Upload
pvdai
View
429
Download
12
Embed Size (px)
DESCRIPTION
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011Điều khiển trực tiếp momen động cơ không đồng bộ cấp nguồn bằng bộ biến tần ba bậc NPC với kỹ thuật triệt tiêu điện áp common mode Direct Torque Control of Induction Motor Drive Fed by Three-Level NPC Inverter with Common Mode Voltage EliminationPhan Thành Minh Trường Cao Đẳng Công Nghiệp Tuy Hòa e-Mail: [email protected] Nguyễn Văn Nhờ Trường Đại Học Bách Khoa TP.HCM e-Mail: [email protected] Tóm tắtBài báo trình bày một ph
Citation preview
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
VCCA-2011
Điều khiển trực tiếp momen động cơ không đồng bộ cấp nguồn bằng bộ
biến tần ba bậc NPC với kỹ thuật triệt tiêu điện áp common mode
Direct Torque Control of Induction Motor Drive Fed by Three-Level NPC
Inverter with Common Mode Voltage Elimination
Phan Thành Minh
Trường Cao Đẳng Công Nghiệp Tuy Hòa
e-Mail: [email protected]
Nguyễn Văn Nhờ
Trường Đại Học Bách Khoa TP.HCM
e-Mail: [email protected]
Tóm tắt Bài báo trình bày một phương pháp điều khiển trực
tiếp momen (DTC) với kỹ thuật sóng mang điều chế
độ rộng xung (CPWM) cho bộ nghịch lưu biến tần ba
bậc dạng đi-ốt kẹp (NPC) điều khiển động cơ không
đồng bộ (IM). Ứng dụng CPWM thực hiện triệt tiêu
điện áp common mode (CM). Dựa vào các trạng thái
đóng ngắt của bộ nghịch lưu NPC ba bậc để xác định
điện áp CM bằng không. Phương pháp CPWM này đã
triệt tiêu điện áp CM và điều khiển đáp ứng momen
nhanh. Tất cả các kết quả mô phỏng trong bài báo
thực hiện trên phần mềm Matlab/Simulink.
Abstract This paper presents a method of direct torque control
(DTC) technique carrier pulse width modulation
(CPWM) for three-level Neutral Point Clamped
(NPC) inverter controlled induction motor (IM). The
CPWM is applied to eliminate the Common Mode
(CM) voltage. Based on switching the states of the
three-level NPC inverter for defining zero CM
voltage. This CPWM method has been eliminated the
CM voltage and controlled the fast response torque.
All of the simulative results are performed by
Matlab/Simulink.
Ký hiệu Ký hiệu Đơn vị Ý nghĩa
2 dV V Điện áp nguồn một chiều
,e LT T Nm Momen điện từ, momen
tải
,s rR R Điện trở stato, điện trở
roto
, ,s r mL L L H Điện cảm stato, điện cảm
roto và hỗ cảm giữa stato
và roto
, ,s r slw w w rad/s Tốc độ stato, tốc độ roto,
tốc độ trượt
,f f
s r Wb Từ thông stato, từ thông
roto trên hệ trục định
hướng từ thông roto
*, ^ Giá trị đặt, giá trị ước
lượng
Chữ viết tắt CPWM Carrier Pulse Width Modulation
NPC Neutral Point Clamped
IM Induction Motor
CM Common Mode
DTC Direct Torque Control
SVM Space Vector Pulse Width
Modulation
PS Phase Shifted
1. Giới thiệu Điều khiển trực tiếp momen (DTC) động cơ không
đồng bộ trong truyền động công nghiệp trở nên phổ
biến bởi vì nó điều khiển đơn giản và hiệu quả. Trong
một số sơ đồ DTC dạng thông thường [1-2] tồn tại
nhiều nhược điểm như độ gơn momen cao, tần số
đóng ngắt thay đổi, xuất hiện sóng hài bậc cao… Để
khắc phục giảm những hạn chế đó có thể điều khiển
DTC bằng chiến lược điều chế độ rộng xung CPWM
hoặc điều chế độ rộng xung bằng véc-tơ không gian
(SVM) [3-4].
Trong ứng dụng truyền động điện điều khiển động cơ
không đồng bộ, các bộ nghịch lưu hai bậc truyền
thống và các bộ nghịch lưu đa bậc đều gặp phải hạn
chế là xuất hiện điện áp CM giữa điểm trung tính
nguồn một chiều và trung tính tải. Từ điện áp CM
này, sinh ra hiện tượng dòng rò, nhiễu điện từ làm ảnh
hưởng đến chất lượng điều khiển của hệ thống [5−8].
Chính điện áp CM gây ra sự hư hỏng bề mặt ổ bi của
động cơ, làm ảnh hưởng quá trình hoạt động lâu dài
của ổ bi.
Đề xuất bài báo này đưa ra phương pháp điều khiển
bộ nghịch lưu áp NPC ba bậc với kỹ thuật CPWM cho
triệt tiêu điện áp CM [9] và đồng thời điều khiển trực
tiếp momen động cơ không đồng bộ.
2. Phương pháp CPWM triệt tiêu điện áp
common mode
709
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
VCCA-2011
Theo sơ đồ H. 1 điện áp CM xác định như sau:
0' 0 00' 0N N N du u u u V (1)
0 0 00
3
a b cN
u u uu (2)
0 0 0 3a b c du u u V (3)
Từ phương trình (1), (2) và (3) để cho điện áp CM
bằng không thì tổng các trạng thái H. 2.a bằng ba.
Vậy ta suy ra được các trạng thái điện áp CM bằng
không xem H. 2.b. Từ suy luận này, ta có thể điều
khiển bộ nghịch lưu ba bậc qua bảy trạng thái ở H. 2.b
để điện áp CM bằng không.
H. 1 Sơ đồ bộ nghịch lưu áp NPC ba bậc
a) b)
H. 2 a) Giản đồ các trạng thái véc-tơ điện áp nghịch lưu 3 bậc, b) Giản đồ các trạng thái véc-tơ điện áp CM bằng không.
3. Thuật toán triệt tiêu điện áp CM Giả sử ta có điện áp tham chiếu [9-10]:
12 0
12 0
12 0
1 2( cos 1)
2 3
1 2( cos( 2 / 3) 1)
2 3
1 2( cos( 4 / 3) 1)
2 3
aref
a
bref
b
cref
c
n mu
u u
n mu
u u
n mu
u u
q
q p
q p
(4)
Trong đó: 0 ( 1) / 2 1u n điện áp offset.
= 3n là số bậc điện áp nghịch lưu, m chỉ số điều chế,
q góc quay của véc-tơ điện áp.
Từ các trạng thái đóng ngắt, điện áp xrefu thay đổi giữa
hai mức thấp ( )xL và mức cao ( )xH . Từ đó ta có mối
quan hệ như sau:
( )
( )
( )
êú 0 ( 1)
1 êú ( 1)
x xref
x
x xref
n n u nL
n n u n (5)
( ) ( ) 1x xH L (6)
Mà ( )x xrefn Int u , với , ,x a b c ta lấy phần
nguyên. Trên H. 2.b ta xác định được véc-tơ
( ) ( ) ( )[ , , ]T
a b cL L L L . Từ các biểu thức (4), (5) và (6)
ta xác định được tín hiệu điều chế như sau:
( )xref xref xu Lx (7)
Trong H. 2.b hình lục giác véc-tơ không gian có các
trạng thái đóng ngắt ta chỉ ra được điện áp CM bằng
không. Ta xét trong vùng tam giác có các trạng thái
(111, 201, 210), các trạng thái này tương ứng ABC
trong bảng 1, nếu trạng thái tăng thì đặt x , trạng
thái giảm thì đặt x và trạng thái không đổi thì đặt
0x , xem H. 3.
H. 3 Giản đồ chuyển trạng thái (111, 201, 210)
Trạng thái
tăng ( x )
Trạng thái
không đổi ( 0x ) Trạng thái giảm
( x )
0’
Vd
Vd
0
N
IM
a b c 2Vd +
-
710
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
VCCA-2011
Bảng 1: Phân tích chuỗi trạng thái trong vùng tam
giác (111, 201, 210).
Chuỗi trạng
thái đóng ngắt
Pha dương
( x )
Pha âm
( x )
Pha phụ thuộc
( 0x )
111, 201, 210 A C B
111, 210, 201 A B C
201, 111, 210 B C A
201, 210, 111 B A C
210, 111, 201 C B A
210, 201, 111 C A B
Theo H. 4 ta chọn ,x x và 0x như sau:
0,Max MIDx x x x và MINx x
Với giá trị điện áp tức thời 12 ,xu trong đó , ,x A B C .
Trong H. 5 sơ đồ dạng sóng mang PS (Phase Shifted
carrier waveform) có thể tạo ra trạng thái đóng ngắt
S , S , và 0S tạo ra bộ nghịch lưu hai bậc ảo.
H. 4 Dạng sóng điện áp pha x và x
Trạng thái đóng ngắt jS , 1,2,3j trên H. 5 được mô
tả như sau:
0
3( 1)
2
x
S cho x x
S S cho x x
nS S cho x x
(8)
Pha x và x lần lượt tương ứng các biến S và S
như sau:
êú
êú
x x ref c
x x ref c
L n u uS
H n u u (9)
êú
êú
x x ref c
x x ref c
L n u uS
H n u u (10)
H. 5 Sơ đồ trạng thái đóng ngắt dạng sóng PS
Trong H. 5 ta suy ra được các pha ,x x và 0x . Từ
các pha này, thông qua H. 4 ta xác định lại được các
điện áp ba pha (a, b, c) cho bộ nghịch lưu ba bậc.
4. Phương pháp điều rộng xung – điều
khiển trực tiếp momen (CPWM-DTC) với
kỹ thuật triệt tiêu điện áp CM Theo phương pháp điều khiển DTC [11-12] xem H. 6
hệ thống điều khiển gồm các khâu chính sau: Các bộ
điều khiển PI của tốc độ, momen và từ thông; Các
khâu chuyển hệ trục tọa độ dq, αβ và abc; khâu ước
lượng từ thông và momen; Khâu điều chế độ rông
xung (CPWM) cho bộ nghịch lưu NPC 3 bậc. Trong
khâu CPWM này thực hiện triệt tiêu điện áp CM [9]
như đã trình bày ở mục 3. Các khâu trong sơ đồ H. 6
được mô tả như sau:
4.1 Mô hình trạng thái động cơ động cơ
không đồng bộ Các phương trình trạng thái trên hệ tọa độ dq [13]:
(11 )
0 ( ) (11 )
(11 )
(11 )
ff f fs
s s s s s
ff fr
r r s r r
f f f
s s s r m
f f f
r s m r r
du R i j a
dt
dR i j b
dt
i L i L c
i L i L d
w
w w
Phương trình chuyển động hệ điện-cơ:
/ /e L rT T J p d dtw (12)
Phương trình momen trên hệ trục dq:
(3 / 2)( )e sd sq sq sdT p i i (13)
Trong đó:
f : đại lượng quan sát trên hệ qui chiếu từ thông roto
(hệ tọa độ dq), f
su : điện áp stato, sR : điện trở stato,
f
si : dòng điện stato,f
s : từ thông
stato, sw , rw , s r slw w w : lần lượt là tốc độ stato,
tốc độ roto, tốc độ trượt, rR :điện trở roto, f
ri : dòng
, ,a b cH H H
cu cu
arefu
crefu arefx
crefx
2
1
1
0
2
1
Ha
La
Hc
Lc
Hb
Lb
S
S
0S
, ,a b cL L L
711
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
VCCA-2011
điện roto, f
r : từ thông roto, sL : điện cảm stato, mL :
hỗ cảm giữa stato và roto, rL : điện cảm roto, J :
momen quán tính, p : số đôi cực, eT : momen điện
từ, LT : momen tải, j : toán tử phức.
H. 6 Mô hình điều khiển DTC cho biến tần ba bậc
4.2 Phương pháp điều khiển DTC Phương trình điện áp stato động cơ không đồng bộ:
ss s s
du i R
dt (14)
Từ phương trình (17) ta suy ra được:
s s s su R i dt (15)
Với động cơ không đồng bộ ảnh hưởng của cảm
kháng lớn hơn rất nhiều so với ảnh hưởng điện trở. Bỏ
qua điện áp rơi trên thành phần điện trở của mạch
stato, ta lấy sai phân (15) được như sau:
ssu
tsuy ra s su t (16)
Từ biểu thức (16) ta có véc-tơ điện áp ngõ ra của bộ
nghịch lưu liên quan với véc-tơ từ thông stato trong
khoảng thời gian biến đổi t .
Momen điện từ được xác định theo công thức [14]
như sau:
'
'
3
2
me r s
r s
LpT
L L (17)
Trong đó:
' (1 )ms s s
r s
LL L L
L Ls : điện cảm tản stato
2
1 m
s r
L
L Ls : hệ số tiêu tản tổng
' '( )rr s s s
m
LL i
L: từ thông quy đổi roto về stato
q : góc tạo bởi từ thông stato và roto.
Biểu thức momen dưới dạng biên độ như sau:
'
'
3sin
2
me r s
r s
LpT
L Lq (18)
Từ biểu thức (18) ta nhận xét để thay đổi momen điện
từ thì thay đổi góc q với điều kiện biên độ từ thông
roto và stato không đổi. Bởi vì hằng số thời gian cơ
lớn hơn rất nhiều hằng số thời gian điện từ [15].
4.3 Phương pháp điều khiển DTC với kỹ
thuật triệt tiêu điện áp CM Chuyển đổi ma trận điện áp và dòng điện từ abc
sang α như sau:
1 1/ 2 1/ 22
3 0 3 / 2 3 / 2
sa
s
sb
ssa sb
uu
uu
u u
a
b
(19)
1 1/ 2 1/ 22
3 0 3 / 2 3 / 2
sa
s
sb
ssa sb
ii
ii
i i
a
b
(20)
Từ biểu thức (15) và (18) ta có thể ước lượng từ
thông stato và momen điện từ như sau:
ˆ
ˆ
s s s s
s s s s
u R i dt
u R i dt
a a a
b b b
(21)
ˆ ˆˆ (3 / 2)( )e s s s sT p i ia b b ay y (22)
Mô-đun từ thông stato ước lượng như sau:
PI PI
PI
*w
rw
*
eT
ˆeT
ˆeT
ˆs
ˆsq
*
ước lượng
từ thông
và momen
Cảm biến tốc độ
biến tần
ba bậc
Chỉnh lưu
sai
sbi
sau
abc
IM
si a
si b
su a
su b
*
sdu
ˆs
rw
dq
abc
C
P
W
M
*
sau
*
sbu
*
scu
ˆs
*
squ
*
su a
*
su b *
slw *
sw
sbu
712
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
VCCA-2011
2 2ˆ ˆ ˆs s sa b (23)
Góc lệch ước lượng giữa từ thông stato và trục
thực a như sau: 1ˆ ˆ ˆ( )s s sarctg b aq (24)
Chuyển đổi ma trận điện áp dq α: * *
**
ˆ ˆcos sin
ˆ ˆsin cos
s s s sd
sqs s s
u u
uu
a
b
q q
q q (25)
Chuyển đổi ma trận điện áp α abc: *
*
*
*
*
1 0
1/ 2 3 / 2
1/ 2 3 / 2
sa
s
sb
s
sc
uu
uu
u
a
b
(26)
Bộ điều khiển PI:
( ) 1( ) 1
( )
1
R P
i
iP
i
U sG s K
E s sT
sTK
sT
(27)
PK : hệ số khuếch đại, iT : hằng số thời gian khâu
tích phân.
Theo phương pháp tiêu chuẩn đối xứng [15], [18]
các hệ số của bộ điều khiển PI được tính như sau:
Hệ số điều khiển PI của từ thông:
1
2P
s
KT
, 4i sT T , sT : chu kỳ lấy mẫu
Hệ số điều khiển PI của momen được chọn
như sau: đầu tiên chọn 1PTK , 4iT sT T sau
đó tăng dần KPT để chọn hệ số làm cho đáp
ứng momen nhanh nhất ví dụ ta chọn được
bảng 2.
Bảng 2: Thông số điều khiển momen
Ts = 1/fs PTK iTT
10,0kHz 24 0,0004
5,0kHz 17 0,0008
Hệ số điều khiển PI của tốc độ:
2P
FB
JK
Cw t
, 4i FBT Cw t
FBt : hằng số thời gian trễ của khâu phản hồi
tốc độ, C: hệ số bù hiệu chỉnh để đáp ứng tốc
độ nhanh nhất.
Từ điện áp ba pha tham chiếu *
sau , *
sbu và *
scu sơ
đồ H. 6 điều khiển CPWM cho bộ nghịch lưu ba
bậc NPC tạo ra điện áp tham chiếu ba pha là: *
12
*
12
*
12
.
.
.
a sa
b sb
c sc
u Au
u Au
u Au
(28)
Với ( 1) / 3A m n (29)
Từ biểu thức (4) và (28) ta xác định được điện áp ba
pha tham chiếu đưa đến thuật toán triệt tiêu điện áp
CM như đã trình bày ở mục 3.
5. Kết quả mô phỏng Kết quả tính toán và đồ thị được thực hiện trên phần
mềm Matlab/Simulink. Các thông số dùng trong điều
khiển CPWM-DTC với kỹ thuật triệt tiêu điện áp CM
có liên quan như sau:
Tần số sóng mang: cwf = 6 kHz, điện áp nguồn một
chiều DC: 2 dV = 600 V, chỉ số điều chế: m = 0,86.
Thông số động cơ không đồng bộ ba pha như sau:
Công suất động cơ: P = 4 kW, điện áp (/Y): 220/380
V, tốc độ động cơ: 1440 vòng/phút (150,8 rad/s), số
đôi cực p = 2, điện trở stato Rs = 1,2 , điện trở roto
Rr = 1,8 , điện cảm stato Ls = 0,156 H, điện cảm roto
Lr = 0,156 H, hỗ cảm giữa stato và roto Lm = 0,15 H,
momen quán tính J = 0,02 kg.m2.
Từ thông đặt stato: * = 1,2 Wb, tốc độ đặt *w : Từ
0,2 – 0,65 s là 100 rad/s, từ 0,65 – 1,35 s là 140 rad/s,
từ 1,35 – 2,0 s là 70 rad/s. Momen tải đóng 20 N.m tại
thời điểm 0,4 – 0,65 s, từ 0,65 – 2,0 s momen tải bằng
không.
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 20
50
100
150
Thoi gian (s)
Toc d
o d
ong c
o (
rad/s
)
Toc do dat
Toc do dong co
H. 7.a Đáp ứng tốc độ động cơ
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 20
0.5
1
1.5
Thoi gian (s)
Tu t
hong s
tato
(W
b)
Tu thong dat
Tu thong stato uoc luong
0.4 0.41 0.42 0.43 0.44 0.45 0.46 0.47 0.48 0.49 0.51.18
1.185
1.19
1.195
1.2
1.205
1.21
1.215
1.22
Thoi gian (s)
Tu t
hong s
tato
(W
b)
H. 7.b Đáp ứng từ thông stato
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2-60
-40
-20
0
20
40
60
Thoi gian (s)
Mom
en d
ong c
o (
Nm
)
Momen dat
Momen uocluong
H. 7.c Đáp ứng momen ước lượng
(H. 7.c’)
713
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
VCCA-2011
0.4 0.402 0.404 0.406 0.408 0.41 0.412 0.414 0.416 0.418
18
19
20
21
22
23
Thoi gian (s)
Mom
en d
ong c
o (
Nm
)
Momen dat
Momen uocluong
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2-80
-60
-40
-20
0
20
40
60
80
Thoi gian (s)
Dong d
ien s
tato
(A
)
isa
isb
isc
0.4 0.41 0.42 0.43 0.44 0.45 0.46 0.47 0.48 0.49 0.5-15
-10
-5
0
5
10
15
Thoi gian (s)
Dong d
ien s
tato
(A
)
isa
isb
isc
H. 7.d Dòng điện stato động cơ
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2-400
-200
0
200
400
Thoi gian (s)
Die
n a
p t
ai (V
)
H. 7.e Điện áp tải (uaN)
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2-1000
-500
0
500
1000
Thoi gian (s)
Die
n a
p d
ay (
V)
H. 7.f Điện áp dây (uab)
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2-50
0
50
Thoi gian (s)
Die
n a
p C
M (
V)
H. 7.g Điện áp CM đã triệt tiêu
Nhận xét:
Đáp ứng tốc độ động cơ xem H. 7.a như sau:
Bám theo đường đặc tính tốc độ đặt.
Sai số đáp ứng tốc độ khi đóng tải là 0,4
rad/s.
Đáp ứng từ thông stato ước lượng xem H. 7.b
như sau:
Bám theo đường đặc tính từ thông đặt.
Sai số đáp ứng thông stato ước lượng từ là
0,015 Wb.
Đáp ứng momen ước lượng xem H. 7.c như sau:
Bám theo đường đặc tính momen đặt.
Sai số đáp ứng ước lượng momen là 2 N.m.
Điện áp tải gồm ba mức điện áp xem H. 7.e: +300
V, 0 V, -300 V. Bởi vì điện áp CM đã triệt tiêu
bằng không.
Điện áp CM đã được triệt tiêu bằng không xem
H. 7.g.
6. Kết luận Bài báo đã trình bày phương pháp điều khiển trực tiếp
momen động cơ không đồng bộ cấp nguồn bằng bộ
biến tần ba bậc NPC với kỹ thuật triệt tiêu điện áp
CM. Bài báo đã đưa ra thuật toán triệt tiêu điện áp
CM áp dụng vào điều khiển động cơ không đồng bộ
theo phương pháp DTC với kỹ thuật CPWM. Kết quả
mô phỏng đã chỉ ra điện áp CM triệt tiêu, đáp ứng
momen nhanh. Phương pháp điều khiển biến tần ba
bậc trong bài báo này đã khắc phục được những
nhược điểm của biến tần hai bậc.
Tài liệu tham khảo [1] I. Takahashi and T. Nuguchi, “A New Quick-
Response and High-Efficiency Control of an
Induction Motor”, IEEE Trans. Industry
Applications, Vol. IA-22, No.5, pp 820-827,
1986.
[2] M. Depenbrock, “ Direct Self Control (DSC) of
Inverter-Fed Induction Machines”, IEEE Trans.
Power Electronics, Vol. PE-3, pp 420-429,
1988.
[3] Arbind Kumar, B.G. Fernades, K. Chatterjee,
“Simplified SVPWM-DTC of 3-phase Induction
Motor Using the Concept of Imaginary
Switching Times”, IEEE, 2-6-2004.
[4] Ehsan Hassankhan, and Davood A. Khaburi
“DTC-SVM Scheme for Induction Motors Fed
with a Three-level Inverter”World Academy of
science, Engineering and Technology, 2008.
[5] E. Zhong and T. A. Lipo, “Improvements in
EMC performance of inverter-fed motor
drives,” IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 31,
pp.1247–1256, Nov./Dec. 1995.
[6] J. Erdman, R. J. Kerkman, D. W. Schlegel, and
G. L. Skibinski, “Effect of PWM inverters on
AC motor bearing currents and shaft
voltages,”IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 32,
pp. 250–259, Mar./Apr. 1996.
[7] S. Ogasawara and H. Akagi, “Modeling and
damping of high-frequency leakage currents in
PWM inverter-fed AC motor drive systems,”
IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 32, pp. 1105–
1114, Sept./Oct. 1996.
[8] M. A. Cash and T. G. Habetler, “Insulation
failure prediction in inverter-fed induction
machines using line-neutral voltages,” in Proc.
IEEE APEC’98, 1998, pp. 1035–1039.
(H. 7.c’)
714
Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011
VCCA-2011
[9] N.V. Nho, H.H. Lee,“Analysis of Carrier PWM
Method for Common Mode Elimination in
Multilevel Inverters”, EPE, 2007.
[10] N.V. Nho, H.H. Lee “Carrier PWM algorithm
for multileg multilevel inverter”, EPE, 2007.
[11] M. Bounadja, B. Belmadani , A.W. Belarbi , “A
Combined Stator Vector Control SVM Direct
Torque Control for High Performance Induction
Machine Drives”, ISSN 1392 – 1215, 2009.
[12] Yuttana Kumsuwan, Suttichai Premrudeep ree-
chacharn and Hamid A. Toliyat, “A New
Approach to Direct Torque Control for
Induction Motor Drive Using Amplitude and
Angle of the Stator Flux Control”, 22
December, 2007.
[13] Nguyễn Phùng Quang, “Điều khiển tự động
truyền động điện xoay chiều ba pha”, NXBGD,
1996.
[14] V. Kumar, S. Rao, “Modified Direct Torque
Control of Three-Phase Induction Motor Drives
with Low Ripple in Flux and Torque”, 24 June ,
2011.
[15] Marcin Zelecchowski, “Space Vector
Modulated Direct Torque Controlled (DTC-
SVM) Inverter-Fed Induction Motor Driver”,
2005.
[16] Bimal K. Bose, “Modern Power Electronics and
AC Drives”, 2002.
[17] C. Lascu, I. Boldea, F. Blaabjerg “A modified
Direct torque control for Induction Motor
Sensorlees Drive” IEEE, 2-2000.
[18] M. P. Kazmierkowski, H. Tunia, “Automatic
Control of Converter Fed Drives”, 1994.
Phan Thành Minh sinh năm
1980. Anh nhận bằng Kỹ sư
Điện tại trường Đại học Bách
Khoa Đà Nẵng năm 2004 và
bằng Thạc sỹ chuyên ngành
Thiết bị, mạng và Nhà máy
điện của trường Đại học Sư
phạm Kỹ thuật TP. Hồ Chí
Minh năm 2011. Từ năm 2006
đến nay, anh là giảng viên
giảng dạy tại Khoa Điện –
Điện Tử, trường Cao đẳng Công nghiệp Tuy Hòa.
Lĩnh vực nghiên cứu chính của anh là điều khiển điện
tử công suất và hệ thống truyền động điện.
Nguyễn Văn Nhờ sinh năm
1964. Ông nhận bằng Thạc
sỹ và Tiến sỹ chuyên ngành
Kỹ thuật điện tại trường Đại
học West Bohemia, Cộng
Hòa Czech vào năm 1988 và
1991. Từ năm 1992, ông bắt
đầu giảng dạy ở Khoa Điện
– Điện Tử, trường Đại học
Bách Khoa TP.Hồ Chí Minh.
Với vai trò là phó giáo sư và trưởng nhóm nghiên cứu
về lĩnh vực điều khiển điện tử công suất. Ông là tác
giả nhiều bài báo khoa học uy tín trong và ngoài nước
về lĩnh vực này. Hiện ông là Trưởng phòng Khoa học
Công nghệ và Dự án, hướng nghiên cứu về ứng dụng
điện tử công suất vào cải thiện chất lượng điện năng,
điều khiển tối ưu inverter/converter và điều khiển hệ
thống truyền động điện.
715