tech.mweda.comtech.mweda.com/download/hwrf/ads/ADS-EEsof200809.pdf安捷伦第12届EEsof软件用户论文集本文中的产品指标和说明可不经通知而更改 Agilent Technologies,

安捷伦第 12 届 EEsof 软件用户论文集

本文中的产品指标和说明可不经通知而更改

Agilent Technologies, Inc. 2008

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频率步进雷达参数设计及系统仿真....................................................................................................................................... X

基于 ADS 软件的扩频通信模拟平台的搭建...........................................................................................................................X

基于 ADS 的脉冲压缩雷达系统建模与仿真...........................................................................................................................X

基于 ADS 仿真的通信系统信道噪声干扰分析....................................................................................................................... X

利用 ADS 估计 TD-SCDMA 接收系统的二阶交调................................................................................................................. X

应用 ADS 软件进行脉冲压缩雷达干扰建模与仿真................................................................................................................ X

用 ADS 设计源极反馈低噪声放大器......................................................................................................................................X

基于 ADS 的 W 波段功率放大器 MMIC 设计......................................................................................................................... X

利用 ADS 分析谐波负载阻抗对功率放大器性能的影响.........................................................................................................X

用于光接收机前端的 DC-9GHz 低噪声放大器...................................................................................................................... X

一种应用于 WLAN 双频段的 LNA 设计..................................................................................................................................X

超宽带低噪声 MMIC 放大器的设计和研究............................................................................................................................ X

基于 ADS 的射频反馈预失真系统设计.................................................................................................................................. X

The Design of Doherty Amplifier for WiMAX Applications....................................................................................................X

一种射频功率放大器较强互调干扰信号抑制方法..................................................................................................................X

基于 ADS 的前馈功放系统的搭建及仿真分析....................................................................................................................... X

C/X 频段功放链路幅相特性仿真分析.................................................................................................................................... X

直流偏置对功放电记忆效应影响仿真................................................................................................................................... X

一种实用的低成本高灵敏度 X 波段单平衡混频器的 ADS 设计..............................................................................................X

X 和 Ku 波段宽带低杂散二次混频组件设计和实现................................................................................................................X

ADS 在锁相与频率合成技术教学中的应用............................................................................................................................X

W 波段微带集成高次倍频器................................................................................................................................................. X

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平衡－不平衡 LC 带通滤波器的仿真.....................................................................................................................................X

利用 ADS 设计窄带带阻滤波器.............................................................................................................................................X

利用 Agilent EESOF 软件设计 Ku频段半波长平行耦合........................................................................................................X

利用 ADS 进行 LTCC 带通滤波器设计..................................................................................................................................X

基于 ADS 联合仿真的微带交指带通滤波器设计....................................................................................................................X

使用 ADS 设计扇形短截线低通滤波器................................................................................................................................. X

Genesys 与 ADS 联合仿真 LC 带通滤波器........................................................................................................................... X

基于 LTCC 技术带通滤波器设计.......................................................................................................................................... X

基于左右手微带传输线的带通滤波器的 ADS 辅助设计........................................................................................................ X

目录

利用 ADS 设计线性相位滤波器............................................................................................................................................ X

利用 ADS 设计高温超导窄带低插损小型化双工器................................................................................................................ X

S 波段 3dB定向耦合器的 ADS 设计..................................................................................................................................... X

利用 ADS 仿真设计一种多功能功分器................................................................................................................................. X

超宽带带状线耦合器设计......................................................................................................................................................X

用 ADS 的调谐功能加速分支线耦合器优化设计................................................................................................................... X

0.2 - 4 GHz功率分配器的研制............................................................................................................................................. X

毫米波分布式 MEMS 移相器电路设计.................................................................................................................................. X

Agilent ADS2006 在微波数字式衰减器 MMIC 中的应用....................................................................................................... X

使用 ADS 软件进行射频电路设计时的一些技巧................................................................................................................... X

微波 Colpitts 混沌电路设计................................................................................................................................................... X

ADS 在高速背板设计中的应用............................................................................................................................................. X

在 ADS 进行多电平统计眼分析............................................................................................................................................ X

电磁兼容暗室的地线干扰分析与 ADS 仿真.......................................................................................................................... X

ADS 在电磁兼容仿真中的应用............................................................................................................................................. X

AMDS&ADS 在手机天线初期设计仿真中的应用.................................................................................................................. X

基于 AMDS 的 SAR 仿真...................................................................................................................................................... X

如何在 AMDS 调天线........................................................................................................................................................... X

基于 AMDS 的对数周期天线的仿真...................................................................................................................................... X

基于 AMDS 的机载天线仿真................................................................................................................................................. X

利用 ads 快速设计和仿真带线偶极子天线............................................................................................................................ X

微带线在天线匹配中的设计及实现....................................................................................................................................... X

利用 ADS 共仿真分析手机 PCB 板带状线间干扰.................................................................................................................. X

一种精确的射频 SOI LDMOS 大信号模型............................................................................................................................ X

Agilent HBT 模型参数提取及电路验证................................................................................................................................. X

PSP Model: DC Modeling and physical scalable RF model................................................................................................ X

使用 ICCAP 实现的硅片级可靠性自动测试系统....................................................................................................................X

DDS 的 SystemView 仿真.....................................................................................................................................................X

复杂军用目标的电磁散射特性及基于 ADS 的雷达回波模型库 — ADS-RTBS..................................................................... X

Agilent 2008 用户大会论文集锦

1

一、引言

复杂背景下敏感目标的识别是现代雷达的重要应用也是

主要难题之一。在目前应用的雷达目标识别技术中，基于目

标多散射中心信息的光学区雷达目标识别方法颇受瞩目,其显

著优点是具有较强的抗杂波噪声能力和在复杂背景环境中搜

索、检测、跟踪和识别目标的能力。但传统的低距离分辨率

雷达不具备提取目标散射中心的能力，为了能够提取目标的

散射中心信息，研制宽带高距离分辨率雷达具有重要的意义。

1.1 宽带高分辨率雷达技术的发展和趋势

近年来由于雷达采用了一些新理论新技术和新器件，雷

达技术进入了一个新的发展阶段，特别是电子计算机和和先

进数字技术的应用给现代雷达带来了根本性的变革。雷达的

功能已经超出了无线电检测和测距的含义，人们对于雷达系

统的要求也提高了，对于雷达的研究越来越深入。

在军事应用与民用中，提高雷达距离分辨率一直是雷达

技术研究与发展的方向，提高雷达距离分辨率不但有利于在

强杂波背景下的目标检测，而且使目标成像成为可能，为目

标识别创造了更好的条件，同时提高雷达距离分辨率也是增

强雷达电子抗干扰 (ECCM) 能力的有效手段之一。从五十年

代诞生线性调频脉冲压缩体制高分辨雷达起，现代高分辨雷

达不仅能够对目标进行探测、定位、跟踪，而且能够对诸如

飞机舰船、空间物体、地表地面移动物体等目标进行成像并

完成目标识别等。

为了实现高距离分辨率，要求用较窄的发射脉冲，但这

使每个脉冲只能发射较少的能量，无法实现远距离探测。直

到人们认识到距离分辨率决定于雷达发射信号带宽时，这一

矛盾才得到解决。为了提高距离分辨率,要求信号具有大的带

宽.为了提高速度分辨率,要求信号具有大的时宽.为了提高目

标发现能力,要求信号具有大的能量.综合而言为了提高雷达系

统的发现能力要求雷达信号具有大的时宽、带宽、能量乘积。

在系统的发射和馈电设备峰值功率受限制情况下，大的信号

能量只能靠加大信号的时宽来得到。由于单载频脉冲信号的

时宽和带宽积接近于1，故大的时宽和带宽不可兼得。因此信

号的距离分辨率与速度分辨率，以及发现能力之间存在着不

可调和的矛盾。为解决此矛盾需要采用时宽带宽积TB >>1的

脉冲压缩信号。

1.2 宽带高分辨率雷达技术的分类

目前的宽带高距离分辨率雷达技术主要包括以下几个

方面:

(1) 超宽带极窄脉冲雷达技术

相参和非相参雷达都可以使用窄发射脉冲实现高距离分

辨率。相参系统产生很窄的射频脉冲的方法是: 用更窄的视

频或射频脉冲去激励环形滤波器，将滤波器的带宽设计成要

发射的射频脉冲宽度，这样发射信号可以近似于真正的冲激

响应。

(2) Chirp线性调频脉冲雷达技术

虽然线性调频脉冲雷达技术已相当成熟，但是要想在窄

脉冲内实现超宽带线性调频却不是一件容易的事。这主要是

因为要获得与发射带宽所提供的理论分辨率相差不多的距离

分辨率，对脉内扫频线性度的要求十分苛刻，需采用相当复

杂的闭环线性化电路来进行校正。另外，发射与接收系统都

必须具有很宽的瞬时带宽，对信号采样及信号处理的要求也

相当高。

(3) 脉间频率步进雷达技术

脉间频率步进雷达的基本思想是: 发射一串窄带的宽脉

冲，每个脉冲的载频是均匀步进的，步进值与脉宽的乘积不

大于 1; 在接收时对这串脉冲的回波信号用与之载频相应的

本振信号进行混频，再对这一串复数采样值进行 IDFT，则

得到目标的合成距离像。它通过 N个频率步进∆ f 的脉冲获

得 N ∆ f 的总信号带宽，所以它的距离分辨率很高。同线性

调频信号相同，频率步进信号也是多普勒非敏感信号，它也

存在距离 - 多普勒耦合问题，而且在处理时，这种耦合现象

的影响比较严重，当目标高速运动时，匹配后的距离谱将发

生偏移。

频率步进雷达参数设计及系统仿真

李保雪巩倩

北京理工大学微波电路实验室中国人民解放军 93508 部队

[email protected] [email protected]

摘要: 本文着重分析了频率步进雷达信号的参数对雷达系统性能的影响，给出参数设计需要遵守的原则，并且利用ADS的

Ptolemy 仿真器对频率步进雷达进行的系统仿真。从信号处理的结果来看，ADS 可以对两个雷达目标成像。

关键词: 频率步进雷达系统仿真


2

(4) 脉冲相位编码脉间频率步进雷达技术

脉冲相位编码脉间频率步进 (phase coded stepped

frequency) PCSF雷达信号是对频率步进 (stepped frequency)

SF信号的改进。将SF信号的矩形子脉冲替换为相位编码子

脉冲串构成相位编码步进频率信号。脉内相位和脉间频率两

次调制，PCSF可以获得更大的频率步进量，在系统有效带

宽一定的情况下，则可以缩短有效带宽的传输时间，减少脉

冲串发射时间，提高数据率，减少多普勒敏感,并且两级压缩

可以获得两级分辨率。脉冲相位编码脉间频率步进信号结合

了相位编码信号和频率步进信号的特点，是一种较好的兼顾

频率选择和雷达性能的方法。其在抗干扰能力上最具特色，

但对系统提出了较高的要求: 首先要求系统具有数百KHz的

瞬时带宽，其次要求系统具有快速跳频能力，另外，频率捷

变条件下的相参处理技术也是一个关键问题。

二、步进频率雷达信号分析

在现有硬件水平的约束下,步进频率波形是一种工程上实

用方便灵活的高距离分辨率信号形式。它通过发射载频步进

变化的子脉冲串来合成大的等效带宽，显著降低了系统的瞬

时带宽和对接收机硬件的要求，避免了某些脉冲压缩波形的

实际设计问题。

当脉冲串的载频按照递增顺序变化时，称这种信号为

步进频率脉冲信号。步进频率信号复包络的数学表达式一般

可以写成:

(1) 发射脉宽τ，即距离细化之前的时间分辨率，对应于

发射脉冲宽度为τ时，单脉冲本身所具有的距离分辨率 r τ是:

r τ = c τ/2，确定原始距离分辨单元 r τ的意义在于保证目标存

在于发射脉冲的照射期间内，这样才能把目标的全部信息反

射回来，而不致使目标信息丢失。可以看出，原始距离分辨

单元决定了目标的最大长度E，同样，目标的最大长度也决

定了最小脉冲宽度。

(2) 脉冲重复周期 T r，这决定了雷达的最大作用距离

R max = cT r /2。

(3) 频率步进量 V ∫，由于发射信号可以看成以 V ∫ 采样

的频域谱线，所以 IFFT 后得到的时域信号是以 1/V ∫ 为周期

的，即 IFFT后的单点不模糊时间T l = 1/V ∫ ，对应于单点不模

糊距离 r l = c/ (2V ∫ )。

(4) 频率步进数N，当V ∫ 确定时，N决定了信号的总带

宽B = NV ∫ ，所以 IFFT后最小时间分辨率，对应于

最小距离分辨率 Vr = c/ (2NV ∫ )。

(5) 脉冲采样频率Ts，它对应于采样所对应的距离信息

r s = cTs /2，这是每组采样点提供的实际距离信息。

(6)雷达系统的脉冲压缩比D, 对应发射脉冲宽度 τ，频

率步进雷达波形的压缩比

其中子脉冲u (t) 为矩形脉冲，T r为脉冲重复周期，N为

频率步进的脉冲个数，步进频率信号第N个发射子脉冲的发

射频率是:

(2-1)

频率步进脉冲串波形具有距离高分辨率的原因在于它能

够获得大的等效带宽B eff = NV ∫。虽然如此, 但是单个发射脉

冲本身的瞬时带宽却较小。这一点保证了频率步进高分辨率

雷达具有低的瞬时接收带宽和低的模数采样速率的优点，这

两点是一般线性调频脉冲压缩技术获得距离高分辨率的主要

限制因素。

三、频率步进雷达系统参数及其设计

3.1 频率步进雷达主要系统参数

脉冲频率步进雷达的关键性能主要由发射脉宽、脉冲

重复周期、采样间隔、步进量、步进数等参数决定。下面简

单介绍频率步进高距离分辨率雷达系统的主要性能参数和这

些参数的物理意义。这些性能参数对于设计满足雷达系统性

能指标的合理波形，以及进一步研究有效的频率步进雷达信

号处理方法是十分必要的。

(2-2)

(3-1)

通常情况下，脉冲宽度和频率变化的乘积有一定限制，

因此可以得出脉冲频率步进雷达信号波形压缩比的上限: D max

= N.可见，频率步进雷达波形的最大压缩比依赖于 N值，也

就是说波形中的脉冲个数越多，获得的压缩比也就越大。但

在具体的雷达应用中，考虑到目标在雷达照射波束内的停留

时间以及雷达系统对回波实时信号处理的要求，频率步进雷

达波形中的脉冲个数是不能取得太大的，因此我们需要综合

考虑合理设计频率步进雷达波形中的脉冲个数。

(7) 脉冲宽度与频率变化量的乘积时宽带宽积 τV ∫，它

是频率步进雷达的一项综合性能指标，它的选取直接影响频

率步进雷达的性能。为分析该参数的影响，这里给出原始距

离分辨单元 AX 与最大不模糊距离窗尺的比值:

(3-2)

当 τV ∫ < 1 时，最大不模糊距离窗 r l，大于原始距离分

辨单元 r τ。原始距离分辨单元所包含的实际距离信息小于最

大不模糊距离单元所包含信息，因此存在冗余情况，需要通

过适当算法取得目标完备一维像。


3

当 τV ∫ = 1 时，最大不模糊距离窗 r l，等于原始距离分

辨单元 r τ，这种情况下，目标的回绕现象处于临界状态，进

一步讲，如果邻近最大不模糊距离单元存在干扰，干扰就会

进入下一个最大不模糊距离窗，假目标也就有可能在下一个

最大不模糊距离窗内发生。

当 τV ∫ > 1时，最大不模糊距离窗 r l 小于原始距离分辨

单元 r τ。因此，由最大不模糊距离窗确定的目标会在原始距

离分辨单元中出现回绕现象，导致假目标的发生。

通常情况下选择 τV ∫ < 1。有时为获得最大的频率变化

量取τV ∫ = 1，在这种选取方式下，运动目标的高分辨率距离

像很容易进入下一个最大不模糊距离窗内，或在同一个最大

不模糊距离窗内回绕。综上所述，脉冲宽度与频率变化量乘

积τV ∫ 的选取是脉间频率步进高距离分辨率雷达波形设计的

关键因素，一般情况下，应根据实际应用情况选取 τV ∫ 。

(8) 目标运动引起高分辨率距离峰值发散因子P和时移

因子L，频率步进雷达波形是线性调频信号的脉间离散化形

式，因此它具有线性调频信号的距离 - 多普勒耦合问题。目

标和雷达之间的相对径向运动对频率步进高距离分辨率雷达

的影响主要表现在高分辨率距离像峰值的衰减、发散和时

移。对应高分辨率距离像的衰减、发散和时移，定义发散因

子 P 为:

如果在雷达系统总的相干处理时间内 T coho ，目标离开

了雷达波束，回波信息将丢失。因此为了有效地获得一串目

标回波，系统总的相干处理时间T coho 必须小于目标在波束内

的驻留时间，这样频率步进雷达波形中脉冲个数的选择需要

考虑雷达波束宽度以及波束的扫描频率等因素的影响。

在设计以上这些参数时，还需要根据实际情况综合考

虑，以保证雷达具有最优的性能。

3.2 频率步进雷达系统的 V ∫ 、N、T r 参数的设计

通常，在设计雷达信号参数时，以下指标是已知的: 目

标可能的最大长度 E，雷达最大作用距离 R，雷达距离最小

分辨率 ∆ r。由此可以设计合理的 V ∫ 、N、T r 。

(1) IFFT 细化后的单点不模糊距离 r l，通常大于等于目

标可能的最大长度 E，即:

(3-3)

目标的径向运动使一维距离像峰值展宽了 p 个距离分辨

单元∆ r，导致雷达系统的距离分辨率下降，所以说，应该尽

量使 p 值变小。从式 (3-3) 可以看出，要使 p 值减小，可以通

过减小波形中的脉冲个数和增加脉冲重复频率。

时移因子 L为:

(3-4)

(3-5)

时移因子是目标存在径向运动时，高分辨率距离像在最

大不模糊距离窗内平移的距离分辨单元个数。显然，如果时

移因子 L超过最大不模糊距离窗的最大距离分辨单元个数N

时，高分辨率距离像出现回绕现象。为防止回绕现象的发生，

应尽量减少时移因子 L的值，可以看出，同样可以通过采取

减少波形中脉冲个数和增加脉冲重复频率的方法。

(9) 雷达系统总的相干处理时间 T coho .对于运动目标来

说，通常需要考虑雷达系统总的相干处理时间 T coho 。雷达

系统总的相干处理时间 T coho 是脉冲个数 N 与脉冲重复周期

的乘积:

(3-6)

(3-7)

(3-8)

(2) 再根据雷达距离最小分辨率 V r 确定 N

(3-9)

(3-10)

(3) 根据雷达最大作用距离 R 确定 T r

T r = 2R/C

以上的式子并没有考虑目标速度的影响，如果目标有速

度，那么对于T r 与N的选取会有更多的约束条件，一般来说

目标速度越大，要求 T r 与 N 越小。V ∫ 、N、T r 确定后，步

进频率雷达的最优性能就已经确定了，能否达到这个最优性

能取决于发射脉宽τ和采样频率T s 的设计，以及相应信号处

理算法的选取。

3.3 脉冲宽度 τττττ和采样时间 T s 的确定

当回波脉冲宽度正好为 τ时，单脉冲距离分辨率 r τ = c τ /

2等于单点不模糊距离 r l = c/ (2V ∫ )。这时，将不同采样点细

化后的结果续接起来就可以得到目标实际的距离信息，从而

获得所有采样点的真实一维像。但是在实际系统中由于回波

存在展宽和发散，使得回波脉冲宽度大于 τ，为补偿回波展

宽通常采用紧约束条件，即τV ∫ < 1，在这种参数配置下，成

像时要考虑合适的成像算法以消除像的偏移重叠等问题。


4

对于脉冲采样时间，理论上，T s只要等于发射脉宽，就

可通过目标抽取算法获得全程的一维距离像。在实际系统当

中，由于回波的展宽和发散，使得采样点没有采到回波的最

大值，造成幅度损失。这可以通过提高采样频率来减小。但

是提高T s会带来另外一个问题，就是同一个点目标的回波有

可能被采样两次以上，造成同一个点目标多次出现在不同组

的细化结果上，这被称为过采样冗余; 同时，具有多个散射中

心的目标回波有可能分布在两个以上的IFFT结果当中，这给

目标识别带来困难。这就需要在后续的信号处理时采用相应

的去冗余算法，以得到完备一维像。

四、频率步进雷达系统仿真

Agilent公司的ADS具有强大的雷达系统仿真功能，利

用 ADS 的 Ptolemy 仿真器可以进行频率步进雷达的系统仿

真，通过系统对信号的处理，可以对两个静止目标成像。

该仿真过程可以分成下面几个步骤:

(1)、实现频率步进的雷达信号源;

(2)、雷达信号的上变频及发射;

(3)、雷达信号的回波模拟;

(4)、雷达信号的接收及下变频;

(5)、雷达信号的处理

系统仿真的最难的一步是进行频率步进信号源的设计。

利用 ADS 新建一个 Digital Signal Processing Network 的

New Design，然后利用所给的器件进行构建。由于频率步进

雷达信号的载频是以∆ f 为间隔变化，在信号源的构建中也是

以此为出发点。频率步进信号源的构建如下图所示:

该步进频率雷达信号源产生的步进频率总共有 32 个频

点，以31.25 MHz为步进，输出31.25 x 32 = 1000 MHz的总

带宽，上图的横轴是取样点个数，纵轴为信号源输出的幅度。

雷达信号经过上变频到所需的工作频段后发射。在此上

变频的过程中，本振信号的实现是利用 ADS 中自带的 RF

tones generators-N-Tones，其实现方式如下图所示:

图 1. 利用ADS构建频率步进雷达信号源

步进频率雷达信号源的输出波形如下图所示:

图 2. 步进频率雷达信号源时域波形

图 3. 步进频率雷达信号源的上变频

目标的回波模拟采用延时的方法获得，其原理很简单:

回波的接收时间不同代表着目标对雷达的距离不同。该设计

用两条不同延时的路径来代表两个不同距离的目标，构建方

式如下图所示:

图 4. 目标回波的模拟实现

雷达接收机接收到的信号经过下变频后，由 ADC 进行

中频信号的采样，其采样值经过抽取后再做32点的IFFT，即

可完成目标的成像。

图 5. 频率步进雷达信号处理


5

接收到的中频信号经 IFFT变换后，成像如图6所示。图

中两实线间为一个 32点 IFFT后的结果，两个小峰值分别代

表两个雷达目标。由于没有采用其它的算法: 目标抽取算法、

取大法，故成像中还有其它的虚假目标存在，要想去除虚假

目标，还得在此基础上进一步实现更为复杂的算法。但是通

过这次仿真证明，完全可以利用ADS的Ptolemy来完成雷达

的系统仿真。

图 6. 频率步进雷达信号处理后成像

五、结束语

本文通过分析频率步进雷达信号的性能，给出了频率步

进雷达信号的参数的设计原则，分析了频率步进雷达信号参

数对雷达系统性能的影响，最后通过ADS的Ptolemy仿真进

行了仿真验证，从仿真结果上看，达到了仿真的目的，但是

要想实现高精度，还得需要更加复杂的算法实现。


6

一、引言

近年来，频谱扩展技术在通信系统中取得了广泛的应

用。其中，扩频编码方案作为扩频通信系统的核心，对于系

统性能的好坏起着至关重要的作用。在此，本文利用Agilent

公司的矢量信号发生器E8267C、矢量信号分析仪 89641和

Agilent ADS (Advanced Design System) 仿真软件，搭建了

一个扩频编码模拟验证平台。利用该平台，可以方便、高效

的对所提出的扩频编码方案进行验证，从而达到优化的目的。

二、平台的组成及工作原理

该模拟平台主要由Agilent ADS仿真软件、矢量信号源、

矢量信号分析仪、信道模拟器与控制计算机等组成。模拟平

台的实现框图分别如图 1 所示。

矢量信号源8267C内部提供了双任意波形发生器，可以

在Custom Arb Waveform Generator (自定义任意波形发生

器) 模式下使用内置基带发生器，也可以通过远程界面把用户

自定义的波形下载到ARB内存中。利用Custom Real Time

I/Q Baseband (自定义实时 I/Q 基带) 模式，通过使用各种数

据码型、滤波器、码率、调制类型和突发形状，产生定制的

复杂数字调制信号。调制后的信号被送入信道模拟器中，模

拟信号在通信过程中所受到的各种自然环境与人为干扰。信

道模拟器的输出信号可以以注入或辐射的方式由矢量信号分

析仪 89641 加以接收。

89641矢量信号分析仪是基于模块VXI硬件的预配置系

统，通过 IEEE-1394 FireWire (火线接口) 界面由专用软件

VSA控制。覆盖DC- 6.0GHz的载波频率范围，具有 36 MHz

的实时分析带宽，可以观测信号的时域、频域与调制域波形。

89641 的分析画面如图 3所示:

基于 ADS 软件的扩频通信模拟平台的搭建

李小倩陈秋菊林涛

北京无线电测量研究所

摘要: 本文提出了一种利用Agilent 公司的矢量信号发生器E8267C、矢量信号分析仪 89641和ADS软件构成扩频通信系

统模拟平台的方法。实测表明，利用该平台，可以方便、高效的对所提出的扩频编码方案进行验证，从而达到优化的目的。

关键词: ADS 扩频通信模拟平台

图 1. 扩频编码模拟平台实现框图

其中，ADS软件是一款功能非常强大的仿真工具。它提

供了与Agilent的微波信号源、频谱分析仪、矢量信号分析仪

等仪器的相连接口，可以进行复杂信号的产生与分析。在此，

本文利用ADS提供的模型函数库，编写扩频编码调制函数，

产生扩频编码基带信号，将该信号通过仪器接口下载到矢量

信号源8267C中，由其对信号进行调制。ADS扩频编码原理

图如图 2 所示:

图 2. ADS扩频编码原理图

图 3. (a)


7

需要指出的是，矢量信号分析仪89641仅可以对已调扩

频信号进行解调，但不具备解扩与译码的功能，受专用软件

VSA的限制，用户也无法对经过信道传输后的通信信号的质

量，如误码率等关键参数进行分析、评定。且受存储容量的

限制，89641最多只能解调4096个Symbol，而这对于分析

扩频通信系统误码率这类指标而言，所提供的分析样本数是

远远不够的。

对此，本文利用ADS软件控制矢量信号分析仪，通过仪

器接口采集矢量信号分析仪的端口数据，利用ADS提供的模

型库完成对信号的解扩与译码，获得扩频编码方案在此种信

道环境下的传输性能，提出对编码方案的优化，如图4所示:

实测结果表明，利用ADS软件可以有效的与各种仪器连

接，通过仪器下载与采集数据，建立扩频编码模型，并可通

过对采集的数据进行分析，对该模型加以优化。

图 3. (b)

三、试验结果

利用该平台，本文对某个扩频编码方案进行了实测。图

5、6、7分别示出了矢量信号源输出的调制信号的频谱，经

过信道模拟器加干扰后矢量信号分析仪采集到的信号频谱以

及经过 ADS 优化后矢量信号分析仪再次采集的信号频谱。

图 5. 信号源输出调制信号频谱

图 7. 优化后的信号频谱

图 6. 加扰后的信号频谱

图 4. 利用ADS与矢量信号分析仪进行方案优化


8

四、结论

在此，本文利用Agilent公司的矢量信号源E8267C、矢

量信号分析仪89641和ADS仿真软件，搭建了一个扩频通信

系统模拟验证平台。ADS软件产生扩频编码基带信号由矢量

信号源加以调制，并通过矢量信号分析仪完成信号的解调、

解扩与译码，在对采集的数据加以分析的基础上，对扩频编

码方案进行优化。实测表明，该平台可以有效运作，从而为

扩频通信系统的性能评估和功能验证提供了一种简洁、高效

的测试开发途径。

参考文献

[1] 魏东. 利用安捷伦ADS产生DVB-S数字卫星电视信号. 电子

质量 2005 第 11 期

[2] 吴健田. 利用 ADS 和矢量信号源进行信道特性仿真. 第九届

全国遥感遥测遥控学术研讨会论文集

[3] E8257D67DPSG 信号源用户手册, 安捷伦公司

[4] 89600 Series Vector Signal Analysis Software Data Sheet

Technical Overview, 安捷伦公司

[5] Advanced Design System 帮助文档, 安捷伦公司


9

一、引言

伴随着信息技术、系统技术特别是计算机技术的迅猛发

展，计算机仿真技术在科学研究领域和工程技术领域内得到

广泛应用。

ADS (Advanced Design System) 仿真软件是Agilent公

司专门面向电路和通信系统设计和仿真的 EDA 工具。利用

ADS软件，可以进行数字信号处理算法、中频和射频集成电

路和微波、毫米波混合电路的设计和仿真，并可将这些电路

和子系统结合起来进行系统级仿真，实现从数字到数字的系

统仿真。在利用ADS进行雷达系统仿真时的另外一个突出优

点是在对中频采样时充分考虑到射频部分的影响以及发射机

和接收机中非线性器件引入的失真，从而使得仿真结果更加

真实、可靠。

ADS本身提供了丰富的同步数据流仿真模型库，但是对

于雷达系统的仿真，仍然缺少必要的模型库，因此本文的主

要工作是对在脉冲压缩雷达系统建模时所需注意的一些问题

和关键技术进行分析，然后通过ADS固有模型库建立一个常

用的雷达系统仿真模型库，包括雷达发射机模块、目标及环

境模块、接收机模块、以及数据处理模块等，最后利用这些

模块搭建出一种脉冲压缩雷达系统的仿真模型，并给出仿真

结果。

二、雷达发射信号及信号源模型

雷达回波信号是雷达的发射信号经目标散射调制后的延

迟，因此雷达发射信号波形不仅决定了信号处理方法，而且

直接影响系统的分辨力、测量精度以及抑制杂波能力等潜在

性能。以线性调频 (LFM) 信号为

例，线性调频 (LFM) 信号也称Chirp信号，它是通过对

载波进行线性频率调制而得到的。线性调频矩形脉冲信号的

复数表达式 [1] 可以写成

基于 ADS 的脉冲压缩雷达系统建模与仿真

姜通孙文昌

西北工业大学机载雷达实验室

摘要: 利用 ADS (Advanced Design System) 软件平台，建立雷达系统仿真模型库，主要包括雷达发射机模块、目标及环

境模块、接收机模块、以及数据处理模块。根据需求利用所建模型库搭建各种体制的雷达系统，对在脉冲压缩雷达系统仿真

与建模过程中的若干问题进行分析研究，最后给出了仿真结果。

关键词: ADS 脉冲压缩雷达建模仿真

图 1. (a) 信号包络图, (b) 载频随时间变化图

(1)

(2)式中

(3)

A 为振幅，ω 0为初始相位，τ为脉冲宽度, k = B/ τ为频

率变化率, T r为脉冲重复周期，其瞬时角频率为ω t = ω 0 + kt图1 (a)、(b) 分别给出了信号包络图和相应的瞬时频率变化图。

基于ADS的线性调频信号源模块的内部结构如图2所示。图

3 (a)、(b) 分别为带宽 10 MHz，脉宽 5 µs 的线性调频信号的

波形和频谱。

图 2. LFM信号发生器内部结构


10

三、目标回波模型

雷达目标回波信号是雷达的发射信号经目标散射调制后

的延迟，当雷达探测到目标后，就要从目标的回波信号中提

取目标的距离、速度、方位等有关信息。因此目标回波模型

(图 4) 的建立是雷达系统的建模的关键所在。

时延和多普勒频率确定后，要确定回波信号，还需要确

定回波的衰减系数。设雷达发射功率为Pt ，天线发射增益为

G t，接收增益为G r，工作波成为λ，目标的散射截面积 (RCS)

为σ，发射天线和接收天线的有效面积为A t和A r，目标与雷

达的距离为R，则在雷达接收处接收到的回波功率 P r 为 [2]

图 3. (a) 线性调频脉冲信号波形, (b) 线性调频脉冲信号频谱图

(a)

(b)

图 4. 目标回波模型

在常用的脉冲雷达中，回波信号是滞后于发射脉冲 tr的

回波脉冲。回波信号的延迟时间通常是很短促的，一般情况

下，目标距离 R = ctr / 2，其中 c 为光速。对于运动目标而言

还要考虑多普勒频移 f d 的影响 f d = 2νr / λ，其中 νr 为目标相

对于雷达的径向速度，λ为雷达工作波长。

(4)

脉冲雷达通常采用收发共用天线，即G t = G r = G，A t =

A r，将此关系式带入上式即可得到常用的雷达距离方程

(5)

四、雷达发射机与接收机模型

雷达发射机的作用是为雷达提供一个载波受到调制的大

功率射频信号，经馈线和收发开关由天线辐射出去。发射机

模型如图 5所示。

图 5. 发射机模型

雷达接收机 [3] 的任务是通过适当的滤波将天线上接收到

的微弱高频信号从伴随的噪声和干扰中选择出来，并经过放

大和检波后送至显示器、信号处理器或计算机控制的雷达终

端设备中。这里采用超外差式二次变频接收机，如图6 所示。

图 6. 接收机模型

五、方向图函数模型

在进行雷达系统仿真时，除了上述模块之外还有一个重

要的仿真模块就是天线方向图函数仿真模块和数字信号处理

模块。常用的方向图模型主要有高斯型方向图模型、余弦型

方向图模型和辛克型方向图模型 [4]。以单向辛克型方向图模

型为例，其方向图函数为

(6)


11

式中θ 0、ϕ 0 分别为天线主波束指向的方位角和俯仰角，

θ 3 dB、ϕ 3 dB 分别为天线主波束水平方向和垂直方向的3 dB波

束宽度。图7和图8分别为基于ADS的单向辛克型方向图模

型及其对应的方向图。

对线性调频脉冲压缩雷达系统而言，雷达信号源产生线

形调频脉冲信号经发射机上变频到射频，再由天线发射出去

到目标模型，产生目标回波，经天线进入和差通道接收机，并

把接收到的信号下变频到中频，A/D采样后再经正交双通道

采样得到I、Q两路正交信号分别进行压缩滤波得到脉冲压缩

信号，提高信噪比和距离分辨力。然后在和通道进行恒虚警

检测并实现测距 (三重频率法解距离模糊)，再通过和差通道

联合测角。图 12为利用雷达仿真模块在ADS中搭建的线形

调频脉压雷达系统仿真模型。

图 7. 单向辛克型方向图模型

图 8. 单向辛克型方向图

六、脉冲压缩处理及系统仿真结果

本文采用时域卷积法进行线形调频信号的脉冲压缩 [5]。

通过对接收信号 s (n) 与匹配滤波器的脉冲响应 h (n) 求卷积

的方法来实现的。匹配滤波器的脉冲响应 h (n) 为接收信号 s

(n) 的共轭镜像函数，则在时域等效求接收信号与发射信号的

复图共轭之间的互相关函数。匹配滤波器脉冲响应h (n) 的采

样点数为信号采样点数 N，则匹配滤波器输出 y (n) 为

(7)

根据上式基于ADS的脉冲压缩滤波器的内部实现如图9

所示。在实际应用中往往在复数域进行滤波处理，因此本文

采用正交双通道 (图 10) 的方法加以实现。图 11 为脉冲压缩

后的信号波形。

图 10. 脉冲压缩信号

图 9. 脉冲压缩滤波器的内部结构图

图 11. 正交双通道模块


12

假设目标距离雷达21.75 Km，相对位置为，方位角 -2°

和俯仰角0.5°，脉冲重复周期分别为70 µs、80 µs、90 µs时，

仿真结果如下图所示。

七、结束语

ADS软件所提供的仿真分析方法的速度、准确与方便性

较之以往的仿真软件均有很大改善， ADS这种图形化的建模

过程非常直观,且容易掌握,这种交互式的软件开发平台使用者

可以随时根据自己的需要修改或者添加新的模块，使得该雷

达仿真库很容易得到进一步完善，而且可以极大的缩减系统

级的建模时间。另外在雷达系统仿真过程中充分考虑到了射

频部分的影响，使得仿真结果更加真实、可信。

参考文献

[1] 徐喜安, 单脉冲雷达系统的建模与仿真研究[学位论文], 成都:

电子科技大学硕士学位论文, 2006

[2] 丁鹭飞, 耿富录, 雷达原理[M], 西安电子科技大学出版社, 1995

[3] M.I.斯科尔尼克[美]主编, 王军等译, 雷达手册[M], 北京:电子

工业出版社, 2003

[4] 杨万海, 雷达系统建模与仿真, 西安: 西安电子科技大学出版

社, 2007

[5] 胡海莽, 杨万海, 基于Simulink的脉冲压缩雷达系统建模与仿

真[J], 中国雷达, 2004(4):9-12

图 12. 线性调频脉冲压缩雷达系统仿真模型

(b)俯仰角差通道回波

(c) 三重频率和通道目标回波

(d) 测量结果显示

(a) 方位角差通道回波

图 13. 距离及角度测量结果


13

一、引言

在现代通信系统中，电磁环境相当的复杂，使得许多重

要的通信系统受到严重干扰，影响了正常的工作，产生严重

的后果。因此，加强无线通信系统干扰和抗干扰方面的研究

显得尤为迫切。总的来说，从干扰的来源分类，可分为自然

干扰和人为干扰两类。自然干扰以其发生源不可控制为特点，

例如电子噪声、天电噪声、沉积静电等。人为干扰以其发生

源可知并且可控为特点，例如各种发射机产生的杂散辐射等

无线电干扰，工业、医疗设备产生的非无线电干扰。对待不

同的干扰，相应的有不同措施针对干扰信号的特性进行干扰

的抑制。

根据通信干扰的不同技术特点，可以按照其频谱成分分

为瞄准式干扰、半瞄准式干扰和阻塞式干扰。阻塞式干扰信

号带宽比较宽, 所以干扰机发射的干扰功率只有覆盖在信号频

带的那一段才是有效的，可以对已调信号的整个频谱产生干

扰; 瞄准式干扰采用的工作方式是干扰信号的中心频率瞄准已

调信号携带信息的中心频率，因此瞄准式干扰信号的带宽比

较窄, 功率比较高; 半瞄准式干扰干扰信号的带宽也比较窄，

但是干扰信号的中心频率与已调信号的中心频率有一定的频

差，一般会产生谐波干扰或是交互调干扰。在本文中主要就

从这个方面来讨论噪声干扰对通信系统的影响。

二、系统建模及理想情况下的解调信号

主要分析在加入噪声之后，对AM调制解调通信系统的

影响。仿真分析中所涉及的通信系统，在发射端，调制信号

是以 50 kHz为中心频率， 2.5 kHz为带宽的信号，为了提高

仿真效率射频频率选择较低，载波是27 MHz的高频信号; 接

收端采用本振为 32 MHz 的正弦波信号进行混频，然后解调

中频为 5 MHz 的混频信号。

系统的基本结构如图1所示，前端为通信系统的发射端，

有载波信号源，调制信号发生源，AM调制模块，带通滤波器

和一个用来模拟信道中已调信号衰减的放大器; 后面是接收

端，由混频器，带通滤波器，AM解调模块，低通滤波器构成;

中间用一个功分器的逆向使用来模拟通信系统信道中会加入

的加性噪声。这样就构成了发射端，信道，接收端所组成的

AM调制解调通信系统。

为了防止可能由于系统设置问题而产生的正弦信号与通

信系统输入的调制信号不易分辨，调制信号不使用单频的正

弦信号，而改为使用V_nTone信号源产生的窄带信号。在未

加入噪声时，基带信号被解调，波形十分理想，与输入的调

制信号完全一致，如图 2所示。

基于 ADS 仿真的通信系统信道噪声干扰分析

王玉姣陈文青苏东林

北京航空航天大学电子信息工程学院电磁兼容实验室北京 100083

摘要: 通信系统中最常见到的是同频干扰，本文应用ADS软件对通信系统的发射机和接收机进行了系统级建模和仿真，针

对宽带噪声和单频噪声，阐述了两种干扰信号的特性和干扰机理，并进一步说明了在不同信噪比的情况下，AM调制通信系

统的抗加性噪声的性能。文章以ADS作为仿真平台，仿真结果表明ADS软件在系统建模和仿真分析方面表现出很好的性能。

关键词: 系统建模通信系统信噪比 ADS 仿真

图 1. AM 调制通信系统系统级建模

图 2. 理想状态下解调基带信号时域波形


14

建立的系统模型中没有加入噪声，各个分系统也都是基

本理想的状态，内部不会产生干扰分量，所以在接收端的解

调输出信号和输入的基带信号比较，基本没有差异。

在多次仿真实验中对系统参数的调整，可以分析得出在

阻塞式干扰情况下，当信噪比达到 11 dB以下的时候，解调

后的基带信号信息丢失; 相对来说，单频瞄准干扰信号情况

下，当信噪比达到 7 dB以下的时候，AM通信系统无法正常

传输信息。下面针对不同干扰信号下，根据以上指标界定的

大信噪比和小信噪比的情况分别进行仿真分析。

三、信道中加入宽带噪声对 AM 调制的影响

3.1 大信噪比

噪声源 1 uV，经放大器放大 35 dB，再经过 500 kHz的

带通滤波器; 载波电压为1 V，已调信号进入接收机前端时没

有衰减，使用ADS中计算平均功率的函数，计算出来的信号

平均功率是-24.9 dBW，噪声平均功率是-44.7 dBW，所以接

收机输入端的信噪比是19.8 dB。此时，输出信号波形较为理

想，能够被解调出来。

图4是从时域的角度将理想情况下的解调信号和加入噪

声后解调信号的波形进行比较，可以看出两者相差很小，基

本重合，所以在这种情况下，信息传输质量较好。

图 3. 接收端输入信噪比频谱曲线

图3为接收机前端信号和噪声的频谱图形，图中窄带的

频谱波形为已调信号的频谱，宽带频谱波形的为宽带噪声的

频谱。可以直观的看到所加的噪声较小，信噪比较大，由此

可以推出应该可以解调出基带信号。

图 4. 小信号宽带噪声干扰情况下解调输出时域波形

图 5. 无噪声和有噪声解调信号的频域比较

图 5 是未加噪声和加入噪声后解调信号的频谱曲线比

较，可以看到在上、下边带部分基本是吻合的，说明了基带

信号所携带的信息没有损失，可以被解调出来。

而时域和频域解调结果的比较分析，充分说明了基带信

号在调制以后，所携带的信息在上边带中可以全部解调得到。

在这个仿真中，由于是小信号干扰，输入端的信噪比能够达

到接近20 dB，远大于11 dB，所以在这种情况下，整个通信

系统的通信质量十分理想。

3.2 小信噪比

噪声源的输出宽带噪声经放大46 dB后，加入通信系统

中，使用计算平均功率的函数，计算出来的信号平均功率

是 -24.9 dBW，噪声平均功率是 -34.1 dBW，所以接收机输

入端的信噪比是 9.2 dB。此时，所加的噪声比较大，导致接

收机收到的信噪比很小，从理论上来说是不足以解调恢复到

原来携带信息的基带信号的。

图 6. 加入低信噪比宽带噪声的解调结果时域波形


15

而仿真后的输出结果可以通过图6看到，与图2中没有

干扰的解调信号相比较，可知接收机受到了严重的干扰，导

致在输出端无法对信号进行正常的解调，也就是在这种情况

下，AM 调制通信系统的信息传输质量十分差。

所以，说明在AM调制通信系统中，如果有宽频带阻塞形

式的干扰存在，并且干扰强度比较大，信噪比不能达到11 dB

以上时，通信系统是无法正常工作的。

在图8的对比结果中可以看到，由于噪声幅值较小，接

收机输入信噪比较大，所以可以较理想的解调基带信号，特

别是在基带信号的频率附近，解调效果更加理想，但是在基

带信号的倍频处，存在一些谐波干扰，使得解调效果不理想。

从时域波形来看，除了幅值有所减小之外，解调出的信号和

调制信号没有太大差别。

4.2 小信噪比

单频噪声频率不变，幅值为 300 mV时，计算得到噪声

平均功率为 -31.5 dBW，信噪比为 6.6 dB。此时，在图 9中，

可以看到上下边带都有信息损失，特别是在 50 kHz频点处，

有损失，虽然没有阻塞式干扰小信噪比时的情况严重，但是

在很大程度上影响了信息的传输，基本无法解调得到基带信

号。从时域的解调信号波形也可以看出，基带信号携带的信

息已经丢失，系统的信息传输效率很低。

图 7. 加噪前后频域曲线比较

如图7所示，从频域的角度来看，加入噪声后解调输出

的频谱中上下边带所携带的信息受到干扰严重，无法完成基

带信号携带信息的传输功能。

四、加单频噪声对 AM 调制系统的影响

4.1 大信噪比

在系统结构方面的调整，就是将阻塞式干扰噪声源换成单

频干扰源。单频噪声信号，主要干扰已调信号的上边带，所以

频率设为载频频率加调制信号频率27.05 MHz。在单频干扰电

压幅度为70 mV时，载波信号不变，与单频噪声叠加进入接收

机，经平均功率函数计算，信号平均功率为 -24.9 dBW，噪声

平均功率为 -44.0 dBW，此时接收机输入端信噪比为 19.1 dB。

图 8. 解调输出信号频谱比较

图 9. 解调输出信号频谱比较及时域波形

4.3 存在频差的小信噪比

如果将300 mV的单频噪声的频率改为27 MHz，也就是

用同样强度的噪声来干扰调制信号的载波，由于中心频率的

变化，在 0.1 MHz的带宽中的平均功率有一定变化，噪声平

均功率为 30.5 dBW，此时的信噪比为 5.6 dB。


16

通过图 10 中两个图形的比较，可以看到输出的解调信

号在上边带附近基本没有受到干扰，解调效果依然明显，甚

至与上边带干扰19.1 dB信噪比的情况下通信质量相差不多。

无论是从干扰还是抗干扰的角度来说，分析单频干扰信

号对通信系统造成的影响都很重要。上面提到的在同样的信

噪比条件下，针对AM调制解调通信系统，窄带干扰的中心

频率的不同，会影响系统最后输出的解调基带信号，也就是

说能在不同程度上影响系统的通信质量。由于经过AM调制

之后，基带信号的大部分信息都在边带之中，所以如果单频

干扰的频率是AM调制的载波频率，也就是基本对已调信号

上边带没有直接影响，只是存在部分交、互调干扰，这时的

通信质量明显会比同样信噪比下直接干扰已调信号上边带的

情况中通信质量好。

五、小结

本文通过系统建模仿真实例，说明接收机输入端的信噪

比对通信系统的性能产生的影响，以及不同特性的噪声信号

所带来的不同程度的影响。针对不同带宽噪声的仿真分析，

在抗干扰方面，阻塞式干扰比瞄准式干扰难于解决。在结果

的表示中，从解调后信号时域波形和频谱波形分别比较理想

状态和加入噪声后的状态，并得出结论。虽然加性干扰只对

已调信号的接收产生影响，但是加性干扰也是通信系统中最

常见的并且影响最大的一种干扰，从这个角度来说，对通信

系统中这一类问题的输入、输出信噪比的分析研究很有意义。

最后，通过本文具体实例的推广，利用ADS软件平台可以在

通信系统中加入各种不同性质的噪声，进行仿真模拟，为系

统的性能评估和敏感度分析提供很有效的工具。

参考文献

[1] 曹志刚, 钱亚生著, 现代通信原理清华大学出版社

[2] 王琼, 苏东林, 谢树果等, 射频接收机系统级建模中的噪声谱

分析[J], 北京航空航天大学学报, 2006, 32: 395-398

[3] Wang Qiong, Su Donglin. Prediction design of the noise and

gain specifications of the RF receiver[C]. Proceeding of 17th

international Zurich symposium on electro-magnetic

compatibility. Singapore: 2006: 262-265

图 10. 解调输出信号频谱比较


17

一、简介

TD-SCDMA UE的射频接收大多采用零中频结构。对于

零中频结构，射频信号在通过低噪放放大以后被混频器直接

下变频。所谓二阶交调就是器件输入端的单音干扰或者是调

制信号干扰由于器件的非线性所导致的在器件输出端产生的

接近零频的低频干扰。考虑零中频接收机的拓扑结构，LNA

和MIXER之间一般都有电容耦合，同时还有带通滤波器，所

以LNA输出端产生的IM2低频干扰信号基本会被滤除对系统

的影响不大，也就是 LNA 的 2 阶非线性对系统的影响不大。

然而混频器本身就是一个非线性器件，其二阶非线性将

在直流附近产生二阶干扰，由于零中频本身的特点，这一直

流附近的二阶干扰会落在有用信号带内或附近，将大大的影

响有用信号的接收，所以对零中频TD-SCDMA接收而言，二

阶交调是混频器的关键指标，需要仔细设计。

二、估计二阶干扰

假设对于 TD-SCDMA射频接收系统，输入的干扰信号

大小为 PBLOCK，输出的二阶干扰大小为PIM2，则输入二

阶交调就为:

其中输入的调制信号是RMC12.2k下行干扰信号。零中

频接收机的 IIP2 为 30 dBm，最终的二阶干扰通过转角频率

为 0.6 4MHz 的 RRC 滤波器。其中频谱仪 S1 监视零中频接

收机的输出频谱，频谱仪S2监视零中频接收机的输入频谱。

最后得到的仿真结果如下图所示:

利用 ADS 估计 TD-SCDMA 接收系统的二阶交调

郭为展讯通信

摘要: 本文在基于协议要求的基础上分析了TD-SCDMA UE接收系统的二阶交调 (IIP2) 指标要求，尤其是在调制信号输入

的情况下对二阶交调的要求，这一分析有助于更好的理解射频接收芯片的指标设计，可更好的指导系统设计和调试。其中调

制信号的二阶干扰 (IM2) 大小由 ADS 仿真获得。

关键字: TD-SCDMA RF IIP2 IM2 ADS

(1)

根据协议 [1]，TD-SCDMA 射频输入端存在两种干扰信

号，一种是单音阻塞，PBLOCK = -44 dBm。另一种是调制

信号，即 TD-SCDMA 频偏 4.8 MHz 处的临信道干扰信号，

PBLOCK=-49dBm。对于调制信号，必须通过仿真确定其产

生的二阶干扰和由单音直接产生的二阶干扰之间的关系。

在这里，我们利用 ADS 的 TD-SCDMA 库以及射频和

DSP 联合仿真特性建立仿真平台，仿真平台如下图所示:

图 1. 估计二阶干扰大小的 ADS仿真平台

图 2. ADS仿真结果

从上面的仿真结果可以看出，此时零中频接收机的输入

功率为0 dBm左右，输出的二阶干扰大小为PIM2 = -38.6 dBm。

在仿真中采用的零中频接收机的输入二阶交调IIP2 = 30 dBm，

从而在输入0 dBm大小单音信号的情况下，其输出的二阶干扰

大小应为:

(2)

从以上对比不难发现，在输入RMC12.2 k临信道干扰的

情况下，输出的二阶干扰要比输入单音情况下小 8.6 dB。


18

三、计算二阶交调

二阶交调的指标由阻塞 (Blocking) 决定。根据 3GPP

TS25.102 [1] 的规定，在阻塞条件下，最小接收信号和单音阻

塞信号功率为

综合公式 (8) 和公式 (12)，也即是对比单音阻塞和调

制信号阻塞情况下对输入二阶交调的要求，最终得到 TD-

SCDMA 系统中对输入二阶交调的要求为:

(3)

(4)

对于 TD-SCDMA，其 CDMA 方程可以表示为:

(5)

其中G P为处理增益 (Processing Gain)，对TD-SCDMA

RMC12.2 k 信道的扩频系数等于 8，从而处理增益等于

(6)

在公式 (5) 中Eb / N0 的最小要求为 4.8 dB [2]，从而可得

到在单音阻塞输入情况下要求的干扰信号必须满足:

(7)

所以单音阻塞情况下，输入二阶交调的要求为:

(8)

对于频偏4.8 MHz处存在的 -49 dBm的阻塞信号，假设

该信号在输出端产生的二阶干扰使得噪声系数恶化 0.3 dB，

也就是使得 Eb / N0 恶化 0.3 dB。此时的 N0 不仅包括原有的

噪声功率 PN，还包括 IM2 干扰功率 PIM2 ，即:

(9)

从而 IM2 干扰功率必须比噪声功率小 11 dB，即:

(10)

进一步我们假设阻塞调制信号产生的二阶干扰比由单音

信号产生的二阶干扰小X dB，X的大小由仿真决定，则在调

制信号阻塞情况下，对二阶交调的要求就为:

(12)

通过上节的仿真结果，得知由RMC12.2 k临信道阻塞产

生的二阶干扰比由单音信号产生的二阶干扰小 8.6 dB，从而

在调制信号阻塞情况下，对二阶交调的最终要求就为:

四、结论

本文利用ADS仿真得出了TD-SCDMA系统中调制信号

阻塞产生的二阶干扰和单音阻塞产生的二阶干扰之间的关系。

并由这一关系得出了如公式 (13) 所示的 TD-SCDMA 系统输

入二阶交调的要求。目前普遍采用的 TD-SCDMA 射频接收

芯片MAX2392所实现的输入二阶交调为33 dBm，显然满足

如公式 (13) 所示的系统要求。

参考文献

[1] 3GPP TS 25.102, "User Equipment (UE) radio transmission

and reception (TDD) (Release 7)".

[2] John G. Proakis, Digital Communications, 4th ed., McGraw-

Hill, 2006.

(13)

(11)


19

一、引言

随着电子技术的日益发展，雷达与电子战系统面临的战

场环境信号越来越复杂，对雷达系统而言，各种有源、无源

电子干扰信号以及复杂的杂波信号严重的影响了雷达系统对

目标的检测和处理，同时，各种新体制雷达在抗干扰手段方

面也得到了极大的加强，包括频率捷变、脉冲压缩、频率分

集以及增加信号带宽等方式提高抗干扰能力，并采用低截获

概率技术使雷达侦察设备很难完成对雷达的精确瞬时测频测

向，使干扰机不易完成欺骗式干扰。本文提出应用 Agilent

ADS仿真软件进行信号级线性调频脉冲压缩信号的干扰模拟

与仿真，在ADS软件环境下建立噪声干扰、异步脉冲和距离

假目标干扰模型，评估这三种干扰样式对线性调频脉冲压缩

体制雷达的干扰效果，在实际雷达上进行干扰试验验证模型

的正确性。

二、设计思路

由于线性调频脉冲压缩雷达具有大的时宽带宽积，解决

了检测能力和距离分辨能力及测距精度之间的矛盾; 大的信号

带宽使有源噪声干扰必须通过增加带宽，从而降低了噪声谱

密度，大大削弱了噪声干扰的效果; 线性调频信号采用脉内复

杂调制，对欺骗干扰也具有较强的对抗能力，因此，这种体

制雷达具有很强的抗噪声干扰和欺骗干扰的能力。针对线性

调频脉冲压缩雷达的这些特点，显然简单的噪声干扰以及噪

声调幅干扰不能对其进行有效的干扰，但由于脉冲压缩雷达

具有距离速度强耦合的特点，必须从频域上进行处理实施干

扰，经分析采用噪声调频干扰，实现破坏脉冲压缩雷达匹配

滤波器，使其处于失配状态，完成对线性调频脉冲压缩雷达

的压制干扰; 采用异步脉冲干扰使信号处理器处理饱和，使其

无法正确处理和分辨目标和干扰信号; 采用距离假目标干扰并

转发进入雷达接收机信号带宽内，实现距离欺骗干扰。

具体的工作我们交由ADS软件平台进行仿真设计，考虑

到仿真时间的效率问题，整个仿真设计均在 DSP 环境下进

行，并通过ADS的参数化功能对仿真程序进行调试，得到不

同参数下的仿真结果，最终找到最优的干扰效果，将干扰参

数记录并由硬件仪器完成干扰信号的物理实现。

三、线性调频脉冲压缩信号原理

[4] 为了提高雷达系统的发现能力、测量精度和分辨能力，

要求雷达信号具有大的时宽、带宽、能量乘积。但是，在系

统的发射和馈电设备峰值功率受限制的情况下，大的信号能

量只能靠加大信号时宽来得到。单载频脉冲信号的时宽和带

宽乘积接近于 1，增大信号时宽势必减小了带宽，大的时宽

和带宽不可兼得。因此，对单载频脉冲信号来说，测距精度

和距离分辨力同测速精度和速度分辨力以及作用距离之间存

在不可调和的矛盾。基于解决这个矛盾，最初提出了线性调

频脉冲压缩的概念，在宽脉冲内附加线性调频，以扩展信号

的频带，得到的信号时宽带宽乘积大于 1，称之为脉冲压缩

信号或大时宽带宽积信号。

线性调频矩形脉冲信号的解析表达式可以写成式1形式:

应用 ADS 软件进行脉冲压缩雷达干扰建模与仿真

肖秋任鹏宇

(西安电子工程研究所西安 710100)

摘要: 本文提出应用Agilent ADS仿真软件进行针对脉冲压缩体制雷达干扰信号仿真，在本文中，我们应用ADS进行针对

线性调频脉冲压缩体制雷达的干扰信号仿真，产生的干扰样式包括: 噪声干扰、异步脉冲干扰、距离假目标干扰三种干扰样

式，并通过仪表产生实际干扰信号，在某雷达上测试验证干扰模型的正确性。

关键词: 线性调频脉冲压缩 Agilent ADS 干扰模拟

(1)

f0 - 载波中心频率

k -线性调频信号的调制斜率

图 1、图 2 分别显示了线性调频信号的时域和频谱图。

图 1. 典型线性调频信号


20

当接收的雷达回波信号经过匹配滤波器后，形成极窄脉

冲信号，称之为脉冲压缩信号，脉冲压缩可以通过模拟和数

字的办法实现，模拟的办法是采用声表面波 (SAW) 滤波器完

成脉冲压缩，数字脉冲压缩通常有时域法和频域法，本文采

用时域卷积进行线性调频信号的脉冲压缩。

脉冲压缩利用卷积原理，将回波信号和与发射的线性调

频信号斜率相反的复共轭参考信号通过时域卷积或者频域相

乘，实现对回波信号的脉冲压缩，得到窄脉冲信号。

参考信号解析表达式可以写成式 (2) 形式:

容易得到足够大的功率;

干扰频谱有足够宽;

难以抗干扰的时间特性。　　

通常我们选择具有正态分布的噪声作为噪声干扰信号，

这是因为: 首先许多实际噪声源具有正态概率分布，易得到正

态分布的噪声; 其次雷达接收机内部噪声服从正态分布，外部

正态噪声进入接收机内部后不容易被识别并消除; 再者从信息

论的角度来看正态分布的噪声具有最大遮盖性熵。文献 [1] 指

出: 射频噪声信号是将噪声源产生的射频噪声经射频放大器放

大后得到的一种干扰信号，射频噪声干扰机也称为直接噪声

放大器。射频噪声干扰的窄带高斯过程:

图 2. 线性调频信号的频谱

(2)

接收机经脉冲压缩器输出信号 R(t)如式(3)所示:

(3)

* 为卷积运算符号

四、干扰信号产生原理

针对线性调频脉冲压缩我们采用了遮盖性干扰和欺骗性

干扰，其中遮盖性干扰包括: 射频噪声干扰、噪声调幅干扰、

噪声调频干扰以及异步脉冲干扰，欺骗性干扰则采用距离假

目标干扰形式。

4.1 射频噪声干扰

[2] 噪声干扰作为一种通用性很强的干扰措施一直得到广

泛应用，这是因为任何雷达接收机都有内部噪声，任何雷达

接收机无论采用什么手段都无法消除内部噪声，所以雷达接

收机的内部噪声一直是影响雷达探测能力的主要因素。因此

只要使外部噪声干扰信号能够进入雷达接收机，并使得该噪

声干扰信号具有与噪声内部类似的特性，则雷达无论采用什

么样的方式都无法将其去除。这就是许多年来人们一直关注

雷达噪声性能以及噪声干扰的原因。同时噪声干扰具有对敌

方雷达信息的要求较少这一优点，对于脉冲压缩雷达来说更

具有重要意义。一般来说，噪声干扰信号的选取必须满足下

面三个条件:

(4)

由于射频噪声干扰的制取一般是对低功率噪声的滤波和

放大，因此又称为直接放大的噪声 (DINA)。射频噪声干扰的

优点是干扰带宽大，实现方法简单，但缺点在于功率很难做

的很高，对雷达干扰效果不是很明显，尤其是对信号带宽较

宽的线性调频信号干扰效果不好。

4.2 噪声调幅干扰 [1]

噪声调幅信号是用噪声对载波进行调幅后形成的一种随

机信号，可以用来作为雷达遮盖式干扰信号的一种形式。它

的广义平稳随机过程为:

(5)

(6)

噪声调幅干扰是非平稳随机信号，其相关函数为

式中，Bn (τ) 为调制噪声 Un (t) 的相关函数，此式即为

著名的噪声调幅定理。噪声调幅信号的总功率为

(7)

(8)

可以看出，噪声调幅信号的总功率等于载波功率加上调

制噪声功率的一半。前者是直流成份，后者是交流成分，即

噪声调幅信号随机包络的起伏功率。显然，交流成分才能在

雷达终端形成遮盖性干扰，称为有效干扰功率。这就表明: 通

过调幅以后，调制噪声功率的一半能够成为有效干扰功率。

噪声调幅干扰信号对应的功率谱密度为


21

式中，Gn (f) 为调制噪声的功率谱，第一项代表载波的功

率谱，后两项代表调制噪声功率谱的对称搬移，它们的功率

和称为旁频功率，起遮盖性干扰作用的主要是旁频功率。与

射频噪声干扰类似，噪声调幅干扰对具有宽带特性的线性调

频信号干扰效果不明显。

4.3 噪声调频干扰 [1]

噪声调频信号是用噪声对载波进行调频后形成的一种随

机信号。可以用来作为雷达遮盖式干扰信号的一种形式，它

的广义平稳随机过程为:

参考文献 [3] 指出: 当mfe 》1时，只有[-B/2，B/2]内的很

小一部分干扰功率进入脉冲压缩器，而mfe 《1时，全部干扰

功率进入脉冲压缩器中。由此可见，噪声调频干扰对线性调

频脉冲压缩雷达具有较强的干扰性能，尤其是当mfe 《1情况

下干扰效果最好。

4.4 距离假目标干扰

距离假目标干扰也称同步脉冲干扰，属于欺骗性干扰，

欺骗性干扰与有源遮盖性干扰的根本区别在于: 遮盖性干扰的

预期效果是遮盖有用信号，增加目标检测时的不确定性，使

雷达得不到目标的相关信息，欺骗性干扰的预期效果是产生

假目标，以假乱真，欺骗或迷惑雷达。由于预期的干扰效果

不同，干扰信号的波形也不同。

欺骗性干扰有着与回波相似的特性，但又包含有雷达难

以识别的欺骗信息。它采用虚假的目标和信息作用于雷达的

目标检测和跟踪系统，使雷达不能正确检测和跟踪真正的目

标或者不能真确测量真目标的参数信息，从而达到迷惑和扰

乱雷达对真正目标检测和跟踪的目的。这里我们主要进行距

离假目标干扰，本方案距离假目标干扰的实现方法是: 首先产

生一与雷达线性调频信号完全一致的信号，然后将该信号进

行距离延迟，使其与雷达发射信号完全相参，由于该信号各

项参数与回波信号几乎完全相同，因此，进入接收机后假目

标信号将会按真实目标进行处理，使雷达接收系统无法辨别

其是干扰信号还是真实目标。

4.5 异步脉冲干扰

通常将雷达接收机内出现的时域离散的、非目标回波的

脉冲统称为脉冲干扰。脉冲干扰可分为同步脉冲干扰和异步

脉冲干扰。如果脉冲的出现与雷达的定时信号之间具有稳定

的时间关系，则称为同步脉冲干扰，如前面的距离假目标干

扰就是典型的同步脉冲干扰。如果脉冲的出现与雷达的定时

信号之间不具备稳定的时间关系，则称为异步脉冲干扰。异

步干扰脉冲在雷达距离显示器上的位置不确定，具有一定的

遮盖结干扰效果，特别是干扰脉冲的工作比较高时，干扰脉

冲与雷达回波脉冲的重合概率很大，使雷达难以在密集的干

扰脉冲背景中检测目标。但当干扰脉冲工作比较低时，由于

其覆盖真实目标的概率很低，遮盖效果较差，且由于它与雷

达不同步，容易被雷达抗异步脉冲干扰电路所对消。

本方案异步脉冲干扰的实现方法是: 产生与雷达发射线

性调频信号相同信号带宽、脉冲宽度的干扰信号，该干扰信

号的工作比较雷达线性调频信号而言大很多，即干扰信号为

高工作比条件，将该干扰信号与雷达回波信号合成后进入雷

达接收机进行脉冲压缩，通过调整干扰信号参数，研究不同

工作比条件下的异步脉冲干扰效果，以及在何工作比条件下，

经过脉冲压缩器后雷达不能正确对目标进行有效检测。该干

扰样式主要是对脉冲压缩器进行压制干扰，使其处于工作饱

和或不能正确从干扰环境下进行有效的目标检测。

(9)

(10)

(12)

(13)

式中调制噪声u (t) 为零均值、广义平稳的随机过程， ϕ为 [0,2 π] 均匀分布，且与u (t) 相互独立的随机变量，U j为噪

声调频信号的幅度，ω j为噪声调频信号的载波频率，K FM为

调频斜率。

噪声调频干扰是非平稳随机信号，其相关函数为

其中，

式中，∆ Ω = 2 π ∆ F n 为调制噪声的谱宽，mfe = K FM σn /∆F

n = f de /∆ F n 为有效调制指数，f de 为调频偏差，∆ F n 为调制噪

声带宽。

噪声调频干扰信号对应的功率谱密度为

上式中的积分只有当mfe 》1和mfe 《1时有近似求解。

(1). mfe 》1 时

上式说明mfe 》1时噪声调频信号的干扰带宽与调制噪

声带宽 ∆Fn 无关，而决定于调制噪声的功率 σ n 和K FM 调频

斜率。

(2). mfe 《1时噪声调频信号的干扰带宽为

2

(14)

上式说明mfe 《1时噪声调频信号的干扰带宽与调制噪声

带宽 ∆Fn，有效调制指数 mfe 均有关。

(11)


22

五、仿真结果及实测情况分析

根据以上理论分析及数学模型，我们运用ADS软件进行

干扰信号建模与仿真，并在实物雷达上进行实际测试，用于

验证干扰模型的正确性。图3为整个干扰系统的仿真原理图，

仿真的主要参数为: 信号带宽 Bw = 10 MHz，噪声调频干扰

带宽 ∆FjFM = mfe Bw，mfe = 0.1，2，干信比 JSR = 0 dB。具

体仿真结果见图 4 至图 8。

图 3.线性调频脉冲压缩干扰信号仿真框图

4 (a) 4 (b)

图 4. 未施加干扰的脉压输出信号，4 (a) 为未加权，4 (b) 为海明加权

5 (d)

5 (b)5 (a)

5 (c)

图 5. 射频噪声干扰结果，5 (a) 为未加权，5 (b) 为海明加权

5 (c) 为射频噪声频谱，5 (d) 为信号加干扰的合成频谱

6 (a) 6 (b)

6 (c) 6 (d)

图 6. 噪声调幅干扰结果，6 (a) 为未加权，6 (b) 为海明加权

6 (c) 为噪声调幅频谱，6 (d) 为信号加干扰的合成频谱

图 8. m fe = 2 时噪声调频干扰结果，8 (a) 为未加权，8 (b) 为海明加权

8 (c) 为噪声调频频谱，8 (d) 为信号加干扰的合成频谱

7 (a) 7 (b)

7 (c) 7 (d)

图 7. m fe = 0.1 时噪声调频干扰结果，7 (a) 为未加权，7 (b) 为海明加权

7 (c) 为噪声调频频谱，7 (d) 为信号加干扰的合成频谱

8 (a) 8 (b)

8 (d)8 (c)


23

从以上仿真结果我们不难看出，脉冲压缩体制雷达具有

较好的抗噪声干扰特性，从干扰效果来看，无论是射频噪声

干扰、噪声调幅干扰以及 m fe 》1 条件的噪声调频干扰对脉

冲压缩雷达干扰效果都不大，只有m fe 《1条件下才使脉冲压

缩后信号的旁瓣有显著的抬高，主副瓣比从39 dB下降到12.

8 dB。要想对脉冲压缩雷达进行有效的噪声干扰，必须加大

干扰功率，即增大JSR值，使回波淹没在干扰信号内，可以

预见当JSR达到一定值后，经脉冲压缩器输出的信号将无法

被检测处理，后面将给出在某雷达上的测试结果。

距离假目标仿真参数: 假目标距离回波信号延迟2us，即

300 m，仿真结果见图 9。

从验证试验实测结果来看，这几种干扰在假设瞄频精度

较高的条件下，对脉冲压缩雷达具有较好的干扰特性，尤其

是异步脉冲干扰样式对脉冲压缩器干扰效果十分明显。噪声

干扰条件下，当噪声干扰信号落在接收机带宽之外时，即使

干扰功率很大对脉冲压缩器的影响也很小，因此，对雷达而

言可通过频率捷变的办法对抗噪声干扰，噪声干扰机则可以

通过瞬时测频及数字储频技术进行雷达频率的跟踪，并将噪

声干扰调制到雷达接收机带宽内，实施有效的压制干扰。

图 9. 距离假目标仿真结果，左图为未加权，右图为海明加权

可见距离假目标对脉冲压缩器具有较强干扰能力，使雷

达不能分辨真实的回波信号。

异步脉冲干扰仿真结果如图 10 所示，可见在异步脉冲

干扰条件下，经脉冲压缩器输出的回波信号被异步干扰信号

淹没，干扰效果比较明显，这种干扰主要是针对脉冲压缩器

进行的，能够导致信号处理器处于饱和，由于异步脉冲通过

匹配滤波器，形成多个假目标，这些假目标具有距离等间隔

特性，将导致雷达无法对真实目标的参数做出正确的测试。

图 10. 异步脉冲干扰仿真结果，左图为未加权，右图为海明加权

通过ADS 仿真后，我们选择了三种最为有效的干扰信

号: 噪声调频干扰、距离假目标干扰、异步脉冲干扰进行验证

试验，试验方法是通过仪器产生实际的干扰信号，并通过功

率合成器将干扰信号和雷达线性调频产生器产生的线性调频

信号在中频部位注入到雷达脉冲压缩器中进行干扰试验，实

测情况如图 11~13 所示。

图 11.噪声调频干扰实测结果 (m fe = 0.07, JSR = 10 dB)

图 12. 距离假目标干扰实测结果

图 13. 异步脉冲干扰实测结果


24

六、结论

我们应用ADS软件对线性调频脉冲压缩雷达信号，以及

射频噪声干扰、噪声调幅干扰、噪声调频干扰、距离假目标

干扰、异步脉冲干扰等干扰样式进行了建模与仿真，通过仿

真不难看出在相同条件下噪声干扰性能中，比较主副瓣比指

标，噪声调频在m fe《1的条件下干扰效果最明显，其他依次

是m fe 》1的噪声调频干扰、噪声调幅干扰、射频噪声干扰，

但这几种干扰要实施有效干扰必须要使干扰信号进入接收机

处理带宽，当雷达采用捷变频技术时，干扰效果将很差，相

比而言采用数字储频技术的假目标及异步脉冲干扰技术不需

要太大的干信比就可达到对雷达有效的干扰效果，这主要是

由于它们可通过雷达接收机处理带宽，同时，它们与雷达信

号相参，脉冲压缩器将按回波信号进行处理，从而使雷达不

能分辨目标与干扰的区别，尤其是异步脉冲干扰，由于它采

用一次捕获连续转发，将导致雷达信号处理器的饱和，使雷

达系统无法完成对目标的有效检测和跟踪。

参考文献

[1] 赵国庆. 雷达对抗原理[M]. 西安: 西安电子科技大学出版社，

2003: 124-155

[2] 王 . 脉冲压缩雷达干扰样式分析及效能评估[D]. 硕士学位论

文. 成都: 电子科技大学, 2003: 30-31

[3] 宋春江, 张剑云. 噪声干扰对线性调频脉冲压缩滤波器的干扰

效果分析[J]. 电子对抗技术, 2000, 15(5): 6-7

[4] 姜波. 线性调频脉冲压缩雷达视频目标模拟信号的产生[D]. 硕

士学位论文. 长沙: 国防科技大学, 2003: 5-6

[5] 孙龙祥, 羌洪发. 高重频脉冲干扰技术探索[J]. 中国电子科学

研究院学报, 2006, 1(2): 147-150


25

用 ADS 设计源极反馈低噪声放大器

刘国赢羊恺韩方茂来晋明

(电子科技大学电子工程学院成都 610054)

摘要: 源极串联反馈技术用于微波低噪声放大器，使得噪声匹配易于实现，增加稳定性，但是可取得的增益也随之减小。本

文利用ADS软件，设计出一种工作在S波段的低噪声放大器，反复调整其稳定性，反射，噪声和增益，较好地实现了各项指标。

实测结果如下: 工作频带 3.8 GHz~4 GHZ 内，噪声系数小于 0.6 dB，输入反射< -18dB，增益 > 14 dB。

关键词: 串联反馈低噪声放大器稳定性匹配

一、前言

微波低噪声放大器目前应用于雷达，电子对抗，遥测遥

控，微波通信，以及各种高精度的微波测量系统中 [1]，是接

收系统中不可或缺的器件。作为接收机的前端部件，一般要

求低噪声放大器具有很小的噪声，较高的增益，较低的输入

输出驻波比，以及绝对稳定。要满足这些互相矛盾的指标只

有综合考虑，折中处理。本文详细分析了源极串联反馈技术，

并根据该原理设计制作一种S波段低噪声放大器。主要指标

如下: 工作频带 2 GHz~2.25 GHZ 内，噪声系数小于 0.8 dB，

输入反射小于 -18 dB，增益大于 16 dB。

二、源极串联反馈原理

低噪声放大器各方面的指标相互影响相互制约，本质上

讲它是一个矛盾的统一体，其设计实际上是在噪声，驻波，增

益，稳定性等因素间折中，寻求最优匹配。所谓反馈是指电

路的输出的一部分或全部通过一定的路径被返回到输入端并

与输入量一起对电路产生影响。若反馈信号与输入信号的相

位相反，使得作用后输入信号减弱就叫做负反馈。源极串联

反馈即在场效应晶体管的源极串联电感，该技术使得这一折

中过程可以实现，或更容易实现。

在微波频段，多使用高电子迁移率晶体管 (HEMT)，和

常规微波晶体管相比，它具有低噪声，高增益等优势，沟道

参杂浓度较低 [2]。其源极串联反馈的原理图如1.1和1.2所示:

图 1.1 和图 1.2分别是场效应管没有源极反馈和带有源

极的简化电路原型 [3]，由图可推知晶体管未加源极反馈的等

效输入阻抗Z in和加源极的反馈电感后的等效输入阻抗Z in分

别为:

图 1. 不带源极反馈图 2. 带源极反馈

与 Z in 相比，Z in 多出了两项，g m L S / C g 和 jwL S . g m L S /C g 使得沿着等导纳向着电阻增大的方向变化，jwL S 使得 Z in沿着等电阻圆向着电抗增大的方向变化。使得分别以下三个方

面发生变化。

(1) 噪声匹配

晶体管最佳噪声匹配点往往与最优驻波匹配点不相一

致，很难在取得最佳噪声匹配的同时得到良好的驻波。源极

串联形成反馈，使S 11* 比 S 11 更接近 Γopt，即源极电感使最

优驻波匹配点向最佳噪声匹配点靠近。这使得放大器的噪声

匹配更容易实现，特别在宽带情况下。

(2) 稳定性

源极串联反馈可以改善放大器的稳定性。实际厂家生产

的晶体管，均满足 |S 22| π 1所以输入稳定判别圆中包含Smith

圆图中心点的那部分区域为稳定区 [4]。可知，Z in向着输入稳

定区域变化。即源极串联电感可以改善晶体管的稳定。

(3) 增益

由于 β π 1，加反馈后晶体管的放大倍数减小了。所以，

在利用源极串联技术设计放大器时，为达到一定的增益，反

馈量不宜过大，并且所选用晶体管的增益必须足够大。

(1)

(2)


26

三、源极串联反馈低噪声放大器的设计

在微波频段，集中器件电感会产生较大的寄生参数。实

际设计微波低噪放时，使用了微带线代替集中器件的电感。

串联反馈是以牺牲增益为代价的，且过重的电感反馈易在频

率高端出现增益尖峰，导致放大器带外自激.综合权衡，反

馈量不宜过大 [5]。根据指标要求，本设计选用三菱公司的

MGF4953A。本设计采用了串联反馈，同时综合权衡噪声，

增益，反射和稳定性，进一步采用了管子输出端串联一个小

电阻的方法来增加稳定性，从而确保各个目标均可以实现。

在 Design Guide 工具中选择 Amplifier 项，再选择 S 参数选

项，有多种分析，选择第一项就可以进行最佳噪声匹配分析。

其具体在仿真软件里的图形如下

使用 ADS 中的史密斯圆图工具可以很方便的实现输入

输出匹配。本设计采用分布电路来实现匹配。输入匹配过程

如图5所示。输入输出电路的参数及机构如图6、图7所示。

图 3. Design Guide原理图

图3和图4是改进前后稳定系数的对比图。可见晶体管

在相当宽的范围内，特别是在信号频段内是稳定的。但晶体

管在低端还是潜在不稳定的。可以通过选择合适的匹配方式

和直流偏置网络进一步提高稳定性。

图 4. 改进前的稳定系数图 5. 改进后的稳定系数

在 ADS 的低噪声放大器设计中可以很方便的找到最佳

匹配点和最佳功率匹配点，通过优化得出顾及驻波和噪声的

情况下的输入阻抗，以及负载阻抗。此时的源阻抗和负载阻

抗为

(3)

图 7. 输入匹配图 8. 输出匹配

本设计采用亚龙公司的AD350A03011基片，其介电常

数为3.5，厚度为0.762毫米，损耗角正切为0.001，铜箔厚

度为0.035 mm。通过ADS的计算工具LinCal计算出电路的

物理尺寸。这样得到初始电路只是理想电路，缺少实际电路

需要的隔直电容，以及必不可少的直流偏置网络，以及实际

会产生寄生效应的T型结。把这些都加上去以后，会发现电

路的响应指标会有所偏差，并且电路的带宽不够，这些都是

自然的。其中直流偏置的进行手动调整电路匹配，比如改变

微带线的长度和宽度，T型结的各端口宽度。计算的过程中，

常常会在仿真控制器里发现警告Warning，一般都是警告 T

型结的宽度太大或是太小，可以忽略，仿真器会自动采用插

值法进行计算。如果手动调整的电路达不到预期的要求，就

需要使用ADS的优化工具来进一步改善指标。把所有设计需

要的指标作为优化目标来优化电路图，包含稳定，噪声，增

益，反射。在设置优化尺寸时要考虑到实际加工，电路的体

积和屏蔽盒要求。优化好得电路图如图 8所示。优化后的电

路指标如图 9所示。

图 6. 匹配


27

为了保证设计的准确性，采用ADS中的联合仿真来确定

电路的指标。联合方针的版图如图 10。

图 9. 优化后的电路图

图 11. 噪声系数

图 10. 增益和输入输出反射

图 12. 稳定系数

把上面所述的 LAUOUT 图导到 AOUTOCAD 画图软件

中。并对电路进行合理的铺地。在电路图的绘制中，一定要

留足够的调试空间。微波放大器的正常工作需要屏蔽盒的屏

蔽。因为微波放大器会产生辐射，会影响周围微波器件的正

常工作; 周围的微波器件也会产生辐射，影响微波放大器的正

常工作。合理的屏蔽盒尺寸对微波放大器的正常工作是很重

要的，不合理的屏蔽盒将会引起微波放大器的自激等现象。

屏蔽盒的高度不宜做的太高，太高会加大空间耦合，引起放

大器的自激; 如果高度做的太低降影响电路的电特性，影响放

大器的输入输出驻波、增益等一系列的指标。所以屏蔽盒的

高度要设计一个合理的值。一般是基片厚度的八到十倍。在

电路与屏蔽盒的设计完成以后，将进行外协加工。

四、结论

本文使用Agilent公司ADS软件设计低噪声放大器，在

工作频带为 3.8-4 GHz 范围内实现噪声系数小于 0.6 dB，输

入、输出驻波优于1.3，增益约为14 dB，带内无条件稳定。按

照Layout图加工电路板，测试结果输入、输出驻波小于1.4，

噪声小于 0.7 dB，增益约 14 dB。

由以上的设计结果可以看出，运用Agilent公司ADS软

件设计低噪声放大器，以及其他的器件都是非常准确，方便，

和高效的，省去了大量计算的繁琐，也节约了成本。

参考论文[1] 沈致远, 《高温超导微波电路》, 国防工业出版社, 2000

[2] J.-S. Hong， M. J. Lancaster， D. Jedamzik, and R B. Greed," On the development of superconducting microstrip filters formobile communications applications, " IEEE Trans, MTT-47,Sept. 1999, 1656-1663

[3] STI Inc, " A receiver front end for wireless base stations," Microwave Journal, 39, 4, 1996, 116-120

[4] 练平, 高性能接收机前端研制, 电子科技大学硕士学位论文

[5] 清华大学微带电路编写组, 微带电路, 清华大学出版社

[6] 何德宽, UHF 频段高温超导接收机前端子系统研究, 电子科

技大学硕士学位论文

图 13


28

一、引言

W波段功率放大器是超宽带无线通信、汽车雷达和电子

战系统中的核心部件。InP基HEMT和HBT工艺，是W波段

功率放大器MMIC普遍采用的工艺技术。目前，国外研究机

构已有大量 W波段功率放大器 MMIC 的报道 [1,2]。国内的相

关研究和应用则处于比较初级的阶段。

本文报道了基于中国科学院微电子研究所 InGaAs/InP

DHBT工艺的W波段功率放大器的设计和仿真。我们研制的

四指 InGaAs/InP DHBT 器件在 1.5 V 和 40 mA 偏置条件下

f max 大于 200 GHz，击穿电压BV CEO 大于 7 V [3]。电路的传

输线结构采用共面波导(CPW)，简化了电路设计和仿真，并

且可以避免使用成本高昂的背孔和背金工艺，同时也为电路

中相邻的传输线之间提供了较高的隔离度。

二、工艺及器件

我们在中国科学院微电子研究所四英寸化合物半导体

工艺试验线上流片制作了 1 µm x 15 µm 单指 DHBT 器件及

4 x 1 µm x 15 µm四指DHBT器件。GSMBE技术生长的外延

层材料结构如表 1 所示。

器件的制作工艺采用了成熟的三台面DHBT标准工艺 [4]。

工艺中用BCB (聚苯丙环丁烯) 完成器件的钝化和平坦化，获

得了良好的器件性能。图 1所示为制作完成的发射极面积为

4 x 1 µm x 15 µm 的四指 InP DHBT器件的照片。

基于 ADS 的 W 波段功率放大器 MMIC设计

陈高鹏郭健楠金智

中国科学院微电子研究所北京 100029

摘要: 本文介绍了采用中国科学院微电子研究所 InGaAs/InP DHBT工艺的W波段功率放大器MMIC设计。利用ADS进行

了直流偏置点选择、匹配电路设计及S参数仿真、谐波平衡仿真以及Momentum电磁场仿真，完成了电路仿真设计。原理图

及电磁场仿真结果显示功率放大器在94 GHz工作频率下增益为6.1 dB，3 dB带宽为DC~103 GHz，饱和输出功率大于16 dBm，

同时输入输出回波损耗小于 -20 dB，隔离度大于 30 dB。目前电路正在流片制作当中。

关键词: ADS W 波段 MMIC

组分厚度 / nm 掺杂浓度 / cm -3

InGaAs 200 Si: 2 x 10 19

InP 130 Si: 1.2 x 10 19

InP 40 Si: 2 x 10 17

InGaAs 65 C: 3 x 10 19

InGaAs 50 Si: 1 x 10 16

InGaAsP 40 Si: 1 x 10 17

InP 200 Si: 1 x 10 16

InP 200 Si: 1.2 x 10 19

InGaAs 50 Si: 2 x 10 19

InP 400 Si: 1.2 x 10 19

InP 衬底

图 1. 发射极面积为的四指DHBT

Fig 1. picture of the fabricated 4-finger DHBT with 4 x 1 µm x 15 µm emitter

由四个 1 µm x 15 µm 发射指并联组成的多指 DHBT 器

件，可以提供更高的输出功率。四指DHBT器件的直流电流

增益β为53.6，最大电流密度大于1.2 mA/µm 2，最大振荡频

率 f max大于200 GHz (V ce = 1.5 V, I c = 40 mA)，集电极击穿电

压BV ceo大于7 V。良好的击穿和高频特性，使四指InP DHBT

器件非常适合用于 W 波段功率放大器的设计。

三、电路设计与仿真

建立准确的大信号模型，是进行功率放大器设计和仿真

的基础条件。利用 Agilent ICCAP 软件及微波探针台，我们

对四指DHBT器件进行了直流、小信号在片测试，提取器件

参数，建立了器件大信号模型。在VBIC模型基础上，用ADS

支持的SDD表征了载流子速度和耗尽层宽度随电压变化等物

理效应 [5]，直流及射频特性都可以和测试数据较好拟合。

表 1 外延层材料结构

Table 1 Epitaxy Layers Material Structure


29

1. 直流偏置点及拓扑结构

为了获得较大的增益，电路采用共发射级 - 共基极

Cascode 结构，并且偏置在 Class A 状态。利用 ADS 中的

Transistor Bias Utility 可以非常方便地获得器件在 Class A

状态下的最佳偏置点。在最佳偏置点下，器件可以获得最佳

线性，并且充分发挥器件的功率容量，保证负载线在器件的

安全操作区域 (SOA)。如图 2 所示为最佳偏置点的选择。

匹配网络的设计，可以采用ADS中的Smith Chart Utility

工具或 Impedance Matching Utility 工具完成。前者通过

Smith 圆图手工完成匹配，利用后者则可以通过输入不同频

点的匹配阻抗由ADS自动设计不同级数和精度的匹配网络，

使得匹配网络设计过程高效快速。如图 5 所示为利用 Smith

Chart Utility工具完成输入匹配网络设计，采用LC低通网络，

将源阻抗 (4.082 + j 1.001) Ω匹配到 50 Ω。输出匹配网络的

设计，利用 Impedance Matching Utility 完成，将负载阻抗

(8.411 + j 20.224) Ω匹配到了 50 Ω。

图 2. Class A最佳偏置点确定

Fig 2. optimum bias point of Class A using ADS Transistor Bias Utility

Cascode 共发射级基极偏置电压为 0.9 V，共基级集电

极偏置电压为 4.5 V，分别通过输入输出端口的 Bias Tee 加

入; 共基级基极偏置电压为 2.3 V，通过四分之一波长 CPW

传输线加入。电路的静态偏置电流为 47 mA，工作状态为

Class A。电路的拓扑结构如图 3 所示。

图 3. W波段功率放大器拓扑结构

Fig 3. topology of the W-band power amplifier

2. 匹配网络设计及 S参数仿真

Cascode结构输出端对地并联电阻、电容并联网络，可

以有效提高电路的稳定性，使K因子在全频率范围内大于1。

电路的输入和输出匹配网络设计为共轭匹配，以获得最大增

益传输。因为器件是非单向化的而端口网络，输入和输出阻

抗相互影响，所以通常情况下匹配网络的设计是反复迭代优

化的过程。利用 ADS 中的 SP_NF_GainMatchK 模板，可

以非常方便地获得同时实现输入和输出共轭匹配的源阻抗及

负载阻抗，从而极大地简化了匹配网络的设计过程，如图4

所示。

图 4. 输入输出同时共轭匹配的源阻抗及负载阻抗

Fig 4. Zs and Zl for simultaneous conjugate match using

ADS SP_NF_GainMatchK template

设计完成的匹配网络中包括了电感和电容，可以利用

ADS 中的 LineCalc 工具将电感转换为 CPW 传输线。在

LineCalc工具中设置采用的 InP衬底材料参数，选择合适的

特征阻抗，可以计算得到CPW的W和G参数，并且通过调

整CPW的电长度，可以获得等效于分立电感的CPW几何参

数。匹配网络中的电容则采用 BCB介质 MIM 电容实现。设

计完成的原理图如图 3 所示。在 ADS 中完成 S 参数仿真及

Momentum 仿真，功率放大器在 94 GHz 工作频率下:

S 21 = 6.1 dB, S 12 = -33.5 dB, S 11 = -24.6 dB, S 22 = -30.0 dB

图 5. 输入匹配网络设计

Fig 4. input matching network design using Smith Chart Utility


30

3. 谐波平衡仿真及版图设计

利用ADS中的HB谐波平衡仿真器，完成了功率放大器

的大信号仿真。可以得到功率放大器在 94 GHz 时的线性功

率增益为 G p = 6.08 dB，饱和输出功率为 P -1 dB = 16.2 dBm，

最大功率附加效率为 PAE = 18.9%，如图 6 所示。

四、总结

基于中国科学院微电子研究所研制的InGaAs/InP DHBT

工艺，对DHBT器件进行了大信号模型建立，设计和仿真了

一款W波段功率放大器单片集成电路。Agilent ADS是强大

的射频和微波毫米波电路设计仿真软件，利用其 Transistor

Bias Utility、SP_NF_GainMatchK、Smith Chart Utility、

Impedance Matching Utility、DC仿真器、AC仿真器、S参

数仿真器、Momentum仿真器及HB仿真器完成了W波段功

率放大器设计的整个流程。仿真结果显示设计完成的W波段

功率放大器在94GHz时线性功率增益为G p = 6.08 dB，饱和

输出功率为 P -1 dB = 16.2 dBm。

参考文献

[1] WANG H, SAMOSKA L, GAIER T, et al. Power-amplifier

modules covering 70-113GHz using MMICs[J]. IEEE Transac-

tions on Microwave Theory and Techniques, 2001, 49(1):9-16.

[2] CHEN Y.C, INGRA D.L, Lai R, et al. A 95GHz InP HEMT

MMIC amplifier with 427mW power output[J]. IEEE Microwave

and Guided Wave Letters, 1998, 8(11):399-401.

[3] JIN Z, SU Y.B, CHENT W, et al. High-Speed InGaAs/InP

Double Heterostructure Bipolar Transistor with High Break-

down Voltage[J]. Chinese Physics Letters, 2008, 25(7):2683-

2685.

[4] JIN Z, SU Y.B, CHENT W, et al. High Current Multi-Finger

InGaAs/InP Double Heterojunction Bipolar Transistor with the

Maximum Oscillation Frequency 253GHz[J]. Chinese Physics

Letters, 2008, 25(8):3075-3078.

[5] 葛霁，金智，陈高鹏等. 考虑载流子速度和耗尽层宽度随电压

变化的VBIC 模型[J]. 半导体学报，已录用。

图 7. W波段功率放大器版图

Fig 7. layout of the W-band power amplifier

图 6 . 输出功率、增益及功率附加效率

Fig 6. Pout Gain and PAE

图7所示为W波段功率放大器的版图，其尺寸为0.9 mm

x 0.6 mm，目前电路正在流片制作当中。


31

利用 ADS 分析谐波负载阻抗对功率放大器性能的影响

马云轩羊恺

电子科技大学电工学院四川成都 610054

Email:[email protected]

一、引言

功率放大器接近功率饱和时其特性呈现强非线性，其产

生的谐波会对功放性能产生一定影响。特别在 AB 类或 B 类

功放中，较大的谐波分量对输出功率的影响不能忽视。所以

在设计输出匹配电路时，要求比较精确地估计谐波负载阻抗

对功率放大器输出功率的影响，并采取一定的手段进行部分

的谐波能量回收，从而提高功率放大器的性能。这些都可以

用 ADS 软件中的负载牵引 (LoadPull) 功能作出精确的分析。

二、二次谐波负载牵引仿真分析谐波负载阻抗对

输出功率的影响

本文以 freescale公司的MRF373来验证二次谐波负载

阻抗对功率放大器性能的影响，在用谐波平衡法仿真分析的

时候须用到此管子的 MET LDMOS MODEL 模型，见图 1，

此模型可以到 freescale公司的网站下载。使用Agilent ADS

软件可以进行负载牵引仿真，即在一个大的范围内扫描负载

阻抗，逐点作谐波平衡分析计算输出功率，并在负载阻抗圆

图上绘制等输出功率圆，从而清楚地显示出二次谐波负载阻

抗对功率管输出功率的影响。

分析步骤是先确定最优输出功率对应的基波负载阻抗及

基波源阻抗，然后固定这两个阻抗，再对二次谐波负载阻抗

作负载牵引仿真。功率管工作中心频率为 860 MHz，偏置在

AB 类状态，谐波平衡分析中共考虑 5次谐波。

基波负载阻抗牵引原理图及仿真结果如图2、图3; 基波

源牵引仿真结果如图 4所示:

摘要: 本文利用 ADS 软件中的负载牵引 (LoadPull) 功能精确分析了谐波负载阻抗对功放性能的影响，并确定了最优谐波

阻抗，提出了优化谐波负载阻抗的方法，仿真设计结果证明了在功放设计中优化谐波负载阻抗有重要意义。

关键字: ADS 负载牵引谐波负载输出匹配最大输出功率

图 1. MET LDMOS MODEL模型的大信号等效电路

图 2. 基波负载阻抗牵引原理图

图 3. 基波负载阻抗牵引仿真结果


32

由此可见: 最优基波负载阻抗是: 2.95 + j*1.01。同理

进行基波源阻抗牵引仿真，最后可得到最优基波源阻抗是:

2.65 + j*0。在确定了基波源及负载阻抗后，将二者固定，然

后进行二次谐波的负载牵引，结果如图 5 所示:

图 4. 基波源阻抗牵引仿真结果

三、回收二次谐波能量的输出匹配电路实现形式

由以上分析可知，为了回收二次谐波的能量，MRF373

输出匹配电路应该有如下功能:

a.在基波频率上其提供 2.95 + j*1.01 的阻抗;

b.在二次谐波频率上提供 0.07-j*6.88 的负载阻抗。

这里采用了 λ / 4 短节线作为实现手段，由 ADS 辅助设

计，可以先针对基波负载阻抗设计好输出匹配电路，然后在

匹配电路前并联一段高阻抗短路短节线，其对于基波频率接

近于四分之一波长，即可实现最优谐波负载阻抗。由于该短

节线对基波频率接近于四分之一波长并且阻抗很高，它的加

入对匹配电路的基波负载阻抗影响极小，可以忽略不计。

电路设计过程如下:

(1)设计匹配电路提供最优基波负载阻抗，电路拓扑如下

图 6:

图 5. 二次谐波的负载牵引仿真结果

由上图可见当二次谐波负载为0.07-j*6.88时，有最大输

出功率47.83 dBm，效率58.03%，而在没有进行二次谐波的

负载牵引之前，其最大输出功率为47.41 dBm，效率54.86%，

可见最大输出功率提高0.42 dB，效率提高3.17%。这些改善

对于最大输出功率达 60 W 的功放来说还是很可观的。

图 6. 未优化谐波的输出匹配电路及反射系数


33

可以看出: 基波负载阻抗为 2.493 + j*1.001，二次谐波

负载阻抗为 1.3 + j*25.75。由二次谐波负载牵引仿真圆图可

以看出其谐波负载阻抗较差。

(2) 在匹配电路前并联一段高阻抗短路短节线以优化谐波

负载阻抗。合理地选择短节线阻抗与长度，并通过仿真进行

微调，可以得到良好的效果，见图 7。

由仿真结果可知: 基波负载阻抗为 2.6 + j*0.9,二次谐波

负载阻抗为 0.3-j*7.1时，基波阻抗变化不大，而其谐波负载

阻抗接近最优值。然后将上面的匹配电路放入谐波平衡仿真

电路中进行仿真, 输出功率可以提高 0.4 dBm，效率可提高

3% 以上。

四、结论

本文利用ADS详细分析了在AB类功放中谐波负载阻抗

对功放性能的影响，通过优化谐波负载阻抗，以使功放实现

了较好的输出功率和效率。

参考文献

[1] ADS Help Documentation,Agilent Technologies.

[2] http://www.aglient.com

[3] Steve C. Cripps，RF Power Amplifiers for Wireless

Communications. 2006

[4] Simpson and Vassar, "Importance of 2nd Harmonic Tuning

for Power Amplifier Design", 48th ARFTG Digest, December,

1996.

[5] Sevic, McGuire, Simpson, and Pla, "Data-based Load-pull

Simulation for Large-signal Transistor Model Validation", Micro-

wave Journal, March 1997,pp. 124-128.

图 7. 优化谐波后的输出匹配电路及反射系数


34

一、引言

光接收机前端放大器主要用于放大由光信号转换而来的

微弱脉冲电信号。采用低噪声放大器可以使信号的信噪比恶

化程度大大减小，同时由脉冲光信号 (皮秒量级) 转换得到的

电信号需要频带较宽的放大器进行放大，这样才能保证信号

的完整性。本文采用的是分布式低噪声放大器结构，设计带

宽为 9 GHz，能够对皮秒量级光信号产生的微波信号进行有

效放大。采用该种结构的放大器，能够得到较高的增益平坦

度，信号的保真度较高。

二、宽带分布式放大器

分布式放大器的概念早在上个世纪中期就已经提出，这

种结构的放大器突破了增益带宽积的瓶颈，能够在具有一定

增益的情况下得到较宽的带宽，并且具有较高的增益平坦度。

分布式放大器的拓扑结构如图 1 所示:

当射频信号在栅极线上传输时，每级放大器都被电压波

所激励，信号通过具有增益特性的跨导转移到漏级线上，如

果两条传输线的每段时延相同，且每条传输线终端均接有匹

配的负载，则输出线上向右传输的信号就可以叠加，而反向

电流则被匹配负载所吸收 [1]。这样就能达到较好的级间匹配。

输入输出是另一项设计难点，尤其是要求设计具有足够

带宽的电路时更是如此，随着工作频率和电路的复杂程度的

提高，电路中的无源器件的作用回越来越显著 [2]。输入输出

的DC Block经常采用的是专门的器件，在一个器件内完成一

方面尺寸较大，另一方面干扰较大。分布式放大器由于其较

宽的增益带宽和较高的增益平坦度，现在主要用于由脉冲产

生的微波信号的放大。

三、电路设计

首先运用 ADS 建立基本模型，如图 3:

用于光接收机前端的 DC - 9 GHz低噪声放大器

陈柳叶玉堂补世荣宁俊松

电子科技大学光电信息学院

摘要: 本文运用 ADS软件设计、仿真并实现了一种用于光接收机前端的DC-10 GHz低噪声分布式放大器。该放大器理论

带宽为 9 GHz，增益为 12 ± 1.5 dB，驻波比小于 2，噪声系数小于 6 dB。主要用于光接收机前端的微波信号放大。

关键词: 分布式放大器宽带光接收机前端

分布式放大器在实现的过程中最重要的是解决单级放大

器之间的寄生效应，放大器内部的电容和级间的电感形成一

个低通网络 (如图 2 所示)，这个低通网络决定了分布式放大

器的高频端特性，然而放大器内部的寄生电容是固定的值，

所以除了选择合适的单级放大器外，只有调整级间的电感值，

才能得到满意的高端特性。

图 1. 分布式放大器的拓扑结构

图 2. 分布式放大器等效电路: (a) 等效栅极线, (b) 等效漏级线

(a)

(b)

图 3. 电路基本模型


35

本文所采用的放大器是NEC公司的NE32584，总共用

4级低噪放并联实现目标中的增益和带宽。基片为ARLON公

司的 880B0105520基片，介电常数为 2.17，厚度为 10 mil。

分布式放大器基本上是无条件稳定的，所以在匹配上可以不

做过多的考虑，采用一般的匹配方式，运用ADS软件中自带

的优化过程，能够轻易达到与 Γ sopt 完全匹配。

在把级间微带线设置为等效为电感线的宽度下，将原理

图中的级间微带元件长度参数设为变量，设置优化目标进行

优化，就能够使得每条传输线上的时延相同，从而得到优良

的级间匹配。一般情况下，越靠近输出端的匹配线长度越长，

为了使器件的整体长度不至于过长，多采用曲折线的形式进

行布板。在光接收机的前端，输入端的 DC Block 可以省去

(光接收机中，微波信号是通过一个等效二极管输入到微波放

大器的)，从而减小器件的复杂程度，避免多余的寄生参量。

分布放大器中的Bias Tee也是一个较为难解决的问题，如果

Bias Tee的特性不是很好将，导致器件无法使用，所以一般

的 Bias Tee 也是采用专门的结构。

在原理图采用梯度算法初步优化成功后，用 50 欧姆微

带线来代替原理图中的各个连线，进行更为精确的优化，见

图 4:

可以看到，增益带宽超出预计范围，可以达到更宽。理

论上增加级联放大器的数量可以得到更高的增益，但是在超

过一定数量的情况下，增益反而回降低。这个最佳数量值主

要与栅极回路和漏级回路衰减有关。在增益带宽积不足的情

况下，可以采用在输入端接入一个共栅极FET管来提高增益

带宽积 [3] 。实际的试验测试结果如图 6:

图 4. 考虑所有微带线后完整原理模型

原理图中的部分连接线没有用微带线代替，主要是因为

该处的元件较小，可以不考虑焊盘大小，以减小不必要的寄

生参量。将电压设置为可调谐量进行调整，并运用ADS软件

中的Annotate DC Solution工具找到合理的工作点，仿真结

果如图 5:

图 5. 仿真结果

图 6. 8720ET 测试结果

图 7. 器件实物图

测试仪器为Agilent公司 8720E矢量网络分析仪。测试

结果带宽达到8.5 GHz，在9.5-10 GHz亦有增益。噪声小于

6 dB。器件实物图如图 7:

四、结论

本文从原理图出发，用ADS软件设计仿真了DC-9 GHZ

分布式放大器，通过ADS软件的优化，增益达到12 ± 1.5 dB，

反射小于 -10 dB，噪声小于 6 dB。以及达到实验室成品，测

试结果达到设计指标。

参考文献

[1] Wong T Y. Fundamentals of Distributed Amplification [M].

Norwood, MA: Artech House Inc, 1993.

[2] 刘光祜, 张玉兴译, Ulrich L.Rohde & David P.Newkirk.RF/

Microwave Circuit Design for Wireless Application.电子工业出

版社

[3] 焦世龙, 叶玉堂等.20 GHz 宽带 GaAsPHEMT 分布式前置放

大器, 电子学报, VOL.35 NO.5, May 2007


36

一、引言

无线局域网 (WLAN) 作为最成功的短距离无线接入方式

之一，目前已经得到了广泛的的应用。由于市场的发展和技

术的演进，目前使用最多的WLAN 标准为 802.11a/b/g，其

工作于两个不同的频段: 2.45 GHz 和 5.7 GHz。多个频段的

使用对多标准/频段的射频前端提出了挑战，设计一个同时能

工作在两个频段甚至更多频段的接收机成为人们研究的一个

热点。设计多标准/频段接收机的一个基本挑战就是在满足不

同无线标准/频段指标的同时最大可能地共享 (Share) 或复用

(Reuse) 电路模块以尽量减小芯片面积，从而减小成本，其

中低噪声放大器是最有可能共享的电路模块之一。

本论文给出了一双频段低噪声放大器的设计，中心频

率分别在 2.45 GHz 和 5.7 GHz，覆盖 WLAN 系统 (即频段:

802.11b/g 2.4-2.485 GHz和802.11a 5.15-5.35 GHz, 5.725-

5.825 GHz) 的应用。

二、双频段匹配技术

目前低噪声放大器输入匹配多采用源极电感负反馈来实

现最优化的噪声匹配和输入匹配，如图 1(a) 所示 [1]。其输入

阻抗为:

由 (3) 式可知，源极电感负反馈结构仅适用于一个单频

段窄带的工作范围，不能满足宽带或多频段匹配的需要。

考虑在晶体管输入端再增加一个 LC并联谐振结构，如

图 1(b) 所示 [2]。其输入阻抗为:

一种应用于 WLAN 双频段的 LNA 设计

文进才孙玲玲

教育部“射频电路与系统”重点实验室

杭州电子科技大学微电子 CAD 所 310018

摘要: 针对 WLAN 的应用采用 GaAs HBT 工艺设计实现了可以同时工作在两个频段 (2.45 GHz 和 5.7 GHz) 的低噪声放大

器。放大器输入端采用源极电感负反馈结构和并联LC谐振网络来实现双频段工作; 输出端采用并联 -并联结构来实现小面积

下的宽带匹配。电路采用 GaAs HBT工艺流片，测试结果表明，放大器在 2.45 GHz、5.25 GHz 和 5.7 GHz频段可以分别提

供了 22.5 dB、13.2 dB 和 13 dB 的增益及 13.6 dB、14 dB 和 22.2 dB 的输入回波损耗。芯片消耗电流 7.5 mA，占用芯片总

面积 1.53 mm x 0.62 mm。

关键词: WLAN 低噪声放大器双频段 GaAs HBT

(1)

为了得到 50 欧姆的输入阻抗匹配，在要求的工作频率

范围内以下条件需要满足:

(2)

(3)

(4)

(6)

(5)

为了得到 50 欧姆的输入阻抗匹配，在要求的工作频率

范围内以下条件需要满足:

由 (6) 式可知，增加的并联LC谐振网络对低噪声放大器

的传输函数引入了一个新的极点，使其由单频段工作变为双

频段工作。实际设计时，根据要求的频率 (2.45 GHz 和 5.7

GHz) 选择合适的电感值和电容值由 (6) 式来实现要求的匹配。

此处，电容C1的引入实际上是增加了一个自由度，使得器件

的选择和电路的设计更加灵活。

图 1. 低噪声放大器的输入匹配: (a) 单频段匹配, (b) 双频段匹配


37

为了减小面积，输出匹配采用并联 - 并联结构，但由于

电阻的反馈，噪声将稍微有所恶化 [3]。

三、电路及版图设计

最终的双频段低噪声放大器采用 2级放大，采用 GaAs

HBT工艺实现。图2~4分别给出了完整的电路示意图、在ADS

仿真中的示意图和芯片照片 [4]。

电容C2用来在两级放大电路之间进行直接耦合，放大

器总共消耗电流 7.5 mA，电压为 3 V。

四、测试结果

电路采用微波探针台、网络分析仪和 GSG 探针进行在

片测试。图5~7分别给出了测试和仿真的S参数、仿真的NF

和 OIP3 结果。

S参数测试结果表明，放大器在2.45 GHz、5.25 GHz和

5.7 GHz 频段可以分别提供了 22.5 dB、13.2 dB 和 13 dB 的

增益及 13.6 dB、14 dB 和 22.2 dB 的输入回波损耗; 在这些

频段的输出回波损耗分别为16.2 dB、23.5 dB和19.8 dB，同

时S12均在 -40 dB以下，显示了低噪声放大器具有较好的输

入、输出匹配，一定的增益和较好的反向信号隔离。另外，图

5还给出了仿真值和测试值的对比，除S22参数外，仿真和

测试结果比较一致。

由于测试环境原因，此处仅给出了低噪声放大器NF和

IP3的仿真结果，其噪声系数在该频段内小于3.2 dB，输出3

阶交调点 (OIP3) 在 2.45 GHz 和 5.7 GHz 时约为 12 dBm。

表1给出了多频段LNA的分别工作在2.45 GHz、5.25 GHz

和 5.7 GHz 的性能汇总。

图 2. 完整的双频段低噪声放大器示意图

图 4. 双频段低噪声放大器芯片照片

图 3. LNA在 ADS中仿真示意图

图 5. 双频段 LNA S 参数测试与仿真结果 (实线: 仿真值; 圆圈: 测试值)

图 6. 双频段 LNA NF仿真结果


38

五、结论

采用 GaAs 工艺设计实现了双频段工作的低噪声放大

器，中心频率分别在2.45 GHz和5.7 GHz，覆盖WLAN系统

(即频段: 802.11b/g 2.4-2.485 GHz 和802.11a 5.15-5.35 GHz,

5.725-5.825 GHz) 的应用。芯片消耗电流7.5 mA，占用芯片

面积 1.53 mm x 0.62 mm (包含 PAD 等测试结构)。该放大器

结构可应用于宽带或多标准无线应用中以减小成本。

参考文献

[1] Derek K. Shaeffer (1997). A 1.5-V, 1.5-GHz CMOS Low

Noise Amplifier. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 32(5):745-

759.

[2] Hossein Hashemi, Concurrent Multiband Low-Noise Ampli-

fiers-Theory, Design,and Applications, IEEE Transaction on

Microwave Theory and Technique, Vol.50, No.1, pp.288-301,

Jan.2002.

[3] P. W. Lee (2003). A SiGe Low Noise Amplifier for 2.4/5.2/5.

7 GHz WLAN Applications. IEEE ISSCC Dig. of Tech. Papers,

224-225.

[4] Agilent Advanced Design System Documentation, Agilent

ADS2005A.图 7. 双频段 LNA 3 阶交调仿真结果

(a) f1=2.45 GHz, f2=2.451 GHz

(b) f1=5.7 GHz, f2=5.71 GHz

频率 2.45 GHz 5.25 GHz 5.7 GHz

增益 22.5 dB 13.2 dB 13 dB

S11 -13.6 dB -14 dB -22.2 dB

S22 -16.2 dB -23.5 dB -19.8 dB

S12 -41.5 dB -43 dB -43 dB

噪声 NF, sim 3 dB 2.8 dB 3.2 dB

线性 OIP3, sim 12 dBm 11 dBm 11 dBm

表 1. 双频段 LNA主要性能参数 (注: 噪声和线性均为仿真值。)


39

引言

宽带放大器通常是指频带在倍频程以上的放大器，当频

带为几个倍频程以上的多倍频程时，往往又称超宽带放大器。

宽频带放大器主要用于电子战设备中的侦察、干扰、宽频带

雷达、微波仪表、超高速数字电路等，是目前越来越重要的

放大部件 [1]。

本设计使用WIN的0.15 µm的低噪声PHEMT的工艺线，

在ADS 2008设计环境进行设计，图1是此工艺线的Layout

布局图，图 2是 2 x 75 mm PHEMT 管在 ADS 环境中的噪声

模型。

论文首先介绍行波式放大器的基本原理，然后是使用

ADS设计行波式MMIC放大器，包括原理图仿真，协同仿真

和统计分析，基本实现了设计性能指标，最后是对此设计的

总结。

一、基本原理

行波式放大器又称分布式放大器，它的基本原理是把微

波管的输入、输出电容和输入、输出电阻分别吸收到输入、输

出传输线中，由多条传输线和多个微波管构成分布式有损传

输线。只要传输线负载和传输特性阻抗匹配，它就相当于无

频率限制的有损匹配传输线，使微波以行波方式在传输线中

传播。此外，如果设计合理，使输入传输线和输出传输线传

播相位一致，就能使微波传播过程中由微波管逐次放大，从

而构成理论上没有频率限制的微波放大器。图 3是 4单元的

行波式放大器，图中多段输入微带线(高阻线)将各FET栅极

相连，简称栅极线; 输出微带线 (高阻线) 将各FET漏极相连，

称为漏极线。

超宽带低噪声 MMIC 放大器的设计和研究

沈利江

(上海航天电子研究所上海)

摘要: 本论文描述了一款四阶 GaAs 行波式 MMIC 放大器的设计，仿真和布局。此放大器在 2~18 GHz 的工作频带内增益

波动小于 ± 1 dB，增益超过 12 dB，噪声系数小于 4 dB。本设计使用的是 WIN 的 0.15 µm 低噪声 PHEMT 工艺线，在 ADS

2008 设计环境下实现的。

关键词: 行波式超宽带 ADS MMIC

Abstract: This report describes the design, simulation and layout for a four stage GaAs MMIC distributed amplifier. The

amplifier is designed to be operated from 2 to 18 GHz while limiting the gain ripple to less than ± 1 dB, while the gain is more

than 12 dB and the NF is less than 4 dB. The WIN 0.15 µm low noise PHEMT process and Advanced design system 2008 is

utilized for this design.

Key word: distributed amplifier ultra-wideband ADS MMIC

Design and research of ultra-wideband low noise MMIC amplifier

Shen Lijiang

(ShangHai astronavigation electron institute,ShangHai)

图 1. WIN 0.15 µm低噪声 PHEMT 的工艺线

图 2. 2 x 75 mm PHEMT管的 ADS 的模型


40

通过巧妙的选择晶体管的大小以及栅极、漏极高阻线

的感抗，栅极线与晶体管的栅极旁路电容、漏极线与晶体管

的漏极电路可以设计成“人造传输线”，从而匹配到系统阻

抗 Z 0 (通常为 50 欧)，终端电路同样也取 Z 0。这样，输入信

号沿着“人造传输线”输入到晶体管，由晶体管的跨导放大

后再通过“人造传输线”输出，理论上可以达到完全匹配，从

而达到行波放大的效果。

行波式放大器的频响特性由输入线的衰减决定，增益由

漏极线的衰减决定。在设计时先选择晶体管的大小，然后可

以根据晶体管的大小知道晶体管的输入输出电容，即

PHEMT 管的栅源电容 (C gs) 和漏源电容 (C ds)。由式 1.1 [2]，

选定“人造传输线”的特性阻抗 (比如选择50欧) 以及PHEMT

管的栅源电容 (C gs) 和漏源电容 (C ds)，就可以计算出 L g 和

L d，从而可以确定栅极线和漏极线。

二、设计方法

行波式MMIC放大器的设计指标见表1，通过对指标的

分析，对于WIN 的 0.15 µm PHEMT工艺，要实现 12 dB的

增益3~4管芯的行波式放大器可以达到，在本设计中为有足

够余量选择4管芯。每个管芯大小2 x 75 µm，偏置电压为正

电压 6 V，负电压为 -0.1 V。

图 3. 行波式放大器原理图

(式 1.1)

设计传输线两边的端接阻抗和向反方向看的阻抗是相同

的，因而每个漏极电流源分流一半沿漏极线方向传播，另一

半沿相反方向传播，如果输入线和输出线的相速设计得保持

同步，见式1.2，则相连栅极间输入电压的相移和相邻漏极间

输出电压相移相等。向右前进的行波信号将因相位而迭加输

出，反方向传播的信号因相位不同而大部分抵消，其余部分

由匹配负载吸收。图 4 为改进后的行波式放大器。

(式 1.2)

图 4. 带有相速补偿电感的行波式放大器原理图

根据理论分析，FET个数 n增大时，放大器增益并非单

调增加。当 n增加到一定数量以后，增益反而下降。FET数

量n必须满足式1.3，α g是栅线损耗，式1.4是行波式放大器

增益G的表达式，可见G理论上和频率无关，只受 n的制约。

(式 1.3)

(式 1.4)

参数频率范围小信号增益增益平坦度输入驻波比输出驻波比

设计指标 2~12 GHz ≥ 12 dB ≤ ± 1 dB ≤ 1.6: 1 ≤ 1.5: 1

表 1 行波式 MMIC 放大器设计指标

本设计的主要流程是先进行原理图设计，达到指标以后

进行 layout，与原理图协同仿真，验证原理图结果，如果协

同仿真不能达到设计指标，则返回原理图重新设计，如果协

同仿真也能达到再进行统计分析。

2.1 原理图和协同仿真

先根据式1.1计算栅极线和漏极线，然后以计算得到的

栅极线和漏极线作为初始值，以设计指标为优化指标对原理

图进行优化，等优化到需要的指标以后，调整原理图，布局

版图，同时对调整后的原理图进行优化，最后得到版图和3D

图如图 5和图 6 所示，然后对此电路进行协同仿真。

图 5. 行波式放大器版图

图 6. 行波式放大器 3D 图


41

图 8. 敏感度分析结果

(c) 输出回波系数

图 7. 是行波式放大器的原理图仿真结果，图 8. 是协同

仿真结果。

首先，我们分析电路的敏感度，图8为对之前设计的电

路进行敏感度分析的分析结果，从分析结果我们可以看出 l 3对噪声系数和增益影响较大，C2对输入回波影响较大，而对

输出回波影响最大的是 TL31 的长度。

图 7. 行波式放大器的原理图仿真结果

图 7. 行波式放大器的协同仿真结果

(a) 输入输出驻波比 (b) 增益

(c) 噪声系数

(a) 协同仿真原理图

(d) 噪声系数

(b) 输入输出驻波比

(c) 增益

从原理图仿真和协同仿真的结果比较可以看出，协同仿

真结果相对原理图仿真性能有所恶化，主要是输入输出驻波

比和噪声系数性能指标变差，增益平坦度反而变好了，主要

还是因为EM仿真考虑了线间耦合等一些原理图考虑不到的

问题。我们就用这个原理图结果进行后面的统计分析。

2.2 统计分析

任何工艺线都是存在加工误差的，而工艺误差有可能导

致MMIC的成品率下降，进而造成浪费，因为流片的成本是

非常昂贵的。ADS提供的高级统计工具可以根据工艺的误差

量进行成品率分析和优化，以达到提高MMIC成品率的目的。

A D S 的高级统计功能包括可编程优化、敏感度

(Sensitivity) 分析、成品率 (Yield) 分析、成品率 (Yield) 优化、

DOE 和成品率敏感度矩形图。

(a) 噪声系数 (b) 输入回波系数

其次我们根据WIN的0.15 µm低噪声PHEMT工艺误差

对电路进行成品率仿真，抽样250个点，由表2可知只有181

个通过，成品率只有 72.4%，所以我们需要对各个指标进行

分析，观察哪个指标对成品率影响最大。图 8为各个指标的

成品率矩形图，从图中我们看到，在工艺误差影响下，噪声

系数，输出回波和增益都能达到指标要求，影响成品率的就

是输入回波，从敏感度分析中我们可以知道，TL31的长度对

输入回波影响最大，而对其他指标没有多少影响，所以在下

一步进行成品率优化的时候，应该主要优化TL31的长度，希

望能提高成品率。

图 8. 成品率矩形图

表 2. 成品率仿真结果

Yield NumFail NumPass

72.400 69.000 181.000


42

最后对电路进行成品率优化，由于 TL31的长度对输入

回波损耗影响最大，而对其他指标影响不大，所以优化TL31

的长度，以期达到更高的成品率。表 3为优化后的成品率仿

真结果，图 9为优化后的成品率矩形图，由此可见，通过优

化TL31的长度，输入回波的性能有了明显的改善，从而提高

了成品率。

Yield NumFail NumPass

89.600 26.000 224.000

三、结束语

本文研究了 ADS 进行 MMIC 设计的基本方法，我们可

以看到，ADS提供了完整的MMIC仿真设计流程，从原理入

分析到Layout，再到协同仿真，以及成品率分析，其实如果

要进一步设计的话，还需要对调整后的版图进行协同仿真，

如果电脑配置好的话，还可以对协同仿真进行成品率分析。

当然最终版图还需要进行 DRC，这里就不再叙述。

论文设计的行波式MMIC放大器在2~18 GHz频带内的

噪声优于 4 dB，输入驻波比优于 1.6 (1.7)，输出驻波波优于

1.5，增益大于 13 dB，成品率接近 90% (98%)，基本达到设

计指标要求。

参考文献

[1] 赵保经主编.微波集成电路[M].北京: 国防工业出版社，1998

[2] Steve Marsh.Practical MMIC Design[M].London:Artech

house,2006

[3] Stece G.Bandy,Clifford K.Nishimoto. A 2-20 GHz high-gain

monolithic HEMT distributed amplifier.IEEE Transaction on elec-

tron devices,VOL,ED-34:2603-2609

[4] Jeremy Stampfly.Broadband Small Signal Amplifier MMIC.

MMIC Design EE525.787 fall 2007

表 3. 优化后的成品率仿真结果

图 9. 优化后的成品率矩形图


43

一、引言

随着无线通信技术的发展，工程师越来越倾向于使用频

谱效率高的线性调制方案来增加系统容量。但通信发射机系

统中的功率放大器会使发送信号产生非线性失真，对相邻信

道产生不同的干扰，进而严重影响了通信质量。因此必须将

相邻信号的干扰信号控制在一定的范围之内。

对于包络变化的线性调制技术，很难消除交调产物，因

此必须采用线性化发射系统。目前解决此问题的主要方法是

用大功率A类放大器进行功率回退，但这种方法功率效率很

低; 另一种方法是采用线性化技术，即采用适当的外围电路，

对放大器的非线性特性进行矫正，从而在电路整体上呈现对

输入信号的线性放大效果。

在所有线性化技术中，前馈技术最成熟，但是前馈系统

是以系统的高复杂度和高成本来实现非线性改善，而且前馈

系统是在功放的输出端进行信号矢量合成，从而造成前馈环

中推动级功放消耗功率较大。预失真是线性化技术最常用的

方法，预失真器的概念和思路相对简单，但预失真信号的产

生却比较困难，利用DSP实现PA的逆非线性传递函数同样

也面临很大的问题，PA非线性模型的建立，数字信号处理的

带宽等等。反馈是闭环系统，具有自适应能力，但对系统的

延迟时间和增益要求较高。它要求放大器有足够增益，通过

高增益来获得失真抑制。从线性化的角度看，反馈是用增益

换取失真抑制，预失真信号的产生是在主功放之前引入附加

功率放大器，所需信号功率较小，而前馈是在主功放之后进

行信号的合成矫正，所需的预失真信号功率较大，因此它在

提高系统效率方面具有先天的优势。

本文借助Agilent公司推出的ADS仿真软件仿真研究了

反馈线性化技术，并将预失真技术与反馈技术结合在一起，

有效解决了预失真信号产生困难的问题。

二、反馈预失真系统的原理分析

反馈预失真系统结构如图1所示，它包括一个信号对消

和反相失真信号放大电路，图 1表示出反馈预失真线性化系

统的基本结构。

基于 ADS 的射频反馈预失真系统设计

牛栋正

电子科技大学微波测试中心

摘要: 本文使用 Agilent 公司系统仿真软件 Advanced Design System (ADS) 仿真研究了反馈预失真线性化功率放大器系

统。该系统采用反馈对消预失真方法产生误差信号，然后误差信号与主信号在合成器中合成预失真信号，再经过主功放进行

放大，从而减小功放产生的非线性失真。经过预失真系统处理之后，功放输出的 IM3、IM5 和 IM7 均有 15 dB以上的改善。

关键字: 反馈预失真对消环路功率放大器线性化

图 1

反馈预失真系统由耦合器、功率合成器、移相器和辅助

放大器组成。

输入端耦合器将射频输入信号耦合出一小部分，经过移

相器校准相位之后，与功放输出端耦合并经过移相的信号在

功率合成器中对消，从而获得失真信号。此失真信号为输入

信号的同相互调失真分量，将这个失真信号通过移相器调节

相位，使其相位与输入信号相反，然后和主路输入信号在功

率合成器中合成为预失真信号，送入主功放放大，主功放中

所产生的信号交调失真分量恰好与输入反相失真信号经过功

率放大器放大之后的信号抵消，从而减小PA 输出的非线性

产物，从而获得线性化效果。

其基本原理可以用描述功率放大器非线性效应的泰勒公

式简要表示为:

Y (t ) = a1 X (t ) - b1 X (t ) + a3 X 3 (t ) - b 3 X 3 (t )

+ a5 X 5 (t ) - b 5 X 5 (t ) + ......


44

Y (t ) 表示系统输出信号，X (t ) 表示输入信号，a 1 表示

功放对信号的线性放大倍数，a 3表示功放产生的三阶互调系

数，a 5表示功放产生的五阶互调系数，b 1表示未对消完全的

双音信号经过推动级放大之后对输入主路信号的损耗系数，

该系数越小，表示信号对消环的性能越好，对主路信号造成

的影响越小，b 3和b 5各表示反馈环路获得的三阶、五阶失真

信号系数，该系数主要受反馈耦合信号大小和相位匹配的影

响，以及推动级功放增益的影响。这里我们主要分析三阶、五

阶和七阶失真，即 IM3、IM5 和 IM7。

三、反馈预失真系统的搭建

在构建反馈预失真系统之前，首先选择一个合适的功率

放大器，这里选择mini公司的ZHL-900-10 W射频功放管，该

功放管工作在 480~900 MHz, 1 dB压缩点有 38 dBm 左右。

为了更清楚的研究这个功率放大器的性能，我们首先使

用单音仿真来获得它在射频段的增益特性和功率压缩特性。

单音信号频率设定在810 MHz，输入功率从0 dBm扫描

到20 dBm，共扫描201个点。这里使用谐波平衡法来进行压

缩点仿真，用 S 参数法仿真增益特性。

单音1 dB压缩点仿真和增益特性仿真原理如图2所示，

仿真结果如图 3、图 4所示。

图中红线表示功率放大器的实际工作曲线，蓝线表示功

率放大器在理想状况下的线性工作曲线。m3点标示为功率放

大器的 1 dB压缩点，m4标示为放大器在理想状况下线性放

大时的输出功率。

图 2

由图3可知此功放管的1 dB压缩点为38.035 dBm左右。

图 3

图 4

由图 4可知，在 800 MHz~820 MHz 频段，功放管增益

在23.5 dB左右，波动不足0.2 dB，因此增益相对比较稳定，

不会在信号放大过程中对频段内的输入信号产生明显的差异。

选定了功放管，并且仿真研究了它的增益特性和压缩特

性，然后研究它在未加反馈预失真电路时的非线性特性和非

线性产物，这里使用谐波平衡法进行仿真。

在信号源控件栏目中选取所需的信号源。这里我们选取

P_nTone。在参数设定栏中，设定双音输入功率为12 dBm，

频率分别为809 MHz和811 MHz，频率间隔为1 MHz，谐波

仿真的总共阶数设定为 9阶。

原理图见图 5。

图 6 为输入双音信号功率谱。

图 7 为功放输出信号功率谱。

图 5


45

由图 6可以看出，仿真信号源产生的 11 dBm 的输入信

号很纯净，谐波功率低于 -300 dBm，可以忽略不计。

图9为反馈预失真系统双音信号输出功率谱，由图示仿

真结果可知，三阶交调失真改善了18.883 dB，五阶交调失真

改善了 15.491 dB，七阶交调失真改善了约 18 dB。

由图7可以看出，双音信号经过功放被放大至34 dBm，

但同时产生了很丰富的谐波分量，其中包括 12 dBm的三次

谐波，-10 dBm左右的五次谐波和 -26 dBm的七次谐波。

反馈预失真系统仿真原理图见图8所示，双音信号输入

频率809 MHz和811 MHz，功率为12 dBm。经过引入Optim控件优化，以及手动调节优化参数，以降低输出功率 2.5 dB

的代价，获得了较好的交调抑制。输入信号耦合出的信号经

过负90度移相，输出信号耦合出的信号经过180度移相，两

路信号在功率合成器中对消掉双音信号，再经过移相器的相

位微调，获得反相失真信号，反相失真信号经过增益为20 dB的推动放大器放大，之后与主路信号合成为预失真信号，从

而获得预失真信号。经过反相非线性失真信号的注入，我们

获得了经过预失真的主路信号，此信号在经过主功放放大的

过程中，能够有效抑制主功放的非线性交调产物，从整体上

改善功率放大器的非线性特性。

图 9

四、结论

本文通过用ADS软件仿真研究了反馈预失真系统，主要

通过信号对消技术来实现失真信号的获取，然后注入主信号

形成预失真信号，双音测试在 809 MHz和 811 MHz频点上，

获得 18 dB的三阶交调改善，15 dB的五阶交调改善，18 dB

的七阶交调改善。在整个系统仿真过程中，相位和幅度的调

节很重要，幅度主要考虑输入信号耦合功率和输出信号耦合

功率匹配对消，以及反相失真信号的推动放大，确保经过末

级功放之后能够有效消除交调产物，相位主要考虑对消电路

中输入部分和反馈部分相位反相，以及经过推动放大之后与

主路信号合成，反相失真信号在末级功放的输出端与主信号

产生的交调失真信号反相，从而获得放大器的线性化。经过

反馈预失真系统的构建和优化调试，有效的改善了功率放大

器的非线性失真。

由上可以看出，我们在分析射频预失真系统的时候，使

用Agilent公司的ADS进行系统的构建和优化、放大器非线

性特性的分析以及谐波谱的分析是相当方便的。

参考文献

[1] 张玉兴，射频模拟电路，电子工业出版社，2002 年 9月。

[2] Youngsik Kim; Youngoo Yang; Sanghoon Kang; Bumman

Kim，Linearization of 1.85 GHz amplifier using feedback

predistortion loop，Microwave Symposium Digest, 1998 IEEE

MTT-S International Volume 3, 7-12 June 1998 Page(s):1675

-1678 vol.3

[3] LinQiang, ZhangZuYing, GuoWei. Design of Feedback

Predistortion Linear Power Amplifier. Microwave journal, vol.48,

No.5, May.2005

图 8

图 6

图 7


46

As more and more data transferring and communica-

tion are needed through wireless internet access, world-

wide interoperability for microwave access (WiMAX) is

developing fast, pushed to the spotlight. As a promising

communications system, also known as IEEE 802.16, it is

intended for wireless metropolitan area networks and has

shown the outstanding features in internet and communi-

cation service. WiMAX can provide broadband wireless

access up to 50 km for fixed stations, and 5 -15 km for

mobile stations, and data rate up to 75 Mbps. The alloca-

tion frequency bands are 2.7 GHz, 3.5 GHz and 5.5 GHz. It

employs orthogonal frequency division multiplexing (OFDM)

technology with modulation from BPSK to 64-QAM, to

reduce the multipath interference and enhance the spectral

efficiency (~5 bps/Hz). The disadvantage is the high peak

to average power ratio (PAR) for the RF signal, usually up

to 10 dB [2]. Additionally, the more stringent linearity demand

(2.7% EVM specification [2] compared to 7% in GSM cellular

system [1]) brings high requirements on WiMAX power ampli-

fier design.

The conventional Class AB amplifier is widely used in

GSM/EDEGE cellular system, with approximate 3 dB output

back off (OBO) from 1 dB compression power (P1 dB) and

provides moderate power efficiency (less than 45%) [3]. For

other complex communication systems, higher OBO is re-

quired to accommodate the large PAR in the signal. As OBO

increases, the efficiency drops dramatically and gets less

than 15% for 10 dB OBO [3]. This is very challenging for

thermal dissipation design and energy saving, especially in

the high power base station application [4]. The Doherty

power amplifier (DPA) has emerged as a feasible way to

solve the problem: to maintain high efficiency at high OBO.

But the Doherty configuration suffers from bad linearity,

which hinders its development until the high speed and high

density digital signal processing IC comes forth. The digital

pre-distortion (DPD), a high linearity technique, alleviates

the linearity issue. Now DPA with DPD goes to the market

from the laboratory and has been the hottest topic in the high

power high linearity and high efficiency amplifier design.

This paper presents a 22 W symmetrical Doherty power

amplifier design for WiMAX 2.7 GHz frequency band appli-

cation with 27% efficiency target. The signal has 7 MHz

channel bandwidth with 9.5 dB PAR. It is designed with the

help of Agilent EEsof ADS ®. This design uses the Freescale

LDMOS MRF6P27160H, which is a push-pull configuration

device and capable to output nominal 160 W at P1 dB, with

efficiency up to 42% at 2.6-2.7 GHz. In the following sections,

we briefly share the operation principles of the DPA, the ADS

design procedure and the simulation results.

The DPA consists of 2 power amplifiers, one working at

Class AB bias and called the main amplifier, and the other

working at Class C bias and called the peaking amplifier.

Symmetrical Doherty uses two of the same devices for the

main and the peaking function, as shown in Figure 1. The

peaking device stays off at low input power level and begins

to conduct when the input level increases. The main is

continuously active but sees a drive level dependent load

impedance. The load presented to the main changes with

the input power level once the peaking is on, which is called

impedance modulation [5].

The Design of Doherty Amplifier for WiMAX Applications

Kaldi Li, RF Design Engineer,

Freescale Semiconductor Inc., Chengdu IC Design Center

Abstract: this paper presents a complete simulation procedure for the symmetrical Doherty amplifier, based on the

simulated source pull and load pull data. The amplifier targets for 2.7 GHz WiMAX application and Freescale LDMOS

MRF6P27160H is chosen as the power transistor. Good efficiency and power capability is shown (29.5% PAE at 9 dB

output back off, 52.6 dBm saturation power). Meanwhile, Agilent EEsof ADS ® powerful simulation and optimization ability,

high level design integration and friendly user interface are also demonstrated.

Key Words: Freescale LDMOS Load Pull Doherty Amplifier WiMAX Agilent ADS


47

At high input power level, both of the main and the

peaking see a load impedance for maximum output power

ZPout , namely, Zm = ZPout and ZP = ZPout . The main and the

peaking contribute the same power to the load, whereby it is

called a 'symmetrical' DPA [5].

It is assumed that the peaking has an abrupt turn-off

transition when its input magnitude decreases by half from

that needed for full output power (Psat). At low input level, the

peaking is off and presents an open impedance ideally. The

load impedance Zload is then transformed by the output 90

degree transmission line to 2 x ZPout and seen by the main, i.

e., Zm = 2 x ZPout . If 2 x ZPout coincidently equals the maximum

efficiency impedance Zeff , the main amplifier works under

the maximum efficiency condition. So the efficiency can be

largely improved at small input signal.

Theoretically, the efficiency improvement peaks at 6 dB

back-off from Psat [6], as shown in Figure 2. When the input

level varies from a half to the full magnitude, the main sees

the modulated load impedance swinging from Zeff to ZPout

and the efficiency reaches maximum at the two ends and

goes a little lower in the middle.

The power capability, linearity and efficiency of high

power devices are string functions of load impedance. The

load impedance selection is very critical for power amplifier

design. The load pull data can guide us to find the desired

impedance and reduce the DPA design risks. Agilent EEsof

ADS® provides source pull and load pull templates, which

make it convenient to select Zin , ZPout and Zeff for high power

transistors. The below Figure 3 is the source pull schematic

for MRF6P27160H. For push pull device, only one path is

used in load pull and source pull simulation. The differential

impedance is got by scaling the single ended data by 2. This

is useful for push pull configuration amplifier design.

Figure 1. Basic block diagram for the DPA

Figure 2. the DPA has efficiency improvement at low power level,

compared to Class AB amplifiers

Figure 3. Using MRF6P27160H ADS model for source pull simulation

Usually, Zin is very small and the swept region is chosen

near the short on Smith chart. Zload is set at 3 Ohms empiri-

cally for trial. At the beginning, the source pull can be done

on larger region with coarse step to generate quick look

contours, which can give us an overview of the impedance

distribution intuitionally. The source pull HB analysis result is

shown below, in Figure 4. The minimum IRL reaches -32 dB

when input impedance Zin = 8.42+j x 2.89.

Figure 4. Source pull result with fixed 3 Ohms Zload . Contour step=5 dB


48

Then take this Zin as the start point in the following load

pull simulation. We get the maximum power added effi-

ciency (PAE) 55.3% and maximum P1dB 49.7 dBm, as

shown in Figure 5. The corresponding ZPout is 9.98-j x 1.82

Ohms and Zeff is 6.25-j x 4.83, respectively. As for the imped-

ances aspect, Zeff is smaller than ZPout , which indicates that

this device is more suitable for building an inverted DPA.

Zeff on the VSWR=2 circle (ZPout referenced to) is the

core principle for the symmetric DPA efficiency improve-

ment design and the criteria for device choosing. The initial

trial gives the desired result. And also, the IRL is satisfactory.

It is not necessary to go back to tune the Zin and do Load Pull

again.

As for 2.6 and 2.7 GHz, take the same procedure and

get impedances Zin, Zeff and ZPout . Then the remaining task

is to design the input and output matching networks.

The output matching is very critical for power capabil-

ity and efficiency. Usually, the output matching is designed

to provide maximum efficiency under low drive level, i.e.

transforming 100 (conventional DPA) or 25 Ohms (inverted

DPA) load to Zeff . At the high drive level, the load imped-

ance is changed to 50, caused by impedance modulation

and the impedance presented the main device should be

ZPout , for maximum power output. An additional section of

50 Ohms transmission line is needed to realize this process.

The output matching optimization schematic is shown in

Figure 7.

Figure 5. Load pull result. IRL is under -20 dB for both Zeff and ZPout

The 2:1 VSWR circle, taking ZPout as reference

impedance, can be drawn according to the reflection coeffi-

cient formula [7]. Zeff is very close to the 2:1 VSWR circle.

Figure 6 shows them on the Smith chart.

Figure 6. Zeff , ZPout and the 2:0 VSWR circle on the Smith chart

Figure 7. The output matching optimization. Both S11 and S22 should be

under -20 dB

As shown above, the output impedance characteriza-

tion is expressed by S1P files. Output matching is optimized

under maximum output power for 50 Ohms load and maxi-

mum efficiency for 100 or 25 Ohms load. Pay attention to the

additional 50 Ohms transmission line. Inverted mode is

chose (25 Ohms) for shorter length (28.8 degree electronic

length) required.

The input matching is designed with Zin S1P file, taking

MRF6P27160H as unilateral device. The input divider is of

Wilkinson type and the output combiner is a simple 35 Ohms

quarter wave transformer, both of them enough for 100 MHz

bandwidth under 2.7 GHz frequency band.


49

In order to reduce the impact on the main operation

under low input power level, the peaking should be ideally off

and present infinite output impedance at the combining

point. Actually, at the off state, the output impedance is not

big enough and another offset is needed to rotate it to the

open point on the Smith chart. The device's small signal S22

is a good indicator for large signal S22 and can provide the

start point to find the optimized offset length. Figure 8 ex-

plains this procedure.

Generally speaking, the DPA is a compromise of outputpower and efficiency. Increasing the gate bias of the peaking,better peak power and worse efficiency are reached, andvice versa, which is shown in Figure 10. The peaking bias 1.6 V is suitable for this project: the peak power is up to 52.5dBm and efficiency reaches 29% at 43.5 dBm output.

Figure 8. An offset added after the peaking to make it an ideal open

The input and output matching and the LDMOS device

(one path) are assembled together with Class AB bias and

simulated. Simulation on P1dB and efficiency reached 49.8

dBm and 52% respectively, which are very close to the

previous load pull simulation results. And then the power

sweep curves are shifted left along the output power axis by

3 dB, to represent the push-pull configuration performance,

which is used as the benchmark to evaluate the DPA. Figure

9 shows how to get the push-pull PAE benchmark.

Actually, the main and the peak device matching net-

works are the same for the symmetric DPA. Add the input

divider, output combiner and output transformer and bias the

main and the peak properly. The DPA simulation bench is

built up. One transmission offset line is added after the

divider, in order to align output phases of the two paths.

Figure 9. PAE curve for push-pull is got from that of single ended

Figure 10. The Peaking bias sweeps from 1.2 to 1.8 V

Actually, there is much room for the efficiency improve-ment at 9 dB OBO (29% compared to 55% at P1dB). Theefficiency improvement peaks at 48 dBm output, only with 4.5 dB OBO, and this cause the relative lower PAE for 9.5 dBPAR signal [8]. We can get better result if Zeff is selected atsome degree back off, not at P1dB. For example, we can doload pull simulation at 47 dBm output (~3 dB OBO) andchoose the corresponding Zeff . Then the DPA efficiencyimprovement would peak lower output level and the PAE at9.5 dB OBO would get better consequently.

Conclusion, Agilent EEsof ADS® is very powerful for RFhigh power amplifier design, from the initial feasibility checkto the complete circuit simulation. Combined with Freescalehigh power LDMOS model libratory, it simplifies the amplifierdesign process, accelerate the project cycle and providevaluable guidance in the practical tuning work.

REFERENCES[1] GSM Recommendation 05.05 version 8.5.1, "Radio trans-mission and reception," Dec. 1999.

[2] IEEE 802.16-2004, "WiMAX PHY Layer Operation and Mea-surements"

[3] Tim Fergus, "Improving amplifier's efficiency using aLinearizer in Conjunction with Adaptive Bias Modulation", Oct01, 2005, RF Design

[4] S.C. Cripps, RF Power Ampli f iers for WirelessCommunications. Norwood, MA: Artech House, 1999

[5] W.H. Doherty, "A new high efficiency power amplifier formodulated waves," Proc. IRE, vol. 24, no. 9, pp. 1163-1182,1936

[6] F.H. Raab, "Efficiency of Doherty RF power amplifier system," IEEE Trans. Broadcast., vol. BC-33, no. 3, pp. 77-83, Sep.1987.

[7] Agilent EEsof ADS® help file, ztos function definition

[8] John R. Gajadharsing, "Analysis and Design of a 200WLDMOS Based Doherty Amplifier for 3G Base Stations," Proc.IEEE IMS. Fort. Worth, pp. 529-532, 2004


50

一、引言

随着无线通信的快速发展，射频环境也日趋恶劣，总是

伴随有许多复杂的信号群。功率放大器存在固有的非线性，

为实现高效率功率输出，功率放大器一般要求工作在非线性

状态甚至是在饱和区的附近，带来的非线性问题有谐波失真、

交调、互调等，严重地影响了通信系统的通信质量。同时，为

求在有限的频带内传输更多的信道，宽频带、高峰均比等调

制信号被大量采用，非线性现象更加突出。

功率放大器的线性化主要有前馈、负反馈和预失真

等 [2]-[4]。负反馈技术，其电路结构简单，成本低; 前馈技术，

此技术能够提供良好的线性度，但它受限于复杂而昂贵、性

能较难控制模拟器件。预失真是以低成本换取适度性能改善

的方法，与负反馈相比更稳定，工作带宽更宽，与前馈相比，

功耗低等，并且容易在CAD软件中构架其模型。本文提出了

一种预失真线性化法，无须改变原有功率放大电路，只需在

功放前搭建一个预失真器，降低由于非线性特性带来的较强

三阶、五阶互调信号干扰。该法用ADS软件仿真实现，产生

预失真信号简单。

二、原理

2.1 互调分析

对于无记忆的放大器，其输入输出关系可由幂级数表示:

二次方项产生的组合频率分量为:

一种射频功率放大器较强互调干扰信号抑制方法

廖意苏东林王义陈文青

北京航空航天大学电磁兼容实验室

[email protected]

摘要: 提出了一种消除射频功率放大器产生的较强互调干扰信号的方法，此方法是在射频功率放大器前构架一个模拟预失

真器，利用一个非线性放大器的二阶互调干扰信号来产生反相的三阶及五阶互调干扰信号，从而补偿射频功率放大器的非线

性。该方法利用 ADS 仿真实现，结果表明该方法简单有效。

关键词: 射频功率放大器 (RFPA) ADS 仿真互调失真模拟预失真

(1)

以双音输出信号为例，设输入两个信号u (t ) = A1 cos ω 1t+ A 2 cos ω 2 t ，代入式 (1) 可知，除了谐波pω 1和 qω 2 (p和 q

为包含零的正整数)的分量外，还会产生很多组合频率的分

量。如，由一次方项和三次方项产生的ω 1 和ω 2 的基波分

量为:

(2)

(3)

(4)

三次方项产生的组合频率分量为:

和

可以看出，双音信号经过放大器后组合频率分量为

± mω 1 ± nω 2 (m, n = 0, 1, 2, ...)。三次方项引起的三阶互调，

由五次方项引起的五阶互调2ω 2 - ω 1、2ω 1 - ω 2、3ω 2 - 2ω 1和 3ω 1 - 2ω 2，一般比较靠近基波分量，且信号较强，滤波

器很难滤除。 (3)式中的二阶分量ω 2 - ω 1，是预失真器中需

要的信号。

2.2 预失真法

预失真技术的原理框图如图1所示，在功率放大器前增

加一个预失真器。其变换特性与主功率放大器非线性特性相

位相反，从而抵消互调失真，改善功率放大器的非线性。预

失真技术的优点在于不存在稳定性问题，其价格便宜，特别

是模拟预失真系统，由几个仔细选取的元件封装成单一模块，

连在信号源与功放之间就构成了预失真线性功放。

图 1. 预失真技术结构


51

三、ADS仿真分析

功率放大器的转移特性曲线如图2，功率放大器的增益

为 13 dB，图中 m 1 为 1 dB压缩点。

仿真后的功率放大器输出频率分量的功率如图5。与图

3比较，三阶互调信号可获得15 dB的改进，五阶互调信号可

获得 9 dB 的改进。

图 2. 功率放大器的输入输出特性

输入双音频率分别为 836 MHz 和 842 MHz，利用 ADS

仿真，可以得到经过非线性功率放大器后输出的频率分量，

如图 3。

图 3. 预失真线性化前功率放大器输出频谱

图 5. 预失真线性化后功率放大器输出频谱

图 4. ADS搭建的预失真电路图

本文提出的预失真器是利用非线性放大器的二阶互调干

扰信号来产生反相的三阶及五阶互调干扰信号，再与有用信

号一起进入功率放大器，从而抵消功率放大器产生的三阶及

五阶互调信号。该线性化器由功分器、非线性辅助放大器，滤

波器，混频器，衰减器，移相器，延时电路组成，用Agilent

公司的ADS软件搭建的电路如图4。输入双音信号由功分器

分离成基波和互调失真产生路径，非线性放大器产生的失真

信号经过滤波后得到ω 2 - ω 1 二阶分量。ω 2 - ω 1 和倍频后

的 2 (ω 2 - ω 1) 分别与基波 ω1 和ω 2 混频，产生 2 ω 2 - ω 1 、

2 ω 1 - ω 2、3 ω 2 - 2 ω 1和3 ω 1 - 2 ω 2信号，调整幅度以及经

过移相调节后再与基波信号一起进入功率放大器，预失真

器产生的反相的预失真信号，与功率放大器的互调失真信

号抵消。

四、结论

本文提出了一种射频功率放大器较强互调干扰信号抑制

方法。利用非线性放大器产生的二阶低频互调信号，经过处

理以后产生与功率放大器的互调频率分量反相的预失真信号。

仿真结果表明该法可以分别抑制射频功率放大器的 IMD3 和

IMD5 信号 15 dB 和 9 dB。该法中组成模拟预失器的各个模

块简单，无须改变原有功率放大电路，无论是设计高线性度

的功率放大器，还是改善产生较强干扰的功率放大电路，都

方便有效。

参考文献[1] Qiong Wang, Donglin Su, Ming Jiang, Shuguo Xie. A studyon RF frequency optimization design system related tointermodulation interference, Asia-Pacific Conference on Envi-ronmental Electromaginetics. Vol. 2, Aug.1-4 2006, pp. 616-619

[2] Zuo-Min Tsai, Kuo-Jung Sun, George D. Vendelin, HueiWang. A New Feedback Method for Power Amplifier WithUnilateralization and Improved Output Return Loss. IEEE Trans-actions on Microwave Theory and Techniques, Vol.54, No.4,April 2006.

[3] N.Pothecary. Feedforward linear Power amplifier [M].Norwood, MA: Aretech house, 2000

[4] Dongliang Huang, Henry Leung, and Xinping Huang. Experi-mental Evaluation of Predistortion Techniques for High-PowerAmplifier. IEEE Transactions on Instrumentation andMeasurement, Vol.55, No.6, December 2006

[5] 张玉兴, 赵宏飞, 向荣等著. 非线性电路与系统. 北京: 机械工

业出版社, 2007. 6


52

一、引言

为了提高信道频谱利用率,一般采用利用率比较高的调制

方式如 QPSK,16QAM等，这就对放大器的线性度提出了更

高的要求，比较常用的线性化手段有功率回退，反馈，前馈

以及预失真等。功率回退以牺牲功率和效率来换取线性度，

不但加大了成本压力，且由于大部分的输出功率转化为热量

散出,这又为系统的散热提出了更高的要求，不但加大了体积

增加了成本且影响了整个系统的热稳定性; 反馈法在窄带低频

用的比较多，但是其以牺牲放大器增益为代价，且在高频和

对带宽的要求比较高时较少采用; 预失真法成本低，功耗小、

电路结构简单，但是改善程度非常有限，对于高线性要求的

功放不能满足要求。而前馈法则是一种比较有前途的线性化

方法，其可以在比较大的带宽内获得很好的线性化改善，即

本文所讨论对象。

二、前馈线性化系统

前馈功率放大器原理图见图 1，该放大器由失真信号

(IM3) 提取环路 (环 1) 和失真信号消除回路 (环 2) 组成。环 1

包含输入定向耦合器1、主放大器、定向耦合器2、可调衰减

器 1、可调移项器 1、延迟线 1、90 度电桥,它们完成从主放

大器的输出信号中提取失真信号。环2包含可调衰减器2、可

调移项器 2、误差放大器、延迟线 2、定向耦合器 3，它们完

成放大输入的失真信号，并将放大后的失真信号与经延迟线

2 的输出信号进行失真信号对消的功能。

输入信号 (F 1 + F 2) 经定向耦合器 1 分成 M 和 N 两部分

其中，M = (1-C 1) (F 1 + F 2), N = C 1 (F 1 + F 2), M、N的相位差

90度， M经主放大器变为A 1 M + B (其中B = a F 1 ± b F 2是主

放大器产生的交调信号，a + b是 IM的阶数)，再经过定

向耦合器 2分成P和Q两步分 P = (1-C 2) (A 1 M + B), Q = C 2(A 1 M + B) ，通过适当的调节可调衰减器、可调移项器和延

迟线1，使信号Q和N在90度电桥的输入端幅度相等，相位

差 90度，即C 1 (F 1 + F 2) = α 1 C 2 (A 1 M + B)，那么经过 90度

电桥使得F 1 + F 2分量得到完全抵消，输出成分只有失真信号

C 2 B。得到失真信号再输入误差消除回路中，从图 1可以看

出，只有失真信号C 2 B被误差放大器适当的放大，再经过适

当的幅度和相位调整，就可以使信号P中的失真信号得以抵

消，最终得到比较理想的信号 V out (理想情况下 V out = A 1(1-

C 1) (1-C 2) (F 1 + F 2))。

从传输函数的角度来看，传统前馈功率放大器的工作原

理图可进一步用图 2进行简化。

基于 ADS 的前馈功放系统的搭建及仿真分析

马云轩敬小东谭建薇羊恺

电子科技大学微波中心 413 室成都 610054

摘要: 本文用Agilent公司系统仿真软件ADS设计、仿真并优化了一前馈功放系统，并对其中的部分元器件的作用进行了

分析。该系统采用常用的误差提取及消除两个环路对射频功放的三阶交调进行抑制，仿真结果表明系统的 IMD3比未经前馈

线性化之前改善了至少 40 dBc。

关键字: 前馈线性化误差提取误差对消

图 1. 前馈系统示意图

其中，H ( jω ) = A 1 (1-C 1) (1-C 2)是一个常数，所以说前

馈功率放大器的线性度很高，且对输入信号的特性没有任何

限制，与具体通讯系统的调制方式无关。

从传输函数 H ( jω ) 容易看出，前馈功率放大器的放大

特性与主放大器的放大倍数A 1有关，而与误差放大器的放大

倍数A 2无关。主放大器的作用就是对输入的信号进行放大，

它决定了输入信号被放大的倍数; 误差放大器主要是将环路1

提取的误差信号放大到一定的大小，与主放大器产生的失真

信号进行抵消，它直接影响了最终输出信号的失真特性; 可调

移项器和可调衰减器是用来调节即将用于抵消的信号的幅度

和相位，使欲抵消的两路信号幅度相等相位相反，所以，从

理论上讲，只有主、误差放大器、衰减器和移项器选择的合

理，前馈功率放大器的增益和线性度才会非常理想的。

图 2. 用传输函数表示的前馈功放图


53

主功放及其输出特性由 ADS 中提供的放大器模块参数

定义，放大器参数如图 3 所示，

在优化后对预失真系统进行仿真，仿真图如图 5，从图

上可以看出在单音输出功率为45.9 dBm时，IMD3为-70 dBc。

IMD3 改善了近 42 dBc，此结果足以体现前馈在线性化方面

的能力。

前馈放大器中最关键的环节就是对消环路，这关系到整

个放大器最终的线性性能。由于幅度与相位误差而对信号对

消的影响公式如下:

CanC = 10log (1 + α 2 - 2αcosθ) dB

其中α为对消环路两边的幅度差，而θ则为两边信号的

相位之差。图 6直观地列出了在不同相差与幅差的条件下对

消的情况。

图 3. 主功放的模型仿真

从上图可以看出此功放模块 1 dB 压缩点 50 dBm，TOI

输出三阶截断点 60 dBm。在ADS中用谐波平衡仿真，双音

输入，中心频率 850 MHz，频率间隔 200 KHz，单音输入功

率-3 dBm。放大器的双音输出信号46 dBm，总功率49 dBm，

三阶交调产物分别为 18 dBm，IMD3 为28 dBc。当此功放面

对线性要求较高的系统时，将会产生较大的失真，不能满足

现在通信系统对功放线性化的要求，故必须加入线性化手段

来实现高线性的要求。

三、前馈系统的搭建

下面利用 ADS 来搭建前馈系统，见图 4所示。

图 4. 前馈系统

此处的输入耦合器以及 90度电桥都换用 3dB功分器来

代替。其工作原理在第 2 节中已经介绍不再赘述。

加入 CarrToIM控件来表达左右边带基波信号对三阶互

调产物的功率抑制比，加入优化控制器、优化目标控件，设

定优化目标为左右边带基波信号比三阶互调产物大60 dB。优

化后可以得到适当的对三阶互调产物的衰减量及相移量以及

延时量。

图 5. 前馈线行系统的仿真结果

(式 1)

通过分析可以看出对消过程中幅度与相位精度对结果的

影响很大，故在实际的设计中高精度的衰减器及移相器是前

馈系统设计的关键之一。

图 6. 相差与幅差对对消的影响


54

四、结论

本文利用ADS搭建了前馈线行功放系统，通过优化移相

器、衰减器、延时器的的值对放大器的三阶互调产物进行了

对消。仿真结果表明，放大器基波信号对三阶互调产物抑制

比可达70 dBc以上，比加入预失真系统前提高了42 dBc以上。

可以看出，用 Agilent 公司的 ADS 来进行微波电路的

CAD设计，仿真和优化是相当方便的，其易用性和简单快捷

的操作可以省去很多人工计算的过程，是微波电路设计师们

的得力助手。

参考文献

[1] P.B. Kenington and D.W. Bennett.Linear distortion correc-

tion using a feedforward system.IEEE Transactions on Vehicu-

lar Technology, vol. 45, no.1,pp.74-81, February 1996.

[2] Agilent technologies, Advanced Design System user's guide,

2001

[3] 张玉兴.非线性电路与系统.电子科技大学。

[4] Kenington P.B.High-linearity RF Amplifier Design[M].Boston:

Artech House,2000.


55

前言

在工程应用当中，为实现放大链路的幅度稳定性，经常

使发射链路的末级放大器进入深度饱和的工作状态[1]，但由

于此时放大链路工作于非线性状态，其幅度和相位特性比较

复杂。本文着眼于此，在C/X频段构建功放链路，运用ADS

仿真软件对其进行仿真分析，初步得到一些结论，可对实践

进行一定的指导。

一、C频段功放链路仿真分析

C频段功放链路选用三级放大器级联而成，前两级使用

某一种放大器的仿真模型，末级放大器使用另外一种器件，

首先对单个器件进行仿真与模块封装，再把它们构成链路，

并令放大链路的第二级放大器即进入饱和状态，使末级放大

器进入深度饱和状态，以模拟要考察的工作状态。

C/X 频段功放链路幅相特性仿真分析

刘峰刘波田立卿

(北京遥测技术研究所北京 100076)

摘要: 本文运用C/X频段放大器的仿真模型，分别在ADS仿真平台上构建功放链路，并运用谐波平衡仿真工具对其幅相

特性进行仿真分析。主要考察饱和状态下的输出幅相随输入功率的波动、温度变化下的幅相特性及偏置补偿效果、以及在

输入端进行相位补偿时输出相位的变化效果等相应的指标，最终在两个频段得到了近似的规律性结果，对实践具有一定的

指导意义。

关键词: 谐波平衡幅相特性偏置补偿相位补偿

Abstract: This paper establishes the C/X band power amplifiers chain in the ADS environment by the use of spice models,

and analyzes the amplitude/phase property with the harmonic balance simulator respectively. The paper mainly researches

the amplitude/phase property with the changing of the input power in the saturation state, and the changing of the

temperature. The paper also analyzes the effect of the bias compensation and phase compensation at the input, and finally

gets the similar results in the both bands which has a value of the practice.

Subject terms: Harmonic balance Amplitude/Phase property Bias compensation Phase compensation

Simulation And Analysis of The Amplitude/Phase Property in

the C/X Band Power Amplifiers Chain

Liu Feng Liu Bo Tian Liqing

图 1. C 频段功放链路图


56

1.1 输入功率波动对输出幅相特性的影响

图 2. C频段功放链路输出功率仿真曲线

图 3. C频段功放链路相位输出仿真曲线

就图上观察可知，当处于较深饱和状态的时候，输入功

率波动 ± 1 dB 时输出功率变化约为 0.3 dBm，相位的变化约

为0.6°，可以看到，当饱和深度进一步加深(以功放可承受功

率为限)，幅度和相位的波动都要进一步减小。

下图4表明了该功放工作点近似为3 dB压缩点，后续的

仿真也将在该工作点处进行。同时对比图 3图 4可以看到链

路的P1dB点 (图 4中的 m24) 处的相位变化是最敏感的，而

在线性工作范围内，输出相位基本保持不变。

图 4. C频段功放链路工作点的确定

1.2 温度变化下的输出幅相特性

下面分别在低温-20°C和高温50°C的条件下进行仿真，

得到随温度变化的幅相特性曲线，常温的仿真温度为 25°C。

图 5. 温度变化下 C频段链路功率仿真曲线

图 6. 温度变化下 C频段链路相位仿真曲线


57

所有图中标注low为低温状态，normal为常温状态，high

为高温状态。可以看到，在选择的输入功率点处，温度变化

下的输出功率波动并不敏感，仅约为 ± 0.1 dB，但相位会有

一个整体的偏移，变化相对较为明显。

1.3 偏置补偿和相位补偿对链路特性的影响

接下来，分别在高、低温的状态下对末级功放的偏置进

行微调，力求补偿到常温下的功率输出状态，仿真曲线如下。

图 7. 高温下的补偿输出曲线

图 8. 低温下的补偿输出曲线

图7中标注high的线为50°C仿真状态下进行偏置补偿后

的输出幅度曲线，此时末级功放的偏置由3.3 V调整成3.33 V，

可以看到在确定的输入功率工作点处补偿后的输出与常温的输

出基本一致。图8中为低温下的补偿结果，偏置由3.3 V调成

3.25 V，标注 low线为补偿后的结果，补偿效果也是令人满意

的。同时看到偏置的调节会是一个细微的变化量。

图 9. 偏置补偿后的相位特性曲线

图 10. 相位补偿的特性曲线

图9所示为在高、低温状态下进行偏置补偿后输出的相

位特性曲线，对比图 9和图 6我们可以看到偏置的微调对相

位特性的影响非常小，几乎没有什么变化。

接下来考查功放链路在饱和工作状态下，输入端的相位

补偿对输出相位的影响，在链路的最前端加了一段5°的传输

线，从图 10 中可以看到当功放链路分别处于线性区、饱和

区以及深饱和区时，相位补偿的效果均比较理想，说明当链

路处于饱和工作状态下时在输入端进行相位补偿的手段是可

行的。

二、X 频段功放链路仿真分析

为验证C频段功率链路仿真得到的结论，下面将构建X

频段功放链路对其进行类似的仿真分析。


58

X 频段功放链路的构建同 C 频段链路的基本思路一致，

同样是采用 3级放大器级联，前两级选择同一种管子，末级

选择另外的管子，具体的仿真分析如下。

2.1 输入功率波动对输出幅相特性的影响

由图11、图12和图13，可以看到在我们选定的工作点

处 (5 dB压缩点)，输入功率波动 ± 1 dB的时候，输出功率变

化约为 0.35 dBm。相位的变化规律也基本与 C 频段特性相

仿，只是由于X链路的末级功放相位特性的变化更为敏感，所

以链路的输出相位特性波动较大。

图 11. X频段功放链路输出功率仿真曲线

图 12. X频段功放链路相位输出仿真曲线

图 13. X 频段功放链路工作点的确定

2.2 温度变化下的输出幅相特性

图 14. 温度变化下 X频段链路功率仿真曲线

图 15. 温度变化下 X频段链路相位仿真曲线

温度变化的仿真设置同C频段一致，可以看到，仿真所

体现的变化规律与C频段的链路特性大致相仿，细节上的差

异是由器件的特性区别所引起的。


59

2.3 偏置补偿和相位补偿对链路特性的影响

接下来，分别在高低温状态下对末级功放的偏置进行微

调，来观察在 X 频段的补偿效果，仿真曲线如下。

图 16. 高温下的补偿输出曲线

图16中标注high的线为50°C仿真状态下进行偏置补偿

后的输出幅度曲线，此时末级功放的偏置由4 V调整成4.1 V，

图17中为低温下的补偿结果，偏置由4 V调成3.86 V，标注

low 线为在 -20°C 下进行补偿后的结果，二者的补偿效果都

是基本令人满意的。

图 17. 低温下的补偿输出曲线

图 18. 偏置补偿后的相位特性曲线

图 19. 相位补偿的特性曲线

图 18 所示为进行偏置补偿后输出的相位特性曲线，可

以看到在X频段链路，偏置的微调对相位特性的影响依然并

不明显。

接下来我们继续考查输入端的相位补偿对输出的影响，

我们同样在链路的前端加了一段 5° 的传输线，从图 19 中我

们可以看到这种相位调整的效果仍然基本不受功放工作状态

的影响，是基本可以获得满意的相位补偿效果的。


60

三、结论

由 C/X 频段功放链路仿真我们基本可以得到如下结论:

1) 选择合适的工作点，使末级功放进入适当深度的饱和

状态，并辅以适当的末级功放偏置调节来保证输出功

率幅度稳定的方法是基本可行的。

2) 对放大链路而言，当处于线性工作状态时，链路的相

位基本保持不变，在1 dB增益压缩点处相位特性的变

化最剧烈，随着饱和深度的进一步加深，相位的变化

也有变缓的趋势。同时，末级放大器偏置的微调对相

位的影响很小。此外，在输入端进行相位调整来补偿

输出的相位(如使用移相器等)是基本不受链路工作状

态的影响的，基本上可以获得满意的输出相位状态。

3) 在进行功放链路幅相稳定性调试的时候，应先通过上

述措施稳定幅度，使输出功率对输入功率的变化不敏

感，并实现全温度范围内的幅度稳定后再进行相位的

补偿与调节。

但应注意到，本文所得到的结论受仿真模型、仿真条件

及仿真算法等几个因素的制约，所得结论需要结合实验进行

进一步的验证。

参考文献

[1] 《中国集成电路大全》编委会. 微波集成电路. 北京: 国防工

业出版社, 1995

作者简介

刘峰 1983年生, 2005年毕业于北京理工大学电子工程系获学士

学位, 2008年获北京遥测技术研究所测试计量技术及仪器专业电

磁场与微波技术研究方向硕士学位, 现从事微波电路的研究与设

计工作。

刘波 1976 年生, 高级工程师, 1998 年毕业与东南大学获学士学

位, 2007年毕业欲北京航空航天大学获硕士学位, 现从事微波与

射频系统、电路的研究与开发工作。

田立卿 1961 年生, 研究员, 1983 年毕业于北京理工大学电子工

程系获工学学士学位, 2004年在哈尔滨工程大学航天工程系获工

学硕士学位, 长期从事微波电路及系统的设计与研发工作。


61

一、引言

由于半导体晶体管工作机理原因，发射机用功率放大器

在工作于最大输出功率时将会出现非线性。功放的非线性特

性一般由AM/AM，AM/PM特性曲线来表示。通常情况下，窄

带信号输入下功放的这些特性是不变的，可以表示为输入信

号的功率级数。然而，在现代通信系统中，输入信号是宽带

的、非恒包络调制或多载波信号，功放的特性随着工作频率

的不同而变化。这种功放的非线性特性带宽依赖现象称为记

忆效应，因此，这种情况下的功率放大器是存在记忆效应的。

在系统级仿真中构建功放行为模型时，依据记忆效应的存在

情况可将其行为模型分为三类: 无记忆行为模型，线性 (短时)

记忆效应行为模型和非线性 (长时) 记忆效应行为模型。从测

量上来看，当测量功放的互调失真(IMD)用于特征其非线性行

为时，经常会观察到与包络频率相关的上下边带不平衡和互

调失真幅度的变化，这意味着AM/AM、AM/PM 函数不是静

态的，而是依赖于信号包络频率和幅度发生变化，这种现象

是由功放的记忆效应引起的。功放的记忆效应能够通过不同

间隔的双音频输入信号+得到证实，当音频间隔(即输入信号

包络)发生变化时，上下边带的不平衡和互调失真幅度变化将

会出现。下面从理论上分析双音频输入情况下的功率放大器

的输出，给出了 ADS 环境下的仿真结果。

二、理论分析

1 双音输入记忆效应理论分析

直流偏置对功放电记忆效应影响仿真

敬小东马云轩杨兴

摘要: FET功放的交调表现在共源极结构中主要依靠基频的栅极与漏极阻抗，同时已取决于谐波和基带阻抗。在基带部分，

终端阻抗通常由偏置网络决定，他们的阻抗在基带部分是变化的。这将引起双音输入时交调水平的不对称，以及交调水平随

双音输入间隔的不同发生改变。根据也有的研究记忆效应的减少主要依靠在偏置网络的转移函数中放置传输零点，器件输出

端的传输零点是利用退偶电容的谐振特性完成的。本文利用ADS仿真FET的偏置电路，优化退偶电容以减小基带频率的阻

抗，以减小功放的电记忆效应。从仿真结果来看达到了预期的目标。

关键词: 非线性功率放大器记忆效应双音高级设计系统仿真

在分析共源极FET工作在饱和区的非线性时主要考虑两

种。最重要的是被栅压 ν g 和漏压 ν d 控制的漏极电流，第二

是被栅极电压ν g控制的栅源电容C gs。通过的漏极和栅极的

电流分别可以用三级泰勒级数表示为:

图 1. FET非线性模型

注意图一中栅极到漏极的电容没有包括其中，应为通过

仿真他对失真结果的影响是可以忽略的。同时漏极到源极的

电容是非常小的，如果必要的话他可以包括在负载阻抗中。

假设在窄带情况下，及基带宽度远小于载波中心频率。此时

交调水平就可简化为

从式中，可以推论出当两载波的音频间隔发上变化时，

双音频输入信号情况下的基波和谐波输出分量也将会发生变

化，导致放大器的特性发生变化，并出现上下边带的不平衡

现象，存在记忆效应。

2 减少功放电记忆效应的偏置电路仿真

对一个飞思卡尔半导体功率放大器 MRF21030在 ADS

环境下进行了仿真。它是一种LDMOS 类型晶体管，非常适

用于功率放大器使用。该晶体管所搭建功率放大器的评估版

用于次仿真。通过直流仿真分析，评估版放大器静态工作点

为: V DS = 28 V, I DQ = 250 mA, V GS = 3.85 V。总之，当双音间

隔发生变化时，上下两个边带的不平衡现象将会出现，输出

信号的幅度和相位以及功率放大器的特性也会发生变化。这

表明了功率放大器存在电记忆效应，这种记忆效应是由功放

的匹配设计的不理想引起的。通常情况下，匹配电路是根据

单一工作频率而设计的，即使是宽带匹配设计，这种设计也

不是理想的，因此，匹配电路的单频设计缺陷导致了电记忆

效应的产生。可以优化匹配电路的设计 (即宽带化设计) 以减

小电记忆效应。


62

这里偏置电路采用了1/4波长来设计，本文通过在偏置

电路中适当地方加入了退偶电容以减小器件输出的基带阻抗。

仿真如下:

参考文献

[1] James Brinkhoff,Anthony Edward Parker. Effect of Baseband

Impedance on FET Intermodulation [J]. IEEE transactions on

microwave theory and techniques, 2003, 51(3): 1045-1051.

[2] Hyunchul Ku, Michael D. McKinley, J.Stevenson Kenney

Quantifying memory effects in RF power amplifiers [J].

IEEEtransactions on microwave theory and techniques, 2002,

50(12):2843-2849.

[3] Christopher J.Clark, Christopher P.Silva, Andrew A,Moulthrop

Power-amplifier characterization using a two-tone measure-

ment technique [J]. IEEE transactions on microwave theory and

techniques,2002, 50(6): 1590-1602.

[4] Hyunchul Ku, J.Stevenson Kenney. Behavioral modeling of

nonlinear RF power amplifiers considering memory effects [J].

IEEE transactions on microwave theory and techniques. 2003,

51(12):2495-2503.

[5] Freescale simeconductor. freescale device data-wireless

RF product[M]. Inc.: 2005: 495-499.

[6] 南敬昌, 刘元安, 杜海清. 非线性功放记忆效应分析与仿真.辽

宁工程技术大学学报.2007, vol.26, No.2.

图 2. 偏置电路优化前后的原理图

图 3. 优化前后的仿真结果

三、结论

从上图仿真情况来看通过优化境下优化退偶电容以减小

基带频率的阻抗，以减小功放的电记忆效。应在现代无线通

信系统中，输入信号通常是调制的宽带信号源，比如，非恒

包络已调信号和多载波信号。当这些信号通过非线性功率放

大器时，记忆效应将会产生，也就是说，输出信号不仅仅与

当时的输入信号有关，而且也依赖于过去的输入信号。通过

理论表达式，可以看到音频间隔变化时，各种输出信号的分

量也发生变化，包括幅度和相位，这表明非线性功放记忆效

应是存在的。


63

一、引言

目前，微波技术在微波通信、卫星通信、微波遥感、雷

达、电子对抗等很多领域得到广泛应用。但是现代雷达、远

距离通信、空间探测和卫星技术目标信息非常微弱，不利于

接收机的接收．利用微波混频器可以将微弱的微波信号和本

地振荡信号混合通过二极管或晶体管的非线性元件将频率变

换成中频信号，以进一步放大、解调等，提高接收机灵敏度。

二、混频器基本电路和工作原理

混频是指将信号从一个频率变换到另外一个频率的过

程，其实质是频谱线性搬移的过程。在超外差接收机中，混

频的目的是保证接收机获得较高的灵敏度，足够的放大量和

适当的通频带，同时又能稳定地工作。混频电路包括三个组

成部分: 本机振荡器、非线性器件、带通滤波器，如图1所示。

平衡混频器工作带宽可以从几十千赫兹到几十千兆赫兹，动

态范围较大，混频失真小 (信号的偶次谐波被抵消，特别是二

次谐波，所以等大大地降低输出组合频率的干扰)。同时，这

种混频器很容易匹配，各个端口具有较高的隔离度 (每个倍频

程下降为5 dB)。此外平衡混频器的一个重要优点是可以抑制

本振噪声，改善混频器的噪声性能，因此平衡混频器得到了

广泛的应用。在选用平衡混频器时，应注意在满足需要的前

题下，尽量选用本振电平低的平衡混频器，一方面是价格便

宜，另外可以保证本振信号泄露很小，同时应保证本振电平

比信号电平大 10 dB左右。

二极管阻性混频器的是利用二极管的电阻非线性特性来

实现的。取电流 i对 u的导数，称为混频电导。由于 i对 u的

关系为非线性的，当所加的电压为正弦波时，电流为非正弦

波，可分为一系列的谐波分量。相应的，电导也在对时间作

周期变化，亦可分解为一系列的谐波。其数学分析为: 在小信

号条件下，流过二极管的电流i可展开为本振电压附近的台劳

级数:

一种实用的低成本高灵敏度 X 波段单平衡混频器的 ADS 设计

来晋明羊恺补世荣曾成邹雄飞

电子科技大学空天科学技术研究院 610054

摘要: 本论文中作者利用ADS软件设计了一个X波段单平衡混频器，其设计的仿真结果对最终电路有着非常好的指导意义，

最终设计出了符合作者要求的混频器。本论文中，作者从混频器的原理、设计和ADS使用三个方面出发对混频器的设计作出

了阐述，对微波电路工程师和 ADS 的初学者都具有一定的参考意义。

关键词: 单平衡混频器 ADS 变频损耗

图 1. 混频器原理拓扑图

由于非线性元件 (二极管、三极管、场效应管等) 的作用，

混频过程中会产生很多的组合频率分量:pfL ± qfs 。一般来

讲，其中满足需要的仅仅是 f I = f L - f s 或者是 f I = f s - f L。前者

产生中频的方式称为高差式混频，后者称为低差式混频。在

这里，混频过程中产生的一系列组合频率分量经过带通滤

波器即可以选择输出相应的中频，而其他的频率分量会得

到抑制。

常见的微波混频器是采用阻性二极管作为混频器件的。

采用二极管的混频器可以分为两大类: 单端混频器和平衡混频

器。单端混频器和平衡混频器的缺点是存在一定的变频损耗。

单端混频器结构简单，工作的带宽较窄，往往需要较大的本

振功率，且不能消除本振噪声，这种混频器目前已很少采用。

因为 V s 很小，所以流过二极管的总电流为:


64

图 2为其频谱图。设计好了巴伦和低通滤波器后这下就需要对整个混频器

进行联合仿真，这样来更好的评估方案的正确性，将巴伦和

滤波器连起来，在外部接信号、本振和中频的地方加外部端

口，在需要接二极管的地方加上内部端口，然后在Momentum

里面先进行场仿真。其原理图见下面图 6

将上面在Momentum里面仿真好的电路，利用Momen-

tum 里面下面的操作 (图 7 所示) 可以制作成一个类似于元件

的电路整体三、混频器的 ADS 设计

在论文中，作者设计了一个RF 为 10.53 GHz，中频输

出为5 MHz的信号的一个混频器，可以看出该中频频率很低，

中频信号很容易利用数字电路来做处理，所以该混频器对信

号和本振的隔离要求不需要很苛刻，只要尽量做的小就可以，

本文作者最后设计的结果，本振隔离优于30 dB，变频损耗优

于 10 dB。下面是利用 ADS 软件设计的过程:

本文设计的是 180° 型平衡混频器，这类混频器首先需

要设计一个 180° 混合巴伦。由于这个混频器的要求不是很

高，就可以设计一个很简单的 180° 巴伦，其原理图见图 3。

由于中频输出信号频率为5 MHz，所以中频后面的滤波

器需要一个简单的低通滤波器即可，这个滤波器的最主要的

功能是滤除频率比较高的微波信号，在这里作者用了一个很

简单的低通滤波器，最后的结果表明这个滤波器足以达到中

频的要求。其 Momentum 里面的原理图 4。

图 2. 小信号频谱图

图 3 图 4

利用 ADS 计算的曲线如下图 5:

图 5

图 6 图 7

图 8

图 9

仿真结果，如下图 9，所示

然后进行联合仿真，其中电路选择的二极管对为

HSMS8202，RF频率为10.53 GHz，LO频率为10.535 GHz，

信号功率为: -60 dBm，本振功率为 13 dBm。其仿真图见图 8

由上面结果可以知道该混频器仿真所得的中频信号为

5 MHz，其变频损耗为 -7.92 dB。达到了预期设计的要求。


65

四、混频器的实际电路及其测量结果

做好的混频器其最后的电路加工图由下图 10 所示:

五、结语

在本文的混频器设计中，作者利用ADS软件对其进行

了仿真设计，得出了加工图，然后进行测试，最终的到了比

较准确的试验结果，这个也正说明了ADS软件在微波设计当

中的重要作用。由于ADS软件的快速和准确的设计方案，使

得微波电路设计的速度和准确度都有了大大的提高。

参考文献

[1] ADS2005 基础培训教程 Agilent technologies

[2] 微波固态电路黄香馥, 陈天麒, 张开智

[3] 微波固态电路设计 (第二版) 郑新, 赵玉洁, 刘永宁, 潘厚忠等译

[4] 混频器设计中的关键技术研究李延辉, 胡东亮, 潘英锋

《现代电子技术》2008 年第 5期总第 268 期

图 10

图 11

再用2台信号源和一台频谱仪对其进行测量，测试的时

候，作者按照实际工作的情况设定了其RF及LO的功率。RF

的功率为: PRF = -15 dBm，本振功率 PLO = 13 dBm。其测量

最终结果如下图 11 所示:

从测试的图可以看出，其输出频率为 IF=5 MHz，功率

为 -25.8 dBm，这样的话，其变频损耗就为: 9.8 dBm。可以

看出变频损耗比仿真的大了2.88 dBm，由分析可以得到，这

个损耗主要是来自微带电路，因为频率很高，微带线加工精

度不是很高 (因为这个在我们项目中要求很低，为了节约成

本，我们用的基片和加工公司都不是很好，这次试验我们发

现加工公司把电路做的很粗糙)，还有接头也选的不是很好，

所以测试结果要比仿真结果差一些，但是从这个测试结果可

以看出，作者所设计的这个混频器已经基本达到了项目的需

求，后续还需要进一步改善一下电路的一些加工和接头问题，

效果肯定会更好!


66

一、引言

宽带二次混频组件是雷达接收设备中的一个重要组成部

分，其作用是把天线与低噪声放大器接收到的微波信号变换

成中频信号后提供给后续设备。微波信号频率范围大，虽然

经过低噪声放大器，但仍然比较微弱，所以宽带二次混频组

件有着变频与放大两个基本功能。同时，为了使提供给后续

设备的信号达到一定的纯度和保真度，宽带二次混频组件还

必须对接收到的信号进行滤波，对电路的幅度特性和相位特

性进行均衡等处理，因此宽带二次混频组件的基本部件是: 微波混频器、中频放大器、中频滤波器、隔离器等。

二、系统设计

从频域的观点看，变频是一个频谱搬移的过程，即把所

接收到的信号频谱从射频搬移到中频。对于所接收到的信号

是多载波的，经下变频器后输出的中频信号也是多载波的，

其频谱中载波排列的位置与间隔及各分量的相对关系均应与

射频频谱相同。但在实际设备中，变频是两个信号通过混频

器的非线性作用完成的，在混频过程中，除得到有用的中频

外，还不可避免的会产生出很多新的无用的频率分量，影响

变频后信号的纯度。而且，在下变频器中，还有滤波器、放

大器等部件，它们的幅频及相频特性都会影响所传输信号的

频谱，从而可能导致信号的畸变。因此，对下变频器要提出

一定要求，这些要求主要是考虑到信号传输的需要，本论文

实现的二次混频组件的主要技术要求如下表:

将接收到的X 和Ku波段的信号变为中频信号，在选择

方案时存在两个问题: 采用一次变频还是二次变频; 中频频率

如何选择。一次变频具有设备简单、寄生干扰少的优点，但

却有镜频干扰，二次变频设备复杂程度较高，但是由于是采

用二次变频，具有较好的频率灵活性，因此常被采用。镜频

干扰为组合频率干扰 ± mxf 1 ± nxf 2 之特例m = ±1, n = ±1，此

时得到的频率一个为信号，另一个就是镜频，其他组合频率

干扰同样存在，但影响要小得多。抑制镜像干扰的有效方法

之一是提高选择性，二是采用高中频使干扰镜频尽量远离有

用信号，然后采用二次变频得到所规定中频。至于中频频率

的选择，下变频器输出一般选为Ｌ波段，这样既能满足带宽

的要求，而在此频率上做放大、滤波、均衡、增益控制等技

术均容易实现，元器件成本也较低。

综上两点，在我们设计的宽带二次混频组件中采用两级

变频，信号由 8~18 GHz 第一次混频变为第一中频 LO1，再

第二次混频变到第二中频LO2。本文的宽带二次混频组件的

系统框图如下:

X 和 Ku 波段宽带低杂散二次混频组件设计和实现

王新民王琦

(北京无线电测量研究所北京 100854)

摘要: 本文报道了X和Ku波段 500 MHz带宽二次混频组件的设计方法。该二次混频组件包含两级双平衡混频器，两级中

频放大器，两个低通滤波器和两个带通滤波器。该组件的下变频转换增益16 dB，增益平坦度3 dB，输出1 dB压缩点功率不

小于+13 dB。通过选用高本振低杂散双平衡混频器，多次滤波抑制等技术手段较大的改善了带内杂散指标，-20dBm信号输

入时带内杂散小于 -65 dBc，-10 dBm信号输入时带内杂散小于 -45 dBc，优于同类其他产品。采用Agilent公司的EDA软件

ADS ( Advanced Design System) 的仿真结果和实测结果基本吻合，证明了设计方法的可行性。

关键词: 下变频宽带带内杂散抑制

中图分类号: 文献标识码: 文章编号:

图 1. 系统框图

Fig 1. 2nd IFLO downconverter architecture

三、设计和测量结果

整个联路中第二级混频器前的单元电路的频率比较高，

所以都使用Rogers的RT6010LM高频介质材料，其厚度 0.

635 mm，介电常数 10.2，损耗正切 0.0023@ 10 GHz; 第二

级混频器后的单位电路的频率较低，都统一使用普通的FR4

介质材料，厚度0.6 mm，介电常数4.4左右。微带线宽度都

按照 50 欧姆特征阻抗设计。表 1 设计技术指标

Table 1 Summary of downconverter performance

输入输出 3dB 噪声增益带内本振

频率中频带宽系数增益功率

平坦度

8-18 GHz Ｌ波段 500+20 MHz ≤20 dB ≥12 dB 3 dB 10-13 dBm

有信号无信号最大输出 P-1 -55°C~+85°C

杂散杂散输入信号范围增益波动

≤-60 dBc ≤70 dBm 5 dBm ≥13 dBm ≤ ± 2 dB


67

采用AGILENT公司的EDA软件ADS进行先期设计，采

用了原理图系统级仿真、单元电路MOMENTUM仿真以及原

理图版图联合仿真方法。下图是最终完成的联合仿真的界面:

由图 3可以看到仿真得到的带内平坦度为1.7 dB同实测

得到的 1.9 dB 十分吻合; 由图 4 可以看到仿真得到的带外抑

制在右侧偏离中心频率500 MHz处为30 dB左右和实测结果

吻合，左侧偏离中心频率 500 MHz 处仿真结果较实测结果

大，原因是仿真没有考虑空间耦合泄漏的因素。

图 2. 联合仿真最终界面图

Fig 2. Topology of union simulation

该仿真考虑了放大器的S参数模型、放大器的直流偏置

电路、混频器的驻波插损交调泄漏情况以及四级滤波器的版

图设计结果。通过仿真可以得到带内平坦度、带外抑制、噪

声系数1dB压缩点和增益、有无信号时的带内杂散、电源上

的射频串扰。

图 3. 14 GHz中心频率 500 MHz带宽带内平坦度 (a) 实测结果 (b) 仿真结果

Fig 3. 14 GHz centered 500 MHz bandwidth in band power flatness

(a) Experimental result (b) Simulative result

(a) (b)

图 4. 14 GHz中心频率带外抑制 (a) 实测结果 (b) 仿真结果

Fig 4. 14GHz centered out band suppression

(a) Experimental result (b) Simulative result

图 5. 14 GHz中心频率 17.4 GHz本振一时候中频的带内杂散

(a) -20 dBm输入信号的实测结果 (b) -20 dBm输入信号的仿真结果

(c) 0 dBm 输入信号的实测结果 (d) 0 dBm 输入信号的仿真结果

Fig 5. IF's in band spurs when14 GHz centered 17.4 GHz LO1

(a) Experimental result when -20dBm input

(b) Simulative result when -20dBm input

(c) Experimental result when 0dBm input

(d) Simulative result when 0dBm input

(a) (b)

(c) (d)

(a) (b)

由图 5 可以看到在 0 dBm 输入时仿真得到的杂散有

1 GHz 功率 -16.4 dBm、1.4 GHz功率 -83.4 dBm，和实测的

的杂散 1 GHz 功率 -19.9 dBm、1.4 GHz 功率 -42.2 dBm 位

置一致大功率谱线高度一致，但小功率谱线高度有较大差别。

1 GHz杂散是三倍射频、三倍本振一和两倍本振二的交调产

物，所以其增长或衰减的速度是一次产物的三倍; 1.4 GHz杂

散是两倍射频、一倍本振一和两倍本振二的交调产物，其理

论速度是一次产物的两倍，但实测速度是一次产物的四倍，

可能的原因是其功率较小容易受空间泄漏、电源串扰等信号

的影响，所以不符合理论预测。

仿真得到的噪声系数为13.7 dB，增益为16.7 dB，输出

1dB压缩点为 14dBm，实测的指标如下表:

表 2 不同温度下实测的若干指标

Table 2 Some experimental results at different temperatures

输入频率本振 1频率 +25°C -55°C +85°C

增益 NF 1 dB 压缩点增益 NF 增益 NF(GHz) (GHz)

(dB) (dB) (dBm) (dB) (dB) (dB) (dB)

8.15 11.55 17.1 14.6 13.8 16.5 14.7 14.5 16.3

12.4 15.8 16.2 15.4 14.1 15.3 15.8 13.2 17.8

17.9 14.5 17.5 14.4 13.7 16.2 15.7 14.1 16.9


68

由上表可以看到仿真和实测的结果基本吻合，且都满足

最初设计的系统指标。

对整个组件在全温度范围内 (-55°C~+85°C) 进行增益和

噪声系数的测试，高、低温工作各考核 4小时，在保温 4小

时时测试性能指标。在 +25°C、-55°C和+85°C三个温度下

的增益测试曲线如图 6 (a) 所示; 从 -55°C到+85°C全温度范

围内的增益波动曲线如图 6 (b) 所示。

四、结论

本文设计和实现了一种X和Ku波段500 MHz带宽二次

下变频组件，该组件的物理尺寸为70 mm x 150 mm x 28 mm。

该组件的下变频转换增益16 dB左右，增益平坦度3 dB，输

出 1dB压缩点功率不小于 +13 dB。该组件在设计中特别考

虑了大信号带内杂散指标，通过选用高本振低杂散双平衡混

频器，多次滤波抑制等技术手段较大的改善了带内杂散指

标，-20 dBm 信号输入时带内杂散小于 -65 dBc，-10 dBm

信号输入时带内杂散小于 -45dBc，无信号输入时候杂散小

于 -80 dBc，优于同类其他产品。

作者介绍

王新民: 男，1977年生，博士，主要从事微波电路、合成孔径雷

达和雷达工程方面的研究工作。

王琦: 男，1977年生，博士，主要从事频率合成、雷达系统仿真

和雷达工程方面的研究工作。

联系作者: 王新民联系电话: 68389707　13811815854

通信地址: 北京 142 信箱 203 分箱 5号　邮编: 100854

电邮: [email protected]

图 6. 全温度范围内增益的测试曲线

(a) +25°C、-55°C和 +85°C三个温度下的增益

(b) 从 -55°C到 +85°C 全温度范围内的增益波动

Fig 6. Measured gain curve alone frequency from -55°C to +85°C(a) Gain curves respectively at +25°C, -55 and +85°C(b) Gain fluctuation from -55°C to +85°C

(a) (b)

由上图可以看出低温下的增益高，而高温下的增益低，

符合放大管的温度模型; 在全温度范围内增益的最大波动为

4 dB，满足最初设计的增益波动指标。

在+25°C、-55°C和+85°C三个温度下的噪声系数测试

曲线如图 7 所示;

图 7. 全温度范围内噪声系数的测试曲线

Fig 7. Measured NF curve alone frequency from -55°C to +85°C

由上图可以看出在全温度范围内噪声系数均不超过

19 dB，满足最初设计的噪声系数指标。


69

一、引言

打开电视机和收音机，就立刻可体会到锁相环带给我们

生活的享受。它使我们方便的变换电视频道并看到清晰的图

像，使我们听到悦耳的立体声广播。在高技术领域中锁相环

更是大显神通。比如它可以把深埋在噪声里的有用信号提取

出来，从而使地面接收设备正确接收卫星、宇宙飞船等空间

飞行体发回来的信息，锁相环已成为通信、雷达、导航、深

空探测、电子仪器设备中不可缺少的一部分，而锁相技术也

成为每个从事电子技术工作的工程技术人员必备的基础知识。

下面将介绍如何借助于安捷伦公司的综合仿真软件ADS来改

善教学手段，优化学生理论学习教学平台，使其对锁相与频

率合成技术的理解贴近工程实践。

二、锁相环的工作原理及基于ADS锁相环的仿真

分析

锁相环主要由鉴相器 (PD)，环路滤波器 (LPF) 和压控

振荡器 (VCO) 构成，其原理框图见图 1-1。锁相环是一个以

相位误差为控制对象的反馈控制系统。它将参考输入信号与

受控振荡器输出信号之间的相位进行比较，产生相位误差电

压来调整压控振荡器输出信号的频率，从而使压控振荡器输

出频率与参考信号频率相等。如果两个输入信号间存在频差，

鉴相器的输出经滤波器滤除高频成分，得到的平均直流误差

电压在一定范围内变化。该误差电压控制压控振荡器的振荡

频率，直到与输入的参考频率相等，这时，相差为一恒定值，

环路进入锁定状态。

ADS软件根据锁相环电路结构的特点和共性，对环路的

每个功能模块都建立了齐全的通用模型，如图 2-2 所示。其

主要的性能指标都可以通过设定相关技术参数的方式在模型

中反映出来而无需另外建模，在对实际电路进行仿真分析时，

只需用给定器件的技术参数代替ADS提供的模型参数即可。

ADS还给出了常用的典型电路模板，一般设计者可直接利用

模板的原理图进行仿真分析。S 仿真器中的虚拟仪器非常齐

全，时域里可以观察各种参数随时间变换曲线，频域里在不

加噪声时可以观察杂散和谐波分量，加噪声后可以分析频谱

特性及相位噪声特性，调制域中，可以分析锁相环的捕获过

程，从而测试频率切换时间。ADS的S仿真器中还有一个分

频比控制器，通过改变分频器的分频比，可实现锁相环的锁

定及合成不同的频率，对分频比进行扫描，可实现合成器的

跳频。对于不同的鉴相器和电荷泵电路，输入相应的环路传

递函数就可以对环路滤波器的参数进行扫描，达到优化环路

滤波器参数的目的。总之ADS软件为锁相环的设计提供了完

整的电路设计模型和全面的仿真设计环境。

ADS 在锁相与频率合成技术教学中的应用

叶建芳陈光

东华大学信息学院上海 201620

摘要: 锁相与频率合成技术是一门紧密跟踪现代电子技术发展的工程实践性课程，针对本校锁相与频率合成技术实践环节

比较薄弱的具体情况，我们将安捷伦公司的综合仿真软件ADS 应用于课程堂与课外教学的各个环节，教学实践表明用ADS

辅助教学改善了教学手段，有效拓展了学生的学习空间，丰富了教学内容，有助于体现以学生为主体，教师为主导的新型教

学理念。

关键词: ADS 锁相与频率合成仿真分析虚拟实验

图 2-1. 锁相环的原理框图

图 2-2. ADS锁相功能模块面板


70

三、将ADS作为课堂教学的辅助工具，提高课堂

教学效率，完善教学效果

以往的锁相技术课堂教学主要采用概念讲解，原理分

析，公式推导，最终以静态图表的方式给出结果，为了讲解

某些包含重要物理概念的图表，教师不得不徒手画出相关波

形，这样不仅浪费宝贵的课堂教学时间，影响教学进度，且

很难达到生动逼真的教学效果。将ADS引入课堂可很好地解

决上述问题。利用ADS强大的电路仿真分析功能，在讲解理

论概念的同时利用多媒体同步演示，给出逼真的动态结果，

并可根据需要改变电路的参数，实时观察虚拟实验结果随之

发生变化的过程，从而使一些难以理解的抽象概念形象化，

直观化，这种传统的黑板教学加动态虚拟实验的教学模式对

于加深学生对课程重点，难点内容的理解，提高学生电路设

计分析能力都是大有裨益的。下面以锁相环的重要组成部件

鉴相器为例，运用ADS将动态的仿真结果逼真地呈现在学生

的面前，使其对锁相环路功能部件的电气特性有较为全面深

刻地了解。

3.1 鉴相器 (PD)

PD 是用来检测输入信号和压控振荡器输出的反馈信号

的相位偏差，并产生误差电压用于控制压控振荡器输出的频

率。根据输入信号是数字信号，还是模拟信号，鉴相器又可

分为数字鉴相器和模拟鉴相器二类。

3.1.1 模拟乘法鉴相器

1) 电路图

(2) 仿真结果

图 3-1模拟乘法鉴相器的模型

2) 模拟乘法鉴相器静态特性分析

U1和U2分别为鉴相器的两个输入信号，进行仿真分析

时U1， U2的频率保持不变，观察鉴相器的输出波形Ud (t)，

可了解模拟乘法鉴相器的静态特性。

(1) 仿真平台搭建

图 3-2. 模拟乘法鉴相器仿真平台

图 3-3. 鉴相器输出特性曲线

(3) 仿真结果分析

图3-3给出ADS对鉴相器功能特性仿真分析的结果。图

(a) (b) 分别表示正弦鉴相器的两个输入信号，图 (c) (d) 分别

表示经由ADS仿真给出的鉴相输出特性曲线Ud (t)，其中图

(a) 表示输入信号U1的频率大于U2的频率，而图 (b) 则相反，

ADS 给出的仿真结果非常明确地描述了鉴相器的功能特性:

(I) 当鉴相器的两个输入信号频率不相等时，其输出 Ud

(t)是一个非正弦上下不对称的差拍电压，经环路滤波后得到

的平均直流电平加到压控振荡器上，使其频率向参考输入信

号逼近，通过捕获过程的频率牵引最终实现锁定。

(II) 当U1的频率大于U2的频率时，差拍电压上大下小

(如图3-3 (C) 所示)，经环路滤波产生正的平均直流电平反向

加在压控振荡器中的变容二极管上，使压控振荡器的输出频

率增大，最终使两个输入信号的频率相等实现锁定。

(III) ) 当 U1 的频率小于 U2的频率时，差拍电压上小下

大(如图3-3(d)所示)，经环路滤波产生负的平均直流电平反向

加在压控振荡器中的变容二极管上，使压控振荡器的输出频

率减小，最终使两个输入信号的频率相等实现锁定。

3) 模拟乘法鉴相器动态特性分析

进行仿真分析时使U1的频率保持不变，逐渐改变U2的

频率，观察鉴相器的输出波形Ud (t)，可动态的了解模拟乘法

鉴相器的功能特性。

(1) 仿真平台搭建

图 3-4. 鉴相器动态特性仿真平台


71

在仿真分析时，U1的频率保持不变，改变U2的频率使

之线性增加。由于普通的信号源模块很难满足输出频率逐渐

变化的正弦信号的需求，所以考虑用一个压控振荡器模块加

入斜升信号作为调谐电压以达到输出频率逐渐增加的正弦信

号的目的。

(2) 仿真结果

V1和V2分别为方波输入信号，改变两信号之间的相位，

观察电荷泵输出电流，通常在电荷泵鉴相器后接一无源滤波

器，使其输出的电流转换成电压，在滤波器后面可观察电荷

泵输出控制电压的时间波形。

(2) 仿真平台图 3-5. 鉴相器动态特性仿真结果


图 3-5 给出用 ADS 分析乘法鉴相器动态特性的仿真结

果，图 (a) 中的红色正弦波U1为频率不变的参考信号，而蓝

色的正弦波U2为频率逐渐增加的信号，在锁相环路中该信号

由压控振荡器提供。图 (b) 为乘法鉴相器输出波形，可以看出

起始时由于U1的频率大于U2的频率，鉴相器输出为上大下

小的差拍波形，从而提供一个正的平均直流电平; 随着U2频

率的增长两个信号之间的频差逐渐变小,大约在 25 微秒处上

下波形平衡，平均直流电平为 0，此时U1的频率等于U2的

频率; 当 U2 的频率继续增加，到 35 微秒时输出波形开始出

现上小下大的趋势，且波形也向电压轴的负半轴移动，其平

均直流电平为负值; 此时U1的频率小于U2的频率; 之后U2

的频率重复其变化过程，输出波形的也呈现出相应的周期性。

该动态仿真分析过程非常直观地描述了鉴相器的功能特

性，将实际操作难以实现和板书文字不易描述的物理过程逼

真清晰地呈现在课堂上，很好的改善了教学效果。

3.1.2 数字鉴相器

数字鉴相器的输入信号为数字信号，其鉴相灵敏度比模

拟鉴相器高，适用于频率合成器。数字鉴相器又可分为门鉴

相器，RS触发鉴相器和边沿触发鉴频鉴相器，目前最常用的

数字鉴相器为电荷泵鉴相器，它是一种三态数字鉴相器，下

面将运用 ADS 仿真分析电荷泵鉴相器的功能特性。

图 3-7. 电荷泵鉴相器 ADS仿真平台

(3) 仿真参数设置

在仿真中使用了两个方波信号源“VtPulse” 幅度为 1

伏、脉冲宽度为4ns、上升时间为1ns，改变其中一个信号的

delay参数用于产生两个有相差的方波信号; 选择电流输出的

电荷泵鉴相器“PhaseFreqDetCP”，设置它的 Ihigh=1mA,

Ilow=-1mA,并用一个电流表 I_Probe来测量电荷泵的输出电

流，插入一个瞬态仿真控制器用于完成瞬时仿真，在无源滤

波器后面可观察输出的控制电压时间波形。

(4) 仿真结果

图 3-8. 电荷泵鉴相器鉴相特性

图 3-6. 电荷泵鉴相器的模型

(1) 电荷泵鉴相器电路


72

参考文献

[1] 南国农. 信息化教育概论[M].北京: 高等教育出版社. 2004.6.

[2] 陈维维, 沈书生.信息素养的内涵、层次及培养〔J〕.电化教育

研究, 2002 (11).

[3] 张厥盛, 郑继禹, 万心平.锁相技术. 西安电子科技大学出版社.

2002.

个人信息

姓名: 叶建芳性别: 女职称: 副教授

电话(O): 021-67792332 手机: 13501632260

任职单位: 东华大学

通信地址: 上海市松江区人民北路 2999 号

东华大学信息学院邮编: 201620



图 3-8为电荷泵鉴相器的鉴相特性，其中 (a) (b) 为电荷

泵鉴相器的两个输入方波信号V1和V2，(c) (d) 为电荷泵输出

电流，(e) (f) 为经过滤波器后输出的控制电压。可以看出U1超

前时(如(a)所示)电荷泵输出电流为一系列正脉冲(如(c)所示);

反之，电荷泵输出电流为一系列负脉冲 (如 (d) 所示)，脉冲的

宽度正比于两个输入方波信号V1和V2的相位差。用该脉冲

去控制电流源对后面所接无源滤波器中电阻电容的充放电过

程，以产生控制电压。从图 (e) (f) 可以看到这个控制电压呈

阶梯形，当输入的两个方波信号有相位误差时电荷泵输出对

滤波器进行充放电，而无相差时保持控制电压不变，用该电

压去控制压控振荡器的频率，通过捕获过程的频率牵引最终

实现锁定。从仿真结果可看出，只要输入信号有相差，充放

电过程就不会停止，因此采用电荷泵鉴相器构成的锁相环电

路可实现无频差无相差的跟踪。借助于ADS软件所完成的仿

真分析可完美的体现电荷泵鉴相器的基本物理特性，通过改

变所设置的参数，还可观察输出波形所发生的相应变化，这

些物理过程很难通过实物的演示完成，传统的黑板+粉笔不

仅非常耗时，且无法实现参数改变的动态变化。

三、总结

上述实例充分显示，将ADS综合仿真软件应用于锁相与

频率合成技术的课堂教学中能使复杂费时的板书过程简单化，

把抽象的物理过程通过实时的动态波形具体直观化，把不易

用实验手段完成的过程逼真形象地展示在学生面前，并可观

察改变参数对模块的物理特性产生的影响，加深了学生对抽

象概念及基本理论的理解，改善了教学手段，丰富了教学内

容，还可将ADS综合仿真软件引入到课外教学活动中，鼓励

学生借助于ADS结合课程教学内容完成电路的设计，仿真分

析及优化，从而培养学生的自主学习能力、创新能力和分析

解决实际问题能力。


73

一、引言

高品质的毫米波频率源是毫米波电路与系统中的核心部

件。现代毫米波系统的发展要求低体积、高集成化、稳定可

靠的毫米波频率源。传统的振荡源主要是雪崩振荡器和耿氏

振荡器，它们均基于波导电路结构，不仅调试复杂也不利于

系统集成。倍频放大链通过多级的倍频放大电路将微波信号

倍频至毫米波频段，能够实现较好的相噪特性，但输出功率

较低，电路结构复杂，降低了电路的稳定性。

雪崩二极管利用雪崩效应中强烈的非线性电感特性，能

够单级产生达到毫米波频段的高次谐波以实现高次倍频。它

兼有振荡源较高输出功率和倍频放大链低相噪特性的优点，

并已在毫米波雷达和测试系统中得到了应用 [1,2]。

本文首先分析了雪崩二极管在外加射频场作用下雪崩效

应中的非线性特性，利用ADS软件建立微带集成高次倍频器

的电路模型并进行了仿真优化，实验研究表明实验结果与仿

真结果吻合得较好。

二、雪崩高次倍频模式的特性

雪崩二极管被分为狭窄的雪崩区和较长的渡越区，在雪

崩区由于高电场的作用导致了载流子的碰撞电离，从而形成

雪崩击穿。雪崩二极管工作的物理机理可以通过泊松方程和

载流子连续性方程描述。在理想状态下假设雪崩二极管具有

一维确定的半导体结构，则方程可表述为:

上式中，N D 和 N A 分别表示施主和受主的浓度，p和 n为空穴和电子浓度，α p和α n为空穴和电子的电离率，ν s为

饱和漂移速度。

在雪崩击穿过程中，载流子的电离率是电场的强非线性

函数。在高次倍频模式中，载流子的雪崩倍增效应受到了外

加强射频场的调制作用，它可以控制载流子电离率的非线性

变化。同时雪崩电流的非线性也可以等效为雪崩载流子产生

的非线性，因而外部输入的射频场可以调控雪崩电流的波形

以产生能够达到毫米波频段的高次谐波。它们之间的关系可

表述为:

W 波段微带集成高次倍频器

赵明华仵大奎张波

摘要: 本文介绍了一种微带集成雪崩管高次倍频器。首先分析了雪崩二极管在外加强射频场作用下的非线性特性和高次谐

波产生机理，并仿真优化了倍频器的输入、输出电路。根据雪崩二极管的非线性模型，结合ADS仿真软件最终建立了微带集

成高次倍频器的电路模型，并利用谐波平衡法对其高次谐波特性进行了仿真优化。根据ADS的仿真结果，研制了实验样品。

通过实验研究在 13、15、17倍频次数下均得到了有效的倍频输出功率，其中15次倍频条件下得到了5.6 mW的输出功率和

约 0.5% 的倍频效率，与仿真结果过吻合得较好。相位噪声为偏离载波 10 KHz时为 -90 dBc/Hz。

关键词: 微带集成雪崩二极管高次倍频毫米波

(1)

(2)

(3)

(4)

(5)

(6)

(7)

式中 I C 为初始电流，τ a 为载流子通过雪崩区的时间，L a为雪崩区的长度，a n 和 b n 为电离率常数，它们由半导体材

料及结构决定，E加在雪崩区的总电场。N次谐波分量 I an可

以通过对雪崩电流 I a 的傅里叶级数展开得到:

根据雪崩二极管的小信号分析 [3]，雪崩二极管在谐波频

率上的阻抗特性可以表述为:

因而产生的谐波功率可以表示为:


74

三、微带集成倍频器的仿真优化与实验研究

我们分别对倍频器的输入和输出电路进行了分析仿真优

化，并将性能最优的输入电路和输出电路的 S 参数导入到

ADS中，在对雪崩二极管非线性模型研究的基础上 [4]，建立

了微带集成雪崩管高次倍频器的电路模型，如图 1 所示:

根据仿真优化结果，研制了倍频器实验样品。在实验研

究中，雪崩高次倍频器在13、15和17次倍频条件下均得到

有效的倍频输出功率，具体见表 1:

图 1. 微带集成雪崩管倍频器电路结构模型

对倍频器的谐波特性的仿真分析如图 2所示:

图 2. 微带集成雪崩管倍频器谐波特性仿真结果

从图 2 中可以看到雪崩二极管的高次谐波能量非常丰

富，即使这些谐波频率达到了毫米波频段，其谐波功率也较

大。当输入频率为6.3 GHz，输入功率为30 dBm，15次谐波

信号具有11.4 dBm的输出功率，仿真结果能够很好的验证雪

崩倍频二极管的高次谐波特性和倍频特性。

表 1 微带集成雪崩高次倍频器的倍频特性

微带集成高次倍频器的实物图如图 4 所示:

输入频率 7.269 GHz 6.3 GHz 5.559 GHz

倍频次数 13 15 17

偏置电流 90 mA 90 mA 90 mA

输入功率 26 dBm 29.5 dBm 31 dBm

输出功率 2 mW 4.2 mW 2 mW

倍频效率 0.5% 0.48% 0.17%

在15次倍频中，当输入功率约1 W时，偏置电流100 mA

时，得到了5.6 mW的最大倍频输出和0.5%的倍频效率。相

位噪声为当输出频率为 94.5 GHz时，在偏离载波 10 KHz 处

为-90 dBc/Hz，而6.3 GHz的输入频率相噪为偏离载波10 KHz

处为 -113.33 dBc/Hz，恶化 23.33 dB，考虑到测试误差，符

合倍频器20logN的相噪恶化规律。输出信号的相噪测试结果

如图 3所示:

图 3. 输出信号的相噪测试频谱

图 4. 微带集成雪崩管高次倍频器实物图


75

四、结论

本文介绍了一种微带集成雪崩高次倍频器。通过对外加

强射频场条件下雪崩非线性的分析和输入输出电路的仿真优

化利用ADS建立了微带集成倍频器电路模型，并利用谐波平

衡法对谐波特性进行了仿真优化。在实验研究中，倍频器得

到了有效的倍频输出，与仿真结果吻合。

参考文献

[1] Ermak,Gennadiy P ,Varavin,Anton V ,Alekseev,Evgenij A

“Phase locking of 2-mm wave sources upon high-order IMPATT

multipliers”. International Journal of Infrared and Millimeter

Waves, Vol.24, No.10, October 2003,Page(s) 1609-1615.

[2] Jian Huang, TiGuo Gan, YongQuan Zhou."A novel W-band

fully coherent solid-state radar transceiver". Radar, 2001 CIE

International Conference on, Proceedings , 15-18 October.

2001 Page(s)907-911.

[3] Gilden, M., Hines, M.E., "Electronic Tuning Effects in the

Read Microwave Avalanche Diode",

IEEE Transactions on Electron Devices, Vol.13, No.1 , January

1966, pp 169-175.

[4] 赵明华、张永鸿、张显静, “一种新型 W 波段高次倍频器”,

AgilentEEsof 优秀用户交流会, 2007.


76

一、引言

在多年教学过程和软件使用过程中，仿真软件的计算精

度问题通常成为学生提问或同行交流的核心话题。作为微波

器件设计过程中使用最多的核心软件，Agilent-EEsof系列软

件也已经成为微波工程应用人员经常讨论的话题。本文对平

时讨论的相关话题做了一定概括，主要针对如何利用EEsof

软件实现新微波器件设计; 如何有效实现极复杂超大计算量微

波器件设计; 联合仿真的一些应用场合; 如何利用替代设计完

成仿真设计; 软件仿真的实验测评等。

本文希图通过一些具体软件使用心得的介绍达到促使

EEsof 用户建立自我仿真 / 设计精度控制平台的目的。事实

上，软件的计算精度特别是场仿真软件的精度是可以通过网

格无限细分来加以提高的，而精度的提高意味着效率的降低，

因此在精度和效率间进行平衡是仿真的主要工作。一般来说，

对于器件设计者，在实际工作过程中我们所能接触使用的只

是EEsof软件的很少一部分，这也为我们能够搭建自主精度

控制平台提供方便。为逻辑方便计，下述各部分为新切入者

使用 EEsof 搭建自主平台常规过程。

二、新器件设计切入

EEsof 平台一般为微波器件设计者提供两种应用软件，

一种是非常针对的Genesys，可认为该软件是专针对微波器

件设计而设的 (当然也包含一些相当有用的系统设计小软件);

另外一种则是非常强也非常全的ADS软件，这两种软件都提

供许多应用实例，这些实例可以作为熟悉软件的非常好的切

入点。笔者初时学习ADS使用时是遍阅帮助文档式的学习方

式，现在与以实例切入的学习方式比较起来，从学习使用效

率上看后者具有显然的优势，因此这里建议除以软件本身为

研究目的外者以实例切入加帮助文档查阅的方式完成软件切

入，这种方式具有很强的针对性，同时可吸收除软件使用外

的其它一些专业技能，而且不会形成软件万能的错觉!

针对新器件设计的切入方式介绍，详细过程可以参见本

论文集莫祚建的相关论文《70 MHz线性相位滤波器设计》，该

论文利用Genesys的实例结合Genesys和ADS完成线性相

位中频滤波器设计。

三、效率平衡

本节针对具有极复杂平面结构的悬置微带连续通带多工

器讨论仿真计算的速度和效率平衡问题。

以连续通带 2-18 GHz 四工器为例，这样一个器件需要

图 1所示结构实现:

高效利用 EEsof软件平台完成优质微波器件设计

补世荣宁俊松谢成诚

(电子科技大学光电信息学院 E-mail: [email protected])

摘要: 本文以实例器件为基础介绍 EEsof软件平台使用的一些仿真及工程经验，其中包括新器件设计切入方法; 仿真效率

自我评估和控制; 联合仿真; 替代仿真; 仿真 / 实验结果测评等。

图 1. 连续通带四工器原理图

图 2. 效率平衡设计的 2-18 GHz连续通带四工器

从图1中可以看到，该多工器实际包括四个低通滤波器

和四个高通滤波器，而要保证通道相接每组高低通滤波器都

必须设计成互补方式，因此只用初值计算远远不能达到设计

要求，要达到良好的仿真效果必须进行全电路场分析，这样

复杂的场仿真如果不加以特殊处理是不可能完成电路仿真的。

为顺利完成仿真设计任务，这里以EEsof-EMDS的收敛算法

为蓝本介绍实现该多工器设计的效率平衡方法: 划粗网格(比

如自动网格，5 cell/wavelenth)，完成粗网格仿真，记录反射

值(低损无源器件反射远较传输敏感)，划细网格(比如自动网

格，10 cell/wavelenth)，记录反射值，若两次反射差在设计

目标范围内，则以粗网格完成所有仿真，否则继续细化，以

此类推，直到满意精度为止。

图2是以此算法完成的连续通带多工器设计的实测结果。


77

四、联合仿真

在某些场合需要进行全电路仿真 (特别是对带偏压电路

的有源部件进行仿真)，而对全电路进行全波分析效率太低，

ADS软件以联合仿真方式提供基于电原理仿真的Schematic

和全波仿真 (如 Momentum 和 EMDS 等) 的方便接口。这种

接口的提供可以为电路仿真的效率提供较好的保证。但实际

过程中常遇到如何在电路中正确设置接口的问题，这里提出

一些经验证的经验性原则:

不连续性、接近元件用场仿真，传输线、集总元件用电原

理仿真

接口位置设置在电磁场均匀分布区域

场仿真尽量减少端口使用数

变量部分尽量设置在原理仿真部分，场仿真只作固定仿真

而减少场优化

五、替代仿真

ADS提供了几乎完备的微带线模型库，但对于其它平面

传输线的模型较少，若纯依靠场仿真完成其它平面电路设计

则显得效率低下，事实上可以依靠替代的方式完成设计。该

替代设计笔者曾在往届年会作过介绍，这里作简要叙述:

在对平面电路的设计过程中，总是设计一定的平面拓扑

结构以实现一定的电特性，那么对于两种不同的平面传输线，

如果相同的电路拓扑可以实现相同的电特性则这两种平面传

输线具有可替代性。对于无损平面电路，其电特性就是其特

性阻抗 Z0 和相移常数 β e，平面拓扑结构则是基片上实现的

导体物理尺寸(宽度w和半波长谐振器长度L)。因此有这样的

替代原则: 对于两种类微带平面传输线，如果相同的中心导体

物理尺寸(宽度 w 和半波长谐振器长度 L)对应相同的电特性

(特性阻抗Z0和相移常数β e )，则我们认为这两种类微带结构

可以替换。

这种替代事实上为基于原理图仿真的所有平面电路设计

提供了以微带电路设计为基础的设计工作方式，同时也可以

使ADS的基于微带电路的设计向导推广应用于其它平面电路

设计。图 3为该方法的一个应用实例，实际上完成微带与悬

置微带间的替代设计工作。

六、仿真 / 实验测评

在实际微波器件设计和调试过程中，设计值和测试值难

免有所偏差，其影响因素包括加工、材料和设计诸多因素在

内。实际上可以通过一些手段利用软件对这种偏差进行一定

修正，这里介绍常用的两种方式:

材料修正

测试结果和仿真结果的偏差总是存在，但测试结果是最

终结果，因此必须对仿真结果进行修正，修正的方式由于频

率测试的准确性，一般可通过试制谐振器测试对材料介电常

数进行修正。

辅助调试

实验调试跟仿真调试具有极大的相似性，因此可以依靠

仿真调试建立调试经验甚至确立调试规则，这对需要大量调

试的微波器部件产品具有极强的指导意义。

图 4 为 GSM&DCS&3G/WLAN 合路器的实物和实测性

能图，该合路器以平面电路的方式实现传统同轴腔器件性能，

目前已通过功率及高低温测试。

图 3. 以替代方式实现的超宽带双工器性能和实物

图 4. GSM&DCS&3G/WLAN 合路器的实物和实测性能图

七、结论

综上所述，利用EEsof平台可以搭建具有用户自主精度

控制的实用仿真平台，为优良器件设计提供方便。


78

一、引言

随着无线通讯技术和单片微波集成电路的快速发展，人

们要求电子产品的体积更小，价格更便宜; 有源器件 /芯片由

于受半导体物理极限制约，将不再遵循摩尔定律无限制缩小，

无源集成技术随之成为当前电子行业的热点。巴伦作为天线、

平衡放大器、平衡混频器等微波技术的关键器件之一，应用

广泛。因而,其小型化设计具有重要意义。

平衡转换器对于平衡和非平衡电路之间的双路转换至关

重要，而平衡滤波器则将平衡转换器和仅允许必要信号通过

的带通滤波器集于一体。并与其高频电路设计技术相结合实

现了这两款器件的微型化。

本文设计了一种基于复数阻抗的巴伦滤波器，同时实现

了由平衡到不平衡的转换和滤波器的功能，并且实现了复数

阻抗的匹配，使电路进一步小型化。

二、设计原理

设计该平衡到不平衡滤波器的思路是先设计一个普通的

LC滤波器然后将其中的一个单元通过公式转化为巴伦，使巴

伦成为滤波器的一部分，最后通过优化实现阻抗匹配。

1. LC 滤波器的设计

如下图所示为一般的LC滤波器结构示意图1，它由并联

谐振电路和导纳变换器组成。其中 J i,j 是导纳变换器的特征导

纳，其计算公式为(1)-(4)

其中，ω 0是滤波器的中心频率，FBW是归一化的带宽，

g i 是查表求得的低通滤波器原形的电感或电容值，Ωc为低通

原型滤波器的截止频率。这里的导纳变换器一般可以用图 2

中所示结构来实现。

平衡 - 不平衡 LC带通滤波器的仿真

胡乐

[email protected]

北京理工大学电子工程系微波电路实验室 100081

摘要: 主要介绍了一种不平衡到平衡的LC滤波器的设计原理和仿真过程。该LC电路由一个巴伦和滤波器组成，同时实现

了不平衡到平衡的转化以及滤波的功能，有利于器件的小型化。文章给出了一个带宽为 100 MHz，中心频率为 2.45 GHz 的

滤波器的设计实例，并且用 ADS 软件进行仿真优化，实现了预期的目标。

关键字: 平衡到不平衡带通滤波器 ADS

图 1. LC滤波器结构示意图

(1)

(2)

(3)

(4)

图 2. 导纳变换器

图 3. 巴伦结构

由于 LC 滤波器设计较为成熟，其他公式不一一列举。

2. 由于要实现平衡到不平衡变换，需要实现以下电

路结构如图3，必须对滤波器进行结构的变换，如图

4，公式见 (5)-(7):


79

3. 利用ADS优化和匹配功能实现其它指标，最终完

成设计

三、设计实例

本设计的目标是设计 2.45 GHz 为中心频率，带宽为

100 MHz 的平衡滤波器，并且其平衡端为复数阻抗 34.2-

j*95.0 Ohm，不平衡端为 50 Ohm。首先设计的是 LC 滤波

器的设计，原理图如下图5，由于考虑到巴伦的加入，这只

是滤波器的一部分。

另一端口的结果与以上结果一致。

四、结论

本文设计了一种基于复数阻抗的蓝牙巴伦滤波器，同时

实现了由平衡到不平衡的转换和滤波器的功能，并且实现了

复数阻抗的匹配。设计过程中ADS强大的优化功能使流程事

半功倍。

参考文献

[1] 甘本祓, 吴万春.现代微波滤波器的结构与设计(上册) 北京: 科

学出版社, 1973.

作者信息

胡乐 [email protected]


图 4. 变换

(5)

(6)

(7)

图 5. LC滤波器

图 6. 平衡电路变换

接下来将巴伦和滤波器整合在一起并实现阻抗匹配，图

7 为整个电路的原理图:

图 7. 整个电路原理图

图 8. 电路原理图仿真结果


80

一、引言

带阻滤波器是现代微波毫米波电路系统中的关键器件之

一。它是系统通过所需信号而抑制不需要信号的关键器件。

振荡器、混频器等有源器件常用带阻滤波器来抑制高阶谐波

和其它杂散。双工器、开关等微波器件也常用带阻滤波器加

强其性能。随着微波毫米波平面电路的集成度不断提高，对

减小微波元器件外观尺寸的要求越来越紧迫，特别是对无源

器件。紧凑的尺寸结构，高性能 (通带插入损耗低、阻带抑制

度高) 是设计带阻滤波器必须仔细考虑的指标。本文介绍了基

于ADS设计，仿真，并优化一种结体积小，抑制大的微带带

阻滤波器形式。

二、微带带阻滤波器的设计原理

带阻滤波器和带通滤波器一样，和低通原型滤波器间有

一定的对应关系，他们之间的对应关系为: ，

式中为低通原型的频率分量，为低通原型的带边频率，w

为带阻滤波器的频率分量，w 0为阻带的中心频率，w为阻带

的相对带宽。

根据低通原型滤波器按上述变化关系可得到的带阻滤波

器，通常以相隔 λ /4的传输线段，在线上串联或并联一系列

谐振原件来实现，谐振原件则应用 λ /4 或 λ /2 的开路或短路

线。但只有并联谐振单元的结构在微带中才能是可实现的，

因为它采用了并联的方法，因而是一种平面电路形式，在传

输线上串联谐振元件的情况适合于波导。

实现窄带带阻滤波器时，采用并联谐振单元的结构会导

致并联分支线的特性阻抗非常大，不易实现，实际使用中采

用另外两种结构: 电容耦合分支线与耦合微带线。电容耦合分

支线带阻滤波器的结构特别适合阻带在20%以下的窄带滤波

器的设计，这种方法的缺点是尽管耦合电容值很小，但相应

的间隙尺寸也很小，保证尺寸公差比较困难。

另一种结构是耦合线带阻滤波器，在主线旁耦合一端开

路和一端短路的耦合线，其等效电路为一段特性阻抗为Z oo、

电长度为 θ的传输线，而在其右端串联了一段特性阻抗为、

电长度为 θ的开路线。耦合线在中心频率取 θ

= 90° 时具有带阻特性，但是由于在微带结构中实现短路不

方便，因此延长λ /4，在终端开路来实现。当窄带很窄时，理

论上只要将耦合线的s/h加大，使Z oe和Z oo很接近。耦合缝

隙 s对采用耦合线结构的某一带阻滤波器了滤波特性的影响

很大，适当增大缝隙可使带内衰减增大，带外抑制减小 (即对

有用信号衰减减小)。但事实上在电路制作和调试过程中发

现，耦合线的 s/h 加大将导致耦合减弱，元件损耗的影响加

大，而引起滤波器性能恶化，需要折中考虑。

三、实例仿真

制作一个阻带在2.35-2.45 GHz内抑制在20 dB以下，带

外通带反射低于 20 dB以下的带阻滤波器。

本例中采用介电常数 εr = 3.5，h = 0.762 的介质材料，

可以用ADS中LineCalc算得阻抗50欧姆的主传输线宽度w

= 1.72 mm，本例中λ /2谐振器采用的开口环形式，这样相对

于常规的L型谐振器可以大大缩减了滤波器的体积，在ADS

中建立原理图如下所示:

利用 ADS 设计窄带带阻滤波器

范绍东羊恺孙慧君

电子科技大学电子工程学院成都 610054

摘要: 本文介绍了带阻滤波器的设计原理，并使用ADS软件对一种结体积小，抑制大的微带带阻滤波器进行建模，仿真，

和优化设计，并对最终所设计振荡器的性能进行了评估。

关键词: 带阻滤波器窄带 ADS

图 1. 电路原理图


81

建立原理图模型后，设置谐振器的长度和间隔为变量，

进行对阻带内S21和带外S11的优化，得出原理图优化结果

如下:

由图所示阻带内S21仍然-20 dB以下，并且带外通带反

射 S11都在 -20 dB 以下，可见设计符合要求。

四、结论

从上面的设计过程，可以看出，应用ADS设计电路，不

仅方便快捷，应用界面友好，操作简单易学，是微波电路设

计师们的得力助手。

参考文献

[1] 现代微波滤波器的结构与设计, 甘本祓, 吴万春 1974年11月

[2] J.S. Hong and M.J. Lancaster," Couplings of microstrip

square open-loop resonators for cross-coupled planar micro-

wave filters," IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol44, pp.

2099-2109,1996

[3] H. Clark Beli, Jr., Senior Member," Narrow Bandstop Filters"

IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND

TECHNIQUES, VOL. 39, NO. 12, DECEMBER 1991

[4] RAMAMURTY NEDUNURI, "Synthesis of Even-Order Equally

Terminated Transmission-Line Bandstop Filters" IEEE TRANS-

ACTIONS ON MICROWAVE THEORY ANO TECHNIQUES,

VOL. MIT-27', NO. 8

图 2. 原理图仿真结果

图 4. momentum中仿真结果

图 3. 带阻滤波器 layout图

由图可见，在阻带 2.35-2.45 GHz内S21达到 20 dB以

下，并且带外通带的反射S11都在 -18 dB以下，符合设计要

求，此时建模，优化结束，下面要导入momentum，进行电

磁仿真，layout 图如下所示，

然后在momentum中进行电磁仿真，注意要在mesh中

edge mesh勾上，这样仿真结果才接近实际情况，仿真结果

如下图所示:


82

一、引言

随着无线通信向更高频发展，微带滤波器以其成本低、

体积小和易于复制的特点，越来越得到广泛的应用。在Ku频

段卫星通信应用中，由于广泛采用微带滤波器，降低了整机

成本，并减小了设备体积，因此极大地推进了卫星通信应用

的发展。但是由于Ku频段微带滤波器尺寸较小，手工调试几

乎成为不可能，因此对仿真软件提出了更高的要求。本文阐

述了如何从需求出发，利用 Agilent Genesys 和 ADS 软件，

设计出实际的 Ku 频段半波长平行耦合滤波器。通过实物测

试，得到了大体吻合的测试结果，并根据实测结果，分析了

误差产生的原因，给出了改进的办法。

二、半波长平行耦合滤波器的理论基础

这种滤波器的结构如图 1所示:

将一系列的耦合单元级联后，则导纳导致转换器之间为

特性导纳为 Y 0、电长度为 2θ的传输线段，最后得出以下计

算公式。

利用 Agilent EESOF软件设计 Ku 频段半波长平行耦合微带滤波器

李兴波宋保军

北京华龙通科技有限公司

摘要: 本文首先从平行耦合线的耦合机理出发，阐述了半波长平行耦合滤波器的理论基础，然后利用 Agilent Genesys 软

件的综合功能，建立了软件仿真模型，得出了原理图仿真结果，并将其导入ADS软件中进行了Momentum仿真。最后根据

滤波器实测结果，分析了不足，并给出了改进方法。

关键字: Ku 频段半波长平行耦合滤波器 Genesys ADS

图 1. 半波长平行耦合滤波器结构示意图

从图中可以看出，这种滤波器由多个耦合单元组成，单

个的微带耦合单元可以看成由一个导纳倒置转换器和连接在

两边的两段电长度为 θ，特性导纳为 Y 0 的传输线组合而成。

等效图如图 2 所示:

图 2. 耦合单元的等效图

(1)

(2)

(3)

(4)

(5)

式中，Z 0o和Z 0e分别为奇模和偶模特性阻抗。j从1到

n-1,g为低通原型滤波器参量，ω1为低通原型滤波器的截

止频率，W 为带通滤波器的相对带宽。所示，如果不借助

于仿真软件，要设计一个半波长平行耦合滤波器需要经过

以下步骤:

1) 根据所设计滤波器指标以及带通滤波器和低通原型滤波器

之间的频率对应关系，求出带通滤波器所对应的低通原型

滤波器的截止频率，并通过查滤波器通用衰减曲线，查得

所对应的低通原型滤波器阶数和 g 值;

2) 按公式求取各耦合线节的奇偶模特性阻抗;

3) 根据奇偶模特性阻抗确定各耦合线节的宽度和间距;

4) 利用公式计算各奇偶模的相速，并计算出各耦合线节的

长度;

5) 边缘电容的修正。

事实证明，这种设计方法不仅计算量大，而且并不准确。


83

三、Ku频段半波长平行耦合滤波器的

软件设计方法

本设计中，滤波器通带频率范围必须包括14.0-14.5 GHz，

带外抑制在 13.05 GHz处须达到 20dB 以上,带内波动小于

1 dB，带内驻波小于1.5。由于一般半波长平行耦合滤波器

相对带宽不能太窄，因此在建模时可以适当放宽目标带宽，

约为 1.2 G以上。利用Genesys和ADS软件设计目标滤波

器的具体步骤如下:

1) 在Genesys软件workspace窗口中右键点击designs，在

弹出菜单中选择ADD-〉Syntheses->add microwave filter;

2) 在M/FILTER Properties窗口中对滤波器的各项预期指标

进行设置，并从 Genesys 自带的板材库中选择使用的板

材为 Rogers RO4350 1OZ ED 20mil，如图 3 所示;

3) 点击 optimize 按键,软件将自动依据设置的优化目标进行

优化;

4) 优化结束后得到最终的原理图仿真结果;

5) 选择File->export->export schematic to ADS,将Genesys

生成的原理图导入ADS中，生成 layout并进行Momentum

仿真，得到如图 4 所示的仿真曲线;

6) 将版图发给厂家制版，实测 S 参数如图 5 所示(包括两端

连接头的影响)。

分析仿真结果和实测结果，可以发现两者大体吻合，存

在的问题一是滤波器损耗比较大，二是带内波动和回波损耗

比仿真结果要差。分析误差产生的原因，一是反复优化做得

不够，例如带内回波损耗仿真值最差处只有 -10 dB，余量不

够; 二是某些参数过大或过小，导致加工误差影响较大。目前

采取的方法是在ADS中继续进行原理优化，并对某些关键参

数控制其优化范围，得出了较理想的仿真结果，需要再次进

行制板验证，在 ADS 中优化的原理图、生成的板图和最终

Momentum 仿真结果分别如图 5、6、7 所示。

四、结论

只要Agilent EESOF软件使用得当，再加上对设计对象

基本特征的把握，完全可以在短时间内设计出实用的Ku频段

微带滤波器产品。

图 3. 在 Genesys软件中对 M/FILTER Properties进行设置

图 4. 滤波器实测结果

图 4. 滤波器 MOMENTUM仿真结果


84

图 5. 在 ADS中优化的原理图

图 6. 在 ADS中优化后生成的板图

图 7. ADS中 Momentum 仿真结果

联系人李兴波 010-82151020-2844

地址: 北京市海淀区清华科技园科技大厦 C 座 28 层华龙通科技

有限公司 100084


85

随着现代通信技术的飞速发展，特别是移动通信市场的

迅速扩张，小型化和轻量化的微波器件日益受到广泛的重视。

为了减少微波器件的体积，适应通信系统的小型化要求，多

层片式微波器件如滤波器、双工器等研究开发日趋活跃，同

时多层片式微波器件在网络无线接入、卫星定位系统等领域

具有非常重要的应用前景。

为了在器件小型化的同时降低其损耗，获得更高的品质

因数，就需要寻求新的材料和技术。在众多的微波介质板材

之中，LTCC 具有较多优势。LTCC 采用叠层工艺，用低电

阻率的金、银、钯银、铜等金属作导电介质。此外，LTCC的

陶瓷基片的组成成分可变，根据配料的不同可生成具有不同

电气性能 (如介电常数) 和其它物理性能 (如热膨胀系数) 的介

质材料，以满足微波电路与系统高可靠性、小型化的要求，并

且各参量在一定范围内可调整，从而增加了设计的灵活性。

Agilent ADS软件具有准确、快速的优点，采用Agilent

ADS momentum仿真软件，可以对电路进行电磁场仿真，特

别是设计LTCC无源器件具有优势，可使设计电路更加接近

实际电路。本文采用 LTCC 技术，并借助于 Agilent ADS 软

件进行滤波器设计。

一、LTCC技术的工艺流程

常见的LTCC技术流程 [2] 如图1所示，其具体流程如下:

(1) 生瓷带的制备: LTCC材料是一种玻璃 /陶瓷介电材料，并

掺有有机填充物，采用不同的配比，经过浆化形成浆料，通

过流延工艺形成厚度均匀、致密并具有足够强度的生瓷带。

(2) 打孔: 生瓷带可采用切割机、冲床或激光进行切割。(3) 填

孔: 填孔是制造LTCC基板的关键工艺之一，一般有3种方法:

厚膜丝网印刷、掩模印刷和流延型印刷。(4) 导带的印刷: 共烧

导电体的印刷可采用传统的厚膜丝网印刷和计算机直接描绘。

采用丝网印刷技术制作导带时，最细的线宽可达100 µm。(5)

叠片、热压及切片: 将印制好的导体和形成互连通孔的生瓷

片，按预先设计的层数和次序依次叠放到一起，在一定的温

度和压力下粘接形成一个完整的多层基板坯体。(6) 排胶工艺:

排胶对共烧多层陶瓷基板的质量有着严重影响，排胶不充分，

烧结后基板会起泡、变形和分层，排胶过量，又会使金属化

图形脱落或基板碎裂。(7) 共烧技术: 低温共烧技术的关键是烧

结曲线和炉膛温度的均匀性。烧结时升温速度过快，会导致

基板的平整度差，炉膛温度的均匀性差，烧结后基板收缩率

的一致性也差。 (8) 镀端电极，组装等。

利用 ADS 进行 2.4 GHz LTCC带通滤波器设计

徐自强

(电子科技大学电子科学技术研究院)

摘要: 采用低温共烧陶瓷 (LTCC) 技术，设计了一种梳状线 LTCC 滤波器。在一般抽头式梳状线滤波器设计的基础上，结

合Agilent ADS软件进行电路仿真以及三维电磁场仿真，设计出一种高抑制、低插损多传输零点的滤波器。该滤波器中心频

率为 2.45 GHz，带宽 100 MHz，可以广泛运用于蓝牙模块和 WLAN 的射频电路中。

关键词: 低温共烧陶瓷带通滤波器 ADS

Design of LTCC BPF Using ADS Software

Xu Zi-qiang

(Research Institutes of Univ.of Electron. Sci. & Tech. of China Chengdu 610054)

Abstract: A combline LTCC filter is designed based on the LTCC technology. The filter which can achieve a high rejection,

low insertion loss and more transmission zeros is designed with the help of Agilent ADS software. The filter has the central

frequency of 2.45 GHz and the band width of 100 MHz, and can be used widely in the RF design of bluetooth module and

WLAN.

Key words: LTCC technology BPF ADS


86

二、LTCC滤波器的制备

2.1 技术指标

外形尺寸: 3.2 mm x 1.6 mm x 1.0 mm，中心频率 f0:

2.45 GHz，通带宽度: 100 MHz，插入损耗: ≤2.5 dB，驻波

比: ≤ 2.0 阻带损耗，输入 / 输出阻抗: 50 欧姆。

2.2 滤波器原理图

一般梳状线带通滤波器设计理论在不少的文献中都有详

细的介绍，抽头式梳状线是在其基础上的改进，可以使结构

更加简单，更易实现及调试。抽头点的位置能很好地控制滤

波器的外部 Q 值，同时会影响带外零点位置。采用 Agilent

ADS软件针对所给滤波器指标进行设计，得到电路原理图如

图 2 所示。

滤波器介质层材料采用ULF280微波介质陶瓷，相对介

电常数 ε r = 28，品质因数 Q = 4000，频率温度系数 τ f ≈ 0，

烧结温度 960°C，内外电极材料选用银电极。器件多层结构

设计如图 1 所示: 采用微带线构成三级谐振器，ADS 模拟仿

真器件的电学性能达到目标要求 [3]。

材料介电常数每变化2%，中心频率将移动20~30 MHz，

器件中心频率随介电常数的增大而降低，这是由于层间的耦

合电容与负载电容随介电常数的增大而增大，因此中心频率

向低频移动。因此在设计滤波器时必须在性能上留有余量。

同时利用 Agilent ADS 中 Momentum 对其结构进行仿

真。如图 3所示，这是一个设计中被广泛采用的带状线结构

滤波器，它主要由 3个图案层组成同时，从此图可知，这是

一个三级谐滤波器，且两个谐振单元的结构是一样的，它们

之间通过电磁耦合来连接，由于多层陶瓷微波滤波器使用的

是非铁磁性介质，因此级间耦合主要靠电容耦合来实现，所

以我们在讨论耦合情况时，都只考虑电容耦合，图 4是滤波

器仿真结果。

图 1. LTCC制备技术工艺流程图

图 2. LTCC多层片式滤波器原理图

图 3. LTCC带通滤波器三维模型图

图 4. LTCC 滤波器仿真图

图 5. LTCC 滤波器测试结果


87

LTCC片式滤波器的加工生产须经过流延、打孔、通孔

填充、印刷电极、叠层和等静压、切片、共烧这些工艺过程。

能否控制好工艺精度是生产合格器件的保证。图 5是实际生

产出来的 LTCC 片式滤波器测试图，最终尺寸为 3.20 mm x

1.61 mm x 1.03 mm。样品测试所用仪器为 Agilent E8363B

矢量网络分析仪。

从图中可以看出，仿真值与实际值非常接近，但是总是

存在一定的差异。这是由工艺引起的。解决这些问题的办法

除了提高工艺水平以外，前期优良的设计也是有效途径之一。

如在设计中尽量避免耦合间距过小，层数过多等。同时应多

采用简洁的电路结构，减少不必要的工艺过程[4]。

三、结论

采用低温共烧陶瓷 (LTCC) 技术，通过 Agilent ADS 等

软件仿真制备出多层结构的LTCC滤波器。该结构滤波器的

尺寸大大减小，从而有利于实现电路的小型化。

参考文献

[1] I. Awai A, Kundu C, Yamashita T. Equivalent-circuit repre-

sentation and explanation of attenuation poles of a dual-mode

dielectric-resonator bandpass filter[J]. IEEE Trans Microwave

Theory Tech, 1998, 32(4):2 159-2 163.

[2] Sheen J W. A compact semi-lumped low-pass filter for

harmonics and spurious suppression[J]. IEEE Microwave Guided

Wave Lett, 2000, 12(2):92-93

[3] 许佳, 覃亚丽, 吴小燕等, LTCC带通滤波器的实现[J]. 电子元

件与材料, 2005, 1(1): 45-48..

[4] Ludwig R, Bretchko P. 射频电路设计 - 理论与应用[M]. 王子

宇, 张肇仪, 译. 北京:电子工业出版社, 2002.


88

一、引言

进年来，随着移动通信、遥感、和军事雷达等的发展，系

统对接收机提出了越来越高的要求，而滤波器作为微波系统

中的关键无源器件之一，其本身的带内损耗、带外抑制、群

延时，寄生通带出现的远近和体积重量等一系列指标都尤为

重要。

腔体滤波器由于其Q值高，承载功率大等优点而得到广

泛应用，但其缺点是体积大，重量大，成本高、在频率比较

高时机械加工难度大等缺点使其难以应用到集成、星载等对

体积重量有要求的地方。而微带滤波器则具有体积小，重量

轻，加工容易等一系列优点，使得其在很多微波混合集成、单

片集成电路等平面微波电路中都得到广泛应用。平行耦合线

滤波器、发夹线滤波器，交指滤波器等都是被广泛采用的滤

波器结构形式。这些结构的滤波器都各有优缺点，但交指滤

波器具有结够紧凑、易加工、公差要求不高、寄生通带远等

特性而被大量采用。

二、电路设计

2.1: 指标描述:

通带: 1.25 GHz-1.29 GHz (-1 dB带宽)

驻波: <1.5

2.2: 原理分析:

交指滤波器设计综合是通过低通滤波器原型转换，再经

过黑田变化得到等效电路，利用TEM传输线微波结构来实现

这些耦合结构的谐振器，从而得到交指带通滤波器的初值。

最后使用ads对此初值进行仿真调整，得到最后的设计结果。

上述综合设计公式在许多文章或书籍上都有论述，详见参考

文献 [1]。

2.3: layout 与与与与与 schematic 联合仿真设计

根据设计指标要求和滤波器设计理论，选用悬置微带终

端短路式交指滤波器结构，这种结构的特点是在两个接地板

间是空气层，每个谐振器结构是一端开路一端短路，因此谐

振器长为 1/4 λ 0 。对于这种结构，谐振器之间耦合较强，能

够实现中等带宽的滤波器 (W < 30%)，而且由于谐振器长为

1/4 λ 0，它的寄生通带在 4倍频以上。

选用基片的Er = 2.17 TanD = 0.001 厚度h = 0.762 mm，

上下空气层的厚度各为 H = 6 mm

用ADS的LineCalc工具 (见图1) 计算出50欧姆线的宽

度和 1/4 λ 0 线的长度。

基于 ADS 联合仿真的微带交指带通滤波器设计

石涛羊恺宁俊松补世荣

电子科技大学空天科学技术研究院

摘要: 滤波器是移动通信、微波通信系统中的关键器件之一，滤波器的主要功能是抑制滤波器通带以外的不希望的信号频

率以及对不同频率信号的分离组合。本文应用ADS仿真软件对交指滤波器进行联合仿真，从而有效地解决了运用其他某些商

业软件在涉及含有内部接地或内部端口时仿真不准确的问题。

关键词: 悬置微带滤波器、联合仿真、带通滤波器

图 1. LineCalc工具

在 layout 中依据计算的 50 欧姆线的宽度和 1/4 λ 0 线的

长度以及综合设计得到滤波器初值，画出交指滤波器的初步

layout图形如图2，将输入输出端口设为外部端口，而将所有

需要接地的地方的端口设为内部端口。


89

将 layout 中的图形创建为一个元件，在 symbol中选择

layout look-alike 选项，使其可以很直观的在 schematic 中

很直观的看出整个图形，在momentum simulation control 选

项中选取 schematic选项，让仿真时由 schematic来调此元

件进行仿真。再在 schematic的元件库中将刚生成的元件调

出，将各个内部端口接上地，将外部端口接上50欧姆的终端，

如图 3 所示。

三、电路测试

根据以上ADS联合仿真的结果，加工电路见图5，测试

结果见图 6。设计与实验结果较好吻合。

图 2. 在 layout中画出的交指滤波器图形

图 3. schematic中调出的元件图型和连接方式

图 4. 依据联合仿真得到的仿真结果

在schematic中进行联合仿真，ADS会自动调momen-

tum来进行仿真，得到最终结果，反复在 layout中调整各个

谐振器的长度、宽度和谐振器之间的缝隙，更新元件值后重

新在 schematic中进行联合仿真，直至得到满意的结果如图

4 所示。

图 5. 实际加工电路

图 6. 实际加工电路的测试曲线

四、结束语

本文使用 ADS 联合仿真，设计一款交指滤波器，并做

出了实物，其实验结果与设计结果基本一致，可见ADS的联

合仿真得是比较准确的，简化了微波工程师的设计工作量，

将大大减少微波器件的设计成本和周期。

参考文献

[1] 甘本祓, 吴万春现代微波滤波器的结构与设计 1974 年

[2] 刘娟秀等星载高温超导滤波器研制通信学报 2006年第27

卷第 3期

[3] 羊恺等高温超导X 波段带通滤波器研制宇航学报 2002年

23 卷第 6期

[4] 张天良等高温超导开口环小型化宽带滤波器科学通报 2007

年 52 卷第 22期

[5] Hong J S, Lancaster M J.Couplings of microstrio squqre

open-loop resonators for cross-coupled planar microwave filter

[J].IEEE Trans-MTT,1996,44(9):2 009-2 109


90

图 1

一、引言

微波滤波器是通讯系统中的主要部件之一。传统的低通

滤波器采用直形短截线作为分支线，原理简单、易于设计，但

由于其与主传输线的连接处较宽，不连续性影响较大，并且

分支线之间的间距较小时会出现谐振，所以使得电路结构不

紧凑，并且对应的特性曲线的过渡带不够陡峭。采用扇形短

截线作为分支线，可以在很大程度上改善了上述缺点。Agilent

公司的ADS是一款功能强大的电磁仿真软件，大大提高了射

频电路设计准确性和效率。本文以一个通带为0-3.3 GHz的滤

波器为例，使用 ADS 软件对扇形短截线低通滤波器进行设

计，得到了理想的仿真结果。

二、分析

扇形微带线在微波电路中多用来实现阻抗匹配和有源偏

置电路，如放大器、滤波器等。扇形微带短截线 (Microstrip

Radial Stub) 的结构如图 1 所示。微带扇形短截线输入电抗

可以由下列关系式给出:

在式 (3) 中，J i (x) 和 N i (x) 是第一类和第二类贝塞尔函

数，α是扇形短截线的角度，ε re是等效介质常数，λ 0为自由

空间波长，r 1 和 r 2 是扇形微带线的内、外半径，h、ω分别

是介质基片的厚度和微带宽度，ω e 是扇形短截线等效为微带

线的宽度。

三、设计

扇形短截线型滤波器的设计和传统微带滤波器一样都

是可以应用频率变换从集总元件 LC 梯型低通原型出发的，

不同的是这里对滤波器的设计是用扇形短截线作为电抗元件

即电容应用于滤波器的设计中。扇形短截线滤波器是由扇形

短截线在主传输线上相间排列构成的，在设计中为了简化设

计过程，使用ADS内置的扇形短截线模型，如图2所示，通

过高阻线并联在主传输线上的扇形短截线的参数可由式 (3)

~ (5) 算出，扇形短截线等效于并联电容，其单位扇形线如

图 3 所示。

使用 ADS 设计扇形短截线低通滤波器

孙慧君范绍东

电子科技大学电子工程学院四川成都 610054

摘要: 采用微带扇形短截线作为基本单元，借助强大的电磁仿真软件ADS，设计出具有宽带特性的低通滤波器，与传统低

通滤波器相比过渡带更加陡峭。本文详细讲述了使用ADS设计通带为0-3 GHz滤波器的设计过程，并在最后给出了仿真结果。

关键词: 扇形短截线低通 ADS

(1)

(2)

(3)

(4)

(5)

图 2

图 3


91

根据上面的公式推算初值，并在ADS原理图中搭建出滤

波器电路，如图4所示。电路中左右最外侧的微带线为50 Ω

线。本文中使用的基片为 AD350，其参数为图 5 所示。

将原理图导入Momentum中生成版图，如图8所示。对

其进行仿真，仿真结果如图 9所示。

图 4

图 5

根据初值搭建的电路指标还不能完全达到要求，需要进

行进一步的优化。设置优化目标，如图6所示。利用ADS强

大的优化功能，很快可以得到符合指标的原理图电路，结果

如图 7 所示。

图 6

图 9

图 8

图 7

从仿真结果来看，版图的仿真结果相对于原理图仿真结

果略有恶化，这主要是由于原理图仿真只是从路的角度出发，

没有考虑到场的因素。而Momentum仿真则是二维半的场仿

真，其结果更加贴近实际。因结果很接近指标，故只需在原

理图中对元件参数进行细微手调即可获得更好的结果。

四、总结

本文利用 ADS 软件成功设计了一个扇形短截线低通滤

波器。可以看出其具有如下优点: 电路结构简单; 具有很好

的宽阻带特性和较小的通带波纹; 该结构易于实现。理论和设

计取得了期望的一致性，对其他结构的滤波器设计都有一定

的参考价值。利用 ADS设计微带滤波器，能缩短设计周期，

且设计出滤波器性能好，仿真结果能较好地与实际相符。

参考文献

[1] 清华大学《微带电路》编写组. 微带电路[M]. 北京: 人民邮电

出版社, 1976。

[2] 甘本祓, 吴万春. 现代微波滤波器的结构与设计[M]. 北京: 科

学出版社, 1973。

[3] 魏新泉, 张绍洲. 扇形微带短截线型滤波器的设计. 2007


92

一、前言

目前，滤波器在微波、射频系统中担任着不可替代的作

用。滤波器已成为无线电技术中许多设计问题的中心，可用

它们来分开或组合不同的频率，如在变频器、倍频器以及多

路通信中。做过电路的人都知道“产生所需要的频率相对容

易，而抑制不需要的频率却非常难”，这就需要能够有效去除

多余频率的高效滤波器。现代滤波器的理论已经十分完备，

结构异常丰富，设计方法多种多样，同时可以实现滤波器设

计的仿真软件也很多。

滤波器特性可用其频率响应来描述，按其特性的不同，

可分成低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器、带阻滤波器。

而多数的理论计算方法都是通过低通原型来推导出高通，带

通、带阻。现有软件需要大量的理论基础，拓扑结构也只有

固定的几种型式，使得滤波器的结构单一，设计过程复杂。而

微波EDA软件的出现，使这些问题迎刃而解，只需要滤波器

的基础知识，即可实现滤波器的设计。Agilent公司的ADS仿

真软件功能强大，不仅用于滤波器的设计，还广泛应用于其

它射频微波电路的仿真优化技术中，它的界面友好，帮助工

具功能强大，在没有任何教材的情况下，利用帮助即可掌握

设计方法，但是要使用的得心应手，还是需要不断练习，总

之，它已经成为射频工程师的得力助手。

二、设计实例

项目中，需要一个带通滤波器，指标如下:

中心频率F0 = 400 MHz，带宽不限，尽可能窄，体积尽

可能小。

在此滤波器设计之前，有一些实际的限制问题。首先，实

验室里目前只有12 nH的高Q电感 (使用高Q电感得到的实际

电路与仿真电路相差较小，只要略微调整即可满足要求); 其

次，电路板已经投板，必须采用固定电感的四级带通滤波器。

在此滤波器设计中，先通过 Genesys 得到滤波器的初

值，如图 1。

在 Topology 中设置滤波器的类型，这里选用带通，切

比雪夫型式。这种类型的滤波器通带和阻带均为等波纹特性，

陡度较大，而且调试较容易，因此习惯上我都会选择切比雪

夫型式。

Genesys与 ADS 联合仿真 LC带通滤波器

李波桑楠

电子科技大学计算机学院成都 610054

摘要: 本文讲述如何将Agilent公司射频仿真软件Genesys和ADS进行有效的结合，高效准确的实现滤波器的设计，并给

出了具体的带通滤波器设计实例。

关键词: 带通滤波器 Genesys ADS

图 2

图 1

在Settings中我们可以设置需要达到的指标，需要设置

的有低端截止频率，高端截止频率，阶数，通带波纹，截止

点衰减量，固定的电感值。这些参量设置完成后，我们就可

以得到 2的电路。

在此种方法的滤波器仿真中，Genesys 的主要作用就

是得到滤波器初值，利用这些初值在ADS中建摸、优化。在

ADS的Schematic窗口下，建立LC带通滤波器模型，设置

电路参数，此文中的实例采用 S 参数仿真，在 VAR 中设置

各变量初始值，变化范围及是否优化，在各GOAL中设定插

入损耗、通带内波动、带外抑制等目标函数。其中变化范围

应设定在Genesys得到的初值附近，这样就会大大优化仿真

优化的时间。


93

在OPTIM函数中，首先选择Random(随机)优化方式，

因为此时距离理想值相差较远。在 S 参数中，Step(步进)可

以设置大一些，称之为粗略优化，每优化一次，观察data中

的S11和S21是否达到指标，若没有，不断改变GOAL中各

目标函数的权重和指标，直到接近预期的指标。然后再进行

微调，将S参数中的优化方式改为Gradient，并且将Step设

小一些，按照粗略优化的方法再不断地优化，直到data中各

参数基本稳定，达到指标即可。仿真结果如图 5 所示。

将整数值带入电路后的仿真结果如图 6 所示。

图 3

图 4

图 6

图 5

优化结束，达到指标后，由图 4可见，所优化的各变量

带有小数位，这在实际制作电路时是不可能的，所以要换成

标称值，即把所优化的变量换成市面上可以买到，但是与优

化得到的值最接近的整数值。例如，C1是28.5715，我所能

找到的相近值为27，所以把C1换成27，并且设为不可优化，

再继续优化其它几个变量。最后所得结果如图 5。

通过多次滤波器设计经验总结，滤波器有多种多样的结

构，关键要根据实际需要来选择滤波器的结构，本例所选结

构为所有滤波器中最为好调的，可以不改变电感值，只调整

电容。另外，滤波器阶数越高，则带宽可以做的越窄，但是

实际电路比较难调，成本也会更高; 反之，阶数越低，则带宽

的极限也较宽，好处是实际电路好调，成本低。所以权衡来

看，还是要依据极限指标，实际系统的需要来定滤波器的阶

数。在仿真过程中，首先通过Genesys生成所需的滤波器初

值，再在ADS中将参量范围设置在初值附近，进行粗调，当

参数已基本达到所需指标后，再利用微调，直到达到指标。然

后逐一将参数值替换为标称值。

三、结论

现在许多高频段的滤波器都使用微带线，带状线甚至超

导材料来实现。但当频率在几百兆赫兹时，使用上述材料来

实现则滤波器的体积太大，成本太高。所以集总参数滤波器

此时就显得格外重要了。

通过Genesys和ADS的有效结合，可以使设计过程变得

快速，简单，大大提高了设计效率。同时为了使调试变得容易，

可以使用ADS库中带有误差的器件进行优化，得到的仿真曲

线虽然不如上述结果，但是调试过程就会节省很多时间。

参考文献

[1] 现代微波滤波器的结构与设计.甘本祓, 吴万春著.科学出版社.

1973

[2] ADS2006 仿真试验教程.


94

目前，随着电子技术的迅速发展，短、小、轻、薄成为

未来通信设备的发展趋势，滤波器作为通信系统中一重要的

元器件，滤波器的小型化设计影响到整个通信系统得小型化

发展。本文采用先进的LTCC集成技术，并借助Agilent公司

的ADS 软件EDA 辅助设计，通过内埋电感、电容等无源元

件实现抗 EMI 滤波器的小型化设计.

一、LTCC滤波器设计流程

LTCC滤波器优化设计主要包括电路优化仿真，三维结

构的电磁场优化仿真，图1给出了LTCC滤波器的设计流程。

本文设计目标:

中心频率 f 0 : 2450 MHz

带宽 BW : 200 MHz

带内插损: ≤ 2 dB;

带外抑制: ≥ 25 dB (at f0 ± 500 MHz)

外形尺寸: 2.0 mm x 1.25 mm x 0.8 mm;

根据滤波器的技术指标要求，我们选用带状线SIR滤波

器进行设计，基本原理图如图 2所示。

基于 LTCC技术带通滤波器设计

尉旭波

(电子科技大学电子科学技术研究院成都 610054)

摘要: 本文采用先进的低温共烧陶瓷 (low temperature co-fired ceramics, LTCC) 集成技术研制出小型的带通滤波器，并借

助于Agilent公司的ADS软件进行滤波器辅助设计，得到频率为2450 ± 100 MHz，带外抑制≥ 25 dB (at 2450 ± 500 MHz)，尺

寸为 2.00 mm x 1.25 mm x 0.80 mm。

关键词: 滤波器传输零点多层滤波器 LTCC

中图分类号: TN713

The Design Pass Band Filter of LTCC

WEI Xu-bo

(Research Institutes of Univ.of Electron. Sci. & Tech. of China Chengdu 610054)

Abstract: Introduced a miniaturized Anti-Electro Magnetic Interference based on the technology of LTCC, and design the

filter based on the Agilent ADS,at last get the filter with center frequency2450 ± 100 MHz,attenuation ≥ 25 dB (at2450 ± 500

MHz)，dimensions 2.00 mm x 1.25 mm x 0.80 mm.

Key words: filter;transmission zero; low temperature co-fired ceramics;

图 1. LTCC滤波器设计基本流程图 2. 滤波器电路拓扑图


95

在确定滤波器电路托普图后，利用Agilent ADS软件电

路优化功能对滤波器进行电路优化设置，采用LTCC陶瓷材

料介电常数为 26，介电损耗为 0.001。图 3给出了滤波器电

路优化电路仿真优化电路图。

最后利用EMDS for ADS进行三维电磁场全波仿真。安

捷伦将基于有限元法的三维电磁场仿真软件EMDS集成到了

ADS 中，成为 EMDS for ADS。其可以对 Momentum 中的

模型直接进行三维全波仿真，获得更加准确的结果，也可以

用来考虑键合线、封装等的效应。通过仿真，得到滤波器三

维模型的仿真曲线，如图 7所示。

图 3. 滤波器电路优化设置

采用ADS软件对所选电路进行电路优化仿真，得到滤波

器电路优化曲线，如图 4 所示。

图 4. 电路优化仿真曲线

从图4中我们可以看到滤波器仿真技术指标可以很好的

满足技术要求。此外 Agilent ADS 软件具有矩量法优化仿真

以及三维优化仿真功能，根据得到的滤波器电路拓扑图，分

别获得滤波器在ADS软件中的layout版图以及三维结构模型

图，分别如图 5，6所示。

图 5. 滤波器 layout 版图

图 6. 滤波器三维结构图

图 7. 滤波器三维结构模型曲线

从图7中，我们可以看到滤波器三维结构模型仿真结果

很好的满足滤波器技术指标。


96

二、结论

本文采用LTCC先进的集成技术及Agilent ADS软件很

好地实现了高性能LTCC带通滤波器的小型化设计，得到样

品尺寸为2.00 mm x 1.25 mm x 0.80 mm，远小于传统带通滤

波器尺寸;

参考文献

[1] Sutono A, Laskar J. Development of three dimensional

integrated Bluetooth image reject filter[J]. IEEE MTT, 2000, 22

(3):339-342.

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harmonics and spurious suppression[J]. IEEE Microwave Guided

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[4] Ludwig R, Bretchko P. 射频电路设计 - 理论与应用[M]. 王子

宇, 张肇仪, 译. 北京:电子工业出版社, 2002

[5] 清华大学微带电路编写组. 微带电路[M]. 北京:清华大学出版

社, 1994.


97

一、前言

对于一般的物质而言，其介电常数和磁导率多为正数。

由麦克斯韦方程组可推导出，电场、磁场和波矢量三者符合

右手关系。1968年，苏联科学家Veselago首次提出了左手

理论 [1]，指出介电常数和磁导率同时为负的材料具有一系列

奇特的性质(负折射率、反常Doppler效应、反常Cherenkov

效应等)，因、和三者符合左手关系，被称之为左手材料(Left-

handed Material)。近年来，Pendry等人从理论上证实了利

用周期性排列的导线阵列 [2] 和有开口的谐振环 [3]，可以在一

定的频率范围内，分别实现负介电常数和磁导率。2001年，

Shelby等人成功的制成了金属导线阵列和有开口的谐振环阵

列，观察到负折射率现象，证实了左手理论 [4] 。从而，引起

了国际学术界对左手材料极大的研究热情，对左手材料的研

究被《Science》杂志评选为 2003 年度十大科技进展之一。

Caloz、Iyer、Oliner等人几乎同时提出了利用传输线方

式获得左手特性 [5-7]。Wei Tong和Zhirun Hu等人利用GaAs

MMIC工艺设计并制作了具有左手特性的滤波器和功分器 [8, 9]。

国内在此领域也开展了研究，并取得了相应成果 [10, 11]。

本文介绍了利用 ADS 软件设计基于左右手传输线的

具有左手特性的带通滤波器。仿真结果发现，在 4.0 GHz-

8.0 GHz 频率范围内，获得了满意的带通滤波器性能。同

时，发现相位的大小随着传播距离的增加而减小，这与右手

微带传输线的相位随传播距离的增加而增大的规律不同，证

实了所设计的带通滤波器在该频率范围内，呈现左手特性。

这为进一步研究宽带、低损耗、小尺寸且具有左手特性的微

波器件和电路奠定了基础。

二、左右手微带传输线的等效电路

常规的传输线呈现右手特性，其等效电路如图1所示。图

中R、L、G和C分别表示串联的电阻和电感，并联的电导和

电容，该等效电路呈现低通特性。理想左手传输线的等效电

路如图 2所示。C 和 L 分别表示串联电容和并联电感，该等

效电路呈现高通特性。在理想左手微带传输线的基础上，考

虑右手寄生效应，其左右手微带传输线的等效电路如图 3所

示。L R、C L、C R、L L 和R 分别表示右手寄生电感、左手串

联电容、右手并联电容、左手并联电感和电感的损耗。

左右手微带传输线的散射特性如图4所示。在4.0 GHz-

8.0 GHz 频率范围内，负的斜率意味着存在负的相速度。这

与右手传输线具有正的相速度相反。由于相速度υ与折射率

n之间的关系为: υ = c/n，其中 c为光速。负的相速度意味着

折射率也为负，即存在左手特性。

合理调整左右手微带传输线等效电路中的分布参数，可

以获得较理想的带通特性。利用左右手微带传输线的等效电

路模型和ADS软件，设计具有左手特性的带通滤波器。该设

计与 GaAs MMIC 工艺相兼容，有利于实现电路的小型化。

基于左右手微带传输线的带通滤波器的 ADS 辅助设计

徐静波 * 张海英杨浩朱

中国科学院微电子研究所北京市北土城西路 3 号 100029

摘要: 本文介绍了利用左右手微带传输线的等效电路模型与ADS软件，设计了具有左手特性的带通滤波器。仿真结果显示:

在 4.0 GHz-8.0 GHz 频率范围内，获得了满意的带通滤波器性能; 其相位大小随着传播距离的增加而减小，证实了在此频率

范围内该电路呈现左手特性。

关键词: ADS 左右手微带传输线带通滤波器

图 1. 右手传输线的等效电路

图 2. 理想左手传输线的等效电路


98

三、ADS仿真

采用左右手微带传输线的等效电路模型和ADS软件，设

计具有左手特性的带通滤波器。带通滤波器的电路拓扑图如

图 4所示，由三个左右手微带传输线的等效电路依次串联而

成。对该电路进行S参数仿真，所需控件以及优化设置如图

5 所示。

仿真结果如图6所示。在4.0 GHz-8.0 GHz频率范围内，

获得较满意的带通性能。S 21 在 -1.567 dB-0.796 dB，S 11 均

小于 -10 dB。结合电磁场仿真，优化分布参数的数值，可进

一步提高带通滤波器的性能 (带宽、损耗等)。

图 4. 左右手微带传输线的散射特性

图 3. 左右手微带传输线的等效电路

图 4. 基于左右手微带传输线的带通滤波器的电路拓扑

图 5. ADS仿真设置

图 6. 带通滤波器的仿真结果

四、结论

本文介绍了利用 ADS 软件设计基于传输线的具有左手

特性的带通滤波器。采用了左右手微带传输线的等效电路模

型，仿真结果发现，在 4.0 GHz-8.0 GHz 频率范围内，呈现

左手特性。利用该等效电路模型，设计了带通滤波器，并获

得了满意的性能。


99

参考文献

[1] V. G. Veselago, "The electrodynamics of substances with

simultaneously negative value of ε and µ " (in Russian), Soviet

Phys Uspekhi, Vol. 10, No. 4, pp.509-514, Jan-Feb. 1968.

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"Low frequency plasmons in thin-wire structure", J.Phys:

Condens. Matter, pp. 4785-4809, 1998.

[3] J. B. Pendry, A. J. Holden, D. J. Robbins and W. J. Stewart,

"Magnetism from conductors and enhanced nonlinear

phenomena", IEEE Trans. Microwave Theory Tech., Vol. 47,

No.11, pp. 2075-2084 Nov.1999.

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verification of a negative index refraction", Science, Vol. 292,

pp. 77-79, Apr. 2001.

[5] C. Caloz and T. Itoh, "Application of the transmission line

theory of Left-Handed (LH) materials to the realization of a

microstrip LH line," in IEEE AP-S/URSI Int. Dig., San Antonio,

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media supporting 2-D waves," in IEEE MTT-S Int. Dig., Jun.

2002, pp. 1067-1070.

[7] A. A. Oliner, "A periodic-structure negative-refractive-

index medium without resonant elements," in IEEE AP-S/

URSI Int. Dig., San Antonio, TX, Jun. 2002, pp. 41-44.

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metamaterial coplanar waveguide components and circuits

in GaAs MMIC technology". IEEE Transactions on Micro-

wave Theory and Techniques, Vol.55, NO.8, Aug 2007, pp.

1794-1800

[9] Wei Tong, H. S. Chua, Zhirun Hu, P. D. Curtis, A. P.

Gibson, M. Missous, "Fully integrated broadband CPW Left-

Handed metamaterials based on GaAs technology for RF/

MMIC applications". IEEE Microwave and Wireless Compo-

nents Letters, Vol.17, NO.8, Aug 2007, pp.592-594

[10] Z. X. Zhang, S. J. Xu, "A novel balun structure with a

composite right-left-handed transmission line"[J]. Microwave

and Optical Technology Letters, 2005,45(5), pp:422-424

[11] S. L. He, X. Hu, J. L. He, J. S. Li, Y. Z. Zou, "Abnormal

guiding and filtering properties for some composite struc-

tures of right/left-handed wetamaterials"[J]. Proc Asia-Pa-

cific Microwave Conference, Suzhou, China, 2005, 1, pp.

401-404

*联系人: 徐静波

地址: 北京市朝阳区北土城西路 3 号, 中国科学院微电子研究所

A414#, 邮编: 100029, 电话: 010-82995594, E-mai l :

[email protected]


100

一、引言

滤波器是无线电技术中许多设计问题的中心，可利用它

们分开或组合不同的频率，如在变频器、倍频器以及通信中，

都要用到相应的滤波器。滤波器广泛应用于微波系统，如频

谱分析仪，各类接收机系统中。随着接收机性能要求的提高，

特别是对信噪比要求的越来越高，对中频滤波器的相位要求

也随之提高。由噪声系数表达式F = KTB (式中k为波尔之曼

常量，T为开氏温度，B为频率带宽) 可知，接收机的噪声主

要由温度和带宽决定。在温度不变的情况下，减小接收机的

有效中频带宽可以改善接收机的信噪比。一般常用的中频滤

波器考虑到群时延要求，都采用扩展带宽的方法以达到系统

相位的要求，而线性相位中频滤波器在保证系统群时延要求

的情况下可以有效降低系统带宽，从而达到降低接收机噪声

系数提高信噪比的目的。另外，对滤波器来说，常常需要对

称的幅频响应特性，一般传统的带通滤波器都是在以对数频

率为横轴时才具有对称响应。而一般中频滤波器需要算术对

称结构，即建立在线性频率刻度下的对称。算术对称相应地

产生群时延的对称，即在高低截止频率点具有相等的群时延

峰值。而常用的从低通到带通转换设计的滤波器都不具有算

术对称性。本论文采用Eagleware提出的一种新的从低通到

带通的转换，这种转换可以产生算术对称。

本论文主要研究如何利用GENESYS采用算术对称结构

综合带通滤波器，并在此基础上以在滤波器后附加相位补偿

网络的方式实现线性相位。然后在ADS中完成滤波器的优化

仿真设计，最后对实物进行测试并与仿真结构进行比较。

二、GENESYS综合线性相位滤波器

本文利用GENESYS的强大综合功能首先综合出具有算

术对称结构的中心频率为70 MHz，带宽为30 MHz的带通滤

波器。综合参数设置如图1所示。零点设置在40和100以达

到阻带最小衰减为35 dB的要求 (注意: 无穷远处零点的数目

是DC处的3倍)。通过变换器转换可得电路图如图2所示。此

电路结构的响应曲线如图 3 所示。

利用 ADS 设计线性相位滤波器

莫祚建羊恺补世荣

电子科技大学空天科学技术研究院成都 610054

摘要: 本文采用 Agilent 公司的 EDA软件 GENESYS 和 ADS 设计线性相位 LC滤波器，研制出了中心频率为 70 MHz，带

宽为 30 MHz的线性相位 LC滤波器，带内群时延起伏约为 ± 6 ns。展示了GENESYS的强大电路综合功能与 ADS强大的电

路优化仿真功能和电路 CAD 功能。

关键词: 线性相位 LC 滤波器 GENESYS ADS

图 1. 滤波器综合参数设置

图 3. 电路幅频响应特性曲线和群延时曲线

图 2. Genesys综合电路图


101

由综合出来的滤波器响应曲线可以看出，虽然幅频响应

和群延时具有严格的对称性，但是，群时延比较大 (> ± 6 ns)。

为此，需要在滤波器后附加相位补偿网络以降低群时延。此

过程可以通过GENESYS在综合电路后附加平衡网络得以完

成。附加的相位补偿网络如图 4所示，附加相位补偿网络前

后整体电路的群时延特性比较曲线如图 5 所示。

实物测试结果表明，带内群时延起伏 < ± 6 ns，带内插

损较小，与仿真结果吻合的比较好。这充分验证了本结构具

有低的群时延起伏，ADS不仅具有强大的电路功能而且有非

常高的仿真精度。

四、结论

本文采用 GENESYS综合方法，利用 ADS工具，结合

相位补偿技术建立了线性相位滤波器的理论仿真模型，完成

了线性相位滤波器的综合仿真设计。从仿真结果来看，通频

带内群时延比较平坦，传输特性比较好。本文同时还完成了

器件的制作、封装和测试。测试结果表明，利用GENESYS

和ADS综合仿真设计的线性相位滤波器与实测曲线有比较好

的吻合，并有好的群时延特性、比较低的插入损耗等特性。

本文通过有效结合利用GENESYS和ADS两个软件，使

滤波器的设计过程变得更方便、快捷，设计效率得到极大的

提高，这直接降低了设计人员的设计周期和调试时间。

参考文献

[1] Band-pass Filter Having Quasi-Symmetrical Attenuation and

Group-Delay Characteristics. Alta Frequenza, July 1961, P.448

[2] http://www.eagleware.com

[3] Handbook of Filter Synthesis, A.I.Zverov, Wiley, New York,

N.Y, 1967

[4] Electronic Filter Design Handbook, A.B.Williams, McGraw-

Hill, New York, N.Y, 1981

[5] 现代滤波器的结构与设计. 吴万春编. 科学出版社. 1973

[6] 微波集成电路. 国防工业出版社. 1995

图 5. 附加相位补偿网络前后群时延特性曲线

(蓝色表示附加前，红色表示附加后)

三、ADS仿真和实测结果

通过 GENESYS 综合获得初值后，把它导入 ADS，并

把它们全部换成Component Library里的器件，选取易在当

地采购的器件和封装，仿真、调试。

最后将得到的滤波器投版加工，焊接实物器件，其中输

入输出均采用SMA接头。并用矢量网络分析仪HP8510进行

测试，最终测试结果群时延特性曲线如图 6所示，S21测试

结果如图 7 所示。

图 6. 实测 S21特性曲线

图 4. 相位补偿网络

图 6. 实测群时延特性曲线


102

一、引言

目前，微波通信系统的发展异常迅猛，微波双工器在微

波设备中占有非常重要的地位。因为在各个微波频段中，各

种系统的频率拥挤，再加上多信道实时双向通信的要求，就

必须在设备前端设计多通道的波道合成和分离器件。因此双

工器是无线通信中能使接收和发射端同时运作的重要器件之

一。对它的主要要求是具有极低的带内插损和很高的选择性。

对于卫星通信系统来说，要求使用的电子设备重量轻和

体积小，这又正是波导双工器的最大缺点，而且频率越低所

需的重量和体积越大。对于较轻的常规平面双工器，由于常

规金属的表面电阻Rs相对较大，带来插入损耗大、带外衰减

小、矩形度不好等缺点。在微波范围内，高温超导薄膜的Rs

比铜的 Rs要低 1~3 个数量级，用其制成的双工器的Q 值也

要高1~3个数量级，从而弥补了前两种双工器的不足，对实

现卫星通信系统中电子设备的小型化、降低成本和加速小型

化卫星通信系统的发展起到了非常重要的作用，具有广泛的

应用前景。本文采用全波电磁仿真，构建了星载高温超导双

工器的仿真模型，研制出了一种工作在 L波段的高性能星载

高温超导双工器，电路采用微带结构，具有体积小、重量轻、

带内插损小和选择性好等优点，为进一步搭建高温超导卫星

通信子系统打下良好的基础。

二、双工器的结构设计分析

双工器为三端口网络，图 1为其示意图。本文所介绍的

双工器为窄带非相邻通道选频型双工器，其设计结构如图2所

示，由两个带通滤波器通过匹配电路组成，它的分支接头采

用简单的“T ”型头，将两个BPF分别调谐于发频和收频，从

而满足端口1与2之间的隔离度。为使电路中总的输入导纳在

两个BPF的通带里为一恒定实常数，使每个B P F仍然保持

原来的特性，则将两个 B P F 各自通过 λ / 4 传输线阻抗变换

后再接到天线端，这样每个 B P F 输入端对另一个 B P F 相

当于短路，经 λ / 4 阻抗变换后变为开路，于是两个 B P F 互

不影响。

利用 ADS 设计高温超导窄带低插损小型化双工器

来晋明 * 羊恺 ** 曾成 ** 范绍东 * 孙慧君 *

(电子科技大学电子工程学院 610054 电子科技大学空天科学技术研究院 610054 成都)

摘要: 本论文作者采用ADS软件，设计中心频率分别为 1.25 GHz和 1.49 GHz，3 dB带宽 60 MHz，带外在 100 MHz的时

候隔离达到40 dB的高温超导双工器，文中利用Momentum全波电磁仿真方法设计研究了高温超导窄带低插损小型化微波双

工器，采用的材料是在厚度为0.5 mm介电常数为23.5的LaALO3衬底上用磁控溅射法制备而成的双面氧化物高温超导薄膜

Y B C O。利用在微波范围内，高温超导薄膜的Q 值比常规导体高 1-3个数量级的特点和其高介电常数的特点，实现了器件

的低插损和小型化。最终利用 Momentum 仿真结果差损只有 0.3 dB左右，实现了预期的目标。

关键词: 高温超导 ADS 窄带双工器

The Design of the Narrowband Low-loss Miniaturization

HTS Diplex by Using ADS

Lai Jinming Yang kai Zeng cheng Fan shaodong Sun Huijun

(School of Electronic Engineering, University of Electronic Science and Technology of China Chengdu 610054 China)

Abstract: In this paper, the author used the full-wave electromagnetic simulation to research the narrowband low-loss

miniaturization HTS diplexer by using the software of ADS. The center frequencies of this diplex are 1.25 GHz and 1.49 GHz,

and the isolation is about 40dB @100 MHz. The diplexer is manufactured on the double-sided HTS YBCO film on a LaA1O3

substrate of 0.5 mm．The miniaturization and low insertion loss of electron devices are realized using the advantage that

the quality factor of HTS film is l~3 orders higher than tl1e normal metals．By using the ADS momentum simulation, the IL

of the diplex in the pass band is about 0.3 dB.

Keywords: HTS (high temperature superconductor) ADS narrow band Diplexer


103

三、高温超导双工器的仿真和设计

本文所设计双工器两个通带中心频率分别为 1.25 GHz

和 1.49 GHz，带宽均为 60 MHz。在高温超导微波双工器的

设计过程中，除了要掌握常规微波器件的设计方法之外，还

需要注意一些高温超导器件特有的性质，如: 微带电路光刻成

形时，高温超导薄膜的腐蚀不同于对金属薄膜的腐蚀，因此

线条不能太细; 既要实现器件的小型化，而高温超导谐振器Q

值高于常规器件1~3个数量级，因此谐振器间距又不能太近，

否则耦合很大; 由于超导薄膜是一种陶瓷材料，它和金属材料

之间的接触性不是很好，故高温超导薄膜同接头之间的吻合

和接地性能好坏非常关键，否则引入较大插损，降低高温超

导器件性能，等等。

3.1 带通滤波器 (BPF) 的设计

本论文滤波器选用的谐振器为现在比较常用的 SIR 结

构，如图 3。这种谐振器的优点在于其尺寸小，由于电容加

载效应使得其谐振器长度小于半波长，这样也可以使滤波器

的寄生通带优于一般的半波长谐振器滤波器。

可以通过计算得到耦合器级间耦合系数可由:

图 1

图 2

图 3

图 4

(1)

计算得出其级间耦合曲线，如图 4:

由于此双工器由两个非相邻通道的频段组成，所以必须

先设计两个带通滤波器，可以利用 ADS 全波电磁仿真软件

模拟出各个带通滤波器的频响特性并进行优化。该双工器为

高温超导材料所制，其基片材料选用采用的材料是在厚度为

0.5 mm 介电常数为 2 3.5 的 LaAlO3 衬底上用磁控溅射法制

备而成的双面氧化物高温超导薄膜Y B C O。下面分别给出

两个带通滤波器的仿真图，如图 5，图 6 所示:

图 5

图 6


104

由上面的仿真曲线可以看出，其插入损耗非常的小，在

带宽在 5~7% 的情况下竟然只有 0.3 左右，而用普通的常温

微带结构的窄带滤波器其插损的仿真结果在 2左右，可见超

导在损耗方面的一个很大的优势!

3.2 双工器的设计

本文中我们介绍的双工器由前面设计的2个带通滤波器

通过一个 T型接头并联构成，如图 7所示。T型接头不仅起

到功率分配的作用，同时为了使 2个滤波器互相不影响，在

接收通道的带通滤波器前还需要分别串联对方带通滤波器的

一段长度为 λ / 4 的阻抗为 50 ohm 的特性阻抗微带传输线变

换后接到公共输入端口 (天线端口)，使得收信滤波器的输入

端在发射频率处是短路的，经过λ / 4传输线阻抗后变成开路，

就不会影响发射端口; 同理发信端也是如此，可以起到让发信

滤波器发射端在收信滤波器收信频率处是短路的从而实现很

好的隔离效果。由于T型接头效应，实际的串联微带线长度

略小于 λ / 4，可以先按照 λ / 4给定个初值，然后应用ADS软

件进行优化确定。

利用ADS软件对连接构成的双工器的50 ohm阻抗变换

线长度进行优化(ADS软件优化器中提供了很多的优化算法:

如梯度优化算法、随机优化算法、基因优化算法等等)，在设

计的时候可以通过该软件的优化器设定目标(反射、插入损耗

等)。将优化的微带设定在一个范围，就可以通过优化得到理

想的尺寸。软件优化后的双工器仿真结果如图 7所示。双工

器的各个信道的带内插入损耗小于0.31 dB，通带带宽很窄，

带外隔离均大于等于 40 dB@100 MHz，所以有很好的选择

性。各个通道内的回波损耗大于20 dB，对回波抑制也相当不

错。有图由上面的分析可以得出本次仿真研究的结果达到了

预期的目的。

四、总结

文中双工器的设计作者是利用由两个SIR带通滤波器通

过微带T型接头设计双工器的设计方法，给出了高温超导低

插损小型化双工器的研制实例。由于单个滤波器单元的带外

抑制很好，并且加之 λ / 4线的相互短路阻断，使得不同带通

滤波器之间的相互干扰非常小，从而使作者所设计的双工器

隔离度教好，带宽教对称。

近年来，随着电磁仿真技术的不断发展和完善，微波

CAD软件的设计能力也不段的提高，这样给我们设计人员带

来了不可估量的作用，ADS是其中的佼佼者，其强大的CAD

功能给我们微波电路设计带来了很大的飞跃。本文的设计中

作者就是利用ADS进行全波仿真的手段，设计星载高温超导

双工器，这样不仅大大缩短了设计周期，而且节约了大量的

人力和时间成本。

参考文献

[1] 甘体祓，吴万春.现代滤波器的结构与设计.北京: 科学出版社，

1972

[2] Marina S. Gashinova, Maria N. Goubina, et a1. , "High-

superconducting planar filter with pseudo-chebyshev

characteristic". I E E E Trans. Microwave Theory Tech. , 51

(2003), 792~794．

[3] Jia-Sheng Hong, Michael J. Lancaster, "Couplings of square

open-loop resonators for cross-coupled planar microwave filter"

IEEE Trans. Microwave Theory Tech. , 44(1996), 2099~2108.

[4] 刘娟秀, 羊恺, 罗正祥, 补世荣, 宁俊松, 张天良. 高温超导薄膜

在微波双工器上的应用. 低温物理学报

[5] 曹海林, 陈世勇, 杨士中. 一种微带开路环双工器的设计. 重庆

邮电学院学报 (自然科学版)

作者介绍:来晋明: 电子科技大学电子工程学院电路与系统专业2006届硕

士研究生研究方向: 射频微波电路与系统

羊恺: 电子科技大学空天技术研究院电路与系统学科教授研究

方向: 射频微波电路与系统

曾成: 电子科技大学光电信息学院物理电子专业博士研究生研

究方向: 射频微波电路与系统

范绍东: 电子科技大学电子工程学院电路与系统专业2006届硕


孙慧君: 电子科技大学电子工程学院电路与系统专业2006届硕


图 8

图 7


105

一、引言

定向耦合器是一种广泛应用于微波系统中的微波器件，

例如在矢量网络分析仪，微波接收机中的混频器，微波功率

放大器等都要应用定向耦合器。近年来，随着耦合器的广泛

应用，对其带宽的要求也是越来越高，因此宽带的设计就显

得非常重要和实用。本论主要研究用ADS进行宽带高方向性

定向耦合器的设计。

要设计宽带定向耦合器就需要用1/4波长等效阶梯阻抗

滤波器的最优等波纹多项式，即切比雪夫多项式。综合出来

的结果并不是就可以作为宽带高方向性耦合器的最终电路，

所以我们就需要一种功能足够强大的软件来帮助我们完成电

路的准确设计，ADS 就可以满足这种需要。

2 定向耦合器的特性指标

2.1 耦合系数

电压耦合系数定义为: 主通道输入电压 (设由端口1输入)

与副通道输出电压 (设由端口 2输出) 之比。即:

2.2 定向性系数

在理想的情况下，副通道中一个端口有输出时，另一个

相反端口应没有输出。但实际上由于设计或结构不佳，另一

端口常有一些输出。用此正反向两个输出功率之比的分贝数

来表示定向传输的性能，则称为“定向性系数”或简称“定

向性”。设副通道中端口2为所需输出端口，端口3为隔离端

口，则定向性系数定义为:

S 波段 3 dB定向耦合器的 ADS 设计

来晋明羊恺孔根生刘国赢

(电子科技大学空天技术研究院 610054)

摘要: 本论文作者利用ADS设计了一个2~3 GHz的3 dB定向耦合器，在设计中，作者先利用ADS进行理论模型计算，然

后进行原理图的路仿真设计，最后到 Momentum 的场分析，最终得到加工电路，其测试结果和仿真有着非常好的相似性。

关键词: S 波段定向耦合器 ADS

(2-1)

其功率耦合系数定义为: (2-2)

通常用分贝表示之: (2-3)

称为“分贝耦合系数”或简称为“分贝耦合”。显然，由

于输入功率总是大于输出功率，故此分贝数必为负值。但习

惯上之说它的绝对值 (正值)，而不提及符号，例如说“3分贝

定向耦合器”，实际上它的分贝耦合系数为 -3 分贝。分贝耦

合越大，表明耦合到副通道的能量越少，耦合越弱。

(3-5)

D越大，说明定向性越好，或者说输入端口与隔离端口

的隔离度越好。理想情况下，P 3 → 0，D →∞。实用中常对

通带中的D提出一个最低要求，例如大于20分贝。除了上面

两个主要的参量外，一般还有隔离度，以及作为功率输入的

1端口反射系数S 11 等。

三、定向耦合器的原理性分析

下图中为导带条的形状，当信号由1口输入时，耦合口

是 2 和 4口，隔离口为 3 口，因为在辅线上耦合输出的方向

与主线上主波的传播方向相反，故此种形式的定向耦合器也

称为“反向定向耦合器”。

图 3-1. 单节平行耦合线定向耦合器


106

耦合器的3口之所以是隔离口，是由于不同的耦合因素

耦合到此端口的能量能够抵消。如下图所示:

这种结构的耦合线段由于在纵向空间有重合，且上下相

距的距离 S 很小，故设计中实现了 3dB的强耦合。

4.2 ADS 中电路模型的具体设计计算过程

由耦合系数 C = 3 dB，计算出耦合系数:

当导带条 1-4 中有电流 i 1 流过时，由于 2-3 线与 1-4 靠

近，故 2-3 线中会耦合有能量，此能量时既通过电场又通过

磁场耦合而来的。通过C m的耦合，在传输线2-3中耦合而得

的电流为 i C2 及 i C3，同时通过耦合电感耦合到 2-3 中的感应

电流 i L 的方向与 i 1 相反。由此可见，在辅线 2-3中由于电耦

合电流 i C和磁耦合电流 i L在2口叠加，而在3口是互相抵消

的，故而 2 口是耦合口，3口是隔离口。

上述讨论的微带线是在均匀介质的情况下，对于常规耦

合微带线，由于其介质是部分填充的，故前面分析可知，其

奇、偶模相速是不相等的亦即耦合段对奇、偶模分别有不同

的电长度θ e和θ o，两者不等，此时S 41e和S 41o就不再相等，

至少两者之间存在相位差。因此在隔离端 3口，奇、偶模的

传输系数就不能抵消而会有一定的信号输出，理论上就不能

再维持理想方向性条件。因此，用常规耦合微带线设计定向

耦合器的时候，其隔离度就不高，从而耦合微带线定向耦合

器要达到高的隔离度就必须采用一些改善性的措施。

四、定向耦合器的设计

4.1 定向耦合器结构的选取

定向耦合器的最重要的指标是: 耦合度和方向性。一般

的微带结构达到耦合度是比较容易的，但是要达到高的方向

性却是非常困难的。因此，为了达到宽带和高的隔离度的要

求，在下面的设计中采用的是均匀介质填充的带状线结构。

如果采用同面的耦合带状线结构不易用于宽带3 dB定向

耦合器的设计中，因为在耦合较强时，微带线条间距会很细，

以致于工艺上很难保证其精度。所以本论文中作者选取上下

耦合的带状线的结构，在 ADS 中表现如下图:

图 3-2. 平行耦合线定向耦合器的耦合机理

图 4-1. 耦合线物理结构

(4-1)

由推导的公式:

(4-2)

这里Z 0 = 50 Ω，可以计算出单节平行耦合线耦合器的偶

模阻Z oe = 120.9025 Ω，奇模阻抗Z oo = 20.6778 Ω。根据奇、

偶模阻抗，利用 ADS 中的 LineCalc 工具可计算出耦合线的

模型:

图 4-2. ADS中单节 3 dB耦合线段

为了使设计出来的耦合器在要求带宽内有足够的平坦的

耦合度和好的隔离特性，利用三节要好的多。通过查下面的

表格可以知道，为了在2~3 GHz全频带内尽量好的满足3 dB

的耦合度，最终的加工设计是用三节耦合线来满足宽带内耦

合度较平坦的要求，隔离足够高的目标:

表 4-1. 切比雪夫耦合传输线定向耦合器的归一偶模阻抗表 (N=3)

所要设计的是频带为2~3 GHz的3 dB耦合器，因此选表

中的第一组数据即可满足要求。由 Z 1 = 1.14888，可计算出:

由 Z 2 = 3.16095，可以算出:

(4-3)

(4-4)


107

同样利用ADS的 LineCalc工具计算出两段耦合线的具

体物理尺寸，然后放置到一个ADS的Schematic中，搭建出

电路模型:

其在 ADS 的 Layout 中结果场仿真的曲线为:

其仿真结果为:

图 4-3. ADS中三节耦合线定向耦合器电路模型

图 4-4. ADS中三节理想耦合线定向耦合器仿真结果

由以上数据可知，三节耦合线完全可以满足2~3 GHz近

似3 dB的耦合，在耦合频带内耦合曲线S21相当平坦，但是

要满足 3 dB 的耦合度还需要优化。

最终将在Momentum中进行全波仿真，这样得到的结果

才更加接近于实际情况，在Momentum中进行优化后最终的

电路图如下:

图 5-11. ADS中生成的耦合器元件

图 5-12. ADS 中耦合器元件的仿真曲线

五、电路测试

该电路测试是利用Agilent 8720ET矢量网络分析仪，其

测试图如下所示:

图 5-1. 定向耦合器的实物图

测试中首先测试的是传输端口和耦合端口的响应，测试

中发现，直接的测试结果和仿真的结果有一些差距，经过调

一些调试后，最终测试该耦合器的各项指标都达到了设计的

要求。如下面图所示:

图 5-3. 定向耦合器调试后各端口响应曲线


108

六、结论

本论文中所制作的 3 dB定向耦合器，作者利用ADS进

行了从电路原理图设计，到场仿真的验证和优化设计，最后

得到了实际的电路。在最后的试验中，该设计比较好的实现

了3 dB的耦合，由测试结果可以看出，其耦合频带内的纹波

小于 0.2 dB，而隔离度小于 -30 dB，达到了设计的需求。

参考文献

[1] 甘本祓吴万春. 现代微波滤波器的结构与设计, 1974年11月

第 1 版

[2] 清华大学编写组微带电路

[3] L. Yong．The Analytical Equivalence TEM-MODE Direc-

tional couplers and Transmission-Line Stepped-Impedance

Filters. Proc. IEE(London), vol. 110. PP. 275~281, February

1963

图 5-4. 定向耦合器传输端口与耦合端口的相位曲线


109

一、引言

微波设备中，常常需要将某一个输入功率按照一定比例

分配到各个分支电路中，尤其在相控阵系统馈电网络中，需

要将发射机功率分配到各个发射单元中去，功分器就扮演着

这种重要的角色。Wilkinson功分器由Wilkinson首次提出 [1]，

结构如图1 (a) 所示。输入输出线特性阻抗为Z0 (50欧姆)，而

输入输出口之间的分支线特性阻抗为Z1 (100欧姆)，线长四

分之一导波长，且在两个输出口之间接有一个100欧姆的电

阻，使得两个端口之间达到隔离。近年来，一些研究者较关

注功分器的小型化以及谐波抑制功能 [2-4]，文献2中在两段1/

4 波长线的中间引入两个电容来减小体积，但是集总电容会

引入寄生参数，对于高频段来说影响更大。文献 3中提到了

利用两个T型枝节来充当带阻滤波器的角色，在三次谐波频

率上对于信号进行很好地抑制。

本文提出了一种应用于相控阵系统中的紧凑型带有谐波

抑制功能的功分器，另外还可以利用图1 (b) 中的弯曲的短路

枝节L1为其它有源器件，比如说有源相控阵中T/R组件中的

功率放大器提供直流通路，另外两个开路枝节可以抑制三次

谐波，L1跟L2枝节的引入也可以减小功分器的尺寸。不过，

本文中的L2枝节要比文献3中的T型枝节简单，而且并没有

像文献 1 中的集总电容引入寄生参数。

二、理论分析

如图 1 (b) 所示，枝节 L1 和 L2 可以等效为图 2 (b) 中的

电容 C，基于微带短路枝节的阻抗公式

利用 ADS 仿真设计一种多功能功分器

樊芳芳鄢泽洪

西安电子科技大学陕西省西安电子科技大学天线所 377 信箱邮编: 710071

摘要: 本文利用ADS仿真设计一种应用于相控阵的新型带有谐波抑制功能的紧凑型功分器，结构中的短路枝节还可以提供

直流通路，这样可以简化其他的有源电路，有助于整个相控阵系统的小型化。该功分器与一般功分器相比体积减小20%，而

且实测与仿真结果吻合很好，进一步验证了 ADS 指导射频电路制作的有效性。

关键词: 功分器小型化谐波抑制直流通路

(a)

(b)

图 1. (a)Wilkinson功分器以及; (b)本文提出的新型功分器结构图

(1)

其中Z0是短路枝节的特性阻抗，l是短路枝节的长度，β

指相位常数，从式 (1) 可以看出，当长度 l小于 1/4 波长时具

有电感特性，本文中L1大于1/4波长，所以具有等效的电容

特性C1，同理，两段小于1/4波长的开路枝节具有等效的电

容C2，分析方法跟文献[5]中对于传统的功分器的分析方法一

致，不过本文中加入了 3个等效电容，C1和两个C2，等效

电路如图2 (c) 所示。其中的C1, C2, Z1, θ 1可以由图2 (c) 中

的等效电路确定，其中

(2)

式(2)中


110

另外，根据传输线导纳计算公式

(3)

其中

三、电路原理图仿真以及结果

根据以上公式，结合ADS2004A [6] 进行仿真设计，在理

论初值的基础上进行优化处理，仿真模型图如图3所示，之后

转入Moment进行矩量法仿真，此时将电路视为五端口网络，

因为集总电阻元件不能在 Moment 中进行仿真，仿真完之后

将该五端口网络导入电路仿真，此时再将电阻加上，完成Mo-

ment的验证工作，最终的仿真曲线示于图 4，从图 4 (a)可以

看出，在 3.0-3.4 GHz频段内两个输出端口的传输损耗很小，

不到0.1dB。图4 (b) 中表明三个端口电压驻波比都在1.15以

下，两输出端口之间的隔离度达到 20 dB以上。从图 4 (c) 还

可以看到，在2-10 GHz范围内，在中心频率3.2 GHz的三次

谐波频率 9.6 GHz处，很好地达到了谐波抑制，且抑制电平

达到了 30 dB 以上。

图2. (a) 一般微带线模型; (b) 短路以及开路枝节的等效模型; (c) 功分器等效模型

图 3. 原理电路图仿真模型

图 4. 功分器测试结果

(c) 三次谐波抑制情况

(b) 各端口驻波以及隔离度

(a) 输出端口传输系数


111

四、实物加工以及测试结果

按照以上仿真计算结果，采用Duriod5880 (ε r = 2.2，厚

度0.508 mm，tan δ = 0.0009) 加工此功分器，最终组装的功

分器如图 5所示。大小为 20 mm x 25 mm，比传统的功分器

(25 mm x 25 mm) 减小了 20%，利用 AgilentE8363B 矢量网

络分析仪对于该功分器进行测试。

五、结论

本文利用 ADS 对于一种新型的功分器结构进行优化仿

真，利用电路以及电场联合的仿真模式得到了较好的结果，经

过实际制作以及测试进一步验证了ADS仿真结果的准确性。

参考文献

[1] E.J. Wilkinson, "An n-way hybrid power divider, " IRE Trans

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[5] 微带电路, 清华大学《微带电路》编写组

[6] Advanced Design System (ADS), Version 2004A

图 5. 功分器实物照片

图6中给出了测试结果，可以看出两输出端口传输系数

差别很小，不到0.1 dB，分析原因在于隔离电阻焊接的不对

称性 (贴片电阻尺寸过小)，若能避免此种情况，则传输会更

为理想。各端口驻波均在 1.25 以下，两输出端口隔离度在

23 dB以上，对于三次谐波信号的抑制电平也在26 dB以上，

可以看出测试与仿真结果吻合很好。

图 6. 功分器测试结果

(b)各端口驻波以及隔离度

(a) 输出端口传输系数

(c)三次谐波抑制情况


112

引言

随着雷达、微波通信、移动通信、卫星通信、电子对抗

等技术的迅速发展，对微波无源器件的需求也日益增多，本

文对其中的超宽带定向平行耦合器设计的基本原理进行探讨，

采用多节带状耦合线实现超宽带定向平行耦合器的设计，并

给出5 dB耦合器设计及仿真结果。该定向耦合器的工作范围

600-2700 MHz; 耦合度范围 5-30 dB; 插入损耗 0.5 dB; 隔离

度 70 dB; VSWR1.05; 承受功率 200 W。

一、理论公式

传统的微带线边缘耦合结构虽然结构简单易于实现，但

由于其结构的限制无法实现强耦合 [5]。其结构如下图所示

超宽带带状线耦合器设计

高帆邓长灯白明顺

航天九院设计部湖北武汉 430034

摘要: 本文采用矩阵运算和网络综合理论设计出 600-2700 MHz 超宽带带状线定向耦合器，给出该定向耦合器的详细的设

计过程并使用 ADS 仿真软件实现带状线尺寸计算，进行仿真，最终给出仿真结果。

关键词: 超宽带带状线耦合器 ADS 仿真

中图分类号: TN622+.4 文献标识码: A

单节平行耦合带状线虽然可以实现较强的耦合，且同样

具有结构简单、尺寸小、制造方便等优点，因此被广泛应用，

但其工作带宽较窄。为满足宽带甚至超宽带的要求，必须使

用多节带状线结构，多节带状线结构是以单节为基础的。单

节定向耦合器与 λ / 4微带线平行耦合滤波器等效，都需要用

到等效传输线理论 [1]，计算出相应的奇模和偶模阻抗。平行

耦合带状线如下图所示:

图 1. 微带边缘耦合线

假设 1端口为输入口，则 2端口为耦合输出端口，3端

口为隔离端口，4端口为直通端口。如前所述，要先确定Zoe

与 Zoo 进而才能确定带状线的结构参数。为此我们从插入损

耗的公式入手开始推导。

图 2. 平行带状耦合线

λ / 4单节平行耦合器示意图如图3所示。

图3. λλλλλ / 4单节直接耦合器示意图

(1)

其中 L为 1、4端口的插入损耗，Zoo 和 Zoe 分别为传输

线的奇模和偶模阻抗 [1]。FEl’dshtein在他的文章 [2] 中已经指

出，对于这类不对称的 n节耦合器在 2 和 4端口的功率分配

比用下式计算:

(2)


113

(3)

(4)

θ为传输线电长度，β 和h为与带内波纹及耦合度相关的

参数，Tn 为第 1类 n 阶 Chebyshev 函数。于是得到下式:

其中

(5)

(6)

相应的反射系数的方程如下:

1、4 端口的插入损耗为

将图3网络等效成图4所示的n节λ / 4传输线级联网络，

其中每一段的偶模阻抗为Zoe 1、Zoe 2、。。。、Zoen。2端口和 4

端口与 1端口的耦合分别对应于图 4网络中的反射系数和传

输系数。这个等效已经在参考文献 [3] 和 [4] 中得到证明，其传

输矩阵为:

(7)

(8)

由以上两个因子可以得到耦合度及带内波纹的计算式如下:

(9)

利用Richards变化理论，经过进一步推导 [1]，得到如下

两个重要公式:

(10)

图 4. 级联传输线等效网络

5 dB 6 dB 7 dB 10 dB 20 dB 30 dB

β 0.68 0.58 0.49 0.34 0.101 0.032

h 0.036 0.44 0.04 0.05 0.004 0.004

其中 C 为耦合度，R为带内波纹。于是就得到 β 、h与

C和R的间接关系，根据需要的耦合度及带内波纹指标就可

以确定 β 、h 的值。其与耦合度关系的典型值如下表:

(12)

(11)

(13)

(14)

(15)

(16)

(17)

(18)

(19)

(20)

其中各计算因子为:

文献 [1] 所给高阶阻抗计算公式经验证是错误的。但按照

文献 [1] 给出的推导方法我们可自行推出任意所需阶数的阻抗

计算式。这里我们直接给出5阶时的阻抗计算公式的推导结果:

表 1 β β β β β 、、、、、h 典型值表


114

(21)

(22)

阶数n的选择需要考虑带宽指标，带宽是以单个耦合线

的电长度 θ 0 的形式表示的，带宽比为(π - θ 0 )/θ 0，θ 0 与阶数

n 的关系由下式确定:

W0 W S L

Lin1 0.00 mm 2.54 mm 0.81 mm 26.23 mm

Lin2 3.83 mm 3.23 mm 33.39 mm 26.23 mm

W0 W S L

Lin1 0.26 mm 2.89 mm 0.8 mm 26.22 mm

Lin2 5.64 mm 4.89 mm 0.8 mm 26.22 mm

Lin3 10.8 mm 5.55 mm 0.8 mm 26.22 mm

基板 E r = 3，B = 6.8mm

基板 E r = 3，B=8.8 mm

例如，耦合度要求为 5 dB，波纹为 0.1 dB,带宽比为 2:3

时，得到 θ 0 = 2π / 5，由式 (22) 得到 n = 3.1632，即耦合器实

际需要 4 节。

二、设计与计算

得出以上计算公式后，即可按如下的步骤计算所需的各

节耦合带状线的奇模和偶模特性阻抗:

(1) 利用 (22) 式计算所耦合器阶数 n。

(2) 利用 (8) 、(9) 、(10)、(11) 式由给定的耦合度及带内

波纹指标确定 β和 h。

(3) 根据带宽要求 (如使用 (12)-(16) 式) 计算每段带状线

的归一化偶模特性阻抗。

(4) 利用 Z oe Z oo = 1 计算出每节对应的归一化奇模特

性阻抗。

(5) 利用 ADS 软件计算每段带状线的尺寸。

(6) 软件仿真。

为说明耦合器的阶数对带宽的影响，现以5 dB耦合器为

例，按照上面的设计步骤我们分别计算出2节、3节和5节时

耦合器的尺寸参数并进行仿真和比较，其中心频率均为1700

MHz。各段带状线的尺寸分别见以下各表:

基板 E r = 3，B = 6.8 mm

W0 W S L

Lin1 0.96 mm 1.79 mm 0.056 mm 26.225 mm

Lin2 3.02 mm 3.34 mm 0.896 mm 26.225 mm

Lin3 3.74 mm 3.23 mm 27.05 mm 26.225 mm

Lin4 7.48 mm 3.278 mm 27.047 mm 26.225 mm

Lin5 12.18 mm 3.282 mm 27.047 mm 26.225 mm

三、仿真与比较

利用以上的设计参数在ADS中搭建仿真电路进行仿真，

仿真后的结果如下，并同时给出传统单支节耦合器仿真结果:

图 5. 单支节耦合度响应仿真结果

图 6. 两支节耦合度响应仿真结果

表 2两支节耦合器各段带状线参数

表 3三支节耦合器各段带状线参数

表 4. 五支节偶合器各段带状线参数


115

图 7. 三支节耦合度响应仿真结果

图 8. 五支节耦合度仿真结果

图 9. 单、两、三、五支节驻波比响应仿真结果

图 10. 单、两、三、五支节隔离度响应仿真结果

由仿真结果我们可以清楚的看到三支节耦合器的带宽相

对于单支节和双支节分别增加了183%和41%，隔离度增加

85.7%，驻波比(最大值)下降 0% 和 2.2%。五支节相对于三

支节带宽又增加23.5%,其隔离度指标由于传输0点增加故相

对于三支节又有显著的改善。可见增加节数对增加耦合器的

带宽及改善其它性能指标都有十分重大的意义。

四、总结

本文介绍了多支节平行偶合带状线线偶合器设计公式的

推导及工程实用中使用的设计步骤。给出五阶时的阻抗计算

公式并给出一、二、三及五阶时5 dB偶合器的实际设计尺寸

和方真结果。充分证明了该设计方法的正确性和可行性，具

有十分重大的工程使用价值。

参考文献

[1] R.Levy.General synthesis of asymmetric multi-element-

coupled-transmission-linedirectional couplers, IEEE MTT, 1963,

vol.11:226-237.

[2] A.L.Fel'dshtein.Synthesis of stepped directional couple-rs.

Radiotekh.i electron,1961, vol.6:234-244.

[3] R.Levy.Coupled Transmission Line Theory and the Design

of Ultra-Broadband Microwave Components. IEE Confer ence

on Components for Microwave Circuits London England,

1962.

[4] L.Young,.The analyt ical equivalence of T.E.M.

modedirectional couplers andtransmission-line-stepped-im-

pedance filters. Proc.I.EE, 1963,vol.110: 275-281.

[5] 陆正果，刘烨.，多节平行耦合线定向偶合器设计,全国第十届

微波集成电路与移动通信学术年会，2004.

Lu Zheng-guo, Liu hua, Multi-element coupled transm-ision-line

directional couplers design,Microwave IC&Mobile communica-

tion forum of China,2004.

通讯方式

航天九院设计部，湖北武汉古田2路航天科工大厦五室，430034

Email: [email protected]

Tel: 15927003060

作者简介

高帆: 1983 年生，武汉大学无线电物理专业硕士。现任航天九

院设计部设计师，从事微波电路的相关研究工作。

邓长灯: 现任航天九院设计部研究员。

白明顺: 现任航天九院设计部五室副主任设计师。


116

一、前言

耦合器作为一种常用的微波无源器件，有多种拓扑和电

路形式。由于在微带电路中实现耦合器是平面电路，其结构

和加工的复杂程度远低于波导型电路，所以得到了广泛的应

用。这里我们的设计目的是一个宽带 (相对带宽40%) 的带线

3 dB 耦合器。

二、分支线定向耦合器的模型

2.1 二分支线定向耦合器

分支线定向耦合器由两根平行传输线所组成，通过一些

分支线实现耦合。在中心频率上分支线的长度和其间的间隔

都是四分之一波长。

但是因为分支线定向耦合器中的分支线等是四分之一波

长，这样当频率改变时，耦合器的耦合度、输入匹配等等都

会改变，由此产生了多级分支的分支线耦合器。

2.2 四分支定向耦合器

考虑到应用项目对带宽的要求，从资料中我们知道，四

分支耦合器满足要求。这里我们省略推导，直接给出结论。可

知其理想方向性条件为

用 ADS 的调谐功能加速分支线耦合器优化设计

孔德武

中航雷达与电子设备研究院无锡 214063

摘要: 分支线耦合器因为结构上比较简单，应用很广泛。但是宽带分支线耦合器由于设计参数众多，需要借助仿真软件才

可能尽快的达到设计目的。本文介绍了利用 Agilent ADS 软件进行四分支线耦合器的设计过程，表明了 EDA 软件可以有效

提高我们的设计速度和能力。

关键词: 分支线耦合器 ADS 仿真调谐功能

图 1. 二分支和四分支线定向耦合器原理模型

我们先来看二分支定向耦合器。二分支定向耦合器的耦

合度为

(dB) (1)

其中G、H为各段传输线的特性导纳，输入输出的特性

导纳归一化为 1。其理想方向性条件为

(2)

结合理想方向性条件，可以求得3 dB的分支线定向耦合

器 G、H 的唯一解。

(3)

(4)

对 3 dB 的分支线定向耦合器，即

或

可以看到，需要从 2个等式的条件下解出 4个数值。所

以上式有无穷组解。如果手动分析想得到一组最优值，难度

将会非常大。

三、四分支线定向耦合器的 ADS 仿真

3.1 初始值仿真

为了获取最大的工作带宽，文献上有一组推荐值:

G1 = 0.1895, H1 = 1.251

G2 = 0.9466, H2 = 1.6488


117

根据这组值，利用 ADS 进行原理图仿真。

由于分支线耦合器是对称和互易电路，所以优化目标只

需关注端口1和端口4的驻波、端口1到端口2的传输特性、

端口1到端口3的传输特性、端口1到端口4的隔离度等指标。

原理图仿真结果如图 3所示。

图 2. 四分支线定向耦合器最初的ADS 模型

图 3. 四分支线定向耦合器最初模型的原理仿真结果

从结果可以发现，结果相当好。但是我们注意一下传输

线的物理尺寸即可发现这样的设计有问题: 0.0026毫米的传

输线在一般情况下是无法加工出来的。所以我们必须重新找

出一组合适工程加工的最佳值。

3.2 手动修改值仿真

为此，我们改变 G1、H1、G2、H2 的值，建立模型 2:

G1 = 0.4, H1 = 1.25

G2 = 0.5716, H2 = 1.3474

目的是使最细的传输线 (特性导纳为的部分)，为约0.22

毫米，以适应制造工艺的要求。对该组数据同样用ADS作原

理图仿真如图4 (a) 所示。显然结果不是很理想。在我们希望

的频带内，隔离度、驻波等特性指标都有明显的波动变化，与

期望值还有相当的差距。为了得到比较理想的电路参数，可

以利用 ADS 软件的优化和调谐功能。

图 4. (a) 模型 2的原理仿真结果 (左图); (b) 优化后的原理仿真结果 (左图)

由于可调参数太多，本次设计在ADS使用梯度法、牛顿

法优化时不能收敛。而最大最小值法、随机优化等收敛的速

度也很慢。所以获得一组初始值后，需要手动干预，先后使

用了最大最小值法、随机优化、随机最大值法等算法进行优

化，得到了第三个模型。结果如图 4(b)示。可以看出，虽然

没有达到优化目标，但是带内波动减小了很多。

优化得到的参数如下表所示。

图 5. 对模型 2 的优化设置

表 1 对模型 2 的优化结果

优化误差函数 CurrentEF 0.0006340466718

H1的传输线宽度 (mm) h1 1.89632

H2的传输线宽度(mm) h2 2.26343

G2的传输线宽度(mm) g2 485.659e-03

G1的传输线宽度(mm) g1 102.005e-03


118

图 9. 四分支线定向耦合器最后模型的 ADS版图

3.3 ADS 调谐仿真

从优化后的结果看，电路的性能仍然不是很理想。这时

我们可以使用ADS的调谐功能来实时观察这几个参数变化对

电路性能的影响。将上表中 G1、H1、G2、H2 的数据取小数

点后 2 位带入软件进行调谐仿真。调谐的设置如图 6。

观察发现，随着G1的增大，驻波和隔离度都在恶化。随

着G2的增大，驻波和隔离度都在改善，而且带内的平坦性也

有所改善。而进行功率分配的 2路的一致性也先增强，后逐

渐变差。而随着H2的增大，驻波和隔离度都在恶化，而进行

功率分配的2路的一致性也逐渐变差，平坦性也逐步恶化。随

着H1的增大，驻波和隔离度有所改善，但是这两项指标的带

内平坦性都在恶化，而进行功率分配的 2路的一致性也逐渐

变差，平坦性恶化。

从上面四步可以看出，H1、G1应该在适当的范围使其尽

量小，H2 也应选择较小的数值，而 G2 可以适当的选择大一

点。综合起来，既考虑传输特性、驻波、隔离度等指标的绝

对优化，又考虑其这些指标在频域的平坦性，四个参数适当

协调调整后的结果如下。

首先固定 G1、H1、G2、H2 四个参数中的 3 个，只对

其中一个参数作调谐，观察该参数对电路性能的影响。如

图 7 示。

图 6. 对模型 3 调谐仿真的设置

表 2 对模型 3 的调谐结果

H1 的传输线宽度 (mm) h1 1.9

H2 的传输线宽度 (mm) h2 2.34

G2的传输线宽度 (mm) g2 0.56

G1的传输线宽度 (mm) g1 0.1

利用ADS的自动布板功能，并考虑到T型接头效应做了

调整，布板的结果如下图。

图 8. 对 G1、G2、H2、H1 统筹调谐的仿真结果

图 7. 分别对 (上)、(中上)、(中下)、(下) 调谐的仿真结果


119

四、结束语

可以发现，ADS软件中优化和调谐功能结合使用可以为

电路设计带来极大的便利，能够有效的提高设计效率。本次

设计时使用的 PC 机配置一般，仍然感觉到调谐功能效率很

高，可以实时看到参数变化带来的影响。因此在需调整的参

数更多时，软件该功能会发挥更大作用，利于电路性能实现

快速优化。后来电路性能的实际测试结果基本符合经过优化

和调谐调整后的仿真数据。

参考文献

[1] 顾其帧，微波集成电路设计

[2] 微带电路，清华大学出版社

图 10. 四分支线定向耦合器最后模型的MOMENTUM 仿真结果


120

一、引言

功分器是微波系统中应用较为广泛，非常重要的元件，

它们也是微波放大器，振荡器，变频器等电路的重要组成部

分，掌握它们的原理和设计方法对于完成微波混合集成电路

与单片集成电路的分析，设计和应用都有重要意义。

二、功率分配器简介

无源功分器由微带线构成，他的主要特点是: (1) 工作稳

定; (2) 结构简单; (3) 基本上无噪声。他的主要缺点是接入损

耗比较大。有源功分器由放大器组成，他的主要特点是: (1)

有增益; (2) 隔离度较高; 他的主要缺点是有噪声、结构相对

复杂一些、工作稳定性相对较差。

无源二功分器是一种最基本的无源功分器形式，它由微

带线构成，结构如图1所示。1端为输入端口，2端和3端为

输出端口。

四、指数渐变线设计方法

特性阻抗Z随z作指数变化的渐变线，叫做指数渐变线。

微带指数线的特性阻抗由其宽度变化来实现的，因此它的单

位长电感L 1 (z) 和单位长电容C 1 (z) 也随z作指数率变化，即

0.2-4GHz 功率分配器的研制

刘挺


[email protected]

摘要: 本文主要对超宽带雷达系统中宽带接收机技术进行研究，着重分析了超宽带功率分配器的设计，利用微波计算机辅

助设计软件 ADS 对功分器进行仿真设计，开发出符合系统需要的小型化，集成化的宽带功分器，最后给出实物测试结果。

关键词: 超宽带功分器 ADS 软件

图 1. 无源二功分器结构示意图

三、设计指标

带宽: 0.2-4 GHz; 隔离度: ≥ 20 dB; 驻波: ≤ 1.4;

插损: ≤ 0.6 dB; 幅度平衡: ≤ 0.2 dB; 相位平衡: ≤ 4。

式中，L 10 和 C 10 式输入端 (z=0) 的单位长电感和电容，

α使指数变化率。由此可知，微带指数线的 Z 0 和 γ是

其中，Z 0 通常归一化等于 1，γ是与 z无关的常数。

为了求得端接匹配负载 R 时微带指数线的输入反射系

数，必须解方程，由于其中，故上式可改写为

令，并带入上式中则得

由以上公式可得:

或

或 = lλe 0InR8π Γin

此式表明，用微带指数线作阻抗变换器时，指定阻抗变

换比R、输入端反射系数、以及匹配频带的最低频率时，即

可决定出它的长度，从而把它设计出来。


121

五、设计实现

本次实验采用介电常数3.48，厚度0.762mm介质板。由

于相对带宽很大，为了达到指标要求，决定采用了9阶结构。

计算微带线长 (设定实验的最低频率为 100 MHz，将

50 Ω变换为 100 Ω)，通过上述公式带入计算，可以得到 Z0

的值。知道了Z0的函数后，给出z即可计算出Z0，在由ADS

软件可算出中心导带宽度 W，然后联成光滑曲线即可。

图 2. 功分器的原理图

图 3. 仿真优化曲线图

图 5. 实物图

图 4. 版图

图 9. S23 实物测试曲线图


注意图2可发现，每一个隔离电阻两端均接有某一长度

的微带线，当时的考虑是为了避免隔离电阻两端微带线由于

距离太近所产生的耦合效应，故将这些微带线设为变量进行

优化，优化出来的结果往往使得这些微带线很长，有的甚至

超过 1 cm。

这里需要指出，由计算出来的公式只能得到大概的渐变

宽度值，必须进行优化才能得到理想的仿真结果，所以对于

变量的设置极为关键，本人设置了43个变量，虽然运行起来

相对较慢，但优化结果还较为理想 (如图 3所示)。

六、功分器的实测结果




122

从实物测试的结果来看，与电路图仿真差距不大。

对于三个端口的驻波比，除了在 3.75 GHz 左右的点超

过 1.4 以外，其余各点基本满足设计要求。

对于传递函数 S 21 和 S 31，实物图中呈现随频率升高、

损耗变大的特点: 由 45 MHz 时的 -3.2 dB 到 1265 MHz 时

的 -3.59 dB再到4000 MHz时的 -5.6 dB，考虑到后加的一条

50 Ω阻抗的微带线与原电路连接可能不紧密，造成了高频部

分阻抗匹配性能下降。

对于 2, 3端口的隔离度S 23，其曲线基本保持在 -18 dB

左右，在电路图设计优化时没有对隔离度S 23留有裕量，使

得实测中S 23整体低于设计指标要求。软件仿真毕竟只是对

实际电路的模拟，它总是和实际情况存在一定的误差，这是

无庸置疑的。仿真过程中，仿真条件的设置越能逼近实际，

原理图细节考虑越多，仿真结果也就越准确。在本设计中，

过多地考虑了低频部分，是造成优化设计时 2，3 端口隔离

度S 23没能留有裕量的主要原因。从实测情况来看，低频部

分要比电路仿真结果好，要适当时能灵活的变动一点低频效

果，增加 S 23 的裕量，可能测试结果要好很多。

七、结论

本设计采用多阶渐变线结构设计并制作了0.2-4 GHz的

超宽带功分器，实测结果与ADS软件的仿真结果基本一致，

较好完成了设计指标的要求。这使得射频电路的设计工作变

得简便快捷，省去了大量人工计算设计的过程，提高了设计

过程的效率。

参考文献

[1] 薛正辉, 杨仕明, 李伟明, 任武. 微波固态电路. 北京理工大学

出版社, 2004.4.

[2] 彭长青译超宽带雷达接收机国防科技参考, Vol. 15, No. 1,

Mar. 1994.

[3] 《中国集成电路大全》编委会. 微波集成电路. 国防工业出版

社, 1995. 5.

[4] 刘涓, 吕善伟. 一种实现宽频带功分器的新方法. 电子学报. 2004

年 9月第 9 期.


123

一、引言

在相控阵雷达中，人们通过对信号的相位和幅度加权控

制发射波束的形状和方向。其中，相位加权是通过移相器来

实现。移相器是一种二端口网络，通过改变控制信号得到输

出和输入信号相位差。目前，移相器主要基于铁氧体材料、

pin 二极管和场效应晶体管 FET开关，通过改变传输线的电

长度或切换不同的低通或高通滤波器来实现要求的相移量。

其中铁氧体移相器射频损耗小，但质量和成本大; pin二极管

移相器体积小、质量轻，但射频损耗大; FET 移相器前端插

入损耗大，功耗随工作频率升高而增加。射频 (RF) 微电子机

械系统(MEMS)技术是在射频至毫米波频段制作低损耗控制

电路的重要创新。本文在移相器设计中采用低耗RF MEMS

开关设计低耗移相器。长度 1 mm的MEMS移相器，其主要

设计指标如下: 能反映端口匹配情况的回波损耗小于-15 dB，

能反映移相器本身能量损耗的插入损耗大于-0.3 dB，相移量

8° 左右。

二、RF MEMS 开关及 MEMS 移相器

开关是实现移相器的关键器件。RF MEMS开关具有: 功

耗小、线性好、负载能力强、制作成本低、易与微波电路兼

容等优点。RF MEMS 开关按接触类型分为欧姆接触和电容

耦合两类。同电路结构相似，RF MEMS 开关根据电路构成

分为串联结构和并联结构，如图1所示。图1a为电容耦合RF

MEMS开关并联结构，图中金属膜桥 (上电极) 悬于共面波导

的中心导带上方，两端固定在地线上。中心导带(下电极) 为

介质层所覆盖,以阻止上、下电极间的短路。金属膜桥在电极

间静电力的作用下上下移动,控制信号的通断。

在多功能、高性能相控阵雷达需求的推动下，MEMS移

相器也逐步发展起来，产生开关线型、反射型、分布式三类

MEMS移相器。图2a所示为开关线型移相器，它是通过RF

MEMS开关控制信号经过不同路径来实现相位变化。这类移

相器工作频带宽、损耗低，但占用面积较大，制造工艺要求

很高。图 2b为反射型移相器，由RF MEMS开关改变 3 dB，

耦合器反射臂的电抗实现相移。由于这类移相器只需要并联

RF MEMS 开关, 其损耗主要来自耦合器，因此具有超低损

耗的宽带性能。图 2c为分布式移相器 (上图为俯视图，下图

为侧视图)，由 RF MEMS 开关周期性地分布在传输线上构

成，在开关电极间外加控制电压，使金属膜桥拉向中心导体,

引起相速度变化，进而改变相位。

毫米波分布式 MEMS 移相器电路设计武文婧

(中国空空导弹研究院洛阳 471009)

摘要: 本文基于并联结构电容耦合类型RF MEMS开关设计低耗毫米波分布式MEMS移相器，通过理论计算与建模仿真，

验证了设计参数及模型的正确性，得到该移相器在工作频带内性能良好，回波损耗和插入损耗等主要指标均能达到预先设定

的数值，1 mm 长度上移相量约 8° 左右，这对相控阵天线的相位控制研究具有指导意义。

关键字: RF MEMS 开关分布式移相器共面波导 ADS Bragg 频率

图 1a. RF MEMS 开关(并联结构)

图 1b. RF MEMS 开关(串联结构)

图 2a. 开关线型移相器图 2b. 反射型移相器


124

在上述三类移相器中: 开关线型移相器是实时延迟器件，

其带宽受开关高频工作的限制。分布式移相器能提供宽带性

能，在高频工作性能良好，与另两类移相器相比，其设计更

容易，性能更具有竞争性。反射型移相器尺寸最小，但插损

较大，其中3dB耦合器的插损随频率增加而增加，同时反射

线长度变短，使开关制造有一定难度。综合以上分析同时结

合相控阵使用特点，分布式移相器比较容易实现且能够满足

性能要求。

三、毫米波分布式 MEMS 移相器理论设计

本文基于并联结构电容耦合式RF MEMS开关，对毫米

波分布式MEMS移相器展开研究。图 3a所示为未加载金属

桥时的传输线模型，等效为一个串联电感L t 和一个并联电容

C t ，有:

由Bragg反射定律可知: 保证Bragg频率至少是中心工

作频率的两倍以上，才能避免出现Bragg反射截止的情况发

生，这样才不会影响移相器的反射系数。一般通过改变 s和Cb调整Bragg频率，但调整 s对其影响更显著，而且相对而

言调整 s比较容易实现。图 2c. 分布式移相器

(1)

式中: εeff为未加载时传输线等效介电常数，Z 0为传输线

特性阻抗，c为自由空间中的光速。加载金属桥后，传输线等

效电路如图 3b 所示，其特性阻抗和相速度均产生变化，有:

(2)

式中: s 为金属桥加载周期间隔; C b / s 为单位长度加载

金属桥后传输线上的分布电容; Z I 为加载金属桥后传输线的

特性阻抗; V p为加载金属桥后传输线的相速度。

图 3a. 未加载金属桥

图 3. 传输线等效分布参数模型

图 3b. 加载金属桥

(3)

为便于计算，将RF MEMS开关两电极等效为平板电容

器，则等效上 / 下位电容为:

(4)

式中: hA为电极间隙高度; hD为下电极覆盖绝缘层厚度;

εD 为绝缘材料相对介电常数，ξ = Cd / Cu 为上 / 下位电容比。

文中选取参数: hA = 1.5 um，hD = 0.3 um，εD = 7，由上式计

算得到: Cu = 11.6fF，Cd = 702fF，ξ = 60。由于 hA 和 hD 与

电极的横向尺寸相比小很多，其边缘电容可忽略。加载金属

桥后，随着金属桥的下拉引起电容变化，传输线损耗增大，

因此要对电极间最大电容比进行控制。毫米波分布式MEMS

移相器的相移量，由单个开关电极间最大电容比决定。一般

选取电极间最大电容比为 1.5 左右，即 Cd 为 17fF。通过计

算得到:

(5)

四、毫米波分布式 MEMS 移相器验证仿真

下面通过在仿真软件ADS中建模仿真，来验证上述理论

计算的正确性与准确性。在ADS电路原理图窗口中，按照上

述理论计算结果选择并设置共面波导和基板的参数。图 4为

单个开关的电路图，两端口处加入port，形成电路图symbol

标号 MEMS_kaiguan以便以后调用。


125

图5为调用四个开关形成的移相器电路图。图中变量C1

相当于加载金属桥后的等效电容，共有 4段共面波导，相当

于1 mm长的加载，由上面计算结果可知最大相移量为8.35°。

传输线分别对C1 等于 11.6fF、17.4 fF、702 fF时的 S参数

进行仿真，分别对应于开关的开状态、上电极下拉状态和关

状态。仿真结果如图 6~8 所示。

从仿真结果可以看出，当开关电极间最大电容比为1.5

时 (即图 6 和图 7)，在毫米波中心工作频带范围内，移相器

回波损耗小于 -15dB，即信号能在移相器中以行波状态传

输，反射到输入端口的能量很小，其插入损耗大于-0.15 dB，

即信号通过移相器所消耗的能量也很小，其移相器相移量约

为 8.2°。考虑诸多实际环境影响，仿真数值符合低损耗移相

器的工作状态，且相移量与理论计算值基本相符。若 ξ = 60

(即图8)，即下位电容为702 fF，此时开关处于关断状态，信

号全反射，损耗必然很大，不能用于移相功能。根据ADS仿

真结果，在分布式MEMS移相器中考虑到回波损耗和插入损

耗，RF MEMS 开关上位电容和下位电容比不能太大，必须

控制在一个合适的比值。

图 5. 移相器电路图

图 4. 开关电路图

图 6a. 回波损耗(C1=11.6fF)

图 6b. 插入损耗(C1=11.6fF)

图 6c. 相位(C1=11.6fF)

图 7a. 回波损耗(C1=17.4 fF)

图 7b. 插入损耗(C1=17.4 fF)


126

四、结论

本文基于并联结构电容耦合式RF MEMS开关，设计出

低耗毫米波分布式MEMS移相器。通过对低耗毫米波分布式

MEMS 移相器的计算与仿真，得到以下结论: 该移相器单位

长度 (1 mm) 上的相移量约为 8 °，调整MEMS桥的间距、高

度以及开关电极间最大电容比，使其回波损耗和插入损耗等

主要指标达到预想的数值; 考虑到理论计算的等效算法与仿真

结果有一些差别，但基本相符。总之，MEMS移相器因为其

损耗低，占用空间小，逐渐被广泛应用于高频电路中。但是

若要增大相移量则需加载更多金属桥，势必增加MEMS移相

器的长度，因此研制大相移量小型化移相器成为以后工作的

研究方向。

参考文献

[1] [美]Inder Bahl, Prakash Bhartia著, 郑新, 赵玉洁, 刘永宁, 潘

厚忠译.微波固态电路设计(第二版)[M].电子工业出版社.北京,

2006.2

[2] 吴群, 宋朝辉著.微波技术[M].哈尔滨工业大学出版社.哈尔滨,

2004.2

[3] 孟庆鼐.微波技术[M].合肥工业大学出版社.合肥, 2005.1

[4] 张永华, 丁桂甫普, 蒋振新, 蔡炳初, 沈民谊.基于 MEMS 技术

的射频移相器[J].微细加工技术.2004 年 3月, 第一期.

[5] 卿健, 石艳玲, 李炜, 朱自强, 赖宗声.射频分布式 MEMS 移相

器Bragg频率的研究[J].华东师范大学学报(自然科学版).2004年

6月, 第二期.

[6] 娄建忠, 赵正平, 杨瑞霞, 吕苗, 胡小东.射频微机械移相器[J].

半导体技术.2004 年第 29 卷第 10 期.

图 8b. 插入损耗(C1=702fF)

图 8a. 回波损耗(C1=702fF)

图 7c. 相位(C1=17.4 fF)

127


Agilent ADS2006 在微波数字式衰减器 MMIC中的应用

吴亮

中科院上海微系统与信息技术研究所上海市长宁路 865 号 8 座 11 楼邮编 200050

摘要: 微波数字式衰减器是有源相控阵雷达 (APAR) 中 T/R 组件中的核心控制器件之一。本文介绍了运用 Agilent 公司

ADS2006 对 5 位数字式衰减器 MMIC 进行设计仿真优化过程。

关键字: 衰减器 MMIC 仿真优化 Agilent ADS

一、绪论

微波数字式衰减器是一种对信号幅度进行控制以满足系

统需要的控制器件。目前，微波数字式衰减器在雷达、通信、

仪器、引信与制导 (导弹姿态控制系统) 中都有着广泛的应用

前景，尤其是在有源相控阵体制雷达中为了实现对波束幅度

和相位控制，从而实现波束在空中的全方位扫描特性，完成

对于目标的跟踪与定位，所以在有源相控阵体制雷达中，微

波数字式衰减器和移相器相辅相成，缺一不可。从某种角度

而言，衰减精度高低从某种程度上标志着有源相控阵体制雷

达中 T/R组件水平的优劣。基于微波数字式衰减器广泛的应

用领域，特别是其在军事方面的应用，如何设计性能出色，可

靠性高的微波数字式衰减器，一直是微波工程师关注的重点

之一。

在Moore's Law作用下，半导体材料及工艺的发展使得

单片微波集成电路 (MMIC) 成为微波电路领域内的研究热点。

而MMIC不具备功能调试性，故而要求电路设计精度高，性

能计算有效精确，使得电路投片生产出来一次成功，可实现

电路功能，这就必须借助计算机仿真技术来辅助设计。

在诸多微波仿真软件中，Agilent ADS2006 不仅具备多

种仿真分析手段，而且功能强大，可兼容 Foundry厂家提供

的有源与无源工艺器件模型，故而成为MMIC设计的首选仿

真软件之一。

本文主要介绍了运用Agilent ADS2006来设计X波段

(7 GHz ~ 11 GHz) 5 位数字式衰减器 MMIC 设计以及笔者所

使用的仿真方法。

二、总体方案

T/R组件中的数字式衰减器不仅要在整个工作频带内提

供的精确幅度控制，同时还需具备较好的插入损耗、插入相

移、输入 / 输出VSWR和开关响应时间等特性，所以在微波

数字式衰减器电路设计仿真过程中，需要合理选择控制器件

和衰减拓扑结构。

表 1. 拟定设计指标

性能参数单位指标

工作频率 GHz 7 ~ 11

衰减范围 dB 0 ~ 15.5

衰减步进 dB 0.5

衰减精确度 ± dB ≤ 0.3

插入损耗 dB ≤ 4

回波损耗 dB ≥ 15

最大相移 ° ≤ 20

输入 /输出端口阻抗 Ω 50

根据微波理论，构成衰减器的主要原理主要有: 吸收、反

射、截止。

截止式衰减器是利用波导的截止特性做成的，不符合

本设计的要求;

反射式衰减器是通过输入输出两端口的失配来实现

的，这样两端口的反射都比较大，不适合在多级电路

中使用;

吸收式衰减器是通过电阻的吸收将一部分电磁能转换

为热能构成衰减，本次设计的各单位衰减态便是基于

吸收式衰减原理来实现的。

在本次设计中，微波数字式衰减器采用的是数字结构，

即把五位单位衰减态 (0.5 dB，1 dB，2 dB，4 dB，8 dB) 的可

控衰减单元 (开关控制 + 吸收式电阻衰减网络) 级联起来，通

过控制每一位的不同状态组合实现不同的衰减量。

(1) 开关管芯选择

通过使 pHEMT 管芯工作在“无源”工作状态，即漏极

(Drain) 不添加直流偏置电压，通过改变栅极 (Gate) 电压来控

制微波信号通道 (源极和漏极) 关与断，实现各个衰减态的导

通和截止，此时 pHEMT 只工作在线性区 (导通态) 和截止区

(截止态)。

128


图 1. pHEMT开关特性

工艺线 0.25 µm Foundry

设计软件 Agilent ADS2006

衬底材料 GaAs

管芯 PH25

电源供电导通态 0 V

截止态 -1 V

电阻栅极隔离电阻 GaAs 电阻

其余衰减电阻 TaN电阻

三、单位衰减态设计

(1) 开关设计

开关 HEMT 的尺寸大小可以由 HEMT 的栅指数目 (N) x

栅指宽度 (W) 决定。

当管芯处于“导通”态时，栅偏压Vg = 0 V，此时栅

极下沟道空间电荷层很薄，沟道导通，D-S间为低阻

抗态。(串联导通，并联截止)

当管芯处于“截止”态时，栅偏压 Vg = -1 V，此时

栅极下的沟道全部耗尽，D-S 间为高阻抗状态。(串

联截止，并联导通)

下面笔者将进一步对串联型开关做进一步的研究 (并联型

以及串并联型开关都可以参照此例进行分析)，这里笔者将选

取 N = 1，W = 20 ~ 75 为例进行实验。

图 2. 导通态输入 /输出回波损耗

为了防止G和D-S之间的相互影响，通常需在G端设置

一大电阻(约2 KΩ)，这样可防止D-S之间的微波能量从G端

口的泄漏，而且 G 偏置电流也不易进入器件内部。

综上所述，在本设计中笔者将采用 0 V和 -1 V的栅极电

压控制 pHEMT 的导通与截止。

在本次设计中，在理想情况下，pHEMT仅仅只是作为开

关器件，对微波能量的传输进行控制，即改变微波能量的传

输途径; 而真正改变微波能量大小，即完成各个衰减态主要依

赖于不同的电阻网络。

(2) 电阻选择

根据本次设计要求以及 Foundry Design Manual 所述，

笔者选择TaN电阻组成电阻网络，而GaAs电阻主要作为G

与 D-S 之间的隔离电阻。原因在于:

TaN电阻的方阻较小，一般几十欧姆，在工艺上较

容易实现精密电阻;

GaAs电阻的方阻一般上可达百欧姆量级，通常在

MMIC设计中掺杂电阻只在对电阻值精度要求不高的

时候使用，由于GaAs电阻具有正的温度系数，所以

在有些时候为了补偿温度变化对电路性能恶化而有意

使用掺杂电阻。

(3) 微带线

在本次设计中的微带线主要作用是作为连接MMIC中的

控制元件 pHEMT 和电阻分立元件。

由于本次设计的频段相对较低 (7 GHz ~ 11 GHz)，如果

运用50 Ω微带线进行连接将不利于MMIC体积小型化的设计

初衷，所以，在这里笔者特意将这些微带线设计成非常窄、非

常短的微带线段 (W = 20 µm，L ≤ 20 µm，Z ≈ 75 Ω)。

根据长线理论，这里的起连接作用的微带线段相对于X

波段工作频率 (10 GHz) 的波长 (3 cm) 是非常短的 (< λ / 10)，

算不上是长线，在理想情况下，这些在MMIC中充当连接作

用的微带线段对五位数字衰减器的总体性能的影响应该近乎

于零，但是在实际Layout设计中，微带线段所组成的长微带

线段、微带线段与管芯、微带线段与电阻以及微带线段自身

的寄生效应，或多或少的都会导致五位数字衰减器的总体性

能偏离Schematic中的特性，需要通过调节电阻阻值的大小

以及合理进行Layout的布局等相应的一系列措施来减少这种

不利的影响。

表 2. 微波单片五位数字衰减器总体方案

129


图 3. 截止态输入 / 输出回波损耗

图 4. 导通态插入损耗

图 5. 截止态插入损耗

图 6. 相对相移

HEMT 的尺寸越大，即栅指数目 (N) x 栅指宽度 (W) 越

大，那么插入损耗越小，隔离度越差，导通态输入 /输出回波

损耗就越好，相对相移越小。

HEMT 的尺寸越大，即栅指数目 (N) x 栅指宽度 (W) 越

大，那么插入损耗越大，隔离度越好，导通态输入 /输出回波

损耗就越差，相对相移也就越大。

串联开关具有较好的隔离度，并联开关具有较好的插入

损耗，在串并联开关中，串联在支路中HEMT用以改善低频

时的隔离度，从而扩展频带，此时其被偏置到高阻状态，由

此引起的高频时隔离度的下降，则有处于低阻状态的并联在

支路中的 HEMT 来弥补。

开关电路采用串并联拓扑结构，同时为了提高开关的隔

离度，并联开关 HEMT 采用栅指数 (N) 少的 HEMT，为了降

低插入损耗，串联开关 HEMT 选择采用栅指数 (N) 多的

HEMT。

串并联拓扑结构: 隔离度 — 优于串联开关和并联开关;

插入损耗 — 串并联开关要比并联开关差，但比串联开关要好。

综上所述，在本次设计中，除了T型衰减网络拓扑结构

采用并联型开关拓扑结构外，其余桥 T衰减网络拓扑结构均

采用串并联型开关拓扑结构。

(2) 拓扑结构

目前，在所有公开报道的微波单片四位、五位、六位数

字衰减器中，几乎无一例外的都可以归类于吸收式衰减器，

而其中的吸收式电阻衰减网络，无论结构如何新奇、怪异，通

常基于三种经典的拓扑结构: 桥T型、T型和π型拓扑结构或

是它们的组合。

130


图 7. π型衰减网络拓扑结构

图 8. π型衰减网络拓扑结构

图 9. π型衰减网络 1dB衰减量 Monte Carlo仿真曲线族

图 10. π型衰减网络 1dB衰减量相对相移 Monte Carlo仿真曲线族

图 11. π型衰减网络 1dB衰减量回波损耗 Monte Carlo仿真曲线族

桥 T 型 T 型 π型

表 3. 拓扑结构示意图

(3) 容差分析

YIELD分析能够按照变量元件的离散分布分析出产品达

到性能目标的合格率，通常我们能够给出我们所采用的器件

的连续或离散变化特性，它们符合电子产品的分布特性正态

分布、高斯分布或其它分布。YIELD 分析基于 Monte Carlo

方法，需要建立一定数量的随机试验。

设计变量在容差范围内变化，随机试验中符合设计目标

需要的试验次数 (Pass Number) 和失败的实验次数将会得到，

从而估算出产品的试验合格率。Monte Carlo 试验方法存在

置信度问题，也就是实验次数、变量容差度和置信度的关系。

在变量容差度一定的情况下，实验次数越大，置信度越大。

为了设计出的产品既要保证合格的指标又要满足较高的

合格率，我们必须进行优化合格率设计。

在MC仿真中，直接拉出Monte Carlo+Yield Spec，设

置如下:

其中 Yield Spec 一个就可以，并且在 Expr 中只需写入

任意一个变量参数，比如VSWR，选择合适的SimInstanceName

即可，下面以 π型衰减网为例进行说明。

131


单位衰减位衰减网络拓扑结构

0.5 dB T 型

1 dB T 型

2 dB 桥 T 型

4 dB 桥 T 型

8 dB

桥 T 型

π型

四、级联设计

在设计完成五个单位衰减位 (0.5 dB、1 dB、2 dB、4 dB、

8 dB) 之后，需要对其进行选择，选择合适的拓扑结构来实现

整体级联的性能要求，在具体选择各个衰减态拓扑结构时，

笔者主要依据如下几点考虑:

根据 Monte Carlo分析所得的结果进行了帅选;

根据各个基本衰减态的电气特性，将其排列组合以便

达到最好的性能指标，在本单元中，笔者将输入 /输

出VSWR较好的衰减态放在两边和中间以便于减小

级间反射;

根据微波理论，各网络级联之后，当端口驻波比约趋

近于1，那么微波能量变可以“无损耗”的到达下一

级网络，各网络之间的能量反射可近似忽略不计，那

么级联后各个网络的性能与未级联时网络的性能相

比，变化可以忽略不计。

T型拓扑结构，在小衰减位下，结构简单、小巧，固

定衰减量小，相对相移小，而其性能主要依赖于管

芯，并且一般只能适用于小衰减位。

传统的π型以及混合π型拓扑结构，一般主要是通过

增加管芯来减小固定衰减量，增加电路的稳定性，但

是对于两端口的VSWR以及相对相移贡献并不是特

别的明显。

桥T型拓扑结构，中等衰减位下，插入损耗在三种结

构 (T、桥 T、对称 T) 中最小，两端口的回波损耗也

是最好的，相对相移也是最小的。

对称 T 型拓扑结构，其性能介于桥 T和 π型二者之

间，可以实现绝大多数的衰减量。但是，对称T的缺

点主要在于，对于 Layout 设计以及管芯选择相对比

较敏感。

表 4. 五位级联各单位衰减位 - 衰减网络拓扑结构映射关系

基于笔者上述设计方法可以有效避免在级联后设置全局

变量优化或是使用Tune工具对整体性能进行调节，在某种程

度上“化繁为简”。

五、电路版图设计

在电路原理图初步设计完成以后，直接对电路原理图进

行仿真，得到的仿真结果不准确。因为在电路原理图中，各

个元器件的位置分布比较理想化，不涉及版图的布局规则，

它们在电路版图中有可能出现重叠，或者距离太近，或者某

些分布式元器件的尺寸太大。如果不将这些版图上存在的问

题解决，就进行电路原理图的仿真和优化，最终得到的结果

会出现误差，甚至是错误的。因此，在电路原理图仿真之前

应先将电路原理图生成版图，把版图中重叠的元器件和距离

太近的元器件进行适当地调整间距，把大尺寸的分布式元件

通过弯折分布来减少占用的芯片面积，提高芯片面积利用率。

总之，版图中各个元器件的尺寸及其间距必须符合MMIC生

产工艺要求。

不同的MMIC工艺生产厂商的版图规则略有不同。版图

设计除了要注意电路中各个元器件的位置、尺寸及其间距之

外，还要遵守所采用工艺的版图规则，主要有以下几个方面:

在进行 DRC的时候需要注意: 应该先将管芯挖去在

进行 DRC校验;

电路中所有的晶体管栅极在电路版图中必须位于水平

方向;

图 12. 五位数字式衰减器原理图级联示意图

所以，在本次设计中，笔者假设各个单位衰减态值得信

任的前提下 (输入 /输出VSWR、相对相移以及衰减精度)，那

么各个单位衰减态级联过程中，仅仅只需要关注整体的输入/

输出VSWR，只要该项指标满足要求，相对相移及衰减精度

自然得到保证，然后再根据实际仿真测试结果，适当调整某

一单位衰减态精度即可 (尽量减小前后级对精度和平坦度的影响)。

132


图 13. 五位级联各衰减态示意图

图 14. 五位级联后 Layout 版图

图 15. 五位级联后各衰减态曲线

图 16. 五位级联后各衰减态误差曲线

电路的射频输入输出端口必须分别位于芯片的左右两

侧，直流偏置盘 (Pad) 必须位于芯片的上下两侧，这样

有利于流片后的On-Wafer Test，这里需要根据测试探

针台的探针间距合理的选定Padova之间的距离;

电路中的通孔 (Via Hole) 与芯片边界 (dicing street)

的最小距离，其它元器件与芯片边界 (dicing street)

的最小距离以及芯片划片道宽度都是需要预留的;

芯片尺寸为 10 µm的倍数，并且其长宽之比必须满

足 Foundry 的要求。

版图设计先是采用 ADS2006 仿真软件自动生成版图，

然后根据生成的版图实际情况进行调整。版图设计既要考虑

其对应的电路原理图的仿真性能，又要考虑预计的芯片尺寸，

需要不断地调整。电路版图设计的最后一个环节是进行设计

规则检查 (DRC)。电路版图完全通过了 PH25 MMIC 工艺的

DRC 规则检测，版图初步设计完成。

六、版图仿真结果

这里笔者设计了两种方案，主要区别在于8 dB的衰减位:

方案一: 桥 T 型拓扑结构

方案二: π型拓扑结构

(1)方案一

图 17. 五位级联后相对相移

133


图 18. 五位级联后输入回波损耗

图 19. 五位级联后输出回波损耗

图 20. 五位级联后固定插入损耗

(2) 方案二

图 21. 五位级联各衰减态示意图

图 22. 五位级联后 Layout 版图

图 23. 五位级联后各衰减态曲线

图 24. 五位级联后各衰减态误差曲线

134


表 5. 性能对比

图 26. 五位级联后相对相移

图 26. 五位级联后输入回波损耗

图 27. 五位级联后输出回波损耗

图 28. 五位级联后固定插入损耗

七、结论

从上文的仿真设计和结果验证过程可见，本次设计合理

地运用 Agilent ADS2006中的仿真优化功能，并结合了实际

工程中的一些经验和技术，全面考虑电路中各种因素的影响，

提高了设计准确性和可靠性，为MMIC的流片提供先期可靠

的依据。

参考文献

[1] Agilent technologies，

Advanced Design System 2005 user's guide, 2005

[2] 2005 年度 EEsof 用户会论文集

Agilent ADS User Group 2005 China, 2005

[3] 微波集成电路

国防工业出版社 1995.5。

[4] 李效白编著。

砷化镓微波功率场效应晶体管及其集成电路。科学出版社

[5] Agilent 在线帮助

http://www.agilent.com。

性能参数单位方案一方案二

频率范围 GHz 7 ~ 11 7 ~ 11

衰减范围 dB 0.5 ~ 15.5 dB 0.5 ~ 15.5 dB

插入损耗 dB ≤ 3.45 ≤ 3.25

输入 /输出驻波比 - ≤ 1.41 ≤ 1.5

衰减精度 ± dB ≤ 0.2 ≤ 0.25

最大相对相移 ° ≤ 18 ≤ 16

芯片尺寸 mm 1.6 x 1.0 x 0.1 1.7 x 1.0 x 0.1

135


使用 ADS 软件进行射频电路设计时的一些技巧

董海滨

Andrew 深圳通信技术有限公司

我们在设计工程项目的时候，会碰到很多应用ADS仿真工具的机会，所以这就需要更好更准确的掌握ADS给我们带来

的技巧。

应用实例

代码举例:// This is a Wilkinson code for

1880MHz******************************

defun wilkinson2 (W1, L1, L2, L3, S, F, W2)

decl conFact;

decl repH;

repH = db_get_current_design_rep ();

conFact = db_get_rep_unit_mks (repH);

if (F==2)

decl X1, Y1, X01, X02, Y01, Y02, a, b;

decl v = 19, c = 1.05, s1 = 7, s2 = 2.5, s3 = 3, s4 = s3+2,

s5 = s3+1;

decl X0 = 1.27, Y0 = 1.4;

de_set_layer (1);

de_add_rectangle (0,0,X0,Y0);

......

大家可以看到，通过函数可以将参数传递到 ael代码里

面，然后进行编译，你也可以看到很多变量，这些用于控制

长度宽度和相位。那么我们怎么才能把ael代码与ads关联起

来呢? 其实很简单，在新建的原理图里面，定义设计参数，然

后将 ael 代码导入然后定义传递变量如下:

要想实现自动生成，你必须先设置一些变量，象上图中

的白线的距离。这些变量作为可以改变的量以满足不同频率

的需要。

一、90degree功率分配器

我相信大家都非常了解这个配置对放大器设计的贡献

— 提高线性度，改善VSWR和一定的可靠性。就设计原理

的话，我就不多介绍，这里我想说的是，如何利用ADS来更

方便和更准确的来完成它的设计呢。

经常工程师们用 balance 结构来设计窄带放大器的时

候，首选都会用wilkinson和分支线两种结构。那么如何更方

便的设计他呢? 在这里我介绍一种方法，是利用 ads 提供的

ael 功能来自动生成。

大家都知道wilkinson的输出是没有相位差的，所以必须

添加一段1/4波长的微带线来调整相位以实现无反射。特别是

点 a 与点 b 的相位差，如果我用数学坐标加变量的方法可以

很好的控制他的位置。

136


运行自带的 agilent I/O lib 工具的 I/O control，并设置

LAN，点击edit，添加一个device，输入仪表的 IP地址(通常

将仪表设置为192.168.1.1，而将服务器端设置为192.168.1.

2)完成设置。然后通过 lib里面小工具visa assistant自动帮检测

是否有设备连接。以下的TCPIP0就是自动检测出来的仪表。

三、与网仪的协同仿真

很多做腔体 filter 的工程师或许更关心的是 filter 本身的

性能，而不会太多考虑相连接的有源模块的指标，相反有源

工程师也是如此。相对来说，filter的调节范围比较大，而有

源电路象是LNA一旦设计定型，其性能相对比较稳定，所以

就出现了一个相对稳定的模块和一个变化范围比较大的模块

匹配的问题。传统上的互连仿真，需要先得到 filter的一个参

数，然后导入到ADS里面进行级连仿真，但是这对于变化范

围比较大的模块来说确实不够准确。那么这里提供一种仪表

连接的方法来设计测试他们的匹配效果。

Agilent提供了一个小的I/O工具叫connection manager

serve，他作为连接管理大量的仪表资源，而在客户端可以利

用 connection manager client 来管理数据的读入和产生。以

下做一个简单的连接介绍，注意本过程是基于电脑对电脑

对接线来连接的，当然你也可以选择用 GPIB 和 LAN 来实

现连接。

在正常安装manager server工具之后，启动 server服务，

打开 LMS lib 转换窗口，选中你需要转换的目录 — 包

括symbol IFF文件，Geometry IFF文件和Mapping文件，之

后重新装载工程文件，你会发现元件的symbol，geometry都

已经存储在了工程文件下面了。

这样，你就可以任意改变长度宽度以匹配到不同的频率

和板材要求。可以让你最快速而且最理论的生成一个比较精

确的 drawing，之后在通过momentum里面的参数化功能来

实现优化达到设计要求的目的。

二、 LMS lib的转换

做有源电路的人或许经常烦恼元件库的建立，可是很多

人都没有注意到ADS提供给用户的一个小功能LMS utilities，

他位于main menu里面，这个是一个 LMS lib的一个接口工

具，如果你是用 mentor 或是其它软件建立的基于 LMS 的元

件库的话，这个就是你做好的选择来将专业 layout工具里面

的标准库转换成ADS的标准元件，包括part number，geom-

etry name和 symbol name。

然后让我们来看一下 layout 窗口里面的效果，

137


打开 ads里面的 tool-connection manager client，由于

这个演示为 server/client 为同一台机器，故选择 same ma-

chine选项，然后设置connect to server on this Window PC。

之后你就能进入measurement页面，你可以看到 instru-

ment列表里面包含了所有当前的server连接，找到LAN，选

择想要测量的数据，点击 measure 即可。

通过这种方法，你可以随时读入 filter的数据，以匹配到

放大器电路上，从而判断设计是否合理。

138


微波 Colpitts 混沌电路设计

孙伟苏东林陈文青

北京航空航天大学电子信息工程学院 EMC 实验室

摘要: Colpitts混沌振荡电路较之其他混沌电路，具有更宽的频谱特性。通过归一化状态方程，得出电路的参数估计方程。

根据设计的频率要求，计算出Colpitts微波混沌电路主要元件参数，并使用专业的射频微波仿真软件高级设计系统 (ADS) 对

电路进行仿真。仿真结果表明，混沌信号幅度谱与预期频率分布吻合较好，Colpitts电路更适合于高频宽带混沌发生器的应用。

关键词: Colpitts 电路; 混沌; 微波频率

(1)

图 1. Colpitts电路原理图

(2)

(3)

(4)

以Colpitts电路中电感电流 IL、电容上的电压VC 1、VC 2

作为状态变量，电路的状态方程为

一、引言

Colpitts 电路可以工作在混沌振荡状态这一现象被发现

后，逐渐成为一个研究热点，各种变形的Colpitts电路结构被

提出并加以研究。Colpitts电路利用了三极管的非线性特征产

生混沌振荡。现有微波三极管的工作频率要远远高于运算放

大器，从这个意义上讲，Colpitts电路更适合设计工作在微

波频段的混沌信号发生器。本文设计采用Philips截止频率

为 25 GHz的宽带三极管模型BFG425W，在Agilent的ADS

软件中建立一个上限频率为800 MHz的Colpitts混沌电路，所

取参数得出的仿真结果与预期频率基本符合，并进行了参数

优化，得出了更小误差的参数值。

ADS平台作为最完整的射频微波设计平台，提供了强大

的电路仿真功能，同时为电路的模块化提供了可信度极高的

前期工作基础。

二、电路模型及参数估计

Colpitts 电路的基本结构如图 1 所示，其中 BJT 作为振

荡器的增益元件，电感L和电容C1、C2、构成一个谐振网络[2]。

BJT为三端口非线性器件，基极电流忽略不计，发射极电流

IE 与基极和发射级电压VBE 之间关系可近似为

式中: Is 为反向饱和电流，VT 为热电压室温条件下约为

26 mV。状态方程式 (2) 的工作点 (平衡点) 为

式中: ƒ -1(·) 为式(2)中 ƒ(·) 的反函数，可以从式(1)得到

139


(7)

(8)

ƒ* = 1.1ƒ0

图 1. (a) 时的单参数分岔图 (b) 时相空间稳定吸引子

图 2. (a) 基于 BFG425W的 Colpitts电路 (b) BFG425W 模型

采用的电路结构及三极管等效电路模型如图2所示。其中，

BJT采用Philips截止频率为25 GHz的宽带三极管BFG425W

设计实现标准Colpitts微波混沌，其它电路参数可以根据上

述参数估计方法进行选取。预设计一上限频率ƒ* = 800 MHz，

I0

= 20 mA的微波电路，由式(10)可以得出电路中各元件参数。

所取参数为Vcc = 10 V，VEE = -15 V，R = 27 Ω，Re

=750 Ω，L =

10.5 nH，C1

= C2

= 9 pF。采用Agilent的ADS进行电路仿真。

所建立 Colpitts 电路的 ADS 电路模型如图 3 所示。

从方程(2)、(4)、(5)可以导出Colpitts电路的归一化状态方程

式中: n (χ2) = exp (-χ2)-1。在归一化状态方程中，参数

g*为振荡器的开环增益，Q为无载谐振回路的品质因素，k是

一个无量纲的比值，且定义如下:

三、基于 BFG425W 的宽带 Colpitts电路

混沌信号频带宽度的表征通常可以用系统的基本频率作

为标准[3]。通过对大量Colpitts电路输出的混沌信号的分析得

出，在其频谱图上的基本频率附近会出现一个局部峰值，逐

渐衰减直至可以忽略不计，该峰值称为上限频率，记作ƒ*，且

在式(7)所表征的动力学系统中，状态变量在状态空间中

的动力学特性仅与参数g*、Q有关，k只能引起状态变量尺度

上的变化，而不会引起系统所处状态(平衡点、极限环、混沌

等)的变化。因此，设计一个混沌电路，首先需要选择合适的

g*、Q值，以使方程(7)具有混沌解。由式(6)、(8)、(9)可以导出

满足混沌振荡条件的电路元件参数:

由式 (3) 求得新的坐标原点后，引入一组新的归一化状态

变量( χ1, χ2, χ3 )，从电路状态空间到归一化状态空间的变换

定义为

(5)

(6)

式中: Colpitts电路的基本角频率为

(8)

(10)

由于g*、Q分岔图计算量相当大，只给出当时g*=16.53

时，χ3 随单参数 lgQ变化的混沌分岔图，如图 1所示。从图

1 可以看出，g* 取固定值 16.53 时，Q = 1.786，此时，系统

处于稳定的混沌振荡状态[1]。

140


图 5. 稳定后的相平面混沌吸引子

图 8. 优化后的幅度谱

四、结论

本文采用归一化状态方程导出 Colpitts混沌电路参数估

计方程，根据预先设定的微波频率，在ADS中将所取的元件

参数应用于仿真电路，结果与预期频率分布较好地吻合，为

后期模型模块化的实现工作夯实了基础。

参考文献

[1] MAGGIO G M , FEO O D , KENNEDY M P. Nonlinear

analysis of the Colpitts oscillator and applications to design [ J ]

. IEEE Transaction on Circuits and Systems-I, 1999, 46 (9):

1118-1130.

[2] MAGGIO G M, KENNEDY M P. Classification of steady-state

behavior in the Colpitts oscillator [A].Proceeding of International

Conference on Electronics, Circuits and Systems [C]. Cyprus:

IEEE, 1999: 811-814.

[3] ABDOMEROVIC I, LOZOWSKI A G, ARONHIME P B. High-

Frequency Chua's circuit [A]. Proceedings of the 43rd IEEE

Midwest Symposium on Circuits and Sys2tems [C]. Lansing:

IEEE, 2000: 1026-1028.

[4] 史治国，冉立新，陈抗生。基于预设定频率分布的混沌电路

设计，浙江大学学报; 工学版，2005; 39 (3): 402-496.

由图7可以看出，信号频谱并不是如白噪声一般平坦，而

是在频带内有所起伏，尤其是在 737.5 MHz附近，与预期的

上限频率基本一致。而由于电路的寄生电容效应，仿真结果

不是特别理想，需要提高 I0的取值。因此，由式(10)给出的参

数计算公式，给出优化参数，取R = 714 Ω，L = 10 nH，则 I0

= 21 mA。优化后的 Vc 1，Vc 2 幅度谱如图 8 所示，此时上限

频率为 825 MHz，误差减小。通过ADS电路仿真所得的Vc 1，Vc 2信号示于图4。其中

图 4 (a) 是 Vc 1 时域输出波形、图 4 (b) 是 Vc 2 时域输出波形，

从图中可以看出，大约经过十几纳秒的时间，电路进入稳定

混沌振荡状态。图 5是由Vc 1，Vc 2 所构成的混沌吸引子，图

6、图 7为Vc 1，Vc 2信号的频谱分布。上述三图分别从时域、

相平面和频域表明了信号的随机性。

图 3. 基于 Colpitts电路的混沌信号产生模型

图 4. Vc 1, Vc 2 的时域波形图

图 6. Vc 1, Vc 2 幅度谱

图 7. Vc 1, Vc 2 幅度谱局部放大

141


一、引言

由于通信设备越来越普及，要求信息的容量越来越大，

所以通讯设备的发展趋势是信号的速度越来越快，对高速背

板设计的要求越来越高。由于背板的层数很多，制作成本很

高，一旦信号质量有问题重新制作的话是每个公司都不希望

看到的事情。要做到既能保证信号质量又要降低成本，事先

的仿真非常重要。本文就来介绍一下Agilent的ADS在高速

背板设计中的应用。

二、过孔设计的优化

在高速背板上，我们关注的主要是高速连接器与背板连

接的过孔。众所周知，过孔的寄生特性是影响信号质量的主

要因素，如何使过孔的寄生电感和寄生电容达到一个平衡状

态，是过孔设计好坏的关键。

过孔的寄生电容与 pcb板的介电常数 (ε)、厚度 (T)，焊

盘的直径 (D1) 以及反焊盘的直径 (D2) 有关:

C = 1.41 ε TD1/ (D2-D1)

过孔的寄生电感与过孔的长度 (h) 以及孔径 (d) 有关:

L = 5.08 h [ln (4h/d) +1]

通常过孔表现出来的是容性，我们的目的就是要减小过

孔的寄生电容，加大它的寄生电感，使两者达到平衡后能够

相互抑制。

从过孔的结构(图一)来看，由于背板厚度的限制，孔径

和焊盘改变的空间很小，所以我们只能通过改变反焊盘形状、

尺寸来平衡过孔的寄生特性，从而达到优化过孔设计的目的。

我们利用ADS设置好PCB板的参数和厚度，建好过孔

的模型，然后改变反焊盘的形状、大小(图二) ，再利用

momentun引擎来进行仿真，能迅速的得到各种反焊盘设计

中过孔的参数。再进行比较，得到最优化的过孔的设计。通

过图三我们可以看到优化前和优化后过孔上阻抗的改善。

ADS 在高速背板设计中的应用

诺基亚西门子通信传输系统 (上海) 有限公司

研发硬件电子辅助设计部赵贤钊

图 1

图 3. (1)优化前

图 2

图 3. (2)优化后

142


三、 PCB材质特性的研究

在高速信号设计中，PCB 材质对信号质量的影响非常

大。在 PCB 材质特性中，我们最关心的是介电常数 (Er) 以

及介质损耗角 (Loss tangent)。往往PCB生产厂家提供的是

1 GHz以下的值，然而随着频率的升高，PCB材质的特性也

会随之发生变化，显然仅仅只有1 GHz以下的值是远远不够

的。如果我们希望得到精确的仿真结果，那么我们就需要知

道 PCB 材质特性在频率升高后的变化趋势。

首先，我们利用 Agilent 的网络分析仪得到几段不同长

度的传输线的S参数 (图四)。然后把这些S参数导入到ADS，

利用 ADS 的 de-embedding 功能把传输线两端的 SMA带入

的影响解嵌掉，得到一段单纯的传输线 (图五)。最后，我们

在ADS中画出一段相同长度的传输线，改变它的Er和Loss

tangent的参数，直到和图四中的趋势吻合 (图六)。这样，我

们就能得到精确的PCB材质的特性。利用这些参数，我们的

仿真结果将会更加精确。

四、总结

在高速背板设计中，由于不牵涉到芯片的驱动能力、时

序等问题。我们关注的主要是阻抗的连续性、串扰、反射等

问题，所以我们要对高速传输路径上的各个部分进行仿真分

析。本文只列出了其中的两个部分，要设计出一块即符合要

求又成本不高的背板，务必要对各个部分进行精确的仿真。

这类高速信号仿真需要注意以下几点:

1、如果只进行时域仿真是远远不够的，需要进行高带

宽的频域仿真。

2、如果要得到精确的结果，就需要尽可能多的模拟各

种不同的情况。然而，由于产品研发周期的限制，留

给仿真工程师的时间并不多。所以，就需要在短时

间内得到尽可能多的仿真结果。

这对仿真软件就提出了要求，既要保证仿真结果的准确

度，又要求仿真引擎的速度要快。当然，只有事先的充分准

备、合理的仿真流程与适合的仿真软件相结合才能快速有效

的得到仿真的结果。

图 4

图 5

图 6

143


在 ADS 进行多电平统计眼分析

黄春行董晓青

华为技术有限公司

图 1. 串行链路多电平统计眼图仿真模板

2.2 抖动调制

发送端的抖动包括DCD、PJ、RJ，其中PJ为正弦模型，

RJ为高斯分布模型，DCD为 odd-even模型，Const=0.5用

来控制压控时延器向后延迟0.5UI。这些分量合成为信号V2，

其幅度在 [ 0 ，1 ] 的范围内波动，并送入压控时延器

VcDelayRF，VcDelayRF根据控制电压的变化对前向通道数

据进行延时: Delay = (MaxTimeDelay - TStep) x V2 + TStep

2.1 信号源

模板中的信号源可在 NRZ、Duobinary 和 PAM_4 之间

任意选择。当选中其中一种信号源时，将其他源用Deactivate

关闭即可。

一、前言

OIF CEI-25G 工作组在跨背板长距离传输规范制定中，

关注的重点工作之一对NRZ、Duobinary和PAM4三种信号

编码方式进行分析，并且各参与厂商对三种编码的通道传输

性能和可行性方面进行详细比较评估，对于25 G编码选择具

有重要意义。笔者将介绍如何实现多电平统计眼分析系统，

并根据标准通道给出了三种编码的仿真结果。

二、ADS多电平仿真环境搭建

串行链路的多电平统计眼图仿真模板如图1所示，可以

看到，模板中的信号源可在NRZ、Duobinary和PAM_4之间

任意选择。编码源信号在经过抖动调制、低通滤波和通道模

型作用后，经由 LFE、DFE 均衡，由接口模块将数据送入

Matlab，进行统计眼图处理。

图 2. 仿真模板信号源

2.3 边沿滤波器与通道模型

高斯低通滤波器在此处的作用是对信源发出的信号进行

边沿滤波，使信号边沿具有一定的上升时间。滤波器的通带

截止频率由参数 K_3 dB 和 Risetime 确定，通带截止频率处

的衰减参数 PassAtten 为 3 dB。

图 3. 抖动调制模块

图 4. 边沿滤波器与通道模型

通道模型如图5所示，可以看到通道的S参数文件由两

个 Balun4Port 转换为差模和共模信号，共模信号经 25 欧电

阻接地，差模信号由两个Port端子引出，构成该子电路与外

部电路的接口。

144


S参数最大带宽不能高于S参数的带宽，防止仿真器对

S 参数进行高频外推，导致不可预知的异常仿真结果。对于

直流分量外推而言，需要注意避免外推导致的直流增益问题，

导致仿真结果异常，通常可以选择内插模式外推。

2.4 多电平统计眼分析流程

均衡器模块后，通道均衡数据进入Matlab接口电路元件

MatlabSink，

图 5. S参数子电路模型

其中，Matlab 中划分通道响应及 CDF 处理部分随输入

电平数的不同而不同，对于 Duobinary三值序列，将响应信

号划分为 4部分处理; 对 PAM_4，则将响应信号划分为 6 部

分处理。

图 6. 统计眼后处理 Matlab脚本实现流程

图中，由蓝色虚线划分的各个区域中都标示有黑色箭头，

箭头指示的方向即为该区域 PDF 向 CDF 累积的方向。

三、实际通道仿真分析

3.1 仿真参数

根据OIF CEI-25G标准oif2007[1].185.00对仿真参数的

定义，具体如下所示:

比特率: 25 Gbps

码型: PRBS15

BER=1e-15

驱动信号摆幅: 800 mvpp

发送端 DCD峰峰值: 0.035UI

接收参考频偏[注 1]: 200 ppm

随机噪声: 1.46 mv rms

T x Rj = 0.15 UIpp @ 10e-12 BER[注 2]

R x Dj = 0.10 UIpp [注 3]

R x Rj = 0.15 UIpp @ 10e-12 BER

封装: Spec_RL_cap_like

Termination as defined by IEEE 802.3 (Meltz)

3.2 通道模型

根据OIF CEI-25G标准oif2007[1].162.00的通道模型例

子，提取加封装后的通道 S 参数插损如下图所示:

图 7. 多电平信号CDF处理区域划分示意

图 8. 加封装后通道差分插损图

其主要的算法步骤可以描述为:

145


3.3 仿真结果

当仿真数据量为300000bits时，直通通道的统计眼图见

下，包括 NRZ、DUO-BINARY 和 PAM4 眼图。

四、结论

本文对在ADS中如何搭建NRZ、Duobinary和PAM4多

电平编码仿真环境进行了介绍，包括信号源搭建、边沿和通

道模型和抖动调制，并介绍了多电平统计眼处理流程。根据

实际背板通道，给出了三种编码的仿真结果。

146


电磁兼容暗室的地线干扰分析与 ADS 仿真

刘跃东苏东林陈文青

北京航空航天大学电子信息工程学院 RF/EMC实验室

Email: [email protected]

摘要: 某电磁兼容暗室在对受试设备做相关传导性测试时，在低频段一直有强干扰现象。本文对干扰现象的起因进行了分析，

确定了干扰源的位置，并用ADS软件建立模型、分析了干扰的机理。在仿真中发现接地电阻的大小对测试结果有较大影响。

关键字: 地线干扰接地电阻 ADS 仿真

从表 5-1 中可以看出，第二干扰频点至第五干扰频点的

频率值分别是第一干扰频点的二至五倍，而且幅值也依次降

低。除表5-1中所列的主要干扰频点外，还有一些幅度值较小

的干扰频点，频率值也是第一干扰频点频率值的整数倍，由

于幅度值较小所以没有列出。所以干扰的来源很有可能是由

48.5 kHz (第一干扰频点) 的基波频率引起，其它干扰点都是

它的谐波。

另外，从图 5-1 中可以看出在 250 kHz 处也存在一较高

的脉冲，而且从此频率处开始一直到10 MHz处的幅度电平值

明显比之前的高出有10 dB左右。这一现象是正常的，因为在

250 kHz处测量接收机的6 dB带宽由之前的1 kHz改为10 kHz。

在噪底相同的情况下，6 dB带宽的增加必然使测量值增加。在

此处 6 dB 带宽在 250 kHz 后是之前的 10 倍，测量值在用分

贝表示时正好是 10 dB 的差距。

一、引言

接地是电子设备的一个很重要的问题，是抑制噪声、防

止干扰的主要方法。接地可以理解为一个等电位点或等电位

面，是电路或系统的基准电位，但不一定为大地电位。大多

数产品都要求接地。虽然接地可以是真正接地、隔离或浮地，

但接地结构必须存在。

接地，尽管是EMC设计中最重要的方面，但是这个问题

并不容易直观理解，而且通常也很难建模或分析，因为有许

多无法控制的因素影响，导致很多工程师对此不理解。其实

每一个电路最终都要有一个参考接地源，这是无法选择的事

实，电路设计之初就应该首先考虑到接地设计。接地是使不

希望的噪声、干扰极小化并对电路进行隔离划分的一个重要

方法。设计良好的接地系统的一个优点就是以很低的成本防

止不希望有的干扰及发射。

本文中所讨论的接地问题是由于电磁兼容暗室的位置选

择不当，使得其他设备的干扰从地线中串入，最终干扰暗室

的正常测试工作。正常情况下，电磁兼容暗室的建设位置应

独立于其他建筑，也就是要有独立的接地地网结构，进入暗

室的各种线缆也要经过特殊处理才行。本文中所提的暗室位

于一个教学楼内，与该楼共用一个接地地网，使得干扰信号

由地线进入暗室最终干扰测试结果成为可能。

二、电磁兼容暗室的地线干扰分析

在电磁兼容暗室内对受试设备做有关国军标GJB151A/

152A-97要求的CE102 (10 kHz~10 MHz电源线传导发射) 试

验时，发现即使受试设备电源没有打开，在用测量接收机以

正常的方式采集数据时，仍会发现在低频处有很强的干扰。

而理想的情况应是没有任何干扰的。干扰情况见图5-1，干扰

点的频率和幅值见表 5-1。

图 5- 1. 受试设备断电后 CE102 测试结果图

表 5- 1. 受试设备断电后 CE102测试中的主要干扰频点

频率(kHz) 幅值(dBuV)

第一干扰频点 48.5 55.183

第二干扰频点 97 49.112

第三干扰频点 145.5 41.546

第四干扰频点 194 32.282

第五干扰频点 242.5 23.237

147


图 2-1. 电磁兼容暗室地线干扰 ADS仿真模型

图 2-2. 模型干扰结果图图 2-3. 参数扫描结果图

在分析干扰的来源时，如果干扰激励来自于空间的电磁

场，那么测量值应与电缆的位置有很大的关系，因为地回路

和电缆的位置决定了接收空间电磁场的有效面积。有效面积

越大，干扰激励的幅值也就越大，从而使测量接收机测量到

的信号也应越大。然而改变电缆的长短、位置，干扰幅度却

没有明显的变化，且空间中是否有频率为48.5 kHz的能量很

强的干扰信号也值得怀疑，尤其是在屏蔽暗室里。从而否定

了干扰源来自空间的耦合。另外，在试验中也发现只有在多

点接地的情况下干扰才会出现，进而确认干扰的来自于接地

线，并且经过试验验证分析得知干扰确实是从地线上串扰进

来的。

在电磁兼容暗室的建设中，为了确保电磁兼容暗室低频

性能良好，暗室应该实现单点接地，由事先设计好的接地点

与屏蔽地网实现单点连接。屏蔽室要有单独的屏蔽接地网，

接地电阻要小于1 Ω。由于本文中所提的电磁兼容暗室的体积

比较小，建设位置位于一个教学楼内，与该楼共用一个接地

网。楼内其他设备产生的干扰通过地线最终影响暗室的正常

测试。

三、ADS仿真分析

为进一步验证上述分析的正确性，根据上述试验现象，

利用 ADS 软件搭建地线干扰仿真模型如图 2-1 所示。

在图2-1中，Term1用于模拟测量接收机的端口特性，其

两端的端口电压值Vout和Vin之差为测量接收机能够监测到

的信号值; R1和R2分别用于模拟同轴电缆的芯线和外轴线的

阻抗特性; R3 用于模拟 50 Ohm 匹配负载的特性; Port1 和

Port2用于模型地线上的干扰。因为只有在多点接地情况下，

干扰现象才会被检测到，所以在此处添加了两个干扰源。两

干扰源的频率和幅度都是相同的，因为它们都是地线上的干

扰，属于共模干扰类型。唯一不同之处是两源的接地电阻不

同，Port1接地电阻为 0.5 Ohm而Port2为0.3 Ohm。需要注

意的是若两处的接地电阻相同则Vout 和Vin 之差为 0，即接

收机监测不到任何干扰信号。而在实际情况中两处的接地电

阻不可能相同，所以干扰才会被监测到。

图 2-1 模型的仿真结果如图 2-2 所示。通过对比可知仿

真结果与设备的实际测量结果很好的吻合。另外，对模型中

的接地电阻的阻值进行参数扫描，结果如图2-3所示。从扫描

结果来看，接地电阻的大小对测量结果有较大的影响。因此，

从保证测量结果的准确性来讲，也应该降低接地电阻的阻值。

该仿真试验结果证实了试验室的干扰现象是由于接地原

因而引起的。以后再利用该电磁兼容暗室对受试设备做相关

的国军标测试时，可以排除这些因素的影响，即将上述频点

的干扰排除在外。另外，也可以将上述干扰现象作为检查测

试设备是否连接正确的一个方法。

四、结论

根据本文对电磁兼容暗室地线干扰影响测试结果的分析，

为避免暗室受到其它设施的干扰，暗室的接地应独立于其他

建筑物设施。接地阻抗的大小对试验结果有一定程度的影响，

从测量的准确性考虑，应该对设备的接地阻抗进行控制。

参考文献

[1] 邓军奇。EMC (电磁兼容) 设计与测试案例分析。电子工业出

版社. 2006: 33。

[2] 白同云，吕晓德。电磁兼容设计。北京邮电大学出版社。

2001: 7，91-112。

[3] 陈淑凤，马蔚宇，马晓庆。电磁兼容试验技术。北京邮电大

学出版社。2001: 44-49。

[4] Advanced Design System Documentation 2005A。

148


ADS 在电磁兼容仿真中的应用

陈文青苏东林侯燕春刘跃东

北京航空航天大学电子信息工程学院电磁兼容实验室北京 100191

摘要: 电磁兼容是一门多学科交叉的综合性边缘学科，近年来逐渐受到人们的重视，但是对于电磁兼容的分析方法和研究

方向了解甚少，大多停留在屏蔽、滤波、接地等常用手段上。采用基于ADS软件平台的电磁兼容行为级方法，可以将多种分

析手段应用于最新的研究方向大大简化了原理模型设计和仿真分析流程，大大开展了电磁兼容的分析能力。本文介绍了几种

ADS 仿真器在电磁兼容仿真中的基本应用，以期使读者了解电磁兼容研究的分析内容和常用方法。

关键词: ADS 软件仿真器电磁兼容谐波仿真 S 参数仿真瞬时仿真

一、引言

ADS (Advanced Design System) 软件是 Agilent (安捷

伦) 公司所属的EDA软件系列Agilent EEsof中一个功能强大

的射频电路设计和仿真软件，能进行整个通信信道的信号仿

真。将各种各样被验证过的RF、DSP和电磁场分析工具集成

到一个单一的、弹性的环境中，可以兼容地和其它厂商 (如Mentor、Candence) 的EDA工具，一起实现 IC和PCB设计，

是唯一实现 RF、analog、DSP 系统协同仿真的 EDA 产品。

ADS作为先进的微波电路、系统信号链路的设计工具，不但

能进行电路级、系统级的多层次的高精度仿真，而且与众多

软件 (如VC++、Matlab) 及Agilent测试仪表全方位结合，提

供了系统设计和验证的解决方案。

行为级模型是从电路级模型提取出的功能模块的集合，

可使复杂电子系统的设计或验证变得容易，因为该模型从更

高一级的电路功能视角看待整个电路，而不需要知道或者仿

真电路内部的详细结构。电路模型与行为级模型最大的区别

在于电路模型呈现了系统的结构特性，而行为级模型提供了

功能特性。一个行为级模型总是实际电路特征的抽象，这种

抽象又是各种具体激励相应之间的取舍优化。例如，设计者

若设计放大器与电路最优的阻抗匹配时需选择拉电流负载行

为级模型，而认为偏压敏感度重要时要选择偏压控制模型。

实际上，两种行为可用一个电路级模型仿真，只要把验证的

重点从一种行为转移到另一种行为。

ADS集成了多种仿真软件的优点，仿真手段丰富多样，

可实现包括时域和频域，数字与模拟，线性与非线性，高频

与低频，噪声等多种仿真分析手段，范围涵盖小至元器件，大

到系统级的仿真分析设计。我们依托其强大的功能，解决了

电磁兼容领域很多技术难题，已成为系统级电磁兼容分析的

主要软件平台。本文应用ADS中最常用的几个仿真方法如瞬

时仿真、S参数仿真、谐波仿真等，通过简单的示例分析解决

了在电磁兼容方向最基本的计算问题，以期使读者了解现代

电磁兼容的研究内容和发展方向。

二、瞬时仿真

瞬态仿真器是传统的SPICE 软件的代表。SPICE 软件

可以说是所有电路仿真软件的鼻祖。其采用最原始的算法，

即直接在时域对电流，电压列节点方程，采用“一刀切”的图 1. EMI 滤波器输出信号波形

方式，能够对所有的模拟，数字电路进行仿真。但是对于高

频信号很难用SPICE 进行仿真,因为根椐Nyquist 采样定理，

仿真时直接采样，软件必须能够对射频载波进行至少 2 倍频

率以上的采样和处理，才能够准确，真实地反映系统的实际

情况，即时域上的相位，幅度信息，以及频域上的频率特性

等。以处理一个 8 GHz 的射频载波为例，要分析 1秒钟的信

号，CPU至少要处理2.4 x 1010点的数据，因此，在很多情况

下，很难用TransientSimulation对高频系统仿真，而分析低

频信号却可以充分发挥其优势。

在电磁兼容仿真中不仅要考虑系统的频率特征也要考虑

信号的时域特性和波形变化。现在的电子系统为了降低设备

对外部的辐射同时也要避免外部干扰对内部的影响，在数字

系统中大量使用了滤波器，滤波器的使用会造成信号端口阻

抗的变化影响了信号的波形，这对于控制信号影响是非常大

的。数字信号一般通过占空比、信号幅度、信号相位、上升

沿、下降沿等将携带的信息或者指令传递给下一级被控制单

元或设备，但是使用滤波器以后信号波形的变化会影响后端

设备正常功能的发挥。我们采用瞬时仿真用来计算低频信号

的时域特性，我们可以在如下仿真中我们通过观察信号在加

载滤波器以后的眼图来判断信号和波形变化的程度。

我们先按照指标要求设计了一个EMI滤波器，但是从眼

图上看信号的下降沿变得非常平滑同时信号幅度也大大衰竭，

这样的信号波形会导致后端数字设备失去控制或造成误指令

产生错误动作。

149


图 3. 优化后 EMI滤波器输出信号波形

图 2. EMI 滤波器输出信号波形的眼图

图 5. 某雷达接收机原理图

为了避免发生上述失误，我们重新优化了滤波器。从优

化结果上看，虽然高频信号大大衰减但是正常的数字信号的

幅度却影响不大，可以保证数字信息的正常传送。同时在滤

波效果和信号波形上满足了要求，达到了初始设计要求。

图 4. 优化后 EMI滤波器输出信号波形的眼图

三、 S参数仿真

微波器件在小信号时，被认为工作在线性状态，是一个

线性网络; 在大信号工作时，被认为工作在非线性状态，是一

个非线性网络。通常采用S参数分析线性网络，谐波平衡法

分析非线性网络。S 参数是入射波和反射波建立的一组线性

关系，在微波电路中通常用来分析和描述网络的输入特性。S

参数中的S11和S12反映了输入输出端的驻波特性，S21反

映了电路的幅频和相频特性以及群时延特性，S12 反映电路

的隔离性能。

S参数仿真时将电路视为一个四端口网络，在工作点上

将电路线性化，执行线性小信号分析，通过其特定的算法，分

析出各种参数值，因此，参数可以分析线性S 参数，线性噪

声参数，传输阻抗 Z 以及传输导纳 Y。

为了分析外界干扰对接收级的影响我们可以使用S参数

仿真器来分析系统对不同位置噪声的响应程度，如图所示，

我们建立了某雷达接收机原理图，通过S参数仿真可以看到

接收机对正常雷达信号的放大增益是43.5 dB，对传输路径中

串扰信号的放大增益是22.5 dB。这样我们就可以在已知信号

最低接收信噪比的条件下得到对某一雷达信号可以容忍的干

扰信号最大强度。

图 6. 某雷达接收机正常信号接收增益分析

150


图 7. 某雷达接收机干扰信号接收增益分析以上图为例，通过谐波仿真可以分析出接收机的放大器、

混频器的谐波相应，得到谐波在整个频带上的分布。

五、总结

电磁兼容分析由于设计多种电子系统既要分析数字信号、

模拟信号、混合信号也要分析设备的干扰特性、敏感特征、传

输路径、偶合相应，同时还要分析设备的正常工作原理和非

正常工作原理，正常工作信号，干扰信号的非正常相应，因

此电磁兼容分析对分析的频率、分析的仿真方法、仿真器的

灵活性要求非常高。而 ads 软件以其强大的计算功能丰富的

仿真手段满足了电子系统多种仿真分析方法综合应用的要求。

本文通过分析瞬时仿真、s参数仿真、谐波仿真在电磁兼容中

的典型应用向大家展示了几个分析的小技巧以供大家参考、

借鉴。

参考文献

[1] 电磁兼容性原理及应用，湖北省电磁兼容学会编，北京:国防

工业出版社，1996

[2] 电滋兼容设计，白同云，吕晓德编著，北京:北京邮电大学出

版社，2001

[3] 电磁兼容原理、设计和预测技术，蔡仁钢主编，北京:北京航

空航天大学出版社，1997

[4] 电磁兼容试验技术，陈淑风，马蔚宇，马晓庆编著，北京:北

京邮电大学出版社，2001

[5] 电磁干扰产生的飞机电气系统瞬变及抑制，印新宇，杨光宇，

航空电子技术，1990

联系人陈文青

联系方式

北京市海淀区学院路 37 号

北京航空航天大学电磁兼容实验室

办公电话: 82317223

手机: 13651330854

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图 8. 某接收机的谐波分析

四、谐波仿真

谐波平衡仿真器着眼于信号频域特征，擅长处理对非线

性电路的分析。如果调制的周期性信息可以用简单的几个单

载波及其谐波表示出来，或者说如果付氏级数展开式很简单

的话，谐波平衡仿真器是一个有效的分析工具，仿真精度较

其他分析方法有显著提高。但是，如果分析的是诸如CDMA

等信号，不具备简单的周期信号的特点，那么谐波平衡仿真

器也就不能胜任对系统的仿真工作。

采用谐波平衡仿真器可以仿真噪声系数，饱和电平，三

阶交调，本振泄漏，镜象抑制，中频抑制，组合干扰。一般

可用频域代数方程来描述，而非线性子网络则建立在时域的

非线性方程上来描述。平衡时，经Fourier 变换成时域的线性

子网络端口电压和电流应满足非线性子网络端口的电压和电

流，同样，经Fourier变换成频域的非线性子网络端口电压和

电流应满足线性子网络端口的电压和电流。因此，设定一个

最大的谐波数，建立一个线性子网络端口电压(电流)和非线性

子网络端口的电压(电流)的误差函数，通过迭代，实现稳态的

线性子网络和非线性子网络的谐波平衡。一般谐波平衡仿真

器设计射频放大器，混频器，振荡器时十分有用。当设计大

规模RFIC或 RF/IF 子系统时，由于存在大量的谐波和交调

成分，谐波平衡仿真分析必不可少。

电磁兼容分析中，谐波干扰的分析具有相当重要的地位，

一方面是大量的电子器件如有源滤波器，放大器等会产生大

量的谐波，干扰信号干扰其他电子系统的正常工作。另一方

面，谐波信号往往是电子系统的非正常工作频率，通过对电

子系统正常工作流程的分析很难明确谐波对内部系统的干扰

情况而采用谐波仿真可以非常明了的分析系统中谐波产生的

机理、幅度和谐波的分布特征。

151


一、引言

本文所设计的天线是一种应用广泛的手机PIFA天线，针

对天线设计的初期状态，我们进行了仿真设计评估。首先进

行了模拟设计 (只有PWB和天线) 和仿真，得到了实测和仿真

的 RL一致后，再导入整机 3D 图中，发现天线的RL 产生偏

移。因此，需要对天线进行调试，使之符合设计要求，并评

估天线性能和其它器件对天线的影响。由于在该设计中采用

了匹配电路，而目前AMDS的版本不能仿真带有匹配电路的

天线。因此，需要将AMDS仿真得到S1P的数据导入ADS中

进行联合仿真，得到天线的 RL。在使用 ADS 仿真中，我们

充分考虑到PWB板间的容性和小铜皮，因此在模型中加入适

当的小电容和微带线，从而使结果更加符合实际情况。

AMDS (Antenna Modeling Design System) 是 Agilent

公司新推出的一款基于FDTD算法，主要针对天线进行建模、

仿真的工具。它建模简单，支持从专业结构软件中导入模型;

仿真速度快，在使用硬件加速卡的情况下，仿真速度最高可

提高20倍; 结果准确，并且能仿真天线的各种参数等优点，是

一种理想的3D天线分析仿真工具，对天线的设计和预测性能

有良好的指导意义。

二、设计原理及概述

这是一款旋转式手机，天线位于手机的底部，周围器件

对天线影响大的器件主要有麦克风、扬声器和电池等。PWB

板在 close状态下的面积是71.1 mm x 71.1 mm，天线可利用

的空间是 64.8 mm x 5.2 mm x 6.21 mm。在主天线上需要设

计频段是 CDMA800/1900。

由于该手机是旋转式手机，在实际设计中用 close 和

open两种状态来模拟手机的工作，同样，在仿真中也采用这

两种状态。在 open 状态下，PWB 下再加一个 PWB 板使其

加长，从而符合实际，设计实图如下，图 1为 close状态; 图

2 为 open 状态。

AMDS&ADS 在手机天线初期设计仿真中的应用

郝卫东姚颖王磊

富士康科技集团天线技术集成处 RF 北京 100176

摘要: 本文简要介绍了一款手机天线的前期设计，我们进行了模拟 (只有PWB板和天线) 设计，同时用AMDS和 ADS软件

进行了联合仿真，得到的仿真和模拟测试结果基本一致，再将该天线导入整机中，从而对该天线在整机中的性能作出评估和

预测，缩短了设计周期，降低了风险。这说明AMDS对天线复杂的电磁仿真可以得到非常接近实际的结果，是一种理想的3D

天线分析仿真工具，对天线的设计具有很好的指导意义。

关键词: 手机天线，AMDS&ADS 联合仿真，回波损耗 (RL)

图 1. Close状态

图 2. Open状态

152


在设计该天线中，由于 PWB 板和天线可利用的面积较

小，经过仿真发现，若采用单极子天线，由于天线周围的器

件比较多，对天线性能影响较大，故采用PIFA天线。在经过

长时间的调试后，发现LB (Low Band) 性能 (RL & Efficiency)

难达到设计的要求，因此采用匹配电路，并联一个 3.9 nH的

电感，从而主要拉深了低频的RL，提高Efficiency达到了设

计的要求。

三、模型建立

在对天线进行仿真时，由于手机 3D 结构和周围环境都

相当复杂，其他三维软件难以进行快速准确仿真，而AMDS

仿真软件具有建模简单，仿真速度快，结果准确，且能仿真

天线的SAR、HAC等多种参数的优点。因此，采用该软件进

行仿真。

3.1 AMDS 模型建立:

3.1.1 首先我们用Catia、 ProE等软件把天线3D图设计

好，并将其保存成 stp、sat等格式，再将其模型导入AMDS

软件中。

3.1.2 设置材料参数和优先级。设置优先级时要按对天线

影响的大小排序。这一点至关重要。因为当两个器件紧挨时，

在网格化后，显示的是排在前面材料的参数属性。

3.1.3 对器件进行适当的网格化，如图3。网格越密仿真

结果越精确，但仿真时间也越长。要兼顾精度和时间，应将

天线、PWB、对天线影响大的器件分网格时要更密一些，其

它部分适当疏一些，如图 4。

3.1.4 在 Save Field Snapshots 里进行设置，可以看到

电磁场的流向和强度，但要保证磁盘空间的大小，它的文件

需要占用较大的空间。

3.1.5 设置馈线端口及其它参数并进行运算仿真。在设置

馈线时，使用理想线来短接天线馈电端及地。设置好后要在

mesh模式下观测天线和地是否连接良好且没有短路。注意：

在 Components/Ports 下一定要保证计算 S 参数的端口是打

开的。

3.2 ADS 模型的建立

ADS软件是一款性能强大的设计仿真软件，特别是在微

波电路设计方面。它可以把AMDS仿真得到的数据导入ADS

软件的数据库中，同时它也与网络分析仪有良好的数据兼容

性，可以直接调用由网络分析仪测量得到的包含有S参数的

数据 (*.s1p文件)，从而使得应用更加的方便快捷。

把 AMDS 仿真得到的 S1P 文件导出，打开 ADS 的 S-

parameter Simulation 仿真模块，把 S1P 文件导入 Dataset

中。并联一个 3.9 nH电感，模型如图 5，从而得出加匹配后

的RL。在模型的建立中，考虑到PWB板间的容性和小铜皮，

因此在模型中加入0.2 pF的小电容和一些微带线进行平衡实

际电路中的感性和容性，得到更合理更精确的结果。

图 3. 模型整体网格化图示

图 4. 模型进行网格化后的尺寸

四、测试和仿真结果

利用DELL390台式电脑进行宽带仿真，耗时 1小时 42

分(见图 6)

图 5. ADS模型

图 6.

153


图 7. close状态下，实线是测试数据，虚线是仿真数据

图 8. open状态下，实线是测试数据，虚线是仿真数据

图 9. 实线是在只有 PWB板下测得的数据，虚线是放入整机里测得的数据

4.3.2 方向图

图10. 实线是在Open状态下仿真得到的数据，虚线是是在Close状态下仿真

得到的数据

使用三维远场分析工具可以看到，在需要频段天线的全

向性较好。

另外，通过AMDS的仿真，可以仿真得出SAR值; 也

可以得到HAC测试模版，可以进行对手机进行助听器兼容的

仿真。

从上图可以看出，在裸板状态下设计好的天线放入整机

中RL会变好，但频率会偏低，因此需要在整机中调天线，使

之符合设计要求，并评估天线在整机中的性能。

4.3 在 AMDS中调天线

应用软件调试天线，在调试中，我们要结合实际调试，对天

线进行修改。从图10可以看出该天线符合所要的频段CDMA800

1900，达到客户的要求。利用该天线我们可以仿真出天线效

率、方向图、SAR、HAC 等参数。

4.3.1 回波损耗 (RL)

4. 1 仿真和测试结果的比较

把 AMDS 仿真得到的数据导入ADS 中后可以得到以下

的RL，从下图中可以看出: 在close和open两种状态下，仿

真数据和实测的结果都基本一致。

从上面的两图可以看出，仿真结果和实测结果基本一致，

可以将该天线导入整机里进行仿真并观察其性能。

4.2 将天线放入整机里的 RL

154


五、结论和体会

本文针对一款初期的手机 PIFA 天线进行了设计和仿真

分析，给出了天线的结构图，利用网络分析仪测出回波损耗

值，同时应用AMDS软件对该天线进行了理论分析和仿真，通

过对测试和仿真结果的对比，得出测试和仿真结果基本一致;

将其导入整机并对天线进行调试，使其RL达到设计要求，再

用AMDS对整机仿真效率、SAR、HAC等性能，并通过仿真

对手机中各个器件对天线的影响进行了评估。从而可以提前

预知手机各器件对天线的影响，作出相应的对策，缩短设计

周期。应用AMDS对天线进行3D电磁仿真确实很具实用性，

它操作简便，容易上手，最重要的是其仿真结果与实际测量

结果一致。

通过Agilent公司的AMDS仿真软件对手机天线的仿真，

我们可以看到AMDS灵活简单的建模功能，强大的分析能力，

高精度的仿真结果，是天线等仿真的不错选择。

从本文可以看出，本次仿真是基于 AMDS 和 ADS 两个

软件的联合仿真，这主要是因为AMDS在没有升级之前不能

添加匹配电路进行仿真，但在最新的版本中已经能够仿真带

有匹配的天线，使得该软件功能更加强大，也更符合天线的

设计要求。

参考文献

[1] http://www.agilent.com

[2] Agilent 培训教材。

[3] 约翰克劳斯 <<天线>>，电子工业出版社，2005。

[4] 高本庆 <<时域有限差分法>>，国防工业出版社，1995。

[5] 王新稳 <<微波技术与天线>>，电子工业出版社，2005年。

155


基于 AMDS的 SAR 仿真

熊邺姚颖郝卫东林超

摘要: 本文主要介绍了天线设计中的一项重要参数SAR的仿真。SAR是手机的一项重要指标,是天线工程师在进行天线设

计时需特别关注的一个参数。由于在专业实验室测试成本高,时间长，因此，我们需要在每次设计后通过软件来对其仿真评估，

将成本和风险降低到最小。安捷伦公司的 AMDS 仿真快速、准确，因此我们选择了该软件进行仿真。

关键词: SAR，AMDS，RL

C — 组织的比热容;

组织内初始时刻温度对时间的微分，单位开尔文

每秒。

SAR测量系统主要由人体模型、电子测量仪器、扫描定

位系统和被测设备夹具等组成。测量通过自动定位的迷你小

型场强探头测量模型内部的电场分布来进行。根据测得的场

强值可以计算出 SAR 的分布以及峰值空间平均 SAR。

在对手机进行SAR测试的时候，如果天线可以伸缩，则

两个位置都要测试，也就是全伸出和全收缩的位置; 可翻 (滑、

旋) 盖移动电话，如果开盖和合盖时均能打电话，则两种状态

都要进行测试。

通过与实验室中实际测试环境的对比，我们发现软件中

的每项参数设置和实验室都能基本相符，从而说明该软件具

有很高的可信性，可以用来辅助设计。

三、建立模型

本文主要介绍运用AMDS软件对SAR的仿真。首先

将 SAM 人头模型和手机的模型导入 AMDS 软件中。标准的

人头模型的形状是根据人体学研究中成年男子头部的研究报

告而制定的，模型的耳朵模拟人使用手持设备时耳朵的扁平

状态。

在实际测试SAR 的时候,根据手机的摆放位置不同，分

为“贴紧脸颊”和“倾斜15度”测试。之所以这样区分是根

据人们日常打电话的时候持机的习惯不同。同时,测试的时候

又有左侧和右侧的区分。下面给出测试时的人头模型和手机

的相对位置。图 1 和图 2 分别给出了“贴紧脸颊”和“倾斜

15度”从三个角度观察的平面图。同样，在仿真的时候我们

也遵循实际测试时的摆放方法。

一、引言

随着信息技术的发展，大众在享受无线通信设备带来的

各种便利之时，也日益关注无线通信终端的电磁辐射对人体

健康的影响。各国政府对无线通信终端的指标一直十分重视。

在手机研发以及测试领域，天线工程师除了关注TRP (全向辐

射功率)，TIS (总全向接收灵敏度)，RL (回波损耗)，Efficiency

(效率) 以外，还非常关注 SAR。

AMDS (Antenna Modeling Design System) 是 Agilent

公司推出的一款天线仿真软件, 它运用FDTD算法，能和多种

结构设计软件兼容，同时自身也能具备较强的建模功能。输

出的结果可很方便地显示出来。可以显示各类参数曲线，并

可以通过快照方式更加形象地显示系列时间步长的电磁场变

化。通过一次计算就可以得到宽频结果，可以得到远近场值，

辐射方向图和效率，天线阻抗和增益，端口S参数，SAR及

稳态场数据。它操作简单方便,容易上手。也正是基于这些优

点,我们选择了该软件进行仿真。

二、SAR概述与测试简介

SAR，即Specific Absorption Rate。定义为生物体单位

时间 (s)，单位质量 (kg) 所吸收的电磁辐射 (照射) 能量。这里

我们主要关注的是无线通信终端的电磁辐射对人类的头部的

影响。SAR值的大小和手机的辐射功率密切相关,在手机设计

中，要尽量使天线的效率高、SAR 值小。

欧洲和美国关于SAR 有不同的标准,美国是 1g 的标准，

欧洲是10克的标准，单位均是mw/g。SAR可分为局部SAR

和平均 SAR。在这里给出局部 SAR 的相关表达方法:

E — 组织内电场强度的值，单位是伏每米;

σ — 介质导电率，单位是西门子每米;

ρ — 组织密度，单位是千克每立方米;

156


3.1 调整模型位置

手机模型和人头模型的相对位置对于 SAR 值的影响很

大，因此，不管是在测试还是仿真的过程中，模型的摆放都

极为重要。将模型导入AMDS之后,根据选择的状态调整人头

和手机的相对位置。

调整模型时，首先要选中所要调整的器件，在Geometry/

View界面用这几个调整位置的工具进行粗调 (在XY, YZ,

XZ面准确定位，并用放大按钮进行局部放大，使调整结果更

准确); 另外也可以选中所要调整的器件，应用Edit 工具进行

准确的定位。本次仿真以一款直板机为例,选择右侧“贴紧脸

颊 "手机的摆放方式。注意: 一定要让手机听筒的中心对准模

型中人耳处十字心处。

在调整模型的过程中，最好要保持手机位置固定，通过

改变人头模型位置来调整两者的相对位置。这是因为天线周

围的其它器件对 SAR值会产生一定的影响，在实际测试中，

有时我们需要更换一些器件，比如麦克风，电池等来检验这

些器件究竟对SAR产生了什么影响。在用软件评估更换器件

对天线的影响时，若保持手机位置不变，则可以直接将更换

的器件导入仿真，不必重新调整手机和人头模型的相对位置。

同时，以手机为基准剖分出来的网格可以避免过多的阶梯网

格出现，影响仿真精度。

3.2 网格剖分

网格的剖分在整个模型的设置中是一个非常重要的环

节，如果网格剖分太疏会影响仿真结果的准确性，如果网格

剖分过密则会增加运算量，使仿真时间变长。综上两点，我

们应该根据模型中各个器件的重要程度进行疏密有致的剖分。

综合考虑精度和时间因素，人头剖分为2.5 mmˆ3，手机

剖分为 1.5 mmˆ3，PCB 的 z方向剖分为 1 mm，天线剖分为

0.15 mmˆ3。

图 1. “贴紧脸颊”

图 2. “倾斜 15度”

图 3. 整体剖分状况

图 4. 整体剖分立体效果

在图3和图 4中分别展示了整体剖分的状况以及剖分后

的立体效果图。

3.3 参数设置

人头内部组织液的导电率和介电常数对 SAR 的影响很

大。当介电常数一定时，SAR 直接正比于导电率; 因此，在

SAR测试之前，必须精确定义人体组织模拟液的电介质常数。

注意: 在测试高频和低频的时候所用的组织液是不相同的，因

此在仿真的时候也要对高、低频的导电率和介电常数分别进

行设置。为了使结果更准确，在仿真中和实测时的参数需保

持一致。

在对SAR进行仿真时还要注意的一点是: 在对天线的材

质进行设置的时候，应该选中表面电流这一项。由于SAR有

1 g和10 g的标准，在仿真的时候应选择好标准。本次仿真的

对象是工作在GSM900 / 1800 MHz的天线，因此选择的是10 g

标准的选项。

157


四、仿真结果和实测结果对比

对于GSM900/1800我们一般选择6个信道进行测试,这

些信道对应上面的频率点。下面是在Ch512仿真得出的SAR

值结果，10 g标准下的值是0.805 mw/g，而在实验室测得的

结果是 0.756 mw/g。

图 5. 装有加速卡的运算时间

同理，我们又对其它几个信道进行对比分析。见表 1。

图 6. SAR仿真结果

信道仿真结果实际测试结果

Ch512 0.805 mw/g 0.756 mw/g

Ch699 0.752 mw/g 0.662 mw/g

Ch885 0.566 mw/g 0.604 mw/g

Ch975 1.100 mw/g 1.051 mw/g

Ch38 1.211 mw/g 1.137 mw/g

Ch124 1.088 mw/g 1.024 mw/g

关于SAR值，美国标准和欧洲标准有不同的要求，美标

要求SAR 1.6 mw/g，而欧标要求SAR 2.0 mw/g。从人

体健康地角度出发，表中的数值在可以接受的范围之内。说

明该天线的 SAR 指标是可以通过的。

表1是实测与仿真结果的对比，可以看出，二者非常接

近，这也正说明了 AMDS 的可靠性。

五、结束语

本文利用AMDS对手机天线的SAR进行了仿真，仿

真结果和测试结果比较一致。该软件的计算速度非常快，数

据可靠，能够给工程师提供正确的指导方向，可以在很大程

度上提高天线设计的效率。它还能准确地仿真出RL、HAC、

效率等天线的主要参数，对天线的性能进行评估和预测，缩

短了设计周期，降低了风险。确实是一款非常适合于手机天

线设计的软件。

参考文献


[2] Agilent 培训教材.

[3] 约翰克劳斯. <<天线>>, 电子工业出版社，2005.

表 1 仿真与实测数据对比

3.4 运算仿真

仔细检查模型的摆放以及参数的设置，确保 S-Param-

eter/VSWR Calculation处于“On”状态，在mesh模式下保

证馈线的连接，保证3D图和实际尺寸相符，尤其是天线的尺

寸，这直接关系仿真的成败。若有加速卡要对它选中后再开

始运算，这样可以使计算速度提高 10-20 倍，极大地提高工

作效率。

我们仿真所用的是DELL490台式电脑 (安有一个硬件加

速卡)。激励源是Sinusoid函数，仿真的信道是512，对应的

频率是1710 MHz。进行SAR仿真时，一个信道耗时17分钟

(见图 5)，而不用加速卡的状态下耗时达到 110 分钟。

158


如何在 AMDS调天线

熊邺郝卫东张歌


摘要: 在初期裸板情况下设计好天线后，需要将天线导入整机 3D 图，使用软件评估整机对天线的影响，以及手机中某些

器件对天线的影响，缩短设计周期，降低风险。这说明仿真工作在天线设计方面的重要性。

关键词: PIFA，AMDS&ADS联合仿真，回波损耗 (RL)

图 1. PIFA天线结构图

2) 输出的结果可通过FDTD的界面显示。它可以绘制各

类参数曲线，并可以通过快照方式显示系列时间步长的电磁

场变化。FDTD具有一次计算就可以得到宽频结果的优点，可

得远近场值，辐射方向图和功率，天线阻抗和增益，端口S参

数，SAR，HAC 及稳态场数据。

3) FDTD中激励源的设置分为宽频和点频波源两种激励。

在计算S11等参数主要使用宽频波源，它包括高斯激励，调

制高斯激励，高斯修正激励及用户自定义激励源。在点频主

要是正弦激励。

4) 边界处理可选择PEC，PMC和吸收边界条件，吸收

边界条件包括 LIAO 氏边界条件和完全匹配 PML 边界。

三、设计原理

本文采用是PIFA天线，PIFA天线的英文全名是“Planar

Inverted F-shaped Antenna”，即“平面倒 F型天线”。由于

整个天线的形状像个倒写的英文字母F，故得名。其基本结构

是采用一个平面辐射单元作为辐射体，并以一个大的地面作

为反射面，辐射体上有两个互相靠近的Pin脚，分别用于接地

和作为馈点。(图 1)

一、引言

理论是基础，应用是目的，手段是什么呢? 电磁场数值

分析软件的成功运用，使得某些形式天线的设计摆脱了过去

那种加工→调试→加工→调试不断反复的研制模式，既节约

了设计成本，又使天线设计人员得以从大量繁琐重复的试验

工作中解脱出来，提高了设计效率。

天线在初期模拟设计后，导入整机中的 RL 会有一些偏

差，因此需要对天线进行微调，才能完成最后的设计。通过

AMDS软件在整机中仿真天线，可以提前了解天线的性能和

一些器件对它的影响，从而缩短了设计周期，降低了风险。在

仿真过程中，我们采用的是Agilent公司新推出的一款专门对

天线进行建模、仿真的工具 — AMDS。

本文采用 2007.6 最新版本的 AMDS 进行仿真，它比

2007.5界面更人性化，功能更强大，可以与ADS进行联合仿

真，优化天线。

二、 FTDT算法介绍

AMDS (Antenna Modeling Design System) 是基于FDTD

(Finite Difference Time Domain) 算法的天线设计仿真软件。

1966年 K.S.Yee [2] 首次提出了一种电磁场数值计算方

法－时域有限差分 (Finite Difference Time Domain, FDTD)

方法，它是求解电磁场问题的直接时域方法，是计算电磁学

中应用最广泛的数值算法之一。它具有很大的发展前景，它

在存储时间和存储利用效率方面较高，具有友好的图形用户

界面，定义模型和参数非常方便。采用 FDTD算法具有以下

特点:

1) 建立模型和输入FDTD计算参数通过下拉菜单弹出的

选项卡，系统自动生成 Geometry 文件和 Project 文件。Ge-

ometry文件中的计算模型可由多个目标单独定义并进行组合，

网格均为立方体，可自定义各种不同电介质，电导率等电磁

参数的介质材料，设定好的模型可通过三维透视。

159


根据传输线等相关理论，可得PIFA天线 (矩形辐射体) 的

近似谐振频率为: 其中 c为真空光速。

这个公式也表明: 矩形辐射体PIFA天线长边和宽边之和

近似等于λ/4。为了缩短短路线在结构上的占用长度，同时也

进一步减小这个天线所占用的线路面积，并且在工程上可以

实施，对以上图形作变形。这就是典型的 PIFA 天线。

四、模型建立并调天线

4.1 AMDS 模型建立:

4.1.1 首先我们用Catia、 ProE等软件把天线3D图设

计好，并将其保存成stp、sat等格式，再将其模型导入AMDS

软件中。

4.1.2 设置材料参数和优先级。设置优先级时要按对天线

影响的大小排序。这一点至关重要。因为当两个器件紧挨时，

在网格化后，显示的是排在前面材料的参数属性。

4.1.3 对器件进行适当的网格化，如图3。网格越密仿真

结果越精确，但仿真时间也越长。要兼顾精度和时间，应将

天线、PWB、对天线影响大的器件分网格时要更密一些，其

它部分适当疏一些。

4.1.4 设置馈线端口及其它参数并进行运算仿真。在设置

馈线时，使用理想线来短接天线馈电端及地。设置好后要在

mesh 模式下观测天线和地是否连接良好且没有短路。注意:

在 Components/Ports 下一定要保证计算 S 参数的端口是打

开的。

通过对图 3的分析，RL 主要是向低频偏移，根据，

因此，需要减短这几个位置的长度。在调天线时，

要先进行粗调，即在将这几个位置的尺寸长度变化要大一些，

调到所要频段附近，即要微调。RL偏低，即要减短这几个位

置的尺寸，否则加长。通过仿真，找出几个位置哪个对高低

频更敏感再调，这样可以很大程度上提高效率。

在调试后，可以先将其中的一个位置尺寸作调节后，保

存为一个Geometry文件和Project文件，设置好相应的参数

后，即点击Calculate开始运算，同时再改变一个尺寸，保存

为另一个Geometry文件和Project文件，再点击Calculate开

始运算，同理，可以这样设置多个不同天线尺寸，保存并点

击Calculate。这样可以一次设置好，该软件会在运算完一个

项目后自动接着运算下一个项目。

因为需要多次运算，且每次运算量都很大，最好使用硬

件加速卡，这样可以使计算速度提高 10-20 倍，极大地提高

工作效率。

根据以上模型和不少文献中对PIFA天线进行近似分析，

现采用的 PIFA 天线结构参数如下图 2所示。

图 2: PIFA天线结构参数如下

4.2 在 AMDS中调天线

通过对 PIFA 天线的理论研究分析，天线的性能的好坏

主要是取决于天线的形状。在进行了模拟设计(只有PWB 和

天线)达到设计要求后，仿真该天线，得到了实测和仿真的RL

一致后，再导入整机3D图中，发现天线的RL向低偏移(如图

3)。因此，为评估整机对天线的影响，需要对天线进行调试。

图 3. 实线是在只有 PWB板下测得的数据, 虚线是放入整机里测得的数据

图 4. 实际设计天线

21 3

在实际的调试中，依据PIFA原理，我们发现主要是天线

的三个位置的长短来影响RL的偏移，因此，我们可以

需要在软件中对这三个位置进行调节(图 4)。

160


在经过长多次调试比较后，发现图 5达到了设计要求。

4.3 ADS 模型的建立


波电路设计方面。它可以和 AMDS 进行联合仿真。

4.3.1 将 AMDS 导入 ADS在 AMDS 仿真时，要在开始运算前或运算后选中 Run

Calculation下的Generate Design Kit项，从而生成zip文档。

4.3.2 建立 ADS 电路图

打开 ADS，进入 Design Kit>Install Design Kits>Unzip

Design Kit Now，即可将该文件解压到相应目录，点 OK.

新建一个项目工程图，在器件库里找到刚才导入的

AMDS文件，建立电路图。打开ADS的S-parameter Simu-

lation 仿真模块，并联一个 3.9 nH 电感 (如图 6)，建立模型。

在模型的建立中，考虑到PWB板间的容性和小铜皮，因此在

模型中加入0.2 pF的小电容和一些微带线进行平衡实际电路

中的感性和容性，得到更合理更精确的结果。

图 5. 在 AMDS中调天线后图示

4.3.3 调试后得到 S11经过多次调试，当天线尺寸达到图5所示基本达到我们

的设计要求，其 S11见图 7。

图 6. ADS模型

五、结论和体会

如果没有加速卡且运算量不是很大，进行一次 RL 仿真

大约需要 3小时。但是在仿真整机时，由于尺寸变大，需要

费很长的时间，因此，最好采用硬件加速卡，这样仿真速度

可提高 10 ~ 20 倍，极大地提高了工作效率。

通过 Agilent 公司的 AMDS 仿真软件对该天线调试，可

以很方便快速地在整机中调天线，使其达到设计要求，从而

对天线在整机中的性能进行评估，缩短设计周期，减少风险，

在天线设计的前期评估阶段起到了极其重要的作用。

最后，我真诚地感谢部门领导和安捷伦工程师对我们的

长期以来的支持和帮助。

参考文献:[1] http://www.agilent.com

[2] Agilent 培训教材。

[3] 约翰克劳斯。<<天线>>，电子工业出版社，2005。

[4] 高本庆 <<时域有限差分法>>，国防工业出版社，1995。

[5] 廖承恩。<<微波技术基础>>，西安电子科技大学出版社，

2000。

[6] 王新稳。<<微波技术与天线>>，电子工业出版社，2005。

图 7. 在 AMDS中调试后 S11

161


基于 AMDS的对数周期天线的仿真

孙文昌

西北工业大学机载雷达仿真实验室

摘要: 本文分析了对数周期天线的工作原理，简述了对数周期天线的设计方法，然后设计了一款工作于Ｌ波段的天线，并

使用天线建模仿真软件 (AMDS) 进行了仿真，仿真结果与设计思路基本吻合。

关键词: 对数周期; 仿真; 超宽带;

(1)

一、引言

近年来，通信技术取得了飞速的发展，对天线工作频带

的也要求越来越高，对数周期天线具有良好的电性能，电参

数基本上不随着频率的变化而改变，具有超宽带工作性能，

能够满足了现代通信技术对天线宽带的要求。

目前，对数周期天线在短波、超短波和微波频段范围内

获得了广泛的应用，在短波波段，常用作天波传播的通信天

线，在超短波波段用作天线系统的接收天线，在微波波段，对

数周期天线是抛物面天线良好的初级辐射器，也用于做相控

阵天线的辐射单元。

AMDS 软件是安捷伦公司设计的致力于天线设计的软

件，具有强大的功能，本文用其仿真了一款工作于 L 波段的

天线，获得了良好的效果。

二、对数周期天线原理分析与设计

对数周期天线具有严谨的结构，如图1所示。天线是

由长度不同的对称振子按照一定的距离有规律的排列而成，

振子末端连线交于一点，即顶点。振子的结构满足下式:

图 1. 对数周期天线结构图

其中n为振子序号，最长振子序号为1; l为振子长度，R

为顶点到振子的垂直距离。图 2. 对数周期天线阵列参数关系

天线采用双线传输线或同轴线馈电，接在短振子一端，

使用同轴馈电时，同轴内导体接在一个短振子，外导体与另

一短振子相连，这种交叉馈电的方式可以激励起向长振子方

向传输的行波，使部分振子激励并产生辐射，主辐射方向指

向短振子一端。

对数周期天线可以分为三个区: 馈电点附近的短振子为

传输区; 振子臂长接近半个波长的区域为辐射区，振子臂更长

的区域为未激励区，传输区振子的输入阻抗很高，辐射能力

很弱，其作用是传输高频能量，辐射区的输入阻抗低，振子

电流较大，为天线的主辐射区，未激励区电流很小，辐射很

弱。对于不同频率的电磁能量天线用不同的部分辐射，频率

高的采用短振子辐射，频率低的采用长振子辐射，但是在未

激励区电流很弱，几乎不能辐射能量。

天线的阵列满足以下关系，如图 2所示:

阵列参数满足: (2)

取有效偶极子，则有 (3)

在3个参数中，k，sλ和α只要指定两个，就可以确定第

三个，根据他们的关系可以得到一条最优设计线[2]。

162


三、仿真

根据对数周天工作原理，设计了一款工作于L波段的S11

天线，结构如图 3 所示:

仿真结果如图4、图5及图6所示，图4与图5分别是1.5 G

正弦信号激励下的三维远场辐射图和增益方向图，图 6 为天

线在 L 波段的参数图。

图 3. L 波段对数周期天线结构图

图 4. 三位远区场辐射图

图 5. 1.5 G 增益方向图

四、结论

本文介绍了对数周期天线的工作原理，并设计了一付工

作于L波段的天线，采用AMDS软件进行了仿真，效果良好，

验证了设计思路。

AMDS是一款功能强大的天线建模仿真软件，能够方便

的实践天线设计者的思路，仿真结果经过验证具有很高的可

靠性。

参考文献:[1] 马汉炎。天线技术 [M]。哈尔滨工业大学出版社，2000

[2] John D.Kraus . Antennas For All Applicantions[M]. The

McGraw-Hill Companies, 2002

图 6. 反射系数图

163


基于 AMDS的机载天线仿真

孙文昌姜通

西北工业大学机载雷达仿真实验室

摘要: 以某型号机载天线为例，利用了时域有限差分法 (FDTD) 分析了该天线的辐射特性，本文首先介绍了该型号天线的基

本原理，然后对机身与天线进行了建模，针对机身及天线各自的特点，分别采用普通网格和亚网格技术进行剖分，吸收边界

使用7层PML，采用探针激励后并进行仿真，最后将仿真结果与天线缩比模型测试结果进行了比较，二者在天线工作频带内

基本吻合。该方法验证了AMDS软件对电大尺寸机载天线进行分析的可靠性与实用性，可作为机载天线设计与分析的工具。

关键词: 电大尺寸方向图时域有限差分法

图 1. 飞机垂尾天线模型

图 2. 三维远场辐射场

一、前言

机载天线辐射特性的研究对于机载天线的一体化设计及

机载设备间的电磁兼容具有极其重要的意义。根据经验可知，

机载天线工作时，机身会受电磁感应，产生二次辐射，会改

变天线原有的辐射方向图与输入阻抗。随着飞机功能越来越

强大，电子设备功能更加强大且分布密集，在以机身为接地

的复杂电磁环境中，设备间相互干扰，严重影响设备的原有

工作特性，当前主要的分析手段有实验测量和仿真分析两种，

实验测量主要依靠缩比模型进行测试，其成本高昂，需耗费

大量人力物力，在设计初期不适合采用，计算机仿真具有经

济、快速、全面的特点而成为设计首选，目前，仿真软件较

多，有HFSS、CST、及AMDS等等，相比较，应用AMDS

解决电大尺寸天线仿真更合适。

本文应用AMDS进行了机载天线的仿真，得到了天线的

辐射方向图，并与测试结果进行比较。

二、天线分析

分析实例为隐蔽式回线天线，位于飞机的垂尾处，与飞

机外形共形，不影响飞机的飞行性能，如图 1 示:

回线天线可以近似看成终端短路的有耗传输线，传输线

的损耗主要由两部分组成，即导体的电阻损耗和缝隙的辐射

损耗，其中辐射损耗大于电阻损耗，辐射电阻可以通过缝隙

天线理论推导得出，阻抗实部较小，虚部在其工作频段内有

规律的变化，可以采用匹配器进行调谐。

三、实例仿真

对天线精确建模是获得可靠结果的前提保证，在这里

采用专业制图软件建立模型，同时AMDS具有灵活的网格剖

分功能，由于机身体积巨大，但是对于天线的影响较小，采

用粗网格进行剖分，对于天线采用亚网格技术处理，这样可

以在不影响仿真精度的情况下减少仿真时间，加快研发进度。

吸收边界采用 7层PML，采用正弦信号激励后仿真，得到的

三维辐射场图 2 所示:

164


图 3. 仿真归一化增益方向图

图 4. 实测归一化增益方向图

四、结论

本文以某型号机载天线为例，使用AMDS软件进行了仿

真，并将仿真结果与天线的实测结果进行了对比，二者基本

吻合，证明AMDS是进行电大尺寸机载天线设计与分析的好

工具。

参考文献:[1] 梁福生，王广学。飞机天线工程手册[M]。中国民航出版社，

1997

[2] 林泽祥，兰强。天线的电磁兼容技术[J]。电波科学学报2007

[3] 薛正辉，高本庆。机载短波天线间隔离度的全波分析[J]。电

波科学学报，2000

[4] 葛得彪，闫玉波。电磁波时域有限差分方[M]。西安电子科技

大学出版社。2005

通过比较，可以看出仿真结果与实测结果基本相似，仅

在 0 度与 108 度上有细微差别，主要有两点，(1) 天线缩比模

型与仿真模型的存在细微差别，仿真是在理想情况下进行的，

而缩比天线与设计参数之间存在着误差，(2) 对天线剖分采用

的网格不够小，未能完全反映出天线结构的变化。

将仿真得到的远场增益辐射方向图与缩比天线测试结果进

行比较，图3与图4所示 (图3为仿真结果，图4为测试结果):

165


振子臂特性阻抗

对称振子输入阻抗

当时，sin (βl ) = 1，ctg (βl ) = 0，Z入振

= R

辐 =

73.1 Ω

开路线段特性阻抗

主馈线特性阻抗

主馈线输入阻抗

三、ADS仿真

(1) 根据上述思路，得出天线的基本尺寸。我们可直接在

ADS的 layout中建模，也可应用AUTOCAD等软件画好模型

后再导入 layout。

建好模型后，我们可以利用ADS提供的相对参考地形式

的内部端口，也可加差分端口; 在实例设计中我们使用的是参

考地端口。而本人多次试验未能在 ie3d等软件中成功解决多

层平面电路的端口问题。

利用 ads 快速设计和仿真带线偶极子天线

范洪波羊恺宁俊松补世荣

电子科技大学空天学院

摘要: 本文研究、讨论了如何利用 ADS 快速、精准的设计、仿真带状线偶极子天线，并以一个工程实例加以验证。

关键词: 偶极子天线，ADS

图 1. 天线ADS模型图 2. 模型三维示意图

在ADS建模仿真过程中，我们发现如果对天线结构采用

SLOT 形式对天线进行仿真，采用适当设置也能达到相同的

效果。而且在这种设置下进行仿真，可仅在馈线端加单端口，

而无需加差分端口等。在此将其模型、层设置等给出，希望

大家能相互进行探讨。

一、引言

随着通信系统的不断发展, 使得天线技术日益快速的发

展。各种新型通信系统的出现, 对于天线的尺寸带宽都有较

为严格的要求。平面偶极子天线具有重量轻、体积小、成本

低、便于集成和组成阵列等优点被广泛应用于各种移动通信

的天线中。

以往的印刷偶极子天线单元的设计一般都采用经验方法

设计，这种方法先利用该天线的等效电路选择初始设计参数，

再利用实验反复调节，直到调试出满足要求的天线单元。这

样设计出的天线单元，不仅研制成本高，周期长，而且天线

的电性能往往不能很好地满足要求。近来年，随着各种 2D、

3D微波仿真软件的成熟应用，对偶极子天线的设计，已从较

早前主要通过实验反复调节，转化为更多的利用软件来设计。

本文采用Agilent公司的ADS软件进行仿真设计，并经

实际验证，得到了较好的效果。

二、天线设计

通常把印刷偶极子辐射臂和其平衡馈电网络分开处理。

对印刷偶极子辐射臂可以用天线理论中的对称振子理论来设

计，并根据振子的宽度进行端头效应修正。

对平衡馈电网络我们可以通过传输线理论来设计。在设

计过程中，主要应考虑以下问题: (1) 开路终端; (2) 带状线直

角拐角; (3) 阶梯阻抗变化。

具体理论分析如下:

166


SLOT 形式天线模型

ADS 中 Substrate设置

图 3. 天线 S11仿真结果

图 4. 天线 Gain仿真结果

图 5. 天线实物

图 6. 实测天线 S11结果

图 7. 实测天线方向图

四、天线实物及实测指标

从图 6 可以看出在所需频率范围间 S11 均在 -18 dB 以

下，完全满足工程要求。

(2) 利用moment里的优化工具对上述天线的如辐射臂中

央切角大小及馈线的宽度、长度进行小量的优化，可进一步

提高天线指标。由于ADS采用的2.5D，经对比发现在此类平

面电路仿真时同等级精度情况下远较hfss提高优化速度。最

后的优化结果如下:

五、结论

本文阐述运用ADS软件，进行带线偶极子天线设计的

方法，并结合实例分析了具体操作过程，最后给出了仿真

结果，并通过工程实例验证了利用ADS软件进行快速设计

的可靠性。

167


微带线在天线匹配中的设计及实现

张歌郝卫东王伟林


摘要: 本文介绍一种用微带线来代替传统电容电感的方法来实现天线的匹配，并用 ADS 进行设计计算，达到了预期的效

果，验证了这种方法在实际工程应用中的可行性。

关键词: 微带线，手机天线，匹配，ADS 设计，

图 1. 加匹配测试

一、引言

随着高科技的发展,现代手机体积越来越小，但手机的功

能却越来越多，天线的性能受到了很大的影响，因此，很多

时候需要采用匹配的方法来提高性能，传统的匹配是通过串

并联电容电感来实现的，但是大批量生产会导致成本的上升

和阻性的损耗。然而采用微带线匹配来代替传统的匹配方法，

可以避免这些缺点，并且也能达到天线设计的要求。本文通

过对两种匹配方法的比较，证明采用微带线匹配的方法可以

达到预期的效果，能 _ 在手机中推广应用。在天线设计仿真

中，ADS软件可以起到很好的参考作用，对天线的设计有较

大的指导意义。

安捷伦(Agilent)公司推出的EEsoft/ADS 软件功能强大,

在电路、射频、微波天线等设计优化和仿真各个方面的功能

都非常强大。本文采用ADS进行设计天线匹配,得到了较好的

效果。

二、设计原理及实现

在微波和天线设计时，不论是有源还是无源电路，都必

须考虑其阻抗匹配问题。这是因为微波电路传输的是电磁

波，而不是低频电路中的电压与电流，如不匹配，将会引起

严重的反射。

电磁波需要用微带线来传输，微带线在电路中的主要作

用有两个: 一是根据要求，设计具有一定特性阻抗 Z0 的微带

线，用以输入输出信号或者连接电路，如果它与前端电路的

输出阻抗和后端电路的输入阻抗匹配，就可以使信号在传输

过程中的功率损耗减到最小; 二是把微带线的阻抗特性，应用

到电路的输入、输出或级间匹配中。本文从微带线这两方面

的作用出发，介绍微带线的设计和实现。微带线具有体积小、

重量轻，便于获得圆极化，容易实现双频段，多极化等特点，

且具有便于大批量生产，降低成本等优点。

在微带线设计中，主要是设计微带线的宽度和长度，微

带线的宽度W由RF4的介电常数 εγ、厚度h、铜箔厚度T等

参数决定。由于需要实现的天线匹配是一个宽频，所以需要

用 ADS 软件来计算微带线的长度用以优化匹配。

3.2 匹配电路的建立

设计目标: 频率是 824-894 MHz 和 1.85-1.99 GHz; RL

达到 -6 dB 以下，符合手机设计要求。

根据设计要求和调试天线的经验得知，该天线主要是在

低频段的RL比较差，因此需要并联一个电感来优化低频，使

其在整个网络上的匹配达到最佳。在 ADS 软件中设计电路

图，把上述的数据添加到仿真电路中，建立优化模型，使其

达到最优匹配，得到如下仿真原理图(图 2):

三、模型建立


波电路设计方面。它可以把AMDS仿真得到的数据导入ADS

软件仿真电路中的数据库。同时ADS与网络分析仪也有良好

的数据兼容性，可以直接调用由网络分析仪测量得到的包含

有S参数的数据(*.s1p文件)，从而使得应用更加的方便快捷。

3.1 建立测试数据电路图

将矢量网络分析仪测试的S1P 数据导入 ADS中，电路

图如下(图 1)

168


0.5 < < 20，εγ< 16 内，上式的精度优于 1%。

由上面的公式可得:

图 2: 优化设计图

图 3: RL (Rectangular plot)

图 4: RL (smith chart)

图 5. 计算微带线宽度

其中: Z0 = 50 Ω，RF4 的介电常数是 εγ= 4.2，厚度是 H

= 1 mm，从而计算出微带线的宽度: w = 2.054

同样，也可以利用 ADS 的 LineCalc工具快速计算出天

线宽度为 W = 1.98 (如图 5)

从上面的计算可以看出理论计算和用ADS软件计算基本

上是一致的。

3.3.2 优化得出微带线长度

对于传输线上任一点的输入阻抗Zin 为:

3.3.1 计算微带线宽度

在用微带线代替电感时，首先需要计算出微带线的宽度

和长度。天线的特性阻抗是50 Ω，微带线的宽度W由RF4的

介电常数 εγ、厚度 h、铜箔厚度 T 等参数决定。在工程上使

用曲线拟合法逼近严格的准静态解曲线可以算出，由该近似

计算公式为:

在输入匹配网络为最佳状态的情况下得到的仿真结果(如

图 3、4):

其中: 虚线是没有加匹配测试所得，实线是加匹配后设

计所得

通过上图可以看出，并联一个 12 nH电感后，所需频段

的 RL 都达到了 -6 dB 以下，达到了设计要求。

3.3 微带线的设计和建立

在该模块的设计中，用到了传输线和匹配用的两种微带

线。在该模块中，模块的传输端采用了一个网络作为输入匹

配电路，用微带线来代替这个网络。代替的方法有两种:一种

是用短路微带线代替电感; 另一种是用微带线网络完全代替该

LC 网络。

Wh

169


四、结论和体会

本文介绍了采用传统的电感匹配方法和用微带线替代的

方法来实现匹配，在结果上是基本一致的，都达到并超过了

技术设计要求指标，从而论证了方案的可行性。同时，通过

使用ADS进行仿真设计，可以更便捷的设计天线匹配，进行

微带线布线，从而减少人工计算的麻烦，减少风险。当然，在

实际的工程设计中，需要大量的调试，且PCB有多层，每层

的设计都有很多问题需要解决。

ADS 强大的设计和仿真功能大大地加快了设计速度,减

少了调试时间，是天线工程师不可缺少的辅助设计工具。

参考文献


[2] Agilent 培训教材

[3] 约翰克劳斯 <<天线>>，电子工业出版社，2005 年

[4] 王新稳 <<微波技术与天线>>，电子工业出版社，2005年。

[5] 钟顺时 <<微带天线理论与应用>>，西安电子科技大学出版

社，1991年。

图 7: RL (Rectangular plot)

图 8: RL (smith chart)

其中: 虚线是并联带电感匹配所得，实线是微带线匹配

后所得

通过对微带线的优化，所需频段的RL也达到了 -6 dB以

下，达到了设计要求，和并联电感起到了等效的作用，也符

合理论的设计。

图 6: 微带线优化设计图

其中: Z0

= 50 Ω，RF4 的介电常数是 εγ =

4.2，厚度是 H

= 1 mm。

在输入匹配网络为最佳状态的情况下得到的仿真结果(如

图 7、8)

其中: Z0 为传输线特性阻抗; ZL 为负载阻抗; l 为距离负

载的长度; β为波数(2π / λ)。

当ZL = 0:

其中:

上式所显示之特性为: 一条终端短路的传输线，其特性

就如同一个电感性组件一样，因此我们即可利用一条短路的

微带线替代一个并联的电感组件，此外在 Smith 图上之轨迹

为以逆时针方向移动。

因此，我们采用一条短路的微带线替代一个并联的电

感。在ADS设计电路图，把上述的数据添加到仿真电路中，建

立优化模型，使其达到最优匹配，得到如下仿真原理图 (图6):

170


利用 ADS 共仿真分析手机 PCB 板带状线间干扰

杨国华

索尼爱立信移动通信产品(中国)有限公司

摘要: 本文以一个具体的手机PCB板为例，介绍了如何在ADS Momentum中导入手机PCB板Gerber文件，并对PCB板

中的发射与反馈的射频带状线隔离和耦合效果进行分析，最后给出了分析数据，提出了手机Layout中减少射频带状线间信号

耦合干扰的建议

关键字: Momentum，带状线，Gerber，干扰，EVM，GBRVU，EDGE，Co-Simulation

图 1. Polar Loop架构框图

图 3. 射频走线图 2. 射频部分 Layout

EDGE信号为非恒包络信号，信号相位和幅度包络中都

包含有调制信息，在Polar Loop架构中EDGE的RF信号通

过幅度环和相位环两部分来产生，开环时调相部分根据I/Q信

号的相位信息控制PLL完成信号的相位调制，调幅部分根据

I/Q信号的幅度信息控制PA的增益完成幅度调制，由于射频

信号通路存在着失真降低了PA实际输出信号的调制精度。闭

环时 Coupler 将 PA 输出射频信号耦合一部分反馈回来在

Transceiver解调出实际输出信号的相位和幅度，反馈信号的

相位信号通路与相位调制通路构成相位调制环路，相位环路

根据反馈回的相位信息和I/Q信号中的相位信息计算出相位调

制预失真量，控制 VCO 输出带有相位预失真的相位调制信

号。反馈信号的幅度信号通路与幅度调制通路构成幅度环，

幅度环路根据反馈的幅度信息和I/Q信号中的幅度信息计算出

幅度预失真量，控制PA增益将带有相位预失真的相位调制信

号进行带有幅度预失真的幅度调制，完成整个带有预失真的

EDGE 信号调制过程。

由此可知Coupler反馈回的射频信号决定着相位调制环

路和幅度调制环路的预失真调制量的大小，进而决定着最终

输出信号的调制质量 (EVM)，由此保护 Coupler 反馈回来的

射频信号不受干扰对提高调制精度 (EVM) 有着很重要的作用。

我们以一个实际的手机PCB板为例用ADS Momentum分析

反馈射频带状线耦合的干扰信号情况

三、RF部分在 PCB上的布局和指标说明

一、引言

目前手机平台的 EDGE 解决方案多采用 Polar Loop 架

构，在Polar Loop的环路中从PA到Transceiver的射频信号

反馈信号线重要且敏感，Transceiver需要从反馈回来的射频

信号中提取经过PA放大后的射频信号相位和幅度信息，并通

过反馈射频信号的幅度和相位失真情况对 Transceiver 送给

PA的射频信号进行幅度和相位修正，使经PA放大后的信号

仍然满足调制精度要求，手机PCB板尺寸有限，本文中的射

频解决方案射频部分面积大概只有180 mm2，PA，FEM，和

Transceiver的摆放位置，也导致了在PCB板上PA发射的功

率射频信号线和PA反馈给Transceiver的射频信号间不可能

会有很大的隔离距离，一般会有几个毫米甚至不到一个毫米

的距离，如果发射的射频功率与反馈的射频带状线隔离度不

够会导致Transceiver从反馈信号中提取的相位和幅度信息有

比较大的误差，进一步导致 PA 输出信号的调制精度下降

EVM 变大，PA 的发射射频信号线和反馈射频信号线间多大

的距离才比较合适，以往完全由射频工程师通过经验估计，

现在我们用ADS Momentum导入手机PCB板进行仿真分析

并与电路仿真器进行共仿真得出有指导意义的参考数据。

二、Polar Loop 架构简介

171


图 4. GBRVU

图 5. Momentum中导入的 PCB

五、ADS Momentum 仿真分析结果

图 6. 叠层结构数据

图 7. 仿真结果的 S参数

图二为一款手机 PCB 射频部分的 Layout，最左侧为

Transceiver，中间位FEM (包含有收发选择电路) 最右侧为功

率放大器 PA。带状线说明见图三

图三中的Trace1为PA输出到FEM的功率射频信号线，

PA的输出功率为33 dBm，Feedback通过耦合器反馈13 dBm

的功率。Trace2 为 PA 到 Transceiver 的反馈射频信号线，

Trace1和Trace2走在第四层平行部分间距为2 mm，特性阻

抗为50欧姆，参考地分别为第五层和第二层，带状线厚度为

17 µm。带状线到第五层参考地的厚度为 200 µm，介电常数

为 4.68，到第二层参考地的厚度是205 µm，介电常数 4.36。

Trace1承载的PA输出射频信号最大功率为33 dBm，变化范

围为 (5 dBm-33 dBm)，Trace2 反馈射频线上承载的功率为

PA 输出射频功率 -20 dB。

四、ADS Momentum 仿真分析

Momentum是ADS中的三维平面电磁场仿真器; 使用

Momentum 可以计算微带线、带状线、共面波导等的电磁

特性，天线的辐射特性，以及电路板上的寄生、耦合效应。

Momentum 采用的计算方法为矩量法 (MoM -- Mothods of

Moments)，在仿真时能产生准确地EM模型，并考虑耦合和

寄生效应，仿真结果为S参数或产生远区辐射场形以及表面

电流的分布图形。

首先在Mentor中将Layout数据导出到Gerber文件，用

ADS自带的工具GBRVU打开我们要分析的Gerber文件，如

图四。

在 GBRVU 中将 Gerber 文件转换成 ADS 能够识别的

EGS格式，用ADS Momentus中导入EGS文件选项导入EGS

文件，导入后的 Layout 如图五所示

从仿真结果的S参数可以看出在948.1 MHz和1620 MHz

的耦合干扰比较强。EDGE850 (824 MHz-849 MHz) 和

EDGE900 (880 MHz-915 MHz) 的工作频率内的耦合干扰非

常小，本文中仿真是EDGE850和EDGE900的射频通路，所

以我们只考虑824 MHz-915 MHz频率范围内的干扰情况。为

了模拟带有器件的实际 PCB 板的情况，我们利用了ADS 版

图元件和原理图元件共仿真进行更进一步分析，在原理图中

根据PCB板的叠层结构在Substrate选项中设定板层结

构数据，如图六所示，叠层结构数据的准确性直接决定着仿

真结果的精确度。

172


图 8. Layout与电路共仿真

图 9. 824 MHz时的干扰功率

图 10. 915 MHz时的干扰功率

图 11. EDGE850 PeakEVM实测数据

图 12. EDGE900 PeakEVM实测数据

八、结论

使用ADS Momentum共仿真可以在项目Layout初期对

走线进行分析和评估，提高了设计效率降低了风险，有效减

地少了原型机的调试工作量，并在调试工作中起到了重要的

指导作用。

给PA的带状线加入PA输出的激励功率信号，在反馈带状线

的 Transceiver — 端测量耦合的干扰信号功率数值。

六、版图元件和原理图元件共仿真

(Co-Simulation)

版图元件和原理图元件共仿真技术使在电路仿真中可以

引入具有物理意义布局元件来模拟元件在PCB板上实际的连

接。在电路仿真过程中将PCB板的布局加入电路设计中去做

电路共仿真、可以将版图元件的一些物理效应，如走线间

的耦合和串音纳入考虑。PCB 版图元件的效应可以使用

Momentum仿真的结果或实际测量的结果。在本次共仿真中

我们采用的是上述 Momentum 的仿真结果。

EDGE850和EDGE900的工作频率分别为824-849 MHz

和 880 MHz-915 MHz，PA 的输出的功率最大值为 33 dBm，

反馈的功率为 13 dBm，在共仿真的结果(如图九，图十)中可

以看到Transceiver处耦合到的干扰功率为 -30到 -27 dBm之

间，干扰功率比反馈功率低 40 dB 左右，对反馈功率的影响

较小。

七、EVM 的实际测量结果

3GPP对PeakEVM的门限规定为 30%，从实际的测量

结果可以看出本设计中 EVM 性能较好，有比较大的余量。

EDGE900工作频率的范围内耦合到的干扰比EDGE850要略

高一点，从实际测量结果也可以看出EDGE900 PeakEVM的

平均值在4%左右略高于EDGE850的平均值3.5%与仿真结

果相符合。

173


一、引言

近年来，无线通信的发展对基站中的功率放大器性能要

求越来越高。横向扩散金属氧化物半导体 LDMOS (Laterally

Diffused MOS) 以其增益高，线性度好和成本低等优势成为

WCDMA，GSM，WLAN 以及 WiMAX 基站中功率放大器的

新一代核心器件。另外，LDMOS在开关电源、电机控制、汽

车电子、消费电子等领域也有广泛的应用。SOI (silicon-on-

insulator，绝缘体上硅) 技术促进了芯片集成度的提高，SOI

工艺在制造晶体管的硅薄层与衬底间用二氧化硅薄膜进行隔

离，从而能有效地消除各种体寄生效应，显著提高器件的性

能。因此 SOI LDMOS 器件具有良好的应用前景。对其直流

和射频条件下的性能研究成为近年来的热点[1,2]。

射频功率放大器的设计需要精确的器件模型。目前，已

经开发了一些 LDMOS 的模型，如 Youngoo Yang 等人提出

的带有热结点的LDMOS经验紧凑模型[1]。经验模型的优势在

于简单数值效率高，但具有整体准确度低及缩放规则复杂等

缺点。而基于物理的BSIM3-SOI模型，参数太多，提取策略

繁杂[2]。还有其他一些基于物理的紧凑模型[3,4,5]，仅限于直流

和交流小信号工作情况下。John Wood等人提出了一种用于

射频功率放大器的LDMOS大信号模型[6]，但从仿真数据与实

验数据的对比结果来看精度还有待于提高。因此急需一种基

于物理的，准确，可靠，高效的 LDMOS 大信号模型。

恩智浦半导体 (NXP) 开发的 MOS Model 20 (MM20) 是

一种新的基于物理的LDMOS紧凑模型。与其他MOS模型不

同，MM20 是专门为 LDMOS 器件开发的。模型通过表面势

方程计算电流及电荷，给出了从弱反型到强反型状态的准确

物理描述。MM20 考虑了 LDMOS 的所有重要物理效应，如

速率饱和，沟道区和漂移区的迁移率降低，沟道区的电导效

应 (沟道长度调制，漏致势垒降低和静态反馈) 沟道区的弱雪

一种精确的射频 SOI LDMOS大信号模型

王皇 1 孙玲玲 1 余志平 2 刘军 1

1 杭州电子科技大学射频电路与系统教育部重点实验室

2清华大学微电子学研究所

1 Agilent & HDU 微电子测试与建模联合中心

摘要: 本文利用参数提取软件 ICCAP和ADS (hpeesofsim)电路仿真器，提出了一种新的基于MOS Model 20 (MM20) 的射

频SOI (silicon-on-insulator) LDMOS (laterally diffused MOS) 大信号模型。描述了弱雪崩效应以及由热效应引起的功率耗散

现象。射频寄生元件由实验测得的S参数解析提取，并通过必要的优化快速准确地获得最终值。模型通过 -20栅指 (每指栅长

L=1 µm，宽 W=50 µm) 体接触高阻射频 SOI LDMOS 在直流，交流小信号和大信号条件下的实验数据验证。结果表明，直

流、S 参数 (10 MHz~20.01 GHz) 以及功率特性的仿真和实验测得数据能够很好的拟合，说明本文提出的模型具有良好和可

靠的精度。本文完成了对 MM20 在射频 SOI LDMOS 大信号应用领域的拓展。模型由 Verilog-A 描述。

关键词: ICCAP; ADS; 射频 SOI LDMOS; 大信号模型; MOS Model 20

崩以及准饱和效应。虽然MM20在求解表面势时使用了牛顿-

拉夫逊 (Newton-Raphson) 迭代，但事实证明 MM20 仍具有

较快的速度和较高的稳定性[7]。

本文研究了LDMOS器件在直流、交流小信号和大信号

情况的特性。通过分析计算，提出了一种新的 LDMOS 大信

号模型。直流和S参数 (10MHz~20.01GHz) 的仿真与实验结

果能够很好地拟合。功率仿真结果也能很好地再现 S O I

LDMOS 工作在大信号情况下的行为特性。

二、二、二、二、二、 SOI LDMOS器件及模型拓扑结构

LDMOS器件中，漏极和沟道区之间的LDD (lightly doped

drain) 区使器件具备了承受高电压的能力，但同时也引入了随

栅极和漏极电压变化的复杂的漂移区等效电阻，从而产生了

LDMOS 特有的准饱和效应 (quasi-saturation effect)。本文

从 -20栅指 (每指栅长L = 1 µm，宽W = 50 µm) 体接触高阻射

频 SOI LDMOS 的物理结构出发，提出了一种可准确描述该

器件射频寄生等效电路模型。如图 1 所示，器件本征部分由

MM20描述 (虚线框内)，QB，QG，QS，QD为受控电荷源，描

述 LDMOS 的本征电荷。Ids 为受控电流源，描述沟道电流。

根据MM20模型方程，在零偏时本征部分元件可以忽略。由

于测试数据中的PAD寄生效应可以通过去嵌消除，这里不再

对相应寄生元件提取进行讨论。Lg，Ls和Ld分别是栅、源、漏

图 1. 基于MM20的射频 SOI LDMOS 大信号等效电路拓扑结构

174


零偏时 (VGS

= 0 V，VDS

= 0V) 的小信号等效电路拓扑结

构如图2所示，这时可以提取Lg，Ld，Ls，Rg，Rd和Rs等线

性元件[8]。然后可以得到虚线框内∏型结构的 Y 参数:

图 2. VGS

= 0V，，，，，VDS

= 0V 时的小信号等效电路拓扑结构

其中。∏型结构

可分为三部分: PY1 (Cgbo，Cgso和Rgso)，PY2 (Rsub和Csub)，

PY3 (Cgd，C

gdo和 R

gdo)。由以下方程计算:

(1)

(3)

(2)

(4)

四、模型验证

本文的 LDMOS 器件是在 Cascade Microtech summit

1101B 微波探针台上测量的。直流特性由 Agilent 4156C 测

量。S参数由Agilent E8363B矢量网络分析仪测得。模型参

数使用Agilent-EEsof IC-CAP2006提取。为了能将模型嵌入

商用EDA工具Agilent ADS2005A，模型代码采用Verilog-A

语言，使用 ADS hpeesofsim 电路仿真器。

为了评估模型的拟合能力，我们引入如下误差公式对拟

合结果进行考察:

图 3. 非线性电阻的提取和模型拟合结果

(10)

(11)

端引线寄生电感，Rg 是栅引线 - 多晶硅接触电阻与引线高频

分布等寄生电阻之和，Rs和Rd是源、漏n-well电阻以及端引

线高频分布效应等寄生电阻之和。Cgso、Rgso与Cgdo、Rgdo分

别是栅 - 源和栅 - 漏氧化层寄生电容和高频寄生电阻。Cgbo

是栅 - 背栅寄生电容。Rsub 和Csub 串联结构表征漂移区下方

及BOX区寄生电阻和电容。由于LDMOS器件通常工作在高

电压和大电流状态，并且SOI结构中的衬底绝缘层会对器件

的散热能力产生较大影响，有必要在模型中考虑热效应，于

是引入热子电路，如图 1 所示。

三、模型参数提取

图 2 虚线框内的寄生元件可以通过计算解析提取[8]，然

后用提取的值作为优化的初值，从而可以快速的得到最终值。

我们发现从不同栅压和漏压条件下的测量S参数中提取

的Rsub值随偏压变化较为明显。而Rsub会对S22有很大影响。

因此我们从 VDS: 1~9 V，步进: 2 V，VGS: 0~7 V，步进 0.2 V

的S参数中提取了Rsub，如图 3所示。Rsub的模型方程如下:

(5)

(6)

(7)

(8)

(9)

其中 RL，k，m，U

D和 S

L和为模型参数。

175


为验证模型对器件大信号特性的仿真能力，我们在实验

室搭建了如图 6 所示的测试系统。在漏压 7 V，栅压 5 V，基

频 900 MHz，源阻抗 Γsource = 70-j13Ω，负载阻抗 Γload = 68-

j54Ω，输入功率 -6.25 dBm到15.2 dBm条件下测量了输出功

率、二次和三次谐波功率。整个模型采用Verilog-A语言，嵌

入Agilent ADS2005A，谐波平衡仿真如图7所示。测量和仿

真结果的对比，如图8所示。可以看到RMS误差均在10%以

下，证明本文开发的模型可精确地预见 SOI LDMOS 大信号

条件下的基波和高次谐波特性。

图4. 测量和仿真所得输出特性 (a) 及输出电导 (b) 对比 (VDS

: 0 ~ 10 V，，，，，Step: 0.1 V;

VGS

: 0 ~ 6.5V，，，，，Step: 0.5 V; VS = 0 V)

图 5. 测量和仿真所得S参数对比 (Frequency: 10 MHz to 20.01 GHz，，，，，Step:

100 MHz; VGS

: 0 ~ 7 V，，，，，Step: 1 V; VDS

: 0 ~ 8 V; Step: 2 V; VS

= 0 V)

图 6. 基波和谐波功率测试系统

图 7. Agilent ADS2005A中的谐波平衡仿真

图 8. 测量和仿真基波、2次和 3次谐波功率特性对比

其中 N 为总的数据点数，S (i) 和 M (i) 是第 i 点测量和仿

真所得数据。

图4为漏压0~10 V，步进0.1 V; 栅压0 ~ 6.5 V，步进0.5 V;

VS = 0 V 条件下测量和仿真所得输出特性(a)及输出电导(b)特

性。从对比结果来看，本文提出的电流模型可实现对该晶体

管直流特性的精确拟合。注意到模型对器件的热效应和弱雪

崩效应也有良好的描述。图 5为频率 10 MHz 到 20.01 GHz，

步进 100 MHz; VGS: 0 ~ 7V，步进 1 V; VDS: 0 ~ 8 V; 步进 2 V;

VS = 0 V条件下测量和仿真所得S参数对比，可以看到实、虚

部都有良好的拟合结果。说明本文提出的模型拓扑结构和模

型方程能够准确的表征实际体接触射频 SOI LDMOS 器件的

行为特性。

五、结论

本文基于MM20提出了一种新的精确的射频SOI LDMOS

大信号模型。MM20 是基于表面势的 LDMOS紧凑模型，描

述LDMOS本征部分特性。MM20相比其它模型参数少(55 for

miniset)，在拟合中仅大约 20 个参数有较高灵敏度。射频寄

生参数通过解析提取，结果作为优化的初值，从而可以快速

得到最优值。为了验证本文提出的模型，我们测量了-20栅指

(每指栅长 L = 1 µm，宽 W = 50 µm) 体接触高阻射频 SOI

LDMOS。模型仿真结果和实验测得结果拟合良好。并且能够

描述器件的热效应和弱雪崩效应。10 MHz到20 GHz频率范

围内多偏压条件下的小信号S参数的仿真和测量结果表明本

文提取的射频寄生以及本征MM20模型参数是准确和可靠的。

基波及二次、三次谐波功率的仿真和测试结果对比证明了本

文提出的模型能够精确的预见射频 SOI LDMOS 器件的大信

号行为特性。本文提出的模型完成了对 MM20 在射频 SOI

LDMOS大信号应用领域的拓展，适用于SOI LDMOS相关的

非线性射频电路设计。模型代码采用 Verilog-A 语言，嵌入

Agilent ADS2005A，使用 ADS hpeesofsim 电路仿真器。

176


参考文献

[1] Youngoo Yang, Jaehyok Yi, Bumman Kim. Accurate RF

Large-Signal Model of LDMOSFETs Including Self-Heating

Effect. IEEE Trans. Microwave Theory Tech.，February 2001,

49(2): 387

[2] Anna Canepari, Guillaume Bertrand, Alexandre Giry, et al.

LDMOS Modeling for Analog and RF Circuit Design. IEEE

Proceedings of ESSDERC, 2005: 469

[3] N. V. T. D'Halleweyn, J. Benson, W. Redman-White, et al.

MOOSE: A Physically Based Compact DC Model of SOI

LDMOSFETs for Analogue Circuit Simulation. IEEE Trans on

Computer-Aided Design of Integrated Circuits and Systems,

October 2004, 23(10): 1399

[4] Jaejune Jang, Olof Tornblad, Torkel Arnborg, et al. RF

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[5] Mueng-Ryul Lee, Oh-Kyong Kwon, Sang-Gyu Park. Physical

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Self-Heating Effects. Journal of the Korean Physical Society,

December 2003, 43(6): 1120

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grated Circuits in RF Systems，January 2008: 134

[7] Annemarie C. T. Aarts, Willy J. Kloosterman. Compact Mod-

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Saturation. IEEE Trans. Electron Devices，April 2006, 53 (4):

897

[8] Jun Liu, Xiao-Jun Xu, Ling-Ling Sun. Accurate Modeling and

Extraction Methodology for RF-MOSFET Valid Up to 40GHz.

IEEE International Conference on Solid-State and Integrated

Circuit Technology, October 2006: 1339

177


一、引言

近年来，无线通信系统，如手机、无绳电话、无线局域

网、蓝牙等，己经成为人们日常生活中不可或缺的一部分，无

线通信产业成为继PC之后成为 IT领域最重要的产业。随着

微波半导体技术得到迅速发展，MM/RFIC (微波射频集成电

路) 的应用领域不断扩大。高频、高增益和高电流驱动能力等

优点使得Ⅲ-V族HBT (异质结双极晶体管) 在无线通信领域具

有广泛的应用前景。随着MM/RFIC技术的不断发展，电路的

设计与工艺研制都日益复杂化，设计者更加依赖 EDA 工具。

EDA工具的精确性不仅取决于它的算法，很大程度上与它所

采用的器件模型相关。精确的器件模型是MM/RFIC设计的基

础，对于提高电路设计的成功率、缩短电路研制周期非常重

要。由于HBT基本工作原理和BJT (双极型晶体管) 类似，一

些代工厂如台湾 WinSemi GaAs 基 HBT 工艺线、韩国

Knowledge*ON GaAs 基工艺线等直接采用早期的 G-P 或是

简化的 VBIC BJT 模型建立自身工艺线的模型库。然而，这

些BJT模型只是针对的是硅基BJT器件，用于 III-V族化合物

HBT时缺乏针对性，存在对器件物理效应考虑不够充分、模

型精度不足、参数值物理意义不明确等缺陷。为了实现对基

于HBT 器件RF/MMIC准确模拟，亟需适合的模型对工艺线

建模。Agilent公司根据HBT器件结构特点，结合了其它模型

优点，开发出了适用于适用于高频、高功率电路的设计的

AgilentHBT (Agilent heterojunction bipolar transistor) [1]模

型。本文将使用 ICCAP 和 ADS 软件以及若干测试仪器，利

用 AgilentHBT 模型，完成对双发射极 InGaP/GaAs HBT 器

件的建模和电路验证，通过对测试数据和仿真数据进行对比，

验证模型在此工艺条件下的精度和可用性。

二、模型参数提取

模型参数的提取通过ICCAP测试系统来完成，测试仪器

包括Agilent 4156 半导体参数分析仪和Agilent 8683 矢量网

络分析仪。模型的参数提取主要由以下六步组成。

Agilent HBT 模型参数提取及电路验证

韩健孙玲玲刘军文进才　

杭州电子科技大学射频电路与系统教育部重点实验室

Agilent & HDU 微电子测试与建模联合中心

摘要: 采用Agilent HBT模型对多指GaAs/InGaP HBT器件进行参数提取。测量和仿真对比结果表明，在DC~20.5 GHz频

率范围内，模型可对HBT IV特性和交流小信号特性进行较好的表征。利用模型对此工艺下流片所得宽带低噪声放大器进行

电路验证，主要性能指标测试结果和仿真结果达到了较好的一致。

关键词: Agilent HBT; 参数提取; 电路验证

图 1. 模型参数提取流程

1) 测试结构寄生参数提取

由于器件存在测试结构，因此产生了寄生电容和引线寄

生电感。为了提取这部分参数，需要在测试芯片中制作open

(开路) 和short (短路) 两种测试结构。在参数的提取过程当中，

先利用Agilent 8683对器件进行S参数测试，在 ICCAP中进

行数据处理，最终得到寄生参数。open结构用于提取寄生电

容参数，先测量open结构的S参数，将其转为Y参数，根据

寄生电容的Y参数表达式可以确定寄生电容参数。short结构

主要用于提取寄生电感参数，其提取方法为测量short结构的

S参数，由于short结构存在寄生电容和引线寄生电阻的影响，

因此必须先将S参数转换为Y参数，减去open结构测得的Y参

数以消除寄生电容的影响，之后将得到的Y参数转换为Ｚ参

数，最后得到寄生电感和引线寄生电阻的 Z 参数表达式。具

体的寄生参量表达式可以参考文献 [1]。

178


(1)

图 2. 正向 Gummel曲线提取电流参数

(2)

(3)

图 3. 电荷参数提取

2) 晶体管电阻提取

AgilentHBT模型中有RE、RBX RCX、RCI和RBI五个电阻

参数。外体区寄生电阻RE、R

BX和R

CX的初值可以采用flyback

的方法获得 (具体测试方法参见文献 [2])。集电极本征寄生电

阻RCI是为了反映晶体管的准饱和效应而设置的，它的值将在

做 I-V曲线优化时得到。基极本征寄生电阻RBI可以通过优化

S11参数获得。所有的电阻值将在之后的 IV特性和S参数曲

线拟和过程中得到优化。

3) 电流参数提取

AgilentHBT模型中的电流传输方程在VBIC模型基础上

做了改进，通过参数DD来表征器件的Early效应、高电流 β

滚降效应和异质结效应，q3mod来表征高电流时增益下降效

应以及Soft-knee 效应。HBT的电流参数在Gummel 测试曲

线中提取。以正向 Gummel 曲线为例，测试条件是: VE

= 0,

VC = 0,VB = -0.3 V~-1.6 V，集电极电流表达式如 (1) 所示。

由于HBT的基区掺杂浓度较高，基区宽度调制效应不明

显，因此在参数提取过程中可以忽略其影响。当 Icf 较小时，

DD X q3mod ≈ 1 且 Vbei ≈ Vbe V NFVtv，上式可以简化为 (2)

将 (2) 式两边同时取对数，得到 (3) 式

通过上述变换，Log (Icƒ) 成为 Vbe的线性函数，通过斜

率和截距可以直接提取参数 NF 和 IS。在图 2 中 i b的测量的

曲线中，可以得到两条渐进线，一条取在Vbe较小时，一条为

斜率最大的地方，分别运用提取 IS和NF的方法提取参数 ISH、

NH 、ISE和NE的值。接着在反向Gummel曲线中采用类似的

方法提取相应电流参数。之后，结合最优化技术提取 IK 、

ABEL 、ABCX 等其它参数，使仿真曲线与测试曲线拟和。

4) 结耗尽电荷参数提取

AgilentHBT模型的结耗尽电容方程是由HICUM模型结

电容方程改进后得到的。结耗尽电荷参数可以使用CV表测量

后提取，但是无法对消除PAD寄生电容的影响。利用矢量网

络分析仪提取电容参数，由于可以测试open结构S参数获得

PAD寄生电容，消去寄生电容的影响，因此本文采用矢量网

络分析仪进行测量。以基 - 射结耗尽电荷参数提取为例，测

得的S参数经过去嵌后利用 ICCAP自带的函数可以得到C-V

曲线，CJE、V

JE、V

PTE和 C

JEMAX的初始值可以在C-V曲线中

直接提取。同时，根据AgilentHBT电荷方程使用PEL语句描

述器件的CV特性，构造仿真曲线，接着通过调节参数使仿真

曲线与测试曲线拟和，完成结耗尽电容参数的提取。之后利

用类似的方法提取基 - 集结耗尽电荷参数。

5) 时延参数提取

在Agilent HBT中器件的时延采用扩散电荷方程来表示。

扩散电荷方程主要由三部分构成: 基极延时电荷，Kirk效应电

荷以及集电极延时电荷组成。它们都是正向集电极电流 Icfq和本征基集电压V

BCi的方程。集电极传输时间参数通常通过

截止频率测试法提取 (cutoff frequency measurement)。通过

测试不同偏置条件下共发射极连接的晶体管的S参数，除去

PAD 寄生电容的影响后，得到不同偏置条件下的截止频率，

可以直接得到相关的参数的初值，具体提取方法可以参考文

献[1]。用于少子载流子渡越时间以及Kirk效应的参数，提取

方法法主要借鉴于文献[3]和[4]，其余参数采用最优技术获取。

不足的是，由于条件所限，本文目前尚无法对模型热效应参

数进行精确提取，相关参数基本由经验数据借助最优化技术

获取。

6) 整体参数优化

当完成上述提取过程后，需要对参数进行整体优化,以使

器件的 IV特性和S参数仿真曲线与测试曲线拟和。在优化的

过程中，可能无法同时实现的 IV特性和S参数仿真曲线与测

试曲线的最佳拟和，需要做一些折中。

179


三、模型及电路仿真验证

本文采用的HBT器件利用国际先进的 2 µmInGaP/GaAs HB T 工艺生产线进行流片加工，2 发射结指，每发射结指

尺寸为2 µm X 20 µm，利用实验室现有的Agilent4156直流偏

置源和 Agilent E8363B 矢量网络分析仪对 HBT 器件进行测

量，使用 ICCAP2006提取模型参数，最后在 ADS2005A 中

完成对模型仿真。图3给出了在VCE = 0

V~4

V，step为0.08

V;

iB= 20 µA~420 µA，step为 50 µA时的 I-V特性曲线。从图形

对比的结果来看,电流模型能够对HBT的I-V特性进行精确仿真。

图 4给出了 50 MHz~20.05 GHz范围内，Ib为 25 µA~125 µA，step 为 50 µA，VCE 为 1 V~4 V，step 为 1.5 V 时的 S 参数曲

线。建模的最终目的是为设计服务的，器件模型的精确性决

定了电路设计的成功率。目前，一些工艺线通常只提供 G-P或是简化的 VBIC 模型供 HBT MM/RFIC 设计者使用。为验

证AgilentHBT模型在电路设计中的精度和可用性，本文将流

片所得的实际电路的测试数据与模型仿真数据行对比和分析，

HBT采用前面参数提取得到的AgilentHBT模型，电阻和微带

线模型采用工艺线自带的模型。图6 是采用HBT器件设计的

宽带低噪声放大器的电路图，Q1，Q2，Q3为单发射极面积

为 2 µm x 20 µm 的二指发射极晶体管，电路的工作频率范围

为 DC — 10 GHz。实验室对实际流片得到的电路性能指标

进行了测试，测试电压为 5 V，测试频率在 50 MHz~10 GHz频率范围内，测试以及仿真结果见图7。从对比结果来看，该

放大器基本达到设计指标要求，采用本文的模型仿真所得输

入 /出功率增益在10 GHz频率范围内和测试数据达到了很好

的吻合，输入输出回波损耗存在一定的误差。产生误差的原

因是由于在电路设计过程中对电阻和微带线等元件参数的影

响考虑不足，电阻和微带线模型的精度不够，以及工艺线的

容差造成。

四、结论

本文利用AgilentHBT 模型对某工艺线的 III/V 族化合物

HBT器件进行参数提取，并在此工艺条件下宽带低噪声放大

器中进行验证。从测试和仿真的结果对比，模型对HBT器件

IV 特性进行精确的表征，在0 ~ 20 GHz 范围内可对器件小信

号特性作出较好的表征。电路的主要性能指标测试结果和仿

真结果达到了较好的一致，表明AgilentHBT模型可对该工艺

宽带放大器交流小信号特性进行较为准确的预测，能够用于

此工艺条件下的 MM/RFIC 设计。

图 4. I-V 特性曲线测试仿真结果图 5. S参数测试仿真结果

图 7. 放大器主要性能指标测量和仿真结果对比

图 6. 宽带低噪声放大器电路原理图

参考文献

[1] Liu Jun，Sun Lingling。Parameter extraction of a III-V com

pound HBT model。 Chinese Journal of Semiconductors，2006，

27(5): 874(in Chinese) [刘军，孙玲玲。 III-V族化合物HBT模型

参数提取，半导体学报，2006，27(5): 874]

[2] Franz Sischka. Measureing and extraction the VBIC

parameters。Agilent Technologies GmbH，http://www.agilen.

com

[3] Iwamoto M, Root D E, Scott J B, et al. Large_signal HBT

model with improved collector transit time formulation for GaAs

and InP technologies. IEEE MTT_S Digest, 2003; 635

[4] Schroter M, Lee T Y. Physics-based minority charge and

transit time modeling for bipolar transistors. IEEE Trans Electron

Devices, 1999, 42(2); 288

180


PSP Model: DC Modeling and physical scalable RF model

S.J. Hu

Shanghai IC R&D Center

Figure 1. The structure of PSP model

Figure 2. An simple package for PSP modeling developed in ICCAP2006

一、一、一、一、一、PSP introduction

PSP is the latest and most advanced surface-potential-

based compact MOSFET model. As a standard for the new

generation of integrated circuits, PSP not only gives an

accurate description of currents, charges, and their first

order derivatives (i.e. trans-conductance, conductance and

capacitances), but also of the higher order derivatives, re-

sulting in an accurate description of electrical distortion

behavior. The latter is especially important for analog and RF

circuit design. The model furthermore gives an accurate

description of the noise behavior of MOSFET. Finally, PSP

has an option for simulation of non-quasi-static (NQS) effects.

PSP is jointly developed and maintained by ASU and

NXP Semiconductors. The first PSP version-PSP100 was

released in April 2005. PSP101 was released in March 2006.

In order to fulfil the requirements of CMC standardization, a

lot of changes have been made in this version, which cause

PSP101 not backward compatible with PSP100. PSP was

selected as a standard for the new generation of integrated

circuits in May 2006. The latest version is PSP102.

The PSP model has a hierarchical model structure: the

global level and local level. As illustrated in figure 1, In local

level, A set of equations and local parameters is used to

descript the transistor's electrical behavior with a specific

geometry. The temperature scaling also included in the local

level. In global level, the geometry scaling rules descript how

the local parameters change with geometry, so PSP model

become a scalable model.

二、DC modeling

The ICCAP package for PSP DC model extraction we

used was provided by Philips, which is used for PSP100. We

updated it to PSP102. As show in figure 2, the package has

two parts: “dutx” and “scaling”.

In the “dutx”, all devices are measured and placed in each

DUT. There is a setup in each DUT named “single_extract”

which is used to extract PSP local parameters. The extrac-

tion sequence we realized here is quite similar to the recom-

mended sequence in PSP manual. Another important char-

acteristic in my ICCAP package is the program for each local

parameter extraction is only a function of optimization. It's a

simple and effective way to realize the extraction.

In the “scaling”, all scaling rules are written in PEL

language of ICCAP to do the optimization for global model

extraction.

The PSP102 model was extracted based on DC mea-

surement data of NMOS of a 65-nm planar MOS process .

The physical gate length is 45nm for the short device Lmask

= 0.13 µm. The nMOSFETs’matrix is shown in figure 3. In

fact, the devices are not enough, because there’s a lot of

scaling rules for narrow short devices. More narrow short

devices are needed for a better modeling.

181


Figure 3. The size matrix of nMOSFETs used for the PSP model extraction

Figure 4. NEFF, THESAT, BETN and DPHIB’s Scaling with of L when W is

10 um. Solid line represent the local parameters calculated from scal-

ing rules with extracted global parameters. Dot line represents the local

parameters extracted from each device.

Figure 5. NEFF, THESAT, BETN and DPHIB’s Scaling with W when Lis 10um

Figure 6. Simulation and measurement results of the curves IDVG, IDVD,

IGVG and the conductance Gm and Gds of the large device with W810

um and L810 um.

Figure 7. Simulation and measurement results of IDVG, IDVD, IGVG and

the conductance Gm and Gds for the short device with W=10 um and

L=0.13 um(phy sical gate length is 45nm)

As a full extraction, both local model and global modelhas been extracted in this ICCAP file.NEFF, THESAT, BETNand DPHIB are four most important local parameters todescribe the device behaviour. The scaling with W and L ofthese four parameters are shown in figure4-5. The globalmodel fits the local parameters quite good. The IV curve fitsfor selected nMOSFETs geometries are shown in figure 6-7,after global model extraction. The Gm and Gds also presentin these figures. The simulation for devices’behaviour arealso quite accurate except for some small devices (notpresent here).

三、A scalable model of substrate networks

for RF CMOS

PSP include most of the requirements for analog and

RF applications: continuous representation of the character-

istics and their derivatives, non-quasi-static (NQS) effects in

the intrinsic part, and introduction of extrinsic elements:

overlap capacitances, junctions, series resistances and sub-

strate resistances (Figure). Due to the great dependence of

these extrinsic elements to the layout style and design rules,

scaling rules are not given within such a compact model.

In this report, an analysis of the resistive substrate

network and its scalability is provided, based on a distributed

model.

Figure 8. Schematic of the complete PSP model

182


Figure 9. Different components of the well resistance considered in this

analysis. (a) topview. (b)cross-section.

(1)

(2)

(3)

Scalable model description

1. Model for the well resistanceDue to its two dimensional distributed nature, the exact

calculation of the well resistance Rwell of a multi-finger

transistor is difficult since each point of the device sees

multiple, unequal paths through the substrate to the bulk

access (Figure 9(a)).

In order to get a compact expression for Rwell, we

propose to simplify the 2D distributed network into two 1D

networks (Figure 9(b)), one along the direction of the gate

width (vertical components, Rv) and one along the direction

of the gate length (horizontal component, Rh).

As depicted in Figure 9(b), we consider that any resis-

tance under shallow trench isolation (STI) can be repre-

sented by a lumped resistor while the resistance under the

transistor active region are modelled by a transmission line,

since distribution effects are emphasized in that region. Due

to the nature of the structure, a resistive transmission line is

used for this purpose. Please read the paper we published at

CICC207 (ref. [1]) for more calculation details). Here we only

present the final scalable model:

If the transistor is composed of several cells in parallel

(Ncell), the Rwell has to be divided by Ncell as a conse-

quence of the parallel connection of the devices. Although

the model equation for each item is quite complicated, there

is only two model parameters: well sheet resistance Rsq and

transverse conductivity G’(ref.[1]).

2. Model for the junction resistanceThe proposed scaling rules for Rjun include three

components:

where Ncell is the amount of cell connected in parallel,

AB is the junction area for one cell, LjS and LjG are respec-

tively the STI edge and the gate edge perimeter of the

junction for one cell; gjb [S/m2], gjs [S/m] and gjg [S/m] are

the model parameters.

3. Model for the bulk resistanceRbulk accounts for a correct representation of the phase

of Y11, provided the known values of gate and well resistors.

The proposed scaling rule for Rbulk, given in (3), con-

sists of two components: one accounting for the conduc-

tance beneath the gate oxide, and one for the gate-edge

effects (subdivided in a width and a length component).

where gbulkA [S/m2], gbulkW [S/m], gbulkL [S/m] are

the model parameters.

Substrate resistance extraction procedure

The S-parameters of the DUTs are measured in off-

state.In order to get the equivalent admittance of the sub-

strate network, some series resistances including gate, source

and drain series resistance de-embedded from the data (ref.

[2]).

The equivalent circuit of the RF MOS under off-state

now consists of 4 substrate resistances and 5 capacitances.

Here, Cgb is sum of intrinsic and overlap gate to bulk

capacitance, Cgs0 and Cgd0 are the overlap capacitance

from gate to source and drain respectively, and Cjs and Cjd

are the junction capacitance.

Figure 10. Equivalent circuit of MOSFET at off state

183


(4)

(5)

(6)

Figure 11. Validation of the model in 90nm technology. Input (a) and

output (b) of a 70nm gate length nMOS biased in off state versus fre-

quency

The analytical expression of Y parameters can be de-

rived from this equivalent circuit:

where we defined three variables Ygb, Ybd and Ysb to

simplify the analysis:

When the operation frequency is not too high (freq <

10GHz), the absolute value of (x C items is much lager than

resistances Rbulk and Rund/s in expression (5). It’s easy to

get following results from (see ref. [3]):

Where a total substrate resistance at low frequency (<

10 GHz) is defined as Rsub = Rwel+Rjund. Using the extracted

components Cgd0 and Cgs0 from (6), Ygb,Ybd and Ysb can

be solved from (5) . Finally, with these results, the substrate

network resistances can be given by:

(7)

Model validation

The scattering parameters of RF nMOSFETs in 90nm

CMOS process were measured with a network analyser from

50 MHz to 50 GHz. The data were de-embedded by the

'open-short' method and later converted into Y-parameters.

The local parameters, i.e. substrate resistance for each

device, were first extracted according to the procedure de-

scribed above. As shown in Figure 11, a good agreement

between experiments and simulation is obtained.

Rwell is the most important since it relates directly to the

frequency dependence of Y22 in the low-GHz band. At

higher frequencies, the junction resistance start to play a role

(see figure12).

The scalable model (1) is compared to the values of the

well resistors extracted at the local level in Figure 13. In

Figure 14, the model (2) and (3) for Rjun and Rbulk is

compared to local extracted parameters. The model is seen

to cover the different geometries with a very good accuracy.

184


Figure 13. Well resistance as a function of gate length (a) and finger

width (b) Equation (1) is compared to local parameters, Rsq=4400Ω/sq

and G’=S/m2

Figure 14. Comparison of model and data extracted from experments

as a function of the finger width for 70 nm long nMOSFET. (a) Junction

resistance RjunS.(b) Bulk resistance Rbulk. Parameters: gbulkL=4000

S/m, gbulkA=8E9 S/m2, gbulkW=0 S/m, gjs=53 S/m, gjb=0 S/m2. gjg=1220

S/m.

Figure 12. Simulated Output conductance with different substrate net-

work configurations

Reference[1] B.Parvais and S.Hu, “An accurate scalable compact model

for the substrate resistance of RF MOSFETs”, IEEE CICC 2007,

P503-506

[2] J. Han and H. Shin, “A scalable Model for the substrate

resistance in multi-finger RF MOSFETs”, Proc. of the IEEE

MTT-S Digest, pp. 2105-2108, 2003.

[3] 胡少坚等，“适用频率达到20GHz的射频CMOS衬底电阻的

精确提取”，半导体学报，in publish.

185


使用 ICCAP 实现的硅片级可靠性自动测试系统

任铮

上海集成电路研发中心

在 ICCAP主窗口中点选“Tools”菜单栏中“Hardware

Setup”项，初始化好Gpib 接口并点击“Rebuild”按钮寻找

到与安装 ICCAP软件电脑相连的设备。如图1最右边的设备

列表所示。ICCAP寻找到了三个设备: AgilentPNA、HP4284、

HP4156。他们的 Gpib接口都是“gpib0”，而端口地址分别

为 16、17、18。

图 1. ICCAP Hardware Setup窗口

图 2. ICCAP Setup单元中的 Program编辑窗口

二、使用 ICCAP 驱动参数测量仪器一、可靠性测试

考虑到半导体产品质量的重要性以及产品性能与保护带

之间所成的反比关系，可靠性检测对于集成电路设计领域中

的设计者来说已经非常必要。当芯片开始工作，器件的驱动

能力将会随工作时间的上升而下降。它的重要指标特性，例

如阈值电压、迁移率等将会随之迁移。电流和电压的过载将

加速这种退化，并导致可靠性问题的产生从而有潜在的电路

功能失效的危险。

硅片级可靠性 (WLR) 测试最早是为了实现内建 (BIR) 可

靠性而提出的一种测试手段。工艺工程师在调节了工艺后，

可以马上利用WLR测试的反馈结果，实时地了解工艺调节后

对可靠性的影响。WLR 要测试的项目主要有以下几大类:

① 检测互连线可靠性的电迁移EM (Electro migration) 测试;

② 检测氧化膜可靠性的斜坡电压法 (Voltage Ramp) 测

试和恒定电压法 TDDB (Time Dependent Dielectric

Breakdown) 测试;

③ 热载流子 (Hot Carrier Injection) 测试及

④ 负偏置温度不稳定性 NBTI (negative bias tempera

ture Instability) 测试;

⑤ 等离子损伤 PPID (Plasma Process Induced

Damage) 等。

要进行如上所述的硅片级可靠性测试，需要针对各个项

目使用专门的测试结构，对测试结构进行探测以收集数据，

再执行WLR测试算法来获得所关心的可靠性参数数值。一般

来说，参数测试仪器 (通常为Agilent4156、Agilent4284等) 通

过探测器 (通常为探针台 SMU) 施加恒定的 DC 电压或电流、

或低频率AC信号。然后测量产生的电压、电流或电容。对足

够数量的Wafer和Wafer内不同die内相同器件进行测试后，

就可获得参数测量值的统计分布。在可靠性测试过程中需要

进行对测试仪器操作进行测量、操作探针台进行当前die的更

换，测量数据的保存与处理以及最终的可靠性参数的计算获

得。这一系列工作非常繁琐，对操作人员的专业要求较高。实

现测试的自动化和系统化，将大大简化可靠性测试操作，提

高可靠性工作的效率和准确性。

得到了测量仪器的 Gpib 接口和端口号之后便可通过

ICCAP与参数测量仪器进行通信，并通过向仪器发送命令来

控制仪器工作。使用ICCAP内建的PEL语言可以非常方便地

实现这一点。

在 ICCAP的任一Setup单元中点选“Extract/Optimize”

选项卡，点击“New”按钮创建一个新的 Transform，并在

Function文本框中填入“Program”即可建立一个ICCAP PEL

语言程序。如图2所示，这是一段对GPIB接口号为“gpib0”，

端口地址为“18”的测量仪器进行初始化的 PEL 语言程序。

HPIB_clear 语句用于对所通信的测量仪器端口清零，而

HPIB_write语句则是将各种命令通过写入端口的方式发送给

测量仪器。图 2 中正是利用 HPIB_write语句将“*IDN?”命

令发送给了端口号为“18”的HP4156，询问仪器的 Identity。

并再使用 HPIB_read 语句读取 HP4156 所返回的信息

186


图 3. 控制探针台语句范例

图 5. 自动 Wafer Mapping测试具体操作流程示意图

三、使用 ICCAP驱动 Cascade 半自动探针台

同样，使用 ICCAP 先寻址Cascade 探针台，得到探针

台的确切 Gpib 接口和端口地址。便可使用 HPIB_write 语句

通过写入端口的方式发送命令给探针台，从而实现对探针台

的程序控制。如图 3 控制探针台范例所示，程序第一句与接

口号为“gpib0”的Gpib接口建立通信; 第二句输入探针台端

口地址号传递给prober_addr变量; 第三句对探针台端口地址

发送“:MOVE:UP”命令控制探针台 Chuck 抬起; 第四句读

取探针台端口地址返回的信息; 第五句判别返回信息是否

“Complete”，如是，说明控制语句顺利执行完成，否则控制

语句未能执行，输出错误信息。

四、使用 ICCAP实现 Wafer Mapping 测试

ICCAP2008中自带了进行自动 Wafer Mapping测试的

package(位于ICCAP安装目录下的\examples\demo_features

\3_MEAS_ORGANIZE_n_VERIFY_DATA\5_WAFER-

TEST\1_wafertest_DC_CV_indiv_mdm_files_2006.mdl 文

件)。使用它，我们可以实现自动在整个Wafer上所有 die上

的同一器件进行各种类型不同的测试。

图 4. 自动测试 mdl文件: 左图为 DUTs-Setups列表，右图为测试所需

Macros 宏程序列表

图 5. 自动测试 Agilent4156、测试 PC、探针台之间连接图示

使用GPIB 线按照图 5所示连接测试电脑、4156C与半

自动探针台，再将测试Wafer导入探针台并进行水平位置校

准。之后，便可按照图6所示的流程运行 ICCAP2008自带的

自动 Wafer Mapping测试 package 各相关宏程序进行测试。

运行 ICCAP2008

打开自动测试mdl 文件

运行 INIT_General 宏初始化测试环境General 参数

运行 INIT_GPIB 宏初始化测试环境GPIB 驱动

运行 INIT_Thermochuck宏初始化 Thermochuck 参数

运行 INIT_Prober宏初始化 Probe station 各参数

运行 INIT_Matrix 宏初始化 Switching Matrix参数

运行 INIT_Measurements 宏初始化 Measure Unit 设定

结束

运行Run_wafertest 宏 INIT_Measurement 执行Wafer Mapping Test

187


选定需要测试的MOSFET，使用 ICCAP 可靠性自动测

试系统对Wafer上所有die内的该器件进行测试，得到所有不

同die内的同一器件击穿电压值和 IgVg曲线并将其存入数据

库中。测试完成止后，对得到的击穿电压进行分类。击穿电

压<使用电压的器件说明其为早期失效; 使用电压<击穿电压

<m x 使用电压的器件为可靠性失效 (m 为一系数，一般为 2

左右); 击穿电压>m x 使用电压的器件为本征失效。

统计出早期失效、可靠性失效与本征失效的器件各自的

数目之后可以在此基础上进行后缺陷密度D的计算: D＝(早

期失效数＋可靠性失效数)/ 总的测试面积。如果 D 小于规定

的要求D0, 则器件符合要求，通过; 如果D大于D0，则器件

不符合要求。

针对文中所提到的其他多个项目的可靠性自动测试，按

该项目需求再在可靠性自动测试mdl文件内编写不同功能的

测试 Setup即可实现。不同的测试Setup 保证了测试系统的

灵活性与可扩充性。

图 6. 选择好 Probing die之后的 Wafer 初始化输入窗口

图 5. 进行自动 Wafer Mapping测试的Setup

使用 ICCAP Wafer Mapping 测试文件结合对单独器件

的可靠性测试程序，即可实现对整个Wafer不同die内相同器

件的可靠性自动测试。再结合使用ICCAP PEL语言编写的数

据统计、可靠性参数计算程序，便可实现完整且功能可扩充

的硅片级可靠性自动测试系统。文中所提到的常用的 5 种可

靠性测试全部都可以由该可靠性自动测试系统实现。

举检测氧化膜可靠性的斜坡电压法(Voltage Ramp)测试

为例:

在 ICCAP 中输入 wafer 上的 die size 来定义整个 full

map，如图6所示将所有的die都设为测试点。在可靠性自动

测试系统测试Setup中编写Vramp测试程序，Vramp测试为

在 gate上用 ICCAP 驱动 4156加上一扫描电压，使MOS电

容处于积累状态，栅极上的电压从使用电压开始扫描一直到

氧化膜击穿为止，击穿点的电压即为击穿电压(Vbd)，(例如5 v

的 nmos，则Vg可从 0v扫到 - 15 v)，测量器件的 IgVg曲线

并记录下该器件的击穿电压。

五、使用 ICCAP实现可靠性自动测试系统

188


DDS 的 SystemView仿真

陈高鹏

中国科学院微电子研究所北京 100029

摘要: 本文介绍了直接数字频率综合器 (DDS) 的SystemView仿真1。利用SystemView软件完整的功能库及强大的系统仿

真功能，完成了 DDS 的系统仿真，对于超高速 DDS 集成电路设计有指导意义。

关键词: DDS，SystemView

图 1. DDS原理框图

基于DDS的组成和工作原理，可以看出它具有以下特点:

(1) DDS的频率控制字K由 N位二进制数组成，即使用

N 位二进制累加器，故频率分辨率等于最低输出频率 ƒC/2N，

只要累加器的位数N具有足够大，理论上可以得到任意小的

频率分辨率。输出频率由频率控制字决定: ƒ0 = K · 。根据

Nyquist 采样定理，DDS 的最高输出频率为 ƒC/2，实际应用

中一般只能达到 40% · ƒC。

(2) DDS具有超宽的输出频率带宽(由直流到 40% · ƒC)，

超高的频率转换速度(µs至ns量级)，超高的频率分辨率，以

及频率转换时相位保持连续，可以输出宽带的正交信号，易

于单片集成，易于实现FSK、PSK等数字调制，可以产生一

般频率合成器难以产生的波形，易于微处理器控制，体积小，

功耗低的特点。

(3) 影响DDS主要技术性能的因素: 由于DDS的工作原

理是基于数字取样及数模恢复的处理，所以上述主要性能受

到其工作原理的限制: 其一，根据采样定理，输出信号基波的

最高频率将低于参考时钟的一半，故若要提高输出频率将受

到器件 (如 DAC、ROM) 的速度限制。其二，DDS 输出的模

拟信号中杂散寄生分量大，无法达到PLL频率合成的频谱纯

度。其三，DDS的功耗与其时钟频率成正比，故在供电受到

限制的场合且又要求有较高的频率输出，DDS 就有局限性。

二、 SystemView仿真

SystemView软件是一个用于电路与通信系统设计、仿

真的动态系统分析工具，它能满足从信号处理、滤波器设计，

到复杂的通信系统数学模型的建立等不同层次的设计、仿真

需要。SystemView在界面友好而且功能齐全的Windows操

作平台上，为用户提供了一个嵌入式的模块化分析引擎。使

用SystemView，只需将注意力集中在手中的任务和设计思想

上，就可以实现复杂系统的建模、设计和测试，而不必学习

复杂的计算机程序编制，也不必为程序中的BUG伤透脑筋。

作为一种强有力的基于个人计算机的动态通信系统仿真工具，

SystemView已经达到在不具备先进仪器的条件下也能完成复

杂的通信系统设计与仿真的目的[2]。

ƒC

2N

一、 DDS原理及组成

1971 年，J. Tierney 和 C. M. Tader 等人在《A Digital

Frequency Synthesizer》一文中首次提出了 DDS 的概念[1]。

DDS或DDFS是Direct Digital Frequency Synthesis的简称。

通常将DDS视为直接模拟频率合成和间接频率合成之后的第

三代频率合成技术，它突破了前两种频率合成法的原理，从

“相位”的概念出发进行频率合成。DDS不仅可以产生不同频

率的正弦波，而且可以控制波形的初始相位，还可以用来产

生任意波形(AWG)。由于它在频率转换时间、相位连续性等

方面有很多优点，现已被广泛应用于:

(1) DDS用作上变频捷变本征信号源;

(2) DDS用于跳频通信;

(3) DDS用于雷达系统;

(4) DDS用于数字通信;

(5) DDS用于任意波形发生器。

DDS从相位概念出发直接合成所需波形，一个DDS一般

由相位累加器、加法器、波形存储器 (ROM)、数模转换器 (DAC)

和低通滤波器 (LPF) 构成。DDS的原理框图如图1所示:

其中，K为频率控制字、P 为相位控制字、W为波形控

制字、ƒC为参考时钟频率，N为相位累加器的字长，D为ROM

数据宽度及 DAC的输入字长。相位累加器在时钟 ƒC 的控制

下以步长K作累加运算，输出的N位二进制码与相位控制字

P、波形控制字W相加的结果作为波形数据存储ROM的地址，

对波形ROM进行寻址，波形ROM输出D位的幅度码S(n)经

过DAC之后变为阶梯波S(t)，再经过低通滤波器平滑后就可

以得到合成的信号波形。合成的信号波形形状取决于波形

ROM 中存放的幅度码，因此用 DDS 可以产生任意波形。

189


分别设置以上K值，在DDS仿真系统中运行DDS系统，可

得出正确的DDS输出波形。如图3所示为当K =1678 X 3 = 5034，

即ƒ0 = 5034 x = 3 Hz 时DDS的输出波形和功率谱。由

图可以直观简便地验证 DDS 原理的正确性以及从理论上对

DDS 的噪声进行分析。

三、总结

本文在简介 DDS 工作原理的基础上，实现了 DDS 的

SystemView 动态系统仿真。通过直观的系统仿真，验证了

DDS 的工作原理，对 DDS 电路的设计起到了指导作用。

参考文献

[1] Jierney J, Radar C M, Gold B. A digital frequency synthesizer.

IEEE Trans Audio Eltroacoust, 1971, Au-19: 48-57..

[2] 罗卫兵，孙桦，张捷，SystemView 动态系统分析及通信系

统仿真设计，西安电子科技大学出版社，2001.

根据DDS的基本工作原理建立DDS的仿真模块框图，如

图 2 所示。

其中，频率控制字K模块选用信号源库中的Custom (用

户自定义信号) 和算子库中的Sampler (采样器)构成，相位累

加器由Adder (加法器)、算子库中的Gain (放大器)、Modulo

(取模)和Dgtl Scale (数字换算) 构成，正弦波形存储ROM采

用DSP库中的SinCos (正弦 /余弦查表)，DAC采用算子库中

的Hold (保持器)，LPF采用算子库中的Linear SysFilters (线

性系统滤波器 ) ，信号接收器选用信号接收器库中的

SystemView (系统观察窗)。并且分别在相位累加器、ROM和

DAC的输出也放置了系统观察窗，便于观察DDS每一部分的

输出信号。

所建立的DDS系统中的参数设置为: 系统采样率90 KHz，

采样点数128000，系统循环次数1; 采样器采样频率10 KHz

(即DDS中的参考时钟频率ƒC); 取模中参数为2 24(即DDS中

频率控制器位数 N 为 24 位); 数字换算中 Input Bits 和 Re-

mained Bits分别为24和8 (即DDS中N为24，B为8: ROM

的地址为相位累加器产生的24位数据的高8位，亦即ROM的

长度为 28 = 256单位); 正弦 /余弦查找表中设置Table Length

为256; 低通滤波器中设置截止频率为15 KHz; 自定义信号源

中设置输出端口数为 1，输出表达式为 ρ (0) = K (K 取 [1, 223 ]

范围内的正整数，K = 0时输出为 1 V 直流)。

由DDS输出频率计算公式: ƒ0 = K · ，计算可得当K=1

时，输出频率为DDS系统的频率分辨率0.006 Hz; 当K=1678

时，输出频率为1 Hz; 当K=1677721时，输出频率为1 KHz;

当K = 223时，输出频率为DDS输出频率的理论最大值5 KHz。

图 2. DDS的仿真模块框图

ƒC

2N

图 3. K = 5034, ƒ0 = 3 Hz DDS输出波形及功率谱

10 KHz224

190


一、引言

随着现代军事电子技术的不断发展以及敌我双方电子对

抗欺骗能力的不断深入，对雷达、卫星等战场传感装备而言，

若仅能提供军用目标的距离、方位、高度等位置信息已渐渐

不能满足现代战争的需要，人们更希望从复杂的电磁环境中

获取军用目标更精确、更详细的信息 (目标属性、类别，甚至

其武器挂载情况等信息)。如何高效的求解军用复杂目标及其

环境的电磁散射特性，获取和分析复杂军用目标的电磁特征

— 包含RCS (零维特征信号)、一维距离像 (一维特征信号)、

合成孔径成像 (二维特征信号)，已经成为促进雷达总体设计、

隐身与反隐身设计、目标识别、电磁兼容和电磁干扰等研究

领域发展的关键性支撑技术。

在雷达等战场传感器设计中，前期系统级电子系统的设

计和仿真验证已经成为发展的主流方向，雷达系统仿真就是

用计算机软件来建立雷达系统的模型，利用数字计算机技术

来逼真地复现雷达工作的动态过程，它是计算机技术数字模

拟技术和雷达技术相结合的产物。具体地说，仿真的对象是

雷达系统，它包括雷达本身，雷达目标及目标环。雷达回波

仿真就是模拟雷达信号在目标及目标环境下的回波，它是雷

达仿真系统的核心部分。

准确可靠的雷达回波信号是建立在目标及环境的电磁散

射特性研究的基础上，目标电磁散射特性问题的求解一般可

分为数值精确方法和高频近似方法两类。前一类的数值精确

方法又可以分为积分方程法 (矩量法、边界元等) 和基于Max-

well的微分方程法 (有限元法、时域有限差分法等)。传统的积

分方程法，如矩量法 (MOM) 作为一种经典方法是一种严格的

复杂军用目标的电磁散射特性

及基于 ADS 的雷达回波模型库 — ADS-RTBS

周小阳1、 3 崔铁军1、 3 林海2

1、毫米波国家重点实验室

2、 CAD & CG国家重点实验室

3、东南大学目标特性与识别研究所

摘要: 复杂军用目标电磁散射特性研究已发展成为军事电子领域的关键性技术，在雷达、制导、识别、电子对抗等领域广

泛应用，Agilent系统级仿真工具ADS和先进的测试仪表为目标电磁散射特性在上述领域的实际应用提供了一个灵活、统一

的软硬件协同设计平台。本文综述了当前用于高效分析复杂军用目标电磁散射特性的数值精确方法、高频近似方法以及美国

军方专用电磁建模仿真软件。介绍了我们自主开发的基于矩量法 (MOM)、多层快速多极子方法 (MLFMA) 精确电磁建模仿真

软件FASTEM (Fast and Accurate Simulation Tools for Electromagnetics) 和高频仿真软件NESC (National Electromagnetic

Scattering Code) 及一些军用复杂目标的仿真实例。介绍了与 Agilent 中国 EEsoft 联合开发的基于 ADS 的雷达回波模型库 -

ADS-RTBS，并给出了实例。

关键词: FASTEM、NESC、ADS-RTBS

数值方法，计算结果精度高，但该方法计算量大、所需存储

量也高，用于计算的三维目标尺寸一般限于 10 个波长以下，

长期以来都仅仅用于低频或谐振区等简单目标的散射特性问题

分析; 而另一方面倘若采用偏微分方程方法如有限元法 (FEM)

和时域有限差分法 (FDTD) 等求解，虽然得到稀疏阵，但由于

偏微分方程的局域性，使得电磁场在数值网格的传播过程中

形成耗散误差。所研究的区域越大，网格截断误差和网格色

散误差积累越大。所以上述这些传统方法在面对电大尺寸复

杂军用目标的电磁散射求解时遇到了困难。上世纪九十年代

以来，伴随着各种快速算法的出现和计算机技术的飞速发展，

美国数学家 V.Rokhlin 将快速多极子方法 (FMM) 推广到电磁

散射积分方程的求解 [2]，快速多极子方法和多层快速多极子

方法 (MLFMA) 因分别具有 O (N1.5) 量级、O (NlogN) 量级的

计算复杂度而广泛应用于复杂目标的电磁辐射与散射 [3]，特

别是应用 MLFMA 使在常规微波波段精确求解实际尺寸的军

用目标的电磁散射特性成为可能。

尽管快速的数值精确方法为求解电大尺寸军用复杂目标

电磁散射特性开辟了新途径，但对于超电大尺寸的军用复杂

目标，特别随着近几年来目标识别、遥感、精确制导等技术

的发展，越来越需要我们将实际军用目标和环境作为一个整

体来看待，数值精确方法局限于计算机容量和计算速度，仍

不能处理复杂的军事目标和复杂环境。因此，高频近似方法

仍然是建立复杂军用目标与复杂背景电磁散射模型的最有效

途径。众所周知，高频近似方法是计算目标散射特性的最主

要有效手段，包括几何光学方法 (GO)、几何绕射理论 (GTD)、

一致性几何绕射理论 (UTD)、物理光学法 (PO)、物理绕射理

论等 (PTD)。高频近似方法的最大优点是不用生成矩阵且计算

191


世界各主要军事强国对运用数值精确方法和高频近似方

法研制和开发复杂军用目标电磁散射特性预估软件都异常重

视。其中美国在这个领域一直处于领先地位，在数值精确方

法方向，在美国空军跨学科大学研究计划 (MURI) 六百万美元

的资助下，UIUC的W.C.Chew教授领衔的团队与DEMACO

公司联合推出了基于多层快速多极子方法 (MLFMA) 的全波分

析软件FISC (Fast Illinois Solver Code) [4]。FISC能够准确计

算包括地面目标、海上目标、空中目标及太空目标等在内的

复杂军用目标表面的电流分布; 能够准确预估复杂军用目标的

单、双站雷达散射截面，提取目标特征; 支持对军用复杂目标

不同特性材料涂敷计算，如理想导体，介质薄层、阻抗表面

等。在高频近似方法方向，在美国空军研究实验室 (AFRL)、

美国国防预先研究项目计划署 (DARPA) 等部门支持下，仍然

由 DEMACO 公司和 UIUC 的 S.W.Lee 教授领导开发了基于

弹跳射线法 (SBR) 的高频方法软件XPATCH。该软件采用X-

Window Motif GUI集成了CAD几何建模工具和分析预测代码，

使用户在一个软件包中完成建模到预测的工作。XPATCH能

够计算复杂目标的全极化雷达散射，包括了射线直射时的物

理光学近似、物理绕射理论、以及射线的多次反射效应; 采用

Z-buffering技术的硬件和软件来精确确定复杂目标的阴影部

分和遮挡部分; 能够提供更加丰富的电磁散射特征，例如一维

距离像和合成孔径成像。现在XPATCH这一软件仍在不断完

善中，并且融合了FISC，成为集精确方法和高频方法集大成

者。这两款软件均为美国军方专用电磁建模仿真软件，只卖

给美国军方及与之相关的政府部门、大的军工企业等，例如

洛克。马丁公司 (Lockheed Martin)、波音公司 (Boeing)、雷

神 (Raytheon)。依靠它们所分析提取的军用复杂目标的电磁

特征 (包含RCS、一维距离像和SAR成像) 已经极大的促进了

雷达等传感器设计、隐身与反隐身、目标识别等技术的进步

和实用化。例如宙斯盾、F-117A、B-2以及F-22等高性能隐

身飞机的设计均得益于此。

在现代雷达系统的研制和调试过程中，对雷达性能和指

标的测试是一个重要的环节。如果雷达的整机调试和性能鉴

定都采用早期所用的外场试飞的方法，即用真实目标 (如飞机)

给雷达提供测试信号，不仅要花费大量的人力、财力和物力，

而且也使研制周期加长。在某些情况下 (如恶劣天气) 甚至是

不可能实现的，另外外场实验的可重复性较差，控制较复杂。

随着技术的发展，现代雷达系统功能日趋复杂，对其各部分

及系统的调试和测试变得更加困难，外场试验和调试要求的

系统庞大、设备全面，成本很高。而随着近些年来电子技术

和计算机数字模拟技术飞速发展，采用这些技术对雷达系统

和环境进行模拟，可以有效的克服外场试飞的一些不足，因

此雷达模拟方式以其经济、灵活和逼真等特点逐渐成为雷达

系统的设计、分析和性能测试过程中不可或缺的手段，广泛

用于对雷达某分系统的调试、性能评价，在雷达前端不具备

的条件下对系统后级进行分析调试以及对雷达整机性能和指

标的检验等方面。目前国内外对于雷达回波的研究主要是基

于三种方法: 1、假设目标为点目标，通过雷达发射信号的时

延和衰减来模拟回波; 2、用散射中心来代替目标的散射特性

模拟回波; 3、利用目标的真实散射特性来仿真回波。由于国内

大部分科研单位缺乏目标的真实准确的散射特性信息，因此

主要采用的是前两种仿真方法，不能准确地模拟目标的雷达

回波。

美国在雷达设计、隐身与反隐身设计、目标识别领域领

先地位离不开对复杂军用目标电磁散射特性这一基础性关键

研究。而目前，美国和欧洲大型复杂军用目标仿真软件对我

国禁运 (XPATCH等)，已有的商业软件不能完成对电大尺寸

军用复杂目标的计算。准确可靠的散射特性信息数据的严重

缺乏使得我们在雷达目标回波研究和系统仿真领域相对滞后，

并制约了雷达等传感器领域新理论、新方法、新体制的提出

和验证。因此，开发自主知识产权的高性能军用复杂目标的

电磁特性仿真软件和建立统一标准的军用复杂目标与环境电

磁散射标准模型库，对雷达系统仿真和设计显得尤为迫切和

重要。

二、二、二、二、二、军用复杂目标电磁散射特性的精确仿真

如前所述，快速的数值精确MLFMA方法可以使一个矩

阵与向量相乘的复杂度由N 2减少到C N log N，使得采用数

值精确方法求解复杂军用目标电磁散射特性成为可能。但由

于计算电大尺寸军用复杂目标所涉及的未知数数目非常庞大，

因此精确、快速的求解其散射特性仍然是一个具有挑战性的

问题。例如，从目前已公布的数据，采用并行算法的MLFMA

在大型计算机上已经能够处理 2000 万个未知数的大规模问

题。但是如果问题变得更大，面对很多实际散射问题的巨大

复杂度，传统的MLFMA方法仍然不能求解。近几年我们进一

步完善了多层快速多极子方法: 一、将快速远场近似 (FAFFA)

与MLFMA结合起来，提出了FAFFA-MLFMA混合算法[5]。该

算法解决了传统 MLFMA 方法面对电大尺寸目标时由于谐波

波矢 (即多极子) 的数目通常在几万个以上，计算复杂度 C N

log N 中的常数 C 巨大的问题，使常数 C 减小一半以上，提

高了运算效率。二、提出了将射线传播理论 (RPFMA) 与

MLFMA和 FAFFA相结合的快速算法[6]。由于在单位球上的

所有波矢方向中，这个射线方向附近波矢的贡献占全部的

99%以上，我们在MLFMA-RPFMA-FAFFA混合算法中，将

源点组分为近区组、中间区组和远区组。其中，MLFMA计算

近区组对场点组的贡献; RPFMA计算中间区组对场点组的贡

速度快，从而极大地节省了计算机资源。特别值得一提的是，

上世纪八十年代后期由 S.W.Lee 等所提出的弹跳射线法

(Shooting and bouncing ray, SBR) 集成了物理光学、几何光

学、几何绕射理论和物理绕射理论的优点，达到了高频近似

方法的顶峰。

192


3、、、、、军用复杂目标电磁散射特性的高频仿真

在高频近似方法分析技术中，涉及很多的电磁计算方法

和计算机图形学CAD建模方法，例如几何光学法、几何绕射

理论、一致性几何绕射理论、物理光学法、物理绕射理论、弹

跳射线 (SBR) 方法等，我们近年对我们对以上方法进行有机

结合: 一、由于高频近似方法的精度强烈依赖于好的几何CAD

模型，使得应用计算机图形学、计算机辅助设计技术对复杂

军用目标和复杂环境进行精确的几何建模已经成为高频近似

方法的关键技术。二、电大尺寸目标的散射计算采用物理光

学方法和物理绕射方法。具体说来，对于反射区单元 (曲面或

平面) 采用修正的物理光学方法等效其上的感应电流，计算其

散射。在绕射区采用几何绕射方法得到绕射系数，然后等效

为电流分布，计算其散射。在计算中利用射线追踪计算多次

绕射、反射以及目标各个部件之间遮挡的影响。三、采用SBR

技术，计算部件间多次反射。从入射波向目标发射一系列平

行的射线。对每一个射线在目标上 (或目标内) 的反射和折射

进行跟踪，直到射线离开目标为止。在反射点或折射点处的

场由几何光学确定。在射线离开目标时的最后一个反射点，

应用物理光学积分计算远区散射场。将所有射线对远区散射

场的贡献迭加，获得总的远区散射场或雷达散射截面。四、采

用类似XPATCH的Z-buffer技术的硬件和软件来进行射线追

踪。由于采用射线追踪方法最耗时间的是几何体的阴影和遮

挡的检查。高精度的计算需要考虑多次反射的情况，这涉及

到射线与模型表面的大量求交，计算量极大。因此，减少射

线与模型表面求交的计算量将是提高整个系统计算效率的一

个主要途径。五、采用物理光学法结合等效电流法 (ECM) 和

增量长度绕射系数法 (ILDC) 计算了爬行波和边缘绕射效应对

场的贡献，进一步改善了计算精度。

基于以上研究工作，“十五、十一五”期间在总装目标与

环境特性办公室的资助下，我们与合作伙伴浙江大学

CAD&CG 国家重点实验室共同开发了类XPATCH的电磁建

模高频仿真软件: 高频电磁散射国家代码 NESC(National

Electromagnetic Scattering Code)，目前已经完成了该软件

的 1.0 版本。

为了和前面所述的美国著名军用软件 FISC 的计算精度

相比，我们对VFY218战斗机模型进行了计算，图 2 (a) 显示

的是一个VFY218战斗机在频率为100 MHz时的单站雷达散

射截面图。计算单站RCS时共扫描了181个角度，从0度到

180度，扫描间隔为 1度。从图 2 (a) 可以看出，FASTEM的

计算结果与文献中FISC的计算结果和实测结果相比，都吻合

很好。(注: 本图的红线部分为 FASTEM 计算结果，黑线部

分由文献给出结果，)。

我们还利用FASTEM对超大电尺寸电磁散射问题进行了

计算，考虑VFY218飞机在 5 GHz的平面波照射下的电磁散

射特性。计算整个飞机共涉及9809547个未知数，将近一千

万。我们使用 10 层快速多极子方法，FASTEM 所计算的

VFY218飞机表面的感应电流分布如图 2 (b) 所示，机翼和尾

翼部分显示出较强的电流分布。

图 1. 锥体目标在 10 GHz平面波照射下表面感应电流分布和双站RCS

基于矩量法、两层快速多极子方法、多层快速多极子算

法、FAFFA-MLFMA混合算法、MLFMA-RPFMA-FAFFA混

合算法、以及FMM-MRM算法，我们研制了具有自主知识产

权的精确电磁建模软件: 快速准确电磁场全波分析仿真工具

FASTEM (Fast and Accurate Simulation Tools for

Electromagnetics)。FASTEM提供了实际尺寸复杂军用目标

的精确、快速电磁仿真。不但可以计算目标的雷达散射界面，

还可以精确计算目标上的表面电流分布。

我们利用FASTEM计算一个锥体目标在10 GHz的电磁

散射问题。当入射平面波方向沿着锥体目标的头方向入射时

(VV极化)，锥体目标表面上的感应电流分布如图 1所示。相

应地，锥体目标的双站雷达散射截面下图所示。其中，82度

方向为背向散射截面，278 度方向为前向散射截面。此问题

的未知数约为40余万，在目前常用的2 GHz CPU和1 GB内

存的 Pentium(R) 4 个人机进行计算，仅需 1.5 小时。

(a) 100 MHz 时的单站雷达散射截面

图 2. VF218飞机 100 MHz时的单站雷达散射截面和 5 GHz时的表面电流分布

(b) 5 GHz 时的表面电流分布

献; 而远区组对场点组的贡献则由FAFFA计算。该方法既进

一步改善精度，又极大地提高了计算效率。三、提出了降低

所要求解问题未知数数目的一个新的多区域模型 (MRM) [8]，

精确数值方法中融入了近似解析方法，从而显著减少了未知

数数目。同时将 MLFMA 方法与多区域模型结合起来，提出

了FMM-MRM算法，在更大规模问题上比传统MLFMA方法

具有更强的解决能力。

193


我们使用NESC计算了在3 GHz平面波照射下一个类似

于导弹的笔形柱体，俯仰角为 90 度的单站 RCS，和美国

XPATCH的计算结果几乎一致吻合。图3分别显示了NESC

的计算结果和 XPATCH 的文献计算结果。

NESC还提供了电磁场常用的三维显示模块、散射方向

图的显示模块和目标的 ISAR一、二维成像，如图5所示，为

后期信号处理工作带来了方便。

在处理电大尺寸军用复杂目标的电磁散射特性问题时，

NESC的计算效率远远超过目前加拿大另一款高频软件RadBase

软件。在图 4中，在频率为3 GHz，入射俯仰角为 90度的平

面波照射下，水平角为0 ~ 360度，目标未知数数目为10590，

单站RCS计算。NESC的计算时间仅为93.5秒，而RadBase

软件所花时间为 5760 秒。

(a) 单站RCS, HH 极化

(b) 单站RCS , HH极化

图 3. 笔形柱体的NESC 和 XPATCH、、、、、FISC计算结果比较

图 4. NESC和 RadBase 单站 RCS计算结果

图 5. NESC的功能模块

目标三维: CAD模型

雷达发射信号(时域)

宽带信号频域信号

各姿态角目标的频域响应

回波信号(频域)

目标射频回波

混频

低频滤波

目标中频回波

FFT

相乘

图 6. 回波仿真过程

四、基于 ADS 的雷达回波模型库

利用上述东南大学毫米波国家重点实验室和浙江大学

CAD&CG 国家重点实验室联合开发了两款软件: FASTEM (全

波电磁仿真工具) 和NESC (高频电磁散射国家代码软件) 我们

建立了复杂军用和环境目标散射特性库。在此基础上，我们

和Agilent中国EEsoft联合开发基于ADS的雷达回波模型库

— ADS-RTBS。ADS-RTBS以元件的形式嵌入到ADS软件

中，与ADS软件自带的信号处理元件有很好的兼容性，支持

ADS信号处理元件搭建的雷达信号输入，元件产生的雷达回

波信号可以通过 ADS信号处理元件进行混频、滤波等处理，

并且支持与安捷伦的测试仪器互连。

ADS-RTBS 是雷达半实物仿真系统的重要组成部分。

ADS-RTBS结合安捷伦配套的软硬件测试系统，可以实现目

标电磁散射特性与雷达回波信号的实时再现。以此为基础，

可以针对特定类别的军用复杂目标，为雷达仿真系统的设计

提供理论依据，减少设计周期和费用。这套复杂军事目标散

射特性库能提供完整的、可查询调用的目标散射特性数据，

包括 1) 目标的 RCS，2) 一维距离像数据库; 3) 二维SAR 像

数据库; 4) 雷达回波算法库; 可利用上述功能以及数据库实时

再现库内目标在各种体制下的雷达回波。

ADS-RTBS主要包括目标模型，杂波模型，噪声模型和

干扰模型。不同体制的雷达，建模方法有所区别。雷达回波

仿真的基本流程为通过电磁计算软件仿真目标的目标特性，

再将雷达发射信号与目标特性信号卷积，就得到初始的雷达

回波信号。下面给出了ADS-RTBS目标回波模型的建立方法

和过程。雷达回波仿真的流程图如图 6 所示

194


根据以上方法，在ADS上实现了凝视状态下的回波。ADS-RTBS做成component的形式，通过设置元件的参数仿真雷

达回波。元件的参数设置如表 1 所示

表 1. ADS-RTBS元件的参数设置

参数名参数描述默认值单位类型范围

target_type 军事目标类型: P51, F117, F16 F117 enum

initial_range 在雷达坐标系中, 目标到雷达的初始距离 200000.0 meter real (100000, 250000)

initial_height 目标的初始高度(忽略地球本身曲率, 假设地面为水平面) 19000.0 meter real (100000, 20000)

initial_azimuth 在雷达坐标系中, 目标的初始方位角 0.0 deg real [0, 360]

initial_rotation_phi 目标坐标系相对于雷达坐标系在 ϕ方向旋转角度 0.0 deg real [0, 360]

initial_rotation_theta 目标坐标系相对于雷达坐标系在 θ方向旋转角度 0.0 deg real [0, 360]

initial_rotation_ganma 目标坐标系相对于雷达坐标系在 γ方向旋转角度 0.0 deg real [0, 360]

velocity 目标的飞行速度 500.0 m/s real [0, 2000]

motion_trajectory 目标的运动轨迹 : Line, Cycle Line enum

cyc_motion_radius 目标做圆周运动的半径(只有目标的运动轨迹为圆周时, 100000.0 meter real (0.0, inf)

该参数才有效)

signal_type 雷达发射信号类型: LFM, pulse, LFMFSS LFM enum

time_step 雷达信号的时间采样间隔 1.0e-9 sec real [0.25/bandwidth,

1.0/bandwidth]

pulse_delay 雷达发射信号的时延(当雷达发射信号为 LFMFSS 时, 0.2e-6 sec real [0, inf)

该参数无效)

pulse_duration 单个脉冲的持续时间长度 0.2e-6 sec real (0, inf)

pulse_periode 脉冲重复周期 1.0e-6 sec real (pulse_duration, inf)

frequency_carrier 雷达发射信号的载波频率。当发射信号为 LFMFSS 时, 100.0e6 Hz real [0, inf )

该参数表示 LFMFSS 信号的初始载波频率

bandwidth LFM 信号的带宽(只有当雷达发射信号为 LFM 时, 该参数才有效) 500.0e6 Hz real (0, inf )

bandwidth_total LFMFSS 信号的总的带宽(只有当雷达发射信号为 LFMFSS时, 1.0e9 Hz real (0, inf)

该参数才有效)

fre_step_num LFMFSS 信号的频率步进数(只有当雷达发射信号为 LFMFSS时, 1 int [0, 100]

该参数才有效)

PRP_per_frequency LFMFSS 信号不同频率间脉冲的重复周期(只有当雷达发射信号为 1e-6 sec real (0, inf )

LFMFSS 时, 该参数才有效)

polarization 发射和接收天线的极化方式: vv, vh, vh, hh。 vv enum

antenna_gain 发射和接收天线的增益, 对于单站雷达, 二者相同 30.0 dB real [0, inf)

输入端口号端口名称端口描述端口信号类型

1 radarSignal 输入雷达发射信号 timed

输出端口号端口名称端口描述端口信号类型

2 echoSignal 输出雷达回波信号 timed

3 Range 输入目标到雷达距离随时间的变化曲线 float

4 Height 输入目标高度随时间的变化曲线 float

5 Azimuth 输出雷达坐标系中目标的方位角随时间的变化曲线 float

195


设定P51飞机在线性调频信号 (LFM) 雷达发射信号激励

下，并给出了目标的运动速度和轨迹，将目标以及目标所属

的环境看成一个系统，LFM发射信号是该系统的激励，通过

NESC计算出的，目标与环境的复数RCS (远场) 是该系统的

冲激响应，那么在雷达发射信号激励下的响应就是雷达回波，

图 10 所示为发射信号 (LFM) 调制前后信号及频谱。

下面我们在ADS中利用ADS-RTBS雷达回波仿真元件

结合ADS已有元件给出了一个典型的P51飞机雷达回波仿真

实例并给出了结果。图8左边所示为ADS-RTBS雷达回波仿

真元件，其参数设置同时在面板上列出，目标的频率响应特

性是通过电磁仿真软件NESC计算的，图 8右边所示为利用

NESC仿真P51飞机的RCS和一维距离像结果。图9所示为

ADS 系统仿真框图。

图 8. ADS-RTBS元件的示意图及 P51飞机

图 9. 系统仿真框图

图 10-1. LFM基带发射信号及频谱

图 10-2. 射频雷达发射信号和频谱

196


图 11 给出了雷达发射信号与目标作用后的雷达回波射

频信号和调制后的基带回波信号及其频谱。

图 11-1. 射频雷达回波信号及频谱

图 11-2. 基带雷达回波信号及频谱

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A1gorithm Performance Sensitivity to MSTAR

Extended Operating Conditions. Proc. SPIE, vol . 3370

安捷伦第 12 届 EEsof 软件用户论文集

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Agilent Technologies, Inc. 2008

2008 年 9 月印于北京

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