Versàti l Simètric per u na Apl icació Footovoltaicadeeea.urv.cat/public/PROPOSTES/pub/pdf/2210pub.pdf · nostra bateria, la qual cosa implica que hem de saber com carregar la

Conv

Gra

ertidor

Dirig

au en Engi

Albert

VersàtiFo

TREBAL

it pel Prof

inyeria Ele

T

Teixidó A

l Simètrotovolta

LL DE FÍ D

f. Roberto

ectrònica

Tarragona

2014

Ardèvol

ric per uica

DE GRAU

o Giral Cas

Industrial

a

una Apl

stillón

l i Automà

icació

àtica

1

Agraïments

A en Roberto Giral, com a

guia del projecte i mentor.

Als companys del laboratori

GAEI, per que sempre han

estat a la vora per donar-me

un cop de mà, en especial a

en Harrynson Ramírez i a en

Javier Varea.

Als meus pares, per recolzar-

me en tot el que faig.

2

Departament d‟Enginyeria Electrònica Elèctrica i Automàtica

CONVERTIDOR VERSÀTIL SIMÈTRIC PER UNA APLICACIÓ FOTOVOLTAICA

0. Índex

TITULACIÓ: Grau d‟Enginyeria Electrònica Industrial i Automàtica

AUTOR: Albert Teixidó Ardèvol

DIRECTOR: Roberto Giral Castillón

3

0. Índex .................................................................................................................................. 2

1. Memòria Descriptiva ......................................................................................................... 7

1.1 Introducció ................................................................................................................... 8

1.2 Objectius ...................................................................................................................... 9

1.3 Bateries ...................................................................................................................... 10

1.4 Panell solar ................................................................................................................. 12

1.4.1 Els díodes de bypass ........................................................................................... 13

1.4.2 MPPT .................................................................................................................. 16

1.5 Fonts de proves .......................................................................................................... 17

1.6 Fonaments teòrics dels convertidors commutats DC-DC .......................................... 20

1.6.1 Components dels convertidors: .......................................................................... 20

1.6.1.1 Interruptors de potència: .............................................................................. 20

1.6.1.2 Elements emmagatzemadors d‟energia ....................................................... 22

1.6.2 El convertidor Buck ............................................................................................ 23

1.6.3 El convertidor Boost ........................................................................................... 25

1.6.4 El convertidor Buck-Boost ................................................................................. 27

1.6.5 El convertidor Buck-Boost unidireccional no inversor ...................................... 29

1.6.5.1 Funcionament com a Buck: ......................................................................... 29

1.6.5.1 Funcionament com a Boost: ........................................................................ 31

1.6.6 El convertidor Buck-Boost bidireccional no inversor ........................................ 33

1.7 Fonaments teòrics del control dels convertidors commutats DC-DC ........................ 35

1.7.1 Amplificador operacional proporcional o inversor ............................................ 35

1.7.2 Amplificador operacional no inversor ................................................................ 36

1.7.3 Amplificador operacional restador ..................................................................... 36

1.7.4 Amplificador operacional sumador-restador ...................................................... 37

1.7.5 Amplificador operacional diferencial ................................................................. 37

1.7.6 Amplificador operacional integral ...................................................................... 38

2. Disseny del convertidor ................................................................................................... 39

2.1 Introducció ................................................................................................................. 40

2.2 Potència ...................................................................................................................... 41

2.2.1 Els MOSFETs ..................................................................................................... 41

2.2.1.1 Les resistències de porta .............................................................................. 42

2.2.2 El Driver ............................................................................................................. 46

4

2.2.2.1 Ajust del temps mort ................................................................................... 47

2.2.2.2 El Bootstrap ................................................................................................. 51

2.2.3 La protecció de sobre-tensió ............................................................................... 56

2.2.4 L‟alimentació ...................................................................................................... 58

2.2.5 Sensors de corrent ............................................................................................... 59

2.2.6 Sensor de corrent del condensador ..................................................................... 61

2.3 Control ....................................................................................................................... 65

2.3.1 Control per histèresi ........................................................................................... 65

2.3.1.1 La massa virtual ........................................................................................... 66

2.3.1.2 El generador de l‟error ................................................................................. 66

2.3.1.3 El Sumador-Restador ................................................................................... 67

2.3.1.4 L‟ajust del guany ......................................................................................... 68

2.3.1.5 Generació del senyal .................................................................................... 69

2.3.1.6 Inversió del senyal u2 .......................................................................... 70

2.3.2 Control basat en modulació d‟amplada de polsos PWM .................................... 71

2.3.2.1 L‟anti windup .............................................................................................. 72

2.3.2.2 Circuit d‟ajustament del solapament ........................................................... 73

2.3.2.3 Generació dels senyals u1 i u2 .................................................................... 76

2.4 Estratègies que s‟han seguit per fer el Layout ........................................................... 78

3. Simulacions en PSIM ...................................................................................................... 83

3.1 Introducció ................................................................................................................. 84

3.2 Funcionament del convertidor en mode de funcionament Buck en llaç obert ........... 85

3.3 Funcionament del convertidor en mode de funcionament Boost en llaç obert .......... 86

3.4 Funcionament del convertidor en mode de funcionament Buck amb el control PWM

......................................................................................................................................... 87

3.5 Funcionament del convertidor en mode de funcionament Boost amb el control PWM

......................................................................................................................................... 89

3.6 Funcionament del convertidor en mode de funcionament Buck amb el control per

histèresi ............................................................................................................................ 91

3.7 Funcionament del convertidor en mode de funcionament Boost amb el control per

histèresi ............................................................................................................................ 93

3.8 Funcionament del convertidor amb control PWM seguint una referència variable .. 95

3.9 Arrencada del convertidor amb el control PWM ....................................................... 97

4. Proves experimentals ....................................................................................................... 99

5

4.1 Introducció ............................................................................................................... 100

4.2 Prova del sensor de corrent del condensador ........................................................... 101

4.3 Prova del control PWM en mode Buck ................................................................... 103

4.4 Prova del control PWM en mode Boost .................................................................. 104

4.5 Prova del control PWM en mode Buck amb pertorbacions a l‟entrada ................... 105

4.6 Prova del control PWM en mode Boost amb pertorbacions a l‟entrada .................. 107

4.7 Prova del control PWM en mode Buck-Boost ......................................................... 108

4.8 Prova del funcionament bidireccional del convertidor i del control PWM ............. 109

4.9 Prova de l‟anti windup del control PWM ................................................................ 111

4.10 Rendiment del convertidor amb el control PWM. ................................................. 113

5. Plànols elèctrics ............................................................................................................. 116

5.1 Esquemes circuitals .................................................................................................. 117

5.1.1 Convertidor ....................................................................................................... 117

5.1.2 Alimentacions ................................................................................................... 118

5.1.3 Sensor de corrent del condensador ................................................................... 119

5.1.4 Protecció de sobre-tensió .................................................................................. 120

5.1.5 Driver ............................................................................................................... 121

5.1.6 Sensor de corrent .............................................................................................. 122

5.1.7 Control PWM ................................................................................................... 123

5.1.8 Control per histèresi ......................................................................................... 124

5.2 Layouts ..................................................................................................................... 125

5.2.1 Convertidor, Alimentació, protecció i sensors de corrent ................................ 125

5.2.2 Driver ............................................................................................................... 126

5.2.3 Sensor de corrent del condensador ................................................................... 127

5.2.4 Sensor de corrent .............................................................................................. 128

5.2.5 Control PWM ................................................................................................... 129

5.2.6 Control per histèresi ......................................................................................... 130

6. Pressupostos .................................................................................................................. 131

6.1 Introducció ............................................................................................................... 132

6.2 Amidaments ............................................................................................................. 133

6.3 Preus unitaris ............................................................................................................ 136

6.4 Aplicació dels preus ................................................................................................. 139

6.5 Resum del pressupost ............................................................................................... 142

6

7. Annex ............................................................................................................................ 143

7.1 Disseny dels inductors acoblats ............................................................................... 144

8. Referències .................................................................................................................... 145

7



1. Memòria Descriptiva




8

1.1 Introducció

A la majoria d‟aplicacions fotovoltaiques aïllades, es requereix d‟una bateria per

emmagatzemar l‟energia generada pel panell solar fotovoltaic, com a conseqüència, ens

veiem obligats a utilitzar un convertidor DC-DC (contínua-contínua) si volem fer treballar

el panell solar i la bateria al seu respectiu punt de treball òptim, ja que els panells solars

treballen a una tensió i les bateries a un altre; la idea és fer treballar el panell solar al punt

de màxima potència segons la radiació solar que rep, per això s‟utilitza un sistema de cerca

del punt de màxima potència (MPPT).

La majoria de convertidors amb finalitats fotovoltaiques són elevadors simples, de manera

que a la sortida tenim una pila de bateries que, sempre supera la tensió de la placa solar

fotovoltaica; aquesta solució és la més senzilla, però també pot crear problemes degut a

que es poden necessitar cicles de treball extrems en cas de que la tensió de la placa solar

molt baixa.

Per aquest motiu i perquè el convertidor bidireccional presenta un corrent de sortida

continu, s‟ha optat per utilitzar el convertidor bidireccional [5] en aquest context; la idea és

connectar a la entrada una placa solar fotovoltaica BP585 de 85 W amb tensió de treball

òptima de 18 V i un corrent de treball òptim de 4,72 A, i connectar a la sortida una bateria

del tipus ferro-liti de quatre cèl·lules amb un marge de variació de la tensió d‟entre 10 V i

14, 6 V, amb tensió nominal de 12,8 V; com veiem, en règim nominal el convertidor

actuarà com a Buck, però a la mínima que tinguem algun tipus de ombrejat, el convertidor

haurà de funcionar com a Boost.

Figura 1. Esquema de funcionament

A més a més, s‟ha pensat d‟aprofitar el fet que el convertidor sigui bidireccional, de

manera que, connectant uns LEDs a la entrada, aquests s‟encenguin durant la nit quan les

bateries estan carregades i el panell fotovoltaic no funciona.

Primerament farem una descripció dels components que tenim pensat utilitzar així com

també del funcionament del convertidor i dels controls, després demostrarem, mitjançant

simulacions, el funcionament del nostre convertidor; finalment conclourem el projecte

demostrant-ho amb resultats experimental.

Durant el dia

Durant la nit

9

1.2 Objectius

Aquest projecte pretén seguir els passos fets al projecte de final de carrera de l‟Andrés

Roca [1], per realitzar aquest projecte, ens hem basat en l‟article [2], però aplicant

lleugeres modificacions al control.

L‟objectiu principal d‟aquest projecte roman en construir una de les variants del

convertidor Buck-Boost bidireccional simètric així com també aconseguir tancar el llaç

amb el control; a més a més intentarem, a partir d‟un Layout polit [4], aconseguir un bon

rendiment i el menor soroll possible.

El present projecte tracta d‟ajudar a en Francisco Méndez, un estudiant de doctorat que

pretén utilitzar aquest convertidor per la seva tesis.

Val a dir que l‟objectiu d‟aquest projecte és purament pràctic, i en cap moment pretenem

demostrar l‟ús dels components que utilitzem, la elecció dels components passius que hem

utilitzat, s‟ha fet d‟acord amb els procediments descrits a [6] i no és objectiu del projecte.

La selecció dels components està feta pel Francisco Méndez i serà descrita a la seva tesis

doctoral.

10

1.3 Bateries

Com a càrrega, es pretén utilitzar un acumulador de fosfat de ferro-liti (LiFePO4 o LFP) de

quatre cel·les amb un marge de variació de la tensió aproximat entre 10 V (2,5 V/cèl·lula) i

16,8 V (4,2 V/cèl·lula); amb una tensió nominal de 12,8 V (3,2 V/cèl·lula).

Aquest tipus de bateries són substancialment més cares que les típiques de plom-àcid

(PbAcid) però a canvi obtindrem una major vida útil, una fiabilitat superior i una excel·lent

eficiència.

Figura 2. Bateria comercial LiFePO4 de 12,8 V 90Ah de Victron energy

[7]

Aquest tipus de bateries estan especialment dissenyades per aplicacions no connectades a

la xarxa, solars o eòliques on l‟eficiència, com bé sabem, pot ser de vital importància.

L‟eficiència energètica d‟un cicle complet (descàrrega de 100% a 0% i tornar a carregar al

100%) d‟una bateria de plom-àcid convencional és del 80%, en canvi l‟eficiència en les

mateixes condicions d‟una bateria LFP és del 92%.

La càrrega de les bateries LFP és més senzilla que la de les bateries de plom-àcid, en les

bateries LFP la tensió de càrrega pot variar entre 14 V i 16 V sense precisar estar

completament carregades, per tant, podem connectar varies bateries LFP en paral·lel sense

produir cap tipus de desperfecte si algunes bateries estan mes carregades que d‟altres.

El rang de tensions per cel·la és d‟entre 2,5 V/cèl·lula i 4,2 V/cèl·lula; si descarreguem la

cèl·lula per sota de 2,5 V malmetríem la cèl·lula irreversiblement ja que la

curtcircuitaríem, d‟altra banda, l‟altre extrem encara és pitjor, ja que, si sobrecarreguem la

cel·la hi ha un risc provable de combustió.

11

En certa manera, el nostre convertidor actua com un carregador de bateries, ja que

acondicionem l‟energia provinent del panell solar a una tensió i corrent adients per la

nostra bateria, la qual cosa implica que hem de saber com carregar la bateria.

Una bateria connectada a la sortida del nostre convertidor actua com una font de tensió que

pot absorbir o entregar energia, a mesura que la bateria es carrega, la tensió que hi ha en

borns de la bateria creix, en cas de descàrrega, la tensió en borns cau.

En el nostre cas, el problema roman en saber quan hem de parar de carregar la bateria,

quan una bateria es troba completament carregada, el corrent al que carreguem la bateria

ha de ser dissipat d‟alguna manera, aquesta manera és en forma de calor i en forma de

gasos.

Existeixen diferents mètodes per determinar quan hem acabat de carregar una bateria:

1. Temperatura: Quan una bateria ha arribat al límit de càrrega aquesta comença a

escalfar-se.

2. Pressió: La generació de gasos dins la pròpia bateria provoca un augment de la

pressió dins d‟aquesta.

3. Tensió: Quan tinguem una tensió determinada en borns de la bateria.

En el nostre cas, i, tenint en compte que tindrem un microcontrolador per dur a terme la

cerca del punt de màxima potència (MPPT), podem utilitzar una de les entrades

analògiques del microcontrolador per tal de sensar la tensió en borns de la bateria i aturar

el convertidor quan decidim que la bateria està carregada; a més a més podríem utilitzar el

propi microcontrolador per gestionar la bateria de manera que podríem allargar-ne la vida

útil d‟aquesta limitant-ne la càrrega per sobre del 80% de la capacitat i/o limitant-ne també

la descàrrega.

12

1.4 Panell solar

El panell solar fotovoltaic que s‟ha pres com a referència per aquest projecte, ha estat el

PV BP585 [8], tot i que podríem utilitzar qualsevol panell solar la tensió del qual no

superes els 48 V (Voc) (Tensió de circuit obert del panell solar) ni els 8 A (Isc) (Intensitat

de curt-circuit del panel solar). Aquest mòdul està compost per dos grups de 18 cèl·lules

fotovoltaiques de silici monocristal·lí, fabricades a través de la tecnologia SATURNO

(tecnologia de contactes enterrats per làser). Cadascuna de les cèl·lules esta connectada en

sèrie, són pseudo quadrades i mesuren 125 mm. de costat.

Les principals característiques del mòdul BP585 són les següents:

Característiques elèctriques BP585 Potència màxima nominal (Pmàx) 85 W

Tensió a Pmàx (Vmp) 18 V

Corrent a Pmàx (Imp) 4,72 A

Corrent de curtcircuit (Isc) 5 A

Tensió de circuit obert (Voc) 22,1 V

Màxima desviació de potència ± 5%

Màxima tensió del sistema 600 V

Desviació per Tª (W) -(0,5±0,05) %/ºC

Taula 1. Característiques elèctriques del mòdul BP585 [8]

El comportament elèctric de cada mòdul ve donat en part per la corba I-V, la qual varia en

funció de les condicions ambientals (temperatura, radiació, ...). A la figura 3 es mostra la

corba característica del panell BP585 considerant diferents temperatures, com veiem, la

potència baixa quan el panell s‟escalfa.

Figura 3. Corbes I-V del panell BP585 per diferents temperatures [8]

13

1.4.1 Els díodes de bypass

En una placa solar fotovoltaica sense díodes de bypass, les cèl·lules que no estan

ombrejades obligaran a les que tenen una radiació solar baixa a polaritzar-se amb una

tensió negativa per tal de poder conduir el corrent de la secció i, per tant, dissipar potències

que poden ser superiors a la que poden suportar; això provoca sobre escalfament de les

cèl·lules ombrejades, així com també, la caiguda de la tensió total del conjunt, per això

s‟opta per situar díodes de bypass.

Aquests díodes de bypass creen un camí alternatiu per que el corrent passi a través d‟ells

en comptes de passar a través de les cèl·lules ombrejades, aconseguint així reduir pèrdues

de tensió en el mòdul.

Figura 4. Panell solar amb 2 díodes de bypass

En el nostre cas en particular, el panell solar fotovoltaic duu connectats 2 díodes de bypass,

un cada 18 cèl·lules; la figura 4 representa el nostre panell solar amb els seus respectius

díodes de bypass.

En el cas de que tinguéssim la meitat del panell solar tapat, el díode de bypass conduiria en

lloc de les 18 cèl·lules, evitant així que el panell s‟escalfés innecessàriament.

Suposem, per exemple, que en el cas de la figura 4, tenim un ombrejat parcial a un dels 2

conjunts de cèl·lules, la corba I-V, per diferents ombrejats parcials seria aproximadament

la següent:

14

Figura 5. Corba I-V per un panell solar amb 2 díodes de bypass, per

diferents tipus d‟ombrejats parcials

Com veiem, el fet de tenir díodes de bypass i diferents ombrejats parcials ens modifica la

gràfica I-V del panell solar, posem per cas, que tenim un ombrejat parcial del 80% a una

meitat del panell solar i del 8% a l‟altra meitat (S1=0.92, S2=0.2S), si no tinguéssim díodes

de bypass només tindríem un punt de treball possible, el que està marcat en vermell a la

figura 5, però el fet de tindre díodes de bypass, ens produeix l‟aparició d‟un altre punt de

treball, el que està marcat en blau a la figura 5.

A continuació, la corba P-V que coincideix amb la corba I-V vista a la figura 5.

1

2

15

Figura 6. Corba P-V per un panell solar amb 2 díodes de bypass, per

diferents tipus d‟ombrejats parcials [3]

Com podem veure, el fet de tindre dos díodes de bypass ens proporciona dos punts de

treball diferents, i és cosa del MPPT decidir quin dels dos punts de treball és l‟adequat per

treballar [3]. En el cas exposat, veiem que el punt de treball 1, mostrat en blau és superior

al mostrat en vermell 2, per tant, amb aquest ombrejat, obtindríem un rendiment superior

amb l‟ús dels díodes de bypass.

En el nostre cas la tensió Vmp (Tensió de treball al punt de màxima potència) del panell

solar complet és de 18 V, però si un dels díodes de bypass actua, aquesta tensió és

aproximadament 9 V.

1

2

16

1.4.2 MPPT

Tot i que en aquest projecte no pretenem crear algoritmes de MPPT (Maxium Power Point

Tracking) (Buscar del punt de màxima potència), si que creiem que és necessari parlar-ne

per almenys tindre clar que és i saber que, la nostra tensió de referència és un paràmetre

analític i no empíric.

L‟objectiu principal d‟un sistema MPPT és buscar el punt de treball on el panell solar ens

entrega la màxima potència possible, normalment aquest punt de treball es busca amb la

tècnica P&O (Perturb & Observe) (pertorbar i observar), la idea és molt simple, es tracta

d‟anar fent petites variacions a la tensió de sortida del panell solar i observar si la potència

que se‟n extreu és superior o inferior, si la potència és superior es continuen fent variacions

en el mateix sentit, si per contra, la potència decau, es fan variacions en sentit invers.

Figura 7. Corba P-V genèrica d‟un panell solar fotovoltaic

Suposem per exemple el cas de la figura 7, on el punt blau representa el punt de màxima

potència del nostre panell per una radiació determinada i, de sobte, obtenim una radiació

solar superior i el nostre punt de màxima potència passa a ser el punt vermell; el nostre

sistema MPPT P&O aniria augmentant la tensió del panell solar poc a poc fins a arribar al

punt vermell, quedant-se oscil·lant a la vora d‟aquest punt de treball.

17

1.5 Fonts de proves

Per tal de fer les proves experimentals utilitzem 2 fonts programables capaces de treballar

en els 4 quadrants, són fonts que tant poden funcionar com a fonts de tensió o càrregues en

mode tensió, com en fonts de corrent o càrregues en mode corrent.

Figura 8. Operació en els 4 quadrants de les fonts KEPCO BOP [9]

Aquestes fonts tenen la particularitat de que són com generadors de funcions però de

potència, és a dir, són capaces de generar formes d‟ona, aquestes formes d‟ona, que, poden

ser bastant complexes, tant poden ser programades internament com inserides com a

referència externa, la limitació que tenen és que en mode tensió l‟ample de banda de banda

de la font és de 2 kHz i en mode corrent és de 1kHz.

Les fonts en qüestió tenen el nom comercial de KEPCO BOP 72-14MG [9], aquestes fonts

poden treballar amb tensions de fins a ±72 V i corrents de fins a ±14 A, poden entregar o

absorbir fins a 1kW de potència, tal i com veiem a la taula següent:

18

Taula 2. Característiques de les fonts KEPCO BOP de 1 kW [9]

A l‟hora de fer proves el que fem es connectar a l‟entrada del convertidor una d‟aquestes

fonts en mode corrent, per exemple a 5 A, que és aproximadament la Imp (Intensitat de

treball al punt de màxima potència) del panell solar que prenem com a referència; a la

sortida posem una altra d‟aquestes fonts com a font de tensió de 13 V, que correspon amb

la tensió nominal de la bateria; d‟aquesta manera aconseguim simular un panell solar i una

bateria connectats entre si mitjançant el nostre convertidor.

Un dels problemes que comporta que aquestes fonts siguin una espècie de generadors de

funcions de potència és que, com a tals, tenen fortes inductàncies de sortida/entrada (104

µH) (en cas de treballar com a font/càrrega de tensió) i fortes capacitats de sortida/entrada

(33 µF) (en cas de treballar com a font/càrrega de corrent).

El nostre convertidor té un condensador a l‟entrada de 44 µF i el fet de que hi posem (a

causa de la font) un altre condensador de 33 µF en paral·lel pot semblar que ens afecti a

l‟hora de sensar el arrissat del corrent del condensador d‟entrada, però no és així ja que el

que sensem és l‟arrissat i no el valor del corrent en sí.

En canvi, quan connectem una d‟aquestes fonts com a càrrega en mode tensió, la

inductància que presenta la font si que és significativa, de fet aquesta impedància

provocava oscil·lacions en el corrent i per això, vàrem optar per col·locar un filtre RC per

tal de compensar aquesta inductància.

19

Figura 9. Circuit en PSIM de la sortida del convertidor

Com veiem a l‟hora de fer les simulacions, hem tingut en compte la inductància de la font

(100 µH en sèrie amb 5 mΩ) i per compensar-ho hem connectat a la sortida un filtre RC de

200 mΩ i 5000 µF. Els 160 mΩ que apareixen al filtre formen part de la ESR del

condensador electrolític, el fet de que estigui dividit per 5 és perquè a la realitat tenim 5

condensadors de 1000 µF en sèrie amb 5 resistors de 1 Ω per tal de aconseguir el filtre

desitjat.

Figura 10. Imatge real del filtre RC de 200 mΩ i 5000 µF

20

1.6 Fonaments teòrics dels convertidors commutats DC-DC

Els convertidors commutats neixen de la necessitat de convertir el valor fix d‟una font DC

a un altre valor, variable o no, també en DC; el convertidor és el que s‟encarrega de fer

aquesta transformació de la tensió, una equivalència en AC seria el transformador que, de

la mateixa manera que un convertidor, pot ser elevador (Boost) o reductor (Buck).

El funcionament general d‟aquests convertidors consta en emmagatzemar o cedir energia,

segons l‟estat del convertidor, per fer això s‟utilitzen condensadors i bobines.

El factor més important d‟un convertidor n‟és el rendiment, l‟objectiu és obtenir la mateixa

potència a l‟entrada que a la sortida, tot i que això al món real, no és possible, ja que tots

els components tenen pèrdues, la majoria en forma de calor o d‟interferències

electromagnètiques (EMI).

(1)

1.6.1 Components dels convertidors:

El funcionament d‟un convertidor commutat es du a terme, bàsicament, amb la utilització

de dispositius emmagatzemadors d‟energia i d‟interruptors de potència.

1.6.1.1 Interruptors de potència:

1.6.1.1.1 El díode

En l‟electrònica, l‟interruptor més simple que existeix és el díode.

Figura 11. Imatge d‟un díode i el seu equivalent circuital [10]

Idealment el díode es comporta com un interruptor ideal, tenint un curtcircuit quan aquest

condueix (quan introduïm corrent per l‟Ànode) i tenint un circuit obert quan aquest no

condueix (quan introduïm corrent pel Càtode).

21

A la realitat els díodes presenten petites resistències quan condueixen i petits corrents de

fuga quan no condueixen.

Figura 12. Característica I-V d‟un díode [11]

En aplicacions d‟alta freqüència, com la nostra, un tret important dels díodes és el temps de

recuperació inversa, és a dir, el temps que tarda un díode a deixar de conduir, aquest temps,

per díodes normals, sol rondar valors de 1 µs, pot semblar poc, però si tenim un sistema

commutant a 100 kHz, 1 µs és un 10% del període.

El problema o avantatja dels díodes és que no es poden controlar.

1.6.1.1.2 El MOSFET

El MOSFET és el dispositiu més important quan es tracta de convertidors commutats, ja

que és el que s‟encarrega de gestionar l‟energia.

Figura 13. (a) MOSFET de canal N amb el seu díode intern (b)

Característica del MOSFET (c) Característica ideal del MSOFET [12]

22

El MOSFET és un interruptor que si que és controlable, aquest es controla mitjançant la

tensió de porta en relació a la tensió del sortidor (Vgs), quan la tensió de porta és

suficientment gran, el drenador i el sortidor quedaran en curtcircuit, permetent així el pas

del corrent, d‟altra banda, si la tensió de porta no és suficient aquest quedarà en circuit

obert.

Com en els díodes, els MOSFETs presenten una resistència paràsita quan estan conduint

(Rds ON) i petits corrents de fuga quan no condueixen.

Els MOSFETs presenten un díode intern entre drenador i sortidor, aquest díode és bastant

útil en algunes aplicacions, tot i que si el que volem és fer conduir el MOSFET, la

resistència de conducció del MOSFET és més petita que la resistència de conducció del

díode.

1.6.1.2 Elements emmagatzemadors d’energia

A un convertidor els elements que emmagatzemen energia són els condensadors i les

bobines, aquests components emmagatzemen o entreguen energia en funció de l‟estat del

sistema.

Els inductors emmagatzemen energia en forma de camp magnètic i l‟equació que

caracteritza el seu comportament és la següent:

(2)

Els condensadors emmagatzemen energia en forma de camp elèctric i l‟equació que

caracteritza el seu comportament és la següent:

(3)

23

1.6.2 El convertidor Buck

El convertidor Buck [36] (o reductor) redueix la tensió de sortida respecte la tensió

d‟entrada, tanmateix el corrent és inversament proporcional a la relació de les tensions.

El convertidor Buck simple és un convertidor de segon ordre ja que consta de dos elements

emmagatzemadors d‟energia.

Figura 14. Convertidor Buck [36]

L‟entrada del convertidor és Vs i la sortida Vo. L‟interruptor S provoca que tinguem dos

modes de conducció:

a) Mode de conducció M1: succeeix durant l‟interval 0<t<DT, en el que l‟interruptor

S està conduint i per tant el díode D queda polaritzat inversament.

Figura 15. Convertidor Buck en mode de conducció M1 [36]

b) Mode de conducció M2: succeeix durant l‟interval DT<t<T, en aquest temps

l‟interruptor S no condueix, i per tant, la força contra-electromotriu creada al

interrompre el corrent a la bobina, fa conduir el díode D.

24

Figura 16. Convertidor Buck en mode de conducció M2 [36]

Durant el mode de conducció M1 l‟interruptor està tancat, el corrent de la bobina i la tensió

del condensador van augmentant, a la vegada que s‟entrega energia a la càrrega.

Durant el mode de conducció M2 l‟interruptor està obert i la font d‟entrada no cedeix

energia al circuit, són el condensador i la bobina els que entreguen l‟energia a la càrrega.

La relació de tensions entre l‟entrada i la sortida és la següent:

(4)

On D [0, 1] és el cicle de treball de l‟interruptor.

Figura 17. Formes d‟ona del convertidor Buck. (a) Tensió de la bobina

(b) Corrent de la bobina (c) Corrent del condensador [12]

25

1.6.3 El convertidor Boost

El convertidor Boost [36] (o elevador) eleva la tensió de sortida respecte la tensió

d‟entrada, tanmateix el corrent és inversament proporcional a la relació de les tensions.

El convertidor Boost simple és un convertidor de segon ordre, igual que el convertidor

Buck.

Figura 18. Convertidor Boost [36]




S està conduint i per tant el díode D queda polaritzat inversament.

Figura 19. Convertidor Boost en mode de conducció M1 [36]




26

Figura 20. Convertidor Boost en mode de conducció M2 [36]

Durant el mode de conducció M1 l‟interruptor està tancat, el díode està polaritzat en

inversa i el corrent de la bobina va augmentant emmagatzemant energia, al mateix temps,

el condensador està cedint energia a la càrrega.

Durant el mode de conducció M2 l‟interruptor està obert, el díode està polaritzat en inversa

i la bobina cedeix energia tant al condensador com a la càrrega, així que el corrent va

disminuint i al mateix temps, va augmentant la del condensador ja que en aquest moment

és qui emmagatzema l‟energia.


(5)


Figura 21. Formes d‟ona del convertidor Boost. (a) Tensió de la bobina

(b) Corrent de la bobina (c) Corrent al díode (d) Corrent al

condensador [12]

27

1.6.4 El convertidor Buck-Boost

El convertidor Buck-Boost (o reductor-elevador) permet elevar o reduir la tensió de sortida

respecte de la tensió d‟entrada depenent del cicle de treball D que s‟apliqui al interruptor.

Si D > 0,5 la tensió de la sortida serà major que la d‟entrada, i si D < 0,5 la tensió de la

sortida serà menor que la d‟entrada. Per tant, aquest circuit combina les característiques

dels convertidors reductor i elevador. Tanmateix la inversió de la polaritat de la tensió de la

sortida pot ser un desavantatge per moltes aplicacions.

En aquest convertidor la font mai es connecta directament a la càrrega, l‟energia

s‟emmagatzema a la bobina quan l‟interruptor està tancat i s‟entrega a la càrrega quan està

obert. Per tant, el convertidor reductor-elevador també es denomina convertidor indirecte.

Al igual que en els anteriors, aquest convertidor també és de segon ordre.

Figura 22. Convertidor Buck-Boost




S està conduint i el díode D estarà tallat.

Figura 23. Convertidor Buck-Boost en mode de conducció M1




28

Figura 24. Convertidor Buck-Boost en mode de conducció M2


(6)


Figura 25. Formes d‟ona del convertidor Buck -Boost. (a) Corrent de la

bobina (b) Tensió de la bobina (c) Corrent al díode (d) Corrent al

condensador [12]

29

1.6.5 El convertidor Buck-Boost unidireccional no inversor

El convertidor Buck-Boost no inversor consisteix en un convertidor Boost en cascada amb

un convertidor Buck amb acoblament magnètic entre l‟entrada i la sortida. [5]

La idea fonamental d‟aquest convertidor és combinar un convertidor Buck amb un

convertidor Boost de manera que obtinguem dos convertidors completament controlables

per separat, tanmateix aquest fet implica que haguem de controlar dos MOSFETS en lloc

d‟un.

Aquest convertidor funciona com un Buck amb filtre d‟entrada o com un Boost amb filtre

de sortida.

Figura 26. Convertidor Buck-Boost no inversor

L‟avantatja d‟aquest convertidor vers el Buck-Boost simple d‟un sol interruptor és que

aquest pot treballar a la zona Buck-Boost, és no inversor i a més a més el control és

substancialment més simple.

Aquest convertidor, té la avantatja de que és de fase no mínima, inclús en el mode Boost,

on sol aparèixer un zero al semi pla dret, d‟aquesta manera el control es simplifica i ens

garanteix un ample de banda més que acceptable [6].

Com hem dit aquest convertidor té 2 modes de funcionament:

1.6.5.1 Funcionament com a Buck:

u1 -> es connecta a massa, senyal lògica de “0”, per tant el MOSFET actuarà com un

circuit obert.

u2 -> senyal quadrada amb Duty D d‟acord amb la reducció que vulguem entre l‟entrada i

la sortida, aquest Duty correspon amb la fórmula (4) mencionada anteriorment.

30

Figura 27. Convertidor Buck-Boost no inversor funcionant com a Buck

amb filtre d‟entrada

Durant Ton, és a dir quan el senyal u2 correspon a un “1” lògic:


amb filtre d‟entrada durant Ton

Com veiem a la figura 28, l‟interruptor està tancat i el corrent de la bobina i la tensió del

condensador van augmentant, a la vegada que s‟entrega energia a la càrrega.

31

Durant Toff, és a dir quan el senyal u2 correspon a un “0” lògic:


amb filtre d‟entrada durant Toff

Com veiem a la figura 29, l‟interruptor està obert i la font de l‟entrada no cedeix energia al

circuit i, són el condensador Co i la bobina L2 els que entreguen l‟energia a la càrrega.

1.6.5.1 Funcionament com a Boost:

u1 -> senyal quadrada amb Duty D d‟acord amb la reducció que vulguem entre l‟entrada i

la sortida, aquest Duty correspon amb la fórmula (5) mencionada anteriorment.

u2 -> es connecta a una senyal lògica de “1”, per tant el MOSFET actuarà com un curt-

circuit.

Figura 30. Convertidor Buck-Boost unidireccional funcionant com a

Boost amb filtre de sortida

32

Durant Ton, és a dir quan el senyal u1 correspon a un “1” lògic:


Boost amb filtre de sortida durant Ton

Com veiem a la figura 31, l‟interruptor està tancat, el díode està polaritzat en inversa i el

corrent de la bobina L1 va augmentant emmagatzemant energia, al mateix temps, el

condensador Co està cedint energia a la càrrega.

Durant Toff, és a dir quan el senyal u1 correspon a un “0” lògic:


Boost amb filtre de sortida durant Toff

33

Com veiem a la figura 32, l‟interruptor està obert, el díode està polaritzat en inversa i la

bobina L1 cedeix energia tant al condensador Co com a la càrrega, així que el corrent va

disminuint i al mateix temps, va augmentant la del condensador Co ja que en aquest

moment és qui emmagatzema l‟energia.

1.6.6 El convertidor Buck-Boost bidireccional no inversor

El convertidor Buck-Boost bidireccional neix de la idea de que si en el Buck-Boost

unidireccional mostrat anteriorment, canviem els díodes per transistors, degut a que els

MOSFETs tenen una resistència paràsita de conducció menor que els díodes, podem

millorar-ne el rendiment, ja que al ser el resistor paràsit menor, la dissipació d‟aquest

també ho serà. Un cop tenim 4 MOSFETs al nostre convertidor, és immediat pensar que

podem fer-lo bidireccional

Com hem vist fins ara, en el sentit normal del corrent (Va->Vb) per al mode Buck, si ens

fixem en les figures 28 i 29, el díode Dbuck condueix quan el MOSFET Mbuck no

condueix i viceversa, el mateix passa per al mode Boost.

Així doncs, si substituïm els díodes per MOSFETs, l‟únic que hem de fer és aplicar la

lògica negada del MOSFET que estem controlant, al MOSFET bessó del mateix semi pont.

Figura 33. Convertidor Buck-Boost bidireccional

Per tant, si el que volem és:

Buck en el sentit Va -> Vb el MOSFET a controlar és el MbuckH.

Boost en el sentit Va -> Vb el MOSFET a controlar és el MboostL.

Buck en el sentit Vb -> Va el MOSFET a controlar és el MboostH.

Boost en el sentit Vb -> Va el MOSFET a controlar és el MbuckL.

El MOSFET alt i baix del mateix semi pont sempre duen lògica negada.

34

El MOSFET baix del semipont contrari al que estem controlant (en cas que no estem en

zona Buck-Boost) sempre estarà en circuit obert, i per tant, l‟alt en curtcircuit.

Com veurem en l‟apartat Driver d‟aquest projecte, això implica la necessitat d‟un driver

que pugui controlar dos semi ponts de manera independent.

35

1.7 Fonaments teòrics del control dels convertidors commutats DC-DC

El nostre mecanisme de control per realimentació tracta de calcular la desviació (o error)

entre un valor de referència i el valor real sensat, pretenent aplicar una acció correctora que

ajusti el procés a controlar, en el nostre cas, el convertidor.

El control que aplicarem el fem a partir d‟amplificadors operacionals (A.O.), un A.O. és un

dispositiu bàsic de processament de senyal per dispositius electrònics, és un element no

lineal, tot i que a la majoria de casos nosaltres tractem el seu comportament com a lineal.

Per l‟anàlisi dels operacionals que mostrarem a continuació hem considerat A.O. ideals, i

per tant, amb impedància d‟entrada infinita i també considerarem que la realimentació és

negativa i que tenim curtcircuit virtual.

1.7.1 Amplificador operacional proporcional o inversor

Figura 34. A.O. inversor [13]

Tenint en ment que:

(7)

La funció de transferència serà:

(8)

Val a dir que el desfasament entre l‟entrada i la sortida és de 180º

36

1.7.2 Amplificador operacional no inversor

Figura 35. A.O. no inversor [13]

La funció de transferència serà:

(9)

Val a dir que en aquest cas, entrada i sortida estan en fase i que el guany sempre és diferent

de 1.

1.7.3 Amplificador operacional restador

Aquest A.O. realitza la diferència entre les dues senyals d‟entrada.

Figura 36. A.O. restador [13]

On la sortida serà:

(

) (

) (10)

37

1.7.4 Amplificador operacional sumador-restador

Aquest A.O. realitza la diferència/suma entre les diferents senyals d‟entrada.

Figura 37. A.O. sumador-restador [13]

On la sortida serà:

(

) (

) (

) (11)

1.7.5 Amplificador operacional diferencial

Figura 38. A.O. diferencial [13]

A la sortida d‟aquest A.O. s‟obté la derivada de l‟entrada multiplicada per una constant.

On la funció de transferència és:

(12)

38

Com veiem, aquest tipus de control agrega un zero al sistema i s‟utilitza per afegir una

correcció quan tenim variacions en l‟error, de manera que quan l‟error varia, aquest

s‟adapta per tal de corregir la desviació.

1.7.6 Amplificador operacional integral

Figura 39. A.O. integral [13]

A la sortida d‟aquest A.O. s‟obté la integral de l‟entrada multiplicada per una constant.

On la funció de transferència és:

(13)

Aquest tipus de control agrega un pol al sistema i s‟utilitza per corregir l‟error en estat

estacionari de la desviació.

39



2. Disseny del convertidor




40

2.1 Introducció

Els valors dels components escollits forma part de la tesi d‟en Francisco, a partir dels

paràmetres escollits a la seva tesis pretenem fer el disseny del Layout i el muntatge del

sistema, la nostra finalitat és passar de la teoria a la pràctica.

En aquest apartat descriurem els components que hem emprat per a la realització del

convertidor, així com també problemes que ens han sorgit sobre la marxa i com els hem

solucionat.

A més a més, pretenem fer un anàlisis del funcionament del control per tal de mostrar el

funcionament de cada etapa d‟aquest.

Finalment, ensenyarem algunes estratègies que hem seguit per fer el traçat de les pistes

(Layout) de les diferents plaques que componen el nostre convertidor.

41

2.2 Potència

En aquest apartat tractarem els components encarregats de gestionar la part de potència del

convertidor.

Figura 40. Esquemàtic de l‟etapa de potència

2.2.1 Els MOSFETs

Com a interruptor de potència hem utilitzat el MOSFET IRFP4110PbF [14] amb

encapsulat TO-247AC, aquest MOSFET ja ha estat utilitzat en anteriors projectes i destaca

per la seva robustesa i per la seva baixa resistència en conducció.

Figura 41. Figura circuital i imatge exemple del MOSFET

IRFP4110PbF [14]

Aquest MOSFET suporta tensions entre drenador i sortidor (Vds) de fins a 100 V i corrents

de fins a 120 A, la resistència de conducció varia en funció de la temperatura i del corrent

que circuli pel MOSFET, però segons el datasheet [14], té un valor típic de 3,7 mΩ, amb

un màxim de 4,5 mΩ.

42

Si comparem la resistència amb la del díode Schottky 40CPQ080GPbF [15] emprat pel

model unidireccional del convertidor, establint com a punt de treball 8A, que és la màxima

intensitat a la que farem treballar el convertidor.

Figura 42. Corba de pèrdues en funció de la temperatura del díode

Schottky 40CPQ080GPbF [15]

Veiem que tenim unes pèrdues de 4 W, però com que l‟encapsulat d‟aquest díode consta de

2 díodes interns i es van connectar els 2 díodes en paral·lel per tal de reduir les pèrdues,

tenim que en realitat teníem 2 díodes pels quals circulaven 4 A per cada díode, per tant

tenim en total 3 W (1,5 W + 1,5W) de pèrdues.

En canvi, en el MOSFET IRFP4110PbF:

(14)

Com veiem, les pèrdues en les mateixes condicions del MOSFET IRFP4110PbF són

menors que les del díode Schottky 40CPQ080GPbF.

Val a dir que aquests càlculs han estat fet per al millor dels casos, suposant corrent

contínua (DC), sabem que en funció del cicle de treball al que fem treballar el component,

tindrem més o menys pèrdues, generalment, quan més petit és el cicle de treball més

pèrdues s‟obtenen ja que en les commutacions és quan més pèrdues es tenen.

2.2.1.1 Les resistències de porta

A la majoria de notes d‟aplicació dels MOSFETs comercials, aconsellen l‟ús de

resistències en sèrie amb la porta (gate) del MOSFET per tal d‟esmorteir les oscil·lacions

entre la inductància paràsita del llaç de porta i la capacitat de porta que existeix en tots els

MOSFETs.

43

Vàrem decidir de fer unes petites proves par tal de que ens ajudessin a decidir quin resistor

de gate posar.

Les figures 43, 44 i 45 que es mostren a continuació, mostrem la transició entre Toff i Ton

del convertidor en mode Buck, on:

Canal 1 (blau): Mostra el senyal de gate del MOSFET baix del semipont Buck.

Canal 2 (cian): Mostra el senyal d‟entrada del oscil·loscopi, senyal quadrada amb un duty

del 50%.

Canal 3 (violeta): Mostra el senyal de gate del MOSFET alt del semipont Buck.

Canal 4 (verd): Mostra el senyal del node intermedi entre els dos MOSFETs.

Figura 43. Transició entre Ton i Toff del convertidor en mode Buck

sense resistor de gate

44


amb un resistor de gate de 5 Ω

Com veiem, el senyal dels MOSFETs és molt menys sorollosa quant més gran és la

resistència de gate, però com podem apreciar al canal 1 (senyal blau) la descàrrega de la

porta també és més lenta, així que vàrem decidir posar díodes súper ràpids en antiparal·lel

amb el resistor de gate per tal de millorar aquesta descàrrega.


amb un resistor de gate de 5 Ω i un díode súper ràpid en antiparal·lel

45

Després de fer vàries proves en diferents punts de treball i tenint en compte el rendiment

del convertidor, ja que, com més gran és la resistència de gate, millor és el senyal d‟aquest,

però degut al retràs que introduïm, pitjor és el rendiment; vàrem decidir posar resistències

de gate de 2,2 Ω i un díode súper ràpid en antiparal·lel a cada MOSFET.

El fet d‟haver triat aquests valors és degut a proves totalment empíriques, ja que hi han

molts factors a tindre en compte i no hi ha un valor que funcioni per a tots els casos.

A la figura 46 que es mostra a continuació, mostrem la transició entre Toff i Ton del

convertidor en mode Buck, on:

Canal 1 (blau): Mostra el senyal de gate del MOSFET alt del semipont Buck.

Canal 2 (cian): Mostra el senyal de gate del MOSFET baix del semipont Buck.


amb un resistor a la gate de 2,2 Ω i un díode super ràpid en antiparal·lel

46

2.2.2 El Driver

Per condicionar el senyal provinent del control necessitem un driver, en el nostre cas, com

que hem de gestionar 4 MOSFETs, necessitem un driver de pont complet.

Bàsicament el driver s‟encarrega d‟amplificar el senyal que rebem del control per tal de

poder fer commutar els MOSFETs; com a requisit, necessitem un driver ràpid capaç de

controlar 4 MOSFETs i amb bomba de càrrega, ja que dos dels MOSFETs no estan a

massa i això requereix d‟una bomba de càrrega capaç d‟elevar la tensió de la porta del

MOSFET en funció de la tensió de sortidor.

Amb aquesta finalitat hem elegit el driver HIP4081A [16].

Figura 47. Connexions del driver HIP4081A

El driver HIP4081A pot alimentar-se entre 9,5 V i 15 V, tenim configurat el regulador de

tensió LM317HV [17] per a que ens subministri 12 V, però com veiem a l‟esquema de la

figura 47, tenim posats un díodei un LED en antiparal·lel, aquesta configuració ens permet

avisar-nos, mitjançant aquest LED, de que el driver no està funcionant correctament o s‟ha

espatllat, és molt important desconnectar la alimentació en cas de que aquest LED

s‟encengui; a efectes pràctics i degut a la caiguda de tensió de 0,45 V del díode Schottky

SS14M [18] en conducció, l‟alimentació del driver és de 11,5 V.

Les entrades ALS i BLS van connectades al sortidor dels MOSFETs de baix del semipont,

és a dir, van a massa, però al nostre Layout ens hem encarregat de que aquests punts

47

estiguin el més pròxim possible al sortidor del MOSFET que els correspon, és a dir, no

s‟han connectat directament a la massa en qualsevol punt, sinó al punt que els toca.

Les entrades AHS i BHS van connectades al node intermedi entre els MOSFETs alt i baix,

és a dir, són les entrades que donen la referència a la bomba de càrrega per a carregar les

portes dels MOSFETs alts.

Com que volem que quan un MOSFET de un dels semi ponts condueixi l‟altre MOSFET

no condueixi i viceversa, és a dir, al cap i a la fi, només volem controlar 2 dels 4

MOSFETs ja que volem que els 2 MOSFETs del mateix semipont es comportin de manera

inversa; per això connectem les entrades AHI i BHI a l‟alimentació, d‟aquesta manera el

driver interpreta que volem la mateixa senyal negada i utilitzem els pins BLI i ALI per tal

de rebre el senyal del control.

El pin DIS ve gestionat pel nostre timer SA555, aquest pin s‟encarrega de desactivar les

sortides del driver si rebem un “1” lògic a aquest pin, si pel contrari estem rebent un “0” el

driver es posa en funcionament.

Els condensadors Cdesacob1 i Cdesacob2, ambdós de 1 µF, són els encarregats de carregar

la bomba de càrrega.

Com veiem a les entrades ALI i BLI hi tenim un resistor de 1 kΩ en sèrie per tal de limitar

el corrent d‟entrada al driver i així evitar possibles ruptures si apliquem tensió a alguna

d‟aquestes dues entrades sense tenir el driver alimentat.

Les sortides AHO, ALO, BHO i BLO són les que van a la porta dels divers, com veiem

totes tenen un petit resistor de 2,2 Ω en antiparal·lel amb un díode tal i com hem explicat

anteriorment en l‟apartat del MOSFET.

Les entrades HDEL i LDEL serveixen per a regular el temps mort entre que s‟encén un

MOSFET i s‟apaga l‟altre.

2.2.2.1 Ajust del temps mort

Per tal d‟ajustar el temps mort hem de tindre en compte el temps que tarda el MOSFET a

commutar, tant de on a off com de off a on, ja que el temps no és el mateix, com veurem a

continuació, fer deixar de conduir el MOSFET és més lent que fer-lo conduir, per tant, a

partir de les resistències de delay (HDEL i LDEL) pretenem ajustar aquesta diferència per

tal de que aquests temps concordin, en cas contrari curtcircuitaríem la font d‟entrada o la

bateria de la sortida durant un petit període de temps, ja que els MOSFETs d‟un mateix

semi pont es neguen alhora.

48

Primerament vàrem fer un càlcul teòric:

Taula 3. Taula de dinàmica del MOSFET IRFP4110PbF [14]

Figura 48. Diagrama dels temps de commutació del MOSFET

IRFP4110PbF [14]

Com veiem a la figura 48 i a la taula 3, el temps que es tarda en fer conduir un MOSFET

des de que se li envia el senyal de gate és:

(15)

I el temps que es tarda en deixar de for conduir a un MOSFET és:

(16)

Com veiem deixar de fer conduir el MOSFET és més lent que fer-lo conduir, per tant, el

temps de diferència és:

(17)

49

Per tant, tot veient la gràfica present al datasheet del driver [16]:

Figura 49. Gràfica per determinar les resistències de delay en funció del

temps mort [16]

Com veiem, teòricament, la resistència LDEL que hem d‟aplicar té un valor de 170 kΩ i a

la resistència HDEL li aplicarem el mínim, 10 kΩ.

Però com que hem posat resistències de gate i díodes en antiparal·lel és possible que

haguem variat els temps de conducció, així que vàrem decidir posar dos potenciòmetres i

ajustar el valor empíricament i, com veurem, s‟aproxima molt al teòric.

Per a les següents captures s‟ha aplicat un Buck amb un duty del 80% amb una tensió

d‟entrada de 17 V i 4 A, en llaç obert, on:

Canal 1 (blau): Mostra el senyal de gate del MOSFET alt del semipont Buck.

Canal 2 (cian): Mostra el corrent de la bobina de sortida.

Canal 3 (violeta): Mostra el corrent de la bobina d‟entrada.

Canal 4 (verd): Mostra el senyal de gate del MOSFET baix del semipont Buck.

50

Figura 50. Convertidor en mode Buck amb massa resistència de delay

Figura 51. Convertidor en mode Buck amb massa poca resistència de

delay

51

Figura 52. Convertidor en mode Buck amb resistències de delay

ajustades

A la figura 50 el rendiment del convertidor és del 94,57 % i veiem com quan la resistència

de delay és massa gran els senyals de porta oscil·len ja que el temps de transició és massa

gran.


de delay és massa petita el soroll s‟atenua però tenim pèrdues degut al curtcircuit de la font

d‟entrada.


de delay està ajustada els senyals de gate arriben a creuar-se.

El valor final de les resistències de delay és de 180 kΩ per a LDEL i de 20 kΩ per a

HDEL.

2.2.2.2 El Bootstrap

El Bootstrap és necessari per tal d‟alimentar la porta dels MOSFETs flotants (els

MOSFETs alts), aquest condensador s‟encarrega de proporcionar tensió als MOSFETs alts

per tal de fer-los conduir, el valor d‟aquest condensador s‟ha ajustat seguint la fórmula:

( ( )

) ⁄ (18)

52

On:

Idr = Bootstrap 52ircu reverse leakage 52ircuit.

Iqbs = Upper supply quiescent 52ircuit.

Qrr

= Bootstrap 52ircu reverse recovered charge.

Qg = Turn-on gate charge transferred.

fPWM= PWM operating frequency.

Vbs1 = Bootstrap condensador 52ircuit just after refresh.

Vbs2 = Bootstrap condensador 52ircuit just after upper turn on.

Cbs = Bootstrap capacitance.

Substituint els valors per les dades proporcionades pel díode SS14M, tenim:

( ( )

) ⁄ (19)

Finalment s‟ha optat per sobre dimensionar els condensadors a 1µF.

Casualment, un dia vàrem descobrir que el convertidor no arrencava correctament quan no

teníem càrrega a la sortida, els convertidors unidireccionals no poden treballar sense

càrrega ja que treballar sense càrrega implica entrar en mode de conducció discontínua, és

a dir, la necessitat de que el corrent vagi enrere, però com que el nostre convertidor és

bidireccional, en principi no hi hauria d‟haver cap problema.

Per a les següents captures s‟ha aplicat un duty del 50% per fer funcionar el convertidor en

mode Buck amb una tensió d‟entrada de 48 V i 24 V a la sortida:

Canal 1 (blau): Mostra el senyal de la tensió intermèdia.

Canal 2 (cian): Mostra el corrent de la bobina de l‟entrada.

Canal 3 (violeta): Mostra el corrent de la bobina de la sortida.

53

Figura 53. Convertidor en mode de conducció discontínua funcionant

incorrectament

Figura 54. Convertidor en mode de conducció discontínua funcionant

correctament

Com veiem, el corrent de l‟entrada no pot fer-se negatiu i com hem vist fins ara, en el

mode Buck el MOSFET alt del semi pont Boost, hauria d‟estar sempre en conducció,

permetent que el convertidor pugui treballar en mode de conducció discontinua.

54

El problema resideix en que si arranquem directament en mode Buck sense càrrega (el

mateix passa arrencant el mode Boost, però el problema el tenim a l‟altre semi-pont), el

condensador de bootstrap no és capaç de carregar-se completament i per tant, no és capaç

de fer conduir el MOSFET alt del semi pont Boost.

Figura 55. Interpretació del mode de conducció discontínua

No ens en havíem adonat fins fer aquesta prova perquè, en condicions de mode de

conducció contínua era el díode intern del MOSFET el que conduïa i, tot i no tenir el

MOSFET conduint, si que conduïa el díode associat a aquest; a més a més, vàrem decidir

col·locar resistències entre el node intermedi i el driver per tal d‟atenuar el senyal de gate,

però no vàrem pensar en que aquestes resistències ens descarregaven el condensador de

bootstrap.

Per resoldre aquest problema vàrem decidir posar a “1” instantàniament les dues entrades

del driver per tal de curtcircuitar els MOSFETs alts del convertidor i a la vegada, posar a

massa els condensadors de bootstrap per tal de poder carregar-los amb el mecanisme de

bomba de càrrega extern.

Ho vàrem fer amb el següent circuit d‟encebat:

Figura 56. Circuit d‟encebat del bootstrap

55

En el moment de l‟arrencada, DIS passa de 5 V a 0 V, per tant el condensador Cboostt

manté la seva càrrega fent conduir uns instants el MOSFET i per tant enviant 5 V a ALI i

BLI i fent conduir els MOSFETs alts; quan el condensador Cboostt es descarrega a través

del resistor Rboostt (la constant de temps d‟ambdós és molt petita), el MOSFET deixa de

conduir i per tant, ja no arriben els 5 volts, permetent així predominar al senyal provinent

del control.

Finalment, l‟esquema circuital del driver queda així:

Figura 57. Esquema circuital final del driver basat en l‟HIP4081A

56

2.2.3 La protecció de sobre-tensió

Amb la finalitat de protegir els components d‟una possible sobre-tensió, s‟ha optat per

introduir a la placa de potència un petit temporitzador (timer) encarregat de desactivar el

driver en cas de que la tensió d‟entrada o sortida superin els 48V.

L‟encarregat de la nostra protecció és un timer SA555 [20], aquest chip es pot utilitzar de

temporitzador, com un oscil·lador o com un biestable flip-flop, però nosaltres l‟utilitzarem

perquè es dispari quan ho necessitem.

El diagrama de blocs del SA555 és el següent:

Figura 58. Diagrama de blocs del SA555[20]

Els pins del SA555 són els següents:

1- GND, és la massa del 555, la connectarem a la massa de la potència.

2- TRG, és el disparador (trigger), nosaltres l‟utilitzem com a set, quan la tensió de

TRG és inferior a 1/3 V el 555 s‟activa, per tant, nosaltres tenim l‟entrada TRG

alimentada a 5 V i quan polsem l‟interruptor de Set (SW2) o fem set digital per

l‟entrada set posem l‟entrada TRG a massa i activem el driver.

3- OUT, és la sortida del 555, veiem que a la sortida hi tenim connectat un petit

MOSFET de canal N, aquest quan rep un “1” a la porta condueix i ens posa el node

DIS a massa, activant el driver, en canvi, quan la sortida és “0” el MOSFET es

manté desactivat i DIS es manté a 12 V desactivant el driver.

4- RST, Reset, quan es posa a 0 V es produeix un reset que posa la sortida del 555 a 0,

però nosaltres no l‟utilitzem i posem el pin a 5 V per evitar el reset.

5- CV, control de voltatge, aquest pin varia la seva tensió des de fins casi Vcc fins a 0

V, nosaltres la utilitzem com a reset digital i la posem a 0 quan volem desactivar el

driver.

6- THR, és el pin que utilitzem per disparar la protecció, quan la tensió d‟aquest pin és

superior a 10/3 V el driver es desactiva, utilitzant això, hem dissenyat un divisor de

75

Ω

75

Ω

75

Ω

57

tensió que quan Vprot superi els 48 V aquest pin estigui a 3,3 V i per tant, es

desactivi el driver; a més hi tenim connectat un polsador, al que nosaltres

anomenem reset que posa aquest pin a 5 V quan el polsem, desactivant així també

el driver.

7- DSCHG, aquest pin s‟utilitza quan es fa servir el 555 com a timer, nosaltres no

l‟utilitzem.

8- VCC, alimentació a 5 V.

El circuit de protecció és el següent:

Figura 59. Circuit de protecció

Vprot és el node dels condensadors intermedis, la tensió d‟aquest node és igual a la més

gran de les tensions (entrada o sortida) menys la caiguda al díode intern del MOSFET

IRFP4110PbF (0,47 V).

DIS és la sortida al pin de desactivació del driver, quan aquest node és “1” el driver es

manté desactivat, quan és “0”, el driver es manté activat.

SET i RESET estan pensades per a provenir d‟un control digital, per tal de poder activar i

desactivar el conversor a través del microcontrolador.

58

2.2.4 L’alimentació

La nostra intenció és crear un convertidor que pugui funcionar per si sol, sense necessitat

de fonts externes, per aquest motiu, es va decidir introduir a la mateixa placa de potència,

una sèrie de reguladors de tensió per poder alimentar el driver i la protecció.

Figura 60. Reguladors de tensió

Com veiem, degut a que el nostre convertidor és de baixa potència, el circuit dels

reguladors de tensió és bastant simple.

Tenim un regulador de tensió LM317HV [17] encarregat de baixar la tensió des de un

mínim de 13,2 V i un màxim de 69 V fins a 12 V, la qual cosa és suficient per a les nostres

necessitats, ja que no pretenem superar els 48 V a l‟entrada.

En cascada hi tenim un regulador de tensió LM7805 encarregat de baixar la tensió de 12 V

fins a 5 V.

El regulador de tensió LM7805 [21] l‟hem situat molt a prop del timer 555 ja que és l‟únic

component que ha d‟alimentar; el regulador LM317HV és l‟encarregat d‟alimentar el

driver, no l‟hem situat físicament a prop d‟aquest ja que l‟alimentació del driver no és una

pista, sinó un cable trenat.

A més a més cada placa de control conta amb el seu regulador de tensió LM7805 alimentat

a través d‟un cable trenat provinent de l‟alimentació de 12 V de la placa de potència:

Figura 61. Regulador de tensió de 5 V dels controls

59

2.2.5 Sensors de corrent

Com en quasi be totes les plaques de potència, necessitem sensar el corrent, ja sigui el de

sortida o el d‟entrada, per tal de poder saber l‟estat del nostre sistema.

Com que la placa que tenim entre mans és bidireccional, hem instaurat un sensor de corrent

per a la sortida i un altre per a l‟entrada, ambdós bidireccionals, és a dir, tant podem sensar

en un sentit com en l‟altre.

Per a aconseguir això, hem adjuntat un regulador de tensió de 3 volts al sensor de corrent,

posant-lo com a referència, d‟aquesta manera, aconseguim que, el valor de sortida del

sensor sigui 1,5 V per a 0 A, en cas de que el corrent sigui amb el sentit VA-> VB el valor

del sensor de corrent anirà de 1,5 V a 3 V, i en el cas que el sentit sigui VB -> VA el valor

serà entre 0 V i 1,5 V.

El nostre sensor de corrent té un guany de 20, el resistor de sensat és de 5 mΩ, per tant la

fórmula que segueix el nostre sensor de corrent és la següent:

(20)

On:

- v és la tensió de sortida del sensor de corrent

- i és la intensitat d‟entrada o sortida del convertidor

Figura 62. Gràfica de la tensió de sortida del sensor en funció del

corrent del convertidor

Aquest gràfic ens mostra el valor teòric de la sortida del sensor de corrent en funció de la

intensitat que circula pel convertidor.

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

-10 -9 -8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

Ten

sió

de

so

rtid

a d

el s

en

sor

Ampers del convertidor

60

Figura 63. Esquema 60ircuit al del sensor de corrent

Els sensors de corrent estan soldats a una petita placa que ens serveix per passar-los al

estàndard DIP 8, per que ens resulti fàcil la connexió amb l‟etapa de potència.

Com veiem, a les entrades del sensor hi tenim connectat un petit filtre RC per a filtrar el

soroll que puguem sensar; a més a més a la sortida del regulador de tensió LP2950 [22] hi

hem connectat un condensador de 10 uF electrolític, el motiu pel qual s‟ha posat un

condensador a la sortida del regulador és perquè al datasheet d‟aquest es recomana posar

un condensador a la sortida amb una mínima ESR per motius d‟estabilitat, és a dir,

necessitem posar a la sortida un condensador de baixa qualitat, per això hi posem un

condensador electrolític.

61

2.2.6 Sensor de corrent del condensador

El nostre sensat de corrent del condensador està sensat de manera diferencial, és a dir,

sensem les dues bandes del resistor de sensat, d‟aquesta manera, podem sensar corrents

negatius. El resistor de sensat és un resistor de muntatge superficial (SMD) de 5 mΩ.

Originalment es va dissenyar el sensor de manera que obtinguéssim una amplificació d‟1

V/A, però a l‟hora de fer proves tancant el llaç de control, ens vàrem adonar de que aquest

guany era massa gran i teníem problemes de saturació al control, així que vàrem decidir

reduir el guany a la meitat i així tindre 500 mV/A.

Figura 64. Esquema circuital del sensor de corrent del condensador

d‟entrada

On:

SnsA i SnsB estan en borns del resistor de sensat, SnsB és massa.

DSP és la sortida amplificada, el senyal que enviem al control.

5Vext és l‟alimentació de 5 V.

Com veiem, en aquest sensor també tenim un regulador de tensió a 3 V LP2950, a la

sortida d‟aquest hi tenim un divisor de tensió que redueix la tensió a 1,5 V.

62

Figura 65. Esquema circuital del regulador de tensió de 3 V i el seu

divisor de tensió.

El motiu pel qual hem posat aquest sensor és per crear una espècie de massa virtual de 1,5

V o, dit d‟una altra manera, per crear un Offset de 1,5 V.

La funció que modela el comportament del sensor és:

(

) (21)

Tenint en compte que el resistor de sensat és de 5 mΩ i que SnsB és massa, tenim la

relació d‟1 V/A.

Però com hem dit, finalment hem optat per reduir el guany a la meitat, quedant així el

circuit:

Figura 66. Esquema circuital final del sensor de corrent

63

La funció que modela el comportament del sensor és ara:

(

) (22)

Tenint en compte que el resistor de sensat és de 5 mΩ i que SnsB és massa, tenim la

relació de 500 mV/A.

El sensor consta de dues etapes proporcionals inversores, per tant, entrada i sortida estan en

fase, el fet de que haguem incorporat dos petits condensadors de 4,7 pF és per temes

d‟estabilitat.

El guany del nostre amplificador és de 97,5 (13 x 7,5), així doncs, si introduïm a l‟entrada

una senyal sinusoïdal de 25 mV d‟amplitud:

Hem de tindre en compte que hem enganyat a l‟oscil·loscopi dient-li que la sonda estava

multiplicant el senyal per 10 quan no ho feia, tot i que el senyal que veiem té 250 mV

d‟amplitud, aquest valor és 10 vegades menor.

Figura 67. Senyal d‟entrada del sensor de corrent

A la sortida hauríem d‟obtenir una senyal d‟aproximadament 2,5 V d‟amplitud, centrada a

1,5 V i, com veiem, el nostre sensor funciona correctament:

64

Figura 68. Senyal de sortida del sensor de corrent

65

2.3 Control

En aquest apartat descriurem els dos controls que hem utilitzat en aquest convertidor.

Per a dur a terme el control hem utilitzat operacionals OPA2350.

L‟esquema circuital dels controls es troba a l‟apartat de plànols d‟aquest projecte.

2.3.1 Control per histèresi

El control en mode lliscant (Sliding) es pot definir com la aplicació d‟un senyal de control

que commuta a alta freqüència i aconsegueix portar l‟estat del sistema a un camp escalar

S(x), denominat superfície de lliscament.

La superfície és definida pel dissenyador del control, amb l‟objectiu de que l‟estat

compleixi les especificacions desitjades.

La avantatja principal d‟aquest control és la robustesa que te vers les pertorbacions,

almenys quan aquestes pertorbacions estan dins d‟uns marges coneguts.

Figura 69. Exemple de superfície de lliscament amb banda coneguda

[28]

En el nostre cas, la llei de control que es vol utilitzar és la que s‟ha utilitzat a [2]

modificant-la, afegint al terme proporcional a l‟error de tensió un terme integral del mateix

error, amb la finalitat d‟eliminar l‟error en estat estacionari.

A continuació procedim a explicar el control Sliding per histèresi operacional a operacional

per tal d‟explicar cada part i el seu funcionament. La implementació típica del control

lliscant aplicat a convertidors commutats es fa a freqüència variable mitjançant

comparadors amb histèresi.

66

2.3.1.1 La massa virtual

Ja que alimentem els operacionals a 5 V i com a massa definim 0 V, necessitem una massa

virtual que ens faci de 0 virtual, és a dir, 2,5 V.

D‟aquesta manera aconseguim centrar els senyals a 2,5 V, sent 5 V el valor de saturació

positiu i 0 V el valor de saturació negatiu.

Figura 70. Operacional encarregat de generar la massa virtual VGND

A més a més, creant una tensió de referència d‟aquesta manera, aconseguim aïllar una

tensió de l‟altra, gràcies a que els A.O. tenen una alta impedància d‟entrada.

2.3.1.2 El generador de l’error

La funció principal del control és seguir una tensió de referència, en el nostre cas,

pretenem que la tensió d‟entrada Vg segueixi una tensió de referència Vr.

Figura 71. Etapa de generació de l‟error.

Va

67

La tensió de referència Vr està filtrada amb un petit filtre RC marcat en verd a la figura 72,

aquest filtre té com a funció fer el senyal de referència més suau, per tal de que el control

pugui seguir-la sense saturar-se.

La tensió d‟entrada Vg està dividida per 10 a través del divisor de tensió marcat en vermell

a la figura 72, d‟aquesta manera i, tenint en compte que la tensió de referència és un valor

provinent d‟un microcontrolador i per tant, té valors compresos entre 0 V i 3,3 V,

necessitem que a les entrades 2 i 3 la magnitud real i la de referència tinguin la mateixa

magnitud per tal de generar l‟error correctament.

A més a més aquest operacional proporciona un control integral, de manera que, pretenem

que l‟error en estat estacionari entre la tensió Vg i la seva referència Vr sigui 0.

El guany de l‟error d‟aquesta etapa és de pràcticament 1 (100k/90k).

2.3.1.3 El Sumador-Restador

Aquest està en cascada amb el generador de l‟error, la funció d‟aquest operacional és

sumar la sortida del sensor de corrent del sensor Isense i sumar-li com a offset la massa

virtual VGND a més a més compara aquesta suma amb l‟error generat per l‟operacional

anterior amb la finalitat de generar una senyal triangular que serà la que utilitzarem per a

controlar el sistema.

Figura 72. Etapa sumadora-restadora

Val a dir que a més aquest operacional té un guany de 47/12.

Va Vb

68

2.3.1.4 L’ajust del guany

Aquest operacional està en cascada amb el sumador-restador i aquest, a través d‟un

potenciòmetre és el que ens permet ajustar el guany de l‟etapa, a més a més amb aquest

potenciòmetre ajustem la freqüència de commutació; hem ajustat el sistema perquè oscil·li

a 100 kHz per al punt de treball en que Vg i Vr són 18 V.

Figura 73. Etapa d„ajust del guany

Vb

Sboost

69

2.3.1.5 Generació del senyal

Per a dur a terme la interpretació del senyal triangular i la generació dels senyals de

control, utilitzem el comparador amb histèresis 556, aquest consta de dos 555 independents

integrats, dels quals n‟hem explicat el funcionament anteriorment.

Figura 74. Generació de el senyal de control

Com hem vist anteriorment, si el senyal que introduïm a THRES i TRG està per sota de 1,6

V, produïm un set i si el senyal és superior a 3,3 V, produïm un reset.

D‟aquesta manera pretenem generar els cicles de treball del Boost (u1) i els del Buck (u2).

Per tal de que els senyals de Buck i Boost no es solapin, a partir de 3 díodes en sèrie en

paral·lel amb un potenciòmetre, pretenem desplaçar el senyal Buck del de Boost 1,8 V.

Ho veurem més clar amb un exemple, pretenem controlar la tensió d‟entrada a 17 V, amb

una tensió de sortida de 13 V, per tant només hem d‟obtenir el cicle de treball per al semi

pont Buck, és a dir, a u2.

70

Figura 75. Formes d‟ona del lliscament i de els senyals de control

Com veiem a la figura 76, el senyal S_buck creua els punts de set i reset, per aquest motiu

es produeix un cicle de treball en u2, en canvi S_Boost no fa mai el set, per tant, no tenim

cicle de treball en el semipont Boost.

2.3.1.6 Inversió del senyal u2

Figura 76. Inversió de el senyal u2

El senyal que produeix u2 seria la correcta si el que es controles fos el MOSFET alt del

semipont, però com que controlem el MOSFET baix, necessitem invertir el senyal.

71

2.3.2 Control basat en modulació d’amplada de polsos PWM

La finalitat d‟un control basat en PWM (Pulse Width Modulation o modulació d‟amplada

de polsos) consisteix en comparar una tensió de referència proporcionada pel control amb

una senyal triangular, de manera que aquesta comparació ens proporcioni el senyal de

control del nostre convertidor.

Figura 77. Exemplificació d‟un contro l PWM [23]

Com veiem, el comportament és molt semblant al vist anteriorment amb el control per

histèresi.

Val a dir que ambdós controls són Sliding, el que els fa diferents és la implementació, el

que anomenem control en mode lliscant funciona amb comparadors per histèresi a

freqüència de commutació variable i el que anomenem control per modulació d‟amplada

de polsos, funciona amb un modulador PWM i freqüència de commutació fixa.

A continuació procedim a explicar el control PWM operacional a operacional per tal

d‟explicar cada part i el seu funcionament.

72

Les primeres etapes del control són molt semblants a les mencionades al control Sliding.

Figura 78. Esquema de l‟etapa generadora de l‟error i etapa sumadora -

restadora

A més a més, també tenim una massa virtual VGND que és idèntica a la utilitzada en

l‟anterior control, la única diferència la tenim en que aquí utilitzem un sistema d‟anti

windup.

2.3.2.1 L’anti windup

Durant l‟arrencada del convertidor, quan encara no tenim la tensió d‟entrada regulada,

l‟error (Vg-Vr) és molt gran i això produeix la saturació del control i en conseqüència, pics

de corrent molt alts.

La finalitat de l‟anti windup és curtcircuitar la realimentació negativa de l‟operacional que

genera l‟error amb la finalitat d‟evitar que l‟etapa arrenqui saturada, i així evitar pics de

corrent que podrien malmetre components del convertidor durant l‟arrencada.

73

Figura 79. Sistema anti windup

OUT correspon a el senyal d‟activació del driver, quan OUT és massa (0 V), el MOSFET

Q1 no condueix i per tant, a la porta dels MOSFETs Q2 i Q3 els hi arriba 12 V, fent-los

conduir i per tant, activant l‟anti windup; en el moment que OUT passa a ser 5 V, que

correspon a l‟activació del control, el control es posa en marxa i fins que el condensador

C4 no s‟ha carregat a 3,3 V, l‟anti windup continua activat; en el moment que el

condensador s‟ha carregat, el MOSFET Q1 condueix, posant a massa la porta dels

MOSFETs Q2 i Q3 desactivant l‟anti windup.

2.3.2.2 Circuit d’ajustament del solapament

Comp2 correspon a el senyal a comparar amb la rampa triangular del semi pont Buck, però

també necessitem un senyal amb la finalitat de comparar-la amb la rampa triangular per tal

de crear els senyals per al semi pont Boost.

La rampa triangular interna del nostre modulador PWM té una amplada de 0,7 V, per tant

és interessant que la separació entre aquestes dues senyals també estigui desplaçada

aproximadament 0,7 V. Ens interessa que el desplaçament (la diferència entre els senyals

de Buck i Boost) sigui inferior a 0,7 V, de manera que quan les tensions d‟entrada i sortida

siguin properes, la transició entre els modes Buck i Boost sigui suau, de manera que hi

hagin commutacions tant de Buck com de Boost, tal i com explica en Carlos Restrepo a la

seva tesis [6], prioritzant així la controlabilitat del convertidor per sobre de l‟eficiència, ja

que commutar els dos semiponts en lloc d‟un és contraproduent pel rendiment. Aquesta

zona de solapament l‟ajustarem experimentalment de manera que tinguem transicions

suaus entre modes, sense massa pèrdues d‟eficiència.

74

Si les separem més de 0,7 V tindrem una zona de treball on no commutaran ni el semi pont

Buck, ni el semi pont Boost, és a dir, no hi haurà solapament, d‟aquesta manera el

rendiment augmentaria però degut a que la transició entre modes pot ser molt abrupta, el

terme integral del control es podria saturar i com a conseqüència, deixar de funcionar el

control.

La imatge següent correspon al control PWM treballant en mode Buck.

Figura 80. Senyal triangular de referència amb els dos senyals

comparatives i els senyals que generen

Com veiem, la metodologia de funcionament és molt semblant a la vista en el control per

histèresi.

És important que el pendent dels senyals Comp1 i Comp2 no sigui superior al de Vramp, ja

que en cas contrari podríem tindre dobles commutacions.

75

Figura 81. Circuiteria d‟ajustament del solapament

76

2.3.2.3 Generació dels senyals u1 i u2

El component encarregat de generar els senyals de control és l‟encapsulat TL1451 [24],

aquest és un generador de polsos PWM dual i com a característiques presenta la possibilitat

d‟ajustar externament la freqüència de la rampa triangular interna i la incorporació

d‟amplificadors d‟error interns.

En el nostre cas, hem desestimat la utilització dels amplificadors d‟error interns ja que

presenten un ample de banda molt inferior als OPA2350 que utilitzem externament.

Figura 82. Diagrama de blocs de l‟encapsulat TL1451 [24]

Com veiem, aquest component també conta amb una tensió de referència de 2,5 V que

podíem haver utilitzat en comptes d‟utilitzar un operacional per tal de crear la massa

virtual, però com que utilitzem OPA2350 [25] que són duals, ens hagués sobrat un

operacional al que no haguéssim donat ús.

Per tal de negligir els amplificadors d‟error, els desactivem saturant-los de tal manera que

aportin un corrent molt petit (µA) [24] al seu nus de sortida i a l‟amplificador extern li

resulti fàcil de proporcionar el corrent necessari per determinar la tensió del nus.

77

Figura 83. Connexions del chip TL1451

Com veiem, per desconnectar els amplificadors d‟error interns el que hem fet ha estat

connectar l‟entrada negativa dels A.O. a massa i l‟entrada positiva a una tensió de

referència interna RFOUT, d‟aquesta manera només utilitzem el comparador intern del

component.

78

2.4 Estratègies que s’han seguit per fer el Layout

Una placa de potència on hi han 4 MOSFETs que commuten pot arribar a irradiar molt

soroll, ja que els MOSFETs curtcircuiten intensitats elevades a una freqüència relativament

elevada, si a això li sumem que, a la placa de potència no només hi tenim la potència, sinó

que també hi tenim els sensors, l‟alimentació i part del control, podem arribar a trobar-nos

que la nostra placa no funciona simplement perquè el traçat de les pistes o la disposició

dels components no és la correcta.

Per tal de dur a terme el Layout de la placa, s‟han intentat seguir, en la mesura del possible,

els punts següents:

1- La distància entre MOSFETs del mateix semi pont s‟ha intentat fer el més petita

possible; això és degut a que aquests punts estan sotmesos a elevades dI/dt durant

els temps de commutació, aquest fet sumat a que, per norma general, es considera

que una pista té una inductància de 20nH per polzada, es poden crear pics de tensió

a través d‟aquests, ja que V = LdI/dt.

a) b)

Figura 85. Distància entre MOSFETs del mateix semi pont. A) imatge

real del convertidor b) esquema circuital

Com veiem a la figura 85, s‟ha fet la distància marcada en verd el més petita

possible per tal de reduir la inductància paràsita que pot assolir aquesta pista.

2- S‟han introduït condensadors de desacoblament a totes les alimentacions dels

circuits integrats de la placa; en anteriors plaques ens hem trobat que les

alimentacions dels components tenien pics de tensió considerables, produïdes per la

commutació dels MOSFETs, aquet problema ha minvat introduint condensadors de

desacoblament molt a prop dels circuits integrats, concretament s‟han introduït 3

condensadors de desacoblament en comptes de 1 amb la finalitat de maximitzar la

efectivitat d‟aquests; se n‟ha posat un de 100 nF, un de 1 µF i un de 10 µF,

col·locant el més petit més a prop del circuit integrat.

Semi

pont

Boost

79

Figura 86. Imatge real del convertidor, retall del circuit de protecció de

sobre-tensió

3- S‟han introduït resistències en sèrie de 10 Ω a la alimentació dels sensors de

corrent; a vegades, no n‟hi ha prou amb simples condensadors de desacoblament i

sempre és més efectiu un petit filtre RC per tal de filtrar les freqüències elevades.

Figura 87. Imatge real del sensor de corrent

Condensadors de desacoblament

Alimentació 5 V

Massa

100 nF

1 µF

10 µF

Condensadors de desacoblament

Sensor de corrent

Resistor 10 Ω

80

4- S‟han posicionat els inductors i els inductors acoblats tant lluny com ha estat

possible del driver. Des de el punt de vista del soroll, l‟inductor no resulta mai cap

problema significatiu, en canvi el camp electromagnètic que es crea als inductors

pot ser un problema per la sensible circuiteria del driver. Una bona opció seria

utilitzar inductors aïllats magnèticament, però no es va preveure al seu moment.

Figura 88. Imatge real del convertidor

5- Per norma general, a la majoria de plaques, s‟acostuma a emplenar totes les parts de

la placa que no són útils fent les pistes del voltant més grans, questa pràctica s‟ha

evitat a la nostra placa ja que aquestes zones de coure sobre-dimensionades sovint

només fan que irradiar soroll i a més a més, al ser zones més grans, tenen més

probabilitats d‟agafar soroll de les pistes properes, per aquest motiu, a la nostra

placa, pràcticament només s‟han sobre dimensionat els plans de massa.

6- Les pistes en la mesura del possible, s‟han intentat fer curtes i amples; d‟aquesta

manera en reduïm la resistència paràsita.

7- Hem intentat traçar de manera paral·lela les pistes d‟anada i tornada del corrent;

com a punt interessant, per a senyals de baixa freqüència, el corrent torna per les

zones de la pista amb menys resistència, en canvi, per a senyals d‟alta freqüència,

el corrent retorna per les zones de la pista amb menys inductància.

Socket driver

Inductors

Inductors acoblats

81

8- La massa del convertidor es centra en un punt, així evitem diferències de potencial

entre diferents punts de massa, així com també creem un punt únic de connexió per

a les sondes i així evitem crear llaços de massa a l‟hora de prendre mesures.

A més a més s‟han intentat fer les connexions de massa per un sol punt per tal

d‟evitar diferents camins de massa.

Figura 89. Imatge real del pla de massa del convertidor

Figura 90. Imatge real del control PWM

Connexió de massa amb el control

Node únic de massa del convertidor

Node de connexió de

la massa de les sondes

Connexió de massa amb el

convertidor

82

9- El sensat del corrent s‟ha fet de manera meticulosa amb la finalitat de reduir el

soroll i evitant posar resistència extra provinent de les pistes que la rodegen.

Com sabem, un resistor de 5 mΩ és molt petit i tot i que els sensors de corrent que

utilitzem tenen altes impedàncies d‟entrada, aquest valor del resistor de sensat es

pot veure afectat per la resistència de l‟estany de la soldadura, per tant, la via del

sensat s‟ha fet per dins del resistor per tal d‟evitar-ho.

Figura 91. Resistor de sensat del corrent d‟entrada/sortida

Figura 92. Resistor de sensat del arrissat del corrent del condensador

d‟entrada

Com veiem, per al resistor de sensat del corrent del condensador, el Layout no es va

fer correctament i es va preferir posar el resistor vora del sensat abans que sensar-la

correctament, degut a això teníem un guany més gran del normal a la sortida del

sensor; per arreglar-ho vàrem decidir posar en pràctica el tipus de sensat de la figura

91, però de manera casolana, amb un petit fil de coure.

83


CONVERTIDOR VERSÀTIL SIMÈTRIC PER A UNA APLICACIÓ FOTOVOLTAICA

3. Simulacions en PSIM




84

3.1 Introducció

Per a dur a terme les simulacions, hem volgut reproduir les proves experimentals que hem

fet al laboratori, per això les fonts d‟entrada i sortida són una representació de les fonts

KEPCO BOP 72-14MG.

Hem pres com a entrada una font KEPCO BOP 72-14MG en mode font de corrent i a la

sortida, una altra font KEPCO BOP 72-14MG com a font de tensió, simulant una bateria

de fosfat de ferro-liti (LiFePO4 o LFP) amb una tensió en borns de 13 V.

Als comentaris d‟aquest apartat, ens referim al node Vg com a entrada, i al node Vo com a

sortida, encara que a la simulació pertinent estiguem utilitzant Vg com a sortida i Vo com a

entrada.

Tanmateix, diem que el convertidor està funcionant com a Buck quan la tensió de Vg és

superior a la de Vo, sense tindre en compte la direcció del corrent.

Figura 93. Planta de simulacions en llaç obert

85

3.2 Funcionament del convertidor en mode de funcionament Buck en llaç obert

Figura 94. Simulació en sentit Va -> Vb del convertidor en mode Buck

A la figura s‟aprecia el convertidor funcionant en mode Buck, a una freqüència de

commutació de 100 kHz i un cicle de treball del 70%.

A l‟entrada hi tenim una font de corrent de 5 A i a la sortida una bateria a una tensió de 13

V, per tant la tensió d‟entrada és 18,6 V i el corrent de sortida és 7,1 A.

Figura 95. Simulació en sentit Vb -> Va del convertidor en mode Buck

A la figura s‟aprecia el convertidor funcionant en mode Buck, a una freqüència de


A l‟entrada hi tenim càrrega de corrent de -5 A i a la sortida una bateria a una tensió de 13

V, per tant la tensió d‟entrada és 18,2 V i el corrent de sortida és -7,7 A. D‟aquesta manera

confirmem la bidireccionalitat del convertidor treballant com a Buck.

86

3.3 Funcionament del convertidor en mode de funcionament Boost en llaç obert

Figura 96. Simulació en sentit Va -> Vb del convertidor en mode Boost

A la figura s‟aprecia el convertidor funcionant en mode Boost, a una freqüència de


A la sortida hi tenim connectada una bateria amb una tensió en borns de 13V, i a la

entrada, com a la simulació anterior, una font de corrent a 5 A, simulant el panell solar; el

resultat es la bateria carregant-se a 3,5 A i el panell solar funcionant a 9,1 V, com si actues

el díode de bypass.

Figura 97. Simulació en sentit Vb -> Va del convertidor en mode Boost

A la figura s‟aprecia el convertidor funcionant en mode Boost, a una freqüència de


Al invertir el sentit del corrent, obtenim els mateixos valors però ara és la bateria qui

entrega 3,5 A.

87

3.4 Funcionament del convertidor en mode de funcionament Buck amb el control PWM


amb control PWM

A la figura s‟aprecia el convertidor funcionant en mode Buck, la tensió de referència s‟ha

definit com a 18 V i la font de corrent de l‟entrada s‟ha limitat a 1 A.

Com podem veure, el funcionament del convertidor és estable un cop arribats al règim

permanent.

88


amb control PWM


definit com a 18 V i a l‟entrada hi tenim una càrrega en mode corrent a -1 A.

El cicle de treball és el mateix treballant de Va a Vb que de Vb a Va, quedant demostrada

la capacitat del control PWM per treballar de manera bidireccional en mode de

funcionament Buck

89

3.5 Funcionament del convertidor en mode de funcionament Boost amb el control PWM

Figura 100. Simulació en sentit Va -> Vb del convertidor en mode

Boost amb control PWM

A la figura s‟aprecia el convertidor funcionant en mode Boost, la tensió de referència s‟ha


Aquesta prova simula el funcionament del convertidor amb el control PWM amb una placa

solar a la qual actua el díode de bypass.

90

Figura 101. Simulació en sentit Vb -> Va del convertidor en mode

Boost amb control PWM


definit com a 9 V i l‟entrada hi tenim una càrrega en mode corrent a -1 A.

Veiem que per al mode de funcionament Boost, el control PWM també funciona de

manera bidireccional.

91

3.6 Funcionament del convertidor en mode de funcionament Buck amb el control per histèresi


amb control per histèresi



Com amb el control PWM, el funcionament del convertidor és estable, veiem que en règim

permanent el convertidor funciona correctament a una freqüència de commutació de 110

kHz imposada pel control.

92





En l‟altre sentit, la freqüència de commutació decau fins als 102 kHz, que està vora els 100

kHz establerts per a aquest règim de funcionament.

93

3.7 Funcionament del convertidor en mode de funcionament Boost amb el control per histèresi

Figura 104. Simulació en sentit Va ->Vb del convertidor en mode Boost




Per al convertidor funcionant en mode Boost, la freqüència de commutació augmenta fins

als 188 kHz, quan més petita sigui la tensió de l‟entrada a més freqüència farà el control

commutar el convertidor.

94

Figura 105. Simulació en sentit Vb ->Va del convertidor en mode Boost




Al canviar el sentit del corrent, el convertidor segueix commutant a la freqüència establerta

pel propi control d‟acord amb el punt de treball, 186 kHz.

95

3.8 Funcionament del convertidor amb control PWM seguint una referència variable

Pretenem simular el funcionament d‟un sistema MPPT, creant petites variacions a la tensió

de referència a una freqüència de 1 kHz per veure si el sistema és capaç de seguir la

referència.

Figura 106. Simulació de variacions de la tensió de referència entre 17

V i 18 V

Com veiem, l‟error en estat estacionari és pràcticament nul, ara farem la mateixa simulació

però traient la part integral del generador de l‟error per comprovar que tindrem error en

estat estacionari.

Figura 107. Simulació de variacions de la tensió de referència entre 17

V i 18 V sense part integral

96

L‟error en estat estacionari és de uns 200 mV.

Degut a que el clima és variable, és possible que l‟ombrejat forci al nostre convertidor a

canviar de mode Buck a mode Boost en petits espais de temps, per tant, utilitzarem una

tensió de referència triangular que oscil·li entre els 9 V i els 18 V.

Figura 108. Simulació de variacions de la tensió de referència entre 9 V

i 18 V

Com veiem a la figura, el nostre convertidor és capaç de passar d‟un mode de

funcionament a l‟altre sense cap problema; el condensador de 2,2 nF, juntament amb el

resistor de 22 kΩ que tenim posat a l‟entrada positiva de l‟operacional de generació de

l‟error, ens filtra el senyal de referència per tal d‟arrodonir els pics i així evitar derivades

massa grans i provocar la saturació del control, reduint-ne l‟ample de banda.

97

3.9 Arrencada del convertidor amb el control PWM

Val a dir que abans d‟arrencar el control ens esperem un temps (2 ms) a l‟espera de que

tots els condensadors es carreguin.

Figura 109. Simulació de l‟arrencada del convertidor

Com veiem a la figura 109, abans d‟arrencar el control del convertidor ens esperem 2 ms a

que tots els condensadors del convertidor es carreguin abans d‟arrencar.

La finalitat d‟aquestes simulacions és demostrar la funcionalitat de l‟anti windup.

Figura 110. Arrencada en mode Buck sense anti windup

A la figura 110 veiem l‟arrencada del convertidor amb una tensió de referència de 18 V, la

font d‟entrada és una font de corrent de 5 A.

Com veiem, tenim pics de corrent a les bobines de fins a 16 A i pics de tensió als

condensadors intermedis de fins a 35 V.

98

Figura 111. Arrencada en mode Buck amb anti windup

A la figura veiem l‟arrencada del convertidor amb una tensió de referència de 18 V, la font

d‟entrada és una font de corrent de 5 A.

Com veiem, els pics de corrent s‟han reduït a 12 A i el pic de tensió dels condensadors

intermedis ara és de uns 25 V.

Per tant, podem dir que l‟ús de l‟anti windup és beneficiós pel nostre convertidor ja que

n‟allarga la vida útil dels components passius com són les bobines i els condensadors;

introduir pics de corrent molt alts als condensadors en degrada el dielèctric i a la llarga,

perd capacitat o pot acabar curtcircuitant-se, degut a la perforació del dielèctric, canviant el

comportament del convertidor o, en el pitjor dels casos, destruint-lo; en el cas de les

bobines, un pic de corrent massa alt, pot saturar-ne el nucli, provocant efectes no desitjats

al comportament del convertidor.

99



4. Proves experimentals




100

4.1 Introducció

En cas de que no s‟especifiqui el contrari, les proves han estat realitzades amb dues fonts

KEPCO BOP 72-14MG.

Una d‟elles s‟ha utilitzat com a font de corrent de 1 A, com a entrada, l‟altra s‟ha utilitzat

com a càrrega en mode tensió a 13 V.

Els petits errors entre la tensió de referència i la tensió d‟entrada són deguts a què durant el

disseny, sempre s‟ha considerat un divisor de tensió de factor 10 a la tensió d‟entrada, però

realment el divisor de tensió és de factor 10,1 ja que els resistors de 90 kΩ no són del

estàndard E24 i per tant, no disposem d‟aquests resistors al laboratori; hem posat resistors

de 91 kΩ, això provoca que realment la tensió que llegeix és un 1% més baixa que la que

realment és, per a compensar aquest fet, hauríem de multiplicar la tensió de referència per

10,1 en comptes de per 10, com està fet a les proves experimentals.

101

4.2 Prova del sensor de corrent del condensador

Prova en mode Boost amb duty del 50%, a l‟entrada una font de tensió

ROHDE&SCHWARZ per desestimar possibles oscil·lacions provinents de les fonts

KEPCO.

Tenim una font de tensió que entrega 13 V i en sèrie una càrrega de 1 Ω per a poder ajustar

la tensió d‟entrada depenent del cicle de treball, la tensió d‟entrada del convertidor és d‟11

V, el corrent que entrega és de 2 A.

A la sortida hi tenim una càrrega en mode corrent; tenim 21 V i 0,8 A a la sortida

Canal 2 (cian): Mostra el corrent de la bobina d‟entrada.

Canal 3 (violeta): Mostra el corrent de la bobina de sortida.

Canal 4 (verd): Mostra el senyal de sortida del sensor de corrent.

Figura 112. Senyal de sortida del sensor de corrent

Teòricament el senyal de sortida del sensor de corrent hauria de tindre la mateixa forma

triangular que les formes d‟ona del corrent, però veiem que es troba bastant deformat.

Creiem que aquest fenomen es deu a la inductància paràsita del resistor de sensat ja que,

com hem vist anteriorment, el sensor treia una senyal força neta.

102

Figura 113. Senyal de sortida del sensor de corrent amb condensador de

4,7 pF

Hem introduït un condensador de 4,7 pF en paral·lel amb la realimentació negativa del

primer operacional del sensor de corrent amb la finalitat de cancel·lar el pol que provoca la

inductància paràsita del resistor del sensor de corrent.

Com veiem, el senyal que ara treu el sensor és sensiblement més triangular.

El fet de que la forma d‟aquesta senyal estigui ben definida és important, ja que un cop

introduïda al control, serà la que donarà forma als senyals que proporcionaran els cicles de

treball.

El fet de que el control per histèresi no funcioni correctament pot ser degut a aquest

fenòmen, el condensador de 4,7 pF va ser escollit empíricament, possiblement, ajustant

millor aquest condensador es podria fer funcionar el control per histèresi correctament.

103

4.3 Prova del control PWM en mode Buck

Prova amb una tensió de referència de 18 V per tal de simular un panell solar donant una

tensió Vmp de 18 V.

Canal 1 (blau): Tensió de referència.


Canal 4 (verd): Tensió d‟entrada.

Figura 114. Funcionament en mode Buck amb control PWM

Com veiem, la tensió d‟entrada segueix la tensió de referència pràcticament sense error en

estat estacionari, si tenim en compte l‟error de l‟1% nombrat al inici d‟aquest capítol.

104

4.4 Prova del control PWM en mode Boost

Prova amb una tensió de referència de 9 V per tal de simular un panell solar amb una Vmp

de 18 V el qual té mig panell ombrejat.




Figura 115. Funcionament en mode Boost amb control PWM

Com veiem, les característiques del funcionament del convertidor en mode Boost són molt

semblants a les vistes en mode Buck, ambdues funcionen igual de bé que en les

simulacions.

105

4.5 Prova del control PWM en mode Buck amb pertorbacions a l’entrada

Pretenem recrear el funcionament d‟un sistema MPPT, creant petites variacions a la tensió

de referència a una freqüència de 500 Hz per veure si el sistema és capaç de seguir la

referència




Figura 116. Funcionament en mode Buck amb pertorbacions de la tensió

de referència

Hem creat una referència que oscil·la entre 17 V i 19,5 V.

La prova es va dur a terme amb el control PWM sense part integral, és a dir amb un control

proporcional derivatiu, en principi hauríem de tindre error en estat estacionari.

106

Figura 117. Funcionament en mode Buck amb pertorbacions de la tensió

de referència amb PI

Com veiem, quan introduïm la part integral al control, obtenim una mica de sobre pic quan

tenim variacions brusques en la referència, a canvi obtenim un error en estat estacionari

més petit.

A continuació una ampliació de la imatge anterior per tal de veure l‟error en estat

estacionari

Figura 118. Senyal de referència i tensió d‟entrada del cas anterior

Com apreciem, ara que hem ampliat el senyal, l‟error en estat estacionari és pràcticament

nul.

107

4.6 Prova del control PWM en mode Boost amb pertorbacions a l’entrada

Igual que en l‟apartat anterior, pretenem recrear pertorbacions a l‟entrada produïdes per un

sistema MPPT, però aquest cop amb el convertidor treballant en mode Boost.

Les pertorbacions van de 6,5 V a 9 V. El control consta de part integral.




Figura 119. Funcionament en mode Boost amb pertorbacions de la

tensió de referència amb PI

108

4.7 Prova del control PWM en mode Buck-Boost

Amb la finalitat de demostrar la robustesa del control i de la planta, hem introduït una

tensió de referència que oscil·la entre 8 V i 22 V a 100 Hz; d‟aquesta manera fem treballar

el convertidor en tots els modes de funcionament possibles i ens assegurem de que el

funcionament global és òptim.




Figura 120. Funcionament en mode Buck-Boost

Com veiem, segons la captura la tensió mínima de referència són 5,8 V però aquest valor

no és real ja que com veiem el senyal de referència és una mica sorollosa i ens marca un

falç mínim.

El control és capaç de seguir la tensió de referència imposada sense grans problemes i la

planta respon correctament als canvis de mode de funcionament.

Val a dir que el corret que es mostra a la imatge no és el real ja que sofrim aliasing, és a

dir, la freqüència de mostreig és molt inferior a la freqüència de commutació degut a

l‟escala de temps a la que està posada l‟oscil·loscopi.

109

4.8 Prova del funcionament bidireccional del convertidor i del control PWM

Amb aquesta prova pretenem demostrar-ne la bidireccionalitat tant de la planta com del

control PWM.


Canal 2 (cian): Mostra el corrent de la bobina de sortida.



Figura 121. Funcionament en mode Buck

Com ja havíem vist, el funcionament convertidor és correcte per al mode de funcionament

Buck.

Per canviar el sentit del corrent, és tant senzill com que li ordenem a la font de corrent

d‟entrada que absorbeixi 1 A en compte d‟entregar-lo, és a dir, simplement canviant un

signe aconseguim canviar el sentit del corrent.

110

Figura 122. Funcionament en mode Buck en sentit oposat

Acte seguit de canviar el signe de la font de corrent de l‟entrada, el corrent canvia de sentit

instantàniament.

111

4.9 Prova de l’anti windup del control PWM

La finalitat d‟aquesta prova és demostrar el funcionament de l‟anti windup, per tant fem

una captura instantània del transitori d‟arrencada del convertidor.


Canal 2 (cian): Mostra la càrrega del condensador encarregat de disparar l‟anti windup,

aquest condensador s‟anomena anteriorment en aquest projecte com condensador C4 i és

de 22 nF.



Figura 123. Arrencada del convertidor en mode Buck amb anti windup

Com veiem, la tensió d‟entrada està inicialment a 24,2 V mantenint els condensadors

carregats, en el moment en que encenem el convertidor durant 200 µs actua el mecanisme

d‟anti windup, limitant d‟aquesta manera l‟error inicial i fent l‟arrencada més suau un cop

activem la part proporcional integral de la generació de l‟error.

Com veiem, obtenim un pic de corrent de 20,1 A.

112

Figura 124. Arrencada del convertidor en mode Buck sense anti windup

Com podem apreciar amb l‟arrencada sense anti windup, el pic de corrent és molt més alt,

31,7 A.

Per tant podem dir que el sistema anti windup és molt recomanable per al nostre

convertidor, ja que un pic de corrent del 31 A pot saturar els nostres inductors.

113

4.10 Rendiment del convertidor amb el control PWM

Taula 4. Rendiment del convertidor amb el control PWM

Vin (V) Iin (A) Vout (V) Iout (A) Pin (W) Pout (W) Rend

4,87 4,993 13,123 1,645 24,316 21,587 88,7

5,547 4,993 13,146 1,901 27,696 24,991 90,2

6,075 4,993 13,156 2,096 30,332 27,575 90,9

6,5305 4,993 13,17 2,265 32,607 29,830 91,4

7,003 4,993 13,182 2,441 34,966 32,177 92,0

7,506 4,9946 13,196 2,628 37,489 34,679 92,5

7,976 4,993 13,211 2,8 39,824 36,991 92,8

8,503 4,993 13,222 2,982 42,455 39,428 92,8

9,080 4,993 13,234 3,191 45,336 42,230 93,1

9,533 4,993 13,249 3,353 47,598 44,424 93,3

10,033 4,993 13,265 3,537 50,095 46,918 93,6

10,506 4,993 13,277 3,707 52,456 49,218 93,8

10,997 4,993 13,291 3,885 54,908 51,636 94,0

11,507 4,994 13,305 4,067 57,466 54,111 94,1

12,055 4,993 13,318 4,265 60,191 56,801 94,3

12,516 4,993 13,331 4,422 62,492 58,950 94,3

12,984 4,9933 13,347 4,633 64,833 61,837 95,3

13,462 4,993 13,364 4,829 67,216 64,535 96,0

14,011 4,993 13,383 5,029 69,957 67,303 96,2

14,495 4,993 13,387 5,167 72,374 69,171 95,5

15,021 4,993 13,403 5,346 75,000 71,652 95,5

15,504 4,993 13,42 5,51 77,411 73,944 95,5

16,003 4,993 13,431 5,678 79,903 76,261 95,4

16,514 4,993 13,446 5,853 82,454 78,699 95,4

17,001 4,993 13,459 6,017 84,886 80,983 95,4

17,524 4,993 13,479 6,187 87,497 83,395 95,3

18,021 4,993 13,48 6,269 89,979 84,506 93,9

18,563 4,993 13,497 6,456 92,685 87,137 94,0

19,053 4,992 13,5 6,623 95,113 89,411 94,0

19,557 4,993 13,508 6,789 97,648 91,706 93,9

20,035 4,993 13,527 6,953 100,035 94,053 94,0

20,500 4,993 13,534 7,107 102,357 96,186 93,9

21,025 4,993 13,542 7,258 104,978 98,288 93,6

21,543 4,993 13,56 7,4274 107,564 100,716 93,6

22,084 4,993 13,569 7,6 110,265 103,124 93,5

114

La finalitat d‟aquesta prova és comprovar el rendiment del convertidor per a diferents

tensions de referència, tenint sempre el mateix corrent d‟entrada.

Figura 125. Gràfica Rendiment/Tensió d‟entrada

Com veiem a la figura 125, es produeix un pic en el rendiment per a tensions d‟entrada a la

vora de 14,5 V.

Podem dir que, en condicions de funcionament normals el convertidor tindria un rendiment

vora el 93%, que per la baixa potència que estem tractant, no està gens malament.

A continuació pretenem fer la mateixa prova però simulant la mateixa placa solar amb un

ombrejat a la meitat de la seva superfície i que el MPPT ha decidir obviar-la per tal

d‟extreure més tensió; fem la prova per a diferents tensions.

Com podem veure a la figura 126, el rendiment del convertidor és inferior ja que treballem

a la meitat del corrent, però tot i això veiem que la tendència és la mateixa que la vista a la

figura 125.

88

89

90

91

92

93

94

95

96

97

4,5 9,5 14,5 19,5

Rendiment en funció de la tensió d'entrada

115

Vin (V) Iin (A) Vout (V) Iout (A) Pin (W) Pout (W) Rend

5,02 2,498 13,06 0,816 12,540 10,657 84,9

6,032 2,498 13,078 1,005 15,068 13,143 87,2

7,015 2,498 13,091 1,191 17,523 15,591 88,9

8,004 2,497 13,106 1,378 19,986 18,060 90,3

9,036 2,499 13,12 1,573 22,581 20,638 91,3

10,079 2,498 13,134 1,768 25,177 23,221 92,2

11,089 2,497 13,149 1,957 27,689 25,733 92,9

12,04 2,498 13,166 2,134 30,076 28,096 93,4

13,098 2,498 13,179 2,356 32,719 31,050 94,8

14,063 2,498 13,19 2,511 35,129 33,120 94,2

15,065 2,497 13,201 2,685 37,617 35,445 94,2

16,082 2,497 13,209 2,86 40,157 37,778 94,0

17,06 2,498 13,223 3,028 42,616 40,039 93,9

18,049 2,497 13,241 3,194 45,068 42,292 93,8

19,035 2,497 13,251 3,362 47,530 44,550 93,7

20,071 2,497 13,262 3,536 50,117 46,894 93,5

21,041 2,498 13,271 3,698 52,560 49,076 93,3

22,051 2,498 13,288 3,867 55,083 51,385 93,2

Taula 5. Rendiment del convertidor amb el control PWM i un díode de bypass

Figura 126. Gràfica Rendiment/Tensió d‟entrada amb un díode de bypass

84

86

88

90

92

94

96

4,5 9,5 14,5 19,5

Rendiment en funció de la tensió d'entrada amb díode de bypass

116



5. Plànols elèctrics




117

5.1 Esquemes circuitals

5.1.1 Convertidor

118

5.1.2 Alimentacions

119


120

5.1.4 Protecció de sobre-tensió

121

5.1.5 Driver

122

5.1.6 Sensor de corrent

123

5.1.7 Control PWM

124


125

5.2 Layouts

5.2.1 Convertidor, Alimentació, protecció i sensors de corrent

126

5.2.2 Driver

127


128

5.2.4 Sensor de corrent

129

5.2.5 Control PWM

130


131



6. Pressupostos




132

6.1 Introducció

El pressupost que es mostra a las següents pàgines es merament orientatiu i està subjecte a

modificacions, ja que es tracta d‟un projecte en desenvolupament i contínuament es fan

canvis en els components que el forem; no es tracta d‟un pressupost orientat a la indústria,

el preu real del convertidor, sumant-hi les hores de treball és molt superior al que es mostra

al resum del pressupost.

La descripció dels components està copiada literalment de les webs [26], [27] i [28], i per

tant no segueix cap normativa i no em faig responsable de que el contingut no sigui

correcte.

La denominació que apareix al pressupost tampoc segueix cap normativa ja que és

merament orientativa amb la finalitat de poder localitzar el components al seu plànol

corresponent.

El codi que apareix als components indica la web on s‟ha comprat i el codi intern de la web

pròpiament dita.

133

6.2 Amidaments

Codi Descripció Denominació Quantitat Convertidor

Farnell -

1679347

ARCOTRONICS - R60DR52205040J - CONDENSADOR,

22 UF, 63V, 27.5MMP

Cin, Cin1, Co,

Co2 4

Farnell -

1602244

INTERNATIONAL RECTIFIER - IRFP4110PBF -

MOSFET, N, TO-247AC Q1, Q2, Q3, Q4 4

Farnell -

2289007

COILCRAFT - VER2923-223KL - INDUCTOR, PWR,

22UH,26A,0.1, 12.2MHZ Lin, Lout 2

Farnell -

1735545

MURATA - GRM31CR71H475KA12L - CONDENSADOR,

1206, 4,7 UF, 50V C, C1, C25, C4 4

Farnell -

1857053

YAGEO (PHYCOMP) - PR2010FKE7W0R005L -

RESISTENCIA, 2010, 1W, 0R005, 1%

Rsens in, Rsens

out, RsensRip 3

Farnell -

2217564

PANASONIC - EEUFR1V101 - CONDENSADOR,

RADIAL, 35V, 100 UF

Cd, Cd1, Cd2,

Cd3 4

Farnell -

2112788

VISHAY DALE - CRCW25121R00FKEG - RESISTENCIA,

PELI GRUESA, 1OHM, 1W, 1%

Rd, Rd1, Rd2,

Rd3 4

Farnell -

150019 ABL HEATSINKS - 350AB1500B - HEAT SINK, 0.5°C/W N/A 1

Farnell -

9693971

PANASONIC - ECA2AM102 - CONDENSADOR, 1000 UF,

100V C filtre font 5

Farnell -

1601997

MULTICOMP - MCMF01WJJ010JA10 - RESISTOR,

METAL FILM, 1 OHM, 1W, 5% R filtre font 5

Magnetics -

77076-A7 NUCLI INDUCTOR TOROÏDAL N/A 1

Alimentació Farnell -

1087086

STMICROELECTRONICS - L7805ACV - REG, TENSIÓN

+5,0V, 7805, TO-220-3 LM7805 1

Farnell -

1564497

FAIRCHILD SEMICONDUCTOR - LM317AHVT - IC,

LDO VOLT REG, 57V, 1.5A, TO-220 LM317HV 1

Protecció sobre-tensió Farnell -

1755013

TEXAS INSTRUMENTS - SA555P - IC, PRECISION

TIMER 8-DIP SA555 1

Farnell -

9845178

FAIRCHILD SEMICONDUCTOR - 2N7000 - MOSFET, N

CHANNEL, 200MA, 60V, TO-92

TO92, TO92-2,

TO92-3 3

Farnell -

959698

OMRON ELECTRONIC COMPONENTS - B3F-1070 -

SWITCH, SPNO, 0.05A, 24V, THT, 0.98N SW1, SW2 2

Sensor arrissat condensador Farnell -

1097444

TEXAS INSTRUMENTS - OPA2350PA - OP AMP, DUAL

CMOS RRI/O, 2350, DIP8 OPA2350 1

Farnell -

2078559

TEXAS INSTRUMENTS - LP2950-30LP - VOLT REG,

MICROPWR, 3V, SD, TO92 LP2950 1

Farnell -

9696920

PANASONIC - EEE1CA100SR - CAP, ALU ELECT, 10 UF,

16V, CAN Celectr 1

Driver Farnell -

9664130

INTERSIL - HIP4081AIPZ - DRIVER, FULL BRIDGE,

4081, DIP20 HIP4081 1

Farnell -

1611158

FAIRCHILD SEMICONDUCTOR - ES1B - DIODE,

ULTRA-FAST, 1A, 100V, DO-214AC

D3, D4, D14,

D15, D16, D17,

D10 7

Farnell -

9845178


CHANNEL, 200MA, 60V, TO-92 TO93, TO94 2

Farnell -

2426230

KINGBRIGHT - KPL-3015SYCK - LED, YELLOW,

350MCD, 590NM, SMD D10, D18, D19 3

Sensor corrent Farnell -

1274226

ANALOG DEVICES - AD8210YRZ - MONITOR CORR

DERIVACIÓN, 500KHZ, 8SOIC AD8210 2

134

Farnell -

2078559


MICROPWR, 3V, SD, TO92 LP2950 1

Farnell -

9696920

PANASONIC - EEE1CA100SR - CAP, ALU ELECT, 10 UF,

16V, CAN C5 1

Control PWM Farnell -

1097444



Farnell -

1103110

TEXAS INSTRUMENTS - TL1451ACD - DUAL PWM

CONTROL CIRCUIT, SMD, 1451 TL1451 1

Farnell -

9845178


CHANNEL, 200MA, 60V, TO-92 Q1, Q2, Q3, Q4 4

Farnell -

1087086

STMICROELECTRONICS - L7805ACV - REG, TENSIÓN

+5,0V, 7805, TO-220-3 LM7805 1

Farnell -

1531596

VISHAY SFERNICE - T93YA 50K 10% - TRIMMER,

POTENTIOMETER, 50KOHM 23TURN THRU HOLE R51 1

Control Sliding Farnell -

1282872

STMICROELECTRONICS - SA556N - IC, BIPOLAR

TIMER DUAL 500KHZ 16V 14-DIP SA556 1

Farnell -

1097444



Farnell -

9845178


CHANNEL, 200MA, 60V, TO-92 Q4 1

Farnell -

1531596


POTENTIOMETER, 50KOHM 23TURN THRU HOLE pot, pot2 1

Farnell -

1611158


ULTRA-FAST, 1A, 100V, DO-214AC D1, D2, D3 3

Altres Farnell -

2070499

KEMET - C1206C104K5RACAUTO - CAP, MLCC, X7R,

100 NF, 50V, SMD C 100nF 23

Farnell -

1327739

AVX - 12105C105KAT2A - CAP, MLCC, X7R, 1UF, 50V,

1210

C 1uF, C

bootstrap 14

Farnell -

2362133

MURATA - GRM32ER71H106KA12L - CAP, MLCC, X7R,

10UF, 50V, 1210 C 10uF 12

Farnell -

9336974

MULTICOMP - MC0125W12060R - RESISTENCIA,

PELÍCULA GRUESA, 0R, 0.125W Resistor SMD 81

Farnell -

9339027

MULTICOMP - MCF 0.25W 0R - RESISTENCIA, PELI DE

CARBÓN, 0R, 0,25W Resistor THD 4

Farnell -

2332935

AVX - MR055X473KDA - COND, CERÁMICO, 0,047UF,

50V, RAD

Condensador

Ceràmic 16

Farnell -

9731148

MOLEX - 22-27-2021 - MACHO, PIN CUADRADO, 2,54

MM, 2 VÍAS Con kk 2 Mascle 15

Farnell -

9731156



Farnell -

9731164



Farnell -

1675768

MULTICOMP - MC34635 - MACHO, PIN CUADRADO,

2,54 MM, 6 VÍAS Con kk 6 Mascle 1

Farnell -

4234145

MOLEX - 22-01-2021 - CONNECTOR, HOUSING,

RECEPTACLE, 2POS, 2.54MM Con kk 2 Femella 11

Farnell -

143127

MOLEX - 22-01-2035 - CARCASA DE LA

ABRAZADERA, 2,54MM, 3 VÍAS Con kk 3 Femella 4

Farnell -

1891090

VAN DAMME - 268006C - GUÍA, CONEXIÓN

EQUILIBRADA, NEGRO, POR M

Cennector driver i

altres 3

Farnell -

1101345

TE CONNECTIVITY / AMP - 1-390261-2 - SOCKET IC,

DIL, 0.3", 8WAY DIP 8 8

Farnell -

1101347


DIL, 0.3", 16WAY DIP 16 2

Farnell -

4285608

MULTICOMP - 2227-20-03-07 - ZÓCALO, DIL, 0.3",

20VÍAS DIP 20 1

135

RS -

7125364

Cablejat de diferents colors 1,2 mm per connexions de

senyals, 100m N/A 1

Farnell -

587280

TE CONNECTIVITY / AMP - 735160 - TERMINAL DE

CRIMPAR, HEMBRA, AZUL Connector faston 10

Farnell -

1466842 ETTINGER SEPARADOR, M3X16-VZK N/A 4

Farnell -

1466745 ETTINGER SEPARADOR, M3X6-VZK N/A 4

Farnell -

1419790 TORNILLOS M3X20 N/A 5

Farnell -

1420788 TUERCA M3 N/A 5

136

6.3 Preus unitaris

Codi Unitat Descripció

Preu unitari

€ Convertidor

Farnell -

1679347 U

ARCOTRONICS - R60DR52205040J - CONDENSADOR, 22 UF,

63V, 27.5MMP 3,92

Farnell -

1602244 U

INTERNATIONAL RECTIFIER - IRFP4110PBF - MOSFET, N,

TO-247AC 3,02

Farnell -

2289007 U


22UH,26A,0.1, 12.2MHZ 3,5

Farnell -

1735545 U

MURATA - GRM31CR71H475KA12L - CONDENSADOR, 1206,

4,7 UF, 50V 0,49

Farnell -

1857053 U

YAGEO (PHYCOMP) - PR2010FKE7W0R005L - RESISTENCIA,

2010, 1W, 0R005, 1% 0,433

Farnell -

2217564 U

PANASONIC - EEUFR1V101 - CONDENSADOR, RADIAL, 35V,

100 UF 0,3

Farnell -

2112788 U

VISHAY DALE - CRCW25121R00FKEG - RESISTENCIA, PELI

GRUESA, 1OHM, 1W, 1% 0,23

Farnell - 150019 U ABL HEATSINKS - 350AB1500B - HEAT SINK, 0.5°C/W 28,22

Farnell -

9693971 U PANASONIC - ECA2AM102 - CONDENSADOR, 1000 UF, 100V 2,24

Farnell -

1601997 U

MULTICOMP - MCMF01WJJ010JA10 - RESISTOR, METAL

FILM, 1 OHM, 1W, 5% 0,04

Magnetics -

77076-A7 U NUCLI INDUCTOR TOROÏDAL 3,5


1087086 U

STMICROELECTRONICS - L7805ACV - REG, TENSIÓN +5,0V,

7805, TO-220-3 0,79

Farnell -

1564497 U

FAIRCHILD SEMICONDUCTOR - LM317AHVT - IC, LDO

VOLT REG, 57V, 1.5A, TO-220 0,65


1755013 U

TEXAS INSTRUMENTS - SA555P - IC, PRECISION TIMER 8-

DIP 0,294

Farnell -

9845178 U


CHANNEL, 200MA, 60V, TO-92 0,34

Farnell - 959698 U

OMRON ELECTRONIC COMPONENTS - B3F-1070 - SWITCH,

SPNO, 0.05A, 24V, THT, 0.98N 0,261


1097444 U

TEXAS INSTRUMENTS - OPA2350PA - OP AMP, DUAL CMOS

RRI/O, 2350, DIP8 5,89

Farnell -

2078559 U


MICROPWR, 3V, SD, TO92 0,239

Farnell -

9696920 U

PANASONIC - EEE1CA100SR - CAP, ALU ELECT, 10 UF, 16V,

CAN 0,069

Driver Farnell -

9664130 U INTERSIL - HIP4081AIPZ - DRIVER, FULL BRIDGE, 4081, DIP20 6,74

Farnell -

1611158 U

FAIRCHILD SEMICONDUCTOR - ES1B - DIODE, ULTRA-

FAST, 1A, 100V, DO-214AC 0,38

Farnell -

9845178 U


CHANNEL, 200MA, 60V, TO-92 0,34

Farnell -

2426230 U

KINGBRIGHT - KPL-3015SYCK - LED, YELLOW, 350MCD,

590NM, SMD 0,075


1274226 U


DERIVACIÓN, 500KHZ, 8SOIC 4,15

137

Farnell -

2078559 U


MICROPWR, 3V, SD, TO92 0,239

Farnell -

9696920 U

PANASONIC - EEE1CA100SR - CAP, ALU ELECT, 10 UF, 16V,

CAN 0,069


1097444 U


RRI/O, 2350, DIP8 5,89

Farnell -

1103110 U

TEXAS INSTRUMENTS - TL1451ACD - DUAL PWM CONTROL

CIRCUIT, SMD, 1451 1,35

Farnell -

9845178 U


CHANNEL, 200MA, 60V, TO-92 0,34

Farnell -

1087086 U

STMICROELECTRONICS - L7805ACV - REG, TENSIÓN +5,0V,

7805, TO-220-3 0,79

Farnell -

1531596 U


POTENTIOMETER, 50KOHM 23TURN THRU HOLE 1,36


1282872 U

STMICROELECTRONICS - SA556N - IC, BIPOLAR TIMER

DUAL 500KHZ 16V 14-DIP 1,15

Farnell -

1097444 U


RRI/O, 2350, DIP8 5,89

Farnell -

9845178 U


CHANNEL, 200MA, 60V, TO-92 0,34

Farnell -

1531596 U


POTENTIOMETER, 50KOHM 23TURN THRU HOLE 1,36

Farnell -

1611158 U

FAIRCHILD SEMICONDUCTOR - ES1B - DIODE, ULTRA-

FAST, 1A, 100V, DO-214AC 0,38

Altres Farnell -

2070499 U

KEMET - C1206C104K5RACAUTO - CAP, MLCC, X7R, 100 NF,

50V, SMD 0,072

Farnell -

1327739 U AVX - 12105C105KAT2A - CAP, MLCC, X7R, 1UF, 50V, 1210 0,55

Farnell -

2362133 U

MURATA - GRM32ER71H106KA12L - CAP, MLCC, X7R, 10UF,

50V, 1210 1,04

Farnell -

9336974 U

MULTICOMP - MC0125W12060R - RESISTENCIA, PELÍCULA

GRUESA, 0R, 0.125W 0,04

Farnell -

9339027 U

MULTICOMP - MCF 0.25W 0R - RESISTENCIA, PELI DE

CARBÓN, 0R, 0,25W 0,022

Farnell -

2332935 U

AVX - MR055X473KDA - COND, CERÁMICO, 0,047UF, 50V,

RAD 0,51

Farnell -

9731148 U

MOLEX - 22-27-2021 - MACHO, PIN CUADRADO, 2,54 MM, 2

VÍAS 0,192

Farnell -

9731156 U


VÍAS 0,274

Farnell -

9731164 U


VÍAS 0,31

Farnell -

1675768 U

MULTICOMP - MC34635 - MACHO, PIN CUADRADO, 2,54 MM,

6 VÍAS 0,59

Farnell -

4234145 U


RECEPTACLE, 2POS, 2.54MM 0,067

Farnell - 143127 U

MOLEX - 22-01-2035 - CARCASA DE LA ABRAZADERA,

2,54MM, 3 VÍAS 0,251

Farnell -

1891090 U

VAN DAMME - 268006C - GUÍA, CONEXIÓN EQUILIBRADA,

NEGRO, POR M 1,42

Farnell -

1101345 U

TE CONNECTIVITY / AMP - 1-390261-2 - SOCKET IC, DIL, 0.3",

8WAY 0,2

Farnell -

1101347 U

TE CONNECTIVITY / AMP - 1-390261-4 - SOCKET IC, DIL, 0.3",

16WAY 0,24

Farnell -

4285608 U MULTICOMP - 2227-20-03-07 - ZÓCALO, DIL, 0.3", 20VÍAS 0,123

138

RS - 7125364 m Cablejat de diferents colors 1,2 mm per connexions de senyals, 100m 7,41

Farnell - 587280 U


CRIMPAR, HEMBRA, AZUL 0,494

Farnell -

1466842 U ETTINGER SEPARADOR, M3X16-VZK 0,37

Farnell -

1466745 U ETTINGER SEPARADOR, M3X6-VZK 0,37

Farnell -

1419790 U TORNILLOS M3X20 0,031

Farnell -

1420788 U TUERCA M3 0,045

139

6.4 Aplicació dels preus

Codi Unitat Descripció Preu

unitari Quantitat Total

€ Convertidor

Farnell -

1679347 U

ARCOTRONICS - R60DR52205040J -

CONDENSADOR, 22 UF, 63V, 27.5MMP 3,92 4 15,68

Farnell -

1602244 U

INTERNATIONAL RECTIFIER - IRFP4110PBF -

MOSFET, N, TO-247AC 3,02 4 12,08

Farnell -

2289007 U


22UH,26A,0.1, 12.2MHZ 3,5 2 7

Farnell -

1735545 U

MURATA - GRM31CR71H475KA12L -

CONDENSADOR, 1206, 4,7 UF, 50V 0,49 4 1,96

Farnell -

1857053 U

YAGEO (PHYCOMP) - PR2010FKE7W0R005L -

RESISTENCIA, 2010, 1W, 0R005, 1% 0,433 3 1,299

Farnell -

2217564 U

PANASONIC - EEUFR1V101 - CONDENSADOR,

RADIAL, 35V, 100 UF 0,3 4 1,2

Farnell -

2112788 U

VISHAY DALE - CRCW25121R00FKEG -

RESISTENCIA, PELI GRUESA, 1OHM, 1W, 1% 0,23 4 0,92

Farnell -

150019 U

ABL HEATSINKS - 350AB1500B - HEAT SINK,

0.5°C/W 28,22 1 28,22

Farnell -

9693971 U

PANASONIC - ECA2AM102 - CONDENSADOR, 1000

UF, 100V 2,24 5 11,2

Farnell -

1601997 U

MULTICOMP - MCMF01WJJ010JA10 - RESISTOR,

METAL FILM, 1 OHM, 1W, 5% 0,04 5 0,2

Magnetics -

77076-A7 U NUCLI INDUCTOR TOROÏDAL 3,5 1 3,5


1087086 U

STMICROELECTRONICS - L7805ACV - REG,

TENSIÓN +5,0V, 7805, TO-220-3 0,79 1 0,79

Farnell -

1564497 U

FAIRCHILD SEMICONDUCTOR - LM317AHVT - IC,

LDO VOLT REG, 57V, 1.5A, TO-220 0,65 1 0,65


1755013 U

TEXAS INSTRUMENTS - SA555P - IC, PRECISION

TIMER 8-DIP 0,294 1 0,294

Farnell -

9845178 U

FAIRCHILD SEMICONDUCTOR - 2N7000 - MOSFET,

N CHANNEL, 200MA, 60V, TO-92 0,34 3 1,02

Farnell -

959698 U

OMRON ELECTRONIC COMPONENTS - B3F-1070 -

SWITCH, SPNO, 0.05A, 24V, THT, 0.98N 0,261 2 0,522


1097444 U

TEXAS INSTRUMENTS - OPA2350PA - OP AMP,

DUAL CMOS RRI/O, 2350, DIP8 5,89 1 5,89

Farnell -

2078559 U


MICROPWR, 3V, SD, TO92 0,239 1 0,239

Farnell -

9696920 U

PANASONIC - EEE1CA100SR - CAP, ALU ELECT, 10

UF, 16V, CAN 0,069 1 0,069

Driver Farnell -

9664130 U

INTERSIL - HIP4081AIPZ - DRIVER, FULL BRIDGE,

4081, DIP20 6,74 1 6,74

Farnell -

1611158 U


ULTRA-FAST, 1A, 100V, DO-214AC 0,38 7 2,66

Farnell -

9845178 U


N CHANNEL, 200MA, 60V, TO-92 0,34 2 0,68

Farnell -

2426230 U

KINGBRIGHT - KPL-3015SYCK - LED, YELLOW,

350MCD, 590NM, SMD 0,075 3 0,225


1274226 U


DERIVACIÓN, 500KHZ, 8SOIC 4,15 2 8,3

140

Farnell -

2078559 U


MICROPWR, 3V, SD, TO92 0,239 1 0,239

Farnell -

9696920 U

PANASONIC - EEE1CA100SR - CAP, ALU ELECT, 10

UF, 16V, CAN 0,069 1 0,069


1097444 U



Farnell -

1103110 U

TEXAS INSTRUMENTS - TL1451ACD - DUAL PWM

CONTROL CIRCUIT, SMD, 1451 1,35 1 1,35

Farnell -

9845178 U


N CHANNEL, 200MA, 60V, TO-92 0,34 4 1,36

Farnell -

1087086 U

STMICROELECTRONICS - L7805ACV - REG,

TENSIÓN +5,0V, 7805, TO-220-3 0,79 1 0,79

Farnell -

1531596 U


POTENTIOMETER, 50KOHM 23TURN THRU HOLE 1,36 1 1,36


1282872 U

STMICROELECTRONICS - SA556N - IC, BIPOLAR

TIMER DUAL 500KHZ 16V 14-DIP 1,15 1 1,15

Farnell -

1097444 U



Farnell -

9845178 U


N CHANNEL, 200MA, 60V, TO-92 0,34 1 0,34

Farnell -

1531596 U


POTENTIOMETER, 50KOHM 23TURN THRU HOLE 1,36 1 1,36

Farnell -

1611158 U


ULTRA-FAST, 1A, 100V, DO-214AC 0,38 3 1,14

Altres Farnell -

2070499 U

KEMET - C1206C104K5RACAUTO - CAP, MLCC,

X7R, 100 NF, 50V, SMD 0,072 23 1,656

Farnell -

1327739 U

AVX - 12105C105KAT2A - CAP, MLCC, X7R, 1UF,

50V, 1210 0,55 14 7,7

Farnell -

2362133 U

MURATA - GRM32ER71H106KA12L - CAP, MLCC,

X7R, 10UF, 50V, 1210 1,04 12 12,48

Farnell -

9336974 U

MULTICOMP - MC0125W12060R - RESISTENCIA,

PELÍCULA GRUESA, 0R, 0.125W 0,04 81 3,24

Farnell -

9339027 U

MULTICOMP - MCF 0.25W 0R - RESISTENCIA, PELI

DE CARBÓN, 0R, 0,25W 0,022 4 0,088

Farnell -

2332935 U

AVX - MR055X473KDA - COND, CERÁMICO,

0,047UF, 50V, RAD 0,51 16 8,16

Farnell -

9731148 U

MOLEX - 22-27-2021 - MACHO, PIN CUADRADO,

2,54 MM, 2 VÍAS 0,192 15 2,88

Farnell -

9731156 U


2,54 MM, 3 VÍAS 0,274 4 1,096

Farnell -

9731164 U


2,54 MM, 4 VÍAS 0,31 4 1,24

Farnell -

1675768 U

MULTICOMP - MC34635 - MACHO, PIN CUADRADO,

2,54 MM, 6 VÍAS 0,59 1 0,59

Farnell -

4234145 U


RECEPTACLE, 2POS, 2.54MM 0,067 11 0,737

Farnell -

143127 U

MOLEX - 22-01-2035 - CARCASA DE LA

ABRAZADERA, 2,54MM, 3 VÍAS 0,251 4 1,004

Farnell -

1891090 U

VAN DAMME - 268006C - GUÍA, CONEXIÓN

EQUILIBRADA, NEGRO, POR M 1,42 3 4,26

Farnell -

1101345 U


DIL, 0.3", 8WAY 0,2 8 1,6

Farnell -

1101347 U


DIL, 0.3", 16WAY 0,24 2 0,48

Farnell -

4285608 U

MULTICOMP - 2227-20-03-07 - ZÓCALO, DIL, 0.3",

20VÍAS 0,123 1 0,123

141

RS -

7125364 m

Cablejat de diferents colors 1,2 mm per connexions de

senyals, 100m 7,41 1 7,41

Farnell -

587280 U


CRIMPAR, HEMBRA, AZUL 0,494 10 4,94

Farnell -

1466842 U ETTINGER SEPARADOR, M3X16-VZK 0,37 4 1,48

Farnell -

1466745 U ETTINGER SEPARADOR, M3X6-VZK 0,37 4 1,48

Farnell -

1419790 U TORNILLOS M3X20 0,031 5 0,155

Farnell -

1420788 U TUERCA M3 0,045 5 0,225

142

6.5 Resum del pressupost

Resum Preu [€] Preu dels components principals del convertidor 83,259

Preu dels components principals de l'alimentació 1,44

Preu dels components principals de la protecció 0,895

Preu dels components principals del sensor d'arrissat 6,198

Preu dels components principals del driver 10,305

Preu dels components principals del sensor de corrent 8,608

Preu dels components principals del control PWM 16,64

Preu dels components principals del control Sliding 15,77

Preu d'altres components 63,024

Preu total 206,14

El preu estimat del convertidor Buck-Boost bidireccional amb els dos controls ascendeix a

un total de dos-cents sis euros amb catorze cèntims.

143



7. Annex




144

7.1 Disseny dels inductors acoblats

Per al disseny dels inductors acoblats s‟ha utilitzat el programa proporcionat per

Magnetics, el nom del programa és 144agnètics inductor design [35].

Figura 127. Característiques dels inductors acoblats Lm

Segons aquest programa, la diàmetre de cada cablejat ha de ser de 12 AWG, això

correspon a una secció de 3,3 mm2; al laboratori disposem de cablejat de 0,2 mm de

diàmetre per realitzar inductors, un cablejat de secció tant petita ens evita efectes no

desitjats com l‟efecte skin [36].

El nucli que hem utilitzat ha estat el 77083-A7 de Magnetics.

145

8. Referències

[1] Projecte de final de carrera de l‟alumne Andrés Roca, “Convertidor Buck-Boost de

inductores acoplados para aplicaciones fotovoltaicas”, Departament d'Enginyeria

Electrònica, Elèctrica i Automàtica, Setembre de 2013

[2] Mendez-Diaz, F.; Ramirez-Murillo, H.;Garces, P.; Romero, A.; Calvente, J.; Giral,

R., Control en Modo de Deslizamiento de la Tensión de Entrada del Convertidor

Buck-Boost Versátil para Aplicaciones Fotovoltaicas. Tangier, SAAEI , 2014

[3] Giral, R.; Ramos-Paja, C.A; Gonzalez, D.; Calvente, J.; Cid-Pastor, A; Martinez-

Salamero, L., "Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of

active voltage sharing," IEEE International Conference on Industrial Technology

(ICIT), 2010, pp.943-948, 14-17 March 2010 doi: 10.1109/ICIT.2010.5472551

[4] Sanjaya Maniktala, Troubleshooting Switching Power Converters: Newnes, 2008

[5] Restrepo, C.; Calvente, J.; Cid-Pastor, A; Aroudi, AE.; Giral, R., "A Noninverting

Buck–Boost DC–DC Switching Converter With High Efficiency and Wide

Bandwidth," IEEE Transactions on Power Electronics, vol.26, no.9, pp. 2490-

2503, Sept. 2011 doi: 10.1109/TPEL.2011.2108668

[6] Tesis doctoral d‟en Carlos Restrepo, “Pem fuel cell modeling and converters design

for a 48 v dc power bus”, Departament d'Enginyeria Electrònica, Elèctrica i

Automàtica, Universitat Rovira i Virgili, T.1049-2012

[7] Pàgina web: http://www.victronenergy.com.es/upload/documents/Datasheet-12,8-

Volt-lithium-iron-phosphate-batteries-ES.pdf, [full de característiques de la bateria]

consultada el 26/08/2014

[8] Pàgina web: http://www.oksolar.com/pdfiles/solar%20panels%20bp_585.pdf, [full

d característiques del panell solar BP585, el panell no està a la venta i no està

disponible a la web oficial de BP] consultada el 26/08/2014

[9] Pàgina web: http://www.kepcopower.com/1461971.pdf , [full de característiques de

la font KEPCO BOP 1 kW] consultada el 26/08/2014

[10] Pàgina web: http://blog.openptv.org/?attachment_id=751, [imatge genèrica d‟un

díode] consultada el 26/08/2014

[11] Pàgina web:

http://3.bp.blogspot.com/_UarOEbYJowE/TIKTQ9iPOvI/AAAAAAAAAAk/LW9

HdUs7psE/s1600/curva1.jpg, [corba característica d‟un díode comú] consultada el

26/08/2014

[12] W. H. Daniel, Electrónica de Potencia: Pearson Educacion, 2001

http://www.victronenergy.com.es/upload/documents/Datasheet-12,8-Volt-lithium-iron-phosphate-batteries-ES.pdf

http://www.victronenergy.com.es/upload/documents/Datasheet-12,8-Volt-lithium-iron-phosphate-batteries-ES.pdf

http://www.oksolar.com/pdfiles/solar%20panels%20bp_585.pdf

http://blog.openptv.org/?attachment_id=751

http://3.bp.blogspot.com/_UarOEbYJowE/TIKTQ9iPOvI/AAAAAAAAAAk/LW9HdUs7psE/s1600/curva1.jpg

http://3.bp.blogspot.com/_UarOEbYJowE/TIKTQ9iPOvI/AAAAAAAAAAk/LW9HdUs7psE/s1600/curva1.jpg

146

[13] Pàgina web: http://www.uhu.es/adoracion.hermoso/Documentos/tema-5.pdf, [tema

5 “Circuitos con amplificadores operacionales” de la professora Adoración

Hermoso Fernámdez, de la universitat de Huelva] consultada el 26/08/2014

[14] Pàgina web: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfp4110pbf.pdf, [full

de característiques del MOSFET IRFP4110PbF] consultada el 26/08/2014

[15] Pàgina web: http://pdf1.alldatasheet.es/datasheet-

pdf/view/188671/IRF/40CPQ080GPBF.html, [full de característiques del díode

Schottky 40CPQ080GPbF] consultada el 26/08/2014

[16] Pàgina web:

http://www.intersil.com/content/dam/Intersil/documents/an93/an9325.pdf, [full de

característiques del driver intersil HIP4081A] consultada el 26/08/2014

[17] Pàgina web: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm317hv.pdf, [full de característiques

del regulador de tensió Texas Instruments LM317HV] consultada el 26/08/2014

[18] Pàgina web: http://www.mouser.com/ds/2/395/SS13M%20SERIES_H12-

248463.pdf, [full de característiques del díode Taiwan Semiconductors Schottky

SS14M] consultada el 26/08/2014

[19] Pàgina web: http://www.fairchildsemi.com/ds/ES/ES1D.pdf, [full de

característiques del díode Fairchild Semiconductors ES1B] consultada el

26/08/2014

[20] Pàgina web:

http://www.ti.com/general/docs/lit/getliterature.tsp?genericPartNumber=sa555&file

Type=pdf, [full de característiques del timer Texas Instruments SA555] consultada

el 26/08/2014

[21] Pàgina web: http://www.fairchildsemi.com/ds/LM/LM7805.pdf, [full de

característiques del regulador de tensió Fairchild Semiconductors LM7805]


[22] Pàgina web: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lp2950-n.pdf, [full de característiques

del regulador de tensió Texas Instruments LP2950] consultada el 26/08/2014

[23] Projecte de final de carrera de l‟alumne Gonçal Pellicena, “Estudio de la frontera

de la Estabilidad en los Convertidores DC DC Buck y Boost en Control PWM”,

Departament d'Enginyeria Electrònica, Elèctrica i Automàtica, 2002/03

[24] Pàgina web:

http://www.ti.com/general/docs/lit/getliterature.tsp?genericPartNumber=tl1451&fil

eType=pdf, [full de característiques del PWM dual Texas Instruments TL1451]


http://www.uhu.es/adoracion.hermoso/Documentos/tema-5.pdf

http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfp4110pbf.pdf

http://www.intersil.com/content/dam/Intersil/documents/an93/an9325.pdf

http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm317hv.pdf

http://www.mouser.com/ds/2/395/SS13M%20SERIES_H12-248463.pdf

http://www.mouser.com/ds/2/395/SS13M%20SERIES_H12-248463.pdf

147

[25] Pàgina web:

http://www.ti.com/general/docs/lit/getliterature.tsp?genericPartNumber=opa2350&

fileType=pdf, [full de característiques del A.O. dual Texas Instruments OPA2350]


[26] Pàgina web: http://es.farnell.com/, [components electrònics Farnell] consultada el

28/08/2014

[27] Pàgina web: http://es.rs-online.com/web/, [components electrònics RS] consultada

el 28/08/2014

[28] Pàgina web: http://www.mag-inc.com/, [components electrònics MAGNETICS]


[29] Projecte de final de carrera de l‟alumne Antonio Martínez, “Diseño,

Implementación y Control en Modo Deslizamiento de un Prototipo de Convertidor

Bidireccional para Vehículo Eléctrico”, Departament d'Enginyeria Electrònica,

Elèctrica i Automàtica, Setembre de 2012

[30] Pàgina web: http://www.farnell.com/datasheets/1791885.pdf, [full de

característiques del condensador KEMET 22 µF, Cin, Cout] consultada el

29/08/2014


característiques del condensador AVX X7R 4,7 µF, C] consultada el 29/08/2014


característiques del condensador electrolític Panasonic EEUFR1V101 100 uF, Cd]


[33] Pàgina web: http://www.newark.com/pdfs/datasheets/spc/Ta-957.pdf, [full de

característiques del resistor Vishay MCMF01WJJ010JA10 1 Ω, Rd] consultada el

29/08/2014


característiques de l‟inductor COILCRAFT - VER2923-223KL 22 µH, Lin, Lout]


[35] Pàgina web: http://www.mag-inc.com/design/software/inductor-design, [programa

magnètics DC inductor design] consultada el 29/08/2014

[35] Pàgina web: http://es.wikipedia.org/wiki/Efecto_pelicular, [efecte skin] consultada

el 29/08/2014

[36] Apunts de l‟assignatura d‟electrònica de Potència, impartida pel professor Xavier

Maixé, Tema 7: Fuentes commutadas de acomplamiento directo

http://es.farnell.com/

Documents

Versàti l Simètric per u na Apl icació Footovoltaicadeeea.urv.cat/public/PROPOSTES/pub/pdf/2210pub.pdf · nostra bateria, la qual cosa implica que hem de saber com carregar la