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INVERSOR MONOFÁSICO 2L3L COM INDUTORES ACOPLADOS
JULIANO C. LEAL DA SILVA, EDISON R. CABRAL DA SILVA , JOÃO H. GONZAGA MUNIZ
Laboratório de Eletrônica Industrial e Acionamento de Máquinas, DEE, UFCG e UFPB
Av. Aprígio Veloso,882-Bairro Universitário- CEP: 58429-900,Campina Grande, Paraíba, Brasil
E-mails: [email protected],[email protected],[email protected]
AbstractThis paper propose a single-phase four-level inverter with reduced number of semiconductor devices using a 2L3L
converter with magnetically coupled inductors. The proposed converter has a two-level leg and a three-level leg type NPC-connected through magnetically coupled inductors. This paper discusses the strategies of modulation and the switching function
from converter’s model. The main advantages of this converter are: reduced number of semiconductor devices, modulation of
easy implementation, balancing voltage blocking through switches and high efficiency. Finally, simulation and experimental re-sults are presented for comparing the proposed topology with the corresponding standard inverter.
Keywords2L3L converter,coupled inductors, multilevel converters, reduced count semiconductor.
ResumoEste artigo propõe um inversor monofásico de quatro níveis na tensão de saída, com reduzido número de dispositivos semicondutores e uso de indutores acoplados, chamado de Conversor 2L3L com indutores acoplados magneticamente. O conver-
sor proposto tem um braço de dois níveis e um braço de três níveis tipo NPC, conectados através de indutores acoplados magne-
ticamente. No trabalho são discutidas as estratégias de modulação e sua função de chaveamento a partir do modelo do conver-sor.As principais vantagens deste conversor são: número reduzido de dispositivos semicondutores, modulação de fácil implemen-
tação, balanceamento das tensões de bloqueio nas chaves e alta eficiência. Por fim, são feitas comparações entre a topologia pro-
posta e o inversor convencional correspondente, e apresentados resultados de simulação além dos experimentais.
Palavras-chaveConversor 2L3L, indutores acoplados, conversores multinível, número reduzido de semicondutores.
1 Introdução
A partir da conexão em série e/ou paralelo de dispo-
sitivos semicondutores e fontes de tensão capacitivas,
os inversores multiníveis geram tensões de saída em
níveis discretos com reduzido conteúdo harmônico
quando comparado aos conversores convencionais de
dois níveis.
A pesquisa e desenvolvimento de conversores
multiníveis têm recebido destaque nas últimas déca-
das, devido à sua característica de trabalhar com
maiores níveis de energia e melhor desempenho em
relação ao conteúdo harmônico gerado na tensão de
saída (Rodriguez et al., 2009). Embora várias topolo-
gias venham sendo propostas desde então, as topolo-
gias mais consolidadas são as do tipo de Grampea-
mento do Neutro (Neutral Point Clamped-
NPC)(Nabae et al., 1981), Capacitores Flutuantes
(Flying Capacitor-FC) (Meynard & Foch, 1992) e
Ponte H em Cascata (CascadedHalf Bridge-CHB)
(Marchesoni et al., 1988). Recentemente, os conver-
sores Multiníveis Modulares (MultimodularMultile-
vel Converter-MMC) têm despertado um grande
interesse por serem consideravelmente flexíveis e
úteis em sistemas de alta tensão (Lenis-
car&Maquardt, 2003).
Diferentes inversores multiníveis em versão mo-
nofásica têm sido explorados, inclusive para aplica-
ções em baixa potência (Daher et al., 2008)(González
et al., 2008). Em (Rahmani & Al-Haddad, 2006) foi
proposto um conversor multinível monofásico para
aplicações em trens elétricos, enquanto que em
(Alian Chen et al., 2008) foi proposta uma família de
inversores monofásicos com estruturas híbridas tipo
NPC/FC. Alguns conversores de quatro níveis (4L)
foram apresentados em (Tang et al., 2007),
(Rahmani& Al-Haddad, 2006) e (Alian Chen et al.,
2008). Em (dos Santos et al., 2011)foi proposto um
conversor de quatro níveis com configuração em
Ponte H, sendo um braço do tipo convencional de
dois níveis e o outro braço do tipo NPC, chamado de
Inversor 2L3L (Figura 1). Embora um dos braços
seja do tipo dois níveis as tensões aplicadas nos inter-
ruptores é uma fração da tensão do barramento CC.
Recentemente foram retomadas topologias mul-
tiníveis que utilizam indutores acoplados, propostos
originariamente em (Matsui et al., 1993). Elas con-
sistem, basicamente, na conexão dos braços de uma
ponte H através de indutores acoplados. A topologia
também tem sido apresentada na forma de braço
(Chapelsky et al., 2008), (Salmon et al., 2009). Em
(Salmon et al., 2009) e em (Teixeira et al., 2012) foi
demonstrado que cada braço necessita apenas uma
chave ativa e um diodo devido à característica unidi-
recional dos braços. Em (Teixeira et al., 2012) o
controle das chaves ativas é tal que incorpora inten-
cionalmente uma corrente de polarização CC nas
correntes de cada braço do inversor para forçar a
condução dos diodos quando a chave ativa a que
estão associados é desligada.
Por outro lado, em (Santos et al., 2011) uma to-
pologia 2L3L, de quatro níveis, composta por um
braço de dois níveis e outro de três níveis, conectadas
em ponte, é comparada com uma ponte H e com o
conversor NPC de quatro níveis. Nessa topologia,
ilustrada na Figura 1 e aqui chamada de 2L3L con-
vencional, possui um número reduzido de chaves e
diodos, todas as chaves possuem a mesma tensão de
bloqueio e a estratégia de modulação é simples.
Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014
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Figura 1: Conversor de quatro níveis 2L3L.
Neste trabalho é proposto um conversor 2L3L,
com indutores acoplados magneticamente, em que a
redução de componentes é ainda maior do que no
2L3L convencional (Figura 2). Nele é apresentada
tanto a operação do conversor e a técnica de modula-
ção utilizada como sua comparação com a estrutura
2L3L convencional. Os estudos teóricos são valida-
dos por resultados de simulação bem como resulta-
dos experimentais.
Figura 2: Conversor de quatro níveis proposto (2L3L com induto-
res acoplados).
2 Modelo e operaçãodo conversor proposto
A topologia 2L3L com indutores acoplados indi-
cada na Figura 2, diferentemente daquela da Figura
1, é uma meia ponte de quatro níveis. O inversor é
constituído por três chaves ativas e unidirecionais
1 1 2( , e )a b bS S S , quatro diodos 1 1 2 3( , , e )a b b bD D D D
, dois indutores acoplados magneticamente e quatro
fontes CC fornecendo as tensões 1 2 3 4, , eV V V V . A
chave 1aS e o diodo 1aD são usados na composição do
braço de dois níveis, enquanto que as chaves
1 2,b bS S , os diodos 1 2,b bD D e diodo de grampea-
mento do neutro 3bD compõem o braço de três níveis.
É necessário que 1 2 3 4 CV V V V V para garantir
que todas as chaves ativas operem sob a mesma ten-
são de bloqueio e uma tensão de saída simétrica.
Os modos de operação do inversor são definidos
a partir das possibilidades do estado de chaveamento,
conforme os circuitos equivalentes da Figura 3 e
descritos a seguir:
Modo 1 {000} – As três chaves estão desligadas,
as correntes nos enrolamentos ea bi i circulam apenas
através dos diodos e a tensão abV igual a 3 CV ;
Modo 2 {100} – O disparo de 1aS faz com que o
diodo 1aD fique inversamente polarizado e que as
correntes ea bi i circulem pela chave 1aS e pelos
diodos 1 2eb bD D , respectivamente. A tensão abV é
igual a CV ;
Modo 3 {110} – O disparo de 1 1ea bS S faz com
que a correntes ai circule por 1aS e bi circule por
1bS e pelo diodo 3bD , respectivamente. Os diodos
1 2eb bD D ficam em estado de bloqueio e abV é igual
a CV ;
Modo 4 {111} – Com o disparo das três chaves
1 1 2, ea b bS S S as correntes nos enrolamentos ea bi i
circulam apenas através das três chaves e a tensão
abV é igual a 3 CV ;
Modo 5 {011} – Neste modo só 1 2eb bS S são
disparadas, as correntes nos enrolamentos ea b cir-
culam, respectivamente, por 1 1 2, ea b bD S S .A tensão
abV é igual a CV ;
Modo 6 {010} – O disparo de apenas 1bS permi-
te que somente os diodos 1 3ea bD D conduzam, e a
tensão abV é igual a CV .
Observam-se que os estados {001} e {101} resul-
tam em circuitos equivalentes idênticos aos Modos 1
e 2, respectivamente, e por isso não serão considera-
dos.
(a) Modo 1 {000} (b) Modo 2 {100}
(c) Modo 3 {110} (d) Modo 4 {111}
(e) Modo 5 {011} (f) Modo 6 {010}
Figura 3: Modos de operação do conversor proposto.
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O modelo do conversor pode ser simplificado
como indicado na Figura 4, sendo que as tensões em
cada braço do conversor eaN bNV V (entre os pontos
eA B para o N ), para os modos possíveis, são defi-
nidas segundo as equações (1) e (2).
1(2 1)aN C aV V S (1)
1 22 ( 1)bN C b bV V S S (2)
,1 1 2ea b bS S S podem assumir os valores 0 ou 1, cor-
respondentes ao estado de bloqueio ou condução,
respectivamente, das chaves.
Figura 4: Modelo simplificado do conversor proposto.
Uma condição importante para garantir a polari-
zação dos diodos de potência do conversor é assumir
que a corrente seja contínua nos enrolamentos dos
indutores acoplados (Teixeira et al., 2012), ou seja,
0e 0a bi i . Para tanto, será discutido adiante o
modelo dos indutores no conversor proposto.
Segundo (Teixeira et al., 2013), as tensões
eaN bNV V podem ser decompostas em tensões do tipo
modo comum ( cmV ) e modo diferencial ( dmV )
sendo a tensão no ponto central do indutor oNV ime-
diatamente definida segundo a equação (3),visto que
os indutores acoplados são equivalentes.
2
aN bNcm oN
V VV V
(3)
Já a tensão em modo diferencial, que determina
a corrente média fluindo entre eaN bNV V , é dada por:
2
aN bNdm
V VV
(4)
Neste caso, a tensão dmV deve ser controlada
para garantir a condição contínua nos enrolamentos
dos indutores.
Segundo as equações (1), (2) e (3) e consideran-
do todos os modos de operação indicados na Figura
3, nota-se que a tensão de saída tem quatro níveis e é
determinada pela Tabela 1.
Tabela 1: Estados de chaveamento do conversor proposto.
Modo 1 1 2{ , , }a b bS S S aNV
bNV
oNV
1 {0,0,0} CV
2 CV
2
CV
2 {1,0,0} CV
2 CV
3
2
CV
3 {1,1,0} CV
0
2
CV
4 {1,1,1} CV
2 CV
2
CV
5 {0,1,1} CV
2 CV
3
2
CV
6 {0,1,0} CV
0
2
CV
3 Estratégia de modulação por largura de pulsos
A geração de um número maior de níveis na ten-
são de saída para um mesmo número de chaves con-
troladas ativamente é umas das vantagens associadas
ao uso dos indutores acoplados (Chapelsky et al.,
2008). Entretanto, isto só pode ser alcançado forçan-
do a condução contínua da corrente através dos indu-
tores. Este requerimento faz com que a estratégia de
modulação proposta garanta esta condição de opera-
ção. Além disso, a realização da estratégia de modu-
lação deve ser tal que o conversor tenha o melhor
desempenho na redução de harmônicos. Neste caso,
o braço de dois níveis é controlado via modulação
senoidal com uma portadora, enquanto que no braço
tipo NPC a comparação é feita com duas portadoras
defasadas em nível.
A partir do modelo do conversor, a tensão de re-
ferência pode ser definida como a tensão senoidal
desejada na saída. Definindo a tensão de referência
segundo a equação (5), fica determinada a tensão
desejada na carga. * ( )oN a oV m sen w t (5)
A partir da equação (3), as tensões de pólo de re-
ferência dos braços a e b são determinadas segundo a
equação (6) * *
*
2
aN bNoN
V VV
(6)
Ou seja, basta fazer: * * *aN bN oNV V V (7)
Em princípio, a tensão de polarização, que de-
termina a corrente circulante entre os dois enrola-
mentos é dada pela Equação (4) e deve garantir a
condução contínua desta corrente. Em (Teixeira et
al., 2013) a solução proposta faz com que um offset
Om seja somado na tensão de polo de referência do
braço a e que o mesmo offset Om seja subtraído da
tensão de polo de referência do braço b. Consideran-
do esta condição fica determinada a equação (8). * *
* ( ) ( )
2
oN O oN Odm O
V m V mV m
(8)
Em outras palavras, a tensão em modo diferenci-
al tem um nível CC, que gera uma corrente CC de
modo comum e força a condução dos diodos garan-
tindo a correta operação do conversor.
A estratégia de controle utilizada é representada
na Figura 5.
4 Comparativo entre a topologia proposta e a
solução convencional
A seguir são feitas comparações entre a configu-
ração proposta (Figura 2) e o conversor convencional
(Figura 1). As figuras de mérito utilizadas nessa
comparação são o número de dispositivos totais que
formam o circuito de potência, o índice WTHD
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(Weighted Total Harmonic Distortion) na tensão de
saída e as perdas nos dispositivos semicondutores e
no indutor acoplado.
Figura 5: Estratégia de modulação por largura de pulso.
A. Número de dispositivos
Na Tabela 2 é feita a comparação do número de
componentes no conversor proposto e no conversor
2L3L de quatro níveis discutido em (dos Santos et al.
2011).
Tabela 2: Comparativo do número de componentes entre o conver-sor proposto e o conversor convencional 2L3L
nº de chaves
nºde diodos
nºde indutores
nºde capacitores CC
Proposto 3 4 2 4
2L3L 6 12 0 4
De acordo com a Tabela 2, o conversor proposto
tem um total de treze componentes, ao passo que o
conversor 2L3L tem vinte e dois componentes, sendo
a evidente redução no número de dispositivos semi-
condutores. Portanto, pode-se afirmar que o conver-
sor proposto tem melhor relação entre o número de
níveis na tensão de saída e o número de dispositivos
que compõem o circuito de potência.
B. Perdas
Outro parâmetro de comparação entre as confi-
gurações consiste nas perdas (em watts) nos disposi-
tivos semicondutores para o conversor convencional
e para o conversor proposto. Além das perdas nos
semicondutores são consideradas as perdas nos indu-
tores acoplados. Neste caso, para garantir uma com-
paração justa, os cálculos foram realizados ajustando
a frequência de operação do conversor proposto para
que os conversores trabalhassem com o mesmo índi-
ce WTHD. Na Figura 6 estão as distribuições das
perdas de chaveamento e condução dos semiconduto-
res para o conversor convencional e, além disso, as
perdas nos enrolamentos dos indutores para o con-
versor proposto.
Figura 6: Comparativo de perdas (em watts).
Como esperado, a redução dos dispositivos
semicondutores no conversor proposto tem ligação
direta com a redução das perdas totais neste conver-
sor, visto que as perdas nos indutores não são signifi-
cativas no total de perdas, quando comparado com a
solução convencional.
C. Distorção harmônica da tensão de saída
Finalmente, são feitas comparações com relação
à distorção harmônica ponderada (WTHD) na tensão
de saída dos dois conversores, em função do índice
de modulação ( am ). Na Figura 7 estão plotados os
resultados obtidos.
Figura 7: WTHD da tensão oNV x am
Os dois conversores têm taxas WTHD próximas
para índices de modulação maiores que 0.5, ainda
que estes valores sejam menores para o conversor
proposto. Com índices de modulação menores, os
dois conversores apresentam maiores taxas WTHD,
entretanto, a diferença entre eles se torna mais evi-
dente, sendo o conversor proposto com melhor resul-
tado em toda a faixa de variação de am .
7,8715,883
26
499,11
0
10
20
30
40
50
60
70
Conversor Proposto Conversor 2L3L
Perdas nos Indutores Acoplados
Perdas de Chaveamento
Perdas de Condução
0
0,5
1
1,5
2
2,5
3
3,5
4
4,5
1 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1
WT
HD
ma
Conversor proposto
Conversor 2L3L
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5 Resultados de simulação e experimentais
O conversor proposto foi simulado no software
PSim. Os parâmetros utilizados do sistema e as con-
dições de operação estão listados na Tabela 3.
Tabela 3: Parâmetros do sistema e condições de operação do conversor proposto
Descrição Indicação Valor
Tensão do barramento CC 4 CV 600V
Freqüência fundamental Of 60Hz
Freqüência de chaveamento Sf 10kHz
Índice modulação em
amplitude am 0,85
Offset de modulação om 0,0055
Resistência da carga 0R 10
Indutância da carga 0L 8,0mH
Indutores acoplados Indutância própria
Indutância mútua
Resistência(por enrolamento)
1 2L L
M
LR
5,0mH
4,95mH
0,1
Nas Figuras 8, 9 e 10 são apresentados os resul-
tados de simulação para o inversor monofásico pro-
posto. Na Figura 8, as formas de onda apresentadas
são a tensão de polo do braço 2L com destaque do
chaveamento e a tensão de polo do braço 3L
Figura 8: Resultados de simulação: tensões de polo
e , respectivamente.aN bNV V
Na Figura 9 estão as formas de onda da tensão
na carga, e corrente na carga, respectivamente.
Figura 9: Resultados de simulação: tensão na carga oNV e corrente
na carga oi .
Como esperado, as chaves 1 1 2, ea b bS S S têm as
mesmas tensões de bloqueio de valor igual à metade
da tensão do barramento total, o que pode ser visua-
lizado na Figura 1010 para as três chaves.
Figura 10: Resultados de simulação: tensão sobre a chave 1aS ;
tensão sobre a chave 1bS e tensão sobre a chave 2bS .
Para validação experimental, o conversor pro-
posto foi montado com dispositivos da SEMIKRON
e controlado pelo DSP TMS320F28335. As condi-
ções experimentais foram semelhantes às indicadas
na Tabela 4.
Na Figura 11 são indicados os resultados obtidos
para a tensão de polo para o braço 2L e a tensão de
polo para o braço 3L.
Na Figura 12 são apresentadas a tensão e a cor-
rente de saída na carga. Percebe-se que a forma de
onda da corrente na carga tem uma pequena distorção
na parte superior. Isto pode ser explicado devido ao
ajuste experimentalmente inadequado do Om para
garantir a condução contínua de corrente no indutor
acoplado. Para um resultado efetivo, principalmente
em condições de variação da carga há necessidade de
uma regulação de corrente em malha fechada.
Os resultados das tensões sobre as chaves podem
ser visualizados na Figura 13. Como demonstrado na
simulação, é possível verificar os mesmos níveis de
tensão de bloqueio sobre as três chaves.
Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014
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Figura 11: Resultados experimentais: tensões de polo
e , respectivamente.aN bNV V
Figura 12: Resultados experimentais: tensão na carga oNV e
corrente na carga oi .
Figura 13: Resultados experimentais: tensão sobre a chave 1aS ;
tensão sobre a chave 1bS e tensão sobre a chave 2bS .
6 Conclusão
Neste artigo foi proposto um conversor com in-
dutores acoplados entre um braço de dois níveis e
outro de três níveis tipo NPC, sendo por isso chama-
do “Inversor 2L3L com indutores acoplados”. O
conversor proposto tem ótima relação entre o número
de níveis na tensão de saída e o número de dispositi-
vos que compõem o circuito de potência e tem as
mesmas tensões de bloqueio sobre as chaves. Além
disso, em comparação com o conversor convencio-
nal, o conversor proposto tem número reduzido de
semicondutores e maior eficiência.
Agradecimentos
Os autores agradecem ao CNPq, à CAPES e à
FAPESQ-PB pelo apoio financeiro que tornou possí-
vel a realização deste trabalho.
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