高頻元件量測技術

(一) 量測方法

目前針對高頻元件的特性量測，主要可概分為測試夾具法(Test Fixture Measurement)及晶圓級量測法(On

- Wafer Measurement)兩種，各有其需要及優缺點，茲介紹如下：

1 .測試夾具法：此法為較早期且頗為成熟的量測方法，該量測法可針對已封裝或尚 未封裝的待測元件(Device

Under Test, DUT)進行量測。首先介紹以該法量測未包裝高頻 元件的方法，一開始必須把未包裝的晶片

(Chip-Form)固定在載具(Carrier Assembly)之上，並利用打線(Bonding Wire)連接元件之金屬接觸點

(Metal Pad)和載具上的微導線 (Microstrip Line)，然後將載具置於 Midsection 上，再把此 Midsection 夾

在已經作好校正的測試夾具上，如此即可進行測試夾具法的量測，其關係如圖二所示。若為已包裝的高頻元件，

例如以 S O T 2 3 型式封裝者，則可直接 將該元件置於適當之 Midsection 上，再把此 Midsection 夾在已

經作好校正的測試夾具上後量測。經過元件切割且包裝後作量測，能忠實地反映出元件包裝後的最終特性，如

此便能提供使用該元件的電路設計者元件包裝後最真實的元件特性資訊；然而此法卻也使得元件封裝前的原始

真實特性，因為封裝所 需的打線及夾具等的若干寄生效應而失真，如此一來，對於元件、製程設計及改良之

工程師而言，將無法真實地掌握元件原始特 性，妨害了元件製作上的改良及特性提昇。量測未包裝的晶片雖

可免去前述之缺點，但所需的打線仍為一繁雜的工作，且需另外設計實驗方法或以數學運算去除所需打線的寄

生效應。

2 .晶圓級量測法：為了克服測試夾具量測法的缺點，晶圓級量測法便應運而生，且已日漸成熟及普及。該法主

要藉由共平面探針(Coplanar Probes)來進行量測，此量測法可 在元件的製程進行中段或製程結束、封裝前

使用，可藉此法得到元件封裝前的原始真實特性，避免封裝寄生效應的影響，有效地提 高了元件特性及製程

改良的可行性，同時也具有更高的時效性，並節省封裝所需的成 本。但此量測法的量測結果之重複性，較容

易因量測者的熟練度而改變，而且該法無法 像測試夾具法般，直接量到該元件封裝後的 特性狀況。晶圓級量

測法主要是利用經特殊設計的微波探針(Microwave Probes)作為同軸電纜 (Coaxial Cable)和微波元件間

微波訊號傳遞的接觸媒介，以直接量測未封裝前晶片上的待 測元件。此處的微波探針通常為共平面

(Coplanar)的型式，例如常見的 G-S-G( Ground-Signal-Ground)和 G-S(Ground-Signal)兩種，如圖三

所示。此處的接地部分(Ground)將連到同軸電纜的接地部分，此接地部分提供了微波訊號在探針上傳遞時，

電 磁場的一個收斂途徑，避免傳遞訊號因基板 的耗損性(substrate loss)而失真、衰減；也由於 G-S-G 型

式的微波探針具有兩個對稱的收 斂途徑(Ground 部分)，因此提供了探針與基 板間較佳的隔絕效果

(shielding)，減少了微波 訊號因傳遞的失真，所以其較 G-S 型式者更 適用於較高頻率的量測上。微波探針

的針間 間距(Contact Spacing)通常有一定的規格，以 G-S-G 型式為例，其每一個針間的距離

(pitch,Center-to-Center)通常為 100mm 到 250mm 之間；也由於微波探針具有一定的規格，因此當設計

元件的金屬接觸板(Metal Pads)時，即 需事先考量後續量測時微波探針所需的規格。

(二) 量測校正

無論是使用測試夾具法及晶圓級量測法來進行高頻量測，都必須在量測之前對系統進行校正(Calibration)，以

去除量測儀器及環 境所造成之效應，將量測系統的參考平面 (Reference Plane)移至距離待測物越近越好。

以測試夾具法而言，一般是以 TRL(Through、Reflect、Line) 校正法進行系統校 正，首先需把 TRL 校正組

件(Calibration Kits) 之參數輸入網路分析儀(Network Analyzer) 中，然後將頻率範圍、功率、量測平均點

數 等條件輸入網路分析儀，接著進行各項 Calibration Kits 之量測，最後透過網路分析儀 的內部運算，即

可得到各頻率下的校正係數 (Calibration Coefficient)，將其存於網路分析儀中，以便實際量測時儀器內部

運算取用，如此便可將量測系統的參考平面(ReferencePlane)移至測試夾具的前端，以獲得較真實 的元件原

始特性。對於晶圓級量測法而言，則是藉由校正基板(Impedance Standard Substrate)的量測，及網路分

析儀的運算，將 量測系統的參考平面移至高頻微波探針的針 尖處，以去除系統、電纜及微波探針等不必要的

寄生效應，最常見的校正法為 SOLT(Short、Open、Load、Through)校正法，如圖四所示。

(三) 散射參數(Scattering Parameter)的量測

當電子電路操作在高頻的情況下時，該 頻率所對應的波長和實際電子電路的物理尺 寸相較之下變小許多，因

此，在低頻時常用來描述電路節點特性的電壓和電流的觀念便 逐漸不適用，此時的電路特性用波或能量的 觀

念來表示將更為適當。其中最常使用到的表示法為散射參數，又稱 S 參數，主要是採 用入射波(incident)、

穿透波(transmission)、 和反射波(reflection)的觀念來表示，利用入射波打到待測物所產生的穿透波和反射

波的振 幅和相位等資料，描述該待測物的高頻微波 特性，如圖五所示。量測 S 參數所需的系統架構，主要為

如圖六所示，一般最常見的頻率範圍可達 20 或 50 GHz。此系統架構主要包含：

1.Network Analyzer：用來量測該雙埠網路(DUT)的 S 參數特性，並利用校正係數，將量測系統的參考平面

移至靠近 DUT 處，以獲得並分析元件的高頻特性。

2 . Synthesized Sweeper：用來提供射頻信號源。

3 . Test Set：提供雙埠間( Port-1 和 Port-2)快速切換的能力。

4 . DC Bias Supplies ：用來提供待測元件的直流偏壓準位，並量測直流訊號響應。

在選擇了適當的測量方式，並完成校正程序之後，即可將待測元件接到 s 參數量測 系統 50ohm 的雙埠之間。

量測 S 參數時，訊號由 DUT 的 Port-1 進入，Port-2 terminate ，此時所量到的反射及傳輸功率比即分別為

S11 和 S21。藉由 Test Set 的切換，當訊號由 DUT 的 Port-2 進入，Port-1 terminate ，重複之前的量

測，此時量到的反射及傳輸功率比即為 S22 和 S12。藉由得到的 S11 、S21、S22 和 S12 等四個 S 參 數

特性，即可得到元件的高頻特性並進行進 一步的分析。 此處要注意的是，無論是在夾具測試法 中，把未包

裝晶片固定在 Carrier Assembly 之上進行量測時，其所需打線及 Carrier Assembly 和晶片間的寄生元件

效應；或是晶 圓級量測中探針接觸點的金屬板所造成的寄生效應，實際上都無法以先前的系統校正移除。就

晶圓級量測而言，克服此問題的最常 見方法，為另外設計一個只含元件導線及金屬接觸板的 dummy device，

如圖七(a)所示，藉著量測該 dummy device 的高頻特性並由原 測試結果中移除此寄生效應，以得到元件的

最原始特性(intrinsic characteristics)，此方法 一般稱為 de-embedding。以矽質雙極性電晶 體(Bipolar

Junction Transistor, BJT)為例，由 於為量測而存在的大面積金屬接觸板(MetalPads)其嚴重的電容寄生效

應，會造成嚴重的基板耗損效應，導致其最大截止頻率(Cut-offfrequency, Ft)大大地退化，由圖七(b)之結

果 可知 de-embedding 對獲得半導體元件原始高 頻特性的重要性。

(四) 雜訊的量測

由於半導體技術的進步，積體電路逐漸 走向低操作電壓的趨勢，因此微弱的電子訊號很容易受到電路內的不

正常擾動所影響， 造成訊號的失真，此電路內自發性的擾動， 一般即稱為雜訊(Noise)，因此降低電路或元

件的雜訊實為一非常重要的課題。

一般常見的雜訊可概分為下列幾種：

1 .熱雜訊(thermal noise)：起因於熱載子與晶格碰撞所造成，其與導體的電阻及溫度成 正比。

2 .散彈雜訊(shot noise)：導因於載子跨越能 位障所引起，如跨越 P - N 接面，其通常與 電流成正比。

3 .產生(復合雜訊(generation-recombinationnoise)：由電子電洞對的產生、復合，及晶格缺陷對載子的捕

捉或釋放所引起。

4.閃爍雜訊(flicker noise, 1/f noise)：一般與 載子的產生及復合有關，在低頻時的大小 通常與頻率成反比。

針對頻率在 GHz 範圍的高頻雜訊而言， 常用的雜訊參數為雜訊因子(Noise Factor ， F)，其定義為輸入端

之訊號雜訊比除上輸出 端之訊號雜訊比，該比值大於一，如圖八(a) 所示；對於多級的電路而言，其雜訊參

數則 具有圖八(b)所示之關係式，由該式可知，若 各級之增益皆大於一，則整體之雜訊參數主 要由第一級所

決定，此結果對於電路設計，為一非常重要的考量。另一常見的表示法則 為雜訊指數(Noise Figure ，NF)，

其定義為 NF =10*logF 。數的量測，我們可運用 Agilent 85122A 系統搭配 ATN NP5B 系統，再 加上

雜訊源(noise source)及雜訊計(noise meter)等構成元件高頻雜訊參數量測系統。 在進行雜訊指數的量測

時，系統的阻抗調變 器(impedance tuner)會不斷改變其阻抗值，並 測試待測物的雜訊指數，每一個不同

的阻抗 值 Gs ，會對應到一個不同的 Noise Figure ，圖 九所示即為固定偏壓及操作頻率下典型之高 頻雜

訊測試結果，其 Noise Figure 可以用式(1)來表示，其中的四個重要的雜訊參數 NFmin , rn 及 Gopt（包含

實部及虛部）可藉由前述的雜訊 參數測試結果計算求得。當該阻抗為最佳化 的匹配阻抗 Gopt 時，即會產生

一個最小雜訊指數(Minimum Noise Figure, NFmin )，

此量測除了可得到雜訊隨不同匹配阻抗所 產生的不同雜訊外(即 Noise Circle)，亦可得到其相對應的增益值

(即 Gain Circle)，由於電路設計時的雜訊和增益考量時常乃互為取捨(trade -off)，因此善用 noise Circle 和

Gain Circle ，可得到一電路設計的最佳化條件。此外，藉由雜訊的 de-e mbedding 技巧，可降低接觸金屬

板對雜訊指數量測結果的影響，得到更為真實的元件原始雜訊特性。由圖十可以看出 Noise de-embedding

對於半導體元件高頻雜訊指標測試結果之影響。

(五) 功率的量測

功率元件通常是用來將微小的訊號放大，以作為後續訊號的處理，例如無線通訊 產品發射端的功率放大器，

即是藉由功率元 件將訊號放大，再透過天線把訊號發射出 去；因此，唯有良好的功率元件特性，才能 製作

優良的高頻通訊產品。前面所提是以小 訊號為基礎的量測，但是對於經常操作在非線性區(nonlinear)、大訊

號(large signal)的功率放大器而言，單純的小訊號量測並不足以 完整表示功率元件的特性。例如：在線性小

訊號電路中，電路節點(node)上的電流電壓大小的變化，不會對電路的參數產生影響， 但對非線性的功率放

大器而言，電路的參數 卻會跟隨節點的電流或電壓因大訊號而改 變。因此，通常尚需量測的功率元件參數包

括：功率增益(Power Gain)、效率(Efficiency)、線性度(Linearity)、失真 (Distortion)…等等。

為了提供完整的功率量測解決方案，國 家奈米元件實驗室設置了一套稱為負載拉 移測定法(Load-Pull

Measurement) 的功率量 測系統。該量測系統除了一般的直流、小訊 號 S 參數量測外，尚能量測包括：功

率增益 (Power Gain)、附加功率效率(Power Added Efficiency, PAE)、內部調變失真(Inter-Modulation

distortion, IMD)、相鄰通道功率比 (Adjacent Channel Power Ratio, ACPR)…等功率參數。以下將就幾

個常見的參數作一簡單介紹。

1. 功率增益( G a i n )與附加功率效率( PA E )： 圖十一所示為典型的量測結果。橫軸為 輸入功率(Pin)，

縱軸分別為輸出功率(Pout)、 功率增益及附加功率效率，輸入功率及輸出 功率二者比值為其功率增益，該功

率增益值 越大，代表其放大能力越好。由此圖可知，當 Pin 太大後，該訊號將無法再被線性地放 大，導致其

增益開始下降，此現象稱為增益 壓縮(Gain Compression)，當增益壓縮越晚發 生，表示其線性度越佳。PA

E 的定義則為放 大器將直流功率轉換成交流輸出功率的能 力，即 PAE = (Pout-Pin)/Pdc，該值乃越大越好，

通常介於 3 0 %到 6 0 %之間，該值越大代 表放大器將直流功率轉換成交流輸出功率的 能力越好。

2. 相鄰通道功率比(ACPR)： 當一個具有功率 P 的訊號於某一頻率為 f 的載波上傳輸時，將會有部份的訊號

漏溢到相鄰的頻帶上，如(f±Δf )、(f±2Δf)、(f±3Δf)…等，此漏溢到相鄰頻帶上的訊號功率 和主頻道的功率

比值，即稱為相鄰通道功率比，該值乃越小越好。如圖十二所示。

3. 內部調變失真(IMD)當兩個具頻率 f 及(f+Δf)的訊號輸入某放大器後，由於放大器的非線性調變作用，會

產生(f-Δf)、(f-2Δf)、(f-3Δf )…及(f+2Δf)、 (f+3Δf)…等輸出調變項，其中相差(3Δf)的 兩項(f-Δf)及

(f+2Δf)，即稱為三階內部調變 失真(IMD3)，將此值與基頻輸出功率對輸入 功率作圖，如圖十三所示，由此

二曲線的線性作一延伸，其交點稱為三階內部調變失真 交叉點(IP3)。當 IMD3 越小，則其交點值將越大，因

此 IP3 值越大，代表此諧波失真越輕微。同理，若將相差(5Δf)的兩項，(f-2Δf)及(f+3Δf)，重複以上作法，

則其交點稱為五 階內部調變失真(IP5)。