Rapport de stage PFE

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UNIVERSITE IBN TOFAÏL

Ecole Nationale Des Sciences Appliquées de Kénitra

Moroccan foundation for Advanced Sciences,

Innovation and Research

(MAScIR)

Rapport de Projet de Fin d’Etudes

Conception et Réalisation d’un Chargeur de Batterie au Plomb 12V pour Applications photovoltaïques

Réalisé par :

Mehdi Amine LAHLOU KASSI

Encadré par :

Mme. Khadija EL KAMOUNY : Encadrant Professionnel

Mr. Rachid EL GOURI : Encadrant Pédagogique

(Du 1er Février au 31 Juillet)

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Remerciement

3

Remerciement

Nul ne peut nier que l’obtention d’un stage de fin d’étude n’est pas chose aisée, c’est pourquoi

je remercie en premier lieu la fondation MAScIR qui offre d’innombrables opportunités de ce

genre, et qui m’a accueilli durant ces six mois de stage.

Je tiens à remercier tout particulièrement mon parrain de stage, Mme. Khadija EL KAMOUNY,

de m’avoir accordé toute sa confiance en me donnant l’occasion de travailler sur un projet

aussi édifiant, ainsi que pour le grand effort qu’elle a fourni, le soutien précieux qu’elle m’a

apporté et tout le temps qu’elle m’a consacré. Je remercie également Mr. Brahim LAKSSIR,

chef de l’équipe Microelectronics & Packaging, de son attitude encourageante et

compréhensive durant les moments difficiles ainsi que tout au long de mon stage. Je n’oublie

pas mon collègue, Yassine OUAMER, que je remercie infiniment de toute l’aide qu’il m’a

apporté pour mener à bien ma mission.

Il m’est aussi agréable d’exprimer ma gratitude envers tous les membres de l’équipe de leur

accueil chaleureux, en particulier Mme. Ilham BOUZIDA qui n’a jamais hésité de me faire part

de son incontournable expérience, et aussi tout le personnel de l’entreprise qui n’a en aucun

cas négligé les valeurs humaines dans les relations que j’ai entretenu.

Mes sincères remerciements vont également à mon encadrant pédagogique, Mr Rachid

ELGOURI de l’ENSA de Kenitra, de son inestimable contribution à ma formation, et de sa

disponibilité pour l’encadrement de mon stage. Je témoigne aussi de ma gratitude envers tous

les membres du jury du temps accordé à l’évaluation de mon travail.

Je n’oublie surtout pas mes chers parents pour leur soutien moral et matériel, et qui ont

toujours répondu présent lors de l’accomplissement de ma mission.

Acquérir une expérience professionnelle dans une entreprise de forte notoriété telle que

MAScIR est non seulement un plaisir, mais par-dessus tout un réel aboutissement dans mon

cursus universitaire. Ainsi j’ai pu enrichir mes connaissances pratiques en la compagnie de

gens compétents que je ne remercierai jamais assez.

Remerciement

4

No one can deny that getting an internship is not easy, so I first thank MAScIR Foundation for

offering countless opportunities of this kind, and welcoming me during this six-month

internship.

I would particularly like to thank my internship sponsor, Ms. Khadija EL KAMOUNY, for giving

me all her confidence by providing me the opportunity to work on such an inspiring project,

as well as for the great effort she has done, the valuable support she gave me and all the time she

devoted to me. I also thank Mr. Brahim LAKSSIR, leader of the Microelectronics & Packaging

team, for its encouraging and comprehensive attitude during difficult times and throughout

my internship. I do not forget my colleague Yassine OUAMER, whom I thank very much for all

the help he has given me to carry out my mission.

I find it enjoyable to express my gratitude to all the team members for their warm welcome,

especially Ms. Ilham Bouzida who has never hesitated to share her must- experience, and also

the staff of company that has in any case neglected human values in the relationships I have

kept.

My sincere thanks also go to my pedagogic internship supervisor, Mr. Rachid ELGOURI from

ENSA Kenitra, for its invaluable contribution to my training, and availability for supervising my

internship. I also testify my gratitude to all members of the jury of the time allowed to evaluate

my work.

I do not forget especially my dear parents for their moral and material support, and who have

always been there in the fulfillment of my mission.

Gaining work experience in a high-profile company like MAScIR is not only a pleasure, but also

a real achievement in my university course. Thus I could enrich my practical knowledge in the

company of good people that I will never thank enough.

Remerciement

5

، سهالالحصول على التدريب للخريجين ليس ال أحد يستطيع أن ينكر أن

فر فرصا ال تحصى من هذا القبيل، التي تو MAScIR ؤسسة لذلك أشكر أوال م

خالل فترة التدريب ستة أشهر. نياستضافتوالتي

عطايي إل ي التدريب، السيدة خديجة الكموني،راعوأود بصفة خاصة أن أشكر

لعمل على مثل هذا المشروع الملهم، و على الجهد ل بتمكينيكل ثقتها

الذي وقتالكل ، و كذايقدر بثمن ها الذي الو دعم الذي قدمت الكبير

فريقرييس ،لقصير. وأود أيضا أن أشكر السيد إبراهيم كرست لي

خالل على دعمه و تشجيعه التغليف، و االلكترونيات الدقيقة و التعبئة

، عمراو ياسين يأنا ال أنسى زميل التدريب. مدةاألوقات الصعبة، و طوال

تنفيذ مهمتي.ء على كل المساعدة التي قدمها لي أثنا الذي أشكره كثيرا

أعضاء الفريق على ترحيبهم جميعتناني لعن ام أعبرأن يسرني أيضا

بوزيدا التي لم تتردد في أن تفيدني ، وخاصة السيدة إلهام الحار

لذين لم يهملوا في أي الشركة ا بخبرتها اال محدودة، وكذلك جميع موظفي

حال القيم اإلنسانية في العالقات التي ربطتني بهم.

، السيد مؤطري الدراسي في هذا التدريبوأتقدم بخالص الشكر أيضا إلى

، بالقنيطرة رشيد الكوري من المدرسة الوطنية للعلوم التطبيقية

كما أنني أشهد .و تأطيري خالل هذا التدريب، لمساهمته القيمة في تأهيلي

.لتقييم عملي كرسامتناني لجميع أعضاء لجنة التحكيم من الوقت الم

لتقديم الدعم المعنوي والمادي، ينال أنسى خصوصا والدي العزيز أنا

.واجبيأداء بجانبي خاللوالذين كانوا دايما

ليس فقط MAScIR مثلالعمل في شركة ذات سمعة عالية ب اكتساب الخبرة

و هكذا . مساري الجامعيمتعة، ولكن قبل كل شيء إنجازا حقيقيا في

أذلي لهم أن من إثراء معارفي العملية بصحبة أشخاص لن أستطيع تمكنت

شكر مهما فعلت.تمام ال

Remerciement

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Table des Matières

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Table des Matières

INTRODUCTION GENERALE ............................................................................................................................ 13

1. OBJECTIF DU STAGE ...................................................................................................................................... 13

2. DOMAINE DU STAGE ..................................................................................................................................... 13

3. PLAN DU RAPPORT ....................................................................................................................................... 13

CHAPITRE 1 : PRESENTATION DE L’ENTREPRISE D’ACCUEIL ...................................................................... 15

1. FICHE TECHNIQUE DE L’ENTREPRISE ................................................................................................................. 15

2. DOMAINE D’ACTIVITE DE L’ENTREPRISE ............................................................................................................. 15

2.1. Généralités à propos de l’entreprise ............................................................................................. 15

2.2. Partenaires de la fondation ........................................................................................................... 16

2.3. Quelques chiffres ........................................................................................................................... 17

3. STRUCTURE ET ORGANISATION GENERALE ......................................................................................................... 18

4. PRESENTATION DU LIEU DE DEROULEMENT DU STAGE .......................................................................................... 19

4.1. Mission .......................................................................................................................................... 19

4.2. Laboratoires .................................................................................................................................. 19

4.3. Equipements .................................................................................................................................. 20

5. DESCRIPTION DU DEROULEMENT DU STAGE (ORDRE CHRONOLOGIQUE) .................................................................. 21

6. ACTIVITES ET TACHES PROFESSIONNELLES EXERCEES ............................................................................................ 21

CHAPITRE 2 : CONTEXTE GENERAL DU PROJET ......................................................................................... 23

1. CAHIER DES CHARGES ................................................................................................................................... 23

2. ETUDE PREALABLE OU ETUDE D’OPPORTUNITE DES SOLUTIONS .............................................................................. 23

2.1. Types de batteries ......................................................................................................................... 23

2.2. Les batteries au Plomb (Pb) ........................................................................................................... 26

2.3. Algorithme de chargement d’une batterie au Plomb .................................................................... 26

2.4. Solution proposée en se basant sur les contraintes et exigences .................................................. 28

3. PLAN D’ACTION OU ETAPES DE REALISATION ...................................................................................................... 29

4. PLANNING (DIAGRAMMES DE GANTT) ............................................................................................................. 29

CHAPITRE 3 : ETUDE DETAILLEE DU PROJET .............................................................................................. 31

1. DESCRIPTION DE LA SOLUTION ........................................................................................................................ 31

1.1. Principe du système ....................................................................................................................... 31

1.2. Description, fonctionnalités et applications du LTC4000-1 et LT3845A ........................................ 33

2. ARCHITECTURE GENERALE DE LA SOLUTION ....................................................................................................... 35

3. ARCHITECTURE DETAILLEE DE LA SOLUTION ........................................................................................................ 36

3.1. Principe de fonctionnement, dimensionnement et configuration des fonctions du LT3845A ....... 37

3.1.1. Principe de fonctionnement ..................................................................................................................... 37

Table des Matières

8

3.1.2. Programmation de la fréquence de commutation ................................................................................... 38

3.1.3. Programmation de la tension de sortie .................................................................................................... 38

3.1.4. Le démarrage en douceur ......................................................................................................................... 39

3.1.5. La fonction Shutdown ............................................................................................................................... 39

3.1.6. Sélection de l’inductance .......................................................................................................................... 39

3.1.7. Sélection des MOSFET .............................................................................................................................. 40

3.1.8. Sélection de la capacité d’entrée .............................................................................................................. 42

3.1.9. Sélection de la capacité de sortie ............................................................................................................. 42

3.1.10. Sélection de la résistance de mesure de courant ................................................................................ 43

3.2. Principe de fonctionnement, dimensionnement et configuration des fonctions du LTC4000-1 .... 43

3.2.1. Configurations nécessaires et comportement lors d’un cycle de charge ................................................. 43

3.2.2. Boucle de régulation de la tension d’entrée ............................................................................................. 46

3.2.3. Boucle de régulation du courant de charge .............................................................................................. 47

3.2.4. Boucle de régulation de la tension de batterie ......................................................................................... 49

3.2.5. Boucle de régulation de la tension de sortie du système ......................................................................... 51

3.2.6. Mode de terminaison de charge sélectionné ........................................................................................... 51

3.2.7. Monitoring de courant d’entrée et du courant de batterie ...................................................................... 52

3.2.8. Fonction de Undervoltage lockout (UVLO) et de monitoring de la tension d’entrée ............................... 52

3.2.9. Fonction d’ajustement de température de charge admissible ................................................................. 54

3.2.10. Fonction de détection du statut de la batterie .................................................................................... 55

3.2.11. Sélection des PMOS externes .............................................................................................................. 56

4. RESULTATS ET INTERPRETATIONS ..................................................................................................................... 56

CHAPITRE 4 : SIMULATION ET REALISATION DU PROJET .......................................................................... 59

1. OUTILS DE SIMULATION ET REALISATION DU PROJET ............................................................................................ 59

1.1. LTspiceIV ........................................................................................................................................ 59

1.2. Altium Designer ............................................................................................................................. 59

1.2.1. Capture de Schématiques ......................................................................................................................... 59

1.2.2. 3D PCB Design ........................................................................................................................................... 60

2. SIMULATION DU PROJET ................................................................................................................................ 60

2.1. Simulation du fonctionnement du LT3845A .................................................................................. 60

2.2. Simulation du fonctionnement du LTC4000-1 ............................................................................... 63

3. REALISATION DU PROJET ................................................................................................................................ 64

3.1. Edition des Schémas des deux cartes ............................................................................................ 64

3.1.1. Schématique du LT3845A ......................................................................................................................... 64

3.1.2. Schématiques du LTC4000-1 ..................................................................................................................... 66

3.2. Réalisation des circuits imprimés .................................................................................................. 70

3.2.1. Choix du nombre de couches des PCB réalisés ......................................................................................... 70

3.2.2. Considérations à prendre en compte lors du Design du LT3845A ............................................................ 71

3.2.3. Considérations à prendre en compte lors du Design du LTC4000-1 ......................................................... 73

3.2.4. Présentation des cartes réalisées, assemblage et raccordement ............................................................. 75

Table des Matières

9

4. TEST ET VERIFICATION ................................................................................................................................... 77

4.1. Test et vérification du hacheur Buck contrôlé par le LT3845A ...................................................... 77

4.1.1. Plateforme de test .................................................................................................................................... 77

4.1.2. Résultats obtenus ..................................................................................................................................... 77

4.2. Test et vérification du chargeur de batterie .................................................................................. 79

4.2.1. Plateforme de test .................................................................................................................................... 79

4.2.2. Test de la phase CC ................................................................................................................................... 81

4.2.3. Test de la phase CV ................................................................................................................................... 83

4.2.4. Test de la phase de floating ...................................................................................................................... 84

4.2.5. Test en cas d’absence d’énergie à l’entrée ............................................................................................... 86

CONCLUSION GENERALE ................................................................................................................................ 87

BIBLIOGRAPHIE .............................................................................................................................................. 89

ANNEXES ........................................................................................................................................................ 91

ANNEXE 1 : DESCRIPTIONS SUPPLEMENTAIRES DU LT3845A : ....................................................................................... 91

ANNEXE 2 : DESCRIPTIONS SUPPLEMENTAIRES DU LTC4000-1 : .................................................................................... 93

GLOSSAIRE ..................................................................................................................................................... 97

Table des Matières

10

Liste des figures

11

Liste des Figures

FIGURE 1.1 : LOCALISATION DE LA FONDATION MASCIR ................................................................................................... 16

FIGURE 1.2 : EVOLUTION DES INDICATEURS CLES DE MASCIR AU COURS DES 5 DERNIERES ANNEES ........................................... 17

FIGURE 1.3 : SALLE BLANCHE ....................................................................................................................................... 20

FIGURE 1.4 : LABORATOIRE DE FIABILITE ET ANALYSE DE DEFAUTS ........................................................................................ 20

FIGURE 2.1 : BATTERIE NICKEL-CADMIUM ...................................................................................................................... 24

FIGURE 2.2 : BATTERIE NICKEL-METAL HYBRIDE .............................................................................................................. 24

FIGURE 2.3 : BATTERIE LITHIUM-ION ET LITHIUM-POLYMERE ............................................................................................. 25

FIGURE 2.4 : BATTERIES AU PLOMB ............................................................................................................................... 25

FIGURE 2.5 : LEAD-ACID 3-STEP CHARGING CYCLE ........................................................................................................... 28

FIGURE 2.6 : EMPLOI DU TEMPS DES TACHES RELATIVES AU PROJET ...................................................................................... 30

FIGURE 2.7 : DIAGRAMME DE GANTT DU PROJET ............................................................................................................. 30

FIGURE 3.1 : SCHEMA SYNOPTIQUE DE LA SOLUTION ......................................................................................................... 31

FIGURE 3.2 : FONCTIONNEMENT EN CAS DE PUISSANCE SUFFISAMMENT ELEVEE ..................................................................... 32

FIGURE 3.3 : FONCTIONNEMENT EN CAS DE FAIBLE PUISSANCE ............................................................................................ 32

FIGURE 3.4 : FONCTIONNEMENT EN CAS D'EXTINCTION DU PANNEAU ................................................................................... 33

FIGURE 3.5 : SCHEMA BLOC DE L’ARCHITECTURE GENERALE DE LA SOLUTION .......................................................................... 35

FIGURE 3.6 : CONFIGURATION DU LT3845A .................................................................................................................. 37

FIGURE 3.7 : BLOC DES CONTROLEURS DE DIODE IDEALE ET CONTROLE POWERPATH ............................................................... 45

FIGURE 3.8 : BOUCLE DE REGULATION DE LA TENSION D'ENTREE .......................................................................................... 47

FIGURE 3.9 : BOUCLE DE REGULATION DU COURANT DE CHARGE DE LA BATTERIE .................................................................... 48

FIGURE 3.10 : BOUCLE DE REGULATION DE LA TENSION DE BATTERIE POUR UN ALGORITHME DE CHARGE A 2 PHASES ..................... 49

FIGURE 3.11 : CONFIGURATION DE LA BOUCLE DE REGULATION DE LA TENSION DE BATTERIE POUR UN ALGORITHME DE CHARGE EN 3

PHASES ........................................................................................................................................................... 50

FIGURE 3.12 : BOUCLE DE REGULATION DE LA TENSION DE SORTIE ....................................................................................... 51

FIGURE 3.13 : MONITORING DE LA TENSION D'ENTREE ET UVLO ........................................................................................ 53

FIGURE 3.14 : AJUSTEMENT DE LA TEMPERATURE DE CHARGE ADMISSIBLE AVEC UN DEGRE DE LIBERTE ....................................... 54

FIGURE 3.15 : AJUSTEMENT DES SEUILS FROID ET CHAUD DE LA TEMPERATURE DE CHARGE ADMISSIBLE AVEC DEUX DEGRE DE LIBERTE

..................................................................................................................................................................... 55

FIGURE 3.16 : SCHEMA ELECTRIQUE GLOBAL DE LA SOLUTION ............................................................................................. 57

FIGURE 4.1 : SIMULATION DE LA REGULATION DE LA TENSION DE SORTIE DU LT3845A ........................................................... 61

FIGURE 4.2 : SIMULATION DU HACHAGE APRES STABILITE DE LA TENSION DE SORTIE ................................................................ 62

FIGURE 4.3 : SIMULATION D'UN CYCLE DE CHARGE DE BATTERIE .......................................................................................... 63

FIGURE 4.4 : SCHEMATIQUE DU LT3845A SUR ALTIUM DESIGNER ...................................................................................... 65

FIGURE 4.5 : SCHEMATIQUE 1 DU CHARGEUR DE BATTERIE (LTC4000-1 ET CIRCUITS DE PUISSANCE) ......................................... 67

FIGURE 4.6 : SCHEMATIQUE 2 DU CHARGEUR DE BATTERIE (BOUCLES DE REGULATION ET INTERFACES) ....................................... 68

FIGURE 4.7 : LES DIFFERENTES COUCHES DU DESIGN DES CARTES ......................................................................................... 70

Liste des figures

12

FIGURE 4.8 : ORIENTATION DES COMPOSANTS PERMETTANT DE PREVOIR LA CORRUPTION DE LA REFERENCE SGND ...................... 72

FIGURE 4.9 : CONFIGURATION KELVIN DES LIGNES DE MESURE POUR LE LTC4000-1 .............................................................. 74

FIGURE 4.10 : CIRCUIT IMPRIME DU HACHEUR BUCK CONTROLE PAR LE LT3845A ................................................................. 75

FIGURE 4.11 : CIRCUIT IMPRIME DU LTC4000-1 (TOP SIDE) ............................................................................................. 75

FIGURE 4.12 : CIRCUIT IMPRIME DU LTC4000-1 (BOTTOM SIDE) ...................................................................................... 76

FIGURE 4.13 : ASSEMBLAGE ET RACCORDEMENT DES DEUX CARTES...................................................................................... 76

FIGURE 4.14 : PLATEFORME DE TEST DU HACHEUR CONTROLE PAR LE LT3845A .................................................................... 77

FIGURE 4.15 : TENSION D'ENTREE ET DE SORTIE DU HACHEUR CONTROLE PAR LE LT3845A ...................................................... 78

FIGURE 4.16 : SIGNAUX DE COMMUTATION DES MOSFET TG ET BG .................................................................................. 78

FIGURE 4.17 : VARIATION DU RAPPORT CYCLIQUE POUR UNE TENSION D'ENTREE DE 30V ......................................................... 79

FIGURE 4.18 : SPECIFICATIONS DE LA BATTERIE DE TEST ..................................................................................................... 80

FIGURE 4.19 : ALGORITHME DE CHARGE AVEC LES VALEURS A VERIFIER LORS DU TEST .............................................................. 81

FIGURE 4.20 : COURANT DE CHARGE EN PHASE CC / D2 ON, D4 OFF ................................................................................ 82

FIGURE 4.21 : TENSION DE BATTERIE EN PHASE CC ........................................................................................................... 82

FIGURE 4.22 : COURANT DE BATTERIE EN PHASE CV / D2 ON, D4 OFF............................................................................... 83

FIGURE 4.23 : TENSION DE CHARGE EN PHASE CV ............................................................................................................ 83

FIGURE 4.24 : COURANT DE BATTERIE EN PHASE CV (APRES PLUSIEURS MINUTES) / D2 ON, D4 OFF ........................................ 84

FIGURE 4.25 : TENSION DE CHARGE EN PHASE CV (APRES PLUSIEURS MINUTES) ..................................................................... 84

FIGURE 4.26 : COURANT DE BATTERIE EN PHASE DE FLOATING ............................................................................................ 85

FIGURE 4.27 : TENSION DE FLOATING ............................................................................................................................ 85

FIGURE 4.28 : COURANT FOURNI PAR LA BATTERIE POUR UNE CHARGE DE 1K / D3 ON ........................................................... 86

FIGURE 4.29 : TENSION FOURNIE PAR LA BATTERIE ........................................................................................................... 86

Liste des Tableaux

TABLEAU 1.1 : FICHE TECHNIQUE DE L'ENTREPRISE D'ACCUEIL ............................................................................................. 15

TABLEAU 2.1 : CARACTERISTIQUES DES QUATRE GRANDS TYPES DE BATTERIES ........................................................................ 24

TABLEAU 3.1 : FREQUENCES RECOMMANDEES PAR LE CONSTRUCTEUR ET LEURS RESISTANCES DE PROGRAMMATION ..................... 38

TABLEAU 3.2 : LES DIFFERENTS ETATS DE LA BATTERIE LORS DE SON CYCLE DE CHARGE ............................................................. 56

TABLEAU 3.3 : SUGGESTIONS DE PMOS EXTERNES FOURNIS PAR LE CONSTRUCTEUR ............................................................... 56

TABLEAU 4.1 : ETATS DES LEDS D2 ET D4 ET STATUTS DE CHARGE CORRESPODNANT .............................................................. 69

Introduction générale

13


1. Objectif du stage

Dans le cadre de mon projet de fin d’études en génie électrique à l’école nationale des

sciences appliquées (ENSA) de Kenitra, option électronique et systèmes embarqués, j’effectue

un stage de six mois qui a débuté le 01/02/2016 au sein de la fondation MAScIR (Moroccan

foundation for Advanced Science, Innovation and Research), un centre marocain ayant pour

mission principale la promotion de la recherche scientifique et le développement

technologique.

Faisant partie de l’équipe Microelectronics & Packaging, cette expérience professionnelle a

consisté essentiellement en l’exploitation de mes acquis en matière de microélectronique et

électronique de puissance, afin de développer un chargeur de batterie au Plomb 12V à partir

d’une source d’énergie solaire.

Enfin, les nombreux entretiens que j’ai pu avoir avec le personnel des différents départements

de la société m’ont permis de donner une cohérence à ce rapport.

2. Domaine du stage

Ce stage de six mois au département de Microélectronique représente pour moi l’opportunité

tant attendue de réaliser un produit au service d’un organisme disposant d’une forte notoriété

telle que MAScIR, répondant à des besoins en matière de stockage du surplus d’énergie

émanant d’une source renouvelable sous forme d’énergie électrique.

Ainsi, j’ai pu apprendre dans d’excellentes conditions les algorithmes de charge d’une batterie

au Plomb, ainsi que la circuiterie permettant de mettre une batterie en charge tout en tenant

compte de son étant de santé.

3. Plan du rapport

L’élaboration de ce rapport a pour principal but de mettre en évidence les différentes

fonctionnalités du design de la solution permettant de charger une batterie au plomb 12V, et

qui a été conçu grâce à des efforts journaliers au sein de l’équipe Microelectronics &

Packaging.

Après une brève présentation de la fondation MAScIR, je vais entamer ce rapport avec la

définition du cadre général du projet, suivi d’une étude détaillée de celui-ci comprenant une


14

description de la solution et ses étapes de conception, pour finir avec une exposition des

résultats de réalisation, testés et vérifiés.

Chapitre 1 : Présentation de l’entreprise d’accueil

15


1. Fiche technique de l’entreprise

Raison sociale Moroccan Foundation for Advanced Science, Innovation

and Research

Date de

création

2007

Siège social Rue Mohamed El Jazouli, Rabat Design Center, Madinat

Al Irfane

10100 Rabat

Maroc

Forme

juridique

Institution publique à but non lucratif

Directeur

général

M.BOUZEKRI Hicham

Effectif global +100 ingénieurs et chercheurs

Téléphone + 212 5 30 27 98 75

Fax + 212 530 27 58 28

Site web www.mascir.com

Tableau 1.1 : Fiche technique de l'entreprise d'accueil

2. Domaine d’activité de l’entreprise

2.1. Généralités à propos de l’entreprise

MAScIR (Moroccan foundation for Advanced Science, Innovation and Research) est un

organisme de recherche à caractère scientifique et technologique. Il est voué à la recherche

en nanotechnologie, en biotechnologie, en technologie numérique, en microélectronique, en

énergie et en environnement ; la fondation se veut présente là où les enjeux de la société

l’exigent.

La figure suivante montre l’emplacement de l’entreprise :


16

Figure 1.1 : Localisation de la fondation MAScIR

Rassemblant d’éminents chercheurs des quatre coins du monde, MAScIR regroupe des

équipes scientifiques œuvrant dans des domaines innovants et complémentaires et met à leur

disposition une infrastructure scientifique de pointe.

2.2. Partenaires de la fondation

Les principaux partenaires de la fondation MASCIR sont :

Lear Corporation : l’un des principaux fournisseurs mondiaux de sièges automobiles

et des systèmes de gestion de l’énergie électrique.

Thales : figure parmi les leaders européens de la fabrication et de la commercialisation

d'équipements et de systèmes électroniques destinés aux secteurs de l'aérospatial, du

transport, de la défense et de la sécurité.


17

OCP : Un acteur incontournable sur le marché des phosphates et de ses produits

dérivés. Présent sur toute la chaine de valeur, il est le premier exportateur de cette

matière dans le monde.

STERIMED : Une société spécialisée dans le domaine de l’eau et des technologies de

l’environnement. Son objectif est d’accompagner les entreprises et collectivités dans

la résolution des problématiques liées à l’eau et à l’environnement.

COSUMAR : Un groupe marocain, filiale de la Société nationale d'investissement,

spécialisé dans l'extraction, le raffinage et le conditionnement du sucre sous

différentes formes. Il est devenu l'unique opérateur sucrier marocain après

l'acquisition de SUTA, SUCRAFOR, SUNABEL et SURAC en 2005.

2.3. Quelques chiffres

MAScIR rassemble près de 100 chercheurs et ingénieurs, son chiffre d'affaire a été de 93.6

millions de Dirham au cours de l'année 2014. La figure 1.2 présente l'évolution des chiffres

clés de la fondation au cours des 5 dernières années.

Figure 1.2 : Evolution des Indicateurs Clés de MAScIR au cours des 5 dernières années


18

3. Structure et organisation générale

La Fondation est gérée par un conseil d’administration qui est investi de pouvoirs de gestion

à cet égard. Le Conseil dispose de quatre comités distincts - un Comité d’Investissement, un

Comité de suivi, un comité de vérification et un Comité de Rémunération - qui assurent une

gestion rapprochée des sujets relatifs à leur mission.

Le Conseil d'administration détermine les orientations stratégiques de MAScIR et veille à leur

mise en œuvre dans des réunions régulières. En prenant des décisions, le Conseil compte sur

le travail des comités spécialisés.

Le Comité de vérification ou Comité d'audit permet à la Commission de veiller sur la qualité

des contrôles internes et l'intégrité de l'information divulguée aux intervenants et aux

partenaires.

Le Comité des Rémunérations est responsable de faire des recommandations au Conseil sur

la nomination des administrateurs. Il est également responsable de l'examen de la politique

en matière de rémunération de la haute direction au sein de MAScIR.

Le Comité de suivi surveille la mise en œuvre effective et correcte des projets dans le cadre

de l'accord signé entre MAScIR et le Gouvernement marocain.

Finalement, le Comité d'Investissement assiste le Conseil d'administration dans

l'accomplissement de sa responsabilité de surveillance pour les actifs d'investissement liés à

l'équipement scientifique.

Le travail de ce conseil a abouti, depuis la création de l’entreprise en 2007 par le

gouvernement marocain en tant que fondation à but non lucratif, a une expansion de MAScIR

en créant :

MAScIR MicroElectronics : a pour objectif de devenir un centre de Recherche et

Développement dans le domaine de la microélectronique.

MAScIR BioTechnology : deuxième centre inscrit dans MAScIR œuvrant dans le

domaine de la biotechnologie : recherche et développement des médicaments ou des

biocides.

NanoTechnology : qui a pour mission de mener des recherches appliquées, innovantes

et à la fine pointe de la technologie dans le domaine des nanomatériaux et des

nanotechnologies. Ces recherches sont menées par une équipe internationale de haut


19

calibre travaillant dans un environnement unique et utilisant une infrastructure de

pointe.

4. Présentation du lieu de déroulement du stage

MAScIR Micro est un centre d’innovation et développement de technologie dans le domaine

de la microélectronique. Il se focalise sur la simulation, les tests, le design, le packaging, la

qualification et le prototypage des produits microélectroniques.

4.1. Mission

Le programme Microélectronique a réuni une équipe de direction de classe mondiale pour

assurer la traction initiale sous licence des technologies de pointe qui sont disponibles pour

une utilisation immédiate.

L'équipe travaille actuellement sur la construction des liens étroits de collaboration avec des

institutions de classe mondiale, commerciaux et académiques, en se concentrant sur le

développement de produits orientés vers le marché et de prototypage.

MAScIR Micro fournit des services pour des clients industriels, mais elle développe aussi son

propre business dans les domaines suivants :

L’intégration et la miniaturisation des systèmes microélectroniques

L’analyse de fiabilité et défaillance des produits

Modélisation des systèmes complexes

Prototypage et industrialisation des produits innovants

Industrialisation des idées et résultats académiques

4.2. Laboratoires

Le département microélectronique de MAScIR possède plusieurs laboratoires équipés de

technologie avancée :

Salle blanche

Laboratoire de fiabilité et analyse de défauts

Laboratoire électronique


20

Figure 1.3 : Salle Blanche

Figure 1.4 : Laboratoire de fiabilité et analyse de défauts

4.3. Equipements

Ces laboratoires disposent d’équipements de technologie de pointe à citer :

Ligne CSP (Chip Scaled Packaging)

Ligne SMT (Surface Mount Technology)

SAM (Scanning Acoustic Microscope)

SEM (Scanning Electron Microscope)

AFM (Atomic Force Microscopy)


21

X-Ray

Chambres climatiques

5. Description du déroulement du stage (ordre chronologique)

La fondation MAScIR offre à ses employés plus que les moyens nécessaires pour l’exercice de

leurs fonctions, et ce dans une atmosphère familiale. C’est pour toutes ses raisons que je n’ai

trouvé aucune difficulté à m’intégrer au sein de l’entreprise dans un esprit pleinement motivé.

C’est ainsi que mon stage s’est déroulé selon trois étapes principales. En premier lieu, ce fut

une période d’adaptation où j’ai eu l’occasion de côtoyer mes collègues, de connaitre le

fonctionnement de notre département par rapport à l’entreprise et de visiter les laboratoires.

En second lieu, les nouvelles connaissances que je venais d’acquérir m’ont permis de bien me

situer vis à vis du sujet sur lequel porte mon projet de fin d‘études. C’était donc une phase

d’exécution de la mission confiée par le département accompagnée par un bon suivi de la part

de l’équipe. En dernier lieu, il s’agit d’une étape de test et vérification, ainsi que l’évaluation

de fiabilité du produit qui s’étend jusqu’à aujourd’hui.

6. Activités et taches professionnelles exercées

Mon passage à MAScIR s’est avéré très édifiant par les diverses activités et taches

professionnelles que j’ai eu l’occasion de pratiquer.

En effet, le travail sur mon projet m’a permis d’acquérir plusieurs compétences en matière

d’ingénierie électronique lors de l’exercice de Design, ou encore la manipulation de

composants et matériel électriques, notamment l’acquisition des techniques de soudure

manuelle. De plus, j’ai pu organiser des meetings et réunions avec mon encadrant, le directeur

du département et les autres membres de l’équipe où il m’était demandé de présenter mon

état d’avancement ou quelconque autres idées et aboutissements dans ce sens.

Parallèlement, j’ai aussi assisté à des formations en sécurité de manœuvres dans les

Laboratoires, ou encore à des conférences, comme j’ai eu l’occasion de suivre des processus

de vérification et de Packaging accomplis par les membres de l’équipe de Microélectronique

spécialisés dans ces tâches.


22

Chapitre 2 : Contexte général du projet

23


1. Cahier des charges

Le but de ce stage est de concevoir un chargeur de batterie de 12V au Plomb à partir d’un

panneau photovoltaïque de 250W, avec une tension VMP = 29V, et une tension en circuit-

ouvert égale à 36V. Ainsi, le cahier des charges d’un tel projet a été établit comme suit :

Etude de la batterie au Plomb et de ses algorithmes de chargement

Conception d’un circuit de puissance capable de charger la batterie selon les

paramètres à respecter dans son algorithme de charge

Optimisation d’un tel circuit en lui ajoutant des fonctions de Monitoring ou des

méthodes d’amélioration du rendement et de l’efficacité du système

Réalisation du circuit imprimé à l’aide de Altium Designer

2. Etude préalable ou Etude d’opportunité des solutions

Avant d’entrer dans les détails électriques d’un chargeur de batterie, il est judicieux de

commencer par une étude des différents types de batteries disponibles dans le marché, de

connaitre leurs caractéristiques chimiques et électriques afin de déterminer les spécifications

techniques du circuit à réaliser.

Une batterie d'accumulateurs, ou plus communément une batterie, est un ensemble

d'accumulateurs électriques reliés entre eux de façon à créer un générateur électrique de

tension et de capacité désirée. Ces accumulateurs sont parfois appelés éléments de la batterie

ou cellule, et leur nombre ainsi que leur association (en série ou en parallèle) permet de

déterminer le niveau de tension fourni par la batterie.

2.1. Types de batteries

Selon la technologie, il existe quatre grands types de batteries à savoir les batteries Nickel

Cadmium (Ni-Cd), Nickel Métal Hydride (Nimh), au lithium (Li) et au Plomb (Pb).

Caractéristique

Technologie NI-Cd Nimh Li Pb

Energie/Poids (Wh/Kg) 20 à 60 30 à 80 100 à 250 20 à 40

Energie/Volume (Wh/L) 50 à 150 140 à 300 200 à 620 40 à 100

https://fr.wikipedia.org/wiki/Accumulateur_%C3%A9lectrique

https://fr.wikipedia.org/wiki/G%C3%A9n%C3%A9rateur_%C3%A9lectrique

https://fr.wikipedia.org/wiki/Tension_%C3%A9lectrique

https://fr.wikipedia.org/wiki/Capacit%C3%A9_%C3%A9lectrique


24

Durée de vie minimale (ans) 2 à 3 2 à 4 7 4 à 5

Nombre de charges (cycles) 1500 500 à 1200 1200 400 à 1200

Tension/Elément (V) 1.2 1.2 3.6 à 3.7 2.1

Tableau 2.1 : Caractéristiques des quatre grands types de batteries

Les batteries Nickel Cadmium sont sous forme de bâton de piles rechargeables utilisées

principalement dans l’électronique. Le principal défaut des batteries au Ni-Cd est l’effet

mémoire. L’effet mémoire est un phénomène qui empêche la batterie, au bout d’un certain

nombre de cycle de charge/décharge, d’utiliser toute sa capacité, même pleinement chargée.

Figure 2.1 : Batterie Nickel-Cadmium

Une variante améliorée de celle-ci est la batterie Nickel Métal Hybride; le cadmium est un

métal lourd qui est interdit depuis 2000.

Figure 2.2 : Batterie Nickel-Metal Hybride


25

La batterie au Lithium représente la dernière technologie des batteries. Elle occupe une place

importante dans la les équipements électroniques embarqués. Elles ont une densité d’énergie

plus importante que les autres technologies. Il existe aujourd’hui deux principales

technologies de batterie au lithium : le lithium-ion (Li-ion), le lithium polymère Li-Po.

Figure 2.3 : Batterie Lithium-Ion et Lithium-Polymère

La batterie au plomb, quant à elle, représente près de 65% du marché des batteries et est

principalement utilisées dans l’automobile, les alimentations de secours, et dans le

photovoltaïque. C’est pour ces raisons-là, ainsi que pour des contraintes de disponibilité et de

prix, nous avons opté pour la technologie de batterie au Plomb (Pb).

Figure 2.4 : Batteries au Plomb


26

2.2. Les batteries au Plomb (Pb)

Une batterie au plomb est un ensemble d'accumulateurs au plomb-acide sulfurique raccordés

en série, afin d'obtenir la tension désirée, et réunis dans un même boîtier. Malgré la faible

énergie massique dont elle est caractérisée, la batterie au plomb est cependant capable de

fournir un courant maximal de grande intensité, utile pour le démarrage électrique des

moteurs à combustion interne, elle est encore très utilisée en particulier dans les véhicules

automobiles et dans la plupart des véhicules ferroviaires. Lorsque le moteur fonctionne, elle

est rechargée par une dynamo ou un alternateur. Elle présente aussi l'avantage de ne pas être

sensible à l'effet mémoire.

Les batteries au plomb servent aussi à alimenter toutes sortes d'engins électriques. Ces

batteries servent également à alimenter les équipements de sécurité et de mise en service

ainsi que les éclairages de secours dans la plupart des trains. Elles peuvent aussi servir à

stocker de l’énergie produite par intermittence, comme l’énergie solaire ou éolienne.

Les caractéristiques techniques des batteries au Plombs sont citées ci-dessous :

La tension nominale : elle dépend du nombre d’éléments. La tension nominale U est

égale au nombre d'éléments multiplié par 2,1 V. Généralement on considère qu'un

accumulateur au plomb est déchargé lorsqu'il atteint la tension de 1,8 V par élément,

donc une batterie de 6 éléments ou 12 V est déchargée, lorsqu'elle atteint la tension

de 10,8 V.

La capacité de stockage : représente la quantité d'énergie disponible (ne pas

confondre avec la capacité électrique). Elle s'exprime en ampère-heure.

Le courant maximal qu’elle peut fournir pendant quelques instants, ou courant de

crête en Ampère.

Les valeurs maximales sont données par le constructeur pour une batterie neuve et chargée

à 100 %, elles varient sensiblement en fonction de l'état de charge, se dégradent en fonction

du temps ainsi que de l'usage qui est fait de la batterie.

2.3. Algorithme de chargement d’une batterie au Plomb

Note : Les valeurs de tension présentes ci-dessous correspondent à une température de 25°C

sauf indication contraire.

https://fr.wikipedia.org/wiki/Accumulateur_%C3%A9lectrique

https://fr.wikipedia.org/wiki/Dynamo

https://fr.wikipedia.org/wiki/Alternateur

https://fr.wikipedia.org/wiki/Effet_m%C3%A9moire

https://fr.wikipedia.org/wiki/Capacit%C3%A9_%C3%A9lectrique

https://fr.wikipedia.org/wiki/Amp%C3%A8re-heure

https://fr.wikipedia.org/wiki/L%27%C3%A9tat_de_charge


27

Une batterie au Plomb est chargée en lui appliquant un courant continu d’une valeur

quelconque (sous réserve de limites technologiques liées à la batterie elle-même ou à ses

connexions), pourvu qu'il n'entraîne pas aux bornes de la batterie l'apparition d'une tension

supérieure à 2,35 à 2,40 V/élément. Une idée judicieuse qui émane de cette règle stipulerait

une application d’un courant constant assez élevé, permettant ainsi d’optimiser la durée de

chargement, tout en surveillant la tension de la batterie.

C’est en s’appuyant sur ce concept que la charge CC/CV (constant current/constant voltage),

s’est généralisée car elle seule permet un chargement à fort courant (donc rapidement), sans

pour autant endommager la batterie. Cet algorithme de charge est divisé en deux phases

essentielles :

La phase dite CC : Consiste à appliquer le courant maximal dont est capable le

chargeur, tandis que la tension aux bornex de chaque cellule augmente au fur et à

mesure que la batterie se charge jusqu’à atteindre la valeur 2.35V/élément. Le courant

est donc déterminé par le chargeur, et la tension par la batterie.

La phase dite CV : aussi appelée « phase d'absorption » commence dès que la tension

par élément atteint la valeur de 2,35 V/élément puisque l'application de la consigne

ci-dessus conduit le chargeur (son système asservi le transformant en un générateur

de tension) à ajuster le courant de telle sorte que la tension reste égale à 2,35

V/élément alors que la batterie continue à se charger. Le courant au cours de cette

phase est donc une fonction décroissante du temps. Il tend théoriquement vers 0

asymptotiquement.

En fin de charge le courant en phase CV ne s'annule pas. Il se stabilise en une valeur faible

mais non nulle qui n'accroît plus l'état de charge mais électrolyse l'eau de l'électrolyte. On

préconise donc d'interrompre la charge, ou de fixer la tension de la batterie à la tension

d’entretien, dite aussi de floating, qui est de l’ordre de 2.25 à 2.3 V/élément permettant ainsi

de compenser le phénomène de l’autodécharge.

Autrement dit, un algorithme fiable et efficace de chargement d’une batterie au plomb est en

réalité constitué des trois phases présentées ci-dessous :


28

Figure 2.5 : Lead-Acid 3-Step Charging Cycle

2.4. Solution proposée en se basant sur les contraintes et exigences

D’après le paragraphe précédent, on déduit que la configuration minimale du chargeur à

concevoir doit être capable d’appliquer un courant constant à la batterie, assez élevé pour

assurer une charge plus rapide. Il doit être d’autant plus capable de réguler la tension à ses

bornes selon le positionnement de l’état de la batterie dans la courbe de l’algorithme.

Régulation de tension et courant mène aussi vers une fonctionnalité de capture de ces

grandeurs en permanence et de façon simultanée, permettant ainsi de surveiller l’état de la

batterie.

Il ne faut pas oublier que l’alimentation de ce chargeur de batterie est assurée par une source

d’énergie renouvelable, qui est dans notre cas un panneau photovoltaïque, dont la tension

voit régulièrement des fluctuations qui dépendent des circonstances climatiques. Ceci dit, le

chargeur doit être capable de fonctionner dans une large plage de tension d’entrée.

Une configuration assez développée d’un tel chargeur devrait intégrer des fonctionnalités

supplémentaires qui entrent dans ce que l’on appelle le « State of Health » de la batterie (en

d’autres termes son état de santé), ou encore la prise de mesures de sécurité préventives des

dangers d’explosion de la batterie et/ou des risques d’incendie. Une batterie ne doit jamais

subir une décharge complète. Le chargeur doit donc être programmé de telle sorte à

réenclencher la charge de la batterie lorsqu’elle atteint un seuil de décharge à déterminer.

Une autre fonction qui s’avère intéressante est le monitoring de la température de la batterie


29

lors de son cycle de charge : L’interruption de la charge doit être imminente si la température

interne de la batterie dépasse les marges de sécurité.

C’est pour toutes ces raisons que nous avons choisis comme solution la combinaison de deux

circuits intégrés de Linear Technology, le LTC4000-1 et le LT3845A, qui forment un circuit

complet de régulation de courant et de tension dédié aux applications de chargement des

batteries, et qui sera décrit plus en détail dans le chapitre suivant.

3. Plan d’action ou Etapes de réalisation

La planification d'un projet est un outil incontournable pour le management de projet. Elle

permet de définir les travaux à réaliser, fixer des objectifs, coordonner les actions, et rendre

compte de l'état d'avancement du projet.

Ainsi, l’appréhension de mon projet a nécessité une planification pointue en termes de gestion

de la ressource temps, ce qui m’a poussé à établir un plan d’action à respecter, comprenant

les étapes suivantes :

1ère étape : Documentation au sujet des batteries au Plomb et de la solution proposée

2ème étape : Edition du Schéma complet du chargeur adapté aux spécifications de la

batterie à charger

3ème étape : Simulation du montage, interprétation et sauvegarde des signaux

visualisés

4ème étape : Réalisation du Design du circuit imprimé (PCB) régissant le chargeur et

commande du matériel

5ème étape : Recherche sur des perspectives du projet de chargeur de batterie en

attendant la disponibilité du matériel

6ème étape : Assemblage, test et vérification du circuit

7ème étape : Mise en application des mesures correctives en cas d’erreur

4. Planning (Diagrammes de Gantt)

Dans cette partie du rapport, il s’agit de définir l’emploi du temps prévisionnel concernant les

étapes décrites dans le paragraphe précédent. Pour ce, nous avons pensé à utiliser un

diagramme de GANTT qui est un outil permettant de planifier le projet, de rendre plus simple

le suivi de son avancement et surtout de visualiser l’enchainement et la durée des différentes

tâches du projet.


30

Bien que la durée du stage ait été fixée à 6 mois, le diagramme présenté ci-dessous a été conçu

pour couvrir une durée d’environ quatre mois en guise de prévention d’éventuels retard et

imprévus. La répartition temporelle des tâches est la suivante :

Il en résulte le diagramme de Gantt suivant :

Figure 2.6 : Emploi du temps des tâches relatives au projet

Figure 2.7 : Diagramme de Gantt du Projet

Chapitre 3 : Etude détaillée du projet

31


1. Description de la solution

1.1. Principe du système

La solution proposée est un système de chargement d’une batterie dont le principe est le

suivant : Le chargeur tire son alimentation à partir d’un panneau photovoltaïque et transmet

la puissance désirée à la charge (Load) tout en garantissant les régulations nécessaires à

l’application de l’algorithme de chargement de la batterie.

Puisque le panneau a été dédié en premier lieu à l’alimentation d’une charge ou un système

quelconque, le chargeur de batterie donne la priorité à la charge avant tout. Autrement dit, le

circuit du chargeur adapte l’énergie fournie par le panneau photovoltaïque à celle de la

charge, et transmet Le surplus de puissance vers la batterie permettant ainsi de la charger. Il

en résulte deux cas de figures :

La puissance fournie par le panneau est suffisamment élevée pour alimenter la charge

et charger la batterie à pleine puissance. Ceci est le cas lors des conditions

d’ensoleillement idéales.

La puissance fournie n’est pas suffisante pour charger la batterie à pleine puissance

tout en alimentant la charge. Dans ce cas, le circuit donne la priorité à la charge qui

doit être « sauvée », et chargera la batterie lorsque la puissance d’entrée le permettra.

PV Panel Battery Charging &

Monitoring Circuit LOAD

BATTERY

Figure 3.1 : Schéma synoptique de la solution


32

Il pourrait s’agir dans ce cas de conditions climatiques instables, ou présence de

nuages.

Enfin, lorsque la puissance à l’entrée est insuffisante pour alimenter ne serait-ce que la charge

(faible, voire nulle), c’est la batterie qui lui fournit l’énergie nécessaire, en passant par le circuit

du chargeur qui contrôle le trajet de la puissance (PowerPath Control), à supposer bien sûr

PV Panel

High Power

Battery Charging &


BATTERY

PV Panel

Low Power

Battery Charging &


BATTERY

Figure 3.2 : Fonctionnement en cas de puissance suffisamment élevée

Figure 3.3 : Fonctionnement en cas de faible puissance


33

que la batterie soit suffisamment chargée. Ce mode de fonctionnement correspond, à titre

d’exemple, au cas de la tombé de la nuit.

Le LTC4000-1 et le LT3845A sont des circuits intégrés de Linear Technology qui ont été dédiés

pour les applications automotives et applications de transport, et qui vont constituer une telle

solution. Dans ce qui suit, je vais établir une description approfondie de ces deux circuits.

1.2. Description, fonctionnalités et applications du LTC4000-1 et LT3845A

L’intégralité de la solution tourne autour du LTC4000-1. Il s’agit d’un contrôleur de haute

performance qui converti plusieurs alimentations DC/DC à compensation externe (telle que le

LT3845A) en une solution de chargeur de batterie complète avec un control du point de

puissance maximal (MPPC). Il opère dans une large plage de tension d’entrée de 3V à 60V.

Les fonctionnalités du chargeur de batterie LTC4000-1 incluent :

Une tension de batterie programmable avec une précision de ± 0.25%

Choix du paramètre déterminant la fin de charge (courant de terminaison ou

minuterie)

Programmation de la température de charge admissible en utilisant une thermistance

NTC

Fonction de recharge automatique pour éviter la décharge profonde de la batterie

PV Panel

Shutdown

Battery Charging &


BATTERY

Figure 3.4 : Fonctionnement en cas d'extinction du panneau


34

Charge à faible courant (C/10) pour les batteries profondément déchargée et pour la

détection de batterie défectueuse

Capture de courant à haute précision permettant de faibles chutes de tensions de

mesure dans des applications à fort courant

Le LTC4000-1 supporte un contrôle intelligent du chemin de puissance. Un PFET externe offre

une fonction de blocage de courant inverse (de la sortie vers le chargeur) sous forme de diode

idéale par les pertes minimes qu’il génère. Un autre PFET externe contrôle l’acheminement

du courant selon que la batterie soit en état de charge ou de décharge. Ce second PFET intègre

aussi une fonction de Instant-On qui fournit à la charge connectée au système (Load) une

puissance immédiate même si la batterie est profondément déchargée ou court-circuitée.

Le LTC4000-1 est disponible dans un profil bas de 28 pins, 4 mm x 5 mm QFN et SSOP package.

Parmi les applications de ce circuit :

Chargeur de batterie alimenté par énergie solaire

Chargeur de batterie avec une source d’alimentation à haute impédance

Batteries d’équipement industriel ou militaire

Le LT3845A, compte à lui, est un circuit intégré dédié au contrôle en mode courant d’un

hacheur Buck (abaisseur) synchrone* pour une alimentation de moyenne et grande puissance

à rendement élevé. Il opère dans une large plage de tension d’entrée allant de 4V à 60V, et

peut délivrer jusqu’à 36V en sortie. Un régulateur interne simplifie les exigences de

polarisation en fournissant l’alimentation du circuit directement à partir du pin Vin.

Il intègre les fonctionnalités suivantes :

Fréquence de hachage ajustable : de 100KHz à 500KHz, et qui peut être synchronisée

à une horloge externe dans le cas d’applications sensibles au bruit

Démarrage en douceur programmable

Régulation de la tension de sortie avec une précision de 1%

Protection contre la surintensité inverse

Blocage de courant d’inductance inverse pour un fonctionnement discontinu, ce qui

augmente le rendement en charge légère.


35

Burst Mode Operation : une fonction qui maintient un rendement élevé dans le cas

d’une charge légère en réduisant le courant de repos du circuit intégré à 120µA

Driver de grille capable d’amorcer de larges N-MOS

Une fonction de verrouillage de sous-tension avec une grande précision (undervoltage

lockout)

10µA de courant d’arrêt (dit de shutdown)

Le LT3845A est disponible dans un package TSSOP de 16 pins thermiquement amélioré.

En dehors de notre application, ce circuit peut être utilisé dans les domaines suivants :

Equipements lourds et automotives de 12V et 48V

Alimentations de télécommunication de 48V

Avionique et systèmes de contrôle industriel

Convertisseurs électriques distribués

La combinaison de ces deux circuits intégrés forme un chargeur de batterie complet dont

l’architecture et le raccordement seront expliqués par la suite.

2. Architecture générale de la solution

La composition globale de la solution du chargeur de batterie proposée se résume dans le

schéma bloc suivant, le LT3845A sera utilisé en guise de convertisseur DC/DC :

Figure 3.5 : Schéma bloc de l’architecture générale de la solution


36

Le LTC4000-1 est conçu pour simplifier la transformation de tout convertisseur DC/DC

extérieurement compensé, ce qui est le cas du LT3845A, en un chargeur de batterie à haute

performance avec le contrôle PowerPath (assuré par les deux PMOS de la figure ci-dessus),

pourvue que le convertisseur dispose d’un pin de contrôle ou de compensation externe

(souvent appelé ITH ou Vc), dont la tension varie d’une façon positive et monotone avec sa

sortie, et qui peut être soit la tension ou le courant de sortie.

Le LTC4000-1 inclue quatre boucles de régulation représentées par les amplificateurs A4-A7 :

Boucle de régulation de la tension d’entrée

Boucle de régulation du courant de charge

Boucle de régulation de la tension de batterie (ou float voltage)

Boucle de régulation de la tension de sortie (vers la charge)

La boucle de régulation de la tension d’entrée garantie que le niveau de tension ne descende

pas plus bas que la valeur programmée, en utilisant un diviseur de tension entre l’entrée et la

masse, centré à l’entrée non inverseuse de l’amplificateur A4. La boucle de régulation du

courant de charge (A7) assure que la valeur du courant limite de charge ne soit pas dépassée,

en utilisant une résistance de mesure et une résistance de programmation de la valeur du

courant souhaité. La boucle de régulation de la tension de batterie interdit que la tension aux

bornes de celle-ci dépasse la valeur programmée grâce à un diviseur de tension entre la

broche positive de la batterie et la masse, centré à l’entrée non inverseuse de l’amplificateur

A6. Finalement, la boucle de régulation de la tension de sortie assure que la tension de sortie

du système programmée ne soit pas dépassée, en connectant le centre d’un diviseur de

tension entre la sortie et la masse à l’entrée non inverseuse de l’amplificateur A5.

3. Architecture détaillée de la solution

Dans ce paragraphe, je vais décrire plus en détail le fonctionnement de chacun des deux

circuits intégrés, notamment la fixation des paramètres liés à chaque boucle de régulation et

autre fonctionnalités supplémentaires, et finir avec l’exposition du schéma électrique de la

solution.

Note : Les Annexes 1 et 2 étayent les fonctions des pins de ces circuits intégrés. Ils peuvent

s’avérer très utiles pour mieux comprendre la suite.


37

3.1. Principe de fonctionnement, dimensionnement et configuration des fonctions du

LT3845A

Dans ce paragraphe, on considère les spécifications suivantes :

VOUT = 15V

VIN(MIN) = 16V

VIN(MAX) = 36V (la tension en court-circuit du panneau utilisé)

IOUT(MAX) = 10A (on souhaite que notre hacheur supporte jusqu’à 10A)

3.1.1. Principe de fonctionnement

Le LT3845A capte la tension de sortie du convertisseur par l’intermédiaire du pin VFB. La

différence entre la tension en ce pin et une référence interne de 1.231V est amplifiée pour

générer une erreur de tension dans le pin VC, et qui est utilisée comme seuil pour le

comparateur de mesure de courant.

Durant le fonctionnement normal, l’oscillateur interne du LT3845A tourne avec la fréquence

programmée. En début de chaque cycle d’horloge, le driver de commutation est activé jusqu’à

ce que le courant de commutation mesuré dépasse le seuil dérivé en VC du comparateur de

mesure de courant, ce qui désactive le driver. Si ce seuil n’est pas atteint pendant toute la

durée du cycle d’horloge, le driver est désactivé pendant 350ns, afin de donner l’occasion à

l’alimentation bootstrap du BOOST de se régénérer.

Figure 3.6 : Configuration du LT3845A


38

La figure ci-dessus montre un Schéma de configuration du contrôleur LT3845A.

Le panneau solaire est simulé ici par une source de tension idéale, branchée en série avec une

résistance et une inductance jouant le rôle de fluctuations et pertes. La plupart de la circuiterie

interne du circuit intégré est alimentée par un régulateur linéaire interne. La sortie de ce

régulateur est le pin VCC, permettant ainsi de le contourner. Cette alimentation peut être

fournie par la sortie du convertisseur, comme indiqué dans le Schéma ci-dessus à travers une

diode entre la sortie et le pin VCC (pour imposer le sens du courant), ce qui augmente le

rendement. L’utilisation d’une énergie provenant de l’extérieur permet aussi d’éliminer la

dissipation de puissance du circuit intégré associée au régulateur interne de VIN à VCC.

3.1.2. Programmation de la fréquence de commutation

La fréquence de commutation est programmée en connectant une résistance au pin Fset. Le

tableau suivant montre quelques fréquences recommandées par le constructeur :

Tableau 3.1 : Fréquences recommandées par le constructeur et leurs résistances de programmation

Avec une résistance de 49.9K connectée au pin Fset, la fréquence de commutation est

programmée à 300KHz.

3.1.3. Programmation de la tension de sortie

Un diviseur de tension entre la sortie et la masse via VFB permet de déterminer la tension de

sortie selon la formule suivante :


39

𝑅2 = 𝑅1 (𝑉𝑂𝑈𝑇

1.231𝑉− 1) (3.1)

Les tolérances des résistances de feedback doivent être sélectionnées de telle sorte à ce que

l’erreur au niveau de la tension de sortie soit minime.

Dans notre cas, la tension de sortie a été programmée à la valeur 15V, de façon à permettre à

la tension de la batterie d’augmenter jusqu’à la tension d’absorption (de l’ordre de 14.1V, et

qui sera expliquée par la suite) lors du raccordement des deux circuits. Alors, pour une valeur

de R1 = 16.2K, on peut fixer R2 à 182K.

3.1.4. Le démarrage en douceur

La fonction de Soft-Start contrôle la vitesse de balayage de la tension de sortie de

l’alimentation pendant le démarrage. Une rampe de tension de sortie contrôlée minimise le

dépassement de la tension de sortie, réduit le courant d'enclenchement de l'alimentation de

VIN, et facilite le séquençage de l'alimentation. Une capacité CSS connectée entre CSS et la

masse SGND (Signal Ground) programme cette vitesse de balayage selon la relation suivante :

𝐶𝑆𝑆 = 2µ𝐴(𝑡𝑆𝑆 1.231𝑉⁄ ) (3.2)

Une capacité de 1500pF est choisie pour un temps de montée de la tension de sortie d’à peu

près 1ms.

3.1.5. La fonction Shutdown

Lorsque la tension au niveau du pin 𝑆𝐻𝐷𝑁 descend du seuil 1.35V, un circuit de verrouillage

de sous-tension est implémenté, provoquant ainsi la désactivation de la circuiterie interne du

LT3845A. Avec la configuration vue dans le Schéma précédent, le démarrage du circuit n’est

possible que si la tension d’entrée dépasse 16V. Si le circuit est en marche, et que la tension

d’entrée décroit, l’arrêt du circuit est déclenché une fois que la tension d’entrée atteigne 16V

(avec un effet hystérésis).

3.1.6. Sélection de l’inductance

Les paramètres critiques pour le choix de la bobine sont : la valeur minimale de l’inductance,

le produit volt-secondes, le courant de saturation et/ou le courant RMS*.

Pour une ondulation ∆IL donnée, la valeur minimale de l’inductance est calculée par la relation

ci-dessous :


40

𝐿 ≥ 𝑉𝑂𝑈𝑇 ×𝑉𝐼𝑁(𝑀𝐴𝑋) − 𝑉𝑂𝑈𝑇

𝑓𝑆𝑊 × 𝑉𝐼𝑁(𝑀𝐴𝑋) × ∆𝐼𝐿 (3.3)

fSW représente la fréquence de commutation, dite de switching, égale à 300KHz.

L’intervalle typique des valeurs de ∆IL est de 0.2 x IOUT(MAX) à 0.5 x IOUT(MAX), où IOUT(MAX) est le

courant maximal de la charge du convertisseur, qu’on supposera égale à 10A. L’utilisation de

∆IL = 0.3 x IOUT(MAX) est un bon compromis entre les performances de l’inductance et son coût.

En effet, ceci produira une ondulation de courant de l’ordre de ±15% du courant maximal de

sortie. Des valeurs plus petites de ∆IL requièrent un circuit magnétique plus large et plus

couteux, tandis que des valeurs plus grandes de celle-ci augmenteront le courant crête,

nécessitant ainsi plus de filtrage au niveau de l’entrée et la sortie.

On obtient alors la valeur de l’inductance L ≥ 9.72µH, d’où le choix de L = 10µH. Le courant

nominal de l’inductance* doit être comparé au courant moyen, IOUT(MAX) = 10A, et le courant

de saturation* au courant crête qui n’est autre que IOUT(MAX) + ∆IL/2 = 11.5A

L’inductance que j’ai choisie provient de Würth Electroniks dont la référence est

74435561100. Cette inductance a un courant nominal de 15A > 10A, et un courant de

saturation de l’ordre de 21.5A > 11.5A, et qui sont suffisamment grands pour supporter notre

application.

3.1.7. Sélection des MOSFET

Les critères de sélection des N-MOSFET sont les suivants :

La résistance RDS(ON) responsable des pertes de conductions

La capacité de transfert inverse CRSS responsable des pertes de transition

La tension drain-source maximale VDSS

La charge totale de la grille QG

Le courant de drain maximal

Pour un rendement maximal, il faut minimiser RDS(ON) et CRSS. Le problème qui se pose est que

ces deux paramètres sont inversement proportionnels. Trouver un compromis entre les pertes

de conductions et les pertes de transition dans le MOSFET principal est une idée intéressante,

tandis que le MOSFET synchrone est dominé par les pertes de conduction.

Noter que quand VIN et fSW sont élevés, les pertes de transition peuvent dominer. Dans ce cas,

un MOSFET avec une valeur de RDS(ON) moins petite et une valeur de CRSS plus petite pourrait


41

être un bon choix. Les MOSFET avec une tension VDSS plus grande vérifient souvent ces

spécifications.

Il faut choisir la tension VDSS du MOSFET de telle sorte qu’elle soit supérieure à la tension

maximale à travers le drain et la source du transistor, et qui est théoriquement VIN(MAX).

Dans notre cas, VCC est entrainé par une source d’alimentation externe (la tension de sortie).

Le courant du driver de MOSFET n’est donc pas appliqué par le régulateur interne du LT3845A

et la charge QG du MOSFET n’est donc pas limitée.

Le N-MOS BSC123N08NS3 G de chez Infineon Technologies est idéal pour les commutations à

haute fréquence, et est optimisé pour les solutions de convertisseurs DC/DC. Il vérifie les

conditions précédemment citées avec les caractéristiques suivantes :

RDS(ON) Max = 12.3 mOhms

CRSS = 15 pF

VDSS = 80V

ID = 55A

Les puissances maximales de dissipations des MOSFET pour une tension d’entrée de 36V et

un courant maximal de 5A sont :

a) Pour le MOSFET principal (avec K = 2 pour les applications du LT3845A):

𝑃𝑇𝑂𝑃(𝑇𝑂𝑇𝐴𝐿) = 𝑃𝐶𝑂𝑁𝐷(𝑀𝐴𝐼𝑁) + 𝑃𝑇𝑅𝐴𝑁(𝑀𝐴𝐼𝑁) (3.4)

𝑃𝐶𝑂𝑁𝐷(𝑇𝑂𝑃) = 𝐼𝑂𝑈𝑇(𝑀𝐴𝑋)2 ×

𝑉𝑂𝑈𝑇

𝑉𝐼𝑁× 𝑅𝐷𝑆(𝑂𝑁) (3.5)

𝑃𝑇𝑅𝐴𝑁(𝑇𝑂𝑃) = 𝐾 × 𝑉𝐼𝑁2 × 𝐼𝑂𝑈𝑇(𝑀𝐴𝑋) × 𝐶𝑅𝑆𝑆 × 𝑓𝑆𝑊 (3.6)

En remplaçant dans (3.4) : PTOP(TOTAL) = 0.630 W

b) Pour le MOSFET synchrone :

𝑃𝐵𝑂𝑇(𝑇𝑂𝑇𝐴𝐿) = 𝑃𝐶𝑂𝑁𝐷(𝑆𝑌𝑁𝐶) (3.7)

𝑃𝐶𝑂𝑁𝐷(𝐵𝑂𝑇) = 𝐼𝑂𝑈𝑇(𝑀𝐴𝑋2 ×

𝑉𝐼𝑁 − 𝑉𝑂𝑈𝑇

𝑉𝐼𝑁× 𝑅𝐷𝑆(𝑂𝑁) (3.8)

En remplaçant dans (3.7) : PBOT(TOTAL) = 0.718 W

http://www.digikey.com/product-detail/en/infineon-technologies/BSC123N08NS3-G/BSC123N08NS3-GTR-ND/2080643


42

3.1.8. Sélection de la capacité d’entrée

Une capacité de dérivation (ou bypass) locale est requise pour les convertisseurs Buck parce

que le courant d’entrée est pulsé avec montée et descente rapide. Les critères de sélection

sont basés sur la valeur de la capacité et le courant RMS supportée par la capacité.

Il est recommandé de calculer la valeur de la capacité par la relation suivante :

𝐶𝐼𝑁(𝐵𝑈𝐿𝐾) =𝐼𝑂𝑈𝑇(𝑀𝐴𝑋) × 𝑉𝑂𝑈𝑇

∆𝑉𝐼𝑁 × 𝑓𝑆𝑊 × 𝑉𝐼𝑁(𝑀𝐼𝑁) (3.9)

La valeur de la capacité minimale pourrait correspondre à une ondulation de tension d’entrée

égale à 200mV, ce qui donne une valeur de 156µF. On peut choisir par exemple une capacité

de 100µ, à supposer que le courant ne sera pas aussi grand que 10A, pour des raisons de coût.

On pourra augmenter la valeur de capacité en cas de besoin.

Le courant RMS de la capacité se calcule comme suit :

𝐶𝐼𝑁(𝑅𝑀𝑆) = 𝐼𝑂𝑈𝑇√𝑉𝑂𝑈𝑇(𝑉𝐼𝑁 − 𝑉𝑂𝑈𝑇)

𝑉𝐼𝑁2 (3.10)

Calculé dans le pire des cas (c’est-à-dire VIN = 2VOUT), on obtient ICIN(RMS) = 5 A. le courant RMS

nominal de la capacité est spécifié par le constructeur et doit être supérieur au courant RMS

calculé.

Les capacités Aluminium-Electrolyte sont un bon choix pour avoir de grandes valeurs de

capacité tout en supportant de grandes tensions. Les capacités céramiques sont aussi un bon

choix pour de grandes tension et grands courants RMS grâce à leur bas ESR*. La combinaison

de capacités électrolytiques et céramiques représente une approche économique qui peut

répondre aux exigences de la capacité d’entrée.

La tension nominale du condensateur doit être supérieure à VIN(MAX). La capacité d’entrée doit

être très proche du MOSFET de commutation en utilisant une piste courte et large dans le

circuit imprimé.

3.1.9. Sélection de la capacité de sortie

L’ondulation de la tension de sortie est une fonction de l’ondulation du courant de la bobine

et l’ESR de la capacité de sortie :

∆𝑉𝑂𝑈𝑇 = ∆𝐼𝐿 × (𝐸𝑆𝑅 + 1 (8 × 𝑓𝑆𝑊 × 𝐶𝑂𝑈𝑇)⁄ ) (3.11)


43

Pour une ondulation de tension de sortie équivalente à 200mV, on peut calculer la valeur de

l’ESR maximale comme suit :

𝐸𝑆𝑅(𝑀𝐴𝑋) =∆𝑉𝑂𝑈𝑇 × 𝐿 × 𝑓𝑆𝑊

𝑉𝑂𝑈𝑇 × (1 − 𝑉𝑂𝑈𝑇 𝑉𝐼𝑁(𝑀𝐴𝑋)⁄ ) (3.12)

Le résultat est ESR(MAX) = 68 mOhms.

Ainsi, une capacité de 100µF à la sortie aboutira à une ondulation de tension de 200mV à

quelques volts près, en prenant le pire des cas équivalant à l’ESR maximal. L’utilisation de

plusieurs condensateurs mis en parallèle aidera à diminuer l’ESR, et par conséquent à

diminuer l’ondulation de la tension de sortie. Pour des valeurs extrêmement petites de ∆VOUT,

un filtre RC additionnel peut être ajouté à la sortie du convertisseur.

3.1.10. Sélection de la résistance de mesure de courant

La résistance de capture de courant, RSENSE, surveille le courant de l’inductance du hacheur. Sa

valeur est choisie en se basant sur le courant maximal demandé par la charge. Le courant

maximal crête est calculé comme suit :

𝐼𝑃𝐸𝐴𝐾(𝑀𝐴𝑋) =100𝑚𝑉 − 45𝑚𝑉(𝑉𝑂𝑈𝑇 𝑉𝐼𝑁)⁄

𝑅𝑆𝐸𝑁𝑆𝐸 (3.13)

Le courant maximal de sortie, IOUT(MAX), est le courant crête de l’inductance moins la moitié du

courant crête à crête d’ondulation, ∆I.

Les valeurs typiques de RSENSE sont dans l’intervalle de 0.005Ω à 0.05Ω. La valeur 0.01Ω a été

sélectionnée dans notre application, permettant ainsi un courant crête maximal de 8.125 A.

3.2. Principe de fonctionnement, dimensionnement et configuration des fonctions du

LTC4000-1

3.2.1. Configurations nécessaires et comportement lors d’un cycle de charge

Avant de décrire le comportement du LTC4000-1 lors du cycle de chargement de la batterie, il

est important de faire le point d’abord sur la configuration à établir au niveau du pin TMR. Ce

pin détermine les conditions de terminaison de charge et peut être configuré selon trois

modes distincts :

Terminaison par minuterie (timer) : en attachant 1nF de capacité entre TMR et GND

pour chaque 104s comme durée de terminaison de charge et 26s comme durée de

détection d’une batterie défectueuse


44

Terminaison C/X (par détection de courant de fin de charge) : TMR est court-circuité

au pin BIAS, désactivant ainsi même la fonction de détection de batterie défectueuse.

Pas de terminaison de charge dans le cas où l’utilisateur souhaite que la batterie soit

soumise en permanence à la tension programmée. Ce mode est choisi en reliant le pin

TMR à la masse.

L’état du pin ENC détermine si la charge est activée ou pas. Quand ENC est relié à la masse, la

charge est désactivée et la boucle de régulation de la tension de batterie est désactivée. Le

chargement est activé lorsque ENC est flottant ou tiré vers le haut (≥1.5V).

Lorsqu’un cycle de chargement de batterie est lancé, le chargeur commence d’abord par

déterminer si la batterie est profondément déchargée. Ceci est valable bien évidemment

lorsque TMR est configuré selon le premier mode cité précédemment. Ainsi, une charge

d’entretien automatique, ou Trickle charge, est déclenchée pour déterminer si la batterie en

question est défectueuse ou pas. Cette charge utilise la boucle de régulation du courant de

batterie pour réguler le courant de charge à 10% du courant maximal de charge programmé

à l’aide d’une résistance entre le pin CL et la masse. La Trickle charge permet à la tension de

batterie d’augmenter librement, mais très lentement, au cours de la durée de détection de

batterie défectueuse. Lorsque celle-ci expire, et que la tension au niveau de la batterie n’a pas

dépassé la tension seuil de batterie faible VLOBAT (équivalente à 68% de la tension de batterie

programmée), le chargeur interrompe automatiquement la charge, et indique via les pins 𝐹𝐿𝑇

et 𝐶𝐻𝑅𝐺 que la batterie n’a pas répondu à ce courant de charge.

Dans le cas contraire (la tension de batterie a dépassé VLOBAT), la boucle de régulation du

courant commence le chargement à courant constant à pleine puissance, fixé au pin CL,

permettant à la tension de batterie d’augmenter librement. Selon la puissance disponible à

l’entrée et les conditions de la charge du système, le circuit peut ne pas charger la batterie à

la puissance programmée. La charge (Load) a toujours la priorité par rapport au courant de

charge de la batterie. Lorsque le système est soumis à une charge légère, le courant de charge

de la batterie est maximisé.

Dès que la tension de batterie atteint la valeur désirée (programmée), la boucle de régulation

de la tension de batterie prend le relai et entame le chargement à tension constante. Lors de

cette phase de chargement, le courant décroit lentement. La fin de charge est déterminée

selon le mode de configuration de TMR.


45

A la fin de la charge, le PMOS connecté à BGATE se comporte comme une diode idéale du pin

BAT au pin CSN. Cette fonction interrompe le courant de chargement au niveau de la batterie,

mais permet à celle-ci de fournir le courant à la charge en cas de besoin : Si la charge du

système peut être complétement alimentée par l’entrée, le PMOS est ouvert. Si en revanche

elle requiert plus de puissance que celle fournie par l’entrée, le contrôleur de diode idéal

permet à la batterie de fournir de la puissance supplémentaire.

Figure 3.7 : Bloc des contrôleurs de diode idéale et contrôle PowerPath

Ce même PMOS externe permet aussi le contrôle de la fonction Instant-On. Sachant que

VOUT(INST_ON) représente la tension seuil de la fonction Instant-On (approximativement

équivalente à 86% de la tension de batterie programmée), ce second contrôleur a deux modes

de fonctionnement :

Si VOFB (qui représente le feedback de la tension de sortie de tout le système, à ne pas

confondre avec la tension de la batterie) est supérieure à VOUT(INST_ON), ce qui veut dire


46

que la tension de sortie est déjà à un niveau valide, BGATE est mis à un niveau bas. Ce

cas correspond à la phase de charge à tension constante, où la tension de la batterie

rencontre la tension de sortie du système.

Si VOFB est inférieure à VOUT(INST_ON), la tension de sortie n’est donc pas assez élevée

pour sauver la charge, un régulateur linéaire implémente alors la fonction Instant-On,

c’est-à-dire qu’il va réguler BGATE de telle sorte à avoir une tension valide à la sortie

du système en cas de charge d’une batterie profondément déchargée, morte ou

défaillante.

Le LTC4000-1 dispose aussi d’un contrôleur de diode idéale du pin IID au pin CSP permettant

de contrôler le courant provenant du LT3845A.

Le LTC4000-1 inclue aussi un pin NTC, qui offre une fonction de température de charge

admissible quand il est connecté à une thermistance* NTC thermiquement couplé au pack de

la batterie. Pour activer cette fonction, il faut connecter la thermistance entre NTC et la masse,

et une résistance du pin BIAS au pin NTC.

Mis à part le fait de polariser le réseau thermistance-résistance, le pin BIAS peut aussi être

utilisé comme tension de pull up. Ce pin est la sortie d’un régulateur à faible chute de tension

qui est capable de fournir jusqu’à 0.5mA. La tension régulée en BIAS est disponible dès que la

tension d’entrée du circuit intégré se situe dans son intervalle de fonctionnement (≥3V).

Lorsque la batterie fonctionne en mode générateur (déchargement), la fonctionnalité de

recharge automatique entame un nouveau cycle dès que la tension de la batterie descend à

97.1% de la tension de batterie programmée.

3.2.2. Boucle de régulation de la tension d’entrée

L’une des boucles agissant sur les pins ITH et CC est la boucle de régulation de la tension

d’entrée. Cette boucle empêche la tension d’entrée de chuter en dessous du niveau

programmé.


47

Figure 3.8 : Boucle de régulation de la tension d'entrée

Lorsque la source d’entrée est à haute impédance, la tension d’entrée chute quand le courant

demandé par la charge est élevé. Dans ce cas, il existe un niveau de tension auquel la puissance

disponible par le panneau est maximale. Dans notre cas, les panneaux solaires spécifient la

tension VMP, correspondant à la tension au niveau de laquelle la puissance maximale est

atteinte. Grâce à la boucle de régulation de la tension d’entrée, la tension VMP peut être fixée

au pin IFB. Cette boucle régule ITH pour assurer que la tension d’entrée ne descend pas plus

bas que VMP, d’où l’implémentation de la fonction MPPT.

La programmation de cette tension se fait par le calcul suivant :

𝑅𝐼𝐹𝐵1 = (𝑉𝐼𝑁_𝑅𝐸𝐺

1𝑉− 1) 𝑅𝐼𝐹𝐵2 (3.14)

VIN_REG est la tension minimale souhaitée à l’entrée, elle correspond donc à VMP = 29V dans

notre cas. Le réseau RIFB1 = 56K – RIFB2 = 2K a été implémenté dans le circuit.

3.2.3. Boucle de régulation du courant de charge

La première boucle inclue dans un cycle normal de charge est la boucle de régulation du

courant de charge. Cette boucle agit sur ITH et CC, et assure que le courant de charge capté

par la résistance de mesure RCS ne dépasse pas la valeur programmée.


48

Figure 3.9 : Boucle de régulation du courant de charge de la batterie

Le courant limite maximal pouvant être programmé correspond à :

𝐼𝐶𝐿𝐼𝑀(𝑀𝐴𝑋)(𝐴) =0.050𝑉

𝑅𝐶𝑆(Ω) (3.15)

Le courant de charge programmé est calculé par :

𝐼𝐶𝐿𝐼𝑀 =𝑅𝐶𝐿

𝑅𝐶𝑆× 2.5µ𝐴 (3.16)

Il ne faut pas confondre ICLIM et ICLIM(MAX). ICLIM est la valeur programmée, et ICLIM(MAX) est la

valeur que le courant ne vas jamais dépasser quel que soit la valeur programmée.

On souhaite que le courant maximal ne dépasse pas 5A. C’est pour ça qu’une valeur de

10mOhms a été sélectionnée pour RCS.

Le courant de charge parcourant la résistance de mesure peut être mesuré par l’intermédiaire

du pin IBMON. La tension au niveau de ce pin varie en fonction du courant mesuré :

𝑉𝐼𝐵𝑀𝑂𝑁 = 20 × 𝐼𝑅𝐶𝑆 × 𝑅𝐶𝑆 = 20 × (𝑉𝐶𝑆𝑃 − 𝑉𝐶𝑆𝑁) (3.17)

Lorsque la tension à VIBMON est à 1V, cela veut dire que le courant de charge a atteint le courant

limite maximal. La batterie doit être chargée à 5A, qui est aussi le courant limite maximal. Pour

que VIBMON soit fixé à 1V, il faut que le potentiel au niveau de CL soit fixé à une tension

supérieure à 1.05V, avec :


49

𝑅𝐶𝑆 =𝑉𝐶𝐿

20 × 𝐼𝐶𝐿𝐼𝑀 (3.18)

La valeur 24.3K attachée à CL permet de programmer le courant à la valeur 6.075A. Il en

résulte un potentiel au niveau de CL égal à 1.215A > 1.05A.

Ainsi, avec une telle configuration, le courant de charge à pleine puissance est fixé à 5A.

Le niveau du courant en mode de charge d’entretien (trickle charge) est aussi réglé par la

résistance entre CL et la masse, avec la relation :

𝐼𝐶𝐿𝐼𝑀(𝑇𝑅𝐾𝐿) = 𝐼𝐶𝐿𝐼𝑀 10⁄ (3.19)

Or, lorsque la tension au pin CL est supérieure à 1.05, la relation à utiliser pour déterminer le

courant limite programmé est la suivante :

𝐼𝐶𝐿𝐼𝑀(𝑇𝑅𝐾𝐿) = 0.25µ𝐴 ×𝑅𝐶𝐿

𝑅𝐶𝑆 (3.20)

Ce qui donne dans notre cas un courant de trickle égal à 0.6A.

3.2.4. Boucle de régulation de la tension de batterie

Une fois que la tension de batterie a atteint la valeur programmée, la boucle de régulation de

la tension de batterie prend le relai à son tour. La tension désirée est fixée en utilisant un

diviseur de tension entre les pins BAT et FBG centré sur BFB. Noter que la masse est connectée

au pin FBG. Ce pin déconnecte le diviseur de tension de la batterie lorsque VIN est inférieur à

3V pour garantir que les résistances ne consomment pas une partie du courant fournie par la

batterie lorsque celle-ci est la seule source de puissance disponible. Pour VIN ≥ 3V, la résistance

typique entre FBG et la masse est 100 Ohms.

Figure 3.10 : Boucle de régulation de la tension de batterie pour un algorithme de charge à 2 phases


50

Lorsque la valeur de RBFB1 est largement plus grande que 100 ohms, la tension de floating est

déterminée par la relation ci-dessous :

𝑅𝐵𝐹𝐵1 = (𝑉𝐹𝐿𝑂𝐴𝑇

1.136𝑉− 1) 𝑅𝐵𝐹𝐵2 (3.21)

Cette configuration est utilisée lorsqu’on désire charger la batterie selon un algorithme à deux

phases (phase CC, et phase CV avec la tension de floating). Or dans ce cas, il s’agit d’une

batterie au plomb à laquelle on désire appliquer un algorithme à 3 phases avec la partie CC, la

partie CV où la tension de la batterie est égale à la tension d’absorption, et enfin la partie CV

où la batterie est soumise à la tension de floating pour contourner le phénomène

d’autodécharge. Pour un tel cycle de chargement, la configuration utilisée est la suivante :

Figure 3.11 : configuration de la boucle de régulation de la tension de batterie pour un algorithme de charge en 3 phases

La tension d’absorption est programmée grâce à la relation suivante :

𝑉𝐴𝐵𝑆𝑅𝑃 = (𝑅𝐵𝐹𝐵1(𝑅𝐵𝐹𝐵2 + 𝑅𝐵𝐹𝐵3)

𝑅𝐵𝐹𝐵2𝑅𝐵𝐹𝐵3+ 1) × 1.136𝑉 (3.22)

Lorsque le chargement est terminé, la tension de la batterie descend à la tension de floating,

qui est fixé par la même formule précédente (valable pour l’algorithme à deux phases). Pour

un algorithme à 3 phases, les valeurs suivantes ont été fixées : RBFB1 = 1M, RBFB2 = 91K et RBFB3

= 1.87M, pour une tension d’absorption de 14.1V et une tension de floating de 13.6V.

Noter que dans une telle configuration, le seuil de recharge automatique est de 97.6% de la

tension de floating (13.27V), et que le seuil VLOBAT correspond à 68% de la tension

d’Absorption (9.59V).


51

3.2.5. Boucle de régulation de la tension de sortie du système

Lorsque le chargement prend fin et que la charge du système est complètement alimentée

par l’entrée (le panneau), le PMOS connecté à BGATE est éteint. Dans ce scénario, c’est la

boucle de régulation de la tension de sortie qui prend le relai. Cette boucle régule la tension

au point CSP de telle sorte que la tension de feedback au pin OFB soit égale à 1.193V.

Figure 3.12 : Boucle de régulation de la tension de sortie

Le niveau de tension de régulation de cette boucle est déterminé en utilisant la formule

suivante :

𝑅𝑂𝐹𝐵1 = (𝑉𝑂𝑈𝑇

1.193𝑉− 1) × 𝑅𝑂𝐹𝐵2 (3.23)

Avec ROFB1 = 1M et ROFB2 = 86.6K, la tension de sortie est régulée à 15V afin de permettre à la

tension de la batterie d’atteindre sa tension d’absorption.

3.2.6. Mode de terminaison de charge sélectionné

Une fois arrivé à la phase de chargement à tension constante, il y a trois façons avec lesquelles

la charge peut se terminer. Si une capacité est connectée au pin TMR, dès que cette phase de

chargement commence, un timer de charge se déclenche. Lorsque la durée expire, le cycle

prend fin. La durée totale de terminaison de charge peut être programmée selon la formule

suivante :

𝐶𝑇𝑀𝑅(𝑛𝐹) = 𝑡𝑇𝐸𝑅𝑀𝐼𝑁𝐴𝑇𝐸(ℎ) × 34.6 (3.24)

Si le pin TMR est à la masse, la charge ne se termine jamais et la tension de la batterie reste

fixée à la tension programmée.

Le mode de terminaison choisi est la détection de courant de fin de charge pour la simple

raison qu’il permet de passer à la phase de floating une fois que le courant de la batterie


52

atteigne une faible valeur à programmer. Ceci garanti que la tension de batterie ne reste fixée

trop longtemps à une valeur élevée qui risque de l’endommager. Un tel mode de terminaison

de charge est configuré en reliant le pin TMR à BIAS, et en connectant une résistance au pin

C/X dont la valeur est calculée par la relation suivante :

𝑅𝐶𝑋 =(𝐼𝐶 𝑋⁄ × 𝑅𝐶𝑆) + 0.5𝑚𝑉

0.25µ𝐴→ 𝐼𝐶/𝑋 =

(0.25µ𝐴 × 𝑅𝐶𝑋) − 0.5𝑚𝑉

𝑅𝐶𝑆 (3.25)

Pour un courant de détection de fin de charge égal à 200mA, on choisit RCX = 10K.

Noter que quel que soit le mode de terminaison choisi, les pins 𝐶𝐻𝑅𝐺 et 𝐹𝐿𝑇 seront mis à

l’état haute impédance dès que le courant de charge descende en dessous du niveau

programmé en C/X, et qui est 0.2A dans notre cas.

3.2.7. Monitoring de courant d’entrée et du courant de batterie

Le courant d’entrée à passant à travers la résistance de mesure peut être surveillé à l’aide du

pin IIMON. La tension en ce pin suit la variation du courant en RIS de la façon suivante :

𝑉𝐼𝐼𝑀𝑂𝑁 = 20 × 𝐼𝑅𝐼𝑆 × 𝑅𝐼𝑆 = 20 × (𝑉𝐼𝑁 − 𝑉𝐶𝐿𝑁) (3.26)

De même en ce qui concerne la mesure du courant de batterie, la tension au pin IBMON est

calculée comme suit :

𝑉𝐼𝐵𝑀𝑂𝑁 = 20 × 𝐼𝑅𝐶𝑆 × 𝑅𝐶𝑆 = 20 × (𝑉𝐶𝑆𝑃 − 𝑉𝐶𝑆𝑁) (3.27)

Je rappelle que les deux résistances de mesure de courant ont été sélectionnées comme suit :

RIS = 15mOhms et RCS = 10mOhms.

Pour une lecture plus adéquate, les tensions au niveau de ces deux pins peuvent être filtrées

si les courants en questions présentent des fluctuations, en utilisant des capacités. Le filtre

capacitif connecté à IBMON ne doit pas être choisit arbitrairement grands car il risque de

ralentir la compensation de la boucle de régulation du courant de charge.

La valeur conseillée des capacités au niveau de IIMON et ICMON est de 1000pF.

3.2.8. Fonction de Undervoltage lockout (UVLO) et de monitoring de la tension

d’entrée

Lorsque VIN est à l’état haute impédance et que la batterie est connectée au pin BAT, le pin

BGATE est mis à l’état bas avec une source de courant de 2µA pour maintenir le potentiel de

la grille du PMOS à une tension VBGATE(ON) en dessous de VBAT. Ceci permet à la batterie


53

d’alimenter la sortie. Dans un tel cas, le courant de repos total consommé par le LTC4000-1 à

partir de la batterie lorsque IN n’est pas valide est typiquement inférieur à 10µA. En parallèle,

la fonction de diode idéale assurée par le PMOS externe relié à IGATE est désactivée, le

convertisseur est alors déconnecté de la sortie.

Mise à part l’entrée interne UVLO, le LTC4000-1 permet aussi une fonction de monitoring à

travers le pin VM. Le pin 𝑅𝑆𝑇 est tiré vers le bas lorsque la tension en VM est inférieure au

seuil 1.193V. En revanche, lorsque la tension au pin VM augmente en dessus de 1.233V, 𝑅𝑆𝑇

est mis à l’état haute impédance.

L’une des utilisations intéressantes de cette fonction de monitoring est d’assurer que le

convertisseur est éteint lorsque la tension à l’entrée est inférieure à un seuil à programmer.

Pour une telle utilisation, il faut connecter le pin 𝑅𝑆𝑇 avec un pin de chip select ou Enable du

convertisseur, qui est dans notre cas le pin 𝑆𝐻𝐷𝑁 du LT3845A.

Voici le Schéma de la fonction de monitoring de la tension d’entrée :

Figure 3.13 : Monitoring de la tension d'entrée et UVLO

La tension à laquelle le LTC4000-1 doit donner l’ordre au LT3845A d’arrêter de fonctionner

devrait être suffisamment basse de telle sorte à ce qu’elle soit insuffisante pour alimenter le

système et la batterie. 18V est un bon choix d’un tel seuil.

Pour programmer ceci, il faut utiliser la formule suivante :

𝑅𝑉𝑀1 = (𝑉𝑉𝑀_𝑅𝑆𝑇

1.193𝑉− 1) × 𝑅𝑉𝑀2 (3.28)


54

Pour fixer le seuil de Shutdown à 18V, j’ai sélectionné les valeurs suivantes : RVM1 = 35.7K et

RVM2 = 2.49K.

3.2.9. Fonction d’ajustement de température de charge admissible

La température de batterie est mesurée en plaçant une thermistance à coefficient de

température négatif (NTC) près du pack de la batterie. Les comparateurs CP3 et CP4 (voir le

Schéma bloc du LTC4000-1 dans les annexes) implémentent la détection de température. Le

seuil en hausse de CP4 est fixé à 75% de VBIAS (seuil froid) et le seuil en baisse de CP3 est fixé

à 35% de VBIAS (seuil chaud). Lorsque la tension au pin NTC est supérieure à 75% de VBIAS ou

inférieur à 35% de VBIAS alors le LTC4000-1 met le cycle de charge actuel en pause. Lorsque la

tension en NTC retourne dans l’intervalle de 40% à 70% de VBIAS, la charge reprends.

Une résistance de polarisation R3 est aussi connectée entre BIAS et NTC pour pouvoir ajuster

le seuil chaud et le seuil froid. Pour une simple application, R3 fixée à une valeur égale à la

valeur de la thermistance NTC à 25°C, notée R25. Dans ce cas, le LTC4000-1 va mettre la charge

en pause lorsque la thermistance NTC aura descendu à 0.54 fois la valeur de R25, ou si elle a

augmenté en dessus de 3 fois R25.

Figure 3.14 : Ajustement de la température de charge admissible avec un degré de liberté

Pour un ajustement personnalisé des seuils chaud et froid, on peut utiliser les relations

suivantes :

𝑅3 =𝑅𝑁𝑇𝐶 𝑎𝑡 𝑐𝑜𝑙𝑑_𝑡ℎ𝑟𝑒𝑠ℎ𝑜𝑙𝑑

3 (3.29)

Ou 𝑅3 = 1.857 × 𝑅𝑁𝑇𝐶 𝑎𝑡 ℎ𝑜𝑡_𝑡ℎ𝑟𝑒𝑠ℎ𝑜𝑙𝑑 (3.30)

Noter qu’avec un seul degré de liberté (qui est l’ajustement de R3), on ne peut régler qu’un

seul seuil de température, le second est déduit à partir de l’ajustement de R3 selon le premier


55

seuil souhaité. Ceci dit, changer la valeur de R3 de telle sorte à ce qu’elle soit plus grande que

R25 va translater le seuil chaud et le seuil froid plus bas et vice versa. A titre d’exemple, en

utilisant une thermistance à courbe 2 de Vishay avec R25 = 100K, on peut fixer le seuil de

température froide à 5°C en prenant R3 = 75K, ce qui va fixer le seuil chaud automatiquement

à 50°C. Ces seuils peuvent aussi être ajustés indépendamment l’un de l’autre, en introduisant

une résistance RD permettant un deuxième degré de liberté.

Figure 3.15 : Ajustement des seuils froid et chaud de la température de charge admissible avec deux degré de liberté

Les valeurs de R3 et RD peuvent maintenant être sélectionnées en se basant sur les formules

suivantes :

𝑅3 =𝑅𝑁𝑇𝐶 𝑎𝑡 𝑐𝑜𝑙𝑑 𝑡𝑟𝑒𝑠ℎ𝑜𝑙𝑑 − 𝑅𝑁𝑇𝐶 𝑎𝑡 ℎ𝑜𝑡 𝑡ℎ𝑟𝑒𝑠ℎ𝑜𝑙𝑑

2.461 (3.31)

𝑅𝐷 = 0.219 × 𝑅𝑁𝑇𝐶 𝑎𝑡 𝑐𝑜𝑙𝑑 𝑡𝑟𝑒𝑠ℎ𝑜𝑙𝑑 − 1.219 × 𝑅𝑁𝑇𝐶 𝑎𝑡 ℎ𝑜𝑡 𝑡𝑟𝑒𝑠ℎ𝑜𝑙𝑑 (3.32)

Afin d’éviter plus de détails encombrants concernant cette partie, et du moment que les

batteries sur lesquels j’ai effectué les tests ne peuvent pas être connectées à une

thermistance, la fonction d’ajustement de la température admissible de charge n’a pas été

utilisée. Une telle configuration requiert que le pin NTC soit mis en circuit ouvert.

3.2.10. Fonction de détection du statut de la batterie

Les pins 𝐶𝐻𝑅𝐺 et 𝐹𝐿𝑇 sont des indicateurs permettant de déterminer le statut de charge de

la batterie. 𝐹𝐿𝑇 est tiré vers le bas lorsque les conditions de charge dépassent l’intervalle de

température admissible de charge ou lorsque la tension au pin BFB reste inférieure au seuil

de batterie faible à la fin de la durée de détection de batterie défectueuse. 𝐶𝐻𝑅𝐺 est tiré vers

le bas lors d’un cycle de charge normal.

Ainsi, on considère que les différents états possibles de la batterie sont déterminés à l’aide de

la table suivante :


56

𝐹𝐿𝑇 𝐶𝐻𝑅𝐺 Statut de charge

0 0 Dépassement NTC – Charge mise en pause

1 0 Chargement normal

0 1 Chargement terminé par détection de batterie défectueuse

1 1 VIBMON < (VC/X – 10mV)

Tableau 3.2 : Les différents états de la batterie lors de son cycle de charge

Où le niveau 1 indique un état de haute impédance et 0 un état de pull-down à faible

impédance.

Noter que VIBMON < (VC/X – 10mV) correspond à la fin du cycle de charge, c’est-à-dire à la

détection du courant de fin de charge de la batterie fixé par la résistance RCX.

3.2.11. Sélection des PMOS externes

Les deux PMOS externes doivent être capables de de supporter une tension grille-source

supérieure à VBGATE(ON) et VIGATE(ON) (15V maximum). Il faut aussi considérer le courant

maximum prévu, la dissipation de puissance et la chute de tension dans le PMOS relié à BGATE

lors de la fonction Instant-On.

Le tableau suivant présente des suggestions appropriées selon l’application :

Tableau 3.3 : Suggestions de PMOS externes fournis par le constructeur

Le Si7135DP de Vishay a été sélectionné pour son faible RDS(ON), son courant maximal élevé et

sa plage de tension adéquate.

4. Résultats et interprétations

La configuration globale adoptée pour le chargeur de batterie de notre application est

représentée ci-dessous.


57

Figure 3.16 : Schéma électrique global de la solution


58

Ainsi, l’interprétation du résultat obtenu n’est autre que le résumé des détails précédemment

cités. Avec cette configuration, le chargeur de batterie développé à MAScIR inclue donc les

fonctionnalités suivantes :

Le chargement d’une batterie selon l’algorithme à 3 phases caractérisé par les

grandeurs suivantes :

o 5A de courant de charge en phase CC.

o 14.1V de tension d’absorption en phase CV.

o 13.6V comme tension d’entretien en phase de floating.

Une tension Instant-On d’environ 12V disponible dès le commencement de la charge

même en cas de batterie profondément déchargée.

Une Régulation MPPT pour un panneau solaire de VMP = 29V.

Détection de fin de charge par niveau de courant de batterie égal à 200mA

Une fonction de Shutdown une fois que la tension de l’entrée décroit au-delà de 18V.

Une fonction d’ajustement de température admissible de charge prévue dans le cas

où la batterie contiendrait une thermistance.

Des sorties de monitoring du courant d’entrée et du courant de charge, ou encore des

sorties permettant de déterminer l’état de la batterie lors de son cycle de charge.

Deux contrôleurs de diode idéale conduisant des PMOS à contrôler le passage de

courant de la source à la charge ou à la batterie (en cas de chargement de batterie),

et de la batterie vers la charge (en cas de déchargement de la batterie).

En revanche, ce chargeur de batterie ne peut pas détecter si la batterie à charger est

défectueuse ou pas en début de charge. Aussi, une fonction intéressante que ce chargeur ne

permet pas est le suivi ou l’estimation du pourcentage de charge.

Chapitre 4 : Simulation et Réalisation du projet

59


1. Outils de simulation et réalisation du projet

1.1. LTspiceIV

Du moment que nous avons choisi une solution qui se base sur des

circuits intégrés de Linear Technology, nous avons donc pensé à utiliser

un simulateur développé chez LT pour une simulation la plus proche

possible de la réalité. LTspiceIV est un simulateur Spice III à haute

performance, un visionneur de capture de schématiques et de formes d’ondes avec

améliorations et modèles pour faciliter la simulation des régulateurs à commutation. Les

améliorations que Linear Technology ont apporté à Spice ont rendu la simulation des

régulateurs de commutation extrêmement rapide comparée aux autre simulateurs Spice. 80%

de macro modèles de régulateurs de commutation de LT sont disponibles, et plus de 200

modèles d’amplificateurs opérationnels, de résistances, transistors et modèles de MOSFET.

Les schémas montrant la configuration utilisée pour le LT3548A et le LTC4000-1 ont été pris

de LTspiceIV.

1.2. Altium Designer

Il s’agit d’un logiciel de conception assistée par ordinateur

permettant l’automatisation de la conception électronique

pour les circuits imprimés, FPGA et conception de logiciel

embarqués, librairies associées et autres. Il est développé et

commercialisé par Altium Limited de l’Australie. La version courante est la version 16.1. Les

deux modules essentiels d’Altium Designer utilisées dans le projet sont décrits ci-dessous :

1.2.1. Capture de Schématiques

Le module de capture schématique comporte les fonctionnalités d’édition de circuit

électronique suivantes :

Gestion de librairies de composants

Editeur de schéma (placement de composants, connectivités et définition des règles

de conception)

L’Intégration avec plusieurs distributeurs de composants permet une recherche de

composants et accès aux données constructeurs


60

Simulation Spice de circuits à signaux mixtes

Analyse d’intégrité des signaux

Export de NetList

Rapport et génération de BOM

1.2.2. 3D PCB Design

Le module de Design de circuit imprimé d’Altium Designer permet plusieurs fonctionnalités

dont je cite :

Dessin direct de trous

Ajout de tolérance de trou

Dessin manuel de footrpint ou adaptation de modèles génériques de footprint selon

le standard IPC

Affichage dynamique des limites de dégagement pendant le routage (clearance)

Un gestionnaire de pile de couches amélioré

Routage de paires différentielles

Coutures de vias sur une surface définie par l’utilisateur

Gestion de librairies de footprints de composants

Placement intelligent de composants

Routage automatique, interactif ou manuel

Génération de Modèle 3D

Analyse d’intégrité des signaux

2. Simulation du projet

Avant de passer à la partie réalisation du projet, la simulation est un outil incontournable qui

nous a permis de mieux comprendre le fonctionnement détaillé de la solution. La simulation

a été divisée en deux parties et qui seront exposées dans la suite, en utilisant LTspiceIV.

2.1. Simulation du fonctionnement du LT3845A

Une simulation du LT3845A fournie par Linear Technology a été personnalisée pour avoir une

tension de sortie de 15V comme Il est le cas dans notre projet. La figure ci-dessous résume le

fonctionnement du LT3845A :


61

: La tension en Vcc

: La tension de sortie

: La tension en VFB

Au démarrage du LT3845A, et selon le temps de Soft-Start programmé, le circuit intégré régule

la tension de sortie de telle sorte que la tension à VFB soit égal à 1.231V, qui représente le seuil

théorique de régulation de la tension de sortie. Celle-ci se stabilise donc à la valeur 15V. La

tension en Vcc est égale à 8V au démarrage, mais une fois que la tension de sortie dépasse 8V

de plus que la tension seuil de la diode 1N4148 (D3), le potentiel en Vcc suit la tension de

sortie et alimente ainsi une bonne partie de la circuiterie du LT3845A, ce qui augmente le

rendement du montage.

La figure suivante montre les signaux de commutations permettant de transférer l’énergie à

la sortie :

Figure 4.1 : Simulation de la régulation de la tension de sortie du LT3845A


62

: Tension de sortie

: Tension Vcc

: Tension de commande du MOSFET principal (supérieur)

: Tension de commande du MOSFET synchrone (inférieur)

: courant de diode de roue libre D2

La tension de sortie est maintenant stable à la valeur 15V. Le cycle de commutation commence

par l’amorçage du NMOS supérieur avec un rapport cyclique calculé à partir de la tension

d’entrée et de sortie. Une fois que le MOSFET principal est à l’état OFF, le MOSFET synchrone

joue le rôle de diode de roue libre et se met alors à l’état passant. Puisque la commutation se

fait de façon très rapide (300KHz comme le montre le calcul à partir des curseurs), il existe une

durée dans laquelle les deux MOSFET se trouvent à l’état bloqué. C’est à cet instant là que la

diode de roue libre D2 devient passante en attendant que le MOSFET synchrone prenne le

relai. Cette solution permet de diminuer grandement les pertes de commutation. Noter que

le potentiel de grille permettant d’amorcer le MOSFET supérieur est largement plus grand que

celui du MOSFET synchrone. C’est justement le rôle du driver inclus dans le LT3845A qui

Figure 4.2 : Simulation du hachage après stabilité de la tension de sortie


63

permet d’ajuster la tension VGS d’amorçage du MOSFET principal en tenant compte du

potentiel appliqué au drain du MOSFET inférieur.

2.2. Simulation du fonctionnement du LTC4000-1

Le fichier de simulation fourni par Linear Technology permet de voir les formes d’ondes d’un

cycle de charge de batterie à 2 phases : la phase de courant constant avec un courant égal à

5A, puis une phase de charge à tension constante égale à 13.6 V (tension de floating). Il permet

aussi de visualiser la phase de détection de batterie défectueuse. La tension de sortie est

programmée à la valeur 15V.

: Courant de charge de la batterie

: Tension de charge de la batterie

: Tension de sortie du système

: Etat du pin 𝐹𝐿𝑇

: Etat du pin 𝐶𝐻𝑅𝐺

Au début de la charge, le courant est à peu près fixé à 10% de la valeur maximale (5A). Pendant

ce temps, la tension de batterie évolue lentement et la tension de sortie est immédiatement

fixée à la valeur VOUT(INST_ON) pour alimenter la charge du système (load).

Figure 4.3 : Simulation d'un cycle de charge de batterie


64

A la fin de la durée de détection de batterie défectueuse, puisque la tension de la batterie a

dépassé le seuil de batterie faible VLOABT, la phase de chargement à pleine puissance est

déclenchée et la tension de batterie augmente plus rapidement jusqu’à atteindre la valeur

programmée (13.6V), où elle reste fixe. Le courant décroit jusqu’à ce qu’il s’annule

(théoriquement), indiquant ainsi la fin de charge.

Lors du cycle de charge : 𝐹𝐿𝑇 = 1 et 𝐶𝐻𝑅𝐺 = 0, ce qui indique que la batterie est dans un

cycle de charge normal.

Une fois que le cycle prend fin : 𝐹𝐿𝑇 = 1 et 𝐶𝐻𝑅𝐺 = 1. Cet état désigne la fin de charge.

3. Réalisation du projet

Comme indiqué dans la figure 3.5, l’architecture globale de la solution se compose de deux

parties, le LT3845A et le LTC4000-1. Une fois que la simulation ait été validée, il a été décidé

de réaliser deux circuits imprimés indépendant, dont chacun comportera les composants

nécessaires à son fonctionnement, et prévoir ainsi les connecteurs nécessaires pour le

raccordement des deux PCBs. Le choix de cette méthode a été adopté afin de faciliter les tests

par la suite en s’assurant d’abord du fonctionnement indépendant du hacheur Buck contrôlé

par le LT3845A, pour ensuite tester l’ensemble du système.

3.1. Edition des Schémas des deux cartes

3.1.1. Schématique du LT3845A


65

Figure 4.4 : Schématique du LT3845A sur Altium Designer


66

Ce schéma électrique a été conçu de telle sorte à optimiser l’utilisation du circuit électrique.

En effet, l’utilisateur peut choisi le mode de fonctionnement du hacheur selon la taille de la

charge (Burst mode, pulse Skip ou continuous mode) via un Jumper. L’utilisateur peut aussi

décider de l’activation ou la désactivation de la fonction de Shutdown.

En ce qui concerne les capacités d’entrée et de sortie, chacune a été divisée en quatre

condensateurs, dont deux électrolytiques (polarisés) et deux autres céramiques (non

polarisés), de façon à rencontrer les valeurs de l’ESR souhaitées tout en diminuant le coût de

la solution.

Des points de test et des connecteurs ont été prévus pour faciliter les mesures de signaux par

oscilloscope, notamment les points de test BG et TG pour visualiser les commandes des deux

MOSFETs, ou bien pour assurer le raccordement avec la carte du LTC4000-1 via VC et 𝑆𝐻𝐷𝑁 .

Noter aussi qu’un filtre RC (ou snubber*) a été ajouté aux bornes du MOSFET synchrone afin

de diminuer l’effet de résonnance pouvant avoir lieu au niveau du nœud SW (recommandé

par le constructeur). Des footprints de composants optionnels ont été également prévus afin

de remédier à la présence éventuelle de bruits, que ce soit au niveau de la sortie, des signaux

de feedback ou entre les pistes de mesures de courant.

3.1.2. Schématiques du LTC4000-1


67

Figure 4.5 : Schématique 1 du chargeur de batterie (LTC4000-1 et circuits de puissance)


68

Figure 4.6 : Schématique 2 du chargeur de batterie (Boucles de régulation et interfaces)


69

De façon similaire au schéma du LT3845A, les capacités d’entrée et sorties ont été multipliés

en plusieurs capacitées en parallèle (électrolytiques et ceramiques). Des capacitées

optionelles ont été prévues en cas de présence de bruits. Plusieurs points de test et

connecteurs sont placés dans la cartes afin d’assurer la connexion des deux cartes et aussi

faciliter les mesures des différents courants et tensions. Noter que des fusibles ont été ajoutés

entre le PMOS externe de charge et la batterie pour assurer une meilleure protection contre

les eventuels picks de courant.

L’utilisateur peut choisir d’activer ou désactiver le chargement de la batterie via le jumper JP2

du premier schéma.

L’utilisateur peut aussi choisir la configuration de fin de charge souhaitée :

Terminaison par expiration du timer : Connexion de la capacité CTMR et retrait de R3

Terminaison par détection de courant de fin de charge : retrait de la capacité CTMR et

liaison de TMR avec BIAS via R3

Une autre fonctionalité interessante est l’ajout d’une interface entre l’utilisateur et le circuit

permettant de visualiser le statut de la batterie lors de la charge, et ce grâce à la connexion

de LEDs avec les pins𝑅𝑆𝑇 , 𝐹𝐿𝑇 et 𝐶𝐻𝑅𝐺 entrainés par une alimentation externe (voir schema

2). Chaque LED peut être activée ou désactivée à l’aide des autres Jumpers.

La LED D2 s’allume lorsque la puissance à l’entrée est faible pour alimenter le système. Cet

état correspond au Shutdown du système.

Les différents états des LEDs D2 et D4 définissent les status de la batterie résumés dans le

tableaux suivant :

D4 D2 Statut de charge

ON ON Dépassement NTC – Charge mise en pause

OFF ON Chargement normal

ON OFF Chargement terminé par détection de batterie défectueuse

OFF OFF VIBMON < (VC/X – 10mV)

Tableau 4.1 : Etats des LEDs D2 et D4 et statuts de charge correspodnant


70

3.2. Réalisation des circuits imprimés

3.2.1. Choix du nombre de couches des PCB réalisés

Une fois que les schématiques sont éditées sur Altium Designer, les composants sont importés

vers l’éditeur de Design de PCB, permettant ainsi le placement des composants sur une carte

à dimensions personnalisées, puis le routage.

Les deux circuits imprimés se basent sur un Design en multicouche pour des raisons

d’isolations de signaux à cause de bruits générés par la fréquence de commutation, ainsi que

l’influence de la partie puissance (forts courants) sur la partie commande (petit signaux). Il a

donc été décidé que les deux PCBs soient composés de quatres couches agencés selon l’ordre

suivant par l’assistant « Layer Stack Manager »:

Les quatre couches qui composent le Design sont :

Top Layer : couche supérieure

GND Plane 1 : Premier plan de masse

GND Plane 2 : Second plan de masse

Bottom Layer : Couche Inférieure

Les composantes Top Solder et Bottom Solder déterminent les emplacements dédiés à la

soudure des composants électriques sur la carte.

Figure 4.7 : Les différentes couches du Design des cartes


71

Top Overlay et Bottom Overlay définissent les désignateurs des composants, et n’importe

quelle autre zone de texte supposée être visible par l’utilisateur.

Dans ce qui suit, je vais expliciter les différentes précautions qu’il faut prendre en

considération lors du Design de chaque PCB. A titre d’exemple, les pistes permettant de capter

une mesure de courant ont été mis dans la couche GND Plane 2 afin qu’elles soient isolées par

FR4 des pistes à fort courant, pouvant ainsi minimiser au maximum les erreurs de mesure.

3.2.2. Considérations à prendre en compte lors du Design du LT3845A

Le LT3845A est utilisé dans les designs de convertisseur DC/DC qui incluent des commutations

transitoires substantielles. Les Drivers de commutations du circuit intégré sont conçus pour

amorcer de larges capacités, et par conséquent, génèrent des courants transitoires

significatifs. Une attention particulière doit être accordée au placement des capacités de

découplage de l’alimentation pour éviter la corruption de la référence de masse utilisé par le

circuit intégré.

Typiquement, les pistes de fort courants et courants transitoires provenant de l’entrée ou des

drivers doivent être mis à l’écart de SGND, auquel les circuits sensibles comme la référence

de l’amplificateur d’erreur et les circuits de mesure de courant sont référés.

Une mise à la masse efficace peut être élaborée en prenant en considération les courants de

commutation dans le plan de masse, et les chemins de retour de courant des capacités de

découplage. Le retour de découplage de chacun de VIN et VCC, ainsi que la source du MOSFET

synchrone portent des courants PGND (masse de puissance). SGND provient de la borne

négative de la capacité de découplage de VOUT, et représente la référence des petits signaux

pour le LT3845A. Elle est utilisée comme référence de la tension de feedback du convertisseur.

Il est important de garder cohérents les potentiels PGND et SGND. Il ne faut donc pas être

tenté par la séparation des deux références avec des pistes fines. Un bon plan de masse est

toujours important, mais les éléments référencés à PGND doivent être orientés de telle façon

que les courants transitoires dans ces chemins de retours n’affectent pas la référence SGND.

Les problèmes causés par les chemins de retour PGND sont reconnu, généralement durant

l’application de charges lourdes, par l’apparition de plusieurs impulsions dans un seul cycle de

commutation. Ce comportement indique que SGND est affectée et que les plans de masses


72

doivent être révisés. Ceci peut aussi être contourné par l’ajout de petites capacités aux bornes

du MOSFET synchrone du drain à la source (100pF à 200pF).

Figure 4.8 : Orientation des composants permettant de prévoir la corruption de la référence SGND

Durant le temps mort entre la conduction de l’interrupteur, la diode du FET synchrone conduit

le courant de l’inductance. La commutation de cette diode requiert une contribution de

charge significative de la part de l’interrupteur principal. A l’instant où cette diode commute,

une discontinuité de courant est créée et l’inductance parasite cause une hausse en tension

au niveau du pin SW en réponse à cette discontinuité. Des courants importants ainsi qu’une

inductance parasite excessive peut générer des temps de montée dV/dt extrêmement

rapides. Ce phénomène peut engendrer un claquage par avalanche au niveau de la diode de

corps du MOSFET synchrone, un dépassement inductif significatif sur le nœud de

commutation, et autres effets indésirables. Un design effectif ainsi qu’une orientation des

composants pouvant minimiser l’inductance parasite au niveau de ce nœud s’avèrent critique

pour réduire ces effets.

L’effet résonnance dans un circuit convertisseur peut causer des défauts dans les composants,

une intérférence électromagnétique excessive ou une instabilité. Dans la plupart des cas, la

résonnance peut être amortie par un réseau RC en série aux bornes du composant concerné.

Dans le LT3845A, toute forme de résonnance pourrait avoir lieu au niveau du nœud de

commutation SW, et peut être réduite en plaçant un snubber aux bornes du MOSFET

synchrone. Cette solution peut être évitée grâce à un design efficace, mais a été intégré quand

même dans le circuit imprimé.

Les boucles à grandes variations de courants formée par les MOSFETs de commutation et la

capacité d’entrée (CIN) doivent avoir pistes courtes et larges pour minimiser les bruits de


73

hautes fréquence et l’effet de la résonnance inductive sur la tension. La technologie SMT

(surface mount technology) est recommandée et a été utilisée pour réduire les inductances

parasites au niveau des pins des composants. Le drain du MOSFET principal doit être connecté

directement au (+) de CIN, et la source du MOSFET synchrone directement au (-) de CIN (PGND).

Cette capacité fourni le courant AC au MOSFET de commutation. Le chemin de commutation

peut être contrôlé en orientant les MOSFETs, l’inductance et les capacités de découplage à

l’entrée et à la sortie proches les uns des autres.

Les capacités de découplage de VCC et de BOOST doivent être localisées près du circuit intégré.

Ces capacités portent les grandes courantes crêtes du driver de MOSFET. Il faut localiser les

composants à petits signaux loin des nœuds de faute fréquence (BOOST, SW, TG, VCC et BG).

Ces composants sont orientés vers la partie gauche du LT3845A, alors que les nœuds de

commutation à forts courants sont orientés vers la partie droite, afin de simplifier le Design.

Il faut connecter le pin VFB directement aux résistances de feedback indépendamment de

n’importe quel autre nœud, tel que le pin SENSE-. Les résistances de feedback doivent être

connectés entre le (+) et le (-) de la capacité de sortie COUT. Ce diviseur de tension doit être à

proximité du LT3845A pour minimiser la longueur du nœud à haute impédance VFB.

Les pistes de SENSE- et SENSE+ doivent être routés ensemble et les plus courts possible (elles

doivent avoir les mêmes dimensions afin de minimiser l’erreur de mesure).

Le package TSSOP du LT3845A a été conçu pour assurer une évacuation efficace de la chaleur

du circuit intégré via le pin exposé au dos du package. Ce pin doit être soudé à un footprint en

cuivre sur le PCB. Le footprint doit être aussi large que possible pour réduire la résistance

thermique du boîtier circuit intégré à l’air ambiant.

3.2.3. Considérations à prendre en compte lors du Design du LTC4000-1

Dans la majorité des applications, le paramètre le plus important est la tension de batterie.

Par conséquent, il faut faire preuve d’une prudence extrêmement ors du placement et du

routage les résistances de feedback RBFB1 et RBFB2. En particulier, la ligne de mesure connectée

à RBFB1 et la ligne de retour de masse pour le LTC4000-1 doivent former une connexion Kelvin*

avec la sortie de la batterie et sa masse. La figure ci-dessous montre cette configuration de

mesure Kelvin.


74

Figure 4.9 : Configuration Kelvin des lignes de mesure pour le LTC4000-1

Pour une mesure de courant précise, les pistes de mesures dérivant de RCS et RIS (figure 4.7)

doivent former une connexion Kelvin avec les pins de ces résistances. Les deux pistes de

chaque résistance de mesure doivent aussi être routé proches l’une de l’autre et loin des

sources de bruits pour minimiser l’erreur. De plus, les capacités de filtrage de courant doivent

être placées stratégiquement pour assurer qu’un faible courants AC passe à travers ces

résistances de meures.

Les capacités de découplage CIN et CBIAS doivent être placées le plus proche possible du

LTC4000-1. Ceci permet d’avoir une route aussi courte que possible de CIN aux pins IN et GND,

et de CBIAS aux pins BIAS et GND.

Le LTC4000-1 sera connecté au convertisseur DC/DC contrôlé par LT3845A. Ceci dit, il faut

isoler le plus possible les tensions et courants de commutation de la section du LTC4000-1 en

utilisant un bon design. Ceci inclue la séparation de la partie puissance (bruyante) des masses

de signaux, avoir un plan de masse à impédance faible, et routage des signaux sensibles aussi


75

court que possible et loin des sections bruyantes du PCB. Tout ceci a été évité en utilisant le

design séparé des deux circuits imprimés.

3.2.4. Présentation des cartes réalisées, assemblage et raccordement

En tenant comtes des considérations citées précédemment, les fichiers Gerber découlant de

la réalisation des circuits imprimés sur Altium Designer ont donné les résultats suivants :

Figure 4.10 : Circuit imprimé du hacheur Buck contrôlé par le LT3845A

Figure 4.11 : Circuit Imprimé du LTC4000-1 (Top Side)


76

Figure 4.12 : Circuit imprimé du LTC4000-1 (Bottom Side)

Les connecteurs dont les deux cartes disposent permettent un raccordement montré dans

l’image ci-dessous, avec les cartes cette fois ci assemblées :

Figure 4.13 : Assemblage et raccordement des deux cartes

Le connecteur VIN du LTC4000-1 permet de transmettre l’alimentation au LT3845A après la

résistance de mesure du courant d’entrée. La sortie de ce dernier est connectée directement

au PMOS de IGATE par l’intermédiaire du connecteur VOUT From DC/DC. Les masses des deux


77

cartes sont aussi relié par des connecteurs GND. Noter que 𝑅𝑆𝑇 et ITH du LTC4000-1 sont

respectivement connectées à 𝑆𝐻𝐷𝑁 et VC du LT3845A.

4. Test et vérification

Le but de mettre la solution sous forme de deux cartes distinctes est justement de s’assurer

du bon fonctionnement du LT3845A indépendamment du LTC4000-1, pour ensuite vérifier

l’intégralité du chargeur de batterie réalisé.

4.1. Test et vérification du hacheur Buck contrôlé par le LT3845A

4.1.1. Plateforme de test

Pour vérifier le fonctionnement du hacheur, les équipements suivants ont été utilisés :

Une alimentation allant jusqu’à 60V, 1.4A

Une charge de l’ordre de 1K branchée à la sortie du circuit imprimé

Un oscilloscope permettant de visualiser les signaux

Figure 4.14 : Plateforme de test du hacheur contrôlé par le LT3845A

4.1.2. Résultats obtenus

Après avoir réglé la tension d’entrée (visualisée en vert sur l’oscilloscope) à la valeur 36V, la

tension de sortie est bel est bien régulée à 15V(en jaune) comme le montre la figure suivante :


78

Figure 4.15 : Tension d'entrée et de sortie du hacheur contrôlé par le LT3845A

Les valeurs mesurées sont affichées en bas de l’écran.

Pour la même tension d’entrée, les signaux de commutation relevés par l’oscilloscope sont

affichés ci-dessous :

Figure 4.16 : Signaux de commutation des MOSFET TG et BG

Cette figure montre la synchronisation effectuée entre les deux MOSFET, ainsi que la

différence de potentiel avec laquelle le MOSFET supérieur doit être amorcé par rapport au

MOSFET synchrone. La fréquence de commutation est très proche de 300KHz, avec un rapport

cyclique de 40.9% (15/36 = 0.41).


79

Si l’on diminue la tension d’entrée du système à 30V par exemple, le rapport cyclique doit

augmenter théoriquement à 50% afin que le circuit régule la tension de sortie à la même

valeur (15V). Ceci est montré dans la figure suivante :

Figure 4.17 : Variation du rapport cyclique pour une tension d'entrée de 30V

La fréquence de commutation reste fixe alors que le rapport cyclique est égal à 49.1%,

correspondant à 15/30 = 0.5.

4.2. Test et vérification du chargeur de batterie

4.2.1. Plateforme de test

La plateforme de test du raccordement des deux cartes est montrée dans l’image ci-dessous.

Elle comporte les éléments suivants :

Les sorties + et – d’un panneau photovoltaïque avec VMP = 29V

Une alimentation dédiée à l’interface de signalisation (les LED)

Une charge de l’ordre de 1K branchée au système

Une batterie au Plomb 12V dont les spécifications seront montrées plus bas

Un ampèremètre en série avec la batterie pour mesurer le courant

Un oscilloscope pour visualiser les signaux de tension de batterie et autres


80

La batterie avec laquelle nous avons effectué les tests est une batterie dont les spécifications

sont affichées sur l’image suivante :

Figure 4.18 : Spécifications de la batterie de test

Les tests concernant le fonctionnement du chargeur réalisé consiste à vérifier que la batterie

passe par les états suivants :

Une phase CC où la batterie est soumise à un courant constant égal à 5A en laissant la

tension augmenter librement jusqu’à atteindre la valeur 14.1V


81

Une phase CV où l’on fixe la tension de la batterie à la valeur d’absorption 14.1V en

laissant le courant de charge décroitre librement jusqu’à atteindre la valeur 200mA.

Une phase de floating où la tension est fixée à 13.6 avec un courant de charge

théoriquement nul afin de compenser le phénomène de l’autodécharge.

Figure 4.19 : Algorithme de charge avec les valeurs à vérifier lors du test

La durée de chargement de la batterie de test peut être estimée par la relation suivante :

𝐶 = 𝐼 × 𝑇

Avec C : la capacité de la batterie, I : le courant de charge et T la durée.

Ainsi, avec un courant de charge maximal de 5A, et une capacité de 121Ah, la durée de

chargement est estimée à 24h environs.

Noter que le courant de charge est mesuré avec un ampèremètre en série avec la batterie, et

que la tension de batterie est relevée à l’aide d’une sonde pour être affichée dans un

oscilloscope.

4.2.2. Test de la phase CC

Une fois le panneau est allumé, le courant et la tension de la batterie se sont stabilisés aux

valeurs montrées dans les figures ci-dessous :


82

Figure 4.20 : Courant de charge en phase CC / D2 ON, D4 OFF

Figure 4.21 : Tension de batterie en phase CC

Le courant est proche de la valeur 5A et la tension de batterie est sur le point d’atteindre la

valeur 14.1. En fait, cet instant-là correspond à un point du cycle très proche de la phase CV,

on peut dire que c’est une étape de transfert de la phase CC à la phase CV. La batterie de test

a été achetée chargée et est resté plusieurs mois dans les laboratoires. L’autodécharge de la

batterie explique pourquoi on tombe sur ce point du cycle dès que nous l’avons branché avec

le circuit du chargeur.

La LED D2 étant allumée, et D4 étant éteinte, l’interface de LED indique que la batterie est

dans un état de charge normal.


83

4.2.3. Test de la phase CV

Après quelques heures de charge, on arrive à l’état suivant :

Figure 4.22 : Courant de batterie en phase CV / D2 ON, D4 OFF

Figure 4.23 : Tension de charge en phase CV

La tension de la batterie est à 14.1V tandis que le courant a atteint la valeur 2.36A, ce qui veut

dire que cet état correspond à un point proche du milieu de la phase CV.

L’état des LED, qui n’a pas changé, confirme que la batterie est toujours dans un état de charge

normal.

Après plusieurs minutes, on obtient les résultats suivants :


84

Figure 4.24 : Courant de batterie en phase CV (après plusieurs minutes) / D2 ON, D4 OFF

Figure 4.25 : Tension de charge en phase CV (après plusieurs minutes)

Le courant de batterie a diminué lentement jusqu’à la valeur 1.84A tandis que la tension de

batterie est toujours fixée à 14.1V. Nous somme alors dans un point du cycle plus proche de

la phase de floating que le point de charge précédent. Noter que les LED n’ont toujours pas

changé d’état.

4.2.4. Test de la phase de floating

En fin de charge le courant en phase CV ne s'annule pas. Il se stabilise à une valeur faible mais

non nulle qui n'accroît plus l'état de charge. La valeur du courant de fin de charge que nous

avons programmée est de 200mA correspondant à une résistance RC/X = 10K. Or, nous avons


85

remarqué lors des tests que le courant se stabilise en une valeur de 0.8A. Ainsi, nous avons

remplacé cette résistance par une autre avec RC/X = 35.7K.

Maintenant, une fois que la valeur du courant de charge atteint la valeur 0.84A, le chargeur

de batterie coupe le courant par l’intermédiaire du PMOS de charge. Ceci est montré dans la

figure suivante :

Figure 4.26 : Courant de batterie en phase de floating

Noter qu’aucune LED n’est allumée (la LED de Charge s’est éteinte), ce qui témoigne que l’état

actuel de la batterie est bel et bien un état de fin de charge. La tension de floating a été

visualisée sur l’oscilloscope comme le montre la figure ci-dessous :

Figure 4.27 : Tension de floating


86

4.2.5. Test en cas d’absence d’énergie à l’entrée

Ce test a aussi été prévu. Lorsqu’on coupe l’alimentation provenant du panneau, on laisse la

tension et courant de batterie se stabiliser. Les résultats suivants sont vus sur l’ampèremètre

et l’oscilloscope :

Figure 4.28 : Courant fourni par la batterie pour une charge de 1K / D3 ON

Figure 4.29 : Tension fournie par la batterie

La tension de batterie retourne à sa valeur nominale (à peu près 12.6V) et le courant devient

négatif. La batterie fourni alors un courant de 12.9 mA correspondant à la charge branchée au

système qui est de l’ordre de 1K.

L’état de la LED D3 est ON ce qui prouve que le hacheur Buck est en mode Shutdown.

Conclusion générale

87


Les batteries au Plomb sont très utilisées dans le domaine de l’énergie solaire. C’est pour cette

raison-là, de plus de leur rapport qualité prix, que nous avons conçu un chargeur de batterie

au Plomb 12V permettant de répondre à l’un des besoins de l’entreprise en matière d’énergie

et environnement.

Ainsi, il apparait clairement de ce qui précède que le circuit réalisé permet non seulement

d’alimenter la charge branchée au système tout en adaptant le surplus de puissance fourni

par le panneau à la batterie, mais aussi de garantir un chargement qui tient compte de son

état de santé, et ce en supportant un algorithme de charge à trois phases (phase de

chargement à courant constant, phase de chargement à tension constante, phase de floating),

et en employant les différentes fonctions de monitoring et signalisation disponibles dans ce

chargeur. Cependant, ce chargeur de batterie pourrait être amélioré en réunissant les deux

cartes en un seul circuit imprimé réduisant ainsi l’espace et l’encombrement, et aussi en

utilisant une interface de signalisation ne reposant pas sur une alimentation externe, et en

ajoutant une fonction d’estimation de pourcentage de charge.

La réalisation de ce projet a permis également de s’orienter vers des perspectives très

prometteuses. En effet, une étude a été entamée à propos d’un chargeur de batterie universel

capable de charger n’importe quel type de batterie, que ce soit en termes de sa technologie

chimique ou de son nombre de cellules, ce qui s’avère être une solution demandé par

plusieurs clients.

Enfin, C’est avec un grand enthousiasme et une énorme motivation que je me suis investis

dans cette réalisation autant par l’intérêt que j’ai porté au sujet qu’à la méthode de travail et

le milieu dans lequel il s’est déroulé. Je suis alors fier de voir la fondation MAScIR adopter une

solution que j’ai contribué à réaliser et espère que mon projet sera d’une grande utilité pour

la société, et que ce modeste travail puisse apporter satisfaction aux membres du jury et à

toute personne intéressée, de près ou de loin.


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Bibliographie

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Bibliographie

[1] Linear Technology. LTC4000-1 - High Voltage High Current Controller for Battery Charging

with Maximum Power Point Control. Printed in USA. LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION,

2012. [Très fréquemment consulté]. Disponible à l’adresse

http://www.linear.com/product/LTC4000-1

[2] Linear Technology. LT3845A - High Voltage Synchronous Current Mode Step-Down

Controller with Adjustable Operating Frequency. Printed in USA. LINEAR TECHNOLOGY

CORPORATION, 2010. [Très fréquemment consulté]. Disponible à l’adresse

http://www.linear.com/product/LT3845A.

[3] Linear Technology. DEMO MANUAL DC1830B-C/DC1830B-D. Printed in USA. LINEAR

TECHNOLOGY CORPORATION, 2011. [Consulté à partir du 1er Mars]. Disponible à l’adresse

http://www.linear.com/solutions/4194

[4] Linear Technology. DEMO MANUAL DC1619A. Printed in USA. LINEAR TECHNOLOGY

CORPORATION, 2010. [Consulté à partir du 1er Mars]. Disponible à l’adresse

http://www.linear.com/solutions/1996

[5] Fairchild Semiconductor en collaboration avec Digi-Key Electronics. Conception de circuit

d'amortissement résistance-capacité (RC) pour commutateurs de puissance. 06.08.2014.

[Consulté le 06.06.2016]. Disponible à l’adresse

http://www.digikey.fr/fr/articles/techzone/2014/aug/resistor-capacitor-rc-snubber-design-

for-power-switches

[6] Chater Nadia. Titre : Conception, test et qualification d’un prototype RFID. Type de

publication : Rapport de projet de fin d’étude, Génie électrique, systèmes embarqués. Lieu de

soutenance : ENSA kénitra, 2015.

[7] Hicham Islah. Titre : Conception et réalisation d'un smart tensiomètre. Type de

publication : Rapport de projet de fin d’étude, Génie électrique, systèmes embarqués. Lieu de

soutenance : ENSA kénitra, 2015.

http://www.linear.com/product/LT3845A

http://www.digikey.fr/fr/articles/techzone/2014/aug/resistor-capacitor-rc-snubber-design-for-power-switches

http://www.digikey.fr/fr/articles/techzone/2014/aug/resistor-capacitor-rc-snubber-design-for-power-switches

Annexes

90

Annexes

91

Annexes

Annexe 1 : Descriptions supplémentaires du LT3845A :

Annexes

92

Annexes

93

Annexe 2 : Descriptions supplémentaires du LTC4000-1 :

Annexes

94

Annexes

95

Annexes

96

Annexes

97

Glossaire

Hacheur buck synchrone : C’est un hacheur abaisseur qui utilise, de plus du MOSFET principal

de commutation, un deuxième MOSFET à la place de la diode de roue libre appelé MOSFET

synchrone. Cette configuration permet de réduire de façon considérable les pertes causées

par la diode, et ainsi augmenter le rendement du hacheur. Le circuit de contrôle de

commutation doit donc être capable de gérer la synchronisation entre les deux MOSFET : au

début du cycle, le MOSFET principal est ON selon un rapport cyclique. Le circuit doit amorcer

le second MOSFET directement après que le premier est à l’état OFF jusqu’à la fin du cycle.

Dans le cas de commutations à haute fréquence, les deux MOSFET peuvent se trouver

simultanément à l’état OFF. Dans un tel cas, une diode de roue libre peut être ajoutée afin

d’entamer la décharge de la bobine en attendant l’amorçage du MOSFET synchrone.

Courant RMS : Ce n’est autre que la valeur efficace du courant, et qui est égale à la racine

carrée de la moyenne de cette grandeur au carré, sur un intervalle de temps donné.

ESR : (Equivalent Series Resistor) Signifie la résistance en série d’un condensateur.

Courant nominal d’une inductance : C’est la valeur du courant passant à travers l’inductance

à partir duquel celle-ci pourrait être endommagée.

Courant de saturation d’une inductance : C’est le courant à partir duquel la valeur de

l’inductance chute très fort. C’est-à-dire que le courant peut augmenter considérablement et

détruire des composants.

Thermistance : Il s’agit d’une résistance qui varie en fonction de la température, et qui est

utilisé en guise de capteur de température en électronique.

MPPT : (Maximum Power Point Tracking), C’est un principe permettant de suivre, comme son

nom l’indique, le point de puissance maximal d’un générateur électrique non linéaire tel que

les panneaux photovoltaïques. Parmi les algorithmes utilisés pour effectuer une régulation

MPPT on trouve la méthode « perturb & observe » qui fonctionne selon les étapes suivantes :

Pour une tension U1 donnée, on mesure la puissance P1 délivrée à la sortie.

On impose une tension U2 = U1 + ∆U, et on prélève la puissance de sortie P2.

Si P2 est supérieur à P1, l’algorithme cherche à imposer une tension plus grande. Si

non, l’algorithme cherche à imposer une tension plus basse.

Annexes

98

Ainsi le système adapte en permanence la tension aux bornes du générateur photovoltaïque

afin de se rapprocher du point de puissance maximum, sans jamais l'atteindre précisément.

Un Snubber : C’est un circuit d’amortissement permettant placés aux bornes des

commutateurs de puissance pour éliminer les pointes de tension et atténuer l’oscillation

causée par l’inductance du circuit à l’ouverture du commutateur. La conception correcte d'un

circuit d'amortissement résulte en une fiabilité plus élevée, un rendement supérieur et des

interférences électromagnétiques (EMI) inférieures. Parmi les différents types d'amortisseurs,

le circuit d'amortissement résistance-capacité (RC) est le plus populaire.

Cette combinaison permet de supprimer les montées rapides en tension aux bornes d’un

switch, prévenant ainsi un amorçage erroné du commutateur. La tension aux bornes d’une

capacité ne peut pas varier instantanément, alors un courant de transition décroissant va la

traverser, permettant ainsi à la tension du switch d’augmenter plus lentement lorsqu’il est

ouvert.

Connexion Kelvin : Aussi appelée mesure à quatre terminaux, est une technique de mesure

permettant de séparer les paires de pistes à fort courant et pistes de tension de capture pour

que la mesure soit plus précise.

Il est répandu d’utiliser ce genre de connexion avec des résistances de mesure de courant (ou

Shunt), qui ont une faible résistance et supportent un courant élevé. Lorsqu’une connexion

Kelvin st utilisée, le courant est porté par une paire de puissance, Ceci génère une chute de

tension aux bornes de la résistance pouvant être mesurée selon la loi d’Ohm à l’aide d’une

paire de mesure. Du moment que le courant ne passe pas dans les piste de mesure, la chute

de tension pouvant y être provoquée est négligeable, ce qui augmente considérablement la

précision de mesure.

Documents

Rapport de stage PFE