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第 5 章 振幅调制、解调及混频. 5.1 概述. 5.2 振幅调制原理及特性. 5.3 振幅调制电路. 5.4 调 幅 信号的解调. 5.5 混频器原理及电路. 振幅调制. 属于. 解调（检波 ). 频谱线性搬移电路. 混频（变频）. 5 ． 1 概述. 语言. 定义：. 图像. 调制信号： 需要传输的信号 （原始信号）. 密码. 正弦波. 信号. 方波. 载波信号：（等幅）高频振荡信号. 三角波. 锯齿波. 已调信号（已调波）：经过调制后的高频信号（ 射频信号 ）. - PowerPoint PPT Presentation
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5.1 概述5.2 振幅调制原理及特性
5.4 调幅信号的解调
第 5 章 振幅调制、解调及混频
5.5 混频器原理及电路
5.3 振幅调制电路
(1) 调制：用调制信号去控制载波信号的某一个参量的过程。
定 义 ：
信号 载波信号：（等幅）高频振荡信号 正弦波 方波
三角波 )cos( tUu ccc
锯齿波
调制信号：需要传输的信号（原始信号）
语言图像 tUu cos
密码
已调信号（已调波）：经过调制后的高频信号（射频信号）
振幅调制
解调（检波 )
混频（变频）
属于 频谱线性搬移电路
(2) 解调：调制的逆过程，即从已调波中恢复原调制信号的过程。
5 ． 1 概述
休息 1 休息 2
调相的逆过程鉴相调频的逆过程鉴频
振幅调制的逆过程振幅检波
(7) 振幅调制分三种方式：
)(
)(
)(
SSB
DSB
AM
单过带调制抑制载波的双边带调幅普通调幅
（ 5 ）相位调制：调制信号控制载波相位，使已调波的相位随调 制信号线变化。
（ 6 ）解调方式：
（ 4 ）频率调制：调制信号控制载波频率，使已调波的频率随调制 信号线性变化。
（ 3 ）振幅调制：由调制信号去控制载波振幅，使已调信号的振 幅 随调制信号线性变化。
休息 1 休息 2
5.2 振幅调制原理及特性一、振幅调制信号分析
二、双边带信号
三 、单边带信号
返回 休息 1 休息 2
（ 1 ） 设：载波信号：
tUu ccc cos 调制信号： tUu cos
那么调 幅信号（已调波）可表达为： ttUu cmAM cos)(
由于调 幅信号的振幅与调制信号成线性关系，即有： tUkUtU acm cos)( ，式中 ak 为比例常数
即： )cos1()cos1()( tmUtU
UkUtU ac
c
acm
式中 ma 为调制 度， c
aa U
Ukm 常用百分比数表示。
ttmUu cacAM cos)cos1(
1. AM 调幅波的数学表达式
返回5.2.1 标准振幅调制（ AM ）信号分析
休息 1 休息 2
则有 ttmUu cn
nnncAM cos)cos(11
其中： nan Ukm
若将 )(tf 分解为：
1
)cos()(n
nnn tUtf
一般，实际中传送的调制信号并非单一频率的信号，常为一个连续频谱的限带信号 。)t(f
则 ttfkUu cacAM cos)](1[
2 、调幅信号波形
波形特点： （ 1 ）调幅波的振幅（包络）变化规律 与调制信号波形一致 (2) 调幅度 ma 反映了调幅的强弱程度， 可以看出：
ca U
UUm minmax
2
1
一般 m 值越大调幅越深：
ttmUu cacAM cos)cos1(
tUu ccc cos
tUu cos
)1(max ac mUU
cU
)1(min ac mUU
实际电路中必须避免包络失真过调幅时
百分之百最大调幅时未调幅时
,,1
)(1
0
a
a
a
m
m
m
返回
休息 1 休息 2
1ma 1ma
仿真
（ 1 ）由单一频率信号调 幅
tmtmtU
ttmUu
cacacc
cacAM
)cos(2
1)cos(
2
1cos
cos)cos1(
含传输信息下边频分量
含传输信息上边频分量
不含传输信息载波分量
:
:
:)(
c
c
c
可见 , 调幅波并不是一个简单的正弦波，包含有三个频率分量：
3 、调幅波的频谱
Ω
调制信号
ωc
载波
调幅波
返回
ωc +Ω
上边频caUm2
1
ωc - Ω
下边频 caUm2
1cU
同样含有三部分频率成份
nncn
nncncc
nncnncncc
cn
nncAM
tmtmtU
tmtmtU
ttmUu
)cos(2
1)cos(
2
1cos
)cos(2
1)cos(
2
1cos
coscos1
含信息下边带
含信息上边带
不含信息载波分量
)(
)(
:
nc
nc
c
(2) 限带信号的调幅波 返回
Ωmax
ωc
ω
限带信号
ω c
载波
ω
调幅波
ωc-Ωmax
下边频带
ωc+Ωmax
上边频带
Ωmax Ωmax Ωmax
由于：tUtmtU
ttmUu
ccacc
cacAM
coscoscos
cos)cos1(
相加器 乘法器AMu
直流 cu
u
乘法器 相加器u AMu
cu
4 、 AM 信号的产生原理框图
可见要完成 AM 调制，其核心部分是实现调制信号与载波相乘。
仿真
返回
L
cc R
UP
2
2
1
ca
L
ca
Pm
R
UmPP
4221
2
2
下边上边
21
2a
ccAM
mPPPPP 下边上边
2
2am
载波功率双边带功率
4
2am
载波功率单边带功率
2
2
2
2
2
21
2
a
a
a
a
m
m
m
m
平均总功率双边带功率
2
2
24 a
a
m
m
平均总功率单边带功率
(2) 上、下边带的平均功率：
(3) 在调制信号一周期内，调幅信号输出的平均总功率
(4) 边带功率，载波功率与平均功率之间的关系：
RL 上消耗的载波功率：
(1)
5 、调制波的功率 那么调幅波各分量的功率为： 设调幅波传输信号至负载电阻 RL 上，
由于在普通调幅波信号中，有用信息只携带在边频带内，而载波本身并不携带信息，但它的功率却占了整个调幅波功率的绝大部分，因而调幅波的功率浪费大，效率低。但 AM 波调制方便，解调方便，便于接收。如当 100% 调制时 (ma=1) ，双边带功率为载波功率的 ，只占用了调幅波功率的 ，而当 ,
21
31
21ma Pc 9
8PAM
休息 1 休息 2
在 AM 调制过程中，如果将载波分量抑制就形成抑制载波的双边带信号，简称双边带信号，它可以用载波和调制信号直接相乘得到，即：
ttUkU
ttUkUu
cc
cDSB
)cos()cos(2
1
coscos
0
0
nncn
nncnc
cn
nncDSB
tUtUkU
ttUkUu
)cos()cos(2
1
coscos
调制信号为单一频率信号：
调制信号为限带信号的调制：
)()( tutkuu cDSB
5.2.2 双边带 ( double sideband DSB) 调幅信号
１、 数学表达式
返回休息 1 休息 2
2. 波形与频谱
5.2.2 双边带 ( double sideband DSB) 调幅信号
tU cos(1) DSB 信号的包络正比于调制信号 (2) DSB 信号载波的相位反映了调制信号的极性，即在调制信号负半周时，已调波高频与原载波反相。因此严格地说， DSB 信号已非单纯的振幅调制信号，而是既调幅又调相的信号。(3) DSB 波的频谱成份中抑制了载波分量，全部功率为边带占有，功率利用率高于 AM 波。
maxmax 22 FB (4) 占用频带
调制信号
载波
c上边频下边频
仿真
返回休息 1 休息 2
ttUkUtu cccDSB )cos()cos(2
1)(
tU
tUkUtu
c
ccSSBU
)cos(
)cos(2
1)(
tU
tUkUtu
c
ccSSBL
)cos(
)cos(2
1)(
单边带 (SSB) 信号是由双边带调幅信号中取出其中的任一个边带部分，即可成为单边带调幅信号。其单频调制时的表示式为：
上边带信号
下边带信号
5.2.3 单边带 ( single sideband SSB) 信号
返回休息 1 休息 2
1. SSB 信号的性质 在现代电子通信系统的设计中，为节约频带，提高系统的功率和带宽效率，常采用单边带（ SSB ）调制系统
Ωmax
ω
限带信号
ωc
载波
ωc-Ωmax
下边频带信号
ω
ωc+Ωmax
上边频带信号
ωωc+Ωmax
ωc-Ωmax
ttUkUtu cccDSB )cos()cos(2
1)(
tU
tUkUtu
c
ccSSBU
)cos(
)cos(2
1)(
tU
tUkUtu
c
ccSSBL
)cos(
)cos(2
1)(
由 DSB 信号经过边带滤波器滤除了一个边带而形成，如：
上边带信号
下边带信号
2. 单边带调幅信号的实现
上边带滤波器SSBUu
下边带滤波器SSBLu
乘法 器u
cu
DSBu
返回休息 1 休息 2
(1) 滤波法 有三种基本的电路实现方法：滤波法、相移法和移相滤波法 ：
下边频带信号
ω
ω
DSB 信号
ωc-Ωmax ωc+Ωmax
上边频带信号
ωωc+Ωmax
ωc-Ωmax
另外由三角公式： (2) 相移法
ttUttUtu ccSSBU sinsincoscos)(
ttUttUtu ccSSBL sinsincoscos)(
利用上三角公式的实现电路如下图所示：
tU cos
SSBUu
SSBLu
tU cc cos
乘法 器
乘法 器
９ 00 相移
９ 00 相移
加法 器
减法 器
•
•
•
•tU cc sin
tU sin
返回休息 1 休息 2
仿真
移相滤波法是将移相和滤波两种方法相结合，并且只需对某一固定的单频率信号移相 900 ，从而回避了难以在宽带内准确移相 900 的缺点。
(3) 移相滤波法
移相滤波法实现单边带调幅的电路框图
返回休息 1 休息 2
uΩ=sinΩt
u =sinω1t单频信号
uc =sinωct载波
u1 = sinΩt sin ω1t
u2 = sinΩt cos ω1t
u3 = cos(ω1-Ω)t
u4 = sin (ω1-Ω)t
u5 = cos(ω1-Ω)t sin ωct
u 6 = sin (ω1-Ω)t cos ωct
+
乘法器
900 移相
低通滤波 乘法器
低通滤波乘法器
900 移相
乘法器
相加器
相减器-
u5 + u 6
u5 - u 6
相加器输出电压：u SSBL = u 5+ u 6= sin [(ωc+ ω1)-Ω]t = sin [ωc1-Ω]t 相减器输出电压：u SSBU = u 5- u 6= sin [(ωc- ω1)+Ω]t= sin [ωc2+Ω]t
5.3 振幅调制电路 5.3 .1 低电平调幅电路
5.3 .2 高电平调幅电路
1 . 二极管调幅电路
2. 集成模拟乘法器调幅电路
1. 集电极调幅电路
返回
2. 基极调幅电路
通常分为：
调频调幅信号
调相调幅信号
纯调幅信号
,)sinsincos(cos:
,coscos:
cos)cos1(:
ttttUuSSB
ttUkUuDSB
ttmUuAM
ccSSB
ccDSB
ccAM
5.3 振幅调制电路
三种信号都有一个调制信号和载波的乘积项，所以振幅调制电路的实现是以乘法器为核心的频谱线性搬移电路。具体的说调制可分为
高电平调制：功放和调制同时进行，主要用于 AM 信号。低电平调制：先调制后功放，主要用于 DSB 、 SSB 以及 FM 信号。
5.3 .1 低电平调幅电路 低电平调幅电路常采用第 4 章介绍的频率变换电路来实现
二极管调幅电路 集成模拟乘法器调幅电路
信号可产生平衡二极管电路信号都可产生单二极管电路
DSB
AM
如下图所示的电路设 : tUu m cos tUu ccmc cos
mcm UU
ddd utSgi )(
dLdLdL utSZgZiu )(
00
01)(
c
c
u
utS
tUtUu ccmmd coscos
(1) 单二极管电路
且
则回路电流 :
Ldd Zr
g
1
而
1 . 二极管调幅电路
tUtUttZgu ccmmccLdL
coscos...3cos3
2cos
2
2
1
的频谱成份：di
c
c
n
n
12
2,, 0
Ω ω c 2 ωc 3 ωc
)(tuL
c 2B如果选频回路工作在 处，且带宽为 而谐振时的负载电阻为 RL ，则输出电压为：
ttmU
ttU
URUg
ttRUgtRUgtu
c
ccm
mLcmdo
ccLmdoLcmdoL
coscos1
coscos4
12
1
coscos1
cos2
1)(
0
0
为一个 AM 信号
仿真
c c
返回
休息 1 休息 2
B=2Ω
VD
us
uc+-
+- RL L
Cid
+
-
uL
+
-
ud
ZL
Lddo Rr
g
1
上半部分与下半部分电路对称其等效电路如右图所示。
1 电路结构：(2) 二极管平衡电路
2 工作原理分析：设：
mcm
ccmc
m
UU
tUu
tUu
且
cos
cos
222
111
2
1
)(
)(
)()(
)()(
ddd
ddd
cd
cd
utSgi
utSgi
tutuu
tutuu
式中 Ld
dd Rrgg
2
121 而
00
01)(
c
c
u
utS
LdLLdL RiuRiu 2211 2;2
)()(4
))((2
)(2
21
2121
tutSgR
uutSgR
iiRuuu
dL
dddL
ddLLLL
继续 反回 仿真休息 1 休息 2
tUttgRu mccdLL
cos...3cos
3
2cos
2
2
14
的频 Z 谱成份：Lu
,...)2,1,0()12( nn c
ωc+ΩΩ ωc-Ω3ωc+Ω3ωc-Ω
如果上半部分与下半部分谐振回路谐振在频率 ωc处，且带宽 B=2Ω ，谐振时的负载阻抗 ZL=2RL ，则实际输出电压 u'
L 为：ttURgu coscos
4mLdL c
T2 的初、次级匝比为 2:1 ， T2 的次级输出电压为：
ttU
ttURg
uuL
c
c
coscos
coscos2
2
1
mLd
L
能实现 DSB 调幅信号的调幅。
VD1
VD3
2C 2L RL
T2
VD4
VD2
T3
T1
在平衡电路的基础上，再增加两个二极管 D3,D4 使电路中四个二极管首尾相接。 T1 的初、次级匝数比为 1:2 ， T2 的 2:1 ， T3 的 1:1 。
1. 电路结构
3241 VDVDVDVD 构成环形，
Ωmcm
ccmc
Ωm
cos
cos
UU
tUu
tUu
且
设：
（ 3 ）二极管环形电路实现 DSB 信号
返回
IIVDVDVDVDtu
IVDVDVDVDtu
c
c
组成平衡电路截止导通组成平衡电路截止导通
,,,,0)(
,,,,0)(
2143
4321则有
休息 1 休息 2仿真VD1
VD3
2C 2L RL
T2
VD4
VD2
T3
T1
+uL
-
uΩ
+
-
uΩ+-
uΩ+-
+ -uc
+ -uc
2. 工作原理分析当 0)( tuc 时，平衡电路 I 在负载回路中产生的电压为：
)()(4)( 1L1 tutSRgtu Ld
)()(4)( 2L2 tutSRgtu Ld 0)( tuc 时，平衡电路 II 在负载回路中产生的电压为：当
而其中：
0)(0
0)(1)(1 tu
tutS
c
c
0)(1
0)(0)(2 tu
tutS
c
c
（ 3 ）二极管环形电路实现 DSB 信号
返回休息 1 休息 2仿真
那么在一个周期内平衡电路 I ， II 在负载 RL 上产生的电压为： )()(4)()()(4 2121 tutSgRtutStSgRuuu dLdLLLL
0)(1
0)(1)(
tu
tutS
c
c式中
称为双向开关函数的付里叶级数展开式为：)t(S而
...5cos5
43cos
3
4cos
4)( ttttS ccc
tUtttgRu cccdLL
cos...5cos
5
43cos
3
4cos
44
有
的频率成份：只有组合频率Lu cn 12
性能更接近理想乘法器。
3ω0-Ω 3ω+Ωω0-Ω ω+Ω
经滤波后的输出电压：
返回
ttURgtu LdL 0coscos8
)(
休息 1 休息 2
仿真
)()(4
)()()(4 21
21
tutSgR
tutStSgR
uuu
dL
dL
LLL
T2 的次级输出电压为： ttRUgu
u LcLm
dL coscos
4
2
t
S (t)
uc (t)
t
1
-1
2. 集成模拟乘法器调幅电路
返回
休息 1
休息 2
仿真
用集成模拟相乘器来实现各种调幅电路，电路简单，性能优越且稳定，调整方便，利于设备的小型化。
R1
51Ω
R6
RW
50kΩ
2
1kΩ
3.9kΩ
1kΩ
C2
C2
uo
-EE= -8V
6
9
4
1
7
8
Ry
3
MC1596
510
EC=12V
R4
R4
R5
ux
uy
R2
R3
R7R8 R9
C2
C2
1kΩ
51Ω 51Ω
6.8kΩ
750Ω
750Ω
3.9kΩ
1 ） MC1596构成的调幅电路
Rc
Rc
Ec
VT1 VT2 VT3VT4
VT5VT6
VT7 VT8VD
Ry
Ry
-EE
X 通道两输入端 8脚和 7脚直流电位相同， Y 通道两输入端 1脚和 4
脚之间接有调零电路 可通过调节电位器 RW ，使 1
脚电位比 4脚高 Uo ，相当于在 1 、4脚之间加了一个直流电压 Uo ，以产生普通调幅波 。 实际应用中，高频载波电压 uc
加到 X 输入端口，调制信号电压 uΩ
及直流电压 Uo 加到 Y 输入端口，从6脚单端输出 AM 信号。
2. 集成模拟乘法器调幅电路
仿真 返回休息 1 休息 2
2) BG314构成的调幅电路
RL
ux
uy
13kΩIox
10kΩ 2
8.2kΩ
R1
1
14
129
4
Rw
8
133
R13
R3
7
-EE=-15V
+15V
5 6 10 11
Ioy
EC=15V-15V
10kΩ
Rwx
Rwy
2kΩ
2kΩ
RxRy
BG314（ MC1595 ）
8.2kΩ
10kΩ 10kΩ
10kΩ
6.8kΩ
3.3kΩ
CL
N1
N2
uo 8脚附加补偿调零电压 UXIS ，12 脚除附加补偿零电压 UYIS 。
ux=uc=Ucmcosωctuy=uΩ-(-Uo)=Uo+UΩmcosΩt
若 2 、 14脚两端外接 LC谐振回路的等效谐振电阻为 RL ，则 2
(或 14)脚与地之间的负载为 RL 4
1
由式 (4-50) 可推出变压器次级回路输出的调幅波电压为：
ttU
U
RRI
UUnR
uu
co
m
oyoxOX
cmoL
AMo
cos)cos1(2
如果 uy=uΩ= UΩmcosΩt
ttRRI
UUnRuu c
oyoxOX
cmmLDSBo coscos
2
这种调制是在高频功率放大器中进行的，通常分为：
5.3 振幅调制电路
AM 信号大都用于无线电广播，因此多用于高电平调制。5.3 .2 高电平调幅电路
基极调幅 (Base AM)
集电极调幅电路 (Collector AM)
发射极调幅 (Emitter AM)
RbCb
VT
C
Cc
T1
T2
T3
L
ibo
电路中 Cb 为高频旁路电容；Cc 对高频旁路，而对低频调制信号呈高阻抗； Rb 为基极自给偏压电阻。放大器工作在丙类状态 ，集电极电路中除直流电压 EC外，还串有调制信号tUtu cos)(
tUEtU CC cos)(
集电极有效动态电源为：
+uc
-+uΩ
-
+uo
-
+EC
UC(t)
1. 集电极调幅电路
临界过压 欠压
EC
uΩ(t)
UC(t)
iC1m(t)
ic
ic
uCEEc
uΩ(t)
ic
tiC1
t
Uc(t)
t
uBEmax
VTT1
T2
LCLB
C1
Ce1Ce2
CC
C2
C3C4
C
Re
R1
R2
在基极调幅电路中： LC 高频扼流圈， LB 低频扼流圈， Ce1 、 Ce2 、C2 、 C3 、 C4 、 CC 高频旁路电容，Re 射极偏置电阻。低频调制信号 uΩ
(t) 通过耦合电容 C1 加在电感线圈 L
B 上。电源 EC 经 R1 、 R2 分压为基极提供直流偏置电压 UBO ，即基极有效动态偏压为： tUUtuUtU BOBOB cos)()(基极调幅电路的调幅效率较低，输出波形较差，但所要求基极输入调制信号的功率较小。
ECUBO
+
-
+uc
-
+uΩ
-
+uo
-UB(t)
2. 基极调幅电路 ic
uCE
uBEmax
临界过压欠压
UBo
uΩ(t)
UB(t)
ic1m(t)
uCE
t
ic1
t
ic
t
uΩ(t)ic
解调是调制的逆过程，是从高频已调波中恢复出原低频调制信号的过程。从频谱上看，解调也是一种信号频谱的线性搬移过程，是将高频端的信号频谱搬移到低频端，解调过程是和调制过程相对应的，不同的调制方式对应于不同的解调。
振幅调制过程：
解调过程 AM 调制 DSB 调制 SSB 调制
包络检波： 同步检波：
峰值包络检波平均包络检波
乘积型同步检波 叠加型同步检波
5.4 调幅信号的解调
5.4.1 调幅解调的方法 1 包络检波
休息 1 休息 1
t
调幅波
调幅波频谱
ωc+Ωωc-Ω ωc ω
输出信号频谱
Ω ω
包络检波输出
t 非线形电路 低通滤波器t
调幅波
t
调幅波
t
调幅波包络检波输出
t
包络检波输出
t
包络检波输出
t
由于 DSB 和 SSB 信号的包络不同于调制信号，不能用包络检 波器，只能用同步检波器，但需注意同步检波过程中，为了正常解调，必须恢复载波信号，而所恢复的载波必须与原调制载波同步（即同频同相）。
乘法器 低通滤波器uDSB
u'o
u'Ω
2 同步检波
包络检波器 加法器uDSB
u'o
u'Ω
仿真
uAM
解调载波
休息 1 休息 1
(1) 电压传输系数 Kd 3. 检波电路的主要技术指标
是指检波电路的输出电压和输入高频电压振幅之比。 当检波电路的输入信号为高频等幅波，即 ui(t)=Uimcosωct 时，Kd 定义为输出直流电压 Uo 与输入高频电压振幅 Uim 的比值，即
当输入高频调幅波 ui(t)=Uim(1+macosΩt)cosωct 时， Kd 定义为输出低频信号 Ω 分量的振幅 UΩm 与输入高频调幅波包络变化的振幅 maUim 的比值，即
(2) 等效输入电阻 Rid
im
od U
UK
ima
md Um
UK
因为检波器是非线性电路， Rid 的定义与线性放大器是不相同的。 Rid 定义为输入高频等幅电压的振幅 Uim ，与输入端高频脉冲电流基波分量的振幅之比，即
1m
imid I
UR
(3) 非线性失真系数 Kf 非线性失真的大小，一般用非线性失真系数 Kf 表示。当输入信号为单频调制的调幅波时， Kf 定义为
U
UUK f
23
22
式中， UΩ 、 U2Ω 、 U3Ω…分别为输出电压中调制信号的基波和各次谐波分量的有效值。 (4) 高频滤波系数 F
休息 1 休息 1
检波器输出电压中的高频分量应该尽可能的被滤除，以免产生高频寄生反馈，导致接收机工作不稳定。
高频滤波系数的定义为，输入高频电压的振幅 Uim 与输出高频电压的振幅 Uoωm 的比值，即
mo
im
U
UF
在输入高频电压一定的情况下，滤波系数 F 越大，则检波器输出端的高频电压越小，滤波效果越好。通常要求 F≥(50～ 100) 。
5.4.2 二极管大信号包络检波器
休息 1 休息 1
1. 大信号包络检波的工作原理 (1) 电路组成
ZL
+
-
ui
VDR
C
+
-
ui
Rui
+
-
C
rd
它是由输入回路、二极管 VD 和 RC低通滤波器组成。
RC 低通滤波电路有两个作用： ①对低频调制信号 uΩ来说，电容 C 的容抗 ，电容 C 相当于开路，电阻 R
就作为检波器的负载，其两端产生输出低频解调电压
RC
1
②对高频载波信号 uc来说，电容 C 的容抗 ，电容 C 相当于短路，起到对高频电流的旁路作用，即滤除高频信号。
RC
c
1
理想情况下， RC 低通滤波网络所呈现的阻抗为 :
RZ
ZZ
)(
0)()( c
L
1. 大信号包络检波的工作原理
休息 1 休息 1
(2) 工作原理分析 + uD -
+
-
uoid
uD= ui- uo
Ri 充
+
-
uo
i 放
+
-
ui
+
-
ui
VDR
C
ui
+
-
C
rd
当输入信号 ui(t) 为调幅波时，那么载波正半周时二极管正向导通，输入高频电压通过二极管对电容 C充电，充电时间常数为 rdC 。因为 rdC较小，充电很快，电容上电压建立的很快 , 输出电压 uo(t) 很快增长 。 作用在二极管 VD两端上的电压为 ui
(t) 与 uo(t) 之差，即 uD= ui- uo 。所以二极管的导通与否取决于 uD
当 uD= ui- uo>0 ，二极管导通；当 uD= ui- uo<0 ，二极管截止。
ui(t) 达到峰值开始下降以后，随着ui(t) 的下降，当 ui(t)= uo(t) ，即 uD= u
i-uo=0 时，二极管 VD截止。 C把导通期间储存的电荷通过 R放电。因放电时常数 RC较大，放电较缓慢。 检波器的有用输出电压： uo(t)=uΩ(t)+UDC
UDC
uΩ(t)
t
uo(t) Δuc
ui(t) uo(t) u i(t) 与 uo(t)
t
idid
i 充i 充i 放i 放+
-
+
-
仿真
检波器的实际输出电压为：uo(t)+Δuc= uΩ(t)+UDC+Δuc
当电路元件选择正确时，高频纹波电压 Δuc很小，可以忽略，输出电压为： uo(t)=uΩ(t)+UDC
包含了直流及低频调制分量。
图 (a) ：电容 Cd 的隔直作用，直流分量 UDC被隔离，输出信号为解调恢复后的原调制信号 uΩ ，一般常作为接收机的检波电路。 图 (b) ：电容 Cφ 的旁路作用，交流分量 uΩ(t)被电容 Cφ旁路，输出信号为直流分量 UDC ，一般可作为自动增益控制信号（ AGC 信号）的检测电路。
休息 1
休息 1
UDC
uΩ(t) Δuc
t
uo(t)
ui(t) uo(t) ui(t) 与 uo(t)
t
峰值包络检波器的应用型输出电路
+
-
UDC（ b ） ui
+
-C
VD Rφ
R Cφ
+
-
uoui
+
-C
VD
RL
+
-
uΩR
Cd
+UDC -+
-
uo（ a ）仿真
ima
md Um
UK
输入已调波包络振幅输出低频交流电压振幅
ttmUuu caimAMi cos)cos1(
oAMoiD uuuuu
若设输入信号
)(tuo输出信号为 , 则加在二极管两端的电压
uD
i D
uo
Uim
θ
如果以右图所示的折线表示二极管的伏安特征曲线（注意在大信号输入情况下是允许的），则有：
)(cos)cos1(
)()(
tuttmUg
tuugti
ocaimd
oAMdd
当 tc 时 0)( tid
有：tUU
tUmUtmUtu
mDC
imaimaimo
cos
coscoscoscos)cos1()(
可见 )(tuo 有两部分：低频调制分量： tUtu m cos)( 其中： cosimam UmU
直流分量 ： cosimDC UU
(1) 电压传输系数 Kd （检波效率）
定义：
2. 电路主要性能指标
休息 3
休息 1
休息 2
+ uD-
ui
+
-C
VD
R
+
-
uo
cos
cos
ima
ima
ima
md Um
Um
Um
UK有
为电流导通角。其中另外，还可以证明导通角的表达式：
Rgtg
d
Rgd Rgd而当 很大时， ( 如 >50)
353
3
1
15
2
3
1 tg
33π33
R
r
Rgd
d
代入上式可得：
ttmUu caimi cos)cos1( )cos1()( tmUKtu aimdo
cosKR d
（ 2 ）检波的等效输入电阻
idR 峰值检波器常作为超外差接收机中放末级的负载，故其输入阻抗对前级的有载 Q 值及回路阻抗有直接影响，这也是峰值检波器的主要缺点。
讨论：① 当 VD 和 R确定后， θ 即为恒定值，与输入信号大小无关，亦即检波效率恒定，与输入信号的值无关。表明输入已调波的包络与输出信号之间为线性关系，故称为线性检波
则输出信号为：② 当
1dK 1dK但 理想值 50gR 9.0dK一般当 ，
一般计算方法为：当输入信号为：
33π33
R
r
RgD
d
检波器的输入电阻 Rid 是为研究检波器对其输入谐振回路影响的大小而定义的，因而， Rid 是对载波频率信号呈现的参量。若设输入信号为等幅载波信号
tUu cimi cos
休息 3
休息 1
休息 2
+
-
uo
中放末级
Rs
VD
RCs
CLsis
Rid
+
-
ui
KdUim
ui(t)
t
忽略二极管导通电阻 rd 上的损耗功率，由能量守恒的原则，检波器输入端口的高频功率
id
2im
2R
U
R
UK 2im
2d
全部转换为输出端负载电阻 R 上消耗的功率
即有 R
UK
R
U 2im
2d
id
2im
2 又因 Kd=cosθ ≈ 1 RR
2
1id 所以
(1) 惰性失真
会造成输出波形不随输入信号包络而变化，从而产生失真，这种失真是由于电容放电惰性引起的，故称为惰性失真。
在二极管峰值型检波器中，存在着两种特有失真：
惰性失真 底部切割失真
3. 检波器的失真
一般为了提高检波效率和滤波效果，（ C 越大，高频波纹越小），总希望选取较大的 R ， C 值，但如果 R ， C 取值过大，使 R ， C 的放电时间常数RC 所对应的放电速度小于输入信号 (AM) 包络下降速度时，
(2) 产生惰性失真的原因： 输入 AM 信号包络的变化率>RC放电的速率(3)避免产生惰性失真的条件： 在任何时刻，电容 C 上电压的变化率应大于或等于包络信号的变化率，即
t
tU
t
u AMC
)(仿真
休息 3
休息 1
休息 2
t
ui(t) 与 uc(t) uc(t)
ui(t)
另外，在二极管截止瞬间，电容两端所保持的电压近似等于输入信号的峰值。即
ttmUu aimi 0cos)cos1( )cos1()( tmUtU aimAM
1sin)(
tUmt
tUima
AM
)cos1( tmUu aimC RC
tt
aimC etmUtu1
)cos1()( 1
)cos1(1
1
1
tmURCt
uaim
tt
C
11 sin)cos1(1
tmUmtmURC aimaim
若设输入信号 AM 信号： 包络信号为：在 t1 时刻包络的变化率 :
那么电容 C 通过 R放电的电压关系为：
时刻不产生惰性失真的条件为：1t所以要求在
(4) 分析：
则有： 1cos1
sin
1
1
tm
tmRCA
a
a
1t )(tU AM Cu实际上不同的 ， 和 下降速度不同。为在任何时刻都避免产生惰性失真，必须保证 A 值取最大时仍有
1max A 故令 : 0dt
dA
休息 3
休息 1
休息 2
0cos1
sincos)cos1(2
2222
tm
tRCmttmmRC
dt
dA
a
aaa即：
;cos amt 22 1cos1sin amtt 可解得：
a
a
m
mRC
21有
实际应用中，由于调制信号总占有一定的频带 (Ωmin～ Ωmax) ，并且各频率分量所对应的调制系数 ma也不相同，设计检波器时，应该用最大调制度 mmax 和最高调制频率 Ωmax来检验有无惰性失真，其检验公式为
可见， ma ， Ω 越大，信号包络变化越快，要求 RC 的值就应该越小。
maxmax
2max1
m
mRC
仿真
)cos1( tmU aim
Uim(1-ma)
(2)底部切割失真1) 原因：一般为了取出低频调制信号，检波器与后级低频放大器的连接如图所示，为能有效地传输检波后的低频调制信号，要求：
Ui m
RRR
UU
L
DCR
UR
二极管截止，检波输出信号不跟随输入调幅波包络的变化而产生失真。当 UR> Uim(1-ma)
ttmUu caimi cos)cos1(
UR
休息 3
休息 1
休息 2
仿真
或mind
L
1
CR
mindL
1
CR
通常 Cd 取值较大 ( 一般为 5～ 10μF)，在 Cd两端的直流电压 UDC ，大小近似等于载波电压振幅 UDC=KdUim UDC 经 R 和 RL 分压后在 R 上产生的直流电压为：
由于 UR对检波二极管 VD来说相当于一个反向偏置电压，会影响二极管的工作状态。 在输入调幅波包络的负半周峰值处可能会低于 UR ,
显然， RL 越小， UR 分压值越大，底部切割失真越容易产生；另外，ma 值越大，调幅波包络的振幅 maUim 越大，调幅波包络的负峰值 Uim
(1-ma) 越小，底部切割失真也越易产生。 后级放大器
ui
+
-C RLR
VD Cd
+UDC -+
-
UR
+uΩ(t)-
要防止这种失真，必须要求调幅波包络的负峰值 Uim(1-ma) 大于直流电压 UR 。即
RRR
UmU im
Laim )1(
避免底部切割失真的条件为：
R
R
R
RR
RR
Rm
//L
L
La
式中， RΩ=RL//R 为检波器输出端的交流负载电阻，而 R 为直流负载电阻。
一般： 1)//( idsscL RRCQ (1) 回路有载LQ 要大：这应该从选择性及通频带的要求来考虑。
cTRC
为高频载波周期cT
(2) 为发保证输出的高频纹波小要求：
c
RC1
即
4. 检波器设计及元件参数的选择
(3) 为了减少输出信号的频率失真（输出信号为一个低频限带信号）
要求：
不影响下限频率
不影响上限频率
ddL CCR
CRC
min
max
1
1
Ωmin Ωmax
maxmax
2max
m
m1RC
(4) 为了避免惰性失真：要求：
L
L
RR
Rm
R
RRL //(5) 为了避免底部切割失真： 或
+
-
uΩ
中放末级
Rid
RLC
VD
RCsLs
Rsis
Cd
叠加型乘积型
同步检波器可分为：
三﹑同步检波 (Synchronous Detection)
注意：两种检波器都需要接收端恢复载波1. 乘积型 乘法器 低通滤
波器uDSB
u'c 本地载波
uΩ(t)设输入已调波： ttUu cDSB coscos
)cos( 1 tUu cc 而恢复的本地载波为： 则相乘器输出为：
tttUU
tttUUuu
ccc
cccDSB
11
1
coscoscos2
1
)cos(coscos
则经低通滤波器后的输出信号为：
cc 1令
)cos(cos
)cos(cos2
1
ttU
ttUUu
c
cc
休息 1休息 2
oo 22
本地载波
DSB 信号
讨论： (1) 当恢复的本地载波与发射端的调制载波同步（同频，同相）则 有 ： 0 c 0 tUu cos
无失真将调制信号恢复出来
0
0
c
(2) 若本地载波与调制载波有频差，即：
ttUu c coscos
即引起振幅失真。
tUu coscos则cos 引入一个振幅的衰减因子 ，如果
随时间变化，也会引起振幅失真。
仿真
乘法器 低通滤 波器
uDSB
u'c 本地载波
uΩ(t)
)cos(cos
)cos(cos2
1
ttU
ttUUu
c
cc
(3) 若本地载波与调制载波有相位差，即： 0 c
0
乘积型同步检波器的实用电路 休息 1休息 2
低 通 滤波器
谐振限幅放大器乘法器
CD
IoyRw-15V-15V
15kΩ
Rφ
+15V
R13
-EE
VT3
5.1kΩ
Rwx
121kΩ
100kΩ
121kΩ
R1
1
Rc
1412
9
4
Rc
8
133R3
2
7
+15V
5 6 10 11
IoxRwZ
EC=15V
-+
11kΩ
1MΩ
25kΩ-15V
10kΩ
10kΩ
Rwy
2kΩ
2kΩ
RxRy
BG314（ MC1595 ）
A
VT1
VT2
LC
510Ω 510Ω
fo
Cφ
谐振限幅 放大器 乘法器 低通滤波器 CD
4
9
uAM
uΩ
u'cu 'Ω
uΩ
ux
uy
uAMu 'Ω
uAM
注意点：(1) 同步解调的关键是乘积项，即以前介绍的具有乘积项的线性频谱搬移电路，只要后接低通滤波器都可实现乘积型同步检波。(2) 同步检波无失真的关键是同步。2. 叠加型同步检波器
相加 器
包络滤 波器uDSB
u'c 本地载波
uΩ
uAM
休息 1休息 2
(2) 叠加型同步检波器工作原理
+ uc -
+
-
uΩ
VD
RC
+
-
uSSB
+
-
uSSB
+ uc -
T1
T2
ud
uc 本地载波
相加器 包络滤波器uSSBuΩud
设输入单频调制的单边带信号 ( 上边带 ) 为：ttUttUtUu cSSBcSSBcSSBSSB sinsincoscos)cos(
本地载波信号为 tUu coc cos
)](cos[)(
sinsincos)cos(
cm
cSSBcoSSBcSSBd
tttU
ttUtUtUuuu
式中 22SSBm )sin()cos()( tUUtUtU SSBo
o
SSB
UtU
tUt
cos
sinarctan)(
SSB
由于包络检波器对相位不敏感，只讨论包络的变化：
tmmUtU
U
U
UU
tUUUUtU
oo
SSB
o
SSBo
oSSB
cos2)(1cos2)(1
cos2)(
22
2o
2SSBm
休息 1
休息 2
式中， m=USSB /Uo 。当， m<<1 ，即 Uo>> USSB 时，利用到公式 2
11x
x
)cos1(cos21)(m tmUtmUtU oo
如果设包络检波器的电压传输系数为 Kd ，那么 ud 经包络检波器后，输出电压为
)cos1(d tmUKu o
继续返回
5.5 混频器原理及电路 一 混频概述二 混频电路三 混频器的干扰
返回
5.5.1 混频器原理 1. 混频器的变频作用
混频器是频谱的线性搬移电路，是一个三端口（六端）网络
本地振荡信号 )( LL fu 一个中频输出信号： )( II fu
两个输入信号与输出信号之间的关系： 的包络形状相同，频谱结构相同，只是填充频谱不同，即，其中心频率：
su输入信号 Iu与输出信号
cLI fff 其中
输出高中频
输出低中频
cL
cLI
ff
fff
5.5 混频器原理及电路 返回 休息 1休息 2
uc (fc)
uL (fL)
uI (fI)混频器t
uc (t)
t
uI (t)
t
uL (t)
有两个输入信号： 高频调制波 )( cc fu
fc fc+Ffc+F f
uc 的频谱
fc fL f
uL 的频谱 fI fI+FfI+F f
uI 的频谱
t
uc (t)
t
uc (t)
t
uL (t)
t
uL (t)
t
uI (t)
t
uI (t)
混频器是频谱的线性搬移电路，完成频谱线性搬移功能的关键是获得两个输入信号的乘积项，具有这个乘积项，就可以实现所需的频谱线性搬移功能。
2Ωmax
ωI= ωL- ωc
乘法器 带通滤 波器
混频器的一般结构框图设输入已调波信号： ttUu ccc coscos
tUu cLL cos那么两信号的乘积项为：
tttUU
tttUUu
cLcLLc
LcLcI
)cos()cos(cos2
1
coscoscos
2. 混频器的基本工作原理：
ωL
uL
ωL- ωc ωL+ ωc
uI
本振信号 :
uc
ωc
如果带通滤波器的中心频率为 cLI , 带宽 max2B
则经带通滤波器的输出为：
ttU
ttUU
ttUUu
I
ILc
cLLcI
coscos
coscos2
1
)cos(cos2
1
I
仿真
uI
返回
uc
uL
休息 1休息 2
可见输出中频信号 的包络形状没有变化，只是填充频率Iu由 c 变化成 I cL
uL
uc
非线形 元件
带通滤 波器
(1) 调幅 (DSB 为例 )
uΩ 乘法器 带通滤波器uDSB
uo 2Ωmax
ωo（ 2 ）检波 uDSB 乘法器 低通滤波器
uo
uΩ
Ωmax
（ 3 ）混频 uDSB
= uc乘法器
uL
带通滤波器 uI
ωI=ωL-ωc
ωL
ωc
3. 振幅调制、检波与混频器的相互关系
ωI=ωL-ωC
2 Ωmax
返回
仿真 2
仿真 1
仿真 3
休息 1休息 2
因为混频器常作为超外差接收系统的前级，对接收机整机的噪声系数影响大。 所以希望混频级的 越小越好。 nF
(1) 变频增益： 变频电压增益 : s
Iu U
UA
输入高频电压振幅输出中频电压振幅
变频功率增益 :c
I
P
PGP
(2)噪声系数 :
噪声功率比输出端中频信号噪声功率比输入端高频信号
/
/
0
n
I
ni
c
n
PP
PP
F
5.5.2 混频器主要性能指标
(3) 失真与干扰变频器的失真主要有 :
频率失真 非线性失真
(4)选择性 在混频器中，由于各种原因总会混入很多与中频频率接近的干扰信号 , 为了抑制不需要的干扰，要求中频输出回路具有良好的选择性，矩形系数趋近于 1 。
ttUttgR
tutSgRu
ccLLdL
cdLI
cos)(...3cos3
2cos
2
2
1
)()(
高质量通信设备中以及工作频率较高时，常使用 平衡型混频器环形混频器优点：噪声低，电路简单，组合分量少。
例 1. 二极管平衡混频器 设输入信号 ttUtu ccc cos)()(
本振信号 : tUtu LLL cos)( 若 cL UU
则输出电压 :
5.5.3 实用混频电路
如果输出中频滤波器的中心频率为 : )( cLI max2B
谐振阻抗为 LR ，则输出电压 ttUttURgttURgtu IIIcLdcLcLdI
cos)(cos)(
4)cos()(
π
4)(
而环形混频器的输出是平衡混频器输出的 2倍。且减少了输出信号频谱中组合频率分量 , 即减少了混频器所特有的组合频率干扰。
仿真
休息 1休息 2
+uI
_
+ uL -
+uc
-
VD1
VD2
2C RL2L
T1 T2
+ uL -T3
uc+-
uc+-
1. 二极管混频器
利用第 4 章所述的时变跨导电路，可构成晶体管混频器。 由于时变偏置电压 )()( tuEtU LBB
如果 cL UU 则集电极电流为 )()()( tutgtii ccoC
2. 晶体三极管混频器
其中 )(tg 为时变跨导，受 tUtu LLL cos)( 的控制 , 而输入信为 : ttUu ccc coscos
利用付里叶级数可将展开成 :...3cos2coscos)( 321 tgtgtggtg LLLo
ttUtgtgtgg
tii
ccLLLo
coC
coscos...3cos2coscos
)(
321
如果输出回路的谐振频率为 )( cLI ，而 max2B
选出的中频电流 CIi 为：
ttI
ttUgttUgi
I
IccLc
coscos
coscos2
1)cos(cos
2
1
CI
11CI
uc
+
-+
-uL
EB EC
VT
CL
UB(t)
ic
其中变频跨导：
1CI
2
1g
U
Ig
Cc
输入高频电压振幅输出中频电流振幅
变频 ( 混频 )增益 Au 为 ：
L1c
Iu 2
1
)(
)(Rg
tU
tUA
中频输出电压 uI 为 ：ttUttURgu IIIcL1I cos)(cos)(
2
1
双极型晶体三极管混频器基本电路的交流通道 :
共射极混频电路 ：本振信号由基极串联方式注入 本振信号由射极注入 共基极混频电路：
(a)
uc+-
uL+-
LC
VT
(d)
uL+-
uc+- L
C
VT
(c)
uc+-+-uL
LC
VT
(b)
LC
uL+-
uc+-
VT
C L
ED
Rg
Rs
FET 混频器的转移特性是平方律，输出电流中的组合频率分量比BJT 混频器少得多，故其互调失真低。 FET 混频器容许的输入信号动态范围也较大。因此，尽管 FET 混频器的变频增益比 BJT 混频器低，却在短波、超短波接收机中获得了广泛应用。
设输入已调制信号： uc= Uc(t)cosωct
3 FET 混频电路
uI
右图为 FET 混频器原理电路
其中， Uc(t)= Ucm(1+macosΩt)
本振电压 uL=ULcos ωLt
LC回路调谐在中频 ωI= ωL-ωc或 ωI= ωc-ωL ，通频带 B=2Ω ，回路的谐振阻抗为 RL 。栅—源间的电压 uGS 为： uGS=UGSQ+uc-uL= UGSQ+Uc(t)cos ωct -ULcos ωLt
转移特性为平方律关系，即 ：2
)off(
GSDSSD )1(
GSU
uIi
式中， UGS （ off ）为 FET管的夹断电压， IDSS 为漏极饱和电流 。
恒流区内的漏极电流为 :
])cos()[cos(]2cos2cos)([
]coscos)([])([)(
cLcL4L2Lc
2c3
LLcc22L
2c1DSD
ttktUttUk
tUttUkUtUkIti
uc
uL
uGS
iD
)(2GS(off)
4 tUU
UIk c
LDSS
式中， k1 、 k2 、 k3 、 k4 为常数。可见， iD(t) 中含有差频 (ωc-ωL)
电流分量，其幅值正比于 Uc(t)为 :
通过漏极 LC 负载回路选频后，输出的中频电压为 :
IL2GS(off)
cLL4I cos)()cos( tURU
UItRku c
LDSS
6.8 kΩ
C
EC=15V
14
13.3 kΩ
12
9
4
8
133
13kΩ10kΩ
2
7
-EE=-15V
+15V
5 6 10 11
-15V
10kΩ
10kΩ
Rwx
Rwy
2kΩ
2kΩ
8.2 kΩ 8.2 kΩ
BG314 (MC1595)
L
N1N2
BG314构成的混频电路 ，如果本振电压 uL 、高频信号电压 uc
分别从 4 、 9脚输入， BG314 的输出端 2 、 14脚间接 LC谐振回路。设输入已调高频信号 :
4. 模拟乘法器混频电路
仿真
休息 1休息 2
uL
uc
uI
uc= Uc(t)cos ωct
本振电压 :uL=ULcos ωLt
LC回路的谐振频率 ωI= ωL-ω
c ，其带宽 B≥2Ω ，回路谐振阻抗为 RP, ，变压比为 n=N2
／ N1 ，输出中频信号电压 uI
为 : IIIcyxox
LPI cos)(cos)( tUtU
RRI
UnRu
混频增益 Au 为 :
yxox
LP
c
Iu )(
)(
RRI
UnR
tU
tUA
由于混频器是依靠非线性元件来实现变频，而通过非线性元件的信号将含有许多频率成份 cL qfpf , (p , q=0,1, 2,3,….)
uc(f c)
uL(f L)
uI(f I)
un(f n)
非线形元件 中频滤波器uo( )cL qfpf
如果设输入信号为 )( cc fu , 本振频率信号为 )( LL fu
则通过 非线性元件的信号 cLo qfpfu ，其中 2,1,0, qp
而这 些组合频率的信号中只要和中频频率 cLI fff 相同或接近， 都会和有用信号一起被选出，并送到后级中放，经放大后解调输出而引起串音，啸叫和各种干扰，从而影响有用信号的正常工作。
三 混频器的干扰
一般混频器存在下列干扰： (1)干扰哨声：接收的射频信号 )( cc fu 与本振信号 )( LL fu
的自身组合干扰，即 Bfqfpf cL 2
1I
B
)( nn fu(2)副波道干扰：外来干扰信号 与本振信号 )( LL fu
的组合频率产生的干扰 Bfqfpf nL 2
1I
)( cc fu(3)交叉调制干扰：有用信号 与干扰信号 )( nn fu
混频产生的干扰。 (4)互调干扰：指两个或多个信号同时作用在混频器
输入端，经混频产生的组合分量而形成的干扰。 (5) 阻塞干扰(6)倒易混频
fI
1. 信号与本振信号的自身组合干扰（干扰哨声）
如果中频 cLI fff ，则除 cL ff 的中频被选出外，还有可能选出其它的组合频率：即
IcLILc
IcL fqfpffpfqf
fqfpf
IcIcI
ILc
fq
pf
q
pf
qff
q
p
fq
fq
pf
11)(
1
所以有
Ic fpq
pf
1
pq
pf
fI
c
1
其中 I
cf
f 称为变频比。 显然当变频比一定时，并能找到对应的整数 p, q 时，就会形成自身组合干扰。
例：调幅广播接收机的中频 Kzf I 465 ，某电台发射频率 Kzfc 931
当接收该电台广播时，接收机的本振频率 Kzfff cIL 1396
由于变频比 2465
931
I
cf
f 可推算出： 当 1p ， 2q ，可得
KHzff Lc 466139693122
设输入高频信号的载频为 )( cc fu ，本振信号 )( LL fu ，则 经过混频器后产生的频率为 ，其中 p,q=0,1,2,…cL qfpf
由于组合频率与中频差 1KHz ，经检波后可产生 1KHz 的哨声 .（三阶干扰） .
另外，当 p=3, q=5 时，可得： KHzff Lc 46735 ,也可以通过中频通道而形成干扰。（ 8阶干扰）。
注意点 :
(1)自身组合干扰与外来干扰无关，不能靠提高前级电路的选择性来抑制。 (2)减少这种干扰的方法：
正确选择中频，尽量减少阶数较低的干扰
正确选择混频器的工作点，减少组合频率分量 采用合理的电路形式，从电路上抵消一些组合频率， 如平衡电路，环形电路，乘法器。
设串台干扰信号为 )( nn fu ，它与本振信号的组合频率为：
nL qfpf
其中 p, q=0,1,2,3…. 。如果选频器所选择的正常中频信号为 :
2.外干扰信号与本振的组合频率干扰（副波道干扰）
cLI fff
则可能形成的副波道干扰为：
ILn
InL
fpfqf
fqfpf
IcILn fppfq
fpfq
f )1(11
可见，凡是能满足上式的串台信号都可能形成干扰，在这类干扰中主要有：中频干扰，镜频干扰，及其它副波道干扰。
(1) 中频干扰当 p=0 , q=1 时， In ff
即表明当一种接近中频的干扰信号一旦进入混频器，可以直接通过混频器进入中放电路，并被放大、解调后在输出端形成干扰抑制中频干扰的方法： 提高混频器前级的选择性
在混频器前级增加中频吸收电路 合理选择中频数值，中频选在工作波段之外
当 p=1 , q=1 时，则有：
)(
)(
cLILn
cLILn
fffff
fffff
或
f c f L f n
f I虽然这种干扰信号频率 nf与输入信号频率 cf 以本振频率 Lf为对称轴形成镜像对称的关系。
(2)镜像频率干扰
f I
抑制镜像干扰的方法： 提高混频前级的选择性
提高中频频率，使镜像干扰频率 nf 远离 sf
例：中央台第一套节目的载波为 Kzfc 639 , 那么收音机在接收此节目时的本振频率 KzKzfff cL 1104465639I , 如果有一外来 电台的频率 KzKzfff Ln 15694651104I , 在混频级之前没有被 抑制，则这个电台进入混频器后，混频可得 Kzff Ln 465
的中频将被选出进入后级输出而形成镜像干扰，产生串台及啸叫。
当 1p , 1q 时形，成组合频率干扰，其中最主要的一类干扰为：
f c f n1 f L f n2
2
1
2
32
1
22
1)2(
2
1
nIc
nIc
IIcILn
fff
fff
ffffff
可见 1nf 与 2nf 对称分布在本振频率 Lf 的两边，其中 1nf 离 cf
最近 , 经混频器前的滤波后进入混频器的可能性最大。
(3)组合频率干扰
2qp 的情况，则有：
抑制这类干扰的方法：
提高混频器前级的选择性
提高中频 选择合适的混频电路，合理选择混频器的工作点
f I
继续
交叉调制干扰的形成与本振无关。它是有用信号与干扰信号一起作用于混频器时，由混频器的非线性作用，将干扰的调制信号调制到了中频载波上，即将干扰的调制信号转移到有用信号的载波上而形成的一种干扰。 例：由非线性元件： 2
210)( uauaaufi
其中四阶项为 44ua ，若设 Lnc uuuu
而
tUu
ttmUu
ttUu
LLL
nnnnn
ccc
cos
cos)cos1(
cos)(
则 44
44 )( Lnc uuuaua 展开后其中可分解出 )(6 2
4 Lcn uuua 项
3.交叉调制干扰（交调干扰）
将信号代入此项，并经中频滤波后可得：
ttmU
tUUUtma
In
ILcnnn
cos)cos1(
cos)cos21(2
3 24
其中
n
Lcn
mm
UUUaU
22
3 24 ，可以看出干扰信号中的调制信号转移到中频
载波上，与有用信号一同输出而形成干扰。
uc(f c)
uL(f L)
uI(f I)
un(f n)
非线形元件 中频滤波器uo( )cL qfpf
交调干扰的特点：
(2) 与干扰的载频无关，任何频率的强干扰都可能形成交调干扰，所以交调干扰是危害较大的一种干扰。 只有当 nf 与 Cf
相差很大，受前级电路的抑制很彻底时 , 形成的干扰较小。
(1)交调干扰与有用信号并荐，通过有用信号而作用，一旦有用信号 0cu ，交调干扰也消失。
(3) 混频器中，除了非线性特性的 4次方项以外，更 高的偶次方项也可以产生交调干扰，但一般由于幅值较小，可以不考虑。 抑制交调干扰的措施： ①提高前级电路的选择性②选择合适的器件，合适的工作点，使不需要的非线性项（ 4次方项）尽可能小，以减少组合分量。
非线形 元件
中频滤 波器
un1 （ fn1
）
uL （ f
o ）
i ouI （ f
I ）
un2 （ fn2
）
互调干扰是指两个或多个干扰信号同时作用于混频器的输入端，由混频器的非线性作用，两个干扰信号之间产生混频，当混频后，产生的信号接近于有用信号的频率 时，将与有用信号一起进入后级电路输出而产生干扰。
cf
4.互调干扰
互调干扰的特点：设混频器输入的两个干扰为：
tUu
tUu
nnn
nnn
222
111
cos
cos
而本振信号 tUu LLL cos则三个信号同时作用于非线元件上，则混频输出的电流为 :
...22100 uauaai
由 4次方项 40214
44 )( uuuaua nn 中展开可得 Lnn uuu 2
21 项，
即： tttUUU
tUtUtU
LnnLnn
LLnnnn
coscos)2cos1(2
1
coscoscos
21221
22122
1
其中有：
LnnLnn ttUUU coscos2cos2
1212
21
其组合频率为： LnnLnn fff 2121 22 或
继续
返回
如果当
ILnncnn
cnn
2121
21 22
2形成互调干扰 .
（注意： IcL ） 讨论： (1) 当 cnn 212 时， 1n 或 2n 必有一个远离 c
容易被滤除，可能产生的干扰不严重。(2) 当 cnn 212 时， 1n 或 2n 均可能离 c 较近 , 滤除比较困难，可能会产生比较严重的干扰。即由于
121 ncnn 可见，两个干扰频率都小于（或大于）工作信号频率，且三者等距时，就可形成互调干扰。
ωn2 ω n1 ω S
（ 3 ）互调干扰的大小主要决定于：
)(4
1222
21
四次方项系数或
a
UUUU nnnn
减少互调干扰的方法 ：提高前级电路的选择性 选择合适的电路和工作状态
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