Diseño de acopladores direccionales para la banda Q en

ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIEROS INDUSTRIALES Y DE TELECOMUNICACIÓN

UNIVERSIDAD DE CANTABRIA

Trabajo Fin de MasterTrabajo Fin de MasterTrabajo Fin de MasterTrabajo Fin de Master

Diseño de acopladores direccionales para la banda Q en tecnología de guía integrada

en substrato (SIW)

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Máster en Tecnologías de la Información y Máster en Tecnologías de la Información y Máster en Tecnologías de la Información y Máster en Tecnologías de la Información y Comunicaciones en Redes Móviles (TICRM)Comunicaciones en Redes Móviles (TICRM)Comunicaciones en Redes Móviles (TICRM)Comunicaciones en Redes Móviles (TICRM)

Autor: Nael TM NateelNael TM NateelNael TM NateelNael TM Nateel

Octubre - 2013

MÁSTER EN TECNOLOGÍAS DE LA INFORMACIÓN Y

COMUNICACIONES EN REDES MÓVILES (TICRM)

ACTA DE CALIFICACIÓN

Estudiante (nombre y apellidos): Nael TM Nateel

Director/es del Trabajo de Fin de Máster (nombre y apellidos):

Eduardo Artal Latorre

Título:

Diseño de acopladores direccionales para la banda Q en tecnología de guía integrada en substrato (SIW).

Title:

Directional couplers design for Q band with substrate integrated waveguide (SIW) technology

Presentado a examen el día: 28 de Octubre de 2013 COMPOSICIÓN DEL TRIBUNAL Presidente (Apellidos, Nombre):

Secretario (Apellidos, Nombre):

Vocal (Apellidos, Nombre): Este tribunal ha resuelto otorgar la calificación de:

Fdo.: El Presidente

Fdo.: El Secretario

Fdo.: El Director del TFM

Fdo.: □ El Vocal □ El Coordinador del máster En el caso de que el vocal del tribunal asista por videoconferencia, firmará en su nombre el coordinador del máster.

Vº Bº del Subdirector – Jefe de Estudios

E.T.S. DE INGENIEROS INDUSTRIALES Y DE TELECOMUNICACION.

Diseño de Acopladores Direccionales para la Banda Q en Tecnología SIW ________________________________________________________________________________

I

Capítulo 1.

Introducción. Estructura de la memoria del proyecto.………………………………………………Pág1. 1.1. Tecnología SIW.…………….……………………………………………….…………Pág1. 1.2. Objetivos.…………………………………………………………………………………Pág3.

Capítulo 2.

Diseño de Guía rectangular y transición microstrip de entrada.

2.1. Selección del tipo de guía rectangular para la banda Q….…………..…Pág4. 2.2. Buena selección del substrato con pocas pérdidas……………………..…Pág7.

2.3. Diseño de todos los componentes en guía rectangular con dieléctrico ………………………………………………………………………………………………………Pág7. 2.4. Guía de Ondas en Tecnología SIW………………………………………………Pág9.

2.5. Cálculo de Transición…………………………………………………………………Pág11. 2.6. Simulación EM 3D…………………………………………………………………..…Pág13.

Capítulo 3. Diseño de Híbridos en tecnología SIW y Simulaciones.

3.1. Análisis Teóricos (Acopladores Direccionales Híbrido)…………………...Pág16. 3.2. Pasos a seguir y condiciones del diseño………………………………………Pág17. 3.3. Teoría Acoplador Riblet de ranura corta (Riblet short-slot)………….…Pág18. 3.3.1. Cálculos y Simulación del RIBLET 1………………………………..………..Pág19. 3.3.1. A- Cálculos y Simulación con paredes Metálicas…………………………Pág19.



II

3.3.1. B- Simulación con paredes de agujeros circulares…………………….…Pág27. 3.3.2. Cálculos y Simulación del RIBLET2……………..…………………………….Pág30. 3.3.2. A- Cálculos y Simulación con paredes Metálicas………………………….Pág30. 3.3.2. B- Simulación con paredes de agujeros Cuadrados……………………..Pág38. 3.3.2. C- Simulación con paredes de agujeros circulares………………….……Pág40. 3.4. Diseño de acoplador multi Hole……………………………………………………Pág43. 3.4. A- Diseño multi Hole con Paredes metálicas……………………………….…Pág.46. 3.4. B- Diseño multi Hole con agujeros cuadrados metálicos…………………Pág.49.

Capítulo 4.

Fabricación y Pruebas de medidas en el laboratorio.

4.1. Fabricación…………………………………………………………………….…………Pág.52. 4.2. Pruebas de Medidas de los parámetros S de los Híbridos………………Pág.53. 4.2.1. Medidas de los parámetros S del Riblet2…………………………………..Pág.53. 4.2.2. Medidas de los parámetros S del Multi Hole………………………………Pág.57. 4.3. Posibles causas del desacuerdo entre valores medidos y simulados………………………………………………………………………………….……Pág.59. 4.4. Comparaciones de dimensiones, y comprobación de los fallo de fabricación………………………………………………..……………………………….…...Pág.61. 4.4.1. Comprobaciones del diseño del Híbrido Multi hole………………..……Pág.61. 4.4.2. Comprobaciones del diseño del Riblet2……………………………….……Pág.62.

Conclusiones.……………………………………………………………………………Pág.63.



III

Anexo.………………………………………………………………………………….……..…….……I Plano del Riblet1.……………………………………………………………………...….…………..I Plano del Riblet2.……………..…………………………………………………………..….………II Diseño del híbrido original………………………………..……………………………...………III Plano del Multi Hole…………………………………..……………………………..….………….IV Código Matlab (Riblet1)…………………………………………………….………………….……V Código Matlab (Riblet2)………………………………………………………………………….…VI Hoja de datos del conector coaxial…….………………….………………………………….VII Palabras Claves…………………………………………………..………………………….……IX Referencias………………………………………………………………………………….………XX



IV

Agradecimiento:Agradecimiento:Agradecimiento:Agradecimiento:

I did appreciate all the

knowledge that was provided for

me in the field of microwave by

Dr. Eduardo Artal that helped

me to direct and guide my earlier

and recent projects.

I also thank the University of

Cantabria for giving me the

opportunity to acquire a great

education and a solid knowledge in

the field of Telecommunication

Engineering.

And last but not least, to my

mother, wherever you are, I will

always owe you my greatest

gratitude.

_ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _



1

Capítulo 1 Introducción. Estructura de la memoria del proyecto Se ha estructurado la memoria del proyecto en 4 capítulos. El capítulo1 presenta la introducción a las tecnologías SIW, destacando sus ventajas. El capítulo2 trata de analizar los principios de funcionamiento de esa tecnología, sus reglas de diseño a nivel teórico y las simulaciones por ordenador, y su equivalencia con la guía rectangular convencional. También incluye el cálculo de unos parámetros que se utilizan en el diseño de los acopladores direccionales en estructura SIW, y el método para dimensionar y simular el diseño de los acopladores híbridos, los cuales se tratan en el capítulo3. El capítulo 3 se dedica a los conceptos teóricos de los acopladores direccionales con desfase de 90 grados entre sus salidas. Se estudian sus parámetros S, las estructuras en Plano H más comunes para estos híbridos. Se realiza el cálculo teórico, el diseño y la simulación. Posteriormente después de la fabricación, se miden los híbridos en el laboratorio de microondas. El capítulo 4 trata de las medidas experimentales llevadas a cabo, así como las comparaciones con los resultados de la simulación. Se analizan los posibles fallos de fabricación, terminando este capítulo con las conclusiones de este trabajo.

1.1 Tecnología SIW. A finales de 1993 surgió una tecnología conocida como Substrate Integrated Waveguide (SIW), la cual, como su nombre lo indica, consiste en integrar una guía de onda dentro de un substrato dieléctrico, es decir un guía de onda utilizando tecnología o técnicas de microstrip. La aportación de esta emergente tecnología es el lograr las ventajas de una guía onda rectangular convencional minimizando sus desventajas. En una guía de onda convencional las ondas son encerradas dentro de la superficie de ésta al ser reflejadas cuando alcanzan alguna de las paredes metálicas, causando pocas pérdidas de conducción, con lo que las ondas son transmitidas y recibidas con buenos niveles sin sufrir grandes pérdidas. Por otra parte, sus desventajas residen en su estructura, ya que se requiere un gran cantidad de metal para su construcción, que es voluminosa, y esto repercute negativamente en tres aspectos: 1- La estructura es pesada, difícil de modelar y de integrar en algún medio. 2- Los costes de fabricación son elevados. 3- Se necesita una alta precisión mecánica en su fabricación.



2

La tecnología SIW fue creada para trabajar a altas frecuencias, ya que si se utiliza para aplicaciones de bajas frecuencias, los tamaños de la guía de onda serían similares a los de las guías convencionales y por lo tanto se tendrán las mismas desventajas que éstas. Sus ventajas radican que presentan mejores acoplamientos que las líneas microstrip, una transmisión casi en su totalidad, aunque hay pérdidas por la existencia del dieléctrico situado en el medio de la estructura. Otra ventaja es que son estructuras pequeñas, fáciles de modelar y de integrar en superficies tanto planas como no planas. Los componentes en SIW son además ligeros y de bajo coste. Muchas de las desventajas de la eficiencia de la tecnología microstrip se encuentran relacionadas con las pérdidas presentes en los circuitos que usan esa tecnología, pérdidas de los siguientes tipos:

a- pérdidas en el dieléctrico. b- pérdidas en el conductor. c- pérdidas de radiación. d- pérdidas de ondas de fuga. e- pérdidas de ondas superficiales Estas ventajas han motivado la aparición de numerosos dispositivos en la tecnología de guía integrada en substrato (SIW), tales como filtros, divisores de potencia ó acopladores híbridos para circuitos de microondas. A la hora de diseñar una SIW hay que tener en cuenta que su ancho no es igual al de la guía de onda convencional, sino que hay que calcularlo mediante ecuaciones que describen la relación entre ambos tipos de guía.

Mencionada por primera vez en 1993, consiste en dos filas de cilindros metalizados integrados en un substrato tal y como muestra la Figura. 1. Se crea así una guía de onda metálica rellena de material dieléctrico y construida con tecnología planar, lo que facilita la integración con otros

circuitos con líneas de transmisión planares como microstrip o coplanar.

Figura. 1 Tecnología SIW.

La guía SIW está caracterizada por la anchura del sustrato (h), el ancho (a), que será distinto al de la guía convencional, el diámetro de las vías (d) y la periodicidad entre ellas (p), que es la distancia entre dos vías consecutivas.



3

En los últimos años, se ha dedicado un esfuerzo considerable a la investigación y al desarrollo de la tecnología SIW. Esta actividad de investigación generalizada ha producido técnicas de modelado novedosas para los componentes en SIW, una serie de nuevas soluciones tecnológicas, así como circuitos y sistemas con un rendimiento excepcional en esta tecnología. El creciente número de publicaciones científicas en la tecnología SIW confirma el creciente interés de la comunidad científica, según se muestra en la siguiente Gráfica. 1

Gráfica. 1 El Crecimiento del número de publicaciones de la tecnología SIW.

1.2 Objetivo del proyecto: El diseño de Acoplador direccional en guía de onda en plano H, con un acoplo de un valor aceptable que permita la tecnología SIW, con desfase de 90 grados con ancho de banda de 14 GHz, con frecuencias extremas de 34 GHz a 48 GHz dentro de la banda Q de microondas. Para lograr tal objetivo, desde el inicio del proyecto se ha intentado encontrar y estudiar las estructuras existentes de híbridos en guía de onda en estructura de plano H. Esta estructura admite su transformación a la tecnología SIW. Se hace el estudio de estructuras que puedan ofrecer un buen ancho de banda dentro de la banda Q de microondas, de forma que la diferencia entre las potencias de la salida directa y la salida acoplada, medida en decibelios, sea la mínima posible.



4

Capítulo 2 Este capítulo trata de la selección de substrato, de la simulación de la guía en el ancho de banda de interés, y de la transición de la línea microstrip a la guía de substrato integrado. El objetivo de tal simulación es la optimización de las dimensiones de la transición calculada teóricamente, además de comprobar su funcionamiento y sus prestaciones en guía rectangular en tecnología SIW. Los pasos del diseño de componentes en tecnología SIW, como es el caso de la transición a la guía en tecnología SIW, son los siguientes: 1. Selección del tipo de guía rectangular para el rango de frecuencias de la banda Q. 2. Buena selección del substrato dieléctrico con pocas pérdidas. 3. Diseño de todos los componentes en guía rectangular con el dieléctrico seleccionado. 4. Paso de la estructura de la guía rectangular equivalente a la estructura de SIW (agujeros metalizados). 5. Optimización de la estructura de guía equivalente con dieléctrico con las especificaciones de interés a obtener. 6. Reemplazo de la estructura optimizada por la estructura con agujeros metalizados y la

anchura de la guía SIW. A continuación se procede a explicar y ejecutar en detalle los pasos mencionados:

2.1 Selección del tipo de guía rectangular para la banda Q. El diseño de una guía rectangular en la tecnología de Substrate Integrated Waveguide es idéntico al diseño de guía rectangular convencional. La diferencia reside en respetar las consideraciones del diseño relacionada con esa tecnología, a continuación se describe lo más fundamental y básico del diseño. Los modos de propagación de las señales en guías de onda pueden dividirse en tres categorías:

1. Modo TE (Transversal Eléctrico), no existe componente de campo eléctrico en la dirección de propagación de la onda.

2. Modo TM (Transversal Magnético), no existe componente de campo magnético en la dirección de propagación de la onda.

3. Modo TEM (Transversal Electromagnético), tanto la componente de campo eléctrico

como la de campo magnético son nulos en la dirección de propagación.

En guías de onda convencionales solo pueden propagarse los modos TE y TM, mientras que en la tecnología SIW, debido a su estructura, solo pueden propagarse los modos TE. La siguiente Figura. 2 presenta la vista lateral de las líneas del campo del modo TE10.



5

Figura. 2 Vista lateral de las líneas del campo del modo TE10 (en rojo: líneas de campo E, en azul: líneas de campo H).

El TE10 es el modo fundamental (dominante) en la guía de onda debido a que presenta la frecuencia de corte más baja, y en muchas aplicaciones se busca que la mayor parte de potencia se propague en el modo dominante. Para prevenir que haya una cantidad grande de propagación de otros modos, se debe tener en cuenta que la frecuencia máxima de operación para una guía de onda diseñada debe ser menor que la frecuencia de corte del modo TE20, ya que es el siguiente modo propagándose a lo largo de ancho de la guía y el que tiene la frecuencia de corte más baja después del TE10. De esta forma se asegura que la mayor concentración de potencia se presente en el modo fundamental, suponiendo un rango de frecuencias que no alcancen dicha frecuencia de corte (del modo TE20). Como mucho la frecuencia más alta de operación puede considerarse un 0.95 de aquella. A lo largo de este proyecto las frecuencias del ancho de banda del diseño estarán bastante lejos de esa frecuencia. El ancho de la guía se determina mediante la frecuencia de corte del modo fundamental TE10, mientras que la altura es constante, en esa tecnología será la altura del dieléctrico, y no influirán en el diseño en SIW ya que los demás modos superiores no intervendrán. Resumiendo las condiciones del diseño: que determinan el tipo de guía estándar a seleccionar

o Modo de propagación, TE10. o La banda de trabajo designada es la banda Q. o El diseño y las simulaciones deben estar dentro de ancho de la Banda Q (33 - 50 GHz). o Ancho de Banda de interés es (34 GHz - 48 GHz).

En el catálogo del fabricante Agilent según la Figura. 3, se detallan las dimensiones de la guía rectangular normalizada para la banda Q, mostrada en la Figura. 4.

Conociendo la anchura de la guía, se calcula la frecuencia de corte del modo TE10 y del modo TE20 según las ecuaciones (2.1) y (2.2).



6

Figura. 3 Tabla de características de la guía rectangular normalizada, extraída del catálogo de Agilent.

GHza

cf

fnm

b

n

a

mcf

WRGuúa

TEC

TEC

C

35.262

)0,1(

2

22

10

10

22

=×

=

→==

+

×=

−

(2.1)Ecuaciónππ

π

Figura. 4 Guía Rectangular. .

El ancho de la banda de interés {34 GHz- 48 GHZ} está dentro del margen limitado por las frecuencias de corte de los modos TE10 Y TE20, ya que empieza más arriba de la frecuencia de corte del modo fundamental el TE10 y termina en una frecuencia menor que la frecuencia de corte del modo TE20. Tal como muestra la Figura. 5 de la carta de modos cualquier frecuencia dentro de ese margen se propagará por la guía en el modo TE10.

GHzfa

cf

fnm

b

n

a

mcf

TECTEC

TEC

C

7.522

)0,2(

2

2020

20

22

=×==

→==

+

×= (2.2)Ecuacion

ππ

π



7

Figura. 5 Carta de Modos.

2.2. Buena selección del substrato con pocas pérdidas.

Se ha seleccionado el substrato Arlon CuClad 217LX con cuyos valores característicos son los siguientes.

� Substrato de constante dieléctrica relativa Epsilon(r) = 2.17 � h = 0.254 mm (grosor del substrato) � t = 0.017 mm (grosor de la metalización de cobre) � Mu = 1 (constante de permeabilidad magnética relativa)

Un substrato con espesor de dieléctrico h=0.254 mm, que actúa como la altura de la guía, es de bajo valor de espesor comparado con otros dieléctricos, aunque el valor de la altura de la guía es constante y no tiene ninguna influencia sobre los parámetros del diseño de la estructura SIW, ya que siempre se cumple la condición de que el doble de la anchura de la guía sea mayor que la altura, para que no se propaguen los otros modos que no sean el modo TE10. Esa altura baja tiene efecto positivo para el diseño de la transición de microstrip (taper) a la estructura SIW, ya que su bajo valor provocará menos pérdidas de radiación en la transición a microstrip.

2.3. Diseño de todos los componentes en guía rectangular con el dieléctrico A continuación se citan algunos conceptos de la guía de onda, importantes a considerar, sobre todo cuando ésta está rellena con dieléctrico diferente al aire. La velocidad de grupo de las ondas que van viajando dentro de la guía la describe la siguiente ecuación (2.3):

2

1)cos(

)cos(

−=

×=

f

f

vV

C

g

θ

θ (2.3)Ecuacion

Donde el ángulo θ es con el que viaja la onda dentro de la guía, a diferentes frecuencias para

el modo TE10. Si la frecuencia f es mucho mayor que la frecuencia de corte del modo TE10, el ángulo que se tendrá es aproximadamente va acercándose a 0 grados, por lo tanto esa onda



8

que viaja a tal frecuencia a lo largo de la guía camina en línea recta y más cerca del centro de la guía, y si una onda tiene una frecuencia f igual a la frecuencia de corte, el ángulo resultante seria 90 grados, lo que significaría que dicha onda estaría rebotando en las paredes de la guía y por lo tanto no habría transferencia de potencia, este concepto será de gran utilidad más adelante en el capítulo3 a tener en cuenta en el diseño de los acopladores.

Y otro concepto importante en el diseño de la tecnología SIW, es la longitud de onda dentro de la guía, que no es la misma que la que tendría la onda en el medio dieléctrico del cual está rellena, ver Figura. 6, como indica la siguiente ecuación (2.4)

[ ]

r

r

C

g

f

cdonde

f

f

ελ

λ

λε

λλ

θ

λλ

×=

−

=

−

== (2.4)Ecuación2

0

0

2

1)cos(

Figura. 6 Guía Rectangular con Dieléctrico.

Sabiendo la anchura de la guía, y la épsilon relativa del dieléctrico, se podrá calcular la anchura equivalente de la guía tal como indica la ecuación (2.5)

mmmm

aaa

GHza

c

f

WRrWR

WR

r

TEC

61.317.2

69.5

35.26210

==→×=

=×

=

ε

ε(2.5)Ecuación



9

Para prevenir la propagación de los demás modos se debe cumplir que

2

ab ≤

Y esa condición se cumple. la estructura SIW de guía rectangular es simple, y se puede saltar el paso de simular la estructura equivalente y simular directamente la guía en SIW.

2.4. Guía de ondas en SIW.

Como ambos valores el diámetro de los agujeros y el paso entre ellas se calcula independientemente del valor de la anchura de la guía en tecnología SIW y depende de la anchura equivalente (guía con dieléctrico), entonces se procede primero a calcular esos valor y posteriormente se calcula el ancho de la guía en SIW, ya que su anchura depende del diámetro de agujeros calculado y de la paso entre sus centros como se ve en la Figura. 7. Y calculando las dimensiones de esos parámetros partir de la ecuación (2.6) para cumplir las condiciones de la tecnología en SIW.

Figura. 7 Equivalencia en tecnologías SIW.



10

mmpmm

mmpmm

arestrectivmasesg

mmg

mmg

f

fg

GHzGHzfQBanda

f

co

a

o

og

gp

gp

dpdp

TEGHzf

TEGHzf

TEGHzf

TE

WR

r

TE

TE

TE

225.1245.0

9.425.09.405.0

9.4

8.11

)1061.3(2

103

17.2

103

)50,33(

2

05.0

25.0

2,

1050

1050

1033

2

3

8

8

10

210

10

10

<<

×<<×

=

==

××

×

−

×

=

∈→

=

×−

=

×>

×<

×<>

=

=

=

−

λ

λ

λλ

λ

λε

λλ

λ

λ

) (2.6Ecuacion

se selecciona P = 0.8 d = 0.4 como datos iniciales para la simulación que numéricamente cumplen las condiciones del diseño. Una vez calculados los parámetros d y p, se procede a calcular el ancho de la guía a en SIW. De la bibliografía, las ecuaciones más usadas de la tecnología SIW cualquiera de las siguientes tres ecuaciones (2.7),(2.8) o (2.9) aproximadas, para calcular la anchura de guía para la tecnología de uso de paredes de agujeros metalizados es válida, y por sencillez de cálculo es más extendido el uso de la primera ecuación.

( )

( )

( )

( )2.9Ecuación

2.8Ecuación

2.7Ecuación

32

4

2

22

2

)(

5

42

1.008.1

95.0

−×

×

×−

−×

−×=

+×−=

→×

−= =

da

p

p

a

da

p

p

da

aa

a

d

p

daa

ap

daa

SIW

SIW

SIW

SIW

SIW

WR

SIW

SIWWR

SIWSIWWR

Prácticamente la primera ecuación (2.7) indica que la anchura equivalente es aproximadamente igual a la anchura en SIW restando de ella el radio del agujero cuando el paso entre agujeros p es igual al doble de diámetro de agujero.

mmda

d

daadpsi

p

daa

WR

WRSIWSIWWR

81.32.061.3

)2(95.02

95.0

22

=+=+≅

××+=→×=

×−= =



11

2.5. Cálculo de Transición.

En la siguiente Figura. 8 se muestra la transición a diseñar.

Figura. 8 Transición Microstrip.

La constante efectiva del dieléctrico se puede interpretar en un medio homogéneo reemplazando al aire por dieléctrico de la región microstrip tal como indica la Figura. 9.

Figura. 9 Geometría de líneas microstrip

(2.10)Ecuación2

1

121

2

1

2

1−

×+

−+

+=

ω

εεε

hrr

e

la impedancia del guía viene determinada de la siguiente ecuación (2.11).

)(2.11Ecuaciónee

e

hZ

ωεε

µ.

0

=

la impedancia de la línea microstrip viene determinada de la siguiente ecuación (2.12).

)(2.12Ecuación

>

+++

≤

+

= −

1444.1667.0393.1120

1.4

.8.60

1

hhh

hh

hLn

Z

e

e

eωωω

ε

ωω

ωε

La función de la transición es la conexión entre la entrada del circuito pasivo con la entrada de la guía, transformando el modo quasi TEM de la línea microstrip al modo fundamental de la

guía TE10, donde la propia anchura de la guía SIWω está diseñada para que se propague dicho

modo.



12

Según la ecuación (2.13) de Deslands.

)(2.13Ecuacióne

r

ea

e

SIW ε

ε

ω

627.0

38.4−

×=

La ecuación (2.14) es resultado de la relación entre la ecuación (2.10) y la ecuación (2.13).

)(2.14Ecuación

2

1

.121

2

1

2

1

627.0

38.41−

+×

−+

+

−

×= ω

εε

ε

ω

h

SIWe

rr

r

ea

.15) (2Ecuación

>

+++

≤

+

=1

444.1667.0393,1

.120

1.4

.8.60

10

0

h

hLn

hh

hh

hLn

h

e

ω

ωω

π

µ

ε

ωω

ωµ

ε

ω

La distribución del campo eléctrico en la tecnología SIW es igual que en guía rectangular clásica, la anchura en SIW depende de la anchura en guía rectangular con dieléctrico, el diámetro de los agujeros de las paredes metálicas, y la distancia entre ellas.

mmp

da SIWWR 61.3

.95.0

2

=−= ω

Igualando la ecuación (2.14) con la ecuación (2.15) se logra obtener la anchura de transformación

916,144.1

254.0121

2

17.1

2

17.3

44.1

)444.1254,0

(667.0393.1254.0

254.0

120.

104

10854.8

61.3

38.41

2

1

7

12

)254,0.(121

2

117.2

2

117.2

17.2627.0

2

1

=

×++=

=

→

+++

×

×

=×=

−

−

−

+×

−+

+

−−

e

TAPER

TaperTAPER

e

mm

Ln

e TAPER

ε

ω

ωω

π

π

ω

ω

Asegurándoos de los cálculos se comprueba la epsilón efectiva calculada con la que da el simulador y coinciden, tal como muestra la siguiente Figura. 10



13

Figura. 10 la Eps_eff calculada con el simulador.

2.6. Simulación EM 3D.

Desde el punto de vista de la ingeniería, el diseño, construcción y caracterización de circuitos de microondas fabricados en guía de onda constituye un problema complejo, aun utilizando herramientas CAD de microondas basadas en el electromagnetismo computacional como: HFSS, MiCian, CST o Mafia, por citar alguno. Este tipo de herramientas presentan como punto fuerte su precisión en los resultados y plena concordancia con las medidas experimentales. En las simulaciones se ha optado por CST, ya que ofrece soluciones computacionales precisas y eficientes para el diseño y análisis electromagnético.

Con tal herramienta de simulación y diseño, se diseño la Guía rectangular y la transición tipo microstrip que une la entrada de alimentación con la guía en SIW con los parámetros y valores calculados anteriormente, con el objetivo de optimizar las dimensiones de la transición y tener un primer contacto con el simulador y comprobar que correcto calculado de la anchura de la guía, la siguiente Figura11 muestra el diseño acabado de la guía con, cabe destacar que la línea de transmisión desde la entrada de alimentación hasta el (taper) de transición es de anchura equivalente a una impedancia de 50 Ohm.



14

Figura. 11 Diseño de la guía y la transición.

De la siguiente simulación electromagnética, como se muestra en la Figura. 12 queda comprobado, que el campo normal al plano de la guía, se observa que en la transición existe el modo quasi TEM, ya que tiene algún componente tangencial, mientras dentro de la guía el campo solo tienen componente normal, y coincide con la teoría del funcionamiento de la tecnología SIW.

Figura. 12 Simulación electromagnética del campo.

Las siguientes gráficas, Gráfica. 2 y Gráfica. 3 muestran la adaptación de las entradas y los parámetros S simulados.



15

Gráfica. 2 Adaptación de entradas.

Gráfica. 3 Simulación de los Parámetros S de la Guía.

De las simulaciones, y la optimización de las dimensiones de la transición, los parámetros S11, S22 presentan un buen nivel de adaptación, las entradas están bien adaptadas a 50 Ohm, además los parámetros S21= S12 presentan muy bajo nivel de pérdidas debido a la presencia del dieléctrico en el medio de la estructura, existiendo casi transmisión total, y así queda comprobado el buen funcionamiento de la transición. Una vez comprobado el ancho de guía que se utilizará en el diseño de los acopladores y los límites de las dimensiones de los agujeros metalizados y el paso entre ellos, se procederá al diseño de los acopladores en el siguiente capítulo.



16

Capítulo 3

3.1. Análisis Teóricos (Acopladores Direccionales Híbrido )

Un acoplador direccional es una red pasiva de cuatro puertos caracterizada por ser, idealmente, recíproca, pasiva y sin pérdidas, además de tener los cuatro accesos completamente adaptados con dos pares desacoplados. La Figura. 13 muestra el símbolo utilizado más comúnmente para representar un acoplador direccional.

Figura. 13 Esquema del acoplador direccional

La matriz S de una red de 4 puertos es la siguiente:

[ ]

=

44434241

34333231

24232221

14131211

SSSS

SSSS

SSSS

SSSS

S

Considerando que no hay pérdidas y siendo una red recíproca y con simetría de construcción:

4334,4224,3223,4114,3113,2112

44332211

SSSSSSSSSSSS

SSSS

======

===

Los diseños son híbridos en cuadratura, híbridos con desfase 90º y simétrico, considerando que la entrada es por la puerta 1, con la puerta 4 la salida aislada, puerta 2 la salida directa, y la puerta 3 la acoplada.

032234114

44332211

,2

42243113,2

143342112

====

===

========

SSSS

SSSS

JSSSSSSSS

[ ]

=

010

100

001

010

2

190

J

J

J

J

So



17

3.2. Pasos a seguir y condiciones del diseño. Una vez que se ha explicado el funcionamiento del acoplador que se pretende realizar se puede describir cuál debe ser el proceso de diseño de dicho acoplador. El método de diseño puede ser resumido de la siguiente manera:

� Se utilizan las anchuras calculadas de guía rectangular equivalente y de la SIW según

los valores del capítulo 2. � Se fijan los parámetros y valores del substrato.

� Con el dieléctrico seleccionado y para la fácil optimización, se diseña todos los

componentes en forma de paredes de láminas conductoras con anchura aproximada a los agujeros o cuadrados. Después se reemplazan las láminas conductoras por agujeros.

� Tener en cuenta el fácil recambio de la estructura de la guía equivalente a la estructura

SIW (agujeros metalizados).

� Optimización de la estructura de guía equivalente con dieléctrico con las condiciones de interés de obtener (especificaciones).

� Remplazar la estructura optimizada por la estructura de agujeros metalizados con la

anchura de la guía SIW. El acoplador direccional de 90º, 3 dB en tecnología guiada deberá operar en la banda de 35 a 47 GHz alrededor de la frecuencia central de 41 GHz. Las especificaciones eléctricas del híbrido son las siguientes:

• Banda de frecuencias: Banda Q. • Rizado: 1 dB. • Aislamiento: ≥ 10 dB • Adaptación de entrada: ≥ 10 dB • Desfase: 90 grados • Error de fase: ± 5º. • Acoplamiento en el mejor caso: 3 dB, la división equitativa entra la puerta acoplada y la

directa que sean de 3 dB dependerá de las pérdidas causadas por el dieléctrico del substrato o de la existencia de fugas y de radiación por la propia estructura del híbrido.



18

3.3. Teoría Acoplador Riblet de ranura corta (Riblet short-slot)

Figura. 14 Estructura del Riblett en plano H.

La estructura básica y la idea principal de este tipo de acoplador fueron publicadas por el IRE en Febrero de 1952 por Henry J. Riblet, titulado The Junction Hybrid Short-Slot. Y mencionada en artículos de los años sesenta. Se estructura típica en plano H se muestra en la Figura. 14

El acoplador de estructura Riblet de ranura corta es un dispositivo de cuatro puertos, una forma de acoplador de guía de ondas en cuadratura, se basa en la idea de dos guías de onda con una pared central común y la eliminación de una sección de la pared central, lo que define la zona de acoplamiento del híbrido y determina la relación de acoplamiento del acoplador. Su principio de funcionamiento se basa en el acoplamiento en la zona de la pared común entre las guías. Proporciona una división equitativa en el caso ideal sin pérdidas, que será de 3 dB de acoplamiento, con desfase de 90 grados entre la salida directa y la acoplada. Cabe destacar que es un dispositivo de banda estrecha y se necesita algún ajuste y cálculos para conseguir mayor banda de trabajo a cuesta de empeorar otros resultados, Son compactos y ligeros y su fabricación es sencilla ya que puede ser implementado en plano E y en plano H. Como se mencionó antes, la estructura se basa en el principio de la existencia de una región de acoplamiento. Para conseguir 3 dB de acoplo esta región se construye a base de que su longitud de acoplamiento sea menor que media longitud de onda del modo TE20 y mayor que media longitud de onda de modo TE10. Ya que el ancho de banda de interés esta dentro del ancho de banda de esos dos modos, la anchura de la guía del híbrido se diseña de acuerdo con que la frecuencia de corte del modo TE10, para que impida la propagación de los demás modos.

Si se elige correctamente la longitud de la sección de la pared central eliminada, se puede obtener una división por igual de la potencia incidente, con un buen reparto en los dos puertos. La onda progresiva que se propaga en la guía acoplada tiene además un desplazamiento de fase de 90º, mientras que no hay onda de salida hacia el puerto aislado.

El acoplador de tipo Riblet proporciona un desplazamiento de fase 90º, razón por la que se conoce como acoplador híbrido. En general es de banda estrecha. Eso quiere decir que solamente dará un rizado de 0 dB en la frecuencia de resonancia y no a lo largo todo el ancho de banda.



19

Para obtener un buen ancho de banda, se debe permitir un margen de error en el desfase alrededor de 90 grados y eso se traduce en tolerar un rizado casi constante o menor que un determinado margen entre las salidas directa y acoplada. En resumen, un acoplador híbrido de tipo Riblet de banda ancha se consigue admitiendo un margen de error de desfase, lo que a su vez causa un valor casi constante de rizado. Es decir, se consigue más banda ancha a base de introducir un margen de error sea de desfase o de rizado en la amplitud. Después de muchas simulaciones, se comprueba que es imposible tener un rizado de 0 dB entre el S21 (salida directa) y el S31 (salida acoplada) a lo largo de todo el ancho de banda, mientras que con un cierto margen de error de desfase, se logra controlar un rizado de la amplitud de aproximadamente 1 dB. Entonces todas las simulaciones se han procesado para un margen de error de desfase de 5 grados, un rizado de la amplitud de 1 dB, y con división de potencia entre las salidas de algo más de 3 dB debido a las pérdidas de la estructura SIW.

3.3.1. Cálculos y Simulación del acoplador RIBLET 1: 3.3.1.A) Cálculos y Simulación con paredes metálicas.

La siguiente Figura. 15 , muestra la configuración básica de un híbrido en plano H, según la estructura Riblet.

Figura. 15 Estructura del diseño del híbrido (Riblet 1).

Se consideran como frecuencias extremas las del ancho de banda de interés (34-48 GHz), que posteriormente son que las que va a tener en cuenta el simulador.



20

-Cálculo de Lx y L3.

Para calcular las dimensiones de Lx y L3, se debe calcular el ángulo de la velocidad de grupo del modo TE10 a las frecuencias extremas en la guía rectangular a 34 GHz según la ecuación (3.1) y a 48 GHz según la ecuación (3.2). Una vez obtenido el valor de los ángulos se hallan las longitudes donde se muestra claramente que L3 depende de la frecuencia inferior de la banda, ya que su longitud de onda es la mayor de todas, mientras que Lx depende de la frecuencia superior de la banda ya que su longitud de onda es la menor de todas. En la siguiente Figura. 16 se muestra un esquema de las longitudes de entrada del híbrido a calcular y las componentes de la velocidad de grupo.

Figura. 16 Entrada del íbrido, y componentes de la velocidad de grupo.

mmL

mmCOSgf

C

mm

a

o

og

f

fCOS

GHzf

GHzf

r

GHzf

WR

r

TEGHzf

GHzf

TE

GHZf

99.22

3

989.5)(

729.9

)2(2

521)(

34

3434

21034

34

2

10

34

==

=×=×

=

=

××−

=

=→

−=

=

==

=

==

λ

θλε

λ

λε

λλ

θθ 1)(3.Ecuacióno

mmLx

mmCOSgf

C

mm

a

o

og

f

fCOS

GHzf

GHzf

r

GHzf

WR

r

TEGHzf

GHzf

TE

GHZf

145.22

29.4)(

177.5

)2(2

341)(

48

4848

21048

48

2

1048

==

=×=×

=

=

××−

=

=→

−=

=

==

=

==

λ

θλε

λ

λε

λλ

θθ (3.2)Ecuacióno



21

-Cálculo de L1, L2, h.

Con las siguientes ecuaciones se calcula la longitud de onda para el modo TE10 en las frecuencias extremas de la banda, considerando la anchura del acoplo según la ecuación (3.3), y lo mismo para el modo TE20 según la ecuación (3.4). Una vez obtenidas dichas longitudes, se podrá calcular el valor de la longitud de la apertura de la zona de acoplamiento L1 con la ecuación (3.5). En la Figura. 17 se muestra la zona de acoplamiento.

Figura. 17 Región de acoplamiento del híbrido.

mmg

mmg

mmg

f

fg

GHzGHzfQBandaladeDentro

a

o

og

TEGHzf

TEGHzf

TEGHzf

TE

WR

r

TE

49.4

29.5

58.6

)10)5.061.3(2(2

103

17.2

103

)48,34(

)2(2

1048

1041

1034

2

3

8

8

10

210

=

=

=

=

×+××

×

−

×

=

∈→

××−

=

=

=

=

−

λ

λ

λ

λ

λε

λλ )(3.3Ecuación

mmg

mmg

mmg

d

f

fg


a

o

og

TEGHzf

TEGHzf

TEGHzf

TE

WR

r

TE

2.5

8.6

7.10

)1061.32(1

103

17.2

103

)48,34(

)2(1

2048

2041

2034

2

3

8

8

20

220

=

=

=

=

+×××

×

−

×

=

∈→

××−

=

=

=

=

−

λ

λ

λ

λ

λε

λλ (3.4)Ecuación

En la región de acoplamiento, las longitudes de onda del modo fundamental impar TE10 y del modo par TE20 de la frecuencia más baja son mayores que a la frecuencia más alta.



22

Se considera que el desfase ideal entre las salidas, la directa y la acoplada, es de 90 grados. Pero para el proceso de optimización se fija que el desfase tenga un margen de 85 grados a 95

grados, es decir un error de desfase de 590 ±° en toda la banda de interés.

mmL

mmL

mmL

mmL

ggLDesfase

DesfaseGHzf

DesfaseGHzf

DesfaseGHzf

TETE

3.41

2.81

61

3.41

1112

2

248

241

234

2010

=

=

=

=

⇒

−×××==

==

==

==

(3.5)Ecuación

π

π

π

λλπ

π

Para calcular la dimensión L2 en la región de acoplamiento y asegurarse del cálculo de L1, mediante la herramienta de MATLab se ha ejecutado la ecuación (3.5), típica del acoplador Riblet, fijando un valor de anchura de la región correspondiente a la longitud L1, el doble de la anchura de la guía considerando por el medio la anchura de la pared central. Para la anchura correspondiente a la longitud L2, se ha fijado el doble de la anchura de la guía menos el doble de la altura h, que en este caso se ha fijado de valor 0.35 mm menos que la anchura de la pared central. Así salen los valores de L1 y L2 más exactos ya que en las ecuaciones anteriores se ha despreciado la anchura de esa pared. Permitiendo un margen de fase de 85 grados hasta 95 grados, se logra como resultado las 10 longitudes de acoplamiento correspondientes a cada anchura en la región de acoplamiento, con

desfases de 590 ±° entre las salidas directa y acoplada.

Gráfica. 4 Barrido de las longitudes de acoplamiento L1 y L2 en el ancho de banda con margen de desfase 90º ± 5º

De los resultados de la Gráfica. 4 se escoge la curva de valor de 90 grados de desfase a la frecuencia de 34 GHz:

L1 = 4.75mm L2 = 3.5mm Otra forma de calcular L2: (L3-Lx) = (L1-L2)/2



23

L2=-((2.99-2.145).2 - 4.7) = 3.3mm Y sabiendo el valor de L2 se puede calcular la h.

=

−×××

×

−

×

=

∈→

−××−

=

−

2

3

8

8

10

210

)21061.32(2

103

17.2

103

)48,34(

)22(2

h

f

fg


ha

o

og

TE

WR

r

TE

λ

λε

λλ

=

−×××

×

−

×

=

∈→

−××−

=

−

2

3

8

8

20

220

)21061.32(1

103

17.2

103

)48,34(

)22(1

h

f

fg


ha

o

og

TE

WR

r

TE

λ

λε

λλ

⇒

−×××== = GHzf

TETEgg

LDesfase 34

2010

1122

2 λλπ

π h=0.35

Y con los parámetros calculados se diseña el acoplador de Riblet como se muestra en la Figura. 18

@90 grados de desfase

a Lx L3 L1 L2 2xW1 2xW2=

2W1-2h

d h

Datos Iniciales en (mm)

3.61 2.145 2.99 4.3 3.5 7.5 6.8 0.5 0.35



24

Figura. 18 EL Riblet diseñado con paredes metálicas en el simulador CST.

-Proceso de Optimización:

En la Figura. 19 se muestra los objetivos (goals) que se desea alcanzar. Si se fijan con valores ideales que nunca se llegan a alcanzar, debido a las pérdidas de la guía SIW. Más adelante se fijan los parámetros más realistas que se desea optimizar.

Figura. 19 Goals (objetivos) fijados en el proceso de optimización.

Una vez optimizado el proceso, la siguiente tabla muestra la comparativa entre datos iniciales y los optimizados.

La Gráfica. 5 muestra la adaptación de entrada a 50 Ohm y refleja un buen resultado de adaptación. La Gráfica.6 muestra los parámetros S obtenidos donde se observa un buen aislamiento de la puerta aislada de casi -20 dB. En las Gráfica. 7 y Gráfica. 8, muestran los

a Lx L3 L1 L2 2xW1 2xW2=

2W1-2h

h

Datos Iniciales en (mm) 3.61 2.145 2.99 4.3 3.5 7.5 6.8 0.35

Datos Optimizados 3.5 2.583 3.347 4.753 3.15 7.5 6.8 0.35



25

parámetros S12 y el parámetro que corresponde a la salida acoplada el S31, dan como valor aproximado de -3.9 y -5.2 dB respectivamente a la frecuencia central.

Gráfica. 5 Adaptación de 4 puertos a 50 Ohm.

Gráfica. 6 los Parámetros S simulados.



26

Gráfica. 7 El parámetro S21 simulado correspondiente al acoplo directo.

Gráfica. 8 El parámetro S31 simulado correspondiente a la salida acoplada.

En la siguientes Gráfica. 9 y Gráfica. 10 se muestra el rizado entre los parámetros simulados S21 y S31. Se observa que la diferencia de acoplamiento se ha desviado un poco más de 1 dB a partir de 47 GHz. El margen de desfase está dentro de los límites exigidos del diseño.



27

Gráfica. 9 Rizado de optimización de 1 dB entre la salida directa y la acoplada.

Gráfica. 10 Desfase de 90º ± 5º entre la salida directa y la acoplada.

3.3.1.B)- Simulación con paredes de agujeros circulares.

Una vez que se ha acabado de simular el híbrido, se cambian las paredes metálicas por los agujeros metalizados, siempre respetando las condiciones mencionadas en el capítulo 2 sobre la tecnología SIW tal como se muestra en la siguiente Figura. 20



28

Figura. 20 El acoplador híbrido Riblet1 diseñado con agujeros circulares metalizados. Vistas obtenidas en el simulador CST.

Las dimensiones con más detalle se muestran en la Esquema 1 de la página I del Anexo.

La Gráfica. 11 muestra los parámetros S simulados, mientras la Gráfica. 12 y la Gráfica. 13 muestran el rizado entre los parámetros simulados S21 y S31, que se han desviado cerca de las frecuencias extremas. El margen de desfase cumple lo exigido hasta la frecuencia de 47 GHz.

Y en la Figura. 21 muestra la simulación electromagnética del campo.

Gráfica. 11 Parámetros S simulados.



29



Figura. 21 Simulación electromagnética del acoplador híbrido Riblet1 a 34 GHz. Intensidad del campo eléctrico (escala de colores en V/m).



30

3.3.2. Cálculos y Simulación del Riblet2: El cambio suave y progresivo de las anchuras y longitudes de la zona de acoplamiento, es de alguna manera el que controla el reparto equitativo de potencia entre la salida directa y la acoplada, se describe en términos de los modos impar y par (modos TE10 y TE20 respectivamente) de la región de acoplo.

Estas anchuras y longitudes deben ser muy precisas en el momento de la fabricación ya que cualquier desvío por pequeño que sea, afecta al desequilibrio de reparto de potencia entre las salidas igual que el desfase entre ellas. Se consideran como frecuencias extremas las que pertenecen al ancho de banda de interés, 34 a 48 GHz, que son que las se tienen en cuenta en el simulador, y no las de ancho de banda total de la banda Q (33-50 GHz). 3.3.2.A) Cálculos y Simulación con paredes Metálicas.

La siguiente Figura. 22, muestra la configuración del híbrido en plano H, de la estructura del acoplador híbrido Riblet a tratar.

Figura. 22 Estructura del diseño del híbrido (Riblet2).

Para calcular las dimensiones de Lx y L5, dimensiones a la entrada del híbrido según la Figura. 23, los cálculos interiores del primer híbrido son los mismos.

Figura. 23 Dimensiones de la entrada del Riblet2.



31

Para el cálculo de las longitudes de acoplamiento se usa la banda de frecuencias de interés (34 – 48 GHz).

En las siguientes ecuaciones, donde se calcula la longitud de onda para el modo TE10 en las frecuencias extremas de la banda, se considera la anchura del acoplo según la ecuación (3.6), y lo mismo para el modo TE20 según la ecuación (3.7). Una vez obtenidas dichas longitudes, se podrá calcular el valor de la longitud de la apertura de la zona de acoplamiento L1 con la ecuación (3.8)

mmg

mmg

mmg

f

fg


a

o

og

TEGHzf

TEGHzf

TEGHzf

TE

WR

r

TE

49.4

29.5

58.6

)1061.32(2

103

17.2

103

)48,34(

)2(2

1048

1041

1034

2

3

8

8

10

210

=

=

=

=

×××

×

−

×

=

∈→

××−

=

=

=

=

−

λ

λ

λ

λ

λε

λλ )(3.6Ecuación

mmg

mmg

mmg

f

fg


a

o

og

TEGHzf

TEGHzf

TEGHzf

TE

WR

r

TE

2.5

8.6

7.10

)1061.32(1

103

17.2

103

)48,34(

)2(1

2048

2041

2034

2

3

8

8

20

220

=

=

=

=

×××

×

−

×

=

∈→

××−

=

=

=

=

−

λ

λ

λ

λ

λε

λλ (3.7)Ecuación

Como se menciona en el capítulo 2, la propagación en la guía SIW se puede interpretar como ondas que rebotan contra las paredes de la guía, formando un ángulo que depende de la velocidad de grupo. Este ángulo se acerca a 90 grados cuanto más cerca está la frecuencia de la frecuencia de corte. Si la frecuencia de trabajo se aleja de la frecuencia de corte, las ondas viajan en camino más recto, con un ángulo de reflexión en las paredes laterales menor, ya que su longitud se onda se hace más pequeña. Las longitudes de ondas a frecuencias bajas del modo fundamental impar TE10 y el modo par TE20, son mayores que las de las frecuencias altas. Y a su vez sus ondas viajan más cerca a las paredes laterales. Por lo tanto la longitud de onda a 34 GHz va influir en los cálculos por su proximidad a las laterales del híbrido, permitiendo así que todas las longitudes de onda en el ancho de banda de interés puedan dividirse equilibradamente entre la salida directa y la acoplada. Y considerando que el desfase entre las salidas, la directa y la acoplada es de 90 grados a las frecuencias extremas y la central, aun que en el proceso de optimización puedan tener desfase



32

de una valor que pertenece al margen de error de 85 grados a 95 grados, es decir un error de

desfase de 590 ±° .

(3.8)Ecuación

mmL

mmL

mmL

ggLDesfase

DesfaseGHzf

DesfaseGHzf

DesfaseGHzf

TETE

2.81

61

3.41

1112

2

248

241

234

2010

=

=

=

⇒

−×××==

==

==

==

π

π

π

λλπ

π

Mediante la herramienta MatLab se ha ejecutado la ecuación típica del Riblet, fijando 4 valores de anchuras cuyo valor máximo es el doble de la anchura de la guía y restando 0.2mm de manera progresiva de cada anchura respecto a la otra, es decir que:

2xW1=2x(W2+0.1mm)=2x(W3+0.2mm)=2x(W4+0.4mm)

(nota: estos valores no pueden ser tan grandes ya que causan que la señal se refleja hacia el mismo puerto de entrada, y este estrechamiento en el híbrido debe ser aproximadamente igual al estrechamiento en la zona de acoplo del Riblet1 simulado antes donde h = 0.35 mm del riblt1).

La diferencia es que aquí son estrechamientos de manera progresiva de cada anchura respecto a la otra, dando margen de desfase de 85 grados hasta 95 grados, y así se logra como resultado las 10 longitudes de acoplamiento de cada desfase, las cual corresponden a cada anchura tal como se muestra en la Gráfica. 14

Gráfica. 14 Barrido de las longitudes de acoplamiento L1, L2, L3 y L4 en el ancho de banda con margen de desfase de 90º ± 5º.

De los datos de longitudes sacados mediante el programa MatLab, a la frecuencia de 34 GHz, y seleccionando el desfase de 90 grados, aunque en la simulación este desfase podrá ser 90º ± 5º, de la tabla siguiente se parte como datos iniciales para ejecutar la simulación.



33

Las dimensiones con más detalle se muestran en la Esquema 2 de la página II del Anexo Sin el cálculo de los anteriores parámetros como datos iniciales de entrada, o con datos de entrada lejanos de esos valores, el proceso de optimización se complica y tardaría bastante largo tiempo, y los resultados esperados son lejanos o erróneos. Ya que en el proceso de optimización se dan márgenes alrededor de un dato numérico de entrada y a la vez son de numerosos parámetros, además que los objetivos (Goals) son numerosos también, y todo el conjunto hará que la operación que se lleve a cabo se complique, entonces conviene meter los datos iniciales bastante cerca a lo que va dar como resultado la optimización. Aun así, este proceso consume bastante tiempo hasta llegar al fin de la optimización con los objetivos esperados.

En la siguiente Figura. 24 se muestra el diseño del plano normal del acoplador Riblet con paredes de láminas metálicas

Figura. 24 El acoplador Riblet diseñado con paredes metálicas con el simulador CST.

-Proceso de Optimización: Una vez las dimensiones calculadas ya se han metido como datos de entrada en el simulador, se procede al proceso de optimización de dichas dimensiones para lograr los objetivos (Goals) deseados.

Como Goals se ha puesto que a las frecuencias de 34, 36, 38, 40, 42, 44, 46 y 48 GHz, la diferencia como rizado entre el S21 o el S12 (salida directa) y el S31 o el S13 (salida acoplada) sea menor que 1 dB como se indica en la Figura. 25 y en la Figura. 26, ya que como ha sucedido en la simulación de primer Riblet, el rizado no era tan bueno, es decir para obtener buen rizado, hay que dar un margen, sea rizado o sea de desfases, a lo largo de todo el ancho

@90 grados de desfase a W1 W2 W3 W4 L1 L2 L3 L4 Lx L5

Datos Iniciales en (mm) 3.61 3.61 3.4 3.2 2.8 4.3 3.5 2.7 0.9 2.145 3



34

de banda. Si no se optimiza de este modo, el simulador optimiza a la frecuencia central por defecto o solo a una frecuencia singular, pero no en todo el ancho de banda.

Es decir optimizando de este modo se controla el desfase a lo largo de todo el ancho de banda deseado. El resto de parámetros S se han puesto para obtener valores menores que -20 dB.

Figura. 25 Condiciones de Goals a las frecuencias 34, 36, 38, 40, 42, 44, 46, 48 GHz

para los parámetros S21 y S31.



35

Figura. 26 Condiciones de Goals para 1 dB de diferencia entre el S21 y el S31.

La Gráfica. 15 muestra la adaptación de entrada a 50 Ohm y refleja un buen resultado de adaptación, la Gráfica. 16 muestra los parámetros S obtenidos donde se observa el aislamiento de la puerta aislada por debajo de los -10 dB y en la Gráfica. 17 y Gráfica. 18 los parámetros S12 y el parámetro que corresponde a la salida acoplada, el S31, dan como valor aproximado de -4.8 y -4.85 dB respectivamente a la frecuencia central.

a W1 W2 W3 W4 L1 L2 L3 L4 Lx L5

Datos Iniciales en (mm)

3.61 3.61 3.4 3.2 2.8 4.3 3.5 2.7 0.9 2.145 3

Datos después de optimizar en (mm)

3.61 3.61 3.48 3.15 2.832 4.205 3.26 1.42 0.978 2.544 3.103



36






37


La siguiente Gráfica. 19 muestra el rizado entre los parámetros S21 (la salida directa) y el S31 (la salida acoplada), da buen rizado a lo largo todo el ancho de banda, incluso a las frecuencias más cercanas a la frecuencia de corte del modo TE10, ya que esas frecuencia son las más delicadas.


Según la Gráfica. 20 El margen de fase ha empeorado, va desde 82º a 92º, y especialmente a las frecuencias más cercanas de frecuencia de corte, pero aun así el resultado es bueno y aceptable.




38

3.3.2.B)- Simulación con paredes de agujeros cuadrados.

Y una vez que acabando de simular el híbrido, se cambia las paredes metálicas por los agujeros cuadrados tal como se muestra en la Figura. 27 siempre respetando las condiciones mencionadas en el capítulo 2 sobre la tecnología SIW.

Figura. 27 Diseño del acoplador Riblet con agujeros cuadrados metalizados.

De la simulación se obtiene aproximadamente el mismo resultado de parámetros S, margen de desfase y rizado a lo largo de todo el ancho de banda tal como se muestra en Gráfica. 21, Gráfica. 22 y Gráfica. 23



39






40

La simulación electromagnética del campo eléctrico normal al plano demuestra que las salidas están desfasadas 90 grados más el error de margen de desfase a la frecuencia central, como se indica en la Figura. 28.

Figura. 28 Simulación electromagnética de campo normal del acoplador Riblet con agujeros cuadrados.

3.3.2.C)- Simulación con paredes de agujeros circulares. Cambiando los cuadrados por agujeros circulares respetando la siguiente ecuación, aun que en la simulación se ha hecho que el círculo tome la dimensión dentro del cuadrado y da el mismo resultado de simulación que con agujeros cuadrados.

En la siguiente Figura. 29 se muestra el diseño.



41

Figura. 29 Diseño del Riblet con agujeros circulares metalizados.

De la simulación se obtiene aproximadamente el mismo resultado de parámetros S, margen de desfase y rizado a lo largo de todo el ancho de banda tal como se muestra en la Gráfica. 24, Gráfica. 25 y Gráfica. 26.




42



La simulación electromagnética del campo eléctrico normal al plano demuestra que las salidas están desfasadas 90 grados más el error de margen de desfase a la frecuencia central, según se ve en la Figura. 30

Figura. 30 Simulación electromagnética de campo normal del Riblet con agujeros circulares.



43

3.4 Diseño multi Hole.

Acopladores basados en agujeros Los acopladores en guía basados en agujeros o ranuras son utilizados de manera extensa por diversos autores. Si bien es cierto que un acoplador de un solo agujero, presenta un ancho de banda relativamente estrecho, los acopladores diseñados con múltiples agujeros incrementan significativamente el ancho de banda del mismo. En especial el aumento del numero de ranuras da buenos resultados de acoplo para los acopladores calificados de fuerte acoplamiento, como es el caso de un acoplo de 3 dB a lo largo de todo el ancho de banda. Los principios de operación y diseño son muy parecidos a una estructura simétrica respecto al plano transversal. El tamaño del agujero se elige para dar el acoplamiento deseado a cada sección. Los criterios de diseño son lograr un acoplamiento sustancialmente plano con alta directividad en la banda deseada.

Si analizamos el funcionamiento de un acoplador de doble ranura, en el que la separación entre agujeros es de λ/4 a la frecuencia de diseño, observamos que las ondas acopladas que viajan hacia el puerto 3 están en fase puesto que ambas recorren λ/4. De esta manera ambas señales se suman. Sin embargo las ondas que viajan hacia el puerto 4 están en oposición de fase ya que la que proviene de la segunda de las ranuras recorre λ/2 dando lugar a que ambas señales se cancelen Figura. 31

Figura. 31 Acoplador Multi Hole



44

En el caso del acoplador multi-agujero se asume que la amplitud de la señal en cada apertura y la fase cambia de una apertura a la siguiente. Con un número específico de ranuras y espaciado arbitrario entre ellas, para una banda frecuencias dada y un acoplamiento requerido, se puede maximizar el aislamiento del acoplador. El diseño de cada sección de todas las secciones que forman el diseño, se basa en cálculos de método numérico de Técnicas en Diferencias Finitas para la Resolución Numérica de Problemas Electromagnéticos de la teoría de campos bastante complejos matemáticamente y bastante largos, con una gran parte del diseño basada en un proceso de cálculos computacionales. Se aumenta su complejidad de cálculo cada vez que se aumenta el número de secciones necesarias para acoplo deseado, a veces no necesariamente tienen que ser secciones semejantes en sus dimensiones, aunque conservan la simetría. Si bien es cierto que la distancia entre ranuras en principio ha de ser λ/4, el diseño de un acoplador de banda ancha en acopladores de fuerte acoplamiento requiere un elevado número de agujeros que hacen excesivamente grande el mismo y, en muchas ocasiones, existen restricciones espaciales en el diseño de estos dispositivos.

La distancia o las separaciones entre agujeros de la pared central de separación debe ser de un cuarto de longitud de onda λg, aunque la pregunta principal cuando el ancho de banda está limitado por dos longitudes de onda λg1 y λg2, entonces cual será esa cuarta parte de longitud de onda.

Como la media de la longitud de onda de la frecuencia más baja y más alta es:

21

21 gg

g

λλλ

+=−

Como longitud geométrica de la longitud de onda de la frecuencia más baja y más alta es:

212 ggg λλλ +=−

21

1123

ggg λλλ+=−

Se utiliza la tercera definición para cálculos con buen ancho de banda.

Entonces la distancia entre agujeros es:

mmgg

ggg 35.12/49.429.4

49.458.62/

4 21

21=

+

×=

+

×=

λλ

λλλ

En la optimización ese valor daba 1.55 mm

Se debe cumplir que:



45

25.0≤wra

d

d/a≤ 0.25 es una condición que con la dimensiones en que simulamos siempre se cumple.

El diseño seleccionado del híbrido Multi Hole a escalar en frecuencia, se basa teóricamente en el diseño de dos acopladores en cascada de 8,34 dB tal como se muestra en la Figura. 32 Donde cada acoplador es de 12 secciones de acoplo o de apertura unidos por simetría por el medio para conseguir al final un híbrido (de 24 secciones de acoplo ya que la sección del punto medio se ha unido para conservar la simetría y jugar el papel de ajuste de acoplo total) de reparto equitativo entre las salidas la directa y la acoplada. En la Figura.33 se muestra el plano de simetría del diseño del híbrido con el simulador.

Es típico y lógico el uso de dos acopladores de 8.34 dB en el diseño del los híbridos, ya que el usar esta configuración de estructura ayuda a reducir el ancho de la región de acoplamiento en cada sección, objetivo importante del diseño para prohibir la propagación o la aparición de modos superiores.

De la literatura y artículos que tratan el tema del diseño de híbridos de este tipo, se ha buscado el escalado a la frecuencia de interés de la banda Q según se muestra en la Esquema 3 de la página III del Anexo donde se han marcado las dimensiones de interés a escalar y optimizar. Se ha seleccionado el diseño de un acoplador de -3 dB construido partir de dos acopladores de -8.34 dB por los motivos explicados anteriormente, y es el que mejor ancho de banda supuestamente puede dar, lógicamente era el que más secciones de acoplo tenía. En el proceso de optimización se utilizó como datos iniciales de simulación la longitud de cuarto de onda calculada anteriormente, que será la longitud entra cada sección y el ancho de la entrada del híbrido, que es el ancho de guía de nuestro diseño. Se optimizaron las dimensiones de los agujeros metálicos de la pared central para el acoplo deseado y las condiciones de los objetivos de la optimización anteriormente mencionados en las Figura. 25 y Figura. 26. Cabe destacar que en caso del diseño todos los agujeros son de iguales dimensiones menos el agujero de la simetría del centro que tiene distintos ajustes.

Figura. 32 Dos acopladores de 8.33 dB en cascada.



46

Figura. 33 Plano de simetría del diseño del Híbrido con dos secciones de 8.33 dB.

3.4.A) Diseño multi Hole con Paredes metálicas.

En la siguiente Figura. 34 se muestra el diseño del plano normal del híbrido multi-hole con paredes de láminas metálicas

Figura. 34 EL Multi Hole diseñado con paredes metálicas con el simulador CST.

La Gráfica. 27 muestra la adaptación de entrada a 50 Ohm y refleja un buen resultado de adaptación, la Gráfica. 28 muestra los parámetros S obtenidos donde se observa un buen aislamiento de la puerta aislada de casi -20 dB. En las gráficas Gráfica. 29 y Gráfica. 30 los parámetros S12 y el parámetro que corresponde a la salida acoplada el S31 dan como valor aproximado de -3.9 y -5.2 dB respectivamente a la frecuencia central.



47






48


En la siguientes gráficas Gráfica. 31 y Gráfica. 32 se muestra el rizado entre los parámetros simulados S21 y S31, que se ha desviado un poco de 1 dB de diferencia partir de 47 GHz. El margen de desfase está dentro de los límites exigidos del diseño.





49

La simulación electromagnética del campo eléctrico normal al plano demuestra que las salidas están desfasadas 90º más el error de margen de desfase a la frecuencia central, Figura. 35

Figura. 35 Simulación electromagnética del campo eléctrico normal del Multi Hole.

3.4.B) Diseño multi Hole con agujeros cuadrados metálicos.

Una vez acabado el proceso de optimización del híbrido, se cambian las paredes metálicas por los agujeros siempre respetando las condiciones mencionadas en el capítulo 2 sobre la tecnología SIW tal como se muestra en la siguiente Figura. 36.

Las dimensiones más en detalle se muestran en la Esquema 4 de la página IV del Anexo.

Figura. 36 Diseño del acoplador multi-hole con agujeros cuadrados



50

De la simulación se obtiene el mismo resultado de parámetros S según la Gráfica. 33, margen de desfase y rizado a lo largo de todo el ancho de banda, tal como se muestra en la Gráfica. 34 y Gráfica. 35.





51




52

Capítulo 4.

Fabricación y Pruebas de medidas en el laboratorio. Este capítulo se dedica a la presentación de la fabricación y las medidas llevadas a cabo en el laboratorio de microondas para comprobar el funcionamiento de los híbridos en plano H dentro de la estructura de SIW, y los posibles fallos de funcionamiento como las comprobaciones de diseño. Se ha dividido según los siguientes puntos de vista:

• 4.1 Fabricación.

• 4.2. Pruebas de Medidas de los parámetros S de los Híbridos.

� 4.2.1 Medidas de los parámetros S del Riblet2.

� 4.2.2 Medidas de los parámetros S del Multi Hole. • 4.3 Posibles Causas de desacuerdo entre valores medidos y simulados. • 4.4 Comparaciones de dimensiones, y comprobación de los fallo de fabricación

� 4.4.1 comprobaciones del diseño del Híbrido Multi Hole.

� 4.4.2 comprobaciones del diseño del Riblet2

4.1 Fabricación.

Básicamente la fabricación de los híbridos se basa en metalizar los agujeros cuadrados y circulares una vez que se acabe el proceso de taladrar todos los agujeros circulares o mediante corte por láser de los agujeros cuadrados, y finalmente metalizarlos.

En las siguientes Figura.37 y Figura. 38 se muestran los híbridos fabricados.

Figura. 37 El Híbrido Ribblet2 hechos con cuadrados de cortes por láser y el otro de abajo hecho con agujeros circulares taladrados y metalizados.



53

Figura. 38. El Híbrido Multi Hole donde la pared de acoplo central es de cuadrados hechos con cortes por láser y el otro de la izquierda hechos con agujeros circulares taladrados y metalizados.

Una vez que ya están fabricados los híbridos, y montados con los 4 conectores SMA de entrada tipo coaxial, se proceda ejecutar las medidas en laboratorio de microondas.

4.2. Pruebas de Medidas de los parámetros S de los Híbridos.

Las medidas acabadas son las siguientes:

4.2.1 Medidas de los parámetros S para comprobar el funcionamiento del Diseño del Híbrido Riblet2, ya que con la simulación ofrecía mejor ancho de banda que el Riblet1.

4.3.2 Medidas de los parámetros S para comprobar el funcionamiento del Diseño del Híbrido Multi Hole.

Antes de empezar las mediciones, hay que calibrar el analizador de redes siguiendo el proceso de calibración.

Equipo y Calibración:

o Equipo Agilent Technologies E8364A (45 MHz – 50 GHz), PNA Series Network Analyzer.

o Kit de Calibración Agilent 85056D, 2.4mm Economy.

4.2.1 Medidas de los parámetros S del Riblet2.

En la siguiente Figura. 39 muestra la interconexión y el intercambio entre las sondas y las dos cargas de adaptaciones de 50 Ohm para poder medir los cuatro puertos, midiendo los parámetros S de dos puertos, mientras los otros dos se dejan con carga adaptada.



54

Figura. 39 Medidas de los parámetros S con el Analizador de Redes.

La siguiente Gráfica. 36 muestra los parámetros S medidos del acoplador, resultados que no encajan con lo simulado.

Gráfica. 36 Medidas de los parámetros S del Riblet2.

La siguiente Gráfica. 37 muestra la salida aislada, su valor es mejor que en la simulación. Aun así al mejorar bastante ese parámetro indica que otros parámetros han empeorado, como se muestra en las siguientes gráficas.



55

Gráfica. 37 Medidas del Aislamiento

La siguiente Gráfica. 38 muestra que las reflexiones en los puertos medidos han empeorado comparadas con la simulación.

Gráfica. 38 Medidas de reflexiones hacia los mismos puertos.

La salida directa y la acoplada muestran un mal resultado según la siguiente Gráfica. 39



56

Gráfica. 39 Medidas de la salida directa y la acoplada.



57

4.2.2 Medidas de los parámetros S del Multi Hole.

La siguiente Gráfica. 40 muestra los parámetros S medidos del acoplador, que no encajan con lo simulado.

Gráfica. 40 Medidas de los parámetros S del Multi Hole.

La siguiente Gráfica. 41 muestra la medida de la salida aislada, su valor es mejor que en la simulación. Aun así al mejorar bastante ese parámetro indica que otros parámetros han empeorado.

Gráfica. 41 Medidas del Aislamiento.

Mientras que en la Gráfica. 42 se ve claramente que no cumple el rizado del diseño, ni los valores del acoplo de la simulación.



58

Gráfica. 42 Medidas de la salida directa y la acoplada.

Como reflejan los resultados del desacuerdo entre valores medidos y simulados, se menciona a continuación los posibles fallos que son típicos en el uso de la tecnología SIW.



59

4.3 Posibles causas del desacuerdo entre valores medidos y simulados.

� Fallos que pueden estar en la fabricación, los híbridos trabajan dentro de la banda Q, de dimensiones milimétricas de longitud de onda, su fabricación es delicada, y eso se refleja más en la fabricación de los Riblets más que en el híbrido de los agujeros múltiples, debido a que su estructura es corta y bastante más pequeña que en los multi hole y depende de una zona sola de acoplamiento. En los multi hole aunque falla alguna zona entre los agujeros metalizados del centro, de los 21 agujeros que hacen su función del acoplo, el resto pueden estar haciendo el acoplo, además los agujeros del centro del acoplador multi hole y las distancias entre ellos son de dimensiones bastante grandes comparados con las dimensiones de la zona de acoplo de los acopladores Riblet.

� Fallos que pueden estar en la metalización, es muy difícil saber como dentro del

dieléctrico se han quedado la metalización de los agujeros, especialmente en la zona de acoplamiento, ya que cualquier fallo de metalización en esta zona es drástico.

� Tal como indica la hoja característica Figura. 40 del conector coaxial indica que el

conector es óptimo para una altura del dieléctrico de h =1.6 mm, y el dieléctrico utilizado tiene h=0,254 mm, aunque la altura del dieléctrico utilizado entra en el margen de alturas que permita el fabricante, pero no es la altura óptima.

� El fabricante aconseja soldar el pin de conector a la entrada del circuito aunque no es

necesario, ya que son conectores con presión, aun así en laboratorio al hacer las medidas al presionar este pin con una lamina de plástico se ha notado que los parámetros S mejoran bastante, pero es casi imposible presionar de esa manera los 4 pins de 4 conectores simultáneamente.

� Al medir los híbridos, se han notado fallos en la simetría, que puede ser debido que los

conectores no están colocados exactamente de manera precisa el uno como el otro.

� El plano de referencia es otro parámetro importante en un conector de precisión. Es el plano transversal en donde se define la transición entre ambos conectores cuando están conectados. Idealmente debería ser coplanar entre el conductor central y externo, pero la mayoría tiene un offset entre ambas transiciones. Cuando se conectan dos conectores es muy importante que la geometría coaxial que forman ambos en su conexión se mantenga inalterable como si fueran dos piezas perfectas de un rompecabezas. En la mayoría de los conectores, las transiciones entre conductores externos y entre conductores internos se producen en diferentes planos transversales. En la práctica esto significa que, al conectar un par de conectores, siempre una de las transiciones hace tope antes que la otra. Esto produce una discontinuidad o gap entre conductores.

� En las publicaciones que hay hoy en día de la tecnología SIW, se suelen fabricar

bastantes versiones de circuito a tratar por el complejo proceso de metalización, y seleccionar el que ofrece mejor resultados.

� El substrato utilizado es muy frágil y flexible, dificultando el proceso de medirlo.



60

� Dificultad de medir con las sondas los parámetros S de una estructura de 4 puertos como son los híbridos, ya que exige que las sondas sean bastante rectas sin doblarlas.

Figura. 40 Hoja característica del conector.



61

4.4 Comparaciones de dimensiones, y comprobación de los fallo de fabricación.

4.4.1 comprobaciones del diseño del Híbrido Multihole. Al compara las dimensiones del híbrido multi hole entre el diseño con el programa CST y el híbrido fabricado, tal como se muestra en la Figura. 41 reflejan las siguientes conclusiones: .

� La transición microstrip tiene las mismas dimensiones en el diseño de la simulación y la fabricación.

� los agujeros cuadrados en la fabricación se han hecho más grandes causando así que la

distancia entre agujeros se ha hecho más corta, eso es debido que el corte con láser desformo al dieléctrico y a las placas de metal del substrato, mientras los agujeros circulares hecho por el taladro son de cortes más limpios, aun habiendo la limitación de tratarse de agujeros de menores dimensiones.

Figura. 41 Comparaciones de dimensiones entre el híbrido multi hole fabricado y el diseñado.



62

4.4.2 comprobaciones del diseño del Riblet2.

La comparación de dimensiones según se muestra en la Figura. 42

Figura. 42 Comparación de dimensiones entre el híbrido Riblet2 fabricado y el diseñado.



63

CONCLUSIONES:

• Se han estudiado estructuras de Híbridos típicos de microondas de forma general, y ninguno se semeja con el funcionamiento de híbridos en guía de ondas en plano H. En particular los híbridos de tipo “branch line” en línea de transmisión como la microstrip no son estructuras de este tipo.

• Después de una búsqueda en la literatura de guías de onda se encontró estructuras

que básicamente se basan en regiones de acoplamiento en el medio de dos guías como es el caso de Híbrido de corta ranura (el Riblet), y el diseño de Multihole.

• Al final se ha elegido el diseño basado en acoplamiento de corta ranura como es el

Riblet y basado en regiones de acoplamiento de un cuarto de longitud de onda como es el diseño de Multi Hole.

• Se ha conseguido bastante buenos resultados de simulación, en términos del ancho de

banda buscado, rizado y desfase de 90º.

• Después de asegurarse del diseño con las simulaciones deseadas, y el compromiso entre la simulación y el aspecto final del layout, se mandó a fabricar el circuito microstrip.

Con respecto a las medidas en el laboratorio de microondas y las comparaciones de los valores medidos y simulados, cabe destacar que es conveniente utilizar un dieléctrico de más altura, que no sea tan flexible, mejorar el proceso de fabricación (metalización), mejorar la selección del conector, y finalmente saber de antemano las dimensiones que se pueden taladrar de los agujeros circulares en laboratorio, para anteriormente encajarlos con las dimensiones del diseño en el simulador.



I

Anexo.

Dimensiones del Riblet1:

Esquema 1, Dimensiones del diseño del Riblet1.



II

Dimensiones del Riblet2 :

Esquema 2, Dimensiones del diseño del Riblet2.



III

Dimensiones del híbrido original y valores de interés a escalar:

Esquema 3, El diseño objetivo a escalar en la banda Q.



IV

Dimensiones del híbrido Multi hole :

Esquema 4, Dimensiones del diseño del Multi Hole.



V

Código Matlab: (Cálculo de Longitudes de acoplamiento Riblet1)

close all % Cierra todas las

ventanas. clear all % Borra todas las

variables del espacio de trabajo. clc % Limpia la pantalla. c=3e8; w1=3.75e-3; w2=3.4e-3;

epselon=2.17; %alfa=[84 85 86 87 89 90 91 92 93 94 95 96 ] % valores de tabla de alfa=linspace(84,96,12) f=linspace(34e9,48e9,15)

hold on; for i=1:1:12 hold on; for j=1:1:15

L1(j)=(alfa(i)/360)/ ( (1/((c./f(j))/(epselon-

(c./(f(j)*4*w1))^2)^0.5))- (1/((c./f(j))/(epselon-

(c./(f(j)*2*w1))^2)^0.5))); L2(j)=(alfa(i)/360)/ ( (1/((c./f(j))/(epselon-

(c./(f(j)*4*w2))^2)^0.5))- (1/((c./f(j))/(epselon-

(c./(f(j)*2*w2))^2)^0.5))); end

plot(f ,L1, f, L2,'linewidth',1)

end

hold on; grid on; set(gca, 'GridLineStyle', '-'); grid(gca,'minor') xlabel('f'); ylabel('L de Acoplamiento'); legend('Cálculos de L de Acoplamiento','Location','NorthEastOutside');



VI

Código Matlab: (Cálculo de Longitudes de acoplamiento Riblet2) close all % Cierra todas las

ventanas. clear all % Borra todas las

variables del espacio de trabajo. clc % Limpia la pantalla. c=3e8; w1=3.61e-3; % h1=0 w2=3.4e-3; % h2=10 mm w3=3.20e-3; % h3=20 mm w4=2.8e-3; % h1=40 mm epselon=2.17; %alfa=[84 85 86 87 89 90 91 92 93 94 95 96 ] % valores de desfase alfa=linspace(84,96,12) f=linspace(34e9,48e9,15)

hold on; for i=1:1:12 hold on; for j=1:1:15

L1(j)=(alfa(i)/360)/( (1/((c./f(j))/(epselon-

(c./(f(j)*4*w1))^2)^0.5))-(1/((c./f(j))/(epselon-

(c./(f(j)*2*w1))^2)^0.5))); L2(j)=(alfa(i)/360)/( (1/((c./f(j))/(epselon-

(c./(f(j)*4*w2))^2)^0.5))-(1/((c./f(j))/(epselon-


(c./(f(j)*4*w3))^2)^0.5))-(1/((c./f(j))/(epselon-


(c./(f(j)*4*w4))^2)^0.5))- (1/((c./f(j))/(epselon-

(c./(f(j)*2*w4))^2)^0.5))); % plot(f ,L,'->','linewidth',1.3) end

plot(f ,L1, f, L2, f ,L3, f, L4,'linewidth',1) end

hold on; grid on; set(gca, 'GridLineStyle', '-'); grid(gca,'minor') xlabel('f'); ylabel('L de Acoplamiento'); legend('Cálculos de L de Acoplamiento','Location','NorthEastOutside');



VII



VIII



IX



X


Diseño de Acopladores Direccionales para la Banda Q en Tecnología (SIW) _________________________________________________________________________________

XI

Palabras Clave.

SIW…………………..…………… (Substrate integrated waveguide).

CST …………………..…………… (Computer Simulation Technology).



XX

Referencias.

[1] J. Uher, J. Bornemann, Uwe Rosenberg, Waveguide Components for Antena Feed System: Theory and CAD. Artech House, 1993

[2] H. Schmiedel and F. Arndt, “Field Theory Design of Rectangular Waveguide Multiple Slot Narrow-Wall Couplers”, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. MTT-34, NO. 7, July 1986, pp 791-798. [3] Bornemann, J. ; Daigle, M. ; Claude, S. ; Ke Wu,“ Broadband 100 GHz Substrate-Integrated Waveguide Couplers with Irregularly Shaped Via Holes for Higher-Order Mode Suppression”, IEEE Conference Publications, 29 Oct -1 Nov 2012, pp 277-280

Documents

Diseño de acopladores direccionales para la banda Q en