IZVJESTAJ Lab Elektronika

Електротехнички факултетУниверзитет у Бањој Луци

ИЗВЈЕШТАЈ СА ЛАБОРАТОРИЈСКИХ ВЈЕЖБИ ИЗ ПРЕДМЕТА: „ОСНОВИ

ЕЛЕКТРОНИКЕ“

Име и презиме: Саша РадуловићБрој индекса: 1324/10

Број бодова:

Фебруар 2012. године

Извјештај са лабораторијских вјежби из предмета: „Основи електронике“2011/2012 година

Вјежба бр. 1 Операциони појачавач

1. Кратак опис вјежбе

Вјежба има задатак да оправда теоретска разматрања у вези операционог појачавача. Тачније циљ је да се прво симулацијом дође до идеализованих рјешења а онда и практично провјере резултати мјерења и упореде са симулацијама на рачунару. У предстојећем тексту ће бити детаљно описан поступак који се састоји из два дјела : рада на рачунару и практичног дијела. Знања која су стечена на вјежби су кориштење операционог појачавача као појачавачке компоненте или напонског сљедила при пројектовању електронских кола.

2. Кориштени софтвер и опрема

За потребе симулације и рада на рачунару кориштен је програмски пакет : „Orcad Capture“. Потребне библиотеке и компоненте које су кориштене при симулацији дате су у табели 1.

Табела 1Компонента Вриједност Библиотека

AD741 /// OPAMPR2 10kΩ ANALOGR1 1 kΩ ANALOG

VDC 20Vdc SOURCE

VSINVAMPL=0,5

VOFF=0 FREQ=1000

SOURCE

0/SOURCE /// Place Ground

1


3. Резултати и зкључак

Идеалан операциони појачавач има следеће карактеристике :-Бесконачну улазну отпорност-Излазна отпорност опрерационог појачавача једнака је нули-Бесконачно велико напонско појачање-Парамерри идеалног операционог појачавача нису зависни од фреквенције-Једносмјерне карактеристике су идеалне-Фактор потискивања симетричне компоненте је бесконачан CMRR → ∞

-Напонски и струјни офсет једнак је нули.Користећи ове особине и то да је код идеалног операционог појачавача диференцијални напон (напон између инвертујућег и неинвертујућег улаза) једнак нули, можемо једноставно одредити појачање склопова са операционим појачавачем а како се реални операциони појачавачи мало разликују од идеалних то ће бити добра анализа и реалних кола.

Инвертујући појачавач:

Шема инвертујућег појачавача приказана је на слици:

V

R 1

1 k

0

0U 1

A D 7 4 1

3

2

74

6

1

5+

-

V+

V-

O U T

O S 1

O S 2V 1

F R E Q = 1 0 0 0V A M P L = 0 . 5V O F F = 0

R 2

1 0 k

0

V 2

1 2 V d c

V 3

1 2 V d c

V

Сл. 1 Шема инвертујућег појачавача

Појачање инвертујућег појачавача се израчунава као:−v i+i R1=0

i R2+v0=0

i=v i

R1

2


v i

R2

R1

+v0=0

v0=−R2

R1

v i

Па је појачање:

Avcl=vo

v i

=−R2

R1

Дакле када се на улаз склопа доведе простопериодични сигнал тај сигнал ће бити појачан у зависности од вриједности отпорника R1 и R2 и излазни и улазни сигнал ће бити у протуфази (одатле минус у формули за појачање). Улазни и излазни сигнал кола са слике 1. Приказан је на слици 2.

Time

0s 0.2ms 0.4ms 0.6ms 0.8ms 1.0msV(R2:2) V(R1:1)

-5V

0V

5V

10V

Сл. 2 Сигнали инвертујућег појачавача

На графику видимо да су сигнали у протуфази и да је улазни сигнал појачан, појачање датог појачавача је :

Avcl=−10 kΩ

1 kΩ=−10

Показивање осцилоскопа када се прате улазни и излазни сигнал овог појачавача приказано је на слици 3.

3


Сл. 3 Инвертујући појачавач улазни и излазни сигнал

Видимо да на осцилоскопу нису баш подешени офсети па су сигнали мало помјерени (први канал према доле а други према горе), узимајући ово у обзир видимо да су сигнали приближно једнаки с тим да је улазни канал подешен на 200mV/div а излазни на 2V/div (канали осцилоскопа одговарају редом улазу и излазу кола). Па можемо израчунати појачање склопа :

А=vo

v i

= 2,1∙ 22,1∙ 0,2

=10

Што је у нашем случају исто као и теоријска претпоставка.

Неинвертујући појачавач:

Шема појачавача је приказана на слици 4 :

4


0V

R 1

1 k

V U 1

A D 7 4 1

3

2

74

6

1

5+

-

V+

V-

O U T

O S 1

O S 2

0

V 1

F R E Q = 1 0 0 0V A M P L = 0 . 5V O F F = 0

R 2

1 0 k

0

V 2

1 2 V d c

V 3

1 2 V d c

Сл. 4 Неинвертујући појачавач

v0=i(R1+R2)

v i=i R1

i=v i

R1

vo=v i

R1

(R1+R2)=v i(1+R2

R1

)

A=vo

v i

=1+R2

R1

Дакле неинвертујући појачавач не обрће фазу и појачање овог конкретног појачавача је :

A=1+R2

R1

=1+ 10 kΩ1kΩ

=11

Ако се на улаз доведе простопериодични синусни напон амплитуде 0.5V на излазу ће се добити сигнал као на слици:

5


Time

0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0msV(R2:2) V(V1:+)

-8.0V

-4.0V

0V

4.0V

8.0V

Сл. 5 Сигнали на улазу и излазу неинвертујућег појачавача

Исто тако ако се практично споји шема неинвертујућег појачавача и улазни сигнал кола се доведе на први канал а излазнии на други канал осцилскопа добије се приказ осцилоскопа као на слици 6.:

Сл. 6 Приказ осцилоскопа улаз и излаз неинвертујућег појачавача

Први канал (улаз) је подешен на 500mV/div (жута боја) а излазни на 2V/div (плава боја). Појачање склопа је прем очитавању са осцилоскопа:

А=vo

v i

= 50,5

=10

6


У поређењу са симулацијом и теоретским запажањима видимо да се прави мала при прорачуну појачања која је:

δ= 111

100=9,01 %

Мора се рећи да у ову грешку улази и грешка услед очитавања са осцилоскопа.

Напонско сљедило:

Шема напонског сљедила је приказана на слици 7:

0V

U 1

A D 7 4 1

3

2

74

6

1

5+

-

V+

V-

O U T

O S 1

O S 2

V 1

F R E Q = 1 0 0 0V A M P L = 0 . 5V O F F = 0

V 2

1 2 V d c

V 3

1 2 V d c0

V

Сл. 7 Шема напонског сљедила

Напонско сљедило је склоп који има појачање једнак јединици. Наиме ако се на улаз кола доведе простопериодични сигнал и на излазу ће бити исти тај сигнал.

Симулацијом се добије следећи график:

7


Time

0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0msV(U1:-) V(V1:+)

-500mV

0V

500mV

Сл. 8 Напони на улазу и излазу напонског сљедила

Исти резултат се очекује и од практичне анализе.

Сл. 9 Сигнали на улазу и излазу напонског сљедила

Први канал (жута боја) је подешен на 200mV/div а други (плава боја) на 500mV/div. Види се да је појачање приближно један.

8


Вјежба бр.2 Статичке карактеристике биполарног транзистора

1. Кратак опис вјежбе

Задатак је да се анализирају статичке карактеристике биполарног транзистора у програмском пакету „Orcad“ . Прво је потребно спојити шеме помоћу којих се добијају: улазне, излазне и преносне карактеристике, а онда на основу њих одредити област сигурног рада. Показати на примјеру одређивање радне тачке транзистора те одређиввање h и π параметара. Те упоредити рад транзистора на температурама од 27°C и 100°C.

2. Кориштен софтвер и опрема

У складу са задатком вјежбе симулација је извршена у Orcad-у, и при томе су кориштени следећи елементи и библиотеке:


BC 547B /// EBIPOLARVDC 0-30V SOURCEVAC 0-500uA SOURCE


3. Резултати и закључак

Посматраћемо транзистор у споју са заједничким емитором. Такав спој (као и остала два) може се сматрати као четверопол чије су улазне величине: струја базе и напон база-емитор, а излазне: струја колектора и напон колектор емитер. h параметри транзистора се дефинишу као:

U be=h11 ib+h12 uce

I c=h21 ib+h22uce

9


h11=U be

I b|

U ce=0

=∆ U be

∆ I b|

U ce=const .

h12=U be

U ce|

Ib=0

=∆ U be

∆ U ce|

Ib=const .

h21=I c

Ib|U ce=0

=∆ I c

∆ Ib|U ce=const .

h22=I c

U ce|

Ib=0

=∆ I c

∆ U ce|

Ib=const .

Дакле можемо за неки транзистор који ради у активној области (јер су h параметри дефинисани за линеарна кола па се чак и у активној области прави мала грешка) дефинисати h параметре и замјенити транзистор четверополом. Једноставна је веза између h и π параметара,

стога се лако могу од h добити π параметри и обрнуто.

Улазне статичке карактеристике транзистора BC547B приказане су на слици 11 , добију се спајањем шеме са слике 10 тако што се напон на колектору постави на константну вриједност а улазни напон се мјења од 0V до 1V, с тим што се то све посматра на двије температуре. При том је црвена карактеристика на 100°C а зелена за 27°C. На већој температури је концентрација електрона у проводној области већа тако да је и карактеристика помјерена више према координатном почетку односно емитерски PN спој ће прије почети да „води“.

I

V 17 V d c

0

Q 1

B C 5 4 7 B

V 20 V d c

Сл. 10 Шема за одређивање улазних карактеристика

10


V_V1

0V 0.1V 0.2V 0.3V 0.4V 0.5V 0.6V 0.7V 0.8V 0.9V 1.0VIB(Q1)

0A

5uA

10uA

15uA

Сл. 11 Улазне карактеристике транзистора

Излазне статичке карактеристике транзистора (слика 13) можемо добити спајањем шеме са слике 12 и постављањем параметара тако да за по једну константну вриједност струје базе пустмо да вриједност напона колектор емитер „прође“ од нула до, у нашем случају, тридесет волти.

V_V1

0V 5V 10V 15V 20V 25V 30VIC(Q1)

-100mA

0A

100mA

200mA

300mA

Сл. 13 Излазне карактеристике транзистора

Q 1

B C 1 0 7 B

V 10 V d cI

0

I 1

0 A d c

Сл. 12 Шема за излазне карактеристике

11


Преносне статичке карактеристике транзистора можемо добити спајањем шема са слике 14 и 15. За зависност струје колектора од напона база-емитер спојимо шему са слике 14 и пратимо промјену струје колектора са промјеном напона база-емитор, при чему напон колектор-емитор држимо константним. Слична је ситуација и код друге шеме само се сада прати зависност струје колектора од струје базе. Преносне крактеристике су приказане на сликама 16 и 17. При томе је црвена карактеристика на температури од 100°C а зелена на 27°C.

V_V1

0V 0.1V 0.2V 0.3V 0.4V 0.5V 0.6V 0.7V 0.8V 0.9V 1.0VIC(Q1)

0A

50mA

100mA

Сл. 16 Преносна статичка карактеристика транзистора (Ic од Ube)

I

V 17 V d c

V 20 V d c

Q 1

B C 5 4 7 B

0

Сл. 14 Шема за добијање преносних статичких карактеристика транзистора

0

I 1

0 A d c

Q 1

B C 5 4 7 B

V 17 V d cI

Сл. 15 Шема за добијање преносних статичких карактеристика транзистора

12


I_I1

0A 50uA 100uA 150uA 200uA 250uA 300uA 350uA 400uA 450uA 500uAIC(Q1)

0A

50mA

100mA

Сл. 17 Преносна статичка карактеристика транзистора (Ic од Ib)

Могу се посматрати још и повратне статичке карактеристике биполарног транзистора, то јест утицај излазних величина на улазне (vbe=f ( vce )|ic=const .). Како су ове зависности мале то се ове карактеристике

обично занемарују.

Сваки транзистор има у спецификацијама назначену снагу дисипације. То је она снага коју транзистор може да развије на излазу (PD=ic ∙ vce) а да не дође до трајног оштећења транзистора. Тако имамо ограничење по дисипацији. Узимајући у обзир и остала ограничења а то су струјно (максимална струја услед које неће доћи до оштећења транзистора) и напонско (тиче се пробоја колекторског PN споја, податак се даје у спецификацији), може се тачно одредити област сигурног рада. То је и приказано на слици 18 за вриједности: UCEmax =50 V, ICmax=100 mA, PDmax=500 mW. При чему је област сигурног рада омеђена зеленим линијама и максималан напон транзистора је 50 V.

13


Сл. 18 област сигурног рада транзистора BC547B

Са преносне карактеристике гдје струја колектора зависи од струје базе одредимо параметар h21. То ћемо урадити тако што ћемо увећати дио карактеристике гдје је струја колектора 2mA и очитамо струју базе. Како нам је карактеристика скоро линеарна на сегменту од координатног почетка до тачке гдје је струја колектора 2mА то ће мо узети да нам је једна тачка за одређивање параметра h21 координатни почетак а друга тачка гдје је струја колектора једнака 2mA:

I_I1

0A 2uA 4uA 6uA 8uA 10uA 12uA 14uA 15uAIC(Q1)

0A

1.0mA

2.0mA

3.0mA

4.0mA

V_V1

0V 5V 10V 15V 20V 25V 30V 35V 40V 45V 50VIC(Q1) 100m (0.5) / V_V1

-50m

0

50m

100m

150m

oblast sigurnog rada

14


h21=I c

Ib|U ce=0

=∆ I c

∆ Ib|U ce=const .

= 2 ∙10−3

6,16 ∙ 10−6 =324,67 ≈ 320

Из h21 се одређује π параметар ß:

β=h21=320

Како сада знамо струју базе у радној тачки, можемо са улазних карактеристика у околини радне тачке одредити параметар h11 :

h11=U be

I b|

U ce=0

=∆ U be

∆ I b|

U ce=const .

=7,35 ∙ 10−3

1,75 ∙ 10−6 =4200

Минуси у прозорчићу су из разлога што су замјенјени лијеви и десни курсор. Из параметра h11 одређује се π параметар r π :

r π=h11=4200 [ Ω ]

Да би одредили параметар h22 мора се посматрати излазна карактеристика и то она карактеристика гдје је струја базе једнака струји базе у радној тачки.

h22=I c

U ce|

Ib=0

=∆ I c

∆ U ce|

Ib=const .

=609,22 ∙10−6

20,99=29,02 ∙10−6

Одавде се прерачунавањем у π параметре добије параметар ri :

ri=1

h22

=34458,99 [ Ω ]

15


Вјежба бр. 3 РЦ појачавач са заједничким емитером

1.Кратак опис вјежбе:

Прво је потребно пројектовати један појачавач са заједничким емитером, извршити све потребне прорачуне и извести очекиване резултате. Затим практично реализовати појачавач који смо прорачунали и упоредити конкретне резултате мјерења са прорачуном.

2.Кориштени софтвер и опрема:

За симулацију је кориштен програмски пакет „Orcad Capture“. При том су кориштене библиотеке и елементи дати у табели:


BC 547B /// EBIPOLARVDC 12V SOURCE

VSIN10mV1KHz

SOURCE


R2.7K 27K

150K 10K 470ANALOG

C1uF 10uF

100uFANALOG

При спајању појачавача у лабораторији кориштени су следећи елементи и опрема:

-транзистор BC547С

-отпорници (2.7KΩ; 27KΩ; 150KΩ; 10KΩ; 470Ω )

-електролитски кондензатори (од: 1uF, 10uF, 100uF)

-протоборд плочица са уграђеним напјањем

-осцилоскоп

2.Резултати и закључак:

16

RcRb r π β IbVi Vo


Прво ћемо потпуно аналитички прорачунати елементе појачавача са заједничким емитором при чему нам је познато:

Vcc=12V

Av=200

Tr BC547B

ICQ=2mA

Rp=10K

Еквивалентна шема оваквог појачавача је :

V o=−β I b ∙Rc=−β Rc ∙V i

rπ

⇒ Av=−β Rc

rπ

На претходној вјежби смо одредили :

β=320

r π=4200 [ Ω ]

Па имамо да је

Av=−β Rc

rπ

⇒Rc=2625 [ Ω ]

Како се у пракси баш и не налазе отопорници од 2625Ω ми узимамо први ближи који се користи у пракси а то је Rc=2,7 [ КΩ ].За Re се у пракси узима отпорник на коме се пад напона креће од 0,5V до 3V. Ми у овој вјежби усвајамо да је пад напона на Re једнак 1V.

Re=1 mV2mA

=500 [ Ω ]

Ми усвајамо први ближи а то је Re=470 [ Ω ].

Експериментално се узима да струја кроз базне отпорнике буде за десет пута већа од струје базе :

C 1

1 u

R p

1 0 k

V c c1 2 V d c

Q 1

B C 5 4 7 B

R b 2

?

C 3

1 0 0 u

C 2

1 0 u

R e?

R b 1

?

R c

?

17


I bQ=I cQ

β=6,25 μA

I=10 ∙ I bQ=62,5 μA

Rb 1+Rb 2=V cc

I=192 K Ω

Rb 2=V e+V beQ

I=27200 Ω

Rb 1=192000−27200=165 KΩ

За Rb1 усвајамо 160 КΩ а за Rb2 усвајамо 27 КΩ.V ceQ=V cc−Rc I c−1V=5,8 V

Радна тачка транзистора је :

Q(U ce , I c , I b)=Q (5,8 V , 2mA , 6,25 μA )

Да би одредили максималан неизобличен излазни сигнал замислимо излазне карактеристике те радну тачку и радну праву. Како знамо да је у радној тачки напон V ceQ=5,8 V и знамо да је напон напајања једнак Vcc = 12V ,можемо одредити колика је максимална амплитуда пзитивне а колика негативне полупериоде излазног сигнала. Морамо још пазити и на то да ће транзистор када се радна тачка довољно приближи y оси ући у засићење (тај напон је отприлике 0,1V). Наравно сигнал је неизобличен када су обе полупериоде неизобличене. Па на основу горе реченог може се писати:

∆ V ce+¿5,8−0,1=5,7 V∆ V ce−¿12−5,8=6,2V

Одавде закључујемо да је амплитуда максималног неизобличеног излазног сигнала 5,7V.Улазна отпорност је са еквивалентне шеме једнака паралелној вези Rb2 , Rb1

и rπ. Па је :Ri=4084,98 Ω

Излазна отпорност кола је паралелна веза отпорника ri и Rc :Ro=2503,82 Ω

До сада смо се бавили аналитичким рјешавањем појачавача са заједничким емотером, а сада ћемо исто то урадити помоћу програмског пакета „Orcad“.Одређивање радне тачке :

Са слике испод видимо да је радна тачка :

Q(U ce , I c , I b)=Q (5,298V , 2,113 mA ,6,639 μA)

18


R e4 7 0

2 . 1 2 0 m A

1 2 . 0 0 V

0 . 9 9 6 V

0 V

R b 1

1 5 0 K

6 8 . 8 1 u A

0 V

C 3

1 0 0 u

V 1

F R E Q = 1 0 0 0V A M P L = 1 0 mV O F F = 0

0 A

C 2

1 0 u

R c

2 . 7 K

2 . 1 1 3 m A

C 1

1 u

V c c1 2 V d c

2 . 1 8 2 m A

0

R p

1 0 k

0 A

Q 1

B C 5 4 7 B6 . 6 3 9 u A

2 . 1 1 3 m A

-2 . 1 2 0 m A

0 V

1 . 6 7 9 V

R b 2

2 7 K

6 2 . 1 7 u A

6 . 2 9 4 V

Сл. 19 Појачавач у споју ЗЕ

Излазни сигнал ако се на улаз доведе синусни напон амплитуде 10mV:

Time

0s 0.2ms 0.4ms 0.6ms 0.8ms 1.0ms 1.2ms 1.4ms 1.6ms 1.8ms 2.0msV(C2:2)

-2.0V

-1.0V

0V

1.0V

2.0V

Сл. 20 Излазни сигнал појачавача

Појачање у овом случају је :

Av=V 0

V i

= 1,47310 ∙10−3 =−147,3

Одређивање улазне отпорности:

19


C 2

1 0 u

0

I

C 1

1 u

R p

1 0 k

V c c1 2 V d c

Q 1

B C 5 4 7 B

R c

2 . 7 K

R b 2

2 7 K

V 1

F R E Q = 1 0 0 0V A M P L = 1 0 mV O F F = 0

R e4 7 0

R b 1

1 5 0 K

C 3

1 0 0 u

Сл. 21 Шема за одређивање улазне отпорности

Time

0s 0.2ms 0.4ms 0.6ms 0.8ms 1.0ms 1.2ms 1.4ms 1.6ms 1.8ms 2.0msI(V1)

-4.0uA

-2.0uA

0A

2.0uA

4.0uA

Сл. 22 Таласни облик струје базе за претходну шему

На основу слика 21 и 22 можемо одредити улазну отпорност појачавача као:

Ri=U i

Ii

= 10∙ 10−3

2,61∙10−6 =3831,42 Ω

Сада ћемо на сличан начин одредити излазну отпорност :

20


C 2

1 0 u

0

I

C 1

1 uV c c

1 2 V d c

Q 1

B C 5 4 7 B

R c

2 . 7 K

R b 2

2 7 K

V 1

F R E Q = 1 0 0 0V A M P L = 1 0 mV O F F = 0

R e4 7 0

R b 1

1 5 0 K

C 3

1 0 0 u

Сл. 23 Шема за одређивање излазне отпорности

Time

0s 0.2ms 0.4ms 0.6ms 0.8ms 1.0ms 1.2ms 1.4ms 1.6ms 1.8ms 2.0ms-I(V1)

-5.0uA

0A

5.0uA

Сл. 24 Струја на излазу за шему изнад

Са слика 23 и 24 можемо одредити излазну отпорност као:

Ro=V o

I o

= 10 ∙ 10−3

3,97 ∙10−6 =2518,89 Ω

Помоћу курсора и слике 25 можемо тачно одредити колика је максимална амплитуда неизобличеног излазног сигнала и она износи 4,5V.

21


Time

0s 0.2ms 0.4ms 0.6ms 0.8ms 1.0ms 1.2ms 1.4ms 1.6ms 1.8ms 2.0msV(R1:2)

-10V

-5V

0V

5V

Сл. 25 Слика на основу које се може одредити амплитуда максималног неизобличеног сигнала на излазу

Како смо све још једном потврдили симулацијом прелазимо на практични дио то јест практичну реализацију појачавача. Прво на протоборду спојимо шему појачавача у споју са заједничким емитором,па осцилоскопом пратимо сигнале на улазу и излазу.

Сл. 26 Улазни и излазни сигнал појачавача

22


На један канал је доведен улазни а на други излазни сигнал појачавача. Показивање осцилоскопа је приказано на слици 26. Канал на који је доведен улаз је подешен на 10 mV /¿ , па са слике очитавамо да је амплитуда улазног сигнала једнака 10mV. Канал на који је доведен излазни сигнал појачавача подешен је на 0,5 V /¿ , па очитавамо да је амплитуда излазног сигнала једнака 1,5V. Сада можемо израчунати и појачање као однос излазног и улазног напона:

Av=V o

V i

= 1,50,01

=150

Такође можемо помоћу слике 27 да практично одредимо максималну амплитуду неизобличеног излазног сигнала:

Сл. 27 Показивање осцилоскопа при превеликом улазном сигналу појачавача

Осцилоскоп је подешена на 2 V /¿ па је амплитуда максималног неизобличеног сигнала 4V.

Из свега урађеног можемо закључити да се аналитички прорачун и симулација врло мало разликују, тако и практична анализа што се тиче појачања али при прорачуну максималног излазног сигнала морамо узети одређену резерву у смислу да прорачунато још смањимо за пар волти .

23


Вјежба број 4 : Динамичке карактеристике транзистора

1. Кратак опис вјежбе:

Посматрају се динамичке карактеристике транзистора. Прво се симулацијом за одређена кола одреди вријеме укључења и искључења а онда се и практично на примјеру посматра коло чије је вријеме укључења и искључења потребно одредити.

2. Кориштени материјал и опрема:

Као и обично за симулацију је кориштен програмски пакет „Orcad“. И при томе су кориштене следеће компоненте:

Табела 4.Компонента Вриједност Библиотека

BC 547B /// EBIPOLARVDC 0-30V SOURCE

R1K, 10K, 100,

150ANALOG

0/SOURCE /// Place GroundL 1mH ANALOG

1N4148 /// EDIODEIRF630 /// PWRMOS

VPULSE /// SOURCE

У лабораторији су кориштени катодни осцилоскоп, протоборд генератор импулса и остали елементи потребни за спајање шема које се траже.

3. Резултати и закључак:

Да би провјерили да ли су задовљени статички услови рада за шему са слике 28 посматрајмо шему са слике 29. Познато је још: V2=12V VBE=0.6V, VBES=0.7V, VCES=0.1V и β = 340.

24


Q 1

B C 5 4 7 B

R 2

1 k

R 1

1 0 k

0

VV 2

TD = 0

TF = 0P W = 2 uP E R = 4 u

V 1 = 0

TR = 0

V 2 = 1 2

V 11 2 V d c

R 3

1 k

V

Сл. 28 Прекидачко коло са биполарним транзистором

V c c

R 2

1 k

V b e s

0

R 1

1 0 k

V c e s

R 3

1 k

V u l

Сл. 29 Еквивалентно коло за шему са слике 28

Под претпоставком да је транзистор у засићењу посматрајмо слику 29.струја базе је:

I B=V ul−V BS

R1+R2

= 11,311000

=1,03 mA

I cs=V cc−V cs

R3

= 11,91000

=11,9mA

I BS=I cs

β=11,9 mA

340=35 μA

Како је I B ≥ I BS транзистор је у засићењу.

За случај када је побудни правоугаони импулс на нули тада не тече струја базе па је транзистор искључен. Дакле задовољени су статички услови рада биполарног транзстора као прекидача.

Вријеме укључења транзистора је : t on=t d+t r

Вријеме искључења је: t of=t s+t f

25


Времена : ts , tf , td и tr , зависе од струја базе које воде танзистор у засићење и од оних струја базе које искључују транзистор. Наиме ако је струја базе која води трнзистор у засићење много већа од I BS тада се има мало вријеме укључења али и веће вријеме искључења, а када је струја базе једнака струји I BS тада је смањено вријеме искључења али је повећано вријеме укључења. Да би се испунила оба услова користи се таква побуда да обездједи и мало вријеме укључења и мало вријеме искључења а то се може постићи кориштењем убрзавајућег кондензатора што је за дату шему веома згодно јер се само веже кондензатор паралелно отпорнику R1. Убрзавајући кондензатор има задатак да док се пуни претставља кратак спој па је тако струја базе велика чиме се обезбједи мало вријеме укључења, када је транзистор укључен кондензатор се напуни па је струја једнака струјуи кроз два отпорника и тиме се скрати вријеме искључења. И тај кондензатор обезбједи негативан напон који проузрокује негативну струју кој брже искључује транзистор.

Сл. 30 Инвертор са MOS транзистор

За коло са слике 30. Потребно је одредити вријеме укључења и искључења ако је L1 = 0H. Познато је још: CISS = 959pF,COSS = 93pF, CRSS = 54pF.Да би одредили времена укључења и искључења потребно је да одредимо и VT. Може се формирати преносна карактеристика за дати транзистор и очитати VT са карактеристике. Дакле са слике 31. очитамо VT=3,52V.

26


V_V1

3.0V 3.1V 3.2V 3.3V 3.4V 3.5V 3.6V 3.7V 3.8V 3.9V 4.0VID(M1)

0A

50mA

100mA

150mA

200mA

Сл. 31 преносна карактеристика транзистора IRF630

Сада је :

t on=t dr+tr

t dn=Ciss R2 lnV ¿

V ¿−V TN

Посматрамо уазно коло и н крају нам је кондензатор између гејта и сорса

C is sV g g

R 2

1 0 0

0

t dr=C iss R2 lnV ¿

V ¿−V TN

=959 ∙10−12 ∙ 100∙ ln12

12−3,52

t dr=0,33 ns

t r=2,2 C iss R2=0,21 μs

t on=t dr+tr=0,21 μs

Вријеме искључења :

t off=C iss R2 lnV ¿

V TN

=11,7 μs

vGS

27


За шему са слике 28. одредимо симулацијом вријеме укључења и искључења:

Сл. 32 Вријеме укључења транзистора

Одавде је вријеме укључења : t on=74,470 ns

βnV DS2

V DD

RD

VDD

Кретање радне тачке у току прелазног режима

28


Сл. 33 Вријеме искључења за шем са слике 28.

Па је врјеме искључења : t off=618,515 ns

Када додамо убрзавајући кондензатор времена укључења и искључења се смањују:

29


Сл. 34 Вријеме укључења када се на шему са слике 28 дода убрзавајући кондензатор


30


Сл. 35 Вријеме искључења када се на шему са слике 28 дода убрзавајући кондензатор

Па је врјеме искључења : t off=34,69ns

За шему са слике 30 одредимо симулацијом вријеме укључења и искључења када је L1=0H и без диоде:

31


Сл. 36 Вријеме укључења


32


Сл. 37 Вријеме искључења

Па је врјеме искључења : t off=799,361 ns

За коло са сл. 30. ако je L1 = 1mH и V2=12V, V1=0V, TD=0, TR=0, TF=0, PW=1m, PER=2m снимимо таласни облик напона дрејна за случај са и без диоде:

33


Time

1.20ms 1.60ms 2.00ms 2.40ms 2.80ms 3.20ms0.96msV(M2:d) V(V2:+)

0V

50V

100V

150V

200V

Сл. 38 сигнал на излазу без диоде

Time

1.00ms 1.20ms 1.40ms 1.60ms 1.80ms 2.00ms 2.20msV(M2:d) V(V2:+)

0V

5.0V

10.0V

13.6V

Сл. 39 Сигнал на излаазу са диодом

Иста анализа је извршена и практично :

Па имамо за биполарни транзистор као прекидач :

Вријеме укључења:

34


Сл. 40 Вријеме искључења биполарног транзистора без убрзавајућег кондензатора

Вријеме искључења око t off=8 μs

Сл. 41 Врјеме искључења биполарног транзистора са убрзавајућим кондензатором

Вријеме искључења око t off=1,1 μs

35


Сл. 42 вријеме укључења трнзистора са убрзавајућим кондензатором

Вријеме укључења је око t on=1,2 μs

Претставимо сада напон дрејн сорс шеме са слике 30. са и без диоде:

Сл. 43 напон на излазу кола са слике 30. без диоде

36


Сл. 44 Напон на излазу кола са слике 30. са диодом

Видимо да диода штити транзистор од превеликог напона тако што проведе када се на њој појави индуковани напон са калема који је у нашем случају достигао чак 200V без диоде.

37


Вјежба бр.5 Фазно контролисан исправљач:

1. Кратак опис вјежбе:

Показано је на примјеру симулацијом како се реализује фазно контролисан исправљач.

2. Кориштени софтвер и опрема:

Као и обично за симулацију је кориштен програмски пакет „Orcad Capture“. Кориштени елементи и библиотеке приказане су у табели 5.:

Табела 5.Компонента Вриједност Библиотека

2N2578 /// TYRISTOR

VPULSE

TD=2.5m TF=0 PW=1m

PER=20m V1=0 TR=0

V2=12

SOURCE

R 15, 100 ANALOG0/SOURCE /// Place GroundDBREAK /// BREAKOUT

VSIN /// SOURCE

3. Резултати и закључак :

D b re a kD 1

D b re a kD 2

R 3

1 5

V 5

TD = 2 . 5 mTF = 0P W = 1 mP E R = 1 0 mV 1 = 0TR = 0V 2 = 1 2

X1

2 N 2 5 7 8

V

R 4

1 0 0

D b re a kD 4

0

D b re a kD 3

V 4

F R E Q = 5 0V A M P L = 3 1 1V O F F = 0

Сл. 45 Фазно контролисан исправљач

-За коло са слике нацртати таласни облик напона на оптерећењу и одредити угао укључивања тиристора тако да средња вриједност струје кроз оптерећење буде 10А. Познато је :

38


Rp=15 us(t)=311sin (2 π ∙ 50 ∙t)

Пад напона на диодама и тиристору у укљученом стању може се занемарити.

Напомена Rp=R3

I p=1π∫α

π vsm sinωt

R p

dωt=V sm

Rp ∙ π(−cos ωt )|π

α

I p=V m

R p ∙ π(1+cosα )⇒cosα=

I p R p π

vsm

−1

α=arccos [ I p Rp π

vsm

−1]= π3

Симулацијом кола са слике 45. у Orcad-у добијемо следеће сигнале:

Time

0s 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms 35ms 40msV(D5:2)

0V

100V

200V

300V

400V

Сл. 46 сигнал са грецовог споја

39


Time

0s 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms 35ms 40msV(V3:-)

0V

100V

200V

300V

400V

Сл. 47 Напон на потрошачу

Time

0s 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms 35ms 40ms-I(R2) -AVG(I(R2))

0A

10A

20A

30A

Сл. 48 Струја кроз потрошач и њена средња вриједност

40

Documents

IZVJESTAJ Lab Elektronika