i

開關磁阻馬達驅動控制器之研製

Development for Switched Reluctance Motor drivers

研究生林仕堂 撰 指導教授汪啟茂 博士

義守大學 電子工程學系 碩士班碩士論文

A Thesis Submitted to

Department of Electronic Engineering I-Shou University

in Partial Fulfillment of the Requirements

for the Master Degree with a

Major in Electronic Engineering June 2008

Kaohsiung Taiwan Republic of China

中華民國 九十七 年 六 月

I

開關磁阻馬達驅動控制器之研製

研究生林仕堂 指導教授汪啟茂

義守大學電子工程研究所

摘要

長久以來人們為了追求經濟發展對地球資源予取予求不知節制地消耗自然資

源直至今日因為能源短缺與氣候環境丕變等問題所產生的影響逐漸加劇人們才意

識到節能減碳已為刻不容緩的工作電動馬達作為民生與工業驅動應用不可或缺的組件

之一其所消耗的能源極其可觀因此馬達應用產業所要面臨的問題就是如何提升現

有系統的效率或找尋能源利用率更佳的新型馬達系統來達到節能省碳的要求

開關磁阻馬達的結構簡單堅固轉子無繞線無永磁馬達結構具成本低耐高溫

的優點定子繞線與功率驅動電路串聯不會發生功率開關直通短路燒毀的情況驅動

電路安全性高開關磁阻馬達的控制方法靈活多元可通過控制相電流大小相電壓

換相角度等參數使開關磁阻馬達系統於各種馬達應用領域上可調整最佳化的輸出表

現綜合以上特點開關磁阻馬達比傳統交流馬達有較高的效率表現

本論文以低價位的微控制器作為系統核心設計具有正反轉調速功能的控制系

統系統設計於低轉速區以電流截波控制(Chopped Current Control CCC)配合比例積分

控制器達到啟動限流低速穩定運轉的功能以換相角度位置控制(Angular Position

Control APC )使馬達於高速運轉區能提高轉矩輸出

關鍵字開關磁阻馬達比例積分控制器APCCCC

II

Development for Switched Reluctance Motor drivers

Student Shih-Tang Lin Advisor Chii-Maw Uang

Department of Electronic Engineering

I-Shou University

ABSTRACT In order to pursue the economical development people unlimitedly squeeze the earth

resource at will for a long time Today the energy shortage problem and the change of the

climate environment have greatly influenced peoplersquos life people realize it has already been

very urgent work that economize on energy and reduce the production of the carbon

The switched reluctance motor has the advantages of the simple structure low cost high

start-torque high efficiency And the engineers can control both the current and voltage of the

motorrsquos coil and the angle of the operation in order to let the SR motor be more powerful So

the SRM may become a suitable candidate to substitute traditional ac motor and play a main

role on energy-saving

In this thesis the SRM driver system based on the low-cost microcontroller will be

provided The driver system is designed to use the Chopped Current Control (CCC)

algorithm and PI algorithm in the low rotational speed district The proposed algorithms can

greatly improve the speed controllability and stability and restrain the value of the current In

the high rotational speed district Angular Position Control (APC) algorithm is used to

improve the torque efficiency

KeywordsSR Motor PI algorithm CCC APC

III

致謝

感謝指導教授汪啟茂教授不厭其煩的提供理論與技術上的指導使

學生受益良多並感謝李彥杰副教授陳志堅副教授對於本論文的指導與

建議感謝鈺順公司提供實驗軟硬體上的幫助

感謝秉杰學長宗憲學長祖盛在研究方面的指導與協助及所有研

究所的同學大家的互相勉勵與鼓勵感謝揮廷同學於研究與事務上的協助

和幫忙

感謝敬愛的父母親的養育之恩在物質上提供一個不虞匱乏的生活環

境並在我面對課業壓力時能給於全力的支持與鼓勵使我能順利的完

成學業並感謝親朋好友提供學業上的建議與鼓勵願將這份榮耀與你們

分享

再次感謝所有幫助我的老師親人朋友們祝福你們身體健康快樂

IV

目錄

摘要 I

ABSTRACT II

致謝 III

目錄 IV

圖表目錄 VI

第一章 緒論 1

1-1 前言 1

1-2 研究動機 1

1-3 論文架構 2

第二章 開關磁阻馬達簡介 3

2-1 開關磁阻馬達的結構 3

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 8

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 11

第三章 開關磁阻馬達控制器原理 17

3-1 前言 17

3-2 功率變換器介紹 18

3-3 轉子位置檢測介紹 23

3-4 電流檢測器 26

3-5 系統控制原理 29

第四章 系統實作與量測 34

4-1 硬體架構 34

4-11 電源供應器設計 35

4-12 功率變換器電路 35

4-13 閘極驅動電路 37

4-14 馬達回授電路 39

4-15 微控制器電路 40

4-2 軟體架構 41

4-21 主程式 41

V

4-22TIMER0 中斷副程式 43

4-23 速度計算模式 43

4-24 轉速命令讀取副程式 44

4-25 控制法則模式 45

4-26 控制訊號輸出模式 46

4-27 速度環與速度運算處理程式 47

4-28 過電流保護副程式 49

4-3 結果測試 51

第五章 結論 53

5-1 研究結論 53

5-2 未來研究方向 53

參考文獻 54

VI

圖表目錄

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5] 5

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5] 5

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達 7

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5] 7

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1] 8

圖 2-10 磁阻力原理示意圖 9

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖 9

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖 10

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁 10

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁 10

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端 11

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖 13

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖 15

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖 16

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖 17

圖 3-2 不對稱半橋型電路 18

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖 19

圖 3-4 雙繞組型電路 19

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向 20

圖 3-6 電容分壓型電路 20

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向 21

圖 3-8 H 橋型電路 22

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式 22

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路 23

VII

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖 23

圖 3-12 光遮斷開關電路架構 24

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 25

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 26

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路 27

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路 28

圖 3-17 過電流比較電路 28

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上 29

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4] 30

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖 31

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖 32

圖 4-1 系統架構圖 34

圖 4-2 系統電源電路 35

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖 35

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25) 36

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25) 36

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計 37

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖 38

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10] 38

圖 4-7 位置檢測電路圖 39

圖 4-8 電流檢測電路圖 40

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖 40

圖 4-10 主程式流程圖 42

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖 43

圖 4-12 速度計算模式流程圖 44

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖 45

圖 4-15 控制模式流程圖 46

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖 47

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖 48

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖 49

VIII

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖 50

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 51

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 51

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 52

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 52

1

第一章 緒論

1-1 前言 溫室效應與能源危機對民生經濟影響日益嚴重政府為此訂定了節能規章希望工

業與民生的電器產品能提高效率以符合節能的要求從洗衣機冷氣機等家電產品

到工業控制機具馬達應用科技帶來人類生活的便利但電動驅動科技大量的應用所

消耗的能源是非常可觀的所以提升現有馬達系統的效率或是設計效率更好的馬達系

統來達到節能省碳的目的是必要的

開關磁阻馬達具有下列幾項優點

1 馬達結構是由導磁材料疊壓而成不具永磁體轉子上無繞線因此具有結構

堅固耐高溫成本低的優點

2 因馬達結構與運轉特性馬達驅動電路的功率元件可與馬達繞線串聯所以跨

於電源兩端且兩個功率元件串聯的電路結構不會發生因上下導通而短路燒

毀的情況驅動電路結構較為簡單且安全性較高

3 開關磁阻馬達驅動系統設計可針對不同的負載環境調整換相角度相電流

大小相電壓大小讓馬達轉速與負載能力能滿足各種馬達驅動應用領域的要

求

1-2 研究動機 因開關磁阻馬達與目前市面上馬達驅動產品所使用的馬達如交流感應馬達直流

有刷與無刷馬達相比之下具有相當的優勢因此引起了國外學者與廠商的注意已經

有不少關於開關磁阻馬達的研究與應用產品問世而在台灣開關磁阻馬達的研究也展

開多年但其應用產品還在萌芽階段本文希望能提出一個價格低廉的開關磁阻馬達驅

動控制器的製作方法未來可根據不同的應用場合調整控制參數使開關磁阻馬達系

統可滿足各種負載環境

2

1-3 論文架構 本文一共分為五章

第一章為緒論分為前言研究動機與論文架構等小節

第二章為開關磁阻馬達簡介介紹了開關磁阻馬達的結構動作原理及數學模型

作為以下章節開關磁阻馬達驅動系統設計參考的依據

第三章為開關磁阻馬達的控制原理此章針對功率變換器位置檢測器電流檢測

器系統控制原理做一個說明將開關磁阻馬達驅動系統軟硬體架構做個

簡單的闡述

第四章為系統實作與量測以硬體結構與軟體結構說明本文控制系統實現的方法

並量測輸出結果

第五章為結論在此章說明研究結論及提出未來研究方向

3

第二章 開關磁阻馬達簡介

2-1 開關磁阻馬達的結構 開關磁阻馬達與步進馬達類似皆為雙凸極的結構即轉子與定子為凸出齒極構

造定子與轉子齒極皆採用導磁材料疊壓而成如矽鋼片因此結構較為堅固耐高溫

開關磁阻馬達的繞線方式為在定子齒極上集中繞線但轉子上無繞線兩個徑向相對的

定子齒極上的線組以串聯的方式組合成一相且通常採用對繞的方式使兩極磁性相

反如此可增加馬達輸出轉矩由於此種繞線方式使得開關磁阻馬達的磁通特性不同

於交流馬達的弦波分佈[12]

開關磁阻馬達轉子與定子數有一定的設計規則轉子數與定子數必定不相等這是

避免轉子與定子有完全重合的機會造成馬達鎖死無法正常連續運轉為了平衡磁拉力

使馬達正反轉皆可穩定啟動且在理想狀態下馬達於正反轉的相電流在相同轉速

命令下應為相同馬達結構必為對稱型所以轉子與定子齒極數皆應為偶數定子齒極

數一般設計是多於轉子齒極數以增加輸出轉矩降低換相開關頻率[3]因此若馬達

為 m 相Ns為定子齒極數Nr為轉子齒極數設計開關磁阻馬達結構應遵循以下規則

[3]

NS = 2km (2-1)

Nr = NS-2k (2-2)

其中k 為正整數

以上我們瞭解了相數與定子轉子齒極數間的相互關係為了表示方便我們稱呼

一種結構類型的開關磁阻馬達為 m 相 NS Nr極開關磁阻馬達例如一個相數為四相

定子齒極數為 8 個轉子齒極數為 6 個我們就稱其為四相 86 極開關磁阻馬達相數

與齒極數與開關磁阻馬達的性能是成正相關的越多相數和齒極數可減小馬達的轉矩漣

波但增加相數與齒極數勢必增加馬達本體製作及驅動電路的成本與複雜度在價格與

4

性能的考量下一般都選用三相或四相的馬達來開發設計

以下介紹開關磁阻馬達的幾種結構[2345]

1 單相開關磁阻馬達

此種相數的開關磁阻馬達結構驅動電路最為簡單成本低廉很適合使用在

小功率的家電產品上通常採用定子轉子相同的齒極數但因無法自行啟動會

在定子齒極上加上永久磁鐵利用切向磁拉力輔助啟動或者在轉子齒極上嵌入鋁

或銅利用渦流反應輔助啟動如圖 2-1 與圖 2-2 分別為利用永磁輔助動的單相開

關磁阻馬達及利用渦流反應輔助啟動的單相開關磁阻馬達的結構圖

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5]

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5]

2 兩相開關磁阻馬達

永磁

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

I

開關磁阻馬達驅動控制器之研製

研究生林仕堂 指導教授汪啟茂

義守大學電子工程研究所

摘要

長久以來人們為了追求經濟發展對地球資源予取予求不知節制地消耗自然資

源直至今日因為能源短缺與氣候環境丕變等問題所產生的影響逐漸加劇人們才意

識到節能減碳已為刻不容緩的工作電動馬達作為民生與工業驅動應用不可或缺的組件

之一其所消耗的能源極其可觀因此馬達應用產業所要面臨的問題就是如何提升現

有系統的效率或找尋能源利用率更佳的新型馬達系統來達到節能省碳的要求

開關磁阻馬達的結構簡單堅固轉子無繞線無永磁馬達結構具成本低耐高溫

的優點定子繞線與功率驅動電路串聯不會發生功率開關直通短路燒毀的情況驅動

電路安全性高開關磁阻馬達的控制方法靈活多元可通過控制相電流大小相電壓

換相角度等參數使開關磁阻馬達系統於各種馬達應用領域上可調整最佳化的輸出表

現綜合以上特點開關磁阻馬達比傳統交流馬達有較高的效率表現

本論文以低價位的微控制器作為系統核心設計具有正反轉調速功能的控制系

統系統設計於低轉速區以電流截波控制(Chopped Current Control CCC)配合比例積分

控制器達到啟動限流低速穩定運轉的功能以換相角度位置控制(Angular Position

Control APC )使馬達於高速運轉區能提高轉矩輸出

關鍵字開關磁阻馬達比例積分控制器APCCCC

II

Development for Switched Reluctance Motor drivers

Student Shih-Tang Lin Advisor Chii-Maw Uang

Department of Electronic Engineering

I-Shou University

ABSTRACT In order to pursue the economical development people unlimitedly squeeze the earth

resource at will for a long time Today the energy shortage problem and the change of the

climate environment have greatly influenced peoplersquos life people realize it has already been

very urgent work that economize on energy and reduce the production of the carbon

The switched reluctance motor has the advantages of the simple structure low cost high

start-torque high efficiency And the engineers can control both the current and voltage of the

motorrsquos coil and the angle of the operation in order to let the SR motor be more powerful So

the SRM may become a suitable candidate to substitute traditional ac motor and play a main

role on energy-saving

In this thesis the SRM driver system based on the low-cost microcontroller will be

provided The driver system is designed to use the Chopped Current Control (CCC)

algorithm and PI algorithm in the low rotational speed district The proposed algorithms can

greatly improve the speed controllability and stability and restrain the value of the current In

the high rotational speed district Angular Position Control (APC) algorithm is used to

improve the torque efficiency

KeywordsSR Motor PI algorithm CCC APC

III

致謝

感謝指導教授汪啟茂教授不厭其煩的提供理論與技術上的指導使

學生受益良多並感謝李彥杰副教授陳志堅副教授對於本論文的指導與

建議感謝鈺順公司提供實驗軟硬體上的幫助

感謝秉杰學長宗憲學長祖盛在研究方面的指導與協助及所有研

究所的同學大家的互相勉勵與鼓勵感謝揮廷同學於研究與事務上的協助

和幫忙

感謝敬愛的父母親的養育之恩在物質上提供一個不虞匱乏的生活環

境並在我面對課業壓力時能給於全力的支持與鼓勵使我能順利的完

成學業並感謝親朋好友提供學業上的建議與鼓勵願將這份榮耀與你們

分享

再次感謝所有幫助我的老師親人朋友們祝福你們身體健康快樂

IV

目錄

摘要 I

ABSTRACT II

致謝 III

目錄 IV

圖表目錄 VI

第一章 緒論 1

1-1 前言 1

1-2 研究動機 1

1-3 論文架構 2

第二章 開關磁阻馬達簡介 3

2-1 開關磁阻馬達的結構 3

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 8

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 11

第三章 開關磁阻馬達控制器原理 17

3-1 前言 17

3-2 功率變換器介紹 18

3-3 轉子位置檢測介紹 23

3-4 電流檢測器 26

3-5 系統控制原理 29

第四章 系統實作與量測 34

4-1 硬體架構 34

4-11 電源供應器設計 35

4-12 功率變換器電路 35

4-13 閘極驅動電路 37

4-14 馬達回授電路 39

4-15 微控制器電路 40

4-2 軟體架構 41

4-21 主程式 41

V

4-22TIMER0 中斷副程式 43

4-23 速度計算模式 43

4-24 轉速命令讀取副程式 44

4-25 控制法則模式 45

4-26 控制訊號輸出模式 46

4-27 速度環與速度運算處理程式 47

4-28 過電流保護副程式 49

4-3 結果測試 51

第五章 結論 53

5-1 研究結論 53

5-2 未來研究方向 53

參考文獻 54

VI

圖表目錄

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5] 5

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5] 5

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達 7

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5] 7

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1] 8

圖 2-10 磁阻力原理示意圖 9

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖 9

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖 10

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁 10

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁 10

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端 11

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖 13

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖 15

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖 16

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖 17

圖 3-2 不對稱半橋型電路 18

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖 19

圖 3-4 雙繞組型電路 19

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向 20

圖 3-6 電容分壓型電路 20

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向 21

圖 3-8 H 橋型電路 22

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式 22

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路 23

VII

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖 23

圖 3-12 光遮斷開關電路架構 24

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 25

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 26

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路 27

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路 28

圖 3-17 過電流比較電路 28

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上 29

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4] 30

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖 31

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖 32

圖 4-1 系統架構圖 34

圖 4-2 系統電源電路 35

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖 35

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25) 36

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25) 36

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計 37

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖 38

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10] 38

圖 4-7 位置檢測電路圖 39

圖 4-8 電流檢測電路圖 40

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖 40

圖 4-10 主程式流程圖 42

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖 43

圖 4-12 速度計算模式流程圖 44

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖 45

圖 4-15 控制模式流程圖 46

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖 47

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖 48

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖 49

VIII

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖 50

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 51

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 51

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 52

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 52

1

第一章 緒論

1-1 前言 溫室效應與能源危機對民生經濟影響日益嚴重政府為此訂定了節能規章希望工

業與民生的電器產品能提高效率以符合節能的要求從洗衣機冷氣機等家電產品

到工業控制機具馬達應用科技帶來人類生活的便利但電動驅動科技大量的應用所

消耗的能源是非常可觀的所以提升現有馬達系統的效率或是設計效率更好的馬達系

統來達到節能省碳的目的是必要的

開關磁阻馬達具有下列幾項優點

1 馬達結構是由導磁材料疊壓而成不具永磁體轉子上無繞線因此具有結構

堅固耐高溫成本低的優點

2 因馬達結構與運轉特性馬達驅動電路的功率元件可與馬達繞線串聯所以跨

於電源兩端且兩個功率元件串聯的電路結構不會發生因上下導通而短路燒

毀的情況驅動電路結構較為簡單且安全性較高

3 開關磁阻馬達驅動系統設計可針對不同的負載環境調整換相角度相電流

大小相電壓大小讓馬達轉速與負載能力能滿足各種馬達驅動應用領域的要

求

1-2 研究動機 因開關磁阻馬達與目前市面上馬達驅動產品所使用的馬達如交流感應馬達直流

有刷與無刷馬達相比之下具有相當的優勢因此引起了國外學者與廠商的注意已經

有不少關於開關磁阻馬達的研究與應用產品問世而在台灣開關磁阻馬達的研究也展

開多年但其應用產品還在萌芽階段本文希望能提出一個價格低廉的開關磁阻馬達驅

動控制器的製作方法未來可根據不同的應用場合調整控制參數使開關磁阻馬達系

統可滿足各種負載環境

2

1-3 論文架構 本文一共分為五章

第一章為緒論分為前言研究動機與論文架構等小節

第二章為開關磁阻馬達簡介介紹了開關磁阻馬達的結構動作原理及數學模型

作為以下章節開關磁阻馬達驅動系統設計參考的依據

第三章為開關磁阻馬達的控制原理此章針對功率變換器位置檢測器電流檢測

器系統控制原理做一個說明將開關磁阻馬達驅動系統軟硬體架構做個

簡單的闡述

第四章為系統實作與量測以硬體結構與軟體結構說明本文控制系統實現的方法

並量測輸出結果

第五章為結論在此章說明研究結論及提出未來研究方向

3

第二章 開關磁阻馬達簡介

2-1 開關磁阻馬達的結構 開關磁阻馬達與步進馬達類似皆為雙凸極的結構即轉子與定子為凸出齒極構

造定子與轉子齒極皆採用導磁材料疊壓而成如矽鋼片因此結構較為堅固耐高溫

開關磁阻馬達的繞線方式為在定子齒極上集中繞線但轉子上無繞線兩個徑向相對的

定子齒極上的線組以串聯的方式組合成一相且通常採用對繞的方式使兩極磁性相

反如此可增加馬達輸出轉矩由於此種繞線方式使得開關磁阻馬達的磁通特性不同

於交流馬達的弦波分佈[12]

開關磁阻馬達轉子與定子數有一定的設計規則轉子數與定子數必定不相等這是

避免轉子與定子有完全重合的機會造成馬達鎖死無法正常連續運轉為了平衡磁拉力

使馬達正反轉皆可穩定啟動且在理想狀態下馬達於正反轉的相電流在相同轉速

命令下應為相同馬達結構必為對稱型所以轉子與定子齒極數皆應為偶數定子齒極

數一般設計是多於轉子齒極數以增加輸出轉矩降低換相開關頻率[3]因此若馬達

為 m 相Ns為定子齒極數Nr為轉子齒極數設計開關磁阻馬達結構應遵循以下規則

[3]

NS = 2km (2-1)

Nr = NS-2k (2-2)

其中k 為正整數

以上我們瞭解了相數與定子轉子齒極數間的相互關係為了表示方便我們稱呼

一種結構類型的開關磁阻馬達為 m 相 NS Nr極開關磁阻馬達例如一個相數為四相

定子齒極數為 8 個轉子齒極數為 6 個我們就稱其為四相 86 極開關磁阻馬達相數

與齒極數與開關磁阻馬達的性能是成正相關的越多相數和齒極數可減小馬達的轉矩漣

波但增加相數與齒極數勢必增加馬達本體製作及驅動電路的成本與複雜度在價格與

4

性能的考量下一般都選用三相或四相的馬達來開發設計

以下介紹開關磁阻馬達的幾種結構[2345]

1 單相開關磁阻馬達

此種相數的開關磁阻馬達結構驅動電路最為簡單成本低廉很適合使用在

小功率的家電產品上通常採用定子轉子相同的齒極數但因無法自行啟動會

在定子齒極上加上永久磁鐵利用切向磁拉力輔助啟動或者在轉子齒極上嵌入鋁

或銅利用渦流反應輔助啟動如圖 2-1 與圖 2-2 分別為利用永磁輔助動的單相開

關磁阻馬達及利用渦流反應輔助啟動的單相開關磁阻馬達的結構圖

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5]

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5]

2 兩相開關磁阻馬達

永磁

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

II

Development for Switched Reluctance Motor drivers

Student Shih-Tang Lin Advisor Chii-Maw Uang

Department of Electronic Engineering

I-Shou University

ABSTRACT In order to pursue the economical development people unlimitedly squeeze the earth

resource at will for a long time Today the energy shortage problem and the change of the

climate environment have greatly influenced peoplersquos life people realize it has already been

very urgent work that economize on energy and reduce the production of the carbon

The switched reluctance motor has the advantages of the simple structure low cost high

start-torque high efficiency And the engineers can control both the current and voltage of the

motorrsquos coil and the angle of the operation in order to let the SR motor be more powerful So

the SRM may become a suitable candidate to substitute traditional ac motor and play a main

role on energy-saving

In this thesis the SRM driver system based on the low-cost microcontroller will be

provided The driver system is designed to use the Chopped Current Control (CCC)

algorithm and PI algorithm in the low rotational speed district The proposed algorithms can

greatly improve the speed controllability and stability and restrain the value of the current In

the high rotational speed district Angular Position Control (APC) algorithm is used to

improve the torque efficiency

KeywordsSR Motor PI algorithm CCC APC

III

致謝

感謝指導教授汪啟茂教授不厭其煩的提供理論與技術上的指導使

學生受益良多並感謝李彥杰副教授陳志堅副教授對於本論文的指導與

建議感謝鈺順公司提供實驗軟硬體上的幫助

感謝秉杰學長宗憲學長祖盛在研究方面的指導與協助及所有研

究所的同學大家的互相勉勵與鼓勵感謝揮廷同學於研究與事務上的協助

和幫忙

感謝敬愛的父母親的養育之恩在物質上提供一個不虞匱乏的生活環

境並在我面對課業壓力時能給於全力的支持與鼓勵使我能順利的完

成學業並感謝親朋好友提供學業上的建議與鼓勵願將這份榮耀與你們

分享

再次感謝所有幫助我的老師親人朋友們祝福你們身體健康快樂

IV

目錄

摘要 I

ABSTRACT II

致謝 III

目錄 IV

圖表目錄 VI

第一章 緒論 1

1-1 前言 1

1-2 研究動機 1

1-3 論文架構 2

第二章 開關磁阻馬達簡介 3

2-1 開關磁阻馬達的結構 3

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 8

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 11

第三章 開關磁阻馬達控制器原理 17

3-1 前言 17

3-2 功率變換器介紹 18

3-3 轉子位置檢測介紹 23

3-4 電流檢測器 26

3-5 系統控制原理 29

第四章 系統實作與量測 34

4-1 硬體架構 34

4-11 電源供應器設計 35

4-12 功率變換器電路 35

4-13 閘極驅動電路 37

4-14 馬達回授電路 39

4-15 微控制器電路 40

4-2 軟體架構 41

4-21 主程式 41

V

4-22TIMER0 中斷副程式 43

4-23 速度計算模式 43

4-24 轉速命令讀取副程式 44

4-25 控制法則模式 45

4-26 控制訊號輸出模式 46

4-27 速度環與速度運算處理程式 47

4-28 過電流保護副程式 49

4-3 結果測試 51

第五章 結論 53

5-1 研究結論 53

5-2 未來研究方向 53

參考文獻 54

VI

圖表目錄

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5] 5

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5] 5

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達 7

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5] 7

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1] 8

圖 2-10 磁阻力原理示意圖 9

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖 9

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖 10

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁 10

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁 10

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端 11

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖 13

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖 15

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖 16

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖 17

圖 3-2 不對稱半橋型電路 18

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖 19

圖 3-4 雙繞組型電路 19

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向 20

圖 3-6 電容分壓型電路 20

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向 21

圖 3-8 H 橋型電路 22

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式 22

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路 23

VII

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖 23

圖 3-12 光遮斷開關電路架構 24

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 25

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 26

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路 27

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路 28

圖 3-17 過電流比較電路 28

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上 29

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4] 30

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖 31

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖 32

圖 4-1 系統架構圖 34

圖 4-2 系統電源電路 35

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖 35

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25) 36

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25) 36

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計 37

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖 38

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10] 38

圖 4-7 位置檢測電路圖 39

圖 4-8 電流檢測電路圖 40

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖 40

圖 4-10 主程式流程圖 42

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖 43

圖 4-12 速度計算模式流程圖 44

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖 45

圖 4-15 控制模式流程圖 46

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖 47

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖 48

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖 49

VIII

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖 50

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 51

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 51

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 52

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 52

1

第一章 緒論

1-1 前言 溫室效應與能源危機對民生經濟影響日益嚴重政府為此訂定了節能規章希望工

業與民生的電器產品能提高效率以符合節能的要求從洗衣機冷氣機等家電產品

到工業控制機具馬達應用科技帶來人類生活的便利但電動驅動科技大量的應用所

消耗的能源是非常可觀的所以提升現有馬達系統的效率或是設計效率更好的馬達系

統來達到節能省碳的目的是必要的

開關磁阻馬達具有下列幾項優點

1 馬達結構是由導磁材料疊壓而成不具永磁體轉子上無繞線因此具有結構

堅固耐高溫成本低的優點

2 因馬達結構與運轉特性馬達驅動電路的功率元件可與馬達繞線串聯所以跨

於電源兩端且兩個功率元件串聯的電路結構不會發生因上下導通而短路燒

毀的情況驅動電路結構較為簡單且安全性較高

3 開關磁阻馬達驅動系統設計可針對不同的負載環境調整換相角度相電流

大小相電壓大小讓馬達轉速與負載能力能滿足各種馬達驅動應用領域的要

求

1-2 研究動機 因開關磁阻馬達與目前市面上馬達驅動產品所使用的馬達如交流感應馬達直流

有刷與無刷馬達相比之下具有相當的優勢因此引起了國外學者與廠商的注意已經

有不少關於開關磁阻馬達的研究與應用產品問世而在台灣開關磁阻馬達的研究也展

開多年但其應用產品還在萌芽階段本文希望能提出一個價格低廉的開關磁阻馬達驅

動控制器的製作方法未來可根據不同的應用場合調整控制參數使開關磁阻馬達系

統可滿足各種負載環境

2

1-3 論文架構 本文一共分為五章

第一章為緒論分為前言研究動機與論文架構等小節

第二章為開關磁阻馬達簡介介紹了開關磁阻馬達的結構動作原理及數學模型

作為以下章節開關磁阻馬達驅動系統設計參考的依據

第三章為開關磁阻馬達的控制原理此章針對功率變換器位置檢測器電流檢測

器系統控制原理做一個說明將開關磁阻馬達驅動系統軟硬體架構做個

簡單的闡述

第四章為系統實作與量測以硬體結構與軟體結構說明本文控制系統實現的方法

並量測輸出結果

第五章為結論在此章說明研究結論及提出未來研究方向

3

第二章 開關磁阻馬達簡介

2-1 開關磁阻馬達的結構 開關磁阻馬達與步進馬達類似皆為雙凸極的結構即轉子與定子為凸出齒極構

造定子與轉子齒極皆採用導磁材料疊壓而成如矽鋼片因此結構較為堅固耐高溫

開關磁阻馬達的繞線方式為在定子齒極上集中繞線但轉子上無繞線兩個徑向相對的

定子齒極上的線組以串聯的方式組合成一相且通常採用對繞的方式使兩極磁性相

反如此可增加馬達輸出轉矩由於此種繞線方式使得開關磁阻馬達的磁通特性不同

於交流馬達的弦波分佈[12]

開關磁阻馬達轉子與定子數有一定的設計規則轉子數與定子數必定不相等這是

避免轉子與定子有完全重合的機會造成馬達鎖死無法正常連續運轉為了平衡磁拉力

使馬達正反轉皆可穩定啟動且在理想狀態下馬達於正反轉的相電流在相同轉速

命令下應為相同馬達結構必為對稱型所以轉子與定子齒極數皆應為偶數定子齒極

數一般設計是多於轉子齒極數以增加輸出轉矩降低換相開關頻率[3]因此若馬達

為 m 相Ns為定子齒極數Nr為轉子齒極數設計開關磁阻馬達結構應遵循以下規則

[3]

NS = 2km (2-1)

Nr = NS-2k (2-2)

其中k 為正整數

以上我們瞭解了相數與定子轉子齒極數間的相互關係為了表示方便我們稱呼

一種結構類型的開關磁阻馬達為 m 相 NS Nr極開關磁阻馬達例如一個相數為四相

定子齒極數為 8 個轉子齒極數為 6 個我們就稱其為四相 86 極開關磁阻馬達相數

與齒極數與開關磁阻馬達的性能是成正相關的越多相數和齒極數可減小馬達的轉矩漣

波但增加相數與齒極數勢必增加馬達本體製作及驅動電路的成本與複雜度在價格與

4

性能的考量下一般都選用三相或四相的馬達來開發設計

以下介紹開關磁阻馬達的幾種結構[2345]

1 單相開關磁阻馬達

此種相數的開關磁阻馬達結構驅動電路最為簡單成本低廉很適合使用在

小功率的家電產品上通常採用定子轉子相同的齒極數但因無法自行啟動會

在定子齒極上加上永久磁鐵利用切向磁拉力輔助啟動或者在轉子齒極上嵌入鋁

或銅利用渦流反應輔助啟動如圖 2-1 與圖 2-2 分別為利用永磁輔助動的單相開

關磁阻馬達及利用渦流反應輔助啟動的單相開關磁阻馬達的結構圖

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5]

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5]

2 兩相開關磁阻馬達

永磁

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

III

致謝

感謝指導教授汪啟茂教授不厭其煩的提供理論與技術上的指導使

學生受益良多並感謝李彥杰副教授陳志堅副教授對於本論文的指導與

建議感謝鈺順公司提供實驗軟硬體上的幫助

感謝秉杰學長宗憲學長祖盛在研究方面的指導與協助及所有研

究所的同學大家的互相勉勵與鼓勵感謝揮廷同學於研究與事務上的協助

和幫忙

感謝敬愛的父母親的養育之恩在物質上提供一個不虞匱乏的生活環

境並在我面對課業壓力時能給於全力的支持與鼓勵使我能順利的完

成學業並感謝親朋好友提供學業上的建議與鼓勵願將這份榮耀與你們

分享

再次感謝所有幫助我的老師親人朋友們祝福你們身體健康快樂

IV

目錄

摘要 I

ABSTRACT II

致謝 III

目錄 IV

圖表目錄 VI

第一章 緒論 1

1-1 前言 1

1-2 研究動機 1

1-3 論文架構 2

第二章 開關磁阻馬達簡介 3

2-1 開關磁阻馬達的結構 3

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 8

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 11

第三章 開關磁阻馬達控制器原理 17

3-1 前言 17

3-2 功率變換器介紹 18

3-3 轉子位置檢測介紹 23

3-4 電流檢測器 26

3-5 系統控制原理 29

第四章 系統實作與量測 34

4-1 硬體架構 34

4-11 電源供應器設計 35

4-12 功率變換器電路 35

4-13 閘極驅動電路 37

4-14 馬達回授電路 39

4-15 微控制器電路 40

4-2 軟體架構 41

4-21 主程式 41

V

4-22TIMER0 中斷副程式 43

4-23 速度計算模式 43

4-24 轉速命令讀取副程式 44

4-25 控制法則模式 45

4-26 控制訊號輸出模式 46

4-27 速度環與速度運算處理程式 47

4-28 過電流保護副程式 49

4-3 結果測試 51

第五章 結論 53

5-1 研究結論 53

5-2 未來研究方向 53

參考文獻 54

VI

圖表目錄

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5] 5

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5] 5

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達 7

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5] 7

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1] 8

圖 2-10 磁阻力原理示意圖 9

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖 9

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖 10

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁 10

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁 10

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端 11

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖 13

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖 15

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖 16

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖 17

圖 3-2 不對稱半橋型電路 18

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖 19

圖 3-4 雙繞組型電路 19

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向 20

圖 3-6 電容分壓型電路 20

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向 21

圖 3-8 H 橋型電路 22

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式 22

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路 23

VII

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖 23

圖 3-12 光遮斷開關電路架構 24

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 25

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 26

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路 27

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路 28

圖 3-17 過電流比較電路 28

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上 29

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4] 30

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖 31

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖 32

圖 4-1 系統架構圖 34

圖 4-2 系統電源電路 35

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖 35

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25) 36

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25) 36

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計 37

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖 38

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10] 38

圖 4-7 位置檢測電路圖 39

圖 4-8 電流檢測電路圖 40

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖 40

圖 4-10 主程式流程圖 42

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖 43

圖 4-12 速度計算模式流程圖 44

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖 45

圖 4-15 控制模式流程圖 46

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖 47

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖 48

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖 49

VIII

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖 50

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 51

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 51

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 52

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 52

1

第一章 緒論

1-1 前言 溫室效應與能源危機對民生經濟影響日益嚴重政府為此訂定了節能規章希望工

業與民生的電器產品能提高效率以符合節能的要求從洗衣機冷氣機等家電產品

到工業控制機具馬達應用科技帶來人類生活的便利但電動驅動科技大量的應用所

消耗的能源是非常可觀的所以提升現有馬達系統的效率或是設計效率更好的馬達系

統來達到節能省碳的目的是必要的

開關磁阻馬達具有下列幾項優點

1 馬達結構是由導磁材料疊壓而成不具永磁體轉子上無繞線因此具有結構

堅固耐高溫成本低的優點

2 因馬達結構與運轉特性馬達驅動電路的功率元件可與馬達繞線串聯所以跨

於電源兩端且兩個功率元件串聯的電路結構不會發生因上下導通而短路燒

毀的情況驅動電路結構較為簡單且安全性較高

3 開關磁阻馬達驅動系統設計可針對不同的負載環境調整換相角度相電流

大小相電壓大小讓馬達轉速與負載能力能滿足各種馬達驅動應用領域的要

求

1-2 研究動機 因開關磁阻馬達與目前市面上馬達驅動產品所使用的馬達如交流感應馬達直流

有刷與無刷馬達相比之下具有相當的優勢因此引起了國外學者與廠商的注意已經

有不少關於開關磁阻馬達的研究與應用產品問世而在台灣開關磁阻馬達的研究也展

開多年但其應用產品還在萌芽階段本文希望能提出一個價格低廉的開關磁阻馬達驅

動控制器的製作方法未來可根據不同的應用場合調整控制參數使開關磁阻馬達系

統可滿足各種負載環境

2

1-3 論文架構 本文一共分為五章

第一章為緒論分為前言研究動機與論文架構等小節

第二章為開關磁阻馬達簡介介紹了開關磁阻馬達的結構動作原理及數學模型

作為以下章節開關磁阻馬達驅動系統設計參考的依據

第三章為開關磁阻馬達的控制原理此章針對功率變換器位置檢測器電流檢測

器系統控制原理做一個說明將開關磁阻馬達驅動系統軟硬體架構做個

簡單的闡述

第四章為系統實作與量測以硬體結構與軟體結構說明本文控制系統實現的方法

並量測輸出結果

第五章為結論在此章說明研究結論及提出未來研究方向

3

第二章 開關磁阻馬達簡介

2-1 開關磁阻馬達的結構 開關磁阻馬達與步進馬達類似皆為雙凸極的結構即轉子與定子為凸出齒極構

造定子與轉子齒極皆採用導磁材料疊壓而成如矽鋼片因此結構較為堅固耐高溫

開關磁阻馬達的繞線方式為在定子齒極上集中繞線但轉子上無繞線兩個徑向相對的

定子齒極上的線組以串聯的方式組合成一相且通常採用對繞的方式使兩極磁性相

反如此可增加馬達輸出轉矩由於此種繞線方式使得開關磁阻馬達的磁通特性不同

於交流馬達的弦波分佈[12]

開關磁阻馬達轉子與定子數有一定的設計規則轉子數與定子數必定不相等這是

避免轉子與定子有完全重合的機會造成馬達鎖死無法正常連續運轉為了平衡磁拉力

使馬達正反轉皆可穩定啟動且在理想狀態下馬達於正反轉的相電流在相同轉速

命令下應為相同馬達結構必為對稱型所以轉子與定子齒極數皆應為偶數定子齒極

數一般設計是多於轉子齒極數以增加輸出轉矩降低換相開關頻率[3]因此若馬達

為 m 相Ns為定子齒極數Nr為轉子齒極數設計開關磁阻馬達結構應遵循以下規則

[3]

NS = 2km (2-1)

Nr = NS-2k (2-2)

其中k 為正整數

以上我們瞭解了相數與定子轉子齒極數間的相互關係為了表示方便我們稱呼

一種結構類型的開關磁阻馬達為 m 相 NS Nr極開關磁阻馬達例如一個相數為四相

定子齒極數為 8 個轉子齒極數為 6 個我們就稱其為四相 86 極開關磁阻馬達相數

與齒極數與開關磁阻馬達的性能是成正相關的越多相數和齒極數可減小馬達的轉矩漣

波但增加相數與齒極數勢必增加馬達本體製作及驅動電路的成本與複雜度在價格與

4

性能的考量下一般都選用三相或四相的馬達來開發設計

以下介紹開關磁阻馬達的幾種結構[2345]

1 單相開關磁阻馬達

此種相數的開關磁阻馬達結構驅動電路最為簡單成本低廉很適合使用在

小功率的家電產品上通常採用定子轉子相同的齒極數但因無法自行啟動會

在定子齒極上加上永久磁鐵利用切向磁拉力輔助啟動或者在轉子齒極上嵌入鋁

或銅利用渦流反應輔助啟動如圖 2-1 與圖 2-2 分別為利用永磁輔助動的單相開

關磁阻馬達及利用渦流反應輔助啟動的單相開關磁阻馬達的結構圖

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5]

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5]

2 兩相開關磁阻馬達

永磁

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
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IV

目錄

摘要 I

ABSTRACT II

致謝 III

目錄 IV

圖表目錄 VI

第一章 緒論 1

1-1 前言 1

1-2 研究動機 1

1-3 論文架構 2

第二章 開關磁阻馬達簡介 3

2-1 開關磁阻馬達的結構 3

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 8

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 11

第三章 開關磁阻馬達控制器原理 17

3-1 前言 17

3-2 功率變換器介紹 18

3-3 轉子位置檢測介紹 23

3-4 電流檢測器 26

3-5 系統控制原理 29

第四章 系統實作與量測 34

4-1 硬體架構 34

4-11 電源供應器設計 35

4-12 功率變換器電路 35

4-13 閘極驅動電路 37

4-14 馬達回授電路 39

4-15 微控制器電路 40

4-2 軟體架構 41

4-21 主程式 41

V

4-22TIMER0 中斷副程式 43

4-23 速度計算模式 43

4-24 轉速命令讀取副程式 44

4-25 控制法則模式 45

4-26 控制訊號輸出模式 46

4-27 速度環與速度運算處理程式 47

4-28 過電流保護副程式 49

4-3 結果測試 51

第五章 結論 53

5-1 研究結論 53

5-2 未來研究方向 53

參考文獻 54

VI

圖表目錄

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5] 5

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5] 5

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達 7

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5] 7

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1] 8

圖 2-10 磁阻力原理示意圖 9

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖 9

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖 10

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁 10

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁 10

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端 11

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖 13

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖 15

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖 16

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖 17

圖 3-2 不對稱半橋型電路 18

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖 19

圖 3-4 雙繞組型電路 19

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向 20

圖 3-6 電容分壓型電路 20

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向 21

圖 3-8 H 橋型電路 22

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式 22

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路 23

VII

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖 23

圖 3-12 光遮斷開關電路架構 24

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 25

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 26

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路 27

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路 28

圖 3-17 過電流比較電路 28

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上 29

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4] 30

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖 31

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖 32

圖 4-1 系統架構圖 34

圖 4-2 系統電源電路 35

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖 35

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25) 36

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25) 36

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計 37

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖 38

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10] 38

圖 4-7 位置檢測電路圖 39

圖 4-8 電流檢測電路圖 40

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖 40

圖 4-10 主程式流程圖 42

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖 43

圖 4-12 速度計算模式流程圖 44

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖 45

圖 4-15 控制模式流程圖 46

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖 47

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖 48

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖 49

VIII

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖 50

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 51

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 51

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 52

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 52

1

第一章 緒論

1-1 前言 溫室效應與能源危機對民生經濟影響日益嚴重政府為此訂定了節能規章希望工

業與民生的電器產品能提高效率以符合節能的要求從洗衣機冷氣機等家電產品

到工業控制機具馬達應用科技帶來人類生活的便利但電動驅動科技大量的應用所

消耗的能源是非常可觀的所以提升現有馬達系統的效率或是設計效率更好的馬達系

統來達到節能省碳的目的是必要的

開關磁阻馬達具有下列幾項優點

1 馬達結構是由導磁材料疊壓而成不具永磁體轉子上無繞線因此具有結構

堅固耐高溫成本低的優點

2 因馬達結構與運轉特性馬達驅動電路的功率元件可與馬達繞線串聯所以跨

於電源兩端且兩個功率元件串聯的電路結構不會發生因上下導通而短路燒

毀的情況驅動電路結構較為簡單且安全性較高

3 開關磁阻馬達驅動系統設計可針對不同的負載環境調整換相角度相電流

大小相電壓大小讓馬達轉速與負載能力能滿足各種馬達驅動應用領域的要

求

1-2 研究動機 因開關磁阻馬達與目前市面上馬達驅動產品所使用的馬達如交流感應馬達直流

有刷與無刷馬達相比之下具有相當的優勢因此引起了國外學者與廠商的注意已經

有不少關於開關磁阻馬達的研究與應用產品問世而在台灣開關磁阻馬達的研究也展

開多年但其應用產品還在萌芽階段本文希望能提出一個價格低廉的開關磁阻馬達驅

動控制器的製作方法未來可根據不同的應用場合調整控制參數使開關磁阻馬達系

統可滿足各種負載環境

2

1-3 論文架構 本文一共分為五章

第一章為緒論分為前言研究動機與論文架構等小節

第二章為開關磁阻馬達簡介介紹了開關磁阻馬達的結構動作原理及數學模型

作為以下章節開關磁阻馬達驅動系統設計參考的依據

第三章為開關磁阻馬達的控制原理此章針對功率變換器位置檢測器電流檢測

器系統控制原理做一個說明將開關磁阻馬達驅動系統軟硬體架構做個

簡單的闡述

第四章為系統實作與量測以硬體結構與軟體結構說明本文控制系統實現的方法

並量測輸出結果

第五章為結論在此章說明研究結論及提出未來研究方向

3

第二章 開關磁阻馬達簡介

2-1 開關磁阻馬達的結構 開關磁阻馬達與步進馬達類似皆為雙凸極的結構即轉子與定子為凸出齒極構

造定子與轉子齒極皆採用導磁材料疊壓而成如矽鋼片因此結構較為堅固耐高溫

開關磁阻馬達的繞線方式為在定子齒極上集中繞線但轉子上無繞線兩個徑向相對的

定子齒極上的線組以串聯的方式組合成一相且通常採用對繞的方式使兩極磁性相

反如此可增加馬達輸出轉矩由於此種繞線方式使得開關磁阻馬達的磁通特性不同

於交流馬達的弦波分佈[12]

開關磁阻馬達轉子與定子數有一定的設計規則轉子數與定子數必定不相等這是

避免轉子與定子有完全重合的機會造成馬達鎖死無法正常連續運轉為了平衡磁拉力

使馬達正反轉皆可穩定啟動且在理想狀態下馬達於正反轉的相電流在相同轉速

命令下應為相同馬達結構必為對稱型所以轉子與定子齒極數皆應為偶數定子齒極

數一般設計是多於轉子齒極數以增加輸出轉矩降低換相開關頻率[3]因此若馬達

為 m 相Ns為定子齒極數Nr為轉子齒極數設計開關磁阻馬達結構應遵循以下規則

[3]

NS = 2km (2-1)

Nr = NS-2k (2-2)

其中k 為正整數

以上我們瞭解了相數與定子轉子齒極數間的相互關係為了表示方便我們稱呼

一種結構類型的開關磁阻馬達為 m 相 NS Nr極開關磁阻馬達例如一個相數為四相

定子齒極數為 8 個轉子齒極數為 6 個我們就稱其為四相 86 極開關磁阻馬達相數

與齒極數與開關磁阻馬達的性能是成正相關的越多相數和齒極數可減小馬達的轉矩漣

波但增加相數與齒極數勢必增加馬達本體製作及驅動電路的成本與複雜度在價格與

4

性能的考量下一般都選用三相或四相的馬達來開發設計

以下介紹開關磁阻馬達的幾種結構[2345]

1 單相開關磁阻馬達

此種相數的開關磁阻馬達結構驅動電路最為簡單成本低廉很適合使用在

小功率的家電產品上通常採用定子轉子相同的齒極數但因無法自行啟動會

在定子齒極上加上永久磁鐵利用切向磁拉力輔助啟動或者在轉子齒極上嵌入鋁

或銅利用渦流反應輔助啟動如圖 2-1 與圖 2-2 分別為利用永磁輔助動的單相開

關磁阻馬達及利用渦流反應輔助啟動的單相開關磁阻馬達的結構圖

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5]

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5]

2 兩相開關磁阻馬達

永磁

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

V

4-22TIMER0 中斷副程式 43

4-23 速度計算模式 43

4-24 轉速命令讀取副程式 44

4-25 控制法則模式 45

4-26 控制訊號輸出模式 46

4-27 速度環與速度運算處理程式 47

4-28 過電流保護副程式 49

4-3 結果測試 51

第五章 結論 53

5-1 研究結論 53

5-2 未來研究方向 53

參考文獻 54

VI

圖表目錄

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5] 5

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5] 5

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達 7

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5] 7

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1] 8

圖 2-10 磁阻力原理示意圖 9

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖 9

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖 10

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁 10

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁 10

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端 11

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖 13

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖 15

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖 16

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖 17

圖 3-2 不對稱半橋型電路 18

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖 19

圖 3-4 雙繞組型電路 19

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向 20

圖 3-6 電容分壓型電路 20

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向 21

圖 3-8 H 橋型電路 22

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式 22

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路 23

VII

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖 23

圖 3-12 光遮斷開關電路架構 24

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 25

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 26

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路 27

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路 28

圖 3-17 過電流比較電路 28

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上 29

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4] 30

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖 31

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖 32

圖 4-1 系統架構圖 34

圖 4-2 系統電源電路 35

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖 35

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25) 36

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25) 36

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計 37

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖 38

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10] 38

圖 4-7 位置檢測電路圖 39

圖 4-8 電流檢測電路圖 40

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖 40

圖 4-10 主程式流程圖 42

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖 43

圖 4-12 速度計算模式流程圖 44

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖 45

圖 4-15 控制模式流程圖 46

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖 47

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖 48

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖 49

VIII

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖 50

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 51

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 51

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 52

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 52

1

第一章 緒論

1-1 前言 溫室效應與能源危機對民生經濟影響日益嚴重政府為此訂定了節能規章希望工

業與民生的電器產品能提高效率以符合節能的要求從洗衣機冷氣機等家電產品

到工業控制機具馬達應用科技帶來人類生活的便利但電動驅動科技大量的應用所

消耗的能源是非常可觀的所以提升現有馬達系統的效率或是設計效率更好的馬達系

統來達到節能省碳的目的是必要的

開關磁阻馬達具有下列幾項優點

1 馬達結構是由導磁材料疊壓而成不具永磁體轉子上無繞線因此具有結構

堅固耐高溫成本低的優點

2 因馬達結構與運轉特性馬達驅動電路的功率元件可與馬達繞線串聯所以跨

於電源兩端且兩個功率元件串聯的電路結構不會發生因上下導通而短路燒

毀的情況驅動電路結構較為簡單且安全性較高

3 開關磁阻馬達驅動系統設計可針對不同的負載環境調整換相角度相電流

大小相電壓大小讓馬達轉速與負載能力能滿足各種馬達驅動應用領域的要

求

1-2 研究動機 因開關磁阻馬達與目前市面上馬達驅動產品所使用的馬達如交流感應馬達直流

有刷與無刷馬達相比之下具有相當的優勢因此引起了國外學者與廠商的注意已經

有不少關於開關磁阻馬達的研究與應用產品問世而在台灣開關磁阻馬達的研究也展

開多年但其應用產品還在萌芽階段本文希望能提出一個價格低廉的開關磁阻馬達驅

動控制器的製作方法未來可根據不同的應用場合調整控制參數使開關磁阻馬達系

統可滿足各種負載環境

2

1-3 論文架構 本文一共分為五章

第一章為緒論分為前言研究動機與論文架構等小節

第二章為開關磁阻馬達簡介介紹了開關磁阻馬達的結構動作原理及數學模型

作為以下章節開關磁阻馬達驅動系統設計參考的依據

第三章為開關磁阻馬達的控制原理此章針對功率變換器位置檢測器電流檢測

器系統控制原理做一個說明將開關磁阻馬達驅動系統軟硬體架構做個

簡單的闡述

第四章為系統實作與量測以硬體結構與軟體結構說明本文控制系統實現的方法

並量測輸出結果

第五章為結論在此章說明研究結論及提出未來研究方向

3

第二章 開關磁阻馬達簡介

2-1 開關磁阻馬達的結構 開關磁阻馬達與步進馬達類似皆為雙凸極的結構即轉子與定子為凸出齒極構

造定子與轉子齒極皆採用導磁材料疊壓而成如矽鋼片因此結構較為堅固耐高溫

開關磁阻馬達的繞線方式為在定子齒極上集中繞線但轉子上無繞線兩個徑向相對的

定子齒極上的線組以串聯的方式組合成一相且通常採用對繞的方式使兩極磁性相

反如此可增加馬達輸出轉矩由於此種繞線方式使得開關磁阻馬達的磁通特性不同

於交流馬達的弦波分佈[12]

開關磁阻馬達轉子與定子數有一定的設計規則轉子數與定子數必定不相等這是

避免轉子與定子有完全重合的機會造成馬達鎖死無法正常連續運轉為了平衡磁拉力

使馬達正反轉皆可穩定啟動且在理想狀態下馬達於正反轉的相電流在相同轉速

命令下應為相同馬達結構必為對稱型所以轉子與定子齒極數皆應為偶數定子齒極

數一般設計是多於轉子齒極數以增加輸出轉矩降低換相開關頻率[3]因此若馬達

為 m 相Ns為定子齒極數Nr為轉子齒極數設計開關磁阻馬達結構應遵循以下規則

[3]

NS = 2km (2-1)

Nr = NS-2k (2-2)

其中k 為正整數

以上我們瞭解了相數與定子轉子齒極數間的相互關係為了表示方便我們稱呼

一種結構類型的開關磁阻馬達為 m 相 NS Nr極開關磁阻馬達例如一個相數為四相

定子齒極數為 8 個轉子齒極數為 6 個我們就稱其為四相 86 極開關磁阻馬達相數

與齒極數與開關磁阻馬達的性能是成正相關的越多相數和齒極數可減小馬達的轉矩漣

波但增加相數與齒極數勢必增加馬達本體製作及驅動電路的成本與複雜度在價格與

4

性能的考量下一般都選用三相或四相的馬達來開發設計

以下介紹開關磁阻馬達的幾種結構[2345]

1 單相開關磁阻馬達

此種相數的開關磁阻馬達結構驅動電路最為簡單成本低廉很適合使用在

小功率的家電產品上通常採用定子轉子相同的齒極數但因無法自行啟動會

在定子齒極上加上永久磁鐵利用切向磁拉力輔助啟動或者在轉子齒極上嵌入鋁

或銅利用渦流反應輔助啟動如圖 2-1 與圖 2-2 分別為利用永磁輔助動的單相開

關磁阻馬達及利用渦流反應輔助啟動的單相開關磁阻馬達的結構圖

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5]

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5]

2 兩相開關磁阻馬達

永磁

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

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[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

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ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

VI

圖表目錄

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5] 4

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5] 5

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5] 5

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5] 6

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達 7

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5] 7

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1] 8

圖 2-10 磁阻力原理示意圖 9

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖 9

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖 10

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁 10

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁 10

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端 11

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖 13

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖 15

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖 16

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖 17

圖 3-2 不對稱半橋型電路 18

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖 19

圖 3-4 雙繞組型電路 19

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向 20

圖 3-6 電容分壓型電路 20

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向 21

圖 3-8 H 橋型電路 22

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式 22

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路 23

VII

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖 23

圖 3-12 光遮斷開關電路架構 24

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 25

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 26

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路 27

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路 28

圖 3-17 過電流比較電路 28

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上 29

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4] 30

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖 31

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖 32

圖 4-1 系統架構圖 34

圖 4-2 系統電源電路 35

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖 35

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25) 36

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25) 36

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計 37

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖 38

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10] 38

圖 4-7 位置檢測電路圖 39

圖 4-8 電流檢測電路圖 40

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖 40

圖 4-10 主程式流程圖 42

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖 43

圖 4-12 速度計算模式流程圖 44

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖 45

圖 4-15 控制模式流程圖 46

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖 47

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖 48

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖 49

VIII

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖 50

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 51

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 51

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 52

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 52

1

第一章 緒論

1-1 前言 溫室效應與能源危機對民生經濟影響日益嚴重政府為此訂定了節能規章希望工

業與民生的電器產品能提高效率以符合節能的要求從洗衣機冷氣機等家電產品

到工業控制機具馬達應用科技帶來人類生活的便利但電動驅動科技大量的應用所

消耗的能源是非常可觀的所以提升現有馬達系統的效率或是設計效率更好的馬達系

統來達到節能省碳的目的是必要的

開關磁阻馬達具有下列幾項優點

1 馬達結構是由導磁材料疊壓而成不具永磁體轉子上無繞線因此具有結構

堅固耐高溫成本低的優點

2 因馬達結構與運轉特性馬達驅動電路的功率元件可與馬達繞線串聯所以跨

於電源兩端且兩個功率元件串聯的電路結構不會發生因上下導通而短路燒

毀的情況驅動電路結構較為簡單且安全性較高

3 開關磁阻馬達驅動系統設計可針對不同的負載環境調整換相角度相電流

大小相電壓大小讓馬達轉速與負載能力能滿足各種馬達驅動應用領域的要

求

1-2 研究動機 因開關磁阻馬達與目前市面上馬達驅動產品所使用的馬達如交流感應馬達直流

有刷與無刷馬達相比之下具有相當的優勢因此引起了國外學者與廠商的注意已經

有不少關於開關磁阻馬達的研究與應用產品問世而在台灣開關磁阻馬達的研究也展

開多年但其應用產品還在萌芽階段本文希望能提出一個價格低廉的開關磁阻馬達驅

動控制器的製作方法未來可根據不同的應用場合調整控制參數使開關磁阻馬達系

統可滿足各種負載環境

2

1-3 論文架構 本文一共分為五章

第一章為緒論分為前言研究動機與論文架構等小節

第二章為開關磁阻馬達簡介介紹了開關磁阻馬達的結構動作原理及數學模型

作為以下章節開關磁阻馬達驅動系統設計參考的依據

第三章為開關磁阻馬達的控制原理此章針對功率變換器位置檢測器電流檢測

器系統控制原理做一個說明將開關磁阻馬達驅動系統軟硬體架構做個

簡單的闡述

第四章為系統實作與量測以硬體結構與軟體結構說明本文控制系統實現的方法

並量測輸出結果

第五章為結論在此章說明研究結論及提出未來研究方向

3

第二章 開關磁阻馬達簡介

2-1 開關磁阻馬達的結構 開關磁阻馬達與步進馬達類似皆為雙凸極的結構即轉子與定子為凸出齒極構

造定子與轉子齒極皆採用導磁材料疊壓而成如矽鋼片因此結構較為堅固耐高溫

開關磁阻馬達的繞線方式為在定子齒極上集中繞線但轉子上無繞線兩個徑向相對的

定子齒極上的線組以串聯的方式組合成一相且通常採用對繞的方式使兩極磁性相

反如此可增加馬達輸出轉矩由於此種繞線方式使得開關磁阻馬達的磁通特性不同

於交流馬達的弦波分佈[12]

開關磁阻馬達轉子與定子數有一定的設計規則轉子數與定子數必定不相等這是

避免轉子與定子有完全重合的機會造成馬達鎖死無法正常連續運轉為了平衡磁拉力

使馬達正反轉皆可穩定啟動且在理想狀態下馬達於正反轉的相電流在相同轉速

命令下應為相同馬達結構必為對稱型所以轉子與定子齒極數皆應為偶數定子齒極

數一般設計是多於轉子齒極數以增加輸出轉矩降低換相開關頻率[3]因此若馬達

為 m 相Ns為定子齒極數Nr為轉子齒極數設計開關磁阻馬達結構應遵循以下規則

[3]

NS = 2km (2-1)

Nr = NS-2k (2-2)

其中k 為正整數

以上我們瞭解了相數與定子轉子齒極數間的相互關係為了表示方便我們稱呼

一種結構類型的開關磁阻馬達為 m 相 NS Nr極開關磁阻馬達例如一個相數為四相

定子齒極數為 8 個轉子齒極數為 6 個我們就稱其為四相 86 極開關磁阻馬達相數

與齒極數與開關磁阻馬達的性能是成正相關的越多相數和齒極數可減小馬達的轉矩漣

波但增加相數與齒極數勢必增加馬達本體製作及驅動電路的成本與複雜度在價格與

4

性能的考量下一般都選用三相或四相的馬達來開發設計

以下介紹開關磁阻馬達的幾種結構[2345]

1 單相開關磁阻馬達

此種相數的開關磁阻馬達結構驅動電路最為簡單成本低廉很適合使用在

小功率的家電產品上通常採用定子轉子相同的齒極數但因無法自行啟動會

在定子齒極上加上永久磁鐵利用切向磁拉力輔助啟動或者在轉子齒極上嵌入鋁

或銅利用渦流反應輔助啟動如圖 2-1 與圖 2-2 分別為利用永磁輔助動的單相開

關磁阻馬達及利用渦流反應輔助啟動的單相開關磁阻馬達的結構圖

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5]

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5]

2 兩相開關磁阻馬達

永磁

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

VII

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖 23

圖 3-12 光遮斷開關電路架構 24

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 25

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖 26

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路 27

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路 28

圖 3-17 過電流比較電路 28

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上 29

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4] 30

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖 31

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖 32

圖 4-1 系統架構圖 34

圖 4-2 系統電源電路 35

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖 35

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25) 36

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25) 36

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計 37

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖 38

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10] 38

圖 4-7 位置檢測電路圖 39

圖 4-8 電流檢測電路圖 40

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖 40

圖 4-10 主程式流程圖 42

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖 43

圖 4-12 速度計算模式流程圖 44

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖 45

圖 4-15 控制模式流程圖 46

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖 47

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖 48

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖 49

VIII

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖 50

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 51

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 51

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 52

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 52

1

第一章 緒論

1-1 前言 溫室效應與能源危機對民生經濟影響日益嚴重政府為此訂定了節能規章希望工

業與民生的電器產品能提高效率以符合節能的要求從洗衣機冷氣機等家電產品

到工業控制機具馬達應用科技帶來人類生活的便利但電動驅動科技大量的應用所

消耗的能源是非常可觀的所以提升現有馬達系統的效率或是設計效率更好的馬達系

統來達到節能省碳的目的是必要的

開關磁阻馬達具有下列幾項優點

1 馬達結構是由導磁材料疊壓而成不具永磁體轉子上無繞線因此具有結構

堅固耐高溫成本低的優點

2 因馬達結構與運轉特性馬達驅動電路的功率元件可與馬達繞線串聯所以跨

於電源兩端且兩個功率元件串聯的電路結構不會發生因上下導通而短路燒

毀的情況驅動電路結構較為簡單且安全性較高

3 開關磁阻馬達驅動系統設計可針對不同的負載環境調整換相角度相電流

大小相電壓大小讓馬達轉速與負載能力能滿足各種馬達驅動應用領域的要

求

1-2 研究動機 因開關磁阻馬達與目前市面上馬達驅動產品所使用的馬達如交流感應馬達直流

有刷與無刷馬達相比之下具有相當的優勢因此引起了國外學者與廠商的注意已經

有不少關於開關磁阻馬達的研究與應用產品問世而在台灣開關磁阻馬達的研究也展

開多年但其應用產品還在萌芽階段本文希望能提出一個價格低廉的開關磁阻馬達驅

動控制器的製作方法未來可根據不同的應用場合調整控制參數使開關磁阻馬達系

統可滿足各種負載環境

2

1-3 論文架構 本文一共分為五章

第一章為緒論分為前言研究動機與論文架構等小節

第二章為開關磁阻馬達簡介介紹了開關磁阻馬達的結構動作原理及數學模型

作為以下章節開關磁阻馬達驅動系統設計參考的依據

第三章為開關磁阻馬達的控制原理此章針對功率變換器位置檢測器電流檢測

器系統控制原理做一個說明將開關磁阻馬達驅動系統軟硬體架構做個

簡單的闡述

第四章為系統實作與量測以硬體結構與軟體結構說明本文控制系統實現的方法

並量測輸出結果

第五章為結論在此章說明研究結論及提出未來研究方向

3

第二章 開關磁阻馬達簡介

2-1 開關磁阻馬達的結構 開關磁阻馬達與步進馬達類似皆為雙凸極的結構即轉子與定子為凸出齒極構

造定子與轉子齒極皆採用導磁材料疊壓而成如矽鋼片因此結構較為堅固耐高溫

開關磁阻馬達的繞線方式為在定子齒極上集中繞線但轉子上無繞線兩個徑向相對的

定子齒極上的線組以串聯的方式組合成一相且通常採用對繞的方式使兩極磁性相

反如此可增加馬達輸出轉矩由於此種繞線方式使得開關磁阻馬達的磁通特性不同

於交流馬達的弦波分佈[12]

開關磁阻馬達轉子與定子數有一定的設計規則轉子數與定子數必定不相等這是

避免轉子與定子有完全重合的機會造成馬達鎖死無法正常連續運轉為了平衡磁拉力

使馬達正反轉皆可穩定啟動且在理想狀態下馬達於正反轉的相電流在相同轉速

命令下應為相同馬達結構必為對稱型所以轉子與定子齒極數皆應為偶數定子齒極

數一般設計是多於轉子齒極數以增加輸出轉矩降低換相開關頻率[3]因此若馬達

為 m 相Ns為定子齒極數Nr為轉子齒極數設計開關磁阻馬達結構應遵循以下規則

[3]

NS = 2km (2-1)

Nr = NS-2k (2-2)

其中k 為正整數

以上我們瞭解了相數與定子轉子齒極數間的相互關係為了表示方便我們稱呼

一種結構類型的開關磁阻馬達為 m 相 NS Nr極開關磁阻馬達例如一個相數為四相

定子齒極數為 8 個轉子齒極數為 6 個我們就稱其為四相 86 極開關磁阻馬達相數

與齒極數與開關磁阻馬達的性能是成正相關的越多相數和齒極數可減小馬達的轉矩漣

波但增加相數與齒極數勢必增加馬達本體製作及驅動電路的成本與複雜度在價格與

4

性能的考量下一般都選用三相或四相的馬達來開發設計

以下介紹開關磁阻馬達的幾種結構[2345]

1 單相開關磁阻馬達

此種相數的開關磁阻馬達結構驅動電路最為簡單成本低廉很適合使用在

小功率的家電產品上通常採用定子轉子相同的齒極數但因無法自行啟動會

在定子齒極上加上永久磁鐵利用切向磁拉力輔助啟動或者在轉子齒極上嵌入鋁

或銅利用渦流反應輔助啟動如圖 2-1 與圖 2-2 分別為利用永磁輔助動的單相開

關磁阻馬達及利用渦流反應輔助啟動的單相開關磁阻馬達的結構圖

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5]

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5]

2 兩相開關磁阻馬達

永磁

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

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VIII

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖 50

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 51

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 51

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表 52

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形 52

1

第一章 緒論

1-1 前言 溫室效應與能源危機對民生經濟影響日益嚴重政府為此訂定了節能規章希望工

業與民生的電器產品能提高效率以符合節能的要求從洗衣機冷氣機等家電產品

到工業控制機具馬達應用科技帶來人類生活的便利但電動驅動科技大量的應用所

消耗的能源是非常可觀的所以提升現有馬達系統的效率或是設計效率更好的馬達系

統來達到節能省碳的目的是必要的

開關磁阻馬達具有下列幾項優點

1 馬達結構是由導磁材料疊壓而成不具永磁體轉子上無繞線因此具有結構

堅固耐高溫成本低的優點

2 因馬達結構與運轉特性馬達驅動電路的功率元件可與馬達繞線串聯所以跨

於電源兩端且兩個功率元件串聯的電路結構不會發生因上下導通而短路燒

毀的情況驅動電路結構較為簡單且安全性較高

3 開關磁阻馬達驅動系統設計可針對不同的負載環境調整換相角度相電流

大小相電壓大小讓馬達轉速與負載能力能滿足各種馬達驅動應用領域的要

求

1-2 研究動機 因開關磁阻馬達與目前市面上馬達驅動產品所使用的馬達如交流感應馬達直流

有刷與無刷馬達相比之下具有相當的優勢因此引起了國外學者與廠商的注意已經

有不少關於開關磁阻馬達的研究與應用產品問世而在台灣開關磁阻馬達的研究也展

開多年但其應用產品還在萌芽階段本文希望能提出一個價格低廉的開關磁阻馬達驅

動控制器的製作方法未來可根據不同的應用場合調整控制參數使開關磁阻馬達系

統可滿足各種負載環境

2

1-3 論文架構 本文一共分為五章

第一章為緒論分為前言研究動機與論文架構等小節

第二章為開關磁阻馬達簡介介紹了開關磁阻馬達的結構動作原理及數學模型

作為以下章節開關磁阻馬達驅動系統設計參考的依據

第三章為開關磁阻馬達的控制原理此章針對功率變換器位置檢測器電流檢測

器系統控制原理做一個說明將開關磁阻馬達驅動系統軟硬體架構做個

簡單的闡述

第四章為系統實作與量測以硬體結構與軟體結構說明本文控制系統實現的方法

並量測輸出結果

第五章為結論在此章說明研究結論及提出未來研究方向

3

第二章 開關磁阻馬達簡介

2-1 開關磁阻馬達的結構 開關磁阻馬達與步進馬達類似皆為雙凸極的結構即轉子與定子為凸出齒極構

造定子與轉子齒極皆採用導磁材料疊壓而成如矽鋼片因此結構較為堅固耐高溫

開關磁阻馬達的繞線方式為在定子齒極上集中繞線但轉子上無繞線兩個徑向相對的

定子齒極上的線組以串聯的方式組合成一相且通常採用對繞的方式使兩極磁性相

反如此可增加馬達輸出轉矩由於此種繞線方式使得開關磁阻馬達的磁通特性不同

於交流馬達的弦波分佈[12]

開關磁阻馬達轉子與定子數有一定的設計規則轉子數與定子數必定不相等這是

避免轉子與定子有完全重合的機會造成馬達鎖死無法正常連續運轉為了平衡磁拉力

使馬達正反轉皆可穩定啟動且在理想狀態下馬達於正反轉的相電流在相同轉速

命令下應為相同馬達結構必為對稱型所以轉子與定子齒極數皆應為偶數定子齒極

數一般設計是多於轉子齒極數以增加輸出轉矩降低換相開關頻率[3]因此若馬達

為 m 相Ns為定子齒極數Nr為轉子齒極數設計開關磁阻馬達結構應遵循以下規則

[3]

NS = 2km (2-1)

Nr = NS-2k (2-2)

其中k 為正整數

以上我們瞭解了相數與定子轉子齒極數間的相互關係為了表示方便我們稱呼

一種結構類型的開關磁阻馬達為 m 相 NS Nr極開關磁阻馬達例如一個相數為四相

定子齒極數為 8 個轉子齒極數為 6 個我們就稱其為四相 86 極開關磁阻馬達相數

與齒極數與開關磁阻馬達的性能是成正相關的越多相數和齒極數可減小馬達的轉矩漣

波但增加相數與齒極數勢必增加馬達本體製作及驅動電路的成本與複雜度在價格與

4

性能的考量下一般都選用三相或四相的馬達來開發設計

以下介紹開關磁阻馬達的幾種結構[2345]

1 單相開關磁阻馬達

此種相數的開關磁阻馬達結構驅動電路最為簡單成本低廉很適合使用在

小功率的家電產品上通常採用定子轉子相同的齒極數但因無法自行啟動會

在定子齒極上加上永久磁鐵利用切向磁拉力輔助啟動或者在轉子齒極上嵌入鋁

或銅利用渦流反應輔助啟動如圖 2-1 與圖 2-2 分別為利用永磁輔助動的單相開

關磁阻馬達及利用渦流反應輔助啟動的單相開關磁阻馬達的結構圖

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5]

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5]

2 兩相開關磁阻馬達

永磁

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

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[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

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[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

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ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

1

第一章 緒論

1-1 前言 溫室效應與能源危機對民生經濟影響日益嚴重政府為此訂定了節能規章希望工

業與民生的電器產品能提高效率以符合節能的要求從洗衣機冷氣機等家電產品

到工業控制機具馬達應用科技帶來人類生活的便利但電動驅動科技大量的應用所

消耗的能源是非常可觀的所以提升現有馬達系統的效率或是設計效率更好的馬達系

統來達到節能省碳的目的是必要的

開關磁阻馬達具有下列幾項優點

1 馬達結構是由導磁材料疊壓而成不具永磁體轉子上無繞線因此具有結構

堅固耐高溫成本低的優點

2 因馬達結構與運轉特性馬達驅動電路的功率元件可與馬達繞線串聯所以跨

於電源兩端且兩個功率元件串聯的電路結構不會發生因上下導通而短路燒

毀的情況驅動電路結構較為簡單且安全性較高

3 開關磁阻馬達驅動系統設計可針對不同的負載環境調整換相角度相電流

大小相電壓大小讓馬達轉速與負載能力能滿足各種馬達驅動應用領域的要

求

1-2 研究動機 因開關磁阻馬達與目前市面上馬達驅動產品所使用的馬達如交流感應馬達直流

有刷與無刷馬達相比之下具有相當的優勢因此引起了國外學者與廠商的注意已經

有不少關於開關磁阻馬達的研究與應用產品問世而在台灣開關磁阻馬達的研究也展

開多年但其應用產品還在萌芽階段本文希望能提出一個價格低廉的開關磁阻馬達驅

動控制器的製作方法未來可根據不同的應用場合調整控制參數使開關磁阻馬達系

統可滿足各種負載環境

2

1-3 論文架構 本文一共分為五章

第一章為緒論分為前言研究動機與論文架構等小節

第二章為開關磁阻馬達簡介介紹了開關磁阻馬達的結構動作原理及數學模型

作為以下章節開關磁阻馬達驅動系統設計參考的依據

第三章為開關磁阻馬達的控制原理此章針對功率變換器位置檢測器電流檢測

器系統控制原理做一個說明將開關磁阻馬達驅動系統軟硬體架構做個

簡單的闡述

第四章為系統實作與量測以硬體結構與軟體結構說明本文控制系統實現的方法

並量測輸出結果

第五章為結論在此章說明研究結論及提出未來研究方向

3

第二章 開關磁阻馬達簡介

2-1 開關磁阻馬達的結構 開關磁阻馬達與步進馬達類似皆為雙凸極的結構即轉子與定子為凸出齒極構

造定子與轉子齒極皆採用導磁材料疊壓而成如矽鋼片因此結構較為堅固耐高溫

開關磁阻馬達的繞線方式為在定子齒極上集中繞線但轉子上無繞線兩個徑向相對的

定子齒極上的線組以串聯的方式組合成一相且通常採用對繞的方式使兩極磁性相

反如此可增加馬達輸出轉矩由於此種繞線方式使得開關磁阻馬達的磁通特性不同

於交流馬達的弦波分佈[12]

開關磁阻馬達轉子與定子數有一定的設計規則轉子數與定子數必定不相等這是

避免轉子與定子有完全重合的機會造成馬達鎖死無法正常連續運轉為了平衡磁拉力

使馬達正反轉皆可穩定啟動且在理想狀態下馬達於正反轉的相電流在相同轉速

命令下應為相同馬達結構必為對稱型所以轉子與定子齒極數皆應為偶數定子齒極

數一般設計是多於轉子齒極數以增加輸出轉矩降低換相開關頻率[3]因此若馬達

為 m 相Ns為定子齒極數Nr為轉子齒極數設計開關磁阻馬達結構應遵循以下規則

[3]

NS = 2km (2-1)

Nr = NS-2k (2-2)

其中k 為正整數

以上我們瞭解了相數與定子轉子齒極數間的相互關係為了表示方便我們稱呼

一種結構類型的開關磁阻馬達為 m 相 NS Nr極開關磁阻馬達例如一個相數為四相

定子齒極數為 8 個轉子齒極數為 6 個我們就稱其為四相 86 極開關磁阻馬達相數

與齒極數與開關磁阻馬達的性能是成正相關的越多相數和齒極數可減小馬達的轉矩漣

波但增加相數與齒極數勢必增加馬達本體製作及驅動電路的成本與複雜度在價格與

4

性能的考量下一般都選用三相或四相的馬達來開發設計

以下介紹開關磁阻馬達的幾種結構[2345]

1 單相開關磁阻馬達

此種相數的開關磁阻馬達結構驅動電路最為簡單成本低廉很適合使用在

小功率的家電產品上通常採用定子轉子相同的齒極數但因無法自行啟動會

在定子齒極上加上永久磁鐵利用切向磁拉力輔助啟動或者在轉子齒極上嵌入鋁

或銅利用渦流反應輔助啟動如圖 2-1 與圖 2-2 分別為利用永磁輔助動的單相開

關磁阻馬達及利用渦流反應輔助啟動的單相開關磁阻馬達的結構圖

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5]

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5]

2 兩相開關磁阻馬達

永磁

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

2

1-3 論文架構 本文一共分為五章

第一章為緒論分為前言研究動機與論文架構等小節

第二章為開關磁阻馬達簡介介紹了開關磁阻馬達的結構動作原理及數學模型

作為以下章節開關磁阻馬達驅動系統設計參考的依據

第三章為開關磁阻馬達的控制原理此章針對功率變換器位置檢測器電流檢測

器系統控制原理做一個說明將開關磁阻馬達驅動系統軟硬體架構做個

簡單的闡述

第四章為系統實作與量測以硬體結構與軟體結構說明本文控制系統實現的方法

並量測輸出結果

第五章為結論在此章說明研究結論及提出未來研究方向

3

第二章 開關磁阻馬達簡介

2-1 開關磁阻馬達的結構 開關磁阻馬達與步進馬達類似皆為雙凸極的結構即轉子與定子為凸出齒極構

造定子與轉子齒極皆採用導磁材料疊壓而成如矽鋼片因此結構較為堅固耐高溫

開關磁阻馬達的繞線方式為在定子齒極上集中繞線但轉子上無繞線兩個徑向相對的

定子齒極上的線組以串聯的方式組合成一相且通常採用對繞的方式使兩極磁性相

反如此可增加馬達輸出轉矩由於此種繞線方式使得開關磁阻馬達的磁通特性不同

於交流馬達的弦波分佈[12]

開關磁阻馬達轉子與定子數有一定的設計規則轉子數與定子數必定不相等這是

避免轉子與定子有完全重合的機會造成馬達鎖死無法正常連續運轉為了平衡磁拉力

使馬達正反轉皆可穩定啟動且在理想狀態下馬達於正反轉的相電流在相同轉速

命令下應為相同馬達結構必為對稱型所以轉子與定子齒極數皆應為偶數定子齒極

數一般設計是多於轉子齒極數以增加輸出轉矩降低換相開關頻率[3]因此若馬達

為 m 相Ns為定子齒極數Nr為轉子齒極數設計開關磁阻馬達結構應遵循以下規則

[3]

NS = 2km (2-1)

Nr = NS-2k (2-2)

其中k 為正整數

以上我們瞭解了相數與定子轉子齒極數間的相互關係為了表示方便我們稱呼

一種結構類型的開關磁阻馬達為 m 相 NS Nr極開關磁阻馬達例如一個相數為四相

定子齒極數為 8 個轉子齒極數為 6 個我們就稱其為四相 86 極開關磁阻馬達相數

與齒極數與開關磁阻馬達的性能是成正相關的越多相數和齒極數可減小馬達的轉矩漣

波但增加相數與齒極數勢必增加馬達本體製作及驅動電路的成本與複雜度在價格與

4

性能的考量下一般都選用三相或四相的馬達來開發設計

以下介紹開關磁阻馬達的幾種結構[2345]

1 單相開關磁阻馬達

此種相數的開關磁阻馬達結構驅動電路最為簡單成本低廉很適合使用在

小功率的家電產品上通常採用定子轉子相同的齒極數但因無法自行啟動會

在定子齒極上加上永久磁鐵利用切向磁拉力輔助啟動或者在轉子齒極上嵌入鋁

或銅利用渦流反應輔助啟動如圖 2-1 與圖 2-2 分別為利用永磁輔助動的單相開

關磁阻馬達及利用渦流反應輔助啟動的單相開關磁阻馬達的結構圖

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5]

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5]

2 兩相開關磁阻馬達

永磁

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

3

第二章 開關磁阻馬達簡介

2-1 開關磁阻馬達的結構 開關磁阻馬達與步進馬達類似皆為雙凸極的結構即轉子與定子為凸出齒極構

造定子與轉子齒極皆採用導磁材料疊壓而成如矽鋼片因此結構較為堅固耐高溫

開關磁阻馬達的繞線方式為在定子齒極上集中繞線但轉子上無繞線兩個徑向相對的

定子齒極上的線組以串聯的方式組合成一相且通常採用對繞的方式使兩極磁性相

反如此可增加馬達輸出轉矩由於此種繞線方式使得開關磁阻馬達的磁通特性不同

於交流馬達的弦波分佈[12]

開關磁阻馬達轉子與定子數有一定的設計規則轉子數與定子數必定不相等這是

避免轉子與定子有完全重合的機會造成馬達鎖死無法正常連續運轉為了平衡磁拉力

使馬達正反轉皆可穩定啟動且在理想狀態下馬達於正反轉的相電流在相同轉速

命令下應為相同馬達結構必為對稱型所以轉子與定子齒極數皆應為偶數定子齒極

數一般設計是多於轉子齒極數以增加輸出轉矩降低換相開關頻率[3]因此若馬達

為 m 相Ns為定子齒極數Nr為轉子齒極數設計開關磁阻馬達結構應遵循以下規則

[3]

NS = 2km (2-1)

Nr = NS-2k (2-2)

其中k 為正整數

以上我們瞭解了相數與定子轉子齒極數間的相互關係為了表示方便我們稱呼

一種結構類型的開關磁阻馬達為 m 相 NS Nr極開關磁阻馬達例如一個相數為四相

定子齒極數為 8 個轉子齒極數為 6 個我們就稱其為四相 86 極開關磁阻馬達相數

與齒極數與開關磁阻馬達的性能是成正相關的越多相數和齒極數可減小馬達的轉矩漣

波但增加相數與齒極數勢必增加馬達本體製作及驅動電路的成本與複雜度在價格與

4

性能的考量下一般都選用三相或四相的馬達來開發設計

以下介紹開關磁阻馬達的幾種結構[2345]

1 單相開關磁阻馬達

此種相數的開關磁阻馬達結構驅動電路最為簡單成本低廉很適合使用在

小功率的家電產品上通常採用定子轉子相同的齒極數但因無法自行啟動會

在定子齒極上加上永久磁鐵利用切向磁拉力輔助啟動或者在轉子齒極上嵌入鋁

或銅利用渦流反應輔助啟動如圖 2-1 與圖 2-2 分別為利用永磁輔助動的單相開

關磁阻馬達及利用渦流反應輔助啟動的單相開關磁阻馬達的結構圖

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5]

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5]

2 兩相開關磁阻馬達

永磁

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

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• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

4

性能的考量下一般都選用三相或四相的馬達來開發設計

以下介紹開關磁阻馬達的幾種結構[2345]

1 單相開關磁阻馬達

此種相數的開關磁阻馬達結構驅動電路最為簡單成本低廉很適合使用在

小功率的家電產品上通常採用定子轉子相同的齒極數但因無法自行啟動會

在定子齒極上加上永久磁鐵利用切向磁拉力輔助啟動或者在轉子齒極上嵌入鋁

或銅利用渦流反應輔助啟動如圖 2-1 與圖 2-2 分別為利用永磁輔助動的單相開

關磁阻馬達及利用渦流反應輔助啟動的單相開關磁阻馬達的結構圖

圖 2-1 具永磁輔助啟動之單相 SRM[5]

圖 2-2 具渦流輔助啟動之單相 SRM[5]

2 兩相開關磁阻馬達

永磁

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

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ICrsquosrdquoDT98-2a

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• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

5

如圖 2-3對稱結構的兩相開關磁阻馬達無法自行啟動設計上可改變定子或

轉子結構如圖 2-4因馬達磁路不再對稱便能自行啟動運轉但這也使得馬達

只能單方向的運轉兩相開關磁阻馬達具有結構簡單馬達連接線較少線組銅耗

少等特點因此馬達與控制器價格較低在馬達僅需單一方向運轉的的工作場合

使用可自行啟動的兩相開關磁阻馬達是不錯的選擇

圖 2-3 具自我啟動之兩相 SRM[5]

圖 2-4 對稱結構之兩相 SRM[5]

3 三相開關磁阻馬達

三相以上的馬達皆可自行啟動且具正反轉功能三相開關磁阻馬達一般最常使

用的結構為 64 極馬達如圖 2-5其優點是相數與極數較少成本較為低廉但

定子極距較大轉矩漣波明顯透過結構上的改善方法為增加極數使馬達輸出轉

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

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[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

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• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

6

矩平穩低速步進脈動的情況可獲得改善如圖 2-6 所示的三相 128 極開關磁阻

馬達

圖 2-5 三相 64 極開關磁阻馬達[5]

圖 2-6 三相 128 極開關磁阻馬達[5]

4 四相開關磁阻馬達

四相 86 極開關磁阻馬達與三相 64 極開關磁阻馬達相比具有較穩定的輸出

轉矩啟動較為平穩的優勢且極數又少於 128 極的三相馬達因此不管是性能

上與經濟上四相開關磁阻馬達算是比較折衷的結構圖 2-7 為四相 86 極開關磁

阻馬達的結構圖

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

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[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

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• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

7

圖 2-7 四相 86 極開關磁阻馬達

5 五相以上開關磁阻馬達

五相以上的開關磁阻馬達優點是更為平穩的電磁轉矩轉矩脈動小但齒極數

較多不管是控制器或馬達製作上經濟性都不佳除非是特殊應用場合一般不

會採用相數更高的馬達結構如圖 2-8 為五相開關磁阻馬達

圖 2-8 五相開關磁阻馬達[5]

本文使用四相 86 開關磁阻馬達為實驗馬達以下說明馬達的結構數學式[4]

以τr表示轉子齒極的間距角其數學式如式(2-3)

r

r N

o360=τ (2-3)

轉子每走一步的角度表示為θs而轉子轉過一圈所需的步數表示為 Ns如式(2-4)

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

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[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

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[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

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[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

8

式(2-5)

r

rs mNm

o360==

τθ (2-4)

rs

s mNN ==θ

o360 (2-5)

所以四相 86 開關磁阻馬達轉子齒極的間距為 60deg轉子走過一步的角度為 15deg

而轉子轉過一圈的所需要的步數為 24 步

2-2 開關磁阻馬達的動作原理 讓馬達運轉的電磁力主要有兩種分類1羅倫茲力2磁阻力[1]

傳統馬達如感應馬達永磁同步馬達等是利用羅倫茲力使馬達運行原理是根據

佛萊明左手定則在磁場與載流導體相互作用下所產生的磁力即羅倫茲力來推動轉子

產生轉矩如圖 2-9 所示

圖 2-9 羅倫茲力產生電磁轉矩原理圖[1]

磁阻馬達是依據「磁阻最小原理」運行即磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合如圖

2-10 所示當兩個良導磁性材料置於磁場中封閉扭曲的磁力線所產生的磁切力也

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

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York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

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ICrsquosrdquoDT98-2a

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• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

9

就是磁阻力會拉動兩個導磁性材料到兩兩平行對齊的位置即磁阻最小位置

圖 2-10 磁阻力原理示意圖

圖 2-11 為開關磁阻馬達利用磁阻力運轉的示意圖當知道轉子與定子相對位置

後對某相定子線組激磁使轉子移動到磁阻力最小位置即轉子與定子對齊之處

圖 2-11 馬達利用磁阻力運轉示意圖

圖 2-12 為四相 86 極開關磁阻馬達轉子轉過一個控制周期的示意圖紅色字母代

表目前馬達線組激磁的相如圖 2-12(A)所示當 D 相線組通電產生磁阻力拉動轉子

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

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[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

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[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

10

運轉當轉子轉過 15deg與 D 相定子齒極對齊此時 D 相線組斷電對 C 相線組激磁

轉子繼續轉過 15deg與 C 相定子齒極對齊如圖 2-12(B)所示這時 C 相線組斷電並對

B 相線組激磁同樣的轉子轉過 15deg與 B 相定子齒極對齊如圖 2-12(C)所示再來 B

相線組斷電對 A 相線組激磁直到轉子與 A 相定子齒極對齊如圖 2-12(D)所示如

此按照 D-B-C-A 順序激磁馬達線組可使馬達順時針方向運轉反之若按照 A-B-C-D

順續激磁馬達線組馬達將會反時針方向運轉

(A) (B)

(C) (D)

圖 2-12 開關磁阻馬達運轉示意圖

(A)D 相線組激磁(B)C 相線組激磁

(C)B 相線組激磁(D)A 相線組激磁

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

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• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

11

2-3 開關磁阻馬達的數學模型[134] 在不考慮馬達結構渦流效應磁滯效應的影響四相開關磁阻馬達的電能-機械

能系統示意圖如圖 2-13 所示圖中J 代表開關磁阻馬達轉子與負載的轉動慣量Kw

為馬達機械黏性係數Te 是負載轉矩TL 是負載轉矩這裡將分成電路方程式機械

方程式與機電耦合方程式來說明開關磁阻馬達系統動態

( )( )( )( )θψ

θψθψθψ

44

33

22

11

iiii

圖 2-13 開關磁阻馬達系統示意圖(A)電氣端(B)機械端

I 電路方程式

如圖 2-13(A)所示假設各相間相互耦合效應為零或很小因此在不考慮各相

間互感作用下馬達四相各路的電壓方程式為

dtdiRu m

mmmψ

+= m=1234 (2-5)

式中um(t)施加於第 m 相線圈的電壓Rm第 m 相線圈的電阻i m(t)第

m 相的相電流Ψm(t)第 m 相的磁通鏈

其中若考慮磁路飽和開關磁阻馬達磁通鏈為電流 im 與轉子位置角θ的函

數所以 m 相磁通鏈又可表示為

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

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ICrsquosrdquoDT98-2a

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• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

12

)( θψψ mmm i= m=1234 (2-6)

因磁通鏈為電感與電流之乘積且若考慮磁路飽相電感是轉子位置角與相電

流的函數因此有可將磁通量改寫成為

mmmm iiL )( θψ = m=1234 (2-7)

將式(2-6)式(2-7)代入式(2-5)可得

dtdi

dtdi

iiiRu mm

m

mmm

θθθψθψ

partpart

+part

part+=

)()(

dtdLi

dtdi

iLiLiR m

mm

m

mmmmm

θθpart

part+

partpart

++= )( m=1234 (2-8)

式(2-8)中 mmiR 代表電阻壓降dtdi

iLiL m

m

mmm )(partpart

+ 所代表的意義是因電流變化造

成磁通量變化所產生的感應電動勢dtdLi m

mθ

θpartpart

為運轉電動勢是由轉子位置改

變引起磁通鏈變化所感應產生的

II 電磁轉矩方程式

電磁轉矩是利用轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量或轉子位置角對

磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量求得(磁共能及磁場儲能如圖 2-14)若考慮磁

路飽和效應會使電磁轉矩方程式成高度非線性關係而難以分析所以這裡討論電磁

轉矩方程式忽略了磁路飽和效應相電感僅與位置角度θ變化有關

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

13

ψ

i

圖 2-14 磁共能與磁場儲能之關係圖

轉子位置角對磁共能 Wc(Co-Energy)之變化量為

tconsic

eWT tan=partpart

=θ

(2-9)

而磁共能 cW 為

)(21)( 2

00θθψ LiidiLdiW

ii

c intint === (2-10)

轉子位置角對磁場儲能 Wf(Field-Energy)之變化量為

tconsf

e

WT tan=part

partminus= ψθ

(2-11)

而磁場儲能 fW 為

)(2

1)(

2

00 θψψ

θψψ

ψψ

Ld

LdiWf === intint (2-12)

因忽略磁路飽和效應所以磁共能等於磁場儲能為

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

14

)(2

1)(21 2

2

θψθL

LiWW fc === (2-13)

將式(2-13)帶入(2-9)可得四相開關磁阻馬達的電磁轉矩為

θpart

part= m

meLiT 2

21

m=1234 (2-14)

總電磁轉矩為

sum= part

part=

4

1

2

21

m

mme

LiTθ

(2-15)

III 機械方程式

如圖 2-13 所示負載轉矩為

dtdK

dtdJTT weL

θθminusminus= 2

2

(2-15)

其中轉子角速度ωr為

dtdwrθ

= (2-16)

因此式(2-15)又可改成

rwr

eL wKdt

dwJTT minusminus= (2-17)

圖 2-15 為假設不考慮磁路飽和且電流固定下理想的電感對轉子位置變化圖可

知轉子與定子在非對稱位置(θ0)時的電感為最小值 Lmin而轉子與定子對齊位置有最大

相電感 Lmax四相 86 極開關磁阻馬達相電感變化一周的周期 T 為 60deg

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

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[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

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[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

15

T

0θ 1θ 2θ 3θ 4θ

圖 2-15 轉子與定子相對位置對應理想相電感變化圖

由式(2-14)我們可知開關磁阻馬達電磁轉矩與電流方向無關而是與轉子位置角

有關若把相電感分依圖 2-14 為四個部分 10 θθθ ltle 為最小電感區 21 θθθ ltle 為電

感上升區 32 θθθ ltle 為最大電感區 43 θθθ ltle 為電感下降區根據四區塊的相電感

可將式(2-14)分解成為

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

ltleminusminus

minus

ltle

ltleminusminus

ltle

=

4334

minmax2

32

2112

minmax2

10

)(21

0

)(210

θθθθθ

θθθ

θθθθθ

θθθ

LLL

LLLLLLLLLL

LLLL

LLLLLLLLLL

LLi

LLiTe (2-15)

根據以上數學分析我們可以得知開關磁阻馬達幾種特性

1 開關磁阻馬達電磁轉矩大小與相電感對轉子位置的變化率有關相電感對轉子

位置的變化率越大馬達電磁轉矩越大設計轉子齒極數少於定子齒極數可有效

增加相電感變化率增加馬達電磁轉矩的輸出使馬達負載能力越大

2 理想狀態下電磁轉矩的大小與相電流的平方成正比而若考慮磁路飽和的影

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

16

響將不存在此比例關係但相電流越大電磁轉矩輸出越大仍是絕對的所以可

通過控制相電流大小來達到控制轉矩輸出大小的要求

3 於相電感上升區激磁相電流產生正(正向)的電磁轉矩於相電感下降區激

磁相電流產生負(反向)的電磁轉矩如圖 2-16所以相電流的方向不影響轉矩輸

出的方向必須改變激磁相線組的順序才能改變馬達轉矩輸出的方向

eT

)(θL

圖 2-16 理想電感變化與電磁轉矩關係圖

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

17

第三章 開關磁阻馬達控制器原理

3-1 前言 圖 3-1 為開關磁阻馬達的驅動控制系統方塊圖控制系統主要分成控制器功率變

換器開關磁阻馬達位置檢測器電流檢測器電源等

圖 3-1 開關磁阻馬達系統方塊圖

控制器可基於微處理器DSP 處理器FPGA 等數位處理元件接收處理控制訊號

電流檢測器回授訊號位置檢測器回授訊號控制功率變換器中的開關元件開關使開

關磁阻馬達達到工作要求功率變換器是由功率開關元件(如 MOSFETIGBT)及飛輪

二極體所組成其作用是根據換相時機切換開關使直流電源側對馬達各相線組充能

飛輪二極體於某相功率開關關斷後提供相線組上的電流能有效排放使相電流不落於負

轉矩區影響馬達平均轉矩已知開關磁阻馬達運行與電流方向無關只須單方向的電

流供應馬達線組即可所以功率開關元件可以與線組串聯這避免了如交流變頻器有開

關元件上下臂直通短路的危險且一相可僅用一個功率開關元件驅動因此開關磁阻馬

達的功率變換器具有高安全性低成本的優點電流檢測器檢測相電流用來做為功率

變換器過電流保護及控制器相電流控制輸入前章已討論開關磁阻馬達轉子位置角與

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

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[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

18

馬達轉矩方向及大小的關係因此會在馬達外安裝轉子位置檢測器經由控制器讀取位

置回授訊號來激磁相對應的相線組

以下將介紹開關磁阻馬達的幾種功率變換器轉子位置檢測電流檢測器及系統

控制原理

3-2 功率變換器介紹[134] 設計開關磁阻馬達功率變換器電路須根據馬達的相數馬達出線性能等這裡

介紹目前常用的幾種功率變換器電路

1 不對稱半橋型電路

如圖 3-2 所示不對稱半橋型電路每相主要由兩個功率開關兩個快速恢復二

極體所組成特點是每相可以獨立控制容錯力高沒有繞組相數的限制激磁一

相繞線組必需上下臂同時導通可以採上下臂皆 PWM 控制方式或上臂 PWM

下臂始終導通的方式某相上下臂關斷後相電流經由飛輪二極體回流電源但開

關元件的切換損失較大如圖 3-3(A)或是上臂關斷下臂始終導通利用飛輪二

極體與相線組迴路續流降低電流排放速度減少轉矩漣波但無能量回饋電源

如圖 3-3(B)每相需要兩個開關且需兩倍於相數的馬達出線成本較高為其缺點

Q1

Q2

Q3D1

D2

D3

A B CC1

Q4

Q5

Q6

D4

D5

D6

+

-

Vdc

圖 3-2 不對稱半橋型電路

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

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[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

19

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

Q1

Q2

D1

D2

AC2

+

Vdc

-

圖 3-3 不對稱半橋型電路之電流續流示意圖

2 雙繞組型電路

如圖 3-4 所示雙繞組型電路僅應用於每相有兩個繞組的開關磁阻馬達其可

搭配任意相數的馬達每相僅需一個功率開關且每相可獨立控制因為每相需要

兩個繞線組銅線利用率低銅耗較大一相繞線組開關截止後由另一繞組感應

產生續流電流回饋給電源但繞組產生的互感電動勢使得開關元件需要承受兩倍

的工作電壓如圖 3-5 所示實線為激磁電流方向虛線為續流電流方向

Q1 D1

A

Q1 D2 Q3 D3 Q4 D4

B C D

C1

+

Vdc

-

圖 3-4 雙繞組型電路

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

20

A

C1

-

+

Vdc

Q1 D1

圖 3-5 雙繞組型電路之電流方向

3 電容分壓型電路

如圖 3-6 所示電容分壓型電路使用兩個電容將電源分壓使線組一側得到中

點電位此電路僅適用於偶數相數的開關磁阻馬達具有最小開關數量的優點電

容必須選擇高壓電容低速運轉時中點電位波動較大可能使得馬達無法正常運

轉如圖 3-7(A)所示當 Q1 導通A 相線組由電容 C1 供給能量Q1 關斷後續

流電流經由 D1 對電容 C2 充能如圖 3-7(B)所示

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-6 電容分壓型電路

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

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[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

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[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

21

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

Q1

Q2

D1

+

C1

+ C2

A

B

+

-

VdcD2

圖 3-7 電容分壓型電路電流方向

4 H 橋型電路

如圖 3-8 所示此電路與電容分壓型電路差別僅在於少了分壓電容此電路也

是本文控制器所使用的電路H 橋型電路僅適用四的倍數相結構的馬達而相數與

功率開關及飛輪二極體數相等電路成本低此電路結構必須採用兩相同時導通

的方式才能運作而控制方式通常採 Q1Q3 為 PWM 切換Q2Q4 於相導通時

間始終導通如圖 3-9(A)為四相斬波方式續流Q1Q2 同時關斷線組上儲能經

過 D1D2 飛輪二極體回饋給電源相電流下降較快但噪音也較大且開關元件

於導通其間處於高頻切換狀態切換損失較大如圖 3-9(B)為兩相斬波方式續流

換相時 Q1 截止而 Q2 始終導通A 相電流續流注入 B 相線組與開關形成回路以

此方式續流電流下降較為緩慢本文採用兩相斬波方式續流

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

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[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

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ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

22

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D4A C

B D

+

Vdc

-

C3

圖 3-8 H 橋型電路

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

Q1

Q2

D1

D2A

B

+

Vdc

-

C1

(A) (B)

圖 3-9 H 橋型電路電流續流方式

5 公共開關(米勒)型電路

如圖 3-10 所示此電路多了一組開關元件與飛輪二極體做為主要換相電路的

公共開關此電路較不對稱半橋型電路簡單僅需 N+1 個功率開關因此適用於

多相數結構的馬達公共開關元件通過之電流為各相電流之總額需要電流與功率

較大的元件且若其損壞馬達將無法正常運轉如圖 3-11(A)所示當 QT1Q1

同時截止A 相線組儲能對電源充能電流下降快速可強迫換相如圖 3-11(B)

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

23

所示QT1 關斷Q1 導通相電流經 Q1VDT 續流電流下降較為緩慢

D1

A B

QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

Q2

D2

C

Q3

D3

Q4

D

D4

圖 3-10 公共開關(米勒)型電路

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

A

D1QT

DT

Q1

C1

+

Vdc

-

圖 3-11 米勒電路電流續流路徑圖

3-3 轉子位置檢測介紹 由前章開關磁阻馬達數學模型以證明開關磁阻馬達運轉需要知道轉子與定子的相

對位置以激磁相對應的相線組常見的幾種位置檢測方法有編碼器光遮斷器霍爾

感應器等不管是安裝何種位置檢測裝置因其必須安裝於馬達外測必然有因環境等

影響而失去準確度及功能的疑慮為了增加位置檢測的準確度及減少位置檢測器的安

裝成本ldquo無位置感測器也是熱門的研究之一

24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

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ICrsquosrdquoDT98-2a

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• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
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24

本文使用的位置檢測器由兩個光遮斷開關及一個遮光盤所組成遮光盤齒極數凹

槽數與轉子齒極數凹槽數一致本文所使用的馬達為四相 86 極開關磁阻馬達因此

遮光盤上齒極數與凹槽數比為 66 且齒槽等分為 30deg位置檢測器固定於馬達本體外

部兩個光遮斷器 S1 與 S2 相鄰 15deg其動作原理為當遮光盤與馬達轉子軸同步運轉

當遮光盤齒極遮斷光遮斷開關則輸出低電位而當遮光盤凹槽於光遮斷開關凹槽處

則輸出高電位如圖 3-12 為位置檢測器電路圖其所產生的兩路訊號 S1 與 S2 之周期

為 60deg間隔為 15deg圖 3-13圖 3-14 分別為理想電感波形對應正反轉子位置檢測訊

號及正反控制訊號的示意圖我們可根據安裝正確的位置檢測器所產生的訊號得知

正確的轉子位置訊息給出相應的控制訊號使馬達穩定運轉

R1

R2

R3

+5V

S1

S2

+5V

圖 3-12 光遮斷開關電路架構

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

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ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

25

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θo75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-13 正轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

26

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

LA

LB

LC

LD

S1

S2

A

B

C

D

o75o15 o30 o45 o60 o90o0 o105 o120

圖 3-14 反轉相電感位置檢測訊號控制訊號對應圖

3-4 電流檢測器 設計安裝電流檢測器的目的為實現電流控制與功率變換器電路過電流保護設計電

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

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中華民國九十三年十一月

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ICrsquosrdquoDT98-2a

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• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

27

流檢測器的要求為檢測器靈敏度高具抗干擾能力檢測速度快檢測頻率範圍大

開關磁阻馬達驅動系統有兩種實現電流檢測的方法1電阻採樣法2霍耳電流傳

感器檢測法

1 電阻採樣法[6]

如圖 3-15 所示於 H 橋型功率變換器電路上串聯一個阻值極小的採樣電阻

Rs相電流 IL通過 Rs可得到一個微小的電壓 Vs經過如圖 3-16 的濾波放大電

路放大倍率計算如式 3-1所得到採樣電壓 Vas 可經過比較器電路(如圖 3-17)

做為過電流保護之用其中參考電壓 Vref 如式 3-2 所示若 Vas 大於 Vref 則比

較器輸出低電位或由控制器的類比轉數位功能讀取 Vas 值做為電流控制之用

Q1 Q3

Q2 Q4

D1 D3

D2 D3A C

B D

C1

+VDC

RsVs

圖 3-15 具採樣電阻之 H 橋型電路

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

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中華民國九十三年六月

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[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

28

-

+R1

Vs

R2 R3

R5 R4

R6

VCC

R7

C1Vas

Vout

圖 3-16 電流採樣放大濾波電路

)()1(54

5

2

3

RRRV

RRVV CCSOUT +

++= (3-1)

VCCR9R10

Voc-

+

VasR8

圖 3-17 過電流比較電路

)(109

10

RRRVV ccref +

= (3-2)

2 霍爾電流傳感器檢測法[34]

圖 3-18 為電容分壓型電路安裝霍爾檢測器的位置而 AC 兩相不可能同時

開通BD 相也不可能同時導通因此可使用兩個電流傳感器器來分別偵測 A

C 相與 BD 相之電流霍爾電流傳感器可直接跨接於電路回路上可測得回路上

的電流訊號透過內部轉換電路產生對應的電壓訊號通過控制器讀取電壓值做電

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

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[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

29

流控制之用其優點在於與電阻採樣法相比因不需於功率變換器上串聯一個電

阻損耗較小且霍爾電流傳感器的線性度靈敏度一般會大於電阻採樣法電路

但霍爾傳感器一般的價錢較高所以可以視使用的場合選用

Q1 Q3

Q2 Q4D1 D3

D2 D4

+

C1

+

C2

A C

B D

-

+

Vdc

圖 3-18 霍爾電流傳感器於電容分壓型電路上

3-5 系統控制原理 令不計鐵損耗風阻機械摩擦損耗式 3-3 為開關磁阻馬達角速度 wr 與平均電

磁轉矩 Te 的關係式[3]其中 k 為固定θoffθon 及馬達結構的函數而已知平均轉矩

與電流的平方有關因此可通過改變相電流大小來做轉矩或轉速的控制這與一般直流

馬達控制方式類似隨著對馬達線組激磁電流增加馬達轉速會越快但當馬達轉速達

到臨界角速度 w1 後因相電感隨位置變化量上升使運轉電動勢隨之增加且換相時

間縮短因此相電流無法跟隨電流命令轉矩隨轉速上升而下降這時必須通過改變導

通角使激磁相線組的時間拉長讓相電流有足夠時間建立當角速度上升到 w2此

時開通角與關斷角的設定已經為極限若在超過將會落入負轉矩區因此固定導通角θ

c這時轉矩將不隨轉速的一次方下降如圖 3-19 為開關磁阻馬達運轉的基本特性[4]

2r

e wkT = (3-3)

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

30

Cθ

ω1ω 2ω

圖 3-19 開關磁阻馬達運轉基本特性[4]

在開關磁阻馬達啟動運轉到臨界角速度 w1 之前採用所謂電流截波控制(Chopped

Current ControlCCC)[34]開關磁阻馬達於啟動時電感上升的時間較長使得啟動瞬

間電流(didt)值相當大必須對啟動電流幅值做限制避免電流衝擊損壞功率元件而

電流控制的方法是透過轉速誤差控制器與電流誤差控制器(如圖 3-21)算出 PWM 值間

接調整相電流大小在 CCC 啟動控制期間於某相於相電感上升區間全開通直到位

置訊號再次變化因此能得到較大的啟動轉矩

當轉速達到臨界角速度 w1 以上臨界角速度 w2 以上時採用此時調整 PWM 值只

能增加轉速而相電流卻因為運轉電動勢的上升而受到抑制使得轉矩下降這時需採

取其他控制條件來維持馬達的工作性能所謂的角度位置控制(Angular Position

ControlAPC) [34]為通過改變相位導通的角度θc 來提高相電流使轉矩不要下降太

多此時馬達運行於最大功率區改變相位導通的角度是經由改變開通角θon關斷角

θoff 來實現如圖 3-20 為 A 相理想電感位置訊號提前導通角之控制訊號及相電流

波形圖相電流於相電感最小值處快速建立電流峰值與波形寬度增大然而導通角

存在一個極限值必需小於轉子齒極的間距角的一半對四相 86 極開關磁阻馬達而言

θc≦ 30deg於高轉速時當相線組關斷開始經由飛輪二極體卸除電感儲能相位導

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

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系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

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[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

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ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

31

通時間因高轉速而壓縮θoff 時機須要做調整避免續流電流落入負轉矩影響馬達轉

矩效率但θoff 又不能太小使相電流寬度太短造成轉矩降低一般是將關斷角固定在

相電感變化的之間

圖 3-20 A 相理想電感位置檢測訊號控制訊號及相電流波形圖

圖 3-21 為開關磁阻馬達控制系統原理圖[14]系統採用速度電流雙閉環控制

使用者由旋鈕輸入轉速命令 n與轉速回授訊號 n 之差經由速度環輸出參考電流 i

電流環根據參考電流 i與實際電流 i 作運算輸出 PWM 調變訊號基速以下採用 CCC

控制法則邏輯控制根據轉子位置訊號回授輸出相應的換相控制碼(如圖 3-14 或圖

3-15)PWM 與換相控制碼通過邏輯 AND 結合後輸入驅動電路以控制馬達轉速及限

制電流大小當速度達基速以上使用 APC 控制法根據轉速調整提前導通角度使

用過流保護電路限流此時馬達電流運轉於定功率區

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

32

速度環 電流環

邏輯控制

位置檢測速度計算

開關磁阻馬達

驅動電路

AND

電流回授

正反轉指令

lowastn

n

lowastii

PWM控制模式選擇+

-+

-

onθoffθ

圖 3-21 開關磁阻馬達控制系統原理圖

速度環與電流環是由 PI[比例(Proportion)積分(Integration)]控制算法來實現其計

算法則如式 3-4

00)(1)( udtte

TteKu

t

IPt +⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+= int (3-4)

式中 tu 為 PI 控制系統輸出 PK 為比例常數 )(te 無誤差量 IT 為積分常數 0u 為系統

控制常量

PI 控制器中比例的作用是通過調整比例常數使系統對偏差的反應加快或減少

比例常數越大能使系統快速減少偏差量但過大的比例常數會造成系統震盪積分的

作用是對偏差量進行積分用以消除靜態誤差調整積分常數能改變消除靜態誤差的效

率積分常數越大消除靜態誤差所需的時間越久但可增加系統穩定性這裡將 PI

線性方程式離散化以利微控制器運用假設離散採樣的序號為 kT 為採樣週期則

連續時間 t=kT將式(3-4)離散化得式(3-5)

00

ueTTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

= (3-5)

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

33

於馬達系統控制應用中為了快速反應減少系統運算時間通常採用增量方式來

取代絕對的值假設第 k-1 個採樣時間的輸出值如式(3-6)

0

1

011 ue

TTeKu

k

jj

IkPk ++= sum

minus

=minusminus (3-6)

將式(3-5)減掉式(3-5)可得增量值如式(3-7)

kI

kPk eTTeKu +Δ=Δ (3-7)

式中 1minusminus=Δ kkk uuu 1minusminus=Δ kkk eee

因此速度環與電流環的 PI 算式分別可表示為式(3-8)式(3-9)

errkI

Rerrkerrkpkk n

TTnnKii +minus+= minus

lowastminus

lowast )( 11 (3-8)

errkI

Derrkerrkpkk i

TTiiKDD +minus+= minusminus )( 11 (3-9)

式中 kD 為第 k 個採樣時間的 PWM 的空占比(Duty cycle) errki 為第 k 個採樣時間的電流

誤差值 errkn 為第 k 個採樣時間的轉速誤差值

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

34

第四章 系統實作與量測

4-1 硬體架構 本系統以瓦數為 750W 的 86 四相開關磁阻馬達做為實驗馬達馬達工作電壓為

48V啟動電流限制 75A

如圖 4-1 所示為本系統之硬體架構圖包括使用者輸出介面微控制器閘極驅

動電路功率變換器電源電路電流感測器電路轉子位置檢測器電路與四相 86 極

開關磁阻馬達

使用者介面 HT46R24

功率變換器

SRM

閘極驅動電路

電流檢測器 位置檢測器

電源

PWM

PWM

PWM

PWM

A

B

C

D

圖 4-1 系統架構圖

本文選用盛群半導體公司(HOLTEK)所開發的八位元微控制器 HT46R24 為主控核

心[7]此微控制器內建 AD 轉換器和 PWM 產生器可大幅降低系統電路複雜度分

別以閘極驅動 IC 及非集成化電路來實現閘極驅動電路功率變換器使用 H 橋型功率變

換器電流檢測器使用電阻採樣法作為系統過點流保護及電流控制之用系統採用

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

35

48V 為主要電源再通過降壓電路給低壓電路使用使用者介面讓使用者控制操作馬

達正轉逆轉及通過旋鈕來調整馬達轉速

4-11 電源供應器設計 電源電路主要是做為提供各系統穩定的電壓源作法以一顆 48V 的交換式電源供

應器做為系統電力供應源在配合穩壓 IC（LM317LM7815LM7805）將 48V 的電

壓規劃出 15V 及 5V 兩組電壓電路結構如圖 4-2 所示其中的 15V 電壓主要是提供給

驅動電路以驅動功率電晶體使用而 5V 電壓主要是作為微控制器及其他邏輯電路的電

源之用而由於穩壓 IC 於工作狀態時會產生大量的熱消耗應注意其散熱保護避免

過度溫升造成工作電壓不穩減少穩壓 IC 使用壽命

R34330

C1801uF

D11

LED

R353

U6LM7805CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

+15V

R363

R374K

J9

+48V

1

D121N4001

J10

GND

1

R383

+C19

100uF35V

C2001uF

F215A

R39220

+5V

C2101uF

C2201uF

+ C23

100uF35V

+ C24

100uF35V

U7LM7815CTO220

IN1 OUT 3

2

GND

U8LM317TO220

VIN3

1

ADJ

VOUT 2

+C2563V470uF

+48V

圖 4-2 系統電源電路

4-12 功率變換器電路 本系統功率變換器電路使用 H 橋型電路與馬達連接出線的接法如圖 4-3

Q1

Q2 Q4

Q3

D1

D4D2

D3

A

C

D

B

SRM

圖 4-3 馬達與功率變換器連接示意圖

功率開關與飛輪二極體的選用上應選擇能承受的 2 倍於系統電壓及電流的元件

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

36

而本系統所選用的馬達額定電壓為 48額定電流為 15A因此我們找尋元件耐壓為 96V

以上耐電流 30A 以上的元件這裡功率開關我們選用 POWER MOSFET MOSFET

的優點為工作頻率高開關速度快適合於低壓小瓦數的開關磁阻馬達系統上使用

而飛輪二極體通常選用快速恢復二極體具有反向恢復時間短反向恢復電流小的特

性可幫助減小功率變換器的切換損失抑制功率變換器的電壓尖峰[8]設計時尚須

注意功率開關的散熱在頻繁切換下功率開關的溫升可能造成器件的損壞

功率開關我們選用國際整流器公司(International Rectifier IR)所生產的 N-type

POWER MOSFET型號為 IRF540NTO220 包裝其規格如表 4-1而飛輪二極體我

們選用日本 Nihon Inter Electronics 公司所生產的二極體型號為 FCH30A10TO220 包

裝其規格如表 4-2

表 4-1 IRF540N 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

ID Continuous Drain Current VGS 10V 33 - - 33 A

VGS(th) Gate Threshold Voltage 2 - 4 V

V(BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage 100 - - V

Td(on) Turn-On Delay Time - 11 - ns

Td(off) Turn-Off Delay Time - 39 - ns

表 4-2 FCH30A10 規格表(TJ=25)

Parameter Min Type Max Units

IF(RMS) RMS Forward Current - - 333 A

VRRM Repetitive Peak Reverse Voltage - - 100 V

VF Peak Forward Voltage - - 088 V

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

37

本系統的 H 橋型電路設計如圖 4-4其中 R40R41R43R44 為限流電阻可降

低驅動電路輸出電流抑制共模雜訊R42R45R47R48 主要消除 G-S 間的靜電

累積防止 Q12Q14 誤動作[8]R46 為採樣電阻

VsR46001

J14

D1

R4433

R45

47K

J11

A1

BT DT

R4033AT

+48V

R4333

R4133

CTQ11IRF540N

Q12

IRF540N

Q13

IRF540N

Q14

IRF540NR4247K

D13

FCH30A10

D14

FCH30A10

D15

FCH30A10

D16

FCH30A10

J12

B1

J13

C1

+ C2

63V2200uF R4747K

ATR

R4847K

CTR

圖 4-4 H 橋型功率變換器設計

4-13 閘極驅動電路 如圖 5-4 所示H 橋型電路上臂 Q11Q13 的源極沒有接到參考地對地的電壓是

浮動的因此必須使用閘極驅動電路維持 MOSFET 的 VGS電壓才能使上臂開關元件

正常工作而下臂我們通過 HT46R24 直驅這裡我們使用兩種不同的上臂驅動電路

並討論其控制原理其中集成化電路如圖 4-5此種專門設計為驅動功率開關的晶片

具有可靠性高反應快速等優點適合應用於 PWM 頻率較高的系統上而如圖 4-6 非

集成化電路最大的優點為與集成化晶片相比之下其成本相對低很多加上近年電晶

體技術發達其切換速度已可達到馬達驅動切換頻率的要求因此非集成化電路可為設

計驅動電路的參考方案之一

圖 4-5 為以 IR 公司所生產的 IR2117 為基礎所設計的閘極驅動電路這裡我們使用

一個rdquoANDrdquo閘 IC來控制 PWM0 訊號是否通過例如當換相點為 A 相時A_CTRL

訊號邏輯為 1因此可讓 PWM0 訊號通過反之當 A 相截止時A_CTRL 訊號邏輯為

0停止 PWM 控制IR2117 的工作電壓為 15V通過查閱 IR2117 規格書可知IR2117

38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
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38

的邏輯高電位輸入 VIH(Logic ldquo1rdquo Input Voltage)最少要 95V 以上因此這裡設計一個開

關電路原理為當 74HC08 輸出為邏輯 1可開通 Q10使 Q11 截止IR2117 輸入電

壓即為 15V反之74HC08 輸出為 0Q10 截止使 Q11 開通IR2117 輸入電壓為 0V

D7 與 C7 的主功能是提供 IR2117 的 VBS一個電源VBS供應 IC 內部驅動電路運作當

IR2117 的 VBS低於一定的值時將無法工作原理是當 VS被拉到地時即使下臂導通

15V 電源會通過 D7 對電容 C7 充電因此可提供 VBS一個電源所以若要控制上臂導

通必須先使下臂導通足夠的時間讓 VBS電壓先建立[9]

R30

10K

R33 100

U6

IR2117

VCC1

IN2

COM3

NC14 NC2 5VS

6HO

7VB

8

D7 FR107

C6

01uF

+5V+15V

ATR

AT

+ C71uF25V

+15V

Q10L6

Q11L6

R34 100

U7A

74HC08

1

23 R36 100

R37

47K

A_CTRLPWM0

圖 4-5 以 IR2117 為基礎之驅動電路圖

圖 4-6 所示為非集成化的閘極驅動電路當 74HC08 輸出邏輯 1Q15Q16 導通

Q17 截止Q18 導通若 74HC08 輸出邏輯 0Q15Q16 截止Q17 導通Q18 截止

J15

A1

R5333

Q18

IRF540N

D19

FCH30A10

R5447K

48V

C2647uF

D20

FR107

+15V

Q152N3904

Q16PN2907

Q17PN2907

D17

1N4125D1815V

R49100

R5033K

R5133K

R5210K

U9A

74HC08

1

23

+15V

PWM0A_CTRL

圖 4-6 非集成式驅動電路圖[10]

39

4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

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4-14 馬達回授電路 馬達回授電路包括轉子位置感測器電路馬達回授電流兩部分如圖 5-7 所示安

裝於馬達外部之兩個光遮斷器所產生的訊號經過兩個史密特觸發器整形確保位置檢

測訊號 S1S2 正確S1S2 訊號在通過rdquo互斥或rdquo閘產生周期為 30deg的脈波訊號 PM

連結到 HT46R24 的 TMR1(如圖 5-9)量測角度 15deg的脈波寬度以實現轉速運算與變

角度控制

U6

XOR

1

23 PM

POSITION_SENSOR

CON

1234

74HC14

1 2

74HC14

3 4

74HC14

5 6

74HC14

9 8

47K

47K

+5V

150

S1

S2

圖 4-7 位置檢測電路圖

本文電流檢測器以電阻採樣法實現如圖 4-8 所示採樣電阻為 001 歐姆已知

系統額定電流為 15 安培若相電流 IS(max)=15A 通過採樣電阻後所得到電壓值 VS(max)

為 015 伏特將此電壓值放大後得到採樣電壓 Vas(max)經由 HT46R34 的 AD 轉換器

讀取而 AD 轉換器解析度為 10-Bit因此解析度為 0015 安培BitVas電壓也通過一

個比較器輸出連接到 HT46R24 的中斷腳(如圖 5-9)設定當相電壓為 20A 時比較器

輸出低電位觸發 HT46R24 中斷做過電流保護動作

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

40

C2801u

R551K

R5710K-

+ U10B

MCP607

5

67

84

R5810K

+5V

-

+ U11A

MCP607

3

21

84

+5V

Voc

R5919K R606K

R6321K

VasVs

R61

10K

C27

01u

圖 4-8 電流檢測電路圖

4-15 微控制器電路 本系統使用 HT46R24 為主要控制核心圖 4-9 為微控制器腳位規劃圖其主要執

行功能如下

1 對轉子位置回授訊號電流檢測回授訊號轉速控制訊號及馬達正反轉與

停止訊號做綜合運算輸出 PWM 訊號換相所需控制碼實現開關磁阻馬達

調速運行

2 對開關磁阻馬達進行速度環與電流環的調變使系統具有更穩定的動態性能

3 實現過電流故障保護功能

PM

SW1 RUN1 2SW2 STOP1 2

SW4 CCW1 2SW3 CW1 2

R67

10K

+5V+5V

C3001u

D21 CCWD22 CW

D23

RU

N

D24

ST

OP

R68 1KR69 1K

R71

1K

R72

1K

U12

HT46R24 28DIP

PB5AN51

PB4AN42

PA3PFD3

PA24

PA15

PA06

PB0AN010

VSS11

PC012

PC113

PC214

PC315PC416PD0PWM017PD1PWM1TMR118RES19VDD20OSC121OSC222PA7SCL23PA6SDA24PA5INT25

PB3AN37

PB2AN28

PB1AN19

PA4TMR26PB7AN727PB6AN628

C_CTRLB_CTRLA_CTRL

D_CTRL

Vas

S1S2

OC

Y1 4MHz

R64 10KR66 100K

C29 01uF

PWM0

圖 4-9 微控制器腳位規劃電路圖

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
• 林仕堂pdf

41

4-2 軟體架構 本節將依照系統程式流程圖來說明本文系統軟體之設計系統程式流程分為主程

式TIMER0 中斷程式速度計算模式過電流保護中斷副程式控制模式速度環運

算副程式和電流環運算副程式等

4-21 主程式 主程式將判斷各個事件處理旗標去呼叫相應的副程式來執行流程圖如圖 4-10

1 初始化定義 MCU 的 I0 腳AD 轉換初始設定TIMER0 的初始設定暫存器

定義等

2 啟動按鍵判斷判斷啟動是否被按下啟動鍵被按下則執行下一步否則等待啟動

3 正反轉按鍵判斷若正或反轉按鍵被按下則設定正轉旗標或反轉旗標並執行下一

步否則等待按鍵被執行

4 轉子位置判斷判斷轉子位置是否改變若無改變則判斷是否執行轉速命令若轉

子位置發生變化則執行下一步

5 速度計算模式主要是執行轉速計算功能及 TIMER1 功能的切換

6 是否讀取轉速命令若讀取轉速命令旗標被設定則執行讀取轉速命令副程式否

則執行控制法則模式

7 轉速命令是否改變判斷轉速命令是否改變若轉速命令改變則執行控制法則模

式否則執行下一步

8 控制訊號輸出模式輸出 PWM 值CCC 模式直接輸出換相訊號APC 模式取提

前換相 TABLE判斷 TIMER1 中斷設定旗標若旗標被設定則輸出換相訊號

9 停止按鍵判斷判斷是否執行馬達停止命令若執行停止命令則進入馬達停止處理

模式否則執行轉子位置判斷

42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

• 9502013M林仕堂畢業論文85pdf
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42

開始

初始化

啟動

正反轉

速度計算

是

設定正反轉旗標

否

轉子位置改變

轉速命令改變

控制法則

是

是

輸出控制訊號

是否停止停止

處理程式

是

否

否

讀取轉速命令

轉速命令讀取副程式

是

否

是

否

否

圖 4-10 主程式流程圖

43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

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43

4-22 TIMER0 中斷副程式 主要功能轉速讀取及電流讀取每 100usec 中斷一次計數器累加計數各個副程

式旗標設定的時刻每 100usec 執行相電流偵測每 50ms 執行轉速命令與 APC 模式轉

速採樣TIMER0 中斷流程圖如 4-11 所示

圖 4-11 TIMER0 中斷流程圖

4-23 速度計算模式 當轉子位置改變則進入速度運算模式判斷是否為 APC 模式運轉若為 APC 模式

則將 TIMER1 設定為計時中斷模式並將提前角的計數值寫入計數器若位置訊號改

變則開始計時中斷來臨時輸出控制訊號否則執行下一步將 TIMER1 設定為事

件計數模式當 HOLTEK TMR1 腳偵測到 PM 訊號有「LOW」到「HIGH」的電位變

化觸發計時器開始計數判斷是否計數結束(旗標 TON=0)即 PM 訊號有「HIGH」到

「LOW」若 TON=0 則計算轉速判斷轉速是否大於 1500RPM若大於 1500RPM 則

設定 APC 模式旗標否則跳出速度模式速度計算模式流程圖如圖 4-12 所示

44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

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44

速度計算模式

APC模式TIMER1計時中斷模式

TIMER1事件計數模式

是

否

速度計算模式返回

TON=0

計算轉速

轉速gt1500 設定APC旗標是

是

否

否

圖 4-12 速度計算模式流程圖

4-24 轉速命令讀取副程式 進入轉速命令處理副程式先清除轉速命令讀取旗標第二步將 AD 的輸入源改

為旋鈕調節轉速命令輸入第三步讀取轉速命令調節旋鈕的值判斷前後兩次轉速命令

的值是否相差 5若相差 5 則將所對應的轉速命令值存入暫存器並設定轉速命令改變

旗標否則維值原轉速命令轉速命令讀取副程式如圖 4-13 所示

45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

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表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

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45

圖 4-14 轉速命令讀取模式流程圖

4-25 控制法則模式 控制法則模式選擇執行 CCC 控制模式或 APC 控制模式當轉速低於 1500RPM 時

執行CCC控制模式CCC控制模式中執行電流環速度環PI運算當轉速高於 1500RPM

時執行 APC 控制模式判斷轉子位置是否改變若改變則啟動 TIMER1 計時中斷模

46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

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46

式計時控制模式流程圖如圖 4-15 所示

控制模式

速度環

否

是

啟動TIMER1計時

CCC模式

APC模式

轉速命令讀取模式返回

等待轉子位置改變

電流環

是

關斷相應換相訊號

否 取相應的換相TABLE

圖 4-15 控制模式流程圖

4-26 控制訊號輸出模式 控制訊號輸出模式中總結控制法則對應的輸出訊號進行輸出若為 CCC 控制模

式則輸出相對應的轉子位置訊號並輸出電流環計算得到 PWM 的 Duty 值若為 APC

控制模式則判斷 TIMER1 中斷所設定的角度提前換相旗標根據相應的提前換相

TABLE 換相控制訊號輸出模式流程圖如圖 4-16 所示

47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

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47

圖 4-16 控制訊號輸出模式流程圖

4-27 速度環與速度運算處理程式 將轉速命令與實際轉速相減得 nerrk根據式 3-8 所推導的 PI 速度環公式整理成

111 minuslowastminus

lowast minus+= errkPerrkkk nKnKii 其中 PI KKK +=1 可計算出電流參考增量將運算結果

高八位元的值存入電流參考暫存器做為電流環運算的輸入速度環運算處理程式流程

圖如圖 4-17圖中 Nerrk=參考轉速-實際轉速

將電流命令與實際命令相減得 ierrk根據式 3-8 所推導的 PI 電流環公式整理成

121 minusminus minus+= errkPerrkkk iKiKDD 其中 PI KKK +=2 可計算出 PWM 值將運算結果高八

位元的值存入 PWM 暫存器作為控制訊號輸出模式的輸出值電流環運算處理程流程圖如

圖 4-18圖中 Ierrk=參考電流-實際電流

48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

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48

圖 4-17 速度環運算處理程流程圖

49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

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49

圖 4-18 電流環運算處理程流程圖

4-28 過電流保護副程式 系統過電流檢測以外部中斷來實現過電流檢測以硬體電路完成以回授電流的放

大電壓作為輸入訊號跟預設的電壓經由比較器後輸出比較結果因微控制器是電位「下

50

沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

52

表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

53

第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

ICrsquosrdquoDT98-2a

[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

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沿」觸發中斷因此當比較器輸出電位為「LOW」則觸發微控制器中斷進入過電流保

護程式當過電流發生進入保護程式即刻關閉 PWM 訊號讓下臂功率電晶體總是導

通判斷中斷訊號是否結束若還有過電流狀況發生持續執行過電流保護程式確定

無過電流發生後離開過電流保護副程式過電流保護副程式流程圖如圖 4-19 所示

圖 4-19 過電流保護副程式流程圖

51

4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

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表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

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第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

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[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

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4-3 結果測試 本小節利用示波器與數位邏輯分析儀來檢測轉子位置訊號輸出控制訊號及電流

訊號波形表 4-3 表 4-4 分別為順時針與逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

表 4-3 順時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

順時針

S1 S2 A B C D

0 0 0 0 1 1

0 1 0 1 1 0

1 1 1 1 0 0

1 0 1 0 0 1

圖 4-20圖 4-21 為由數位邏輯分析採樣的轉子位置訊號與換相控制訊號波形圖

中 S1 與 S2 為位置檢測訊號波形編號ABCD 為四相換相控制訊號波形編號

與表 4-3 及表 4-4 控制碼相互對應可驗證程式碼是否錯誤如圖 4-20 右上角定位條 A

的時間與定位條 B 的時間相減可得 554ms此為轉子運轉一步(15deg)的時間經過計算

可得轉速大約為 450RPM

圖 4-20 順時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

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表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

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第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

54

參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

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[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

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表 4-3 逆時針位置訊號邏輯與換相控制邏輯表

方向 位置檢測訊號 換相邏輯

逆時針

S1 S2 A B C D

0 0 1 0 0 1

0 1 0 0 1 1

1 1 0 1 1 0

1 0 1 1 0 0

圖 4-21 逆時針轉子位置訊號與換相控制訊號波形

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第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

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參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

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第五章 結論

5-1研究結論 本文利用造價便宜的方法實作出一個適用於 48V750W 的四相開關磁阻馬達調速

控制系統再根據前章開關磁阻達的相關特性分析開關磁阻馬達具有調速範圍寬廣

結構簡單堅固等優勢因此開關磁阻馬達應用於電動車產業上是可以得到不錯的效能

與經濟性

5-2未來研究方向 1 電動車的應用

為了能使用在電動車控制的系統上系統可設計針對不同轉速調整開通角度變化

增加開關磁阻馬達的負載能力研究效率更好的功率變換器電路使開關磁阻馬達於運

動中下坡時煞車時能有能量回饋電池增加電動車的續航力

2 無位置檢測器的研究

開關磁阻馬達因機械結構特性使其需要轉子位置檢測裝置但位置檢測裝置存

在一定風險與成本調整轉子安裝位置這負擔了時間與人力成本而位置檢測器可能

因安裝不良而因震動而鬆脫損壞或因潮濕環境降低檢測裝置的使用壽命這於電動車

應用上存有致命的缺點使得開關磁阻馬達可應用惡劣環境的優點薄弱許多且位置檢

測裝置的精度也會影響開關磁阻馬達系統的性能表現增加位置檢測器的個數或是採用

精度更高的元件是不錯的方法但也增加系統成本因此為了減少環境對開關磁阻馬達

的影響增加檢測精度開關磁阻馬達無位置檢測驅動調速系統的研究是必要的

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參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

年二月

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[10] httpwwwinnovatiacomDesign_CenterHigh-Side20Drivershtm

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參考文獻

[1] 姚信印「切換式磁阻馬達控制策略之研究」碩士論文國立成功大學電機工程學

系中華民國九十年五月

[2] 張家銘「開關式磁阻馬達的設計與特性分析」碩士論文逢甲大學電機工程學系

中華民國九十三年六月

[3] 王宏華編著「開關型磁阻電動基調速控制技術」機械工業出版社中國大陸1995

[4] 孫建忠白鳳仙編著「特種電機及其控制」中國水利水電出版社中國大陸2005

[5] T J E Miller ldquoSwitched Reluctance Motors and their Controlrdquo Oxford Press New

York 1993

[6] Microchip Technology Inc ldquoMotor Control Sensor Feedback Circuitsrdquo AN894

[7] 鍾啟仁編著「HT46xx 微控制器理論與實務寶典」全華科技圖書股份有限公司

中華民國九十三年十一月

[8] EPARC 編著「電力電子學綜論」全華科技圖書股份有限公司中華民國九十六

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[9] International Rectifier Inc ldquoBootstrap Component Selection For Control

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