INSTITUTO POLITECNICO NACIONAL

MÉXICO, D. F. ABRIL 2001

ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERÍA MECÁNICA Y ELÉCTRICA

SECCIÓN DE ESTUDIOS DE POSGRADO E INVESTIGACIÓN

“ SISTEMA DE COMPENSACIÓN PARA UN SENSOR

ÓPTICO DE DESPLAZAMIENTO TIPO REFLEXIVO ”

T E S I S QUE PARA OBTENER EL GRADO DE MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERÍA

ELECTRÓNICA OPCIÓN INSTRUMENTACIÓN

P R E S E N T A: LEONARDO RIVERA ESTRADA

Hoy con el presente trabajo se culmina una etapa más de mi vida, gracias Susana por tu esmero, amor y comprensión, admiro tu fortaleza, ante los momentos difíciles. A ti Leonardo que a pesar de tu ausencia sigues presente, gracias por tu apoyo, tu amor y tus ejemplos. Agradezco a mis hermanos por su paciencia. Un reconocimiento especial al Instituto Mexicano del Petróleo, que hizo posible realizar estos estudios. Gracias al Ing. Tomás Ramírez M. por el gran apoyo que siempre me proporcionó. A mis compañeros de Geofísica por su comprensión. Agradezco al Dr. Walter Fonseca, director de tesis, por todo su apoyo y paciencia durante el desarrollo del presente trabajo. A mis profesores de la SEPI-ESIME por sus enseñanzas. Gracias a mis hijos Dafne, Daniel y a mi esposa Araceli por darme su amor y parte de su tiempo.

ÍNDICE

Índice de figuras 4

Glosario 7

Resumen 12

Abstract 13

Introducción 14

Antecedentes 15

Justificación 15

Objetivo. 15

CAPITULO I.

TÉCNICAS DE COMPENSACIÓN DE SENSORES DE FIBRA ÓPTICA POR

MODULACIÓN DE INTENSIDAD 16

1.1 Introducción 17

1.2 Técnicas de compensación 17

1.3 Sistema de compensación 18

1.3.1 Fuente óptica 18

1.3.2 Enlace óptico 19

1.3.3 Recepción 19

1.3.4 Adquisición de datos 19

CAPITULO II.

FUENTE ÓPTICA 21

2.1 Introducción 22

2.2 Características y diseño 22

2.3 Características del diodo emisor 24

2.4 Sistema de control 24

2.4.1 Controlador Industrial 26

1

2.5 Elemento de refrigeración 27

2.5.1 Ventajas de la célula Peltier 28

2.5.2 Parámetros importantes de célula Peltier 28

2.6 Contenedor de aluminio 31

2.7 Soporte mecánico del sistema de refrigeración 33

2.8 Diseño de circuito de control de temperatura 33

2.8.1 Sensor de temperatura 33

2.8.2 Convertidor de medida 35

2.8.3 Etapa de potencia 40

2.8.4 Cálculo de disipador de calor de etapa de potencia 41

2.8.5 Disipador de la Célula Peltier 42

CAPITULO III.

ENLACE ÓPTICO 51

3.1 Introducción 52

3.2 Cable óptico tipo dúplex 52

3.3 Acoplador óptico 53

3.4 Empalmes 54

3.4.1 Empalmes no permanentes 54

3.4.2 Empalmes permanentes 56

3.4.3 Prensa de empalmes 56

3.4.4 Protector de empalmes 58

3.5 Integración de enlace óptico 58

3.6 Medición en el enlace óptico. 59

3.7 Sensor de desplazamiento tipo reflexivo 60

3.8 Caracterización del enlace óptica 64

2

CAPITULO IV.

DISEÑO DE CIRCUITOS DE RECEPCIÓN 69

4.1 Introducción 70

4.2 Características del fotodetectores 70

4.3 Detector óptico 71

4.4 Amplificador de diferencia 73

4.5 Amplificador de instrumentación 74

CAPITULO V

SISTEMA DE ADQUISICIÓN DE DATOS 77

5.1 Introducción 78

5.2 Microcontrolador MC68HC11 78

CAPITULO VI.

RESULTADOS Y CONCLUSIONES 82

6.1 Estabilidad de fuente óptica 83

6.2 Pruebas de estabilidad del circuito de recepción 87

6.3 Calibración del sistema. 91

6.4 Prueba de estabilidad del sistema 94

Conclusiones 97

Mejoras a futuro 103

Apéndice A 104

Apéndice B 109

Referencia bibliográfica 120

ÍNDICE DE FIGURAS.

3

Fig. 1.1 Monitoreo por fibra de desvío. 18

Fig. 1.2 Diagrama a bloques del sistema de compensación 18

Fig. 2.1 Fuente óptica 23

Fig. 2.2 Diodo emisor 24

Fig. 2.3 Diagrama simplificado del control de temperatura 25

Fig. 2.4 Respuesta del sistema 26

Fig. 2.5 Sistema de control industrial

27

Fig. 2.6 Elemento termoeléctrico 28

Fig. 2.7 Célula Peltier 28

Fig. 2.8 Especificaciones eléctricas y mecánicas de célula Peltier 31

Fig. 2.9 Contenedor de aluminio 32

Fig. 2.10 Alineación del diodo emisor con fibra óptica 32

Fig. 2.11 Sistema de refrigeración 33

Fig. 2.12 Respuesta del RTD 34

Fig. 2.13 Convertidor de medida 35

Fig. 2.14 Amplificador diferencial 37

Fig. 2.15 Amplificador no inversor 38

Fig. 2.16 Amplificador de error 39

Fig. 2.17 Detector de nivel de voltaje 39

Fig. 2.18 Etapa de potencia 41

Fig. 2.19 Disipador de calor 43

Fig. 2.20 Temperatura en función de la potencia 45

Fig. 2.21 Radiación de potencia 45

Fig. 2.22 Efecto de radiación de aletas adyacentes 46

Fig. 2.23 Potencia transferida por convección natural 47

Fig. 2.24 Efectividad relativa de convección natural en función de la

orientación de aletas del disipador

48

4

Fig. 2.25 Efectividad relativa de convección natural en función de altura 48

Fig. 2.26 Eficiencia / temperatura 50

Fig. 3.1 Cable dúplex 53

Fig. 3.2 Especificaciones de fibras ópticas 53

Fig. 3.3 Acoplador óptico GOULD 331270 53

Fig. 3.4 Preparación de fibra óptica 55

Fig. 3.5 Cortadora de disco de diamante 55

Fig. 3.6 Prensa de empalmes 56

Fig. 3.7 Empalme por fusión 57

Fig. 3.8 Empalme de buena calidad 57

Fig. 3.9 Protector de empalme. 58

Fig. 3.10 Conexión de acoplador y conector de entrada 58

Fig. 3.11 Conexión de puertos de salida y fibras de referencia y sensora 59

Fig. 3.12 Enlace óptico 59

Fig. 3.13 Acoplamiento de fibra óptica en sensor de desplazamiento 61

Fig. 3.14 Acoplamiento de diodo emisor- fibra y fibra- detector 62

Fig. 3.15 Esquema de calibración 63

Fig. 3.16 Respuesta de sensor óptico 63

Fig. 3.17 Distribución de potencias y atenuaciones ópticas en el sistema 63

Fig. 4.1 Fotodetector (diodo PIN) OPF471 70

Fig. 4.2 Detector óptico 71

Fig. 4.3 Amplificador de diferencia 73

Fig. 4.4 Circuito de compensación 75

Fig. 5.1 Diagrama a bloques del microcontrolador 79

Fig. 5.2 Tarjeta de microcontrolador 80

Fig. 5.3 Conector J5 del microcontrolador 81

Fig. 5.4 Conexión de pantalla

81

Fig. 6.1 Diagrama a bloques del modulo de fuente óptica 85

Fig. 6.2 Diagrama eléctrico de módulo de la fuente óptica 86

5

Fig. 6.3 Módulo de fuente óptica 87

Fig. 6.4 Diagrama a bloques del módulo de recepción y compensación 89

Fig. 6.5 Diagrama eléctrico del módulo de compensación 90

Fig. 6.6 Módulo de recepción y compensación 91

Fig. 6.7 Módulos ópticos 102

Fig. 6.8 Fibra óptica especial 103

Tabla 3.1 Prueba del acoplador óptico 54

Tabla 3.2 Parámetros de fusión 56

Tabla 6.1 Desplazamiento/Voltaje 92

Tabla 6.3 Variación de potencia en función de radio de curvatura 97

Tabla 6.4 Comparación del sistema compensado y sin compensar 98

Tabla 6.5 Calibración del sistema 100

Gráfica 6.1 Prueba de estabilidad de la fuente óptica

83

Gráfica 6.2 Prueba de estabilidad temporal del circuito de recepción 88

Gráfica 6.3 Representación por medio de un polinomio del intervalo de medición

de sensor tema 100

Gráfica 6.4 Respuesta temporal del sistema 94

Gráfica 6.5 Respuesta temporal de estabilidad del sistema con control de

temperatura en los fotodetectores 95

Gráfica 6.6 Prueba temporal de estabilidad del sistema de compensación sin

control de temperatura en fotodetectores 96

Gráfica 6.7 Calibración del sistema 101

Apéndice A 104

Fig. A 1 Circuito impreso de doble cara de la fuente óptica 105

Fig. A 2 Circuito impreso de doble cara de control de temperatura 106

Fig. A 3 Circuito impreso de una cara de fuente regulada 107

Fig. A 4 Circuito impreso de doble cara de compensación 108

Apéndice B 109

Diagrama de flujo del programa del sistema de compensación 110

6

Programa de sistema de compensación para un sensor óptico de

desplazamiento tipo reflexivo 111

GLOSARIO

Ángulo de incidencia: el ángulo formado por un rayo incidente en una superficie y la normal

a esta, en el punto de incidencia.

Atenuación: la disminución en la magnitud de potencia transmitida entre dos puntos.

Atenuador: es un componente óptico pasivo, que reduce la transmisión de potencia óptica en

una fibra óptica.

Acoplador: es un dispositivo pasivo que distribuye la potencia óptica en dos o más puertos.

Ángulo Crítico: el ángulo más pequeño al eje de fibra en el que un rayo puede estar

totalmente reflejado en la superficie del núcleo / revestimiento.

Buffer óptico: es el material que rodea a la fibra óptica para protección y aislamiento.

Conector: dispositivo mecánico usado para alinear y unir dos fibras ópticas o acoplarlas con

el transmisor o receptor.

Cable dúplex: es un cable que contiene dos fibras ópticas envueltas en una protección

mecánica común.

Decibel (dB): es la unidad para cuantificar la potencia relativa de una señal.

Detector: es un dispositivo que convierte la energía óptica en energía eléctrica.

Dispersión: separación de las componentes monocromáticas de un rayo de luz al propagarse

por una fibra óptica.

Diodo Electroluminiscente (LED): es un dispositivo usado en la transmisión que convierte la

energía eléctrica en óptica, típicamente tiene un gran ancho espectral.

Empalme: es la conexión de los extremos de dos fibras ópticas.

Empalme de Fusión: la acción de unión de dos fibras, fundiendo los dos extremos,

físicamente con arco eléctrico.

Fibra: filamento delgado de vidrio o plástico, que es capaz de llevar información en forma de

luz, esta constituida de un núcleo y revestimiento.

Fotocorriente: es una corriente eléctrica que fluye a través de un dispositivo fotosensitivo,

como un fotodiodo, como el resultado de exposición a una potencia óptica radiada.

7

Fotodetector: dispositivo semiconductor sensible a la energía luminosa, tales como diodo PIN

o de avalancha.

Fotodiodo: es un diodo diseñado para producir una fotocorriente, por la absorción de luz, son

usados para detectar potencia óptica y para convertir la potencia óptica en una del tipo

eléctrica.

F.O. fibra óptica.

Fotón: un cuanto de energía electromagnética, generalmente se considera como una

partícula, discreta que no tiene ninguna carga eléctrica y una vida indefinidamente larga.

Fuente óptica: es el medio para convertir una señal eléctrica, en señal óptica para transmisión

por fibra óptica. La fuente usualmente emplea un diodo emisor LED o diodo LÁSER.

Infrarrojo: radiación invisible que en el espectro electromagnético se encuentra entre la luz

visible y las ondas radioeléctricas. La región infrarrojo que se extiende de aproximadamente

de 3*1011 Hz hasta alrededor de 4*1014 Hz. El infrarrojo se divide en 4 subregiones: el IR

cercano, es decir cerca del visible (780-3000 nm),el IR intermedio (3000-6000 nm), el IR

lejano (6000-15,000 nm) y el IR extremo (15,000-1,0 mm).

Pérdidas de Inserción: es la atenuación causada por la inserción de un componente óptico,

un conector o acoplador en un sistema de transmisión por fibra óptica.

Índice de refracción: es la relación de la velocidad de la luz en él vacío y la velocidad de la

luz en un medio de transmisión dieléctrico.

Longitud de onda: es la distancia entre un pico de una onda electromagnética y el siguiente

pico correspondiente.

Longitud de onda pico: es el punto donde la potencia óptica en función de la longitud de

onda es máxima.

Láser, sigla de (light amplification by stimulated emission of radiation):dispositivo que,

gracias a un fenómeno de emisión estimulada, produce un haz luminoso monocromático y

coherente de gran energía..

Multicanalización por división de frecuencia (FDM): es una técnica para transmitir al

mismo tiempo, sobre una misma fibra óptica varias señales analógicas.

Multiplexeo por división de longitud de onda (WDM): es la técnica de poder transmitir

varias señales de diferente longitud de onda en forma simultánea en una misma fibra óptica.

8

Modulación en amplitud: variación de la señal transmitida en amplitud a través de un

medio de un punto a otro.

Micrómetro (µm): unidad de longitud igual a la millonésima parte de un metro.

Microwatt (µW): es la unidad de potencia correspondiente a una millonésima de watt.

Modulación: variación de información sobre la frecuencia portadora. Variación de una

característica (amplitud, frecuencia, fase) de una onda electromagnética.

Múltiplexaje: es el proceso por el cual dos o más señales son transmitidas sobre una fibra

óptica, ejemplos incluyen múltiplex por división de frecuencia, múltiplex por distribución en

el tiempo.

Nanómetro (nm): unidad de medida correspondiente a una milmillonésima de metro.

Núcleo: es la región central de una fibra óptica a través de la cual se transmite la luz.

Ondas luminosas: ondas electromagnéticas con longitud de onda entre 0.4 µm y 0.8 µm y que

tienen la particularidad de excitar al ojo humano.

Pérdida de acoplamiento: es la disminución de potencia óptica, que experimenta la luz

cuando se acoplan un dispositivo con otro.

PIN fotodiodo: es un detector óptico que convierte luz en electricidad. Es particularmente

usado en receptores de fibra óptica.

Prefusión: es la fusión con corrientes bajas para limpiar la terminal de una fibra óptica. Se

realiza antes del empalme por fusión.

Pérdidas de absorción: atenuación de una señal óptica en el interior del medio de

transmisión de una fibra óptica. Usualmente se especifica en términos de dB/km.

Relación de acoplamiento: es el porcentaje de luz, transferida a un puerto de salida receptor

con respecto a la potencia total de los puertos de salida

Revestimiento: es el material que rodea al núcleo de una fibra óptica, el revestimiento debe

tener índice de refracción mas bajo que el del núcleo para dirigir la luz en el núcleo.

Reflectancia: factor de reflexión, razón del flujo luminoso reflejado por una superficie dada.

Refracción: es el cambio abrupto, que se produce en la dirección de propagación de una onda

luminosa al pasar oblicuamente de un medio a otro, en el cual la velocidad de propagación es

diferente.

Reflexión total interna: es la reflexión total de la luz, que se presenta en el interior de la

9

fibra óptica cuando los rayos de luz inciden en la superficie del revestimiento con índice de

refracción menor al del núcleo, y con un ángulo de incidencia igual o mayor que el ángulo

crítico.

RTD: detector de temperatura resistivo.

Sensibilidad: cociente del incremento de la respuesta de un instrumento de medida por el

incremento correspondiente de la señal de entrada.

Velocidad de la luz en el vacío 2.998x108 m/s.

Watt: es la unidad de medida de potencia.

maxQ voltaje de salida (V)

λ longitud de onda (m)

pλ longitud de onda pico (m)

021 2

222 ∆−⎥⎦

⎤⎢⎣⎡−= KRST

RRST

STQneto =T ancho espectral (m)

refV voltaje de referencia

β ganancia de corriente del transistor

zV voltaje zener (V)

maxI corriente máxima a máxima refrigeración (A)

maxT diferencia de temperatura máxima entre las dos caras de una célula Peltier

maxQ calor máximo absorbido (W)

disP potencia de disipación (W)

jQ calor perdido por efecto Joule (W)

cQ calor perdido por conducción (W)

k conductividad térmica

netoQ cantidad de calor que puede ser absorbido por una fuente fría (W)

0R resistencia a temperatura de referencia (Ω)

VA ganancia en voltaje

utV voltaje de umbral superior (V)

10

ltV voltaje de umbral inferior (V)

satV voltaje de saturación de amplificador operacional (V)

HV voltaje de histéresis (V)

refrigI corriente de refrigeración (A)

VINTA ganancia en voltaje de amplificador de instrumentación

11

RESUMEN

El sistema de compensación para un sensor óptico de desplazamiento tipo reflexivo, minimiza

las pérdidas producidas por las curvaturas empleando una fibra óptica de desvío. Esta técnica

utiliza dos fibras ópticas, una de referencia libre de la influencia del sensor y otra sometida a

las variaciones del sensor. La fuente óptica se compensa en temperatura para evitar

corrimientos de longitud de onda y variaciones de intensidad. La referencia LM399 estabiliza

eléctricamente a la fuente y la temperatura se controla en el diodo emisor, a través de un

elemento termoeléctrico (célula Peltier) empleando un circuito de control y un sensor de

temperatura. El enlace óptico emplea elementos que introducen pérdidas mínimas al usar

empalmes de fusión. El sensor de desplazamiento es utilizado en su respuesta más lineal para

un desplazamiento de 50 milésimas de pulg. de intervalo de medición. Los circuitos integrados

(amplificadores operacionales) empleados en la etapa de compensación son para bajo ruido y

corrimiento con la temperatura.

12

ABSTRACT

The compensation system for an optic sensor of reflexive displacement, minimizes losses

produced by the bends presented on the optic fiber. This technique uses two optic fibers, one

use as a reference whichis free of the influence from sensor and another subjected to the

variations of the sensor. The optic source is compensated in temperature to avoid landslides of

wave longitude and variations of intensity. The reference LM399 stabilizes electrically to the

source supply and the temperature is controlled in the issuing diode, through a thermoelectric

element (Peltier cell) using a control circuit and a temperature sensor. The optic link uses

elements that minimizes losses when using coalition connections. The displacement sensor is

used in its more lineal answer for a displacement of 50 thousandth inch insede of interval

mensuration. The integrated circuits (operational amplifiers) employees in the compensation

stage are for low noise and low landslide with the temperature.

13

INTRODUCCIÓN.

Las fibras ópticas representan una muy buena solución para aplicaciones, donde los sistemas

tradicionales, pudieran producir accidentes al producirse cortos circuitos, o bien cuando las

medidas son afectadas por interferencias electromagnéticas de otros sistemas. La fibra óptica

por sus características de no-conductividad, inmunidad a interferencias electromagnéticas,

bajo peso, baja atenuación, ancho de banda alto, aislamiento eléctrico, etc. son adecuadas

para aplicaciones donde el ambiente es altamente explosivo o corrosivo.

Una gran cantidad de variables físicas, pueden medirse a través de las fibras ópticas como son:

la presión, temperatura, desplazamiento, rotación, el nivel de líquidos, análisis químico, las

vibraciones, etc.

En la actualidad sé esta aplicando la fibra óptica, en la medición de parámetros en pozos

petroleros como:

Presión, temperatura, esfuerzos estáticos, dinámicos y flujo. El uso de la fibra óptica. Presenta

ventajas sobre la tecnología convencional (electromecánica), ya que las herramientas

eléctricas están limitadas al operar a altas temperaturas, debido que sus componentes

electrónicos son altamente afectados a temperaturas superiores a 150 °C. Además, estas

herramientas, por su diversidad de sensores, complica el sistema de telemetría, el cual se ve

afectado por la temperatura, y la impedancia de cable de alimentación. La fibra óptica tiene

grandes ventajas, las temperaturas de operación son mayores, y actualmente algunas

compañías disponen de sensores de fibra óptica que operan a 200 °C y están en desarrollo

sensores que operen a 250 °C.

Una de las limitaciones presentes en la medición, a través de fibra óptica es la curvatura. La

energía luminosa se propaga a través de ella, bajo la condición de reflexión interna total, al

presentarse curvaturas en la fibra, el ángulo de incidencia cambia en la región de la curvatura,

y parte de la energía se transmite al revestimiento, repercutiendo en pérdidas de potencia. Este

efecto produce una medición errónea disminuyendo la potencia óptica detectada. Para lograr

tener una buena medición es importante cuantificar las pérdidas por curvatura y

posteriormente, eliminar sus efectos en la medición. Existen diferentes métodos que permiten

minimizar los efectos de pérdidas por curvatura.

14

ANTECEDENTES.

En publicaciones referentes a los sensores de FO, modulados en intensidad, se han hecho

algunas propuestas para compensar las pérdidas por curvatura. Estas propuestas ofrecen

diferentes niveles de efectividad. En general no hay un método perfecto, todas adolecen de

algún defecto, que puede ser costo, complejidad, inestabilidad, etc. En nuestro país, poco se

han estudiado los métodos de compensación de pérdidas por curvatura, en sensores de fibras

ópticas

JUSTIFICACIÓN.

En procesos industriales que tienen ambientes altamente explosivos, o bien corrosivos, el uso

de sistemas tradicionales, representan un alto riesgo para la industria. Los sistemas por operar

con energía eléctrica, pueden producir cortos circuitos, provocando explosiones que ponen en

riesgo la vida del personal laboral y de las instalaciones. El uso de sistemas a través de fibra

óptica permite una gran seguridad por su no-conductividad eléctrica y además permiten tener

una mayor precisión en las mediciones. Sin embargo, las fibras ópticas son altamente

afectadas por curvaturas, ya que estas provocan que el ángulo de incidencia varíe, no

permitiendo que la propagación sé de, a través de la reflexión interna total. Debido a esta

limitación, surge la necesidad de cuantificar las pérdidas que se presentan en las fibras ópticas,

para poder realizar con certeza una buena medición. El método de compensación por fibra de

desvío permite, a través de una fibra de referencia, cuantificar dichas pérdidas y poder

restárselas a la fibra sensora, minimizando con esto los efectos por curvatura.

OBJETIVO.

Desarrollar un sistema que permita compensar las pérdidas por curvatura, en las fibras ópticas,

minimizando los errores de medición, en un sensor de desplazamiento.

15

CAPITULO I.

TÉCNICAS DE COMPENSACIÓN PARA SENSORES DE FIBRA ÓPTICA CON

MODULACIÓN DE INTENSIDAD.

16

1.1 INTRODUCCIÓN.

Las fibras ópticas representan una solución para aplicaciones, donde los sistemas tradicionales

tienen, limitaciones. La gran mayoría de variables físicas como son presión, temperatura,

desplazamiento, rotación, nivel de líquidos, análisis químico, vibraciones, etc. pueden ser

medidas por medio de la fibra óptica.

Una fuente de error, presente en la medición con sensores de fibra óptica modulados en

intensidad, son las curvaturas. La energía luminosa se propaga a través de ellas, bajo la

condición de reflexión interna total, al presentarse curvaturas en la fibra óptica, el ángulo de

incidencia cambia en la región de la curvatura y parte de la energía se transmite al

revestimiento repercutiendo en pérdidas de potencia. El receptor óptico no puede distinguir si

esta fluctuación en la potencia es debida al sensor o a las curvaturas. Para tener una buena

medición es importante cuantificar las pérdidas por curvatura y posteriormente minimizar sus

efectos. Existen diferentes técnicas de compensación que reducen las pérdidas por curvatura.

1.2 TÉCNICAS DE COMPENSACIÓN DE SENSORES ÓPTICOS DE MODULACIÓN DE

INTENSIDAD.

En la literatura [1] se discuten los principios, ventajas y desventajas de cuatro técnicas de

compensación de sensores ópticos estas son:

Balanceo de puente óptico.

Recuperación temporal de la señal.

Doble longitud de onda.

Monitoreo por fibra de desvío.

La técnica seleccionada en el presente trabajo, es la de monitoreo por fibra de desvío, la cual

consiste en utilizar un par de fibras ópticas que se encuentran en una protección mecánica

común de PVC que permite que ambas fibras se sometan a deformaciones y condiciones

ambientales similares. Este método emplea dos fibras ópticas una (Fref) como referencia, libre

de los efectos del sensor, y la fibra (Fsen) se utiliza para que a través de ella se inserte el sensor

y de esta forma realizar mediciones de desplazamiento fig.1.1.

17

Y

S

Dfsen Dfref

FUENTE OPTICA

ACOPLADOR 3dB FIBRA SENSORA Fsen

FIBRA DE REFERENCIA Fref

FOTODETECTORES

SENSOR

Fig.1.1 MONITOREO POR FIBRA DE DESVÍO

El montaje consiste de una fuente óptica, un acoplador que permite dividir la energía luminosa

entre ambas fibras ópticas, el sensor de desplazamiento y dos fotodetectores. El sistema como

se observa tiene dos trayectorias por donde la energía luminosa se propaga.

1.3 SISTEMA DE COMPENSACIÓN.

El sistema de compensación a desarrollar se muestra en el siguiente diagrama a bloques

(fig.1.2)

FUENTE ÓPTICA

CIRCUITO DE RECEPCIÓN Y COMPENSACIÓN

CONVERTIDOR ANALOGICO/DIGITAL

PROCESADOR DE DATOS

PANTALLA DE CRISTAL

LIQUIDO

SISTEMA DE ADQUISICION DE DATOS

Fig.1.2 DIAGRAMA A BLOQUES DEL SISTEMA DE COMPENSACIÓN

Fref

Fsen

SENSOR

ENLACE ÓPTICO

1.3.1 Fuente óptica.

El primer bloque, fuente óptica, debe considerarse que posea muy buena estabilidad eléctrica

18

y en temperatura, debido a que si alguno de estos parámetros sufre variaciones, el diodo

emisor experimenta un aumento o disminución de la potencia óptica emitida, y corrimientos

en la longitud de onda de emisión, afectando las mediciones del sistema. Estas variaciones

hacen al sensor inestable e inadecuado para la medición de desplazamiento.

La fuente se compensa eléctricamente con una referencia zener estabilizada en temperatura, y

la estabilidad en temperatura del diodo emisor se logra usando un elemento termoeléctrico.

1.3.2 Enlace Óptico.

El enlace óptico es la trayectoria que sigue la energía luminosa, experimentando una serie de

atenuaciones producidas por cada elemento que lo integra. Se deben de utilizar elementos que

aporten un mínimo de pérdidas, para tener un acoplamiento óptimo entre la fuente-fibra y

fibra-detector. La técnica de monitoreo por fibra de desvío requiere que las dos fibras

transmitan potencias ópticas iguales, para que ambas experimenten la misma atenuación por

las curvaturas, una de estas fibras ópticas además de tener atenuación por las curvaturas

también tendrá atenuaciones por el sensor. Se ha seleccionado fibras ópticas de vidrio las

cuales tienen una menor atenuación (4.5 dB/km) que las de plástico, además de que se

encuentran en cable de tipo dúplex. El sensor óptico de desplazamiento tipo reflexivo se

construyó con un par de fibras ópticas de 100/140 µm y 4.5 dB/km de atenuación) y una

superficie reflejante de buena calidad (espejo de aluminio, de primera superficie).

1.3.3 Recepción.

El bloque de recepción se encarga de convertir la potencia óptica de las fibras de referencia y

sensora en señales eléctricas, además de que permite por el tipo de configuración obtener la

diferencia de ambas señales, eliminando los efectos por curvatura. Esta parte se encarga

también de acondicionar la señal para obtener a su salida, un voltaje que varia de 0 a 5 V, que

se aplica al convertidor analógico digital (A/D) del microcontrolador, para su procesamiento.

1.3.4 Adquisición de datos.

El bloque de adquisición de datos esta basado en el microcontrolador MC68HC11, dispositivo

de 8 bits, que cuenta con un convertidor analógico digital, por medio del cual se puede leer el

19

voltaje de salida del circuito de recepción, haciendo uso de software se exhiben los datos de

desplazamiento en una pantalla de cristal liquido en milésimas de pulg.

20

CAPITULO II

FUENTE ÓPTICA.

21

2.1 INTRODUCCIÓN.

La fuente óptica basada en diodos luminosos, se encarga de proveer energía luminosa

constante para la alimentación del sensor y del sistema de compensación. Los diodos más

usados son el LED y el diodo LASER. La importancia de la fuente óptica en el sistema es

relevante, y a cualquier variación en corriente o en temperatura produce corrimientos de

longitud de onda y variaciones de intensidad luminosa.

En su diseño se considera una alta estabilidad, tanto eléctrica, como térmica. La estabilidad

eléctrica se logra empleando un “regulador de corriente”, el cual utiliza una referencia LM399

compensada en temperatura y encapsulada con un elemento calefactor.

2.2 CARACTERÍSTICAS Y DISEÑO.

Alta estabilidad eléctrica

Estabilidad en temperatura 15 °C ±0.3 °C

Longitud de onda de emisión =λ 850 nm.

En el diseño se seleccionó una longitud de onda de 850 nm para obtener una menor atenuación

en la fibra óptica, en esta longitud se encuentra ubicada en una de las tres ventanas de menor

atenuación (primera ventana). Además se consideró que el costo del diodo emisor fuera

económico. En el cálculo de la fuente, fig.2.1, se establecen los parámetros siguientes: voltaje

de salida Vsal, corriente de salida Id, y voltaje de referencia Vref (terminal 3 del amplificador

operacional).

3=Vsal V

50=Id mA

5.2=Vref V

751 =Qβ ganancia en corriente de Q1.

9.6=Vz V voltaje de referencia zener.

22

LM399

Id=50mA

Fig. 2.1 FUENTE ÓPTICA

La fuente mantiene constante la corriente en el diodo, y considerando las características

ideales de los amplificadores operacionales, se determinan los valores de las resistencias. El

voltaje en la terminal inversora del amplificador operacional se obtiene por divisor de voltaje.

lsain VRR

RV32

3

+= donde 5.2== refin VV V

insal VR

RRV

3

32 +=

5010*505.2

33 === −d

in

IVR Ω

( ) 10505.2

350332 =−=−= RVVRR

in

sal Ω

Los resistores R2 y R3 permiten muestrear el voltaje de salida para mantener constante la

corriente.

La referencia zener opera con un intervalo de corriente de 0.5 mA a 10 mA, y aquí se

establece de I1=3 mA. Por tanto R1 esta dado por:

1800170010*3

9.6123

11 ≅=

−=

−= −I

VzVccR Ω

23

El potenciómetro R4, permite ajustar el voltaje de referencia (Vref=2.5 V).

La corriente de base Ib se define por la corriente en el diodo entre la beta del transistor.

66.6667510*50 3

11

====−

Q

d

Q

cb

IIIββ

µA

2.3 CARACTERÍSTICAS DEL DIODO EMISOR.

El diodo emisor es de GaAlAs, el cual esta diseñado para conectarse a fibra óptica multimodo

con núcleos de 50/125 a 200/230 µm fig. 2.2.

Fig. 2.2 DIODO EMISOR OPF320C

VF=1.7 V

850=Pλ nm. longitud de onda

35=∆λ nm. ancho espectral.

En el diodo emisor, es recomendable mantener constante su temperatura. Un método para

estabilizarse, es a través del uso de un refrigerador termoeléctrico (célula de tipo Peltier).

2.4 SISTEMA DE CONTROL.

El sistema de control permite mantener constante la temperatura en el diodo emisor. Los

avances en la teoría y en la práctica del control automático, aportan los medios para obtener un

24

desempeño óptimo de los sistemas dinámicos, la figura 2.3 muestra el diagrama simplificado

del sistema de control.

.

11+Ts

C(s) R(s)

Fig. 2.3 DIAGRAMA SIMPLIFICADO DEL CONTROL DE TEMPERATURA

La relación de entrada salida define la función de transferencia y esta dada por la ecuación 2.1

[2]:

11

)()(

+=

TssRsC (2.1)

Analizando su respuesta con una entrada a escalón unitario, el sistema de primer orden tiene el

siguiente comportamiento. La transformada de Laplace de la función al escalón unitario

esta dada por

)(sR

s1

, por lo que la función de salida del sistema es:

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛

+=

+=

sTssR

TssC 1

11)(

11)(

desarrollando en fracciones parciales a )(sC

TssTs

Ts

sC1

111

1)(+

−=+

−=

Si se obtiene la transformada inversa de Laplace de la ecuación anterior se tiene la respuesta

en el tiempo.

Tt

etc−

−= 1)( para toda (2.2) 0≥t

25

Esta función establece que la salida es inicialmente cero y al final se vuelve unitaria. Una

característica importante de la curva de respuesta exponencial c(t) es que, cuando t=T, el valor

de c(t)=0.632 alcanzando un 63.2 % de su cambio total fig. 2.4.

)(tc

632.01)( 1 =−= −etc

Conforme más pequeña es la constante T la respuesta del sistema es más rápida. La pendiente

de la respuesta exponencial en es igual a 0=tT1 esto se debe a que:

Te

Tdtdc 11 0 == la respuesta alcanzaría el valor final en Tt = si mantuviera su velocidad de

respuesta inicial.

2.4.1 Controlador Industrial.

Los controladores industriales se clasifican, de acuerdo con su acción de control, en la figura

2.5 se muestra el diagrama de un sistema de control industrial.

t

c(t)

t

Tt

etc−

−= 1)(

T T T T T

Fig. 2.4 RESPUESTA DEL SISTEMA

26

ENTRADA DE REFERENCIA AMPLIFI-

CADOR ACTUADOR PLANTA

SENSOR

SALIDA

SEÑAL DE ERROR

DETECTOR DE ERROR

CONTROL AUTOMATICO

Fig. 2.5 SISTEMA DE CONTROL INDUSTRIAL

El tipo de controlador que se use debe decidirse con base en la naturaleza de la planta y las

condiciones de operación, incluyendo consideraciones tales como costo, seguridad, precisión,

peso y tamaño.

El controlador se encarga de detectar la señal de error, con un nivel de potencia muy pequeño,

y amplificarlo a un nivel lo suficientemente alto. La salida del controlador se alimenta a un

actuador que es un dispositivo de potencia que produce la entrada para la planta de acuerdo

con la señal de control, a fin de que la señal de salida se aproxime a la señal de entrada de

referencia. El elemento sensor, se encarga de convertir la variable de salida en otra variable

manejable (eléctrica).

La planta puede ser una parte del equipo, tal vez un conjunto de las partes de una máquina que

funcionan juntas, con el propósito de ejecutar una operación particular. (Objeto físico que se

va a controlar, un horno de refrigeración, etc.).

2.5 ELEMENTO DE REFRIGERACIÓN.

Un elemento termoeléctrico, o célula Peltier fig. 2.6, se compone de dos pequeñas piezas

semiconductoras [2] n y p, las cuales se encuentran unidas en uno de sus extremos mediante

una unión de soldadura metálica. Si se aplica una corriente eléctrica a través de la célula

Peltier se genera una diferencia de temperaturas entre las placas.

27

Fig. 2.7 CÉLULA PELTIER

FLUJO DE ELECTRONES

FLUJO DE HUECOS

CALOR ABSORBIDO

CALOR LIBERADO

Fig. 2.6 ELEMENTO TERMOELÉCTRICO

La célula Peltier fig.2.7 consta de un número variable de soldaduras colocadas en serie

eléctricamente pero en paralelo desde el punto de vista térmico.

2.5.1 Ventajas de las Células Peltier.

1. La célula Peltier puede generar frío y calor, invirtiendo la polaridad del voltaje aplicado

2. Son totalmente silenciosas y no producen vibraciones.

3. La variación de potencia de refrigeración es fácil de controlar.

4. Su funcionamiento puede ser en cualquier posición.

5. No cuenta con partes móviles.

La célula Peltier, es el dispositivo refrigerador adecuado para controlar la temperatura del

diodo emisor, debido a que su tamaño es reducido, no requiere de gas, además su peso es muy

pequeño y hay ausencia de ruido del tipo acústico.

2.5.2 Parámetros importantes.

maxI = corriente máxima a máximo enfriamiento

maxT = diferencia de temperatura máxima entre las dos caras, cuando la corriente es maxI .

maxQ = calor máximo absorbido para eliminar la diferencia de temperatura entre las dos

caras, a una corriente máxima. La cantidad de calor es proporcional a la cantidad de

corriente y al número de parejas termoeléctricas.

maxV = voltaje máximo para obtener maxI

disP = potencia de disipación . P I Rmax= 2

28

R= resistencia promedio de las uniones de la célula Peltier.

Cuando se tiene una corriente mayor a la potencia disipada por la célula Peltier es muy

grande, ocasionando un descenso en el enfriamiento.

maxI

Al aplicar una diferencia de potencial externa al elemento termoeléctrico se presenta una

cesión de calor (ecuación 2.3) a la fuente caliente por unidad de tiempo, las siguientes

relaciones se obtuvieron de la referencia [2].

ISTQp 11 = (2.3)

T1 = temperatura de la fuente caliente.

S= es el coeficiente termoeléctrico Seebeck.

I= la corriente que circula en el circuito.

La absorción de calor por unidad de tiempo en la cara fría es:

ISTQp 22 = (2.4)

T2 es la temperatura de la cara fría.

Las pérdidas de calor por efecto Joule en una cara se obtiene por la ecuación 2.5.

RIQ j2

21

= (2.5)

La ecuación 2.6 establece las pérdidas de calor por conducción entre las uniones y por

convección entre los huecos de la célula Peltier.

)( 21 TTKQc −= (2.6)

Pérdidas de calor por conducción entre las uniones y por convección entre los huecos de la

célula Peltier.

29

K kAL

= .

=k conductividad térmica

A= área de la célula Peltier.

L= longitud de la célula Peltier.

La cantidad de calor que puede ser absorbido de la fuente fría es:

cjpneto QQQQ −−= 2 (2.7)

La cantidad de calor a disipar en la placa caliente se obtiene a partir de la ecuación 2.8

Q Q Q Qd p j= + −1 c (2.8)

La potencia eléctrica se obtiene con la diferencia de las ecuaciones del calor neto y disipado

ecuación 2.9,

jppcjpcjpnetod QQQQQQQQQQQP 22121 +−=++−−+=−=

P S T T I I R= − +( )1 22 (2.9)

El máximo bombeo de calor o máxima refrigeración se obtiene a partir de la diferenciación

igualando a cero del calor neto con respecto a la corriente dQ

dIneto = 0

( ) 02 =−−= cjpneto QQQ

dId

dIdQ

0)](21[ 221

22 =−=−−−= max

neto RISTTTKRIISTdId

dIdQ

(2.10)

La máxima corriente a la cual el calor extraído del lado frío de la célula Peltier es máximo

esta dada por la ecuación 2.11.

ISTRmax =

2 (2.11)

Sustituyendo en la ecuación 2.7 del calor neto la corriente máxima, ecuación 2.11,

TKR

STR

RST

STQneto ∆−⎥⎦⎤

⎢⎣⎡−=

222

2 21

.

30

El calor neto que puede ser absorbido por la fuente fría es igual a cero cuando se alcanza el

equilibrio.

021 2

222 =∆−⎥⎦

⎤⎢⎣⎡−= TK

RST

RR

STSTQneto

Despejando ∆T se tiene la variación de temperatura máxima entre las placas.

∆TS T

Rkmax =

12

22

(2.12).

La célula Peltier empleada CP 0.8-127-06L [3], tiene las siguientes especificaciones fig.2.8.

N= NÚMERO DE ELEMENTOS

TERMOELECTRICOS

Fig. 2.8 ESPECIFICACIONES ELECTRICAS Y MECANICAS DE CÉLULA PELTIER

2.6 CONTENEDOR DE ALUMINIO.

Para mantener la temperatura constante del diodo emisor, se diseñó un contenedor de aluminio

donde se encuentra alojado el diodo emisor, fig. 2.9. Las piezas se elaboraron con el fin de

obtener un acoplamiento térmico adecuado.

31

6 mm

1.5 cm

1.2 cm

3 cm 3 mm

Fig. 2.9 CONTENEDOR DE ALUMINIO

2.4 cm

El receptáculo SMA para el diodo emisor tiene una perforación mayor que el diámetro de

LED, fue necesario maquinar unas pequeñas piezas de aluminio que permiten centrar y alinear

al diodo, así como colocarlo en la mejor posición, disminuyendo la distancia entre el diodo y

el núcleo de la fibra óptica, para tener mayor acoplamiento de energía luminosa fig. 2.10.

DIODO EMISOR

PIEZAS DE CENTRADO

RECEPTÁCULO SMA

Fig. 2.10 ALINEACION DE DIODO CON FIBRA ÓPTICA

32

2.7 SOPORTE MECÁNICO DEL SISTEMA DE REFRIGERACIÓN.

El esquema de la fig. 2.11 corresponde a las partes mecánicas que forman al sistema de

refrigeración. La cara fría de la célula Peltier está en contacto con el contenedor de aluminio,

mientras que la cara caliente con el disipador de calor. En el diseño se establece un

aislamiento térmico entre el contenedor y las partes que lo sujetan. Con el objeto de tener una

mayor transferencia de calor, se aplicó una capa de grasa de silicón (grasa térmica) entre las

caras de la célula Peltier, el disipador de calor y el contenedor, debido a que las superficies

presentan imperfecciones.

DIODO EMISOR

DISIPADOR

CÉLULA PELTIER

CARA FRIA

RTD

CARA CALIENTE

AISLANTE

Fig. 2.11 SISTEMA DE REFRIGERACIÓN

La función del disipador de calor es extraer la energía calorífica de la cara caliente de la célula

para evitar que dicho calor se transfiera a la cara fría. Haciendo el sistema más eficiente.

2.8 DISEÑO DEL CIRCUITO DE CONTROL.

2.8.1 Sensor de temperatura

El sistema de control, requiere de un sensor de temperatura, que se encargue de convertir la

variable física (temperatura) en una señal eléctrica (voltaje o corriente).

Se usa un detector de temperatura resistivo RTD el cual se basa en el principio, según el cual

la resistencia de todos los metales depende de la temperatura. La elección de platino en los

RTD, permite realizar medidas más exactas y estables.

33

En cuanto a las desventajas, el platino, encarece los RTD. Otro inconveniente es el

autocalentamiento. Para medir la resistencia hay que aplicar una corriente, que por supuesto,

produce una cantidad de calor que distorsiona los resultados de la medida.

El sensor de temperatura RTD se ha seleccionado por su alta linealidad y estabilidad. La

dependencia del valor de la resistencia del RTD con la temperatura se puede expresar [4] con

la ecuación 2.13.

)..........1( 22110 nnTTTRR ααα ++++= (2.13)

R0 =resistencia a la temperatura de referencia

=T Incremento de temperatura con respecto a T 0

72

31

10*83.5

10*90.3−

−

−≈

≈

α

α

Para el platino la resistencia esta dada por la ecuación 2.14.

)1(0 TRR α+= (2.14)

R0 100= Ω a una temperatura de 0=T °C y α ≈ 0 00385.

Empleando la ecuación 2.14 y variando la temperatura desde 0 a 200 °C, sé obtiene la

respuesta del RTD, la fig.2.12, muestra el comportamiento el cual es lineal.

)1(0 TRR α+=

T

Ω

Fig. 2.12 RESPUESTA DEL RTD

34

2.8.2 Convertidor de medida

El convertidor de medida fig.2.13, se forma por el arreglo tipo puente, donde se encuentra

integrado el sensor de temperatura, para el muestreo de la temperatura del diodo emisor.

RTD

IRTD=0.4mA IRTD=0.4 mA

Fig. 2.13 CONVERTIDOR DE MEDIDA

Del circuito de la fig. 2.13 (puente de Wheatstone) y empleando divisor de voltaje, se definen

las ecuaciones de los voltajes V1 y V2 [5].

VrRR

RV

41

11 += (2.15)

VrRR

RV32

22 += (2.16)

V V1 2=

012 =−= VVVd (2.17)

El voltaje diferencial del puente de Wheatstone, está definido por la diferencia de las

ecuaciones 2.15 y 2.16.

En esta condición el puente, se encuentra balanceado, pero si hay un incremento de

temperatura del , se desbalancea el circuito, teniendo un voltaje diferencial diferente

de cero V , sustituyendo las ecuaciones 2.15 y 2.16 en 2.17 el voltaje diferencial se

obtiene a partir de 2.18.

RTD R= 2

d ≠ 0

35

VrRRRR

RRRRVd ))(( 4132

3142

++−

= (2.18)

cuando el puente está en equilibrio, se cumple que 03142 =− RRRR

2

1

3

4

RR

RRK == .

Para evitar un autocalentamiento en el RDT, se establece una corriente muy pequeña

(IRTD=0.4 mA) a través del dispositivo fig. 2.13, evitando alterar la medición de temperatura

por efecto Joule.

A 15°C se tiene una resistencia ( ) 775.105)15(00385.01(100)1(0 =+=+= TRR α Ω se

produce un voltaje V2=(105.775)(0.4*10-3)=0.04231 Volts. En equilibrio el valor de R1 debe

ser igual al valor del RTD (R1=RTD=105.775 Ω a 15 °C), R3 y R4 deben de ser iguales, y su

valor se obtiene, empleando la ecuación 2.18, cuando R2 =RTD.

1212394775.105775.10504231.0

5

234 ≅=−⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛=−== RTDRTD

VVRR r kΩ

5=Vr V

Sustituyendo el valor de las resistencias y la ecuación 2.14 en 2.18 el voltaje diferencial, se

expresa en función de la temperatura, por medio de la ecuación 2.19.

VrRRRTR

RRRTRVd ))()1((

)1(

4130

3140

+++−+

=αα

(2.19)

TTVd +−

=6.31428

)15(95631.4

Correspondiente al voltaje diferencial de salida del puente en función de la temperatura. Para

una temperatura de 15 °C el voltaje diferencial es cero y el puente esta en equilibrio.

0=dV V a °C y Ω 151 =T 775.105=RTD

36

Se propone un intervalo de variación de temperatura, en el diodo emisor de 0.3 °C, con el cual

logra una estabilidad en potencia óptica aceptable, que no represente, errores significativos en

el sistema. Así,

8905.105)3.15( 0 =CRTD Ω

El voltaje diferencial con el incremento de temperatura de 0.3 °C es:

( ) 28.4700004728.03.153.31428

)153.15(95631.4)3.15( ==+

−= VCV o

d µV

Se puede observar que el voltaje diferencial es muy pequeño, por lo tanto, es necesario tener

etapas de amplificación, para poder manipular la señal. El voltaje de salida del puente se

aplica a un amplificador de diferencia, fig.2.14, cuya ganancia esta dada por.

ARR

V Vvf

11

2 15= −( ) (2.20)

En él cálculo del amplificador diferencial se considera a 100065 == RR Ω y Rf1=R7. Para

tener un balance en las corrientes de polarización del amplificador operacional R5//Rf1=R6//R7,

por lo tanto, la ganancia es:

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡

+−

=T

TRR

A fV 3.31428

)15(95631.451

1

ARR

V VVVv

f

d1

12 1

01

51000= − = =( ) donde ( ) ( ) 28.47100028.47100001 === VVV d µ mV

Fig.2.14 AMPLIFICADOR DIFERENCIAL

37

Se seleccionó el amplificador TL071, por su bajo ruido (18 HznV / a 1 KHz), por su bajo

corrimiento (18 µV/°C) y precio.

( ) 110001000151 === Vf ARR MΩ

El voltaje de salida ( mV) de la primera etapa de amplificación sigue siendo

pequeño. Es necesario entonces aplicar otra etapa de amplificación, fig.2.15, con la finalidad

de que el voltaje de salida, supere al voltaje de referencia del sistema de control

28.4701 =V

5.7=REFV V,

se propone 5078.702 =V V.

Fig.2.15 AMPLIFICADOR NO-INVERSOR

La ganancia de la siguiente etapa (amplificador no inversor) se define por:

62.1581028.47

5078.718 3012

01

022 ==⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+== −x

VVRR

VV

A fV despejando a y asignando el valor de

kΩ, se obtiene

R f 2

2.28 =R ( ) 33077.346784220062.157)162.158( 82 ≅Ω==−= RR f kΩ.

Si se requiere aumentar o disminuir la temperatura de control, el único cambio que, es

necesario realizar es el ajuste del valor en R8. Para realizar pruebas a diferentes temperaturas

es conveniente que R8 sea un resistor variable.

El voltaje V se aplica al amplificador de la fig.2.16 que funciona como el amplificador de

error del sistema de control. La diferencia entre este voltaje y el de referencia, se aplica a un

amplificador, con el propósito de que el voltaje de salida supere a los voltajes de umbral

superior e inferior de un detector de nivel de voltaje con histéresis.

02

8.75.75078.7022 =−=−= refd VVV mV.

38

Es conveniente aplicar una alta ganancia AV 3 1000= . Si R R9 10 1000= = Ω , Rf3=R11 y

(R9//Rf3=R10//R11).

ARR

VVV

f

d3

3

9

03

21000= = = .

( ) 11000 93 == RR f MΩ

Fig.2.16 AMPLIFICADOR DE ERROR

Por lo que V 8.703 =V

Este voltaje, permite cambiar el estado de saturación del detector de nivel, fig.2.17, que a su

vez alimenta a la etapa de potencia del sistema de control.

Fig.2.17 DETECTOR DE NIVEL DE VOLTAJE

El amplificador operacional LM301 como el de la fig.2.17 tiene como característica un

rendimiento mejorado, cuenta con una protección contra sobrecarga en la entrada y salida, 39

libre de oscilaciones, proporciona mayor precisión y menor ruido en circuitos de baja

impedancia, se emplea en circuitos de retención, muestreo y generadores de forma de onda de

baja frecuencia.

Parámetros para el cálculo del detector de nivel.

5.7=Vut V

HznV / V

10±=Vsat V voltaje de saturación de los amplificadores operacionales.

5.7=Vref V

V V1 2=

El voltaje de umbral superior e inferior, se definen por las siguientes ecuaciones [5].

11 ++

++

=nVsatVref

nnVut (2.21)

11 +−

++

=nVsatVref

nnVlt (2.22)

n , es un factor que multiplicado por R12, da el valor del resistor de retroalimentación del

detector de nivel.

15.65.7 =−=−= VltVutVH V voltaje de histéresis.

1911

10101)(=−

+=−

−−+=

HVVsatVsatn

( ) 190100001912 ==nR KΩ

Valor comercial más cercano, 18012 =nR KΩ.

2.8.3 Etapa de potencia.

La etapa final del control de temperatura, es la de potencia, que esta formada por un par de

transistores complementarios (Tip31 y Tip32), fig. 2.18, esta etapa se encarga de suministrar

el voltaje y la corriente necesaria para la refrigeración. 40

Irefrig.

DIO

DO

Fig. 2.18 ETAPA DE POTENCIA

Irefrig. = corriente de refrigeración (A).

Vrefrig.= voltaje de refrigeración (V).

El resistor permite variar la corriente de base en los transistores, logrando un aumento o

disminución en la corriente de refrigeración, la corriente de base es proporcionada por el

detector de nivel y se obtiene a partir de la corriente de refrigeración y de las betas de los

transistores, donde para ambos transistores

R13

9999.02 =RIrefrig= corriente de refrigeración (A).

β=75 ganancia en corriente del transistor.

La corriente de refrigeración usada en las pruebas es de 645=refrigI mA.

6.875

645. ===mAI

I refrigb β

mA

2.8.4 Cálculo de disipador de calor.

El circuito de la fig.2.18 muestra la etapa de potencia que suministra la energía necesaria a la

célula Peltier. Se ha establecido un voltaje y corriente de refrigeración de Vrefrig=6 V, y

Irefrig=650 mA. El control opera con una acción de dos posiciones de encendido o apagado. Es

equivalente a considerar que se trata de un solo transistor, debido a que ambos disipan la

misma potencia pero en forma alternada. El voltaje de colector es de 7 V y en el de emisor de 41

6 V, produciéndose una diferencia de potencial entre colector y emisor de 1 V con una

circulación de corriente de 650 mA, se produce una disipación de potencia en el transistor de

Q=0.645 W. Los transistores Tip 31 y Tip 32 son capaces de soportar esta potencia sin la

necesidad de un disipador de calor. A temperatura ambiente pueden disipar hasta 2 Watts de

potencia [13].

2.8.5 Disipador de calor en Célula Peltier.

Para tener mayor eficiencia en la refrigeración se hace uso de un disipador de calor en la

célula Peltier, la cara caliente de la célula debe estar en contacto con el disipador de calor para

transferirlo al medio ambiente.

El enfriamiento de la cara caliente se realiza a través de dos procesos [6].

1. Conducción de calor del componente electrónico a la superficie del disipador.

2. Transferencia de calor de las aletas de enfriamiento del disipador al medio ambiente.

En la conducción de calor del componente al disipador, se consideran varios factores [3].

• Material usado en el disipador de calor

• Geometría del disipador

• Interfase de montura entre el componente y el disipador

• La conducción de calor a través de las aletas de refrigeración.

En la transferencia de calor, este siempre fluye de las partes de mayor temperatura a las de

menor temperatura, por consiguiente, la cara caliente de la célula Peltier es el componente mas

caliente.

El voltaje y la corriente que suministran los transistores a la célula Peltier, establecen la

diferencia de temperaturas en las caras de la célula Peltier, la disipación de potencia por efecto

Joule es ( )( ) ( )( ) ( ) 95.1

26650.0

2. === AV

VIP peltpelt

j W en una cara. Se ha propuesto una

temperatura de refrigeración de 16.3 °C y una diferencia de temperatura de 60 °C entre ambas

caras. Es necesario colocar un disipador en la cara caliente para que exista transferencia de

calor al medio ambiente, fig. 2.19, evitando que la cara caliente transfiera calor hacia la cara

fría a través de los huecos de la célula, haciendo deficiente al sistema.

42

0.14 pulg.

0.06 pulg.

3.0 pulg.

z=0.8 pulg.

L=3 pulg.

ALUMINIO

w´=1.27 pulg

CÉLULA PELTIER 1 pulg.

1 pulg.

w=0.23 pulg.

Fig. 2.19 DISIPADOR DE CALOR

Por lo tanto si TF=16.3 °C y 60=−=∆ FH TTT °C, la cara caliente se encuentra a TH=76.3 °C

La cantidad de potencia a disipar por la cara caliente de la célula Peltier, esta en función de la

potencia producida por efecto Joule, la potencia cedida por la cara fría y las pérdidas de

potencia por conducción y convección. ( ) )(21 212

1 TTKRIISTQd −−−= . La potencia a

disipar en la ecuación, como se observa esta en función de R y de S, R es la resistencia

promedio de los materiales que forman las uniones de la célula y S es el coeficiente Seebeck.

Ambos parámetros se desconocen, el fabricante no los proporciona, por tanto no se puede

cuantificar con exactitud la potencia a disipar por la cara caliente. Para el cálculo del

disipador, se hace la consideración de que la potencia disipada por efecto Joule es el dado por

P=Vref Iref=3.87 W.

El primer paso

Cálculo de la diferencia de temperatura a través de la interfase (pasta térmica) entre la cara

caliente y el disipador, la diferencia de temperatura, se obtiene a partir de la ecuación 2.23 [6].

43

αkQdT =∆ ..........(2.23)

( )( ) 387.0

lglg

lg101.0001.087.3

2 =

°⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛==∆

CpuWpu

WpukQdTα

°C

d=0.001 pulg. es el grosor de la capa de la pasta térmica, que a través de la cual es conducido

el calor.

α =1 pulg*1 pulg=1 pulg 2. es el área de superficie de montura de la célula Peltier.

k =0.01 W/(pulg °C) es la constante de conductividad térmica de la pasta.

La diferencia de temperatura requerida para conducir calor a través de la pasta térmica, en las

interfases entre el transistor y el aislante es de 0.387 °C.

Segundo paso

Cálculo de la diferencia de temperatura desde la base del disipador, a la punta de las aletas

que están en contacto con el medio ambiente.

La diferencia de temperatura se puede aproximar [6], suponiendo que la mitad de la potencia

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ = WW 935.1

287.3 fluye en cada dirección desde el centro a los extremos del disipador, y se

usa la ecuación 2.23.

( )( )( ) 256.1

lglg

lg)3(14.05.5

5.1935.12 =

°

==∆

CpuWpu

WpukQdTα

°C

d=1.5 pulg. es la longitud del disipador desde el centro a los extremos.

α =0.14x3 pulg 2. es el área de la sección transversal del disipador.

k =5.5Cpu

W°2lg

conductividad térmica del aluminio.

Hasta el momento, se ha considerado la transferencia de calor del componente al disipador.

La etapa siguiente, es considerar el calor transferido al medio ambiente por medio de radiación

y convección natural.

La temperatura del sistema de refrigeración de un disipador como el mostrado en la fig.2.19,

es mostrada en la fig.2.22 [6] como una función de la potencia contra wL .

44

De la fig. 2.20, para una potencia de disipación de 3.87 W, la temperatura de las aletas es de

30 °C, sobre la temperatura ambiente que es de 20 °C.

El siguiente paso, es calcular la potencia transferida por radiación, utilizando la ecuación

2.24.

RSQQ rε= (2.24)

20°C

100°C 150°C

0.08

Pote

ncia

por

uni

dad

de á

rea

tran

sfer

ida

por

un c

uerp

o pe

rfec

to (W

/pul

g2 )

200°C

45

Empleando la figura 2.21 [6], se obtiene la potencia transferida por radiación,

2lg08.0

puWQr = .

Si el disipador de calor se pinta de negro se tendrá una emisividad 95.0=ε [6].

El área de radiación, consiste de los extremos de las aletas, las cuales no tienen protección y

los U's (valles) entre las aletas, las cuales están protegidas. Para 6 valles en donde las aletas

están espaciadas w=0.23 pulg, la relación de la altura de la aleta y la separación es

=wz 47.3

lglg

23.08.0

=pupu y el factor de protección R [6], de la fig.2.22, será

R=0.27 para aletas rectangulares cuya longitud es 3.4 veces su altura.

Para un valle en el centro w´=1.27 pulg. del disipador de calor, la relación de la altura y

separación es ='w

z 634.0lglg

27.18.0

=pupu y el factor de protección es R=0.73.

El área de radiación efectiva del disipador es:

)lg*(27.0)3)(8.23.08.0(6 2puvalles++ + )lg)(72.0)(3)(8.27.18)(.1( 2puvalles ++

+ . 2lg07.21)3(2 pu=

El área de radiación =21.07 pulg 2.

46

R=1, la potencia transferida por radiación en la célula Peltier esta dada por:

( )( )( )( ) 601.1lglg07.21195.008.0 2

2

===pu

WpuRSQQ rε W. potencia transferida por radiación.

El segundo paso, es calcular la potencia por convección natural, usando la ecuación 2.25 y las

figuras 2.24 y 2.25 [6].

SRRQQ c 21= (2.25)

Considerando la superficie total de 59.88 pulg 2 del disipador de calor.

La diferencia de temperatura entre las aletas y el medio ambiente es de 30 °C-20 °C=10 °C y

de la fig. 2.23 la potencia transferida por convección natural es:

2lg08.0

puWQc =

Pote

ncia

por

uni

dad

de á

rea

tran

sfer

ida

por

1pul

g. e

n un

a su

perf

icie

vert

ical

(W/P

ulg2 )

2lg08.0 puWQc = , para 1 pulg de longitud vertical de la aleta. El disipador debe ser montado

con las aletas en posición vertical. La longitud efectiva en la cual el aire, se mueve es por

47

consiguiente 3 pulg. De la fig.2.24, el factor de protección R1, considerando la longitud y la

orientación, es R1=0.76.

El factor R2, es una función de la altitud donde se opera el disipador, para el caso en la Ciudad

de México, cuya altitud con respecto al nivel del mar es de 2200 m. Con su equivalencia en

pies ( ) 8.72173048.012200 =⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛

mftm ft, y la fig.2.25 [6]., se obtiene a R2 =0.23.

48

Así,

( )( )( )( ) 837.0lglg

88.5923.076.008.0 2221 === pu

puWARRQQ c W.

El paso final es combinar los efectos de radiación y convección natural para el total de

potencia transferida por el disipador.

Potencia transferida por radiación 1.60 W

Potencia transferida por convección natural 0.837 W

Potencia total 2.437 W

La resistencia térmica de la aleta es:

( )( )( ) 769.0

lglg

lg3063.05.5

8.02

.

=

°

==⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ ∆

CpuWpu

puLk

dQT

conduc α WC° (2.26)

d=0.8 pulg longitud de las aletas.

α =(0.063)(3) pulg área de sección transversal de la aleta.

k = Cpu

W°lg

5.5 conductividad térmica del aluminio.

L= 3 pulg longitud de disipador.

1202.4437.2

10

.

=°

=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ ∆W

CQT

transf

WC° para el disipador con 8 aletas y

para una aleta es 4.1202*8=32.9616 WC° .

La eficiencia es:

49

02333.09616.32

769.0

.

. =°

°

=

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ ∆

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ ∆

WC

WC

QT

QT

transf

conduc (2.27)

Temperatura relativa de punta

de aleta

Fig. 2.26 EFICIENCIA/TEMPERATURA

ciatransferenconducción QT

QT ⎟

⎠⎞⎜

⎝⎛∆⎟

⎠⎞⎜

⎝⎛∆

Eficiencia relativa en función de

De la fig.2.26 la eficiencia de la aleta es cercana al 100 %, por consiguiente el total de

potencia transferida desde las aletas es de (0.98)(3.046)=2.985 W, y la diferencia de

temperatura entre el borde de la aleta y el medio ambiente es 97.28 % de la diferencia de

temperatura, entre la base de las aletas y el medio ambiente.

Si el medio ambiente esta a 20 °C, la base de la aleta enfriadora esta a 17 °C sobre el ambiente

37 °C, la punta de la aleta esta a (0.9728)37°C=35.99 °C.

El disipador no se utiliza en esta aplicación para proteger al dispositivo (célula Peltier) si no

para hacer más eficiente al sistema de refrigeración, transfiriendo potencia de la cara caliente

al medio ambiente por convección natural y por radiación.

50

CAPITULO III

ENLACE ÓPTICO.

51

3.1 INTRODUCCIÓN.

En un enlace óptico, se transmite energía luminosa a través de la fibra óptica. Existe en sus

extremos, un emisor y un detector que requieren de un acoplamiento. El objetivo del

acoplamiento óptico, es transferir la máxima energía luminosa del emisor, a la fibra y de la

fibra al detector.

Toda interconexión entre elementos ópticos, debe de introducir el mínimo de pérdidas.

Una forma de mejorar el acoplamiento de energía luminosa, de la fuente óptica a la fibra, es

aplicando directamente la superficie de la fuente a la de la fibra, con ejes colineales. La

superficie de la fuente, debe ser menor o igual a la del núcleo de la fibra, el acoplamiento de

energía luminosa, depende de la distancia entre ambas superficies, es recomendable disminuir

esta distancia para mayor acoplamiento. Para lograr un buen acoplamiento, se utiliza un

conector SMA, el cual se acopla mecánicamente al receptáculo que contiene al diodo emisor

de la fuente óptica.

Anteriormente se mencionó, que el diodo se centró y alineó con unas piezas de aluminio

permitiendo disminuir la distancia entre la fibra y la fuente óptica, logrando una mayor

energía luminosa acoplada.

En el extremo opuesto de la fibra óptica, la luz que se transmite, es captada por el detector

absorbiendo y transformando la energía luminosa en eléctrica.

El método de compensación por fibra de referencia, requiere de un par de fibras, que sean

sometidas a las mismas condiciones ambientales.

3.2 CABLE DÚPLEX.

Del cable dúplex se muestra su sección transversal en la fig. 3.1. En él, se tiene ambas fibras

envueltas en una protección mecánica común PVC. La fig. 3.2, muestra las especificaciones

de la fibra óptica [7].

52

BUFFER FIRME

FORRO DE PVC

FIBRA KEVLAR

Fig. 3.1 CABLE DÚPLEX

Por su configuración, se ha logrado obtener efectos similares bajo condiciones ambientales y

por curvaturas, justificando su uso en el sistema de compensación.

FIG. 3.2 ESPECIFICACIONES DE FIBRA ÓPTICA

Núcleo/Revestimiento 100/140 µm

4.5 dB/km. Atenuación (típica) 850/1300 nm 2.0 dB/km.

100 MHz/km. Ancho de banda Min. 850/1300 nm 100 MHz/km.

Temperatura de operación -20 °C a 70 °C

3.3 ACOPLADOR ÓPTICO.

El método de compensación por fibra de desvío, requiere una distribución de potencia iguales

en ambas fibras. Para lograrlo, se utiliza el siguiente acoplador óptico, fig. 3.3, de 3 dB

marca GOULD 331270.

I1

FIG. 3.3 ACOPLADOR ÓPTICO GOULD 331270

53

El dispositivo, permite dividir la potencia óptica proveniente de la fuente. El fabricante

proporciona una prueba de laboratorio, obteniendo los siguientes resultados de atenuación en

ambos puertos de salida Tabla 3.1.

TABLA 3.1 PRUEBA DEL ACOPLADOR Tipo de Fibra 100/140 µm

Pérdidas (O1) 3.5 dB a 850 nm

Pérdidas (O2) 3.4 dB a 850 nm

Sus terminales tienen el acabado de “cola de cochino”, por tanto, para poder integrarlo al

sistema, se realizaron empalmes.

3.4 EMPALMES.

Uno de los problemas presente, en la unión de fibras ópticas, son las conexiones de los

diferentes tramos de fibra óptica, para poder realizar enlaces. El objetivo es unir los extremos

de dos fibras ópticas, de manera que la luz que sale de la primera fibra se acople a la segunda

con la menor pérdida posible, las pérdidas de inserción, deben mantenerse dentro de ciertos

límites. Actualmente existen dos tipos de empalmes, denominados empalmes no permanentes

y los empalmes permanentes.

3.4.1 Los empalmes no permanentes

Son del tipo mecánico, permiten unir las fibras de forma rápida [8], segura y con un grado de

atenuación (atenuación<0.6 dB) aplicable a fibras ópticas monomodo y multimodo. Su

instalación es sencilla, se puede desarmar rápidamente y ser utilizado cuantas veces se

requiera. Estas características, los hacen atractivos para pruebas o reparaciones emergentes.

Para efectuar un empalme es necesario preparar a la fibra óptica realizando los pasos

siguientes [9].

1 Se retira la primera capa de protección de la fibra, en un tramo de aproximadamente

10 cm. fig. 3.4.

54

REVESTIMIENTO

CORTE 10 mm

100 mm

Fig. 3.4 PREPARACIÓN DE FIBRA ÓPTICA

FIBRA EXPUESTA 50 mm

2 Se retira el revestimiento de la fibra en un tramo de aproximadamente 5 cm.

3 Se corta la fibra óptica.

Las cortadoras de fibras ópticas, se encargan de producir un corte casi perfecto a una

distancia aproximada de 1 cm después del recubrimiento.

Existen dos tipos fundamentales de cortadoras. Las cortadoras que generan un tren de ondas

de ultrasonido, que producen una marca en la fibra óptica, que luego se corta por tracción y

las cortadoras que marcan la fibra óptica por contacto, mediante el empleo de un disco de

diamante y luego la cortan por flexión fig. 3.5.

Fig. 3.5 CORTADORA DISCO DE DIAMANTE

Esta operación, debe realizarse en los dos extremos de las fibras a empalmar, y posteriormente

se realiza la conexión.

55

3.4.2 Los empalmes permanentes.

Son realizados por fusión, para ello, se requiere de prensas fusionadoras, las cuales se

encargan de unir por medio de un arco eléctrico los extremos de las fibras ópticas obteniendo

atenuaciones <0.15 dB. En una de las fibras ópticas, se coloca un protector de empalme antes

de fusionarse.

3.4.3 Prensa de empalmes.

La prensa de empalmes, fig. 3.6, cuenta con una serie de parámetros para realizar dicha unión

Tabla 3.2, para las fibras multimodo [10].

Fig. 3.6 PRENSA DE EMPALMES

TABLA 3.2 PARAMETROS DE FUSION

Corriente de limpieza 14.5 mA

Tiempo de limpieza 0.1 s

Corriente de prefusión 13.0 mA

Tiempo de prefusión 0.70 s

Corriente de fusión 13.5 mA

Tiempo de fusión 6 s

Distancia de fibras 15 µm

Posteriormente, las superficies de las fibras se acercan en íntimo contacto, asegurando que

exista un alineamiento correcto. Antes de realizar la fusión se lleva a cabo una operación de

56

limpieza, la cual consiste en aplicar un arco eléctrico de corta duración (0.1 seg) que elimine

los residuos que se encuentren alrededor de las fibras ópticas. Finalmente se procede a

fundirse por medio del arco eléctrico fig. 3.7.

FIBRA ÓPTICA

ELECTRODOS

ARCO ELÉCTRICO

FIG. 3.7 EMPALME POR FUSIÓN

Es importante asegurar antes de realizar la fusión, que las caras de las fibras tengan un buen

corte.

Si no hay un buen alineamiento y la distancia de separación no es la correcta, el empalme

puede ser defectuoso y será necesario realizar nuevamente los pasos anteriores.

El empalme se evalúa a simple vista, fig. 3.8, en uno bueno no es posible detectar el área

donde se realizó.

EMPALME DE FIBRAS ÓPTICAS

Fig. 3.8 EMPALME DE BUENA CALIDAD

57

3.4.4 Protector de empalmes.

Después de efectuar el empalme, este se cubre con un protector y se coloca en un elemento

calefactor fig. 3.9, que permite reducir su diámetro, permitiendo una sujeción mecánica que

evita que el empalme se dañe.

Fig. 3.9 PROTECTOR DE EMPALME

3.5 INTEGRACIÓN DE ENLACE ÓPTICO.

Se realizó un empalme por fusión en la entrada del acoplador fig. 3.10, con un tramo de fibra

óptica de las mismas características, en su otro extremo se instaló un conector SMA, que

permite un acoplamiento entre la fuente óptica y el enlace.

I1

EMPALME POR FUSIÓN

CONECTOR, SMA

ACOPLADOR ÓPTICO

Fig. 3.10 CONEXIÓN DE ACOPLADOR Y CONECTOR SMA DE ENTRADA

La conexión de puertos de salida del acoplador con las fibras de referencia y sensora, se

realizarán empleando empalme de fusión fig. 3.11.

58

I1PUERTO

PUERTO

Fig. 3.11 CONEXIÓN DE PUERTOS DE SALIDA Y FIBRAS DE REFERENCIA Y SENSORA

FIBRA DE REFERENCIA

EMPALMES

FIBRA SENSORA

SMA

Los extremos de ambas fibras, sé acoplan a fibras con su correspondiente detector óptico

3.6 MEDICIÓN EN EL ENLACE ÓPTICO.

Con el enlace óptico integrado fig. 3.12, se efectuó una prueba de medición de potencia

óptica, para verificar la división de la energía en el enlace, empleando una fuente óptica

HP(8153A) a una longitud de onda de 850nm, la longitud de la fibra de referencia y sensora

es de 10 m.

DIODO EMISOR ACOPLADOR

lr=ls=10 m

FIBRA SENSORA

FIBRA DE REFERENCIA

lr= LONGITUD DE FIBRA DE REFERENCIA ls= LONGITUD DE FIBRA SENSORA

Pfref

Pfsen

EMPALMES POR FUSIÒN

Fig. 3.12 ENLACE ÓPTICO

Pfref=322 nW

Pfsen=318.7 nW

59

La atenuación, correspondiente a la fibra sensora con respecto a la de referencia, se puede

calcular a partir de la ecuación 3.1 [11].

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−=

ent

sal

PPLogdBA 10)( (3.1)

044.010*32210*7.3181010)( 9

9sen −=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡−=

⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡−= −

−

LogPP

LogdBAfref

f dB.

La relación de acoplamiento en ambas salidas de la fig. 3.12 son las siguientes.

497.010*32210*7.318

10*7.31899

9

sen

sen1 =

+=

+= −−

−

freff

f

PPP

O Relación de salida puerto O1.

502.010*7.31810*322

10*32299

9

sen2 =

+=

+= −−

−

ffref

fref

PPP

O Relación de salida puerto O2.

El acoplador óptico, tiene una relación de acoplamiento en los puertos de salida,

aproximadamente igual, permitiendo distribuir la energía luminosa de la fuente, a las fibras

del sistema, garantizando que las fibras de referencia y sensora transmitan aproximadamente

la misma energía luminosa.

3.7 SENSOR ÓPTICO DE DESPLAZAMIENTO TIPO REFLEXIVO.

El sensor de desplazamiento, está formado por las fibras emisora y receptora, con una

separación de aproximadamente 20 µm, las fibras se encuentran alojadas en un conector

SMA, en el cual se amplió el diámetro de la perforación, utilizando una broca del número 80

(0.34 mm), permitiendo el alojamiento de ambas fibras. Para pulir la superficie de las fibras

ópticas, se aplicó pegamento, permitiendo que las fibras queden completamente fijas. En la

fig. 3.13 se muestra el arreglo de fibras en el conector SMA.

60

CONECTOR SMA

NÚCLEO DE FIBRAS

REVESTIMIENTO

FIBRA SENSORA

FIBRA EMISORA

Fig. 3.13 ACOPLAMIENTO DE FIBRAS ÓPTICAS

Se pulieron las caras de las fibras con lijas de 5 µm, 1 µm y 0.3 µm, logrando un pulido

aceptable.

El objetivo del acoplamiento, es que las fibras emisora y receptora, estén lo mas cerca posible

para que la cantidad de luz, que se acople a la fibra receptora de la superficie reflejante, sea

mayor.

Es importante mencionar que la instalación de los conectores SMA, se realizó retirando la

capa de revestimiento de la fibra óptica en un tramo de aproximadamente 4 cm. Antes de

introducir la fibra se aplico resina epóxica, en el interior de los conectores y posteriormente se

introdujo la fibra óptica, en la punta del conector, se aplicó una gota de resina epóxica, se dejo

secar durante 5 días, permitiendo realizar un buen pulido de las superficies de las caras.

El esquema fig. 3.14 muestra el sistema de enlace, entre las diferentes partes que lo forman.

61

SENSOR DE DESPLAZAMIENTO

DIODO EMISOR FOTODETECTOR DE REFERENCIA

OPF371

OPF471

FOTODETECTOR SENSOR

EMPALMES POR FUSIÓN

FIBRAS ÓPTICAS ACOPLADOR

Fig. 3.14 ACOPLAMIENTO DE DIODO EMISOR-FIBRA Y FIBRA-DETECTOR

Los conectores son SMA 100/140 µm, se usan para acoplar las fibras a su correspondiente

detector óptico. Empleando la fuente óptica diseñada y un multímetro óptico digital HP

815131A se obtuvieron las potencias siguientes.

29.34=frefP µW

430sen =fP nW. El desplazamiento de las fibras con respecto al espejo fue de 139 milésimas

de pulg.

Las potencias tienen una diferencia grande, y esto se debe a que el sensor de desplazamiento

presenta una gran atenuación de energía luminosa. Aplicando la ecuación 3.1 se tiene:

017.1910*29.34

10*43010)( 6

9

=⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−= −

−

LogdBAs dB de atenuación de rama sensora con respecto a la

potencia de fibra de referencia.

Para caracterizar al sensor, se utilizó un micrómetro con una resolución de 1 milésima de

pulg. fig. 3.15, y un multímetro óptico digital. Se inició con el espejo con un desplazamiento

de 1 milésima de pulg. de las fibras ópticas, y se fue alejando registrando los desplazamientos

y la potencia óptica obtenida en la fibra sensora, graficando dichos datos se tiene la gráfica de

la fig.3.16.

62

FIBRAS TRANSMISORA Y

RECEPTORA MICRÓMETRO ESPEJO DE ALUMINIO

Fig. 3.15 ESQUEMA DE CALIBRACIÓN

RESPUESTA DE SENSOR OPTICO DE DESPLAZAM

IENTO

0

50

100

150

200

250

300

350

400

450

0 100 200 300 400 500 600 0 800 900 1000 1100 1200 1300 1400 1500

PO

TEN

CIA

OP

TIC

A (

nw)

70

MILESIMAS DE PULGADAMILÉSIMAS DE PULGADA

RESPUESTA DE SENSOR ÓPTICO DE DESPLAZAMIENTO

Fig. 3.16 RESPUESTA DEL SENSOR ÓPTICO

La fig.3.17 muestra la distribución de potencia que se presenta en el enlace óptico, así como,

las atenuaciones correspondientes.

ACOPLADOR Pfref

Fig. 3.17 DISTRIBUCIÓN DE POTENCIA Y ATENUACIÓN ÓPTICA EN EL SISTEMA

FUENTE ÓPTICA

AA02

SENSOR DE DESPLAZAMIENTO

Pfsen

Pi

PA

P01

AA01 A10mAempAemp

P02

Pr

PS1

PS2 PS5

PS3 PS4

Aemp

Aemp Aemp

A5m A5m

Acon

63

De las características de acoplador, sensor, fibras ópticas y empalmes por fusión, se obtienen

los valores correspondientes a las potencias del sistema, partiendo de las potencias de salida.

3.8 CARACTERIZACIÓN DEL ENLACE ÓPTICO.

En la fig. 3.17 se muestra la distribución de potencias presentes en el enlace óptico.

Potencia en fibra de referencia 29.34=frefP µW

Potencia en fibra sensora nW a 139 milésimas de pulg. de la superficie del espejo. 430sen =fP

Debido a que la resolución en ambas mediciones de potencia óptica no es la misma se

introduce un error el cual se determina de la forma siguiente. Considerando que la potencia en

la fibra de referencia es de 34.299, donde la exactitud es 9.99100*299.3429.34

==xactitudε y el

xactituderror ε−=100 =0.02623 %, es un error muy pequeño, si embargo si se toma como

referencia la potencia de la fibra sensora, la variación de potencia por la diferencia de

resolución es de 9 nW, esta variación puede representar un decremento, por tanto, el error que

se introduce es: error= 100*10*43010*421100 9

9

−

−

− =2.093 % en la potencia del sensor.

La fibra tiene una atenuación de 4.5 dB/km.

En una longitud de 10 m se tiene una atenuación de:

( ) 045.01000

105.4)( 10 ==m

dBmdBA m dB.

Por medio de la ecuación 3.1 se obtienen las diferentes potencias del enlace óptico.

Para realizar el cálculo, se consideran los siguientes valores de atenuación.

Valores típicos de atenuación [8].

A(dB)emp<0.15 dB. empalmes por fusión.

A(dB)conec<0.8 dB. por pares de conectores.

El valor de Pr, se obtiene tomando en cuenta la atenuación presente en la longitud de 10 m. de

fibra óptica mas la atenuación en el conector.

64

Para este caso se considera la atenuación en un conector de 0.4 dB, por lo tanto Pr queda

definida de la manera siguiente.

989.37

104.0045.0log

29.34

10)()(log 10

=

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡

−+

=

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡

−+

=ant

µWdBAdBAant

PP

conecm

frefr µW

La potencia que se pierde en 10 m. de longitud de fibra óptica y en el conector es:

699.329.34989.3710 =−=−= µWµWPPP frefrm µW.

873.38

101.0log

989.37

10log

01 =

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡−

=

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−

=ant

µWA

ant

PPemp

r µW.

De acuerdo a la tabla 3.1 A(dB)A01=3.5 dB de atenuación en el puerto O1 del acoplador.

Potencia de entrada del acoplador óptico

025.87

105.3log

873.38

10)(log 1

01 =

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡−

=

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡

−

=ant

µWdBAant

PPO

A µW.

Potencia óptica que es acoplada de la fuente al enlace óptico

919.89

101.0log

873.87

10log

=

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡−

=

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−

=ant

µWA

ant

PPemp

Ai µW

Atenuación en el puerto dos 4.3)( 2 −=OdBA dB.

La atenuación en el puerto dos O2 se acuerdo a la tabla 3.1 A(dB)02=3.4 dB.

65

778.39)104.3log(025.87

10)(log 2

2 =⎥⎦⎤

⎢⎣⎡−

=⎥⎦⎤

⎢⎣⎡

−= antWdBAantPP O

AO µ µW

La atenuación presente en el acoplador es igual a:

( ) ( ) 439.0025.87

778.39873.3810P

PLog10-A(dB)A

0201Acop −=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡ +−=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡ +=

WWWLogP

µµµ dB.

De ambos puertos, considerando su potencia, se calculan las siguientes relaciones.

494.0778.39873.38

873.38

21

11 =

+=

+=

µWµWµW

PPP

RAOO

OO Relación de acoplamiento en puerto O1.

505.0778.39873.38

778.39

21

22 =

+=

+=

µWµWµW

PPP

RAOO

OO Relación de acoplamiento puerto O2.

872.38101.0log)778.39(

10log)( 21 =⎥⎦

⎤⎢⎣⎡−

=⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−

= antµWA

antPP empOS µW.

Entre las potencias Ps1 y Ps2 hay una longitud de 5m. de fibra óptica con una atenuación de:

0225.01000

)5)(5.4()(5

==m

mdBdBAmFS dB.

671.38)10

0225.0log(872.3810)(

log)(( 512 =⎥⎦

⎤⎢⎣⎡−

=⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−

= antµWdBA

antPP mFSSS µW.

Potencia emitida por la fibra sensora hacia la superficie reflejante del sensor Ps3

790.37)101.0log)(671.38(

10log)(( 23 =⎥⎦

⎤⎢⎣⎡−

=⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−

= antµWA

antPP empSS µW.

La atenuación presente entre las potencias Ps5 y Pfsen son las correspondientes a 5 m. de

longitud de fibra óptica mas la del conector.

66

934.473

104.00225.0log

430

10)()(

log 5

sen5 =

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡

−+

=

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−+

=ant

nWdBAdBA

ant

PP

conecmS

fS nW.

Potencia óptica recibida por la fibra de recepción del sensor

973.484

101.0log

934.473

10log

54 =

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡−

=

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−

=ant

nWA

ant

PPemp

SS nW.

Potencia que se pierde en el sensor.

305.37973.484790.3743 =−=−= nWµWPPP SSSEN µW.

Considerando que los dos empalmes que unen al sensor con el enlace son parte del propio

sensor, la atenuación es por consiguiente

016.19671.38973.484)10()10(

2

5 −=⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡−=

µWnWLog

PPLogA

S

SSEN dB.

Comparando con la atenuación de salida con respecto a la de la fibra de referencia

017.1929.34

430)10()10()(sen

sen −=⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−=

⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡−=

µWnWLog

PP

LogdBAf

fref

freff dB.

La diferencia de atenuación de salida de ambas ramas menos la atenuación del sensor es

001.0016.19017.19)()( sen =−=− dBdBdBAdBA SENfreff (dB). Se puede definir que la

atenuación presente en el sensor, es igual a la atenuación que se presenta en la salida de fibra

sensora, con respecto a la de referencia.

Hasta este momento, se ha analizado la distribución de potencias en los diferentes puntos de la

fig. 3.17 del enlace óptico, resta hacer el análisis o cálculo de atenuación del enlace. Para ello

se deben sumar cada una de las atenuaciones que se producen en la fibra, empalmes por

fusión, acoplador y conectores. En un enlace de comunicación se deja una cierta reserva por

reparaciones futuras que se requieran hacer al enlace, para esta aplicación no se consideran.

67

La atenuación presente en la trayectoria del puerto O1 de acoplador se puede calcular con la

ecuación 3.1

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−=

i

fref

PP

LogA 1001 .

Y para el puerto dos se define

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−=

i

f

PP

LogA sen02 10 .

Observando la fig. 3.17, se aprecia las diferentes atenuaciones que se presentan en la rama de

referencia y queda establecida por la ecuación 3.2.

curvfrefconecmempAemp AAAAAAA +++++= 100101 (3.2)

En la rama sensora se tiene la ecuación 3.3.

sen100202 curvfconmSENempAemp AAAAAAAA ++++++= (3.3)

La única diferencia entre las dos ramas, es la atenuación del sensor. Si el enlace es sometido a

deformaciones (curvaturas), la atenuación en las dos trayectoria, se ve afectada en la misma

proporción, porque el par de fibras están envueltas en una protección mecánica común, que

permite producir efectos muy similares minimizando los errores por curvatura.

La compensación del sistema consiste en minimizar los efectos que producen las curvaturas,

lográndose por medio de una diferencia en las atenuaciones de salida del enlace óptico

(ecuación 3.4)

sen5502

10010201

curvfconmSENmempAemp

curvfrefconmempAemp

AAAAAAAAAAAAAAAA−−−−−−−−

+++++=−

sencurvfcurvfref AA = atenuación producida por curvaturas en fibras de referencia y sensora.

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−=−=−=

2

50201 10

S

SSENDif P

PLogAAAA (3.4)

El resultado de la diferencia, es la atenuación presente en el sensor.

68

CAPITULO IV

CIRCUITO DE COMPENSACIÓN

69

4.1 INTRODUCCIÓN.

La electrónica de compensación, consta de un par de fotodetectores (Diodo PIN OPF471),

amplificadores operacionales (OPA27), un amplificador de diferencia y uno de

instrumentación (INA101).

4.2 CARACTERÍSTICAS DEL DIODO PIN OPF471.

El OPF471 es un fotodetector (diodo PIN) de plástico, pre-montado y alineado en un

receptáculo del tipo SMA, como se muestra en la fig. 4.1, esta diseñado para interfases con

fibras multimodo con núcleos de 50/125 a 200/300 µm.

RECEPTÁCULO TIPO SMA

DIODO PIN LAS DIMENSIONES SON EN PULGADAS (MILIMETROS)

1/4 -36 HILOS

.375 (9.53)

.330 (5.84)

.155 (3.94)

.400 (10.16) .280

(7.11)

.500 . (12.70)

ANODO

ENCAPSULADO

.100 (2.54)

CATODO

Fig. 4.1 FOTODETECTOR DIODO PIN OPF471

Características eléctricas.

VR(voltaje inverso)=100 Vmáx.

R(responsividad)=0.45 min. 0.55 típica (A/W).

IP(corriente de obscuridad)=0.1 a 5 nA a VR=5.0 V.

pλ (longitud de onda pico de respuesta)=880 nm.

CT(capacitancia total)=3 pF a VR=20 V.

70

4.3 DETECTOR ÓPTICO.

La fig. 4.2, muestra el circuito de detección utilizado para la fibra de referencia y sensora, el

diodo PIN, absorbe los fotones (luz) provenientes de la fibra óptica y generan una señal

eléctrica. La corriente suministrada por el diodo emisor, es muy pequeña, y se convierte a

voltaje para su procesamiento.

Dre

f

FOTO

DIO

DO

Rfref

Vfref

Fig. 4.2 DETECTOR OPTICO

Las potencias ópticas para las fibras de referencia y sensora, quedan definidas por la ecuación

3.1.

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡−

=10

( 01AAntLogPP ifref

=frefP potencia en la fibra de referencia (W)

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡−

=10

( 02sen

AAntLogPP if

=senfP potencia en la fibra sensora (W)

Estas potencias, ver capitulo 3 tienen un valor de 29.34=frefP µW, 430sen =fP nW

respectivamente. Los diodos emisores tiene una responsividad de Resp=0.45 (A/W), por lo

tanto, generan una fotocorriente obtenida por la ecuación 4.1 [11].

71

))(( sensen espff RPI = (4.1)

( ) 305.1545.010*29.34))(10

log( 601 ==⎥⎦⎤

⎢⎣⎡−

= −espifref RAAntPI µA

( ) 1935.045.045.010*430))(10

log( 902sen ===⎥⎦

⎤⎢⎣⎡−

= −espif RAAntPI µA

Estas fotocorrientes, se transforman a voltaje por medio del circuito de la fig. 4.2, el valor de la

resistencia de retroalimentación, se calcula proponiendo un voltaje de salida a partir de la

ecuación 4.2,

3))(()(10

log 01 ==⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⎥⎦⎤

⎢⎣⎡−

−= freffrefespifreffref IRRAAntPRV V (4.2)

en el caso de la fibra de referencia, se establece un voltaje de salida de 3 V, se tiene:

014.19610*305.15

36 === −

fref

freffref I

VR kΩ.

El valor más de una resistencia comercial es de 180 kΩ con una precisión de 1 %. El voltaje

que se produce a la salida del circuito con este valor es:

( )( ) 7545.210*305.15180000))(( 6 ==−= −freffreffref IRV V, el cual es ligeramente menor al

propuesto.

El resistor Rfsen del circuito detector de la fibra sensora, se selecciona del mismo valor para

tener el mismo factor de amplificación. Por tanto, el valor de voltaje en la salida del circuito

detector es:

sensen02

sensen )(10

log)( ffespiff IRRAAntPRV =⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡⎥⎦⎤

⎢⎣⎡−

=

72

83.3410)1935.0)(000,180( 6sen == −

fV mV.

Existe una diferencia de voltaje grande entre ambos circuitos,

V. El voltaje V71917.203483.07545.2sen =−=− ffref VV fsen es el máximo que se puede

obtener, y esta en función de la posición de sensor de desplazamiento, de manera que este

voltaje varía desde 0 V hasta 34.83 mV. Para poder compensar las pérdidas por curvatura, es

necesario tomar en cuenta el voltaje de la fibra de referencia, la cual experimenta las mismas

atenuaciones por curvaturas, que la sensora, permitiendo minimizar su efecto.

4.4 AMPLIFICADOR DE DIFERENCIA.

En él capitulo 3, se demuestra que para realizar la compensación, se debe obtener la diferencia

de las atenuaciones o bien de las potencias de las fibras de referencia y sensora. En las

atenuaciones o potencias se encuentran involucradas las pérdidas por curvaturas en ambas

fibras. Con el circuito de la fig. 4.3 se obtiene la diferencia de voltajes que son una función de

las potencias ópticas y atenuaciones presentes en el sistema de compensación.

Fig. 4.3 AMPLIFICADOR DE DIFERENCIA

El amplificador de diferencia, se ha propuesto de ganancia unitaria, permitiendo eliminar los

efectos de atenuación de los empalmes, conectores, acoplador, y la producida por curvaturas.

Con esto se obtiene únicamente la atenuación producida por el sensor.

El sistema, minimiza los efectos pero no los elimina, debido a que en el caso de los empalmes,

no hay garantía que en ellos existan pérdidas iguales. En la atenuación de los acopladores hay

73

una diferencia de 0.1 dB. En el caso de la atenuación por curvatura, estas pueden diferir, por

que las fibras ópticas pueden tener diferentes susceptibilidades.

El grado de compensación, depende de la curvatura que se presente en las fibras. Para

curvaturas de radios pequeños, el sistema se descompensa ya que con esos radios se pierde una

potencia óptica apreciable, limitando la potencia en de la fibra del sensor.

Para tener una ganancia unitaria, se establecen los valores de los resistores del amplificador de

diferencia en 180 kΩ.

1804321 ==== RRRR kΩ.

11

4

sen

==−

=RR

VVV

Affref

dsalv (4.3)

71917.2)03483.0754.2(1)( sen1

4 =−=−= ffrefdsal VVRRV V.

El voltaje de la fibra de referencia es de 2.754 V, comparado con el de la fibra sensora la cual

tiene un valor máximo de 34.83 mV. Si se aplica un factor de amplificación al circuito de la

fig. 4.3, por ejemplo una ganancia de 3, saturaría al amplificador evitando poder hacer

mediciones de desplazamiento. Es necesario eliminar el voltaje en modo común, el cual esta

representado por el voltaje de la fibra de referencia.

4.5 AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTACIÓN.

La solución al problema de saturación de los amplificadores operacionales, es el uso de un

amplificador de instrumentación, el cual, amplifica únicamente voltajes diferenciales, posee

una alta ganancia en voltaje y una alta impedancia de entrada. Para lograr amplificar la

diferencia de voltaje 34.83 mV, se conecta el voltaje de salida del amplificador (C) de

diferencia, fig. 4.4, a la terminal inversora del amplificador de instrumentación (D) y se aplica

74

el voltaje de referencia (Vfref) en la terminal de entrada no-inversora, lo que permite eliminar

el voltaje en modo común.

Vfref

Dfs

enD

fref

Fig. 4.4 CIRCUITO DE COMPENSACIÓN

El voltaje de referencia es común para el amplificador de instrumentación y el de diferencia, con

esta configuración obtenemos, voltajes de salida mínimo y máximo, bajo las siguientes

condiciones.

La ganancia del amplificador de instrumentación esta dada por la ecuación 9 [12].

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+== 110*40 3

.Gdsal

ISAL

RVV

AVINST

(9)

Se ha seleccionado un intervalo de voltaje de medición de 0 a 5 V. Cuando el sensor esté en la

posición 0, el voltaje de salida será cero y, cuando esté en la posición máxima (50 milésimas de

pulg) el voltaje de salida igual a 5, con estos datos, se calcula la ganancia que debe asignarse al

amplificador de instrumentación, quedando definida por el valor de la resistencia RG.

75

55.14310*83.34

53 == − V

VAVINST

6.280155.143

10*401

10*40 33

=−

=−

=VINST

G AR Ω.

Es importante, que la estabilidad del circuito de recepción sea buena, debido a que los niveles de

voltaje de la señal del sensor son muy pequeños, cualquier variación por efecto de temperatura en

los amplificadores operacionales, repercute en la salida del circuito. Una forma de minimizar

estos efectos, es usando amplificadores de bajo corrimiento con la temperatura.

Los amplificadores usados son el OPA27, que tiene bajo corrimiento (25 µV/°C), y un nivel de

ruido de 3.8 HznV / máximo a 1KHz, el amplificador de instrumentación tiene un bajo

corrimiento (0.25 µV/°C) y un nivel de ruido de 13 HznV / a 1 KHz. Esto permite garantizar

que el circuito sea bastante estable. Por la configuración del circuito, idealmente el corrimiento

es el del amplificador de instrumentación, sin embargo, los corrimientos pueden tener signos

contrarios, incrementando su efecto.

76

CAPITULO V

SISTEMA DE ADQUISICIÓN DE DATOS.

5.1 INTRODUCCIÓN.

77

La parte final del sistema de compensación, es el bloque de adquisición de datos, se basa en el

microcontrolador MC68HC11E9BC, que es un microcontrolador de 8 bits, fabricado con

tecnología de alta densidad (Metal Oxido Semiconductor), utiliza como unidad de

procesamiento un microprocesador 6800 mejorado [13], sus códigos de operación son los

mismos, tiene mas registros e instrucciones y puede operar a frecuencias mayores, además

tiene la opción de (standby) de bajo consumo de energía.

5.2 MICROCONTROLADOR.

Existen varias versiones y todas cuentan con memoria RAM, EEPROM, ROM, algunas

versiones disponen de memoria tipo EPROM. Los tamaños de las memorias están en función

de la versión de que se trate, cuentan con un convertidor analógico digital de 4 entradas, que

no requieren de circuitos de muestreo y retención, 5 puertos paralelos, 2 tipo serie, síncrono y

asíncrono, estos operan a través de la norma RS-232C. cuenta con 18 interrupciones, en la

fig. 5.1 se muestra el diagrama a bloques de este microcontrolador, el cual tiene un programa

monitor. El programa monitor del microcontrolador es llamado buffalo (bit user fast friendly

aid to logical operations), este programa permite tener una comunicación con una

computadora PC por el puerto serie, bajo la norma RS-232C.

El programa esta integrado de 5 partes que son:

1 Iniciación.

2 Interpretación de comandos.

3 Rutinas de E/S.

4 Subrutinas utilizables

5 Tablas de comandos.

Los vectores de interrupción, se encuentran localizados en memoria principal, donde no se

puede tener acceso de escritura. Para tener acceso a dichas interrupciones, el monitor apunta a

localidades de memoria RAM, donde a su vez puede llevarse a la dirección de interés.

78

512 BYTES DE EEPROM

Las localidades de memoria RAM, se llaman seudovectores de interrupción y ocupan 3

localidades

El programa búffalo permite desarrollar la programación en una PC y por medio del puerto

serie, se realiza una comunicación entre la PC y el sistema monitor, que tiene integrado el

microcontrolador, la comunicación entre ambos dispositivos permite que la PC tenga acceso a

la memoria RAM del microcontrolador, cargando el programa desarrollado, posteriormente, se

ejecuta dicho programa. Esta característica del microcontrolador, permite tener un acceso en

forma rápida, y además si es necesario corregir el programa, únicamente se restablece al

microcontrolador, se corrige el programa y nuevamente, se vuelve a transferir al dispositivo,

evitando tener que grabar el programa en memoria tipo EPROM, lo cual resultaría tedioso e

impráctico para pruebas.

La versión de microcontrolador, es la MC68HC11E9BCFN2. En la fig. 5.2 se muestra la

tarjeta de adquisición, cuenta con una memoria RAM de 512 Kbytes, siendo insuficiente para

transferir el programa de adquisición, por esta razón, surge la necesidad de expandir la

memoria del microcontrolador por medio de una tarjeta de expansión, con una capacidad de

79

32 KByte de memoria RAM. Se recomienda sustituir el microcontrolador por la versión

MC68HC711E9 (OTP), el cual tiene 12 Kbytes de memoria EPROM, que puede ser usada

para grabar el programa de adquisición y eliminar la necesidad de utilizar la tarjeta de

expansión.

El conector J5, permite la conexión de los dispositivos a controlar, fig. 5.3.

El sistema, permite exhibir los datos de desplazamiento por medio de una pantalla de cristal

líquido AND491, del tipo alfanumérico e inteligente con un bus de 8 bits, se conecta al

microcontrolador por medio del puerto de salida C0-C7, a través del conector de salida J5.

El circuito de recepción y compensación, se conecta al puerto de entrada PE3 (terminal 49 de

J5) correspondiente al convertidor analógico digital del microcontrolador. El diagrama de

flujo del programa se muestra en el apéndice A. La conexión de la pantalla de cristal líquido,

(se muestra en la fig. 5.4), es a través del puerto (PC0-PC7) del J5 [13].

80

Fig. 5.2 TARJETA DE MICROCONTROLADOR

MICROCONTROLADOR

PANTALLA DE CRISTAL LIQUIDO

DESP=50 milpulg.

DESP=50 milpulg

El convertidor analógico / digital de 8 bits del microcontrolador, permite tener una resolución

definida por la siguiente relación.

6.192555

___Re ===

VbitsdeNumero

MuestreadoVoltajesolución bitmV

La velocidad de conversión típica requiere de 16 µs a una frecuencia de 2 MHz. El programa

del sistema, se anexa en el apéndice B.

81

CAPITULO VI

RESULTADOS Y CONCLUSIONES.

82

6.1 ESTABILIDAD DE FUENTE ÓPTICA.

La estabilidad de la fuente óptica durante 6 horas, se muestran por medio de la gráfica 6.1.

500 ns

MAX.

La temperatura de estabilización en el diodo emisor es de 19.6°C.

2634.18máx =P µW potencia máxima.

2399.18=minP µW potencia mínima.

4587.232399.182634.18máx =−=− WWPP min µµ nW.

25165.182

10*18239910*2634.182

66

=+

=+

=−−

minmaxmed

PPP µW.

83

0028.010*25165.1810*2634.18log*10log*10 6

6

±=⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−=−= −

−

med

maxEST P

PA dB.

La diferencia de potencia, representa una variación de ±0.0028 dB.

Se realizó también una prueba a una fuente óptica HP (81541MM) para comparación con el

mismo tiempo de duración, los resultados son los siguientes.

1758.11máx_ =HPP µW

1489.11_ =HPminP µW

16235.112

10*1489.1110*1758.112

66__

_ =+

=+

=−−

HPminHPmaxHPmed

PPP µW.

00522.010*16235.1110*1758.11log*10log*10 6

6

_

__ ±=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡−=−= −

−

HPmed

HPmaxHPEST P

PA dB.

La diferencia de potencia de la fuente HP, representa una variación de ±0.00522 dB.

Comparando ambos resultados, se observa que la fuente diseñada en este trabajo tiene una

mejor respuesta con una variación menor.

La medición de potencia óptica, se realizó con un multímetro óptico digital (HP8153A en la

opción de STABILITY), a una longitud de onda de recepción de 850nm igual a la emitida

por la fuente óptica, él número de muestras en la prueba es de 500, la tabla de datos

correspondiente a esta prueba no se proporciona, debido a que el multímetro óptico solo

permite graficar los datos. La fig. 6.1 muestra el diagrama a bloques del módulo de la fuente

óptica.

84

85

La fig. 6.2 muestra el circuito eléctrico del módulo de la fuente óptica, en este módulo se

encuentran los circuitos correspondientes a la fuente óptica, control de temperatura y el

sistema de mecánico de refrigeración del diodo emisor. Se realizó la distribución y

elaboración del circuito impreso, en el apéndice A, se anexan los circuitos impresos de este

módulo.

REGULADORES DE FUENTE ÓPTICA

FUENTE ÓPTICA

CONTROL DETEMPERATURA

SOPORTE MECANICO DE

REFRIGERACIÓN

CÉLULA PELTIER RDT

DIODO EMISOR

RECTIFICACIÓN Y FILTRADO

VAC

Fig. 6. 1 DIAGRAMA A BLOQUES DEL MÓDULO DE FUENTE ÓPTICA

86

Fig. 6.2 MODULO DE FUENTE OPTICA

Las tarjetas electrónicas con sus respectivas fuentes de alimentación, se instalaron en una

caja de aluminio, en donde se integró al sistema de refrigeración, como se observa en la

fig.6.3.

87

SISTEMA DE REFRIGERACIÓN

FUENTE ÓPTICA

Fig. 6.3 MÓDULO DE FUENTE ÓPTICA

6.2 PRUEBA DE ESTABILIDAD DEL CIRCUITO DE COMPENSACIÓN.

Con respecto a la electrónica del circuito de recepción de potencia óptica. Se requiere

estabilidad, si esto no se cumple, el sistema se comportará en forma inestable. Los

amplificadores operacionales y el amplificador de instrumentación tienen características de

corrimiento y de ruido bajos, que garantizan un buen desempeño del circuito [12].

Amplificador Operacional OPA27 Amplificador de Instrumentación INA101.

Ruido de 4.5 HznV / máximo a 1khz. Ruido =13 HznV / a 1KHz.

Offset =100 µV máximo. Offset=25 µV

Drift=0.4 µV/°C. Drift=0.25 µV/°C.

Sin embargo se realizó una prueba de estabilidad del circuito de recepción con duración de

8 hrs.

2.5 Hrs.

13 mV

Gráfica 6.2 PRUEBA DE ESTABILIDAD TEMPORAL DEL CIRCUITO DE RECEPCIÓN

De la gráfica 6.2, el circuito se estabiliza después de 2.5 hrs. teniendo un voltaje de

variación muy pequeño, en la gráfica se observa el comportamiento con la utilización de

amplificadores operacionales OPA27, obteniendo una variación de 13 mV, después de

alcanzar su estabilización.

El amplificador TLC2052 (Mosfet) tiene un corrimiento menor con la temperatura, pero

presenta problemas de acoplamiento de impedancias con el amplificador de instrumentación

y su comportamiento de estabilidad lo hace inapropiado para esta aplicación. Se realizó la

distribución del circuito impreso fig. 6.6 de esta etapa electrónica, en el apéndice A fig. A.3

corresponde a la electrónica de recepción y compensación.

Para evitar que se presente un corrimiento del voltaje de salida por variaciones del voltaje en

la fuente de alimentación, se realizó la fuente regulada, fig. 6.5 se hace uso de una referencia 88

89

La fig. 6.4 muestra el diagrama a bloques del modulo de compensación.

como la empleada en la fuente óptica para evitar corrimientos con temperatura, se realizó la

distribución del circuito impreso se anexa en el apéndice. En la misma, fig. 6.5 se encuentra

el circuito de recepción y el circuito impreso en el apéndice.

TRANSFORMADOR

FILTRADO Y

REGULACIÓN

DETECTORES Y

CIRCUITO DE COMPENSACIÓN

127VAC

A/D

Fig. 6.4 DIAGRAMA A BLOQUES DE MÓDULO DE RECEPCIÓN Y COMPENSACIÓN

Fig. 6.5 MODULO DE COMPENSACION

90

La integración de las tarjetas electrónicas, fuente regulada y detectores ópticos se realizó en

una caja de aluminio como se muestra en la fig. 6.6.

REGULADOR DE VOLTAJE

TRANSFORMADOR

DETECTORES

CIRCUITO DE COMPENSACIÓN

Fig. 6.6 MODULO DE RECEPCIÓN Y COMPENSACIÓN

6.3 CALIBRACIÓN DEL SISTEMA.

La calibración del sistema se realizó empleando el esquema de la fig. 3.15 del capitulo 3,

seleccionando un intervalo de medición de 50 milésimas de pulg. debido a que es la parte

donde el sensor de desplazamiento presenta mayor linealidad, en su gráfica de respuesta, se

puede observar que en las primeras 50 milésimas de pulg. los cambios o variaciones de

potencia óptica son muy pequeños, y resulta difícil realizar una medición de desplazamiento

por los niveles de potencia óptica pequeños y por la falta de linealidad, por esta razón se

decidió no considerarlos en la medición.

La zona seleccionada para medición, se tomo a partir de desplazar el sensor 51 milésimas de

pulg. con una potencia óptica de respuesta de 42.87 nW y el desplazamiento máximo de 101

milésimas de pulg. correspondiente a una potencia óptica de 371.6 nW. ver Tabla 6.1. 91

Desplazamiento de Sen

(milésimas de pulg)51

101

En la gráfica 6.3 se mu

además se observa una lí

*10*3 5= − XY

Gráfica 6.3 REPRES

El valor inicial de calib

amplificadores operacion

1.- Con la fuente óptica

y B del diagrama de la fi

TABLA 6.1 DESPLAZAMIENTO/VOLTAJE

sor

Potencia Óptica(nW)

Salida Circuito de Compensación

Calibración (milésimas de pulg)

42.4 0 Volts 0

371.6 5 Volts 50

estran el comportamiento del sensor en el intervalo de medición, y

nea de tendencia correspondiente a un polinomio de cuarto orden.

9999.02 =R

466.37*5867.5*1796.0*0048.0 234 +++− XXX

ENTACIÓN POR MEDIO DE UN POLINOMIO DEL INTERVALO DE MEDICIÓN DEL SENSOR

ración, se obtiene realizando ajustes a los voltajes de salida de los

ales, el procedimiento es el siguiente.

sin emisión, se ajustan a cero volts la salida de los amplificadores A

g. 4.4. Este ajuste se realiza con los potenciómetros R6 y R7.

92

2.- Se energiza la fuente óptica y se coloca el sensor de desplazamiento en la posición cero 0

milPlg.=42.87 nW, y con su respectivo potenciómetro de ajuste del amplificador de

diferencia R8 se ajusta el voltaje de salida del amplificador de instrumentación en cero volts.

3.- El siguiente paso es posicionar al sensor en máximo desplazamiento, 50 milésimas de

pulg.=369.4 nW, se calculó la ganancia del amplificador de instrumentación para que con

este nivel de energía, se produzcan un voltaje de salida de 5 V. Este voltaje, es el

correspondiente al desplazamiento de 0 a 50 milésimas de pulg. que lee el convertidor A/D

del microcontrolador, para posteriormente con el programa de adquisición, exhibir los

valores a través de la pantalla de cristal líquido en milésimas de pulgada.

Aplicando la ecuación 4.1, se obtiene el valor de fotocorriente y con la ecuación 4.2, el

voltaje de salida en el amplificador de la fibra sensora, cuando el sensor esta en posición de

máximo desplazamiento.

( )( ) 22.16745.010*6.371))(( 9sensen === −

espff RPI nA corriente máxima.

Cuando el desplazamiento es cero, la corriente mínima esta dada por,

( )( ) 29.1945.010*87.42))(( 9sensen === −

espff RPI nA corriente mínima.

( )( ) 0996.3010*22.167180000))(( 9sensensen ==−= −

fff IRV mV voltaje máximo.

( )( ) 472.310*29.42180000))(( 9sensensen ==−= −

fff IRV mV voltaje mínimo.

En él capitulo 4, se obtuvo el valor del voltaje de salida del amplificador de referencia

7545.2=frefV V.

El voltaje de salida del amplificador diferencial (C), se obtiene con la ecuación 4.3, con una

ganancia unitaria,

11

4

sen

==−

=RR

VVV

Affref

dsalv

( )( ) ( )( ) 7244004.20300996.7545.21sen =−=−= ffrefvdsal VVAV V.

La ganancia del amplificador de instrumentación se calcula con la ecuación 4.4, donde el

voltaje de salida máximo es de 5 V, por tanto se tiene:

( ) 115.1667244004.27545.2

5110*40 3

=−

=⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡+=

VR

AG

VINT

donde RG es 93

25.2421115.166

10*401

10*40 33

=−

=−

=VINST

G AR Ω.

con este valor se encuentra garantizado que el voltaje de salida del circuito de

instrumentación es de 5 V, el cual se conecta a la entrada del convertidor analógico digital

del microcontrolador.

6.4 PRUEBAS DE ESTABILIDAD DEL SISTEMA.

La gráfica 6.4 corresponde a una prueba del comportamiento temporal del sistema, cuando

el sensor se colocó en una posición fija.

Grafica 6.4 RESPUESTA TEMPORAL DEL SISTEMA

DURACIÓN 8 Hrs.

VARIACIÓN DE 66 mV 1.568 %

En la gráfica 6.4 se tiene una variación de 1.568 % la cual se considera grande. Para

estabilizar la respuesta, se aplicó un control de temperatura a los fotodetectores, obteniendo 94

resultados similares de inestabilidad. Otra alternativa de solución, fue el empleo de un

regulador de voltaje altamente estable para el suministro de energía, sin embargo, no hubo

mejoras significativas.

Debido a este comportamiento y a que la fuente óptica es muy estable, se concluyó que las

variaciones eran producto de las variaciones de la temperatura ambiente. Al aplicar calor al

sensor con una secadora de pelo inmediatamente se incrementó el voltaje de salida del

circuito de recepción. Se obtuvo el mismo resultado al colocar un cautín sobre el sensor a

una distancia de 2 cm.

La gráfica 6.5 muestra el comportamiento del circuito al colocar un voltaje fijo, en lugar del

suministrado por el amplificador de la fibra sensora. El voltaje se aplicó a través de un

divisor de voltaje (23.2 mV), representando un desplazamiento equivalente,

DURACIÓN 8 Hrs.

Gráfica 6.5 RESPUESTA TEMPORAL DE ESTABILIDAD DEL SISTEMA CON CONTROL DE TEMPERATURA EN LOS FOTODETECTORES

VARIACIÓN 19.6 mV 0.4%

95

El porcentaje de variación es de 0.4 %, a diferencia de la gráfica 6.3, la gráfica 6.4 tiene

mejor estabilidad, las fluctuaciones son de 19.6 mV, en comparación a los 66.4 mV; de la

gráfica 6.4.

En la gráfica se puede apreciar que la respuesta tiende a la estabilidad, esta prueba se realizó

con los fotodetectores bajo el control de temperatura.

Para verificar si es necesario el control de temperatura, se realizó otra prueba, eliminando el

control y los resultados obtenidos se muestran en la gráfica 6.6.

VARIACIÓN 19.6 mV 0.4 %

Gráfica 6.6 PRUEBA TEMPORAL DE ESTABILIDAD DE SISTEMA DE COMPENSACIÓN SIN CONTROL DE TEMPERATURA EN FOTODETECTORES

La respuesta del sistema es muy similar a la de la gráfica 6.5, se observa, que es más de la

mitad de las mediciones, la respuesta es completamente estable. El tiempo de medición es

aproximadamente de 6 hrs. y demuestra, que no es necesario utilizar un control de

temperatura en los fotodetectores. Con el análisis de las gráficas anteriores se comprueba que

el sensor de desplazamiento, esta bajo la influencia de cambio de temperatura ambiente y es 96

necesario realizar la construcción del sensor, con materiales que dispongan de bajos

coeficientes de dilatación. Los datos correspondientes a las gráficas, no se incluyen debido a

que son archivos demasiado grandes, el total de muestras superan las 17000. Estas pruebas se

realizaron con el uso del microcontrolador, el cual adquiere los datos y los envía a través del

puerto serie a la computadora PC aquí se crea una tabla para posteriormente gráficar los

resultados.

CONCLUSIONES

Los resultados obtenidos en el sistema de compensación, se han observado por medio de las

gráficas de estabilidad. En la tabla 6.3 se puede apreciar la gran dependencia de las pérdidas

de potencia óptica, por efecto de las curvaturas. Esta prueba, se realizó empleando el

multímetro óptico digital, sin embargo, se hace una estimación aproximada de las

variaciones de potencia óptica debido a que el canal de lectura correspondiente a la fibra de

referencia, no puede mostrar resoluciones pequeñas por el nivel de potencia óptica que se

detecta (18.75 µW), sin embargo, en el canal de la fibra de referencia, se tiene una resolución

más pequeña (250.6 nW).

RADIO DE

CURVATURA(cm)

1 2 3 4 6 7 8 9

10 15 20 25 30

El porciento dcon radio de cmuy similaresrevestimiento c

A

Tabla 6.3 VARIACIÓN DE POTENCIA ÓPTIC

FIBRA REF FIBRA SEN. FIBRA REF FIBRA SEN.

POTENCIA POTENCIA VARIACIÓN VARIACIÓN ÓPTICA (µW) ÓPTICA (µW) (%) (%)

15.95 211.6 14.933 15.563 17.51 232.6 6.613 7.183 17.97 239.4 4.160 4.469 18.16 242.2 3.147 3.352 18.32 245.1 2.293 2.195 18.37 245.9 2.027 1.875 18.48 246.9 1.440 1.476 18.57 248.1 0.960 0.998 18.66 249.2 0.480 0.559 18.74 250.3 0.053 0.120 18.75 250.5 0.000 0.040 18.75 250.6 0.000 0.000 18.75 250.6 0.000 0.000

e variación, se obtuvo tomando como referencia las potencias urvatura de 30 cm, se puede observar que las variaciones son y esto se debe a que ambas fibras por contar con omún experimentan pérdidas similares

97

Para poder obtener una estimación correcta, es recomendable que ambos canales cuenten con

la misma resolución (la resolución esta limitada por el número de dígitos que exhiben el

resultado).

RADIO DE F. REF F. SEN. F. REF F. SEN. VOLTAJE VOLTAJE SIN VARIACION VARIACION SIN

CURVATURA POTENCIA POTENCIA VOLTAJE VOLTAJE COMPENSADO COMPENSAR COMPENSADA COMPENSACION (cm) ÓPTICA (µw) ÓPTICA (µw) (V) (V) (V) (V) (V) (V) 1 15.95 211.6 1.30631 0.01733 2.47819572 3.219401531 0.4567563 0.593367957 2 17.51 232.6 1.43407 0.01905 2.72414142 3.538907354 0.2108106 0.273862134 3 17.97 239.4 1.47174 0.01961 2.80378098 3.642366382 0.13117104 0.170403106 4 18.16 242.2 1.48730 0.01984 2.83657374 3.684967159 0.09837828 0.127802329 6 18.32 245.1 1.50041 0.02007 2.87053767 3.729089391 0.06441435 0.083680096 7 18.37 245.9 1.50450 0.02014 2.87990703 3.741261042 0.05504499 0.071508446 8 18.48 246.9 1.51351 0.02022 2.89161873 3.756475605 0.04333329 0.056293883 9 18.57 248.1 1.52088 0.02032 2.90567277 3.77473308 0.02927925 0.038036407

10 18.66 249.2 1.52825 0.02041 2.91855564 3.7914691 0.01639638 0.021300388 15 18.74 250.3 1.53481 0.02050 2.93143851 3.808205119 0.00351351 0.004564369 20 18.75 250.5 1.53563 0.02052 2.93378085 3.811248032 0.00117117 0.001521456 25 18.75 250.6 1.53563 0.02052 2.93495202 3.812769488 0 0 30 18.75 250.6 1.53563 0.02052 2.93495202 3.812769488 0 0

Tabla 6.4 COMPARACIÓN DEL SISTEMA COMPENSADO Y SIN COMPENSAR

En la tabla 6.4, se observa que los voltajes obtenidos con el sistema compensado para un

radio de curvatura de 1 cm, es de 2.478195 V. Tomado como referencia, el obtenido cuando

las fibras están sometidas a un radio de curvatura de 30 cm, se tiene una variación de voltaje

de 0.45675 V. Si el sistema no usara compensación, partiendo de la señal de la fibra sensora,

el voltaje con radio de curvatura de 1 cm es de 3.2194 V. Si se toma de referencia el voltaje

producido con un radio de curvatura de 30 cm (3.81276 V), se tiene una variación de

0.5933 V, comparando ambas variaciones, se obtiene una diferencia de

0.1366 V, con este voltaje, el microcontrolador tomaría una

lectura errónea en número de bytes con respecto al sistema sin compensar de

=compensadooncompensacisin VV __

No. Bytes = 70196.01366.0 ≅ Bytes

El valor de 0.0196 V es la resolución del convertidor A/D por cada Bit.

El error que se introduce con esta variación en el sistema, va a depender de la posición en

que se encuentre el sensor de desplazamiento, debido a que su respuesta es no lineal. En esta

comparación, se observa que el sistema compensado tiene una mejor respuesta, el cual tiene

una variación de Bytes = 230196.04567.0 = Bytes y el sistema sin compensación de

98

Bytes = 300196.05933.0 = . Bytes. En el caso sin compensación esta representa el 11.76 %

de variación y para el caso con compensación el 9.01 % de variación.

Sin embargo, es un caso extremo el aplicar una curvatura con un radio de 1 cm.

El sistema esta orientado, para realizar compensaciones con radios de curvaturas mayores

que los experimentados en la tabla 6.4, debido a que se contempla su instalación como

sistema permanente.

Después de seleccionar la zona de respuesta del sensor de desplazamiento y la resolución del

convertidor analógico/digital se realizaron 5 calibraciones del sistema, empleando el

micrómetro de una milésima de pulg. de resolución. La tabla 6.5 muestra los resultados de

las calibraciones.

99

DESPLAZ. CALIB. 1 CALIB. 2 CALIB. 3 CALIB. 4 CALIB. 5 PROMEDIO EXACTITUD ERROR

milpulg. HEX. HEX. HEX. HEX. HEX. HEX. (%) (%) 0 0 0 0 0 0 0 0,000 0 1 5 5 6 7 5 7 80,000 20,000 2 11 13 13 12 11 12 100,000 0,000 3 20 20 20 21 19 20 100,000 0,000 4 28 27 27 28 27 27 101,481 -1,481 5 34 38 34 36 36 36 98,889 1,111 6 43 42 45 43 44 43 100,930 -0,930 7 52 55 54 54 57 54 100,741 -0,741 8 58 62 62 62 62 61 100,328 -0,328 9 69 71 71 71 70 70 100,571 -0,571 10 71 72 72 74 72 72 100,278 -0,278 11 76 75 77 77 74 76 99,737 0,263 12 82 85 84 84 84 84 99,762 0,238 13 89 90 91 90 90 90 100,000 0,000 14 95 99 99 101 96 98 100,000 0,000 15 104 105 106 107 105 105 100,381 -0,381 16 114 112 113 113 114 113 100,177 -0,177 17 121 120 120 124 122 121 100,331 -0,331 18 127 129 129 130 129 129 99,845 0,155 19 137 135 136 138 137 137 99,708 0,292 20 140 137 139 140 139 139 100,000 0,000 21 143 143 143 143 144 143 100,140 -0,140 22 147 149 149 149 150 149 99,866 0,134 23 152 154 154 155 155 154 100,000 0,000 24 158 161 160 163 159 160 100,125 -0,125 25 165 167 165 166 166 166 99,880 0,120 26 170 174 173 173 171 172 100,116 -0,116 27 177 178 178 180 179 178 100,225 -0,225 28 183 184 184 188 184 185 99,784 0,216 29 188 192 190 191 191 190 100,211 -0,211 30 190 193 193 192 193 192 100,104 -0,104 31 194 196 195 196 196 195 100,205 -0,205 32 199 198 198 199 199 199 99,799 0,201 33 202 202 202 202 203 202 100,099 -0,099 34 206 207 207 206 208 207 99,903 0,097 35 212 211 211 211 211 211 100,095 -0,095 36 215 214 215 215 215 215 99,907 0,093 37 219 218 219 221 219 219 100,091 -0,091 38 221 222 223 224 224 223 99,910 0,090 39 226 227 227 228 227 227 100,000 0,000 40 228 229 228 230 229 229 99,913 0,087 41 230 230 230 232 232 231 99,913 0,087 42 234 233 233 235 234 234 99,915 0,085 43 235 236 236 237 237 236 100,085 -0,085 44 239 239 240 241 240 240 99,917 0,083 45 242 242 242 244 242 242 100,165 -0,165 46 244 244 246 245 245 245 99,918 0,082 47 247 248 247 249 248 248 99,919 0,081 48 250 250 250 251 250 250 100,080 -0,080 49 252 252 253 253 253 253 99,842 0,158 50 253 253 254 254 254 254 99,843 0,157

Tabla 6.5 CALIBRACIÓN DEL SISTEMA

100

Para analizar la exactitud, se obtuvo el valor promedio de las calibraciones y considerando

que el promedio es el valor real, se obtiene la exactitud de las calibraciones realizadas. En la

tabla 6.5, se muestra el valor de la exactitud, donde algunos valores son mayores al 100 %

esto indica que la medición es mayor que el valor real y las exactitudes menores al 100 % la

medición es menor que la real, se anexa la tabla de exactitud debido a que esta no es

constante en todo el intervalo de medición, para poder expresar en ± % de exactitud.

Graficando los resultados de calibración se tiene la gráfica 6.7.

Gráfica 6.7 CALIBRACIÓN DEL SISTEMA

Al cambiar de posición a las fibras ópticas, y para pequeñas curvaturas, no se aprecia cambio

en el desplazamiento exhibido en la pantalla de cristal líquido. En la tabla 6.3 se puede

observar que con radios de curvatura mayores a 25 cm. las pérdidas son mínimas, sin

101

embargo, con radios de curvatura menores a 10 cm. el sistema se ve seriamente afectado. La

compensación es imposible ya que la potencia óptica en la fibra de referencia y en la sensora

se ven disminuidas, y como consecuencia, el nivel de voltaje del circuito de compensación se

reduce afectando las lecturas de desplazamiento.

Para compensar las pérdidas los diferentes acoplamientos y uniones en las fibras ópticas, se

realizaron con la mejor precisión posible

Un problema que se presenta en el sistema, ocurre cuando se retiran los conectores, tanto de

la fuente óptica, como de los fotodetectores y se vuelve a realizar la conexión nuevamente,

ya que los niveles de potencia se alteran. Esto se debe a la pérdida de alineación entre la

fuente y el núcleo de la fibra óptica. El problema obliga a que cada vez que se desconecten

las fibras de la fuente y de los fotodetectores, se tenga que realizar una nueva calibración.

Como el sistema esta diseñado para una instalación permanente o fija, la solución, es hacer

uso de módulos constituidos por un diodo emisor (o fotodetectores) el cual tiene un

acoplamiento fijo con la fibra óptica, fig. 6.7. Lo único que hay que realizar es su conexión

con el sistema, por medio de empalmes por fusión.

Fig. 6.7 MÓDULOS ÓPTICOS

La respuesta del sensor es buena, sin embargo, los efectos de temperatura afectan su

estabilidad, como ya se mencionó estos se pueden corregir construyendo el sensor con

mejores materiales. La resolución del sistema se establece de una milésima de pulgada debió

a que, el medidor patrón (micrómetro) tiene esta resolución, sin embargo se puede tener una

resolución menor en el sistema si se emplea un patrón de menor resolución.

102

MEJORAS A FUTURO.

El sistema está orientado a un sistema permanente y la compensación se introduce en el

sistema, debido a que la fibra puede ser movida de su lugar de instalación por accidente, en la

actualidad se fabrican fibras ópticas con una línea de control (tubo metálico) que protege a la

fibra óptica y a su vez evita que esta sea desplazada de su lugar de instalación, evitando una

variación de potencia por curvaturas. Esto permite tener una pérdida constante por curvaturas

y además con el uso de los módulos ópticos, se logrará tener un sistema con una muy buena

precisión y repetibilidad. La efectividad de la fibra óptica esta probada en sistemas

permanentes en la medición de presión y temperatura en pozos petroleros con intervalos de

medición de 15,000 psi y temperaturas de 175 °C y longitudes de 4000 m. En la fig. 6.8 se

muestra la fibra óptica que cumple con las características citadas.

POLÍMEROFIBRAS ÓPTICAS

TUBOS DE ACERO INOXIDABLE

Fig. 6.8 FIBRA ÓPTICA ESPECIAL

Para evitar que el sistema sea afectado por la temperatura ambiente se tiene una buena opción

utilizando Invar en la construcción del sensor de desplazamiento, es una aleación de hierro

(63.8 %), níquel (36 %), y carbono (0.2 %), caracterizada por su bajo coeficiente térmico o de

dilatación por calor, la propiedad de poseer un coeficiente de dilatación tan pequeño, que es

prácticamente despreciable, del orden de . 610*5.0 −

En cuanto a la electrónica se puede hacer uso del microcontrolador PIC14000 el cual es de

bajo consumo, tiene un convertidores analógico/digitales de 12 bit, este microcontrolador

únicamente se le conectaría una memoria externa del tipo EPROM del tipo serie, para mayor

capacidad, permitiendo reducir el tamaño del sistema. 103

Apéndice A.

104

Fig. A 1 CIRCUITO IMPRESO DOBLE CARA DE LA FUENTE ÓPTICA

105

Fig. A 2 CIRCUITO IMPRESO DE DOBLE CARA DE CONTROL DE TEMPERATURA

106

Fig. A 3 CIRCUITO IMPRESO DE UNA CARA DE FUENTE REGULADA

107

Fig. A 4 CIRCUITO IMPRESO DE DOBLE CARA DE COMPENSACIÓN

108

Apéndice B.

109

Fig A 5 DIAGRAMA DE FLUJO DEL PROGRAMA DEL SISTEMA DE COMPENSACIÓN

110

PROGRAMA DE SISTEMA DE COMPENSACIÓN PARA UN SENSOR ÓPTICO DE DESPLAZAMIENTO TIPO REFLEXIVO

************************** * Declaraci¢n de variables ************************** Ti_oc2 equ $0050 ; numero de ciclos de reloj para int. OC2 TabRAM ds $05 periodo ds $02 ad1 ds 03 ad2 ds 02 Ram ds 03 cont_oc2 ds $01 ; contador de tiempo incrementado por oc2 milipulg ds $01 segdec ds $03 ; segundos en BCD resp ds $02 Tabla ds $ff ApdeRAM ds $02 dato ds $02 $INCLUDE "S-BUFF.EQU" $INCLUDE "REG6811A.EQU" $INCLUDE "OPER.MAC" org $2000;b600;$2000 lds #$47 clr cont_oc2 ; inicializa contador clr milipulg ldx #regbase bset option,x,%10000000 ;encendido de la fuente del a/d jsr ini_ad3 ; salta a inicilizar AD en modo de un solo canal ; conv. continuas. jsr ini_ps ; salta a inicializar pseudovectores de interrupci¢n. jsr ini_toc2 ; ldaa #$30 staa TabRAM staa TabRAM+1 staa TabRAM+2 staa TabRAM+3 staa TabRAM+4 ldx #tabRAM stx ApdeRAM ldy #regbase bset ddrc,y,$ff displey T_inicia,TdeRa cli ldy #$2200 jsr outcrl main ldaa cont_oc2 cmpa #!31 ; para que se despliegue cada 1 segundo bne finm ; Salta a fin a main jsr Destemp

111

clr cont_oc2 finm jmp main ******************************** * Servicio del oc2 ******************************* sertoc2 ldx #regbase inc cont_oc2 ldd periodo addd toc2,x std toc2,x bclr tflg1,x,%10111111 ;Limpia bandera oc2 rti *************************** * inicializa pseudovectores *************************** ini_ps ldaa #$7e staa pvtoc2 ldy #sertoc2 sty pvtoc2+1 rts ************************************** * inicializa interrupciones del Toc2 ************************************** ini_toc2 ldd #ti_oc2 ; tiempo OC2 std periodo addd tcnt,x std toc2,x bclr tflg1,x,%10111111 ; Limpia bandera ;bclr donde hay un cero se ; escribe el estado anterior bset tmsk1,x,%01000000 ; Habilita la interrupción . rts ********************************* desplaz hex-dec milipulg,TabRaM displey T_ci,TabRam rts ********************************** ; ini_ad3.- subrutina para inicializar pe3 ini_ad3 ldx #regbase ; carga registro con 1000=regbase ;csel controla dos fuentes de alim. ;las dos apagadas csel=0 ldaa #%00100011 ; 0 ,0 ,1 ,0 ,0 ,0 ,1 ,1 PE3 ; CCF , ,SCAN,MULT,CD ,CC ,CB ,CA ;scan=1,mult=0, un sol¢ canal staa adctl,x ;almacena en registro de control del A/D brclr adctl,x,%10000000,* ;Espera por conversiones terminadas rts ; hasta que el bit 7 de ADCTL sea 1 ********************************** ***************** ;x=1 el dato siguiente es caracter

112

TdeRa T_inicia equ * DB 0,$30 ;inicialización en modo de 8 bits db 0,$30 ;p.p. del manual 5-30 db 0,$30 db 0,$38 db 0,$0c ;Display On db 0,$c1 ;Display Clr db 0,$30 ;Set DDRAM db $02,' ' db $02,' ' db $02,'m' ;1 db $02,'P' ;2 db $02,'u' ;3 db $02,'l ' ;4 db $02,' ' ;5 db $ff ;terminador de tabla T_ci equ * db 0,$02 ;escribe ap de la 8 db $02,'D' ;9 db $02,'e' ;10 db $02,'s' ;11 db $02,'p' ;12 db $02,'l' ;13 db $02,'a' ;14 db $02,'z' ;15 db $02,'=' db $01 db $01 db $01 db $01 db $ff ;terminador de tabla ********************************************************************* * Des4chan Subrutina para desplegar 4 canales ad. ***************************44444444444******************* danf ldy #$2200 Destemp ldd adr4+$1000 ;lee el contenido del conv A/D std 0,y iny iny cpy #$2244 bne conti ldy #$2201 clra clrb sum addd 0,y iny iny cpy #$223f bne sum ldx #$1f idiv xgdx std ad1 ldx #$2250

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abx ldab 0,x cmpb #$ff beq nuev stab milipulg;cont_seg jsr desplaz nuev ldy #$2200 ldx #regbase conti rts *********************************************************************** * pulso de enable ;Genera un pulso en PC2 alto,bajo * enable lpe1 bclr portb,y,%00000100 jsr delay bset portb,y,%00000100 jsr Delay rts *********************** * rutina de retardo *********************** Delay pshx ldx #$0280 lpd1 dex bne lpd1 pulx rts ********************************** * Tabla de equivalencias de desplazamiento * en mili pulgadas ********************************** org $2250 db !0 ;0 db !255 ;1 db !255 ;2 db !255 ;3 db !255 ;4 db !255 ;5 db !1 ;6 db !255 ;7 db !255 ;8 db !255 ;9 db !255 ;10 db !255 ;11 db !2 ;12 db !255 ;13 db !255 ;14 db !255 ;15 db !255 ;16 db !255 ;17 db !255 ;18 db !255 ;19 db !3 ;20 db !255 ;21

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db !255 ;22 db !255 ;23 db !255 ;24 db !255 ;25 db !255 ;26 db !4 ;27 db !255 ;28 db !255 ;29 db !255 ;30 db !255 ;31 db !255 ;32 db !255 ;33 db !255 ;34 db !255 ;35 db !5 ;36 db !255 ;37 db !255 ;38 db !255 ;39 db !255 ;40 db !255 ;41 db !255 ;42 db !6 ;43 db !255 ;44 db !255 ;45 db !255 ;46 db !255 ;47 db !255 ;48 db !255 ;49 db !255 ;50 db !255 ;51 db !255 ;52 db !255 ;53 db !7 ;54 db !255 ;55 db !255 ;56 db !255 ;57 db !255 ;58 db !255 ;59 db !255 ;60 db !8 ;61 db !255 ;62 db !255 ;63 db !255 ;64 db !255 ;65 db !255 ;66 db !255 ;67 db !255 ;68 db !255 ;69 db !9 ;70 db !255 ;71 db !10 ;72 db !255 ;73 db !255 ;74 db !255 ;75 db !11 ;76 db !255 ;77

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db !255 ;78 db !255 ;79 db !255 ;80 db !255 ;81 db !255 ;82 db !255 ;83 db !12 ;84 db !255 ;85 db !255 ;86 db !255 ;87 db !255 ;88 db !255 ;89 db !13 ;90 db !255 ;91 db !255 ;92 db !255 ;93 db !255 ;94 db !255 ;95 db !255 ;96 db !255 ;97 db !14 ;98 db !255 ;99 db !255 ;100 db !255 ;101 db !255 ;102 db !255 ;103 db !255 ;104 db !15 ;105 db !255 ;106 db !255 ;107 db !255 ;108 db !255 ;109 db !255 ;110 db !255 ;111 db !255 ;112 db !16 ;113 db !255 ;114 db !255 ;115 db !255 ;116 db !255 ;117 db !255 ;118 db !255 ;119 db !255 ;120 db !17 ;121 db !255 ;122 db !255 ;123 db !255 ;124 db !255 ;125 db !255 ;126 db !255 ;127 db !255 ;128 db !18 ;129 db !255 ;130 db !255 ;131 db !255 ;132 db !255 ;133

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db !255 ;134 db !255 ;135 db !255 ;136 db !19 ;137 db !255 ;138 db !20 ;139 db !255 ;140 db !255 ;141 db !255 ;142 db !21 ;143 db !255 ;144 db !255 ;145 db !255 ;146 db !255 ;147 db !255 ;148 db !22 ;149 db !255 ;150 db !255 ;151 db !255 ;152 db !255 ;153 db !23 ;154 db !255 ;155 db !255 ;156 db !255 ;157 db !255 ;158 db !255 ;159 db !24 ;160 db !255 ;161 db !255 ;162 db !255 ;163 db !255 ;164 db !255 ;165 db !25 ;166 db !255 ;167 db !255 ;168 db !255 ;169 db !255 ;170 db !255 ;171 db !26 ;172 db !255 ;173 db !255 ;174 db !255 ;175 db !255 ;76 db !255 ;177 db !27 ;178 db !255 ;179 db !255 ;180 db !255 ;181 db !255 ;182 db !255 ;183 db !255 ;184 db !28 ;185 db !255 ;186 db !255 ;187 db !255 ;188 db !255 ;189

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db !29 ;190 db !255 ;191 db !30 ;192 db !255 ;193 db !255 ;194 db !31 ;195 db !255 ;196 db !255 ;197 db !255 ;198 db !32 ;199 db !255 ;200 db !255 ;201 db !33 ;202 db !255 ;203 db !255 ;204 db !255 ;205 db !255 ;206 db !34 ;207 db !255 ;208 db !255 ;209 db !255 ;210 db !35 ;211 db !255 ;212 db !255 ;213 db !255 ;214 db !36 ;215 db !255 ;216 db !255 ;217 db !255 ;218 db !37 ;219 db !255 ;220 db !255 ;221 db !255 ;222 db !38 ;223 db !255 ;224 db !255 ;225 db !255 ;226 db !39 ;227 db !255 ;228 db !40 ;229 db !255 ;230 db !41 ;231 db !255 ;232 db !255 ;233 db !42 ;234 db !255 ;235 db !43 ;236 db !255 ;237 db !255 ;238 db !255 ;239 db !44 ;240 db !255 ;241 db !45 ;242 db !255 ;243 db !255 ;244 db !46 ;245

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db !255 ;246 db !255 ;247 db !47 ;248 db !255 ;249 db !48 ;250 db !255 ;251 db !255 ;252 db !49 ;253 db !50 ;254 db !255 ;255

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Referencias [1] G. Murtaza J. M. Senior, Articulo. “Referencing strategies for intensity modulated

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