 電感Lm與頻率關係圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
圖 45 電感電流 iLbuck操作於DCM的示意波型 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip51
圖 46 vDC-bus電壓波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 47 vDC-bus電壓波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 48 第一級電感電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 49 第一級電感電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
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圖 411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
圖 412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 415 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 418 點燈電路之 SIDAC 動作波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 419 點燈電路之 SIDAC 動作波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 421 輸入電壓與輸入電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 422 輸入電流諧波量比較圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
圖 423 實作電路照片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
圖 424 實作電路照片之控制電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 428 複金屬燈管點亮圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
圖 429 複金屬燈管弧光放電圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
vi
表目錄
表 11 人造光源特性對照表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip2
表 12 HID 燈之放電內管比較表 4
表 31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip31
表 32 反閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 33 及閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 41 HID 燈管規格 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
表 42 本論文提出之HID燈安定器主要參數表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
表 43 L6561各腳位功能列表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
表 44 本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格 helliphelliphelliphelliphelliphellip50
表 45 單級高壓點燈電路之主要元件 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
表 46 輸入電流各次諧波量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
表 47 重要實測結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
1
第一章 緒論
1-1 研究背景
隨著科技日新月異及人類生活作息的改變現今社會對於照明的需求與日俱增因
此許多人造光源的種類也陸續的衍生而出由於能源短缺各國對綠色能源與節能省電
相當重視因此照明效率的改善被視為節能成功與否的重要指標
目前市售的人造光源來說大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)較為
常見主要是因為方便使用而且價格低廉白熾燈的發光原理是讓電流通過燈泡內的
鎢絲使其發出光與熱[1] 而螢光燈是一種低壓水銀氣體放電燈[2]其內部填充低壓
水銀蒸氣與惰性氣體管壁內塗佈螢光層當啟動螢光燈時電流通過電極使其釋放電
子外加適當電壓在兩電極間產生電場效應使電子在電極間來回流動當電子撞擊到
燈管內體積較大的水銀原子時水銀以紫外線幅射形式釋放能量管壁內塗佈的螢光粉
層受到紫外線的激發而發出可見光輻射而傳統照明光源的白熾燈有發光效率不佳及發
光過熱的問題因此以新的照明光源取代是重要的課題其中高強度氣體放電燈(High
intensity discharge lamp HID lamp)是未來相當重要的主流照明光源之ㄧ表 11 為人造
光源特性對照表
由下表 11 可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最高有 150lmW其次是高壓鈉燈
有 62~140(lmW)白光 LED 則是色溫和壽命較長分別色溫為 4500~8000K壽命為
60~100(khrs)色溫其次是水銀燈氙燈複金屬燈而壽命其次是高壓鈉燈低壓鈉
燈水銀燈演色性則為白熾燈和鹵素燈泡較高演色性指標 Ra為 100演色性其次是
氙燈複金屬燈白光 LED本論文則是使用複金屬燈來作為實作中之燈具它具有
80~120(lmW)的發光效率壽命可達 6000~9000 小時色溫為 4000(K)演色性指標 Ra
為 70~90 之特點
2
表 11 人造光源特性對照表[19]-[22]
特性
光源 發光效率(lmW) 壽命(khrs) 色溫(K) 演色性(Ra)
白熾燈 3~23 1~2 2700 100
鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100
螢光燈 90~110 4~6 2700 85
高壓鈉燈 62~140 12 2000 25
低壓鈉燈 150 12 2000 20
水銀燈 15~60 12 4000 36
氙燈 85 3 4000 95
複金屬燈 80~120 6~9 4000 70~90
白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90
高照度氣體放電燈(high-intensity-discharging lampsHID lamps)利用弧光放電原理
使燈管發光具有高照度演色性佳壽命長以及色彩多樣化等優點[3]HID 燈種類繁
多如高壓汞燈高壓鈉燈低壓鈉燈氙燈複金屬燈hellip等等色溫則依應用場合決
定其內部填充氣體之選擇複金屬燈(Metal-Halide Lamps)源自於高壓汞燈氣體放電管內
加入了多種金屬鹵化物 (又稱金屬鹵化物燈 )因體積小且功率選擇性範圍大
(18W-10kW)[10]除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近太陽光外更因其內部填
充氣體的不同而具有色溫更多樣化等優點諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明球場
照明大型看板照明建築物照明室內大廳與大小型會議室照明手電筒路燈
舞台燈探照燈大賣場專櫃展示燈以及需要高照度光源之場所等[2][4]-[5][11]-[14]
應用範圍甚廣在日漸注重照明品質的各種場合中已成為被期待的新光源圖 11 為
HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投影機光源圖 11(b)為球場照明圖 11(c)為建築
物照明圖 11(d)為照明公司之入門大廳
3
(a) 投影機光源 (b) 球場照明
(c) 建築物照明 (d) 照明公司之入門大廳
圖 11 HID 燈的應用場合圖片[15][19][66]
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1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
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(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
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(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
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圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
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第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
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圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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誌謝
在研究所兩年半的期間首先要先感謝我的指導教授 鄭竣安 老師老師平常和學
生相處亦師亦友和學生相處模式很像兄弟一樣任何事總是微笑帶過從不會有高高
在上的架勢老師平時會給予我獨立思考的空間學生要是專業知識上遇上了瓶頸老
師總是會和學生進行討論以解決問題使學生受益良多老師也很積極鼓勵學生參加國
內外研討會並且讓學生上台報告讓學生學習到報告時能臨危不亂遇到有人發問
也可以有條有理回答使自己信心提升感謝老師還讓學生去參加天網電子電力電子研
習營讓學生對電力電子的專業知識認知與實作能力更加提升再來就是感謝元銘學
長和永健學長從我一開始進入研究所他們兩個總是在我遇到問題時都很樂意協助
我使問題都能如期解決平時也會找空餘時間一起運動遇到不如意的事情也會分
擔我的心事平常時我們這個團隊和老師大家感情都很好希望這個氣氛能一值傳承
下去感謝口試委員 陳野正仁 教授梁從主 教授對學生的論文指正與建議使得
本論文內容更加以嚴謹與完整
在學習期間要感謝學長 育民昆徵元銘永健逸群政和建廷給予我
在研究上的寶貴意見及協助感謝同學 炳文昇璋林成明昰盈良迪議俊傑
志祥在課業上的互相切磋及實作上的討論尤其是 炳文 和 昇璋 不管在理論或實作
方面我們經常都會一起討論並且一起解決問題點真是我的好夥伴感謝學弟妹 俊
顯宗叡宸維坤旻冠龍鴻文佩汝立人在研究期間上的陪伴帶給實驗室
歡樂的氣氛真的很感謝你們
最後要感謝我的家人從小到大一路上對我的照顧與支持讓我在生活及課業上無
後顧之憂給了我ㄧ個幸福美滿的家庭並且使學生順利完成了碩士學位沒有你們就
沒有我在此學生僅以小小的成果來獻給關心我的人並與你們分享我的喜悅
iv
目錄
中文摘要 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipi
英文摘要 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipii
誌謝 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipiii
目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipiv
圖目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipv
表目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipvi
第一章 緒論 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
1-1 研究背景 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
1-2 研究動機 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip4
1-3 論文大綱 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
第二章 HID 燈的特性與傳統電子安定器架構探討 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-1 HID 燈的發光原理 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-2 HID 燈之啟動特性 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-3 音頻共振的發生原因及解決方法 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip9
2-4 HID 燈電子安定器驅動方式及文獻探討 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip14
第三章 無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip22
3-3 功因校正控制方式 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip26
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器 helliphellip32
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介 helliphelliphelliphelliphelliphellip32
iv
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析 helliphellip34
3-5 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip41
第四章 電路實作與測量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
4-3 單級高壓點燈電路製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
4-4 模擬與實測波形結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
4-5 燈管波形量測 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
第五章 結論與未來研究方向 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip70
5-1 結論 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip70
5-2 未來研究方向 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip71
參考文獻 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip72
v
圖目錄
圖 11 HID 燈的應用場合圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip3
圖 12 不同材質內管之複金屬燈 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip5
圖 13 市售三級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 14 本論文採用之兩級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 21 複金屬燈啟動至穩態過程示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip9
圖 22 HID 燈管弧光放電示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 23 HID 燈音頻共振發生時之實際圖片helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip11
圖 25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip16
圖 29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖 helliphellip17
圖 31 本研究提出之電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
圖 32 本研究提出之電子安定器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip19
圖 33 降升壓-返馳式轉換器電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
圖 34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip24
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip25
圖 36 典型平均電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip27
v
圖 37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip28
圖 38 典型峰值電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip30
圖 311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip32
圖 312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
圖 313 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式一(T0~T1) helliphelliphelliphelliphelliphellip34
圖 314 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式二(T1~T2) helliphelliphelliphelliphelliphellip35
圖 315 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式三(T2~T3) helliphelliphelliphelliphelliphellip36
圖 316 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式四(T4~T5) helliphelliphelliphelliphelliphellip37
圖 317 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式五(T5~T6) helliphelliphelliphelliphelliphellip38
圖 318 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式六(T6~T7) helliphelliphelliphelliphelliphellip39
圖 319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 helliphellip40
圖 320 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphellip41
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphellip42
圖 41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
圖 42 電感Lm與頻率關係圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
圖 45 電感電流 iLbuck操作於DCM的示意波型 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip51
圖 46 vDC-bus電壓波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 47 vDC-bus電壓波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 48 第一級電感電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 49 第一級電感電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
v
圖 411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
圖 412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 415 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 418 點燈電路之 SIDAC 動作波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 419 點燈電路之 SIDAC 動作波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 421 輸入電壓與輸入電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 422 輸入電流諧波量比較圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
圖 423 實作電路照片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
圖 424 實作電路照片之控制電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 428 複金屬燈管點亮圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
圖 429 複金屬燈管弧光放電圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
vi
表目錄
表 11 人造光源特性對照表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip2
表 12 HID 燈之放電內管比較表 4
表 31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip31
表 32 反閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 33 及閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 41 HID 燈管規格 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
表 42 本論文提出之HID燈安定器主要參數表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
表 43 L6561各腳位功能列表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
表 44 本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格 helliphelliphelliphelliphelliphellip50
表 45 單級高壓點燈電路之主要元件 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
表 46 輸入電流各次諧波量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
表 47 重要實測結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
1
第一章 緒論
1-1 研究背景
隨著科技日新月異及人類生活作息的改變現今社會對於照明的需求與日俱增因
此許多人造光源的種類也陸續的衍生而出由於能源短缺各國對綠色能源與節能省電
相當重視因此照明效率的改善被視為節能成功與否的重要指標
目前市售的人造光源來說大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)較為
常見主要是因為方便使用而且價格低廉白熾燈的發光原理是讓電流通過燈泡內的
鎢絲使其發出光與熱[1] 而螢光燈是一種低壓水銀氣體放電燈[2]其內部填充低壓
水銀蒸氣與惰性氣體管壁內塗佈螢光層當啟動螢光燈時電流通過電極使其釋放電
子外加適當電壓在兩電極間產生電場效應使電子在電極間來回流動當電子撞擊到
燈管內體積較大的水銀原子時水銀以紫外線幅射形式釋放能量管壁內塗佈的螢光粉
層受到紫外線的激發而發出可見光輻射而傳統照明光源的白熾燈有發光效率不佳及發
光過熱的問題因此以新的照明光源取代是重要的課題其中高強度氣體放電燈(High
intensity discharge lamp HID lamp)是未來相當重要的主流照明光源之ㄧ表 11 為人造
光源特性對照表
由下表 11 可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最高有 150lmW其次是高壓鈉燈
有 62~140(lmW)白光 LED 則是色溫和壽命較長分別色溫為 4500~8000K壽命為
60~100(khrs)色溫其次是水銀燈氙燈複金屬燈而壽命其次是高壓鈉燈低壓鈉
燈水銀燈演色性則為白熾燈和鹵素燈泡較高演色性指標 Ra為 100演色性其次是
氙燈複金屬燈白光 LED本論文則是使用複金屬燈來作為實作中之燈具它具有
80~120(lmW)的發光效率壽命可達 6000~9000 小時色溫為 4000(K)演色性指標 Ra
為 70~90 之特點
2
表 11 人造光源特性對照表[19]-[22]
特性
光源 發光效率(lmW) 壽命(khrs) 色溫(K) 演色性(Ra)
白熾燈 3~23 1~2 2700 100
鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100
螢光燈 90~110 4~6 2700 85
高壓鈉燈 62~140 12 2000 25
低壓鈉燈 150 12 2000 20
水銀燈 15~60 12 4000 36
氙燈 85 3 4000 95
複金屬燈 80~120 6~9 4000 70~90
白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90
高照度氣體放電燈(high-intensity-discharging lampsHID lamps)利用弧光放電原理
使燈管發光具有高照度演色性佳壽命長以及色彩多樣化等優點[3]HID 燈種類繁
多如高壓汞燈高壓鈉燈低壓鈉燈氙燈複金屬燈hellip等等色溫則依應用場合決
定其內部填充氣體之選擇複金屬燈(Metal-Halide Lamps)源自於高壓汞燈氣體放電管內
加入了多種金屬鹵化物 (又稱金屬鹵化物燈 )因體積小且功率選擇性範圍大
(18W-10kW)[10]除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近太陽光外更因其內部填
充氣體的不同而具有色溫更多樣化等優點諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明球場
照明大型看板照明建築物照明室內大廳與大小型會議室照明手電筒路燈
舞台燈探照燈大賣場專櫃展示燈以及需要高照度光源之場所等[2][4]-[5][11]-[14]
應用範圍甚廣在日漸注重照明品質的各種場合中已成為被期待的新光源圖 11 為
HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投影機光源圖 11(b)為球場照明圖 11(c)為建築
物照明圖 11(d)為照明公司之入門大廳
3
(a) 投影機光源 (b) 球場照明
(c) 建築物照明 (d) 照明公司之入門大廳
圖 11 HID 燈的應用場合圖片[15][19][66]
4
1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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碩士論文民國97年6月
[66] 天朗照明公司
httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
iv
目錄
中文摘要 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipi
英文摘要 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipii
誌謝 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipiii
目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipiv
圖目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipv
表目錄 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellipvi
第一章 緒論 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
1-1 研究背景 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip1
1-2 研究動機 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip4
1-3 論文大綱 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
第二章 HID 燈的特性與傳統電子安定器架構探討 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-1 HID 燈的發光原理 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-2 HID 燈之啟動特性 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip7
2-3 音頻共振的發生原因及解決方法 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip9
2-4 HID 燈電子安定器驅動方式及文獻探討 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip14
第三章 無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip22
3-3 功因校正控制方式 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip26
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器 helliphellip32
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介 helliphelliphelliphelliphelliphellip32
iv
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析 helliphellip34
3-5 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip41
第四章 電路實作與測量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
4-3 單級高壓點燈電路製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
4-4 模擬與實測波形結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
4-5 燈管波形量測 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
第五章 結論與未來研究方向 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip70
5-1 結論 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip70
5-2 未來研究方向 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip71
參考文獻 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip72
v
圖目錄
圖 11 HID 燈的應用場合圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip3
圖 12 不同材質內管之複金屬燈 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip5
圖 13 市售三級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 14 本論文採用之兩級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 21 複金屬燈啟動至穩態過程示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip9
圖 22 HID 燈管弧光放電示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 23 HID 燈音頻共振發生時之實際圖片helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip11
圖 25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip16
圖 29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖 helliphellip17
圖 31 本研究提出之電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
圖 32 本研究提出之電子安定器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip19
圖 33 降升壓-返馳式轉換器電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
圖 34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip24
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip25
圖 36 典型平均電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip27
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圖 37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip28
圖 38 典型峰值電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip30
圖 311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip32
圖 312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
圖 313 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式一(T0~T1) helliphelliphelliphelliphelliphellip34
圖 314 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式二(T1~T2) helliphelliphelliphelliphelliphellip35
圖 315 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式三(T2~T3) helliphelliphelliphelliphelliphellip36
圖 316 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式四(T4~T5) helliphelliphelliphelliphelliphellip37
圖 317 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式五(T5~T6) helliphelliphelliphelliphelliphellip38
圖 318 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式六(T6~T7) helliphelliphelliphelliphelliphellip39
圖 319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 helliphellip40
圖 320 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphellip41
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphellip42
圖 41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
圖 42 電感Lm與頻率關係圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
圖 45 電感電流 iLbuck操作於DCM的示意波型 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip51
圖 46 vDC-bus電壓波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 47 vDC-bus電壓波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 48 第一級電感電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 49 第一級電感電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
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圖 411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
圖 412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 415 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 418 點燈電路之 SIDAC 動作波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 419 點燈電路之 SIDAC 動作波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 421 輸入電壓與輸入電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 422 輸入電流諧波量比較圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
圖 423 實作電路照片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
圖 424 實作電路照片之控制電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 428 複金屬燈管點亮圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
圖 429 複金屬燈管弧光放電圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
vi
表目錄
表 11 人造光源特性對照表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip2
表 12 HID 燈之放電內管比較表 4
表 31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip31
表 32 反閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 33 及閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 41 HID 燈管規格 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
表 42 本論文提出之HID燈安定器主要參數表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
表 43 L6561各腳位功能列表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
表 44 本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格 helliphelliphelliphelliphelliphellip50
表 45 單級高壓點燈電路之主要元件 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
表 46 輸入電流各次諧波量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
表 47 重要實測結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
1
第一章 緒論
1-1 研究背景
隨著科技日新月異及人類生活作息的改變現今社會對於照明的需求與日俱增因
此許多人造光源的種類也陸續的衍生而出由於能源短缺各國對綠色能源與節能省電
相當重視因此照明效率的改善被視為節能成功與否的重要指標
目前市售的人造光源來說大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)較為
常見主要是因為方便使用而且價格低廉白熾燈的發光原理是讓電流通過燈泡內的
鎢絲使其發出光與熱[1] 而螢光燈是一種低壓水銀氣體放電燈[2]其內部填充低壓
水銀蒸氣與惰性氣體管壁內塗佈螢光層當啟動螢光燈時電流通過電極使其釋放電
子外加適當電壓在兩電極間產生電場效應使電子在電極間來回流動當電子撞擊到
燈管內體積較大的水銀原子時水銀以紫外線幅射形式釋放能量管壁內塗佈的螢光粉
層受到紫外線的激發而發出可見光輻射而傳統照明光源的白熾燈有發光效率不佳及發
光過熱的問題因此以新的照明光源取代是重要的課題其中高強度氣體放電燈(High
intensity discharge lamp HID lamp)是未來相當重要的主流照明光源之ㄧ表 11 為人造
光源特性對照表
由下表 11 可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最高有 150lmW其次是高壓鈉燈
有 62~140(lmW)白光 LED 則是色溫和壽命較長分別色溫為 4500~8000K壽命為
60~100(khrs)色溫其次是水銀燈氙燈複金屬燈而壽命其次是高壓鈉燈低壓鈉
燈水銀燈演色性則為白熾燈和鹵素燈泡較高演色性指標 Ra為 100演色性其次是
氙燈複金屬燈白光 LED本論文則是使用複金屬燈來作為實作中之燈具它具有
80~120(lmW)的發光效率壽命可達 6000~9000 小時色溫為 4000(K)演色性指標 Ra
為 70~90 之特點
2
表 11 人造光源特性對照表[19]-[22]
特性
光源 發光效率(lmW) 壽命(khrs) 色溫(K) 演色性(Ra)
白熾燈 3~23 1~2 2700 100
鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100
螢光燈 90~110 4~6 2700 85
高壓鈉燈 62~140 12 2000 25
低壓鈉燈 150 12 2000 20
水銀燈 15~60 12 4000 36
氙燈 85 3 4000 95
複金屬燈 80~120 6~9 4000 70~90
白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90
高照度氣體放電燈(high-intensity-discharging lampsHID lamps)利用弧光放電原理
使燈管發光具有高照度演色性佳壽命長以及色彩多樣化等優點[3]HID 燈種類繁
多如高壓汞燈高壓鈉燈低壓鈉燈氙燈複金屬燈hellip等等色溫則依應用場合決
定其內部填充氣體之選擇複金屬燈(Metal-Halide Lamps)源自於高壓汞燈氣體放電管內
加入了多種金屬鹵化物 (又稱金屬鹵化物燈 )因體積小且功率選擇性範圍大
(18W-10kW)[10]除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近太陽光外更因其內部填
充氣體的不同而具有色溫更多樣化等優點諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明球場
照明大型看板照明建築物照明室內大廳與大小型會議室照明手電筒路燈
舞台燈探照燈大賣場專櫃展示燈以及需要高照度光源之場所等[2][4]-[5][11]-[14]
應用範圍甚廣在日漸注重照明品質的各種場合中已成為被期待的新光源圖 11 為
HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投影機光源圖 11(b)為球場照明圖 11(c)為建築
物照明圖 11(d)為照明公司之入門大廳
3
(a) 投影機光源 (b) 球場照明
(c) 建築物照明 (d) 照明公司之入門大廳
圖 11 HID 燈的應用場合圖片[15][19][66]
4
1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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iv
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析 helliphellip34
3-5 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip41
第四章 電路實作與測量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
4-3 單級高壓點燈電路製作 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
4-4 模擬與實測波形結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
4-5 燈管波形量測 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
第五章 結論與未來研究方向 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip70
5-1 結論 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip70
5-2 未來研究方向 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip71
參考文獻 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip72
v
圖目錄
圖 11 HID 燈的應用場合圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip3
圖 12 不同材質內管之複金屬燈 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip5
圖 13 市售三級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 14 本論文採用之兩級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 21 複金屬燈啟動至穩態過程示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip9
圖 22 HID 燈管弧光放電示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 23 HID 燈音頻共振發生時之實際圖片helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip11
圖 25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip16
圖 29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖 helliphellip17
圖 31 本研究提出之電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
圖 32 本研究提出之電子安定器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip19
圖 33 降升壓-返馳式轉換器電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
圖 34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip24
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip25
圖 36 典型平均電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip27
v
圖 37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip28
圖 38 典型峰值電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip30
圖 311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip32
圖 312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
圖 313 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式一(T0~T1) helliphelliphelliphelliphelliphellip34
圖 314 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式二(T1~T2) helliphelliphelliphelliphelliphellip35
圖 315 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式三(T2~T3) helliphelliphelliphelliphelliphellip36
圖 316 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式四(T4~T5) helliphelliphelliphelliphelliphellip37
圖 317 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式五(T5~T6) helliphelliphelliphelliphelliphellip38
圖 318 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式六(T6~T7) helliphelliphelliphelliphelliphellip39
圖 319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 helliphellip40
圖 320 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphellip41
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphellip42
圖 41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
圖 42 電感Lm與頻率關係圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
圖 45 電感電流 iLbuck操作於DCM的示意波型 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip51
圖 46 vDC-bus電壓波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 47 vDC-bus電壓波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 48 第一級電感電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 49 第一級電感電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
v
圖 411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
圖 412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 415 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 418 點燈電路之 SIDAC 動作波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 419 點燈電路之 SIDAC 動作波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 421 輸入電壓與輸入電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 422 輸入電流諧波量比較圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
圖 423 實作電路照片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
圖 424 實作電路照片之控制電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 428 複金屬燈管點亮圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
圖 429 複金屬燈管弧光放電圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
vi
表目錄
表 11 人造光源特性對照表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip2
表 12 HID 燈之放電內管比較表 4
表 31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip31
表 32 反閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 33 及閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 41 HID 燈管規格 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
表 42 本論文提出之HID燈安定器主要參數表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
表 43 L6561各腳位功能列表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
表 44 本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格 helliphelliphelliphelliphelliphellip50
表 45 單級高壓點燈電路之主要元件 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
表 46 輸入電流各次諧波量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
表 47 重要實測結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
1
第一章 緒論
1-1 研究背景
隨著科技日新月異及人類生活作息的改變現今社會對於照明的需求與日俱增因
此許多人造光源的種類也陸續的衍生而出由於能源短缺各國對綠色能源與節能省電
相當重視因此照明效率的改善被視為節能成功與否的重要指標
目前市售的人造光源來說大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)較為
常見主要是因為方便使用而且價格低廉白熾燈的發光原理是讓電流通過燈泡內的
鎢絲使其發出光與熱[1] 而螢光燈是一種低壓水銀氣體放電燈[2]其內部填充低壓
水銀蒸氣與惰性氣體管壁內塗佈螢光層當啟動螢光燈時電流通過電極使其釋放電
子外加適當電壓在兩電極間產生電場效應使電子在電極間來回流動當電子撞擊到
燈管內體積較大的水銀原子時水銀以紫外線幅射形式釋放能量管壁內塗佈的螢光粉
層受到紫外線的激發而發出可見光輻射而傳統照明光源的白熾燈有發光效率不佳及發
光過熱的問題因此以新的照明光源取代是重要的課題其中高強度氣體放電燈(High
intensity discharge lamp HID lamp)是未來相當重要的主流照明光源之ㄧ表 11 為人造
光源特性對照表
由下表 11 可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最高有 150lmW其次是高壓鈉燈
有 62~140(lmW)白光 LED 則是色溫和壽命較長分別色溫為 4500~8000K壽命為
60~100(khrs)色溫其次是水銀燈氙燈複金屬燈而壽命其次是高壓鈉燈低壓鈉
燈水銀燈演色性則為白熾燈和鹵素燈泡較高演色性指標 Ra為 100演色性其次是
氙燈複金屬燈白光 LED本論文則是使用複金屬燈來作為實作中之燈具它具有
80~120(lmW)的發光效率壽命可達 6000~9000 小時色溫為 4000(K)演色性指標 Ra
為 70~90 之特點
2
表 11 人造光源特性對照表[19]-[22]
特性
光源 發光效率(lmW) 壽命(khrs) 色溫(K) 演色性(Ra)
白熾燈 3~23 1~2 2700 100
鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100
螢光燈 90~110 4~6 2700 85
高壓鈉燈 62~140 12 2000 25
低壓鈉燈 150 12 2000 20
水銀燈 15~60 12 4000 36
氙燈 85 3 4000 95
複金屬燈 80~120 6~9 4000 70~90
白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90
高照度氣體放電燈(high-intensity-discharging lampsHID lamps)利用弧光放電原理
使燈管發光具有高照度演色性佳壽命長以及色彩多樣化等優點[3]HID 燈種類繁
多如高壓汞燈高壓鈉燈低壓鈉燈氙燈複金屬燈hellip等等色溫則依應用場合決
定其內部填充氣體之選擇複金屬燈(Metal-Halide Lamps)源自於高壓汞燈氣體放電管內
加入了多種金屬鹵化物 (又稱金屬鹵化物燈 )因體積小且功率選擇性範圍大
(18W-10kW)[10]除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近太陽光外更因其內部填
充氣體的不同而具有色溫更多樣化等優點諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明球場
照明大型看板照明建築物照明室內大廳與大小型會議室照明手電筒路燈
舞台燈探照燈大賣場專櫃展示燈以及需要高照度光源之場所等[2][4]-[5][11]-[14]
應用範圍甚廣在日漸注重照明品質的各種場合中已成為被期待的新光源圖 11 為
HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投影機光源圖 11(b)為球場照明圖 11(c)為建築
物照明圖 11(d)為照明公司之入門大廳
3
(a) 投影機光源 (b) 球場照明
(c) 建築物照明 (d) 照明公司之入門大廳
圖 11 HID 燈的應用場合圖片[15][19][66]
4
1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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v
圖目錄
圖 11 HID 燈的應用場合圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip3
圖 12 不同材質內管之複金屬燈 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip5
圖 13 市售三級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 14 本論文採用之兩級式HID燈電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip6
圖 21 複金屬燈啟動至穩態過程示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip9
圖 22 HID 燈管弧光放電示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 23 HID 燈音頻共振發生時之實際圖片helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip10
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip11
圖 25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphellip15
圖 28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphellip16
圖 29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip16
圖 211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip17
圖 213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖 helliphellip17
圖 31 本研究提出之電子安定器系統方塊圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip18
圖 32 本研究提出之電子安定器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip19
圖 33 降升壓-返馳式轉換器電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip21
圖 34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip24
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip25
圖 36 典型平均電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip27
v
圖 37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip28
圖 38 典型峰值電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip30
圖 311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip32
圖 312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
圖 313 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式一(T0~T1) helliphelliphelliphelliphelliphellip34
圖 314 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式二(T1~T2) helliphelliphelliphelliphelliphellip35
圖 315 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式三(T2~T3) helliphelliphelliphelliphelliphellip36
圖 316 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式四(T4~T5) helliphelliphelliphelliphelliphellip37
圖 317 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式五(T5~T6) helliphelliphelliphelliphelliphellip38
圖 318 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式六(T6~T7) helliphelliphelliphelliphelliphellip39
圖 319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 helliphellip40
圖 320 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphellip41
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphellip42
圖 41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
圖 42 電感Lm與頻率關係圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
圖 45 電感電流 iLbuck操作於DCM的示意波型 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip51
圖 46 vDC-bus電壓波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 47 vDC-bus電壓波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 48 第一級電感電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 49 第一級電感電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
v
圖 411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
圖 412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 415 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 418 點燈電路之 SIDAC 動作波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 419 點燈電路之 SIDAC 動作波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 421 輸入電壓與輸入電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 422 輸入電流諧波量比較圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
圖 423 實作電路照片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
圖 424 實作電路照片之控制電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 428 複金屬燈管點亮圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
圖 429 複金屬燈管弧光放電圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
vi
表目錄
表 11 人造光源特性對照表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip2
表 12 HID 燈之放電內管比較表 4
表 31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip31
表 32 反閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 33 及閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 41 HID 燈管規格 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
表 42 本論文提出之HID燈安定器主要參數表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
表 43 L6561各腳位功能列表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
表 44 本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格 helliphelliphelliphelliphelliphellip50
表 45 單級高壓點燈電路之主要元件 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
表 46 輸入電流各次諧波量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
表 47 重要實測結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
1
第一章 緒論
1-1 研究背景
隨著科技日新月異及人類生活作息的改變現今社會對於照明的需求與日俱增因
此許多人造光源的種類也陸續的衍生而出由於能源短缺各國對綠色能源與節能省電
相當重視因此照明效率的改善被視為節能成功與否的重要指標
目前市售的人造光源來說大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)較為
常見主要是因為方便使用而且價格低廉白熾燈的發光原理是讓電流通過燈泡內的
鎢絲使其發出光與熱[1] 而螢光燈是一種低壓水銀氣體放電燈[2]其內部填充低壓
水銀蒸氣與惰性氣體管壁內塗佈螢光層當啟動螢光燈時電流通過電極使其釋放電
子外加適當電壓在兩電極間產生電場效應使電子在電極間來回流動當電子撞擊到
燈管內體積較大的水銀原子時水銀以紫外線幅射形式釋放能量管壁內塗佈的螢光粉
層受到紫外線的激發而發出可見光輻射而傳統照明光源的白熾燈有發光效率不佳及發
光過熱的問題因此以新的照明光源取代是重要的課題其中高強度氣體放電燈(High
intensity discharge lamp HID lamp)是未來相當重要的主流照明光源之ㄧ表 11 為人造
光源特性對照表
由下表 11 可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最高有 150lmW其次是高壓鈉燈
有 62~140(lmW)白光 LED 則是色溫和壽命較長分別色溫為 4500~8000K壽命為
60~100(khrs)色溫其次是水銀燈氙燈複金屬燈而壽命其次是高壓鈉燈低壓鈉
燈水銀燈演色性則為白熾燈和鹵素燈泡較高演色性指標 Ra為 100演色性其次是
氙燈複金屬燈白光 LED本論文則是使用複金屬燈來作為實作中之燈具它具有
80~120(lmW)的發光效率壽命可達 6000~9000 小時色溫為 4000(K)演色性指標 Ra
為 70~90 之特點
2
表 11 人造光源特性對照表[19]-[22]
特性
光源 發光效率(lmW) 壽命(khrs) 色溫(K) 演色性(Ra)
白熾燈 3~23 1~2 2700 100
鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100
螢光燈 90~110 4~6 2700 85
高壓鈉燈 62~140 12 2000 25
低壓鈉燈 150 12 2000 20
水銀燈 15~60 12 4000 36
氙燈 85 3 4000 95
複金屬燈 80~120 6~9 4000 70~90
白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90
高照度氣體放電燈(high-intensity-discharging lampsHID lamps)利用弧光放電原理
使燈管發光具有高照度演色性佳壽命長以及色彩多樣化等優點[3]HID 燈種類繁
多如高壓汞燈高壓鈉燈低壓鈉燈氙燈複金屬燈hellip等等色溫則依應用場合決
定其內部填充氣體之選擇複金屬燈(Metal-Halide Lamps)源自於高壓汞燈氣體放電管內
加入了多種金屬鹵化物 (又稱金屬鹵化物燈 )因體積小且功率選擇性範圍大
(18W-10kW)[10]除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近太陽光外更因其內部填
充氣體的不同而具有色溫更多樣化等優點諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明球場
照明大型看板照明建築物照明室內大廳與大小型會議室照明手電筒路燈
舞台燈探照燈大賣場專櫃展示燈以及需要高照度光源之場所等[2][4]-[5][11]-[14]
應用範圍甚廣在日漸注重照明品質的各種場合中已成為被期待的新光源圖 11 為
HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投影機光源圖 11(b)為球場照明圖 11(c)為建築
物照明圖 11(d)為照明公司之入門大廳
3
(a) 投影機光源 (b) 球場照明
(c) 建築物照明 (d) 照明公司之入門大廳
圖 11 HID 燈的應用場合圖片[15][19][66]
4
1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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v
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圖 38 典型峰值電流控制模式電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip29
圖 310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip30
圖 311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip32
圖 312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
圖 313 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式一(T0~T1) helliphelliphelliphelliphelliphellip34
圖 314 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式二(T1~T2) helliphelliphelliphelliphelliphellip35
圖 315 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式三(T2~T3) helliphelliphelliphelliphelliphellip36
圖 316 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式四(T4~T5) helliphelliphelliphelliphelliphellip37
圖 317 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式五(T5~T6) helliphelliphelliphelliphelliphellip38
圖 318 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器工作模式六(T6~T7) helliphelliphelliphelliphelliphellip39
圖 319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 helliphellip40
圖 320 單級高壓點燈電路 helliphelliphelliphelliphelliphellip41
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖 helliphelliphelliphelliphelliphellip42
圖 41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
圖 42 電感Lm與頻率關係圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip48
圖 44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip49
圖 45 電感電流 iLbuck操作於DCM的示意波型 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip51
圖 46 vDC-bus電壓波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 47 vDC-bus電壓波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip55
圖 48 第一級電感電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 49 第一級電感電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip56
圖 410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
v
圖 411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
圖 412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 415 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 418 點燈電路之 SIDAC 動作波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 419 點燈電路之 SIDAC 動作波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 421 輸入電壓與輸入電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 422 輸入電流諧波量比較圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
圖 423 實作電路照片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
圖 424 實作電路照片之控制電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 428 複金屬燈管點亮圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
圖 429 複金屬燈管弧光放電圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
vi
表目錄
表 11 人造光源特性對照表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip2
表 12 HID 燈之放電內管比較表 4
表 31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip31
表 32 反閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 33 及閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 41 HID 燈管規格 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
表 42 本論文提出之HID燈安定器主要參數表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
表 43 L6561各腳位功能列表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
表 44 本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格 helliphelliphelliphelliphelliphellip50
表 45 單級高壓點燈電路之主要元件 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
表 46 輸入電流各次諧波量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
表 47 重要實測結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
1
第一章 緒論
1-1 研究背景
隨著科技日新月異及人類生活作息的改變現今社會對於照明的需求與日俱增因
此許多人造光源的種類也陸續的衍生而出由於能源短缺各國對綠色能源與節能省電
相當重視因此照明效率的改善被視為節能成功與否的重要指標
目前市售的人造光源來說大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)較為
常見主要是因為方便使用而且價格低廉白熾燈的發光原理是讓電流通過燈泡內的
鎢絲使其發出光與熱[1] 而螢光燈是一種低壓水銀氣體放電燈[2]其內部填充低壓
水銀蒸氣與惰性氣體管壁內塗佈螢光層當啟動螢光燈時電流通過電極使其釋放電
子外加適當電壓在兩電極間產生電場效應使電子在電極間來回流動當電子撞擊到
燈管內體積較大的水銀原子時水銀以紫外線幅射形式釋放能量管壁內塗佈的螢光粉
層受到紫外線的激發而發出可見光輻射而傳統照明光源的白熾燈有發光效率不佳及發
光過熱的問題因此以新的照明光源取代是重要的課題其中高強度氣體放電燈(High
intensity discharge lamp HID lamp)是未來相當重要的主流照明光源之ㄧ表 11 為人造
光源特性對照表
由下表 11 可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最高有 150lmW其次是高壓鈉燈
有 62~140(lmW)白光 LED 則是色溫和壽命較長分別色溫為 4500~8000K壽命為
60~100(khrs)色溫其次是水銀燈氙燈複金屬燈而壽命其次是高壓鈉燈低壓鈉
燈水銀燈演色性則為白熾燈和鹵素燈泡較高演色性指標 Ra為 100演色性其次是
氙燈複金屬燈白光 LED本論文則是使用複金屬燈來作為實作中之燈具它具有
80~120(lmW)的發光效率壽命可達 6000~9000 小時色溫為 4000(K)演色性指標 Ra
為 70~90 之特點
2
表 11 人造光源特性對照表[19]-[22]
特性
光源 發光效率(lmW) 壽命(khrs) 色溫(K) 演色性(Ra)
白熾燈 3~23 1~2 2700 100
鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100
螢光燈 90~110 4~6 2700 85
高壓鈉燈 62~140 12 2000 25
低壓鈉燈 150 12 2000 20
水銀燈 15~60 12 4000 36
氙燈 85 3 4000 95
複金屬燈 80~120 6~9 4000 70~90
白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90
高照度氣體放電燈(high-intensity-discharging lampsHID lamps)利用弧光放電原理
使燈管發光具有高照度演色性佳壽命長以及色彩多樣化等優點[3]HID 燈種類繁
多如高壓汞燈高壓鈉燈低壓鈉燈氙燈複金屬燈hellip等等色溫則依應用場合決
定其內部填充氣體之選擇複金屬燈(Metal-Halide Lamps)源自於高壓汞燈氣體放電管內
加入了多種金屬鹵化物 (又稱金屬鹵化物燈 )因體積小且功率選擇性範圍大
(18W-10kW)[10]除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近太陽光外更因其內部填
充氣體的不同而具有色溫更多樣化等優點諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明球場
照明大型看板照明建築物照明室內大廳與大小型會議室照明手電筒路燈
舞台燈探照燈大賣場專櫃展示燈以及需要高照度光源之場所等[2][4]-[5][11]-[14]
應用範圍甚廣在日漸注重照明品質的各種場合中已成為被期待的新光源圖 11 為
HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投影機光源圖 11(b)為球場照明圖 11(c)為建築
物照明圖 11(d)為照明公司之入門大廳
3
(a) 投影機光源 (b) 球場照明
(c) 建築物照明 (d) 照明公司之入門大廳
圖 11 HID 燈的應用場合圖片[15][19][66]
4
1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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v
圖 411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關 S1與 S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip58
圖 412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip59
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 415 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip60
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波形
(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip61
圖 418 點燈電路之 SIDAC 動作波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 419 點燈電路之 SIDAC 動作波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip62
圖 420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 421 輸入電壓與輸入電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip63
圖 422 輸入電流諧波量比較圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
圖 423 實作電路照片 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip65
圖 424 實作電路照片之控制電路 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip66
圖 426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測) helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip67
圖 428 複金屬燈管點亮圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
圖 429 複金屬燈管弧光放電圖 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip68
vi
表目錄
表 11 人造光源特性對照表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip2
表 12 HID 燈之放電內管比較表 4
表 31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip31
表 32 反閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 33 及閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 41 HID 燈管規格 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
表 42 本論文提出之HID燈安定器主要參數表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
表 43 L6561各腳位功能列表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
表 44 本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格 helliphelliphelliphelliphelliphellip50
表 45 單級高壓點燈電路之主要元件 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
表 46 輸入電流各次諧波量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
表 47 重要實測結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
1
第一章 緒論
1-1 研究背景
隨著科技日新月異及人類生活作息的改變現今社會對於照明的需求與日俱增因
此許多人造光源的種類也陸續的衍生而出由於能源短缺各國對綠色能源與節能省電
相當重視因此照明效率的改善被視為節能成功與否的重要指標
目前市售的人造光源來說大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)較為
常見主要是因為方便使用而且價格低廉白熾燈的發光原理是讓電流通過燈泡內的
鎢絲使其發出光與熱[1] 而螢光燈是一種低壓水銀氣體放電燈[2]其內部填充低壓
水銀蒸氣與惰性氣體管壁內塗佈螢光層當啟動螢光燈時電流通過電極使其釋放電
子外加適當電壓在兩電極間產生電場效應使電子在電極間來回流動當電子撞擊到
燈管內體積較大的水銀原子時水銀以紫外線幅射形式釋放能量管壁內塗佈的螢光粉
層受到紫外線的激發而發出可見光輻射而傳統照明光源的白熾燈有發光效率不佳及發
光過熱的問題因此以新的照明光源取代是重要的課題其中高強度氣體放電燈(High
intensity discharge lamp HID lamp)是未來相當重要的主流照明光源之ㄧ表 11 為人造
光源特性對照表
由下表 11 可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最高有 150lmW其次是高壓鈉燈
有 62~140(lmW)白光 LED 則是色溫和壽命較長分別色溫為 4500~8000K壽命為
60~100(khrs)色溫其次是水銀燈氙燈複金屬燈而壽命其次是高壓鈉燈低壓鈉
燈水銀燈演色性則為白熾燈和鹵素燈泡較高演色性指標 Ra為 100演色性其次是
氙燈複金屬燈白光 LED本論文則是使用複金屬燈來作為實作中之燈具它具有
80~120(lmW)的發光效率壽命可達 6000~9000 小時色溫為 4000(K)演色性指標 Ra
為 70~90 之特點
2
表 11 人造光源特性對照表[19]-[22]
特性
光源 發光效率(lmW) 壽命(khrs) 色溫(K) 演色性(Ra)
白熾燈 3~23 1~2 2700 100
鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100
螢光燈 90~110 4~6 2700 85
高壓鈉燈 62~140 12 2000 25
低壓鈉燈 150 12 2000 20
水銀燈 15~60 12 4000 36
氙燈 85 3 4000 95
複金屬燈 80~120 6~9 4000 70~90
白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90
高照度氣體放電燈(high-intensity-discharging lampsHID lamps)利用弧光放電原理
使燈管發光具有高照度演色性佳壽命長以及色彩多樣化等優點[3]HID 燈種類繁
多如高壓汞燈高壓鈉燈低壓鈉燈氙燈複金屬燈hellip等等色溫則依應用場合決
定其內部填充氣體之選擇複金屬燈(Metal-Halide Lamps)源自於高壓汞燈氣體放電管內
加入了多種金屬鹵化物 (又稱金屬鹵化物燈 )因體積小且功率選擇性範圍大
(18W-10kW)[10]除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近太陽光外更因其內部填
充氣體的不同而具有色溫更多樣化等優點諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明球場
照明大型看板照明建築物照明室內大廳與大小型會議室照明手電筒路燈
舞台燈探照燈大賣場專櫃展示燈以及需要高照度光源之場所等[2][4]-[5][11]-[14]
應用範圍甚廣在日漸注重照明品質的各種場合中已成為被期待的新光源圖 11 為
HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投影機光源圖 11(b)為球場照明圖 11(c)為建築
物照明圖 11(d)為照明公司之入門大廳
3
(a) 投影機光源 (b) 球場照明
(c) 建築物照明 (d) 照明公司之入門大廳
圖 11 HID 燈的應用場合圖片[15][19][66]
4
1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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vi
表目錄
表 11 人造光源特性對照表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip2
表 12 HID 燈之放電內管比較表 4
表 31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip31
表 32 反閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 33 及閘真值表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip33
表 41 HID 燈管規格 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip43
表 42 本論文提出之HID燈安定器主要參數表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip44
表 43 L6561各腳位功能列表 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip45
表 44 本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格 helliphelliphelliphelliphelliphellip50
表 45 單級高壓點燈電路之主要元件 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip54
表 46 輸入電流各次諧波量 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip64
表 47 重要實測結果 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係 helliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphelliphellip69
1
第一章 緒論
1-1 研究背景
隨著科技日新月異及人類生活作息的改變現今社會對於照明的需求與日俱增因
此許多人造光源的種類也陸續的衍生而出由於能源短缺各國對綠色能源與節能省電
相當重視因此照明效率的改善被視為節能成功與否的重要指標
目前市售的人造光源來說大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)較為
常見主要是因為方便使用而且價格低廉白熾燈的發光原理是讓電流通過燈泡內的
鎢絲使其發出光與熱[1] 而螢光燈是一種低壓水銀氣體放電燈[2]其內部填充低壓
水銀蒸氣與惰性氣體管壁內塗佈螢光層當啟動螢光燈時電流通過電極使其釋放電
子外加適當電壓在兩電極間產生電場效應使電子在電極間來回流動當電子撞擊到
燈管內體積較大的水銀原子時水銀以紫外線幅射形式釋放能量管壁內塗佈的螢光粉
層受到紫外線的激發而發出可見光輻射而傳統照明光源的白熾燈有發光效率不佳及發
光過熱的問題因此以新的照明光源取代是重要的課題其中高強度氣體放電燈(High
intensity discharge lamp HID lamp)是未來相當重要的主流照明光源之ㄧ表 11 為人造
光源特性對照表
由下表 11 可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最高有 150lmW其次是高壓鈉燈
有 62~140(lmW)白光 LED 則是色溫和壽命較長分別色溫為 4500~8000K壽命為
60~100(khrs)色溫其次是水銀燈氙燈複金屬燈而壽命其次是高壓鈉燈低壓鈉
燈水銀燈演色性則為白熾燈和鹵素燈泡較高演色性指標 Ra為 100演色性其次是
氙燈複金屬燈白光 LED本論文則是使用複金屬燈來作為實作中之燈具它具有
80~120(lmW)的發光效率壽命可達 6000~9000 小時色溫為 4000(K)演色性指標 Ra
為 70~90 之特點
2
表 11 人造光源特性對照表[19]-[22]
特性
光源 發光效率(lmW) 壽命(khrs) 色溫(K) 演色性(Ra)
白熾燈 3~23 1~2 2700 100
鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100
螢光燈 90~110 4~6 2700 85
高壓鈉燈 62~140 12 2000 25
低壓鈉燈 150 12 2000 20
水銀燈 15~60 12 4000 36
氙燈 85 3 4000 95
複金屬燈 80~120 6~9 4000 70~90
白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90
高照度氣體放電燈(high-intensity-discharging lampsHID lamps)利用弧光放電原理
使燈管發光具有高照度演色性佳壽命長以及色彩多樣化等優點[3]HID 燈種類繁
多如高壓汞燈高壓鈉燈低壓鈉燈氙燈複金屬燈hellip等等色溫則依應用場合決
定其內部填充氣體之選擇複金屬燈(Metal-Halide Lamps)源自於高壓汞燈氣體放電管內
加入了多種金屬鹵化物 (又稱金屬鹵化物燈 )因體積小且功率選擇性範圍大
(18W-10kW)[10]除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近太陽光外更因其內部填
充氣體的不同而具有色溫更多樣化等優點諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明球場
照明大型看板照明建築物照明室內大廳與大小型會議室照明手電筒路燈
舞台燈探照燈大賣場專櫃展示燈以及需要高照度光源之場所等[2][4]-[5][11]-[14]
應用範圍甚廣在日漸注重照明品質的各種場合中已成為被期待的新光源圖 11 為
HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投影機光源圖 11(b)為球場照明圖 11(c)為建築
物照明圖 11(d)為照明公司之入門大廳
3
(a) 投影機光源 (b) 球場照明
(c) 建築物照明 (d) 照明公司之入門大廳
圖 11 HID 燈的應用場合圖片[15][19][66]
4
1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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1
第一章 緒論
1-1 研究背景
隨著科技日新月異及人類生活作息的改變現今社會對於照明的需求與日俱增因
此許多人造光源的種類也陸續的衍生而出由於能源短缺各國對綠色能源與節能省電
相當重視因此照明效率的改善被視為節能成功與否的重要指標
目前市售的人造光源來說大部分還是以白熾燈(鎢絲燈)以及螢光燈(日光燈)較為
常見主要是因為方便使用而且價格低廉白熾燈的發光原理是讓電流通過燈泡內的
鎢絲使其發出光與熱[1] 而螢光燈是一種低壓水銀氣體放電燈[2]其內部填充低壓
水銀蒸氣與惰性氣體管壁內塗佈螢光層當啟動螢光燈時電流通過電極使其釋放電
子外加適當電壓在兩電極間產生電場效應使電子在電極間來回流動當電子撞擊到
燈管內體積較大的水銀原子時水銀以紫外線幅射形式釋放能量管壁內塗佈的螢光粉
層受到紫外線的激發而發出可見光輻射而傳統照明光源的白熾燈有發光效率不佳及發
光過熱的問題因此以新的照明光源取代是重要的課題其中高強度氣體放電燈(High
intensity discharge lamp HID lamp)是未來相當重要的主流照明光源之ㄧ表 11 為人造
光源特性對照表
由下表 11 可以得知低壓鈉燈發光效率(lmW)最高有 150lmW其次是高壓鈉燈
有 62~140(lmW)白光 LED 則是色溫和壽命較長分別色溫為 4500~8000K壽命為
60~100(khrs)色溫其次是水銀燈氙燈複金屬燈而壽命其次是高壓鈉燈低壓鈉
燈水銀燈演色性則為白熾燈和鹵素燈泡較高演色性指標 Ra為 100演色性其次是
氙燈複金屬燈白光 LED本論文則是使用複金屬燈來作為實作中之燈具它具有
80~120(lmW)的發光效率壽命可達 6000~9000 小時色溫為 4000(K)演色性指標 Ra
為 70~90 之特點
2
表 11 人造光源特性對照表[19]-[22]
特性
光源 發光效率(lmW) 壽命(khrs) 色溫(K) 演色性(Ra)
白熾燈 3~23 1~2 2700 100
鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100
螢光燈 90~110 4~6 2700 85
高壓鈉燈 62~140 12 2000 25
低壓鈉燈 150 12 2000 20
水銀燈 15~60 12 4000 36
氙燈 85 3 4000 95
複金屬燈 80~120 6~9 4000 70~90
白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90
高照度氣體放電燈(high-intensity-discharging lampsHID lamps)利用弧光放電原理
使燈管發光具有高照度演色性佳壽命長以及色彩多樣化等優點[3]HID 燈種類繁
多如高壓汞燈高壓鈉燈低壓鈉燈氙燈複金屬燈hellip等等色溫則依應用場合決
定其內部填充氣體之選擇複金屬燈(Metal-Halide Lamps)源自於高壓汞燈氣體放電管內
加入了多種金屬鹵化物 (又稱金屬鹵化物燈 )因體積小且功率選擇性範圍大
(18W-10kW)[10]除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近太陽光外更因其內部填
充氣體的不同而具有色溫更多樣化等優點諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明球場
照明大型看板照明建築物照明室內大廳與大小型會議室照明手電筒路燈
舞台燈探照燈大賣場專櫃展示燈以及需要高照度光源之場所等[2][4]-[5][11]-[14]
應用範圍甚廣在日漸注重照明品質的各種場合中已成為被期待的新光源圖 11 為
HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投影機光源圖 11(b)為球場照明圖 11(c)為建築
物照明圖 11(d)為照明公司之入門大廳
3
(a) 投影機光源 (b) 球場照明
(c) 建築物照明 (d) 照明公司之入門大廳
圖 11 HID 燈的應用場合圖片[15][19][66]
4
1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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2
表 11 人造光源特性對照表[19]-[22]
特性
光源 發光效率(lmW) 壽命(khrs) 色溫(K) 演色性(Ra)
白熾燈 3~23 1~2 2700 100
鹵素燈泡 20~25 1~3 3000 100
螢光燈 90~110 4~6 2700 85
高壓鈉燈 62~140 12 2000 25
低壓鈉燈 150 12 2000 20
水銀燈 15~60 12 4000 36
氙燈 85 3 4000 95
複金屬燈 80~120 6~9 4000 70~90
白光 LED 40~50 60~100 4500~8000 65~90
高照度氣體放電燈(high-intensity-discharging lampsHID lamps)利用弧光放電原理
使燈管發光具有高照度演色性佳壽命長以及色彩多樣化等優點[3]HID 燈種類繁
多如高壓汞燈高壓鈉燈低壓鈉燈氙燈複金屬燈hellip等等色溫則依應用場合決
定其內部填充氣體之選擇複金屬燈(Metal-Halide Lamps)源自於高壓汞燈氣體放電管內
加入了多種金屬鹵化物 (又稱金屬鹵化物燈 )因體積小且功率選擇性範圍大
(18W-10kW)[10]除了演色性較水銀燈更為優越以及光譜接近太陽光外更因其內部填
充氣體的不同而具有色溫更多樣化等優點諸如體育館街道百貨公司櫥窗照明球場
照明大型看板照明建築物照明室內大廳與大小型會議室照明手電筒路燈
舞台燈探照燈大賣場專櫃展示燈以及需要高照度光源之場所等[2][4]-[5][11]-[14]
應用範圍甚廣在日漸注重照明品質的各種場合中已成為被期待的新光源圖 11 為
HID 燈的應用場合圖片圖 11(a)為投影機光源圖 11(b)為球場照明圖 11(c)為建築
物照明圖 11(d)為照明公司之入門大廳
3
(a) 投影機光源 (b) 球場照明
(c) 建築物照明 (d) 照明公司之入門大廳
圖 11 HID 燈的應用場合圖片[15][19][66]
4
1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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3
(a) 投影機光源 (b) 球場照明
(c) 建築物照明 (d) 照明公司之入門大廳
圖 11 HID 燈的應用場合圖片[15][19][66]
4
1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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4
1-2 研究動機
複金屬燈屬於HID燈家族中的一員HID燈具有動態負增量電阻的特性燈管點亮
初期其等效電阻非常小使得燈管電流比穩態時大很多而且於點燈時需要高電壓(約
35kV)以激發燈管內之金屬鹵化物氣體使燈管導通放電所以HID燈必須搭配安定器
來使用[17]-[18]且燈管點亮後安定器必須能讓燈管續弧並調節輸出電壓與電流以
達到燈管所需之穩態功率值使燈管可以穩定發光目前市面上常見的複金屬燈的內管
泡殼大部分已由石英玻璃改良為新型的陶瓷材料而陶瓷材料可以使複金屬燈增加演
色性以及發光效率也因為具有陶瓷耐高溫的特性使複金屬燈的使用壽命增長HID
燈之放電管可分成兩種如表12所示一種是以石英材料為內管泡殼另一種為新型之
HID燈管採用陶瓷材料作為其內管泡殼由於陶瓷材料具備能承受更高的壓力以及溫
度之特性可提高燈管之發光效率以及增進HID燈之演色性[3]圖12為不同材質內管
之複金屬燈其中圖12(a)為石英內管複金屬燈圖12(b)為陶瓷內管複金屬燈[16]
表 12 HID 燈之放電內管比較表
類型
特性 石英內管 HID 燈 陶瓷內管 HID 燈
發光效率(lmW) gt70 gt85
演色性指標 Ra Ragt75 Ragt85
壽命
(小時) gt12000 gt12000
5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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5
(a) 具有石英材料內管之複金屬燈 (b) 具有陶瓷材料內管之複金屬燈
圖 12 不同材質內管之複金屬燈
傳統電磁式安定器主要構造為一個 60Hz 的矽鋼片鐵心以漆包線纏繞構成一抗流線
圈而成其工作期間功率因數偏低約為 05~06 左右效率差體積龐大且笨重又
因操作於市電頻率所以容易有低頻哼聲等缺點[2]
電子安定器的出現解決了傳統安定器上之缺點其主要由被動元件及功率開關元
件組成與傳統安定器相較之下具有高功因以及體積小等優點但高頻操作下之音頻
共振問題是設計 HID 燈電子安定器時需要慎重考慮的因素[5 6]
目前市售 HID 燈電子安定器架構主要由升壓轉換器降壓轉換器以及全橋換流器三
級電路組成[7]-[9]方塊圖如圖 13 所示本論文提出之架構將降壓以及升壓兩級轉
換器合併成一級降昇壓-返馳式轉換器作功因校正(Power Factor Correction PFC)以及高
頻結合低頻方波驅動之半橋換流器提供低頻交流方波電源給燈管以避開音頻共振之頻
帶方塊圖如圖 14 所示前級之功率轉換電路較市售電路少了一級且可減少元件的數
目而後級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器與傳統全橋式換流器相較之下本論文
提出之兩級架構具有減少元件數量提高效率以及降低成本之優點
6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
參考文獻
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6
圖 13 市售三級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
圖 14
本論文採用之兩級式 HID 燈電子安定器系統方塊圖
1-3 論文大綱
本論文內容一共分為下列五個章節
第一章 描述本論文研究的背景與動機人造光源的特性介紹人造光源的應用HID
燈之放電內管比較以及傳統安定器和本研究之安定器作比較
第二章 介紹複金屬燈啟動到穩態的特性探討複金屬燈點燈方式與各種電子安定器
發展趨勢之文獻探討以及電子安定器的架構介紹
第三章 本論文之電子安定器之系統說明與電路架構動作模式分析探討
第四章 電路參數設計並將電路以電腦模擬波形與實測波形結果作比較並驗證本
論文提出之電子安定器的實用性
第五章 結論與未來研究方向
7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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7
第二章 HID燈的特性與傳統電子安定器架構探討
2-1 HID燈的發光原理
HID燈發光原理主要為氣體放電所謂氣體放電就是指電流通過氣體介質時的放電
現象HID燈工作時燈管內存有大量電子正離子等帶電粒子這些電子於電場作用
下形成電流所外加的電壓為交流電源燈管兩端極性隨時間交替變化
HID燈發光過程的物理機制可分為下列幾個步驟
1 自由電子由外加電場使其自由電場加速形成電子流
2 運動中的自由電子與氣體原子碰撞時自由電子的動能傳送給氣體原子使其激發
3 當受到激發的氣體原子由高能階返回基態時會釋放出輻射光線且會以可見光的形
式呈現出來於自由電子不斷被外加電場加速上述過程不斷在燈管中進行燈管
也就不斷的持續放電發光
2-2 HID燈之啟動特性
HID燈啟動暫態至穩態的過程可分為電壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與穩態弧光
放電四個階段[26]-[27]燈管啟動前燈管等效阻抗無限大所以視為開路單級高壓
點燈電路持續動作以擊發燈管燈管點亮後直到熱平衡需要約一分鐘的時間圖23
為HID燈啟動至穩態過程示意圖其四個階段動作分述如下
8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
參考文獻
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8
1電壓崩潰
燈管尚未被擊發燈管內阻抗無限大可等效為開路此時高壓點燈電路動作產
生35kV之高壓提供給HID燈管擊發之用
2輝光發電
燈管點亮初期由於HID燈內部等效電阻瞬間下降至10~20歐姆的低阻抗燈管電
流會比穩態時大很多燈管電壓也會下降此時燈管溫度尚未到達工作溫度如複金屬
燈管內之金屬鹵化物也尚未達到穩定循環此階段歷時約30秒
3輝光轉弧光
燈管溫度上升至一定程度之後管內等效電阻會急遽增加電壓也逐漸上升至額定
之穩態電壓電流開始逐漸降低至穩態所需的額定電流此階段是決定HID燈能否進入
穩態非常重要的階段因為所有參數變動皆非常大很有可能使HID燈熄滅或者無法
控制電流而過功率導致燈管燒毀
4弧光放電
進入到此階段代表HID燈管已經達到額定的工作電壓與電流進入穩態工作階段
當燈管內部的金屬鹵化物達到熱平衡時表示HID燈已成功點亮
9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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9
圖21 HID燈啟動至穩態過程示意圖
2-3 音頻共振發生原因及解決方法
HID燈管包含高壓汞燈鈉燈氙燈複金屬燈皆在高頻範圍(約1kHz至數百kHz
為較嚴重之頻帶)操作下會有音頻共振的現象通常發生共振現象的範圍在音頻之內
故稱音頻共振而導致音頻共振發生是因為輸入燈管的能量與從管壁所反射回來的能量
同相位時所產生的共振現象當音頻共振發生時會有放電弧光不穩定光輸出變動和
色溫改變情況更會造成燈管工作電壓擺動弧光輸出閃爍的現象如輕微的音頻共振
會導致弧光放電不穩定甚至燈管熄滅嚴重的音頻共振將可能導致燈管嚴重破裂
[28]-[32]此外設計不良的電子安定器也將是燈管燒毀的原因之ㄧ圖24為HID燈管
弧光放電示意圖圖24(a)為燈管正常工作時之電弧圖24(b)為燈管音頻共振時之電弧
圖25為HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]圖26為燈管損毀實際圖片[20]
10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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10
(a)燈管正常工作時之弧光
(b)燈管音頻共振時之弧光
圖22 HID燈管弧光放電示意圖
圖23 HID燈音頻共振發生時之實際圖片[30]
11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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11
圖 24 HID 燈管損毀實際圖片[20]
一般而言HID燈發生音頻共振的特徵頻率可由燈管管壁之幾何形狀加以計
算預知但即便如此燈管的廠牌放電燈管的幾何形狀填充的氣體材料及燈管
使用時數與音頻共振頻率的偏移等因素將影響到HID燈管發生音頻共振之頻率
使得每支HID燈發生的音頻共振難以預測然而HID燈音頻共振的頻率相當廣
也無法以單一樣本的計算數據來以偏概全及套用至所有HID燈管而目前解決HID
燈管音頻共振之方式大多以避開音頻共振之頻帶為主而避開音頻共振的方法有
很多種茲分述如下
(a) 低頻弦波驅動方式[33]-[35]
此方式是目前傳統電磁耦合式複金屬燈安定器最常見的方式即使用傳統矽鋼
片電磁耦合式安定器此種類型之安定器操作在市電頻率(60Hz)所以自然無音頻
共振的問題但卻也有體積龐大效率低功因較低等缺點而且需要額外的點燈
12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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12
電路提供啟動時所需之高壓因而增加安定器成本
(b) 頻率調變控制之高頻弦波操作[36]-[38]
HID燈在高頻(數千Hz)範圍會有音頻共振現象產生所以若不斷改變其工作頻
率使燈管工作頻率在某兩個頻率間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可解決
音頻共振的問題但前題是必須經過精確的計算審慎選擇頻率調變範圍及中心頻
率如此必定會增加電路設計的複雜度
(c) 定頻控制之高頻弦波驅動[39]-[41]
雖然HID燈產生音頻共振的頻率分布於高頻的頻帶中但在某些頻帶範圍不會產生
音頻共振只要將切換頻率設計在適當頻帶(約為數KHz~數百KHz的頻率)中也可以使
HID燈無音頻共振穩定發光此方式的電路設計必須非常精準並且尋找到某個較寬
的無音頻共振頻帶才能保證無音頻共振產生但因為燈管的廠牌內管泡殼的幾何形狀
以及燈管新舊與否等等因素都直接影響到無音頻共振的頻帶範圍所以設計上不容易實
現
(d) 超高頻弦波驅動方式[42]-[44]
將燈管工作頻率操作在比音頻共振頻域高很多的頻率(大於1MHz)此時工作頻率遠
大於音頻共振頻率燈管不會發生音頻共振然而操作在如此高的頻率會因切換損
失大而導致電路的效率低的問題且工作於此規格之功率開關元件也不易取得加上超
高頻時電磁干擾嚴重反而增加了電子安定器電路設計上的困難度
13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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13
(e) 低頻方波驅動方式[45]-[49]
採用低頻約(100Hz~500Hz)方波驅動方式利用電流回授並配合脈波寬度調變方式
以限制燈管電流方可使電路達成穩定的方波電流輸出其工作頻率遠低於音頻共振頻
帶所以無音頻共振產生且方波形式的燈管電壓與燈管電流相乘得到的功率波形不會
隨時間變動且為一固定瞬時功率值因此無音頻共振現象發生此方法能有效避開音
頻共振的問題
(g) 高頻方波驅動方式[50]
高頻方波驅動方式理想上同樣具有不隨時間變化之固定瞬時功率因此不會有音
頻共振的問題然而實際上完美的高頻方波形式之燈管電壓與燈管電流不易於實際電
路中產生這會使得燈管的瞬時功率並非固定值容易造成音頻共振現象另外此種
驅動方式的電路效率也較低
(f) 自動頻率追蹤[10][51]
利用音頻共振偵測電路隨時偵測有無音頻共振當偵測到有音頻共振時控制電
路將即時自動調整工作頻率至無音頻共振之頻帶避開音頻共振
音頻共振之頻率取決於燈管幾何構造及物理特性上欲找出無音頻共振之較寬廣頻
帶是相當困難的因此本研究採用低頻方波驅動HID燈的方式能有效解決複金屬
燈音頻共振之問題
14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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14
2-4 HID燈電子安定器驅動方式及文獻探討
由於HID燈有負增量電阻的電氣特性所以一個設計精良的安定器不但可以使燈
管穩定發光而且可以使燈管操作在最佳狀態甚至延長燈管壽命HID燈所使用之電源
除了氙燈是使用12V的車用電池以外其他(高壓汞燈複金屬燈等)都是由市電電源供
應本文探討的HID燈種類主要以複金屬燈為光源所以電源為交流弦波電壓輸入
一般市面上之HID燈電子安定器電路大多為三級式架構其系統方塊圖如圖25所
示由市電電源橋式整流器升壓型轉換器降壓型轉換器全橋式轉換器所組成
圖26為先前文獻之三級式HID燈電子安定器電路圖[52]圖26中的電子安定器主要由升
壓型轉換器與降壓型轉換器以及全橋換流器所組成升壓型轉換器負責功因校正之功
能而降壓型轉換器則負責控制功率最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電
流轉為低頻交流方波電壓以及方波電流供給燈管另外一種三級式HID燈電子安定器之
架構為降壓式轉換器與返馳式轉換器以及全橋式換流器所組成方塊圖及電路圖分別如
圖27及圖28所示[46]降壓型轉換器級功能為功因校正而返馳式轉換器級功能則為功
率控制之用最後經由全橋式換流器將前級的直流輸出電壓電流轉為低頻交流方波電壓
以及方波電流供給燈管
為了節省元件以及降低成本並提高效率陸續發展出的兩級式HID燈電子安定器系
統方塊圖如圖29所示由市電電源橋式整流器返馳式轉換器全橋式換流器所組成
及市電電源橋式整流器降壓-返馳式轉換器半橋式換流器所組成
圖210為先前文獻之兩級式HID燈電子安定器電路圖圖210之兩級電子安定器由返馳式
轉換器及全橋式換流器組成[1][53]由此電路架構可看出前級由返馳式轉換器驅動
可減少開關元件數量但由於線圈匝數比的關係元件應力需求必須提高圖211為降
壓-返馳式轉換器及半橋式換流器電子安定器方塊圖圖212之電子安定器是以降壓-返
馳式轉換器為前級加上後級半橋式換流器所組成[46]降壓-返馳式級同時擁有功因校正
以及功率控制的功能可節省開關元件數量而後級使用半橋式換流器同樣也可節省
15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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15
開關元件數量達到降低成本的功用圖213為降壓-返馳式及半橋換流器架構之兩級電
子安定器輸入電壓與電流波形由於降壓型轉換器的缺點為輸入電流不連續導致功因校
正的能力有限其實測之功率因數約為095[46]
圖25 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
Sboost
Lboost
D1
D2
D3
D4
HID
Igniter
Tig
S1
S2
S3
S4
Lbuck
Cboost
Cbuck
buckSDboost
Dbuck
圖26 升壓式轉換器+降壓式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[52]
圖27 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器方塊圖
16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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16
圖28 降壓式轉換器+返馳式轉換器+全橋式換流器電子安定器架構圖[46]
AC LC HID
圖29 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器方塊圖
圖210 返馳式轉換器+全橋換流器電子安定器架構圖[1][53]
17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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17
圖211 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器方塊圖
圖212 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器架構圖[46]
圖213 降壓-返馳式轉換器+半橋式換流器電子安定器輸入電壓與電流波形圖[46]
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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[58] 黃俊諺ldquo軟性切換功率因數校正器之輸出電壓漣波改善義守大學電機工程系
碩士班民國96年7月
77
[59] FAN4810 Power Factor Correction (PFC) Preregulator Datasheet
httpwwwfairchildsemicomdsFAFAN4810pdf
[60] FAN4827 Power Factor Correction Controller Datasheet
httpwwwfairchildsemicomdsFAFAN7527Bpdf
[61] 鄭培璿ldquo電力電子分析與模擬rdquo全華科技圖書股份有限公司民國94年8月
[62] Jianbing Xu Min Chen Zhaoming Qian ldquoNew control strategy for
a Two-stage Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballastrdquo for MHD lamp rdquo in
proc IEEE APErsquo05 pp 1028-1032 March 2006
[63] Min Chen Xinyi Yang Zhuomin Feng Ting Zhang Zhaoming Qian ldquoA Two-Stage
Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballast for Metal Halide Lamps using
Peak-Current Control Moderdquoin proc IEEE APECrsquo pp1537-1540Feb 2009
[64] 王炳文ldquo新型無音頻共振效應之單級高功因複金屬燈電子安定器rdquo義守大學電機
工程學系碩士班碩士論文民國98年7月
[65] 郭政和ldquo新型低頻方波驅動之HID燈電子安定器rdquo義守大學電機工程學系碩 士班
碩士論文民國97年6月
[66] 天朗照明公司
httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
18
第三章 無音頻共振之高功因HID燈電子安定器
3-1 本論文提出之電子安定器系統架構
本論文研製之電子安定器系統架構主要由110V之市電交流電源LC濾波器橋式
整流器具功因校正功能之降升壓-返馳式轉換器(DCDC)第一級驅動控制電路高頻
結合低頻方波驅動之半橋式換流器(DCAC)第二級驅動控制電路單級高壓點燈電路
以及一盞PHILIPS CDM-T 70W之HID燈所組成安定器能提供點燈瞬間所需的35kV高
壓以及一穩定之高頻20kHz結合低頻200Hz交流方波提供給燈管持續穩定發光電子安
定器之系統方塊如圖31所示電子安定器之電路架構如圖32所示第一級之降升壓-返
馳式轉換器由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df電容Cb與Cf所組成而第二級之半橋
換流器則是由開關S1與S2二極體D1與D2電感Lr及電容Cr所組成
圖31 本論文提出之電子安定器系統方塊圖
19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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19
圖32 本論文提出之電子安定器電路架構圖
下列各項為系統架構圖中各方塊之功能簡述
(a) 市電電源(AC utility Power Source)
本論文提出之HID燈電子安定器輸入電源為全域電壓(AC 85V~265V)目前台灣常
用的市電輸入電源主要為AC 110V60Hz與AC 220V60Hz兩種規格本論文採用AC
110V60Hz之市電電源作為量測時的輸入電源
(b) LC濾波器
LC濾波器的主要目的是為了過濾輸入端進來的電源AC 110V的雜訊使電路中的電
子元件能夠穩定及正常動作也具備了提升安定器之功因效果
(c) 橋式整流器
因為輸入端的電源為交流電所以使用一個橋式全波整流器再將整流之後的直流
電壓供給第一級降升壓-返馳式轉換器使用
20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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20
(d) 具功因校正直流直流(DC-DC)轉換器
直流直流轉換器同時提供了高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器與單級高壓點
燈電路所需的直流電源本論文採用降升壓-返馳式轉換器與傳統三級架構相較之下
本論文所提出之新型架構能減少功率開關元件的數量降低電路成本且隨著返馳式級
之組數增加輸出端電容耐壓也可減小此電路具有功率因數校正的功用
(e) 直流交流(DC-AC)換流器
在換流器部分本文採用高頻結合低頻方波驅動[62-65]之半橋換流器的架構與全
橋換流器相較之下半橋換流器減少了兩個功率開關元件驅動電路也較為簡單同樣
可輸出低頻之交流燈管電壓以及燈管電流
(f) 單級高壓點燈電路
單級高壓點燈電路可提供給燈管約35kV的高壓瞬間擊發燈管使其發弧產生
點燈高壓後將會自行關閉確保點燈電路不再繼續提供高壓以保護電路元件
21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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21
3-2 第一級直流直流轉換器-降升壓-返馳式電路
3-2-1 降升壓-返馳式轉換器介紹
圖33 降升壓-返馳式轉換器電路圖
圖33為第一級降升壓-返馳式轉換器電路圖由開關Sb變壓器T1二極體Db與Df
及電容Cf與Cb所組成與返馳式轉換器相較之下功率開關元件的應力需求較低而一
般降升壓轉換器輸出端電壓會與輸入端相反將會有對地電位的問題產生而本論文所
提出之架構沒有對地電位之問題從降升壓轉換器輸出端之後包含高頻結合低頻方波驅
動之半橋換流器與單級高壓點燈電路接全部共地所以此架構也同時擁有後級電路方便
設計的優點
22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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22
3-2-2 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析
為了簡化分析將降升壓-返馳式轉換器的輸出端加上一負載Ro且假設所有元件
均視為理想本文所使用的降升壓-返馳式轉換器如圖34所示本研究將轉換器輸出電
壓設計在直流400V經由高頻結合低頻方波驅動之半橋式換流器轉換為90V的低頻交流
方波供應燈管所以變壓器匝數比設計為11
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器的電路分析如下
(a) 工作模式一(t0~t1)
在此工作模式中功率開關Sb為導通電路狀態如圖34(a) 所示此時輸入電壓Vrec
跨於磁化電感Lm 上同時磁化電感Lm 的電流線性上升將能量儲存於磁化電感Lm之
中磁化電感電流可表示為
))(()( 0ttL
Vti
m
recLm (3-1)
二極體Df 與Db處於逆偏狀態所有二極體均處於截止狀態二極體電壓可表示為
)( cbrecDb VVv
(3-2)
與
])[( cfrecb
fDf VV
N
Nv (3-3)
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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proc IEEE APErsquo05 pp 1028-1032 March 2006
[63] Min Chen Xinyi Yang Zhuomin Feng Ting Zhang Zhaoming Qian ldquoA Two-Stage
Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballast for Metal Halide Lamps using
Peak-Current Control Moderdquoin proc IEEE APECrsquo pp1537-1540Feb 2009
[64] 王炳文ldquo新型無音頻共振效應之單級高功因複金屬燈電子安定器rdquo義守大學電機
工程學系碩士班碩士論文民國98年7月
[65] 郭政和ldquo新型低頻方波驅動之HID燈電子安定器rdquo義守大學電機工程學系碩 士班
碩士論文民國97年6月
[66] 天朗照明公司
httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
23
(b) 工作模式二(t1 ~ t2)
此工作模式功率開關Sb截止電路狀態如圖34(b) 所示開關上的跨壓為
cbrecDS VVv (3-4)
二極體Df 與Db導通此時二極體Db與電容Cb如同返馳式轉換器的緩衝電路磁化
電感Lm的電流線性下降將能量釋放給輸出電容及負載電流關係可表示為
)()()( tiN
Ntiti Df
b
fDbLm (3-5)
)()()( tititi CfODf (3-6)
本論文提出之降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形繪於圖35
24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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24
(a) 工作模式一(t0~t1)
(b) 工作模式二(t1~t2)
圖34 降升壓-返馳式轉換器工作模式分析圖
25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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25
圖 35 降升壓-返馳式轉換器電路動作之主要電壓與電流波形
26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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26
3-3 功因校正控制方式
近年來由於功率因數校正電路積極的發展促使功率因數校正控制IC發展速度也相
對變快依操作頻率區分功率因數控制IC可分為定頻與變頻兩大類而主動式功因校
正技術又可區分為電壓隨耦法與乘法器法分述如下
1 電壓隨耦法
電壓隨耦法是利用轉換器電感電流操作於邊界電流模式(BCM)或不連續電流模式
(DCM)其電感電流充放電跟隨著經由橋式整流後之輸入電壓M型波使其達到高功
因對於BCM與DCM兩種模式而言最大缺點為電感電流之峰值過高使功率開關承
受的電流應力變大因此只能適用於中低功率場合但是此兩種模式其優點為功率開關
之切換暫態皆為零電流切換對於降低功率開關切換損失與提升效率上有一定程度之幫
助
2 乘法器法
乘法器法控制模式分為下列三種形式
(a) 平均電流控制模式(Average Current Control)
平均電流控制模式中電感電流為連續導通模式(CCM)也就是在一個切換週期內
電感電流不會下降至零此模式通常適合運用於輸出功率大於300W的場合其典型控
制電路如圖36所示
當Vs小於Vca時比較器輸出為高電位功率開關S導通Vin電壓對激磁感Lm充電
電感電流上升當Vs大於Vca時比較器輸出為低電位功率開關S截止電感電流下降
如此週而復始達成以平均電流來控制負載電壓以及功因校正的目的連續導通模式
(CCM)的優點為電流擺動幅度比不連續模式(DCM)以及邊界模式(BCM)小所以有比較
27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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27
低的 RI 2 功率損失圖37為平均電流控制模式於連續電流模式下之電感電流波形
LC1
D Co
RL
Vrec
Vin+-
+
-
VL+ -
S
RSHUNT
Rcp
Vs
Vca
+-
+-
Icp
圖36 典型平均電流控制模式電路
28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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28
圖37 平均電流控制模式電感電流波形(CCM)
(b) 峰值電流控制模式(Peak Current Control)
峰值電流控制模式之功率開關導通時間固定但頻率可變因為其內部有零電流偵
測之功能所以能偵測當電感電流為零之瞬間功率開關導通因此工作模式操作於CCM
與DCM之間的邊界電流模式如圖38所示
圖39為操作在邊界電流模式之電感電流波形橋式整流後的交流電壓波形經由
R1R2分壓後再和誤差放大器(Error Amplifer)的輸出信號VC相乘這個乘法器的輸
出電壓Vm會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調整輸出電壓經由電阻R3和R4分壓之後
經由誤差放大器負回授至乘法器的輸入端(VC)這是為了使輸出電壓在負載改變時仍
能保持固定而乘法器的輸出電壓Vm被饋入比較器的正輸入端與通過功率開關S2的源
極電流波形(VS)作比較來控制功率開關S2的導通或截止
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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proc IEEE APErsquo05 pp 1028-1032 March 2006
[63] Min Chen Xinyi Yang Zhuomin Feng Ting Zhang Zhaoming Qian ldquoA Two-Stage
Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballast for Metal Halide Lamps using
Peak-Current Control Moderdquoin proc IEEE APECrsquo pp1537-1540Feb 2009
[64] 王炳文ldquo新型無音頻共振效應之單級高功因複金屬燈電子安定器rdquo義守大學電機
工程學系碩士班碩士論文民國98年7月
[65] 郭政和ldquo新型低頻方波驅動之HID燈電子安定器rdquo義守大學電機工程學系碩 士班
碩士論文民國97年6月
[66] 天朗照明公司
httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
29
S1
+
-25V
+
-
VmVc
Vs
RS
S
R Q
R3
R4
LC1
Cb
D Co
RL
R1
R2
Vrec
Vin
+-
+
-
VL+ -
S2
圖38 典型峰值電流控制模式電路
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
TON
圖39 峰值電流控制模式的電感電流波形(BCM)
30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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30
(c) 磁滯電流控制模式
磁滯電流控制模式如圖310所示此模式於一個工作週期內電感電流會操作在連續
與不連續模式其頻率隨時間改變此種控制方法必須設定電流的上限與下限值才可
使電感電流可於設定之限制區間內切換而此限制區間可為固定或者以輸入平均電流作
為基準使用此控制法電路設計不便所以較不常見
圖310 磁滯電流控制模式的電感電流波形(BCMCCM)
表31為目前市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹[55-57][59-60]由表31中可看出峰
值電流控制模式與平均電流控制模式是目前較常用的控制法而操作模式亦多選擇CCM
與BCM兩種主要原因為CCM模式較易設計於大功率之應用場合而BCM模式則有較
高的效率但峰值電流過高不適合於高功率場合應用本論文中接於安定器輸出端之HID
燈的功率為70W所以採用峰值電流控制法之PFC IC L6561
31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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31
表31 市面上常用之各類型PFC IC彙整介紹
公司名稱 IC名稱 PIN
數
操作模
式 控制法 頻率
ST
MicroelectronicsL6561 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
UC3854 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Texas
Instruments
UC3855 20 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Micro Linear ML4822 14 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
FAN4810 16 CCM
Average
Current Mode
Control
定頻
Fairchild
FAN7527 8 BCM Peak Current
Mode Control 變頻
ON
SemiconductorMC33262 8 BCM
Peak Current
Mode Control 變頻
32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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32
3-4 第二級直流交流換流器-高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路
3-4-1 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路簡介
圖311為本論文採用之高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路此電路結合了換
流器及降壓型轉換器的功能其主要是將前級的直流電壓與電流轉換成燈管所需之交流
低頻方波並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及調節輸出功率等功能電路由
功率開關S1與S2降壓電感Lbuck二極體D1與D2及電容CCfCb等元件組成 DCV 為前
級直流輸出電壓經由功率開關S1以及S2交替切換產生出HID燈所需的低頻交流方波
為了防止功率開關S1與S2交替導通時發生短路所以對於一週期TS而言責任週期(Ducy
Cycle)D必須小於05為了P34以後之分析如此功率開關交替導通時會有一小段之空
白時間此時間非常短暫約為01μs而此時功率開關S1與S2皆為截止狀態圖313~
圖318為第二級之半橋換流器電路工作模式分析電路圖圖319為半橋換流器電路操作
在不連續導通模式下之各點電壓與電流重要波形
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ vLamp
+- +-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
+
-
圖311 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路架構圖
33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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33
3-4-2 高頻結合低頻開關訊號產生電路
本論文的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成一正一
負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端輸入訊號由定
功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊號經由及閘做相乘
即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如圖316所示而反閘與及閘
的真值表如表32及表33所示
圖312 高頻結合低頻切換之訊號產生電路圖
表 32 反閘真值表
輸入 輸出
0 1
1 0
表 33 及閘真值表
A 輸入 B 端輸入 輸出
0 0 0
0 1 0
1 0 0
1 1 1
34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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34
3-4-3 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路動作模式分析
本論文提出之第二級電路設計在不連續導通模式其穩態分析模式如下所示
(1) 工作模式一(t0~t1)
此階段中功率開關S1導通S2截止電路狀態如圖313所示由於電路特性可將
其視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容
Cf及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
cbCDCL VVVVbuck
(3-19)
Lbuck電流方程式為
)( 0ttL
VVVi
buck
CbCDCLbuck
(3-20)
電感電流的峰值為
Sbuck
CbCDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-21)
圖313 工作模式一(t0~t1)
35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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35
(2) 工作模式二(t1~t2)
此階段中功率開關S1截止S2截止電路狀態如圖314所示此時電感Lbuck作釋能的
動作電感上的電壓極性相反而二極體D2的導通速度比功率開關的寄生二極體來的
快所以D2導通形成一個迴路電感上的能量經由二極體D2提供給負載RLamp箭頭為
電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
CbCL VVVbuck
(3-22)
Lbuck電流方程式為
)()( 1ttL
VVti
buck
CbCLbuck
( 3 - 2 3 )
於此mode之最終Lbuck重置結束電感電流的峰值為
)1( S
buck
CbCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-24)
圖314 工作模式二(t1~t2)
36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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36
(3) 工作模式三(t2~t3)
此階段中功率開關S1與S2持續截止此時電感Lbuck上沒有任何電流通過燈
管RLamp的能量由電容C所提供所以LampRV = cV 0
buckLi 電路狀態如圖315
所示箭頭為電流流過路徑
圖315 工作模式三(t2~t3)
(4) 工作模式四(t4~t5)
此階段中功率開關S1截止S2導通電路狀態如圖316所示由於電路特性可將其
視為兩個降壓型轉換器的結合輸入電壓 DCV 對電感Lbuck作儲能的動作而跨於電容Cf
及Cb的電壓為直流輸入電源 DCV 的一半箭頭為電流流過路徑
Lbuck電壓方程式為
ccfDCL VVVVbuck
(3-25)
Lbuck電流方程式為
)()( 4ttL
VVVti
buck
ccfDCLbuck
(3-26)
37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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37
電感電流的峰值為
Sbuck
CcfDCL DT
L
VVVI
peakbuck
(3-27)
圖316 工作模式四(t4~t5)
(5) 工作模式五(t5~t6)
此階段中功率開關S1截止S2截止二極體D1導通電路狀態如圖317所示箭
頭為電流流過路徑此模式等同於模式二
Lbuck電壓方程式為
cfcL VVVbuck
(3-28)
Lbuck電流方程式為
)()( 5ttL
VVtI
buck
cfCLbuck
(3-29)
38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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38
電感電流的峰值為
)1( S
buck
cfCL DT
L
VVI
peakbuck
(3-30)
圖317 工作模式五(t5~t6)
(6) 工作模式六(t6~t7)
此階段中功率開關S1與S2持續截止Lbuck重置結束電感Lbuck上沒有任何電流通
過 0buckLi 此時電容C提供燈管RLamp能量
LampRV = cV 電路狀態如圖318所示
箭頭為電流流過路徑
39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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39
圖318 工作模式六(t6~t7)
從模式一至模式六中可以發現分析模式一至模式三及分析模式四至模式六是
相同的模式一至模式三是對燈管電壓及燈管電流做正半週之探討反之模式四
至模式六則是對燈管電壓及燈管電流做負半週之探討兩者的差異在於流過電感
Lbuck的電流正負極性相反
40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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40
GS1
Lbuck
Lamp
bCCDC VVV
SDT
Lamp
Lbuck
GS2SDT1
bCC VV
)( fCC VV fCCDC VVV
t0t1t2 t3 t4t5t6t7
DTS
1-DTS
圖319 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形
41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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41
3-5 單級高壓點燈電路
本論文所採用的高壓點燈電路是屬於串聯式架構使用SIDAC作為升壓變壓器的能
量傳遞開關複金屬燈啟動時需要一個約35kV以上的瞬間高壓所以需要加入一單級
高壓點燈電路產生高壓以使燈管擊發放電本論文採用單級高壓點燈電路架構如圖
320它是由電阻R電容C矽雙向二極體(Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC)
以及變壓器T1所組成其動作原理為首先由前級之輸出電壓Vdc提供一直流電源經由RC
進行充電電路動作當電容C上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓時SIDAC會因崩潰而導
通此時變壓器T1之低壓側T1a於SIDAC瞬間會有一來自於電容之電壓同時變壓器高壓
側T1b產生一高壓脈衝以上動作不斷進行直到燈管點亮為止當燈管點亮時Vdc瞬
間會降至20~30V此時點燈電路將不會再動作且只要將選擇適當的SIDAC崩潰電壓
燈管穩態時SIDAC將不會崩潰所以點燈電路也不會再恢復動作
圖320 單級高壓點燈電路
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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[59] FAN4810 Power Factor Correction (PFC) Preregulator Datasheet
httpwwwfairchildsemicomdsFAFAN4810pdf
[60] FAN4827 Power Factor Correction Controller Datasheet
httpwwwfairchildsemicomdsFAFAN7527Bpdf
[61] 鄭培璿ldquo電力電子分析與模擬rdquo全華科技圖書股份有限公司民國94年8月
[62] Jianbing Xu Min Chen Zhaoming Qian ldquoNew control strategy for
a Two-stage Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballastrdquo for MHD lamp rdquo in
proc IEEE APErsquo05 pp 1028-1032 March 2006
[63] Min Chen Xinyi Yang Zhuomin Feng Ting Zhang Zhaoming Qian ldquoA Two-Stage
Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballast for Metal Halide Lamps using
Peak-Current Control Moderdquoin proc IEEE APECrsquo pp1537-1540Feb 2009
[64] 王炳文ldquo新型無音頻共振效應之單級高功因複金屬燈電子安定器rdquo義守大學電機
工程學系碩士班碩士論文民國98年7月
[65] 郭政和ldquo新型低頻方波驅動之HID燈電子安定器rdquo義守大學電機工程學系碩 士班
碩士論文民國97年6月
[66] 天朗照明公司
httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
42
單級高壓點燈電路波形示意圖如圖 321 所示由圖可知當 SIDAC 到達 400V 以上
時SIDAC 將會崩潰而導通此電路會不斷地進行動作直到燈管導通之後才會停止
動作總而言之功能就是用來產生一高壓 35kV 以上來進行點燈
圖 321 單級高壓點燈電路波形示意圖
43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
參考文獻
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文民國 96 年 6 月
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43
第四章 電路實作與測量
表41為本論文採用之HID燈管規格型號為PHILIPS CDM-T 70W830燈管額定電
壓為90V燈管額定電流為08A額定功率為70W點燈電壓約為35kV所使用的底座
為G12規格之底座
表42為本論文所設計之第一級降升壓-返馳式轉換器之電氣規格與功因校正器之元
件參數設計值輸入電壓為市電交流110V輸出電壓為直流400V最大輸出功率可以達
80W而第一級功率因數校正器之元件值控制IC使用L6561第一級電感值為09mH
開關採用IRF840二極體採用BYT56MV電容採用47uf250V最小操作頻率為25kHz
安定器輸出頻率為高頻20kHz低頻200Hz
表 41 HID 燈管規格
HID 燈管規格
額定電壓 90V
額定電流 08A
額定功率 70W
點燈電壓 35kV≒
底座 G12
44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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44
表 42 本論文提出之 HID 燈安定器主要參數表
實驗電路之第一級電氣規格
輸入電壓(vin) AC 110 V(rms)
輸出電壓(vo) DC 400 V
最大輸出功率(po) 80W
功率因數校正器之元件值
控制 IC L6561
主電感(L) 09mH
主開關(Sb) IRF840
二極體(Df Db) BYT56MV 3A1000V
輸出電容(Cf Cb ) 47μF250V47μF250V
最小操作頻率 fsw(min) 25kHz
安定器輸出頻率 f 高頻20kHz 低頻200Hz
4-1 第一級之降升壓-返馳式轉換器電路製作
本論文使用峰值電流控制模式IC-L6561做功因校正並輸出一個穩定和固定的直流
電壓給負載圖41為降升壓-返馳式轉換器實作電路參照L6561應用手冊表43為L6561
各腳位功能列表降升壓-返馳式轉換器之變壓器匝數比設定為11輸出電壓則設計為
VDC-bus = 400Vdc模擬波形[61]如圖44實作波形如圖45
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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碩士論文民國97年6月
[66] 天朗照明公司
httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
45
L656112
3 4
8
5
76
Lm
+
-
Nb
Nf
+
-
+
-
ZCD
ZCD
Vcc
Vac
Lin
Cin
Crec
SbR1 R2 RS
R3
R4
Df
Db
T1
Cf
Cb
圖41 第一級之降升壓-返馳式轉換器實作電路
表 43 L6561 各腳位功能列表[55]
腳位 名稱 說明
1 INV 誤差放大器反向輸入端
2 COMP 誤差放大器輸出端
3 MULT 乘法器輸入腳位檢測輸入端之弦波分壓
4 CS 電流檢測腳位檢測流過功率開關之電流
5 ZCD 零電流檢測偵測電感是否釋放為零
6 GND IC 接地端
7 GD 輸出控制訊號腳位
8 Vcc IC 工作電源腳位
46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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46
假設降升壓-返馳式轉換器輸入電壓Vin(rms)為110Vac效率η為90輸出功率為
70W因此輸入峰值電流Iin-pk與峰值電感電流IL-pk之關係式如(4-1)與(4-2)式如圖43
所示可得知Iin-pk與IL-pk的定義
in(rms)
o
in(rms)
ipkin V
P
V
PI
22
(4-1)
AV
PII
in(rms)
opkinpkL 2
11090
7022
222
(4-2)
降升壓-返馳式轉換器之輸出電壓表示如下
cfcbo nVVV (4-3)
由於( I 由圖43可得知定義)
offm
oon
m
I TL
VT
L
VΔI (4-4)
將輸入弦波電壓電壓 θVin(rms) sin2 代入(4-4)式可得(4-5)式
47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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47
offm
oon
m
lin(rms) TL
VT
L
tVΔI
sin2 (4-5)
當輸入電壓於最大值時可得到最大之峰值電感電流 IL-pk因此功率開關之導通時
間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(4-6)式(4-7)式表示
2)sin(2
)sin(
in(rms)
pkL
lin(rms)
lpkLmon
V
IL
tV
tILT
(4-6)
o
lpkLoff V
tILT
)sin( (4-7)
功率開關導通時間Ton與截止時間Toff之和為功率開關Sb之工作週期而周期之倒數為頻
率所以可得最小工作頻率fsw(min)如(4-7)式所示
in(rms)opkL
ormsin
offonsw
VVIL
VV
TTf
22
21 )(
(min)
(4-8)
式(4-8)移項後可得到電感之方程式假設最小頻率為25kHz得到之電感L值如下
mHLL
VVIf
VVL
rmsinopkLsw
ormsin
24211024002225000
4001102
22
2
)((min)
)(
(4-9)
輸入電壓Vi-rms電感值Lm與頻率關係如圖42所示由圖42可看出電感Lm與頻率f成反比
48
(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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(mH
)
圖42 電感Lm與頻率關係圖
iL
t
vGS
TON TON
TS
TON
Vrec
ΔI
IL-pk
Iin-pk
TON
圖43 峰值電流模式的電感電流波形(BCM)
49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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49
4-2 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器製作
圖44為第二級半橋換流器的實作電路圖由第一級的輸出電容Cf與Cb開關S1與S2
二極體D1與D2電容C和電感Lbuck所組成第一級直流直流之降升壓-返馳式轉換器的驅
動與控制電路是使用功因校正IC L6561而第二級直流交流之高頻結合低頻方波驅動之
半橋驅動電路是使用IC TL494和IC NE555NIC TL494是負責產生高頻的訊號而IC
NE555N則是產生低頻訊號因此驅動電路將產生出高頻結合低頻方波之訊號
Cb
RLamp
Cf
S2
Lbuck
C
vDC
S1
t0
vgs1
t0
vcb
+
-
-
+ VLamp+-
+-vLbuck
+
-
D1
D2vgs2
vcf
圖44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器實作電路圖
表44為本論文第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格輸入電壓為直
流400V燈管輸出功率為70W第二級電感值為031mH開關採用IRFP460二極體採
用MUR1560
50
表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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表44 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器電路規格
電氣規格
符號 名稱定義 數值
Vdc 輸入電壓 400V
PLamp 燈管輸出功率 70W
元件值
符號 名稱定義 型號(數值)
Lbuck 電感 031mH
S1S2 功率開關 IRFP460 (500V20A)
D1D2 二極體 MUR1560 (600V15A)
vgs1 vgs2 高頻結合低頻方波驅動
之半橋換流器工作頻率
高頻20kHz
低頻200Hz
本電路設計電感電流工作於DCM圖45表示於市電正半週時電感電流工作於
DCM的示意波型當S1導通S2截止時電感電壓等於直流鏈電壓VDC減掉電容電壓Vc
和電容電壓Vcb由上一章節的(3-19)式可以得知
cbCDCL VVVVbuck
(4-10)
51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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51
圖45 電感電流iLbuck操作於DCM的示意波型
電感電流由零開始線性上升其峰值等於
)( s
buck
CbCDCL DT
L
VVVi
peakbuck
(4-11)
當S1截止S2導通時ib電流流經D2此時電感電壓等於
cbcL VVVbuck
(4-12)
由上(4-12)式和圖45可得知燈管的能量由Lbuck提供此時電感電流開始現性下降電
流下降至零時的時間等於
c
scbcDCL
c
buckoff V
DTVVVi
V
LT
peakbuck
)(2
(4-13)
而工作於DCM模式時Toff2必需小於(1-D)Ts的條件可推得
52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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52
sc
scbcDC TDV
DTVVV)1(
)(
(4-14)
整理(4-14)式可得
Vc+Vcb gtDVDC (4-15)
由圖44可計算出Lbuck的平均電流而電路穩態工作時電感平均電流亦相等於燈管電流
則
)(2
)( 2
cbcbuck
sDCcbcDCLampL VVL
TDVVVVii
averagebuck
(4-16)
當電流下降時間Toff2剛好等於(1-D)Ts時則電感電流工作於DCM與CCM之邊界此
時(4-15)式的等號成立
Vc+Vcb =DVDC (4-17)
將(4-17)式代入(4-16)式可得到在CCM與DCM之邊界條件下的電感平均電流
buck
scbcDCL L
TVVDVDi
averagebuck 2
))(1(
(4-18)
由(4-17)與(4-18)可推得降壓型轉換器工作於DCM模式的電感值
53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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53
s
Lampbuck f
RDL
2
)1( (4-19)
其中Lamp
Lamp
b
cbcLamp I
V
i
VVR
)( 表示燈管於穩態工作時的等效電阻
而燈管功率等於電感的平均電流與電壓(Vc+Vcb)的乘積則燈管功率為
Lamp
cbccbc
cbcbuck
scbcDCDCLamp R
VVVV
VVL
TVVVVDP
22 )()(
)(2
)(
(4-20)
可推導出
)(2
)(
2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDC
c
LampscbcDCDCbuck
fVV
RVVVVD
V
RTVVVVDL
(4-21)
利用推導出之公式求得降壓型轉換器電感值由(4-21)式公式可求得Lbuck電感之值為
031mHK20)20090(2
9115)20090400(400)450(
)(2
)(
2
2
2
2
scbc
LampcbcDCDCbuck fVV
RVVVVDL
(4-22)
54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
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1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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54
4-3 單級高壓點燈電路製作
單極高壓點燈電路由一組RC構成充電電路當電容上之電壓達到SIDAC之崩潰電壓
時SIDAC會崩潰導通經由變壓器轉成一約35kV之點燈電壓以擊發燈管其構成之
元件規格如表45所示
表45 單級高壓點燈電路之主要元件
符號 名稱定義 型號規格
R 電阻 10k5W
C 電容 033μF35KV
SIDAC 矽雙向二極體 K2000G
T1 高壓用變壓器 130(匝數比)
4-4 模擬與實測波形結果
圖46為降升壓-返馳式轉換器輸出至高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器之直流電
壓模擬波形圖47為降升壓-返馳式轉換器輸出至半橋換流器之直流電壓實測波形
55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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55
1
VDC-bus(200Vdiv)Time10msdiv
圖46 VDC-bus電壓波形(模擬)
VDC-bus(50Vdiv)Time2msdiv
圖47 VDC-bus電壓波形(實測)
由圖48為第一級電感電流模擬波形與圖49為第一級電感電流實測波形電
感電流波形中可看出轉換器操作於邊界電流模式且電感電流波包形狀與整流後
的輸入電壓相吻合可看出電子安定器之第一級PFC級確實有達到高功因
0
vDC-bus=vcf+vcb
0
400V
400V
56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
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0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
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2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
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30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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56
1
iLm(1Adiv)Time2msdiv
圖48 第一級電感電流波形(模擬)
iLm(1Adiv) 與局部展開圖Time2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖49 第一級電感電流波形(實測)
0
0
0
邊界電流導通模式
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
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圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
參考文獻
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httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
57
圖 410 為功率開關 S1 與 S2 閘極-源極之驅動訊號模擬波形圖 411 為實作電路
之功率開關閘極-源極驅動訊號波形由模擬與實測圖可看出功率開關 S1 與 S2 交替切
換將直流電壓轉換為交流電壓提供給燈管圖 412 為高頻結合低頻切換之半橋換
流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖 413 為高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感
電流 ILbuck 之實測波形與局部展開圖由圖可得知電感電流操作於不連續導通模式
圖 414 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體 D2的電流之
模擬波形圖 415 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1 的驅動電壓及流經二極體
D2 的電流之實測波形圖 416 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2 的驅動電壓及
流經二極體 D1 的電流之模擬波形圖 417 為高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的
驅動電壓及流經二極體 D1 的電流之實測波形
58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
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2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
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5 單級化
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藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
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58
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖410 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(模擬)
S1(10Vdiv)S2(10Vdiv)(Time 2msdiv)
圖411 高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器功率開關S1與S2閘極-源極驅動訊號波形
(實測)
0
0
0
0
vgs1
vgs2
vgs1
vgs1
59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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59
iLbuck(2Adiv) Time 2msdiv
圖412 高頻結合低頻切換之半橋換流器電感電流ILbuck之波形(模擬)
iLbuck(2Adiv) 與局部展開圖 Time 2msdivZoom in of iLm(1Adiv)Time20μsdiv
圖413 高頻結合低頻切換之半橋換流器上的電感電流ILbuck之實測波形與局部展開圖
(實測)
不連續電流導通模式
0
0
0
60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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60
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 414 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體 D2 的電流波
形(模擬)
vgs1(10Vdiv)iD2(200mAdiv) Time20microsdiv
圖415 高頻結合低頻切換之半橋換流器vgs1的驅動電壓及流經二極體D2的電流波形
(實測)
0
0
0
0
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
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單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
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圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
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表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
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25
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諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
參考文獻
[1] 高育民 ldquo新型汽車用氙燈電子安定器之研製rdquo義守大學電機工程學系碩士班碩士論
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碩士論文民國97年6月
[66] 天朗照明公司
httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
61
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 416 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(模擬)
vgs2(10Vdiv)ID1(200mAdiv) Time20microsdiv
圖 417 高頻結合低頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體 D1 的電流波
形(實測)
0
0
0
0
62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
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圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
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1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
參考文獻
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62
單級高壓點燈電路之SIDAC動作之模擬波形如圖418SIDAC動作之實作波形如
圖419由圖418與圖419可看出點燈電路中RC充電電路之SIDAC崩潰之情形
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖418 點燈電路之SIDAC動作波形(模擬)
vSIDAC(100Vdiv)Time(2msdiv)
圖419 點燈電路之SIDAC動作波形(實測)
0
0
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
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碩士論文民國96年7月
[55] L6561 Power Factor Corrector Datasheet
httpwwwstcomstonlineproductsliteratureds5109l6561pdf
[56] UC3854 High Power Factor Preregulator Datasheet
httpfocusticomlitdssymlinkuc3854pdf
[57] ML4822 Power Factor Corrector Datasheet
httpwwwalldatasheetcomdatasheet-pdfpdf75762MICRO-LINEARML4822html
[58] 黃俊諺ldquo軟性切換功率因數校正器之輸出電壓漣波改善義守大學電機工程系
碩士班民國96年7月
77
[59] FAN4810 Power Factor Correction (PFC) Preregulator Datasheet
httpwwwfairchildsemicomdsFAFAN4810pdf
[60] FAN4827 Power Factor Correction Controller Datasheet
httpwwwfairchildsemicomdsFAFAN7527Bpdf
[61] 鄭培璿ldquo電力電子分析與模擬rdquo全華科技圖書股份有限公司民國94年8月
[62] Jianbing Xu Min Chen Zhaoming Qian ldquoNew control strategy for
a Two-stage Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballastrdquo for MHD lamp rdquo in
proc IEEE APErsquo05 pp 1028-1032 March 2006
[63] Min Chen Xinyi Yang Zhuomin Feng Ting Zhang Zhaoming Qian ldquoA Two-Stage
Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballast for Metal Halide Lamps using
Peak-Current Control Moderdquoin proc IEEE APECrsquo pp1537-1540Feb 2009
[64] 王炳文ldquo新型無音頻共振效應之單級高功因複金屬燈電子安定器rdquo義守大學電機
工程學系碩士班碩士論文民國98年7月
[65] 郭政和ldquo新型低頻方波驅動之HID燈電子安定器rdquo義守大學電機工程學系碩 士班
碩士論文民國97年6月
[66] 天朗照明公司
httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
63
圖420為輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖421為輸入電壓與輸入電流之實測
波形由實測波形圖中可看出輸入電壓與電流波形同相位因此本研究之電路確實
有達到高功因之效果
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖420 輸入電壓與輸入電流波形(模擬)
vac(50Vdiv)iac(1Adiv)Time5msdiv
圖421 輸入電壓與輸入電流波形(實測)
0
輸入電壓(vac)
輸入電流(iac)
輸入電流(iac)
0
輸入電壓(vac)
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
參考文獻
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電機工業人才培訓計畫課程名稱HID 電子式安定器設計與研製
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httpwwwalldatasheetcomdatasheet-pdfpdf75762MICRO-LINEARML4822html
[58] 黃俊諺ldquo軟性切換功率因數校正器之輸出電壓漣波改善義守大學電機工程系
碩士班民國96年7月
77
[59] FAN4810 Power Factor Correction (PFC) Preregulator Datasheet
httpwwwfairchildsemicomdsFAFAN4810pdf
[60] FAN4827 Power Factor Correction Controller Datasheet
httpwwwfairchildsemicomdsFAFAN7527Bpdf
[61] 鄭培璿ldquo電力電子分析與模擬rdquo全華科技圖書股份有限公司民國94年8月
[62] Jianbing Xu Min Chen Zhaoming Qian ldquoNew control strategy for
a Two-stage Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballastrdquo for MHD lamp rdquo in
proc IEEE APErsquo05 pp 1028-1032 March 2006
[63] Min Chen Xinyi Yang Zhuomin Feng Ting Zhang Zhaoming Qian ldquoA Two-Stage
Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballast for Metal Halide Lamps using
Peak-Current Control Moderdquoin proc IEEE APECrsquo pp1537-1540Feb 2009
[64] 王炳文ldquo新型無音頻共振效應之單級高功因複金屬燈電子安定器rdquo義守大學電機
工程學系碩士班碩士論文民國98年7月
[65] 郭政和ldquo新型低頻方波驅動之HID燈電子安定器rdquo義守大學電機工程學系碩 士班
碩士論文民國97年6月
[66] 天朗照明公司
httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
64
表46為輸入電流各次諧波量由表中可看出與IEC 61000-3-2規範相較之下
本研究電路之各次諧波均在標準範圍之內圖422則為輸入電流諧波量比較圖
表 46 輸入電流各次諧波量
諧波階數
n
IEC 61000-3-2 標準值
()
實測值
()
2 2 033
3 30 477
5 10 581
7 7 317
9 5 151
11ltnlt39 3 125
0
5
10
15
20
25
30
35
2 3 5 7 9 11
諧波次數
IEC 61000-3-2 Class C Standard
實際量測電流諧波失真率
圖422 輸入電流諧波量比較圖
65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
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圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
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65
4-5 燈管波形量測
圖423為實作電路照片圖424為實作控制電路之照片圖425為實測之暫態燈
管電壓與燈管電流由圖可以得知燈管電壓與燈管電流在約50秒後進入穩態圖426
為模擬之穩態燈管電壓及燈管電流波形圖427為實測之穩態燈管電壓及燈管電流
由圖中可看出穩態電壓約為90V電流約為08A輸出功率為燈管電壓乘以燈管電
流功率約70W
降升壓-返馳式轉換器高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器控制電路
圖423 實作電路照片
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
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5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
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碩士班民國96年7月
77
[59] FAN4810 Power Factor Correction (PFC) Preregulator Datasheet
httpwwwfairchildsemicomdsFAFAN4810pdf
[60] FAN4827 Power Factor Correction Controller Datasheet
httpwwwfairchildsemicomdsFAFAN7527Bpdf
[61] 鄭培璿ldquo電力電子分析與模擬rdquo全華科技圖書股份有限公司民國94年8月
[62] Jianbing Xu Min Chen Zhaoming Qian ldquoNew control strategy for
a Two-stage Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballastrdquo for MHD lamp rdquo in
proc IEEE APErsquo05 pp 1028-1032 March 2006
[63] Min Chen Xinyi Yang Zhuomin Feng Ting Zhang Zhaoming Qian ldquoA Two-Stage
Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballast for Metal Halide Lamps using
Peak-Current Control Moderdquoin proc IEEE APECrsquo pp1537-1540Feb 2009
[64] 王炳文ldquo新型無音頻共振效應之單級高功因複金屬燈電子安定器rdquo義守大學電機
工程學系碩士班碩士論文民國98年7月
[65] 郭政和ldquo新型低頻方波驅動之HID燈電子安定器rdquo義守大學電機工程學系碩 士班
碩士論文民國97年6月
[66] 天朗照明公司
httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
66
圖424 實作控制電路之照片
VLamp(50Vdiv)ILamp (2Adiv) Time5sdiv
圖425 燈管暫態電壓及暫態電流波形(實測)
0
0
67
1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
參考文獻
[1] 高育民 ldquo新型汽車用氙燈電子安定器之研製rdquo義守大學電機工程學系碩士班碩士論
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1
2
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖426 燈管穩態電壓及穩態電流波形(模擬)
vLAMP(100Vdiv)iLAMP(1Adiv)Time(2msdiv)
圖427 燈管穩態電壓及穩態電流波形(實測)
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
燈管電壓約 90V(rms)
燈管電流約 08A(rms)
0
0
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圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
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參考文獻
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民國 94 年 5 月
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士論文民國 92 年 5 月
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[58] 黃俊諺ldquo軟性切換功率因數校正器之輸出電壓漣波改善義守大學電機工程系
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77
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[60] FAN4827 Power Factor Correction Controller Datasheet
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[61] 鄭培璿ldquo電力電子分析與模擬rdquo全華科技圖書股份有限公司民國94年8月
[62] Jianbing Xu Min Chen Zhaoming Qian ldquoNew control strategy for
a Two-stage Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballastrdquo for MHD lamp rdquo in
proc IEEE APErsquo05 pp 1028-1032 March 2006
[63] Min Chen Xinyi Yang Zhuomin Feng Ting Zhang Zhaoming Qian ldquoA Two-Stage
Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballast for Metal Halide Lamps using
Peak-Current Control Moderdquoin proc IEEE APECrsquo pp1537-1540Feb 2009
[64] 王炳文ldquo新型無音頻共振效應之單級高功因複金屬燈電子安定器rdquo義守大學電機
工程學系碩士班碩士論文民國98年7月
[65] 郭政和ldquo新型低頻方波驅動之HID燈電子安定器rdquo義守大學電機工程學系碩 士班
碩士論文民國97年6月
[66] 天朗照明公司
httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
68
圖428為複金屬燈管點亮圖圖429為複金屬燈管弧光放電圖由複金屬燈弧光放
電圖中可看出弧光無閃爍無扭曲弧光筆直因此複金屬燈無音頻共振發生
圖428 複金屬燈管點亮圖 圖429 複金屬燈管弧光放電圖
表 47 為重要實測結果表 48 為全域輸入電壓對效率及功因之關係從表 47 可知
實測燈管電壓為 90V實測燈管電流為 08A實測功率為 70W(plusmn2W)功率因數為 099
THDi lt13從表 48 可知由圖可以發現功因在輸入電壓為 110V 與 150V 時最高效
率則是在輸入電壓為 110V 最高可達約 87當輸入電壓越高時效率和功因會逐漸
降低
69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
參考文獻
[1] 高育民 ldquo新型汽車用氙燈電子安定器之研製rdquo義守大學電機工程學系碩士班碩士論
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69
表 47 重要實測結果
表 48 全域輸入電壓對效率及功因之關係
實測燈管電壓 90V(rms)
實測燈管電流 08A(rms)
實測功率 70W(plusmn2W)
功率因數 099
THDi lt13
Vi(V) Vo(V) Pi(W) Po(W) η() PF
85 805 731W 612W 837 097
110 896 783W 686W 876 099
150 902 786W 679W 865 099
220 904 787W 671W 853 095
265 903 778W 662W 851 092
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
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1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
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2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
參考文獻
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[7] J Melis and O Vila-Masot ldquoLow frequency square wave electronic ballast for gas
discharge lampsrdquo US Patent 5 428 268 June 27 1995
[8] M A Co C Z Rezende D S L Simonetti and J L F Vieira ldquoMicrocontrolled
electronic gear for HID lamps comparisons with electromagnetic ballastrdquo in Proceedings
of IEEE IECONrsquo02 2002 pp 468-472
[9] J Melis and O Vila-Masot ldquoLow frequency square wave electronic ballast for gas
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[10] 楊景元rdquo具自動頻率搜尋功能之複金屬燈電子安定器rdquo中山大學電機工程學系碩
士論文民國 94 年 5 月
[11] IES Lighting Handbook Reference and Application Illuminating Engineering Society of
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httpwwwsunhamcomtwBRICHTSTAR_24Whtm
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[19] 鄭元銘 ldquo新型高功因 HID 燈電子安定器之研製rdquo 義守大學電機工程學系碩士班碩
士論文民國 97 年 6 月
[20] 鄔永健 ldquo新型單級高功因低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器rdquo 義守大學電機工程
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[21] 經濟部能源局ldquo照明系統 QampA 節能技術手冊rdquo財團法人台灣綠色生產力基金會
[22] 郭玉萍ldquo照明系統之節能介紹rdquo工研院能資所電能技術組民國 91 年 11 月
[23] 台灣歐斯朗有限公司
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[24] 復旦大學電光源實驗室ldquo電光源原理上海人民出版社民國 88 年
[25] 2008 歐斯朗光源產品型錄
[26] Y X Hu ldquoAnalysis and Design of High-Intensity-Discharge Lamp Ballast for
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2001
74
[27] 梁從主ldquo經濟部工業局九十年度工業技術人才培訓計畫講義rdquo 專案計畫 名稱
電機工業人才培訓計畫課程名稱HID 電子式安定器設計與研製
民國 90 年 8 月
[28] H L Witting ldquoAcoustic resonances in cylindrical high-pressure are dischargesrdquo Journal
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[30] 馮鑰文ldquo複金屬燈之音頻共振現象探討rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文
民國 94 年 5 月
[31] 陳冠雄ldquo方波電流驅動之複金屬燈操作特型研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩
士論文民國 92 年 5 月
[32] 唐聖億ldquo複金屬燈高頻操作特性研究rdquo國立中山大學電機工程學系碩士論文民
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[35] R Orletti M A Co D S L Simonettiand and J L Freitas Vieira ldquoHID Lamp
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Integrated Buck Flyback Converter to Supply Metal Halide Lamprdquo IEEE Trans Ind
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[47] J Melis and O Vila-Masot ldquoLow frequency square wave electronic ballast for gas
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Variable Frequency Control for Projector Lamp Ballastrdquo in Proc PCC 2002
pp 90-94
[54] 高維新ldquo主動式功率因數修正器之設計逢甲大學資訊電機工程碩士在職專班
碩士論文民國96年7月
[55] L6561 Power Factor Corrector Datasheet
httpwwwstcomstonlineproductsliteratureds5109l6561pdf
[56] UC3854 High Power Factor Preregulator Datasheet
httpfocusticomlitdssymlinkuc3854pdf
[57] ML4822 Power Factor Corrector Datasheet
httpwwwalldatasheetcomdatasheet-pdfpdf75762MICRO-LINEARML4822html
[58] 黃俊諺ldquo軟性切換功率因數校正器之輸出電壓漣波改善義守大學電機工程系
碩士班民國96年7月
77
[59] FAN4810 Power Factor Correction (PFC) Preregulator Datasheet
httpwwwfairchildsemicomdsFAFAN4810pdf
[60] FAN4827 Power Factor Correction Controller Datasheet
httpwwwfairchildsemicomdsFAFAN7527Bpdf
[61] 鄭培璿ldquo電力電子分析與模擬rdquo全華科技圖書股份有限公司民國94年8月
[62] Jianbing Xu Min Chen Zhaoming Qian ldquoNew control strategy for
a Two-stage Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballastrdquo for MHD lamp rdquo in
proc IEEE APErsquo05 pp 1028-1032 March 2006
[63] Min Chen Xinyi Yang Zhuomin Feng Ting Zhang Zhaoming Qian ldquoA Two-Stage
Low-Frequency Square-Wave Electronic Ballast for Metal Halide Lamps using
Peak-Current Control Moderdquoin proc IEEE APECrsquo pp1537-1540Feb 2009
[64] 王炳文ldquo新型無音頻共振效應之單級高功因複金屬燈電子安定器rdquo義守大學電機
工程學系碩士班碩士論文民國98年7月
[65] 郭政和ldquo新型低頻方波驅動之HID燈電子安定器rdquo義守大學電機工程學系碩 士班
碩士論文民國97年6月
[66] 天朗照明公司
httpinterushtwmmb_detailphpid=8405
70
第五章 結論與未來研究方向
5-1 結論
本研究提出之新型兩級式高功因電子式安定器由模擬與實測之波形比較之結果相
吻合且與理論相符並成功地將傳統三級架構之降壓-返馳式轉換器與升壓轉換器合
成為ㄧ級使得轉換器的功因校正與功率控制之功能整合在一起並且解決了傳統降升
壓轉換器因輸入端與輸出端正負極性不同而導致後級電路因對地電壓的問題而難以設
計所以此轉換器架構亦有後級電路方便設計的優點本文提出之高功因無音頻共振之
HID 燈電子安定器第一級的降升壓-返馳式轉換器操作於邊界電流導通模式下電感
平均電流波包與輸入電壓之波形同相位達到高功因之效果而第二級高頻結合低頻方
波驅動之半橋式換流器提供低頻方波電源給 HID 燈可避開音頻共振的問題實測之電
路效率可達 87以上功率因數超過 099所需的電路元件也較市售三級電子安定器
少達到了節省電路成本並且提高效率的目標
以下為本論文提出之新型 HID 燈電子安定器之特點
1 第一級降升壓-返馳式轉換器部分由於同時具有功因校正與功率控制之功能節省
了開關元件降低切換損失並且提升效率
2 與先前文獻中所提出第一級之降壓-返馳式轉換器相比因為本研究之降升壓-返馳
式轉換器之市電輸入電流連續所以功因較高約為 099
3 第二級高頻結合低頻方波驅動之半橋換流器輸出低頻交流方波供給 HID 燈可避開
音頻共振的問題
71
5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
模擬軟體與實作結果驗證本論文的實用性但尚未臻完善本論文之研究仍有改善空
間今後仍可繼續進行研究的方向分項敘述如下
1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
應用範圍更為寬廣節省成本也可藉此印證本論文所提出之電子安定器之可行性
2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
以可加入定功率控制電路使燈管穩態功率維持定值同時對燈管壽命可能有幫助
3 熱點燈電路之研製
研製熱點燈電路使燈管熄滅時可以馬上點燈不必等待其應用場合會更為廣
泛
4 將控制電路數位化
將控制電路以單晶片取代 IC 來做定功率控制轉換器回授控制或者後級半橋換
流器電路控制控制程式以電腦撰寫完成之後燒錄於單晶片中使其控制更為多元
化往後修改控制參數也更容易
5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
藉以達到精簡主電路架構而降低電路之成本與體積
72
參考文獻
[1] 高育民 ldquo新型汽車用氙燈電子安定器之研製rdquo義守大學電機工程學系碩士班碩士論
文民國 96 年 6 月
[2] 張英彬柯聖浩「電子安定器之實作技術」新文京開發書版社民國九十三年
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httpfocusticomlitdssymlinkuc3854pdf
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5-2 未來研究方向
本研究已研製出無音頻共振之高功因 HID 燈電子安定器的雛型電路經由 IsSpice
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1 應用於不同瓦數之 HID 燈
將電子安定器設計為不同瓦數規格(35W150W250W400Whellip)將可使其
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2 加入定功率控制
因為燈管的廠牌與老化程度皆不同於穩態時之功率會與額定有些許落差所
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4 將控制電路數位化
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5 單級化
應用電路拓墣技術整合功因修正電路功率控制電路與換流器等電路等電路
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[8] M A Co C Z Rezende D S L Simonetti and J L F Vieira ldquoMicrocontrolled
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[9] J Melis and O Vila-Masot ldquoLow frequency square wave electronic ballast for gas
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[10] 楊景元rdquo具自動頻率搜尋功能之複金屬燈電子安定器rdquo中山大學電機工程學系碩
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[11] IES Lighting Handbook Reference and Application Illuminating Engineering Society of
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[12] POWERSTAR HQI-T and HQI-TS compact metal-halide lamps Technical information
73
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[13] R G Gibson ldquoDimming of Metal Halide Lampsrdquo Journal of the Illuminating
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