CONVERSOR COM ELEVADO FATOR DE POTÊNCIA DE ESTÁGIO ÚNICO E SEM CAPACITORES ELETROLÍTICOS

PARA ACIONAR LEDS DE POTÊNCIA

1ZITO P. DA FONSECA,

2MARCELO D. PEDROSO,

3ARNADO J. PERIN,

4MAURÍCIO DOS S. KASTER,

5CLAUDINOR B.

NASCIMENTO

1,2,4,5Universidade Tecnológica Federal do Paraná - Departamento de Eletrônica – Câmpus Ponta Grossa

Av. Monteiro Lobato Km 04- Pitangui – Ponta Grossa – PR

Cep 84016-210 – Tel.:(42)32204825/Fax (42)32204810 3INEP – Isnstituto de Eletrônica de Potência

Universidade Federal de Santa Catarina – Departamento de Engenharia Eletrica

Florianópolis – Santa Catarina

E-mails: 1zitofonseca@utfpr.edu.br;

2md.pedroso@hotmail.com;

3arnaldo.perin@inep.ufsc.br;

4mkaster@utfpr.edu.br;

5claudinor@utfpr.edu.br

Abstract This paper proposes the use of a single-stage high-power-factor converter for power LEDs, without

electrolytic DC bus capacitor. The power factor correction is obtained through direct connection of the Boost

Inductor between inverter stage and two input capacitor. A rectifier with output capacitor filter connected

between the inverter stage and DC bus capacitors is used to obtain DC current in power LEDs. Experimental

results are presented to prove proposed design methodology.

Keywords Power LEDs, Single stage, Power Factor correction, electrolytic capacitor, lighting system.

Resumo Este trabalho propõe a utilização de um conversor de estágio único para a correção de fator de potência e para acionar

LEDs de potência, sem a utilização de capacitores eletrolíticos no barramento CC. A correção do fator de potência é obtida atra-vés da conexão direta, realizada por um indutor Boost, entre o estágio inversor e dois capacitores conectados antes do estágio re-

tificador. A corrente contínua nos LEDs é obtida através de um retificador com um filtro capacitivo conectado entre o estágio in-

versor e o ponto central de dois capacitores do barramento CC. Resultados experimentais são apresentados para validar a meto-dologia de projeto proposta.

Palavras-chave LEDs, Estágio Integrado, Correção do Fator de Potência, capacitor eletrolítico, sistemas de iluminação.

1 Introdução

Sistemas de iluminação com LEDs vêm sendo

cada vez mais utilizados para substituir lâmpadas

convencionais como as incandescentes, fluorescentes

ou de vapor de sódio. Embora os LEDs tenham sido

principalmente utilizados em sinais de trânsito, ilu-

minação interna de veículos, iluminação de ambien-

tes arquitetônicos e painéis luminosos com cores

plenas, suas aplicações como lâmpadas vem apresen-

tando um crescimento expressivo nos últimos anos

(Carvalho, 2007; Craford, 1992). Os LEDs de alto

brilho ou HB-LED combinam elevada eficiência e

durabilidade (que pode chegar a 100.000 horas, que é

no mínimo 100 vezes maior que as lâmpadas con-

vencionais) (Aoyama, 2008).

Atualmente, já é possível encontrar comercial-

mente alguns LEDs que possuem eficácia luminosa

superior a 100 lm/W, que é elevada se comparada

com a eficácia luminosa das lâmpadas fluorescentes

e de algumas lâmpadas de descarga de alta intensida-

de (HID – High Intensity Discharge) (DOE – U.S.

DEPARTMENT OF ENERGY, 2009). No entanto,

para que não haja perdas desta eficácia luminosa, é

necessário que os sistemas eletrônicos, utilizados

para acionar e controlar os LEDs, forneçam uma

corrente contínua e com pouca ondulação. Mas, em

se tratando de conversores chaveados, normalmente a

ondulação da corrente de saída depende do valor do

capacitor utilizado no barramento CC. Como estes

capacitores têm que filtrar praticamente toda a cor-

rente alternada imposta pelo conversor, eles acabam

operando com correntes eficazes mais elevadas,

reduzindo a sua vida útil. Quanto maior for a capaci-

tância e a tensão de operação de um capacitor, menor

será a sua vida útil (Maddula, 2005; Wang, 2010).

Uma das soluções para resolver este problema é a

utilização de capacitores de filmes metalizados. Po-

rém, à medida que se aumenta o valor das suas capa-

citâncias e a tensão de operação, aumenta-se também

o seu peso e volume. Em sistemas eletrônicos para

iluminação, como o peso e volume são fundamentais

quando se deseja uma aplicação comercial, a utiliza-

ção dos capacitores de filmes metalizados é descarta-

da.

Como solução para a redução do valor dos capa-

citores de barramento, algumas topologias alternati-

vas de conversores podem ser utilizadas. Os conver-

sores “interleaved” reduzem a ondulação dos induto-

res, reduzindo o valor do capacitor de barramento,

porém necessitam de uma quantidade de interrupto-

res maior com estratégias de comutação mais com-

plexas (Mao, 2007; Wang, 2006; Illic, 2005 e Schit-

tler, 2011). Outras soluções são a utilização de topo-

logias isoladas que, neste caso, podem aumentar o

volume e reduzirem o rendimento dos conversores

(Huber, 2009; Chuang, 2010; Wang, 2010). As topo-

logias com estágios integrados, sem isolamento na

saída, são muito eficazes na alimentação de lâmpadas

fluorescentes (Moo, 2009; Ekkaravarodome, 2012;

Hesieh, 2009; Qian, 1997 e 2000; Nascimento, 2005

e 2008; Pereira, 2004), porém não são muito explo-

radas nas aplicações com LEDs, pelo fato de fornecer

uma tensão muito elevada na sua saída, exigindo uma

quantidade muito grande de LEDs conectados em

série (Alonso, 2012; Ye, 2009), além de um capacitor

de elevado valor.

Quanto à qualidade de energia, é importante que

os sistemas eletrônicos utilizados para alimentar

LEDs atendam as normas como, por exemplo, a IEC

61000-3-2 classe C, principalmente em relação à

correção do fator de potência. Normalmente, um

conversor Boost é utilizado para realizar a correção

do fator de potência do conversor, seja ele integrado

ao estágio de saída ou não. No entanto, a sua utiliza-

ção fica limitada para o caso de alimentações de

entrada de 220 V. Assim, com estas topologias, para

reduzir a tensão de saída em níveis abaixo de 50 V, é

necessário utilizar um transformador (Huber, 2009;

Chuang, 2010; Wang, 2010).

Assim, este trabalho propõe a utilização de um

conversor com estágio integrado para proporcionar a

correção do fator de potência e acionar e controlar a

corrente de LEDs de potência. A topologia proposta

apresenta características de funcionamento que redu-

zem o valor dos capacitores de barramento para valo-

res menores que 25 µF, podendo, desta forma, utili-

zar capacitores de polipropileno.

2 Topologia proposta

A Fig. 1 apresenta um conversor de estágio inte-

grado, com correção do fator de potência, sem trans-

formador isolador, para acionar e controlar LEDs de

potência. O indutor LB realiza a conexão do estágio

inversor de saída com o estágio de entrada, ativando

a correção do fator de potência do sistema. Os capa-

citores Cd1 e Cd2, conectados ao indutor LB, criam um

caminho alternativo para a corrente de LB dobrando a

frequência da corrente instantânea fornecida pela

fonte de alimentação de entrada em relação à fre-

quência de comutação dos interruptores S1 e S2. O

indutor LL limita a corrente fornecida para os LEDs.

Como a corrente de LL depende exclusivamente das

tensões dos capacitores CB1 e CB2, sua forma de onda

é uma triangular simétrica com frequência de comu-

tação fs. Para obter uma corrente contínua (ILED) nos

LEDs, é utilizado um retificador com filtro capaciti-

vo conectado entre o indutor LL e os capacitores de

barramento CB1 e CB2.

LF

Cd1

D1

D2

D3

D4

LB LL

CB2

CB1

S1

S2

Cd2

CF

D5

D6

D7

D8

CL

LED

V(t)

Fig. 1 – Topologia proposta.

Durante as etapas de operação do conversor, será

possível observar que toda a energia fornecida pelos

capacitores CB1 e CB2 ao indutor LL e consequente-

mente aos LEDs, durante um intervalo de funciona-

mento, é novamente recebida por eles em outro in-

tervalo, fazendo com que haja um equilíbrio de ener-

gia entregue e recebida entre LL e CB1 ou CB2. Assim,

para manter a tensão de saída em níveis que ativam a

correção do fator de potência do sistema, os capacito-

res CB1 e CB2 recebem energia somente do indutor

LB. Desta forma, os valores das capacitâncias destes

elementos tornam-se reduzidos, quando comparados

aos conversores clássicos do tipo Buck, Buck-Boost

ou Boost.

Em relação à alimentação do conversor, através

do controle da frequência de comutação dos interrup-

tores S1 e S2 em função da tensão utilizada na entrada,

é possível torná-lo com entrada de alimentação uni-

versal sem alterar os elementos passivos do sistema.

2.2 Princípio de funcionamento em regime perma-

nente

Para demonstrar o princípio de funcionamento

do conversor, as seguintes situações serão considera-

das:

● A frequência de comutação fs é muito maior

que a frequência da rede f60Hz. Assim, a tensão de

entrada v(t) e as tensões sobres os capacitores vCB1(t)

e vCB2(t) serão consideradas constantes;

● As tensões sobre os capacitores Cd1 e Cd2 serão

iguais à metade da tensão da fonte v(t);

● As etapas serão apresentadas para o semi-ciclo

positivo da rede;

● Os interruptores S1 e S2 são comandados de

forma complementar com 1800 de defasagem;

● A ponte retificadora de saída, juntamente com

a carga, será considerada um diodo em série com

uma tensão VLED.

Primeira etapa (t0-t1): Antes desta etapa, D4 e

S1 estavam conduzindo e os indutores LB e LL forne-

cendo energia para CB2 e CB1, respectivamente. Em

t0, as correntes iLB(t) e iLL(t) torna-se iguais a zero, D4

bloqueia e D1 passa a conduzir a corrente iLB(t). A

partir deste instante, LB recebe energia de v(t) en-

quanto que LL recebe de CB1. Esta etapa termina

quando S1 é comandado a bloquear. A Fig. 2 apre-

senta esta etapa de operação.

Segunda etapa (t1-t2): Em t1, S1 bloqueia e S2

(Drl2) passa a conduzir as correntes iLB(t) e iLL(t).

Durante este intervalo, toda energia acumulada por

LB e LL, na etapa anterior, é fornecida para CB1 e CB2,

respectivamente. Esta etapa termina quando as cor-

rentes iLB(t) e iLL(t) tornam-se iguais a zero. A Fig. 3

apresenta esta etapa de operação.

Terceira etapa (t2-t3): Em t2, as correntes iLB(t)

e iLL(t) tornam-se iguais a zero, D1 bloqueia e D4

passa a conduzir a corrente iLB(t). A partir deste ins-

tante, LB recebe energia de v(t) enquanto que LL de

CB2. Esta etapa termina quando S2 é comandado a

bloquear. A Fig. 4 apresenta esta etapa de operação.

Quarta etapa (t3-t4): Em t3, S2 bloqueia e S1

(Drl1) passa a conduzir as correntes iLB(t) e iLL(t).

Durante este intervalo, toda energia acumulada por

LB e LL, na etapa anterior, é fornecida para CB2 e CB1,

respectivamente. Esta etapa termina quando as cor-

rentes iLB(t) e iLL(t) tornam-se iguais a zero e o ciclo

volta a se repetir. A Fig. 5 apresenta esta etapa de

operação.

Cd1

D1

D2

D3

D4

LB LL

CB1S1

S2

Cd2

Drl1

Drl2

iLL

VLED

|V(t)/2|

|V(t)/2|

iS1 iLLiLB

CB2

V(t)

Fig. 2 – Primeira etapa de operação.

Cd1

D1

D2

D3

D4

LB LL

CB1S1

S2

Cd2

Drl1

Drl2

iLL

VLED

|V(t)/2|

|V(t)/2| iS2

iLB

CB2

V(t)

iLL+iLB

Fig. 3 – Segunda etapa de operação.

Cd1

D1

D2

D3

D4

LB LL

CB1S1

S2

Cd2

Drl1

Drl2

iLL

VLED

|V(t)/2|

|V(t)/2| iS2

iLB

CB2

V(t)

iLL

Fig. 4 – Terceira etapa de operação.

Cd1

D1

D2

D3

D4

LB LL

CB1S1

S2

Cd2

Drl1

Drl2

iLL

VLED

|V(t)/2|

|V(t)/2|

iS1

iLB

CB2

V(t)

iLB

iLL+iLB

Fig. 5 – Quarta etapa de operação.

A Fig. 6 apresenta as formas de onda teóricas em

regime permanente do conversor proposto.

t0 t1 t2 t3 t41ª etapa 2ª

3ª etapa 4ª

iLL(t)

VLL(t)

T(µS)

T(µS)

VB-VLED VB+VLED

t0 t1 t2 t3 t41ª etapa 2ª

3ª etapa 4ª

iLB(t)

VLB(t)

T(µS)

T(µS)

|V(t)/2| VB-|V(t)/2|

Fig. 6 – Formas de onda teóricas do conversor em regime perma-

nente de operação.

2.3 Modelo matemático do conversor

Para o desenvolvimento matemático do conver-

sor são consideradas as seguintes situações:

𝑣 𝑡 = 𝑉𝑃𝑠𝑖𝑛(𝜔𝑡) (1)

Onde:

v(t) – Fonte de tensão de alimentação de

entrada com tensão de pico Vp.

𝑣𝐿𝐵 𝑡 = 𝐿𝐵

𝑑𝑖𝐿𝐵 𝑡

𝑑𝑡 (2)

Onde:

vLB(t) – Tensão sobre o indutor LB;

iLB(t) – corrente do indutor LB.

𝑣𝐿𝐿 𝑡 = 𝐿𝐿

𝑑𝑖𝐿𝐿 𝑡

𝑑𝑡 (3)

Onde:

vLL(t) – Tensão sobre o indutor LL;

iLL(t) – corrente do indutor LL.

𝑉𝐿𝐸𝐷 = 𝑟𝐿𝐸𝐷𝐼𝐿𝐸𝐷 + 𝑉𝐿𝐸𝐷𝑜𝑛 (4)

Onde:

VLED – Tensão sobres os LEDs;

ILED – corrente dos LEDs.

● O projeto do conversor será realizado conside-

rando o momento de máxima transferência de ener-

gia, ou seja, no valor de pico da tensão de alimenta-

ção de entrada;

● Na frequência de comutação tem-se que:

𝑣𝐶𝑑1 𝑡 = 𝑣𝐶𝑑2

𝑡 = 𝑣 𝑡

2 (5)

𝑣𝐶𝐵1 𝑡 = 𝑣𝐶𝐵2

𝑡 = 𝑣𝐵 (6)

2.3.1 – Indutor LB

Através da primeira etapa de operação tem-se:

𝐼𝐿𝐵𝑝=

𝑣(𝑡)

2𝐿𝐵

𝑡1𝐵 (7)

Onde:

ILBp – Valor de pico da corrente do indutor

LB;

t1B – instante de tempo para ILBp.

Durante a segunda etapa de operação tem-se:

𝐼𝐿𝐵𝑝=

(4 𝑣𝐵 − 𝑣(𝑡) )(𝑇𝑠 − 2𝑡1𝐵)

4𝐿𝐵

(8)

Onde:

Ts – Período de comutação dos interruptores

S1 e S2.

Fazendo (7) igual a (8), tem-se que:

𝑡1𝐵=

4 𝑣𝐵 − 𝑣(𝑡) 𝑇𝑠

8 𝑣𝐵 (9)

Considerando que cada capacitor Cd1 e Cd2 con-

duzem a metade da corrente iLB(t), tem-se:

𝐼𝐿𝐵𝑝= 2𝐼𝑃 (10)

Onde:

IP – Valor de pico da corrente da fonte de a-

limentação de entrada v(t).

Sabendo-se que o valor médio da corrente iLB(t)

durante o intervalo de t0 a t2 é igual à:

𝐼𝐿𝐵𝐴𝑉𝐺=

𝐼𝐿𝐵𝑝

2 (11)

Sabendo-se que a corrente instantânea fornecida

pela fonte v(t) possui o dobro da frequência de comu-

tação fs, tem-se que:

𝐼𝐿𝐵𝑝= 8𝐼𝐴𝑉𝐺 (12)

Onde:

IAVG – Valor médio da corrente da fonte de

alimentação de entrada v(t) para um período de co-

mutação.

A potência média entregue por v(t), na frequên-

cia de comutação fs pode ser calculada por (13), ou

seja:

𝑃𝑖𝑛 =1

𝑇𝑠

𝑣 𝑡 𝑖 𝑡 𝑑𝑡𝑇𝑠

0

(13)

No entanto, considerando fs>>f60Hz, tem-se que:

𝑃𝑖𝑛 = 𝑣(𝑡) 𝐼𝐴𝑉𝐺 (14)

Na máxima transferência de potência tem-se que

|v(t)| = VP, assim:

𝑃𝑖𝑛 = 𝑉𝑃𝐼𝐴𝑉𝐺 (15)

Sabendo que:

𝐼𝐴𝑉𝐺 =𝜂 𝑃𝑜𝑢𝑡

𝑣(𝑡) (16)

E que:

𝑃𝑜𝑢𝑡 = 𝑉𝐿𝐸𝐷𝐼𝐿𝐸𝐷 (17)

Manipulando-se as equações (7), (9), (12), (16) e

(17), encontra-se:

𝐿𝐵 = 𝑣(𝑡) 2 4 𝑣𝐵 − 𝑣(𝑡)

128 𝑓𝑠 𝜂 𝑣𝐵 𝑉𝐿𝐸𝐷𝐼𝐿𝐸𝐷

(18)

2.3.2 – Indutor LL

Seguindo os passos utilizados para obter LB, po-

de-se calcular LL, porém considerando que a corrente

média de iLL(t) durante o intervalo t0 à t2 é igual à

corrente dos LEDs ILED. Assim, obtêm-se as seguin-

tes equações:

𝑡1𝐿=

𝑣𝐵 + 𝑉𝐿𝐸𝐷 𝑇𝑠

4 𝑣𝐵 (19)

𝐼𝐿𝐿𝑃=

𝑣𝐵 − 𝑉𝐿𝐸𝐷

𝐿𝐿

𝑡1𝐿 (20)

𝐼𝐿𝐿𝑃= 2 𝐼𝐿𝐸𝐷 (21)

Manipulando as equações (19), (20) e (21), en-

contra-se o valor de LL dado pela equação (22).

𝐿𝐿 = 𝑣𝐵 2 − 𝑉𝐿𝐸𝐷 2

8 𝐼𝐿𝐸𝐷 𝑣𝐵 𝑓𝑠

(22)

2.3.3 – Capacitores CB1 e CB2

Considerando que a energia entregue pelo capa-

citor CB1 no intervalo de 0 a 𝑡1 é igual a energia re-

cebida entre o intervalo 𝑡3 e 𝑡4, em relação à 𝐿𝐿, toda

a energia para manter 𝑉𝐵 depende somente de 𝐿𝐵 .

Logo, ao obter a média de 𝑖𝐿𝐵(𝑡) de 𝑡1 a 𝑡2 e de 𝑡3 a

𝑡4 na freqüência fs e considerando que esta média

varia de 0 a π, pode-se obter a ondulação de 𝑉𝐵 em

função da média de 𝑖𝐿𝐵(𝑡) em baixa frequência.

A Fig. 7 apresenta as formas de onda relaciona-

das aos capacitores CB. Pode-se observar, através da

Fig. 7 (a), que o valor máximo da ondulação da ten-

são sobre os capacitores ∆vCB ocorre em π/4. Assim,

sabendo que a corrente média dos capacitores CB é

igual ao dobro do valor médio da corrente iLB(t) do

intervalo de t1 a t2, ao obter ILBAVG, determina-se

ICBAVG.

ZOOM

VCB(t)

iCB(t)

iCB(t)

π/2

Ѡt

t0 t1 t2t3 t4

iLBP

iLLP

iLLP

iLLP+iLBP

(c)

(b)

(a)

π/4

iLLP

Ѡt

∆VCB

T(µS)

π

Fig. 7 – Formas de onda de tensão e de corrente dos capacitores CB: (a) ondulação da tensão vB(t) em 120Hz; (b) corrente iCB(t) em

60Hz e (c) corrente iCB(t) na frequência de comutação fs.

De t1 à t2 tem-se que:

𝐼𝐿𝐵𝐴𝑉𝐺=

𝐼𝐿𝐵𝑝 𝑇𝑠 − 2𝑡1𝐵

2𝑇𝑠

(23)

Assim, considerando a variação de iLB(t) em

60Hz, tem-se:

𝐼𝐿𝐵𝜋(𝑡) =

𝐼𝐿𝐵𝑝 𝑇𝑠 − 2𝑡1𝐵

2𝑇𝑠

sin(𝜔𝑡) (24)

Substituindo (16) em (12) e o resultado em (24),

tem-se:

𝐼𝐿𝐵𝜋(𝑡) =

2 𝜂 𝑃𝑜𝑢𝑡 𝑇𝑠 − 2𝑡1𝐵

𝑇𝑠

sin(𝜔𝑡) (25)

Sabendo que a corrente média do capacitor CB na

frequência de comutação é o dobro da corrente do

indutor LB, tem-se:

𝐼𝐶𝐴𝑉𝐺 𝜋(𝑡) =

4 𝜂 𝑃𝑜𝑢𝑡

𝑣(𝑡) (1 −

2 𝑡1𝐵

𝑇𝑠

) sin(𝜔𝑡) (26)

Substituindo (9) em (26) e integrando-se o resul-

tado de 0 a π/4, tem-se:

𝐶𝐵1 = 𝐶𝐵2 = 0,58 𝜂 𝑃𝑜𝑢𝑡

2𝜋𝑓120𝐻𝑧 𝑉𝐵 ∆𝑣𝐶𝐵

(27)

Onde:

∆vCB – Ondulação das tensões dos capacito-

res CB1 e CB2 na frequência de 120Hz.

2.3.3 – Capacitor CL

Para o cálculo do capacitor de saída CL do retifi-

cador que alimenta os LEDs, é apresentado o circuito

equivalente na Fig. 8. Neste circuito, a saída do in-

versor é considerada uma fonte de corrente ideal

iLL(t).

CL

VLED

ILED

iLLR(t)

iCL(t)

iLL(t)

Fig. 8 – Circuito equivalente para cálculo do capaci-

tor CL.

Através da Fig. 9 é possível observar as formas

de onda das correntes iLLR(t), iCL(t) e a ondulação da

tensão do capacitor CL, ∆vCL.

t0 t1 t2 t3 t4

iLLR(t)

T(µS)

T(µS)

T(µS)

VLED ∆VCL

iLLP

iLLP-ILEDiCL(t)

VCL(t)

Fig. 9 – Formas de onda teóricas do circuito apresentado na Fig. 8.

Sabendo que a corrente iLLR(t) é igual a corrente

iLL(t) retificada, pode-se afirmar que:

𝑖𝐶𝐿(𝑡) = 𝑖𝐿𝐿𝑅(𝑡) − 𝐼𝐿𝐸𝐷 (28)

E que:

𝑖𝐶𝐿(𝑡) = 𝐼𝐿𝐿𝑝 − 𝐼𝐿𝐸𝐷 2𝑡 − 𝑡1

𝑡1

(29)

Através da equação (30) é possível integrar a

equação (29) de t1/2 a t1, conforme a equação (31) e

obter CL apresentado na equação (32).

𝑖𝐶𝐿(𝑡) = 𝐶𝐿

𝑑𝑣𝐶𝐿(𝑡)

𝑑𝑡 (30)

𝐶𝐿 𝑑𝑣𝐶𝐿(𝑡)0

Δ𝑣𝐶𝐿

= 𝐼𝑖𝐿𝐿𝑝

𝑡1

𝑡12

− 𝐼𝐿𝐸𝐷 2𝑡 − 𝑡1

𝑡1

𝑑𝑡

(31)

𝐶𝐿 =𝐼𝐿𝐸𝐷( 𝑣𝐵 + 𝑉𝐿𝐸𝐷)

8 𝑣𝐵 𝑓𝑠Δ𝑣𝐶𝐿

(32)

Onde:

∆vCL – Ondulação das tensões dos capacito-

res CL na frequência fs.

O projeto do filtro LC de entrada já foi ampla-

mente difundido no meio científico e não será apre-

sentado neste trabalho. Vale ressaltar que a frequên-

cia da corrente instantânea de entrada é o dobro da

frequência de comutação dos interruptores, reduzin-

do o volume do indutor Lf.

3 Resultados experimentais

Para verificar a metodologia de projeto apresenta-

da, um protótipo para alimentar 12 LEDs, conectados

em série, foi implementado. A tabela I apresenta os

dados de projeto do conversor.

Tabela I – Dados do projeto implementado.

Parâmetros Valor

Vp 180 V

fs 45 KHz

|VB| 120 V

ILED 1 A

∆vCB 0,1 |VB|

∆vCL 0,05 VLED

85 %

f120Hz 120 Hz

A tabela II apresenta os valores dos parâmetros

utilizados no conversor. Utilizando as equações (18),

(22), (27) e (32), encontra-se os valores de

LB=394 µH, LL=293 µH, CB1=19 µF e CL=1,8 µF

Tabela II – Parâmetros utilizados no protótipo.

Parâmetros Valor

Lf 1 mH

Cf 47 ηF

Cd1, Cd2 100 nF

D1, D2, D3 e D4 1n4937

D4, D5, D6 e D7 MUR260

S1 e S2 IRF830

LB 400 µH

CB1 e CB2 25 µF/250 V polipropileno

LL 300 µH

CL 3,3 µF/63 V

LEDs LXK2-PWC4-0200

A Fig. 10 apresenta a tensão e a corrente forne-

cida pela fonte de entrada e a corrente nos LEDs. O

fator de potência é de 0,982. A Fig. 11 apresenta o

espectro harmônico da corrente de entrada com THD

de 19 %. A Fig. 12 apresenta a tensão e a corrente

nos LEDs. A ondulação da corrente em 60 Hz é

200mA e pode ser reduzida com o aumento dos ca-

pacitores de barramento CB1 e CB2. Pode-se observar

juntamente com a Fig. 10 que o rendimento da estru-

tura é de 81%. A Fig. 13 apresenta a corrente do

indutor LB. A Fig. 14 apresenta a corrente do indutor

LL. As figuras 15 (a) e 15 (b) apresentam a tensão e a

corrente em um dos interruptores. Pode-se observar

através da Fig. 15(b) que a comutação dos interrupto-

res é suave e que o valor médio da tensão dos capaci-

tores CB1 e CB2 é de 120 V.

4 Conclusão

Este trabalho apresentou um conversor de está-

gio único para a correção do fator de potência para

acionar e controlar LEDs de potência. Os resultados

experimentais comprovam a metodologia de projeto

desenvolvida. Com poucos componentes, rendimento

aceitável e sem capacitor eletrolítico, a topologia

proposta se apresenta como uma boa alternativa para

as aplicações em sistemas de iluminação com LEDs.

Estudos futuros podem comprovar que a topologia

proposta também pode ser alimentada em 220 V,

sendo possível alimentar o sistema com fonte univer-

sal, além de permitir variar o fluxo luminoso emitido

pelos LEDs.

Fig. 10 – Tensão (CH1) e corrente (CH4) fornecida pela fonte v(t)

e corrente nos LEDs (CH3).

Fig. 11 – Espectro harmônico da corrente de entrada com THD =

19%.

Fig. 12 – Tensão (CH1) e corrente (CH3) nos LEDs.

Fig. 13 – Corrente do indutor LB (R1 na frequência da rede; CH3

na frequência de comutação).

Fig. 14 – Corrente do indutor LL (R2 na frequência da rede; CH3

na frequência de comutação).

(a)

(b)

Fig. 15 – Tensão (CH1) e corrente (CH3) em um dos interrupto-

res. (a) em 60Hz; (b) na frequência de comutação.

THD = 19%

Referências Bibliográficas

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Alto Brilho e Alta Potência”. Directlight –

Artigo DL-05, março, 2007.

Craford, M. G. “LEDs challenge the incandescents,”

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Aoyama, Y., Yachi, T. “An LED Module Array

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2030 Conference, 2008. ENERGY 2008. IEEE,

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Wang, B., Ruan, X., Yao, K., and Xu, M. “A method

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