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Extraction des paramètres et domaine de validité du modèle d’un composant de puissance

CHAPITRE 1 COMPOSANTS DE PUISSANCE

UTILISES

Wei MI

Thèse INSA de Lyon - CEGELY

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1.1 Objectif

L’objectif de notre travail est la mise en place de procédures d’extraction des

paramètres et de détermination du domaine de validité.

Pour cela nous avons besoin de comparer l’expérience avec la simulation. Nous

définissons donc des paramètres transitoires, décrivant les commutations, que nous

utiliserons dans les analyses et les comparaisons.

De plus ce chapitre va correspondre aussi à quelques rappels de physique des

composants de puissance, nécessaires à une compréhension minimale, par exemple du

rôle des paramètres technologiques.

Dans tous les dispositifs de l’électronique de puissance, le conditionnement de

l’énergie électrique repose sur l’emploi de composants à semi-conducteur fonctionnant

en commutation.

L’étude des composants de puissance à semi-conducteur est une discipline à part

entière. Notre but, dans ce chapitre, n’est pas de traiter des détails de physique des semi-

conducteurs ni de leur technologie de fabrication. Nous nous en tiendrons au minimum

nécessaire pour présenter de façon simple des éléments de physique des semi-

conducteurs. Cela nous servira pour expliquer les principales caractéristiques statiques

et dynamiques étudiées dans notre projet, pour la diode de puissance PiN, le transistor

MOSFET et l’IGBT.

Généralement, la modélisation d’un composant de puissance à semi-conducteur

peut se faire, soit à partir de modèles analytiques basés sur les équations des semi-

conducteurs dans des simulateurs de circuits (PACTE, SMASH, SABER), soit avec un

simulateur de type éléments finis (DESSIS, MEDICI).

En fait, les travaux de modélisation d’un composant à semi-conducteur sont

largement influencés par les modèles classiques implantés dans le simulateur SPICE, qui

utilisent un schéma électrique équivalent pour représenter le comportement du

composant.

Dans l’autre cas, l’idée de base a été la résolution directe des équations des semi-

conducteurs sous une forme plus ou moins simplifiée, avec une méthode de différences

finis ou d’élément finis. Evidemment, ce moyen nous permet d’étudier plus finement la

physique et le comportement d’un composant. Son inconvénient se trouve au niveau du

coût de calcul élevé…

Wei MI


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En général, ces deux approches se basent sur les concepts de physique des semi-

conducteurs représentés par des équations mathématiques. Dans un modèle

unidimensionnel, ces équations sont [SZE-81]:

a) l’équation de Poisson

( , ) ( , )XX

E t X tρε

∂ =∂

(1-1)

où ( , ) [ ( ) ( , ) ( , )]X X X Xt q p t n tρ = Γ + − (1-2)

est la densité de charges.

et ( ) ( ) ( )D AX XN NΓ = − X (1-3)

est le taux net de dopants.

b) la définition du potentiel électrique (Equation de Faraday)

( , ) ( , )XX

t EΨ∂ = −∂

X t (1-4)

c) les équations de continuité pour les électrons et les trous

1( , ) ( , ) ( , )PX XX

p t U tt q

∂ = − −∂ ∂

XJ t∂ (1-5)

1( , ) ( , ) ( , )nX XX

Jn t U tt q

∂∂ = − +∂ ∂

X t (1-6)

où le taux de génération-recombinaison (Shockley-Read-Hall) est : 2

0

( , ) i

p n

pn nU X tn pτ τ τ

−=+ + in

1

(1-7)

avec (1-8) 0 1i n pn p nτ τ τ= +

d) les équations de transport:conduction et diffusion

( , ) ( , ) ( , ) ( , )p p pX X XX

ppJ t q t E t qDµ ∂= −

∂X t (1-9)

( , ) ( , ) ( , ) ( , )n nX X XX

nJ t q n t E t qDnµ ∂= +∂

X t (1-10)

avec ( , )X tρ : densité de charge totale (at.cm-3);

( )XΓ : dopage effectif net (at.cm-3);

µp : mobilité des trous (cm2.V-1.s-1);

µn : mobilité des électrons (cm2.V-1.s-1);

q: charge de l’électron (C);

Wei MI


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( , )E X t : champ électrique (V.cm-1);

( , )p X t : concentration en trous (at.cm-3);

( , )n X t : concentration en électrons (at.cm-3);

( , )pJ X t : densité de courant des trous (A.cm-2);

( , )nJ X t : densité de courant des électrons (A.cm-2);

Dp : coefficient de diffusion des trous (cm2.s-1);

Dn : coefficient de diffusion des électrons (cm2.s-1);

τp : durée de vie des trous (s);

τn : durée de vie des électrons (s);

p1 : concentration en trous caractérisant le niveau du piège (at.cm-3);

n1 : concentration en électrons caractérisant le niveau du piège (at.cm-3);

Dans les paragraphes suivants, nous présenterons, pour chaque composant étudié,

la diode PiN, le transistor MOSFET et l’IGBT, les éléments de physique et de

technologie essentiels, les caractéristiques statiques puis les comportements

dynamiques, et les modèles que nous adoptons dans notre projet.

1.2 Diode PiN de puissance

Interrupteur non commandable, la fonction de la diode est non seulement

indispensable mais omniprésente dans les systèmes électroniques de puissance. Le

comportement des composants PiN [Bausiere-97][Ferrieux-99][Hautier-99] aura donc

une influence importante sur le fonctionnement d’un système. D’autre part, la structure

de la diode PiN est la base de tous les autres composants de puissance. L’étude de ce

composant nous permet de bien connaître la physique et les caractéristiques des

composants. C’est pour cela que nous commençons par l’étude de la diode PiN.

1.2.1. Physique et technologie de la diode PiN de puissance Les diodes de puissance ont une structure PN ou PN-N+ (encore appelée PiN)

suivant qu’il s’agit de composants destinés à supporter à l’état bloqué une tension

inverse de faible ou de forte valeur.

La structure des diodes de puissance PiN est généralement réalisée avec une

couche P+ très dopée par diffusion d’atomes accepteurs dans une couche épitaxiée de

type N- très peu dopée. Cette couche est appelée zone centrale ou historiquement base

intrinsèque. L’épitaxie N- est réalisée sur un substrat épais très dopé de type N+. Le

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contact relié à la zone P+ constitue l’anode A, celui relié à la zone N+ la cathode K.

(figure 1.1-a))

La figure 1.1-b) indique le symbole utilisé pour représenter la diode et les

conventions de signe adoptées pour le courant iA et la tension vAK.

a) b)

Figure 1.1 Structure schématisée d’une diode PiN

Figure 1.2 Profil de dopage typique d’une diode PiN

La figure 1.2 montre l’allure générale monodimensionnelle du profil de dopage de

la diode de puissance PiN. Il existe plusieurs procédés de fabrication : technologie

"double diffusée" et technologie "épitaxiale" par exemple. Les différentes technologies

se diffèrent essentiellement par le profil de la ″fin de la zone faiblement dopée″ qui a un

rôle déterminant sur la fin du comportement transitoire de la diode PiN.

La tenue en tension (tension de claquage), VBR, est liée à la concentration ND et à

la largeur W de la zone centrale. La figure 1.3 donnée dans [Merle-92] montre

l’évolution de la tension de claquage en fonction de la concentration de dopants et de

l’épaisseur de la zone centrale pour une diode PiN en silicium. Ce graphique nous

permet de fixer quelques valeurs initiales dans les modèles de la diode de puissance pour

la procédure d’extraction, car les diodes bien optimisées se situent dans la zone de coude

de la courbe W(ND).

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Figure 1.3 Tension de claquage en fonction de la concentration et de

l’épaisseur de la zone centrale d’une diode PiN

Le CEGELY a utilisé la méthode de graphe [Allard-92] de liens pour décrire la

structure de la diode PiN de puissance donnée à la figure 1.4. Une diode peut être

décomposée en différentes régions semi-conductrices élémentaires selon leurs

comportements physiques (figure 1.5):

Une région neutre à gradient de dopage (DeN) nommée P, qui correspond au contact

P,

Une zone de charge d’espace (DeJ) nommée pn, qui correspond à la jonction P+N,

Une région de plasma nommée gaz, qui correspond à la zone neutre en forte

injection,

Une région ohmique (Ω) nommée n, qui correspond à la zone en faible injection à la

fin de la couche faiblement dopée,

Une région neutre (DeN) nommée N, qui correspond au contact N.

La zone de charge d’espace est bien connue. C’est la zone souvent désertée de

porteurs de charge, située autour de la jonction. De la désertion résulte des charges

positives coté N et négatives coté P issues des atomes dopants. En simplifiant beaucoup,

cette région élémentaire se comporte comme une capacité électrique non-linéaire.

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La zone de plasma est créée en polarisation directe quand la condition de forte

injection est satisfaite: les porteurs minoritaires injectés à travers la ZCE voisine

deviennent nettement plus nombreux que les atomes dopant. Dans une zone de plasma,

la neutralité impose n=p et un grand nombre de porteurs est stocké. Une zone de plasma

correspond à une chute de tension à ses bonnes très faible, presque indépendante de la

longueur. Cela explique la faible dépendance de la chute de tension à l'état passant d’un

composant bipolaire en fonction de son calibre en courant.

Une zone ohmique se comporte naturellement comme une résistance.

Enfin une zone neutre à gradient de dopage se comporte comme une source de

tension.

Figure 1.4 Profil de dopage typique d’une diode de puissance

Figure 1.5 Graphe de liens de la diode PiN de puissance

1.2.2 Comportement des diodes PiN

1.2.2.1 Caractéristique statique

Etat passant (Polarisation directe)

La caractéristique statique d’une diode à jonction est donnée à la figure 1.6. Si l’on

s’en tient à une présentation purement externe, le quadrant (1) correspond à la zone de

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polarisation directe de la diode et donc, à un état équivalent à l’interrupteur fermé.

Quand le circuit dans lequel la diode est insérée tend à faire circuler le courant dans le

sens anode (A)/cathode(K), ou sens passant, la diode est conductrice: la chute de tension

VF aux bornes d’une diode polarisée en direct est une fonction croissante du courant. On

note que la caractéristique statique simplifiée suit une loi exponentielle dans ce

quadrant. Le modèle standard donne :

[exp( ) 1]AKA S

T

vi IU

= − (1-11)

avec IS courant de saturation,

UT potentiel thermodynamique.

Figure 1.6 Caractéristique statique idéalisée de la diode

Etat bloqué (Polarisation inverse)

Le comportement en polarisation inverse (état ouvert) est décrit par la

caractéristique du quadrant (3). Quand le circuit dans lequel est placée la diode applique

aux bornes de celle-ci une tension négative tendant à y faire passer un courant négatif, la

diode est bloquée. La diode est traversée par un courant inverse IR qui augmente

fortement avec la température et qui varie avec la racine carrée de l’amplitude de la

tension inverse appliquée.

1.2.2.2 Comportements dynamiques

En pratique, les composants de puissance ne travaillent que dans deux états

extrêmes : l’état bloqué et l’état passant. Malheureusement, l’interrupteur idéal n’existe

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pas et les commutations dans les circuits pratiques sont toujours complexes et

imparfaites. La thèse de Sarrus F. [Sarrus-95] nous montre les comportements

dynamiques de la diode de puissance qui fonctionne dans une cellule de commutation.

La phase transitoire comporte quatre états: commutation à la fermeture, état passant,

commutation à l’ouverture et état bloqué.

Commutation à la fermeture

L’étude de la mise en conduction d’une diode PiN de puissance se fait avec une

cellule de commutation interrupteur-diode (figure 1.7) dans laquelle l’interrupteur T est

un composant MOS IRF740.

Figure 1.7 Circuit de commutation d’une diode de puissance

Quand l’interrupteur T est fermé, le courant de la source de courant IF passe dans

l’interrupteur T et ne circule pas dans la diode D. Les bornes de la diode sont soumises à

la source de tension VR. Lorsque l’on ouvre l’interrupteur T, le courant IF est obligé de

traverser la diode D. La couche N- est encore très résistive et, si le courant augmente très

vite, la tension directe peut atteindre une valeur élevée car la zone de plasma s’établit

progressivement. Au fur et à mesure que les zones P+ et N+ injectent des porteurs dans la

zone de plasma situé dans la couche N-. La zone ohmique N- réduit de taille, la chute de

tension diminue et tend vers sa valeur d’équilibre Von.

La figure 1.8 montre les formes d’ondes de courant et de tension pendant la

commutation. Nous notons qu’il y a deux grandeurs pouvant caractériser le

comportement d’une diode PiN, la valeur maximale de la tension directe VFM et le temps

d’établissement direct tfr. Ces deux grandeurs dépendent du courant appliqué, de la pente

du courant et de la température.

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La tension directe maximale VFM diminue quand la vitesse de recouvrement diA/dt

du courant diminue. Donc si diA/dt est très élevé, la valeur de VFM peut atteindre une

valeur très importante.

Figure 1.8 Tension et courant typique à la fermeture

Commutation à l’ouverture

Cette phase est la plus complexe, car elle met en œuvre des phénomènes physiques

très variés. C’est le blocage de la diode. La conduction d’un courant par une diode PiN

entraîne l’existence d’une zone de plasma, qui s’étend essentiellement dans la zone

faiblement dopée (couche N-). La phase de blocage va donc devoir s’accompagner de

l’évacuation des porteurs stockés dans la zone de plasma.

Le circuit pour étudier la commutation de la diode à l’ouverture est le même circuit

que celui de la commutation à la fermeture montrée à la figure 1.7, mais que les états

initiaux du composant sont différents.

La source de courant IF fixe le courant à couper, la source de tension VR donne la

tension inverse après ouverture. La diode étudiée est en série avec une inductance LD

représentant l’ensemble des inductances parasites de la boucle. Sur la figure 1.9, on

trace les formes d’ondes du courant iA et de la tension vAK.

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Figure 1.9 Ondes de tension et de courant dans une commutation à l’ouverture

(BYT12P600, IF=2A,VR=100V,LD =100nH, T=295K, VG=15V, rg=10W, lg=5nH)

Quant t<t0, la diode à l’état passant est parcourue par un courant direct iA=IF. Elle

possède une quantité de charges stockées QS dans la zone de plasma.

Pour t=t0, l’interrupteur T est fermé. La tension VR est appliquée en inverse aux

bornes de la diode. Le courant iA diminue progressivement en suivant la loi des mailles:

R AK DSA

D

V v vdidt L

− − += (1-12)

Si T commute suffisamment rapidement, vDS peut être négligeable par rapport à

VR. La tension aux bornes de la diode vAK reste positive et est légèrement positive. Car la

concentration en porteurs minoritaires au voisinage de la jonction PN est supérieure à la

concentration ND dans la zone centrale à cause de la zone de plasma. Il en résulte

qu’aucune zone de charge d’espace ne peut se développer. Cela permet de négliger aussi

la valeur vAK.

A R

D

di Vdt L

−≈ (1-13)

Donc, le courant peut s’exprimer approximativement par

Wei MI


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R

A F FD

di Vi I t Idt L

− = − t (1-14)

La diminution du courant permet l’évacuation progressive de la charge QS

correspondant au nombre total d’électrons stockés dans la zone de plasma, selon

l’équation classique obtenue à partir des équations (1-5, 1-6, 1-8, 1-9) avec n=p:

S SA

a

dQ Q idt τ

= − + , (1-15)

où , est la durée de vie ambipolaire dans la zone de plasma, la zone Na nτ τ τ= + p-.

Le courant iA passe par zéro pour t=t1 tel que :

1 / F DF

R

di I Lt Idt V

= (1-16)

A cet instant, t=t1, seule une petite partie des trous a été évacuée.

Pour t>t1, les concentrations en porteurs dans la zone N- sont encore supérieures à

celles de l’équilibre : les électrons et les trous continuent à quitter cette zone ou à se

recombiner. A cet instant, la tension aux bornes de la diode est toujours légèrement

supérieure à zéro, car la zone de plasma s’étale toujours dans la couche épitaxiée. Mais

le courant est négatif.

La pente de ce courant reste imposée par le circuit extérieur jusqu’à ce que la

concentration en porteurs au droit de la jonction PN- redevient inférieur au dopage, ce

qui permet à la jonction de retrouver son pouvoir de blocage.

On remarque que l’existence de la petite inductance dans le boîtier de composant

donne naissance à une chute de tension v1 pendant cette période (figure 1.10).

Figure 1.10 Boîtier de la diode PiN

La tension aux bornes du boîtier de la diode PiN est :

Am AK b

div v Ldt

= + (1-17)

Wei MI


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1A

b bR

D

di Vv L Ldt L

= = (1-18)

avec , l’inductance globale du boîtier 1b b bL L L= + 2

A l’instant t=t2, la concentration en trous devient très faible par rapport au dopage,

au niveau de la jonction. A cet instant, la zone de charge d’espace commence à s’étaler,

et la tension vAK décroît très vite vers des valeurs négatives.

A l’instant t=t3, le courant iA atteint sa valeur minimale –IRM.

Après l’instant t=t3, les porteurs stockés continuent à être éliminés

progressivement par recombinaisons et par le courant iA. La pente diA/dt donne

naissance à une surtension qui s’ajoute à la tension VR. La tension inverse atteint alors

sa valeur maximale VRM.

En fin de recouvrement, la diode fonctionne comme une capacité non linéaire en

série avec l’inductance et les résistances du circuit qui engendrent un phénomène

oscillatoire.

1.2.2.3 Paramètres transitoires de la diode de puissance à l’ouverture

Après avoir étudié les courbes électriques à la figure 1.9, les paramètres (table

1.1) caractérisant ces courbes transitoires peuvent être classiquement définis [LIN-94].

Symbole Unité Signification IRM A courant inverse maximal VRM V tension inverse maximale tRR S temps de recouvrement inverse

tVRM S durée entre le temps de passage au zéro de courant et le passage à la tension inverse maximale

dVF/dt V/s pente de la tension inverse au moment du passage à IRM dIR/dt A/s pente du courant de recouvrement au moment du passage à

VRM VRM1 V première crête de tension inverse après le passage à VRM tVRM1 S durée entre le passage de VRM et le passage à VRM1 dIF/dt A/s pente de la décroissance du courant direct

IF A courant direct à l’état passant VR V tension inverse appliquée

Table 1.1 Paramètres transitoires caractérisant la phase de la commutation

à l’ouverture de la diode PiN

Wei MI


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1.2.3 Modèle utilisé pour la diode PiN de puissance

L’expérience montre que le modèle classique SPICE de la diode, malgré qu’il

convienne bien dans des applications en électronique analogique, ne satisfait pas dans

les applications de puissance [Massmoudi-01].

Le CEGELY a développé un simulateur PACTE [Morel-95] qui adopte la méthode

des graphes de liens. Il utilise un modèle analytique à variable d’état [Morel-94] pour la

diode PiN de puissance développé par H Morel.

Ce modèle prend en compte la durée de vie ambipolaire pour présenter la forte

injection et utilise une technique d’Approximation Interne [Morel-95]. Ce modèle

reproduit assez fidèlement les commutations avec quatre paramètres technologiques de

la diode PiN et deux autres paramètres empiriques pour tenir compte de l’effet du

recouvrement dans la zone de charge d’espace (table 1.2). Ce sont ces paramètres que

nous voulons identifier. Puis nous vérifierons la validité de ce couple de modèle-

paramètres.

Signification physique Symbole Unité Surface effective A mm2

Dopage de la base ND cm-3 Largeur de la base W µm Durée de vie ambipolaire dans la base t ns Paramètre empirique 1 a - Paramètre empirique 2 tD -

Table 1.2 Paramètres du modèle de la diode PiN de puissance (H. Morel)

Avec un langage de description, M++, ce modèle a été implanté dans le simulateur

PACTE. La description du circuit est semblable à celle de SPICE.

Nous utilisons aussi le simulateur DESSIS qui utilise la méthode des éléments

finis. La modélisation par éléments finis peut-être considérée comme une modélisation

très précise des phénomènes électriques internes d’un dispositif à semi-conducteur.

1.2.4 Conclusion Nous venons de rappeler brièvement la technologie de fabrication, le

comportement statique et en commutation de la diode PiN de puissance.

Nous avons choisi un modèle analytique (PACTE) et numérique (DESSIS). Enfin

nous avons défini les paramètres transitoires décrivant la commutation à l’ouverture de

la diode PiN.

Wei MI


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Nous avons donc les ingrédients nécessaires à l’application d’une procédure

d’extraction des paramètres et de validation d’un modèle pour la diode PiN de

puissance.

1.3 Transistor MOSFET de puissance

Le transistor MOSFET (Metal-Oxide-Silicon Field-Effect-Transistor) [Bausiere-

97][Ferrieux-99][Hautier-99] présente la particularité d’être un interrupteur de

puissance commandé qui fonctionne en mode unipolaire, c’est-à-dire que le courant

n’est dû qu’au déplacement d’un seul type de porteurs de charges. Il en résulte une très

grande rapidité de commutation due à l’absence de charge stockée. En revanche, la

chute de tension est relativement élevée à l’état passant. C’est du à l’absence de la zone

de plasma dans la zone N-.

1.3.1 Physique et technologie du MOSFET de puissance Un MOSFET de puissance est formé d’un grand nombre de cellules élémentaires

mises en parallèle. Sa structure verticale permet au courant de traverser la puce de

silicium perpendiculairement et assure une assez grande tenue en tension. La figure

1.11-a) représente une vue en coupe de deux cellules voisines, et la figure 1.11-b)

montre le symbole usuel du MOSFET de puissance avec les notations classiques.

a) b)

Figure 1.11 Structure et symbole de MOSFET

Le contact métallique sur lequel est brasée la puce de silicium constitue le contact

de drain D. La zone en contact avec le drain est une zone de type N+ qui est le substrat.

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La partie N- faiblement dopée sert à assurer la tenue en tension à l’état bloqué. La partie

N+ évite que l’épaisseur totale ne conduise à une résistance excessive. Des îlots de type

P sont diffusés depuis surface supérieure de la puce. Dans ces îlots ont été diffusés des

îlots de type N+. Du côté de source, une première couche d’oxyde isole la métallisation

de grille G de la surface de la puce entre les îlots N+ et le substrat. Une deuxième

couche d’oxyde isole la métallisation de grille de la métallisation de source S qui relie

entre elles les diverses cellules élémentaires.

En l’absence de polarisation positive de la grille, le transistor est bloqué. Si une

tension vDS positive est appliquée aux bornes du drain et de la source, le courant de drain

iD est idéalement nul. En fait, il existe un très faible courant de fuite correspondant à la

jonction PN-N+ polarisée en inverse.

Lorsque vDS est positive, si l’on polarise positivement la grille, on peut rendre le

transistor conducteur. Le champ électrique résultant qui apparaît dans la couche d’oxyde

attire vers la surface du silicium les électrons minoritaires de la zone P et repousse les

trous majoritaires. Lorsque la tension devient supérieure à une valeur appelée seuil VT

(threshold voltage) de l’ordre de quelques volts, les électrons deviennent localement

assez nombreux pour assurer la conduction sous l’oxyde de grille. C’est le canal de type

N entre les îlots N+ et la zone N-. Les électrons peuvent se déplacer dans ce canal et

donner naissance au courant direct de drain.

Pour bloquer ce composant, il suffit de ramener la tension vGS au-dessous de la

tension de seuil pour éliminer les canaux.

1.3.2 Comportements du MOSFET de puissance

1.3.2.1 Caractéristiques statiques

Les caractéristiques donnent le courant de drain iD en fonction de la tension drain-

source vDS, pour diverses valeurs de la tension grille-source vGS. La figure 1.13 montre

une allure de caractéristiques statiques obtenues par le traceur Tektronix 371A pour le

composant MOSFET de référence IRF740.

Lorsque la tension vGS est inférieure à la tension de seuil VT, le transistor est

bloqué. Le courant iD est pratiquement nul, du moins tant que vDS n’atteint pas la tension

d’avalanche VBR de la jonction PN-N+ qui supporte cette tension.

Lorsque la tension vGS dépasse la tension de seuil, l’apparition d’un canal rend le

transistor conducteur. A partir de vDS = 0, le courant iD croît d’abord

Wei MI


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proportionnellement à vDS, ce qui correspond à une résistance rDSON entre drain et source

presque constante.

Lorsque la tension vDS atteint une valeur appelée tension de pincement vP (pinching

voltage), le canal est interrompu par la zone de charge de la jonction PN-: le courant iD

devient presque indépendant de VDS. Car les électrons passent en vitesse limite. Cela

correspond au régime de saturation du MOSFET.

Figure 1.12 Caractéristiques statiques pour le composant du MOSFET (IRF740)

A l’aide de la figure 1.13, la caractéristique de transfert, on peut extraire la valeur

VT, la tension de seuil. Cette caractéristique donne les variations du courant de drain iD

en fonction de la tension grille-source vGS lorsque le MOSFET est en régime de

saturation.

La tension vGS doit rester inférieure à une valeur limite, sinon il y a risque de

calquage de la couche d’oxyde grille.

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25


Figure 1.13 Caractéristique de transfert pour le MOSFET (IRF740) (VDS=5V)


Le MOSFET est intrinsèquement plus rapide que les composants bipolaires, car il

n’a pas de charge stockée. Ce sont les capacités structurelles qui limitent la rapidité des

commutations.

Ces capacités peuvent être modélisées comme le montre la figure 1.14. On

remarque qu’il y a trois principales capacités dans un transistor MOSFET: la capacité

grille-source CGS, la capacité grille-drain CGD et la capacité drain-source CDS. Parmi ces

capacités, CGS est la plus importante à cause de la couche d’oxyde isolant la grille de la

métallisation de source et du substrat. La capacité CGD correspond à la zone de déplétion

qui apparaît dans la zone P sous la métallisation de grille. La capacité CDS correspond à

la capacité de la jonction P+N- aux bornes de laquelle se retrouve pratiquement toute la

tension vDS à l’état bloqué.

Figure 1.14 Trois capacités parasites dans le transistor MOSFET

Wei MI


26


En pratique, on mesure les capacités Ciss, Coss et Crss pour calculer ces trois

capacités :

la capacité d’entrée Ciss mesurée entre grille et source, avec court-circuit entre D et

S. Donc,

iss GS GDC C C= + (1-19)

la capacité de sortie Coss mesurée entre drain et source, avec court-circuit entre G

et S. Donc,

oss DS GDC C C= + (1-20)

la capacité de transfert inverse Crss mesurée entre drain et grille, avec court-circuit

entre G et S. Donc,

rss GDC C= (1-21)

On peut obtenir directement :

GS iss rssC C C= − (1-22)

et

DS oss rC C C= − ss (1-23)

On étudie le cas usuel où un MOSFET est placé, avec une diode, dans une cellule

de commutation (figure 1.15), alimenté sous la tension E et fournissant un courant I. La

commande de grille est appliquée par des impulsions rectangulaires de tension à travers

une résistance Rg. Les inductances L1 et L2 représentent les inductances parasites

globales dans le module et dans le montage.

Wei MI


27


Figure 1.15 Circuit de commutation d’un MOSFET


La figure 1.16 montre l’évolution de iG, vGS, iD, vDS et de la puissance instantanée

pon ( *on D DSp i v= ) pendant la commutation à la fermeture. Nous allons procéder à

l’analyse classique de cette commutation.

Tant que vGS est inférieure à la tension de seuil VT, il n’existe pas de canal dans le

MOSFET. iD est pratiquement nul, le courant dans la diode est donc très proche de IF, la

tension vDS reste égale à VR. Un courant iG positif charge la grille. Ce qui conduit à la

croissance de VGS.

Lorsque VGS atteint, à t t , la tension de seuil, le canal devient

conducteur et la charge de la grille doit en plus compenser la variation de la ZCE P

0 ( )d ON t+ = 1

+N.

Aussi, l’augmentation de la tension de grille devient plus faible. C’est le plateau

″Miller″ , caractérisé par Vmiller(ON).

Au delà de t1, le canal est conducteur, le courant iD croit régulièrement. Et cette

phase correspond à la croissance de iD depuis zéro jusqu’à IF. Les simulations et les

expériences montrent que iD croit linéairement et vDS commence à décroître.

Le courant iD atteint un maximum à l’instant t3. Cette phase est en fait contrôlée

par la diode PiN D:

_ maxF RM DI I I+ = (1-24)

Wei MI


28


Figure 1.16 Allure des ondes électriques de la commutation du MOSFET à la fermeture

(T: IRF740, Rg = 100Ω, VR = 150V, IF = 2A, L1 = 80mH, L2 = 80mH, D: BYT12P600)

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29



La commutation à l’ouverture du MOSFET évolue de façon similaire à la

fermeture (figure 1.17)

Figure 1.17 Allure des ondes électriques de la commutation du MOSFET à l’ouverture

(T :IRF740, Rg = 100Ω, VR = 150V, IF = 2A, L1 = 80mH, L2 = 80mH, D :BYT12P600)

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30


1.3.2.3 Paramètres transitoires du MOSFET

A partir des figures 1.16 et 1.17 qui donnent les ondes électriques de commutation

pour un composant MOSFET IRF740 avec une diode BYT12PI600, nous définissons les

paramètres transitoires qui caractérisent ces ondes lors de la commutation à la fermeture

(table 1.3) et à l’ouverture (table 1.4).

Symbole Unité Signification td(ON) s délai à la fermeture

tri s temps de la montée du courant iD ton s td_on+tri, durée de la mise en conduction tfv s temps de descente de la tension vDS

Vmiller(ON) V niveau du plateau ″Miller″ IDmax A valeur maximale du courant de drain

QG(ON) C charge stockée dans le grille dID/dt A/s pente du courant de la croissance

dVDS/dt A/s pente de la tension de la descente Won J puissance de la perte pendent la commutation

VGE_ON V tension de commande de grille VR V tension appliquée IF V courant appliqué

Table 1.3 Paramètres transitoires caractérisant la phase de la commutation

à la fermeture pour MOSFET

Symbole Unité Signification td(OFF) s délai à l’ouverture

trv s temps de la montée de la tension vDS tfi s temps de la descente du courant iD

Vmiller(OFF) V niveau du plateau ″Miller″ VDSmax(OFF) V valeur maximale de la tension aux bornes de drain et

source QG(OFF) C charge stockée dans le grille

DID/dt(OFF) V/s pente du courant de la descente DVDS/dt(OFF) V/s pente de la tension de la croissance

Woff J puissance de la perte pendant la commutation VGS_ON V tension de commande de grille

VR V tension appliquée IF A courant appliqué

Table 1.4 Paramètres transitoires caractérisant la phase de la commutation à

l’ouverture pour MOSFET

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31


1.3.3 Modèle utilisé pour le transistor MOSFET de puissance Depuis assez longtemps, de nombreux modèles du transistor MOSFET de

puissance ont été implantés dans les simulateurs tels que SPICE et SABER. Dans la

thèse de H. HELALI [Helali-95], le modèle de MOSFET [Rossel-90]disponible pour

SPICE a été implanté dans le simulateur PACTE.

Figure 1.18 Schéma électrique équivalent du transistor MOS implanté dans PACTE

La figure 1.18 montre le schéma électrique équivalent du transistor MOS implanté

dans PACTE. Ce modèle adapte la modélisation empirique introduite par Hefner

[Hefner-94], qui utilise deux transconductances Kplin et Kpsat pour mieux représenter le

courant dans le canal. Kplin correspond à la région linéaire et Kpsat correspond à la région

de saturation des caractéristique statiques IDS(VDS).

Le courant de canal est donc donné par: 2

( )2plin DS

D plin GS T DSpsat

k VI k V V V

k

= − −

si ( ) psatDS DS T

plin

kV

k≤ −V V (1-25)

2( )2psat

D GS

kTI V V= − si ( ) psat

DS DS Tplin

kV

k≥ −V V (1-26)

Les définitions des paramètres de ce modèle sont présentés dans le table 1.5.

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Signification physique Symbole Unité

Surface équivalente de l’espace grille-drain AGD mm2

Concentration de la base NB cm-3

Tension de seuil VT V Transconductance de la région linéaire de la caractéristique statique du MOSFET

KPLIN A/V2

Transconductance de la région de saturation de la caractéristique statique du MOSFET

KPSAT A/V2

Facteur de correction permettant de prendre en compte le champs transversal

THETA V

Résistance de drain RD Ω Résistance de source RS Ω Résistance de grille RG Ω Résistance de drain-source RDS Ω Courant de saturation de la jonction de l’émetteur IS A Capacité de grille-source CGS nF Capacité de gate-drain COXD nF Capacité de drain-source CDS nF Coefficient empirique MJ - Coefficient empirique FC - Potentiel de la base PN PB V Température de jonction T K

Table 1.5 Paramètres dans la modèle du transistor MOSFET (2KP)

1.3.4 Conclusion Nous avons rappelé le comportement statique et dynamique du MOSFET de

puissance dans une cellule de commutation. Cela nous a permis de définir les paramètres

transitoires du MOS pour représenter la phase de commutation. Le modèle du MOS

utilisé a été précisé.

Nous avons donc tous les éléments nécessaires à l’application d’une méthode

d’extraction des paramètres et à la validation d’un modèle pour le MOSFET de

puissance.

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33


1.4 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)

Le transistor bipolaire à grille isolée (IGBT) [Bausiere-97][Ferrieux-

99][Hautier-99] [Lautier-98] est né du désir de marier les avantages des transistors

MOS et des transistors bipolaires. L’idée très simplifiée est de remplacer le substrat N+

du MOSFET par un substrat P+ pour l’IGBT. Sa structure permet d’atteindre l’objectif

d’avoir une faible chute de tension à l’état passant, et une forte tenue en tension à l’état

bloqué en conservant une facilité de commande par une grille isolée. En revanche, la

vitesse de commutation est dégradée par rapport au MOSFET. Ce composant est

employé de plus en plus dans les dispositifs pour remplacer les transistors bipolaires, les

thyristors et les GTOs dans le domaine des moyennes et fortes puissances.

1.4.1. Physique et technologie de l’IGBT L’IGBT est formé d’un grand nombre de cellules élémentaires mises en parallèle.

La figure 1.19 présente la coupe de deux cellules voisines. Sur cette figure, on retrouve

la même structure que celle d’un MOSFET. La source devient l’émetteur. Du côté de

collecteur C, on trouve une zone P+ fortement dopée qui forme avec la zone N- du

substrat une jonction PN, tandis que dans un MOSFET le drain est directement connecté

à travers une couche N+.

Figure 1.19 Structure de l’IGBT

On note qu’en polarisation directe, la couche P+ injecte des porteurs (trous) dans la

zone résistive du drain du MOSFET (N-). Mieux encore cette injection crée une zone de

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34


plasma, comme dans la jonction PN d’un diode PiN. La chute de tension dans une zone

de plasma étant très faible à cause du mécanisme de diffusion. La résistance de la

couche N- est modulée et réduite par rapport à celle du MOSFET correspondant. Par

conséquence, la chute de tension à l’état passant est diminuée.

Cette structure ne comporte pas une diode parallèle inverse, donc elle peut

supporter une tension inverse à l’état bloqué. Cette tenue en tension inverse est toutefois

assez faible à cause des forts dopages. Dans la pratique, la majorité des applications de

l’IGBT utilisent des modules avec une diode rapide dont le calibre en tension et celui en

courant sont les mêmes que pour l’IGBT. Dans notre projet, le but est d’étudier

directement le comportement de l’IGBT, nous choisissons un composant IGBT seul

(sans diode).

La figure 1.20 montre le schéma de principe simplifié (figure 1.20-a) et le symbole

d’un IGBT (figure 1.20-b).

a) b)

Figure 1.20 Schéma équivalent simplifié du composant IGBT et son symbole

Généralement, on distingue deux types d’IGBT, selon leurs technologies de

fabrication :

• la structure homogène (Non Punch Through, NPT) (Figure 1.21 a) )

• la structure épitaxiale ( Punch Through, PT) (Figure 1.21 b))

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35


a) b)

Figure 1.21 Principales technologies utilisées pour la réalisation du composant IGBT

Les IGBT de type PT possèdent une couche N+ (buffer) de faible épaisseur entre

les zones P+ du côté de collecteur et N-. Cette couche permet de réduire l’épaisseur de la

zone N- pour une valeur donnée de la tension de claquage de la jonction J1 et sert de

centre de recombinaison pour les électrons de la zone N- à la fin de la phase de blocage.

Ce type de structure est la plus utilisée en pratique, surtout dans la gamme de tension

inférieure à 1200V. Les caractéristiques résultent d’un compromis entre la durée

d’élimination du courant de queue et la chute de tension directe à l’état passant.

Les IGBT de type NPT, où la zone N- n’est pas complètement envahie par la zone

de déplétion à l’état bloqué, ne comportent pas de couche N+. En revanche, la jonction J2

est réalisée de façon à réduire l’injection de trous de P dans N-. La technologie

homogène est utilisée dans la gamme de tension supérieur à 1200V.

1.4.2 Comportements de l’IGBT

1.4.2.1 Caractéristiques statiques

Les caractéristiques statiques d’un IGBT (BUP202), mesurées par la même

technique qu’au chapitre précédent et donnant le courant ic en fonction de la tension vCE

pour diverses valeurs de la tension de commande vGE, sont représentées à la figure 1.22.

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36


Figure 1.22 Caractéristiques statiques pour le composant IGBT (BUP202)

Lorsque vGE est inférieure à la tension de seuil VT, le transistor est bloqué et la

caractéristique iC(vCE) est pratiquement confondue avec l’axe des tensions, pour autant

que la tension vCE reste inférieure à la tension d’avalanche VBR de la jonction J1 qui

supporte la tension appliquée.

Lorsque VGE dépasse VT, la création du canal permet au transistor de conduire.

Mais les porteurs doivent traverser la jonction NP+ coté collecteur. Ce n’est donc que

pour des valeurs de vCE supérieures au volt qu’on observe une rapide croissance de iC

avec vCE.

Lorsque vCE a dépassé cette valeur, les caractéristiques iC (vCE) ont une pente

beaucoup plus forte que celles du MOSFET en raison de la forte diminution de la

résistance de la zone N- grâce à la zone de plasma.


Plusieurs aspects du comportement dynamique d’un IGBT sont similaires à ce que

l’on obtient avec un transistor MOSFET. La particularité essentielle de l’IGBT se situe à

l’ouverture. Nous allons la présenter dans ce paragraphe.

On étudie le cas usuel où un IGBT, T, est placé dans une cellule de commutation

(figure 1.23). C’est le même circuit que le circuit de commutation RL du MOSFET.

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37


Figure 1.23 Circuit de la commutation d’un IGBT


La figure 1.24 montre l’évolution de iG, vGE, iC, vCE et de la puissance instantanée

pon ( *on C CEp i v= ) pendant la commutation à la fermeture.

Avant l’instant t = t0, la diode D est à l’état passant avec courant IF. L’IGBT T est

bloqué, iG = 0. Les bornes de l’IGBT supportent la pleine tension, vCE = VR.

A t = 0, on applique une tension positive de commande VG. De t = 0 à t = t1, vGE

étant inférieure à VT, vCE reste égale à VR, iC reste nul.

De t = t1 à t = t2, vGE continue à croître et atteint le niveau VT. L’IGBT commence

à conduire. iC croît très rapidement de zéro à IF. Cette croissance de iC correspond à la

chute du courant iD à travers la diode D. vCE reste proche de VR.

A l’instant t2, le courant iD passe à zero et la tension inverse aux bornes de la diode

D augmente. Le courant dans l’IGBT atteint IF, la valeur de la source de courant.

De t = t2 à t = t3, vGE reste presque constant (effet Miller), le courant iC atteint une

amplitude maximale correspondant au courant de charge IF plus le courant de

recouvrement inverse de la diode D (IRM). La croissance du courant collecteur provoque

une petite diminution de la tension vCE due à la présence des inductances de câblage.

A l’instant t3, la diode a retrouvé son pouvoir de blocage. Le courant iC décroît et

se stablise à une amplitude imposée par la charge. La tension vCE chute.

Après t = t4, vCE termine sa décroissance, vGE tend vers sa valeur finale VG.

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Les surfaces hachurées de la puissance instantanée pon correspondent aux énergies

Won fournies pendant la commutation à la fermeture de l’IGBT.

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Figure 1.24 Allure des formes électriques de la commutation de IGBT à la fermeture

(T :BUP202, Rg = 387Ω, VR = 150V, IF = 2A, L1 = 80mH, L2 = 80mH, D :BYT12P600)

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Le transistor IGBT est à l’état passant. L’amplitude IF du courant collecteur est

fixée par la charge. Le générateur de commande de grille impose une tension de

polarisation positive de +15V. La chute de tension à l’état passant de l’IGBT est faible.

Le transistor IGBT est bloqué par une tension de commande de grille de VG à zéro

ou, le plus souvent, à une valeur négative pour accélérer la décharge de la capacité

d’entrée. Cette valeur négative est maintenue pendant toute la phase de blocage de

l’IGBT pour assurer son blocage en évitant un amorçage par le bruit inopiné.

Les signaux électriques à l’ouverture de IGBT peuvent s’analyser en deux phases

(figure 1.25).

La première phase.

De t = t0 à t = t1, la grille commence à se décharger à travers RG tandis que vCE et

iC restent presque constants.

De t = t1 à t = t2, la jonction J1 s’étend et la tension vCE augmente, d’abord

lentement puis de plus en plus vite. Le courant iC reste proche de IF, tandis que la diode

reste bloquée.

De t = t2 à t = t3, le courant dans la diode augmente tandis que iC diminue. Cette

première partie de la descente de iC correspond à l’interruption du courant d’électrons

qui passait par les canaux. Le diC/dt est très élevé et le temps de descente tfi = t3 –t2,

varie peu avec IF.

A la fin de cette première phase, la courant dans le transistor ne constitue plus

qu’une petite fraction de IF mais reste nettement plus grand que le courant de fuite à

l’état bloqué. En effet à cet instant il existe encore beaucoup d’électrons dans la zone de

plasma qui s’était formée dans la couche N-.

La deuxième phase.

De t = t3 et t = t4, le courant iC qu’on appelle courant de queue (tail current)

décroît progressivement au fur et à mesure que la charge stockée dans la zone de plasma

disparaît par recombinaison des paires électron-trou. Le courant de queue dépend de la

durée de vie ambipolaire dans cette région, donc cela peut être relativement long.

A l’instant t = t4, le courant iC a retrouvé sa valeur de régime à l’état bloqué. C’est

durant la phase t3-t4 qu’apparaît la part la plus importante des pertes par commutation à

l’ouverture. L’existence de cette phase est la principale cause qui limite la fréquence

maximale de commutation d’un IGBT par rapport à un MOSFET.

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41


Figure 1.25 Allure des formes électriques de la commutation de l’IGBT à l’ouverture

(T :BUP202, Rg = 387Ω, VR = 150V, IF = 2A, L1 = 80mH, L2 = 80mH, D :BYT12P600)

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1.4.2.3 Paramètres transitoires de l’IGBT

Pour identifier les paramètres du modèle d’IGBT et valider le couple modèle-

paramètres, nous devons définir les grandeurs qui peuvent caractériser les ondes

électriques pendant la commutation.

Les phases de la commutation à la fermeture (turnon) (figure 1.24) et la

commutation à l’ouverture (turnoff) (figure 1.25) de l’IGBT sont caractérisées par les

paramètres transitoires fournis dans les tables 1.6 et 1.7.

Symbole Unité Signification td_on S Délai à la fermeture tri S Temps de la montée du courant iC ton S td_on+tri, durée de la mise en conduction tfv S Temps de descente de la tension vCE

Vmiller_on V Niveau de l’effet Miller ICmax A Valeur maximale du courant de collecteur QG C Charge stockée dans le grille

dIC/dt A/S Pente du courant de la croissance dVCE/dt V/S Pente de la tension de la descente

Won J Puissance de la perte pendant la commutation VGE V Tension de commande de grille VR V Tension appliquée IF A Courant appliqué

Table 1.6 Paramètres transitoires décrivant la phase de commutation à la

fermeture(IGBT)

Symbole Unité Signification td_off S Délai à l’ouverture trv S Temps de la montée de la tension vCE tfi S Temps de la descente du courant iC tq S Durée de la queue du courant iC

Vmiller_off V Niveau de l’effet Miller VCE_max V Valeur maximale de la tension aux bornes de

collecteur- émetteur; Iq A Niveau de queue du courant

QG C Charge stockée dans le grille dIC/dt A/S Pente du courant de la descente

dVCE/dt V/S Pente de la tension de la croissance Woff J Puissance de la perte pendent la commutation VGE V Tension de commande de grille VR V Tension appliquée IF A Courant appliqué

Table 1.7 Paramètres transitoires décrivant la phase de commutation à l’ouverture

(IGBT)

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1.4.3 Modèle utilisé pour l’IGBT

Un modèle électrique analytique de l’IGBT développé par Hefner [Hefner-88]

[Hefner-90(1)] [Hefner-90(2)] [Hefner-91] [Hefner-93] [Hefner-94] publié dans la

littérature est adopté pour notre projet.

Les équations pour représenter les modèles de deux types d’IGBT, soit NPT et PT,

sont décrit dans la thèse de Annis Ammous [Ammous-98]. La figure 1.26 illustre le

schéma équivalent représentant ces équations.

Figure 1.26 Circuit représentatif des équations du modèle électrique de l’IGBT

Ces modèles sont implantés dans le simulateur PACTE.

Les tables 1.8 et 1.9 résument la description des paramètres dans le modèle de

l’IGBT (Hefner) pour la structure de NPT et celui de PT.

Signification physique Symbole Unité Surface active de l’IGBT A cm2

Surface équivalente de l’espace de grille-drain du MOSFET Agd cm2 Longueur totale de base Wb um Tension de seuil du MOSFET Vth V Tension de seuil de la zone de désertion grille-drain Vtd V Transconductance de la région linéaire de la caractéristique

statique du MOSFET Kplin0 A/V2


Kpsat0 A/V2

Capacité grille-source Cgs nF Capacité de l’oxyde de grille-drain COXD nF

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Courant de saturation de la jonction de l’émetteur Isne A Duré de vie des porteurs minoritaires dans la base en forte

injection tau_HL us

Concentration de la base Nb cm-3

Constante empirique BVf - Constante empirique BVn - Facteur de correction permettant de prendre en compte le

champs transversal dans le MOSFET teta1 V

Table 1.8 Description des paramètres dans le modèle de l’IGBT (NPT) (Hefner)

Signification physique Symbole Unité Surface active de l’IGBT A cm2

Surface équivalente de l’espace de grille-drain du MOSFET Agd cm2 Longueur totale de la base Wl um Longueur totale de la couche tampon Wh um Tension de seuil du MOSFET Vth V Tension de seuil de la zone de désertion grille-drain Vtd V Transconductance de la région linéaire de la caractéristique

statique du MOSFET Kplin0 A/V2


Kpsat0 A/V2

Capacité grille-source Cgs nF Capacité de l’oxyde de grille-drain COXD nF Courant de saturation de la jonction de l’émetteur Isne A Duré de vie des porteurs minoritaires dans la base en forte

injection tau_L us

Duré de vie des porteurs minoritaires dans le buffer tau_H us Concetration de la base Nl cm-3 Concentration de la couche tampon Nh cm-3

Coefficient empirique BVf - Coefficient empirique BVn - Facteur de correction permettant de prendre en compte le

champs transversal dans le MOSFET teta1 V

Table 1.9 Description des paramètres dans le modèle de l’IGBT (PT)

(Hefner)

1.4.4 Conclusion Nous avons fait un rappel de physique de l’IGBT et analysé son comportement

dans une cellule de commutation. Cela nous permet de définir les paramètres transitoires

représentant les phases de commutation. Nous avons exposé le modèle de l’IGBT utilité,

le modèle de Hefner. Ces éléments sont les bases pour l’identification et la

caractérisation du domaine de validité.

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45


1.5 Conclusion

Nous venons de rapidement rappeler des éléments sur la fabrication, le

fonctionnement et la modélisation des 3 principaux composants de puissance, utilisés

dans ce travail.

Nous en avons profité par définir des paramètres transitoires décrivant les

commutations de chacun de ces composants.

Nous avons donc les éléments nécessaires à l’application d’une procédure

d’extraction des paramètres et de détermination du domaine de validité pour ces

composants.

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Documents

Chapitre 1 Composants de puissance utilisés - INSA de …csidoc.insa-lyon.fr/these/2002/mi/chap1.pdf · Extraction des paramètres et domaine de validité du modèle d’un composant