Часть 2 СТАНДАРТЫ КОМПРЕССИИ ЦИФРОВЫХ 

ТЕЛЕВИЗИОННЫХ СИГНАЛОВ 

177

4. Сжатие аудиоданных 

4.1. Физиология слуха  В основе всех кодеров и декодеров компрессии аудиоданных

лежит квантование составляющих звукового сигнала. Однако появляющиеся при этом шумы квантования ухудшают качество звука, воспроизводимого при декодировании, и ограничивают степень компрессии и плотность упаковки. Целью прежних ал-горитмов была минимизация уровня вносимых шумов кванто-вания. Современные алгоритмы компрессии предполагают вне-сение максимального уровня шумов квантования, но при условии, что они остаются неслышимыми. Такой подход обес-печивает сочетание эффективности и качества. Именно этот подход используется при разработке всех усовершенствован-ных систем компрессии звуковых данных [4.1–4.16].

Эволюция сенсорных систем, которыми обладают живые существа, шла по простому, но драматическому пути — разли-чать, чтобы выжить. Ухо как сенсорный анализатор должно обеспечивать различение звуков по их частотному составу. Од-нако реакция на звуковой стимул должна быть быстрой, значит, обработка сигналов в ухе и нервной системе должна выпол-няться за небольшое время. Требования высокой частотной и временной различительной способности анализатора противо-речивы. Результат эволюции – оптимальное сочетание этих по-казателей. Итак, слуховая система имеет конечное разрешение и во времени, и в частотной области. Это приводит к тому, что звуки, имеющие небольшой уровень и находящиеся во времен-ном и частотном «соседстве» с более сильным звуком, могут

178 

быть неслышимыми. Психоакустическая модель слуха дает ко-личественное описание причин, которые ограничивают разли-чительные возможности слуховой системы.

Кодеры аудиоданных, построенные на основе модели слуха, извлекают (убирают) из звукового сигнала все, что не слышит ухо, и квантуют сигнал так, что шумы квантования остаются неслышными. Таким образом, ключ к пониманию принципов работы кодеров аудиоданных — уяснение механизмов слуха и знание свойств слуховой системы человека.

Изучением свойств слуха и восприятия звука занимается наука психоакустика. Знание психоакустики различными спе-циалистами в области радиотехники, сжатия звуковых данных, аудиотехники необходимо в первую очередь для построения эффективных алгоритмов сжатия звуковых данных. Строение слуховой системы человека и основы психоакустики с различ-ной степенью подробности рассмотрены в литературе [4.1– 4.5].

Рассмотрим работу слухового аппарата человека (рис. 4.1).

Рис. 4.1. Строение уха человека

179

После первоначального взаимодействия с ушной раковиной звуковые волны продвигаются по наружному слуховому каналу и доходят до барабанной перепонки, находящейся на границе между наружным и средним ухом. Среднее ухо представляет собой заполненную воздухом полость, в которой располагаются три небольших косточки: молоточек, наковальня и стремечко. Эти три косточки передают вибрации барабанной перепонки на мембрану овального окна в улитке на поверхности внутреннего уха.

Благодаря надлежащей геометрии шарнирных соединений между косточками и тому, что основание молоточка шире, чем основание стремечка, передача вибраций от барабанной пере-понки к овальному окну внутреннего уха сопровождается су-щественным выигрышем в силе. От глотки до основания внут-реннего уха проходит канал, называемый Евстахиевой трубой. Ее функция — обеспечение равенства давлений с внешней и внутренней стороны барабанной перепонки. Выравнивание давлений происходит при открытии трубы во время глотания. Внутреннее ухо состоит из двух частей: улитки (орган, по фор-ме действительно напоминающий спиральную раковину улит-ки) и трех полукружных каналов. Последние образуют орган равновесия и движения.

Стремечко соединяется с мембраной, закрывающей овальное отверстие в улитке. Улитка, заполненная жидкостью, разделя-ется по всей своей длине мембраной Рейснера и базальной мембраной, на которых располагается орган Корти. Двигаясь, стремечко заставляет двигаться мембрану на окне, а та в свою очередь приводит в движение жидкость внутри улитки. Это движение, ограниченное пространством улитки, формирует в жидкости стоячие волны и соответственно вибрацию базальной мембраны. Важной особенностью последней является измене-ние ее механических свойств по длине, в результате чего поло-жение максимума амплитуды вибраций меняется в зависимости от частоты возбуждения. Улитка и ее компоненты работают как преобразователь «частота — положение». Там, где амплитуда деформации мембраны максимальна, происходит возбуждение

180 

ресничных ячеек органа Корти, последние взаимодействуют с центростремительными нейронами, передающими сигнал на более высокие уровни слухового отдела нервной системы. Та-ким образом, информация представляется в частотном виде. Интенсивность сигналов в каждом частотном диапазоне (при-рода и точные значения диапазонов будут рассмотрены ниже) кодируется путем модуляции частоты следования нервных им-пульсов.

Электрохимические реакции в ячейках органа Корти явля-ются источниками электрических нервных сигналов, переда-ваемых по волокнам слухового нерва в головной мозг (рис. 4.2). Обработка нервных импульсов в центральной нервной системе приводит к появлению слуховых ощущений.

Рис. 4.2. Передача нервных импульсов в мозг

Кратко рассмотрим психоакустику — науку, изучающую

психологию слухового восприятия. Взгляните на табл. 4.1. Мы узнаем из нее потрясающие ве-

щи. Мы можем слышать без повреждения слуха звуки с отно-шением интенсивностей около 120 дБ или 1:1 000 000 000 000. Самый тихий шепот, который мы можем слышать, составляет одну триллионную часть от интенсивности шума, создаваемого взлетающим поблизости реактивным самолетом.

Основнаямембранаулитки

Слуховой нервМозг

181

Таблица 4.1 Интенсивность звуков от различных источников

Интенсивность звука, дБ Источник звука

140 Пушечный выстрел с близкого расстояния 120 Громкий рок-концерт, взлет реактивного

самолета

100 Крик с близкого расстояния, улица с очень напряженным движением

90 Улица с напряженным движением 70 Средний разговор 60 Типичный небольшой офис или ресторан 50 Типичная жилая комната, тихий разговор 40 Тихая жилая комната, студия звукозаписи 30 Тихий дом за городом 20 За городом ночью 0 Порог слышимости (писк комара на расстоянии

0,5 м) В технических терминах можно сказать, что человеческий

слух эквивалентен 20-битовой системе — это в 16 раз лучше системы обработки звука в проигрывателе компакт-дисков! Причем, что интересно, самому тишайшему, но еще слышимо-му звуку соответствуют перемещения барабанной перепонки на величину, меньшую диаметра атома водорода! Еще чуть-чуть чувствительнее — и мы непрерывно просыпались бы ночью от случайных движений молекул азота в окружающем воздухе. Другими словами, динамический диапазон слуха настолько широк, что практически достигает пределов, связанных с фун-даментальными физическими ограничениями.

182 

4.2. Маскирование  Частотное маскирование. Улитка и ее элементы работают

как преобразователь «частота — положение», в котором поло-жение максимума амплитуды вибраций базальной мембраны зависит от частоты возбуждения. Нечего и говорить, что коор-дината, определяющая это положение, не может быть слишком мала — она, безусловно, имеет какую-то осязаемую величину. Это заставляет нас предположить, что должна быть некоторая степень неопределенности в распознавании высоты тона. И та-кая неопределенность действительно есть, хотя она и весьма мала, особенно на низких частотах. Это происходит потому, что центростремительные нейроны, передающие сигналы на более высокие уровни слуховой системы, «захватываются» и возбуж-даются в определенной точке цикла отклонения (на пике). Дру-гими словами, начинает работать фазочувствительный частот-ный дискриминатор. Это поистине замечательная система, но она имеет один недостаток: из-за эффекта захвата фазы более сильные сигналы преобладают над менее интенсивными, мас-кируя тем самым более тихие звуки, попадающие в тот же диа-пазон частот. (То же самое происходит при радиопередаче с частотной модуляцией (FM/ЧМ), где это явление известно как эффект захвата.)

Диапазон частот, в пределах которого один звук может мас-кировать другой, в соответствии с концепцией Флетчера (Fletcher) называется критической полосой. Маскирование очень знакомо нам из нашей повседневной жизни. Именно из-за него, например, мы не можем слышать чей-то шепот, когда ря-дом еще кто-то кричит. Чтобы лучше понять этот процесс, рас-смотрим эффект маскирования чистого тона. На рис. 4.3 пока-зана необычная кривая, отмечающая уровень маскирования в присутствии чистого тона с громкостью 85 дБ. Все звуки под этой кривой в присутствии тона, по существу, неслышимы. Причем чистый громкий тон маскирует менее громкий звук только в том случае, если последний выше по частоте и одно-временно достаточно близок к частоте маскирующего тона.

183

Широкополосные звуки имеют и более широкополосный эф-фект маскирования. Это также иллюстрируется на рис. 4.3.

Частоты звукового тона, Гц

Рис. 4.3. Эффекты маскирования по отношению к чистому звуковому тону

Самая нижняя кривая на этом рисунке отображает спек-

тральную плотность типичного комнатного разговора с инте-гральным уровнем шума 45 дБ. Кривая также построена как функция частоты в децибелах чистого тона (dBSPL1). Обратите

                                                            1 dBSPL – давление звука, характеризующее величину физического

давления звуковой волны. Абсолютное звуковое давление удобно изме-рять в децибелах ввиду того, что, например, самый тихий звук, разли-чимый человеческим ухом, соответствует величине давления 20 ⋅ 10–6 Па, самый громкий звук – 200000000 ⋅ 10–6 Па. Если произво-дить сравнение соотношения этих величин, то оно будет равно 10000000:1, что очень неудобно. Для расчета абсолютного звукового давления в децибелах пользуются формулой P (dBSPL) = 20 ⋅ lg(P/Pпор), где P – давление звука, Па; Pпор – пороговое давление слышимости (Pпор = 20 ⋅ 10–6 Па); dBSPL – sound pressure level in dB, т.е. уровень зву-кового давления, дБ. Мгновенное звуковое давление – давление в неко-торой точке среды в какой-то момент времени за вычетом статического давления в этой точке. Пиковое звуковое давление – абсолютное

184 

внимание, что комнатный шум преобладает в диапазоне ниж-них частот, поскольку источники шума в современной жизни имеют в основном механическую природу. Почти параллельная линия над кривой комнатного шума показывает порог маскиро-вания, т.е. уровень интенсивности в децибелах чистого тона, до которого должен быть поднят уровень звука на соответствую-щей частоте, чтобы он стал слышимым. Явление маскирования важно с точки зрения использования компрессии, как мы уви-дим в дальнейшем.

Временное маскирование. Временное маскирование —эффект, при котором звук достаточной амплитуды маскирует другие звуки, непосредственно предшествующие ему или сле-дующие за ним по времени (рис. 4.4).

Рис. 4.4. Явление временного маскирования

Когда звук маскируется следующим за ним по времени сиг-

налом, маскирование называется маскированием назад. Типич-ный промежуток времени, в пределах которого действует мас-кирование назад, составляет 5–50 мс. Если звук маскируется предшествующим ему сигналом, то такое маскирование назы-                                                                                                                             максимальное мгновенное звуковое давление, возникающее в опреде-ленный период времени.

185

вается маскированием вперед, характерные времена для него составляют от 50 до 200 мс в зависимости от уровней маски-рующего и маскируемого сигналов. К сожалению, временное маскирование является более сложным явлением. Обзор лите-ратуры по психологии показывает, что результаты эксперимен-тов по изучению маскирования назад сильно зависят от опыта, приобретенного испытуемым: тот, кто хорошо натренирован, демонстрирует слабое маскирование или отсутствие такового. Маскирование вперед, наоборот, выявляется хорошо (хотя при-рода процессов, лежащих в его основе, так до конца и не поня-та) и может иметь существенный уровень даже при испытании тренированных слушателей.

4.3. Компрессия цифровых аудиоданных  При первичном кодировании в студийном тракте использу-

ется обычно равномерное квантование отсчетов звукового сиг-нала (ЗС) с разрешением AΔ = 16–24 бит/отсчет при частоте дискретизации дf = 44,1–96 кГц. В каналах студийного качест-ва обычно AΔ = 16 бит/отсчет, дf = 48 кГц, полоса частот коди-руемого звукового сигнала FΔ = 20–20000 Гц. Динамический диапазон такого цифрового канала составляет около 54 дБ. Ес-ли дf = 48 кГц и AΔ = 16 бит/отсчет, то скорость цифрового потока при передаче одного сигнала 48 16 768v = ⋅ = кбит/с. Это требует суммарной пропускной способности канала связи при передаче звукового сигнала форматов 5.1 (Dolby Digital) или 3/2 плюс канал сверхнизких частот (Dolby Surround, Dolby-Pro-Logic, Dolby THX) более 3,840 МГбит/с. Но человек способен своими органами чувств сознательно обрабатывать лишь около 100 бит/с информации. Поэтому можно говорить о присущей первичным цифровым звуковым сигналам значительной избы-точности.

Компрессия цифровых аудиоданных обычно выполняется в кодере источника после тракта формирования программ перед

186 

подачей ЗС в каналы трактов первичного распределения про-грамм (рис. 4.5).

Избыточная и неслышимая информация

Избыточная информация Неслышимая информация

Рис. 4.5. К устранению избыточности цифровых звуковых сигналов

Различают статистическую и психоакустическую избыточ-

ность первичных цифровых сигналов. Сокращение статистиче-ской избыточности базируется на учете свойств самих звуковых сигналов, а психоакустической — на учете свойств слухового восприятия.

Статистическая избыточность обусловлена наличием корре-ляционной связи между соседними отсчетами временной функ-ции звукового сигнала при его дискретизации. Для ее уменьше-ния применяют достаточно сложные алгоритмы обработки. При их использовании потери информации нет, однако исходный

187

сигнал оказывается представленным в более компактной фор-ме, что требует меньшего количества битов при его кодирова-нии. Важно, чтобы все эти алгоритмы позволяли при обратном преобразовании восстанавливать исходные сигналы без иска-жений. Наиболее часто для этой цели используют ортогональ-ные преобразования. Оптимальным с этой точки зрения явля- ется преобразование Карунена — Лоэва. Но его реализация требует существенных вычислительных затрат. Незначительно по эффективности ему уступает модифицированное дискретное косинусное преобразование (МДКП). Важно также, что для реализации МДКП разработаны быстрые вычислительные ал-горитмы. Кроме того, между коэффициентами преобразования Фурье (к которому мы все привыкли) и коэффициентами МДКП существует простая связь, что позволяет представлять результаты вычислений в форме, достаточно хорошо согла-сующейся с работой механизмов слуха. Дополнительно умень-шить скорость цифрового потока позволяют также методы кодирования, учитывающие статистику звуковых сигналов (на-пример, вероятности появления уровней звукового сигнала разной величины). Примером такого учета являются коды Хаффмана, где наиболее вероятным значениям сигнала припи-сываются более короткие кодовые слова, а значения отсчетов, вероятность появления которых мала, кодируются кодовыми словами большей длины. Именно в силу этих двух причин в наиболее эффективных алгоритмах компрессии цифровых аудиоданных кодированию подвергаются не сами отсчеты ЗС, а коэффициенты МДКП, и для их кодирования используются кодовые таблицы Хаффмана. Заметим, что число таких таблиц достаточно велико и каждая из них адаптирована к звуковому сигналу определенного жанра.

Однако даже при использовании достаточно сложных процедур обработки устранение статистической избыточности звуковых сигналов позволяет в конечном итоге уменьшить требуемую пропускную способность канала связи лишь на 15–25 % по сравнению с ее исходной величиной, что никак нельзя считать революционным достижением.

188 

После устранения статистической избыточности скорость цифрового потока при передаче высококачественных ЗС и воз-можности человека по их обработке отличаются, по крайней мере, на несколько порядков. Это свидетельствует также о су-щественной психоакустической избыточности первичных циф-ровых ЗС и, следовательно, о возможности ее уменьшения. Наиболее перспективными с этой точки зрения оказались мето-ды, учитывающие такие свойства слуха, как маскировка, пред-маскировка и послемаскировка. Если известно, какие доли (час-ти) звукового сигнала ухо воспринимает, а какие — нет вследствие маскировки, то можно вычленить и затем передать по каналу связи лишь те части сигнала, которые ухо способно воспринять, а неслышимые доли не передавать по каналу связи. Кроме того, сигналы можно квантовать с наименьшим разре-шением по уровню так, чтобы искажения квантования, изменя-ясь по величине с изменением уровня самого сигнала, еще оставались бы неслышимыми, то есть маскировались исходным сигналом. После устранения психоакустической избыточности точное восстановление формы временной функции ЗС при де-кодировании оказывается уже невозможным.

В этой связи следует обратить внимание на две очень важ-ные для практики особенности. Если компрессия цифровых ау-диоданных уже использовалась ранее в канале связи при дос-тавке программы, то ее повторное применение часто ведет к появлению существенных искажений, хотя исходный сигнал кажется нам на слух вполне качественным перед повторным кодированием. Поэтому очень важно знать «историю» цифро-вого сигнала и какие методы кодирования при его передаче уже использовались ранее. Если измерять традиционными методами параметры качества таких кодеков на тональных сигналах (как это часто и делается), то мы будем для них получать при раз-ных, даже самых малых, установленных значениях скорости цифрового потока практически идеальные величины измеряе-мых параметров. Результаты же тестовых прослушиваний для них, выполненные на реальных звуковых сигналах, будут принципиально отличаться. Иными словами, традиционные

189

методы оценки качества для кодеков с компрессией цифро- вых аудиоданных не пригодны. Для экспертных оценок качест-ва кодеков с компрессией цифровых аудиоданных следует использовать отрывки звуковых сигналов с компакт-диска EBU-SQAM, Cat. № 422 204-2. Он специально создан группой MPEG для этой цели. При объективной оценке качества этих устройств следует руководствоваться рекомендацией ITU-R «Method for objective Measurements of Perceived Audio Quality» (Document 10-4/19-E, 19 March 1998).

Наиболее известные алгоритмы компрессии цифровых ау-диоданных представлены в табл. 4.2. Здесь названия алгорит-мов (методов) кодирования даны так, как они были предложены разработчиками и приведены в публикациях.

Работы по анализу качества и оценке эффективности алго-ритмов компрессии цифровых аудиоданных с целью их после-дующей стандартизации начались в 1988 году, когда была обра-зована международная экспертная группа MPEG (Moving Pictures Experts Group). Итогом работы этой группы на первом этапе явилось принятие в ноябре 1992 года международного стандарта MPEG-I ISO/IEC 11172-3 (здесь и далее цифра 3 по-сле номера стандарта относится к той его части, где речь идет о кодировании звуковых сигналов).

К настоящему времени достаточное распространение в ра-диовещании получили также еще некоторые стандарты MPEG, такие как MPEG-2 ISO/IEC 13818-3, 13818-7 и MPEG-4 ISO/IEC 14496-3.

В США был разработан стандарт Dolby AC-3 (А/52) в каче-стве альтернативны стандартам MPEG. Несколько позже четко сформировались две разные платформы цифровых технологий для радиовещания и телевидения: 1) DAB (Digital Audio Broadcasting), DRM (Digital Radio Mondiale), DVB (с наземной DVB-T, кабельной DVB-C, спутниковой DVB-S разновидно-стями); 2) ATSC (Dolby AC-3). Первая из них (DAB, DRM) про-двигается Европой, ATSC — США. Отличаются эти платформы прежде всего выбранным алгоритмом компрессии цифровых аудиоданных, видом цифровой модуляции и процедурой поме-хоустойчивого кодирования ЗС.

Таблица

4.2

Алгоритмы

ком

прессии цифр

овых аудиоданны

х

Наименование

алгоритма

комп

рессии

аудиоданны

х

Метод

комп

рессии

Частота

дискретиза

-ции,

кГц

Число

каналов

передачи

Скорость

передачи

, кбит

/с на

канал

Величина

комп

рессии

Области

прим

енения

ASP

EC

Кодирование

с преобразованием

32; 4

4,1;

48

1; 2

64

...19

2 1:

6 IS

DN

ATR

AC

Субполосное кодирова

-ние с преобразованием

44,1

2

256

1:5

Min

iDisk

MA

SCA

M

Субполосное кодирова

-ние

48

1; 2

12

8...2

56

1:4

DA

B (D

igita

l Aud

io

Broa

dcas

ting)

MU

SICA

M

Субполосное кодирова

-ние

48

1; 2

12

8...2

56

1:4

DA

B

MPE

G-1

, La

yer 1

и 2

Су

бполосное кодирова

-ние

(MU

SICA

M)

32; 4

4,1;

48;

La

yer I

только

48

1; 2

32...

448

(Lay

er I)

32

...38

4 (L

ayer

2)

1:4

(Lay

er 1

) 1:

6 (L

ayer

2)

DA

B (L

ayer

2,

128.

..256

кбит/с)

, DBS

(D

irect

Bro

adca

st Sa

tel-

lite,

Lay

er 2

, 224

кбит

/с),

DCC

(Dig

ital

Com

pact

Cas

sete

, Lay

er

1, 3

84 кбит/с)

M

PEG

-1,

Laye

r 3

Субполосное кодирова

-ние с преобразованием

32; 4

4,1;

48

1; 2

32

...32

0 1:

9 In

tern

et-вещ

ание

191

Окончание

табл.

4.2

Наименование

алгоритма

комп

рессии

аудиоданны

х

Метод

комп

рессии

Частота

дискретиза

-ции,

кГц

Число

каналов

передачи

Скорость

передачи

, кбит

/с на

канал

Величина

комп

рессии

Области

прим

енения

MPE

G-2

Субполосное кодирова

-ние/

субполосное

коди-

рование с преобразова-

нием

16; 2

2;...

; 48

1-5.

1 32

...38

4 >1

:9

Многоканальное

стереофоническое

вещание

MPE

G-2

AA

C Су

бполосное кодирова

-ние с преобразованием

16; 2

2;...

; 48

1-5.

1 16

...38

4 1:

15

Многоканальное

стереофоническое

вещание

MPE

G-4

Субполосное кодирова

-ние с преобразованием

/ параметрическое коди

-рование

16; 2

2;...

; 48

1-5.

1 2.

..64

– Мультим

едиа

прилож

ения

Dol

by A

C-3

Кодирование с преобра-

зованием

44

,1

1-5.

1 32

...38

4 1:

13

Кинематограф

, HD

TV,

спутниковое вещание

Гибридны

й

Субполосное кодирова

-ние с преобразованием

/ параметрическое коди

-рование

44,1

1:

2

32...

64

1:(1

5...2

0)

Радиовещ

ание

, хранение

информации

192 

Несмотря на значительное разнообразие алгоритмов компрессии цифровых аудиоданных, структура кодера, реали-зующего такой алгоритм обработки сигналов, может быть представлена в виде обобщенной схемы (рис. 4.6). В блоке вре-менной и частотной сегментации исходный звуковой сигнал s(n) разделяется на субполосные составляющие и сегментиру-ется по времени. Длина кодируемой выборки зависит от формы временной функции звукового сигнала. При отсутствии резких выбросов по амплитуде используется так называемая длинная выборка, обеспечивающая высокое разрешение по частоте. В случае резких изменений амплитуды сигнала длина кодируе-мой выборки также резко уменьшается, что дает более высокое разрешение по времени. Решение об изменении длины коди-руемой выборки принимает блок психоакустического анализа, вычисляя значение психоакустической энтропии сигнала. По-сле сегментации субполосиые сигналы нормируются, кванту-ются и кодируются. В наиболее эффективных алгоритмах ком-прессии кодированию подвергаются не сами отсчеты выборки ЗС, а соответствующие им коэффициенты МДКП.

Обычно при компрессии цифровых аудиоданных использу-ется энтропийное кодирование, при котором одновременно учитываются как свойства слуха человека, так и статистические характеристики звукового сигнала. Однако основную роль при этом играют процедуры устранения психоакустической избы-точности. Учет закономерностей слухового восприятия звуко-вого сигнала выполняется в блоке психоакустического анализа. Здесь по специальной процедуре для каждого субполосного сигнала рассчитывается максимально допустимый уровень ис-кажений (шумов) квантования, при котором они еще маскиру-ются полезным сигналом данной субполосы. Блок динамиче-ского распределения битов в соответствии с требованиями психоакустической модели для каждой субполосы кодирования выделяет такое минимально возможное их количество, при котором уровень искажений, вызванных квантованием, не пре-вышает порог их слышимости, рассчитанный психоакустиче-ской моделью. В современных алгоритмах компрессии исполь-

193

зуются также специальные процедуры в форме итерационных циклов, позволяющие управлять величиной энергии искажений квантования в субполосах при недостаточном числе доступных для кодирования битов.

Рис. 4.6. Обобщенная структурная схема кодера

с компрессией цифровых аудиоданных Для обеспечения правильного декодирования компресси-

рованных сигналов, кроме кодовых слов отсчетов ЗС или соответствующих им коэффициентов МДКП (основная аудио-информация), на декодер передается также и определенная до-полнительная информация. После кодирования цифровые пото-ки основной и дополнительной информации форматируются. При этом наиболее важная часть цифровых данных подвергает-ся помехоустойчивому кодированию (CRC-код).

194 

4.4. Психоакустические модели  стандартов MPEG 

Качество алгоритма компрессии в значительной степени оп-

ределяется психоакустической моделью, реализованной в блоке психоакустического анализа кодека.

Наиболее известны три психоакустические модели: NMR (Noise to Mask Ratio), PAQM (Perceptual Audio Quality Measure) и PERCEVAL (PERCeptual EVALution). Самое широкое распро-странение получила модель NMR, в которой при расчете гло-бального (суммарного) порога маскировки учитывается абсо-лютный порог слышимости и явление маскировки в частотной области. Маскировка во временной области и явление демаски-ровки сигналов, свойственное пространственному восприятию источников звука, в модели NMR не учитываются, и это явля-ется ее существенным недостатком.

С помощью психоакустической модели для каждой субполо-сы кодирования n вычисляется отношение сигнал-маска — SMR(n). Оно представляет собой выраженное в децибелах от-ношение энергии звукового сигнала к максимально возможно-му значению энергии искажений квантования в субполосе ко-дирования, при котором они еще маскируются полезным сигналом. Совокупность значений SMR(n), вычисленных для всех субполос кодирования, образует глобальный порог маски-ровки, определяющий требуемое для кодирования субполосных отсчетов или соответствующих им коэффициентов МДКП ми-нимально возможное число битов.

Психоакустическая модель 1 применяется в стандартах MPEG-1 (MPEG ISO/IEC 11172-3) и MPEG-2 (ISO/IEC 13818-3) для уровней (слоев) компрессии Layer 1 и Layer 2. В психоаку-стической модели 1 используется принцип аддитивности (взаи-монезависимости) действия на орган слуха спектральных ком-понентов при их одновременном предъявлении.

Психоакустическая модель 2 используется в стандартах MPEG ISO/IEС 11172-3 и 13818-3 в алгоритме компрессии

195

Layer 3, а ее модификация — в стандартах MPEG ISO/IEC 13818-7 ААС и 14496-3.

Характерными особенностями модели 2 являются: – разделение спектра выборки звукового сигнала на полосы

психоакустического анализа b, в которых и происходят вычис-ления (это не критические полосы слуха); при этом имеется 62 полосы анализа для частоты дискретизации 48 кГц, 63 поло-сы анализа для частоты дискретизации 44,1 кГц и 59 полос ана-лиза для частоты дискретизации 32 кГц;

– явления временной маскировки (предмаскировки и по-стмаскировки), а также пространственной демаскировки сигна-лов здесь также не учитываются;

– все расчеты одновременно выполняются как для длинных (N = 1024), так и для трех коротких (N = 256) выборок звуково-го сигнала.

4.5. Семейство стандартов MPEG  Самые общие сведения о стандартах MPEG уже были пред-

ставлены в табл. 4.2. Дадим общие дополнительные пояснения к каждому из них. Стандарт MPEG-1 ISO/IEC 11172-3 рекомендуется для ко-

дирования высококачественных моно- и двухканальных стерео-фонических сигналов, он предусматривает использование трех значений частот дискретизации звуковых сигналов: 32, 44,1 и 48 кГц. Стандарт MPEG-2 1SO/IEC 13818-3 — это обратно совмес-

тимая с MPEG-l версия метода кодирования звуковых сигналов различных форматов: 1/0, 2/0, 3/1, 3/2, 5.1, сигналов систем Dolby (Dolby-Stereo, Doiby-Surround, Dolby-Pro-Logic и т.п.), стандарт использует (дополнительно к уже имеющимся значе- ниям в MPEG-1) частоты дискретизации, равные 16, 22,05 и 24 кГц. Стандарт MPEG-2 ISO/IEC 13818-7 ААС предназначен для

высококачественного (indistinguishable quality) в соответствии с требованиями EBU кодирования звуковых сигналов в полной

196 

полосе частот (до 20 кГц) при скоростях передачи около 64 кбит/с. Стандарт MPEG-4 1SO/1EC 14496-3 ориентирован на муль-

тимедиа приложения. Он спроектирован так, чтобы расширить возможности между мультимедиа терминалами мобильного доступа низкой сложности до высококачественных звуковых систем. Он использует базовые идеи и алгоритмы кодирования, уже определенные в стандарте MPEG-2 ISO/IEC 13818-7 ААС, а также новые идеи, основанные на параметрическом представ-лении звуковых сигналов.

В стандартах MPEG предусмотрено несколько уровней (сло-ев) компрессии цифровых данных (см. табл. 4.2): Layer 1, Layer 2 и Layer 3.

Layer 1 (слой 1) рекомендуется для применения в профес-сиональной области, в системах записи-перезаписи с высоким студийным качеством и достаточной емкостью памяти; он ха-рактеризуется небольшой сложностью и невысокой степенью редукции аудиоданных. Основные параметры: скорость цифро-вого потока 192–256 кбит/с, коэффициент компрессии около 4, задержка сигнала при обработке около 20 мс.

Layer 2 (слой 2) — потребительская область применения, вы-сококачественное радиовещание; ему соответствует средняя сложность и средняя степень компрессии цифровых аудиодан-ных. Основные параметры: рекомендуемая скорость цифрового потока 128 кбит/с при кодировании звукового сигнала с полосой частот 40–15 кГц, коэффициент компрессии 6, задержка сигна-ла при обработке 40–50 мс.

Layer 3 (слой 3) рекомендуется для передачи звуковых сиг-налов по сети ISDN в профессиональной области со средним качеством, Internet-вещания, отличается высокой сложностью и характеризуется следующими параметрами: скорость цифрово-го потока 64 кбит/с при полосе звукового сигнала 40–15 кГц, время задержки при его обработке более 50 мс.

Кодеры стандарта MPEG. Первичный цифровой сигнал (f = 48 кГц, ΔА = 16 бит/отсчет, v = 768 кбит/с) разделяется бан-ком цифровых фильтров на 32 субполосные составляющие (рис. 4.7, рис. 4.8).

Рис.

4.7

. Структурная

схема

кодера стандарта

MPE

G IS

O/IE

C 1

1172

-3, L

ayer

1 и

Lay

er 2

198 

Рис.

4.8

. Структурная

схема

кодера

MPE

G стандарта

ISO

/IEC

111

72-3

, Lay

er 3

199

Аудиофрейм образует выборка, состоящая из 384 (Layer 1) или из 1152 (Layer 2 и Layer 3) отсчетов ЗС. Время передачи аудиофрейма составляет 8 мс (Layer 1) и 24 мс (Layer 2 и Layer 3). Банк фильтров имеет относительно малое время задержки ЗС при одновременной компенсации искажений, воз-никающих за счет интерференции в местах стыковки субполос-ных сигналов. Все 32 субполосы имеют постоянную ширину

д (2 ),F f nΔ = равную 750 Гц, где дf — частота дискретизации ЗС; n — число субполос.

После фильтрации отсчеты ЗС в каждой субполосе собира-ются в блоки. Кодированию могут подвергаться либо сами от-счеты ЗС (Layer 1 и Layer 2), либо коэффициенты МДКП (MDCT — Modified Discrete Cosine Transform, Layer 3). В пер-вом случае (см. рис. 4.7) в каждой субполосе кодирования име-ется по 384:32 = 12 (Layer 1) или по 1152:32 = 36 (Layer 2) отсчетов ЗС, во втором случае (см. рис. 4.8) — по 18 коэффици-ентов МДКП. Заметим, что в Layer 1 и в Layer 2 используется банк полифазных квадратурных зеркальных фильтров PQMF (Polyphase Quadrature Mirror Filter); в отличие от этого в Layer 3 применен так называемый гибридный банк фильтров (Hybrid PQMF Filter Bank, рис. 4.9), который дополнительно содержит блок МДКП (MDCT) и частотный корректор (ЧК). В Layer 3 при помощи банка PQMF-фильтров 1152 отсчета ЗС двумя бло-ками по 576 отсчетов каждый прежде всего разделяются на 32 субполосных составляющих. На выходе каждого такого PQMF-фильтра имеем соответственно 36 (18 + 18) отсчетов ЗС. При расфильтровке значение дf в каждом субполосном канале понижается в 32 раза. Далее в каждом таком субканале для группы отсчетов ЗС выполняется МДКП. При этом длина N ортогонального преобразования зависит от формы временной функции выборки ЗС. При отсутствии всплесков в сигнале вы-борки МДКП выполняется для всей группы из 36 отсчетов суб-полосного сигнала, а при наличии всплесков — отдельно для трех групп, каждая из которых содержит уже по 12 отсчетов звукового сигнала, образуя три подблока.

Рис.

4.9

. Структурная

схема

гибридного банка фи

льтров

кодера

стандарта

MPE

G IS

O/IE

C 1

1172

-3 или

138

18-3

, Lay

er3

201

При длинном преобразовании (N = 36) общее число коэф- фициентов МДКП во всех субполосах (субканалах) равно 18 ⋅ 32 = 576, при коротком преобразовании (N = 12) имеем со-ответственно по 6 ⋅ 32 = 192 коэффициента МДКП в каждом ко-ротком блоке. Далее эти три коротких блока объединяются в гранулу, так что в обоих случаях общее число коэффициентов МДКП в выборке звукового сигнала равно 192 ⋅ 3 = 576.

Для изменения длины N ортогонального преобразования ис-пользуется набор оконных функций: синусное окно типа «long» для длинного преобразования, синусное окно short для коротко-го преобразования и два окна перехода start и stop, необходи-мые для уменьшения искажений, возникающих при переходе от длинных к коротким окнам и наоборот (рис. 4.10). Частотный корректор (см. рис. 4.9) необходим для уменьшения искажений, возникающих вследствие добавления в банк PQMF-фильтров (Layer 1 и Layer 2) процедуры ортогонального преобразования. Решение о выборе длины МДКП принимает психоакустическая модель кодера, вычисляя для сигнала каждого аудиофрейма величину психоакустической энтропии РЕ. Если РЕ превышает некоторое пороговое значение, то используется короткое пре-образование (N = 12), в противном случае — длинное (N = 36).

Рис. 4.10. Типы оконных функций

Отсчеты ЗС или соответствующие им коэффициенты МДКП

после банка фильтров масштабируются (нормируются), кван-туются и затем кодируются.

202 

5. Видеокомпрессия 

5.1. Стандарты видеокомпрессии  В настоящее время для целей цифрового телевизионного

вещания (ЦТВ) используются два стандарта видеокомпрес-сии — MPEG-2 (1995 г.) и MPEG-4 Part 10/ H.264 (2003 г.). Оба стандарта имеют практически одинаковый набор процедур, только для стандарта нового поколения (H.264) эти процедуры подвергнуты существенной модернизации. Совершенствование процедур компрессии в стандарте H.264 привело к двукратному увеличению коэффициента сжатия по сравнению с MPEG-2 при одинаковым качестве компрессированного видео [5.1, 5.2].

Приведем данные, позволяющие сравнить стандарты ком-прессии MPEG-2 и H.264 (табл. 5.1).

Таблица 5.1 Сравнение стандартов видеокодирования

Параметр Стандарт MPEG-2 H.264

Сложность кодера Средняя Высокая Совместимость с предыдущими стандартами

Да Нет

Битовая скорость 2–15 Мбит/с 0,064–150 Мбит/с Опорный кадр Только один для GOP До 5 в GOP

Размер макроблока

16× 16 (прогрессив-ная развертка)

16× 8 (чересстрочная развертка)

16× 16

Размер блока 8× 8 8× 8, 8× 16, 16× 16, 4× 8, 4× 4

Точность компенса-ции движения 0,5 пикселя 0,5 или 0,25 пикселя

Тип преобразования Дискретное косинусное (DCT) Целочисленное 4× 4

Размер блока для преобразования 8× 8 4× 4

203

Окончание табл. 5.1

Параметр Стандарт MPEG-2 H.264

Шаг квантования Постоянный Переменный

Энтропийное коди-рование RLE + код Хаффмана

Коды Голомба, адаптивные VLC,

адаптивное арифметическое кодирование

Наличие деблочного фильтра Нет Да

Из таблицы видно, что преимущества стандарта H.264 до-

стигаются за счет следующих факторов: – увеличена вдвое (до 0,25 пикселя) точность компенсации

движения; – для прогнозирования P- и B-кадров разрешено дополни-

тельно использовать в качестве опорных любые 4 P-кадра в группе кадров (GOP);

– расширен ассортимент алгоритмов энтропийного кодиро-вания;

– для уменьшения заметности блочной структуры в восста-новленном (декомпрессированном) изображении предусмотре-но применение деблочного фильтра (deblocking filter).

5.2. Потребности и ресурсы видеокомпрессии  Характеристики пропускной способности некоторых совре-

менных каналов ЦТВ представлены в табл. 5.2. Для сравнения в табл. 5.3 приведены значения скорости

цифрового потока при цифровом представлении сигналов ярко-сти и цветности стандартного телевидения и телевидения высо-кой четкости. Из таблицы видно, что скорость цифрового пото-ка на выходе ТВ-датчиков многократно превышает пропускную способность доступных каналов связи.

204 

Таблица 5.2 Пропускная способность каналов ЦТВ

Канал ЦТВ

Полоса частот П

(МГц)

Вид модуляции

Спектральная эффективность модуляции

удбитс Гц

С ⎛ ⎞⎜ ⎟⋅⎝ ⎠

Пропускная способность канала ЦВТ

удМбитПс

С ⎛ ⎞⋅ ⎜ ⎟⎝ ⎠

Спутни-ковый

27 4-КАМ 2 54

Назем-ный

7,61 COFDM (16-КАМ)

2,84 21,6

Кабель-ный

9 64-КАМ 6 54

Таблица 5.3

Цифровой поток на выходе ТВ-датчика

Параметры Стандартное ТВ

Телевидение высокой четкости

Регламентирующий документ Рекомендация ITU-R ВТ.601

Рекомендация ITU-R ВТ.709

Разрешение (матрица отсчетов) 576× 720 1080× 1920 Формат цветовой дискретиза-ции 4 : 2 : 2 4 : 2 : 2

Частота дискретизации сигнала яркости Y 13,5 МГц 74,25 МГц

Частота дискретизации цвето-разностных сигналов RC и BC 6,75 МГц 37,125 МГц

Формат кадра 4 : 3 16 : 9 Скорость цифрового потока при кодировании 10 бит/отсчет

270 Мбит/с 1485 Мбит/с

Разрыв между скоростью цифрового потока и пропускной

способностью доступных каналов связи устраняется путем сжа-тия (компрессии) цифровых телевизионных сигналов. Принцип

205

сжатия видеоданных основан на устранении избыточности, присущей стандартным сигналам аналогового телевидения. Различают следующие три вида избыточности.

1. Структурная избыточность заключается в том, что сигна-лы изображения передаются только во время прямого хода раз-верток, а время обратного хода расходуется на передачу слу-жебных сигналов (гасящих и синхронизирующих импульсов). Коэффициент сжатия сжС , достигаемый при устранении данно-го вида избыточности, вычисляется по формуле

c ксж

ПХС ПХК,

T TС

t t⋅

=⋅

(5.1)

где cT , кT — периоды строчной и кадровой разверток; ПХСt ,

ПХКt — длительности прямого хода строчной и кадровой раз-верток.

Величина коэффициента сжC показывает, во сколько раз может быть уменьшена полоса частот цифрового сигнала при сохранении качества изображения. Для стандарта России

сж 1,3378.C = (5.2)

2. Физиологическая (психовизуальная) избыточность за-ключается в том, что пространственная разрешающая способ-ность зрения различна для яркостного и цветового компонентов изображения; контрастная чувствительность зрения к мелким деталям изображения значительно ниже, чем к крупным дета-лям; чувствительность зрения к яркостным и цветовым искаже-ниям подвижных (динамических) фрагментов изображения существенно ниже, чем для неподвижного изображения. На ос-нове сокращения физиологической избыточности построены, например, совместимые системы цветного телевидения, в кото-рых полоса частот цветоразностных сигналов снижена в четыре раза по сравнению с яркостным сигналом.

В стандарте MPEG-2 используется формат цветовой дискре-тизации 4 : 2 : 0, в котором на каждые четыре отсчета сигнала яркости Y, составляющие матрицу 2× 2, приходится по одному

206 

отсчету цветоразностных сигналов RС и BС . Скорость переда-чи данных (по сравнению с форматом 4 : 4 : 4 ) снижается вдвое, т.е. сж 2C = .

3. Статистическая избыточность заключается в наличии сильных корреляционных связей между соседними в простран-стве и во времени элементами изображения: коэффициент кор-реляции по горизонтали составляет (в среднем) 0,93; по верти-кали — 0,95; межкадровая корреляция — 0,92. Это означает, что большинство значений сигнала можно с высокой точностью предсказать как внутри кадра, так и за его пределами. В про-стейшем случае предсказанное значение цвета (т.е. яркости и цветности) очередного элемента приравнивается к текущему значению, а по каналу связи передается разность между дейст-вительным и предсказанным значением цвета. Декоррелиро-ванное таким образом изображение соответствует сигналу, от-счеты которого в 90 % случаев и более равны нулю или близки к нулевому значению.

Для такого рода сигналов с целью уменьшения скорости пе-редачи данных применяется энтропийное кодирование, когда для наиболее вероятных и часто встречающихся значений сиг-нала используются короткие кодовые комбинации, а наиболее ценные «новые» значения сигнала, которые встречаются отно-сительно редко, передаются длинными кодовыми словами. Примером энтропийного кодирования является кодирование Хаффмана, при котором длина кода обратно пропорциональна частоте появления передаваемого этим кодом уровня сигнала.

При использовании моды сжатия «без потерь» (в схеме рис. 2.14 отсутствует квантователь) преобразователь уменьшает энтропию источника, а энтропийный кодер устраняет кодовую избыточность путем построения эффективного кода, средняя длина которого равна энтропии источника. Коэффициент сжа-тия в коде «без потерь» невелик — не более 3, что явно недос-таточно для обеспечения потребностей цифрового телевеща-ния. Поэтому стандарты видеокомпрессии предусматривают сжатие с потерями, уровень которых может регулироваться на этапе квантования.

207

В табл. 5.4 приведены минимальные значения коэффициента компрессии сжC для трех уровней стандарта MPEG-2.

Таблица 5.4 Компрессия данных в стандарте MPEG-2

Уровень MPEG-2 Высокий (ТВЧ)

Основной (B/G, D/K)

Низкий (CIF)

Разрешение (матрица отсчетов) 1080× 1920 576× 720 281× 352

Формат цветовой дискретизации 4 : 2 : 2 4 : 2 : 2 4 : 2 : 0

Разрядность кода n 10 10 8 Битовая скорость на входе кодера 1485 Мбит/с 270 Мбит/с 80 Мбит/с

Битовая скорость на выходе кодера ≤ 80 Мбит/с ≤ 15 Мбит/с ≤ 4 Мбит/с

сжC ≥ 18,56 ≥ 18 ≥ 20 Потери информации при таких коэффициентах сжатия прак-

тически незаметны для зрителя, т.е. обеспечивается близкое к максимальному качество изображения при заданном разреше-нии. Дальнейшее увеличение сжатия (в несколько раз) возмож-но в рамках стандарта MPEG-2 путем увеличения допустимого уровня потерь, т.е. некоторого снижения качества изображения.

В связи с тем что более поздние по сравнению с MPEG-2 стандарты компрессии имеют похожий набор инструментов, целесообразно подробное изучение процесса сжатия видеодан-ных провести на основе стандарта MPEG-2.

5.3. Кодирование/декодирование видеоинформации в стандарте MPEG‐2 

В современных системах цифрового многопрограммного

телевизионного вещания для кодирования и обработки инфор-мации довольно широко используется группа алгоритмов, из-вестная под названием стандарта MPEG-2. Стандарт создан

208 

объединенными усилиями Международной организации по стандартизации (ISO) и Международной электротехнической комиссии (IEC). Он содержит описание методов сжатия и декомпрессии видео- и аудиосигналов, способов мультиплекси-рования сжатых сигналов и служебной информации от не-скольких источников в единый пакетированный (транспорт-ный) поток цифровых данных, предназначенный для передачи по каналу связи. Большая гибкость алгоритмов MPEG-2 позво-ляет проектировать телевизионные системы различного назна-чения и качества — от видеотелефона до ТВЧ.

На рис. 5.1 приведена упрощенная схема алгоритма работы видеокодера/декодера MPEG-2 [5.3].

Рис. 5.1. Видеокодер/декодер MPEG-2: ДКП — дискретное

косинусное преобразование; КВ — квантователь; предиктор — устройство предсказания

209

При разомкнутых ключах К предикторов (предикторы от-ключены) в системе реализуется режим Motion JPEG, когда ка-ждый кадр независимо от других кадров сжимается по алго-ритму JPEG, разработанному для неподвижных изображений. Алгоритм основан на применении дискретного косинусного преобразования (ДКП) с последующим энтропийным кодиро-ванием. Эффект сжатия достигается за счет грубого квантова-ния высокочастотных компонентов пространственного спектра изображения. Возникающие при этом искажения в восстанов-ленном изображении малозаметны для зрителя, если в сжатом сигнале передается в среднем не менее двух битов на пиксель. При 10-битном кодировании в формате 4 : 2 : 2 это приблизи-тельно соответствует коэффициенту сжатия 10. Кадры, сжи-маемые на основе внутрикадровой информации, обозначаются как I-кадры (Intra) и для них

( )сж 10.C I = (5.3)

Более подробно алгоритм внутрикадрового сжатия будет рассмотрен позднее, а пока отметим, что степень сжатия (5.3) недостаточна для цифрового телевизионного вещания. При за-мыкании ключей К в предикторах кодер и декодер MPEG-2 пе-реходят в режим работы, соответствующий дифференциальной импульсно-кодовой модуляции с изолированием ошибок. Те-перь в канал связи поступают сжатые сигналы межкадровой разности (МКР). Поскольку объем сигнала МКР во много раз меньше объема входного видеокадра, коэффициент сжатия для таких сигналов также увеличивается приблизительно в три раза. Сигнал МКР формируется на входе процессора ДКП путем вычитания из сигнала текущего кадра его предсказанного зна-чения. В роли предсказанного значения сигнала выступает реконструированный сигнал предыдущего кадра с выхода пре-диктора. Такой метод называется прямым предсказанием. Кад-ры, сжимаемые на основе прямого предсказания, обозначаются как P-кадры (Previous) и для них

( )сж 30.C P = (5.4)

210 

Непрерывная работа в режиме P-кадров невозможна, так как в рециркуляторе на выходе декодера накапливаются ошибки за счет канала связи, которые в конечном итоге разрушают изо-бражение. Необходимо периодическое обновление информа-ции, циркулирующей в предикторах. Период обновления может быть любым, однако практически используется длительность цикла, равная 1–4 с. На рис. 5.2 приведен пример, когда клю-чи К размыкаются на время кадра кT 1 раз за 12 кадров. В ре-зультате образуется группа кадров GOP, содержащая один I-кадр и одиннадцать P-кадров.

Рис. 5.2. Пример группы GOP из I- и P-кадров

Обработка информации в группе ведется независимо от дру-

гих групп. Во время I-кадра ошибки, накопленные в восстанов-ленном изображении за время предыдущего цикла, обнуляются, а сам I-кадр является эталоном для формирования следующего за ним P-кадра.

Можно показать, что для группы кадров (рис. 5.2) справед-ливо соотношение

( )сж , 25,7.C I P = (5.5)

Дополнительно увеличить степень сжатия можно, если вве-сти в состав GOP так называемые B-кадры (Bidirectional), в ко-торых осуществляется предсказание сигнала МКР на основе

211

предшествующего и последующего кадров типа I и P. Фактиче-ски в B-кадрах передаются только векторы движения для под-вижных фрагментов изображения, а остаточная ошибка пред-сказания близка к нулю. Коэффициент сжатия для B-кадров увеличивается в полтора раза по сравнению с P-кадрами и со-ставляет примерно

( )сж 45.C B = (5.6)

Типовая группа кадров GOP, содержащая I-, P- и B-кадры, приведена на рис. 5.3. Для этой группы коэффициент сжатия

( )сж , , 31,76.C I P B = (5.7)

Поскольку предсказание каждого из B-кадров производится на основе предыдущего и последующего кадров типа I или P, порядок поступления кадров на входе кодека должен быть из-менен по сравнению с указанным на рис. 5.3.

Рис. 5.3. Пример группы GOP из I-, P- и B-кадров

Эта задача решается путем переупорядочения (ПУ) кадров.

Пример такого ПУ видеопоследовательности, разбитой на группы GOP по 6 кадров, приведен в табл. 5.5.

Введение процедур переупорядочения видеопоследователь-ностей, а также формирование кадров P и B с компенсацией движения существенно усложняет устройство видеокомпрессии

212 

по сравнению со схемой на рис. 5.1. Типовая схема видеокодека MPEG с компенсацией движения приведена на рис. 5.4 [5.4].

Таблица 5.5 Переупорядочение видеопоследовательностей

Параметры кадров Тип видеопосле-довательности

Номер кадра 0 1 2 3 4 5 6 7 8

А — исходная Тип кадра I0 B1 B2 P3 B4 B5 I6 B7 B8

Номер кадра 0 3 1 2 6 4 5 7 8 Б — переупоря-

доченная Тип кадра I0 P3 B1 B2 I6 B4 B5 P9 B7

ПУ кадров осуществляется в кодеке дважды: на входе, когда

исходная видеопоследовательность А преобразуется в переупо-рядоченную последовательность Б, и на выходе кодека, когда компрессированная, переданная по каналу связи и декомпрес-сированная видеопоследовательность Б вновь преобразуется в исходную последовательность А, что делает ее пригодной для просмотра ТВ-программы.

Оценка движения (ОД) производится путем сравнения одно-именных макроблоков в двух соседних кадрах (текущем и ре-конструированном предыдущем). В результате вычисляются по макроблокам векторы движения, которые вместе с квантован-ными значениями коэффициентов ДКП (поблочно) поступают для сжатия в энтропийный кодер (ЭК).

Одновременно векторы движения используются в кодере для компенсации движения (КД) в прогнозируемом кадре (по макроблокам).

В декодере процедура КД аналогична, только векторы дви-жения не вычисляются, а используются переданные по каналу связи и выделенные на соответствующем выходе энтропийного декодера (ЭДК).

Ключи К размыкаются на время обработки I-кадров.

213

Рис. 5.4. Видеокодек MPEG с компенсацией движения: ПУ — переупорядочение; ОД — оценка движения;

КД — компенсация движения; ЭК/ЭДК — энтропийный кодер/декодер

Буфер обеспечивает стабилизацию скорости поступления на

выход кодера сжатых данных на некотором оптимальном уров-не, при котором буфер не перегружен, но и не недогружен.

5.4. Алгоритм внутрикадрового сжатия  в стандарте MPEG‐2 

Алгоритм сжатия основан на дискретном косинусном преоб-

разовании изображения, сегментированного на блоки размером 8× 8 отсчетов [5.5, 5.6]. Процесс сегментации видеокадра пояс-няется на рис. 5.5. В формате цветовой дискретизации 4:2:0 на четыре отсчета сигнала яркости Y приходится по одному отсче-ту цветоразностных сигналов RC и BC . Описание сегмента изображения размером 16× 16 содержит, таким образом, четыре

214 

блока отсчетов яркости Y и по одному блоку отсчетов RC и BC . Эти шесть блоков образуют макроблок. Макроблоки объеди-няются в срезы, совокупность которых образует видеокадр.

Рис. 5.5. Сегментация видеокадра в цветовом формате 4:2:0

Блок — это основная единица для внутрикадрового кодиро-

вания. Макроблок — основная единица для вычисления и про-гнозирования межкадровой разности в P- и B-кадрах.

215

ДКП для блока 8× 8 пикселей определяется выражением

( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( )

( ) ( )

7 7

0 0

1,4

2 1 2 1, cos cos ;

16 16

1 2 при , 0,,

1 при , 0,

x y

F u v C u C v

x u y vf x y

u vC u C v

u v

= =

⎫⎪

= × ⎪⎪⎪⎡ + π⎤ ⎡ + π⎤

× ⎬⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦ ⎣ ⎦ ⎪

⎪⎧ =⎪ ⎪= ⎨ ⎪≠⎪⎩ ⎭

∑∑ (5.8)

где ( ),f x y — блок данных на входе процессора ДКП; x, y —

номера столбцов и строк в блоке; ( ),F u v — блок данных на выходе процессора ДКП; u, v — номера столбцов и строк в бло-ке выходных данных; номера x, y, u, v изменяются от 0 до 7.

Блок ( ),F u v коэффициентов ДКП, не изменяя объема ин-

формации, содержащейся в блоке ( ),f x y , представляет ее в более удобной для последующего сжатия форме. Например, коэффициент ( )0,0F передает уровень постоянной состав-

ляющей в сигнале ( ),f x y , а коэффициент ( )7,7F — уровень высокочастотного компонента в виде изображения шахматной доски с размером клетки в один пиксель. Другими словами, ( ),F u v — это образ входного изображения ( ),f x y в области

пространственных частот, где в качестве слагаемых простран-ственного спектра выступает набор стандартных изображений, определяемых свойствами дискретного косинусного преобразо-вания. Этот набор представлен на рис. 5.6.

Преимущества спектрального представления состоят в сле-дующем. Если входной блок f (x, y) совпадает с одним из бло-ков, изображенных на рис. 5.6, то он может быть передан одним числом, модуль которого характеризует амплитуду сигнала, а его знак — полярность. За счет этого достигается высокая

216 

степень сжатия сигнала. На практике, однако, дело выглядит несколько сложнее.

Рис. 5.6. Пространственный спектр дискретного

косинусного преобразования Поясним это на конкретном примере. Пусть входной f (x, y)

и выходной ( ),F u v блоки имеют вид, представленный на

рис. 5.7. Из рисунка видно, что все коэффициенты ( ),F u v от-личны от нуля. Для устранения малозначимых коэффициентов ( ),F u v используется операция квантования путем деления ко-

эффициентов ( ),F u v на целое число с последующим округле-нием результата до ближайшего целого числа:

 

217

( ) ( )( )

( ) ( )( )

,, ;

,

0,00,0 ,

0,0

F u vF u v

M u v m

FF

M

⎫′ = ⎪

⎪⎬⎪

′ = ⎪⎭

(5.9)

где ( ),M u v — матрица квантования, представленная на рис. 5.8; m — целое число от 1 до 31, определяющее масштаб квантования, от которого зависит степень сжатия (отметим, что для уменьшения искажений при больших степенях сжатия ве-личина ( )0,0F ′ не зависит от m).

Рис. 5.7. Дискретное косинусное преобразование

218 

После квантования с округлением блок ДКП, изображенный на рис. 5.7, принимает вид, показанный на рис. 5.9,а (при m = 1). Здесь же приведены значения блока после обратного квантования (рис. 5.9,б) и после обратного ДКП (рис. 5.9,в).

8 16 19 22 26 27 29 34

16 16 22 24 27 29 34 37

19 22 26 27 29 34 34 38

22 22 26 27 29 34 37 40

22 26 27 29 32 35 40 48

26 27 29 32 35 40 48 58

26 27 29 34 38 46 56 69

27 29 35 38 46 56 69 83

Рис. 5.8. Матрица квантования для I-кадров Из сравнения последней таблицы с данными входного блока

f (x, y) видно, что восстановленное изображение, сохранив главное — среднюю яркость фрагмента, утратило незначитель-ные и не заметные для зрителя подробности — небольшие раз-личия в яркости соседних пикселей.

На заключительном этапе внутрикадрового кодирования, ко-гда непосредственно осуществляется сжатие цифрового потока, операции выполняются в следующей последовательности: зиг-заг-сканирование, кодирование длин серий (RLE), сжатие по Хаффману. Проследим эти процедуры на примере блока ДКП, содержащего несколько отличных от нуля коэффициентов (рис. 5.10). В результате зигзаг-сканирования коэффициенты ДКП выстраиваются в ряд в направлении сканирования, обра-зуя 64-элементный вектор: 39, 2, –4, –2, –3, –1, –2, –2, –3, 0, 0, 0, 0, 1; далее следуют нули, которые можно не передавать по ка-налу связи, введя за последним отличным от нуля коэффициен-том ДКП специальный код EOB (end of block — конец блока).

219

Таким образом, формируется «укороченный» вектор, ограни-ченный кодом EOB.

Рис. 5.9. Преобразования блока данных F(u, v):

а — после квантования с округлением; б — после обратного квантования;

в — после обратного ДКП

220 

Рис. 5.10. Зигзаг-сканирование блока ДКП

Увеличить степень сжатия можно, приняв 1m > в выраже-

нии (5.9). При 5m = «укороченный» вектор принимает вид: 39, 0, –1, 0, –1, 0, 0, 0, –1, EOB.

На следующем этапе производится групповое кодирование (RLE) «укороченного» вектора. Существует несколько вариан-тов алгоритма RLE. В частности, вектор свертывается в байто-вые пары типа (a, b), где первым байтом передается число а пропускаемых нулей, а вторым байтом — значение b очередно-го ненулевого коэффициента ДКП. Для рассматриваемого при-мера «укороченный» вектор (при 5m = ) принимает вид: (0, 39); (1, –1); (1, –1); (3, –1); EOB. Значение алгоритма RLE состоит в следующем:

– во-первых, укорачиваются длинные последовательности нулей, что может привести к сокращению числа байтов, описы-вающих вектор (в приведенном примере 8 вместо 9);

– во-вторых, из рассматриваемого примера видно, что в байтовых парах типа (a, b) наиболее вероятны малые значения чисел a и b. Это делает целесообразным на заключительном этапе внутрикадрового сжатия использовать кодирование Хаффмана с фиксированной таблицей (кодовой книгой). Коэф-

 

39 2 -1 -2 0 0 0 0 -4 -3 -2 1 0 0 0 0 -2 -3 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0

Энергия постоянной составляющей

Конецсканирования

Начало сканирования

221

фициент сжатия при кодировании Хаффмана составляет в сред-нем 1,5–2.

Результирующий коэффициент сжатия при внутрикадровом кодировании (для I-кадров) составляет 10–15 при уровне по-терь, не ухудшающих визуальное качество восстановленного изображения.

Особенность внутрикадровой обработки P- и B-кадров со-стоит в том, что кодируется ошибка временного предсказания, для которой матрица квантования имеет вид, представленный на рис. 5.11.

16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16 16

Рис. 5.11. Матрица квантования для P- и B-кадров Сжатые данные передаются по каналу связи (см. рис. 5.1).

Конец каждого блока помечен самым коротким кодом Хафф-мана — 10 (EOB). Кроме того, в составе каждого макроблока передается число m, определяющее выбранный для данного макроблока масштаб квантования и векторы движения, необхо-димые для предсказания P- и B-кадров. В приемнике осуществ-ляется симметричный кодеру процесс декомпрессии данных в следующей последовательности: декодер Хаффмана → набор байтовых пар → «укороченный» вектор → обратное зигзаг-сканирование → блок квантованных коэффициентов ДКП

( ),F u v′ размером 8× 8 → обратное квантование → обратное ДКП.

Обратное квантование производится по формулам, обрат-ным выражению (5.9):

222 

( ) ( ) ( )( ) ( ) ( )

, , , ;

0,0 0,0 0,0 .

′= ⎫⎪⎬

′= ⎪⎭

F u v F u v M u v m

F F M (5.10)

Обратное ДКП вычисляется по формуле, обратной выраже-нию (5.8):

( ) ( ) ( ) ( )

( ) ( )

7 7

0 0

1, ,4

2 1 2 1cos cos .

16 16

= == ×

⎡ + π⎤ ⎡ + π⎤× ⎢ ⎥ ⎢ ⎥

⎣ ⎦ ⎣ ⎦

∑∑u v

f x y C u C v F u v

x u y v (5.11)

5.5. Мультиплексирование  и помехоустойчивое кодирование компрессированных данных  в стандарте MPEG‐2 

Для организации многопрограммного цифрового телевеща-

ния видео-, аудио- и служебные цифровые сигналы нескольких телевизионных программ с помощью временного уплотнения объединяются в единый цифровой сигнал, называемый транс-портным потоком, который передается по каналу связи. Для защиты передаваемых цифровых сигналов от ошибок канала связи транспортный поток перед подачей на модулятор пере-датчика подвергается канальному кодированию. Схема форми-рования сигналов ЦТВ приведена на рис. 5.12. Сигнал на выхо-де мультиплексора программного потока представляет собой чередующиеся пакеты (PES) видео-, аудио- и служебных дан-ных. Пакеты имеют длину от 2048 до 65536 байт. Каждый пакет маркирован заголовком, содержащим данные (синхронизация, идентификация), которые необходимы для дальнейшего коди-рования и декодирования информации.

Рис.

5.1

2. Схема

форми

рования сигналов

многопрограмм

ного

цифр

ового телевизионного

вещ

ания

224 

Далее программные потоки от различных телевизионных программ (до четырех) с помощью мультиплексора уплотняют-ся в транспортный поток (ТП), состоящий из одинаковых по структуре транспортных пакетов (рис. 5.13). Все пакеты транс-портного потока имеют одинаковую длительность 188 байт, включая заголовок (4 байт). Заголовок содержит синхробайт, 13 бит идентификации содержимого пакета, бит наличия ошиб-ки, бит начала полезной нагрузки в пакете программного пото-ка, два бита управления скремблером и ряд других данных. Транспортный поток поступает на вход канального кодера (рис. 5.14).

Рис. 5.13. Структура транспортного пакета данных

Рис. 5.14. Схема канального кодера

Прежде чем приступить к описанию канального кодера, от-

метим, что в приемнике цифрового телевидения операции ка-нального декодирования выполняются в обратной последова-тельности: внутренний декодер, деперемежитель, внешний декодер, дескремблер. Схема кодера (см. рис. 5.14) предназна-чена для использования в каналах связи с большим уровнем шумов, т.е. в спутниковых и наземных системах цифрового

Заголовок(4 байт)

188 байт

Полезная нагрузка (184 байт) — видео-,или аудио-, или служебные данные

225

телевещания. В кабельных системах ЦТВ, лучше защищенных от помех, внутреннее кодирование обычно не применяется.

Наличие в канальном кодере двух различных систем по- мехоустойчивого кодирования — внутреннего и внешнего — позволяет при отношении сигнал/шум в канале 4–9 снизить вероятность битовой ошибки с величины 1 210 10− −− на входе

приемника до значения 10 1110 10− −− на его выходе, что соответ-ствует числу ошибочных битов от 1 до 10 за 1 час передачи. Канал с такой малой интенсивностью ошибок принято называть квазибезошибочным каналом.

В системах ЦТВ первого поколения в качестве внешнего ко-дирования используется блоковый код Рида — Соломона RS (204, 188, t = 8), для чего в транспортный пакет длиной 188 байт вводится 16 проверочных байтов. Транспортный пакет при этом имеет вид, показанный на рис. 5.15.

Рис. 5.15. Структура транспортного пакета

после кодирования RS (204, 188) Декодер Рида — Соломона в цифровом приемнике исправ-

ляет от 8 до 64 испорченных битов, распределенных произ-вольным образом не более чем в 8 различных байтах транс-портного пакета длиной 204 байт. Если в транспортном пакете присутствует пакетная ошибка, длина которой превышает 8 байт, то корректирующей мощности кода RS недостаточно для полного исправления ошибок. Так как вероятность длинных пакетов ошибок мала, то велика вероятность, что соседние

Заголовок(4 байт)

204 байт

Полезная нагрузка (184 байт)

16 байт

Контрольныебиты

(204, 188)RS

226 

транспортные пакеты свободны от такого рода ошибок. Это позволяет повысить исправляющую способность кода RS путем перемежения данных, когда содержимое каждого транспортно-го пакета более или менее равномерно распределяется в не-скольких соседних транспортных пакетах. «Перемешанный» таким образом транспортный поток передается по каналу связи, после чего в приемнике выполняется операция обратного пере-межения данных; в результате восстанавливается исходная форма пакетов данных, а пакетная ошибка распадается на фрагменты, распределенные по соседним транспортным паке-там, где они легко исправляются декодером RS.

Сказанное поясняется на рис. 5.16, где показан принцип работы блочного перемежителя данных на примере транспорт-ных пакетов длиной 8 байт. Байты 8 транспортных пакетов пронумерованы от 1 до 64 и образуют блок данных объемом 64 байт. При перемежении данные записываются построчно в ячейке памяти матрицы памяти 8× 8, а считываются и переда-ются по каналу связи по столбцам в порядке 1, 9, 17, 25 и т.д.

Рис. 5.16. К пояснению принципа действия блочного

перемежителя/деперемежителя данных

227

Предположим, что за счет канала связи возникла пакетная ошибка длиной 4 байт, исказившая байты 20, 28, 36, 44. При обратном перемежении в приемнике запись в матрицу памяти производится по столбцам, а считывание — по строкам; в ре-зультате искаженные байты оказываются в разных транспорт-ных пакетах, соответствующих строкам с 3-й по 6-ю.

При длине транспортного пакета 204 байт блочный пере- межитель требует большого объема памяти и приводит к недо-пустимо большой задержке сигнала. Поэтому на практике используется более экономичное устройство конволюционного (сверточного) перемежения Форни.

Кодирование/декодирование Рида — Соломона в сочетании с перемежением позволяет обеспечить вероятность битовых ошибок на выходе приемника на уровне 10 1110 10− −− , если на входе декодера RS вероятность ошибки не превышает величи-ны 42 10−⋅ . Снижение вероятности ошибок от величины

1 210 10− −− на входе приемника до уровня 42 10−⋅ на входе деко-дера RS осуществляется с помощью внутреннего кодирования/ декодирования. На этом этапе используется сверточное кодиро-вание. В системах цифрового телевизионного вещания первого поколения применяется конволюционное (сверточное) кодиро-вание Витерби. В тех случаях, когда в модуляторе передатчика в качестве базовой используется квадратурная модуляция, сиг-налы I и Q формируются на двух выходах Витерби-кодера (см. рис. 5.12, 5.14).

Перейдем к описанию входного узла канального кодера (см. рис. 5.14) — скремблера (рис. 5.17). Назначение скрембле-ра (рандомизатора) состоит в том, чтобы придать транспортно-му потоку данных свойства псевдослучайной последовательно-сти (ПСП):

– равномерное распределение энергии спектра цифрового сигнала в полосе частот канала связи, что улучшает электро-магнитную совместимость систем ЦТВ с другими системами;

– устранение постоянной составляющей цифрового сигнала, представленного в биполярной форме, что позволяет, например, передавать сигнал через трансформатор;

Рис.

5.1

7. Схема

скремблера/дескремб

лера

229

– увеличение количества и более равномерное распределе-ние переходов 0 → 1 и 1 → 0 в скремблированном сигнале, что позволяет надежно обеспечить синхронизацию по битам и по байтам в цифровом приемнике;

– предсказуемость ПСП, что позволяет построить дескремб-лер, полностью восстанавливающий исходный транспортный поток.

Принцип работы скремблера заключается в следующем. Ге-нератор ПСП (обведен пунктиром) формирует псевдослучай-ную последовательность, которая через ключ К поступает на вход А сумматора по модулю 2. На второй вход сумматора (Б) поступает входной транспортный поток. На выходе Y суммато-ра образуется скремблированный поток, который также являет-ся ПСП. Этот поток отличается от входного тем, что биты, соответствующие А 0,= не изменяются, а остальные биты ин-вертируются. Для сохранения в неизменном виде синхробайта заголовка транспортных пакетов вход А сумматора с помощью ключа К замыкается на землю (А 0= ).

Генератор ПСП содержит тактируемый 15-разрядный ре-гистр сдвига, охваченный обратной связью через сумматор по модулю 2. На вход этого сумматора поступают данные с выхо-дов 14 и 15 разрядов регистра сдвига, а выход сумматора под-ключен к входу регистра и одновременно является выходом генератора ПСП. Для инициализации работы скремблера в ре-гистр сдвига загружается любое отличное от нуля двоичное пятнадцатиразрядное число, которое называется инициализи-рующей последовательностью (ИП). Максимальная длина (пе-риод) генерируемой ПСП, выраженная в тактах, составляет

152 1 32767.L = − =

Внутри этого периода последовательности на выходе гене-ратора ПСП, а следовательно, и на выходе скремблера не отли-чимы от цифрового шума. В частности, число единиц в после-довательности за период ПСП

( ) 141 2 16384,L = =

230 

а число нулей

( ) 140 2 1 16383,L = − =

что соответствует практически полному подавлению постоян-ной составляющей в скремблированном сигнале, представлен-ном в биполярной форме.

Принцип восстановления (дескремблирования) информаци-онной последовательности в цифровом приемнике поясняется с помощью схемы, приведенной на рис. 5.18. Можно показать, что 2 А1Y = , если А1 А2 А,= = т.е. справедливо равенство

( )2 A Б2 A A Б1 ,Y = ⊕ = ⊕ ⊕

где значком ⊕ обозначена операция суммирования по моду- лю 2.

Рис. 5.18. К пояснению принципа

скремблирования/дескремблирования цифрового информационного сигнала

Таким образом, скремблер (на передающей стороне) и деск-

ремблер (в цифровом приемнике) могут быть построены по одинаковым схемам (см. рис. 5.17), в которых генераторы ПСП действуют в синхронном режиме и вырабатывают одинаковые последовательности. Для выполнения этих двух условий в на-чале каждого восьмого транспортного пакета в регистры сдвига генераторов ПСП на передающей и приемной стороне канала связи загружается априорно известное двоичное число —ИП: 100101010000000. Транспортный пакет, в начале которого загружается ИП, помечен значением синхробайта 10111000

231

(шестнадцатеричное число В8) вместо обычного 01000111 (47). Длительность периода генерации ПСП составляет величину (в тактах)

0 12032,=L

которая определяет максимальное время вхождения в синхро-низм дескремблера приемника при переключении каналов.

Следует отметить, что при нарушении работы генератора ПСП в приемнике сигналы транспортного пакета не поддаются расшифровке и канал связи, передающий несколько ТВ-про- грамм, оказывается закрытым для потребителя. Этим обстоя-тельством пользуются для того, чтобы организовать платные (коммерческие) телевизионные каналы. Алгоритм скремблиро-вания сознательно изменяется по сравнению со стандартной процедурой. Одновременно в нескремблируемой части транс-портных пакетов (в заголовке) передаются дополнительные данные, позволяющие скорректировать нарушенный процесс дескремблирования при условии оплаты за просмотр одной или нескольких закрытых программ данного транспортного потока. За эту операцию отвечает встроенная в цифровой приемник и управляемая микропроцессором (МП) система условного до- ступа. Для принятия решения о дальнейшей обработке сигнала закрытого канала МП обращается к кредитной карте, чтобы установить наличие или отсутствие у пользователя действую-щей подписки на выбранную программу.

Часть 3 СИСТЕМЫ ЦИФРОВОГО 

ТЕЛЕВИЗИОННОГО ВЕЩАНИЯ 

235

6. Эффективные методы модуляции  в цифровом телевидении 

6.1. Направления развития  цифрового телевидения 

Современное телевизионное вещание развивается в трех на-

правлениях: – интенсивный рост числа коллективных и индивидуальных

установок спутникового телевизионного вещания; – внедрение широкополосных сетей кабельного телевиде-

ния, способных предоставить зрителю до 100 и более телевизи-онных программ;

– внедрение и развитие наземного телевизионного вещания, реализация систем сотового телевещания.

В каждом из этих направлений наметилась устойчивая тен-денция к переходу на цифровые методы передачи информации. Создаются сложные распределительные сети, объединяющие все три указанных выше вида каналов. Головная станция такой сети получает сигналы от спутников и наземных ретранслято-ров, преобразует их в удобную для использования форму и дос-тавляет по кабелю к пользователям.

Глобальный переход к цифровому телевизионному вещанию сдерживается в настоящее время в основном причинами эконо-мического и организационного характера. Что касается техни-ческой стороны вопроса, то большинство проблем ЦТВ к на-стоящему времени решено в теоретическом и практическом плане, а разработанные устройства и системы в той или иной

236 

степени внедрены в практику или находятся в опытной экс-плуатации:

– разработан стандарт цифрового вещания DVB, который принят в качестве национального стандарта в большинстве стран мира;

– разработаны варианты стандарта DVB: для наземного те-левидения DVB-Т; для спутникового телевидения DVB-S; для кабельного телевидения DVB-C;

– системы DVB во всех вариантах полностью совместимы с форматом цифровых сигналов MPEG-2;

– разработаны современные способы модуляции несущей цифровыми сигналами, обеспечивающие максимальную бито-вую скорость передачи данных в ограниченной полосе частот;

– разработан новый метод модуляции ортогональных несу-щих COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multi- plexing) — кодированное ортогональное частотное уплотнение. Метод рекомендован для использования в наземных системах ЦТВ и позволяет передавать в стандартном частотном канале (8 МГц) одну программу телевидения высокого качества (HDTV) или несколько ТВ-программ стандартного качества;

– стандарты ЦТВ предусматривают адаптацию к различным используемым на практике значениям полос частот радиокана-лов (6, 7, 8 МГц для наземного телевидения; 27, 36 — для спут-никового телевидения), к различным значениям параметров развертки ( 625z = , к 25f = Гц, 2m = ; 525z = , к 30f = Гц,

2m = ), чтобы в перспективе перейти к единому мировому стандарту ЦТВ;

– рекомендуемые цифровые стандарты ориентированы на создание систем многопрограммного ТВ-вещания.

6.2. Распределение частотного диапазона  Сетка частот для России и стран СНГ, разрешенных для ис-

пользования в системах наземного телевизионного вещания, представлена в табл. 6.1. В микроволновом диапазоне интен-сивно развиваются многоканальные распределительные сети,

237

имеющие ряд преимуществ по сравнению с обычными систе-мами наземного телевещания [6.1].

Распределение сетки частот для спутниковых систем пере-дачи ТВ-сигналов на трассе «спутник — земля» приведено в табл. 6.2.

Для кабельного телевидения отведен диапазон частот от 12 до 860 МГц (рис. 6.1). На участке от 47 до 600 МГц сетки частот кабельного и наземного телевидения совпадают. Для цифровых каналов отведен диапазон от 650 до 860 МГц. При необходимости здесь могут транслироваться также и аналого-вые сигналы. На участках 12–40 МГц и 610–640 МГц реализу-ется многоканальная двусторонняя связь между абонентами и головной станцией кабельной сети.

Таблица 6.1 Сетка частот для наземного телевидения

Участок частот

Номера каналов Примечания

48,5–66 МГц 1–2 MB 76–100 МГц 3–5 MB

174–230 МГц 6–12 MB 470–582 МГц 21–34 ДМВ 582–790 МГц 35–60 ДМВ 2,5–2,7 ГГц Система

MMDS Многоканальная микроволновая

радиотелевизионная сеть

11,7–13,5 ГГц Система МИТРИС

Модификация системы MMDS (Украина)

6,17–6,425 ГГц Система РАСТР-15

Модификация системы MMDS (Россия)

27,5–29,5 ГГц Система LMDS

Сеть сотового телевидения

40,5–42,5 ГГц Система MVDS

Сеть сотового телевидения

238 

Таблица 6.2 Сетка частот для спутникового телевещания

Участок частот Назначение Примечания

3,4 – 4,7 ГГц ФСС (ТВ, ТЛФ, МТЛФ) С-диапазон

10,95 – 17,7 ГГц НТВ иK -диапазон

11,7 – 12,5 ГГц НТВ (для Европы) иK -диапазон

21,4 – 22 ГГц ТВЧ (HDTV) аK -диапазон

Рис. 6.1. Распределение полосы частот

в сети кабельного телевидения

6.3. Базовые методы одночастотной  модуляции в системах ЦТВ 

В технике цифрового телевизионного вещания важное место

принадлежит выбору метода модуляции несущей цифровым информационным сигналом. Процесс модуляции обеспечивает согласование скорости С цифрового потока данных с характе-ристиками канала связи. Это тем более важно, что внедрение цифрового телевидения происходит в условиях, когда сущест-вует развитая сеть аналогового телевещания, предлагающая потребителям радиоканалы с полосами пропускания П, равны-ми 6, 7 или 8 МГц (для наземного телевидения), 27 или 36 МГц

239

(для спутникового телевидения) и 8 или 9 МГц (для кабельного телевидения). Задача, таким образом, состоит в том, чтобы пу-тем выбора оптимального метода модуляции адаптировать дос-тупный радиоканал с известной полосой пропускания П для передачи одной или нескольких ТВ программ в цифровом фор-мате.

Цифровые форматы композитного и компонентного видео-сигналов, рассмотренные в разд. 2, соответствуют скоростям передачи данных, которые не могут быть обеспечены сущест-вующими стандартными радиоканалами связи. Проблема в на-стоящее время разрешается путем развития двух встречных на-правлений теории и техники связи:

– совершенствование методов и средств сжатия цифровых видео- и аудиосигналов;

– разработка эффективных методов модуляции, обеспечи-вающих увеличение скорости передачи цифровых данных.

Существуют две группы методов модуляции — одночастот-ные и многочастотные. Наиболее распространены одночастные методы, среди которых базовыми (простейшими) являются ам-плитудная модуляция (АМ), частотная — ЧМ, и фазовая — ФМ. Отметим, что применительно к цифровым сигналам вме-сто термина «модуляция» иногда используется термин «мани-пуляция», например фазовая манипуляция ( НФМ ).

Эффективность модуляции оценивают с помощью величины удС , которая называется удельной скоростью передачи цифро-

вых данных или спектральной эффективностью и рассчитыва-ется по формуле

удС бит ,П с Гц⎛ ⎞= ⎜ ⎟⋅⎝ ⎠

С (6.1)

где С — максимальная скорость передачи данных по каналу связи; П — ширина полосы частот канала.

Проведем расчет удС для случая АМ. Пусть на вход кана- ла связи поступает двухуровневый (одноразрядный, 1=n )

240 

цифровой сигнал с частотой дискретизации дf . Скорость пере-дачи данных, вычисляемая по формуле (2.18), составит

дС .f= (6.2)

Верхнюю граничную частоту спектра Вf для такого сигнала определим по формуле, известной из аналогового телевидения:

В1 ,2

f =τ

(6.3)

где τ — длительность элемента, равная периоду дискретизации:

д

1 .f

τ = (6.4)

При двухполосной амплитудной модуляции несущей сигна-лом с шириной спектра 0– Вf требуемая полоса пропускания радиоканала составит

BП 2 .f= (6.5)

Сопоставив выражения (6.1)–(6.5), получим в результате

удбит1 .с Гц

=⋅

С (6.6)

Увеличить вдвое спектральную эффективность АМ можно путем подавления одной из боковых полос амплитудно-модулированного радиосигнала (способ АМ с подавлением бо-ковой частоты).

Разновидностью амплитудной модуляции является баланс-ная модуляция (БМ), для которой справедливы соотношения (6.5) и (6.6). При этом БМ обеспечивает лучшие энергетические характеристики радиоканала, так как передатчик не излучает мощность на несущей частоте, которая не содержит полезной информации.

Для наглядного графического отображения процесса моду-ляции цифровыми сигналами используют так называемые сиг-

241

нальные созвездия (или звездные диаграммы), каждая точка в которых соответствует одному из возможных расположений конца вектора модулированной несущей на векторной диа-грамме. Число точек сигнального созвездия М вычисляется по формуле

2 ,nМ =

где n — разрядность манипуляционного кода модулятора. Для простейших (базовых) видов модуляции 1n = , 2M = .

На рис. 6.2 приведены звездные диаграммы для двух случаев АМ. При амплитудно-импульсной модуляции (АИМ) с пассив-ной паузой при передаче нулевого значения цифрового сигнала несущая обращается в нуль. В случае БМ биполярными им-пульсами при передаче нуля несущая, не изменяя амплитуду, получает инверсию фазы: ( )0 0 0sin sin sin .t t tω →− ω → ω + π При этом вдвое увеличивается расстояние между точками сигналь-ного созвездия (рис. 6.2,б), что означает двукратное увеличение помехоустойчивости в канале связи. Из сказанного очевидно, что БМ двухуровневым цифровым сигналом одновременно яв-ляется и амплитудной и фазовой. В литературе для этого вида модуляции используются два эквивалентных обозначения: 2-АМ или 2-ФМ.

Рис. 6.2. Звездные диаграммы для АМ:

а — классическая АИМ; б — БМ ( МU — форма модулирующих сигналов)

а

б

UМ

UМ

0

0

1

1

1 1

1 1

0

0

t

t2-АМ; 2-ФМ

242 

Спектральную эффективность при ЧМ определим, используя известные данные спутникового канала аналогового телевиде-ния: 27Π = МГц; девиация частоты 6fΔ = МГц. Из формулы Карсона

( )B2 f fΠ = Δ +

имеем B 7,5f = МГц. Далее определяем частоту дискретизации для цифрового сигнала с B 7,5f = МГц:

д B2 15f f= = МГц.

Затем, используя выражения (6.1) и (6.2), получим

дуд

15 бит0,56 .П 27 с Гц

= = =⋅

fС

Данные анализа двухуровневых методов модуляции пред-ставлены в табл. 6.3.

Таблица 6.3 Спектральная эффективность простейших методов модуляции

Метод модуляции уд

бит,с Гц⋅

С Применение в ЦТВ

Общепринятое обозначение

ЧМ 0,56 – – Классическая АИМ;

АМ 1 – –

АМ с подавлением боковой полосы

~ 2 – –

БМ 1 + 2-АМ; 2-ФМ БМ с частичным подавлением боко-

вой полосы

~ 2 + 2-VSB

Сведения, приведенные в таблице, позволяют сделать ряд

выводов:

243

– ЧМ не применяется в системах ЦТВ из-за низкой спек-тральной эффективности;

– простейшие виды АМ (без подавления несущей) также не применяются в ЦТВ из-за низкой энергетической эффективно-сти;

– современные многопозиционные методы модуляции для систем ЦТВ разработаны на основе БМ, которая имеет мак- симальную спектральную и энергетическую эффективность по сравнению с другими простейшими видами модуляции.

6.4. Многопозиционная модуляция несущей  В США на основе БМ с частичным подавлением боковой

полосы разработана система VSB (Vestigial Side Band), в кото-рой осуществляется М-уровневая балансная модуляция несу-щей, после чего фильтром подавляется бóльшая часть нижней боковой полосы радиосигнала, а на месте подавленной несущей передается маломощный пилот-сигнал, необходимый для демо-дуляции в приемнике. Половина из М манипуляционных сим-волов используется для передачи полезной информации, ос-тальные — для помехоустойчивого кодирования [6.2].

Спектральная эффективность однополосной АМ вида M-VSB вычисляется по формуле

уд 22 log 2 .= ⋅ =С M n

Звездная диаграмма для модуляции M-VSB является одно-мерной (рис. 6.3).

Рис. 6.3. Звездные карты для модуляции M-VSB

244 

Из рисунка видно, что с ростом М расстояние между точка-ми звездной диаграммы уменьшается. Это означает снижение помехоустойчивости при приеме сигналов в условиях шумов. При 8М ≥ формат модуляции VSB целесообразно использо-вать в каналах с большим отношением сигнал/шум (наземное и кабельное телевидение). Данные, характеризующие спектраль-ную эффективность VSB-модуляции, приведены в табл. 6.4.

Таблица 6.4 Спектральная эффективность модуляции M-VSB

Вид модуляции уд

бит,с Гц⋅

С Область применения

2-VSB 2 –

4-VSB 4 –

8-VSB 6 Наземное ЦТВ

16-VSB 8 Кабельное ЦТВ

Следующая группа методов многопозиционной модуляции

несущей связана с применением квадратурной модуляции, из-вестной из цветного телевидения. На рис. 6.4 приведена квадра-турная схема получения многопозиционной модуляции.

Рис. 6.4. Квадратурная схема многопозиционной модуляции

245

На выходе формируется сигнал, соответствующий М-по- зиционной квадратурной амплитудной модуляции (обозначает-ся как М-КАМ или М-QАМ).

Схема квадратурной модуляции остается неизменной при различных значениях числа позиций М манипуляционного ко-да. При переходе к новому значению М изменяется лишь струк-тура и алгоритмы функционирования формирователя модуля-ционных символов (ФМС). Назначение ФМС — разделить входной поток цифровых данных D на два цифровых потока, которые затем преобразуются в многоуровневые биполярные сигналы I и Q. Оптимальное соотношение скоростей передачи данных сигналами D, I, Q определяется формулой

С С С ;

С С С 2.

D I Q

I Q D

= + ⎫⎪⎬

= = ⎪⎭ (6.7)

Возможен вариант раздельного формирования сигналов I и Q; тогда необходимость звена ФМС отпадает. Сигналы I и Q обычно имеют одинаковый формат и должны быть синхрони-зированы по тактам.

Примечание. Сигналы I и Q не имеют ничего общего с одно-именными сигналами цветности системы цветного телевидения NTSC, кроме названия и использования для квадратурной модуля-ции.

В простейшем случае для получения модуляции вида 4-КАМ в роли ФМС выступает демультиплексор, преобразующий по-следовательный цифровой поток D в параллельный 2-битовый формат, старший разряд которого преобразуется в сигнал I, а младший разряд — в сигнал Q. С помощью квадратурной мо-дуляции сигналы I и Q совмещаются в общей полосе частот, вдвое меньшей, чем требуется для передачи сигнала D. На рис. 6.5 приведены осциллограммы сигналов и звездная диа-грамма для модуляции 4-КАМ. Из звездной диаграммы видно, что вектор модулированной поднесущей во всех 4 позициях не изменяет амплитуду, а изменяется только ее фаза. Поэтому для модуляции 4-КАМ существует ряд адекватных названий: 4-ФМ,

246 

4-КФМ, КФМ, QPSK. Иногда используется разновидность 4-КАМ, называемая относительной (дифференциальной) квад-ратурной фазовой модуляцией, которая обозначается ОКФМ или DQPSK.

Рис. 6.5. Модуляция 4-КАМ: а — осциллограммы сигналов;

б — сигнальное созвездие (отображение Грея); , , , — номера квадрантов

Прежде чем переходить к модуляции М-КАМ при M > 4,

сделаем несколько замечаний по поводу сигнального созвездия, представленного на рис. 6.5,б, которое в литературе называется отображением Грея [6.3, 6.4]. Сигнальная диаграмма в формате 4-КАМ устанавливает однозначное соответствие между значе-ниями двухбитовых кортежей (дибитов) входного потока D и точками сигнального созвездия. Из рис. 6.5,б видно, что для любой точки сигнального созвездия значение дибита, декоди-рованного кодом Грея, совпадает с номером квадранта, в кото-ром расположена отображаемая точка. Важно подчеркнуть, что отображение Грея никак не зависит от типа кода, использован-ного для формирования входного потока D.

Сигнальные созвездия для M > 4 формируются путем много-кратного применения отображения Грея (см. рис. 6.5,б). Пояс-ним это на примере модуляции 16-КАМ (рис. 6.6). Длитель-

247

ность кортежа составляет 4 бита. Нечетные биты кортежа ис-пользуются для формирования сигнала I, четные — сигнала Q. Два старших бита в пределах квадранта одинаковы и равны со-ответствующим дибитам из созвездия рис. 6.5,б. Младшие биты в квадранте с номером соответствуют сигнальному созвез-дию 4-КАМ (см. рис. 6.5,б).

Рис. 6.6. Сигнальное созвездие

16-КАМ Младшие биты в квадрантах и переносятся из квад-

ранта зеркально относительно осей I и Q соответственно, а в квадрант из квадранта — зеркально относительно оси Q или из квадранта — зеркально относительно оси I. Созвез-дие на рис. 6.6 также является отображением Грея, потому что два любых кода, соседних по горизонтали или вертикали, отли-чаются друг от друга в одном бите [6.5].

Аналогичным образом строится сигнальное созвездие 64-КАМ. Рассмотренные виды модуляции QPSK, 16-КАМ и 64-КАМ используются в стандарте наземного цифрового ве- щания DVB-T для обеспечения многочастотной модуляции COFDM. Модуляция QPSK используется, кроме того, в спутни-ковом вещании DVB-S.

248 

В наземном телевидении DVB-T предусмотрено использова-ние иерархических режимов кодирования и модуляции, когда поток высокого приоритета передается двумя старшими битами кортежа, а остальные биты предназначены для передачи циф-

рового потока низкого приори-тета. Для уменьшения ошибок при декодировании потока низкого приоритета могут ис-пользоваться неоднородные сигнальные диаграммы (для форматов 16-КАМ и 64-КАМ). Один из вариантов неоднород-ного созвездия приведен на рис. 6.7. Величина α , харак- теризующая степень неравно-мерности созвездия, показыва-ет, во сколько раз максимальное расстояние между соседними

точками созвездия превышает минимальное расстояние по тому же направлению.

В кабельном телевидении (стандарт DVB-C) используется модуляция M-КАМ при M = 16, 32, 64, 128, 256. Во всех случа-ях за выбор квадранта отвечают два старших бита кортежа в соответствии с отображением Грея (см. рис. 6.5,б).

Поскольку в стандарте DVB-C внутреннее (сверточное) кодирование не предусмотрено, цифровой сигнал на вход фор-мирователя модуляционных символов поступает в виде парал-лельного 8-разрядного кода. На рис. 6.8 представлена структур-ная схема ФМС, которая имеет ряд особенностей [6.6]:

– входной узел преобразует байты в n-битовые кортежи, причем 2log ;n M=

– два старших бита кортежа подвергаются относительному (дифференциальному) кодированию;

– маппер формирует два m-уровневых биполярных сигнала I и Q, причем ,m M= а исходными для сигнала I являются не-четные биты кортежа, для сигнала Q — четные.

Рис. 6.7. Неравномерное созвездие для модуляции

16-КАМ при α = 2

249

Алгоритм работы маппера должен обеспечить отображение символов в соответствии с сигнальными диаграммами, огово-ренными стандартом DVB-C.

Рис. 6.8. Структурная схема ФМС для модуляции 16-КАМ

На рис. 6.9 для примера приведено одно из таких созвездий,

которое, как видно из рисунка, не является отображением Грея.

Рис. 6.9. Сигнальное созвездие 32-КАМ

(старшие биты квадранта выделены рамкой)

В табл. 6.5 приведены данные по спектральной эффективно-

сти и областям применения модуляции М-КАМ.

250 

Таблица 6.5 Параметры модуляции М-КАМ

Вид модуляции уд 2битlog ,с Гц

=⋅

С M Область применения

4-КАМ 2 Спутниковое, наземное ТВ 16-КАМ 4 Наземное, кабельное ТВ 32-КАМ 5 Кабельное ТВ 64-КАМ 6 Наземное, кабельное ТВ 128-КАМ 7 Кабельное ТВ 256-КАМ 8 Кабельное ТВ

6.5. Модуляция COFDM  Европейский стандарт первого поколения для наземного

цифрового телевизионного вещания DVB-T, разработанный в 1996 году, предусматривает использование нового метода мо-дуляции — COFDM: многоканальная комбинированная ампли-тудно-фазовая модуляция на многих ортогональных несущих с применением помехоустойчивого кодирования. Разработаны две модификации модуляции COFDM с различным числом ор-тогональных несущих: 8k — число несущих 6817; 2k —число несущих 1705. Основные параметры COFDM-модуляции при-ведены в табл. 6.6, из которой следует, что обе модификации равноценны по битовой скорости и спектральной эффективно-сти. Вариант 2k допускает использование более простого про-цессора, что удешевляет абонентский ТВ-приемник. Вариант 8k более сложен, но обеспечивает лучшую защиту от мультипли-кативных помех со стороны других ТВ-передатчиков.

Схема включения модулятора и демодулятора COFDM соот-ветственно на передающей и приемной стороне ТВ-канала приведена на рис. 6.10, где обозначено: БПФ — быстрое преоб-разование Фурье; ОБПФ — обратное БПФ; прf — промежуточ-ная частота; См — смеситель; Ф — фильтр; Г — генератор.

251

Принцип работы COFDM-модулятора поясним на примере, ко-гда в качестве первичной модуляции каждой из ортогональных несущих используется модуляция вида 4-КАМ (QPSK).

Таблица 6.6 Параметры модуляции COFDM

Параметр Модификация

COFDM Первичная модуляция несущих 8k 2k

Общее число несущих 0N 6817 1705 М-КАМ

Число «полезных» несущих N 6048 1512 М-КАМ Длительность символа 0τ (мкс) 1120 280 М -КАМ «Полезная» часть символа τ (мкс)

896 224 М -КАМ

Защитный интервал (мкс) 224 56 М -КАМ Разнос несущих fΔ (Гц) 1116 4464 М -КАМ Полоса частот П (МГц) 7,16 7,61 М -КАМ Частота символов смвF (Гц) 892,857 3571,428 М -КАМ Информационная емкость сим-вола при модуляции М-КАМ смв 2logI N M= ⋅ (бит)

12096 3024 4-КАМ 24192 6048 16-КАМ 36298 9072 64-КАМ

Скорость передачи данных по каналу с полосой частот 7,61Π = МГц

смв смвМбитСс

⎛ ⎞= ⋅ ⎜ ⎟⎝ ⎠

I F

10,8 10,8 4-КАМ

21,6 21,6 16-КАМ

32,4 32,4 64-КАМ

Спектральная эффективность COFDM

удС бит

с Гц⎛ ⎞= ⎜ ⎟Π ⋅⎝ ⎠

С

1,42 1,42 4-КАМ

2,84 2,84 16-КАМ

4,26 4,26 64-КАМ

Модулированный сигнал COFDM описывается выражением

0 1

0 000

1( ) cos 2 sin 2 ,−

=

⎧ ⎫⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛ ⎞= π + + π +⎨ ⎬⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥ ⎢ ⎥τ τ⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦ ⎣ ⎦⎩ ⎭∑

N

i ii

i iS t a f t b f tN

(6.8)

252 

где , { 1; 1}i ia b ∈ − + — значения сигналов синфазного и квадра-турного каналов, модулирующих i-ю несущую.

Рис. 6.10. Модуляция и демодуляция COFDM:

а — передатчик; б — приемник Расстояние между соседними несущими выбрано по форму-

ле 1 ,fΔ = τ что обеспечивает ортогональность несущих: на центральной частоте спектра любой из модулированных подне-сущих спектральные составляющие всех остальных модулиро-ванных поднесущих обращаются в нуль. Так как при модуля-ции 4-КАМ амплитуда несущих не изменяется, групповой спектр сигнала COFDM имеет близкую к прямоугольной форму (рис. 6.11).

Формирование сигнала COFDM по схеме рис. 6.10 позволяет обойтись без генерации и модуляции множества несущих. Вна-чале с помощью кодера COFDM на основе сигнала D формиру-ется N пар значений коэффициентов ia и ib для модуляции

«полезных» несущих. Для остальных 0N N− несущих коэффи-циенты ia и ib вырабатываются на основе служебной инфор-мации, позволяющей декодировать сигнал COFDM в приемни-

253

ке. Процесс повторяется на каждом последующем интервале, равном длительности символа 0τ .

Рис. 6.11. Групповой спектр сигнала COFDM

Затем с помощью процессора ОБПФ (так как выражение

(6.8) соответствует преобразованию Фурье) вычисляется на «полезной» части каждого символа τ цифровой эквивалент сигнала ( )S t , который путем квадратурной модуляции перено-сится на промежуточную частоту прf , затем с помощью ЦАП преобразуется в аналоговую форму и поступает в высокочас-тотную часть передатчика. С помощью смесителя См и опорно-го генератора Г сигнал COFDM переносится с промежуточной частоты прf в диапазон радиоканала, усиливается, отфильтро-вывается фильтром Ф и поступает в антенну.

В приемнике сигнал COFDM на промежуточной частоте с выхода тюнера поступает на АЦП и далее на процессор БПФ. Вычисленные значения коэффициентов ia и ib (от «полезных» несущих) подаются в декодер COFDM, который восстанавлива-ет исходную форму информационной цифровой последова-тельности D.

Амп

литуда

Частота

254 

7.  Международная стандартизация систем цифрового телевизионного вещания  

7.1. Организация работ по международной стандартизации телевизионного вещания 

При написании данного раздела в основном использованы

работы [7.1, 7.2], а также [7.3–7.5]. Первая всемирная организация по стандартизации – Между-

народная электротехническая комиссия (МЭК), или International Electrotechniсal Communication (IEC), была основана в 1906 г. Она разрабатывает и издает международные стандарты для всех электрических, электронных и связанных с ними технологий, включая электросвязь, а также занимается вопросами термино-логии и символики и играет важную роль в подготовке между-народных стандартов в области информационных технологий [7.1].

Без международной стандартизации телевизионного веща-ния трудно себе представить создание глобальной информаци-онной инфраструктуры. Только благодаря единым стандартам, принятым в мировом масштабе, можно оперативно, в режиме реального времени осуществлять обмен информацией и успеш-но использовать аппаратуру, разрабатываемую и выпускаемую в разных странах.

Ведущей международной организацией, деятельность кото-рой в основном направлена на исследование и развитие средств наземного и спутникового вещания и других информационных служб, координацию по созданию национальных и региональ-ных вещательных стандартов, разработку единых мировых стандартов, является Международный союз электросвязи (МСЭ), или International Telecommunication Union (ITU), со- зданный в 1865 г.

255

Кроме этих организаций, стандартизацией систем и средств цифрового телевизионного вещания в общемировом масштабе занимается Международная организация по стандартизации ИСО — International Organization for Standardization (ISO), уч-режденная в 1947 г. и объединяющая около 130 стран.

Результатами работы ИСО являются международные согла-шения, которые издаются как международные стандарты по всем областям деятельности, за исключением электротехники.

На региональных уровнях международной стандартизацией систем и средств цифрового ТВ-вещания занимаются следую-щие организации.

Европейский союз радиовещания (ECP), или European Broadcasting Union (EBU). Он основан 12.02.1950 г. частью государств, вышедших из международной организации радио-вещания и телевидения. По состоянию на 2007 г. в него входит 74 компании из 55 стран Европы, Северной Африки и Ближнего Востока. ЕСР является владельцем всей интеллектуальной соб-ственности, производящейся в рамках конкурса Евровидения.

Европейский комитет по стандартизации (European Committee for Standardization (CEN)). Существует с 1961 г. (до 1970 г. — Европейский комитет по координации стандар-тов). Его членами являются национальные организации по стандартизации 18 европейских государств.

Европейский комитет по стандартизации в электротех- нике (European Committee for Electrotechnical Standardization (CENELEC)). Основан в 1973 г. Он подчиняется бельгийскому законодательству.

Европейский институт стандартизации по электросвязи (European Telecommunications Standards Institute (ETSI)). Осно-ван в начале 1988 г. Главной задачей института является свое-временная разработка качественных телекоммуникационных стандартов, отвечающих быстро изменяющимся потребностям пользователей.

Институт национальных стандартов США (American Na-tional Standards Institute (ANSI)). Он сформирован 19.10.1918 г. с целью расширения добровольной деятельности по стандарти-зации во всех сферах.

256 

Комитет систем перспективного телевидения США (Advanced Television Systems Committee (ATSC)). Образован в 1982 году с целью разработки новых стандартов телевидения.

Консультативный комитет Федеральной комиссии по связи по усовершенствованной службе телевидения США (FCC's Ad-visory Committee on Advanced Television Service (ACATS)).

Ассоциация радиопромышленности и бизнеса Японии (As-sociation of Radio Industries and Businesses (ARIB)). Она была учреждена Министерством почты и связи Японии 15.05.1995 г.

Особое место в международной стандартизации телевизион-ного вещания занимала 11-я исследовательская комиссия (ИК), которая была основана 30.08.1948 г. на 5-й пленарной ассамб-лее Международного консультативного комитета по радиосвязи (МККР), состоявшейся в Стокгольме. С 1970 г. вице-предсе- дателем, а с 1974 по 2000 гг. председателем этой комиссии был наш соотечественник, ведущий специалист в области телевиде-ния, профессор М.И. Кривошеев. В 2007 г. 11-я ИК вошла в состав новой, 6-й ИК (служба вещания), в которой М.И. Кри-вошеев продолжает свою деятельность как ее Почетный пред-седатель и член управляющего комитета.

С начала 1970-х годов одним из основных направлений ра-боты 11-й ИК стала стандартизация цифрового ТВ-вещания.

К 2000 г. была завершена разработка рекомендаций по циф-ровым системам наземного и спутникового ТВ-вещания с ис-пользованием существующих радиоканалов.

Среди важнейших направлений деятельности комиссии — стандартизация систем телевидения высокой четкости (ТВЧ). Основой исследований стала глобальная модель ТВЧ, унифи-цирующая вещательные и невещательные применения этой службы с учетом различных средств доставки сигналов про-грамм вещания — наземных и спутниковых передающих сетей, кабельного телевидения (КТВ), многонаправленных распреде-лительных и других систем.

ИК 11 является первым органом МСЭ, занявшимся меж- дународной стандартизацией интерактивного ТВ-вещания. В 1993 г. был предложен новый глобальный подход к интерак-

257

тивным ТВ-системам, имеющий целью мобилизировать все возможные средства связи (в основном радиоэлектронные) для организации обратных каналов.

Первые документы по цифровому телевидению, разработан-ные в 11-й ИК МККР, относятся к 1972 году. На общем собра-нии этой комиссии (Женева, 21.08.1972 г.) впервые были при-няты важные решения на основе предложений делегаций различных стран. ИК 11 впервые принимает предложенную ре-дакционной группой исследовательскую программу по сжатию цифровых ТВ-сигналов. При этом предполагалось, что только благодаря эффективности цифрового кодирования в итоге уда-стся решить задачу коренного сокращения спектра, требуемого для передачи ТВЧ в стандартных радиоканалах цветного теле-видения, чего не удавалось добиться без потери качества изо-бражения при аналоговых методах.

Таким образом, при одновременном старте в 1972 году изу-чения новых технологий ТВ-вещания (цифрового телевидения и ТВЧ) была заложена развитая в дальнейшем концепция со-хранения существующих частотных каналов и принята про-грамма решения этой задачи с помощью цифровых методов. Председателем 11-й ИК [7.1] была выдвинута идея внедрения цифрового наземного и спутникового ТВ-вещания и цифрового кабельного телевидения путем использования уже существую-щих каналов (при сжатии сигнала в десятки раз) с применением эффективных методов модуляции. МСЭ установил три номи-нальных полосы частот радиоканалов для передачи сигналов ТВ-вещания:

6,0 МГц — системы M, N (NTSC, PAL); 7,0 МГц — системы В (SECAM, PAL); 8,0 МГц — системы В1, G, H, I, D1, K, K1, L (SECAM, PAL). В диапазоне метровых волн радиоканалы с полосой частот

6,0 МГц использует 25 стран (18 % общего числа стран или географических зон), каналы с полосой 7,0 МГц — 68 стран (51 %), а каналы с полосой 8,0 МГц — 45 стран (31 %).

В диапазоне дециметровых волн радиоканалы с полосой частот 6,0 МГц использует 14 стран (13 %), радиоканалы с

258 

полосой 7,0 МГц — 6 стран (5 %), а каналы с полосой частот 8,0 МГц — 95 стран (82 %).

В связи с этим были предложены новые концепции, гаран-тирующие возможность передачи цифровых сигналов ТВЧ (концепция ТВЧ 6-7-8) и стандартного телевидения по стан-дартным радиоканалам наземного ТВ-вещания с полосой час-тот 6, 7 и 8 МГц (концепция 6-7-8).

Ассамблея радиосвязи, состоявшаяся в Стамбуле в мае 2000 года, поддержала совместные предложения 10-й ИК (зву-ковое вещание), 11-й ИК (ТВ-вещание) и Международного вещательного союза об объединении обеих этих комиссий и создала новую, 6-ю ИК (служба вещания).

Вначале в состав 6-й ИК входили следующие Рабочие груп-пы (РГ) [7.1]:

1) РГ 6А. Формирование и форматирование сигналов про-грамм;

2) РГ 6Е. Наземное вещание; 3) РГ 6М. Интерактивное вещание и вещание мультимедиа; 4) РГ 6Р. Производство/постпроизводство содержания про-

грамм; 5) РГ 6Q. Оценка характеристик и контроль качества; 6) РГ 6R. Запись для производства, архивирования и воспро-

изведения программ; кино в применении к телевидению; 7) РГ 6S. Спутниковое вещание. Эти группы существуют и в настоящее время, за исключени-

ем РГ 6Р и РГ 6R, объединенных в октябре 2005 года по реше-нию Управляющего комитета комиссии в новую РГ 6J.

7.2. Стандартизация цифровых методов кодирования сигналов  телевизионного вещания 

В цифровом телевидении операции по обработке, формиро-

ванию, консервации и передаче ТВ-сигналов производятся в цифровой форме. Переход от аналоговой формы ТВ-сигнала

259

к цифровой приводит к значительному увеличению требуемой полосы частот.

Первая исследовательская программа по сжатию цифрового потока при кодировании ТВ-сигнала без ухудшения визуально-го качества воспроизводимого изображения была разработана на собрании 11-й ИК в июле 1972 года.

Многие исследования комиссии МККР и МККТТ после это-го были направлены на разработку единого мирового стандарта по цифровому ТВ, обеспечивающего максимальную совмести-мость аппаратуры записи с оборудованием для ТВ-вещания и упрощение международного обмена ТВ-программами. Иссле-довательская программа, сформулированная на собрании 11-й ИК в октябре 1981 года, включала также изучение методов сжа-тия ТВ-сигналов для применения в студиях, наземных и спут-никовых каналах. Большое внимание уделялось стандартизации интерфейсов между студиями и сетями.

В этой области работало много крупных специалистов и среди них наши соотечественники, ученые из СССР: И. Цук-керман, Н. Харатишвили, В. Хлебородов, Е. Сорока и др. Из иностранцев особо следует упомянуть H.V. Jones (Великобри-тания), одного из ведущих европейских специалистов в области ТВ, принимавшего активное участие в обсуждении вопросов выбора частоты дискретизации видеосигнала.

При выборе частоты дискретизации выяснилось, что из всех возможных значений частоты дискретизации сигнала яркости Y лишь частота 13,5 МГц была целым кратным числа отсчетов в строке для структур разложения изображения как 525/60, так и 625/50.

В итоге первый проект Рекомендации со спецификацией цифрового студийного стандарта на основе вкладов США, EBU, OIRT, Канады и Японии был принят на собрании 11-й ИК в 1981 г. Она основывалась на компонентном кодировании ТВ-сигнала и устанавливала параметры кодирования по стандарту 4:2:2 при восьмиразрядном кодировании видеосигнала. Стан-дарт предусматривал дискретизацию сигнала яркости с часто-той 13,5 МГц и дискретизацию каждого сигнала цветности с частотой 6,75 МГц.

260 

Рекомендация была принята в качестве единого мирового цифрового студийного стандарта на ХV пленарной ассамблее МККР, состоявшейся в Женеве в феврале 1982 года.

На собрании 11-й ИК в 1983 г. была создана новая Времен-ная рабочая группа ВРГ 11/7 по изучению цифровых ТВ-стан- дартов.

В 1990–1994 годах была создана целевая группа ЦГ11/4, которая стала связующим звеном между вещательными иссле-довательскими комиссиями (10-й ИК и 11-й ИК) и проектом ISO/IEC MPEG, что позволило создать ряд новых целевых стандартов.

Одним из фундаментальных результатов сотрудничества 11-й ИК и группы MPEG явилась разработка стандартов MPEG-2 по кодированию и мультиплексированию сигналов изображе-ния, звука и данных для систем цифрового ТВ-вещания.

Стандарты MPEG-2 стали основой для разработки цифровых систем наземного и спутникового ТВ-вещания, а также систем КТВ. Эти стандарты реализуются во всех вариантах проекта DVB (DVB-T, DVB-S, DVB-C), в рамках которого в Европе осуществляется скоординированная разработка систем и мето-дов цифрового ТВ-вещания.

В 2005 году администрация Италии сообщила об испыта- ниях, проведенных в декабре 2003 года рабочей группой ISO/IEC JTC1/SC29/WG11. Было показано, что существовавшие в то время кодеки на основе стандарта цифрового сжатия MPEG-4/АVС обеспечивали поток видеоданных, составляющий около 60 % потока в кодеках стандарта MPEG-2. Оптимизация кодеков позволила снизить этот показатель примерно до 50 %, т.е. уменьшить цифровую скорость видеоданных вдвое по сравнению с кодеками по стандарту MPEG-2. Отмечалось, что международные организации DVB и ETSI, учитывая высокую эффективность цифрового сжатия по стандарту MPEG-4/АVС, одобрили применение стандарта для ТВ-вещания.

По предложению председателя 11-й ИК в 1994 году в МСЭ была начата международная стандартизация телевизионных стереосистем.

261

В настоящее время стандартизацией систем стереоскопиче-ского телевидения занимается РГ 6Q в соответствии с Вопро-сом 88/6 «Субъективная оценка стереоскопических телевизион-ных изображений». Разрабатываются процедуры субъективной оценки стереоскопических ТВ-изображений, включая условия наблюдения, шкалу оценок качества и обработку результатов экспертиз. Исследуются дисплеи, рекомендуемые для субъек-тивной оценки стереоизображений, и относительное влияние физических параметров этих изображений на субъективное ка-чество программ и утомляемость телезрителей.

7.3.  Стандартизация систем телевидения высокой четкости и их применение 

Деятельность МККР по стандартизации систем ТВЧ была

начата с вклада Японии «Предложение по новой программе изучения — Телевидение высокой четкости», который рассмат-ривался на собрании 11-й ИК в июле 1972 года.

Работы по ТВЧ в МККР были поручены 11-й исследователь-ской комиссии (телевизионное вещание). Она должна была определить параметры единого стандарта ТВЧ для студийного производства и международного обмена программами и изу-чить методы излучения сигналов ТВЧ для наземного и спутни-кового вещания. После реорганизации МСЭ в 1993 году этой работой продолжала заниматься 11-я ИК сектора радиосвязи МСЭ-Р.

Разработку студийного стандарта ТВЧ в 1972 году вначале поручили временной рабочей группе ВРГ 11/6 . После реорга-низации 11-й ИК в 1990 году эта проблема была передана целе-вой группе ЦГ 11/1.

Хотя МККР занимался телевидением высокой четкости с 1972 года, исследования в данной области существенно активи-зировались при подготовке к ХVI пленарной ассамблее в Дуб-ровнике (май 1986 г.) в связи с прогрессом в изучении и разра-ботках систем ТВЧ.

262 

Была разработана модель системы, базирующаяся на гло-бальном подходе к ТВЧ, одобренном на ХVI пленарной ас-самблее МККР.

Глобальная модель ТВЧ характеризовалась рядом особенно-стей:

– телевизионные центры должны создавать не только ТВ-программы, но и организовывать производство кинофильмов с доступным качеством;

– такие технологии, как спутниковое вещание, видеозапись, кабельное телевидение, широкополосные оптоволоконные ли-нии и др., могут использоваться для подачи сигналов ТВЧ на различные виды дисплеев разным потребителям. Поэтому поя-вилась реальная необходимость гармонизации этих отличаю-щихся систем подачи программ ТВЧ;

– вещательные интерфейсы являлись, по существу, новыми ключевыми элементами на пути к возможному созданию уни-фицированного стандарта для производства программ и между-народного обмена программами.

После ХVI ассамблеи, учитывая необходимость сопряжения дополнительных применений ТВЧ, в исследовательский период 1986–1990 годов была создана временная группа ВРГ 11/9 по гармонизации стандартов ТВЧ с учетом требований IЕС, ISО, МККТТ и СМТТ.

Первое собрание группы состоялось в Токио в октябре 1990 года, где было показано, что ТВЧ для целей вещания на-ходится в начальной стадии планирования и внедрения, в то время как невещательные применения развиваются весьма ин-тенсивно, и что могут быть успешно решены задачи стандарти-зации. Рассматривалось применение ТВЧ в музеях, медицине, образовании, производстве кинофильмов, графике, в издатель-ской и банковской деятельности и других областях науки, куль-туры, торговли.

Собрание 22-й ИК в Женеве в апреле 1997 года единогласно приняло новый вариант Рекомендации ВТ.709 с учетом воз-можности практического использования концепции ТВЧ 6-7-8, и был открыт путь к началу вещания ТВЧ и повсеместному ми-

263

ровому использованию единых параметров оборудования для производства и международного обмена программами.

Предложения по спутниковой передаче сигналов ТВЧ-ве- щания и цифрового кинематографа в связи с принятием МСЭ-Р в 1999 году нового варианта Рекомендации ВТ.709-5 были сформулированы в обращении к собранию совместной рабо- чей группы СРГ 10-11S, состоявшемуся в Женеве в октябре 1999 года.

В 6-й ИК разработка стандартов на системы телевидения высокой (ТВЧ) и сверхвысокой (ТСВЧ) четкости была поруче-на РГ 6Р, РГ 6А, РГ 6R, РГ 6S и РГ 6Q. Исследования в данной области продолжаются.

Рабочими группами 6-й ИК в начале 2000 годов предлага-лись различные форматы ТВЧ (от 525 до 1920 строк). Имеется и ряд предложений по уточнению определения ТВЧ. Так, в отчете МККР в 1990 г. предлагалось следующее определение ТВЧ: «Система телевидения высокой четкости — это система, кото-рая предназначена для обеспечения возможности наблюдения изображения с расстояния примерно трех высот экрана, причем она должна совсем или почти совсем не влиять на качество воспринимаемого образа, который возник бы при наблюдении исходной сцены или действия у требовательного зрителя с нор-мальной остротой зрения».

На первом собрании целевой группы ЦГ 11/4, состоявшемся в Вашингтоне в октябре 1992 года, было предложено начать международные исследования ТВ-систем, формирующих изо-бражения со сверхвысокой четкостью (Extremely High Resolu-tion Imagery (EHRI)), при разработке которых необходима ко-ординация усилий ученых и специалистов в различных сферах, относящихся к формированию, передаче и воспроизведению изображений. В соответствии с этим предложением ЦГ 11/4 разработала новый Вопрос изучения систем ТСВЧ, который был одобрен ассамблеей радиосвязи МСЭ в ноябре 1993 г.

За нижний уровень системы ТСВЧ было предложено считать систему ТВЧ с форматом 1920× 1080. Иерархия систем телеви-дения сверхвысокой четкости (Рекомендация МСЭ-Р ВТ.1201) и результаты их разработки представлены в табл. 7.1 и 7.2.

Таблица

7.1

Иерархия пространственной

разрешаю

щей

способности

систем сверхвысокой четкости

Иерархия

HR

I-0

HR

I-1

HR

I-2

HR

I-3

Пространственная разреш

ающая

способность

(число

отсчетов)

19

20×

1080

38

40×

2160

57

60×

3240

76

80×

4320

Таблица

7.2

Системы

сверхвы

сокой четкости

, разрабатываемые в Японии

Разра-

ботчик

Параметры

систем

Разработан

-ное оборудо-

вание

Иерар

-хия

Формат

кадра

Разреш

ающая

способность

по

горизонтали

(пиксели

)

Разреш

ающая

способность

по

вертикали

(пиксели

)

Частота

кадров

/полей

(Гц)

Развертка

CR

L,

JVC

H

RI-

1 16

:9

3 84

0 2

160

30/6

0 прогрес-

сивная

Камера

и дисплей

NTT

H

RI-

1 16

:9

3 84

0 2

160

24/4

8/(9

6)

прогрес-

сивная

Дисплей

NH

K

HR

I-3

16:9

7

680

4 32

0 60

прогрес-

сивная

Камера

и дисплей

265

Основные результаты исследований в области стандартиза-ции ТВЧ изложены в ряде рекомендаций МСЭ-Р, в том числе:

ВТ.709 «Значения параметров стандартов ТВЧ для произ-водства и международного обмена программами»;

ВТ.710 «Методы субъективной оценки качества изображе-ния в телевидении высокой четкости»;

ВТ.1120 «Цифровые интерфейсы для студийных сигналов ТВЧ»;

ВТ.1121 «Требования пользователя к передаче цифровых сигналов ТВЧ по сетям подачи и первичного распределения»;

ВТ.1199 «Применение цифрового сжатия в условиях студии ТВЧ»;

ВТ.1201 «Изображения со сверхвысокой четкостью»; ВТ.1543 «Формат 1280× 720, 16× 9 с прогрессивной разверт-

кой изображения для производства и международного обмена программами при частоте 60 Гц»;

ВТ.1689 «Руководство по представлению программ цифро-вых систем с большими экранами, сформированных в видео-форматах в соответствии с Рекомендацией ВТ.601 МСЭ-Р».

При разработке концепции внедрения цифрового вещания в нашей стране следует учитывать специфические особенности и стимулы, которые позволяют предложить ряд направлений, ускоряющих принятие в России мирового стандарта ТВЧ. К этим направлениям можно отнести:

– международный спрос (США, Япония, Канада, Австралия) на программы ТВЧ для вещания и киносетей. Выдающийся культурный и информационный потенциал России, который может быть мобилизован на эти цели, указывает на целесооб-разность создания у нас в короткие сроки сначала небольшого объема комплексов технических средств для создания и записи программ в формате ТВЧ, в том числе и на выгодный экспорт;

– создание передвижных станций ТВЧ для работы на ходу в международной сети спутникового сбора новостей (SNG) и других актуальных трансляций. Многие сюжеты из России в варианте ТВЧ будут востребованы;

266 

– возможность передачи сжатых сигналов ТВЧ по широко разветвленным цифровым наземным и спутниковым каналам. Быстрый прогресс дисплеев ТВЧ указывает на реальность по-становки вопроса о подготовке к развертыванию массовой сети интерактивных электронных киновидеотеатров. Зрители таких театров при демонстрации ряда программ, например спортив-ных, публицистических, шоу и т.п., будут иметь возможность по обратным интерактивным каналам общаться с источниками программ, подобно тому как это сейчас осуществляется в зву-ковом и телевещании, участвовать в опросах, в определении рейтингов и т.п.

7.4.  Стандартизация наземного цифрового телевизионного вещания 

Одной из важных и сложных задач международной стандар-

тизации цифрового наземного ТВ-вещания (ЦНТВ) стало изы-скание эффективных методов передачи ТВ-программ по назем-ной передающей сети с учетом ограничений при выделении радиочастотных каналов.

Решению этой задачи способствовал сформулированный глобальный подход к разработкам систем ТВ-вещания на базе цифровых технологий, существенным компонентом которого явилась предложенная стратегия внедрения цифровых ТВ-сис- тем с сохранением существующих наземных и спутниковых каналов.

В течение 1991 года рядом администраций были направле-ны запросы в 11-ю ИК о необходимости изучения цифрового наземного ТВЧ-вещания. После обсуждения запросов в 11-й ИК в конце 1991 года была создана новая ЦГ 11/3.

К 1992 году были подготовлены предложения о взаимодей-ствии ЦГ 11/3 с группой экспертов по подвижным изображе- ниям MPEG (Moving Picture Expert Group) для разработки стан-дарта кодирования MPEG-2 применительно к цифровому наземному ТВ-вещанию.

267

Целевая группа ЦГ 11/3 завершила свою деятельность, раз-работав пакет основополагающих рекомендаций по цифровому наземному вещанию в 1996 году на заключительном собрании в Сиднее (Австралия).

К 1997 году рабочей группой РГ 11А, продолжившей иссле-дование систем ЦНТВ после завершения деятельности ЦГ 11/3, были подготовлены:

1) проект Рекомендации МСЭ-Р ВТ.1300 «Методы мульти- плексирования, транспортировки и идентификации сигналов для цифрового наземного телевизионного вещания»;

2) проект Рекомендации МСЭ-Р ВТ.1368 «Критерии для планирования цифровых наземных телевизионных систем в по-лосах ОВЧ/УВЧ»;

3) проект Рекомендации МСЭ-Р ВТ.1306 «Методы исправ-ления ошибок, цикловой синхронизации данных, модуляции и излучения для цифрового наземного телевизионного вещания» со спецификациями ЦНТВ систем ATSC и DVB-T, разработан-ными соответственно в США и Европе.

В связи с проектом последней рекомендации необходимо отметить, что на собрании РГ 11А в Женеве в мае 1999 года была завершена разработка стандарта на созданную в Японии многоцелевую систему ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting Тerrestrial — наземное цифровое вещание с инте-грацией служб) для доставки сигналов ЦНТВ с использованием модуляции типа сегментированной OFDM.

Таким образом, в 11-й ИК оказались три несовместимых системы ЦНТВ, разработанные в Европе, США и Японии. В связи с этим было принято решение изыскать пути доработки данных систем и гармонизировать их параметры, чтобы избе-жать неоправданной многостандартности.

В итоге работы групп были созданы предпосылки для вклю-чения доработанных и сопряженных систем в одну Рекоменда-цию ВТ.1306 и преобразования региональных систем в между-народные цифровые системы наземного вещания A (ATSC), B (DVB-T) и C (ISDB-T) с возможностью использования на приеме единого интегрального декодера.

268 

Работа групп была завершена к собранию 11-й ИК в феврале 2000 года, на котором новый модифицированный текст Реко-мендации ВТ.1306, представленный председателем рабочей группы 11А (EBU), был принят единогласно.

В настоящее время разработаны, исследованы и предложены для международного внедрения гармонизированные и сопря-женные между собой системы цифрового наземного ТВ-веща- ния, включенные в Рекомендацию ВТ.1306 «Методы исправле-ния ошибок, цикловой синхронизации данных, модуляции и излучения для цифрового наземного телевизионного вещания»: ATSC (Advancеd Television System Cоmmittee — Комитет пер-спективных систем телевидения, США) с одночастотной схе-мой модуляции 8-VSB (восьмиуровневая АИМ с подавленной нижней боковой полосой) — А; DVB-T (Европа) с многочас-тотной схемой модуляции OFDM (ортогональное разделение мультиплекса) — В; ISDB-T (наземное цифровое вещание с ин-теграцией служб, Япония) с многочастотной схемой модуляции BST-OFDM (распределение ортогональных несущих в сегмен-тах спектра) — C.

Среди всех систем наземного цифрового ТВ-вещания наибо-лее динамично развивается система DVB-T (В). Этому способ-ствует широкая стандартизация всех субсистем и технологий, которые находят применение не только сегодня, но и будут ис-пользоваться в перспективе с учетом прогресса других теле-коммуникационных систем и изменения структуры и конъюнк-туры рынка. Систему DVB-T (В) уже приняли в качестве национального стандарта многие страны. Распоряжением Пра-вительства РФ признано целесообразным внедрение в Россий-ской Федерации европейской системы цифрового ТВ-вещания DVB. Система DVB-T (В) принята также 119 странами, участ-вующими в Региональной конференции радиосвязи 2004–2006 годов по планированию наземного цифрового вещания.

Система ATSC (система А в Рекомендации МСЭ-Р ВТ.1306) внедряется в США, Канаде, на Тайване.

Система цифрового наземного ТВ-вещания DVB-T (сис-тема В в Рекомендации МСЭ-Р ВТ.1306) обычно обеспечивает

269

адаптацию цифрового ТВ-сигнала, представленного в основ- ной полосе частот на выходе транспортного мультиплексора MPEG-2 с характеристиками стандартного наземного радиока-нала вещания, имеющего ширину полосы частот 7 или 8 МГц.

При разработке подсистемы кодирования для канала в сис-теме DVB-T были максимально учтены требования близости структуры и параметров к спутниковой (DVB-S) и кабельной (DVB-C) системам.

Дальнейшим развитием системы DVB-T является система DVB-Н (Digital Video Broadcast Handhelp), дебют которой со-стоялся на выставке IBC2004. Система использует IP-протокол передачи сигналов наземного цифрового ТВ-вещания по сетям DVB-T и предназначена для приема этих сигналов на ручные абонентские терминалы.

С учетом стремительного роста популярности сотовых теле-фонов и аппаратов PDA (Personal Digital Assistant — персо-нальный цифровой помощник) ведущие фирмы, участвующие в проекте DVB, сформировали рабочую группу по разработке нового проекта под названием DVB-Н. Первые технические предложения и проект стандарта на новую систему наземного цифрового вещания были подготовлены этой группой к январю 2004 года.

Система DVB-Н базируется на отработанных технических решениях для системы DVB-Т, объединяя 5 отдельных специ-фикаций:

DVB-H Transmission System (ETSI EN 302304) — опреде-ляет техническую спецификацию системы мультимедийных услуг для ручных терминалов, предоставляемых через сеть на-земного цифрового вещания DVB-Т;

DVB-H Implementation Guidelines — определяет процедуру взаимодействия технических компонентов системы друг с дру-гом;

DVB Service Information — определяет требования к сиг-налам индикации различных информационных сервисов (услуг) на основе модифицированного стандарта EN 300468 (DVB-SI) применительно к сигналам DVB-H для ручных терминалов;

270 

DVB DATA — определяет порядок передачи цифровых дан-ных в системе DVB-H на основе модифицированного стандарта EN 301192 (DVB DATA);

DVB Terrestrial Transmission — определяет режимы пере-дачи сигналов DVB-H на основе модифицированного стандарта EN 300744 (DVB-Т).

Техническое описание системы DVB-H содержит 3 уровня: DVB-SI level (сервисный уровень) — описывает порядок пе-

редачи приемнику DVB-H сообщения о том, что информацион-ные сервисы (услуги) передаются в составе MPEG транспорт-ного потока (Terrestrial Descriptor);

DVB-DATA level (уровень данных) — описывает процедуру инкапсуляции цифровых данных в пакеты DVB (Time Sliced Multi Protocol Encapsulation mechanism);

DVB-Н physical level (физический уровень) — описывает режим модуляции 4k, используемый в системе DVB-H для пе-редачи данных.

В настоящее время альянсом «Проект DVB» разработаны стандарты наземного, спутникового и кабельного телевидения второго поколения: DVB-T2, DVB-S2, DVB-C2. Краткие сведе-ния об этих системах приводятся в разд. 8.

Система цифрового наземного ТВ-вещания ISDB-T раз-работана в трех вариантах применительно к существующим стандартным каналам наземного аналогового ТВ-вещания с но-минальной полосой частот 6, 7 или 8 МГц. В Рекомендацию МСЭ-Р ВТ.1306 по методам модуляции сигналов в цифровом наземном ТВ-вещании она включена под условным обозначе-нием «Система С».

Система позволяет одновременно передавать по одному стандартному каналу наземного ТВ-вещания различные цифро-вые сигналы, например сигналы стандартного телевидения, сигналы ТВЧ, звук, графику, текст и т.п., с учетом требований пользователя к отдельным службам.

Сигнал системы ISDB-T состоит из 13 базовых сегментов OFDM, каждый из которых занимает полосу частот В/14 МГц, где В — номинальная полоса частот канала. Таким образом,

271

полная рабочая полоса частот системы равна 13хВ/14 МГц, т.е. она составляет:

428,57× 13 ≈ 5,57 МГц для канала вещания 6 МГц; 500,0× 13 ≈ 6,5 МГц для канала вещания 7 МГц; 571,428× 13 ≈ 7,43 МГц для канала вещания 8 МГц. Система ATSC в кабельном варианте по своей структуре не

отличается от варианта для наземного вещания. Отличие связа-но с увеличенным вдвое числом уровней модулирующего сиг-нала, что характеризуется соответственно индексом 16-VSB вместо 8-VSB. Система цифрового вещания по кабелю имеет больше принципиальных отличий от наземной (DVB-T) и спут-никовой (DVB-S) систем.

Структура системы DVB-C максимально гармонизирована со структурой спутниковой системы DVB-S, но в качестве типа модуляции в ней используется M-QAM с числом позиций от 16 до 256.

В настоящее время в Европе действуют две группы стандар-тов: DOCSIS (Data Over Cable Service Interface Specification — спецификация интерфейса службы передачи данных по кабелю) и DVB. Вначале в США консорциум MCNS разработал стан-дарт на передачу данных по сетям KTB DOCSIS 1.0, который в 1998 году был отражен в Рекомендации МСЭ-Т J.112Annex B. Эта Рекомендация жестко ориентирована на использование In-ternet, а также на параметры действующих в Северной Америке и Японии ТВ-каналов с полосой пропускания 6 МГц и диапазо-ном частот 5–42 МГц, отведенным для передачи в обратном направлении.

В 1999 году был опубликован модернизированный стандарт DOCSIS 1.1, обеспечивающий поддержку IP-телефонии и дру-гих услуг. Для использования в Европе оборудования, разрабо-танного по стандарту DOCSIS 1.1, была создана версия Euro-DOCSIS, которая является модификацией DOCSIS 1.1. В этой версии учтены отличия европейских сетей КТВ от американ-ских: ширина ТВ-канала принята равной 8 МГц, а диапазон частот, отведенный для передачи в обратном направлении (от абонента), — 5–65 МГц. Версия EuroDOCSIS включена в европейский стандарт ES 201.488.

272 

Затем в США был разработан стандарт DOCSIS 2.0. Основ-ным преимуществом этого стандарта по сравнению с версией DOCSIS 1/1 стала более высокая (до 30 Мбит/с) скорость пере-дачи данных в обратном канале (от абонента).

В настоящее время широкое распространение получают сис-темы коллективного приема, в которых принимаемые цифро-вые сигналы спутникового ТВ-вещания распределяются мно-гим абонентам по кабельной сети. Такие системы приема спутниковых сигналов с коллективными антеннами известны как системы SMATV (Satellite master Antenna Television — спутниковая коллективная ТВ-антенна).

В приложениях к Рекомендации МСЭ-Т J.84 указаны систе-мы SMATV, которые могут выбираться для распределения про-грамм.

Ниже перечислены некоторые Рекомендации МСЭ-Р, отно-сящиеся к цифровому наземному ТВ-вещанию.

Рекомендация ВТ.798 «Цифровое наземное телевизионное вещание в диапазонах ОВЧ/УВЧ», в которой указывается, что системы ЦНТВ должны быть совместимы с каналами с номи-нальной полосой частот 6, 7 или 8 МГц, предназначенными для передачи аналогового телевидения в диапазонах ОВЧ/УВЧ.

Рекомендация ВТ.1208 «Кодирование изображения для цифрового наземного телевизионного вещания».

Рекомендация ВТ.1209 «Методы мультиплексирования служб для цифрового наземного телевизионного вещания».

Рекомендация ВТ.1299 «Базовые элементы мирового еди-ного семейства систем цифрового наземного телевизионного вещания».

Рекомендация ВТ.1300 «Методы мультиплексирования, транспортировки и индексации для цифрового наземного теле-визионного вещания».

Рекомендация ВТ.1306 «Методы исправления ошибок, цикловой синхронизации данных, модуляции и излучения для цифрового наземного телевизионного вещания».

273

7.5.  Стандартизация спутниковых систем телевизионного вещания и журналистики 

На подготовительном собрании МККР к конференции

1971 года по инициативе 11-й ИК были разработаны предложе-ния по выделению для спутникового вещания на международ-ной основе полос частот в диапазоне 12 ГГц. На основании этих предложений соответствующие полосы выделены на Всемир-ной административной конференции 1971 года при активной поддержке делегации СССР.

Конференция подтвердила, что, поскольку ТВ-радиоканалы в метровом и дециметровом диапазонах частот повсеместно используются в наземной передающей сети, выделить частоты в этих диапазонах для систем непосредственного спутникового вещания, покрывающих большие территории, невозможно.

От первоначальной идеи ТВ-вещания со спутников с непо-средственным приемом на обычные телевизоры пришлось отка-заться. И только в дециметровом диапазоне в полосе частот 620–790 МГц по инициативе, техническому обоснованию и на-стоянию делегации СССР была разрешена работа телевизион-ным станциям службы спутникового ТВ-вещания лишь с ЧМ и при условии соответствующей договоренности с заинтересо-ванными странами, на территории которых могут создаваться помехи.

На основании этого разрешения были разработаны предло-жения по нормированию максимальной плотности потока мощ-ности сигналов спутникового вещания, и в СССР появилась возможность приступить к созданию системы спутникового непосредственного ТВ-вещания «Экран» для обслуживания районов Сибири, Крайнего Севера и части Дальнего Востока нашей страны, которая начала работать 26 октября 1976 года. Частотный диапазон для системы «Экран» был разрешен Все-мирной конференцией по радиосвязи (1971 г.), благодаря боль-шим усилиям делегации СССР, главную роль в которой играли Л.А. Бадалов, С.В. Бородич, М.И. Кривошеев.

274 

В связи с выделением диапазона 12 ГГц в 1972 году группа 10/11-В подготовила проект исследовательской программы по определению параметров планирования службы спутникового вещания в этом диапазоне, необходимых для разработки час-тотного плана. Проект программы по изучению критериев со-вместного использования частот вещательной спутниковой службой, наземными и спутниковыми службами в диапазоне частот от 2500 до 2690 МГц был принят на совместном собра-нии 10-й ИК и 11-й ИК в 1974 году.

В мае 1976 года состоялось первое собрание Объединенной рабочей группы с участием представителей разных ИК, связан-ное с подготовкой технических основ к предстоящей в 1977 го-ду Всемирной административной радиоконференции (ВАКР) по разработке Плана спутникового вещания в Районах 1 и 3 в диапазоне 12 ГГц. К этому собранию РГ 10/11-В разработала технические основы планирования и проектирования спутников для вещания в диапазоне 12 ГГц, выделенном этой службе ВАКР в 1971 году.

План спутникового ТВ-вещания, принятый на Всемирной конференции по радиосвязи WRС-2000 (г. Стамбул, 8 мая – 2 июня 2000 г.), закрепил за Россией 74 частотных канала на пяти национальных позициях геостационарной орбиты — больше, чем для любого государства в мире. Таким образом, за Россией сохранено 16 полностью защищенных каналов в каж-дой из 4 орбитальных позиций в Плане (36, 56, 86, 140° в.д.). России выделено также 5 новых каналов дополнительно к пяти на позиции 110°.

В настоящее время для спутникового ТВ-вещания выделены диапазоны частот 12, 21, 40 и 85 ГГц. В диапазоне 12 ГГц для этих целей выделены полосы частот 11,7–12,5 ГГц (Район 1), 12,2–12,7 ГГц (Район 2), 11,7–12,2 ГГц и 12,5–12,75 ГГц (Рай-он 3). В диапазоне 21 ГГц выделены полосы 21, 4–22 ГГц (Рай-оны 1 и 3) и 17,3–17,8 ГГц (Район 2), в диапазоне 40 ГГц — полоса 40,5–42,5 ГГц (Районы 1 и 2), а в диапазоне 85 ГГц — полоса 84–86 ГГц (Районы 1, 2 и 3). Диапазон 12 ГГц предна-значен для служб непосредственного спутникового ТВ-вещания

275

и коллективного приема телевидения, а полоса в диапазоне 21 ГГц — для широкополосных систем ТВЧ.

Следует отметить, что диапазон 40 ГГц не использовался ранее для спутниковых служб радиовещания из-за относитель-но большого затухания сигнала. В связи с разработкой новых систем телекоммуникаций, предложенных для диапазонов час-тот 40,5–42,5 ГГц и 47,2–49,2 ГГц, в настоящее время изучается возможность разделения полос частот в диапазоне 40 ГГц между этими системами и службами спутникового вещания. К таким системам относятся, например, многоточечные ТВ-системы MVDS, предложенные для диапазона частот 40,5–42,5 ГГц в Европе, аэростатные системы, предложенные для диапазона частот 47,2–49,2 ГГц, и спутниковые системы фиксированной службы (ФСС), использующие негеостацио-нарные орбиты искусственных спутников Земли.

На основе проведенных исследований был разработан про-ект рекомендации, принятый на собрании СРГ 10-11S (октябрь, 1996 г.). Этой Рекомендации в целях достижения компромисса между Европой и США был придан статус базы для дальней-шей конвергенции с другими разрабатываемыми системами. В ней излагались общие функциональные требования к приему сигналов спутникового цифрового многопрограммного ТВ (МПТВ) в полосе частот 11/12 ГГц. Рекомендация учитывала, что в мире существуют весьма схожие по архитектуре системы DVB-S (система А), DSS (система В) и GI-MPEG-2 (система С), и определяла принципы построения универсального приемника, который мог бы принимать сигналы этих систем, передаваемые в различных регионах мира. Практическое внедрение спутни-кового МПТВ рекомендовалось осуществлять исключительно на основе перечисленных выше систем.

Система A (DVB-S) разработана в рамках европейского проекта DVB и предназначена для первичного и вторичного распределения сигналов программ цифрового ТВ-вещания в частотных диапазонах фиксированной и радиовещательной спутниковых служб с непосредственным приемом этих сигна-лов на домашние универсальные приемники-декодеры, а также

276 

на приемники, подключенные к системам со спутниковыми коллективными ТВ-антеннами SMATV (Satellite Master Antenna TV) и кабельного телевидения.

Система B (DSS) разработана в 1994 году и была первой в США системой непосредственного спутникового вещания. В 1996 году система принята в ряде других стран Района 2. Она предназначена для спутников в диапазоне рабочих частот 11/12 ГГц. Полоса пропускания ретрансляторов равна 24 МГц.

Система С (GI-MPEG-2) является цифровой системой непо-средственного спутникового вещания, получившей широкое распространение в США. В ней применено мультиплексирова-ние цифровых сигналов ТВ- и радиовещания с использованием формата TDM. Функции системы включают управление досту-пом к информации, предоставление платных услуг по заказу и услуг по передаче данных. Предусмотрены подсистемы, упро-щающие навигацию пользователей в ТВ- и звуковых програм-мах.

В ноябре 1996 года в Сиднее состоялось собрание ЦГ 11/3 МСЭ-Р, на котором были приняты проекты новых Рекоменда-ций по наземному цифровому ТВ-вещанию. В связи с проектом Рекомендации, разработанным СРГ 10-11S, было решено под-готовить новую Рекомендацию по сопряжению цифровых стан-дартов спутникового МПТВ и наземного ТВ.

В 2004 году Европейский институт стандартов электросвязи (European Telecommunications Standards Institute (ETSI)) разра-ботал проект стандарта на спутниковую цифровую систему DVB-S2 (второе поколение системы DVB-S), который было предложено преобразовать в Рекомендацию МСЭ-Р в соответ-ствии с соглашением между ETSI и МСЭ. Стандарт определяет структуру цикловой синхронизации, методы канального коди-рования и модуляции для спутниковых служб.

1. Цифровое вещание стандартного телевидения и ТВЧ. 2. Интерактивные службы, включая доступ к Internet. 3. Подача программ цифрового ТВ-вещания, спутниковая

видеожурналистика и другие профессиональные применения. 4. Распределение данных и магистральная передача Internet.

277

Система базируется на концепции, предусматривающей оп-тимизацию характеристик передачи при заданном отношении сигнал/шум, гибкость архитектуры и обеспечение приемлемой для потребителя стоимости приемника.

Международные стандарты по спутниковому ТВ-вещанию и МПТВ создавались на основе вкладов и других документов МСЭ-Р.

В настоящее время в МСЭ-Р разработаны следующие основ-ные Рекомендации в данной области:

ВО.1211 «Цифровые спутниковые многопрограммные системы передачи телевидения, звука и данных в диапазоне 11/12 ГГц»;

ВО.1293 «Защитные маски и связанные с ними методы вы-числения помех в системах спутникового вещания, осуществ-ляющих цифровые передачи»;

ВО.1408 «Система передачи мультимедийных услуг повы-шенного качества, обеспечиваемых путем интеграции служб цифрового вещания в спутниковом радиовещательном канале»;

ВО.1516 «Цифровые многопрограммные телевизионные системы с использованием спутников, работающих в диапазоне частот 11/12 ГГц»;

ВО.1696 «Методы определения характеристик готовности цифровых многопрограммных систем РСС и их фидерных ли-ний, работающих в плановых полосах частот»;

ВО.1382 «Оценка качества изображения в многопрограмм-ных службах»;

ВО.1437 «Требования пользователя к цифровому кодирова-нию для передачи многопрограммного телевидения».

В восьмидесятые годы прошлого века применение спутни-ковых систем при организации внестудийного вещания стало распространенным в ряде стран. Многие вещатели начали ис-пользовать передвижные земные станции для оперативного освещения событий, происходящих в удаленных районах. Пе-редающие земные станции стали проектировать в виде малога-баритных устройств, размещаемых в стандартном контейнере с целью использования самолета или вертолета для быстрой

278 

доставки аппаратуры в любой район земли. Это позволяло ве-щательным организациям быстро реагировать на актуальные события в удаленных и труднодоступных местах.

Такой вид сбора новостей получил название спутниковой видеожурналистики (ТВЖ). Она основана на использовании компактных (портативных или подвижных) станций, работаю-щих чаще всего в частотном диапазоне Ku (14/11 ГГц), а также в других полосах частот, выделенных для фиксированных спутниковых служб. Это обеспечивает гибкость работы службы в режиме реального времени в удаленных местностях, где не-целесообразно с точки зрения экономических факторов и затрат времени развертывать наземные линии радиосвязи для подачи программ на базовые станции.

По спутниковой видеожурналистике были разработаны Ре-комендации МСЭ-Р:

Рекомендация ВТ.1205 «Требования пользователя к качест-ву сигналов стандартного телевидения и ТВЧ в основной поло-се частот, передаваемых при спутниковом цифровом сборе но-востей (ТВЖ)»;

Рекомендация SNG.722 «Единые технические стандарты (аналоговые) для спутникового сбора новостей (ТВЖ)»;

Рекомендация SNG.770 «Единые эксплуатационные проце-дуры для спутникового сбора новостей (ТВЖ)»;

Рекомендация SNG.771 «Вспомогательные координацион-ные спутниковые цепи для терминалов ТВЖ»;

Рекомендация SNG.1007 «Единые технические стандарты (цифровые) для спутникового сбора новостей (ТВЖ)»;

Рекомендация SNG.1070 «Автоматическая система опозна-вания передатчика (ATIS) для передач при спутниковом сборе новостей и внестудийном вещании с аналоговой модуляцией»;

Рекомендация SNG.1152 «Применение цифровых методов передачи для спутникового сбора новостей (ТВЖ) (звук)»;

Рекомендация SNG.1421 «Общие эксплуатационные пара-метры для обеспечения взаимодействия при сборе новостей с помощью цифрового телевидения».

279

7.6.  Стандартизация систем передачи дополнительной информации в составе  сигнала телевизионной программы 

Системы цифрового ТВ-вещания, особенно системы МПТВ,

открыли новые возможности для разработки систем вещания, обеспечивающих высокоскоростную доставку различной циф-ровой информации населению и другим потребителям. В связи с этим в 1994 году было предложено исследовать новую кон-цепцию передачи больших объемов данных по одному и тому же ТВ-каналу, включая адресуемую информацию интерактив-ных систем и систем с ограниченным доступом. При этом исследования должны были фокусироваться на разработке стандартов, которые позволяли бы с помощью бытовых ТВ-приемников пользоваться услугами служб мультимедиа и мно-гопрограммного вещания. Существующие приемники уже со-держат встроенные процессоры для управления параметрами телевизора, и потребуется лишь дополнительное программное обеспечение вместо применения отдельного внешнего персо-нального компьютера. Это был новый подход к международной стандартизации систем передачи дополнительной информации, ориентированный на интеграцию функции вещания и мульти-медийных функций в современных ТВ-приемниках.

Основным координатором изучения систем передачи до- полнительной информации (вещания данных) в 6-й ИК стала РГ 6М (Интерактивное вещание и вещание мультимедиа).

США подготовили проект новой Рекомендации «Вещание данных», в которой рассматривалась разработанная Комитетом систем перспективного телевидения (ATSC — Advanced Television System Committee) система доставки синхронных и асинхронных моделей и потоков дополнительных данных, со-вместимая с мультиплексом цифровых потоков по стандарту MPEG-2 и обеспечивающая асинхронную доставку дейтаграмм и конвейерную пересылку данных.

280 

В нашей стране была разработана оригинальная система «ТВ-Информ» для помехоустойчивой передачи абонентам цир-кулярно-адресной информации в составе ТВ-сигнала. Эта сис-тема, не имеющая аналогов в мире, позволила создать на базе каналов связи и средств распределения программ ТВ-вещания новую цифровую информацию — наложенную сеть передачи данных национального и международного масштаба с высоки-ми техническими показателями. Коллектив разработчиков сис-темы был удостоен званий лауреатов Государственной премии Российской Федерации 2000 г. в области науки и техники.

В системах цифрового ТВ-вещания возможности передачи различной дополнительной и вспомогательной информации весьма широки. При организации цифрового ТВ-вещания с ин-теграцией служб, в частности вещания мультимедиа, в про-грамму могут быть введены данные различного вида:

– телетекст; – скрытые субтитры; – страницы (Internet); – программное обеспечение компьютеров; – информация о деталях сюжета; – текстовые данные для их распечатки абонентом; – многоязыковое сопровождение программ; – коды управления доставкой программ (PDC); – электронный путеводитель по программам (EPG),

а также различные комбинации перечисленных служб, соче-тающие возможности техники связи и компьютерной обработки информации.

В системах цифрового ТВ-вещания предусматривается воз-можность передачи различных видов цифровых служб, как связанных с ТВ-программами, так и не связанных с ними. К самостоятельным службам относится телетекст. Поскольку информация телетекста является цифровой и структурирован-ной в пакеты, то в процессе транспортного мультиплексирова-ния она должна быть легко введена в поток программы цифро-вого телевидения. При необходимости можно осуществлять обратное конвертирование для выделения пакетов телетекста и их передачи в составе аналогового ТВ-сигнала.

281

Важным видом дополнительной информации, передаваемой в составе сигналов программ цифрового вещания, являются ме-таданные (данные о данных), представляющие собой формали-зованное структурное и объектное описание программного ма-териала.

Состояние международной стандартизации метаданных рас-смотрено Европейским вещательным союзом (EBU), эксперт-ной группой по подвижным изображениям (MPEG), Форумом TV Anitime, Обществом теле- и киноинженеров (SMPTE) и дру-гими организациями, разработавшими ряд стандартов и специ-фикаций, в том числе словари с информацией о параметрах ме-таданных.

Метаданные заметно повышают эффективность программы вещания, использование архивов и доступ к ним, сокращают расходы на видеопроизводство, техническое содержание и рас-ширяют возможности пользователя.

В [7.1] отмечены следующие перспективы применения тех-нологии метаданных в цифровом ТВ-вещании:

– выборка метаданных будет более тесно связана с техни- ческими средствами формирования сигналов вещательных программ. Современные цифровые ТВ-камеры запоминают различную информацию, связанную с процессом создания ви-деоизображения, включая «снятые кадры», временные отметки, информацию общего назначения, в том числе вводимую опера-тором. В будущем поисковые метаданные (ключевые кадры, речь, описание сцен и персонажей и др.) станут одной из со-ставляющих цифрового транспортного потока на выходе каме-ры, подаваемого к средствам производства ТВ-программ;

– метаданные будут способствовать расширению возмож- ностей производственного процесса путем управления множе-ством информационных источников и каналами доставки информации, обеспечивающего значительное сокращение про-изводственных расходов. Обязательными условиями при про-изводстве программ ТВ-вещания станут автоматический доступ к требуемой информации, видеомонтаж и контроль доставки цифрового программного материала;

282 

– метаданные будут способствовать развитию цифровых видео- и аудиоархивов. Видеоматериал, полученный в процессе производства и после его завершения и отнесенный к архивной категории, хорошо подготовлен к применению библиотечной технологии длительного хранения и пополнения информации. Массивы хранящейся информации, не имеющие точной индек-сации метаданными, могут быть утрачены, причем эти потери могут достигнуть многих петабайтов (1 Пбайт = 1015 байт). Доступ к архивным материалам создает дополнительные воз-можности для производства программ ТВ-вещания;

– метаданные будут обеспечивать высокую степень персо-нализации, предлагая активным потребителям информации возможность «тонкого» поиска и ускоренного просмотра ее с извлечением требуемых информационных фрагментов. Метаданные помогут также осуществлять динамическую фильтрацию данных с учетом требований пользователя. Такую фильтрацию можно выполнять, например, в приставке STB к телевизору;

– метаданные изменят процесс реализации интерактивной услуги «видео по заказу». С появлением эффективных техниче-ских средств для хранения огромных информационных масси-вов может быть осуществлен доступ к тысячам часов записей программного материала с целью поиска и просмотра требуе-мой информации. Метаданные, поступающие одновременно с цифровыми видеоматериалами, будут анализироваться, напри-мер в приставках STB, и сравниваться с заказами пользователя. Отвечающие запросу фрагменты можно кодировать, записы-вать и выводить на экран по соответствующей команде. Таким образом, появится возможность реализации «видео по заказу» не только с помощью серверов, соединенных с потребителями оптическими кабелями и радиосистемами абонента, но и по-средством местных абонентских запоминающих устройств. Серверы в этом случае будут осуществлять прямую трансля-цию материала пользователям в режиме вещания.

283

Результаты разработки международных стандартов на сис-темы вещания данных отражены в следующих рекомендациях МСЭ-Р:

Рекомендация ВТ.653 «Системы телетекста»; Рекомендация ВТ.807 «Эталонная модель вещания дан-

ных»; Рекомендация ВТ.809 «Система управления доставкой про-

грамм (PDC) для видеозаписи»; Рекомендация ВТ.810 «Системы вещания с ограниченным

доступом»; Рекомендация ВТ.1301 «Службы данных в цифровом на-

земном телевизионном вещании»; Рекомендация ВТ.1674 «Требования к метаданным для

производства и постпроизводства в вещании»; Рекомендация ВТ.1685 «Структура данных межстанцион-

ного контроля, передаваемых в пакетах дополнительных дан-ных».

7.7.   Стандартизация интерактивных  систем вещания 

К началу 90-х годов ХХ века сформировался социальный за-

каз на развитие многофункциональных интерактивных систем ТВ-вещания и их международную стандартизацию.

В соответствии с терминологией, приведенной в Рекоменда-ции МСЭ-Р М.1224 «Словарь терминов для международной системы подвижной связи-2000 (IMT-2000)», интерактивная служба определяется как служба, обеспечивающая средства для двунаправленного обмена информацией между пользователями и базовыми центрами.

Интерактивные системы начали развиваться одновременно с появлением кабельного телевидения.

Концепция создания многофункциональных интерактивных информационных систем, в первую очередь на базе КТВ, была предложена в начале 1970-х годов.

284 

Многофункциональное интерактивное ТВ-вещание может предоставлять широкий набор услуг:

– справочная служба ТВ-программ (передача по запросу ка-талога программ вещания и сведений об их содержании);

– служба интерактивного ТВ-вещания (передача ТВ-про- грамм по запросу);

– служба заказного ТВ-вещания (формирование по заказу расписания ТВ-программ и их адресная трансляция);

– служба массового оповещения ТВ-вещания (передача срочной информации общего назначения);

– справочная информационная служба ТВ-вещания (спра-вочная ТВ-система поиска и предоставления по запросу видео-, аудио- и текстовой информации из различных областей, напри-мер права, транспорта, рынка труда, организаций, адресов и др.);

– служба периодической печати ТВ-вещания (передача по запросу материалов газет и журналов в электронной форме);

– служба рекламы и объявлений ТВ-вещания (прием по за-просу рекламы и объявлений и последующая их трансляция);

– служба телеигр ТВ-вещания (выбор по запросу и управле-ние процессом телеигры);

– прикладные службы ТВ-вещания (выбор по запросу и трансляция диалоговых дистанционных методик из разных об-ластей деятельности, например образования, медицины, садо-водства, кулинарии и др.);

– коммерческая служба ТВ-вещания (выбор по запросу и предоставление дистанционных возможностей осуществления коммерческих операций, например услуги банков, покупка то-варов, подписка на периодическую печать, участие в аукционах и т.д.);

– служба конференций ТВ-вещания (предоставление по за-казу дистанционного участия в телеконференциях);

– служба рейтинга ТВ-вещания (дистанционная оценка ка-чества программ, деятельности организаций и структур, ответы на вопросы и т.п.).

285

Спрос на те или иные интерактивные услуги может зависеть от ряда факторов, характерных для разных видов вещания.

Инициатором и основным координатором международных исследований интерактивных систем ТВ- и звукового вещания стала 11-я ИК МСЭ-Р — первый орган МСЭ, приступивший к решению проблемы международной стандартизации интерак-тивности и медиаметрии.

Председатель 11-й ИК предложил новый глобальный подход к интерактивным ТВ-системам, ориентированный на мобилиза-цию всех возможных средств связи, в первую очередь радио-технических систем, для создания обратных каналов передачи сообщений от абонентов к источникам информации.

Переход к массовой интерактивности существенно повлияет на задачи и структуру телекоммуникаций. Телекоммуникаци-онные системы можно рассматривать с позиции сочетания трех основных компонентов:

– дуплексной (например, телефон); – от центра информации к получателю (например, однона-

правленное вещание); – от пользователя к центру (например, запросы пользовате-

ля и др.). Одной из наиболее сложных задач при разработке интерак-

тивных систем ТВ-вещания является организация множества обратных каналов передачи сообщений пользователей к источ-никам информации. Для решения задач массовой многоцелевой интерактивности был предложен получивший международное признание и поддержку глобальный подход, ориентированный на создание комплексных интерактивных систем для использо-вания как в наземном, так и в спутниковом ТВ- и звуковом ве-щании, а также для обмена сообщениями между потребителями и другими информационными службами, системами мультиме-диа и т.п. Он предусматривает мобилизацию всех возможных технических средств для организации обратных каналов на базе телевизионных сетей, систем КТВ, сотовых сетей подвижной связи, систем с низколетящими спутниками (LEOS), систем коллективного ТВ-приема SMATV, перспективных сухопутных

286 

подвижных систем электросвязи общего пользования, MMDS (локальные многонаправленные распределительные системы), радиосистем абонентов, подобных Wi-Fi, и др.

Для доставки ТВ-программ можно использовать, например, системы наземного и спутникового ТВ-вещания, системы ка-бельного телевидения, системы SMATV для коллективного приема спутниковых и наземных вещательных сигналов, рас-пределительные системы (MMDS и LMDS), широкополосные цифровые сети с интеграцией служб (ISDN), абонентские циф-ровые линии (ADSL) и др. Для двунаправленного интерактив-ного обмена информацией могут использоваться коммутируе-мые каналы телефонной сети общего пользования PSTN, сети ISDN, гибридные волоконно-коаксиальные линии, спутниковые микротерминалы VSAT, системы наземного вещания и распре-деления, сотовая подвижная связь, Internet, различные системы радиодоступа и пр.

Принцип функционирования системы цифрового наземного интерактивного телевещания состоит в следующем (рис. 7.1).

Сигнал транспортного цифрового потока по стандарту MPEG-2 с введенными в пакеты этого потока прямыми инте-рактивными данными принимается абонентским терминалом STB (Set-top-box), содержащим модуль вещательного интер-фейса BIM (Broadcast Interface Module), терминальный блок STU (Set Top Unit) и модуль интерактивного интерфейса IIM (Interactive Interface Module). Сообщения пользователя вводятся через блок STU в модуль IIM и передаются по обратному ин- терактивному каналу с помощью абонентской приемной антен-ны, выполняющей функции излучателя этих сообщений, в адаптер интерактивной сети INA (Interactive Network Adapter), связанный с провайдером интерактивных услуг и сетью веща-ния. Сигналы обратного канала могут также передаваться непо-средственно на базовую станцию, совмещенную с вещательным передатчиком, или на какую-либо базовую станцию в составе сотовой сети этих станций.

 

Рис.

7.1

. Структурная

схема

системы

циф

рового

наземного

интерактивного телевещания

288 

В структурной схеме спутниковой интерактивной системы вещания (рис. 7.2) предусматриваются сети 1 и 2, включающие передающие земные станции ЗС 1 и ЗС 2 для подачи сигналов на искусственный спутник Земли (ИСЗ) прямого канала (одно-направленный канал цифрового вещания с «врезанным» в него прямым интерактивным каналом), приемные земные станции ЗС 1 и ЗС 2 и спутниковые абонентские терминалы с обратным каналом RCST. Приемные станции предназначены для сбора и обработки обратных сигналов, поступающих от терминалов через ИСЗ обратного канала (обратные интерактивные каналы), и выполняют функции шлюза при соединении с внешними се-тями (Internet, ISDN, телефонная сеть общего пользования и др.) и через адаптеры интерактивной (INA) и вещательной (BNA) сетей — с провайдерами вещательных (BSP) и интерак-тивных (ISP) услуг. Имеется также центр управления сетями (ЦУС), совмещенный с передающей станцией или соединенный с ней каналами связи.

Для комплексного изучения проблем интерактивности на собрании 11-й ИК в апреле 1997 года была создана ЦГ 11/5, в задачи которой входила координация международных иссле-дований в этой области, проводимых секторами радиосвязи (МСЭ-Р) и стандартизации (МСЭ-Т), Международной электро-технической комиссией IEC (МЭК), Международной организа-цией стандартизации ISO (МОС) и другими организациями.

Группа ЦГ 11/5 разработала набор Рекомендаций, регламен-тирующих базовые принципы единого семейства интерактив-ных ТВ-систем, протоколы их работы, не зависящие от сети обратных каналов, и спецификации обратных интерактивных каналов на основе систем КТВ, сетей телефонной связи и циф-ровых сетей с интеграцией служб. Были разработаны также Ре-комендации по организации обратных интерактивных каналов с помощью систем сухопутной подвижной связи GSM и DECT и проект Рекомендации по интерактивным коллективным ан-тенным установкам SMATV/MATV. Подготовлен проект ново-го отчета о прогрессе в разработке и развитии систем и служб интерактивного вещания.

Рис.

7.2

. Структурная

схема

системы

циф

рового

спутникового интерактивного

телевещ

ания

290 

Учитывая перспективы слияния информационных техноло-гий на базе цифровых методов и широкое развитие Internet, мультимедийных и других информационных служб, в 1998 году по предложению РГ 11А была организована новая целевая группа — ЦГ 10-11 (Эволюция вещания мультимедиа и единый формат содержания), в задачи которой входило изучение про-граммных интерфейсов приложений API (Application Program-ming Interface) для систем цифрового ТВ- и звукового вещания, исследование принципов построения семейства вещательных приемников с возможностью мультимедийных применений и определение единого формата цифровой информации, который может быть использован вещателями для передачи и междуна-родного обмена программами

Экстраординарное собрание 10-й ИК и 11-й ИК, состояв-шееся в декабре 1999 года и посвященное объединению этих комиссий, предложило временную структуру новой ИК на пе-реходных период, в которой предусматривалась совместная рабочая группа (Интерактивность и мультимедиа). Эта группа объединила существовавшие ранее группы ЦГ 11/5 и ОЦГ 10–12 и вошла в состав новой, 6-й, ИК, созданной на Ассамблее радиосвязи в Стамбуле (1–5 мая 2000 г.). В мандат новой РГ 6М было включено международное изучение интерактивного ве-щания и вещания мультимедиа, а также систем передачи дан-ных для применения в ТВ- и звуковом вещании.

Важный вклад в стандартизацию систем интерактивного ве-щания внесла Россия, предложившая использовать полосу час-тот 17,3–18,1 ГГц для передачи сигналов фиксированной спут-никовой службы в целях создания обратных спутниковых каналов для интерактивного телевидения, спутникового Internet и широкополосных сетей связи с малыми земными станциями.

В связи с тенденцией слияния вещания с компьютерной тех-нологией на базе цифровых методов важным направлением исследований является разработка принципов построения уни-версального программного интерфейса приложений API (Application Programming Interface), представляющего собой абонентское оконечное устройство для предоставления пользо-

291

вателю доступа к мультимедийным и другим услугам, включая выделение объектов, интерактивное цифровое ТВ- и звуковое вещание, доступ к программному обеспечению персональных компьютеров и т.п., с помощью различных языков программи-рования.

В процессе развития цифровых систем интерактивного ве-щания и вещания мультимедиа появились несовместимые меж-ду собой API с отличающимся программным и аппаратным обеспечением. Потребители, желающие пользоваться услугами этих систем, были вынуждены приобретать набор API, соответ-ствующих разнообразным методам доставки информации.

Для преодоления несовместимости API была разработана спецификация мультимедийной домашней платформы МНР (Multimedia Home Platform). Она объединяет абонентский терминал (цифровые приставки, телевизоры, персональный и сетевой компьютеры и др.), периферийные устройства и внут-ридомовую цифровую сеть IHDN. Аппаратно-программный комплекс МНР рассчитан на предоставление в интерактивном режиме вещательных и мультимедийных услуг и доступ к Internet. Типичными предложениями, поддерживаемыми МНР, являются электронные путеводители по программам, информа-ционная служба «супер-телетекст», биржевые сводки, элек-тронная коммерция и т.п.

Архитектура МНР представлена тремя уровнями: ресурсы, системное программное обеспечение, приложения. К ресурсам относят блоки обработки данных по алгоритмам MPEG, уст-ройства ввода-вывода, центральный процессор, память и гра-фическую подсистему. В системном программном обеспечении центральное место занимает платформа DVB-J, включающая виртуальную машину Java.

Учитывая важность и актуальность развития нового вида мобильного вещания мультимедиа, РГ 6М было предложено приступить к исследованиям в этой области, и в 2003 году 6-я ИК приняла Вопрос 45/6, предусматривающий изучение требований пользователя, характеристик систем, способов пере-дачи данных, форматов контента и взаимодействия мобильных

292 

мультимедийных систем с системами цифрового интерактивно-го вещания.

Рассматривается возможность применения в мобильном мультимедийном вещании системы DVB-H, цифровых систем семейства ISDB с интеграцией служб (система С по Рекоменда-ции ВТ.1306, система F по Рекомендации ВS.1114 и система ISDB-S по Рекомендации ВО.1408), системы T-DMB (система А по Рекомендации ВS.1114), беспроводной мультимедийной системы FLO и системы ARIB STD-24 (система Е по Рекомен-дации ВО.1130 и ВS.1547).

В настоящее время разработаны следующие Рекомендации МСЭ-Р по интерактивным и мультимедийным системам ТВ-вещания:

Рекомендация ВТ.1369 «Основные принципы построения мирового единого семейства систем для обеспечения служб ин-терактивного телевидения»;

Рекомендация ВТ.1378 «Базовые требования для вещания мультимедиа и гипермедиа»;

Рекомендация ВТ.1434 «Протоколы, не зависящие от сети, для интерактивных систем»;

Рекомендация ВТ.1435 «Интерактивный канал для цифро-вого звукового и телевизионного вещаний на основе сети PSTN/ISDN»;

Рекомендация ВТ.1436 «Системы передачи для интерак-тивных служб кабельного телевидения»;

Рекомендация ВТ.1507 «Интерактивный канал с использо-ванием цифровой улучшенной системы связи (DECT)»;

Рекомендация ВТ.1508 «Интерактивный канал с использо-ванием глобальной системы подвижной связи (GSM)»;

Рекомендация ВТ.1549 «Протокол звена данных для инте-рактивного канала»;

Рекомендация ВТ.1564 «Интерактивный канал с использо-ванием локальных многонаправленных распределительных систем»;

293

Рекомендация ВТ.1667 «Наземный обратный канал для служб интерактивного вещания, работающих в вещательной полосе ОВЧ/УВЧ на основе Рекомендации МСЭ-Р ВТ.1306-1»;

Рекомендация ВТ.1699 «Гармонизация формата деклара-тивного контента для интерактивных ТВ применений»;

Рекомендация ВТ.1724 «Системы интерактивного спутни-кового вещания (телевидение, звук и данные)».

Результаты международной стандартизации многофункцио-нального интерактивного ТВ-вещания открывают пути широко-го внедрения «цифровых возможностей» — важного компонен-та информационного общества.

1. Системы многофункционального интерактивного веща-ния, электронной кинематографии, Internet и мультимедиа должны быть доступными в перспективе в любой точке земли, в любое время, в покое и в движении пользователя, на любом языке при обеспечении технической экологической защиты по-требителей. Передаваемая этими системами информация, наря-ду с развитием телекоммуникационных систем, может сыграть важную роль в глобальной информатизации общества.

2. Новый глобальный подход может быть отнесен к истори-ческой вехе в развитии цифрового ТВ-вещания, так как создает предпосылки для коренного ускорения его внедрения и повы-шения эффективности. Он также будет способствовать актив-ному влиянию на преодоление цифрового разрыва. Отличи-тельные черты нового глобального подхода — базирование на стратегии широкого применения в передающей и приемной се-тях разработанных мировых стандартов интерактивного цифро-вого вещания, гибридных аналого-цифровых технологий, обес-печивающих экономную и быструю адаптацию программно-аппаратных и других средств в различных звеньях ТВ-тракта при переходе «аналог — цифра». Предусмотрено преобразова-ние первоначального предназначения STB только как приемно-го терминала в универсальный абонентский терминал. Важно, что такой терминал сможет дополнительно обеспечить много-целевое интерактивное информационное и медиаметрическое обслуживание вещания Internet, а в дальнейшем экологическую

294 

защиту потребителей от негативных проявлений передаваемой информации.

3. Важным стимулом для ускорения внедрения цифрового вещания и сокращения сроков преобразования цифрового раз-рыва в цифровые возможности является разработка частотных планов.

Региональная конференция радиосвязи 2004/2006 имеет ис-ключительное значение, прежде всего потому, что ее решения, подобно решениям Стокгольмской конференции в 1961 году и Женевской — в 1989 году, на десятилетия станут основой функционирования и развития аналого-цифровых сетей веща-ния многих стран, широкого спектра инфокоммуникационных услуг и будут способствовать созданию информационного об-щества. МСЭ-Р обеспечил технические основы и другие мате-риалы для проведения этой конференции.

4. Прогресс, достигнутый в последние годы в видео- и ау-диокомпрессии, обработке, передаче и отображении визуальной и звуковой информации, приближает нас к критическому мо-менту в формулировании требований к необходимой полосе соответствующих радиоканалов.

Благодаря прогрессу в цифровом кодировании сигналов вещания (системы MPEG-4 с преобразованием Wavelet и др.), увеличивается количество ТВ-программ, передаваемых в одном стандартном радиоканале, с 4–5 до 10 и более, а также по- является возможность передачи программ стандарта ТВЧ 1080× 1920 (Рекомендация МСЭ-Р ВТ.709) с прогрессивной разверткой. Ряд новых возможностей сможет предоставить спутниковая система DVB-S2. Доказаны преимущества цифро-вого кино по сравнению с пленочным. Теперь оно отвечает тре-бованиям демонстрации для больших аудиторий.

5. Развитие Internet, прогресс в разработках систем широко-полосного беспроводного доступа, таких, например, как Wi-MAX, создают предпосылки к предстоящему коренному изме-нению инфраструктуры телекоммуникаций. В местах, где будет реализован универсальный радиодоступ, для доставки потреби-телю программ вещания и другой информации могут не потре-

295

боваться радиосигналы традиционного наземного и спутнико-вого вещания. Поэтому на повестке дня стоит разработка мето-дов эффективного использования радиоспектра с учетом специфики различных средств интерактивного вещания и теле-коммуникационных систем.

Таким образом, уже сегодня прогресс в цифровом вещании дает основание развить определение глобального информаци-онного общества, считая, что его характерной чертой станет возможность посылать и получать информацию в любой точке земли, в любое время, в покое или движении, на любом языке при обеспечении технической экологической защиты потреби-телей и передаваемой ими информации, а также дистанционно-го управления и автоматизированного взаимодействия уст-ройств абонента, предоставляющих инфокоммуникационные услуги.

7.8.  Стандартизация методов оценки  качества телевизионных изображений, контроля и измерений параметров телевизионных трактов 

В настоящее время разработаны следующие основные Реко-

мендации МСЭ-Р по оценке качества ТВ-изображения: Рекомендация ВТ.500 «Методология субъективной оценки

качества телевизионных изображений»; Рекомендация ВТ.710 «Методы субъективной оценки каче-

ства изображений в телевидении высокой четкости»; Рекомендация ВТ.802 «Испытательные изображения и по-

следовательности для субъективных оценок цифровых кодеков сигналов, сформированных в соответствии с Рекомендацией МСЭ-Р ВТ.601»;

Рекомендация ВТ.812 «Субъективная оценка качества бук-венно-цифровых и графических изображений в службе телетек-ста и аналогичных системах»;

296 

Рекомендация ВТ.813 «Методы объективной оценки каче-ства изображения при его ухудшении вследствие цифрового кодирования телевизионных сигналов»;

Рекомендация ВТ.1127 «Требования к относительному ка-честву систем телевизионного вещания»;

Рекомендация ВТ.1128 «Субъективная оценка в стандарт-ных телевизионных системах»;

Рекомендация ВТ.1129 «Субъективная оценка в стандарт-ных цифровых телевизионных системах»;

Рекомендация ВТ.1210 «Испытательные материалы для применения при субъективной оценке»;

Рекомендация ВТ.1382 «Оценка качества изображения в многопрограммных системах»;

Рекомендация ВТ.1438 «Субъективная оценка стереоско-пических телевизионных изображений»;

Рекомендация ВТ.1663 «Методы субъективной экспертизы для оценки качества систем для цифрового отображения циф-ровых изображений на больших экранах в театрах»;

Рекомендация ВТ.1691 «Адаптивное управление качеством изображения в телевизионных системах»;

Рекомендация ВТ.1692 «Оптимизация качества цветовос-произведения в телевидении»;

Рекомендация ВТ.1702 «Руководство по предотвращению припадков светочувствительной эпилепсии, вызванных телеви-дением».

Измерения в цифровом телевидении в значительной мере опираются на опыт, накопленный в аналоговом телевидении.

Учитывая разнообразие технических средств, составляющих ТВ-тракт, а также необходимость оценки как параметров от-дельных его звеньев, так и тракта в целом («от света до света»), формирование этой области у нас в стране началось с разработ-ки методов специфических измерений отдельных составляю-щих монохромного тракта, соответствующего ТВ-стандарту 625 строк. Естественно, что в первую очередь потребовалось измерять характеристики светоэлектрических преобразовате-лей, так как их выходной сигнал был основным источником

297

информации для остальной части ТВ-тракта. К этой же катего-рии относились измерения характеристик синхронизации ТВ-растров на передающей стороне и уровня флуктуационных по-мех, сопутствующих видеосигналам с момента их появления. Вслед за этим разрабатывались и совершенствовались методы измерений и контроля телевизионных видео- и радиотрактов. Первое систематизированное изложение вопросов телевизион-ных измерений и контроля было предпринято в 1956 году. Этой проблеме посвящена монография М.И. Кривошеева «Основы телевизионных измерений», издававшаяся в 1964, 1976 и 1989 гг. и переизданная в Польше, Венгрии, США, Франции, Испании, Румынии и других странах, а также ряд других публикаций.

Учитывая важность определения принципов и методов из-мерений параметров сигналов ТВЧ, в 1989 году была предло-жена исследовательская программа «Измерения в условиях ТВЧ». Она предусматривала изучение методов измерений и проверки параметров цепей и каналов, используемых для со-единения студийной аппаратуры ТВЧ, и разработку измери-тельных сигналов для оценки характеристик каналов передачи.

Проект первого Отчета по субъективным и объективным методам оценки качества изображений с искажениями в ре- зультате цифрового кодирования ТВ-сигналов был разработан в 1987 году РГ 11-А. Этот проект стал основой Отчета 1206 МККР «Методики оценки качества изображения при его ухудшении вследствие цифрового кодирования телевизионных сигналов» и разработанной на базе данного отчета Рекоменда-ции ВТ.813 «Методы объективной оценки качества изображе-ния при его ухудшении вследствие цифрового кодирования те-левизионных сигналов».

В настоящее время существуют следующие основные Реко-мендации МСЭ-Р по измерениям и контролю в цифровом ТВ-вещании:

Рекомендация ВТ.801 «Испытательные сигналы для циф-ровых кодированных сигналов цветного телевидения, соответ-ствующих Рекомендациям МСЭ-Р ВТ.601 (Часть А) и МСЭ-Р ВТ.656»;

298 

Рекомендация ВТ.1204 «Методы измерений для цифрового видеооборудования с аналоговыми входом/выходом»;

Рекомендация ВТ.1363 «Спецификация джиттера и методы измерения джиттера последовательных цифровых сигналов, соответствующих Рекомендациям МСЭ-Р ВТ.656, ВТ.799 и ВТ.1120»;

Рекомендация ВТ.1676 «Методология определения точно-сти и кросскалибровки метрик качества изображения»;

Рекомендация ВТ.1683 «Методы объективного измерения визуального качества изображения в цифровом стандартном вещательном телевидении при полном доступе к эталону»;

Рекомендация ВТ.1729 «Универсальная эталонная тест-таблица для цифрового телевидения высокой/стандартной чет-кости»;

Рекомендация ВТ.1735 «Методы объективной оценки каче-ства покрытия сигналами цифрового наземного телевизионного вещания Системы В, определенной в Рекомендации МСЭ-Р ВТ.1306».

Часть 4 ОРГАНИЗАЦИЯ ЦИФРОВОГО ТЕЛЕВИЗИОННОГО ВЕЩАНИЯ  

В СТАНДАРТЕ DVB 

301

8. Семейство стандартов  цифрового видеовещания DVB 

8.1. Проект DVB  Альянс «Проект DVB» насчитывает более 250 вещателей,

производителей, сетевых операторов и других организаций в более чем 35 странах. Он создан для разработки стандартов глобальной доставки цифровых медиа сервисов. В настоящее время «Проект DVB» включает четыре модуля — коммерче-ский, технический, модуль интеллектуальной собственности и модуль рекламы.

Первым этапом была разработка стандартов для доставки цифрового ТВ потребителям через традиционные вещательные сети. Во время этого этапа появились три ключевых стандарта: DVB-T для наземных [8.1], DVB-S для спутниковых и DVB-C для кабельных сетей. Дополнительно к этому потребовалась разработка ряда поддерживающих стандартов, например в об-ласти сервисной информации DVB-SI, интерфейсов DVB-ASI и др.

Затем «Проект DVB» продвигается в направлении использо-вания инновационных технологий, позволяющих обеспечить доставку сервисов через фиксированные и беспроводные теле-коммуникационные сети (например, DVB-H и DVB-SH для мобильного ТВ, второе поколение DVB-S2 [8.2]). В последние годы «Проект DVB» работает в области систем защиты кон-тента, управления копированием DVB-CPCM, ищет области вклада в стандартизацию IPTV, Интернет-ТВ и домашних

302 

сетей. В 2009 году завершена разработка семейства стандартов второй генерации DVB-T2 [8.3] и DVB-C2 [8.4]. В 2010 году началась работа по 3DTV, IPTV и по следующей генерации мо-бильного ТВ.

8.2. Система DVB‐T  «Проект DVB» сформировал стандарт ETS 300 744 в 1995

году [8.1]. Канал может иметь полосу частот 8, 7 или 6 МГц. Для передачи сигналов по радиоканалу используется многочас-тотная модуляция OFDM, которая выполняется с использова-нием обратного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ). Имеются два различных режима — 2k и 8k для 2048- и 8196-точечных ОБПФ соответственно. Используется каскадное ка-нальное кодирование — сверточное и Рида — Соломона. При-водимые далее сведения в большинстве случаев относятся к каналу 8 МГц.

Структура передающей части системы DVB-T. Система адаптации потока к радиоканалу вещания в составе передающе-го комплекта содержит устройства кодирования для канала, мультиплексирования и модуляции. Входным сигналом являет-ся транспортный поток MPEG-2. Это поток транспортных паке-тов с фиксированной длиной 188 байт, первый из них служит для цикловой синхронизации. Структурная схема формирова-теля транспортного потока MPEG-2 TS приведена на рис. 8.1.

Для более равномерного распределения энергии радиоканала входной поток подвергается рандомизации (скремблированию). Система имеет два идентичных тракта рандомизации и помехо-устойчивого кодирования (рис. 8.2). Один из них называется трактом транспортного потока с высоким приоритетом, вто-рой — с низким приоритетом. Это позволяет использовать не-зависимое кодирование двух потоков данных и организацию иерархической системы их передачи, что обеспечивает две зо-ны вещания с разной площадью покрытия.

303

Общая часть тракта подсистемы адаптации (рис. 8.3) содер-жит блоки, обеспечивающие формирование модуляционных символов, многочастотную модуляцию OFDM, формирование защитного интервала, цифроаналоговое преобразование и пре-образование частоты для переноса спектра сигнала COFDM в полосу частот канала вещания.

Кодированиевидео

Видео

Кодированиезвука

Звук

Кодированиеданных

Данные Форми

рование

программ

ного

потока

MPE

G-2

Форми

рование транспортного

потока

MPE

G-2

Программные потоки MPEG-2

Транспортный поток MPEG-2

Разделитель транспортных

потоков

HP LP

Рис. 8.1. Структурная схема формирования

транспортного потока MPEG-2 TS

Рандомизация Внешнее кодирование

Внешнее перемежение

Внутреннее кодирование

Тракт с высоким приоритетом

HP

Рандомизация Внешнее кодирование

Внешнее перемежение

Внутреннее кодирование

Тракт с низким приоритетом

LP

Рис. 8.2. Структура тракта рандомизации

и помехоустойчивого кодирования

304 

На рис. 8.3 видно, что на входе модулятора возможны два транспортных потока MPEG-2 для иерархической модуляции. Такая модуляция предусмотрена в DVB-T как опция.

Внутренний

перемеж

итель

Вставка

пилотов

OFD

M

Ввод

защитного

ин

тервала

ЦАП HP

LP

Преобразование

частоты

Рис. 8.3. Модуляция OFDM

Иерархическая модуляция изначально предназначена для

передачи той же самой программы с различной скоростью дан-ных, разной коррекцией ошибок и качеством передачи в канале DVB-T. На уровне высокого приоритета HP передается поток данных с низкой скоростью, т.е. низкого качества из-за более высокой компрессии, но это позволяет использовать лучшую защиту от ошибок и более устойчивый вид модуляции QPSK. Низкий уровень LP используется для передачи транспортного потока с более высокой скоростью данных, но с пониженной защитой от ошибок. Тип модуляции высокого качества (16-QAM, 64-QAM). В приемнике уровень приоритета HP или LP может быть выбран в зависимости от условий приема. Ие-рархическая модуляция также пригодна для передачи двух пол-ностью независимых транспортных потоков. Обе ветви HP и LP содержат те же самые канальные кодеры, что и в DVB-S.

Основные параметры системы DVB-T. В DVB-T исполь-зуются символы длительностью около 250 мкс в режиме 2k или 1 мс в режиме 8k. В зависимости от требований может быть выбран тот или другой режим. Режим 2k имеет больше разнос несущих (около 4 кГц), но период символов намного короче. По сравнению с режимом 8k, имеющим разнос несущих около 1 кГц, режим 2k намного менее чувствителен к «размазыва-нию» несущих в частотной области, обусловленному эффектом

305

Допплера при мобильном приеме и множеством эхосигналов, но намного более чувствителен к большим задержкам эхосиг-налов. Например, в одночастотных сетях всегда будет выбран режим 8k, так как при этом длительность защитного интервала больше и возможно большее расстояние между передатчиками. При мобильном приеме режим 2k лучше, так как больше разнос несущих. Стандарт DVB-T позволяет гибкое управление пара-метрами передатчиков.

Кроме длительности символов, зависящей от используемых режимов — 2k или 8k, может также регулироваться защитный интервал в пределах от 1/4 до 1/32 длины символа. Можно вы-брать тип модуляции QPSK, 16-QAM, 64-QAM. Защита от ошибок аналогична стандарту DVB-S. Передача в системе DVB-T может быть приспособлена к соответствующим требо-ваниям устойчивости или чистой скорости данных регулирова-нием кодовой скорости (1/2, …, 7/8).

Основным системным параметром DVB-T служит тактовая частота канала 8 МГц, которая определяется следующим обра-зом:

тактf = 64/7 МГц = 9,142857143 МГц.

Тактовая частота является частотой выборок символов ОБПФ или полосой, в пределах которой могут быть размещены все 2k (2048) и 8k (8192) несущие. Тогда разнос между несу-щими частотами:

для режима 2k такт 2048f fΔ = = 4,464 кГц, для режима 4k такт 8192f fΔ = = 1,116 кГц.

Однако многие из этих несущих установлены в ноль, и поло-са сигнала DVB-T должна быть уже, чем полоса канала 8 МГц. Реально полоса частот сигнала в канале 8 МГц равна 7,6 МГц и удалена от верхней и нижней границ канала на 200 кГц. Эти 7,6 МГц содержат 6817 или 1705 реально используемых несу-щих.

Полезную нагрузку переносят не все эти несущие. Часть из них выполняет служебные функции. Это так называемые пило-ты и TPS-несущие (рис. 8.4).

306 

Непрерывные пилоты расположены на реальной оси (оси I), используются в приемнике в качестве опорной фазы для авто-матической подстройки частоты, т.е. для синхронизации часто-ты приемника с частотой передатчика.

Непрерывные или рассеянные пилоты

TPS-несущие

Непрерывные или рассеянные пилоты

TPS-несущие

Рис. 8.4. Пилоты и TPS-несущие на диаграмме

созвездия DVB-T при 16-QAM Рассеянные пилоты распределены по всему спектру канала

DVB-T и виртуально составляют свип-сигнал для оценки ка- нала. Несущие TPS имеют фиксированные положения по часто-

там. TPS означает сигнализацию о параметрах передачи. TPS-несущие сообщают приемнику информацию о текущих пара-метрах передачи.

Используя разнос между несущими частотами, можно непо-средственно определить длительность полезной части символа

U 1T f= Δ . Например:

для режима 2k ( )3U 1 4,464 10 224T = ⋅ = мкс,

для режима 8k ( )3U 1 1,116 10 896T = ⋅ = мкс.

Скорость передачи данных в системе DVB-T. Полная дли-тельность символа ST складывается из длительности полезной

307

части символа UT и длительности защитного интервала TG. За-щитный интервал

G IF U ,T G T=

где GIF — доля защитного интервала (1/4, 1/8, 1/16, 1/32). Полная длительность символа (рис. 8.5)

S U G IF U(1 ) .T T T G T= + = +

Скорость передачи символов OFDM U G1 ( ).F T T= + Полная скорость передачи данных ПСД определяется скоро-

стью символов, действительным числом полезных несущих и типом модуляции (QPSK, 16-QAM, 64-QAM). В режиме 2k имеется 1512 полезных несущих, в режиме 8k их 6048. При QPSK передается 2 бит на символ, при 16-QAM — 4 бит на символ, при 64-QAM — 6 бит на символ. Так как символы в 4 раза длиннее в режиме 8k, но, с другой стороны, в канале в 4 раза больше полезных несущих, поэтому скорость данных не зависит от режима 2k или 8k.

TU

TS = (1 + GIF)TUt

TG

Заполнение защитного интервала содержимым конца полезной части

символа

Рис. 8.5. Полная длительность символа

больше его полезной части на величину защитного интервала

Полная скорость передачи данных ПСД определяется сле-

дующим образом:

OFDM полезных несущихПСД Бит на символ.F N= ⋅ ⋅

308 

Чистая скорость передачи данных ЧСД зависит от кодовой скорости сверточного кодирования и защиты от ошибок кода Рида — Соломона RS (188,204):

ЧСД = ПСД ⋅ 188/204 ⋅ Кодовая скорость.

С учетом коэффициента 4 чистая скорость передачи данных ЧСД не зависит от режима 2k или 8k:

ЧСД = 188/204 ⋅ Кодовая скорость ⋅ log2(m) ×

× [ ]IF1 (1 )G+ ⋅ Канал ⋅ const1,

где m = 4 (QPSK), 16 (16-QAM), 64 (64-QAM); log2(m) = 2 (QPSK), 4 (16-QAM), 6 (64-QAM); Кодовая скорость = 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8; GIF = 1/4, 1/8, 1/16, 1/32; канал = 1 (8 МГц), 7/8 (7 МГц), 6/8 (6 МГц); const1 = 6,75 ⋅ 106 бит/с.

Рандомизация. Для рандомизации используется аддитив-ный 15-разрядный скремблер, аналогичное устройство выпол-няет функции дескремблера в приемнике (рис. 8.6).

Вход чистого ВВ-кадра Выход рандомизированного ВВ-кадра

Инициализирующая последовательность 1 0 0 1 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15

Рис. 8.6. Скремблер-дескремблер

309

В генераторе псевдослучайной двоичной последователь- ности скремблера используется генераторный полином вида G(X) = 1 + X14 + X15.

После загрузки в скремблер инициализирующей последова-тельности генерируется ПСП, которая воздействует на группу из восьми транспортных пакетов. Байты синхронизации этих пакетов не скремблируются. Для правильной синхронизации дескремблера в приемнике необходима групповая синхрониза-ция: инвертируется первый синхробайт из восьми транспорт-ных пакетов.

Внешнее кодирование и перемежение. Внешнее кодиро- вание осуществляется укороченным кодом Рида — Соломона RS (204, 188, t = 8). Практически укорачивание кода произво-дится добавлением на входе кодера RS (255, 239, t = 8) группы из 51 нулевого байта перед информационными байтами транс-портного пакета. После кодирования эти нулевые байты отбра-сываются, и остается кодовое слово длиной 204 байт. Кодиро-ванию подлежит целиком транспортный пакет длиной 188 байт, включая его синхробайт. Генераторный полином укороченного кода Рида — Соломона имеет вид

( )( )( ) ( )0 1 2 15( ) ,g x x x x x= + λ + λ + λ + λ

где λ = 02HEX; генераторный полином поля p(x) = x8+x4+x2+1. После внешнего кодирования производится операция внешнего перемежения.

Внутреннее кодирование и перемежение. Для внутреннего кодирования используются выколотые сверточные коды с ря-дом скоростей от 1/2 до 7/8. Все они получаются из исходного кода, имеющего скорость 1/2 с длиной кодового ограничения K = 7, что соответствует 64 состояниям решетчатой диаграммы. Внутренний перемежитель состоит из перемежителя битов и следующего за ним перемежителя символов.

310 

8.3. Система DVB‐S  Стандарт DVB-S был введен в 1994 г., а DVB-DSNG

(цифровая спутниковая система сбора новостей) — в 1997 г. Стандарт DVB-S использовал модуляцию QPSK, каскадное (сверточное и RS) канальное кодирование, в настоящее время используется большинством спутниковых операторов для теле-видения и передачи данных. Спецификация DVB-DSNG до- полнительно к формату DVB-S использует модуляцию 8PSK и 16-QAM для спутников нового поколения.

Для спутникового ТВ-вещания выделены полосы частот в диапазонах 12, 29, 40 и 85 ГГц. Диапазон 12 ГГц предназначен для служб коллективного приема телевидения и непосредст-венного спутникового ТВ-вещания.

Система DVB-S совместима с форматом транспортного по-тока MPEG-2. При передаче выполняются следующие преобра-зования потока данных для его адаптации к каналу:

– транспортное мультиплексирование и рандомизация для дисперсии энергии;

– внешнее кодирование с помощью кода Рида — Соломона; – сверточное перемежение; – внутреннее кодирование с использованием выколотого

сверточного кода; – формирование сигнала в основной полосе частот; – модуляция. Структурные схемы и параметры рандомизатора, внешнего

RS-кодера и внутреннего сверточного кодера аналогичны тако-вым в системе DVB-T.

После сверточного кодирования поток данных возрастает в два раза. Например, поток 10 Мбит/с становится равным 20 Мбит/с. С другой стороны, это эквивалентно соответствую-щему уменьшению скорости входных данных. Дополнительно скорость передачи данных можно регулировать выкалыванием отдельных битов по определенному закону, который известен как передатчику, так и приемнику. Это дает возможность изме-нять скорость от 1/2 до 7/8: 1/2 означает отсутствие выкалыва-

311

ния, т.е. максимальную защиту от ошибок, 7/8 означает мини-мальную защиту от ошибок.

Формирование спектра сигнала в основной полосе осущест-вляется фильтром с характеристикой корень квадратный из АЧХ типа приподнятого косинуса с коэффициентом скругления α = 0,35.

В системе используется модуляция QPSK. Для отображения точек сигнального созвездия применяется код Грея.

Спутник расположен на геостационарной орбите на высоте 36 000 км над поверхностью Земли. На этом расстоянии потери в свободном пространстве составляют 200 дБ. Эти потери необ-ходимо учитывать при проектировании антенных усилителей. На спутнике принимаемый сигнал с выхода антенного уси- лителя поступает на преобразователь частоты в диапазон 11–13 ГГц и затем на усилитель мощности. Выходная мощность спутникового передатчика обычно около 100 Вт.

8.4. Стандарт DVB‐S2  При разработке стандарта второго поколения DVB-S2 учи-

тывались следующие технологические достижения. 1. Новые схемы кодирования, объединенные с модуляцией

высокого порядка. Их применение увеличивает емкость до 30 % при той же полосе транспондера и эффективной излучаемой мощности EIRP.

2. Изменяемое кодирование и модуляция VCM обеспечива-ют разные уровни защиты от ошибок для различных компонен-тов сервисов (звук, мультимедиа, SDTV, HDTV).

3. Адаптивное кодирование и модуляция ACM может при-меняться при наличии обратного канала. Эта технология преду-сматривает более аккуратную защиту канала и динамическую адаптацию к условиям распространения индивидуально для ка-ждого приемного канала. Система обещает увеличение емкости до 100–200 % .

312 

4. DVB-S и DVB-DSNG были ориентированы на единствен-ный формат данных MPEG. В новой системе имеется возмож-ность работы с другими форматами — непакетированными или обобщенными потоками.

Особенности стандарта DVB-S2: – гибкая адаптация к входному потоку; – мощная система защиты от ошибок, основанная на комби-

нации кодов LDPC и BCH, обеспечивающая квазибезошибоч-ный прием QEF до 0,7–1 дБ от предела Шеннона;

– широкий диапазон кодовых скоростей (от 1/4 до 9/10), четыре вида созвездий со спектральной эффективностью от 2 до 5 бит/с/Гц оптимизированы для работы с нелинейными транспондерами;

– набор трех спектральных характеристик с коэффициента-ми скругления 0,35; 0,25; 0,2;

– адаптивное кодирование и модуляция ACM. Основные технические характеристики DVB-S2. Система

DVB-S2 — функциональный блок оборудования, обеспечи-вающий адаптацию входных цифровых потоков к спутниково-му каналу. На входе могут быть низкочастотные цифровые сиг-налы с выхода мультиплексора транспортных потоков MPEG или с выхода источников обобщенных потоков (Gentric Stream). Поток битов часто называют видеосигналом или низкочастот-ным сигналом (basebande signal). Это подразумевает, что его спектральные составляющие размещены от постоянной состав-ляющей до некоторого конечного значения, обычно не превы-шающего нескольких мегагерц [8.5]. Встречается и другое определение — сигнал в основной полосе частот [8.6]. В соот-ветствии с этим определением группы битов низкочастотных потоков принято называть basebande-кадрами (ВВ-кадры).

Если принимаемый сигнал выше порога ( )C N I+ (отноше-ние несущей к сумме шумов и помех), используемые в системе методы помехоустойчивого кодирования обеспечивают квази-безошибочный прием QEF (Quasi-Error-Free). QEF — это прием, обеспечивающий менее одной некорректированной ошибки за каждый час передачи уровня 5 Мбит в секунду в одном декоди-

313

рованном ТВ-сервисе. Это приблизительно соответствует уров-ню пакетной ошибки транспортного потока (MPEG TS) PER < 10–7 перед демультиплексором (PER — Packet Error Rate) [8.2].

Система DVB-S2 имеет четыре режима модуляции, два из которых — QPSK и 8PSK — предназначены для вещательного применения в нелинейных спутниковых транспондерах, возбу-ждаемых до близкого к насыщению уровня. Два других режи-ма — 16APSK и 32APSK, требующие более высокого уровня отношения несущая/шум C N , предназначены главным обра-зом для профессионального применения, например для сборки новостей или интерактивного обслуживания.

DVB-S2 обладает более мощной коррекцией ошибок FEC. Кодозащита FEC последовательно применяет BCH (Bose-Chaudhuri-Hocquengham) и внутреннее кодирование LDPC (Low Density Parity Check).

Адаптивное кодирование и модуляция (ACM) позволяют изменять параметры передатчика от кадра к кадру в зависимо-сти от условий пути доставки индивидуально для каждого пользователя.

В системе DVB-S2 опционально предлагаются режимы обратной совместимости Backwards Compatibility путем ис-пользования иерархической модуляции. Это обеспечивает до-полнительную емкость для новых, более совершенных прием-ников, не нарушая работу обычных приёмников DVB-S.

Для защиты от помех в новом стандарте DVB-S2, как и в прежних, используется перемежение данных и двухуровневый корректирующий код FEC, но системы внешней и внутренней кодозащиты другие. В качестве внешней кодозащиты вместо кода Рида — Соломона используется код Боуза — Чоудхури —Хоквингема (BCH), а в качестве внутренней вместо сверточно-го кода — код с низкой плотностью проверок на четность (LDPC). Для дополнительного снижения частоты ошибки ис-пользуется внешний уровень кодозащиты ВСН, работающий при малой плотности ошибок. В большинстве режимов код по-зволяет исправлять до 12 ошибок, но в некоторых случаях — до 8 или 10 ошибок.

314 

DVB-S2, в отличие от DVB-S, имеет три значения коэффи-циента скругления (roll-off factor), которые устанавливают раз-ную степень эффективности использования спектра: 0,35, 0,25 и 0,20. Более низкие значения коэффициента обеспечивают большую крутизну фронтов несущей, что позволяет размещать соседние несущие плотнее друг к другу и соответственно эф-фективнее использовать спектр.

Архитектура системы DVB-S2. Функциональная схема системы DVB-S2 представлена на рис. 8.7.

Адаптация режима зависит от применения. Она обеспечива-ет синхронизацию входного потока, вычеркивание нуль-пакетов, смешивание входных потоков, кодирование CRC для обнаружения ошибок на пакетном уровне и разделение на поля данных.

Для постоянного кодирования и модуляции и единственного транспортного потока адаптация режима состоит из интерфейса и кодирования CRC-8. ВВ-заголовок присоединяется перед полем данных, сообщает приемнику формат входного потока и тип адаптации режима. Необходимо отметить, что транс- портные пакеты MPEG могут быть отображены асинхронно в ВВ-кадры.

Адаптация потока применяется для завершения форми- рования ВВ-кадра, обеспечивает набивку и скремблирование.

Помехоустойчивое кодирование FEC выполняется каскад- ным кодированием из внешнего BCH и внутреннего LDPC кодов (скорости 1/4, 1/3, 2/5, 1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6, 8/9, 9/10). В зависимости от области применения кодированный блок имеет длину ldpcn = 64800 бит или 16200 бит. При исполь- зовании VCM и ACM кодирование FEC и модуляция могут изменяться в разных кадрах, но остаются постоянными в пределах одного кадра. Перемежение битов применяется к кодированным битам для 8PSK, 16APSK и 32APSK.

Отображение (Mapping) в созвездия QPSK, 8PSK, 16APSK и 32APSK зависит от применения. В QPSK и 8PSK исполь- зуется отображение в коде Грея.

Рис.

8.7

. Функциональная схема системы

DV

B-S2

Входной

интерфейс

Синхронизация

входного

потока

Удаление

нуль

-пакетов

Кодер

C

RC-8

Объединение

/ разделение

Буфер

Входной

интерфейс

Синхронизация

входного

потока

Удаление

нуль

-пакетов

Кодер

C

RC-8

Буфер

ВВ-сигнализация

Cкремблирование

Скор

ости 1/4, 1/3, 2/5, 1/2, 3/5, 

2/3, 3/4, 4/5, 5/6, 8/9, 9/10 

ПОМЕХ

ОУС

ТОЙЧИ

ВОЕ 

КОДИРО

ВАНИЕ 

АДАПТА

ЦИЯ 

ПОТО

КА 

АДАП

ТАЦИЯ РЕ

ЖИМА

Отображение

бит

в созвездие

QPSK, 8PSK, 

16AP

SK, 32A

PSK

ФОРМ

ИРО

ВАН

ИЕ 

PL‐КАД

РОВ

PL-сигнализация

и вставка

пилотов

Фильтрация

и квадратурная

модуляция

ВВ-ЗА

ГОЛО

ВОК

ВВ-КАДР

FEC-КАДР

PL

-КАДР

МОДУЛ

ЯЦИЯ 

ОТО

БРАЖ

ЕНИЕ 

Единственный

входной поток

Несколько

входны

х потоков

α= 0

,35,

0,2

5,

0,2

Набивка

Кодер

B

CH

Кодер

LD

PC

Перемежитель

бит

Комада

ACM

К радиочастотному

каналу

спутника

Пунктиром

обозначены

подсистемы

, не

релевантные для

единственного

транспортного потока

вещательного применения

316 

Формирование кадров (Physical layer framing) на физическом уровне применяется синхронно с FEC-кадрам и обеспечивает вставку «фальшивых» кадров, PL-сигнализацию, вставку пи-лотных символов, скремблирование для рассеивания энергии. «Фальшивые» кадры передаются при отсутствии полезных данных для передачи в канале. Система обеспечивает регуляр-ную кадровую структуру физического уровня, основанную на слотах с размером М = 90 модулированных символов в каждом слоте. При этом обеспечивается необходимая синхронизация приемника в структуре FEC-блока. Слот содержит сигнализа-цию физического уровня, включающую старт кадра, границы и параметры режима передачи. Этот механизм подходит также для установки демодулятора в VCM и ACM.

Восстановление несущих в приемнике обеспечивается введением регулярного растра пилотных символов (Р = 36 пи-лотных символов в 16 слотах). Имеются и режимы передачи с меньшим количеством пилотов, дающие увеличение полезной емкости до 2,4 %.

Фильтрация в основной полосе применяется для формирова-ния спектра сигнала (корень квадратный из АЧХ типа припод-нятого косинуса с коэффициентом скругления 0,35, 0,25 или 0,20). Для формирования радиочастотного сигнала использует-ся квадратурная модуляция.

Кодирование в системе DVB-S2. Подсистема выполняет внешнее кодирование, внутреннее кодирование и перемежение битов. Входной поток составлен из ВВ-кадров, выходной — из FEC-кадров.

Каждый кадр BBFRAME ( bchK бит) должен обрабатываться подсистемой помехоустойчивого кодирования, производящей FECFRAME ( ldpcN бит).

Проверочные биты (BCHFEC) систематического внешнего кода BCH должны быть присоединены после BBFRAM, проверочные биты (LDPCFEC) внутреннего кода LDPC должны быть присоединены после поля BCHFEC так, как показано на рис. 8.8.

317

Nldpc = 64 800 бит для стандартного FECFRAME Nldpc = 16 200 бит для короткого FECFRAME

Рис. 8.8. Формат данных перед перемежением битов В табл. 8.1 приведены параметры кодирования для стан-

дартного кадра FECFRAME ( ldpcN = 64 800 бит), в табл. 8.2 —

для короткого кадра FECFRAME ( ldpcN = 16 200 бит).

Таблица 8.1 Параметры кодирования для стандартного кадра

( ldpcN = 64 800 бит)

Код

LD

PC

Некодированны

й B

CH

блок

Kbc

h

Кодированны

й

BC

H блок

Nbc

h Некодированны

й LD

PC блок

Kld

pc

BC

H коррекция

t-ошибок

Кодированны

й

блок

Nld

pc

1/4 16 008 16 200 12 64 8001/3 21 408 21 600 12 64 8002/5 25 728 25 920 12 64 8001/2 32 208 32 400 12 64 8003/5 38 688 38 880 12 64 8002/3 43 040 43 200 10 64 8003/4 48 408 48 600 12 64 8004/5 51 648 51 840 12 64 8005/6 53 840 54 000 10 64 8008/9 57 472 57 600 8 64 800

9/10 58 192 58 320 8 64 800

318 

Таблица 8.2 Параметры кодирования для короткого кадра

( ldpcN = 16 200 бит) Идентиф

икатор

кода

LD

PC

Некодированны

й B

CH

блок

Kbc

h

Кодированны

й

BC

H блок

Nbc

h Некодированны

й LD

PC блок

Kld

pc

BC

H коррекция

t-ошибок

Эфф

ективная

скорость

LD

PC

Kld

pc/1

6200

Кодированны

й блок

Nld

pc

1/4 3 072 3 240 12 1/5 16200 1/3 5 232 5 400 12 1/3 16200 2/5 6 312 6 480 12 2/5 16200 1/2 7 032 7 200 12 4/9 16200 3/5 9 552 9 720 12 3/5 16200 2/3 10 632 10 800 12 2/3 16200 3/4 11 712 11 880 12 11/15 16200 4/5 12 432 12 600 12 7/9 16200 5/6 13 152 13 320 12 37/45 16200 8/9 14 232 14 400 12 8/9 16200

9/10 NA NA NA NA 16200 Сравнение систем DVB-S и DVB-S2 приведено в табл. 8.3. Расчет скорости символов для DVB-S можно произвести

следующим образом [8.7]. Скорость символов часто выбирается равной 27,5 мегасимволов в секунду. QPSK позволяет переда-вать 2 бита на символ. Следовательно, полная скорость данных равна 55 Мбит/с. В системе DVB-S используются два вида за-щиты от ошибок — код Рида — Соломона с коэффициентом 188/204 и сверточный код с дополнительным уменьшением скорости передачи в отношении 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8. Тогда чис-тая скорость передачи данных для QPSK 2/3 (см. табл. 8.3) получится равной 55 ⋅ 188/204 ⋅ 2/3 = 33,8 Мбит/с.

319

Таблица 8.3 Сравнение систем DVB-S и DVB-S2

Эффективная излучаемая

мощность, дБВт51 53,7

Система DVB-S DVB-S2 DVB-S DVB-S2 Модуляция и кодирование

QPSK 2/3 QPSK 3/4 QPSK 7/8 8SK 2/3

Скорость сим-волов, Mбайт

27,5 30,9 27,5 29,7

C/N (в полосе 27,5 МГц)

5,1 5,1 7,8 7,8

Полезная ско-рость, Мбит/с

33,8 46 (увели- чение на

36 %)

44,4 58,8 (уве-личение на 32 %

Число про-грамм стан-дартного ТВ

7 MPEG-2 15 AVC

10 MPEG-2 21 AVC

10 MPEG-220 AVC

13 MPEG-226 AVC

Число программ ТВЧ

1–2 MPEG-2 3–4 AVC

2 MPEG-2 5 AVC

2 MPEG-2 5 AVC

3 MPEG-2 6 AVC

В [8.8] дается краткое описание основных характеристик и

возможностей нового стандарта, а также приводятся различные примеры применения DVB-S2 — главным образом для целей телевидения. Сюда входят вещание, сбор ТВ-программ и разда-ча сигнала на цифровые эфирные передатчики. Представленные характеристики иллюстрируют преимущества новой системы над DVB-S и DVB-DSNG.

8.5. Система DVB‐T2  Структура системы DVB-Т2 [8.9, 8.10] представлена на

рис. 8.9. На входе системы может быть один или несколько транспортных потоков MPEG2 TS и/или один или несколько обобщенных потоков GS.

320 

Входной предпроцессор, который не является частью систе-мы Т2, может включать разделитель сервисов (или демультип-лексор транспортного потока TS) на отдельные сервисы на вхо-дах системы Т2, один (или более) из которых является потоком логических данных. Затем они переносятся в отдельных кана-лах физического уровня Physical Layer Pipes (PLP).

Входная обработка

TS GS

Перемеже-ние бит,

кодирование и модуляция

Формирова-

тель

ка дров

Генерация OFDM

Рис. 8.9. Структура системы DVB-Т2 высокого уровня

Выходом системы является обычный сигнал для передачи по

радиоканалу. Опционально может быть сформировано второе направление, передаваемое через вторую антенну, это называ-ется режимом передачи MISO. MISO — Multiple Input, Single Output — означает несколько передающих антенн и одну при-емную.

К входному потоку предъявляется требование: размер одно-го пакета в Т2-кадре не должен превышать емкости Т2-кадра. Обычно это достигается формированием PLP в группы, ко- торые используют одинаковые модуляцию и кодирование (MODCOD) и глубину перемежения. Формируется одна или несколько групп PLP с теми же самыми MODCOD и глубиной перемежения от одного источника со статистическим мультип-лексированием и с постоянной битовой скоростью. Каждая группа может содержать один общий PLP, но группа PLP не обязательно должна содержать общий PLP. Предполагается, что приемник всегда способен принимать один PLP и присое-диненный к нему общий PLP.

В более общем случае группа мультиплексированных серви-сов может использовать переменное кодирование и модуляцию (VCM), что обеспечит постоянную выходную емкость. Когда

321

несколько потоков передается через группу PLP, перед вход-ным блоком обработки (см. рис. 8.9) должно быть выполнено разделение на отдельные потоки. Максимальная входная ско-рость, включая нуль-пакеты, должна быть 100 Мбит/с. Макси-мальная пропускная способность после удаления нуль-пакетов больше 50 Мбит/с (в канале 8 МГц).

Архитектура системы DVB-T2 представлена на рис. 8.10–8.14.

Входной интерфейс

Один входной поток Кодер

CRC-8

Вставка заголовка ВВ-кадра

Вставка «набивки»

ВВ-скремблер

Адаптация режима

Адаптация потока

К модулю BICM

Рис. 8.10. Модуль входной обработки для режима «А» (один поток PLP)

Форматы входных сигналов. Входной предпроцессор/

расщепитель сервисов снабжает модуль адаптации режима одним или множеством потоков (один для каждого модуля). В случае транспортного потока TS скорость пакетов постоянна, хотя только часть пакетов соответствует сервисным данным, остальные могут быть нуль-пакеты.

Каждый входной поток (PLP) ассоциирован с определенной модуляцией и FEC-защитой, которые статически конфигури-руемы.

Входной

интерф

ейс

Синхр

. вх

. потока

Компенса-

ция

задерж

ки

Выч

еркива

-ние нуль

-пакетов

Кодер

C

RC-8

Вставка

заголовка

ВВ-кадра

PLP 0

Входной

интерф

ейс

Синхр

. вх

. потока

Компенса-

ция

задерж

ки

Выч

еркива

-ние нуль

-пакетов

Кодер

C

RC-8

Вставка

заголовка

ВВ-кадра

PLP 1

Входной

интерф

ейс

Синхр

. вх

. потока

Компенса-

ция

задерж

ки

Выч

еркива

-ние нуль

-пакетов

Кодер

C

RC-8

Вставка

заголовка

ВВ-кадра

PLP n

К адаптац

ии

потока

Мно

го

входны

х по

токов

Рис.

8.1

1. М

одуль адаптации режим

а для режим

а «В

» (много

PLP

)

323

К модулю

B

ICM

Планировщик Задержка

кадра

In-b

and-

сигнализация

In-b

and-

сигнализация

In-b

and-

сигнализация

Задержка

кадра

Задержка

кадра

ВВ-скремблер

ВВ-скремблер

ВВ-скремблер

PLP 0

PLP 1

PLP n

Рис.

8.1

2. М

одуль адаптации потока

для

входного режим

а «В

» (много

PLP

)

324 

FEC-

кодер

Перемежи-

тель

битов

Размещение

битов

в ячейк и

Отображение

ячеек в

созвездия

(Грей)

Вращ

ение

созвездий

Перемеже-

ние

ячеек

PLP 0

Временное

перемежение

FEC-

кодер

Перемежи-

тель

битов

Размещение

битов

в ячейк и

Отображение

ячеек в

созвездия

(Грей)

Вращ

ение

созвездий

Перемеже-

ние

ячеек

PLP 1

Временное

перемежение

FEC-

кодер

Перемежи-

тель

битов

Размещение

битов

в ячейк и

Отображение

ячеек в

созвездия

(Грей)

Вращ

ение

созвездий

Перемеже-

ние

ячеек

PLP n

Временное

перемежение

FEC-

кодер

Перемежи-

тель

битов

Размещение

битов

в ячейки

Отображение

ячеек в

созвездия

(Грей)

L1-p

ost

FEC-

кодер

L1 p

re

Отображение

ячеек в

созвездия

(Грей)

Генерация

L1

сигнализации

L1- d

yn PL

P 0-

n

L1 -конфигурация

Рис.

8.1

3. Перемежение

битов

, кодирование

и модуляция

(BIC

M)

325

К генератору

O

FDM

Маппер

ячеек

(сборки

модулированных

ячеек)

ВВ

- скремблер

PLP 0

PLP 1

PLP n

Сборка

общ

их

ячеек

PLP

Процессор

субслайсов

Сборка

ячеек

PLP-данных

Сборка

L1-ячеек

Компенсация

задерж

ки

Рис.

8.1

4. Форми

рователь

кадров

326 

Каждый вход PLP может иметь следующие форматы: 1) транспортный поток MPEG-2 TS; 2) обобщенный инкапсулированный поток GSE; 3) обобщенный непрерывный поток GCS (поток пакетов с

переменной длиной, где модулятор не уведомлен о границах пакетов);

4) обобщенный пакетированный поток с фиксированной длиной GFPS, эта форма сохраняется для совместимости с S2, но ожидается, что вместо нее будет использоваться GSE.

Транспортный поток MPEG-2 TS — пакеты пользователя (User Packets (UP)) с фиксированной длиной 188 ⋅ 8 бит (один MPEG-пакет), первый байт — синхробайт (47HEX). Он должен быть сигнализирован в поле заголовка TS/CS.

Примечание. Максимальная достижимая полная скорость после удаления нуль-пакетов приблизительно 50,1 Мбит/с (в канале 8 МГц).

Поток GSE характеризуется длиной пакета (постоянной или изменяемой), что сигнализируется в заголовке пакета GSE и соответственно в заголовке ВВ-поля TS/GS.

GCS — непрерывный поток, сигнализируется в ВВ-заго- ловке полем TS/GS и UPL = 0D. Переменная длина пакета, когда модулятор не осведомлен о границах, или постоянная длина пакета выше 64 кбит расценивается как GCS.

GFPS — поток с постоянной длиной UP, равной O_UP бит (максимальная величина 64k). O_UP — это оригинальная длина пакета пользователя — сигнализируется в ВВ-заголовке.

Входной интерфейс. Входной интерфейс отображает вход-ной сигнал во внутренний логический битовый формат. Первый бит — наибольший значащий бит MSB. Входной интерфейс применяется раздельно для каждого PLP. Входной интерфейс читает поле данных, составляющее DFL бит (Data Field Length — длина поля данных):

bch0 DFL ( 80),K< < −

где bchK — число битов, защищаемых кодами BCH и LDPC.

327

Максимальная величина DFL зависит от выбранного кода LDPC полезной нагрузки из bchK битов; 10 байт ВВ-заголовка (80 бит) присоединяются к началу поля данных и также защи-щаются кодами BCH и LDPC.

Входной интерфейс должен или разместить число входных битов, равное емкости поля данных, разделяя UP в последова-тельность полей данных (эта операция называется фрагмента-цией), или разместить целое число UP в пределах поля данных без фрагментации. Если имеющаяся емкость поля данных равна

bch 80K − , in-band-сигнализация не используется, если меньше, то используется.

Если величина длины поля данных bchDFL ( 80),K< − в адаптере потока вставляется поле набивки для заполнения ем-кости кодового блока BCH/LDPC. Поле набивки должно быть также размещено в первом ВВ-кадре Т2-кадра для передачи in-band-сигнализации (в зависимости от того, используется фраг-ментация или нет).

Синхронизация входного потока (опция). Обработка дан-ных в модуляторе DVB-T2 может задержать передачу пользо-вательской информации. Субсистема синхронизации входного потока обеспечивает подходящее средство для гарантии посто-янства скорости битов (CBR) и постоянную задержку для лю-бого формата входных данных.

Поле синхронизации ISSY (Input Stream Synchronizer 2 или 3 байт) переносит значение тактовой частоты счетчика модуля-тора 1/Т ( для полосы 8 МГц Т = 7/64 мкс) и может использо-ваться приемником для регенерации корректной синхронизации воспроизводимого входного потока. Поле ISSY зависит от формата входного потока и режима. В стандартном режиме поле ISSY присоединяется к пользовательскому пакету UP для пакетированных потоков. В режиме высокой эффективности поле ISSY передается в каждом ВВ-кадре в ВВ-заголовке, при-чем пакеты UP ВВ-кадра распространяются вместе с полями синхронизации и поэтому испытывают одну и ту же задерж-ку/джиттер.

328 

Когда механизм ISSY не используется, соответствующие поля в ВВ-заголовке, если они имеются, должны быть установ-лены в нуль.

Компенсация задержки транспортных потоков. Парамет-ры перемежения PI и TIN и кадровый интервал IJUMP могут быть различными в группе PLP-данных и в соответствующем общем PLP. Чтобы обеспечить механизм восстановления транспортно-го потока без дополнительной памяти в приемнике, входные транспортные потоки должны быть задержаны в модуляторе с последующей вставкой информации о синхронизации входного потока. Задержки должны быть такими, чтобы парциальные транспортные потоки на выходах буферов де-джиттера (в при-емнике) для PLP-данных и общего PLP были одновременными. Это означает, что пакеты с соответствующими величинами ISCR в двух потоках должны быть на выходе в пределах 1 мс друг относительно друга.

Стирание нуль-пакетов (опция только для TS, NM и HEM). Стандарты транспортных потоков требуют, чтобы бито-вые скорости на выходе мультиплексора передатчика и на вхо-де демультиплексора приемника были постоянными во време-ни. В некоторых входных транспортных потоках может присутствовать большой процент нуль-пакетов, для того чтобы уровнять битрейты сервисов с переменной битовой скоростью VBR. В этом случае для устранения излишней перегрузки нуль-пакеты должны быть идентифицированы (PID = 8191D) и уда-лены. Процесс выполняется так, чтобы стертые нуль-пакеты могли быть восстановлены в приемнике точно в том же месте, где они были первоначально. Это гарантирует постоянную би-товую скорость и исключает необходимость в передаче вре-менных меток PCR.

Когда используется стирание нуль-пакетов, должны переда-ваться пользовательские пакеты (TS-пакеты с PID ≠ 8191D), включающие опционально присоединенное поле ISSY, хотя нуль-пакеты вместе с присоединенными полями ISSY стирают-ся (см. рис. 8.7). После передачи пользовательского пакета (UP) счетчик, названный DNP (Deleted Null-Packets, 1 байт), должен

329

быть вначале возвращен в исходное положение и затем возрас-тать с каждым удаленным нуль-пакетом. Когда DNP достигнет максимальной величины 255, то следующий нуль-пакет не сти-рается, а передается как полезный. Вставка поля DNP должна быть после каждого передаваемого UP.

Кодирование CRC-8 (только для GFPS и TS, NM). CRC-8 применяют для обнаружения ошибок на уровне пользователь-ских пакетов (только в нормальном режиме и в пакетированных потоках). Рассчитанный CRC-8 присоединяется к UP.

Вставка ВВ-заголовка. ВВ-заголовок с фиксированной длиной 10 байт должен быть вставлен в начало поля ВВ-данных для описания формата поля данных. ВВ-заголовок должен иметь одну из двух форм, показанных на рис. 8.15 для нормаль-ного NM и высокоэффективного HEM режимов соответственно. Текущий режим (NM или HEM) определяется полем MODE.

MATYPE (2 байта)

UPL(2 байта)

DFL(2 байта)

SYNC(1 байт)

SYNCD(2 байта)

CRC-8 MODE (1 байт)

а

MATYPE (2 байта)

ISSY 2MSB

(2 байта)

DFL (2 байта)

ISSY 1 LSB

(1 байт)

SYNCD (2 байта)

CRC-8 MODE (1 байт)

б Рис. 8.15. Формат ВВ-заголовка в стандартном режиме (а)

и режиме высокой эффективности (б) Подсистема адаптации режима к различным форматам вход-

ных потоков формирует поля данных и обеспечивает вставку ВВ-заголовка в начало каждого поля данных. Пример формата выходного потока подсистемы адаптации режима приведен на рис. 8.16.

330 

ВВ-заголовок

Поле данных

MATYPE (2 байта)

ISSY (2MSB)

DFL (2 байта)

ISSY (1LSB)

SYNCD (2 байта)

CRC-8MODE (1 байт)

UP – пакет пользователя; MATYPE – вид адаптации режима; ISSY – индикатор синхронизации входного потока; DFL – длина поля данных; LSB – наименьший значащий бит; MSB – наибольший значащий бит; SYNCD – отметка начала завершённого пользовательского пакета

80 бит DFL

UP UP UP UP UP

Транспортный Поток

SYNC

UPL

Время

Рис. 8.16. Формат потока на выходе адаптера режима для метода высокой эффективности при передаче

транспортного потока Планировщик. Для генерации информации динамической

сигнализации L1 планировщик должен точно решить, какие ячейки Т2-сигнала будут переносить данные и какому PLP они принадлежат. Хотя на этой стадии указанная операция не влия-ет на сам поток данных, планировщик должен определить точ-но композицию кадровой структуры.

Планировщик подсчитывает FEC-блоки от каждого PLP. Стартуя от начала кадра перемежения (который соответствует одному или более Т2-кадру), планировщик вычисляет отдельно старт каждого FEC-блока, принимаемого от каждого PLP. Затем планировщик рассчитывает значения динамических параметров для каждого PLP в каждом Т2-кадре и пересылает рассчитан-ные значения для вставки в качестве данных in-band-сигна- лизации в генератор L1-сигнализации.

Планировщик не изменяет данные в PLP. Данные будут бу-феризированы в памяти временного перемежителя для форми-рователя кадров.

331

Набивка (Padding). bchK зависит от скорости FEC (табл. 8.4 и 8.5). Набивка может быть применена, когда полезных данных недостаточно для полного заполнения ВВ-кадра или когда це-лое число UP должно быть размещено в ВВ-кадре. После поля данных DATA FIELD должно разместиться bchK – DFL – 80 нулевых битов. В результате BBFRAME должен иметь посто-янную величину bchK битов.

Таблица 8.4 Параметры кодирования для стандартного FEC-кадра

ldpcN = 64 800

Код

LD

PC

Некодированны

й B

CH

блок

Kbc

h

Кодированны

й

BC

H блок

Nbc

h Некодированны

й LD

PC блок

Kld

pc

BC

H коррекция

t-ошибок

Nbc

h–K

bch

Кодированны

й

блок

Nld

pc

1/2 32 208 32 400 12 192 64 800 3/5 38 688 38 880 12 192 64 800 2/3 43 040 43 200 10 160 64 800 3/4 48 408 48 600 12 192 64 800 4/5 51 648 51 840 12 192 64 800 5/6 53 840 54 000 10 160 64 800

Скремблирование аналогично DVB-S2. Перемежение битов, кодирование и модуляция в системе

DVB-T2. Внешнее и внутреннее кодирование и перемежение битов выполняет субсистема FEC-кодирования. Входной поток составлен из ВВ-кадров, выходной поток — из FEC-кадров. Каждый ВВ-кадр с размером bchK бит обрабатывается подсис-темой FEC-кодирования для генерации FEC-кадра размером

ldpcN бит. Поле LDPCFEC внутреннего LDPC-кодера присое-диняется после поля BCHFEC (см. рис. 8.8).

332 

Параметры FEC-кодирования для стандартного FEC-кадра и для короткого FEC-кадра представлены в табл. 8.4 и 8.5 соот-ветственно.

Таблица 8.5 Параметры кодирования для короткого

FEC-кадра ldpcN = 16 200

Идентиф

икатор

кода

LD

PC

Некодированны

й

BC

H блок

Kbc

h

Кодированны

й

BC

H блок

Nbc

h Некодированны

й LD

PC блок

Kld

pc

BC

H коррекция

t-ошибок

Nbc

h –

Kbc

h

Эфф

ективная

скорость

LD

PC

Kbc

h/162

00

Кодированны

й

блок

Nld

pc

1/4 3 072 3 240 12 168 1/5 16200 1/2 7 032 7 200 12 168 4/9 16200 3/5 9 552 9 720 12 168 3/5 16200 2/3 10 632 10 800 12 168 2/3 16200 3/4 11 712 11 880 12 168 11/15 16200 4/5 12 432 12 600 12 168 7/9 16200 5/6 13 152 13 320 12 168 37/45 16200

Примечание. Скорость кодирования 1/4 используется только для защиты L1-предсигнализации и не используется для защиты данных.

При внешнем кодировании коррекция t-ошибок кода BCH ( bchN , bchK ) должна применяться к каждому ВВ-кадру для ге-нерации защищенного от ошибок пакета. Параметры кода BCH для ldpcN = 64 800 даны в табл. 8.4 и для ldpcN = 16 200 — в табл. 8.5.

333

8.6. Системы кабельного телевидения DVB‐C/C2  DVB-C. Структура DVB-C максимально согласована со

структурой спутниковой системы DVB-S, но для модуляции в ней используется M-QAM с числом позиций от 16 до 256.

Входными сигналами на головной станции являются транс-портные потоки MPEG-2 и такты, получаемые через интерфейс в основной полосе от различных источников: спутников, техно-логических линий, локальных программных источников и др.

Методы инверсии каждого восьмого байта синхронизации, перемежения и кодирования кодом RS аналогичны методам DVB-S и DVB-T. После преобразования байтов в кортежи (ко-роткие последовательности битов, равные значности модули-рующего кода) осуществляется найквистовая согласованная фильтрация для формирования спектра в квадратурных кана-лах. Затем сигналами I и Q модулируются квадратурные несу-щие и сигнал QAM переносится по спектру в полосу частот кабельного канала. На приеме в соответствующем порядке вы-полняются обратные операции по демодуляции и декодирова-нию сигнала в цифровой приставке STB.

Отображение байтов в символы. После сверточного пере-межения непрерывную последовательность байтов необходимо разделить на короткие последовательности битов, каждая из которых соответствует символу QAM, то есть определенной точке на диаграмме созвездия. Такие последовательности дво-ичных символов называются кортежами. Длина кортежа m = log2M, где M — число позиций сигнала M-QAM.

Дифференциальное кодирование. Для устранения потерь информации из-за скачков фазы несущей применяется диффе-ренциальное кодирование двух старших разрядов кортежа

k kA B (рис. 8.17). При этом обеспечивается однозначность вы-деления требуемого фазового квадранта на квадратурной диа-грамме. Менее значащие m – 2 бита кортежа определяют номер точки, повторяясь в каждом квадранте, и не подвержены иска-жениям из-за фазовых скачков на величину, кратную 2π .

334 

Маппер

Отображение байтов

в кортежи Кодер

относительно-го кода

Qk

IkI

Q8

m–2 бита

Рис. 8.17. Структурная схема дифференциального кодирования Фильтрация. Квадратурные сигналы I и Q с выхода маппе-

ра перед модуляцией подвергаются формирующей фильтрации с коэффициентом скругления спектра α = 0,15.

DVB-C2. DVB-C2 является цифровой системой передачи второго поколения. Она использует новейшие способы модуля-ции и кодирования для повышения эффективности кабельных сетей. Предназначена для доставки новых сервисов, таких как видео по требованию, и телевидения высокой четкости.

Стандарт DVB-C был впервые опубликован ETSI в декабре 1994 г. и впоследствии стал наиболее широко используемой системой передачи цифрового кабельного телевидения.

Для сравнения систем DVB-C и DVB-C2 в табл. 8.6 пред-ставлены их параметры.

Таблица 8.6 Сравнение систем DVB-C и DVB-C2

Параметр DVB-С DVB-C2 Входной интерфейс

Единственный транс-портный поток (TS)

Множественные транспортные потоки

Режимы Постоянное кодиро-вание и модуляция

Изменяемое и адаптивное кодирование и модуляция

FEC RS LDPC+BCH Перемежение Перемежение битов Перемежение битов, вре-

менное и частотное Пилоты Не используются Рассеянные и непрерыв-

ные Модуляция QAM одной несущей COFDM Защитный интервал

Не используется 1/64 или 1/128

Схемы модуляции

от 16 до 256-QAM от 16 до 4096-QAM

335

Разработчики семейства стандартов DVB второго поколения старались максимально унифицировать компоненты стандар-тов, предназначенные для разных сред. В частности, во всех стандартах применяется единая схема помехоустойчивого ко-дирования. Она предусматривает последовательное наложение внешней кодозащиты BCH и внутренней кодозащиты LDPC. Более того, системные уровни DVB-S2 и DVB-C2 тоже очень близки, что позволяет легко конвертировать спутниковый сиг-нал в формат, регламентированный для кабельных сетей [8.11].

8.7. Мобильное телевидение DVB‐H  С точки зрения канального кодирования и модуляции

DVB-H является расширением DVB-T для повышения надеж-ности приема сигналов цифрового телевидения в движении. Стандарт предусматривает повышение эффективности переноса мультимедийных сервисов по сетям наземного цифрового ве-щания на ручные терминалы [8.12].

По определению ручные устройства (handhelds) — это пер-сональные беспроводные устройства, обычно очень малых раз-меров, подобные мобильным телефонам или персональным цифровым помощникам PDA — Personal Digital Assistant, с возможностью приема аудиовизуальных потоков и сервисных данных, часто с приспособлениями для двунаправленной голо-совой связи или посредством передачи данных. Модуляция и кодирование в этих системах имеют следующие основные особенности [8.13].

Первое нововведение относительно DVB-T — добавлен режим 4k. Объясняется это следующим образом. Стандарт DVB-T может обеспечить удовлетворительные характеристики мобильного приема в режиме 2k, но в режиме 8k при приеме в движении на большой скорости возникают проблемы из-за эффекта Допплера. В то же время для стационарного приема короткий защитный интервал, связанный с режимом 2k, не до-пускает его использование в одночастотной сети с большой

336 

площадью покрытия. По этой причине компромиссный режим, находящийся между режимами 2k и 8k, позволяет получить приемлемые характеристики как для мобильного, так и для ста-ционарного приема. Именно поэтому в DVB-H введен новый режим 4k.

Вторая особенность — дополнительная защита от помех MPE-FEC. Для MPE-FEC используются коды Рида — Соломона (191, 255). Дополнительные байты передаются отдельно от за-щищаемой информации.

Третья особенность — возможность использования тайм-слайсинга (time-slicing). Это способ передачи нескольких сер-висов «вспышками» (bursts), что позволяет экономить потреб-ляемую приемником энергию.

Четвертое отличие — возможность использования углуб-ленного перемежения.

337

9. Передатчики  для цифрового телевидения 

9.1. Требования к цифровым  телевизионным передатчикам 

Рассмотрим передатчики для эфирного наземного цифрового

телевизионного вещания по системе DVB-T. Передатчики для цифрового телевизионного вещания должны удовлетворять требованиям и рекомендациям документов ETSI EN 300 744 [9.1], ETSI TR 101 290 [9.2] и др. При внедрении системы мо-бильного телевещания предусматривается возможность работы в режиме как DVB-T, так и DVB-H. При этом дополнительно необходимо учитывать требования стандарта ETSI EN 302 304 [9.3].

Поскольку переход на цифровое вещание будет постепен-ным, необходимо по возможности использовать существующее оборудование телецентров, в частности усилители мощности. При этом передатчики становятся гибридными, готовыми к ра-боте с цифровыми потоками.

В России одним из последних нормативных документов яв-ляются «Правила применения оборудования систем телевизи-онного вещания» [9.4], разработанные в соответствии со стать-ей 21 Федерального закона от 07.07.03 г. № 126-ФЗ «О связи», которая в части правил применения передатчиков наземного вещательного телевидения впервые формулирует требования к аналоговым, цифровым и аналого-цифровым (гибридным) передатчикам. Правила утверждены приказом Министерства информационных технологий и связи Российской Федерации от 10 января 2006 г. № 1. Сведения из этих правил, относящие-ся к цифровым телевизионным передатчикам, приведены ниже.

Требования к цифровым телевизионным передатчикам. Телевизионные цифровые передатчики должны обеспечивать формирование и передачу радиосигналов европейской систе- мы цифрового телевизионного вещания DVB согласно п. 1

338 

распоряжения Правительства Российской Федерации от 25 мая 2004 г. № 706-р «О внедрении в Российской Федерации евро-пейской системы цифрового телевизионного вещания DVB» (Собрание законодательств Российской Федерации. 2004. № 22. Ст. 2211), класс излучения X7FWX.

Передатчики должны иметь возможность работать в любом заранее заданном радиоканале частотных диапазонов III, IV, V.

Передатчики должны обеспечивать модуляцию COFDM (режимы 2k, 8k и/или 4k).

Выходная мощность передатчика определяется эффектив-ным значением мощности радиосигнала, и ее номинальное значение должно быть указано в технических условиях на кон-кретный тип передатчика. Отклонение мощности от номиналь-ного значения должно быть в пределах ± 10 %.

Передатчики должны иметь последовательный асинхрон-ный ASI- и/или параллельный синхронный SPI-интерфейс для приема транспортного потока MPEG-2 или MPEG-4, образо-ванного пакетами с фиксированной длиной 188 байт.

Передатчик должен обеспечивать передачу информацион-ного потока с параметрами, указанными в табл. 9.1, в режимах 2k и 8k.

Коэффициент битовых ошибок BER, измеренный перед де-кодером Витерби, должен быть не более 10–9.

Среднеквадратическое значение коэффициента ошибок модуляции MER должно быть не менее 35 дБ.

Параметры, относящиеся к использованию радиочастотно-го спектра, должны соответствовать следующим требованиям.

Значение центральной частоты передатчика должно обес-печивать положение спектра излучаемого колебания в границах заданного канала. Отклонение центральной частоты в спектре выходного сигнала от средней частоты рабочего канала должно быть в пределах ±100 Гц.

Уровень спектральной плотности мощности внеполосных составляющих спектра выходного сигнала передатчика, пред-назначенного для совместного использования радиочастот с аналоговыми передатчиками, в области отстроек ±(3,9–12) МГц

339

от центральной частоты не должен превышать значений, ука-занных на рис. 9.1.

Таблица 9.1 Скорость цифрового потока, Мбит/с

Моду- ляция

Скорость кода

Защитный интервал 1/4 1/8 1/16 1/32

QPSK

1/2 4,98 5.53 5,85 6,03 2/3 6,64 7,37 7,81 8,04 3/4 7,46 8,29 8,78 9,05 5/6 8,29 9,22 9,76 10,05 7/8 8,71 9,68 10,25 10,56

16-QAM

1/2 9,95 11,06 11,71 12,06 2/3 13,27 14,75 15,61 16,09 3/4 14,93 16,59 17,56 18,10 5/6 16,59 18,43 19,52 20,11 7/8 17,42 19,35 20,49 21.11

64-QAM

1/2 14,93 16,59 17,56 18,10 2/3 19,91 22,12 23,42 24,13 3/4 22,39 24,88 26,35 27,14 5/6 24,88 27,65 29,27 30,16 7/8 26,13 29,03 30,74 31,67

Рис. 9.1. Значения спектральной плотности мощности внеполосных составляющих спектра выходного сигнала

передатчика DVB-T

–120

–100

–80

–60

–40

–20

0

–12 –10 –8 –6 –4 –2 0 2 4 6 8 10 12Частота отстройки, МГц

Относительный уровень,

дБ

340 

Для критического случая относительный уровень спект- ральной плотности мощности внеполосных составляющих спектра выходного сигнала передатчика в области отстроек ± (3,9–12) МГц от центральной частоты не должен превышать значений, указанных на рис. 9.2. Критическими считаются слу-чаи использования телевизионных каналов, смежных с другими службами (малой мощности или работающими только на при-ем), при этом может потребоваться спектральная маска с более высоким затуханием вне канала [9.1].

Рис. 9.2. Спектральная маска для критических случаев

Требования к гибридным телевизионным передатчикам.

Ниже приведена информация из пятого раздела документа «Правила применения оборудования систем телевизионного вещания» [9.4].

Гибридные передатчики должны обеспечивать возможность работы либо в аналоговом, либо в цифровом режиме вещания.

Переход от аналогового режима вещания к цифровому мо-жет осуществляться с помощью органов управления передатчи-ком или по каналу управления передатчиком.

Допускается осуществлять переход от аналогового к цифро-вому режиму вещания путем замены отдельных блоков пере-датчиков, в частности заменой возбудителя передатчика для

–140

–120

–100

–80

–60

–40

–20

0

Частота относительно центра канала, МГц

Относительный уровень,

дБ

–12 –10 –8 –6 –4 –2 0 2 4 6 8 10 12

341

аналогового вещания на возбудитель для цифрового вещания, а также заменой пассивных выходных элементов или примене-нием специальных видов коррекции.

При работе телевизионного передатчика в аналоговом ре-жиме он должен соответствовать требованиям раздела 3 доку-мента [9.4].

9.2. Основные параметры  и характеристики передатчиков DVB‐T/H 

Выходная мощность. В отличие от аналоговых телевизион-

ных передатчиков, для которых нормируется пиковая мощ-ность, для цифровых передатчиков указывают среднеквадрати-ческое значение.

Спектральная плотность мощности равномерна в полосе частот радиоканала.

Несущие частоты. В системе DVB-T имеются два режи-ма — 2k и 8k, в системе DVB-H добавлен третий — 4k. Основ-ные характеристики этих режимов приведены в табл. 9.2.

Таблица 9.2 Частотные параметры для сигнала DVB-T/H (канал 8 МГц)

Параметр 2k 4k 8k Число активных несущих K 1705 3409 6817 Число несущих данных 1512 3024 6048 Элементарный период Т, мкс 7/64 7/64 7/64 Полезная часть символа ТU, мкс 224 448 896 Разнос несущих 1/ТU, Гц 4464 2232 1116 Разнос между крайними несущими Kmin и Kmax = (K–1) / TU, МГц

7,61 7,61 7,61

Примечание. Курсивом даны приблизительные значения. Не все несущие используются для передачи полезной на-

грузки. В режиме 8k имеется 6048 полезных несущих, в режиме 2k — 1512. В режиме 8k ровно в 4 раза больше полезных несу-щих, чем в режиме 2k. Но так как скорость символов в режиме

342 

2k в 4 раза выше, оба режима при одинаковых условиях переда-чи всегда имеют одинаковую скорость передачи данных.

Защитные интервалы. Длительности защитных интервалов во всех трех режимах DVB-T/H приведены в табл. 9.3.

Таблица 9.3 Длительность защитного интервала TG , мкс

GIF 8k 4k 2k 1/4 224 112 56 1/8 112 56 28

1/16 56 28 14 1/32 28 14 7

Из таблицы видно, что в режиме 4k величины защитного ин-

тервала и, следовательно, размеры ячеек в одночастотной сети находятся между соответствующими величинами режимов 8k и 2k. В остальном влияние нового режима 4k на планирование сети минимально, так как режим 4k имеет такие же характери-стики спектральной маски и защитные отношения, как и в сис-теме DVB-T.

Режим 4k используется в сочетании с углубленным переме-жением (8k перемежают с 4k и 2k символами) и может оказать влияние на допустимые импульсные помехи, так как в этом случае биты одного символа распространяются через два 4k символа, обеспечивая лучшее временное многообразие (time diversity — разнородность).

Характеристики спектра радиосигнала. Символы OFDM определяют взаимное расположение равномерно отсто- ящих ортогональных несущих. Длительность символа OFDM

S U G ,T T T= + где TU — полезная часть символа; G IF UT G T= ⋅ — длительность защитного интервала; IFG — относительная дли-тельность защитного интервала (1/4, 1/8 и т. д.). Амплитуды и фазы несущих ячеек данных изменяются от символа к сим- волу.

343

Спектральная плотность мощности каждой несущей к ( )P f на частоте

к c U ,f f k T′= +

max min min max( ) 2, ,′ = − + ≤ ≤k k K K K k K

определяется выражением 2

к Sк

к S

sin ( )( ) .( )π⋅ − ⋅⎡ ⎤= ⎢ ⎥π ⋅ − ⋅⎣ ⎦

f f TP f f f T

Суммарная спектральная плотность мощности модулиро-ванных несущих равна сумме спектральных плотностей мощ-ности всех несущих. Поскольку длительность символа OFDM

S U GT T T= + больше, чем обратная величина интервала между несущими 1/TU, главная доля спектральной плотности мощно-сти каждой несущей уже, чем удвоенный интервал между несущими. Таким образом, в пределах номинальной полосы 7,608 258 MГц для режима 8k или 7,611 607 MГц для режима 2k спектральная плотность непостоянна.

На рис. 9.3 показано положение спектра DVB-T канала и приведены наиболее важные системные параметры. Здесь так-же показаны номера центральных несущих, которые особенно важны при проверке. Это несущие с номерами 3408 при 8k и 852 при 2k; они соответствуют точно центру канала DVB-T. Некоторые эффекты, которые могут быть вызваны модулято-ром, наблюдаются только в этих точках. В квадратных скобках на этом рисунке указаны значения для режима 2k. Крайние не-сущие на верхней и нижней границах канала всегда равны ну-лю, т.е. они неактивные.

Непрерывные пилоты расположены на реальной оси (ось I) с фазой 0°/180° и имеют определенную амплитуду. Они увели-чены на 3 дБ по сравнению со средней мощностью сигнала и используются в приемнике в качестве опорной фазы для авто-матической подстройки частоты, т.е. для синхронизации часто-ты приемника с частотой передатчика.

344 

Рассеянные пилоты распределены по всему спектру канала DVB-T и виртуально составляют свип-сигнал для оценки кана-ла. В пределах символа каждая 12-я несущая является рассеян-ным пилотом. Каждый рассеянный пилот сдвигается вперед на три положения в следующем символе, т.е. в каждом случае две промежуточных полезных несущих никогда не становятся рас-сеянными пилотами, в то время как в каждом третьем положе-нии спектра полезные несущие иногда становятся рассеянными пилотами. Рассеянные пилоты имеют такую же амплитуду, как и непрерывные, и также изменяются по фазе 0°/180° по оси I.

Полоса ОБПФ

Полоса канала

Полоса сигнала

Центральная несущая3408 [852]

Несущая # 0

Несущая # 6816 [1704]

Параметры спектра для канала 8 МГц

Полоса ОБПФ

9,1429 МГц (64/7)

Полоса сигнала

7,61 МГц

Разнос несущих

1,11[4,46] кГц

Рис. 9.3. Спектр сигнала DVB-T в режимах 8k и 2k

Несущие TPS имеют фиксированные положения по часто-

там. TPS означает сигнализацию о параметрах передачи. Они сообщают приемнику информацию о текущих параметрах пе-редачи. Используется модуляция DBPSK — дифференциальная бинарная фазовая манипуляция (по оси I 0°/180°). Дифферен-циальное кодирование означает, что информация содержится в различии между данным и последующим символом. Все несу-щие TPS одного символа переносят одну и ту же информацию, т.е. все они имеют фазу либо 0°, либо 180° по оси I. DBPSK

345

означает, что ноль передается, когда фаза TPS-несущей изме-няется от символа к символу, и единица — когда фаза TPS-несущей не изменяется при переходе от одного символа к дру-гому. Полная информация занимает 68 символов и составляет 68 бит. Этот сегмент называется кадром. Рассеянные пилоты в пределах этого кадра перемещаются по частоте от начала до конца полосы частот канала DVB-T.

TPS-несущие передают следующую информацию: – режим (2k, 8k); – длину защитного интервала (1/4, 1/8, 1/16, 1/32); – тип модуляции (QPSK, 16-QAM, 64-QAM); – кодовую скорость (1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8); – использование иерархического кодирования. Эквивалентные шумовые потери END являются мерой

потерь реализации, обусловленных сетью или оборудованием, относительно идеальных характеристик. END равно разности в децибелах отношения C N , необходимого для достижения

4BER 2 10−= ⋅ перед декодером RS (внешний), и отношения C N , которое теоретически дает 4BER 2 10−= ⋅ для Гауссова канала [9.1, приложение А].

Коэффициент ошибок модуляции (modulation error ratio (MER)) — отношение мощности радиосигнала к мощности со-ставляющих вектора ошибки. Это один из важнейших показа-телей качества выходных сигналов передатчика. MER можно интерпретировать как расширенную версию отношения сиг-нал/шум SNR. Для пояснения приведем более подробные све-дения из [9.2].

MER измеряется при восстановленной частоте несущей OFDM сигнала и символьной синхронизации. Не корректиро-ваны сдвиги несущей, квадратурная ошибка (QE) и амплитуд-ный дисбаланс. Зафиксирована запись пар ( , )j jI Q . Для каждо-го принятого символа принимается решение, какой из символов был передан. Вектор ошибок определяется как расстояние от идеального положения выбранного символа до действительного положения принимаемого символа. Расстояние может быть

346 

выражено как вектор ( )j jI Qδ δ . Сумма квадратов величин иде-ального вектора делится на сумму квадратов величин вектора ошибок. Отношение мощностей (дБ) определяется как MER:

( )

( )

2 2

110

2 2

1

MER 10 log .

N

j jj

N

j jj

I Q

I Q

=

=

⎧ ⎫+⎪ ⎪

⎪ ⎪= ⋅ ⎨ ⎬⎪ ⎪δ + δ⎪ ⎪⎩ ⎭

∑

∑

9.3. Передатчики отечественных производителей 

Одним из первых производителей цифровых передатчиков

является объединение МАРТ [9.5]. Ниже приведены краткие технические описания передатчиков двух номиналов мощно-сти: 100 Вт и 1000 Вт.

Передатчик «Онега-0,1Ц» мощностью 100 Вт. Структур-ная схема передатчика приведена на рис. 9.4.

В состав возбудителя входит установка модулятора DVB-T и канальный преобразователь. Усилитель мощности БУМ-М со-держит два усилителя — УМ 1 и УМ 2. В выходных каскадах этих усилителей использованы транзисторы LD-MOS фирмы Phillips Semiconductors, отличающиеся высокой линейностью, большим коэффициентом усиления и устойчивостью к рассо-гласованию. Передатчик имеет два входа ASI (асинхронный последовательный интерфейс), резервируемых автоматически, и один вход SPI (синхронный параллельный интерфейс), на ко-торые может подаваться транспортный поток со скоростью от 4,98 до 31,67 Мбит/с, организованный в соответствии с ISO/IEC 13818. Модулятор DVB-T обеспечивает формирование COFDM сигнала на промежуточной частоте ( п.чf = 36 МГц). Далее ка-нальный преобразователь переносит сигнал в рабочий канал, а усилитель мощности обеспечивает необходимый уровень

347

мощности на выходе передатчика. Управление передатчиком может осуществляться как в местном режиме с помощью орга-нов управления, расположенных на лицевых панелях блоков, так и в дистанционном — по интерфейсу RS-232. Передатчик имеет встроенный предкорректор, который обеспечивает полу-чение оптимальных качественных характеристик. В случае не-обходимости передатчик может укомплектовываться выходным фильтром для обеспечения требуемого уровня внеполосных излучений.

Передатчик «Онега-1Ц» мощностью 1000 Вт. Структурная схема передатчика приведена на рис. 9.5.

В основу построения передатчика положен модульный принцип с максимальной унификацией основных узлов: усили-телей мощности, источников питания и системы управления, что обеспечивает гибкость структуры, удобство эксплуатации и удовлетворение различных пожеланий заказчиков.

Управление передатчиком может осуществляться как в местном режиме, так и в дистанционном — по интерфейсу RS-232.

Для обеспечения требований по уровню внеполосных излу-чений разработана линейка фильтров для передатчиков раз- личной мощности. ОАО МАРТ может также поставлять уст-ройства сложения для работы нескольких передатчиков на одну антенну.

Учитывая неизбежность переходного периода на пути к цифровому вещанию, в передатчике «Онега-1Ц» заложена воз-можность работы как в аналоговом, так и в цифровом режиме вещания. Переход из одного режима вещания в другой осуще-ствляется путем установки соответствующего возбудителя. В передатчике могут быть установлены либо два одинаковых возбудителя, либо один аналоговый возбудитель, а второй — цифровой. При наличии в передатчике двух разных возбудите-лей переход из одного режима вещания в другой осуществляет-ся автоматически после выбора возбудителя на блоке управле-ния.

Рис.

9.4

. Структурная

схема

передатчика

100

Вт

«Онега

-0,1Ц

»

Рис.

9.5

. Структурная

схема

передатчика

100

0 Вт

«Онега

-1Ц

»

349

Цифровой передатчик «Полярис ТВЦ1000». Его произво-дителем является ООО «НПП Триада-ТВ» (Новосибирск). Но-мер сертификата ОС-1-ОТ-0084, ОС-2-ОТ-0096. Спецификация соответствует EN 300 744.

9.4. Передатчики компаний  ABE и DMT (Италия)  

Передатчики Digital Ready. Различия между аналоговыми

и цифровыми передатчиками и возможные изменения и вопло-щение цифрового рабочего режима в существующие аналого-вые передатчики обсуждаются в [9.6, 9.7].

При переходе от аналогового вещания к цифровому необхо-димо учитывать следующие вопросы.

Драйвер передатчика должен иметь оба модулятора — аналоговый и цифровой).

Частотный преобразователь должен иметь низкий фазовый шум местного генератора для преобразования цифровых сигна-лов.

При переключении рабочих режимов надо иметь возмож-ность устанавливать/регулировать мощность передатчика и ли-нейность предкоррекции, так как параметры аналогового режи-ма редко удовлетворяют цифровому режиму.

Усилитель мощности должен иметь достаточную линей-ность, чтобы обеспечить оба типа модуляции; следовательно, даже при различных параметрах выходной мощности и линей-ности предкоррекции должны быть удовлетворены как анало-говые, так и цифровые стандарты. Отметим, что номинал аналоговой мощности усилителя (пиковая мощность с учетом совместного усиления несущих изображения и звукового со-провождения) должен быть уменьшен для цифрового режима на 50–75 % (–3/–6 дБ).

Выходной фильтр, используемый в цифровых передатчиках, вводит значительную групповую задержку, которая приемлема

350 

для цифрового режима, но требует предкоррекции для аналого-вого режима.

Выходной фильтр, используемый в аналоговых передат- чиках, обычно не удовлетворяет маске стандарта ETSI EN 300 744. Надо отметить, что стандартная маска применима только в случае соседствующих аналоговых каналов, имеющих пиковую мощность, равную эффективной выходной мощности цифрового передатчика.

Чтобы облегчить переход ТВ-вещания от аналогового к цифровому, передатчики наземного вещания ABE могут снаб-жаться автоматическим переключением рабочего режима и со-ответствующим изменением выходной мощности и параметров предкоррекции линейности.

Приведем структурную схему передатчика DTX-DX и его фотографию (рис. 9.6, 9.7).

Несколько ТВ-программ, производимых в студии, кодирует-ся в соответствии со стандартом MPEG-2 и мультиплексируется в цифровой транспортный поток. Поток модулирует промежу-точную частоту IF (обычно 70 МГц) в соответствии со схемой QPSK или QAM. Сигнал промежуточной частоты преобразует-ся в микроволновый диапазон и передается радиовещательной станции непосредственно или через спутниковый или наземный транспондер.

Передающая станция. Сигнал, принятый по микроволно-вой линии, преобразуется в промежуточную частоту (обычно 70 МГц) и демодулируется для получения транспортного пото-ка, который содержит четыре программы.

Демодулятор может также декодировать четыре программы, чтобы иметь их в аналоговом или цифровом формате для дру-гих целей, например для вещания аналоговым передатчиком. Транспортный поток используется затем для модуляции про-межуточной частоты (ПЧ) 36 или 44 МГц в соответствии с ве-щательным стандартом цифрового наземного телевидения OFDM (DVB-T) или 8VSB (U.S. ATSC). Сигнал промежуточной частоты преобразуется в диапазон VHF или UHF, усиливается и излучается через передающую антенну.

Рис.

9.6

. Структурная

схема

передатчика

DTX

-DX

АЦП

*

Кодер

M

PEG

-2

Аналоговы

й видеовход

Аналоговы

й аудиовход

Аналоговый

модулятор

на

пром

ежуточной

частоте

OFD

M

модулятор

на

пром

ежуточной

частоте

Транспорт-

ны

й поток

MPE

G-2

Преобразователь

частоты

Усилитель

мощ

ности

Синтезатор

ASI

транспортны

й поток

(опция

)

352

П

(цендящту журоторытип

Зв антрани раскорзавионн(от привозмзвукканно, кая данразо

 

Рис. 9.7.

ПЧ-модулятор. нтральная частотщим цифровым Oже самую промевень мощности ый оборудован олексором). Занимаемая полналоговом переднспортного потавна 19,28 Мбитрость может измисит от установлной схемы (QPSK

1/2 до 7/8) и заименении испольможно передаваком, с высокимале (около 5–6 Мчто более сложнкодовая скоро

ных, но при этомовательных и уси

Внешний вид пер

Аналоговый мота диапазона) доOFDM- или 8Vежуточную частои импеданс (наподним или двумя

лоса частот канадатчике: 6, 7 илитока с 8VSB-пет/с. В стандарте меняться от 4 дленной полосы (K, 16-QAM или ащитного интервьзуется входной ать 4 видеопрогрм качеством вещМбит/с для каждная модуляционность (7/8) позвм необходима боилительных каск

едатчика DTX-DX

одулятор ПЧ 36олжен быть замSB-модуляторомоту, совместимыпример, ABE DMя кодерами MPE

ала точно такаяи 8 МГц. Скоросередатчиком фиDVB-T (OFDM-

до примерно 32 (6, 7 или 8 МГц)64-QAM), кодоввала. Так как в споток от 19 дораммы, каждующания в единстдой ТВ-программная схема (64-QAволяют передавольшая линейнокадах передатчик

X

или 44 МГц менен подхо-м, имеющим ый выходной ME 1000, ко-EG-2 и муль-

я же, что и сть входного иксированна -передатчик) Мбит/с, что ), модуляци-вой скорости стандартном о 24 Мбит/с, ю с двойным твенном ТВ-мы). Очевид-AM) и высо-ать больше ость в преоб-ка, меньший

353

фазовый шум местного генератора, лучшее отношение сиг-нал/шум в приемнике и меньшие искажения в канале связи (ам-плитуда/частота, групповая задержка, многофазный или селек-тивный фединг и т.д.). Таким образом, если нет необходимости передавать много программ, предпочтительнее использовать модуляцию QPSK с низкой кодовой скоростью, что практиче-ски подходит и для мобильного приема.

Защитный интервал (имеющийся только в передатчиках OFDM) – это временной интервал, в течение которого передат-чик не излучает основной сигнал после излучения каждого символа, позволяя эхо-сигналам погасить себя после излучения каждого символа. Таким путем приемник не будет искажаться перекрытием символов, которое делает прием сигналов невоз-можным для демодуляции, даже если принимаемый уровень достаточный или хороший. Очевидно, чем длиннее защитный интервал, тем больше времени имеется для погашения эхо, но тем меньшее количество данных может быть передано (ско-рость, число программ и/или качество). Защитный интервал может быть установлен до 200 мкс с целью допустить отраже-ние сигналов с различными путями на расстояние до 70 км. При выборе 2k IFFT (OFDM-модуляция с 1705 несущими) возмож-ны более короткие защитные интервалы, так как они являются частью длительности символа 1/4, 1/8, 1/16, 1/32.

Возбудители DMT. Для построения возбудителей DMT, вы-полненных в конструктиве 2U, принята концепция модульности и гибкости. Выходной сигнал возбудителя передается непо-средственно на частоте рабочего канала в диапазонах IV и V. Работа возможна в любом из стандартов 6, 7 или 8 МГц. Для работы в одночастотных сетях SFN в структуру возбудителя может быть интегрирован GPS-приемник. Внутренние опорные частоты имеют высокую стабильность и гарантируют правиль-ную работу в SFN-конфигурации даже при отсутствии сигнала GPS в течение нескольких часов.

Для варианта DVB-H возбудитель имеет дополнительные возможности: режим 4k и аппаратуру временного уплотнения импульсных сигналов. Возможно использование иерархической

354 

модуляции для мобильного телевидения или ТВЧ. В этом ре-жиме модулятор QPSK кодирует сигнал высокого приоритета, а кодирование QAM используется для одновременной передачи сигнала низкого приоритета в одном цифровом канале.

Установка и диагностика системы упрощается при исполь-зовании встроенного генератора тест-сигнала.

Возбудитель (рис. 9.8) может использоваться самостоятель-но как маломощный передатчик с выходной мощностью 0,5 дБм и может быть интегрирован во все передатчики DMT от 1 Вт до 5 кВт.

GPS-приемник

DVB-T- модулятор

Синхронизиру-ющая система Транспортный

поток HP

Преобразователь частоты (вверх)

Транспортный поток LP

Рис. 9.8. Структура цифрового передатчика с иерархической модуляцией

Преобразователь частоты расположен в отдельном модуле

1U, согласован с модулятором и обеспечивает переход к рабо-чей частоте UHF- или VHF- диапазона.

Высокое качество возбудителей, преобразователей вверх и модуляторов DMT обеспечивается благодаря высокой стабиль-ности встроенных опорных генераторов, схемы которых имеют входы для внешней синхронизации (опция). Управление, про-верка и установка возможны как с местного пульта, так и дис-танционно.

Возбудители двойственного назначения могут работать и в аналоговом, и в цифровом режиме (рис. 9.9). Аналоговый воз-будитель состоит из модулятора и секции преобразователя.

355

PSАналоговый драйвер

Нагрузка

PSАналоговый драйвер

Звук Видео

ЗвукВидео Нагрузка

PSЦифровой IF- модулятор

Входной поток

MPEG-2

PS Цифровой

преобразователь вверх

Выходаналог/цифрак усилителю мощности

Рис. 9.9. Конфигурация системы двойственного назначения

Маломощные передатчики и ретрансляторы. Цифровые и

аналоговые передающие системы DMT разработаны для диапа-зонов UHF и VHF с выходной мощностью от 1 до 500 Вт для цифровых систем или до 1000 Вт в пике для аналоговых. Моду-ли размером 2U позволяют компактно выполнять цифровые передатчики и ретрансляторы с выходной мощностью до 25 Вт. Аналоговые передатчики и ретрансляторы мощностью от 5 до 25 Вт размещены в единственном модуле 3U, включая усили-тель, преобразователь вверх, фильтр и модулятор. Более высо-кие мощности получены использованием отдельных от драйве-ров усилительных модулей.

Усилители мощности до 150 Вт (в цифре) и 500 Вт (аналог) выполнены однофазными с коррекцией коэффициента мощно-сти PFC.

Ретрансляторы DMT выпускаются для всех мировых анало-говых и цифровых стандартов. Для цифровых систем предла-гаются регенеративные и нерегенеративные трансляторы.

В регенеративных ретрансляторах принимаемый сигнал де-модулируется и декодируется, производится коррекция ошибок цифрового сигнала (транспортного потока), который затем модулирует ПЧ и преобразуется в радиочастотный диапазон

356 

для ретрансляции. Такое решение гарантирует лучшую защиту от деградации сигнала, что особенно полезно при многократной (multiple-hop) ретрансляции.

В ретрансляторах gap-filler принимаемый сигнал преобразу-ется вниз на ПЧ, обрабатывается и затем преобразуется вверх в желаемый радиочастотный канал без демодуляции или деко-дирования. Такой подход обеспечивает короткое время задерж-ки при ретрансляции и позволяет использовать ретрансляторы для MFN и SFN.

Обе конфигурации оборудованы приемной секцией c макси-мально неискаженным входным сигналом (примерно минус 20 дБм).

Передатчики средней мощности с воздушным охлажде-нием. Передатчики до 7000 Вт разработаны для диапазонов UHF и VHF. Все модели содержат возбудитель, усилитель мощности и систему управления в одном модуле 19′′ . Передат-чики этой серии используют усилительные модули с воздуш-ным охлаждением на мощности до 500 и 1000 Вт. Каждый мо-дуль содержит два субмодуля, один источник питания и секцию усиления RF. Источник питания — трехфазный ключевого ти-па. Усилитель RF выполнен по LDMOS-технологии с хорошей линейностью и надежностью. Усилители мощности типа digital-ready способны распознавать вид сигнала (аналоговый или цифровой), обеспечивая взаимозаменяемость аналоговых и цифровых передатчиков. Все передатчики DMT средней и большой мощности содержат схемы контроля температуры, напряжения, тока, выходной и отраженной мощности во всех критических точках.

Передатчики большой мощности с жидкостным охлаж-дением. Жидкостное охлаждение имеет ряд преимуществ. Рас-полагаясь далеко от передатчика, насос создает меньше шума и освобождает площадь. Максимальный тепловой контакт и высокий коэффициент трансформации тепла жидкостного охладителя по сравнению с воздушным уменьшает влияние температуры.

357

Уменьшение температурного компонента внутри модуля усилителя мощности позволяет получить большее усиление и лучшую эффективность: выходная мощность до 20 кВт (цифра) и 40 кВт в пике (аналог) с бесшумной работой и в 4 раза боль-шей мощностью при той же занимаемой площади.

Наиболее характерными компонентами передатчиков с жид-костным охлаждением являются усилительные модули с боль-шой мощностью.

При усилении 50 дБ и выходной мощности 1800 Вт эти мо-дули имеют преимущество за счет технологии «холодных плат». Источники питания и мощные радиочастотные модули прикреплены непосредственно к «холодным платам», где цир-кулирует охлаждающая жидкость. Вследствие этого компонен-ты мощного усилительного модуля способны выдерживать вы-сокие уровни концентрации мощности. Циркуляция охладителя и рассеивание тепла осуществляются с помощью насосов и внешнего теплообменника. Охлаждающая жидкость прокачива-ется через «холодные платы» передатчика, где обеспечивается отбор тепла от системы. Нагретая жидкость проходит затем че-рез теплообменник, где охлаждается и возвращается в резерв-ную емкость, где хранится до начала нового процесса.

9.5. Передатчики компании  Rohde & Schwarz (Германия)  

Семейство УВЧ-передатчиков R&S®NH/NV 7000. Струк-

турная схема передатчика R&S®NH/NV 7000 приведена на рис. 9.10 [9.8].

Благодаря использованию передовой технологии LDMOS, усилители мощности передатчика отличаются высокой линей-ностью, превосходным КПД и небольшими размерами. Источ-ник питания встроен в модуль усилителя и образует с ним единый блок. Рассеяние тепла в стойку практически не проис-ходит, потому что циркуляцию воздуха внутри усилительного модуля обеспечивает центробежный вентилятор, а избыточное тепло отводится в систему охлаждения через теплообменник.

Рис.

9.1

0. Структурная

схема

передатчиков

R&

S®N

H/N

V 7

000

Кодер

D

VB

-T

или

ATS

C

Вход

ASI

Возбудитель

А

HP1

H

P2

LP1

LP2

I Q

Циф

ровой

предкорректор

I QI /

Q

модулятор

ВЧ

Кодер

D

VB

-T

или

ATS

C

Вход

ASI

Дополнительны

й модуль

HP1

H

P2

LP1

LP2

I Q

Циф

ровой

предкорректор

I QI /

Q

модулятор

ВЧ

Фильтр

гарм

оник

Канальный

фильтр

Возбудитель

B

Выходная

мощность

2,5 кВ

т (ср.

кв.

)

359

Имеются также цепи защиты от отраженного сигнала, от пе-регрева и т.п. В нормальных рабочих условиях, при окружаю-щей температуре 25 °C, кристаллы транзисторов нагреваются примерно до 120 °C. Возбудитель содержит следующие моду-ли: кодер для аналогового ТВ, DVB-T или ATSC, цифровой предварительный корректор, модулятор, синтезатор, контрол-лер, модуль управления, материнскую плату, источник питания. Дополнительно можно установить модуль NICAM и модуль GPS.

Сначала кодер аналогового ТВ оцифровывает входные ви-део- и аудиосигналы. Обработка этих сигналов в соответствии с соответствующим стандартом ТВ и цветности выполняется в цифровой форме, что обеспечивает высокую стабильность и простоту коррекции. Кодер использует цифровые фильтры для раздельного преобразования обработанного видеосигнала и поднесущих звука для синфазных и квадратурных сигналов.

Кодер DVB-T занимает один модуль. Он имеет четыре ин-терфейса ASI, которые попарно образуют полный тракт обра-ботки сигнала (входной интерфейс, FEC и задержка). Таким образом, кодер полностью готов к иерархической модуляции. Для неиерархического кодирования один из трактов можно на-значить основным, а второй использовать в качестве резервно-го. Кодер можно использовать как в многочастотных, так и в одночастотных сетях. Для одночастотных сетей имеется встро-енный приемник GPS.

Все версии кодера передают цифровые синфазные и квадра-турные сигналы с разрядностью 12 бит на цифровой предвари-тельный корректор. Предварительный корректор состоит из двух секций: 1) эквалайзер групповой задержки компенсирует групповую задержку, возникающую, например, в мощных фильтрах или в видео/аудиодиплексерах; 2) линеаризующий предварительный корректор корректирует кратковременные амплитудные и фазовые скачки. Поскольку предварительная коррекция выполняется в цифровой форме, удается добиться 100 % повторяемости даже при замене модулей.

360 

Расположенный в стойке возбудителя центральный модуль управления служит для мониторинга и управления всем пере-датчиком. Он обеспечивает доступ пользователя ко всем па- раметрам системы, и в частности к параметрам встроенных кодеров. Это позволяет использовать лишь один интерфейс дистанционного управления для мониторинга всех функцио-нальных модулей передатчика.

Стандартная система охлаждения представляет собой внеш-ний блок, расположенный за пределами стойки. В ее состав входит комплект насосов для каждой стойки передатчика. Ком-плект насосов состоит их двух насосов, включенных последова-тельно для повышения надежности, а также модуля управления и смесителя. Теплообменник для каждого комплекта насосов устанавливается за пределами помещения. Теплообменник обо-рудован двумя вентиляторами, работающими для повышения надежности в режиме активного резервирования. В качестве хладагента используется Antifrogen N. Технические характеристики R&S®NH/NV 7000: диапазон частот от 470 до 860 МГц; источник питания 230 В/400 В ±15 %, 50 (60) Гц ±2 %; максимальная высота установки 2000 м над уровнем моря

(>2000 м по запросу); рабочая температура от +1 до +45 °C; наружная температура от –30 до +50 °C; допустимая относительная влажность 95 %. Входы: аналоговое ТВ 2× видео (BNC, 75 Ом), 2× звука

(XLR, 3 контакта); DVB-T 2×ASI (парами, готовы к иерархиче-ской модуляции); ATSC 2× SMPTE-310 (BNC, 75 Ом). Интерфейсы: RS-232-C на передней панели, управление передатчиком че-

рез графический интерфейс пользователя (GUI) со стандартного компьютера, D-Sub, розетка, 9 контактов;

RS-485 предназначен для дистанционного управления пере-датчиком, расположен в верхней части передатчика, D-Sub, ро-зетка, 9 контактов;

361

дополнительно параллельный интерфейс дистанционного управления с гальванической развязкой для передачи сообще-ний и команд; интерфейс SNMP и/или Web-сервер TCP/IP. Технические характеристики DVB-T: кодирование и модуляция в соответствии со стандартом

EN 300744; режим IFFT 2k и 8k; полезная длительность символа 224 мкс (2k) или 896 мкс

(8k); модуляция QPSK, 16-QAM или 64-QAM; защитный интервал 1/4, 1/8, 1/16 или 1/32 от полезной дли-

тельности символа; коэффициент внутреннего кодирования 1/2, 2/3, 3/4, 5/6 или

7/8; иерархическое кодирование устанавливается по запросу. Передатчики/ретрансляторы семейства R&S®SV8000.

Маломощные УВЧ-передатчики с воздушным охлаждением для DVB-T/H и ATSC. Технические характеристики передатчиков: все функции маломощных передатчиков DVB-T/H и ATSC и

ретрансляторов DVB-T в одном семействе продуктов; выходная мощность от 12 до 400 Вт (DVB-T/H); выходная мощность от 18 до 460 Вт (ATSC); диапазон выходной частоты от 470 до 862 МГц; гибкая, расширяемая, обновляемая конфигурация; компактная конструкция; различные схемы резервирования; усилители мощности на транзисторах LDMOS; дистанционное управление и мониторинг через SNMP и/или

через интерфейс HTTP.

362 

9.6. Передатчики компании  «Квант‐Эфир» (Украина) 

Цифровые передатчики метрового (TXTV) и дециметрового

(TXTU) диапазона волн предназначены для формирования и передачи телевизионного сигнала с выходной мощностью от 10 Вт до 50 кВт в аналоговом режиме и от 5 Вт до 5 кВт в циф-ровом режиме [9.9]. Передатчики полностью построены на твердотельных компонентах с использованием самых совре-менных технологий. Использование в выходных каскадах мощных LD-MOS- и MOSFЕT-транзисторов от таких ведущих мировых производителей, как Motorola и Philips, позволило создать линейных тракт усиления, пригодный для передачи не только аналоговых, но и цифровых сигналов.

В зависимости от конфигурации в передатчиках могут ис-пользоваться следующие составные части:

– микропроцессорный блок контроля; – возбудитель TXTU-20-1 (TXTV-1/3-15-1), резервный воз-

будитель (опция); – система автоматического переключения на резервный воз-

будитель (опция); – усилители TVAU (для 470–860 МГц) или TVAV (для диа-

пазона III) с выходной мощностью 100, 250, 750, 1200 или 1500 Вт;

– гидрооборудование в случае жидкостного охлаждения; – комплект ЗИП (состав зависит от типа передатчика). Все передатчики проходят испытания в термокамере при

температуре до +45 °С и на вибростенде, что гарантирует высо-кую надежность оборудования.

363

9.7. Особенности IFFT‐ и OFDM‐модуляции  в системе DVB‐T2 

Для описания стандарта второго поколения DVB-T2 исполь-

зовались источники [9.10–9.13]. Передаваемый сигнал в системе DVB-T2 организован в кад-

ры. Длительность каждого кадра равна FT . Кадр состоит из FL символов. T2N кадров образуют суперкадр. Каждый символ содержит набор totalK несущих, передаваемых с длительностью

ST . Символ состоит из двух частей — полезной части с дли-тельностью UT и защитного интервала с длительностью Δ . За-щитный интервал состоит из циклического продолжения полез-ной части и вставляется перед ней.

Символы в OFDM-кадре (кроме Р1) пронумерованы от 0 до F 1L − . Все символы содержат данные и опорную информацию. Так как OFDM-сигнал содержит много раздельно модулиро-

ванных несущих, каждый символ можно рассматривать как разделенный на ячейки, каждая из которых соответствует одной модулированной несущей в течение одного символа.

Несущие имеют индекс min max[ ; ]k K K∈ . Разнос между со-седними несущими равен U1 T , разнос между несущими minK и maxK равен total U( 1)K T− .

Эмитируемый сигнал, если не используются FEF и умень-шение PAPR, описывается выражением

( )

( )

с

maxF

min

21 F

0

1

, , , ,0total

( ) Re

5 ,27

j f t

m

KL

m l k m l kl k K

s t e p t mT

c tK

∞π

=

−

= =

⎧⎪= ⎡ − +⎨ ⎣⎪⎩

⎫⎤⎪+ ψ ⎥⎬⎥⎪⎦⎭

∑

∑ ∑ (9.1)

364 

где ( )( )P1 S F2

, ,

π −Δ− − −ψ = U

kj t T lT mTT

m l k t e

при ( )F P1 S F P1 S1 ,mT T lT t mT T l T+ + ≤ ≤ + + +

, , ( ) 0m l k tψ = в остальных случаях; k — номер несущей; l — но-мер символа от 0 до первого Р1-символа кадра; m — номер Т2-кадра; totalK — число передаваемых несущих; FL — число OFDM-символов в кадре; ST — длительность символа для всех символов, кроме Р1, S U ;T T= + Δ TU — длительность активной части символа; U IFT GΔ = — длительность защитного интерва-ла; cf — центральная частота RF-сигнала; k ′— индекс несу-щей относительно центральной частоты,

max min( ) 2;k k K K′ = − +

, ,m l kc — комплексная модуляционная величина для k-й несущей символа с номером l в Т2-кадре номер m; TP1 — длительность Р1-символа, TP1 = 2048T, T определена ниже; FT — длительность кадра, F F S P1;T L T T= + p1(t) — форма сигнала P1.

Мощность символа Р1 определяется, по существу, аналогич-но остальной части кадра, но так как остальная часть кадра нормализована на основе числа передаваемых несущих, отно-сительные амплитуды несущих в символе Р1 по сравнению с несущими обычных символов будут изменяться в зависимости от того, используется или нет режим расширения несущих.

Нормализующий коэффициент 1/25 (27) в приведенном выше выражении приблизительно верен для среднего увеличе-ния пилотов и гарантирует мощность символа Р1 фактически такую же, как и мощность остальных символов.

Параметры OFDM приведены в табл. 9.4. Для режимов 8k, 16k и 32k приведены также параметры варианта режима расши-рения несущих (extended carrier mode). Величины для различ-ных временных параметров даны кратными элементарному пе-риоду Т и в микросекундах. Для канала 8 МГц элементарный период Т = 7/64 мкс, что составляет примерно 0,11 мкс.

Таблица

9.4

Параметры

OFD

M в

системе

DV

B-T

2

Параметр

Режим

1k

2k

4k

8k

16

k 32

k Полное число несущих

K

tota

l норм

альный

853

1705

34

09

6817

13

633

2726

5 расш

иренны

й N

A

NA

N

A

6913

13

921

2784

1 Миним

альный номер

Km

in

норм

альный

0 0

0 0

0 0

расш

иренны

й N

A

NA

N

A

0 0

0 Максимальны

й номер

Km

ax

норм

альный

852

1704

34

08

6816

13

632

2726

4 расш

иренны

й N

A

NA

N

A

6912

13

920

2784

0 Чи

сло несущих

, добавляемое

с каж

дой

стороны

в расширенном режим

е, K

ext*

0

0 0

48

144

288

Длительность

T U

1024

T 20

48T

4096

T 81

92T

1538

4T

3276

8T

Длительность

T U, м

кс

112

224

448

896

1792

35

84

Разнос

несущ

их 1

/ TU

, Гц

89

29

4464

22

32

1116

55

8 27

9 Разнос

меж

ду K

min

и

Km

ax, М

Гц**

норм

альный

7,61

7,

61

7,61

7,

61

7,61

7,

61

расш

иренны

й N

A

NA

N

A

7,71

7,

77

7,77

Примечания.

Курсивом вы

делены

приближ

енны

е численны

е значения

. *Э

ти величины

использую

тся в определении последовательности

пилотов

в нормальном и расш

иренном

режим

ах.

**Для

канала

8 МГц

элементарны

й период

Т =

7/6

4≈

0,11мкс.

366 

9.8. Обсуждение  ключевых технологий DVB‐T2  Каналы Physical Layer Pipes (PLP). Коммерческие требо-

вания к надежности специфических сервисов вместе с необхо-димостью потоков различного типа обусловили принятие кон-цепции каналов физического уровня PLP, которые способны к транспортировке данных независимо от их структуры, со сво-бодно выбираемыми PLP-специфичными физическими пара-метрами. Как назначенная емкость, так и надежность может регулироваться провайдерами контента/сервиса в зависимости от типа приемника и используемого адресатом оборудования. Можно индивидуально назначать каждому каналу PLP созвез-дие, кодовую скорость и глубину временного перемежения. Кроме того, форматирование контента придерживается струк-туры полосового кадра, применяемой в DVB-S2.

Типично группа сервисов будет содержать общие элементы, такие как таблицы PSI/SI или CA-информация. Для устранения дублирования этой информации в каждом канале PLP DVB-T2 включает концепцию «общего PLP», выделяемого группой ка-налов PLP. Следовательно, приемники нуждаются в декодиро-вании до двух каналов PLP одновременно при приеме одного сервиса: канала PLP-данных и ассоциированного с ним общего PLP.

Определены два метода ввода информации: метод А для единственного канала PLP и метод В для множества каналов PLP.

Метод ввода информации A. Это наиболее простой метод, который может рассматриваться как простое расширение DVB-T, использующее передовые технологии, кроме подразделения на множество каналов PLP. Здесь используется только один ка-нал PLP, переносящий один транспортный поток. Поэтому ко всему контенту применима та же надежность (robustness), что и в DVB-T.

Метод ввода информации B. Это более передовой метод работы, который использует концепцию множества каналов

367

PLP. Кроме преимущества в надежности сервисов этот метод предлагает потенциально более глубокое временное перемеже-ние и выбор экономии мощности в приемнике. Следовательно, даже в случае идентичных физических параметров может стать полезным применение этого метода, особенно если целью явля-ется прием на портативные и/или мобильные устройства.

Дополнительные полосы частот (1,7 и 10 МГц). С целью обеспечить возможность профессионального использования, например при передаче сигнала с камеры по радио в мобиль-ную студию, включена опция 10 МГц; не предполагается, что потребительские приемники поддерживают режим 10 МГц. Чтобы обеспечить возможность использования DVB-T2 в узко-полосных каналах, например в диапазоне III или в L-диапазоне, включена также полоса 1,712 МГц. Полоса 1,712 МГц предна-значена для мобильных сервисов.

Режим расширения несущих (для 8k, 16k, 32k). Так как прямоугольная часть спектра скатывается более быстро для больших размеров БПФ, внешние концы спектра OFDM-сигна- лов могут быть расширены, т.е. для транспортировки данных в каждом символе может использоваться больше поднесущих. Увеличение достигает от 1,4 (8k) до 2,1 % (32k).

Метод MISO Аламоути (Alamouti). Хотя DVB-T поддер-живает одночастотные сети Single-Frequency Networks (SFN), наличие сигналов с одинаковой мощностью от двух передатчи-ков в сети вызывает значительную потерю запаса (margin), при-водящую к тому, что результирующий канал может иметь глу-бокие «провалы». При этом может пострадать портативный прием и для компенсации потребуется увеличить мощность пе-редатчика. DVB-T2 включает возможность использования спо-соба Аламоути c парой передатчиков. Этот способ является примером системы MISO — Multiple Input, Single Output, в ко-торой каждая точка созвездия передается каждым передатчи-ком, но второй передатчик передает слегка модифицированную версию каждой пары созвездия и в обратном порядке по час- тоте.

368 

Способ дает возможность приема оптимальной комбинации двух сигналов; результирующее отношение сигнал/шум такое, что мощности двух сигналов как бы комбинируются в эфире. Усложнение в приемнике включает несколько дополнительных умножителей для обработки Аламоути, необходимо также уд-воение некоторой части оценки канала. Имеется значительное увеличение перегрузки вследствие того, что плотность рассе-янных пилотов должна быть удвоена при заданной доле защит-ного интервала.

Преамбулы (P1 и P2). Начальным символом в кадре физи-ческого уровня DVB-T2 является преамбула, переносящая ограниченную величину данных сигнализации надежным спо-собом. Кадр начинается символом Р1 с дифференциальной мо-дуляцией BPSK и защитным интервалом с двух сторон, кото-рый переносит 7 бит информации (включая размер БПФ символов полезной нагрузки). Последовательные Р2-символы, число которых фиксировано для данного размера БПФ, обеспе-чивают все виды сигнализации — статические, динамические и конфигурируемые — уровня-1 (layer-1 signalling); динамиче-ская часть может также передаваться как in-band signalling внутри PLP. Первые несколько битов сигнализации (L1 pre-signalling) имеют фиксированное кодирование и модуляцию; для остальных (L1 post-signalling) кодовая скорость фиксиро-вана и равна 1/2, но модуляция может быть выбрана как опция: QPSK, 16-QAM и 64-QAM.

Структуры пилотов. Рассеянные пилоты с предварительно определенной амплитудой вставляются в сигнал через регуляр-ные интервалы в частотном и временном направлениях. Они используются в приемнике для оценки изменений характери-стик канала как во временном, так и в частотном направлениях. В то время как DVB-T использует одинаковую структуру неза-висимо от размера БПФ и доли защитного интервала, DVB-T2 выбирает более гибкий подход, определяя восемь структур, ко-торые можно выбирать в зависимости от размера БПФ и защит-ного интервала, принятых для конкретного передатчика. Это

369

уменьшает перегрузку пилотами, пока обеспечивается доста-точное качество оценки канала.

Для непрерывных пилотов выгода в DVB-T2 также зависит от размера БПФ и приводит к уменьшению перегрузки от 2,5 до 0,7 для 8k, 16k и 32k. Один из восьми образцов (РР8) предна-значен для использования приемников, которые выполняют оценку каналов скорее на основе данных, чем пилотов. Вре-менное перемежение и РР8 не должны использоваться совмест-но, но если оператор сети это выбирает, то могут быть ухудше-ны характеристики приемника.

Модуляция 256-QAM. В DVB-T наивысший порядок со-звездия обеспечивает передачу 6 бит на символ для каждой не-сущей (т.е. 6 бит для каждой ячейки OFDM). В DVB-T2 исполь-зуется 256-QAM, увеличивающая емкость до 8 бит на символ для каждой ячейки OFDM. Это соответствует увеличению на 33 % спектральной эффективности и емкости, транспортируе-мой при данной кодовой скорости. Обычно это требует более высокого отношения несущая/шум (на 4–5 дБ выше в зависи-мости от канала и кодовой скорости). Это связано с тем, что Евклидово расстояние между двумя соседними точками созвез-дия примерно вдвое меньше, чем при 64-QAM, поэтому прием более чувствителен к шумам. Однако характеристики LDPC-кодов намного лучше сверточных кодов, и если выбрать более высокую кодовую скорость для 256-QAM по сравнению с ис-пользуемой в настоящее время 64-QAM в DVB-T, требуемое отношение несущая/шум поддерживается пока еще достигну-тым при значительном увеличении битовой скорости. Ожидает-ся, что это будет широко использовано на практике.

Вращение созвездий. В DVB-T2 введен новый способ — вращение созвездий и Q-задержка. После формирования со-звездия оно вращается в комплексной плоскости I–Q так, что каждая из осей U1, U2 переносит достаточное количество ин-формации о каждой точке созвездия. Компоненты I и Q разде-ляются процессом перемежения так, что они передаются на различных частотах и в разных временных интервалах. Если в канале одна из составляющих разрушается, другая может

370 

использоваться для восстановления информации. Этот способ не вызывает потерь характеристик в Гауссовых каналах и дает увеличение отношения сигнал/шум на 0,7 дБ в каналах с зами-раниями. Усиление даже больше в каналах с эхо 0 дБ (напри-мер, в одночастотных сетях) и в каналах со стиранием (напри-мер, в каналах со спонтанной интерференцией, с глубоким селективным замиранием). Возможно увеличение на 7,6 дБ в каналах со стиранием. Это означает, что можно достичь более высокую скорость передачи данных. Ожидается, что увеличе-ние сложности будет незначительным.

Размер БПФ. Стандарт предусматривает возможность ис-пользования разного числа несущих в одном символе. Это чис-ло определяется размером обратного БПФ: 1k, 2k, 4k, 8k, 16k, 32k. Увеличение размера БПФ приводит к уменьшению разноса несущих, но к увеличению протяженности символа. Первое обусловливает большие трудности внутричастотной интерфе-ренции между несущими, следовательно, более низкую допус-тимую допплеровскую частоту. Пока это не установлено пред-почтительным для мобильного приема в IV/V диапазоне UHF или выше, но может использоваться в более низкочастотном диапазоне.

Большая протяженность символа означает, что доля защит-ного интервала меньше при данной длительности защитного интервала. Это приводит к увеличению пропускной способно-сти от 2,3 до 17,6 %. Другое преимущество — в большей устой-чивости против импульсного шума, в более крутом спаде спек-тральной плотности мощности и в опции для интерполяции в частотном направлении. Требования к памяти для интерполя-ции в приемнике для 32k такого же порядка, как и для 8k, но для 16k она удваивается. Сложность расчета БПФ слегка увели-чена.

Защитный интервал 1/128 является новым в DVB-T2. Он может, например, использоваться в режиме 32k с абсолютной длительностью защитного интервала, эквивалентной 1/32 при 8k с результирующим уменьшением перегрузки.

371

Кодирование LDPC/BCH. DVB-T2 использует объединен-ное кодирование LDPC/BCH, как и в DVB-S2. Эти коды обес-печивают лучшую защиту, способствуя передаче большего ко-личества данных в канале, они также показывают более крутую зависимость BER от отношения несущая/шум, т.е. более близ-кую к идеальной.

BER около 10–4 перед декодером Рида — Соломона обычно предполагает квазибезошибочный прием (QEF) после декодера Рида — Соломона. Достигаемое увеличение порядка 5 дБ в точке QEF.

Однако, когда имеется более чем один PLP, каналы данных могут гибко разделяться во времени на физическом уровне, обеспечивая ряд опций, которые позволяют обменивать вре-менную разнородность и экономить потребляемую энергию.

Стадии перемежения (время, биты, ячейка, частота). Це-лью перемежения является распространение контента в плане время/частота так, чтобы ни импульсный шум (повреждения сигнала OFDM в коротком промежутке времени), ни частотно-селективные замирания (повреждения в ограниченном частот-ном диапазоне) не искажали длинные последовательности по-тока исходных данных. Более того, перемежения согласованы с помехоустойчивым кодированием, которое не защищает все данные одинаково. Наконец, перемежение осуществляется так, что биты, переносимые данными точками созвездия, не соот-ветствуют последовательности битов в исходном потоке. Наи-более значительным шагом от DVB-T к DVB-T2 является введение временного перемежения обычно через 70 мс для обеспечения защиты от импульсного шума и частотно-селек- тивных замираний.

Методы уменьшения пик-фактора (PAPR). Высокий пик-фактор в системах OFDM может уменьшить эффективность усилителя мощности в передатчике, т.е. отношение мощности радиочастотного сигнала к потребляемой мощности. В DVB-T2 поддерживаются два способа — Active Constellation Extension (ACE) и Tone Reservation (TR). Оба приводят к существенному снижению PAPR за счет небольшого увеличения потребляемой

372 

мощности и/или резервирования 1 % поднесущих. Практиче-ские реализации показали уменьшение PAPR на 2 дБ (при 36 дБ MER). Способ ACE уменьшает PAPR путем расширения внеш-них точек созвездия в частотной области, в то время как TR уменьшает PAPR прямым вычеркиванием пиков сигнала во временной области, используя набор импульсов, сформирован-ных с помощью резервных несущих. Оба способа дополняют друг друга, ACE превосходит TR при модуляции низкого по-рядка, TR превосходит ACE при модуляции высокого порядка. Два способа взаимно не исключают друг друга, может быть ис-пользована их комбинация. Но АСЕ не может использоваться с вращением созвездий.

Будущее расширение кадров (FEF). Чтобы обеспечить дальнейшее развитие DVB-T2, включено Future Extension Frame (FEF). Единственным атрибутом FEF-частей, которые вставля-ются между Т2-кадрами, является то, что их положение в су-перкадре и длительность во времени сигнализируются в L1-сигнализации в Т2-кадрах. Это позволит первым приемни-кам при желании игнорировать FEF.