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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
..FACULTAD DE. INGENIERÍA ELÉCTRICA
'MEDIDOR'HE FACTOR DE CALIDAD DE BOBINAS EN BAJA'FRECUENCIA'
RICARDO' DAVILA PERSCHMANN
TESIS PREVIA- A LA OBTENCIÓN DEL TITULO
'DE INGENIERO EN ELECTRÓNICA Y TELECOMJJ
NÍCACIONES
AGOSTO, 1981
Certifico que este trabajo
ha 'sido realizado en su to_
tal i dad por el Sr. Ricardo
Da vi la Perschmann.'
xng. Al f onso • Espi nosa R
DIRECTOR
A; mi s padres y
Hermanas.
A' Eduardo
•(Agradezco al Pueblo del Ecuador, - a la Es.cuel a Po.l i téc_
nica Na c i o n a l , a mis maestros y condiscípulos, y a to_dos quienes en forma -directa o indi recta colaboraron "con
la realización de la presente 'tesis, que const i tuy e la•culminación de mi -carrera universitaria. . . .- , . - .
Agradezco de manera especial al Ing. Douglas Moya por
su participación en la concepción y desarrollo de es_
te "trabajo, a los Ingenieros Alfonso Espinosa-, Osw.al_d;o Buitrón s' Erwin Barriga, Adolfo Loza y al Señor Fe;r_
o Ramírez por s.u colaboración en la culminación del•
s mo . ' ' " . ' " " • . . • - • . •
Agrja-dezco también a. las Señoritas Judith y Mar'ía El_e_
na lAguirre por su paciente dedicación en el trabajo me_can'ográf i co . . . '
í 8 2 ¡ £ I
Capítulo I: . pág.
MÉTODO EMPLEADO EN LA MEDICIÓN DEL FACTOR DE CALIDAD •
1.1. Definición del factor de cal i dad 1
1.2. Fundamento teórico de la medición 2
DESARROLLO TEÓRICO Y DISEÑO DEL CIRCUITO QUE "CONSTITUYE EL
- - MED-IQOR DIGITAL DE FACTOR--DE -CALIDAD . .
2.1. Diagrama de bloques ' 5
2.2.' El Oscilador 6
2.2.1. Consideraciones teóricas - - • 6
2.2.2. Diseño. ; í _ - „ _ _ -.__--. 11
2.3. El conversor Voltaje-Corriente •--- 20
2.3.1, Consideraciones teóricas -• 20
2.3.2. Diseño 21
2.4. El circuito detector del valor -medio de una se_
nal periódica 22
2.4.1. Consideraciones teóricas 22
2.4.2. Di seño _ _ _ _ _ _ _ _ _ 25
2.5. El circuito sumador : --_. . 29
2.5.1. Consideraciones teóricas 29
2.5.2. Diseño 31
2.6. El circuito detector de valor máximo 32
2.6.1. .Consideraciones teóricas • 32
2.6.2. Diseño 34
2.7. El circuito m u l t i p l i c a d o r 36
2.8. El c i r cuito di v i s o r analógico 42
Pag
2..-9 . El sistema optoeV.ec'tr.óni co de lectura
2.9.1, Consi deraciones generales- •-•
44
44
CapHu/Lo -11.1.:
REALIZACIÓN EXPERIMENTAL
3., 1. Procedimiento _ _ _ _ • _ —
3 .2 . E l o s c i l a d o r
3.3. El c o n v e r s a r V o l t a j e ' - C o r r í en te • •3 . " 4 . " E l f i l t r o P a s a - B a j o s . - -__ _ _ _ .
3.5 E l c i r c u i t o s u m a d o r • • __.-^, .- ;
3 . 6 . E l - de tec tor d e V a l o r Pico
3 .7 . E l s i s t e m a o p t o e l e c t r ó n i c o d e l e c t u r a
3.8. L o s m u l t i p l i c a d o r e s a n a l ó g i c o s --:
3 . 9 . . - E l . d i v i s o r ---• •- .—,,3.10.. El sistema completo .—• -•
Capitulo IV:'
53
54
57
6'0
52
6263
.65
69
71-
CONCLUSIONES
4.1. Ventajas
4.2. Limitaciones _ - _,
H-.O. .' '_UO.ST.OS —.— — — — — — — — — — _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _
4 ; 4 . . M e j o r a s q u e - p o d r í a n r e a l i z a r s ' e '
T R O D U C C I O
L a r e a l i z a c i ó n del p r e s e n t e t r a b a j o t i e n e s u " g é n e s i s e n l a
i d e a - d e l l e v a r a c a b o o p e r a c i o n e s m a t e m á t i c a s , d e s d e l o s s i m _
p ie s ' c á l c u ' T o s a r i t m é t i c o s h a s t a a q u e l l o s íirá's c o m p l e j o s c o m o -
l a i n - t e g r a c i ó n y . o b t e n c i ó n d e l v a l o r m e d i o d e f u n c i o n e s utj_
1 i z a n d o c i r c u í tos e l e c t r ó n i c o s a n a l ó g i c o s . E l a c o p l a m i e n t o
d e l a s d i s t i n t a s pa r t e s e n u n s i s t e m a q u e p r e s e n t e u t i l i d a d
eri e l c a m p o de las " M e d i c i o n . e s E l é c t r i c a s " ha determinado e l
d i s e ñ o y c o n s t r u c c i ó n , a - . n i v e l e x p e r i m e n t a l , d e l "medidor dj_
g i t a l de f a c t o r de c a l i d a d de b o b i n a s a . b a j a f r e c u e n c i a " , tj^
t u l o d e l a p r e s e n t e t e s i s .
El d i s e ñ o de os ci 1 a d o r e s 3- s u m a d o r e s a . i n t e g r a d o r e s , f i l t r o s ,
s e r e a l i z a e n fo rma m u y s i m p l e u t i l i z a n d o " a m p l i f i c a d o r e s o_
p e r a c i o n a l es" e n c i r c u i t o s i n t e g r a d o s . Son, e n r e a l i d a d , e l e _
m e n t o s muy v e r s á t i l e s en c u a n t o a la v a r i - e d a d "de a p i i cae i o_
n e s q u e p u e d e n t ene r y *si a ñ a d i - m o s ' a e s to l a . v e n t a j a a d i c i p _
na l de su b a j o cos.to, t e n e m o s r a z o n e s p a r a c o m p r e n d e r e l poj2_
q u é se han u t i l i z a d o - con p r e p o n d e r a n c i a en el p r e s e n t e • tr_a_
b a j o . L a s c o n s i d e r a c i o n e s t e ó r i c a s s e a p o y a n e n l a s c a r a c t _ e _
r í s t i c a s e l é c t r i c a s " i d e a l e s " d e f u n c i o n a m i e n t o d e l o s . a m p l j _
f i c a d o r e s o p e r a c i o n a l e s q u e e n l a p r á c t i c a s e t r a d u c e n e n
r a z o n a b l e s a p r o x i m a c l o n e s s o l a m e n t é . E l r a n g o d e f r e c u e n c i a
e n e l q u e p u e d e t r a b a j a r e l i n s t r u m e n t o t i e n e m u c h o q u e v e r
c o n e'ste a s p e c t o , p o r q u e m i e n t r a s m a y o r e s l a f r e c u e n c i a d e
o p e r a c i ó n , e l c o m p o r t a m i e n t o d e l o s o p e r a c i o n a l e s d i s t a m á s
d e s e r u n c o m p o r t a m i e n t o i d e a l . E s p o r es ta r a z ó n q u e e n e l
t e m a r i o d e tes i s d e n u n c i a d o , s e e s c r i b i ó u n a n o t a i n d i c a n d o
q u e l a s e s p e c i f i c a c i o n e s d e l a p a r a t o p o d í a n v a r i a r c o n e l
d e s a r r o l l o e x p e r i m e n t a l , A l a p o s t r e esto s u c e d i ó , porque e n
u n p r i n c i p i o s e p e n s a b a e x p e r i m e n t a r c o n f r e c u e n c i a s d e ha_s_
t a 100 KHz pe ro l a p r á c t i c a d e m o s t r ó que p a r a c o n s e g u i r e_s_
to era necesario disponer de eleme'ntos'especiales, amplifica^
dores -operaci onal es y multiplicadores analógicos -con conexi£
nes de compensación en alta frecuencia. No he pretendí" do cons_
truir un sistema que vaya a constituirse en instrumento de
laboratorio, sólo deseo demostrar que la medición del factor
de calidad de bobinas puéd'e efe'c ti vaménte' l l e v a r s e a cabo" _u_
ti 1 i zando este principio; es por esto que/mi trabajo se ha
limitado a realizar mediciones en baja frecuencia (10 Hz, 60
Hz, 120 Hz, 1 KHz) . La medición de factor de calidad en ba_
jas frecuencias es particularmente útil para las bobinas em_
pleadas en sistemas de potencia y en telefonía. Las primeras
porque trabajan a la frecuencia de red (60 Hz., IZO Hz) y las
segundas porque trabajan a la frecuencia telefónica de audio
(rango entre 300 Hz y 3.4 KHz).
El principio- de medi ci ón, en esta tesis, realiza el tratamiej]_
to de señales en forma analógica para llevarlas después a un
convertidor analógico digital y pasar después la información
binaria a u-n indvcador numérico luminoso de 1ectura 3 que es
el que nos da, en forma visual, el .resultado de la medición.
Este procedimientos de acuerdo con la nomenclatura moderna/
justifica la denominación del sistema como medidor DIGITAL de
facto r de cal ida d.
El tema del trabajo se desarrolla de la siguiente forma;
En el primer capitulo se explica el fund-amentó matemático del
método de medición.
En el segundo se desarrolla el fundamento teórico y se realj_
za el diseño de cada una de las etapas.
En el tercer capitulo se detallan los resultados experimenta^
les y los ajustes efectuados a partir de esos resultados.
"En; el cuarto y üTtinío capí tul o'"se exponen 1 as. concl usl orves
deducl d-as de -1 a pa-rte experimental y -s-e. hacen :to¿dos . 1 os co_
mentarl os .pertl nentes. ' . .- -
Se i-ncl uye" un a-he'xo que contiene-; el di agrama :de-.l circuito
'có'm'p &to' y h'ój'as "de" parámetros" e;l éc'"tr1-co;s y c'ur. a-'S caract§_.
r-i"s-.,tic;as de 1 os • circuí tos integrados, empleados-.'-;'-
• C A P I T U L O I' - -
- M É T O D O EMPLEADO EN LA M E D I C I Ó N DEL F A C T O R DE C A L I D A D '
1.1. D E F I N I C I Ó N DEL F A C T O R DE C A L I D A D
El fac to r de ca l i dad de una. b o b i n a , de un c o n d e n s a d o r , o de
un c i rcu i to en gene ra l se de f i ne por :
= ? e n e r g í a m á x i m a a l m a c e n a d a / , , -,^ e n e r g í a d i s i p a d a por p e r i o d o " '
Para una b o b i n a real ' a const i tu í da por una i nduc tanc ia ( L) en
se r le con la res i s tenc ia interna (.R} de la bob ina . , por la que
c i rcu la una corr iente I = Imax sen w t 3 la energía d is ipada por
per iodo es el .p roduc to de la po tenc ia m e d i a d i s i p a d a en la
r e s i s t e n c i a R C I m a x / / 2 } 2 mu l t ip l i cada por el p e r í o d o T o 1/f.
La energ ía máxima a l m a c e n a d a en la bob ina es -x- L I m a x 2 . Por
tan to 5
"ó" L i rn a x o . .e i • 'in o 2 _ 2 i r f L _ oí L /• -,Q = 2ir — - - U- ,
( I m a x 2 / 2 ) R C l / f ) R R
De la d e f i n i c i ó n e x p r e s a d a por la R e . (1.1) p o d e m o s conc lu i r
que el f ac to r de c a l i d a d es un numero que nos da una idea del
total p é r d i d a s p r o d u c i d a s en la bob ina , es to e s s cuan to mayor
es el v a l o r de Q más s e m e j a n t e es su c o m p o r t a m i e n t o al de una
b o b i n a idea l .
1.2, FUNDAMENTO TEÓRICO DE LA MEDTCION- '
Manteniendo como base el resultado obtenido en la Ec. (1.2 )
vamos a establecer el procedimiento a seguir para lograr la.
m e d i c i ó n del factor de c a l i d a d de -una - b o b i n a de prueba u t i 1 j_
zando un circuito electrónico, ' '
El proceso es el siguiente: Si co-ntamos con un circuito que
nos proporcione una señal s i n u s o i d a l , de voltaje v ( t) = se neo t
y convertimos ésta a una señal de 'corri.en.te i(t) = lo senw.t,
que circule por la bobina de prueba, la tensión entre los ter_
mínales d e d i c h a bobina será:
vL(t) = L |l + Ri
siendo L la inductancfa de la bobina y R su resistencia in-
terna. Por lo tanto,
v L (. t) = LLO I o cosü)t + RI0 s e n t o t . (.1-3)
M u l t i p l i c a n d o el. voltaje de la expresión (.1.3)' por la señal
original v(t), tenemos:
v(t).vi_(.t) = LÜJ I o sen tut eos tut + RI0 sen2wt (1-4)
U t i l i z a n d o identidades tr igonométri cas . conoci das podemos e_s_
cribir la expresión (.1.4) en la forma
v(t).vL(t) = -—- - -y1 eos 2(u t + 2 ° sen 2wt
que constituye el desarrollo en serie de Fourier de la onda
periódica v(t}.VL(t). El valor medio de esta expresión es elD T
término constante —^-. Duplicando este valor obtendríamos:
M u l t i p l i c a n d o RI0 por el voltaj'e vCtl = sen (ot tenemos:
VR[t) = R i o sen ut . (.1 . 6)
Si sustraemos esta ecuación de la Ec. (.1.3) tendríamos:
- VRCtl = uL r0 eos üit ' (1-7)
T o m a n d o e l v a V o r m á x i m o d e este v o l t a j e s l o g r a r í a m o s a i s l a r e lt é r m i n o -
ü ) L I 0 C l - 8 )
Realizando 3 finalmente, el cociente e-ntre las Ees. (.1-8) y (1.5)
llegamos al valor del factor de c a l i d a d Q de la bobina esto esa
= QRio R
que concuerda con la ex presión de la fórmula (.1.2).
Esquemáticamente podemos visualizar el conjun.to de operaciones
efectuadas para llegar al valor de Q5 en la Fig. 1.1.
• Sen
Convertidor'.V - J ^ I o -sen -031 BOBINA, eos ü)t -f- Rio.sen
Multiplicador
ü)LIo 'sen o)t .eos üít .+ .Rio. sen tút
Valor medio
Amplificador
Muí t ip 1 i c a dor. •Y Y
Rio sen-olí
.Restador
•OJLI0 Cos ü)t
Valor máximo
£
divisor
03 LIp _ Ü3LRio ~ R. = Q
Fig. 1.1 Algoritmo utilizado para obtener
*»
C A P -I T U L -O I I
DESARROLLO TEÓRICO Y_ DISEÑO DEL 'CIRCUITO QUE CONSTITUYE £L
DIDOR DIGITAL DE FACTOR DE CALIDAD
2.1 DIAGRAMA DE BLOQUES'
Conforme a lo expuesto en el capítulo' anterior, para lograr
nuestro propósito es preciso diseñar las siguientes etapas:
1 . - Un oscilador que proporcione la señal de voltaje'sen o j_
2.- Un conversor voltaje-corriente para alimentar con co-
rriente la b o b i n a de prueba.
3 .' - Un filtro pasa-bajos que será el que nos proporcione elvalor medio de la señal periódica que se conecte- a suentrada.
4. - U n e i. rcuitorestador.
5.- Dos circuitos m u l t i p l i c a d o r e s analógicos, en cuatro cu_a_.drantes . • -
6.- Un circuito que detecte y almacene el valor máximo de u_
na señal variable.
7 . - Un circuito divisor analógico.
8.- Un pequeño sistema que nos proporcione la lectura del
factor de c a l i d a d en un indicador numérico luminoso.
Presentado el forma de diagrama de bloques, el conjunto se v_e
rfa como se muestra en la Fig. 2.1.
2.2. EL OSCILADOR
2.2.1. Consi deraci ones teóricas
Para producir la onda s i n u s o i d a l requerida utilizaré un pue_n_
te de W i e n 5 debido a su s e n s i l l e z y a su excelente funiona-
miento, demostrado por la 'práctica. Este 'generador será dis^e
nado para producir señales de. varias frecuencias y una amplj_
tud constante que asegure estabilidad en el circuito d i v i s o r s
y por ende, en la lectura. Necesitamos entonces un circuito
que controle la amplitud de la oscilación.
El osci 1 ador. tendrá corno salida el voltaje v'(t) = V0 sen cots
cuya amplitud V0 ha de ser a p r o p i a d a • p a r a que al ser llevada
al conversor V-I proporcione una corriente i (• t) = 10 senoit lo
suficientemente grande como para determinar, al pasar por la
bobina, un voltaje R i o que no,sea tan pequeño como el orden
de magnitud del voltaje de ruido inherente a todo circuito
práctico*. Además, se atenuará v'(t) para disponer del volt_a_
je v(t) = sen üit de a m p l i t u d unitaria que, según lo muestra el
diagrama de bloques de la Fig. 2.1S es necesario lograr a fin
de evitar el manejo de factores en la a m p l i t u d de las señales
subsiguientes, lo que nos obligaría a construir atenuadores -
que incrementarían 1 a•complejidad del sistema.
Un esquema general de un ose i 1. ador de "puente de W i e n " se mue_s_
tra en la Fig. 2.2. Para ver como opera este circuito vamos a
asumir que el voltaje de s a l i d a e0 es una sinusoide"; entonces
OSCILADOR Sen ült CONVERSORV - I
üJLIo eos ü)t+RIo serxot
Bobina dePrueba
MULTIPLICADOR
lüLIo Sen üjt Coaot-KRIo Sen'
\FILTRO
PASA - BAJOS
v/Rio
MULTIPLICADOR
\/
Rio Sen ült
RESTADOR
tüt
V
n COS tüt
DETECTOR DEVALOR PICO
DIVISOR
CONVERSOR
A - D
0)LI o _ ÜJL
Rio R = Q
\
DECODIFICADOR
Y DISPLAY
F i g. 2.1 Diagrama de B l o q u e s del medidor de Q
la fuñe ion de r ea l imen tac i ón del puen te es.tá dada por
Z2 = R 2 ^ ( 2 . 1 )Z i + Z 2 R i + R 2 ( l + C 2 / C i ) + j ( w R i R 2 C 2 - l / u C i )
donde :
Zi = R i + 1 / j uC i y Z 2 = R 2 / ( l + j u R 2 C 2 )
El a m p l i f i c a d o r o p e r a c i o n a l man t i ene sus dos t e r m i n a l e s de e_n
trada a l m i s m o po tenc ia l ( O V ) ; de es ta fo rma
Donde E 0 . es el fasor que representa al v o l t a j e e o ( t ) . La co_n
d i c i ó n d e o s c i l á c i o n e s , de 1 a E*c-. (2 .1)
= O •(Ü o
Luego, " l a frecuencia de oscilación será
1ülo = —f
P o r _ r a z o n e s de s imp l i c idad , si h a c e m o s RI = R.2. y Ci = C2 a eji
t onces
_ 1• w o " n . r
A p l i c a n d o es to a la Ec. ( 2 . 1 ) resu l t a
DETECTOR DEAMPLITUD
AMPLITUD. DEREFERENCIA
o eo
Fig. 2.2. Esquema del Oscilador con Control.Automático de Ga-
nancia .
Si 3 = 1/3 y se cumplen las condiciones RI = Rz y Ci = C2,
tonces la salida será una s i n u s o i d e de frecuencia 1/2-rrRC.
Se notará que, mientras 3 sea 1/3, el circuito oscilará a una
cierta a m p l i t u d , también si 3 es menor que 1/3, la o s c i l a c i ó n
diverge al infinito y si 3 es mayor que l/33 la oscilación co_n
v e r g e - a - c e r o .
11
El control de a m p l i t u d se hace, según esto, variando la ga-
nancia de realimentación negativa (.3) para estabilizar el os_
cilador. En nuestro caso utilizaremos un puente de diodos
para lograr ese objetivo.
2.2.2 Diseño
La implementación del oscilador de puente de Wien se muestra
en la fig. 2.3.
El puente propi amenté dicho está constituido por R l 3 C l 3 Rz y
C 2 - Sabiendo que R i = R 2 = R y Ca= C 2 = C , calculamos e 1 va_
lor de R, con C=0.1yF* para los siguientes valores de fr_e_
.cuencia = 10 Hz, 60 HZ, 100 HZ, 120 Hz y 1 KHz- Los resulta^
dos pueden verse en la tabla 2.1.
La salida del amplificador Ai es ampl i f i cada por A2 en, aproxi_
madamente 5 veces. Por lo tanto, si
que nos da una impedancia de entrada razonable para A23
R3= 5R4 = 5x10 Ktt = 50 Kíí
* Ese valor de capacidad nos permite escoger capacitores de
b-uena calidad como son los de Tantalio o cerámica, obtenien
do así baja distorsión en la señal.
Flg.
2.
3 Di
agra
ma de
l Oscilador
de Pu
ente
de
WI
EN co
n co
ntro
l au
tomá
tico
de
ga
nanc
iaH NJ
13
Frecuencia|HZ
10
60
100
IZO
itióo
Resistencia. R(Kn) . . . .
159.155
26.526
15.915
13.263
1 .592
C = O.lyF
R =- 1ZirfoC
Tabla 2'.1 Valores de la Res1s_tencia'R de Realimentacion enel Puente de Wlen, para; obte-ner las frecuencias deseadas.
La amplitud de salida del ose i-1 ador es rectificada por el ci;r
cuito de valor-absoluto formado por A3 y Au. Esto es necesa-
rio porque tenemos que comparar las a m p l i t u d e s tanto positiva
como negativa de la onda del oscilador, con un voltaje de re-
ferencia constante y que tiene, por supuesto, una sola p o 1 a r_i_
dad.- El rectificador de onda completa se muestra, por sepa'ra_
do, en la fig..2.4 y funciona de la siguiente manera: Cuando
¿i > O, Hi =0 y £0i<0, entonces DI conduce y D2 está cortado.
La corriente no va por R i B sino por DI y por el ramal de R 2 .
En consecuencia & 0 ~ - & i
Cuando J¿-¡ < O, £o.i>0s entonces D2 conduce y DI está cortado.
Por lo tanto, al ser R-iA=Ri'B* ¿i = -&i . En consecuencia, al ser
14
¿o- -&-J - 2¿l3 &Q= -£-¡ - 2(~j¿i ) =
rectificación d e o n d a completa.-j. Se ha p r o d u c i d o a s í , la
Fig. 2.4 Rectificador de Onda Completa
El circuito sensor utilizado en la fig, 2.3 es propiamente un
rectificador de media de onda de corriente, ya que su etapa de
salida no es un a m p l i f i c a d o r de voltaje como en la fig'. 2.4
sino más bien un circuito integrador.
Escogemos el valor conveniente R5=10 K^ para una impedanciade entrada de A3 adecuada. R6 = R5-= 10 KS7
A fin de que la i m p e d a n c i a que mira £o hacia adelante sea e-
sencialmente R 5 s hacemos R8 » R5 - Con R8 = 10 R5 cumplimos s_a
tisfactoriamente esta condición, y hemos s i m p l i f i c a d o el cál-culo del condensador C3.
Por lo tanto R8= 100 K^ y, de lo explicado en la fig. 2.4
1 5
R7 = 2± 3 o sea R 7 - = 50 Kfí
La i m p e d a n c i a que presente C 3 5 a la menor de las frecuencias
(10 Hz), o sea 101 C:
debe ser mucho menor que la i m p e d a n c i a de
entrada vista por eo hacia adelante, es decir R5 = 10 YSl.
C o n
te, -
= 1 Kfi satisfacemos el requerimiento. Por c o n s i q u i e n—
C =1
2 - í r x l O x l x l O 3x 108 yF
C3 = 16 pF
El a m p l i f i c a d o r Ai* de la fig. 2.3 actúa como un integrador del
error entre la señal de entrada y la a m p l i t u d de referencia, en
otras palabras, su sal-ida nos entrega el v a l o r medio de la dj_
ferencia existente entre la corriente del "rectificador y la c_o_
rri ente de referencia. :
Tomamos a la fuente de a l i m e n t a c i ó n V" con 15 V..
Escogemos PI = 10 Kft y Ra mucho mayor que el máximo valor de la
resistencia v a r i a b l e , para preveer el caso en que el voltaje de
referencia sea cercano al de V". Por esta razón R9 = 100 Kíí.
Pi se e l i g i ó del valor mencionado, s i g u i e n d o él' s i g u i e n t e crj_
terio: s u p o n i e n d o que el giro total de la p e r i l l a del potencio_
metro puede d i v i d i r s e en 10 partes, cada parte representaría
1 Kn. Con V~ = 15 V, cada paso del cursor representaría una v_a
r i a c i ó n de corriente de l.SV/lte = 1.5 mA3 lo que es muy conv_e_niente porque obtenemos así una s e n s i b i l i d a d de ajuste más o
menos fino.
ba gan a n c i a del integrador A4 está dada por C^. El escogi tamie_n_
. t o de C 4 es un compromiso entre v e l o c i d a d _ d e respuesta y d i _s_
torsión. En el caso presente, l a v e l o c i d a d de respuesta no es
crucial y he preferido mantener una baja distorsión en la o_n
da s i n u s o i d a l con un v a l o r de C4 medianamente grande. E n t o_n
ees :
C4 = 100 yF
El diodo D 4 ha previsto la p o s i b i l i d a d de tener un v o l t a j e -
n e g a t i v o a la s a l i d a de A4 5 lo cual i m p e d i r í a la o s c i l a c i ó n
porque mantendría abiertos los diodos D 5 y D 5 . Por eso, si el
voltaje de s a l i d a de Au es negativo, D4 conduce y descarga Cu
inicializando de esta manera el proceso de control.
El conjunto R i o 3 R I I * D 3 s si b i e n no es i n d i s p e n s a b l e , ha sj_
do implementado a fin de que, por una parte, no permita que
el voltaje de control sobrepase un cierto valor máximo que da_
ñarTa el condensador C^ que es e l e c t r o l í t i c o - y , por otra,pe_r
mita a la vez un rango "más o menos a m p l i o de control, respe_c_
to del voltaje de a l i m e n t a c i ó n V~. Ese rango lo escogemos c£
mo 2/3 V~, esto es3 10 V. El voltaje DC máximo para el co_n
densador d* escogido es de 10 -V. Por lo tanto- si dejamos c_p_
mo valor máximo de excursión de s a l i d a de A4 los 9 V, propo_r.
clonamos más seguridad al circuito. Si se llegara a alcanzar
este valor, D3 conduciría, descargando el condensador C4 a
través de R I i .
Para que la corriente de conducción sea de 1 mA (adecuada p_a_
ra un diodo de señal) la resistencia Rn se calcularía así:
= 9
17
.Obviamente, el v a l o r de R i o sería e.] siguí.ente:
R i o = ?r x 9 Kíí = 15
Los diodos D 5 y D 5 3 que deben tener características lo más
similares, han sido conectados como r e s l s t e n c l a s v a r l a b l e s
controladas por voltaje, es decir, se utilizará la zona no
li n e a l de su característica de transferencia. Para un dio-
do de SI, de uso general,, si el voltaje ano d-o-cátodo varía
entre O y 0.5 V, la corriente a través de la juntura varía
entre O y 2 mA, aproximadamente. Entonces, si queremos a-
provechar todo el rango de resistencia v a r i a b l e de los di£_
dos, asignaremos al máximo voltaje de salida de Ai, la circu
lación de corriente máxima a través de los diodos D5 y D6:
entonces
9V= R l 5 = ~
Es preciso notar que el voltaje a la salida de A^ ti ende h£
cía el máximo valor mientras £ 0 tiende a OV. En ese ' caso,
la corriente a través de los diodos D 5 y D 6 e s suministrada
sólo por Aif ys por lo tanto, el c á l c u l o de Rm, Ris es co-
rrecto . • •
A5 actúa, slmplemente como un inversor de voltaje manejando
el diodo D6 en forma análoga a como lo hace Ai* con el diodo
D5. Una Impedancla de entrada apropiada para ese Inversor
es 10 kfi, tal como en el caso de A2 y A3. Entonces:
18
Recordemos que 8 = —5—> Por ^° "^nto £1 voltaje a la entra-
da negativa de AI debe ser un tercio del voltaje a su salida.
En consecuencia.» el p a r e l e l o R i 6 y'R i 7 debe ser un tercio del
valor de R i 8 - El c á l c u l o de estas resistencias se haría to-
mando en cuenta el hecho de que cuando la s a l i d a de Ai+ tiene
el valor mínimo, la corriente a través de los diodos D5 y D5
proviene exclusivamente de la s a l i d a de AI. Por otra parte ,
si A^ proporciona su m í n i m a salida es porque e0 tiene s u máxj_
mo v a 1 o r s es decir el voltaje de saturación del a m p l i f i c a d o r
operacional (15 V).
Si esto es así, el voltaje a la s a l i d a de Ai es también. el
máximo posible (3V).
En tales condiciones deseamos d i s m i n u i r la a m p l i t u d de e 0 3
m a n t e n i é n d o l a oscilación. Si "tomamos, para esta situacion s
un valor de corriente a'través de D5 y D6 que esté en un 30$
de su rango total de v a r i a c i ó n (0.7 mA) habremos logrado nues-
tro proposito porque la resistencia que presentarían los di_o_
dos sería apreciablemente mayor que la que presentarían cuajV
do e0 es máximo s aumentando por ende el voltaje a la e n t r a d a_
negativa de A l 5 es decir la r e a l i m e n t a c i ó n . n e g a t i v a de A Í 3 y
o b l i g a n d o a que la s a l i d a de AI se haga más pequeña.
Bajo las consideraciones hechas 3 calculamos el valor de
Ri 8 + (RisH R i v )
Por como di dad, tomamos R i 6 = R Í 7 = R í e y
R í e + R í e = R I B = 4,2
19
P2 ajusta el valor de R 1 8 y se ha tomado de un valor que es-
té dentro del porcentaje de tolerancia (_+ 10%) de la resis-
tencia, esto es 3
P2 =.0.1 x 2.8 Kfi = 280 ü
Para v i s u a l i z a r mejor e'l funcionamiento del control de am-
p l i t u d del oscilador, lo voy a resumir en los siguientes té_r_
minos :
Si £o tiende a crecer, la salida de A^ decrece. Con ello la
conducción de los diodos D 5 y D G disminuye, o lo que es lo
mismo, su resistencia aumenta, aumentando por tanto el volta
je de real inventación negativa de AI que o b l i g a a disminu.ir -
la s a l i d a ' d e es.te operacional y, como consecuencia, la amplj_
tod de e0.i
Por el contrario, si J¿0 tiende a d i s m i n u i r , la s a l i d a de A4
crece, disminuye l a . r e s i s t e n c i a de los diodos D5 y D6 y con'
ello la real imentación negativa de Ai. La a m p l i t u d de e0 aj¿
menta.
Es importante observar la compensación supersensible que re_a_
lizan los diodos conectados en puente, lo qu e _determi na un
funcionamiento muy preciso del oscilador.
A6 es el atenuador mencionado al p r i n c i p i o de este párrafo .
Como deseo obtener, v( t) = 10 sen wt | V y v'(t) = sen oí t, -
R í a = 10 R 2 o - Si escogemos R 2o = 10 Kfí, entonces:
R i g = 100 Kfi
20
2.3. EL CONVERSOR VOLTAJE-CORRIENTE -
2.3.1 Consideraciones teóricas
Una realización s i m p l e para el conversor voltaje-corriente se
muestra en la fig. 2.5 La carga es, en realidad, flotante lo
cual sería inadecuado para nuestro propósito porque deseamos
medir el voltaje en un terminal de la b o b i n a con el otro ter-
minal a tierra. Afortunadamente, si el .amplificador operaci_o_
nal tiene u n a . g a n a n c i a de lazo abierta lo suf i ci en temen te grar[
de como para considerar que sus dos terminales de e n t r a d a - se
encuentran al mismo potencial, y habiendo conectado el termi-
nal positivo a tierra podemos asegurar que, efectivamente, un
terminal de la bobina está al potencial de referencta (OV).
Fig. 2,5 Conversor Voltaje-Corriente
En la f i gura 2.5, el voltaje de entrada j¿-j se transforma en
la corriente ii por medio de la resistencia R i . Esa misma co_
rriente circula por la carga Z¡_ debido a la alta impedancia
que presenta la entrada del amp. op. El valor de i i es- i n d e _
pendiente del valor de Z[_ por ser la ganancia del operacio-
nal teóricamente infinita.
21
Tanto la fuente de señal (£ i ) como el amplificador operacio-
nal deben ser capaces de suministrar la corriente de carga
total necesaria.
Por la forma de conexión, el voltaje de s a l i d a (¿0) está de_s_
fasado respecto del voltaje de entrada (& -j ) en 180°, es de-
cir, el conversor analizado en un s i m p l e inversor.
2.3.2 Diseño
El oscilador diseñado en el acápite 2.2 nos proporcionará.u-
na sinusoide con una amplitud máxima de 10 V. Esa señal es
el voltaje de entrada £-j para el circuito de la fig. 2.5. Un.
voltaje mínimo, conveniente para R I 0 > donde R es la resisten_
cia interna de la bobina de prueba, seria el de unos' .80 mV.
De las bobinas d i s p o n i b l e s para las pruebas experimentales,
la más pequeña de las resistencias internas encontrada es de
4ft aproximadamente. Por lo tanto, el valor mínimo de I0 se-
ria: I = 80 mV/4Q=20 mA. - De esto podemos deducir el v_a_
lor de Ri para el circuito de la fig. 2.5'L
R = 1QV - 500 '7Kl 20 mA " bUU
20 mA es la corriente que deben proporcionarnos e-¡ y el amp.
op. La impedancia de esta fuente de corriente está en el or_
den de los megaohmios. La fuente puede considerarse buena
siempre que el v a l o r de la impedancia de carga sea mucho m £
ñor que el valor de la impedancia de la fuente, en paralelo
con ésta.
Para tener una idea del valor máximo de impedancia de carga
que vamos a conectar, supongamos que tenemos una bobina cuya
inductancia L sea de unos 500 mH (valor grande de inductan-
cia), "a la mayor de las frecuencias que utilizaremos (1
22
Entonces la b o b i n a presentaría una. impedancia
üiL = ZTTX! KHzx500 mH =3.14 K (la contribución de R de la
bobina a la impendancia total es despreciable en este 'caso)
que es mucho menor que la impedancia de s a l i d a de la fuente
de corriente. Así vemos que podemos trabajar con comodidad
en un rango de valores de inductancia bastante grande.y p o -
driámos, i n c l u s i v e , subir la frecuencia. No es posible ha-
cerlo por limitaciones de otra índole, las mismas que serán
anal izadas más adelante.
2.4. EL CIRCUITO DETECTOR-DEL VALOR MEDIO DE UNA SEÑAL PERIÓ-
DICA (Filtro pasa-bajos)
2.4.1. Consideraciones Teóricas
El voltaje inducido en l a b o b i n a de prueba por el flujo de
corriente i(t)=I0 s e n w t a través de la mtsma, es:
v(t) = toLIoCos t + RI0senwt
M u l t i p l i c a n d o v(t) por la señal del oscilador ¿0=senwt obte-
nemos v' (t)=ü)LI Osenwt coswt + RI0sen2üjt que puede también e_s_
c r i b i r s e a s í :
v.(t) = -^- + SÜJLl sen 2ü»t- cos 2u>t
R i oS i q u e r e m o s s e p a r a r e l t é r m i n o d e v o l t a j e d e b e m o s d i s e -
ñ a r u n f i l t r o p a s a b a j o s q u e a t e n u a r á l o s c o m p o n e n t e s d e
v 1 ( t ) cuyas f r e c u e n c i a s s o n m a y o r e s q u e u n a f r e c u e n c i a d e co_r
t e q u e d e t e r m i n a r e m o s p r e v i a m e n t e y q u e se rá e s c o g i d a d e t a l
m a n e r a q u e l a a m p l i t u d d e l a s m i s m a s s e a c o m p l e t a m e n t e des- .
p r e c i a b l e r e s p e c t o d e l a a m p l i t u d d e R I 0 / 2 .
Se c o n s t r u y ó un f i l t r o con la f r e c u e n c i a de corte en 1 HZ y
u n a a t e n u a c i ó n d e 4 0 d B / d e c p a r a l a s f r e c u e n c i a s s u p e r i o r e s .
La frecuencia mín ima presente en la func ión v ' ( t ) es 2x10 HZ, puesto
que la mínima f recuencia de trabajo para el c i rcui to medidor será de l
Entonces la a tenuación para los 20 H^ será de más de 100.veces ( 4 0 d B ) .
23
A manera de ejemplo, para una bobina de 500 mH y una corrien_
te I p= 3mA, a la 10 HZ, RI 0 tiene -un valor de 80mV aproxima-
damente; en caso la am p l i t u d del término ojLI 0/2 sen 2o)t es
de 70 mV que, atenuado en sólo 100 veces, nos daría a la sa-
l i d a del filtro 0.7 mV.
Diseñado así, el filtro satisface perfectamente nuestros re-
querimientos.
Para conseguir la atenuación de 40 db/de-c, la función de trans_
ferencía del filtro P.B. debe contener un par de polos com-
plejos conjugados es decir, debe tener la siguiente forma:
Hts) =
Las expresiones correspondientes 'de magnitud y ángulo para u
na excitación sinusoidal, en régimen estacionario serían:
H(jíü) = G(ÜJ) =1/2
(te) = - are tan
- are tan ± (2tu
A- O (Ref. 1, Pag. 286)
Por sencillez y bajo costo utilizo un filtro activo que em-
plea un amplificador operacional, capacitores y resistencias.
El circuito que analizaré tiene la configuración que se mues_
tra en la fig. 2.6. El tipo de conexión se d e n o m i n a "co-nexión de realimentación m ú l t i p l e y ganancia infinita".. Esta
proporciona un par de polos complejos conjugados en el plano
S, con ceros en el origen o en el infinito. El a m p l i f i c a d o r
24
se utiliza en la configuración de inversor, con la entrada.p£
sitiva a tierra. Cada elemento Y-j- representa un s i m p l e capa-
citor o resistencia. La función de transferencia de voltaje,
asumiendo que el amplificador posee una ganancia de lazo a -
bierto infinita, es la siguiente:
Ei (s) = (2.3)
Las a d m i t a n c i a s se rán e s c o g i d a s para rea l i za r la func ión "pa-
s a - b a j o s . "
Fig. 2.6 Circuito de Realimentación Múltiple y Ganancia Infinita
El f i l t ro p a s a b a j o s se muest ra en la f ig. 2 . 7 . La func ión
de t r a n s f e r e n c i a de v o l t a j e , de a c u e r d o con la E c. ( 2 . 3 ) s e -
ría :
(s) =- l / R i R 3 C 2 C 5
25
Nótese que e l c i rcui to produce una invers ión de la s e ñ a l . P a r a este
c i r c u i t o , s i g u i e n d o l a n o t a c i ó n e m p l e a d a e n l a E c . ( 2 . 2 ) ,
1 /2
( 2 . 4 )
( 2 . 5 )
a =V
B.
, R ,V R 3
La inversión ha sido incorporada en la función - d e ángulo de
fase d>.
Ei C2
Fig. 2.7 Filtro Pasa Bajos de Realimentación M ú l t i p l e •
2.4.2 Diseño.
Se dispone para el diseño de tres ecuaciones, las de H o , ÜJD
y a con un número mayor de incógnitas. Entonces, se -d e s i g n a
val ores a Ho, a y wo . , ••-.,•
001946
26
El filtro nos entregará como voltaje de s a l i d a el término
RIo/2. Serna mejor obtener del filtro de una vez el voltaje
RI0, lo cual es posible conseguir dándole al circuito una ga_
nancia de 2 .
Por lo tanto, H0=2
La frecuencia de corte f 0 = w 0 / 2 TÍ será, de acuerdo con lo ex-
puesto en la sec. 2.3.1, 1 herzio. Por consiguiente,
üj0 = 2ir*xl H2 = 6.28 rad/s.
El valor de a se escoge en base al a n á l i s i s de las curvas de
"magnitud de respuesta de filtros pasa bajos de segundo or-
den" que se pueden ver en la fig. 2.8 y bajo los siguientes
criterios. La atenuación de 3dB debe ocurrir a la frecuer[
cia ü)=ü)o- ESto sucede, en forma aproximada, cuando a tiene
valores comprendidos entre 1.2 y 1.6. En este rango se ti ene
la ventaja, además, de que no existe sobreimpulso.
Por otra parte de las curvas de la fig. 2,9, que miden la ra_
pidez de respuesta de un sistema de segundo orden utilizand.o
para ello una excitación tipo escalón, de a m p l i t u d u n i t a r i a ,
se puede comprobar que para valores de 5=a/2.3 comprendidos en_
tre 0.5 y 0.8 los sistemas responden más r á p i d a m e n t e y s i n os_
c i 1 a c i ó n .
Escogeré, por tanto, el valor a= /2~
Como se dispone de a l g u n a s variables independientes se asig-
na a C5 un valor conveniente
C5 = O.lyF
o CL
. o
X) rd -a O)
OJ
•a
O
NO
LU
ai -o c o -o
en oo CM cr> iftí o.
4- OJ o:
4- QJ
-o to OJ
OJ
"O OJ s- o rd
O.
í~<S
i fl3
<D
Q-
QJ "O -o r: -P co OJ en •<— ü_
28
2 3 4 5 6 7 3 9 10 11 -1H wnt{secj
Fig, 2.9 Curvas cíe respuesta' al escalón unitario
Entonces:
4(2+1)
Asumo
K >
K >6
K = 10
2- = 6
De esta manera: C2 =10x0.lyF = lyF
Habiendo calculado la constante K como lo hemos hecho, se de_
termina el valor de Ri» por medio de la siguiente ec:
p -Kii —4(H0+1)
(Ref. 1, Pag. 290)
Por l o t a n t o :
29
/2 •
Z x Z i r x l x O . l x l O " 6
1 - 4 (2+1)
10x2
R 4 ( - l ) = 1.84
' R 4 ( 2 ) = 4 1 3 . 6 3 3 Kíí
T o m a n d o £ 4 ( 1 ) p u e d o c a l c u l a r R'i d e l a E c . ( 2 . 4 )
R i =1.84
2
R i = 920 Kfi
De la Ec. (2.5) se pu e d e - o b t e n e r el valor de R 3 3 as"í
1
(27rxl)2x(0.1xlO~6)2x(.1.84xl06)xlO
R3 = 138
2.5. EL CIRCUITO SUMADOR
2.5.1. Consideraciones teóricas
La implementa clon del circuito sumador es muy sencilla. Su
configuración puede verse en la Fig/ 2.10. Suponemos que e l -
amplificador operacional trabaja en condiciones ideales, es
decir, que e'ntre otros aspectos, su impedancia de entrada es
30
infinita y sus dos terminales de entrada se encuentran al mi_s_
mo potencial. La entrada p o s i t i v a se conecta a tierra y las
dos corrientes de entrada son independientes entre sí. Por lo
tanto:
La suma de las corrientes en el elemento de realimentación Rp
genera el'voltaje de salida £0 , de la s i g u i e n t e manera:
• n / n ^ r , . K p , / / ^ / l ^
Asi, el circuito mostrado funciona como un .amplificador aditj_
vo donde cada término de voltaje de - e n t r a d a puede -operarse, en
la suma, con un factor de ganancia diferente.
Sin embargo3 si utilizamos en el circuito tres resistencias j_
dénticas, esto es RI= R2= Rp, de acuerdo con la Ec. (2.4) te;n_
dríamos:
Como puede observarse, el voltaje de salida es el negativo de la
suma de los voltajes de entrada.
31
Fig. 2.10 Sumador
2. 5.2 u'iseño
Las. resistencias R I y R 2 del circuito de la fig. 2.10 deben
escogerse de tal forma que 1.a impedanci a'de entrada del sum_a_
dor no sea muy pequeña-. Un v a l o r de 10 \\ti para. Rj. y R2 es
muy conveniente puesto que para voltajes &Í3. £2 tan grandes
como 1 O V la corriente de entrada aV "sumador seria de 1 mA
por cada ramal. Una corriente de s a l i d a como, esa para los am_
plificadores operacionales de l a e t a p a anterior hace que es-
tos trabajen muy cómodamente. Por otra p a r t e , " R l s R2 y " Rp
d e b e n - tener el mismo valor; es más, deberían ser idénticas.
Para conseguir la mejor aproximación debo utilizar resisten-
cias de precisión. Por lo tanto:
Ri = R2 =- Rp = ÍO +0.1%
32
2.6 EL CIRCUITO DETECTOR DE VALOR MÁXIMO
2.6.1 Consideraciones teórlcas
La' señal de voltaje wLI0 eos wt que se obtiene del circuito
sumador descrito en la sec. 4 del presente capítulo, debe ll_e_
varse a un circuito que detecte su valor máximo (aiLI0) y lo
almacene en un condensador. Esta f-unción es realizada por el
circuito de la fig. 2.11
Fig. 2.11 Detector de Valor Pico
Cuando ¿-j empieza a crecer positivamente, como el condensador
está in i c i a l m e n t e descargado, se establece por un instante u-
na entrada di fe rene i al 'pos i ti va al operad onal. El voltaje
& o i tiende a subir hasta el potencial de saturación positivo
del amplificadora el diodo, conduce y el condensador se carga
33
hasta el valor Instantáneo de voltaje J¿ -j porque el factor de
amplificación, teóricamente infinito del operacional, hace
que las d'os entradas del amplificador i g u a l e n sus potenciales.
Una vez que el condensador _se ha cargado al voltaje j¿-¡ 3 la en_
trada diferencial nula en el operacional l l e v a su voltaje de
salidas £01, a cero. Entonces el diodo se abre y todo lo di_
cho se repite hasta cuando J¿-j alcanza su valor máximo p o s i t j_
vo porque en cuanto &-\a a decrecer, £ 01 va hacia el p£
tencial de saturación negativo de.l o p e r a c i o n a l 5 dejando al
diodo D inversamente polarizado y 3 en consecuencia, sin con-
ducción.
Podría pensarse que es necesaria una resistencia de protec-
ción para él diodo pero m i r a n d o las características eléctri-
cas del operacional veremos que no e.s así. La corri ente máxj_
ma de .salida que puede proporcionar el amplificador es rela-
tivamente pequeña (Z20 mA) y es esta misma la corriente máxj_
ma que atravieza el diodo. Este valor de intensidad de co-
rriente limita el voltaje directo aplicado al diodo, h a c i e n d o
que la d i s i p a c i ó n de potencia en el mismo no alcance un va-l o r p e l i g r o s o .
Teóricamente el condensador no tiene un camino de descarga
porque el diodo no conduce en sentido inverso y la impedancia
de entrada del operacional es infinita. En la práctica, esto
es sólo una buena aproximación y el di seño, del condensador.cteberá tomar en cuenta los valores reales de impedancia en la
frecuencia de trabajo. Por otra parte la señal j¿0 será llev_a_
da como entrada a otra etapa y para no preocuparnos por la
impedancia de entrada de la misma colocaremos a- la salida del
detector de valor pico un buffer, que será un amplificador
operacional conectado como seguidor de voltaje (alta impedan_c i a * de entrada y baja de salida). El circuito completo p u e_de verse en la fig. 2.12
34
o e.
F i g. 2.11 Detector de Valor Máximo de una Señal V a r i a b l e
2.6.Z Diseno
Refi-riéndonos al circuito de la fig. 2.11 y tomando en cuen-
ta lo discutido en la sección 5.1.. vemos que el diodo D es
un diodo de señal, sin características especiales, por eso u_
til izaré el 1N914.
Para el di seno del condensador C debe tomarse en cuenta lo sj_
guiente: El capacitor puede descargarse, p r i n c i p a l m e n t e , a
través de las impedancias de entrada de los amplificadores £
pe racionales, porque el diodo en polarización inversa es prá_c_
ticamente un circuito abierto; esas impendancias tienen v a l o
35
res que oscilan a'l rededor de los 2MQ para las frecuencias de
trabajo que hemos escogido. Es deseable que entre dos picos
positivos consecutivos de- la señal de entrada a la menor de
las frecuencias (1 O H 7), el condensador, cargado a este valor
máximo no l l e g u e a descargarse más a l l á en un 1% del v a l o r pi_co adquirido, para tener una exactitud adecuada en la medi-
ción del factor de calidad (error del 1% corresponde a las
centésimas para voltajes menores que 10 V.) Este c r i t e r i o e s_
tableee el valor mínimo de capacidad a ser implementado. Por
otra parte, el condensador no puede ser arbitrariamente gran_de porque mientras más pequeño sea más rápidamente responde^
rá el circuito.
Expresando lo dicho en forma matemática, el voltaje sobre elcondensador
-1 / R rvc = vc máx £
debe ser mayor que 0.99 vc máx, donde R es el p a r a l e l o de las
impedancias de entrada de los dos operacionales (2MiI2M=]M) y
t es el periodo de la señal & -j a la menor frecuencia de 'tra-
bajo. ' .
Por 1 o tanto,
£ - t/Rc > o.99
o s e a ,
t > In 0.99,Re
es decir,tc >
1R In 0.99
36
Reemplazando los parámetros por sus valores, tenemos
100 msc > IMnxln 1 / 0 . 9 9
c > 9 . 9 5 yF
2.7 EL CIRCUITO MULTIPLICADOR
Se describirá a continuación la teoría de funcionamiento de
uno de los tipos de circuitos integrados multiplicadores pr o_
ducidos por la fabrica ANALOG DEVICES, que serán los que se
utilicen en el presente trabajo. Los requerimientos de exa£
titud y estabilidad en la medición del factor de calidad debobinas exigen buenas características eléctricas a los multi_
plicadores que, como ha podido observarse, consti tuyen 1 a pa_r_
te medular del sistema construido. Tales c-aracteristicas pue_
den conseguirse a través* de la tecnología m o n o l í t i c a de con_s_
trucción de circuitos encapsulados.
Por el momento, los valores de diseño de los parámetros uti-
lizados en el circuito integrado no han sido p u b l i c a d o s . C o n_
tamos sí, con todas las características de trabajo del .inte-
grado las mismas que se incluyen en el apéndice de la prese_n_
te tesis.
El m u l t i p l i c a d o r u t i l i z a d o tiene la denominación AD534 y la
operación de m u l t i p l i c a c i ó n se -realiza empleando la técnica de
"transconductancia variable" que se detallará enseguida.
El m u l t i p l i c a d o r de transconductancia es conceptualmente sim_pie. Una entrada controla la ganancia de un elemento activo
37
(FET, v á l v u l a , transistor) el cual a m p l i f i c a la otra entrada
en proporción a la entrada de control.
Casi todos los m u l t i p l i c a d o r e s de transconductancia que se
producen actualmente utilizan el transistor como elemento a£
tivo, por la relación l i e n a l , muy estable, que existe entre
la corriente de c o l e c t o r y l a transconductanci a del elemento,
y también porque son fáciles de fabricar como conjuntos aco-
plados, térmicamente compensados, en pasti11 as de circuito in_
tegrado.
Un m u l t i p l i c a d o r de transconductancia en cuatro cuadrantes
consiste en un conjunto de fuentes de corriente acopladas, .un
grupo de conversores voltaje-corriente, para transformar los
voltajes de entrada en corrí entes relacionadas 1 inealmente con
aq u e l l o s , una c é l u l a de m u l t i p l i c a c i ó n de 6 transistores queproduce dos corrientes cuya diferencia es proporcional al pro_
ducto de los voltajes d.e entrada, y un amplificador'diferen-cial de entrada que transforma la corriente-diferencia en un
voltaje de salida de terminal único.'
Estos elementos, con la excepción del transistor de s a l i d a y
su circuito de realimentación, que se'omiten por c l a r i d a d , ,
pueden verse en la fig. 2.13.
Las fuentes de corriente acopladas tienen el símbolo "I"; el
voltaje de entrada X se a p l i c a a las bases de Q A y Q B s gene-rando una corriente diferencial proporcional en RX; el volta_
je de entrada Y se a p l i c a a las bases de Qc y Q i , generando
una corriente diferencial proporcional a RX; la c é l u l a de mul_
tiplicación consiste de los transistores conectados como d i o_
dos Qi y Qz3 además de los cuatro transistores Q 3 s Q i » > Q s í Q eLa corri.ente diferencial de -sal i da es igual a la suma I3 + I5,
menos 1 a suma I it + Is
39
Siguiendo el lazo A-B-C-A a través' de Q i s CU, Q a ,
,= Vbe Q3+VQ
Vbe Qi = q I
(2.10)
(2.11)ceo
Utilizando la ex. (2.11), la ec. (Z.10) se reduce a
In n Ig3+ln IQZ
Por lo tanto,
3 1 2
(2.12)
(2.13)
En forma similar, para el lazo- A-B-C-A a través de Q i , Q5, Q6
Q¿,. '
I 1 I.-S = • I 6 I (2.14)
Como se había anotado antes, la corriente de s a l i d a es
o = (2.15)
Sustituyendo las relaciones (2.13) y 2.14) en (2.15)
!o = I3+ le Iz/I I2/Ii-I6
= Is (Ii-I 2)/Ii-I B(li-l2)/I
= ( I 3 - I 6 ) ( I 1 - I 2 ) / I 1
(2.16)
(2.17)
Reemplazando (2.6^y (2.7) en el numerador de (2.17),
lo = (I3-I6)(2VX/RX)/I, (2.18)
40
De- las ees. ( Z . 1 3 ) y (2,8), podemos ver que
3 2 _ T , ___ _ T ( 9 1j i X R J 3 U . Iy
Luego podemos resolver para I3,
T _ lil+IjVy/Ry _ ' I g l + Vy/Ry (? 9Í]]13 r-rr 2T~~ (¿.¿U)
De manera análoga, de (2.14) y (2. 9), podemos ver que
Is = = i _ Vy. _ i, (2.21)i Ky
Resolviendo para I 6 s
Is „ l i l - IiVy/Ry (2.22)21
Sustituyendo (2.20) y (2.22) en (2.18) y s i m p l i f i c a n d o
21 Vy/Ry 2Vx/Rx•—• —•———— ——— —0 " 21
VxVy= 2 IRxRy
La figura 2.14 es una versión esquemática completa del mu 11j_
p l i c a d o r AD534. La c é l u l a de seis transistores del m u 11 i p1 j_
cador consiste de Q 6 s Q 7 s Q i 2 s Q i 3 , Q m y Q i s - ( RI 2 + Ri 3 + Ri )
es semejante a Rx, (Rzs+Rze+Rs?) es semejante a Ry y
(Rse+Ras + Riío) es semejante a Rz. La diferencia de corriente
2Vz/Rzs se iguala a la corriente de salida por medio delarea^
limentación alrededor del amplificador de s a l i d a . Entonces
cuando la realimentación "sensora" proveniente de E está c£
nectada a Z ("+Z")3 y la "referencia", Zi("-Z) está conecta-
da a tierra.
41
'- U u. II'-KO3 Q4 \—+-i OS OG
Fig. 2.13. Circuito Básico del M u l t i p l l c a d o r . d e Transcondu£
táñela V a r i a b l e en Cuatro Cuadrantes.'
Con el objeto de explicar como opera este m u l t i p l i c a d o r , def i_
namos primero las relaciones entre corriente que resultan más
obvias. Por inspección de la Fig. 2.13 tenemos:
i = I + Vx/Rx
I2 = I - Vx/Rx
(2.6)
(2.7)
= I + Vy/Ry
Is + le = I - Vy/Ry (2.9)
En todas las relaciones anteriores se ha supuesto que los traji_
sistores tienen geometrías s i m i l a r e s 5 3 infinito, que no ti_e_
nen resistencia serie ni paralelo y tienen operación 1sotérm1_
ca .
uo
pe
o L
unoo
f [
* Z
'6L
J
fet
En = V-
y Eo =
RzVxVy
', 40)
2.8. EL CIRCUITO DIVISOR. ANALÓGICO
La operación 'de d i v i s i ó n puede ll e v a r s e a cabo, colocando el
m u l t i p l i c a d o r descrito en la sección precedente, en el cami-
no.de re. al i mentación de un amplificador operacional. Esto
puede verse en la fig. 2.15
NUMERADOR (V~)
R. o -f
DENOMINADOR (Vx)
Fig. 2 . 1 5 Divisor Ana lóg i co
En el punto A del c i rcu i to de la f ig. 2 . 1 5 " se t i ene el . v o l t a ^
je + ~\^ - es d e c i r - + ~?r
43
Por otra parte, la corriente que entra por R i va hacia R o d _e_
bldo a la a impedancla teóricamente Infinita del operado-
nal , entonces
V X E O / E R _ V Z /o o NRl
Igualando los valores de las resistencias, o sea, haciendo
Ri = R2 = R , podemos encontrar la expresión de E0 en esa si_
tuación, de la Ec. (2.23)
donde E R es el factor de escala proveniente del m u l t i p l i c a -
dor.
Es preciso hacer dos acotaciones al proceso de d i v i s i ó n que
estamos empleando. Primeramente, sólo se permite .una polarj_
dad al denominador porque si Vz>03 por ejemplo, E0 debe ser
menor que cero (la forma de .conexión utiliza real imentaci ón
negativa) y para que el resultado de la d i v i s i ó n sea coheren_
te, Vx debe' ser menor que cero (el multiplicador no produce
inversión de fase).
Siendo V2>os Eo es mayor que cero y Vx debe, nuevamente, sermenor que cero.
En segundo lugar, la ganancia de lazo cerrado varía en for-
ma inversa al valor de Vx (denominador). Entonces, conformeva decreciendo Vx, aumenta el ruido, el error cometido, etc.
Por lo tatito, no es conveniente que'el denominador tenga va-
lores muy pequeños.
44
La i m p e d a n c í a de entrada para 1.a señal V2 es la resistencia R.
Lo más adecuado seria que 'tanto Vx como Vz miren la misma im-
pedancia de entrada. La de Vx es.alta, por la construcción
misma del integrado. Si elevamos Rs también subimos el valor
m í n i m o que puede tener Vx porque aumenta la impedanci a de' rea_1 i mentación del circuito. E v a l u a n d o estas alternativas 11eg_a_
mos a d e c i d i r
R = 10 kS7
que fue el v a l o r que se escogió como impedanci a de entrada pa_
ra los circuitos de secciones anteriores.
2.9 EL SISTEMA OPTOELECTRONICO DE LECTURA
2.9.1 Consideraciones Generales
Deseamos tener el valor del factor de c a l i d a d medi'do, en un
indicador numérico luminoso para realizar su lectura. Por lo
tanto, la señal analógica üiLI0/RI0 = Q que obtenemos como sa_l i d a en el circuito d i v i s o r debemos transformar en la expre-
sión en sistema binario del mismo voltaje, necesitando "para _e_l i o un convertidor ana l ó g i c o - d i g i t a l .
La exprés ion binaria deberá llevarse a un decbdificador que
haga que la combinación de ceros y unos que tenemos a la sa-
l i d a del conversor, encienda los diodos emisores de luz . co-
rrespondientes en el circuito integrado luminoso de i n d i c a -ción. Esto nos permitirá tener en forma v i s i b l e el valor de
Q.
Un rango práctico de valores de factor de c a l i d a d a baja fr_e_cuencia queda perfectamente cubierto si nuestro d i s p o s i t i v o
45
puede darnos lecturas entre" cero y mil . Para eso, el conve_r.
tidor A-D que usaremos será uno que tiene capacidad de 3 1/2
dígitos, es decir tres dígitos d e - 4 bits cada uno (permití' en^
do entonces lecturas entre O y 9) y un dí g i t o de 1 bit
(O y 1).
De esta manera, el indicador luminoso nos dará valores entre
0000 y 1999.
El conversor analogo-digital escogido es el 8150 producido por
la fábrica TELEDYNE. Este es un conversor de ' 3 1/2 d-i gi tos ,
CMOS monolítico. Para su funcionamiento requiere sólo de aj_
gunos componentes pasivos auxiliares, una referencia de vol-
taje o corriente y fuentes de alimentación.
La conversión A-D se realiza por medio de una técnica de ba-
lanceo de una carga incrementa! que nos proporciona gran exac-
titud, lineal i d a d - e i n m u n i d a d al ruido,. Un amplif-icador in-
tegra la suma de una corriente analógica desconocida y pul-
sos de una corriente de referencia; el número de pulsos (in-
crementos de carga), necesarios para mantener el punto de s_u_
ma del amplificador cercano a cero, es contado. Al final de
la conversión la cuenta total se "retiene" en las sal i das con
un formato d i g i t a l de 3 1/2 dígitos y código b i n a r i o - d e c i m a l
(BCD).
La configuración interna del conversor 750 y sus componentesauxiliares pueden verse en la fig. 2.16
46
IMTIATECONVERSIÓN
acó OUTPUTS
•Cor-inon>;n;s chosen for V(ísj (full icalej * 1 OV. V~-p: = -6.4 V
Fig. 2.16 Conversor Analógico-Digital
El indicador luminoso que he utilizado es el 5082-7356 prod^
cido por la HEWLETT PACKARD. Es un indicador numérico de es_
tado sólido que incluye' un decodif i cador-dri ver y una .memo-
ria.
El dispositivo decodifica el contenido BCD de sus entradas
en caracteres desde "O" hasta "9"; un signo "-", un patrónde prueba, y cuatro caracteres en bl a n c o para las combinacio_
nes de las entradas que no correspon-den al código BCD. La _u
m'dad emplea el punto decimal ubicado a la derecha. La con-
figuración interna del circuito integrado puede verse en la
fig. 2.17.
Vcc
47
E BN I _8_T N i
A R —D I -3-
A A A-
V
X2
X4
XgP.D.
RETENEDOR
\ \
P.D. DRIVER
DE LA MATRIZ
DE LED ' S
MATRIZDECODIFICADORA
MíVl'rtlZ JJ&
LED'S
F.ig. 2.17 Indicador Numérico Luminoso
2.^.2. D e ser 1 pelón del Conversor A_-£
Durante la conversión, la suma de una corriente continua I j
y pulsos de una corriente de referencia IREF es Integrada du_
rante un número determinado de períodos de reloj Ij^ es pro-
porcional al voltaje analógico de entrada; ÍREF es proporc1o_
nal al voltaje de referencia y de signo contrario al de I¡N .
IREF es conectado al amplificador operacional exactamente du_
rante un periodo de reloj y tan frecuentemente como para man_
tener la entrada de suma del Integrador cercana a cero. De
esta forma, la carga debido a la corriente continua I T M es baj —* j. 11 .—lanceada por los pulsos de corriente I R E F - El número total
de pulsos, necesarios durante el período de conversión para
48
mantener balanceada la carga, es contado y el resultado enBCD es acoplado a la-s salidas y reten i-do.
El conversor contiene dos contadores, un relojs un amplifi-cador operaci o-nal , un comparador,-buffers retenedores de sa_
l i d a y el circuito de ló g i c a inherente al conversor. Uno de
los contadores empieza a contar pulsos de reloj, luego deuna
señal de restablecimiento; cuando se alcanza la cuenta re-
q u e r i d a , el contador genera un pulso para comenzar la ruti-na de "fin de conversión 1 1 . El segundo contador se resta-
blece sincrónicamente con el primero y cuenta el numero de
veces que la corriente IREF es conectada al integrador du-rante el periodo definido por el contador de los pulsos de
r e l o j . "
Cuando la entrada "Initiate Conversión" es excitada por un
pulso positivo, la salida "busy" se pone en alto y un ciclo
de i n i c i a l i z a c i ó n de 10 ps comienza. En este periodo el c_a_
pacitor de integración es descargado y los dos contadores se
restablecen. La conversión comienza al finalizar el pulsode restablecimiento y termina con un pulso generado ya sea
por el contador de reloj o por una condición de sobrecarga
.en el otro contador. Este pulso d e s h a b i l i t a el acceso a losdos contadores y dispara un ciclo de desconexión de- 10 ys .Durante este periodos la s a l i d a DATA VALID se pone en bajo
por 5ys. Cuando el circuito está ocupado (salida "Busy"=lL)la entrada "Initiate Conversión" no tiene n i n g ú n efecto, pue_de estar en alto o bajo. Los datos de s a l i d a de una con ve r
sión son válidos mientras esté energizado el circuito o ha_s_
ta que la s a l i d a "Data V a l i d " vaya a OL al final de una nu_eva conversión, en cuyo caso los datos de salida son reempl a_
zados por otros correspondientes a la última conversión.
El diagrama de tiempos de un ciclo de conversión puede ver-
se en 1 a .f ig. 2.18 • . •
DíagramS (Rise.fall times =200ns typ., CL =50pF)CLOCiíEDMODE
Fig. 2.18 Ciclo de Conversión A-D
Para 1.a fig. 2.16 y según las notas del 'fabricante, los v a l o _
res d'e RIN -y RREF nan sido escogido-s para dar una corrientede fondo de escala de aproximadamente 1 OyA y una•• corriente de
referencia de aproximadamente -20yA.
RIN s VREFlOyA
En base a esto y en vista de. que lo .que deseamos es hacerdel
circuito-optoelectrónico d e 1 lectura un medidor de voltaje,h_a_cemos corresponder a una entrada de 19.99 v o l t i o s la lecturade fon-do-de escala (1999)., colocando el punto decimal . en la
p o s i c i ó n c o r r e c t a y e n f o r m a i n d e p e n d i e n t e . E n t o n c e s ,
y RREF s
1 9 . 9 9 V10yA
-2 OVA
2 Mfí
= 2 5 0 ' kfí
C o m o p u e d e h a b e r s e n o t a d o V R £ p = - 5 V .
El f a b r i c a n t e e s p e c i f i c a t a m b i é n los v a l o r es de V Q Q 3 Vs s .,
y REÍAS Pa^a esta a p l i c a c i ó n . Son 1 os . si g u i e n t e s :
3 V s s = -5 V 3 C I N T = 68 pF^ 1 0 % 5
Para cal ibrar e l offset d e l o p e r a c i o n a l se u t i l i z a n . , c o m o se a-
p r e c i a en l a f i g . 2.. 16 3 un p o t e n c i ó m e t r o d e . 5O' 'te c o n e c t a d o
e n t r e . . l a s f u e n t e s de +5V y - 5 V 3 y dos r e s i s t e n c i a s , una de
100 ktt y o t r a de 1 kti, q u é ' h a c e n el d i v i s o r - d e t e n s i ó n .
(Re f . 3 P á g s . 1-24, 1 -25)El sistema optoeléctrónico completo,- se'muestra- en. la fig.2.19. •
k --;, •*V.
"-**• ,
*•
27
0 p
P
24
43
21
Fig
. 2
.19
. S
iste
ma
op
toel
ectr
ón
ico
de
lect
ura
52
REFERENCIAS
1. Tobey - Gra-eme - H u e l s m a n ; OPERATIONAL ÁMPLIFIERS, DESIGN
AND APPLICATIONS.; Me Graw H i l l Book Company, 'New York, 1971.
2. A.nalog Devices Inc.; MULTIPLIER 'APPLICATION 'GU IDE; U.S.A.
.1.978.-.
3. Teledyne Semiconductor; DATA CO'NVERSION DESIGN MANUAL;
U.S.A., 1979D
53
C A P I T U L O I I I
R E A L I Z A C I Ó N E X P E R I M E N T A L
3.1 PROCEDIMIENTO
La construcción del medidor d i g i t a l de factor de c a l i d a d se
realizó por etapas. Cada b l o q u e circuitál se armó, c a l i b r ó y
probó por separado. Los valores de los componentes pasivos 'de
los circuitos se ajustaron a val ores estándar. Por la carac-
terística de "circuito de prueba" que tiene el sistema, los _e_
lamentos del mismo fueron montados en placas de conexión sin
alambres, utilizando conectores solamente en donde fue a b s o 1 u_
tamente necesario. No se ha pasado por alto, sin embargo la
presentación estética que debe tener un trabajo de- esta natu-
raleza, lo que, por otra parte, facilita la realización de re£
tificaciones. - .
Las modificaciones hechas en cada circuito respecto del d i s e_
ño o r i g i n a l , expuesto en el capitulo anterior, se señalan y
justifican en el presente capitulo.
La fuente de alimentación empleada en las pruebas es una de
voltaje v a r i a b l e , regulado, ajustada a +_ 15 V.'
Las bobinas de prueba se tomaron de una caja decádica fabri-
cada por la GENERAL ELECTRIC.
Una vez comprobado el perfecto funcionamiento de cada parteen
forma i n d i v i d u a l , se interconectaron los bloques entre sí, de
acuerdo al diagrama mostrado en el primer capítulo, y se rea-
54
T i z a r o n n u e v o s a j u s t e s . L o s r e s u l t a d o s d e f i n i t i v o s s e deta-
l la r a n a l f ina ] de es te c a p i t u l o .
N O T A : Es i 'mpor tante s e ñ a l a r que e l v o l t a j e de o f f s e t de sa l i -
da de 1 os - a m p l if i c a d o r e s ope rac i onal es ha s ido c o m p e n s _ a _
do ya que puede ser s ign i f i ca t i vo c u a n d o t r a b a j a m o s con v o l t a _
jes pequeños . Para el lo se uti l izó, en unos c a s o s las entra-
das de O F F S E T NULL de los m i s m o s i n t e g r a d o s , y en o t ros se c£
nectó .un c i r cu i to de c o m p e n s a c . i ó n a la en t rada p o s i t i v a d é l o s
o p e r a c i o n a l e s .
3 .2 EL O S C I L A D O R
El o s c i l a d o r con contro l de amp l i tud fue cons t ru ido según la
f ig. 2 ,3 de l c a p i t u l o an te r io r . Los v a l o r e s de los para me t ros
u t i l i zados son l os s i g u i e n t e s :
R 3 = 47 Kfi±10% _ R1<2 = 10 Kfi± 10%
R 4 = 1 0 K í 2 ± i O % R 1 3 1 0 Kfi± 10%
R 5 - 10 Kfi±10% R1 I f = 4.7 KSͱ 10%
R 6 - 10 Kf t±10% - R i s == 4.7 Kfl± 101
R 7 = 50 K£7±10% R 1 6 " = 2 . 7 .Kíí± 10%
R 8 = 100 KÍ2±10% " R i y = 2.7 Kfí± 10%
R 9 = 100 Kfi+10% R 1 8 = 2.7 Kfl± 1 0 %
R 1 0 = 1 5 K^±10% R i g = 100 Kfi± 1%
R z i = 9 Kfi±10% R 2 o = 10 KÍ2± 1%
C 3 = 20yF +_ 1 0 % a 10V ?l = 10 K
C =100yF 1 0 % , 10V P 2 = 1 K
D I O D O S 1N914
A M P L I F I C A D O R E S O P E R A C I O N A L E S y A 7 4 1 C
55
La tabla 3.1 muestra los valores de resistencia, determinados
experimentalmente, para obtener las distintas frecuencias de
o s c i l a c i ó n .
R l V o
147.
23.
12.
-i -\. j. .
1 .
00
00
20
50
22
F Hz
10
60
100
120
1 K
Tabla 3.1. Valores de la Resistencia de Rea]1menta
clon en el Puente de W i e n para obtener
las frecuencias deseadas.
Para obtener la onda s i n u s o i d a l de 10 V de a m p l i t u d se van _a
justando alternadamente Pj y P2 . Moviendo, el cursos del pote_n_
ciómetro Pi hacia V~ 3 la s a l i d a del oscilador va creciendo pe_
ro tiende a ser Inestable hasta que se ajusta P 2 -
Una vez alcanzada una a m p l i t u d que varía alrededor de 10 V se
m u e v e ligeramente el cursor de P2 hasta obtener una señal e_s_
t a ble.
En esas condiciones,
¿o(t) = 10 sen ut V
y v 1 (t) = - sen wt V|
56
Nótese que v 1 y &0 tienen p o l a r i d a d opuesta d e b i d o a la co<
nex'ión Inversora del amplificador A 6 -
Se m i d i ó el voltaje de control V y el de referencia Vg.
VA - 2.6 V
VB = -6.6 V
En la f lg. 3.1 se m u e s t r a la f o t o g r a f í a t o m a d a a l o s c l l o s c o -
plo con la onda s i n u s o i d a l ¿0 a la f r e c u e n c i a de 1 K H z .
Flg. 3.1. Onda sinusoidal producida por el Oscilador de Fuente de WIEN.
VERT: 5 V/d lv .
HOR : ,5ms/d1v.
57
3.3 EL CONVERSOR VOLTAJE-CORRIENTE
S i g u i e n d o el d i seño d e s a r r o l l a d o en la s e c c i ó n 2 . 3 . Z de l capi
tulo anter ior y de a c u e r d o a la f ig. 2 . 5 del m i s m o , se imple-
mento e l c o n v e r s o r v o l t a j e - c o r r i e n t e . Los c o m p o n e n t e s utili
z a d o s fueron:
Ri -
A m p l i f i c a d o r operacional yA741
Las pruebas de funcionamiento se realizaron de la si gui ente for.
ma: colocando como señal de entrada para el conversor, la s i n u_
soldé v (t) = 10 sen to t | V | del oscilador construí" d o > se.proce-dió a medir el voltaje máximo de s a l i d a del conversor. para bo_
binas de carga cuyas inductancias cubren un rango practico de
valores (1OOmH-SOOmH)s y a dos frecuencias de trabajo distin-
tas (10 \\2 y 1 KHy). Conociendo el valor de inductancia de ca_
da bo b i n a y su resistencia interna (medida con un óhmetro), se
•calculó el valor del módulo de la impedancia, de acuerdo a la
e x p r e s i ó n : .
= (xL2 + RL2)1/2
D i v i d i e n d o el valor máximo de voltaje de salida (medido antes)
por el valor de 2\_ tenemos el valor máximo de corriente quecircula por la carga. Los resultados experimentales se mues-
tran 'en la tabla 3.2
f 10
H E R Z I 0 S
1K
H E R Z I 0 S
BOBI
NA
L mH
100
.200 300
400
500
100
200
300
400
. 500
R ti 4.0
7-0
11 .
0
14.0
23.5 4.0
.
7.0
11.0
14.0
23.5
ZLfi
•
7/45
14.38
21 .82
"28.77
39.23
628,33
1256,66
1884.99
25.1
3.31
3141 .68
VL má
x 160
320
480
640
850
mV
satu
rado
saturado
saturado
saturado
s a 1
; u r a
d o
I|_ má
x mA
21.48
22.25
22 .00
22.25
21 .67
Tabl
a 3/
2. Pr
ueba
s co
n el
Co
nver
sor
Volt
aje-
Corr
ient
e
in 03
59
Los resultados mostrados en la tabla 3.2. nos señalan dos co-
sas: primero, el conversor voltaje-corriente se comporta como
una verdadera fuente de corriente para los valores de carga que
hemos utilizado,, pues la intensidad de corriente permanece prá£
ticamente constante con bobinas de diferente i m p e d a n c i a .
Los pequeños errores pueden atribuirse a inexactitudes, tanto
en la medición de la resistencia interna de las bobinas como
en la medición del voltaje sobre las mismas.
Segundo, la saturación del a m p l i f i c a d o r operacional a la f r_e_
cuencia de 1 KHz nos sugiere que debemos impl ementar en el ci^r_
cuito algún tipo de atenuación. Reduciendo el valor de la co_
rriente a 4 mA (1/5 20 mA) podemos medir el voltaje aún para
la mayor de las bobinas (500 mH) y a la frecuencia más alta
(1 KHz). En ese caso el voltaje VL máx sgria aproximadamente
de 3Kñ x 4 .mA =• 12V3 que -no satura el operacional. Para redu_
cir la corriente a la q u i n t a parte del valor p r i m i t i v o , quin_
tuplicamos la resistencia a la entrada del conversor. El ci_r_
cuito final se muestra en la fig. 3.3.
Fig. 3.3. Conversor Voltaje-Corriente con p o s i b i l i d a d de at_e_
n u a c i ó n .
60
Naturalmente, la p o s i b i l i d a d de atenuación será utilizada sólo
en los casos en que el operacional se sature, y no necesita d.e
ajustes de escala posteriores porque la a m p l i t u d máxima de co_
rriente se encuentra tanto en el numerador como en el denomi-
nador de la expresión de Q. • Recordemos que Q = üjLI0/RI0.
Los resultados de la tabla 3.3 nos demuestran la efectividadde la atenuación implementada y el- funcionamiento del circui-
to de la fig. 3.3 como una legítima fuente de corriente.
BOBI
L mH
100
200
300
400
500
NA
R fi
4.0 .
7.0
. 11 .0
14 .0
23.5
f = 1 KHZ
VL max V
2.. 60
5.20
7.80
10.05
saturado
I[_ máx mA
4.14
4.14
4.14
4.00 •
-Tabla 3,3 Pruebas con el Conversor V-I con Atenuación
3.4 EL FILTRO PASA-BAJOS
El circuito que determina el valor medio de una señal periódi_
ca se implemento, de acuerdo a la fig. 2.7 del capítulo ante-
rior con los siguientes elementos.
Ri = 910 Ktt + S- kn
Ru = 1 .84 MSí
61
R3 - 133 KQ +•C = 1 . F
C = 0.1 yF
Am p l i f i c a d o r operad o nal yA741
La sintonización del filtro se realiza observando las curvas
de l a . f i g . Z.-8. del capítulo 2. Nótese a h í , que a u na. f recue_n_
cia de 10 f0 (10 H z, porque f0 - 1 Hz en nuestro caso) todas
las respuestas tienen esencialmente la misma m a g n i t u d r e s p e_c_
to de la a m p l i t u d en corriente continua. Entonces, podemos si_n_
ton i zar fQ independientemente de a.
Para nuestro filtro, como a = ~/~2s no tenemos s o b r e i m p u l s o en
la respuesta de frecuencia, sino más b i e n una frecuencia de
-3 dB (1 Hz) que también utilizaremos para la sintonía.
Entonces, primero medimos la respuesta del filtro a una e n t r_a_
da s i n u s o i d a l de 10 Hz (10 f0 ) y 10 V de a m p l i t u d ; ajustamos
la a m p l i t u d 'de 1 a ] señal1 de sal i da , a 100 mV (-40 dB respecto
de 10 V) variando R3 por m e d i o - d e un potencióme'tro.de 10K^ c£
locado en serie con la resistencia de 133 KQ.
Luego, introduciendo a la entrada del filtro una señal s i nj¿
so i da 1 de 1 Hz (f0) y 10 V de a m p l i t u d 3 producida por el mi_s_
mo oscilador útil izado en esta tesiss ajustamos la a m p l i t u d
de la señal de salida a 7.1 V (- 3 d B respecto de 10 V) v a r i a_n
do RI por medio de un potenciómetro de 25 K£2 colocado en s e
rie con la resistencia de 910 Kfí.
Por ü l t i m o a para e v a l u a r el resultado de la c a l i b r a c i ó n reali_
zada, introduje en el filtro una señal s i n u s o i d a l de 10 Hz y
1 V de a m p l i t u d , superpuesta a una componente continua de 80
m V. El resultado fue una señal continua de 162.5 mV a la salj_
da del filtro (error aproximado, 1%), lo cual demuestra que el circuito
funciona óptimamente porque la s a l i d a es prácticamente el do_
62
ble del valor medio de la función de entrada (recordemos que
el filtro tiene ganancia 2) .
3. 5. EL CIRCUITO SUMADOR
Siguiendo los 'resultados del diseño realizado en la sec. 2.4
se implemento el circuito sumador con los siguientes valores
de resistencias (véase fig. 2 . 1 O ' d e 1 cap. 2):
R! = R2 = RF = 10 Kft+ 0.1%
y el Amplificador Operacional y A 741
Para probar el sumador se construyó un circuito inversor auxi_
liar, que consiste de un amplificador Operacional y dos r e s i _s_
tencias de 10'KSH 0.1%. Entonces, la señal sinusoidal de un
oscilador se l l e v ó a la entrada £1 del sumador y a la entrada
del inversor; la salida .del inversor se l l e v ó a la entrada £ 2del sumador. . •
Se emplearon señales sinusoidales de 10 HZ y 1 KH^ con a m p l i -
tudes de 100 mV ? IV y l.OV para cada frecuencia. En todos los
casos, el voltaje de s a l i d a del sumador, aun para la escala de
20 mV/div del osciloscopio, fue de O V.
Estas pruebas demuestran el perfecto funcionamiento del. cir-cuito sumador.
3.6. EL DETECTOR DE VALOR PICO
El circuito detector de valor máximo se construyó de acuerdoal diagrama de la fig. 2.11. Los elementos escogidos fueronlos siguientes:
63
C = 10 F +_ 10% 3 15V
DIODO 1N9U
AMPLIFICADORES OPERACIONALES A741
La prueba efectuada consistió en l l e v a r a la entrada del cij^_
cuito señales s i n u s o i d a l e s de 10 Hz y a m p l i t u d e s de 10QmV3 IV
y 10 V. En todos los casos el voltaje de s a l i d a fue i g u a l al
voltaje de pico de la onda sinusoidal;, con p o l a r i d a d n e g a t i v a .
3.7. EL SISTEMA OPTOELECTRICO DE LECTURA
El sistema optoeléctrico de lectura se implemento de acuerdo
con el circuito de la fig. 2.19. La a l i m e n t a c i ó n del c o n v e_r_
t i d o r - A - D de +5V, -5V S se realizó atenuando el voltaje de -15
V 3 +15V3 respect i v amenté, de la fuente p r i n c i p a l , por medio de
a m p l i f i c a d o r e s operacionales según se muestra en la fig. 3.3.
FUENTE
PARCIAL 5V ALIMENTACIÓN
DEL CONVERSOR
Fig. 3.3 A l i m e n t a c i ó n del Conversor A-D
El conjunto de i n d i c a d o r e s l u m i n o s o s debe alimentarse con una
fuente de 5V y una corriente lo suficientemente gra'nde como pa_
64
ra encender elaramente •]os diodos emisores de luz. El manual
nos Indica que la corriente necesaria para que aparezca el n j¿
meral que mayor número de diodos ti ene.encendí dos y, además
el punto decimales de 112 mA. Como he dispuesto cuatro indí_
cadores la corriente total máxima requerida será de
112mAx4=448mA.
La fuente de alimentación para l o s - I n d i c a d o r e s luminosos se
muestra en la f1g. 3.4
FUENTEPRINCIPAL
4-T5V
POLARIZACIÓN
-, IV DE LOS INDí.CADORES LÜMJENOS OS
Fig . 3.4 Fuente de A l i m e n t a c i ó n de los Indicadores Numér icos Luminosos
E l v a l o r d e l a r e s i s t e n c i a s e c a l c u l a as í
1 5 V - 5 1 V
R = Ja mi = 2 2 - 1 0
La potencia que deberá disipar la resistencia es de
448 mA x (15-5.1)V = 4.5W
En el mercado pudo conseguirse una resistencia de 25ü y 10 W.
65
En caso de que el terminal B del circuito de la flg. 3.4 quedara por
algún motivo abierto, toda la corriente circularía por el dio^
do zener..
SI eso sucede la potencia que éste di si paria seria de
448mAx5.1 V * 2.3W
En prevención de esa situación se escogió un zener de 5.IV y
2.5 W.
-La calibración realizó a justando los valores de lectura a va-
lores enteros de voltaje de entrada, dentro de la gama de O a
19 voltios, girando el cursor del potenciómetro de 50 Kí2 (véa_
se flg. 2.19).
3.8 LOS MULTIPLICADORES ANALÓGICOS
Los circuitos integrados' AD534 se conectaron para cumplir con
la función de m u l t i p l i c a c i ó n en cuatro cuadrantes, según el
g r á f i c o d e l a f i g . 3.5
Vx
Vy
XI
X2
AD534Yl
Ya
-HVs
OUT
Zi
22
-Vs
o + *i5v
XÍRl = 90 Kfí
I — I
MR2 = 10 KfiU
-^
...0 - -] q\
Fi.g. .3.5 M u l t i p l i c a d o r con factor de escala unitario
66
Los valores de- resistencia R i y R 2 se escogieron por recomen
dación del fabricante para tener un factor de escala unita-
rio, esto es, teniendo Vx "= IV y Vx = I V , VQUT = IV
Quizás la característica más importante que debemos exigiral
m u l t i p l i c a d o r es su funcionamiento l i n e a l . Para e l l o reali-
zamos el producto de una onda sinusoidal por una onda trian-
gular. La onda s i n u s o i d a l tiene amplitud unitaria y f recue_n_
cía de 1 KHZ- La onda triangular tiene amplitudes de 500 mV
y 10 V, y frecuencia diez veces menor que la de la sinusoide,
o sea, 100 HZ-
Las fotografías de las figuras 3.6 y 3.7 muestran los resul-
tados de tales experiencias.
Fig. 3,6 Lineal i dad del M u l t i p l i c a d o r AD534
Escala horizontal: 5 ms/div
Escala vertical :.5 V/div
67
Fig. 3.7 Linea 1.1 dad del M u l t i p l i c a d o r AD53.4. .
Escala horizontal: 5 ms/div
Escala vertical :'5 V/div
Una vez verificada la l i n e a l i dad de los m u l t i p l i c a d o r e s , rea_
lizamcs otras pruebas que pretendían simular el trabajo que
estos van a realizar dentro del circuito total.
Asi, con el m u l t i p l i c a d o r que realiza el producto R10 sen wt
se efectuaron m u l t i p l i c a c i o n e s entre una onda de voltaje si-
n u s o i d a l , de amp'litud unitaria, y un voltaje continuo., de am_
plitud variable. Los resultados se detallan en la tabla 3 . -
VxTENSIÓN CONTINUA
mv
60
80
100
150
200
VyTENSIÓN SINUSOIDAL
V
sen wtsen wt
sen wtsen wt
sen wt
V 0
mv |
60 sen wt
80 sen wt
100 sen wt
150 sen wt
200 sen wt
Tabla 3.4 Pruebas con el m u l t i p l i c a d o r analógico
Con el multiplicador que realiza el producto entre las seña-
les al ternas," sen wt y wLI0 eos wt + RI0 sen wt, se efectuó
la siguiente prueba: Se Introdujo tanto en Vx como en Vyla
señal s i n u s o i d a l de ampl.ltud unitaria., sen wt. Esta tensión
y el resultado V 0 = sen2wt se muestran -en la fotografía de la
flg. 3.8, tomada des o s c i l o s c o p i o . 'Es Importante observar
que la onda sen2wt pasa por cero justamente en los puntos de
cruce por cero de la señal sen wt.
69
Fig , 3.8 Onda Senoidal sen wt y producto sen wt x sen wt = sen2 wt
Escala Hor i zon ta l : 5 ms/divEscala vertical : 5 V / d i v
3 . 9 E L D I V I S O R
El circuito integrado AD534, utilizado como divisor con fac-
tor de escala unitario, se conectó según el esquema de la fio.
3.9 '
70
DENOMINADOR
XI
X2
Yl
AD534
+Vs
OUT
Zl
Z2
-Vs
1 KSÍ
NUMERADOR
Flg. 3.9 Divisor analógico con factor de escala unitario.
El divisor realiza, en esta tesis, el cocí ente'entre las
señales continuas LI0 y -RI 0. Las pruebas que, se realiza-ron con él fueron las siguientes.:
Efectuando el cociente entre dos voltajes continuos de I V ,
numerador positivo y denominador negativo, el resultado fueI V p o s i t i v o . '
Para probar la l i n e a l i d a d del circuito se realizaron varias
d i v i s i o n e s , siendo éstos .los resultados:
2V 4- -IV = 2V
5V -r -IV = 5V
10V ~ -1V = 10V
Estas pruebas hacen una simulación del trabajo del divisor
dentro del circuito total, porque si b i e n en la práctica el
término RI0 tiene magnitudes en el orden de los cientos de
m i l i v o l t i o s , estás serán amplificadas en 10 o 100 veces, se_
gún convenga.
3.10 EL SISTEMA COMPLETO
Una vez que se comprobó el funcionamiento cabal de cada una
de las etapas.3 según se ha detallado en las secciones prec_e_
dentes, se armo el conjunto y se procedió 3 medir el factor
de c a l i d a d de varias bobinas tomadas de una caja de "induc-
tancias en década" fabricada por la GENERAL ELECTRIC. Los
resultados de las mediciones se exponen en la tabla 3.5
72
BOBINA(mH)
100
200
300
400
500
F R E C U E N C I A( H Z )
10
60
100
I Z O
10
60
100
120
10
60
100 •
120
10
60
100
120
10
60
100
120
F A C T O R DE CAUDADT E Ó R I C O
Q=íuL/R
1 .57
9 , 4 2
15,71
18 ,75/
1,80
10 76
1 7 S 9 5
21 3 5 4
1 ,71
10,28
17,14
2 0 3 5 6
1,80 '
10,77
17 ,95
21,54
1 ,34
8 , 0 2
13 ,37
1 6 S 0 4
L E C T U R A D E LI N S T R U M E N T O
1 9 5 5
9,12
15,20
18,51
1 ,65
10,12
17 ,35
21 ,10
1 ,68
9 , 9 6
1 6 , 9 4
1 9 , 9 2
1,15
10,12
17 ,00
20 ,95
1 ,28
7 , 6 6
1 2 , 9 5
1 5 , 5 1
Tabla 3.5 Mediciones realizadas con el instrumento construj_do.
C A P I T U L O ' I V '
C O N C L U S I O N E S
U n a v e z t e r m i n a d o el t r a b a j o . e x p e r i m e n t a l e x p o n d r é e n e l p re_
senté ' c a p í t u l o las c o n c l u s i o n e s a las que he l l e g a d o . c o m o COJT_
s e c u e n c i a d e l m i s m o . E s t a s a b a r c a r á n los s i g u i e n t e s aspec tos :
v e n t a j a s de l s i s t e m a , l i m i t a c i o n e s . , d e t a l l e de costos y me jo_
r a s q u e p u e d e n i n t r o d u c i r s e ,
4 .1 . V E N T A J A S
El circuito construido es un sistema de prueba, no un proto-
tipo; sin embargo, si se quisiera hacer de él un instrumentode laboratorio presentaría algunas ventajas. En primer térmj_
no, el circuito- es muy simple porque consta únicamente de 13
chips distribuidos asT:_ 11 amplificadores operad onal es 3 3m u l t i p l i c a d o r e s analógicos, 1 conversor anal ogico.digital y
4 decodificadores display. Estos podrían reducirse más aún
si se u t i l i z a n chips de operacional es apareados, A más de es_'
tos circuitos se han necesi'tado diodos, condensadores s resi.s_
tencias y potenciómetros. Esto permite al 'medidor tener un
costo total reducido,
En segundo lugar 9 el manejo del instrumento sería muy sencj_
l i o si se coloca la bobina, cuyo factor de calidad desea- m_e_
di rses en los termi nal es para ell o asignados, ss pulsa un foo_ton de "reset11 y se escoge la frecuencia; inmediatamente se
obtiene la lectura en el display. Si ésta indica saturaciónse varía el factor de escala y nada mas, En los medidores de
nuestros laboratorios, a mas de escoger la frecuencia d-eb-enrealizarse-, generalmente, mas de dos ajustes para .obtener la
medí da .
74
En.tercer lug a r , el hecho de tener la lectura en un indica^
dor. numérico 1uminoso-constituye una ventaja adicional so_
bre los m.edidores que proporcionan la lectura por medio del
desplazamiento de una aguja sobre una escala.
4.2. LIMITACIONES
El circuito de prueba y3 por ende; el instrumento que po-
dría construirse con él tendría básicamente dos limitacio_
nes. La primera sería el rango de frecuencias de trabajo 3
que estaría comprendido entre TQ Hz y 100 KHz razón por la
cual el medido.r ha sido denonii nado como de '.'baja" frecuen-
cia. Este rango está determinado por el ancho de banda de
los multiplicadores y los amplificadores operacionales.
La segunda sería el nango de valores de i n d u c t a n c i a de- las
bobinas cuyo Q desea medirse. Este no puede ser inferior a
'100 mH. Esto se comprende analizando el circuito d'i señado
y considerando qu'e la inductancia y la resistencia interna
de una bo b i n a varían en proporción directa. Una bobina de
pequeña inductancia posee una resistencia interna pequeña,
el voltaje RI 0 3 que es uno de Los que determina la medición
es también pequeño y podría l l e g a r a ser del orden de • mac]_
nitud del voltaje de ruido, haciendo con esto que la med_i_
cióa rebase un porcentaje razonable de error. No podríamos
incrementar 1.a corriente I0 nías a l l á de un cierto valor po_r
que ésta es proporcionada por el.amplificador operacional
de s a l i d a del oscilador que puede tener valores entre 10 y
40 mA.
4.3. COSTOS
Detallaré a continuación el costo de los elementos utiliza^
dos en el circuito.
75
ELEMENTO
M u l t i p l i c a d o r ana-lógico AD534JD. . .-.
Decodificador D i s -play..
Conversor A n a l ó g i -co Digital
Amplificadores Opeclónales yA741
Diodos, Condensadores Potenciómetrosy Resistencias....
.
CANTIDAD
3
4
1
11
PRECIOUNITARIO
S/l .200
S/. 600
S/. 240
S/. 10
TOTAL. . .
TOTAL
S/3.600
S/ 2.400
S/. 240
S/. 110
S/. 500
S/6.850
4.4. Mejoras que podrían r'éa'T'izarse
El circuito de prueba como tal, podría mejorarse incluyen-
do u n_ oscilador con control de a m p l i t u d y v a r i a c i ó n conti-
nua de frecuencia ya que el oscilador diseñado, que posee el
control de a m p l i t u d y tiene v a r i a c i ó n ' d e frecuencia solamen_
te por pasos.
Para construir el instrumento de laboratorio habría que con_
siderar, además, algunos aspectos, a saber: montaje de los
elementos en placa.s de circuito impreso, tomando en cuenta
problemas de i n d u c c i ó n magnética, ruido de 60 Hz y ruido dealta frecuencia; diseño de una fuente regulada de voltaje,
•;.',d"é .d'S'b'Té-. polaridad, que entregue una cantidad* :d-e -corriente'-'•'i • ' . . . '
va/p'ropi a'da . . para al 1 mentar el circuito; dl'seño- --de -1 a ca-j a- m_e_tállca que l l e v a r á en su Interior él. el rcul to" y que deberátomar en cuenta detalles eléctricos y mecánicos para dar al
instrumento un funcionamiento correcto y una apariencia e_s_téti ca,
BIBLIOGRAFÍA
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IRC
UIT
AL
DE
L M
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TO
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NationalSemiconductor
Operationai Amplifiers/Buffers
LM741/LM741A/LM741C/LM741E operational ámplifier
general description
The LM741 series are general purpose operationalampliffers which feature improved performanceover industry síandards like the LM709. They are •dírect, plug-in replacements for the 709C, LM201,MC1439 and 748 in most applications.
The ampljfíers offer many features whích maketheír applícatíon nearly foolproof: overload pro-
tectión on the ¡nputand output, no latch-up whenthe common mode rahge is exceeded, as well asfreedom from oscillations.
The LM741C/LM741E are ¡dentical to theLM741/LM741A except that the LM741C/LM741E have theír performance guaranteed overa 0°C lo +70°C temperature range, ínstead of-55°C to+125°C. v
schematic and connection díagrams (Top views)
Uta: fin * atmrcui la ott.
OfdarNumber LM741H, Í.M741AH,LM741CHarLM741EHSao NS PacJcage HOSC
Dual-ln-LIne Package
Ordar Numbar LM741F or LM741AFSea NS Pockaga F10A
Dual-In-Ltna Package
OfderNumbarLM741CNor LM741ENSea NS PackageNOSB
OderNumbor LM741CJor LM741EJSea NS Package JOSA
OrderNumber LM741CD, LM741D,UM741AD or LM741EDSea NS Package O14E
OderNUmbar LM741CN-14Sea NS Packagt» N14A
Ordar Numbef LM741J.14, LM741AJ-14LM741CJ-14 or LM741EJ-14
Sea NSPackn«e J14A
O
m^í- 'i -^ vXB£
IJ;-¡Í •'*l l
;L ' • . * ; . -.".-- ¡^^ ";V - . i+;**>•. ^-: ij'-'-íí; -'iiél
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3-177
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TJ
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_J
1
!
—
^
i
1
1
'
.
'
— — — , -.. _ _^_ __ — .1 . ^ ft
absolute máximum ratings 'LM741A LM741E LM741 LM741C
Supply Voltage ~ ±22V ±22V - ±22V " • ±18V
Power Dissípatíon (Note 1 ) 500 mW 500 mW 500 mW . 500 mWDifferentíal Input Voltage ' . ±30V " ±30V ±30V ±3QVInput Voltage (Note 2) . ±1 5V ' ±1 5V ±1 5V . ±1 5VOutput Short Circuit Duratíon Indefinite Indefinite Indefinite Indefinite'Operatíng Temperature Range • -55°C to +125°C 00Cto+70°C -55°C to-i-.1250C 0°Cto+70°CStorage Temperature Range . -&5°C to +1 50°C -65° C to'+l 50°C -65° C to +1 50°C -65°C to +1 50° CLead Temperature . 300°C ' ' 300°C 300°C 300°C
(Soldering, 10 seconds)
• • '
electrical characteristics (Note 3)
PARAMETER
Input Offset.Voltage
A ver age Input Offset
Voliage Drifl
Inpui Offset Voltage
Adjustment Range
Input Offset Current
Average Input Offset
Current Dríft
Input Bias Current
Input Resistance
Input Voliage Range'
La tge Signa! Voltage Gain
•
•
Output Voltage Swing
"
Output Short Ciicuit
Current
Common-Mode
Rejection Ratio
CONDITIONS
TA-25°C
RS< 10 kn .R5 < 50ÍÍ
TAMIN <TA< TAMAXRS<50Í2
RS< lOkíI
TA • 25DC, Vg - ±20V
TA-25°C •
TAMIN<TA<TAMAX '
TA-25°C •
T. .iTM < y. < TAf/AX_ _
TA-25°C,VS-±20V
TAMIN < TA < TAMAX.VS - 120V
TA-25°C
•TAMIN <TA<TAMAXTA-25*C, RL>2kn
Vs-±20V. VQ-115V
Vs-±15V, Vo"lÍOV
TAMIN<TA<TAMAX.
Vs^20V.'v0-±15V
Vs«115V,Vo- ±10V
VQ • ±5V, VQ -±2V
VS - ±20 V
Ri_>io><nRL>2kI2
RLS 10 tnRL>2kíl
TA - 25°C
TAMIN < TA < TAMAX
TAMIN <TA< TAMAXRS< iokn. VCM- *'2VRSS50kaVcM-M2V -
LM741A/LM741E
MIN TYP MAX
0.8 3.0
4.0
15 '
±10 ' '
3.0 30
70
0.5
30 80
- ' : 0.210\ 1.0 - 6.0
0.5 • ;
.
50
' • .
32
10
±16
±15 - .
10 25 35
10" 40
80 95
LM741
MIN TYP MAX
' 1.0 5.0
6.0
±15.
20 200
85 500
80 500
1.5
0.3 2.0
112 ±13
50 200
25
±12 ±14
110 ±13
25
70 90
LM741C
MIN TYP MAX
2.0 6.0 ,
c
7.5
. ±15
20 200
300
80^ ' 500
0.8
0.3 2.0
±12 /±13 ,
20 200
15
'
.
±12 ±14
±10 ±13
25
70 -90
UNITS
mV
mV
.
" mV
mV
pv/'c
mV
nA
nA"
nA/C
nA
í¡A
MI) ]
Míl j
iV l
v !:i
V/mV Í
V/mV i
V/mV j
V/mV i:V/mV >.
i
v 1V '
V t
I
mA ,'
rn*
,dB i
dS :
3-178
" '" " I 1 ni i u ii i n i Hjtf
% 5 '
electrical characteristics (con't)
PARAMETER
Supply Voltage Rejection
Rairo
Traníient Retponse
Rite Time
Ovetihoot •
Bandwidth (Note 4)
Slew ña IB
Supply Current
PoWer Consumption
LM741A
CONDITIONS
TAMIN<TA< TAMAX.Vs » ±20V to Vs - ±5VRS<50Í2
TA"25°C, Unity.Gain
TA-25°C
TA - 25°C. Unlty Gain
TA-25aCTA • 25"C
Vs -±2QV •
Vs • ±20V
TA • TAMINTA • TAMAXVq • ±2QV
TA - TAMAXVS-±15V
TA* TAMINTA - TAMAX
LM741A/LM741E
MIN TYP MAX
0.25 0.86.0 20
0.437 1.5
0.3 0.7
165135150150150
MIN ' TYP MAX
0,3
5
0.5
1.7 2.8
60 10045 75
MIN TYP MAX
0.35
0.5
'1.7 2.8
dB' dB
mW
mW
mW
mW
mW
mWmW
mWmW
Note 1; The máximum Junction temperature of the LM741/LM741A Is 150°C, while that of the LM741C/UM741E is 10O°C. For operatíon ateleva ted lemperatures, devíces ¡n the TO-5 package must be derated basad on a thermal resistance of 150" CAV ¡unction to ambient, or^S^CAV[unctíon to casa. The thermal resistance of the dual-ín-líne package ís 100°C/WJunctíon to ambient. For the fíat package.the deratiog Is based ona thermal resistance of 185°CAV when mounted on a 1/16 inch thíck epoxy glass board whh ten, 0.03 Inch wide, 2 ounce copper conductors.
Note 2: por supply voltages less than ±15V, ihe absotute máximum input voltage is equal to the supply voltage.
Nota 3; Uníais otherwise specified, these specifícatíons apply for Vs - *15V, -55°C < TA < +125°C (LM741/LM741 A). For the LM741C/LM741E, these specifícatíons are limitad to 0°C < TA <+70°Cr • -
Note 4: Calculated valué from: BW [MHz] - 0.35/Rise Tímetps).
O
m
3-179
- -• • • • - ; ? - ! *
i *' * í-mi
$'*
Internally TrimmedPrecisión IC Multiplier
FEATURESPretrimmed to ±0.25% max 4-Quadrant Error (AD534L)AII Inputs (X, Y and Z) Differential, High Impedance for
[ÍX1-X2)(Yi-Y2)/10] +Z2 Transfer FunctionScale-Factor Adj'ustable to Provide up to X100 GainLow Noise Design: 90/iV rms, lOHz-IOkHzLow Cost, Monoüthíc ConstructlonExcellent Long Term Stability
APPLICATIONSHigh Quality Analog Signal ProcessingDifferential Ratio and Percentage ComputationsAlgébrale and Trigonometric Function SynthesisWideband, High-Crest rms-to-dc ConversiónAccurate Voltage Controlled Oscíllators and FÜters
PRODUCT DESCR1PTJONTbe AD534 is a monolithic láser trimmed four-quadranr muí ti-plíer divider havíng accuracy specifícations previously foundonly in expensíve hybrid or modular products. A máximummultiplication error of ±0.25% is guaranteed for the AD534Lwlthout any external trimming. Excellent supply rejecrion, lowtemperature coefficients and long term Stability of the on-chípthin film resístors and buríed zener reference presen'e accuracyeven under adverse condítions of use. It is the fírst multiplierco offer fully differential, high impedance operatíon on all in»puts, including the Z-input, a feature which greatly increasesits flexibility and ease of use. The scale factor is pretrimmedto the standard valué of 10.00; by means of an external resis-tor, this can be reduced to valúes asíow as 3, with correspondingreductions in bias current and noise level.
The wide spectrum of applícations and the avaílability of sev-eral grades commend this multiplier as the first choice for allnew designs. The AD534J (±1% max error), AD534K (±0.5%max) and AD534L (±0.25% max) are specified for operationover the O to +70 C temperature range. The AD534S (±1% max)and AD534T (±0.5% max) are specified over the extendedtemperature range,-55 C to -f-125 C. All grades are availableín hermeticaUy sealed TO-100 metal cans and TO-lló ceramicDIP packages.
PROVIDES GAIN WITH LOW NOISEThe AD534 is the first general purpose multiplier capable ofproviding gains up to X100, frequently elirjiinating the needfor sepárate ínstrumentation amplifíers to precondition theinputs. The AD534 can be very effectively employed as avariable gain differential input amplifier with high commonmode rejection. The gain option is available in all modes, andwill be found to simplify the implementation of many functionfitting algorithms such as those used to genérate sine and tan-gent. The utility of this feature is enhanced by the inherent lownoise of the AD534: 90/uV, rms (depending on the gain), a ,factor of 10 lower than previous monolithic multipliers. Driftand feedthrough are also substantially reduced over earlierdesigns.
UNPRECEDENTED FLEXIBILITYThe precise calibration and differential Z-input provide adegree of flexibility found in no other currently available mul-tiplier. Standard MDSSR functions (multiplication, división,squaring, square-rooting) are easily implemented whíle therestriction to particular input/output polarities imposed byearlier designs has been eliminated. Signáis may be summed in-to the output, with or without gain and with either a positiveor negar.]ve sense. Many new modes based on implich-functionsynthesis have been made possible, usually requiring only ex-ternal passive components. The output can be in the form of acurrent, if desired, facilitating such operations as integratíon.
Information furnished by Analog Devices is believed to be accuraieand reliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devicesfor ¡ts use; ñor for any infringements of patents or other rights of thjrdparties whích may result from its use. No license ¡s granted by implica-tion or otherwise under any patent or patent rights of Analog Devices.
Route 1 Industrial Park;P.O. Box 280; Norwood, Mass. 02062Tel: 617/329-4700 TWX: 710/394-6577
West Coast Mid-West Texas213/595-1783 312/894-3300 214/231-5094
SPECIFICATIONS (typicalat+25°C,w¡th±Vs= 15V, R|_>2k, unless otherwise stated)
PA RAM ÉTER
MULTIPLIER PERFORMANCETransfer Function
Total Error1
vs. Tempera tureScale Factor ErrorTemperaní rc-Coeff¡cicnt of
Seal ing- VoltagcSupply RcjectionNonüncarity, X
No ni i n cari ty, Y
Feedthrough3, X
Fecdthrough3 , Y
Output Offset Voltagc,Drift
DYNAMICSSmall-Signa! BW1% Amplirudc ErrorSlew RatcSctdingTimc to±l%
N01SENoisc Spectral-Dcnsity
Wideband Noíse
OUTPUTOutput Voltagc SwingOutput ImpcdanceMáximum Output CurrentAmplíficr Open-Loop Gain
INPUT AMPLIFIERS (X, Y and Z)5
Signal Voltage Rangc
Offset Voltage, X, YDrift
Offset Voltagc, ZDrift
CMRR (X, Y, Z)Bias CurrentOffset CurrcntDíffcrential Rcsistancc
DIVIDER PERFORMANCE6
Transfer Function
Total Error1
(Note 7)
SQ.UARER PERFORMANCEJrans cr unction
Total Error1
SQUARE-ROOTER PERFORMANCE*Transfer Function
, Total Error1
POWER SUPPLY SPECIFICATIONSSuppíy Voltage
Supply Current
PR1CESAD534_HB TO-100 Packagc
AD534_DE TO-1 16 Packagc
CONDITIONS
-10V<X, Y<+10VTA = min to maxVs =±14V to±16V
SF= 10.00 nominal7
TA = min to max±VS = (15V)±1VX = 20V pk-pkY = ±10VY = 20V pk-pkX = ±10VY nulledX=20V pk-pk 50HzX nulledY = 20V pk-pk 50Hz
TA = min to max
VOUT = 0-1V rmsCLOAD = ' ooopFVOUT 2ov pk-pkA VOIJT = 20 V
SF=10SF=3 (Note 4)f = lOHz toSMHz.f = 1 0 H z t o l O k H zf=10Hzto!OkHz, .SF = 3 (Note 4)
TA = min to maxUnity-Gain,f<lkHzRL = O, TA = min to maxf = 5 0 H z
Rated Accuracy(Diff. or CM)Operaring (Díff.)
TA = mín to max
TA= mín to max50Hz, 20V pk-pkDiff. Input = 0Diff. Input = 0
Xj>X2
X = 1 0 V-10V<Z<+10V
X=1V~1V<Z<+1V
0.1V<X<10V-10V<Z<+10V
-10V<X< + 10V
Zj <22
1V<Z<10V
Ratcd PerformanceOpcratíngQuicscent
(1-24)(25-99)(J 00-999)
(1-24)(25-99)(100-999)
AD534J
(X,-X2)(Y,-Y2)10 2:
±1.0% max
±1.5%±0.022%/°C±0.25%
±0.02%/°C±0.01%
±0.4%
±0.01%
±0.3%
±0.01%±5mV(±30mVmax)200/JV/°C
IMHzSOkHz
- 20V//JS2¿is
0,8pV/\/Hz~0,4jíVA/HzImV rms90/iV rms
ÓO^íV rms
±1 IV mino.in30mA70dB
±10V±12V±5mV (±20mV max)100^V/°C±5mV(±30mVmax)200fi\'/°CSOdB (óOdB min)0,8¿iA (2pA max)0.1 fiAi OMH
,„ (Z2 -Zj) ,,
ÍX] -X2)
±0.75%
±2.0%,
±2.5%
(X, -X2)' +10 Zz
±0.6%
Vio(z2-Zi ) -f x2±1.0%
±15V±8V to± lSV4mA (6mA max)
S26.00521.00516.00
530.00525.00520.00
AD534K
.1
±0.5% max
±1.0%±0.015%/°C±0.1%
±0.01%/°C•
±0.2% (0.3% max)
±0.01%(±0.1%max)
±0.15% (0.3% max)
±0.01% (±0.1% max)±2mV(±15mVmax)100/jV/°C
''•*
•*••
*
••**
*•±2mV(±10mVmax)50/íV/°C±2mV(±15mVmax)100/AV°C90dB (70dB min)"*"
•
±0.35%
±1.0%
±1.0%
±0.3%
•±0.5%
•*
'
536.00530.00524.00
541.00535.00529.00
AD534L AD534S
.*
±0.25% max
±0.5% ±2.0% max±0.008%/°C ±0.02%/DCmax..
±0.005%/°C•
±0.1% (0.12% max)
±0.005% (±0.1% max) '
±0.05% (0.12% max) *
±0.003% (±0.1% max) "±2mV(±10inVmax) *" 500^V/°Cmax
•*
** *
•••' "
• *
• ** *" ** *
" "*
* * *.,
±2mV(±10mVmax) '500/jV/°Cmax
* • *" *0.05/iA (0.2/JA max) *" *
•
±0.2%
±0.8%
±0.8%
±0.2%
*±0.25%
•±8V to ±22V
"
555.00 568.00545.00 556.00536.00 545.00
563.00 575.00553.00 563.00543.00 551.00
AD534T
.
••
±1.0% max±0.01%/°Cmax••
±0.005%/°C max•
•*
"*
* "*•300/iV/°Cmax
***
***"
*
**t."*
*** *150pV/°C• •300/íV/°Cmax* "
**
*
•
*•
••
"*
*•
"*•
*
±8V to ±22V
"
590.00575.00560.00
598.00583.00568.00
NOTES•Spccifiealíons same as AD534J."Spccificiiioni sime u AD534K.1 Flgurcigivcn are pcrcent of fulUcílc. i lOV (i.c., 0.01%- JmV).'Mi}' be tcduccd down 10 3V u*ing cxicrml resistor between -Vg md SF.' Irreducible component duc 10 nonlincaricy: cxcludes cffcci of offw:tí.* Ujing cxicfnal resisior adjutted to gíve SF « 3.
'Scc Funcsiooil Block Diagram. Figure I. for dcfinition of scctioni.*Thc AD535 U a functiona! equivalen! to ihe AD534. hai Kumnteed performance
tn ihe dividcr and tanate rooier modcs ind U rceommendtd for lueíi applicatíons.7 With exiemal Z-QÍÍxl idjusimcnr, Z < *X.'Inserí Lcttcr Grade.
Spccificitioiu iubjcct ID ehange without noli ce.
ABSOLUTE MÁXIMUM RATINGS
AD534J, K, L AD534S.TSupply Voltage ±18V ±22VInterna! Power Dissipation 500m\ *Output Short-Circuit to Ground IndefíniteInpucVolcages,X1X2 YI Y 2 Z!Z 2 ±VSRated Operating Temperature Range O to +70 C -55 to
+I25°CStorage Temperacure Range -65 to+150 C •Lcad Temperature, SOs soldering +300°C"Same as AD534J spccs.
OPTIONALTRIMMING CONFIGURATION
50k470k
>*—^Vv TO APPROPRIATEINPUT TERMINAL
llk
PIN CONFIGURATION & DÍMENSIONSDimensíons shown in inches and (mm).
•V5 NC OUT Z1 Z2 NC -Vs
cn_|—i r-t r-i r-1 r~i rnU 13 12 11 10 9
1 2 3 4 5 5 7
H-PACKAGETO-100
(TOP VIEW)
XI X2 NC SF NC Yl Y2
D-PACKAGETO-116
(TOP VIEW)
TO-116
j——0.4
\•-\ PIN Jtl IDENTIFI6R
0.751 (19.08)0.736 (18.69)
0.2B [7.111
1
—
i
( t031 (7.B7)
i 1— O.MS (2.41)
0335
0.37
O W S l0 IBS
191* 71
. 1
(B51J 0305 [77S194) 0355
O. O
1902)
It.Otl MAX . — — j
0 01 [0 151
| — • SEA TIN C Pt
-— osnzn— -MIH
tao ns
ow 13 saiO 16 [4 Oí I
W'
C
\o.ozi,oS3j'- "'T- 001«(04I|
1 oms,048||DI ' Al
CHIP D1MENSIONS & PATJ LAYOUTDímensions shown in inches and (mm).
FÜNCTIONAL DESGRIPTIONFigure 1 is a functíonal block diagram of the AD534. Inputsare converted to differential currents by three identical voltage-to-current converters, each trimmed for zero offset. The prod-uct of the X and Y currents is generated by a multiplier cellusing Giibert's transünear technique. An on-chip "BuriedZener" provides a highly stable reference, which is láser trim-med to províde an overail scale factor of 10.000V. The differ-ence between XY/SF and Z is then applied to the high gainoutput amplifier. This permits various closed loop configura-tions and dramatically reduces nonlinearities due ro the ínputamplifiers, a dominant source of distorrion in earlíer designs.The effectiveness of the new scheme can be judged from thefact that under typical conditions as a multiplier the nonlinear-ity on the Y input, with X ac ful! scale (±10V), is ±0.005% ofF.S.; even at its worst point, which occurs when X = ±ó.4V,it is cypically only ±0,025% of F.S. Nonlinearity for signáisapplied to the X input, on the other hand, is determinad al-most entirely by the multiplier element and is pa"rabolic ínform. This error ís a major factor in determining the overailaccuracy of the unít and henee is closely related to thedevice grade.
SF O
0.032 0.05 0.018 0.1(D.81J (1.27) (0.46] (2Í4J
H1GH GA1NOUTPUT
AMPUFIER
Figure 7. AD534 Functiona! Block Diagram
Monolithic CMOSA/D Converters8700 Series
875031/2 Digit
Features
Hígh Accuracy -314 Digit Resolution with<±0.025%
ErrorMonotonic Performance — No Missing Codes
Monolithic CMOS Construction Gíves Low PowerDissipation — 20mW Typical
Contains Al! Required Active Elements — Needs OnlyPassíve Support Components, Reference Voltage And
Dual Power Supply
Hígh Stability Over FulI Temperature Range
— Gain Temperature CoefficíentTypically <25ppm/°C
-Zero DriftTyp¡caliy<30¿iV/°C
— Differentíal Non-Linearíty DriftTypically<Z5ppm/°C
Latched ParaJIel BCD Outputs
LPTTL And CMOS Compatible Outputs And Control
Inputs
Strobed Or Free Running Conversión
Infinite Input Range — Any Positiva Voltage Can Be
Applied Vía A Scaiing Resistor
Absolute Máximum Ratings
Storage Temp.OperatingTemp.
VDD — vss
BH/BNCNCJ
IIN!REFDigital Input VoítageOperatíng VDD ar)d ^SS RangePackage DissipationLead Temperatura
(Soldering, 10 seconds)
-65°C to +150°C-55°C to + 125°C-40°C ío -i-85°C
0°C to -f 70°C18V
±1ÜmA±lGmA
-0.3 to VDD +0.3V3.5V to 7V
SOOmW300 °C
HANDLING PRECAUTIONSThe 8700 series are CMOS devíces and musí be handled correctly toprevent damage. Package and store only ín conductivo foam, anr statíctubes or other conductive material. Use proper antí-statíc handlingprocedures. Do not connect In circuhs under "power on" conditions,as hlgh transients may cause permanent damage.
General Description
The Teledyne Semiconductor 8750 is a 3 % dígit monolíthícCMOS analog-to-digital converier. Fully self-contained in asingle 24-pín dual in-Iine package, the converter requires onlypassive suppori components, voltage or current reference andpower supplíes.
Conversión ¡s performed by an incrementa! charge balancingtechnique which has ínherently high accuracy, linearity andnofse immunity. An amplifíer Integrales the sum of the un-known analog current and pulses of a reference current, andthe number of pulses (charge increments) needed to maintainthe ampllfier summíng junction near zero ís counted. At theend of conversión the total count is latched into the digitaloutputs Ín a 3 % dígít BCD digital formal.
Connection Diagram
Order Part Numbers: See Page 1-26
ITHOUSANDOIGIT
O ATA VA LID
BUSY
1NIIIATE CONVERSIÓN
GND
NOTE; Pin 1 indicated by adjacent dot or indent (Npackage), or end notch (J package).lead extensión (Hpackage).
1-21
TELEDYNE SEMICONDUCTOR
CMOS 8750
Electrical Characteristics
Un[essotherwIsespecifIed,VDp= -f 5V, VSs = -5V, VQND = O, VREp = 6,4V,RBlAS = 100Kfl.testcircuItshown.TA = 25*Cunless FullTemp. RangeIsspec!fIed.f-55"Cto + 125*CforBN and BH package,-40'C to + 85*C tor CN package, O* tc-70'C forCJ package.)
P«r«m»l»rAccur.cy
Resolullon Accufacy
Relativo Accuracy
DlffeíontFalNon-Lít>earltyDIHerenllal Non-Ulnearlty TemperaturaDrillGeln Varíanos
GalnTemperalureDrillZeroOtfsel
Zero TemperalureDrill
Aniloglnpul»I(N Full Scale
JREF|Nole1)
Dlgllillnputi
VINÍI)
V|N<°)
DlglUlOulputi
VoUTd)
VOLJT(°>
DynimlcConversión Time
Conversión Hale InFree-HunMode
Mínimum Pulse Wldthíorlnitlate Conversión
SuppIyCurrtntlDDQuleacenl(H/N Package)(J Packape)IS5 Qulescent(H/N Pacfcage)(J Pacha pe}SupplySensIltvIty
Dellnltiofi
BCD wo:d lenglh oí digital oulpul
Oulpul devlallon Irom alralgnl Unebetween normalizad zero ana fullscalelnputDevlatlon ííom 1LSB bfllweantfanslllonpolnlaVatlation In Dlllerentlal Non-Llnearlly tíue lo temperaturachangaVarlallon (rom exact A (compénsalesale by Irlmmlng R|fj or FREF)Varlation In A üue lo lemperalurechangeCorrectlon al zero acljust lo glvezero oulpul whenlnpul Is IBÍOVarlatlan (n zero offset due tolempsralure change
Full scate analog Inpul current toachleve specllled accuracyñelerence cunan! Inpul loactileve specided accuracy
Uoo'cal"l" Input thteshold lorInltlale Conversión InputLogical "0" Input thieshold lorInltlate Conversión Inpul
Logical "1" oulpul vollaoe torDlglls Oul, Bus/, and DalaValldOutputsLogical "0" oulpul vollage lorOlglla Oul, Busy, and DalaValIdOutputs
Time lequlred to perform onecomplete A/D conversión
Curren! requked Irom poalllveaupplydurlng opera Non
Current required írom negatlvesupply dutlng operatlon
Change In lull scale gain vs supplyvollage changeChano" 1" 'ull scale galn vs supplyvoltage change for Iracklng aupplles
Mln
31/2
(1999 counts)
3.5
4.52,4
&4
500
Typ
1 2.5
*2
1 25
±10
*3
10
-20
10
100
1.41.4
-1.6-1.6
1 0.5
1 0.05
CJICMM«<
0.025
0.025
*5
a;5
a; 75
^50
i5
1.5
0.4^
12
2.5
5.0
-2.5
-5.0
a: 1.0
1 0.1
BN/BH
Mmx
0.025
0.025
i5
*5
*BO
±50
1 8
1
0.4
12
3.5
-3.5
2:1.0
a: 0.1
Unltt
Dígita
%
%
ppnV'C%o(
Nominal
ppm/'C
mV
ppmí'C
«A
M
V
V
VV
V
msConv'na
perSecond
na
mAmA
mAmA
K!V
%/V
Condllloni
FullTemp. Fange
FullTemp. Bango
IIN = 0
FullTemp. Ranoe
FullTetnp. Rango
FullTemp. Bange
FullTemp. Range
'OUT =~1<V>IOUT =-500^A
FullTemp. RanoeVDD = 4.75V
IOUT^SOO^ •
FullTemp. Ranc-e
VINITCONV= +5V
FullTemp. Range
FullTemp. Ranoe
VINITCQNV* ov
FulITemp. Ranoe
VINITCONV3°V
VDDZ1V,VSS3;1.V
[VDD|=|VSS|= sv * iv
NOTE; Ijfj and IREF pins connect lo trie summlng ¡unctlon of an operatlonal ampllfler. Voltage sources carinen be aitached directly but musí bebuffered by externa! reslrtors. See Test Circuit.
1-22
HEWLETTihfíPACKARD
COMPONENTS-
NUMERIC andHEXADECIMAL
INDICATORS
5082-73005082-73025082-73045082-7340
TECHN1CAL DATA APRIL 1978
FeaturesNUMERIC 5082-7300/-7302 • HEXADECIMAL 5082-7340
0-9, Test State, MInusSIgh, Blank StatesDecimal Point
7300 Right Hand D.P.7302 Lelt Hand D.P.
0-9, A-F, Base 16OperationBlanking Control,Conserves PowerNo Decimal Point
DTL/TTL COMPATIBLEINCLUOES DECOOER/DRIVER WITH 5 BIT MEMORY
8421 Poslllve Logic Input4 x 7 DOT MATRIX ARRAY.
Shaped Character, Excellent ReadibilitySTANDARD .600 INCH x .400 INCH DUAL-IN-LINEPACKAGE INCLUDING CONTRAST FILTERCATEGORIZED FOR LUMINOUS INTENSITY
Assúres Uniformlly of LIght Output (romUnlt to Unit within a Single Category
DescriptionThe HP 5082-7300 series solid state numeríc and hexa-decímal índlcators with on-board decoder/driver and mern-ory próvida a reliable, low-cost method for dlsplayíngdigital Information.The 5082-7300 numeric Indícator decodes positive 8421BCD logíc inputs into characters 0-9, a "-" sígn, a testpattern; and four blanks in the invalid BCD states, The,unit employs a right-hand decimal point. Typícal applíca-tions include poínt-of-sale termináis, Instrumentatíon, andcomputer systems.
The 5082-7302 ¡s the same as the 5082-7300, exceptthatthe decimal point ¡s located on the left-hand side of thedigit.The 5082-7340 hexadecímal ¡ndicator decodes positive 8421logic inputs ínto 16 states, 0-9 and A-F. In place of thedecimal point an input is provided for blanking the display(all LED's off), without losing the contents of the memory.Applications include termináis and computer systems usingthe.base-16 character set.The 5082-7304 is a (±1.) overrange character, ¡ncludíng dec-imal point, used in instrumentation applications.
Package Dimensions
PIN
12a4
5 .
6
7
8
FUNCTION
5082-7300
and 7302Numaric
Input 2
Input 4
Input 8
Decimalpolnr
Latenenable
Ground
VccInputl
5O82-7340
Hflxadecítnal
Input2
Input 4
InputS
Blankingcontrol
Latenenable
Ground
VccInputl
ri-ÍÍH --°Kii;_J L_2.5t.l3TYP.
1 r ^ (,lQt.005l
NOTES:í. Dimensions tn millimetresand (inches).2. Unless otherwíse specified, the toléranos
on all dimensión* is t.3Smm (±.015")3. Digit cenier Une Is ±.25mm (±.01")
frorn package-center Une.
111
Absolute Máximum RatingsDescriptlon
Storage temperature, ambient ,.
Operating temperature, case11'21
Supply voltage"1 : . " "-
Voltage applied to Ínput logic, dp and enable pins
Voltage applied to blankíng Input171
Máximum solder temperature ai 1.59mm (.062 Inch)below seatlng plañe; t < 5 seconds
Symbol
Ts
Tc
. Vcc
VlpVDptVE
VB
Mln. Max.
-40 ' -í-100
-20 -fes-0.5 -í-7.0
-0.5 +7.0
-0.5 Vcc
230
Untt
°C°CV
V
V
°C '
Recorrí mended Operating ConditionsDescriptlon - • -.'. • " . ' - •
Supply Votíage • . -
Operating temperature, case - " . - '
Enable Pulse Width - ' . .• - . . , . ' .
Time data musí be held before positíve transition -of enable Une
Time data must be held after posltive transitionof enable une. ;
Enable pulse ríse time .
Electrical/Optical Characteristics (Tc
Descrlptlon
Supply Current
Power dissipatlon
Luminous intensity per LED "£Digit average)ls'fil " " ' .
Logic low-íevel inpuí voltage- • ; -
Logic high-level Ínput voltage
Enable low-voltage; data beíng .entered
Enable hígh-voltage; data notbeing entered •
Blanking low-volíage; display .not blanked171 .
Bianking high-volíage; displayblanked . • . - . : "
Blanking low-level ínput current[7)
Blanking high-level input current (7} .
Logíc low-level inpuí current
Logic high-level input current
Enable low-level ¡nput current
Enable high-level input current*
Peak wavelength .Dominant Wavelength w -
Weight
Symbol
Ice
PT
V-.
VIL
V,H
VEL .
VEH
VBL
VBH
IBL
IflH
IlL
llH
' IEL
IEH
XPEAK
,X¿
Symbol
Vcc . . . ;Tc
V tw
tsETUP
ÍHOLD
• tyLH
Mln.
' 4.5-20
120
. 50
50
- -20° C to +85
Test Conditions
Vcc=5.5V {Numeral
5 and dp lighted)
Vcc=5.0V1Tc=25°C
VCC=4.5V
VCC=5.5V, VBL=0.8V
VCC=5.5V, VBH=4.5V
VCc=5.5V, VIL=0.4V
VCC=5.5V. ViH-2.4V
VCC=5.5V, VEL^^V
VCC=5'.5V, VEH=2,4V
TC=25°C
TC=25°C
Nom.5.0
•" ' ',; "
Max.
5.5
+85 - •
•
200
Unit -
V
°cnsec
nsec
nsec
nsec
°C, unless oiherwise specifíed).
Mln.
32
2.0
. 2.0
3.5
Typ.f<)
112
560
70
655
640
0.8
Max.
170
935
0.8
-0.8
0.8
20
2.0
-1.6
+250
-1.6+250
UniU
mA .mW
¿zcd
. V .
V
-vV
/ . rv / :
- - v .MmA
mAfiAmA
^Anm
nm
• gm
-
Notes: 1. Nominal thermal resistance of a display mounted In a socket which is soldered inío a printed circuí! board: 9jA=50° C/W;6jc=l5°C/W; 2. OCA ota mounted display shouldnoiexceed 35° C/WforoperationuptoTc = +85° C. 3. Voltage valúes are with respecttodevice ground, pin 6. 4. All typical valúes at VCc=5.0 Volts, Tc=25° C. 5. These displays are categorized íor luminous intensity wlth the in-tensity caíegory designated by a letter located on the back of the display conílguous with the Hewlett-Packard logo marking, 6. Theluminous intensity at a speclfic case ¡emperature, lv(Tc) may be calculated fromthis relationship: Iv(Tc)=lv (25" C) et-olfle/°Cl"T"c-2S*ci]7. Appfies only to 7340. B. The dominant wavelength, Xa, is derived from the CIÉ chromaticlty diagram and represents the single wave-ength which defines the color of the device.
112
vcc
DATA tfJPUT(LOW LEVEL DAT»
DATA INPUT[MIGH LEVELDATAl/f
ENABLEINPUT
1.5V
•ísv
Js
h-'iL
LOGIC
X'-sv INPUT
DP»'
Jf "-JQT: BLANKINü"
*..'
7- 1S
J3 — -
4'
1
XIxz
Xí MEMQKY
DP
{
OP
LEOMATHIX —ORIVEH
DECOOEfl
t£0MATHIX
.S
E •'
Z
1 J
u
-• .1
(
!TC
1
-25'C
/s\
~F./i
ií
U L, ' ' ' • D 1 2 3 « S1 GHOUND G 1
"=• V, - BLANKING VQLTAGE-V
Figure 1, Tlmlnfl Díagram of 5082-7300 F«gure 2. Block Dlagram of 5082-7300 Figura 3. Typical Blanking Control
Serles Logic, S«ries Logic. Curren! vs. Voftage for
5082-7340.
.3S
1 JO1Z .25
ir
u -20
§K .15z3= .10
*" .os
-2
FIg
\-
\
^\^
1 1
vE -ov «(V, , nú e . „
V.-4.SV
->'3
\V
•~~— -
Va-O-BV
5 -u
¡ lfl.^
- 5 ..4 1
T
V
s
1
1
cc-S-QV
0 0 20 40 60 BO 90 0 t.O Z.O 3.0 1.0
TC - CASE TEMPEHATUHe -'C vf - "TCH ENASLE VOLTACE- V
urs 4. Typical Blanking Control Figure 5, Typical Laten Enable InpuiInput Curren! vi. Current vs. Volt age for iheTemperatura 5082-7340. 5082-7300 Series Devices.
TRUTHTABLE
BCD DATA'''*,
L
L
L
L
L
L
L
L
H
H
H
H
H
H
H
H
X.
L
U
L
L
H
H
H
H
U
L
L
L
H
H
H
H
DECIMAL
ENABLE11
BLANKlfJl
Xj
L
L
H
H
U
L
H
H
L
L
H
H
L
L
H
H
PT'11
[31
xlL
H
í-
H
L
H
L
H
L
H
L
H
L
H
L
H
5082-7300/7302 5082-73W
n nI íC ' C.-; -;
. 4 45 5£ P.1 1:"i :.":
3 9e ñ
IBLAMKI P
IBLANK1 ]~
nIBLANK! í™
IBLANKÍ i"
ON VDP - L,
OFF VDP - H
LOAD DATA Ve - L
LATCH DATA Ve - H
OISPLAr-ON Vfl - L
DISPLAY -OFF VB - H
Notes:
1. H» Logic HIgh;Lchanges in BCD indlsplay memory, c
2. The decimal point5082-7302 dísplay
3. The blanking conthexadecímal displímemory.
E
z
te
(J
_ i -.e
-*
t^\ ™l
lf i V
,v
|iTC • is'c i
VCC-S.QV
s.o o a^ l.o 2.0 3.0 *.o s.o
Vm -LOGIC VOLT AGE -V
FÍgure6. Typlca Logic and DecimalPoint Input Curran! vs.Vollage for the 5082-7300Serles Devices. DecimalPoínl Applles to 5082-7300and -7302 Only.
= Logic Low. Wilh the enable Input at logic highput logic levéis or D.P. input have no effect uponisplgyed character, or D.P.input, DP, pertains only to the 5082-7300 ands.rol ¡nput, B, períains only to the 5082-7340y. Blanking input has no effect upon display
113
Solid State Over Range CharacterFor display applications requiring a ±, 1, or decimal point designation, the 5082-7304 over range character is available. Thisdisplay module comes ín the same package as the 5082-7300 series numeric indícator and is completely compatible with ¡t
package DimensionsFRONT VIEW
1 L«HJI MAK" ~— 1
r?l») <•«»
NOTES
-*,V-— .--
s-
W»-,
;
'•
-i
T~r-
í
T M
J!1aj
'USI
~
J> ic41 1.41
_
—
a.M)
: 1. Dimensions In Inches2. Unless oiherwíse spec
on all dimensión; is £
REAR VIE
S 6 7 B
7304
XYY
QÍHHJ4 3 2 1
and (milllmeifíed, the 10!015 Inches.
EW
LUMINOUS-INTENSITY I
CATEGORY '5-2(.600)
I-DATECQDE
MI)
ters).erance(±.38mm) 50E
SI
~
4.(.1
2-
DE
r
_i71
7:
H VIEW END VIEW
* J 3-B L \
EEATltJG~ '-151 i (.MI
SEATIfJG \ ! j j j |,13S)
0.310.0BTYP. IS | U U ! LI.DUl.003] IJTYf. 1 -5!Q.OaTYP.
J LOSO) ~n r- \\)
T:= ' ~~ , . L_ Z.5 10.13 TYP.' 1 1.10 1.005]
04
PIN12
3
4
5
6
7
FUNCTIONPlut
Numeral One
Numeral One
DP
Open
Open
Vcc
TRUTH TABLE FOR 5082-7304
CHARACTER
+—1
Decimal PotntBtank
.PIN
1
HLXX
L
2,3
XXHX
L
4
XXXH
L
8
HHXX
L
NOTES: L: Une swhching transistor in Fíg. 7 cutoff.H: Une swltching transistor in Fíg. 7 saturated.X: 'don't care'
Absolute Máximum RatingsDESCRIPTION
Siorage temperatura, ambient
Operoting temperature, case
Forword currant, each LED
Revene voltaga, oach LEO
SYMBOL
TsTC
'F
VR
MIN
-40-20
MAX
•flOO
+85
10
A
UNIT
°c
°cmA
V
RECOMMENDED OPERATING CONDITIONS
LEO supply voltage
Forward currant, each LED
SYMBOL
Vcc
'F
MIN
i.S
NOM
S.O5.0
MAX
S.5
10
UNIT
V
mA
NOTE:LED current musí be externally Nmhed. Refer to figure 7for recommended resistor valúes.
TYPICAL DRIV1NG CIRCUIT FOR 5082-7304.
Figure?.
EleCtriCal /ÓpticaI CharaCteríStiCS crc = -2o°c TO +85°c, UNLESS OTHERWISE SPECIFIED)DESCRIPTION
Forward Voltage per LEDPower dissipation
Luminous Intensity per LED (digit a ver age)
Peak wavelengthSpectral halfwjdthWeighi
SYMBOL
VF
PT
'l>
^peak
¿iXl/2
TEST CONDITIONS
IF- 10 mAIp °10mAalt diodes HtIp " 6mATn - 25°CTc - 25°CTC-25°C
MIN
32
TYP
1.6
250
70
655
30
03
MAX
2.0
320
UNIT
V
mW
ucd
nm
nm
gm
Recommended