МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ

РОССИЙСКОЙ ФЕРЕРАЦИИ

ГОСУДАРСТВЕННОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ УЧРЕЖДЕНИЕ

ВЫСШЕГО ПРОФЕССИОНАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ

«МОРДОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ

имени Н. П. ОГАРЕВА»

И. В. ГУЛЯЕВ, Г. М. ТУТАЕВ

СИСТЕМЫ

ВЕКТОРНОГО УПРАВЛЕНИЯ

ЭЛЕКТРОПРИВОДОМ

НА ОСНОВЕ

АСИНХРОНИЗИРОВАННОГО

ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ

МОНОГРАФИЯ

САРАНСК

ИЗДАТЕЛЬСТВО МОРДОВСКОГО УНИВЕРСИТЕТА

2010

УДК 62-83:621.313.333

ББК З-2

Г944

Рецензенты:

кафедра теоретических основ электротехники Самарского государственного

технического университета; Г. Ю. Каменцев, председатель НТС, главный инженер ОАО

«Электровыпрямитель»;

Е. М. Гейфман, заместитель директора НИЦСПП, доктор технических наук

Гуляев И. В.

Г944

Системы векторного управления электроприводом на основе асинхронизированного вентильного двигателя : монография / И. В.

Гуляев, Г. М. Тутаев. – Саранск : Изд-во Мордов. ун-та, 2010. – 200 с. ISBN 978-5-7103-2402-8

В монографии рассмотрены вопросы электромеханического

преобразования электроэнергии нового типа контактного и бесконтактного

вентильных двигателей на базе двигателя двойного питания, получившего

название «асинронизированный вентильный двигатель». Представлены его

характеристики, переходные и установившиеся режимы его работы.

Максимально использованы современные достижения общей теории

электрических машин. Предложена имитационная модель двигателя с ортогональным векторным управлением.

Издание предназначено для научных и инженерно-технических

работников, а также для аспирантов и студентов электромеханических и

электроэнергетических специальностей вузов. В частности, оно может быть полезно инженерам-электромеханикам и энергетикам, занимающимся проектированием и эксплуатацией электрических машин.

УДК 62-83:621.313.333

ББК З-2

ISBN 978-5-7103-2402-8

© Гуляев И. В., Тутаев Г. М., 2010

© Оформление. Издательство

Мордовского университета, 2010.

3

ВВЕДЕНИЕ

Энергосберегающий частотно-регулируемый электропривод на базе син-

хронного и асинхронного двигателей является основным типом регулируемого

электропривода. Разработанные современные законы скалярного, векторного,

прямого управления моментом позволили обеспечить требуемое качество регу-

лирования и значительно повысить КПД. Использование мощного электропри-

вода при тяжелых условиях пуска выявило и существенные недостатки, а имен-

но отсутствие коммутации тока статора с фазы на фазу при неподвижном рото-

ре. В результате при максимальном пусковом моменте, сопровождающимся

длительным режимом упора, возникают перегрузки пусковым током в цепи

статора преобразователя частоты. Для предотвращения аварийных режимов ра-

боты ЭП необходимо ограничивать по времени данный процесс либо использо-

вать силовую часть, рассчитанную на большие токи. Второе из-за увеличения

массогабаритных показателей делает затруднительным применение данных ПЧ

в тяговом приводе, где также необходимо обеспечить рекуперативное тормо-

жение до полной остановки и максимальный КПД в режиме рабочих скоростей.

Одним из вариантов решения данной проблемы является применение но-

вого типа контактного и бесконтактного вентильных двигателей на базе двига-

теля двойного питания, получившего название «асинхронизированный вен-

тильный двигатель» АВД. Машинно-вентильный каскад на основе АВД имеет в

своем составе базовый асинхронный двигатель с фазным ротором (контактный

вариант) и два преобразователя частоты в статоре и роторе. Процесс пуска ЭП

начинается с подачи в цепь ротора трехфазного переменного тока низкой фик-

сированной частоты для создания в двигателе вращающегося электромагнитно-

го поля, обеспечивающего успешную коммутацию тиристоров ПЧ якоря. Про-

цесс разгона насыщенной машины начинается подачей питающего напряжения

в цепь статора, что существенно облегчает пуск АВД при максимальном мо-

менте сопротивления в режиме упора.

Глубокие теоретические и практические исследования в области МДП

проведены во ВНИИ электроэнергетики под руководством М. М. Ботвинника

[15] и Ю. Г. Шакаряна [147], отражены в работах Г. Б. Онищенко [86], А. Е. За-

горского и Ю. Г. Шакаряна [42], С. В. Хватова и В. Г. Титова [139] и ряда дру-

гих ученых.

Существенный вклад в развитие теории АВД внес коллектив научно-

исследовательской лаборатории вентильных электрических машин Мордовско-

го государственного университета им. Н. П. Огарева. Результаты исследований

контактного и бесконтактного двигателя двойного питания отражены более чем

в 200 научных публикациях и 30 авторских свидетельствах на изобретения. Со-

трудниками лаборатории проводятся теоретические и экспериментальные ис-

4

следования работы ЭП с различными законами управления, создан его макет-

ный образец.

Итогом многолетней работы стала научная концепция обобщенной элек-

тромеханической системы ОЭМС, которая представляет собой обобщенный

электромеханический преобразователь на базе контактного и бесконтактного

АВД co статическими ПЧ в его обмотках статора и ротора. В зависимости от

законов управления преобразователями частоты ОЭМС позволяет реализовать

три основных режима АВД – обобщенный асинхронный, обобщенный син-

хронный и обобщенный режим машины постоянного тока. Перспективным на-

правлением исследования является режим ОДПТ, который позволяет при век-

торном ортогональном управлении ( sIρρ

⊥δψ и const=δψ ) в рабочих режимах

АВД получить высокие энергетические характеристики каскада. Разработка и

отладка ЭП требует значительных временных и материальных затрат. Приме-

нение имитационного моделирования позволяет исследовать процессы элек-

тромеханического преобразования энергии, проходящие в ЭП. Таким образом,

создание имитационной модели ЭП на базе АВД с ортогональным векторным

управлением для анализа электромеханических характеристик в различных ре-

жимах его работы является актуальной задачей.

5

Глава 1

СОВРЕМЕННЫЕ СПОСОБЫ

И СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДОМ

Развитие современной промышленности в условиях рыночной

конкурирующей среды характеризуется все большим использованием

эффективных технологий в различных сферах производства. Это возможно при

условии повышения качества технологических процессов, в том числе за счет

использования высокоэффективных систем управления технологическими

объектами.

В настоящее время применение автоматизированного электропривода

обеспечивает требуемые регулировочные характеристики используемых машин

и механизмов, а также позволяет значительно снизить потребление

электроэнергии [138]. Активное развитие силовой электроники и

быстродействующей микропроцессорной техники привело к вытеснению

используемых до 70–80-х годов прошлого века регулируемых ЭП постоянного

тока приводами на основе асинхронных двигателей с короткозамкнутым

ротором. Это объясняется возможностью практической реализации сложных

алгоритмов управления двигателем переменного тока при небольших

аппаратных и материальных затратах.

Сегодня в мире выпускается до 8 млрд электродвигателей в год, которые

потребляют 70 % произведенной электроэнергии [58]. Ежегодно рынок

электрических машин и электроприводов для них возрастает на 5–10 %. В

настоящее время доля ЭП переменного тока составляет порядка 85 %. Активно

увеличивается и производство электродвигателей с интегрированными ПЧ

(компактные двигатели).

Область применения регулируемых ЭП весьма обширна: от крупной

электроэнергетики [24, 68, 88] до различных сфер коммунального и бытового

хозяйства [17, 90, 144]. Использование регулируемых электроприводов

позволяет снизить потребление электроэнергии на 20–50 % за счет

использования механизмов, в которых двигатели рассчитаны на максимальную

нагрузку, а среднесуточная нагрузка составляет 60–80 %. При этом улучшаются

условия работы двигателей и механизмов в целом благодаря исключению

динамических ударов, пусковых перегрузок и ограничению тока в обмотках

двигателя. Таким образом, применение регулируемых электроприводов

позволяет создать новую технологию энергосбережения, использование

которой не только экономит электрическую энергию, но и увеличивается срок

службы оборудования.

Исследованию всевозможных характеристик ЭП на базе двигателя

постоянного тока посвящено большое количество работ [46, 61, 69 и др.].

6

Иностранные и российские компании и по настоящее время продолжают

выпуск ЭП постоянного тока, закладывая в них все новые возможности для

регулирования. Ранее электроприводы постоянного тока не имели серьезных

конкурентов в области регулируемых ЭП [47], однако при их использовании

выявлялись серьезные недостатки:

– сложная конструкция (большая масса);

– критичный в эксплуатации щеточный аппарат;

– высокая стоимость.

Электроприводы переменного тока до 1980-х годов были широко

распространены, надежны, дешевы, имели хорошие эксплуатационные

качества, но отнести их к регулируемым электроприводам было нельзя.

Изменение числа пар полюсов (многоскоростные двигатели), ввод

дополнительных резисторов (у АД с фазным ротором) и т.п. не могли

обеспечить бесступенчатого регулирования скорости. А главное с помощью

этих способов невозможно было достичь требуемого качества большинства

технологических процессов. Еще один недостаток таких систем управления –

высокая цена.

В настоящее время появление новой элементной базы и использование

современных средств микропроцессорной техники позволяет разработчикам

создавать компактные, многофункциональные и высокоэффективные системы

управления ЭП переменного тока, которые удовлетворяют требованиям

большинства технологических процессов [41, 113, 123]. К преимуществам

таких систем управления можно отнести:

– качественное управление скоростью;

– высокий момент при низких скоростях;

– низкие потери и высокую эффективность;

– высокие динамические характеристики;

– стабильную работу с мощными двигателями.

Определенный рывок произошел и в области создания самих асинхронных

двигателей – так, например, энергосберегающие электродвигатели фирмы

«Siemens» в сравнении с обычными электродвигателями имеют [44]:

– повышенный срок службы за счет меньшей температурной нагрузки;

– более высокий КПД за счет применения качественной стали и активных

материалов (Fe, Cu, Al), улучшенных систем охлаждения и

подшипниковых узлов;

– меньшие потери и пониженные шумы.

За счет экономии электроэнергии, даже с учетом относительно низкой ее

стоимости в нашей стране, по самым скромным подсчетам, данные

электродвигатели окупаются за 1–2 года. Стоимость самого двигателя при

работе 2000 часов ежегодно в течение 10 лет составляет менее 3 % от общих

затрат на него. Доля затрат на электроэнергию – около 95 %. Расходы на

монтаж и техническое обслуживание – 2 %.

Большую эффективность этих двигателей обеспечила модульная сборная

конструкция: модули электромеханического тормоза, энкодера и вентилятора

7

принудительного охлаждения позволили превратить стандартный асинхронный

двигатель в многофункциональную машину.

Российскими производителями также проводятся исследования по

совершенствованию серийных асинхронных машин [74, 80]. В соответствии с

требованиями рынка осваиваются новые производства электрических машин с

улучшенными техническими, эксплутационными и экономическими

характеристиками, а также ряда специальных машин, которые позволяют

решать на практике любую задачу построения эффективного комплектного

электропривода.

Весьма перспективная разработка – синхронный двигатель с возбуждением

от постоянных магнитов, так называемый вентильный двигатель ВД, который

имеет повышенные мощность и вращающий момент, а также меньшую массу и

объем, чем АД с редуктором [62, 134, 140]. Недостатком постоянных магнитов

с высокой коэрцитивной силой является их немалая стоимость [12].

Еще одной перспективной разработкой является привод с вентильно-

индукторным двигателем ВИД – силовая версия одного из типов шагового

двигателя ШД [19, 47, 86]. Его принципиальное отличие от большого числа уже

разработанных и используемых в станках, роботах и т. п. электроприводов,

построенных на двигателях с постоянными магнитами, синхронных реактивных

и других специальных двигателях, является предельная простота конструкции,

низкая стоимость и высокая надежность машины и системы в целом. Данное

направление получило развитие в 80-х годах прошлого века и позволило

отечественной науке занять передовые позиции в области теории и практики

ВИД [25, 90].

Проведенный обзор научной литературы показал, что современный этап

развития ЭП характеризуется активным применением регулируемого привода

переменного тока, который является самым перспективным, надежным и

экономически выгодным способом преобразования электрической энергии в

механическую. Большая часть работ посвящена исследованию и оптимизации

ЭП на базе АД с короткозамкнутым ротором, что объясняется их

распространенностью в общепромышленных механизмах. Однако

недостаточное внимание в исследованиях уделено АД с фазным ротором [63,

108], так называемой машине двойного питания МДП. В настоящее время

отечественные предприятия располагают большим количеством управляемых

объектов с АДФР, но применяемая в них реостатная система управления

требует модернизации. В свою очередь МДП обладает рядом преимуществ, что

в отдельных случаях позволяет разрабатывать принципиально более

интересные, выгодные и технически рациональные системы регулируемого ЭП.

1.1. СОВРЕМЕННЫЕ СПОСОБЫ УПРАВЛЕНИЯ

ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ

Качественный скачок в развитии силовой преобразовательной техники

(серийное производство мощных полностью управляемых полупроводниковых

8

приборов), а также микроэлектроники и микропроцессорной техники

(появление интегральных схем нового поколения и производительных

цифровых сигнальных процессоров), способствовал совершенствованию

теории автоматического управления и повсеместному применению

эффективного электропривода на базе различных электрических машин.

Благодаря разработанным законам и способам управления удается добиться

высокого качества регулировочных характеристик при значительной экономии

средств, материалов и энергии.

Способы управления. Среди различных технических систем

электропривод – наиболее представительный, распространенный и сложный

объект управления.

Применительно к нему можно выделить два уровня управления [127]:

внешний (верхний), который вырабатывает технологическую программу

работы ЭП, и внутренний (нижний), который формирует статические и

динамические свойства ЭП. Система управления внутреннего уровня является

составной частью понятия «регулируемый электропривод». Для выделенных

уровней используются различные способы управления, как классические,

традиционные, так и новые, нетрадиционные (рис. 1.1).

Рис. 1.1. Способы управления электроприводом

Классическое управление по отклонению с последовательной и

параллельной коррекцией послужило основанием для создания таких способов,

как скользящее, подчиненное, модальное, векторное, адаптивное управление,

которые могут формировать высокие динамические и регулировочные свойства

9

электропривода.

Скользящее управление. Использование способа управления со

скользящим режимом позволяет создавать простые и надежные системы

управления для позиционных и следящих ЭП [20, 143]. Их структурным

признаком является наличие обратной отрицательной связи по положению.

Основным показателем качества данных электроприводов считается точность

позиционирования и слежения, т. е. разность между заданным и отработанным

перемещениями в данный момент времени и в данной точке траектории.

На рис. 1.2 представлена типовая функциональная схема со скользящим

управлением.

Рис. 1.2. Функциональная схема со скользящим управлением

Замкнутый контур регулирования положения состоит из двух частей:

системы управления положением СУП и объектом СУО. СУО является

скоростной подсистемой, в состав которой также входят система управления,

базовый двигатель БД, механическая часть МЧ и объект управления ОУ.

Выделенная в составе скользящей системы управления скоростная подсистема

СУО представляет собой регулируемый ЭП с выходной координатой в качестве

скорости ОУ и входной координатой, которая формируется с помощью СУП.

Система управления положением включает в себя регулятор положения,

измеритель рассогласования c датчиком обратной связи положения ДП объекта

управления, а также задающее устройство. В случае отсутствия физического

объекта слежения, задающее устройство формирует программу перемещения

ОУ.

В качестве БД может использоваться практически любая электрическая

машина, удовлетворяющая заданным критериям качества системы скользящего

управления [18, 87, 108].

Подчиненное управление. Способ подчиненного управления с контурами

момента (тока) и скорости двигателя нашел весьма широкое применение не

только в электроприводах постоянного тока, но и в ЭП с двигателями

переменного тока – синхронными (в схеме вентильного двигателя) и

асинхронными [106, 126].

Наибольшее распространение среди систем управления скоростью

двигателя постоянного тока получили системы, в которых скорость

10

регулируется изменением напряжения на якоре двигателя за счет управляемого

электрического преобразователя УП (генератора, управляемого тиристорного

или транзисторного выпрямителя, широтно-импульсного преобразователя) при

подчиненном контуре регулирования тока двигателя. Функциональная схема

подобной системы управления изображена на рис. 1.3.

Рис. 1.3. Функциональная схема с подчиненным регулированием

Система управления ЭП содержит два контура регулирования: внутренний

контур тока якоря КТ и внешний контур скорости КС.

КТ включает силовую часть электропривода УП с выходом по току якоря,

цепь отрицательной обратной связи по току якоря ДТ и регулятор тока якоря

РТ. На входе РТ сравнивается задание тока якоря и величина обратной связи,

поступающая с датчика тока ДТ. Сигнал ДТ формируется пропорционально

току якорной цепи двигателя.

КС двигателя включает замкнутый КТ, цепь отрицательной обратной связи

по скорости двигателя ДС и регулятор скорости РС. На входе РС сравнивается

задание скорости, подаваемое с выхода задающего устройства ЗУ, и величина

обратной связи по скорости двигателя, поступающая от ДС (тахогенератор,

энкодер и др.). Тип РС определяется требованиями к точности регулирования

скорости, т. е. его статической характеристики.

Системы подчиненного регулирования содержат блоки ограничения

уровней выходных сигналов регуляторов для контроля переменных привода не

превышающих номинальные значения.

Модальное управление. Ряд современных регулируемых ЭП, даже в

линейном приближении, представляют собой объекты управления, которым

трудно придать устойчивость, тем более требуемые высокие динамические

показатели движения рабочего органа. К таким ЭП можно отнести приводы со

многими взаимосвязанными координатами, с несколькими входами и

выходами, с многомассовой подвижной частью, например многодвигательные

электроприводы некоторых типов манипуляторов, роботов, локаторов, а также

некоторых подъемно-транспортных машин, поворотных антенных установок и

т. п.

Данный тип электропривода как динамическая система характеризуется

большой размерностью (высоким порядком результирующего

дифференциального уравнения). Стабилизировать его движение простыми

средствами управления в виде одной обратной связи по выходной координате и

11

одного регулятора не удается ввиду большого числа переменных,

определяющих динамическое состояние электропривода.

Для ЭП данного типа может оказаться эффективным известный из теории

автоматического управления способ регулирования, называемый модальным

управлением [67]. Общий вид такой системы показан на рис. 1.4.

1x 2x nx

1pu 2pu pmu

1u

mu

1v

mv

1y

ry

Рис. 1.4. Общий вид системы с модальным управлением

Известно, что отрицательная обратная связь по какой-либо координате

объекта управления стабилизирует эту координату, т. е. в той или иной мере

поддерживает ее постоянной при неизменном задании и наличии возмущений

внутри контура. Поэтому можно полагать, что если замкнуть ОУ по всем

координатам, характеризующим его состояние в любой момент времени, то при

соответствующем подборе коэффициентов обратных связей можно получить

желаемые характеристики объекта управления относительно выходных

координат.

Здесь также в качестве БД может использоваться требуемая электрическая

машина, применение которой определяется характером технологического

процесса [1, 64, 111].

Векторное управление. Векторный принцип управления частотно-

регулируемым асинхронным электроприводом связан как с изменением

частоты и текущих значений переменных АД, так и с взаимной ориентацией их

векторов в полярной или декартовой системе координат [114, 126]. За счет

регулирования амплитудных значений переменных и углов между их

векторами обеспечивается полное управление АД как в статике, так и в

динамике, что дает заметное улучшение качества переходных процессов.

Именно этот факт и является определяющим при выборе систем с векторным

управлением.

Информация о текущих значениях и пространственном положении

векторов переменных АД может быть получена как прямым их измерением с

помощью соответствующих датчиков, так и косвенно – на основе

12

математической модели АД [123]. Конфигурация и сложность такой модели

определяются техническими требованиями к электроприводу. В общем случае

подобные системы с косвенным регулированием координат электропривода из-

за нестабильности параметров АД и сложной их взаимосвязи уступают по

своим статическим и динамическим показателям системам с прямым

векторным управлением. При сложности вычислительных операций и

алгоритмов управления электроприводом достоинство систем с косвенным

регулированием заключается в простоте технических решений и,

следовательно, в практической надежности [51].

Адаптивное управление. Рассмотренные способы управления с

модальным и подчиненным регулированием координат электропривода

распространяются на линейные объекты управления с заранее известными и

неизменными параметрами. При изменении параметров нарушаются условия

оптимизации, заложенные при синтезе соответствующих регуляторов, и

динамические показатели электропривода ухудшаются. Особенно чувствителен

к изменениям параметров способ подчиненного регулирования, который

основывается на принципе компенсации больших постоянных времени. Для

сохранения показателей качества электропривода в условиях изменяемости его

параметров возникает задача адаптации, т. е. приспосабливаемости к новым

условиям. Она решается автоматическим путем – изменением параметров

регуляторов, а также формированием дополнительных воздействий к

действиям регуляторов [14].

В теории автоматического управления наиболее детально разработаны

беспоисковые адаптивные системы управления БАС применительно к

различным стационарным и квазистационарным объектам управления, в том

числе и к электромеханическим системам [76].

В данном типе беспоисковых адаптивных систем выделяются два класса:

– БАС с эталонной моделью в виде динамического звена с желаемой

динамикой (рис. 1.5, а),

– БАС с настраиваемой моделью НМ в виде адаптивного наблюдающего

устройства (рис. 1.5, б).

а) б)

Рис. 1.5. БАС управления с эталонной моделью (а) и наблюдающим устройством (б)

13

Для первого класса параметры регулятора Р объекта управления

подстраиваются под желаемый динамический процесс, задаваемый эталонной

моделью. Корректировка параметров Р, т. е. параметрическая адаптация,

осуществляется блоком адаптивного управления БАУ.

Несколько проще оказывается система второго класса, в которой функцию

настраиваемой модели НМ выполняет адаптивное наблюдающее устройство

АНУ. Оба вида адаптации обеспечивают автоматически путем самонастройки

АНУ заложенный оптимальный процесс движения объекта при разных

значениях его параметров.

Нейронные сети и фаззи-логика. Относительно недавно, в 50–60 годах

XX века, появились новые нетрадиционные способы управления. Они весьма

универсальны, могут использоваться в технических, экономических и

экспертных системах. К таким способам относятся нейронные сети и фаззи-

логика (нечеткая логика) [81, 127].

В настоящее время искусственные нейронные сети ИНС в области ЭП

применяются в основном при создании адаптивных наблюдателей координат

(нейроэмуляторов), слабо чувствительных, либо нечувствительных к

изменениям параметров объекта регулирования [75]. Достигается это за счет

способности ИНС накапливать информацию о различных возможных режимах

работы, при этом количество вариантов определяется объемом сети и глубиной

ее обучения. ИНС предназначены для управления нелинейными объектами в

условиях изменяющихся параметров. Структурная схема БАС с эталонной

моделью (p)Wэм

и нейронным регулятором представлена на рис. 1.6.

(p)Wэм

(p)Wэм

1

Tn ]e...ee[ 21

NN

Рис. 1.6. Структурная схема с нейронным регулятором

Нейронная сеть (NN) регулятора принимает сигналы, соответствующие

выходной координате и ее (n-1) производным линейной модели объекта

управления – нелинейной двухмассовой электромеханической системы ДЭМС.

Данный регулятор делает нелинейную систему робастной, т. е.

малочувствительной к изменению момента инерции рабочего органа (второй

массы), за счет отыскания нужного значения передаточного коэффициента в

процессе обучения.

14

Типичные системы управления на базе нечетких регуляторов относятся к

классу экспертных систем и представляют собой нелинейные контроллеры

характеристической поверхности. В области ЭП один из вариантов применения

нечеткой логики связан с регулированием рабочих параметров механизмов на

базе нечеткого регулятора, обладающего адаптивными свойствами [43].

Структурная схема с нечетким регулятором (контроллером) изображена на рис.

1.7.

dt

dU

осK

Рис. 1.7. Структурная схема с нечетким регулятором

На представленной схеме в вектор входных величин нечеткого

контроллера введена дополнительная корректирующая связь по динамике

переходного процесса, характер и параметры которого задаются с помощью

функционального преобразователя ФП. При этом изменение параметров ФП

позволяет корректировать как динамические, так и статические характеристики

системы. Такая структура регулятора в сочетании с оптимальным выбором

параметров базы знаний нечеткого контроллера, проведенным с

использованием генетических алгоритмов, позволяет разработчику при

минимуме настроек реализовывать адаптивные системы управления

неопределенными и нестационарными механизмами вне зависимости от их

структуры.

В числе достоинств новых способов управления, относящихся к категории

интеллектуальных систем управления, – возможность:

– реализовать любой требуемый для процесса нелинейный алгоритм

управления;

– иметь неполное, неточное описание объекта управления, а для

нейронной сети и отсутствие описания;

– создать мягкую адаптацию, обеспечивающую робастность системе при

нестабильности параметров.

Рассмотренные способы и системы управления ЭП позволяют реализовать

весь спектр задач регулируемого управления с требуемым технологическим

процессом. В следующих параграфах более подробно будут рассмотрены

системы управления ЭП с асинхронным двигателем (как самым

распространенным и надежным), вентильным и вентильно-индукторным (как

15

наиболее перспективными), а также с машиной двойного питания (как одной из

разновидностей тягового привода).

1.2. СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ

НА БАЗЕ АСИНХРОННОГО ДВИГАТЕЛЯ

Характерной тенденцией автоматизированного электропривода является все

более широкое применение асинхронных двигателей. Они просты и надежны в

эксплуатации, могут длительно работать при повышенных скоростях и

температурах, в агрессивных и взрывоопасных средах, для их изготовления

требуется меньше цветных металлов, они имеют меньшие массу, габариты и

стоимость. Расширяются возможности и систем управления асинхронных

электроприводов за счет создания управляемых преобразователей напряжения

и частоты, а также микропроцессорных устройств с высоким быстродействием

и большим объемом памяти.

Скалярное управление. Асинхронный электропривод со скалярным

управлением является в настоящее время наиболее распространенным. Он

применяется в составе приводов насосов, вентиляторов, компрессоров и других

механизмов, для которых важно поддерживать либо скорость вращения вала

двигателя (при этом используется датчик скорости), либо технологический

параметр (например, давление в трубопроводе) [65, 104].

Скалярным регулированием, или f

U-регулированием, скорости

электропривода с АД называют регулирование, при котором изменение

скорости достигается путем воздействия на частоту напряжения на статоре при

одновременном изменении модуля этого напряжения. Способ регулирования

базируется на схеме замещения асинхронного двигателя и на выражении для

электромагнитного момента. Управляемость АД при этом может

обеспечиваться совместным регулированием либо частоты и напряжения, либо

частоты и тока статорной обмотки. Первый способ принято трактовать как

частотное управление, второй – как частотно-токовое управление [114, 126].

Выбор способа и принципа управления определяется совокупностью

статических, динамических и энергетических требований к асинхронному

электроприводу. Основной недостаток упомянутых принципов управления

заключается в трудности реализации желаемых законов регулирования

скорости и момента АД в динамических режимах. Связано это с весьма

сложными электромагнитными процессами, протекающими в АД.

Скалярное частотно-токовое управление АД характеризуется малым

критическим скольжением и постоянством критического момента при

постоянстве питающего АД тока и изменении его частоты [52]. Однако в

разомкнутых системах подобное управление практически исключено,

поскольку с увеличением нагрузки (скольжения) резко падает магнитный поток

АД и для обеспечения желаемых перегрузочных способностей АД по моменту

16

требуется заметное превышение номинальных значений напряжения питания и

тока статора.

В случае если к динамике привода не предъявляется особых требований, а

статические характеристики соответствуют условиям поставленной задачи, то

наиболее простым и эффективным решением является использование

частотного регулирования в разомкнутой системе [104, 135]. В подобных

системах частота и напряжение питания АД формируются пропорционально

напряжению управления в ПЧ на базе автономного инвертора напряжения

АИН. Функциональная схема такой системы показана на рис. 1.8.

f

U

сM

ω

ωU

Рис. 1.8. Функциональная схема разомкнутой системы управления

Здесь статор АД подключен к ПЧ с полупроводниковым преобразователем

ПП, имеющим два независимых канала управления амплитудой U и частотой

f выходного напряжения или тока. ПП обычно представляет собой АИН с

широтно-импульсной модуляцией ШИМ. Функциональный преобразователь

ФП необходим для формирования закона управления напряжением или током

статора АД в зависимости от частоты, т. е. частота в такой системе является

независимым параметром, определяющим скорость вращения АД с точностью

до скольжения. Задатчик интенсивности ЗИ служит для настройки скорости

нарастания и спада входного сигнала, исключающей электрические и

механические перегрузки. Тщательная его настройка особенно необходима,

если ПЧ нереверсивный, т. е. не обладает способностью двухстороннего обмена

энергией между питающей сетью и АД, т.к. в этом случае кинетическая

энергия, накопленная вращающимися массами, при торможении будет

рассеиваться в преобразователе, создавая недопустимые перегрузки или даже

аварийные режимы.

При частотно-токовом управлении, т. е. когда ПЧ работает в режиме

источника тока, механические характеристики АД не зависят от частоты и

обладают существенно меньшим критическим скольжением. Кроме того, АД

развивает значительно больший момент на валу при том же токе статора. Тем

не менее положительные свойства частотно-токового управления можно

использовать только в замкнутой системе с током статора, изменяющимся в

функции абсолютного скольжения, так как в противном случае необходимая

перегрузочная способность достигается значительным увеличением

напряжения и тока, что недопустимо в длительном режиме.

Формирование требуемых статических и динамических свойств

асинхронного частотно-регулируемого электропривода возможно лишь в

17

замкнутой системе регулирования. Таким координатами могут быть ток и ЭДС

статора ( sI , sE ), основной магнитный поток АД ( δψ ), частота вращения (ω ) и

частота ротора или абсолютное скольжение ( β ) [65, 114].Функциональная

схема замкнутой системы управления показана на рис. 1.9.

f

U

сM

ω

ωU

осKss E,I

βωψδ ,,

Рис. 1.9. Функциональная схема замкнутой системы управления

Выбор сигнала обратной связи определяется множеством условий:

характером нагрузки, техническими требованиями к приводу, возможностью

использования сигналов, формируемых в других контурах управления.

Создание обратной связи по магнитному потоку в зазоре требует установки

датчиков Холла, по ЭДС статора – укладки измерительной обмотки (витков) в

пазы статора. Сигналы абсолютного скольжения и частоты вращения требуют

установки тахогенератора, что чаще всего оправдано только в случае

необходимости использования обратной связи по скорости для получения

заданного статизма механических характеристик. Наиболее доступным

сигналом для частотного управления является ток статора, и именно он

используется в большинстве приводов широкого применения.

В настоящее время при разработке ЭП наблюдается следующая тенденция:

для ПЧ, реализующих простое скалярное управление электродвигателем

предлагаются простейшие схемотехнические решения, при этом не

усложняются программное обеспечение и алгоритмы работы IGBT-модулей.

Стоит отметить, что важным достоинством скалярного метода является

возможность одновременного управления группой электродвигателей.

Векторное управление. В 1971 г. Ф. Блашке предложил новый принцип

управления [149, 150, см. также 93]. В соответствии с ним уравнения движения

рассматриваются не в стационарной (кларковской) системе координат, а в

системе координат Парка–Горева, связанной с потокосцеплением ротора. В

этой вращающейся системе координат все основные переменные изменяются

не по гармоническому закону, а как в ДПТ. Это позволило строить системы

управления АД по тем же принципам, что и системы управления ДПТ, в

частности по подчиненному принципу, который получил название Field

Oriented Control (FOC) (управление по полю машины). В соответствии с этим

принципом управления все многофазные (чаще трехфазные) переменные (токи,

напряжения, потокосцепление) формируют соответствующие векторы,

поведение которых рассматривается или в векторном виде, или в проекциях на

18

две оси вращающейся системы координат. Векторное управление ВУ

теоретически позволяло достигнуть в АД тех же регулировочных

характеристик, что и в ДПТ. Однако для реализации ВУ надо иметь

информацию обо всем векторе состояния асинхронного двигателя. В 1970-х

годах это предлагалось обеспечивать за счет установки внутри АД датчиков

Холла, с помощью которых замеряется потокосцепление в воздушном зазоре

АД, и тахогенераторов или импульсных датчиков, которые дают возможность

измерить угловую скорость ротора. Однако установка этих датчиков требовала

замены или доработки огромного парка общепромышленных АД, которые не

предназначались для регулирования и не были снабжены этими датчиками.

Наличие тахогенератора и датчиков Холла существенно ухудшали

эксплуатационные характеристики АД по сравнению с ДПТ.

К системам с прямой ориентацией ПВУ по полю относят только те, в

которых осуществляется непосредственное измерение потока с помощью тех

или иных датчиков либо в которых поток рассчитывается по модели двигателя,

так как это дает возможность, так же как при непосредственном измерении

потока, построить замкнутый контур его регулирования. К системам с

косвенным измерением КВУ, в этом случае, относят только системы, в которых

поток не измеряется и не рассчитывается, а формируется путем задания других

переменных [26, 91, 114, 123].

На рис. 1.10 показан пример структуры привода, иллюстрирующий

принцип векторного управления с прямой ориентацией по полю.

*М

сM ω

*ω

*rψ

ω

М

*si α

*si β

*su α

*su β

αsi

βsi

aI

bI

сIrψ

ϕ

ϕ

Рис. 1.10. Структура привода с прямой ориентацией по полю

На данном рисунке АД представлен в виде математической модели во

вращающейся системе координат βα , , которая постоянно идентифицирует

требуемые переменные. Прямое и обратное преобразование в систему

координат βα , осуществляют преобразователи координат ПК, в функции

которых входит и перевод трехфазных переменных в двухфазные и обратно. В

19

модели двигателя по истинным значениям токов αsi и βsi рассчитываются

значения электромагнитного момента Мэм и потокосцепления ротора rψ ,

который определен базовым. Там же рассчитывается мгновенное значение угла

поворота ϕ вращающейся системы координат βα , относительно неподвижной

системы координат y,x , которое используется в схеме ПК.

Потокосцепление rψ сравнивается с сигналом задания *rψ на входе

регулятора потока РП, а момент двигателя М – с сигналом задания момента *M

на входе регулятора момента РМ. Контур регулирования момента выполнен как

внутренний по отношению к внешнему контуру скорости с регулятором

скорости РС.

Система с косвенной ориентацией по полю, представленная на рис. 1.11,

не содержит узлов измерения или расчета потокосцепления ротора rψ .

Требуемые сигналы задания составляющих тока статора *si α и

*si β

формируются на основании заданных значений потокосцепления rψ и

электромагнитного момента Мэм. При определении задающих значений токов

используется математическое описание двигателя в виде структурной схемы с

ориентацией вектора rψ по оси α .

*М

сM ω

*ω

*rψ

*si α

*si β *

su β

ϕ

)(f rψ

1с

np

2с

*su α

Рис. 1.11. Структура привода с косвенной ориентацией по полю

Как в ПВУ, так и в КВУ отсутствие датчиков потокосцепления

компенсируется вычислениями по дифференциальным уравнениям,

описывающим работу АД, в которые входят неточно известные и переменные

параметры, такие как сопротивления ротора и статора, приведенный момент

инерции ротора, момент нагрузки [93, 123]. Собственные индуктивности ротора

и статора, а также их взаимная индуктивность вследствие эффекта магнитного

насыщения имеют сложную зависимость от тока намагничивания [29]. В связи

с этим системы ВУ без специальных мероприятий являются очень

20

чувствительными к неопределенности этих параметров. Современная теория

управления обладает мощным арсеналом методов обеспечения робастности

(нечувствительности) систем управления к разбросу параметров. Это

адаптивные системы, системы с переменной структурой, робастные

комбинированные системы с наблюдателями и др. [26, 27, 43].

Недостатком рассмотренных алгоритмов векторного управления являются

большой объем вычислений при прямом и обратном взаимном преобразовании

неподвижной и вращающейся систем координат, а также наличие

запаздывания в формировании электромагнитного момента.

Прямое управление моментом. Для устранения упомянутых недостатков

были предложены алгоритмы управления, получившие название Direct Torque

Control (прямое управление моментом ПУМ и потокосцеплением). Эти идеи в

последнее время активно развиваются [56, 81, 103]. Данные электроприводы

отрабатывают стопроцентный скачок задания момента за 1–2 мс, обеспечивают

точное регулирование момента при низких частотах, включая и нулевую

скорость, а также обеспечивают точность поддержания скорости на уровне 10

% скольжения асинхронного двигателя без использования датчика скорости и

0,01 % с использованием датчика скорости.

Системы ПУМ имеют ряд характерных признаков:

– наличие в системе релейных гистерезисных регуляторов магнитного

потока статора и электромагнитного момента асинхронного двигателя;

– наличие в системе электронной модели двигателя для вычисления

управляемых координат (потокосцепления статора двигателя,

электромагнитного момента двигателя, а также частоты вращения ротора для

бездатчиковых систем);

– наличие табличного (матричного) вычислителя оптимального вектора

напряжения двигателя;

– наличие идентификатора фазового сектора, в котором в текущий момент

времени находится вектор потокосцепления статора двигателя;

– отсутствие в явно выраженной форме регуляторов тока статора

двигателя;

– отсутствие программной широтно-импульсной модуляции выходного

напряжения преобразователя частоты.

Наиболее сложной задачей, затрудняющей разработку систем ПУМ,

является получение текущих значений потокосцепления, момента и частоты

вращения ротора при отсутствии датчиков на валу двигателя. В силу

специфики данной системы традиционные методы вычисления параметров

асинхронного двигателя здесь неприменимы. В связи с этим возникает задача

разработки адаптивного наблюдателя потокосцепления, момента и скорости

для системы прямого управления моментом. Один из вариантов разработки

такого наблюдателя и результаты исследования системы ПУМ в целом

приведены в статье Н. Ф. Ильинского с соавт. [16].

Основную идею ПУМ иллюстрирует рис. 1.12, на котором в неподвижной

системе координат βα , показаны векторы потокосцеплений статора sψ и

21

ротора rψ , а также восемь возможный положений вектора напряжения 70

UU − ,

обеспечиваемых инвертором.

γ

sψ

rψ

1U

2U3U

4U

5U 6U

70,U

Рис. 1.12. Расположение векторов потокосцеплений и напряжений в неподвижной системе

координат βα ,

Электромагнитный момент двигателя Мэм пропорционален произведению

модулей потокосцеплений и синуса угла γ между ними. Модуль

потокосцепления ротора изменяется медленно, так как постоянная времени

ротора rT достаточно велика. Модуль потокосцепления статора, если

рассматривать небольшой отрезок времени, можно принять постоянным.

Поэтому управление электромагнитным моментом двигателя осуществляется в

основном путем изменения угла γ . Это достигается за счет выбора вектора

напряжения, вызывающего такое изменение положения sψ относительно rψ ,

которое обеспечивает необходимый знак приращения электромагнитного

момента и одновременно – необходимый знак приращения модуля

потокосцепления. В каждом из шести секторов неподвижной системы

координат βα , существует определенный набор векторов напряжения для всех

возможных комбинаций требуемых знаков изменения модуля потокосцепления

и момента. В результате, несмотря на то что векторные преобразования в

системе ПУМ отсутствуют, а используются только скалярные регуляторы,

вращение вектора потокосцепления статора обеспечивается с требуемой

частотой при поддержании модуля вектора потокосцепления на заданном

уровне.

Функциональная схема системы ПУМ показана на рис. 1.13.

22

РС

ПП

АД

*М

сM ω

ПКНаблюдатель

потока

СВН

РП

РМ*ω

*sψ

Мd

sxi

syi

aI

bI

сI

6

ψd

ИН

dU

ИС

ИМsxψ

syψ

sψ

rψrψϕ

sxUsyU

sψϕ νN

Рис. 1.13. Структура привода с прямым управлением моментом

В релейных регуляторах момента РМ и потокосцепления РП сравниваются

заданные значения регулируемых величин с их значениями, оцененными с

помощью наблюдателя, и формируются логические сигналы для селектора

вектора напряжения СВН, который и управляет ключевыми элементами

инвертора. Управление ключами ведется с учетом текущего угла потока

статора sψϕ . Для достижения желаемого значения частоты коммутации ключей

характеристики релейных регуляторов потокосцепления и момента должны

содержать гистерезисный допуск, регулируемый в зависимости от текущей

частоты вращения магнитного поля.

Наиболее важной частью системы ПУМ является адаптивный наблюдатель

регулируемых координат, а именно момента, потокосцепления и частоты

вращения. Эти координаты могут быть получены на основании информации о

текущих значениях тока и напряжения статора, причем напряжение статора

определяется в идентификаторе напряжения ИН на основании информации о

напряжении звена постоянного тока dU преобразователя частоты и текущего

номера вектора напряжения νN .

Из-за использования операции интегрирования при вычислении

потокосцепления статора система весьма чувствительна к значению активного

сопротивления статора sR , так как операция интегрирования приводит к

накапливающейся ошибке. Неточность оценки активного сопротивления ротора

здесь, напротив, не оказывает существенного влияния на работу контуров

регулирования потокосцепления и электромагнитного момента, однако она

23

влияет на точность вычисления скорости. Чувствительность системы к

значениям индуктивностей двигателя невелика [16].

Алгоритмы ПУМ отличает простота (нет преобразования координат и

регулирования токовых контуров), робастность по отношению к

неопределенности параметров и высокое быстродействие.

Основным недостатком системы ПУМ является то, что

удовлетворительное качество переходных процессов обеспечивается только в

том случае, если погрешность оценки sR не превышает 5 %. В число

недостатков также входит наличие пульсаций в электромагнитном моменте и

потокосцеплении, что снижает точность регулирования, повышает

электропотребление и увеличивает акустический шум АД.

Разработанные законы управления надежным и простым АД, которые

реализованы в современных ПЧ, позволили создать системы ЭП для различных

сфер применения с оптимальными стоимостными и эксплутационными

показателями, что определило их наибольшее распространение. Однако

применение ЭП с АД выявило и недостатки: сложность системы управления

при одновременном регулировании амплитуды и частоты, необходимость

применения искусственной коммутации в ПЧ статора, низкое значение ϕcos

[93].

1.3. СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ

НА БАЗЕ ВЕНТИЛЬНОГО И ВЕНТИЛЬНО-ИНДУКТОРНОГО

ДВИГАТЕЛЕЙ

Высокими энергетическими характеристиками и хорошими

регулировочными свойствами обладают электроприводы с вентильными

двигателями ВД на базе синхронных машин c возбуждением от постоянных

магнитов СДПМ [2, 23, 24]. ВД имеет все свойства и характеристики двигателя

постоянного тока ДПТ, что обусловливает применение ВД в тех отраслях

промышленности, где требуется глубокое регулирование скорости вращения,

высокий пусковой момент, превышающий номинальный момент базовой

машины. Главным преимуществом ВД по отношению к ДПТ является

отсутствие скользящих электрических контактов. Благодаря своим высоким

эксплуатационным характеристикам, ВД являются наиболее перспективными

электрическими машинами в диапазоне малых и средних мощностей. Они

конструктивно просты, надежны, имеют абсолютно жесткие механические

характеристики и не требуют затрат энергии на возбуждение [62, 90].

При сравнении ВД и частотно-регулируемого АД следует учитывать, что

регулирование скорости ВД осуществляется изменением величины

подводимого к якорю напряжения и током возбуждения, что существенно

проще, чем у асинхронного двигателя, так как для управления АД необходимо

изменять частоту и амплитуду подводимого к статору напряжения. Поэтому ВД

можно выполнить с помощью более простых силовых схем и систем

24

управления, что имеет немаловажное значение при промышленном внедрении

электропривода. Постоянное удешевление магнитных материалов, в частности

внедрение сплавов редкоземельных металлов с высокой коэрцитивной силой,

позволило значительно улучшить массогабаритные показатели и получить

более высокий вращающий момент [84]. Описанные преимущества ВД делают

возможным его применение в тех областях техники, где традиционно

использовались ДПТ и специальные АД.

В общем случае вентильный двигатель представляет собой

электромехатронную систему, которая включает электронный коммутатор

(полупроводниковый преобразователь), осуществляющий питание обмоток

якоря машины посредством сигналов с датчика положения ротора, и систему

автоматического управления.

В зависимости от конструктивных особенностей СДПМ различают два

основных ВД:

– бесконтактные (бесщеточные) двигатели постоянного тока БДПТ,

конструкция которых обуславливает фазные ЭДС вращения трапецеидальной

формы.

– бесконтактные двигатели переменного тока, фазные ЭДС вращения

которых имеют синусоидальный характер [90].

По принципу действия БДПТ представляет собой обращенную машину

постоянного тока с магнитоэлектрическим индуктором на роторе и обмоткой

якоря на статоре, функции щеточно-коллекторного узла в которой выполняет

полупроводниковый коммутатор, питающий обмотку якоря и

переключающийся в функции положения ротора. Наиболее часто используются

БДПТ с трехфазной обмоткой на статоре [85].

Рассмотрим структуру системы управления ВД постоянного тока, которая

представлена на рис. 1.14. Для управления ВД использована классическая

двухконтурная структура ЭП с подчиненным регулированием контуров тока и

скорости [126]. Задача контура тока – обеспечить постоянство тока инвертора

и, следовательно, постоянство среднего момента двигателя в заданном

диапазоне скоростей и в пределах допустимого значения тока. Контур скорости

должен обеспечить необходимую жесткость механической характеристики ВД

и требуемые динамические показатели электропривода.

25

сM

ω

*ω dU

*i

Рис. 1.14. Система управления ВД постоянного тока

Питание двигателя осуществляется от источника постоянного тока через

мостовой коммутатор – полупроводниковый преобразователь ПП (автономный

инвертор) с шестью ключами, управление которыми осуществляет

распределитель импульсов РИ. Сигналы с выхода РИ подаются на

формирователь импульсов ФИ, а уже с него на плечи ПП, подключенного к

источнику питания с выпрямленным напряжением dU . Направление

коммутации – прямое вращение или обратное вращение – определяется

выходными сигналами узла направления вращения УНВ в зависимости от знака

входного управляющего воздействия. Сигнал обратной связи подается с

датчика скорости ДС. Схема дополнена узлом фазосмещения ФСУ,

осуществляющим автоматическое опережение смещения угла коммутации в

области высоких скоростей для уменьшения пульсаций динамического тока в

двигателе.

При работе ВД коммутация фазовых обмоток синхронного двигателя при

вращении ротора аналогична коммутации коллектором секций якоря ДПТ, где

функцию щеток выполняет датчик положения ротора ДПР. Для

электроприводов с ВД небольшой мощности характерно, что регулятор тока

отличается от традиционного ПИ-регулятора, используемого в электроприводе

постоянного тока [77]. Достаточно простым и обеспечивающим практически

астатическое регулирование тока является релейный регулятор тока РТ. В

качестве регулятора скорости может использоваться аналоговый П- или ПИ-

регулятор.

Вентильные двигатели переменного тока с синусоидальной формой ЭДС

сложнее в изготовлении, имеют значительные лобовые части обмоток и

требуют большего расхода меди. В свою очередь они превосходят БДПТ по

массогабаритным показателям, обеспечивают минимальные пульсации

вращающего момента и поэтому используются в глубоко регулируемых и

прецизионных системах электропривода [85].

26

Питание обмотки якоря ВД переменного тока осуществляется трехфазно-

симметричной системой токов (напряжений). Благодаря управлению ключами

полупроводникового преобразователя в режиме модифицированной

синусоидальной или пространственно-векторной ШИМ с относительно

высокими частотами обеспечивается близкая к синусоидальной форма токов

вентильного двигателя.

В электроприводе с ВД переменного тока используются векторные, или

как их частный случай, частотно-токовые алгоритмы автоматического

управления моментом и частотой вращения. На протяжении последних 20 лет

представление уравнений ВД в роторной системе координат q,d стало

основным способом описания его работы, обеспечивающих большую

наглядность протекающих процессов. Иногда используется описание в

статорной системе координат βα , , при этом значение индуктивности обмоток

статора связано тригонометрическими зависимостями с углом поворота ротора,

что не так удобно [62, 84].

При формировании управляющих воздействий трехфазного инвертора

напряжения ось абсцисс d ориентируется по направлению продольной оси

ротора ВД или, в некоторых случаях, по направлению волны магнитного поля в

воздушном зазоре двигателя. Значение тока якоря по поперечной оси

пропорциональное электромагнитному моменту (это утверждение строго

выполняется для неявнополюсных машин с одинаковыми индуктивностями

обмотки якоря по продольной и поперечной осям), задается аналогично току

якоря классического ДПТ. Таким образом, в системе регулирования

реализуется принцип подчиненного регулирования координат, где значение

тока якоря по продольной оси d аналогично току возбуждения ДПТ. В

электроприводе с ВД переменного тока используются довольно сложные

законы управления током по продольной оси машины, каждый из которых

имеет свои преимущества и недостатки, ограничивающие предметную область:

управление с поперечным током якоря, с единичным коэффициентом

мощности ( ϕcos ), с постоянством магнитного потока в воздушном зазоре [90].

На рис. 1.15 представлена система управления ВД переменного тока с

непосредственной ориентацией вращающейся системы координат по

положению ротора.

27

*ω

*sdi

*sqi

*sdu

*squ

aI

bI

сI

ϕ

ϕ

сM

ω

dU

sdi

sqi

Рис. 1.15. Система управления ВД переменного тока

На представленной структуре задание составляющей тока статора sdi не

изображено. Тригонометрические преобразования переменных в роторную

систему координат q,d и обратно выполняют преобразователи координат ПК

по известному значению угла ϕ с сигнала датчика положения ротора ДПР. В

вычислителе скорости ВС осуществляется дифференцирование значения

положения ротора для вычисления сигнала обратной связи по скорости. В

такой системе могут быть достигнуты максимальные диапазоны регулирования

частоты вращения (до 5

10−

) и наивысшее быстродействие, которое

характеризуется полосой пропускания частот контура регулирования скорости,

составляющей до 500 Гц. Время реакции момента двигателя на скачок задания

тока sqi может составлять величину порядка 4510...10

−− с.

Чтобы достичь максимальных диапазонов регулирования ЭП с ВД

переменного тока, необходимо не только обеспечить синусоидальную форму

токов двигателя, но и компенсировать пульсации момента, возникающие, в

частности, в связи с модуляцией магнитного потока зубцами статора и

явлением «тяжения» полюсов ротора к положениям максимальной магнитной

проводимости для потока постоянных магнитов [89, 90].

В настоящее время отчетливо просматривается тенденция к отказу от

использования датчиков механических величин и восстановлению вектора

состояния системы с помощью различных оценивающих моделей [62, 89]. Это

объясняется тем, что датчики снижают надежность всей системы, увеличивают

стоимость привода и ухудшают массогабаритные показатели. Абсолютное

большинство из них основаны на косвенном определении электрического

положения ротора двигателя по направлению изображающего вектора

составляющей магнитного потокосцепления якоря, обусловленного

28

постоянными магнитами. Для вычисления вектора или непосредственно

связанного с ним положения ротора двигателя на практике наиболее часто

используются классические методы оценивания: наблюдатели состояния

(наблюдатели Люенбергера) полного или пониженного порядка Full Order and

Reduced Order State Observers, расширенный фильтр Калмана Extended Kalman

Filter (EKF), адаптивные системы с задающей моделью (MRAS), а также

специальные наблюдатели, функционирующие в реальных скользящих

режимах. В специальной литературе можно найти примеры применения для

этих целей математического аппарата нечеткой логики и искусственных

нейронных сетей. Данные методы связаны с большим объемом вычислений,

что вызывает определенные трудности при их реализации в реальном масштабе

времени. Это характерно и для привода с АД [62].

ВД на базе СМ нашел широкое применение в различных областях

промышленности. В качестве тягового двигателя ВД предполагается

использовать на железнодорожном транспорте и на судах ледокольного типа.

Благодаря описанным преимуществам вентильные двигатели постоянного

и переменного тока занимают ведущие позиции в каталогах продукции

крупных зарубежных электротехнических фирм – Siemens AG, General Electric,

Bosch Rexroth AG, Ansaldo, Fanuc и др.

В Российской Федерации вентильные электроприводы и

специализированные СДПМ производятся серийно с 1980-х годов.

Отечественными фирмами созданы новые серии ВД, где применены

термостабильные отечественные постоянные магниты из материала «неодим-

железо-бор» со специальными легирующими добавками, которые

способствуют повышению коэрцитивной силы. Это обеспечивает снижение

расхода дорогостоящих магнитных материалов и способствует улучшению

массогабаритных показателей машины. Разработан тяговый вентильный

электродвигатель ВМЭД-01 мощностью 120 кВт для специальных

транспортных средств. Проектированием и изготовлением ВД занимаются ЗАО

«Машиноаппарат», г. Москва; ОАО ЧЭАЗЮ г. Чебоксары; ОАО КБ ПА, г.

Ковров; лаборатория спецмашин ЛСМ ЗАО СЗЭМО, г. Санкт-Петербург

(дисковые СДПМ); конструкторское бюро мехатроники, г. Златоуст

Челябинской области; отдел электромеханических систем воспроизведения

движений ОЭСВД и лаборатория электромеханики Новосибирского

государственного технического университета, а также многие другие

предприятия [25].

Другой перспективной системой регулируемого электропривода является

ВИД на базе индукторной электрической машины с пассивным ротором [66].

На статоре ВИД располагаются электромагниты – индукторы, по обмоткам

которых поочередно пропускается постоянный ток. Ротор двигателя не имеет

обмоток (пассивный) и содержит ряд зубцов, число которых не совпадает с

числом зубцов магнитопровода статора (рис. 1.16).

29

А

β

α

β

α А

В

ВС

С

Рис. 1.16. Вентильно-индукторный двигатель

В отличие от асинхронных и синхронных машин электромагнитный

момент в ВИД создается за счет несимметрии магнитной системы, а не в

результате взаимодействия между вращающимся магнитным полем ротора и

статора. Принцип работы вентильно-индукторного привода состоит в

поочередном последовательном включении индукторов (А–А, В–В, С–С), поток

которых замыкается через зубцы ротора. Возбуждение индуктора вызывает

возникновение электромагнитных сил притяжения между зубцами индуктора и

ближайшими к ним зубцами ротора. Под действием этих сил (момента) ротор

поворачивается и занимает согласованное положение, когда зубцы ротора

устанавливаются напротив зубцов возбужденной фазы [66].

Основными достоинствами вентильно-индукторного двигателя являются

простота конструкции, технологичность изготовления и высокая надежность, а

также возможность получения сверхнизких скоростей, что обусловлено его

принципом работы. По своей сути ВИД является электромагнитным

редуктором, его частота вращения, или пульсации поля, в целое число раз

больше, чем частота вращения ротора. Ротор вентильно-индукторного

двигателя обладает большей механической прочностью по сравнению с

роторами других двигателей, что позволяет использовать его в качестве

привода механизмов со сверхвысокими частотами вращения (50 000…100000

мин-1

). Также следует отметить, что коэффициент полезного действия ВИД

выше, чем КПД асинхронного двигателя за счет отсутствия потерь в клетке.

Рассмотренные в данном параграфе ВД с высококоэрцитивными магнитами

имеют магнитную проницаемость, близкую к магнитной проницаемости

воздуха, что равносильно увеличению зазора на толщину магнитов, т. е. на

преодоление сопротивления необходима высокая напряженность магнитного

поля. Индукция в зазоре ВД определяется свойствами магнитных материалов и

не может достичь значений, присущих электротехническим сталям. Это

приводит к увеличению ампер-витков и соответственно увеличению количества

«меди» и уменьшению как КПД так и отношения диаметра ротора к диаметру

статора.

К особенностям ВИД можно отнести наличие тяговой характеристики

30

свойственной коллекторным двигателям с последовательным возбуждением,

что делает целесообразным их применение в качестве регуляторов момента на

электротранспорте [82].

К недостаткам вентильно-индукторного двигателя, определяемым как его

конструкцией, так и способом управления, следует отнести неравномерность

момента [28, 145], наличие акустического шума и вибрации [146]. Данные

явления определяются гармоническим составом пондемоторных сил,

характеризующих взаимодействие полюсов ротора и статора, и резонансными

явлениями в статоре и обмотках. Недостатком ВИД также являются

необходимость применения полупроводникового преобразователя на

чопперных схемах, причем суммарная установочная мощность

полупроводниковых приборов больше чем у ПЧ с ВД и АД.

Традиционный ВИД управляется при помощи переключения напряжения

бесконтактными ключами полупроводникового коммутатора (инвертора), т. е.

прямым способом управления напряжением (см. рис. 1.14). При этом

амплитуда и гармонический состав тока зависят от скорости, момента нагрузки

и упреждения угла «зажигания» и «гашения» силовых ключей, определяемых

датчиком положения ротора ДПР. Поэтому управление током фаз происходит

только в режиме токоограничения. Существенно уменьшить пульсации

момента и теоретически свести их к нулю можно путем формирования тока в

соответствии с каким-либо законом управления при помощи обратной связи по

току. Из изложенного принципа действия ВИД следует, что

удовлетворительная работа привода возможна лишь при весьма тонком

управлении, включающем формирование импульсов тока.

В настоящее время существует множество типов ВИД, отличающихся друг

от друга количеством фаз, пар полюсов ротора и статора, конфигурацией

активной части, наличием возможности реверса, способом управления и схемой

полупроводникового преобразователя. Несмотря на такое разнообразие,

вентильно-индукторные двигатели можно разделить на три большие группы

[89]:

– с самовозбуждением;

– с независимым электромагнитным возбуждением;

– с магнитоэлектрическим возбуждением.

ЭП с ВИД первой группы активно разрабатывается с ориентацией на

массовое промышленное применение (прежде всего из-за простоты инвертора),

а последней группы – с ориентацией на прецизионные станочные и

робототехнические применения, где стоимость двигателя не является

определяющей. Для построения современных тяговых приводов наиболее

перспективны ВИД второй группы с независимой обмоткой возбуждения, что

определяется следующим:

– двигатель такого типа можно спроектировать с классической трехфазной

обмоткой статора, рассчитанной на разнополярное питание от обычного

мостового инвертора напряжения, применяемого во всех современных ПЧ, что

значительно упрощает и удешевляет преобразователь;

– при большем числе фаз (6, 9, 12 и т.д.) двигатель можно рассматривать

31

как состоящий из нескольких независимых друг от друга трехфазных секций с

управлением каждой секцией от отдельного мостового инвертора. Переход к

многофазным двигателям обеспечивает простоту наращивания мощности

привода при сохранении типовой структуры управления секциями;

– питание контура возбуждения не является проблемой и может

обеспечиваться со звена постоянного тока преобразователя через

дополнительный силовой ключ, управляемый в режиме ШИМ от того же

микропроцессорного контроллера привода;

– наличие контура возбуждения обеспечивает: высокую кратность

пусковых и стопорных моментов (не менее 2–3); расширенный диапазон (до

4:1) работы в зоне ослабления поля с поддержанием постоянства мощности;

гибкость за счет программной реализации любого из требуемых режимов

работы двигателя (независимого либо последовательного возбуждения);

– возможность построения системы управления ВИД как системы

управления ВД (см. рис. 1.14) или как классической системы векторного

управления, работающей в координатах q,d , жестко связанных с ротором (см.

рис. 1.15). Эта система существенно проще системы векторного управления АД,

так как отсутствует наблюдатель текущего положения потокосцепления ротора.

Данное направление, получившее развитие в 1980-х годах прошлого века,

позволило отечественной науке занять передовые позиции в области теории и

практики ВИД [25, 90].

Однако внедрению ВД и ВИД в электроприводах с тяжелыми условиями

пуска, например в магистральной электрической тяге, препятствуют

ограничения пускового режима при трогании с места (режим упора). В режиме

упора данных ЭП отсутствует коммутация тока якоря с фазы на фазу, в

результате чего фазные обмотки перегружены пусковым током двигателя,

который может существенно превышать номинальное значение. Это приводит к

необходимости увеличения числа параллельно включенных тиристоров в

плечах ПЧ якоря или ограничения длительности режима упора по времени, что

в ряде случаев, в частности для магистральной тяги, может быть неприемлемо.

1.4. СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ

НА БАЗЕ МАШИНЫ ДВОЙНОГО ПИТАНИЯ

И АСИНХРОНИЗИРОВАННОГО ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ

На сегодняшней день в диапазоне малых и средних мощностей наиболее

перспективными являются структуры частотно-регулируемого ЭП на базе АД с

короткозамкнутым ротором, ВД и ВИД, которые были рассмотрены в

предыдущих параграфах, а также АД с фазным ротором. Для АДФР одним из

перспективных направлений развития является применение системы

асинхронно-вентильного каскада АВК, обладающего высокими

эксплутационными показателями, простотой схемного решения

преобразователя и имеющего надежный исполнительный двигатель. Основная

идея схем АВК заключается в полезном использовании мощности скольжения,

32

трансформируемой в цепь ротора, которая преобразуется в энергию

постоянного тока и инвертируется в питающую сеть. Однако АВК присущи и

некоторые недостатки, основными из которых являются низкий коэффициент

мощности и пониженный критический момент, что обусловлено значительным

суммарным потреблением реактивной мощности двигателем и инвертором, а

также искажением тока [86, 143].

Другим видом электропривода на базе каскадного соединения АДФР и ПЧ

является машина двойного питания МДП [15, 112, 147]. Принцип работы МДП

основан на регулировании частоты вращения двигателя путем изменения

частоты напряжения ротора при неизменной частоте напряжения статора.

Схема МДП наиболее перспективна для мощных нереверсивных

электроприводов благодаря следующим показателям [112]:

– малому объему оборудования ПЧ, который пропорционален глубине

регулирования скорости;

– возможности регулирования скорости вниз и вверх от синхронной;

– возможности регулирования реактивной мощности по цепи статора, что

придает МДП свойства СД;

– высокому КПД, обусловленному однократным преобразованием энергии

скольжения.

Регулируемые ЭП на базе МДП применяются в технологических

процессах с довольно тяжелыми режимами работы и повышенными

требованиями к качеству статических и особенно динамических характеристик.

Это и длительная работа на частотах, превышающих синхронную частоту

вращения, и необходимость глубокого регулирования частоты вращения вплоть

до нулевой скорости при требовании к обеспечению номинального

электромагнитного момента [57, 63].

ЭП на базе МДП применяются в мощных мельницах и дробилках, цеховых

мостовых подъемных кранах и шахтных подъемниках, главных приводах

прокатных станов, системах электроэнергетики.

При разработке системы автоматического регулирования МДП

необходимо, чтобы она обеспечивала в установившихся режимах поддержание

скорости и реактивной мощности на уровне задания независимо от момента

нагрузки на валу двигателя. Структура электропривода на базе МДП с базовым

АДФР представлена на рис. 1.17.

33

Рис. 1.17. Структура электропривода на базе МДП

Поскольку силовая часть ЭП предполагает установку в инверторе

напряжения АИН относительно малого числа низковольтных транзисторов, то

ПЧ будет иметь существенно меньшую стоимость, чем высоковольтные

преобразователи частоты для управления АДФР с закороченным ротором по

цепям статора. Наличие активного выпрямителя напряжения АВН с его

системой управления СУ на входе, позволяет энергию скольжения двигателя

рекуперировать в питающую сеть, а не рассеивать ее на пусковых

сопротивлениях.

Основным достоинством схем вентильного каскада и двигателей двойного

питания является высокий КПД, сохраняющийся при регулировании скорости в

заданном диапазоне [86]. В МДП может осуществляться независимое

регулирование напряжения ротора и его фазы, поэтому возможно

поддерживать высокий коэффициент мощности. Этим привод МДП выгодно

отличается от вентильных каскадов [143].

Полный учет динамических свойств АДФР в режиме МДП весьма сложен

ввиду большого числа перекрестных и обратных связей объекта регулирования.

Это усугубляется тем, что в установившихся и переходных режимах работы

потокосцепление статора определяется в основном напряжением питающей

сети и исключает возможность активного воздействия на его формирование при

помощи регуляторов [112].

Перечисленные недостатки МДП и ЭП с ВД, у которого отсутствует

коммутация тока в инверторном звене ПЧ якоря при неподвижном роторе,

можно устранить, если при неподвижном роторе заставить вращаться основное

магнитное поле с угловой частотой, необходимой по условиям успешной

коммутации тиристоров ПЧ якоря. Это условие реализуется в приводе на базе

ВД с возбуждением переменным током, представляющем собой

асинхронизированный вентильный двигатель АВД [115, 118, 119, 122]. В

качестве базовой машины АВД используется серийный АДФР, для

возбуждения которого в обмотку статора подается трехфазный или двухфазный

34

переменный ток определенной частоты и тем самым создается вращающееся

магнитное поле уже при неподвижном роторе. Каскад АВД, созданный на базе

асинхронной машины двойного питания, является аналогом ДПТ независимого

возбуждения с практически абсолютно жесткими скоростными и

механическими характеристиками [95, 96, 133].

Концепция обобщенной электромеханической системы ОЭМС, которая

представляет собой обобщенный электромеханический преобразователь ОЭП

на базе контактного и бесконтактного АВД co статическими ПЧ в его обмотках

статора и ротора (рис. 1.18). В зависимости от законов управления

преобразователями частоты ОЭМС позволяет реализовать три основных

режима АВД – обобщенный асинхронный ОАД, обобщенный синхронный ОСД

и обобщенный режим машины постоянного тока ОДПТ [37].

fПЧsПЧfωsω

rω

Рис. 1.18. Функциональная схема ОЭМС

Электромеханическая система ОАД, работает в двигательном режиме с

широкой регулировкой скорости путем изменения амплитуды и частоты

напряжения статора двигателя по заданному закону ПЧS. Условие

установившегося режима работы электрической машины rsf ωωω −=

обеспечивается по роторной цепи системой управления ПЧf. Последний

одновременно позволяет регулировать амплитуду и фазу напряжения и тока

ротора ОАД с целью поддержания на зажимах обмотки статора двигателя

1cos =ϕ или опережающего в диапазоне его рабочих нагрузок. Статическая

устойчивость ОАД при изменении нагрузки на валу двигателя обеспечивается

соответствующим изменением скорости вращения rω и угловой частоты

напряжения и тока ротора fω .

У электромеханической системы ОСД в двигательном режиме амплитуда

и частота напряжения на обмотке якоря регулируются по требуемому закону с

помощью ПЧS, а ПЧf в цепи обмотки возбуждения поддерживает const=fω и

1cos =ϕ или опережающем на якоре. Статическая устойчивость ОСД при

изменении нагрузки обеспечивается необходимым углом нагрузки с

35

сохранением скорости вращения const=rω .

Электромеханическую систему ОДПТ, или обобщенного двигателя

постоянного тока, можно получить при управлении по следующим законам:

– поддержание примерного постоянства угла сдвига фаз первых гармоник

напряжения и тока якоря const1 ≈ϕ ;

– поддержание частоты возбуждения const=fω ;

– превышение МДС обмотки возбуждения над МДС обмотки якоря;

– регулирование скорости вращения аналогично ДПТ.

Указанные законы управления ОДПТ можно реализовать только в том

случае, если обмотка якоря питается от ПЧS с инверторным звеном по типу

инвертора тока, а его обмотка возбуждения от ПЧf по типу инвертора

напряжения. Статическая устойчивость ОДПТ при изменении момента

сопротивления на валу становится возможной при одновременном изменении

угла нагрузки и скорости вращения двигателя.

Перспективным направлением исследования является режим ОДПТ,

который позволяет при векторном ортогональном управлении ( sI&& ⊥δψ и

const=δψ ) в рабочих режимах АВД получить высокие электромеханические

характеристики каскада. Рассмотрим более подробно режим ОДПТ.

В случае режима ОДПТ обмотка ротора (обмотка возбуждения) каскада

АВД питается от преобразователя низкой фиксированной частоты – около 5 Гц,

а обмотка статора (якоря) – от ПЧ, инвертор которого управляется по фазе

напряжения якоря. Применение двух преобразователей частоты в статоре и

роторе позволяет осуществить управление четырьмя переменными, что в свою

очередь дает возможность управлять энергетическим режимом работы машины

[106].

Результаты теоретических исследований ЭП на базе АВД с возбуждением

низкой фиксированной частотой показали, что, наряду с увеличением КПД

двигателя, снижение частоты возбуждения устраняет возможность рекуперации

энергии скольжения обмоткой возбуждения [49]. Задание частоты возбуждения

в диапазоне 5–10 Гц обеспечивает надежную работу АВД в длительном режиме

упора с моментом нагрузки, превышающим номинальный. Снижение частоты

возбуждения приводит к уменьшению установленной мощности ПЧ

возбуждения и в дальнейшем переход на встречное вращение магнитного поля

и ротора позволяет существенно снизить потери в стали якоря и соответственно

увеличить КПД электропривода [118].

В исследовании Ю. И. Прусакова [102] проведен тщательный технико-

экономический анализ электроприводов на базе ВД постоянного тока и АВД.

Было выполнено сравнение двух видов ЭП в стопорном режиме на примере

магистрального электровоза ВЭЛ80В с вентильным тяговым двигателем НБ601

мощностью 800 кВт. Результаты показали, что применение АВД в тяговом

приводе магистральных электровозов, вместо ВД постоянного тока, позволяет

полностью снять ограничения стопорного режима по нагреву структуры

тиристоров ПЧ якоря [102].

В качестве базовой электрической машины для создания ЭП с АВД можно

36

использовать серийный АДФР либо специально спроектированную

электрическую машину с увеличенным воздушным зазором, что позволит

ослабить влияние реакции якоря.

Преобразователи частоты каскада АВД должны удовлетворять следующим

требованиям: ПЧS должен жестко фиксировать фазу тока якоря относительно

его напряжения, а ПЧf возбуждения должен обеспечивать возможность

осуществлять двухстороннюю передачу мощности – из питающей сети в

обмотку возбуждения и из обмотки возбуждения в питающую сеть. Таким

образом, в качестве ПЧS определен зависимый инвертор тока ИТ с

двухступенчатой искусственной коммутацией, а ПЧf – автономный инвертор

напряжения с широтно-импульсной модуляцией АИН с ШИМ. Следует

отметить, что использование двух ПЧ обеспечивает сохранение частичной

работоспособности в аварийных режимах [115]. При выходе из строя одного из

ПЧ система в целом остается работоспособной, что обеспечивается той же

системой управления.

Электромагнитный вращающий момент АВД имеет две составляющие:

синхронную и асинхронную, суммирующиеся в области средних и больших

нагрузок на валу и обеспечивающие большую перегрузочную способность

двигателя.

Проведенные исследования статических характеристик АВД [118, 122]

позволили выявить ряд характерных особенностей, а именно наличие в обмотке

возбуждения ЭДС скольжения фиксированной частоты. Это обусловливает

возможность возврата части активной энергии скольжения в питающую сеть,

либо ее потребления при определенных значения напряжения, частоты

возбуждения, нагрузки на валу и направления вращения ротора относительного

магнитного поля. Сравнение энергетических характеристик АВД показывает,

что при искусственной двухступенчатой коммутации ИТ с углом управления ο

0=β двигатель имеет более высокие значения КПД и коэффициента

мощности, чем при естественной коммутации.

Анализ предельных пусковых характеристик [119], проведенный по

основным способам его управления, выявил, что их значения в режиме упора

зависят от способа управления и частоты возбуждения. Оптимальным

вариантом управления АВД в режиме упора по минимуму пусковых токов в его

обмотках и плечах тиристоров ПЧ при заданном значении пускового момента

является векторное управление с поддержанием ортогональности векторов тока

якоря ( sI&& ⊥δψ ) и неизменного результирующего магнитного потока

( const=δψ ), а также определенного значения частоты возбуждения двигателя.

Указанный вариант полностью удовлетворил требования тяжелого пуска

привода с максимально возможным пусковым моментом, сопровождающегося

достаточно длительным режимом упора, а также минимизирующим токовую

нагрузку двигателя [60, 150].

Одним из возможных вариантов современного мощного низко- и

среднескоростного ВД является бесконтактный асинхронизированный

вентильный двигатель БАВД, который состоит из каскада двух электрических

37

машин: собственно АВД и асинхронного двигателя-возбудителя, работающего

либо с постоянным абсолютным скольжением, либо с постоянной частотой

питания (в зависимости от способа управления БАВД) [116]. Функциональная

схема БАВД изображена на рис. 1.19.

fПЧsПЧfωsω

Рис. 1.19. Функциональная схема БАВД

В отличие от бесконтактного ВД постоянного тока БАВД при одинаковой

мощности и скорости вращения может обладать меньшей массой и иметь более

простую конструкцию, так как у него отсутствует вращающийся выпрямитель

[13, 120]. Возбудитель БАВД создает электромагнитный вращающийся момент,

совпадающий по знаку с вращающимся моментом АВД. Кроме того, БАВД

обладает меньшими ограничениями в режиме упора, чем ВД и возможностью

электрического торможения до полной остановки. Данные свойства БАВД

предопределяют его использование в тяговом, гребном ЭП судов ледокольного

типа и других приводах с тяжелыми условиями пуска и ударными нагрузками.

Анализ и сравнение рабочих и угловых характеристик вариантов БАВД

при различных законах управления показал, что при заданной номинальной

мощности АВД оптимальным вариантом использования активных материалов

машин каскада в перегрузочной способности является БАВД с поддержанием

неизменного результирующего магнитного потока АВД и ортогональностью

векторов потока и тока якоря [117, 121].

Проведенные исследования АВД показали, что машинно-вентильный

каскад имеет хорошие регулировочные характеристики и возможность

получения высоких энергетических показателей. Электропривод с АВД

отвечает высоким требованиям по обеспечению длительной устойчивой работы

с номинальным моментом на валу в режиме упора, что позволяет применять его

в качестве электрической тяги. Привод дает возможность в режиме рабочих

скоростей, наряду с высоким моментом, получить высокие значения КПД.

В настоящее время актуальной задачей является создание имитационной

модели привода с векторным управлением [72]. Создание макетного образца

ЭП представляется довольно сложным, поскольку требует немалых

финансовых затрат и связано с привлечением специалистов в самых разных

областях. Средства математического (имитационного) моделирования

позволяют с достаточной степенью точности проанализировать

38

электромеханические характеристики такого сложного объекта управления, как

машинно-вентильный каскад АВД.

39

Глава 2

СИНТЕЗ МАТЕМАТИЧЕСКОЙ МОДЕЛИ ДВИГАТЕЛЯ

ДВОЙНОГО ПИТАНИЯ ПРИ ВЕКТОРНОМ УПРАВЛЕНИИ

Создание регулируемого ЭП с высоким качеством управления его

координатами (скоростью, моментом, токами и т. д.) связано с углубленным

исследованием электромагнитных процессов в нем. Основополагающим здесь

является корректное математическое описание базовой машины как объекта

управления. При этом с позиции одновременного соответствия задачам анализа

и синтеза математическая модель должна сочетать в себе необходимую

точность и в то же время достаточную простоту. Это обеспечит возможность

получения на ее основе структурных схем базовой машины, используемых при

синтезе ЭП.

Для анализа переходных процессов и энергетических характеристик в

теории электрических машин широко используются математические модели.

Первоначально уравнения математической модели описывали установившиеся

режимы работы. Процессы преобразования энергии в электрических машинах в

установившихся режимах представляются общеизвестными комплексными

уравнениями [61]. Векторные диаграммы и схемы замещения получили

большое распространение, однако являются лишь геометрическим образом

комплексных алгебраических уравнений, пригодных для описания процессов в

электрических машинах в установившемся режиме и при круговом поле в

воздушном зазоре, т. е. применимы для простейшего частного случая

электромеханического преобразования энергии. В некоторых работах и сейчас

схемы замещения и векторные диаграммы необоснованно применяются для

анализа несимметричных, многообмоточных машин, при наличии спектра

гармоник поля в воздушном зазоре и т. п.

Важным шагом в развитии теории электромеханического преобразования

энергии явилось создание математических моделей, описывающих

динамические режимы [59]. Математическая модель на базе

дифференциальных уравнений значительно богаче схем замещения и

векторных диаграмм. Она имеет более глубокий физический смысл и адекватно

отражает процессы электромеханического преобразования энергии. Впервые

данные модели электрических машин появились в конце 20-х годов XX века в

работах Р. Парка и А. А. Горева [50]. В начале 30-х годов Г. Н. Петровым были

составлены дифференциальные уравнения трансформаторов; особое же

значение имели работы Г. Крона, который в это же время вывел уравнения

динамики для обобщенной электрической машины [50].

Рабочие процессы в многополюсной машине можно свести к процессам в

двухполюсной, поэтому обычно рассматривается именно такой вариант. В

40

двухфазной машине – четыре обмотки и уравнений напряжений также четыре.

Исследуется идеализированная машина с гладким воздушным зазором без пазов

на роторе и статоре, с обмотками в виде токовых слоев, имеющих

синусоидальное распределение МДС. Она ненасыщенна, не имеет нелинейных

сопротивлений, поэтому при питании обмоток синусоидальным напряжением

поле в воздушном зазоре синусоидальное. Все электрические машины с

круговым полем в воздушном зазоре могут быть получены из обобщенной

электрической машины. При исследовании обобщенной машины

предполагается, что обмотки статора и ротора имеют одинаковое число витков,

т. е. рассматривается приведенная электрическая машина. Взаимная

индуктивность и индуктивность рассеяния обмотки фазы определяются

расчетным или опытным путем (по схемам замещения и формулам

проектирования). Предполагается, что имеется рабочий поток, сцепленный с

обмоткой статора и ротора, и потоки рассеяния, связанные только с одной из

обмоток.

В основе широко используемых для решения задач анализа и синтеза

уравнений Парка–Горева лежит ряд описанных ранее допущений. В реальной

же машине обычно присутствуют локальное насыщение магнитного материала,

вихревые токи и дополнительные потери, проявляются эффекты «вытеснения»

токов при повышенной частоте и т. д. К тому же магнитный материал при

наличии поля анизотропен, т. е. свойства локального намагничивания вдоль

существующего поля и в ортогональном направлении различаются [53].

Для АД как базовой машины АВД характерен высокий порядок уравнений

электромагнитных и электромеханических процессов, их нелинейность,

зависимость коэффициента уравнений (параметров) от температуры и режима

работы двигателя. На практике же модель часто уточняют коррекцией значений

параметров (сопротивлений обмоток) при изменении температуры. Также

вводятся дополнительные слагаемые, позволяющие учесть вихревые потери,

потери на гистерезисное перемагничивание стали и др.

Несмотря на все допущения, преобразования Парка–Горева в настоящее

время являются основным методом описания сложных электрических машин и

позволяют с достаточной степенью точности и простоты осуществлять

исследование электромагнитных процессов. Одной из целей нашего

исследования является синтез (на базе классических преобразований Парка–

Горева) математической модели базовой машины, представление ее как объекта

управления для дальнейшего построения замкнутой системы управления

координатами.

2.1. МАТЕМАТИЧЕСКАЯ МОДЕЛЬ

ДВИГАТЕЛЯ ДВОЙНОГО ПИТАНИЯ

Машинно-вентильный каскад на основе АВД имеет в своем составе

базовый асинхронный двигатель с фазным ротором, включенный в режиме

машины двойного питания и два преобразователя частоты в статоре и роторе

41

(см. рис. 1.18) [6, 37, 94, 115]. Наиболее эффективным является режим ОДПТ,

который достигается путем стабилизации основного магнитного потока

( const=δψ ) и поддержанием ортогональности векторов основного магнитного

потока и тока статора ( sI&& ⊥δψ ) [4, 5, 7]. Для реализации упомянутых законов

управления машинно-вентильным каскадом необходимо использовать

векторные принципы управления.

Для построения системы управления каскадом АВД необходимо иметь

математическую модель базового двигателя. Уравнения модели следует

представить в системе координат y,x , вращающейся с синхронной скоростью,

поскольку принцип векторного управления предполагает «привязку» системы

координат к одному из векторов, определяющих электромагнитный момент. В

нашем случае в качестве опорного вектора определен основной магнитный

поток δψ . Это позволяет повысить качество управления, поскольку выбор в

качестве опорного любого другого вектора, приводит к вычислениям с

использованием параметров машины [106].

При разработке математической модели приняты следующие допущения:

– насыщение магнитопровода машины неизменно,

– потери в стали и механические потери отсутствуют,

– трехфазные обмотки статора и ротора АД симметричны,

– напряжение возбуждения (ротора) синусоидально.

Обобщенная асинхронная машина содержит трехфазную обмотку на

статоре и трехфазную обмотку на роторе (рис. 2.1), которые подключены к

симметричным трехфазным источникам напряжения.

AU

BU

СU

AU

BU

СU

Рис. 2.1. Обобщенная асинхронная машина

Уравнения равновесия ЭДС на обмотках статора и ротора базируются на

втором законе Кирхгофа и в непреобразованной 3-фазной системе координат

имеют вид

42

+=

+=

+=

.

;

;

dt

ψdIRU

dt

ψdIRU

dt

ψdIRU

C

CCC

B

BBB

A

AAA

(2.1)

+=

+=

+=

.

;

;

dt

ψdIRU

dt

ψdIRU

dt

ψdIRU

c

ccc

b

bbb

a

aaa

(2.2)

Представим данные уравнения в двухфазных системах координат: βα , –

статора и qd , – ротора:

+=

+=

,

;

dt

ψdiRU

dt

ψdiRU

βs

βssβs

αs

αssαs

(2.3)

где

−=

=−−

=

;3

;3

2

CB

βs

A

CBA

αs

UUU

UUUU

U

sBA

RRR == .

+=

+=

,

;

dt

ψdiRU

dt

ψdiRU

rq

rqrrq

rd

rdrrd

(2.4)

где

43

−=

=−−

=

;3

;3

2

cbrq

acba

rd

UUU

UUUU

U

rbaRRR == .

Приведем эти уравнения в систему координат y,x .

++=

−+=

,

;

1

1

sx

sy

syssy

sysx

sxssx

dt

diRU

dt

diRU

ψωψ

ψωψ

(2.5)

где

+−=

+=

.cossin

;sincos

ϕϕ

ϕϕ

βα

βα

sssy

sssx

UUU

UUU (2.6)

++=

−+=

,

;

2

2

rx

ry

ryrry

ryrx

rxrrx

dt

diRU

dt

diRU

ψωψ

ψωψ

(2.7)

где

+−=

+=

.cossin

;sincos

φφ

φφ

rqrdry

rqrdrx

UUU

UUU (2.8)

Здесь cωω =1 – угловая (синхронная) частота токов статора; 2ω – угловая

частота токов ротора, причем 2e1

ωωω += ; (пre

pωω = – электромагнитная

угловая скорость вращения ротора; rω – механическая угловая скорость

вращения ротора; п

p – число пар полюсов АД), ϕ – угол поворота системы

координат yx, относительно осей статора βα , ; φϕθ −= – угол поворота

ротора; φ – угол между системой координат ротора qd , и системой координат

yx, .

Системы координат βα , , q,d и y,x , а также углы между ними,

изображены на рис. 2.2.

44

α

βj

xjy

ϕ

jq

θ

φd

Рис. 2.2. Системы координат

Приведем параметры ротора к параметрам статора:

=′=′

.

;

uryry

urxrx

KUU

KUU (2.9)

где uK - коэффициент приведения ротора по напряжению.

Тогда система уравнений статора и ротора в координатах yx, будет иметь

вид

′+′

+′′=′

′−′

+′′=′

++=

−+=

.

;

;

;

2

2

1

1

rx

ry

ryrry

ryrx

rxrrx

sx

sy

syssy

sysx

sxssx

dt

diRU

dt

diRU

dt

diRU

dt

diRU

ψωψ

ψωψ

ψωψ

ψωψ

(2.10)

Далее по тексту штрих в уравнениях, обозначающий приведение

параметров ротора к параметрам статора, опустим.

Приведем эту систему уравнений к форме Коши:

−−=

−+=

−−=

−+=

.

;

;

;

2

2

1

1

ryrrxry

ry

rxrryrxrx

syssxsy

sy

sxssysxsx

iRUdt

d

iRUdt

d

iRUdt

d

iRUdt

d

ψωψ

ψωψ

ψωψ

ψωψ

(2.11)

45

Проекции потокосцеплений статора и ротора определяются на основе

закона Ампера, который связывает потокосцепления обмоток с токами,

протекающими по обмоткам:

+=++−=

+=++−=

+=++−=

+=++−=

.)()(

;)()(

;)()(

;)()(

yrylrsyrymrymrry

xrxlrsxrxmrxmrrx

ysylsrysymsymssy

xsxlsrxsxmsxmssx

iLiiLiLL

iLiiLiLL

iLiiLiLL

iLiiLiLL

δ

δ

δ

δ

ψψ

ψψ

ψψ

ψψ

(2.12)

lrru LRK ,, находим из опытов ХХ и КЗ или из формул проектирования.

Тогда проекции токов статора и ротора можно записать следующим

образом:

−=

−=

−=

−=

;;

;;

lr

xry

rylr

xrxrx

ls

xsy

syls

xsxsx

Li

Li

Li

Li

δδ

δδ

ψψψψ

ψψψψ

(2.13)

+=

+=

)(

);(

rysymy

rxsxmx

iiL

iiL

δ

δ

ψ

ψ (2.14)

или

+=

+=

,

;

alr

ry

ls

sy

y

alr

rx

ls

sxx

LLL

LLL

ψψψ

ψψψ

δ

δ

(2.15)

где

( ) mlslrlslr

lslrma

LLLLL

LLLL

++= .

Уравнение электромагнитного вращающего момента запишется

соотношением, в основе которого лежит закон Ленца (правило левой руки) и

которое связывает векторные величины момента, потокосцепления и тока:

)(2

3sxysyxпэм iipM δδ ψψ −= . (2.16)

46

Движения ротора описываются системой уравнений

−=

==

−=

);(

;;

);(1

сэмпe

erпe

сэмr

МMJ

p

dt

d

dt

dp

МMJdt

d

ω

ωθ

ωω

ω

(2.17)

где сM – момент сопротивления на валу электропривода; θ – угол поворота

вала; J – комбинированный момент инерции ротора и нагрузки.

Частота возбуждения (частота токов ротора)

22

1const ωφ

φω

pdt

d=→== .

Синхронная скорость

11

1ωϕ

ϕω

pdt

d=→= .

В тригонометрическом анализаторе системы управления определяем

δ

δβ

ψ

ψϕ arcsin= , или

δ

δα

ψ

ψϕ arccos= , тогда для ЭП без датчика скорости

φϕθ −= , или 21 ωωω −=e .

Прямые координатные преобразования токов для статора:

+=

−=

.cossin

;sincos

ϕϕ

ϕϕ

β

α

sysxs

sysxs

iii

iii (2.18)

Перейдем от двухфазной системы координат к трехфазной:

47

−−=−−=

−=

=

.2

1

2

3

,2

1

2

3

,

αβ

αβ

α

ssBAC

ssB

sA

iiIII

iiI

iI

(2.19)

Для ротора

′=

′=

.

;

iryry

irxrx

kii

kii (2.20)

+=

−=

.cossin

;sincos

φφ

φφ

ryrxrq

ryrxrd

iii

iii (2.21)

При переходе от двухфазной системы координат к трехфазной получим

−−=−−=

−=

=

.2

1

2

3

;2

1

2

3

;

rdrqbac

rdrqb

rda

iiIII

iiI

iI

(2.22)

Полученные уравнения (2.1) – (2.22) можно представить в среде

визуального моделирования SIMULINK. С целью реализации необходимых

законов управления следует обеспечить условие const=δψ и sI&& ⊥δψ .

Базовый двигатель электропривода необходимо представить как объект

управления. В связи с этим нужно получить передаточные функции статора и

ротора, определить управляемые переменные и управляющее воздействие и в

итоге представить АВД в виде структурных схем. Для этого в полученных

уравнениях математической модели нужно исключить из рассмотрения sψ и

rψ , а также ri .

Уравнения (2.12) представим в следующем виде:

+−=

+−=

,)(

;)(

ysymssy

xsxmssx

iLL

iLL

δ

δ

ψψ

ψψ (2.23)

где

48

).(

);(

rysymy

rxsxmx

iiL

iiL

+=

+=

δ

δ

ψ

ψ

Найдем проекции тока ротора

−=

−=

.

;

sym

y

ry

sxm

xrx

iL

i

iL

i

δ

δ

ψ

ψ

(2.24)

Тогда проекции потокосцепления ротора в (2.12) можно выразить так:

.)(

;)(

symrym

rry

sxmrxm

rrx

iLLL

L

iLLL

L

−−=

−−=

δ

δ

ψψ

ψψ

(2.25)

С учетом последних преобразований систему уравнений (2.10) можно

привести к виду

−−

−+−−+−=

−+

+−−−+−=

+−+−++=

−−−−++=

.)(

)(

;)(

)(

;)()(

;)()(

2

2

2

2

11

11

sxmr

xm

rsy

mr

y

m

rsyr

m

y

rry

symr

ym

rsxmr

x

m

rsxr

m

xrrx

xsxms

sy

ms

y

syssy

ysymssx

msx

sxssx

iLL

L

L

dt

diLL

dt

d

L

LiR

LRU

iLL

L

L

dt

diLL

dt

d

L

LiR

LRU

iLLdt

diLL

dt

diRU

iLLdt

diLL

dt

diRU

ω

ψωψψ

ω

ψωψψ

ψωωψ

ψωωψ

δδδ

δδδ

δδ

δδ

(2.26)

Третье и четвертое уравнения системы (2.26) приведем к форме Коши:

49

+

−+

+−

−++−=

+

−−

−+

−++−=

.

;

2

2

2

2

r

mrysx

r

mrm

x

sy

r

mrmsyr

r

my

r

ry

r

mrxsy

r

mrm

ysx

r

mrmsxr

r

mx

r

rx

L

LUi

L

LLL

dt

di

L

LLLiR

L

L

L

R

dt

d

L

LUi

L

LLL

dt

di

L

LLLiR

L

L

L

R

dt

d

ω

ψωψψ

ω

ψωψψ

δδδ

δδδ

(2.27)

Произведем замену pdt

d= и введем обозначения:

r

mr

L

LK = –

коэффициент электромагнитной связи ротора; r

rr

R

LT = – постоянная времени

ротора; r

mrlr

R

LLT

−= – постоянная времени рассеяния ротора.

+−+

+−+=+

+−−

−++=+

.)(

)1()1(

;)(

)1()1(

2

2

2

2

ryrsxmrr

xlrsyrrryr

r

rxrsymrr

ylrsxrrrxr

r

UKiLLK

pTiRKpTL

R

UKiLLK

pTiRKpTL

R

ω

ψωψ

ω

ψωψ

δδ

δδ

(2.28)

Разделим правые и левые части этих уравнений на коэффициент r

r

L

R:

+−+

+−+=+

+−−

−++=+

.)(

)1()1(

;)(

)1()1(

2

2

2

2

ryr

msxmr

r

m

xr

rlrsymry

rxr

msymr

r

m

yr

rlrsxmrx

UR

LiLL

R

L

R

LpTiLpT

UR

LiLL

R

L

R

LpTiLpT

ω

ψωψ

ω

ψωψ

δδ

δδ

(2.29)

Найдем передаточные функции ротора:

50

( )

( )

+

+=

=

++

+−+−

=

+

+=

=

++

+−−+

=

,1

1

1

1)(

)(

;1

1

1

1)(

)(

22

22

pT

pT

iLpT

UiLLR

LT

pW

pT

pT

iLpT

UiLLR

LT

pW

r

lr

symlr

rysxmrr

mxr

y

ry

r

lr

sxmlr

rxsymrr

myr

xrx

ωψω

ψ

ωψω

ψ

δ

δ

δ

δ

(2.30)

где lrmr LLL =− – индуктивность рассеяния ротора.

Используя полученные выражения передаточных функций, можно

построить структурную схему ротора машины двойного питания (рис. 2.3).

1

1

+

+

pT

pT

r

lr xδψ

lrLsyi

2ω

1

1

+pTlr

mLsxi

r

m

R

L

rT

ryU

1

1

+

+

pT

pT

r

lr yδψ

1

1

+pTlrr

m

R

L

mLsyi

rTlrLsxi

2ω

2ωxδψ

yδψ

rxU

Рис. 2.3. Структурная схема ротора

Теперь построим структурную схему статора. С этой целью проведем

преобразования первого и второго уравнений системы (2.23), подставив в них

соответствующие выражения из системы (2.24)

51

+−+

+−++−+

+−−

−++=

−−−

−−++−−

−+−

−++=

.)(

)()(

;)(

)()(

11

2

2

11

2

2

xδsxms

sy

msryrsxmrr

xδyδ

r

rsy

r

mr

msyrrsyssy

yδsyms

sx

msrxrsymrr

yδxδ

r

rsx

r

mr

msxrrsxssx

ψωiLLω

dt

diLLUKiLLKω

ψωψL

R

dt

di

L

LLLiRKiRU

ψωiLLω

dt

diLLUKiLLKω

ψωψL

R

dt

di

L

LLLiRKiRU

(2.31)

Учитывая, что

r

mr

L

LK = , lrmr LLL =− и lsms LLL =− , индуктивности

рассеяния ротора и статора соответственно можно записать

−+−−−

−+=+++

−++++

+−=+++

).(

);(

121

2

121

2

ryrsysxlssxlrrx

xyr

rsy

ls

sy

lrrsyrrsys

rxrsxyslssylrry

yxr

rsxls

sxlrrsxrrsxs

UKUiLiLK

L

R

dt

diL

dt

diLKiRKiR

UKUiLiLK

L

R

dt

diL

dt

diLKiRKiR

ωωψω

ψωψ

ωωψω

ψωψ

δ

δδ

δ

δδ

(2.32)

В полученных выражениях сделаем замену pdt

d= и получим

передаточные функции для статора:

−++−

−−−=

+

+++

−+++

+−+=

+

+++

).()(

)(1)(

);()(

)(1)(

21

21

21

21

ryrsysxlrrls

xyr

r

rrs

lslrrsyrrs

rxrsxsylrrls

yxr

r

rrs

lslrrsxrrs

UKUiLKL

L

Rp

RKR

LLKiRKR

UKUiLKL

L

Rp

RKR

LLKiRKR

ωω

ψωωψ

ωω

ψωωψ

δδ

δδ

(2.33)

Введем следующие обозначения:

эквs

эквls

rrs

lslrrэквls

R

L

RKR

LLKT =

+

+= –

эквивалентная постоянная времени рассеяния статора; эквlsL – индуктивность

52

рассеяния статора с учетом индуктивности рассеяния ротора; эквsR – активное

сопротивление обмоток статора с учетом сопротивления ротора.

Тогда получим

( )

( )

−++−

−−−=+

−+++

+−+=+

).(1

)(1

)(111

1

);(1

)(1

)(111

1

21

21

21

21

ryrsy

эквssxlrrls

эквs

x

эквsy

эквsrэквlssy

rxrsx

эквssylrrls

эквs

y

эквsx

эквsrэквlssx

UKUR

iLKLR

RRTpTi

UKUR

iLKLR

RRTpTi

ωω

ψωωψ

ωω

ψωωψ

δδ

δδ

(2.34)

[ ]

[ ]

+=

−++−

−−−

=

+=

−+++

+−+

=

.1

1

)()(...

...)(11

)(

;1

1

)()(...

...)(11

)(

21

21

21

21

pTUKUiLKL

TR

ipW

pTUKUiLKL

TR

ipW

эквlsryrsysxlrrls

xyrэквs

sy

sy

эквlsrxrsxsylrrls

yxrэквs

sxsx

ωω

ψωωψ

ωω

ψωωψ

δδ

δδ

(2.35)

По данным передаточным функциям построим структурную схему статора

(рис. 2.4).

53

xδψ

1

1

+pT эквls

rK

rT

1

rxU

sxU

эквsR

1

lsL

lrLrK

rKlrL

lsL

2ω 1ω

1ω

1ω

1

1

+pT эквlsэквsR

1 syi

sxi

sxi

syi

rT

1yδψ

rKryU

syU

yδψ

xδψ

21 ωωω −=e

Рис. 2.4. Структурная схема статора

Структурная схема формирования электромагнитного момента и скорости

ротора представлена на рис. 2.5.

syi

sxi

np2

3 эмM

cM

pJ ⋅

1nprω eω

xδψ

yδψ

Рис. 2.5. Структурная схема электромагнитного момента

Анализируя полученные структурные схемы, можно констатировать наличие

большого числа взаимных перекрестных связей, а также необходимость

идентификации параметров модели. Подавление перекрестных связей можно

осуществить введением в систему управления специального блока

компенсации, образующего дополнительную внешнюю обратную связь по ЭДС

(так называемая прямая компенсация). Однако коэффициент компенсирующей

связи, как правило, связан с параметрами базовой машины привода. Поэтому

важнейшей проблемой векторного управления электроприводом вообще и

электроприводом с АВД в частности является идентификация изменяющихся в

54

зависимости от режима работы параметров машины. Значительно проще

реализовать косвенную компенсацию, которая достигается путем форсировок в

соответствующих контурах. Синтез регуляторов при этом необходимо

проводить исходя из условий их предельного быстродействия. Учитывая

сложность объекта управления при синтезе системы управления целесообразно

использовать как прямую, так и косвенную компенсацию.

Отличительной особенностью математической модели машины двойного

питания [131], по сравнению с моделью короткозамкнутого АД, является

наличие составляющей ЭДС )( rrs UKU ′− . Это приводит к необходимости

вводить в систему управления датчики напряжения фаз ротора и осуществлять

их координатные преобразования.

2.2. МАТЕМАТИЧЕСКАЯ МОДЕЛЬ

ДВИГАТЕЛЯ ДВОЙНОГО ПИТАНИЯ ПРИ ВЕКТОРНОМ

УПРАВЛЕНИИ

Впервые новый метод управления АД предложил Ф. Блашке в 1971 г. [149,

150]. Практическая же реализация его стала возможной лишь десятилетия

спустя – в связи с активным развитием микропроцессорной техники. В

современной научной литературе немало работ о теоретических исследованиях

и практическом использовании принципов векторного управления в

регулируемом электроприводе. Однако их подавляющее большинство

исследований относится к электроприводу на базе короткозамкнутого АД [123].

Для получения высокого качества управления электроприводом в

статических и динамических режимах в широком диапазоне регулирования

скоростей необходимо иметь возможность быстрого непосредственного

управления моментом электродвигателя, что достигается применением

векторных принципов управления, позволяющих регулировать амплитуду и

фазу.

Из всего разнообразия возможных способов векторного управления

выбирают такие, которые проще реализовать, в первую очередь с точки зрения

измеряемых величин. Кроме того, следует помнить, что электромагнитный

момент достигает максимума при сдвиге векторов, создающих момент на 90

электрических градусов.

Электромагнитный момент любого двигателя определяется амплитудой и

фазой двух моментообразующих составляющих – тока и магнитного потока. В

машинах постоянного тока неизменная фазовая ориентация тока и потока

определена конструктивно, фиксированным положением главных полюсов с

обмотками возбуждения (поток) и щеточного узла (ток якоря) [54, 61, 106]. Для

получения требуемого момента здесь достаточно управлять одной независимой

переменной, непосредственно доступной для измерения – величиной тока

якоря. Поэтому двигатель постоянного тока независимого возбуждения с

быстродействующим регулятором тока якоря по управляемости идеально (в

55

пределах допустимых режимов и характеристик) отвечает требованиям любого

высокодинамичного электропривода.

Намного сложнее протекают электромагнитные и электромеханические

процессы в машинах переменного тока, особенно в АД с короткозамкнутым

ротором. Токи и потокосцепления статора и ротора вращаются с разными

угловыми скоростями, имеют разные изменяющиеся во времени фазовые

параметры и не подлежат непосредственному измерению и управлению.

Доступной управляемой переменной в АД с короткозамкнутым ротором

является лишь ток статора, который имеет составляющие, образующие

магнитный поток и момент. Их фазовая ориентация может быть осуществлена

только внешним управляющим устройством, функционально подобным

коллектору машины постоянного тока. Иными словами, в АД необходимо

обеспечить управление, как амплитудой, так и фазой тока статора [98, 143].

Таким образом, можно определить основные задачи векторного

управления. Во-первых, в переходном процессе, когда изменяется частота,

необходимо с помощью системы управления обеспечить ортогональное

расположение векторов тока и магнитного потока, определяющих

электромагнитный момент. Во-вторых, следует обеспечить независимое

регулирование потокосцепления ротора rψ и электромагнитного момента Мэм

двигателя, т. е. необходимо исключить взаимную зависимость составляющих

sxi и syi вектора тока статора sIρ

, вводя компенсирующие сигналы [45, 52].

С целью придания ЭП на базе ДДП свойств обобщенного двигателя

постоянного тока необходимо использовать те же классические законы

векторного управления. Для их реализации необходимо в каждый момент

времени иметь информацию о величине и положении в пространстве опорного

вектора основного магнитного потока δψρ

, относительно которого будет

осуществляться фазовая ориентация вектора тока статора.

Рассмотрим один из вариантов решения обозначенной проблемы. В

расточке статора машины помещают датчики ЭДС Холла, измеряющие

мгновенные значения магнитной индукции в месте установки. Вращающееся

магнитное поле будет создавать в цепи датчика синусоидальный сигнал. Если

один из датчиков установлен по оси фазы А, а другой сдвинут в пространстве

на угол 2

π, то их выходные напряжения будут пропорциональны косинусу и

синусу угла поворота вектора основного магнитного потока δψρ

. Таким

образом, датчики Холла измеряют проекции δαψ и δβψ вектора δψ& в системе

координат βα , , неподвижной относительно статора (рис. 2.6).

56

α

βj

x

jy

ϕ

δψρ

δαψ

δβψ

Рис. 2.6. Векторная диаграмма основного магнитного потока δψ&

На рис. 2.7 изображена векторная диаграмма переменных, определяющих

электромагнитный момент ДДП.

x

y

rUρ

rIρryi

rxi

syi

xδδ ψψ =ρ

sxi

sUρ

θβsI

ρ

Рис. 2.7. Векторная диаграмма ДДП в системе координат x,y

Из векторной диаграммы (см. рис. 2.7) следует

=

=

.sin

;cos

ϕψψ

ϕψψ

δδβ

δδαρ

ρ

(2.36)

Отсюда

57

==

+=

.sin;cos

;22

δ

δβ

δ

αδ

δβαδδ

ψ

ψϕ

ψ

ψϕ

ψψψ

&&

ρ

(2.37)

Если совместить действительную ось x системы координат yx, с

вектором δψ& , то проекции этого вектора на оси новой системы координат

будут иметь вид

+−=

+=

.cossin

;sincos

ϕψϕψψ

ϕψϕψψ

δβδαδ

δβδαδ

y

x (2.38)

С учетом (2.36) полученные соотношения можно представить как

=+−=

=+=

.0cossincossin

;sincos22

ϕϕψϕϕψψ

ψϕψϕψψ

δδδ

δδδδρρ

ρρρ

y

x (2.39)

Тогда уравнения для проекций основного магнитного потока можно

записать следующим образом

=+=

==+=

.0)(

;const)(

rysymy

rxsxmx

iiL

iiL

δ

δδψ

ψψρ

(2.40)

Проекции токов статора и ротора на ось ординат y равны и

противоположны по знаку: rysy ii −= , а составляющие sxi и rxi определяют

модуль основного магнитного потока δψρ

(см рис. 2.7).

Уравнение электромагнитного момента с учетом (2.40) будет иметь вид

syxnsxysyxпэм ipiipM δδδ ψψψ2

3)(

2

3=−= (2.41)

Следовательно, при const=xδψ можно управлять электромагнитным

моментом изменением проекции тока статора syi на продольную ось системы

координат y,x . В тоже время для обеспечения постоянства магнитного потока

необходимо обеспечить управление проекцией тока статора sxi на поперечную

ось координат таким образом, чтобы при любых изменениях поперечной

составляющей тока ротора rxi основной магнитный поток const== δδ ψψρ

x .

58

Вследствие имеющихся перекрестных связей (см. рис. 2.4) изменение проекций

тока статора sxi оказывает влияние на продольную составляющую syi , которая

определяет электромагнитный момент. Поэтому в системе векторного

управления необходимо обеспечить режим работы контура регулирования тока

статора, при котором 0=sxi . То есть регулирование модуля основного

магнитного потока осуществляется изменением проекции rxi , которая является

намагничивающей.

Тогда с учетом выражения (2.40) передаточная функция ротора в

уравнениях математической модели (2.30) примет вид

( )[ ]

=

+=

+−−

=

.0)(

;1

1

)(

)(

2

pW

pTUiLL

R

LpW

ry

rrxsymr

r

m

xrx

ω

ψ δ

(2.42)

Структурная схема ротора при этом существенно упрощается (рис. 2.8).

r

m

R

LrxU

1

1

+pTr

xδψ

lrLsyi

2ω

Рис. 2.8. Структурная схема ротора при ВУ

Передаточная функция статора в свою очередь примет вид

[ ]

+=

−+−−

=

=

.1

1

)()(1

)(

;0)(

21

pTUKUψωω

R

ipW

pW

эквls

ryrsyxδ

эквs

sy

sy

sx

(2.43)

Структурная схема статора при векторном управлении изображена на рис.

2.9.

59

xδψeω

rKryU

эквsR

1

syU

pT эквls+1

1

syi

эквsR

1

pT эквls+1

1 0=sxi

lsL1ω

2ωrKlrL

rT

1xδψ

rKrxU

sxU

syi

Рис. 2.9. Структурная схема статора при ВУ

Структурная схема формирования электромагнитного момента и скорости

при векторном управлении представлена на рис. 2.10.

xδψ

syi

np2

3 эмМ

сМ

pJ ⋅

1rω

np eω

Рис. 2.10. Структурная схема формирования электромагнитного

момента и скорости при ВУ

С учетом всего изложенного мы имеем возможность построить систему

векторного управления машинно-вентильным каскадом АВД, где в качестве

базовой машины используется АД с фазным ротором, включенный по схеме

двойного питания [95]. Функциональная схема каскада с системой управления

приведена на рис. 2.11.

60

fПЧ

23

CПКО

ИТ

1ПФ

23 2ПФ

pПКО

ТА

p

1

φφ

cos

sin

pПКПUК

1

РБКРП

UК

УВCПКПСБКyPTPMPC

BM

xPT

Пp

1

AI

BI

CI

AДТ

BДТ

CДТ cω

aU

BДН

CДН

δαψ

δβψ

задδψ&

ϕsin ϕcos

αsi

βsi

βα ,

y,x

sxi

syi

ϕsin ϕcos

δψ&

syi

*упрrxV упрrxVупрrxV

q,dупрrqV

φ

2ω

упрrU

bU cU

eω

rdV rqV

φsin

φcos

y,x

q,d

ryV

rxV

ryV

rxV

y,x

yx,

βα,

δψ&rω

задrωзадэмM

эмM

задyis

*упрsyV

*упрsxV

упрsyV

упрsxV

упрsV β

упрsV α

упрsV&

dL

ДП

ДБ

AДН

rω

ДФН

1K

CДH

1.Мод

СРН

sU&

2.Мод

РРН упрrV&

3.МодrV&

ВУ ЗУ1ϕβ =

2K""0 )( θ ′−

упрrdV

yδψ&

Рис. 2.11. Функциональная схема АВД при ВУ

Рассматриваемый вариант системы управления предполагает

использование датчиков потока ДП, что усложняет конструкцию машины и ее

стоимость, но позволяет наиболее точно оценить пространственное положение

вектора основного магнитного потока δψρ

.

В тригонометрическом анализаторе ТА по соотношениям (2.37)

определяются модуль основного магнитного потока δψρ

, ϕsin и ϕcos угла

поворота синхронной системы координат y,x относительно системы координат

βα , . Датчики токов в фазах статора (ДТА, ДТВ, ДТС) определяют мгновенные

значения статорных токов CBA I,I,I , которые в преобразователе фаз ПФ1

переводятся в 2-фазную систему координат βα , по соотношениям

−=

=−−

=

.3

;3

2

CBs

ACBA

s

III

IIII

I

β

α

(2.44)

В блоке ПКОС осуществляется «обратное» преобразование координат из

βα , координатной системы в систему координат y,x по соотношению

61

+−=

+=

.cossin

;sincos

ϕϕ

ϕϕ

βα

βα

sssy

sssx

iii

iii (2.45)

Эти токи являются сигналами обратной связи для регуляторов тока РТх и

РТу. Причем регулятор РТх работает в режиме стабилизации 0=sxi .

В блоке ПКОР осуществляется «обратное» преобразование координат из

системы βα , в систему y,x по соотношению (2.8).

В вычислителе момента ВМ производится вычисление электромагнитного

момента эм

M по соотношению (2.41). Вычисленное значение эм

M является

сигналом обратной связи для регулятора момента РМ. Сигналом же задания

электромагнитного момента служит сигнал с выхода РС. Блок деления БД

позволяет стабилизировать электромагнитный момент. Так при уменьшении

δψ& увеличится значение задэм

M , что вызовет увеличение сигнала задания тока

syi зад. В итоге значение

эмM останется неизменным.

Особенностью данной системы управления является отсутствие датчика

скорости. Вычисление необходимого нам сигнала угловой скорости ротора rω

производится по известным значениям cω скорости поля и 2ω .

п

e

п

2c

r pp

ωωωω =

−= , (2.46)

где п

p – число пар полюсов базовой машины, const2 =ω – частота

возбуждения, 1ωω =c – определяется с помощью датчиков фазы

напряжения ДФН, которые являются частью системы управления

преобразователем частоты статора. С помощью сигналов датчиков ДФН

осуществляется синхронизация раздачи импульсов управления силовыми

ключами инвертора тока [98].

В системе управления присутствуют блоки компенсации БКС и БКР в цепях

статора и ротора соответственно. Роль их заключается в прямой компенсации

внутренних ЭДС машины.

Управляющие сигналы с выходов блоков компенсации подвергаются

«прямым» координатным преобразованиям в соответствующие системы

координат [131]:

– для статора блок ПКПС:

+=

−=

,cossin

;sincos

упрsyупрsxупрs

упрsyупрsxупрs

UUU

UUU

β

α (2.47)

– для ротора блок ПКПР:

62

u

упрrx

упрrx

K

UU = , (2.48)

+=

−=

.cossin

;sincos

φUφUU

φUφUU

упрryупрrxупрrq

упрryупрrxупрrd

(2.49)

В вычислителях модуля Мод.1, Мод.2 находим значения модулей сигналов

управления упрs

Uρ

и упрr

Vρ

по соотношениям

.UUU

UUU

упрrqупрrdупрr

упрsxупрsyупрs

22

22;

+=

+=ρ

ρ

(2.50)

Эти сигналы являются задающими для соответствующих регуляторов

напряжения РНС и РНР. Сигналом обратной связи для регулятора напряжения

статора РНС является сигнал датчика напряжения ДНС, установленный на

выходе управляемого выпрямителя УВ. Сигналом обратной связи для

регулятора напряжения ротора служит сигнал модуля напряжения ротора с

блока Мод.3.

В преобразователе числа фаз ПФ2 и обратном преобразователе координат

ротора ПКОР проводится преобразование фазных напряжений ротора с

датчиков напряжения ДНа, ДНb, ДНс в проекции напряжений ротора rxV и ryV .

Эти сигналы используются в блоке компенсации ЭДС статора БКС для

устранения их влияния на формирование токов статора.

Для управления фазой тока статора в системе управления имеется задатчик

угла опережения коммутации ЗУ. Угол опережения коммутации β определяет

угол сдвига фаз 1ϕ между векторами тока и напряжения статора [9]. ЗУ может

работать в двух режимах – ручного задания угла β , когда ИТ функционирует в

режиме естественной коммутации тиристоров (ключи К1 и К2 разомкнуты), и

автоматическом отслеживании угла нагрузки θ ′ . Тогда θβ ′−= и ИТ – в

режиме искусственной коммутации.

В первом случае жесткое задание угла 1ϕβ = приводит к появлению

составляющей тока статора sxi (рис. 2.7) и обусловленных ей составляющих

внутренней ЭДС. Поэтому регулятор тока РТх не сможет работать в режиме

стабилизации 0=sxi и его необходимо исключить (К1 разомкнут).

Компенсация паразитных ЭДС осуществляется за счет быстродействия

регуляторов. Реализация этого закона управления ( const=δψ ) не является

оптимальной с точки зрения электромагнитного момента, поскольку

∆= sinsIМ эм δψ . Максимальный момент возможен при o

10== ϕβ (инвертор

63

тока работает в режиме искусственной коммутации) и θπ

′−=∆2

[4]. Во втором

случае (ключи К1 и К2 замкнуты) будет реализован закон векторного

«ортогонального» управления sys

iI =ρ

, 0=sxi , maxМ2

эм=→=∆

π.

Условие ортогональности векторов тока статора s

Iϖ

и основного

магнитного потока δ

ψϖ

имеет вид 0=sδ

Iψρρ

, или в системе синхронных

координат – 0=+ syysxx ii δδ ψψ . Для этого должно выполняться 0=sxi и

0=yδψ [5]. Кроме этого, для снижения потерь в стали базовой машины

возможен переход на встречное вращение магнитного поля и ротора [10, 11,

39]. Более подробно математическая модель двигателя двойного питания при

векторном управлении с учетом потерь в стали рассмотрена в п. 2.6.

Еще одним вариантом построения системы управления является

использование наблюдателя состояния – так называемое «бездатчиковое

управление». Наблюдатель представляет собой модель базовой машины в виде

системы дифференциальных уравнений, решаемых в реальном масштабе

времени. В наблюдателе определяют значение проекций вектора основного

магнитного потока и угловую скорость ротора по известным мгновенным

значениям токов и напряжений фаз. Более подробно построение наблюдателя

магнитного потока для двигателя двойного питания рассмотрено в п. 2.4.

Предложенный вариант построения системы управления машинно-

вентильным каскадом АВД позволяет реализовать векторное управление,

обеспечивающее электроприводу высокие энергетические характеристики

[129].

2.3. БЛОКИ КОМПЕНСАЦИИ

Основными проблемами, возникающими при разработке систем

векторного управления ЭП, в том числе и в электропривода на базе ДДП,

являются:

– подавление перекрестных связей между каналами управления модулем

вектора главного потокосцепления и каналом управления угловой скоростью

ротора;

– идентификация параметров модели Парка–Горева для базовой машины

[106].

Наличие перекрестных связей обусловливает возникновение внутренних

паразитных ЭДС в цепях статора и ротора – трансформаторных и вращения.

Анализ уравнений математической модели привода показывает, что в

наибольшей степени их влияние проявляется в области больших угловых

скоростей и нагрузок. С целью прямой компенсации внутренних ЭДС в систему

управления вводят специальные блоки компенсации [98, 106, 149].

64

Как уже отмечалось, при реализации векторного управления в машинно-

вентильном каскаде АВД, справедливы соотношения 0=yδψ и 0=sxi . Исходя

из этого уравнение напряжение ротора примет вид

;)(2 symrx

m

rx

m

rrx iLL

dt

d

L

L

L

RV −++= ω

ψψ δ

δ (2.51)

,Внrxx

m

rx

m

rrx E

dt

d

L

L

L

RV ++= δ

δψ

ψ (2.52)

где sylrВнrx iLE 2ω= – внутренняя ЭДС ротора.

xrВrxrxrmrlr EVVLLL +=−= *, . (2.53)

Если сигнал управления *упрrxV создает составляющую напряжения, то

dt

d

L

L

L

RVKV

x

m

r

m

r*упрrx

*u

*упрrx r

δψ+== . (2.54)

Тогда в блоке компенсации ЭДС ротора должны быть сформированы

сигналы

*

ru

Внrx

rxkK

EV = ; (2.55)

rxkупрrxупрrx VVV −= *

, (2.56)

где *

ruK - коэффициент передачи БКР.

Функциональная схема блока компенсации ротора имеет вид

изображенный на рис. 2.12.

65

syi2ω

lrL

rxkV

упрrxV*

упрrxV

*

1

ruK

Рис. 2.12. Функциональная схема БКР

Уравнения для цепи статора примут вид

+=+

++−

−++=

+=−−

−+−−−=

,

;)(

)(

*1

2

*1

2

Внsysyx

ryrx

sy

r

mrmsyrrsyssy

Внsxsxsyms

rxrsymrrxr

rsx

EV

VKdt

di

L

LLLiRKiRV

EViLL

VKiLLKL

RV

δ

δ

δ

ψω

ψω

ω

ωψ

(2.57)

где

+=

=−+=++−=

−++=

−−+−−−=

=

.

)(

;

;)()(

,0

2112

*

12

*

exryr

xryrxryrxВнsy

sy

r

mrmsyrrsyssy

symsrxrsymrrxr

rВнsx

sx

VK

VKVKE

dt

di

L

LLLiRKiRV

iLLVKiLLKL

RE

V

ωψ

ωωψψωψω

ωωψ

δ

δδδ

δ

(2.58)

Сигналы *упрsxV и

*упрsyV создают составляющие напряжений:

66

=

==

.

;0

***

***

упрsyusy

упрsxusx

VKV

VKV

s

s (2.59)

Тогда в блоке компенсации ЭДС статора БКС должны формироваться

сигналы

*

su

Внsx

sxkK

EV = ; (2.60)

*

su

Внsy

sykK

EV = , (2.61)

где *us

K – коэффициент передачи БКС.

Выходные сигналы блока компенсации

sxkупрsxупрsx VVV −= *; (2.62)

sykупрsyупрsy VVV −= *. (2.63)

Функциональная схема блока компенсации ЭДС статора представлена на

рис. 2.13.

67

syi2ω

rT

1

rKlrL lsL

1ω

rK

rK

δψeωryV

*

1

suK*

1

suK

*

упрsyV

*

упрsxV

sykV sxk

V

rxV

упрsxV

упрsyV

Рис. 2.13. Функциональная схема БКС

Из синтезированных структурных схем видно, что внутренняя структура

БКС значительно сложнее, нежели структура БКР, так как в статоре необходимо

компенсировать большее число составляющих ЭДС [128]. Для формирования

сигналов компенсации используются параметры машины – индуктивность и

активное сопротивление обмоток, которые меняются в зависимости от режима

работы привода. Это вызывает необходимость их непрерывной идентификации,

что существенно усложняет систему управления приводом в целом. Можно

использовать усредненные типовые значения либо применять адаптивные

модели, учитывающие изменения этих параметров. Однако практическая

реализация данных вариантов также имеет недостатки.

2.4. НАБЛЮДАТЕЛЬ МАГНИТНОГО ПОТОКА

При использовании векторных принципов управления для придания

машинно-вентильному каскаду свойств ОДПТ необходимо иметь информацию

обо всем векторе состояния АД. В 1970-х годах это предлагалось осуществлять

за счет установки внутри АД датчиков Холла, с помощью которых замеряется

68

потокосцепление в воздушном зазоре асинхронного двигателя, и

тахогенераторов или импульсных датчиков для измерения угловой скорости

ротора. Установка этих датчиков требует специальной конструкции базовой

машины. И если в электроприводе на базе АВД удалось решить данную задачу

за счет управления инвертором тока по фазе ЭДС статора, то проблема

определения основного магнитного потока по прежнему актуальна.

В системах векторного управления электроприводом на базе

короткозамкнутого АД в качестве опорного вектора используют вектор

потокосцепления ротора, неточность определения которого является основным

источником погрешностей управления. При векторном управлении

электроприводом на базе АВД опорным вектором служит вектор основного

магнитного потока δ

ψϖ

. Для синтеза структуры наблюдателя потока необходимо

использовать основные соотношения математической модели ДДП,

полученные в одной из наших работ [36].

Проекции вектора основного магнитного потока δ

ψϖ

на оси системы

координат βα , , неподвижной относительно статора, определяются как

+=

+=

),(

;)(

ββδβ

ααδα

ψ

ψ

rsm

rsm

iiL

iiL (2.64)

где mL – взаимная индуктивность, αsi , αri , βsi , βri – проекции мгновенных

значений фазных токов статора и ротора на соответствующие оси системы

координат статора.

Для вычислений применяется один из параметров машины, который в

общем случае зависит от режима работы двигателя. Современные системы

управления электроприводом включают идентификаторы параметров базовых

двигателей. Проекции токов статора и ротора определяются в специальных

блоках системы управления – преобразователях координат. Входными

сигналами этих преобразователей являются сигналы с датчиков токов статора и

ротора, которые подвергаются трехфазно-двухфазным преобразованиям по

соотношению (2.44).

Для токов ротора преобразования будут более сложными, поскольку для

них необходимо не только провести трехфазно-двухфазные преобразования, но

и перевести их из собственной системы координат qd , , вращающейся с

частотой возбуждения 2ω , в неподвижную относительно статора систему

координат βα , . Кроме этого, параметры ротора должны быть приведены к

параметрам статора.

Тогда для цепи ротора мы имеем следующие соотношения:

−=

=

,3

;

cbrq

ard

IIi

Ii

(2.65)

69

+=

−=

,cossin

;sincos

θθ

θθ

β

α

rqrdr

rqrdr

iii

iii (2.66)

где θ – угол между системами координат статора и ротора, 2

1ωθ

p=

( сonst2 =ω – частота токов ротора).

=

=

.

;

i

r

r

i

rr

K

ii

K

ii

ββ

αα

(2.67)

По полученным выражениям (2.64) – (2.67) можно синтезировать

структурную схему наблюдателя магнитного потока (рис. 2.14), а затем

реализовать ее средствами SIMULINK для моделирования или программно в

микроконтроллере системы векторного управления приводом.

fПЧ

ТА

ДТ

δαψ

δβψδψ&

ПЧ

ИП

ДТ

ДДП

Рис. 2.14. Структурная схема наблюдателя основного магнитного потока

Выходные сигналы наблюдателя потока ( δαψ и δβψ ) подвергаются

дальнейшим преобразованиям в тригонометрическом анализаторе системы

управления в соответствии с алгоритмом ее работы.

70

Таким образом, разработанный алгоритм вычисления основного

магнитного потока позволяет исключить из системы управления

электроприводом на базе АВД датчик магнитного потока, что дает возможность

применить в качестве базовой машины серийный двигатель с фазным ротором

[132]. Для точной оценки значения магнитного потока систему управления

необходимо дополнить идентификатором параметров машины.

Заметим, что структура идентификатора для электропривода с АВД будет

проще, чем для приводов с векторным управлением на базе короткозамкнутого

АД, где в качестве опорного вектора используется вектор потокосцепления

ротора. Процедура вычислений проекций этого вектора связана с

использованием большего числа параметров машины: кроме взаимной

индуктивности mL , задействованы активные сопротивления обмоток статора и

ротора, которые существенно меняются в процессе работы привода [16, 27, 47].

2.5. ВЕКТОРНО-МАТРИЧНАЯ МОДЕЛЬ

ДВИГАТЕЛЯ ДВОЙНОГО ПИТАНИЯ

В предыдущих пунктах данной главы была представлена математическая

модель ДДП и построена система векторного управления ЭП в классической

форме уравнений Парка–Горева. Представление математической модели в

векторно-матричной форме позволяет производить анализ электромагнитных

процессов в современных информационных системах, таких как MATLAB,

который является матричной лабораторией. Использование матричного

представления и математического аппарата работы с ним делает данные

программные комплексы высокопроизводительными и позволяет выполнять

исследование сложных нелинейных систем высокого порядка, какими и

являются ЭП.

Для математической модели ДДП в векторно-матричной форме

справедливы допущения, описанные в п. 2.1.

В векторно-матричной форме уравнения Кирхгофа для статора и ротора

симметричной асинхронной машины с фазным ротором выглядят следующим

образом:

[ ] [ ][ ]dt

diRU

skskssk

Ψ+= ; (2.68)

[ ] [ ][ ]dt

diRU

rkrkrrk

Ψ+= , (2.69)

где skU , ski , skψ , rkU , rki , rkψ – мгновенные значения напряжений, токов и

потокосцеплений k-фазных обмоток статора и ротора; sR , rR – их активные

сопротивления.

Для 3-фазной асинхронной машины k=3. Тогда

71

[ ] [ ] 31

=== m

ksksk xcolonx , [ ] [ ] 31

=== m

krkrk xcolonx – трехмерные алгебраические

векторы-столбцы мгновенных значений фазных переменных.

Осуществим преобразование уравнений (2.68) и (2.69) в 2-фазную

ортогональную систему координат х,у, вращающуюся с синхронной скоростью

dt

dсk

ϕωωω === 1 , где φ – угол поворота системы координат (х,у)

относительно неподвижных осей статора. Учитывая, что θ – угол поворота вала

относительно осей статора, преобразования выполняются по соотношениям

[ ] [ ]sks xPAX )(ϕ= ; [ ] [ ]rkr xPAX )( θϕ −= , (2.70)

где [ ] 2

1)~(

==

= m

ksks xcolonX ; [ ] 2

1)~(

==

= m

krkr xcolonX – векторы электромагнитных

переменных в синхронной системе координат yx, ; φθϕ =− – угол между

осями системы координат yx, и системы координат qd , , связанной с ротором.

Матрица Р является матрицей перехода от 3-фазной системы координат к

2-фазной

−

−−

=

2

3

2

30

2

1

2

11

3

2Р .

Тогда для переменных статора и ротора справедливо

=

C

B

A

s

s

x

x

x

PX

X

β

α;

=

c

b

a

qr

dr

x

x

x

PX

X,

)(

)(

cab

CAB

xxx

xxx

+−=

+−=.

Матрицы )(ϕA и )( θϕ −A позволяют получить проекции

электромагнитных переменных машины на оси yx, :

=

s

s

ys

xs

X

XA

X

X

β

αϕ)( ;

−=

qr

dr

yr

xr

X

XA

X

X)( θϕ ,

где

−=

ϕϕ

ϕϕϕ

cossin

sincos)(A ;

−==−

φφ

φφφθϕ

cossin

sincos)()( AA .

72

Модель асинхронной машины с фазным ротором в новом пространстве

переменных получим, умножая почленно (2.68) и (2.69) слева на матрицы

PA )(ϕ и PA )( θϕ − соответственно и приводя параметры ротора к статору

),(1

),(

),(),( yxs

yxs

yxssyxsDω

dt

dIRU Ψ

Ψ++= ; (2.71)

),(1

),(

),(),()(

yxre

yxr

yxrryxrDωω

dt

dIRU Ψ

Ψ′−+

′+′′=′ , (2.72)

где

−=

01

10D ,

dt

de

θω = – электрическая частота вращения ротора,

21 ωωω =− e – частота токов ротора (заданная частота возбуждения 5–10 Гц).

Приведем соотношения (2.71) и (2.72) к форме Коши:

),(),(),(1

),(

yxsyxssyxs

yxs

UIRDωdt

d+−−= Ψ

Ψ; (2.73)

),(),(),(1

),()(

yxryxrryxre

yxr

UIRDωωdt

d′+′′−′−−=

′Ψ

Ψ. (2.74)

С целью определения потокосцеплений обмоток двигателя примем

допущения [46], согласно которым векторы потокосцеплений статора и ротора

являются суммой составляющих, обусловленных магнитным потоком машины

и магнитным потоком рассеяния

Ψ′+Ψ=Ψ′

Ψ+Ψ=Ψ

.

;

),(),(),(

),(),(),(

yxlryxyxr

yxlsyxyxs

δ

δ (2.75)

Поскольку пути магнитных потоков рассеяния считаются ненасыщенными,

то соответствующие потокосцепления пропорциональны токам обмоток

статора и ротора:

′′=Ψ′

=Ψ

.),(),(

),(),( ;

yxrlryxlr

yxslsyxls

IL

IL

(2.76)

Здесь lsL – индуктивность рассеяния обмоток статора; lrL′ – индуктивность

рассеяния обмоток ротора.

С учетом принятых допущений нелинейность магнитной системы

асинхронной машины определяется зависимостью вектора основного

73

магнитного потока δψ& от суммарной намагничивающей силы всех обмоток,

обусловленной вектором токов намагничивания:

)( ),(),(),( yxryxsyxm IIMI ′+= , (2.77)

где

=

Λ

Λ

010

001M – матрица выделения намагничивающих составляющих

векторов токов АД.

Опираясь на положения, рассмотренные в работе Р. Т. Шрейнера [148],

можно провести гармоническую линеаризацию кривой намагничивания:

)()( ),(),(),(),( yxryxsT

yxmmyx IIMMIL ′+=Ψδ . (2.78)

Структурные схемы модели основного магнитного потока, основанные на

зависимости (2.78) приведены в работах В. В. Панкратова, Е. А. Зимы и

Р. Т. Шрейнера [92, 148]. Отсюда роторная составляющая тока намагничивания

определится соотношением

),(),(

),( yxsm

ухyxr I

LI −

Ψ=′

δ. (2.79)

В соответствии с (2.75) и (2.76) для векторов полных потокосцеплений

статора и ротора можно записать

′′+Ψ=Ψ′

+Ψ=Ψ

.

;

),(),(),(

),(),(),(

yxrlryxyxr

yxslsyxyxs

IL

IL

δ

δ (2.80)

Второе уравнение системы с учетом (2.79) примет вид

.),(),(

),(),(

),()(

yxslryxm

r

yxsm

yx

lrухх,уr

ILL

L

IL

L

′−Ψ′

=

=

−

Ψ′+Ψ=Ψ′

δ

δδ

(2.81)

Подставляя полученные соотношения в (2.73) и (2.74) и перегруппировав

слагаемые, получим уравнения векторно-матричных моделей для цепей статора

и ротора:

;),(),(1

),(1),(),(),(

yxδyxsls

yxδyxsyxssyxsls

DIωEL

DωUIRIEL

Ψ

Ψ

&

&

−−

−−+−= (2.82)

74

,)(

)(

),(),(),(1

),(1),(),(),(

yxsm

r

r

yxδ

r

r

yxselr

r

m

yxδeyxr

r

m

yxslryxδ

ILL

R

L

RDIωωEL

L

L

DωωUL

LIEL

′

′+

′

′−−′

′−

−−−′′

+′=

Ψ

ΨΨ &&

(2.83)

где

=

100

010

001

Λ

ΛΛΛ

Λ

Λ

E – единичная матрица, а напряжения ),( yxsV , ),( yxrV ′

определены соотношениями (2.71) и (2.72) соответственно.

Обратные преобразования переменных статора и ротора из системы

координат yx, в системы координат статора βα , и ротора qd , проводятся по

соотношениям

[ ]

[ ] .)(

;)(

),(),(

),(),(

yxrTT

qdr

yxsTT

s

ХAPХ

ХAPХ

′−=′

=

θϕ

ϕβα (2.84)

Дополняя (2.82) и (2.83) моделью электромагнитного момента

),(),(2

3yx

T

yxsnэм DIрM δΨ= (2.85)

и механического движения ротора

)(1

сэмr МM

Jdt

d−=

ω или )( сэм

ne МMJ

р

dt

d−=

ω (2.86)

получим векторно-матричную модель электропривода с асинхронизированным

вентильным двигателем как динамического объекта.

В выражении (2.86) J – это комбинированный момент инерции базового

двигателя и сопряженных с ним маховых масс нагрузки.

Структурная схема электропривода представлена на рис.2.15.

75

Рис 2.15. Структурная схема ЭП на базе МДП в векторно-матричной форме

Полученная структура содержит два «алгебраических кольца», что

приводит к необходимости замены идеального дифференцирования векторов

основного магнитного потока и тока статора на реальное [130] и в

практическом плане обусловливает высокую жесткость задачи численного

интегрирования. В случае моделирования динамических процессов в

электроприводе с использованием среды визуального моделирования

SIMULINK, являющейся частью пакета MATLAB, эта проблема решается

применением численных методов интегрирования дифференциальных

уравнений с фиксированным малым шагом.

При практической реализации системы управления необходимо

устанавливать фильтры – инерционные звенья – на входах регуляторов тока

статора и основного магнитного потока [36].

2.6. МАТЕМАТИЧЕСКАЯ МОДЕЛЬ ДВИГАТЕЛЯ

ДВОЙНОГО ПИТАНИЯ ПРИ ВЕКТОРНОМ УПРАВЛЕНИИ

С УЧЕТОМ ПОТЕРЬ В СТАЛИ И НАМАГНИЧИВАНИЯ

Разработанная в предыдущих разделах данной главы математическая

модель и построенная на ее основе система векторного управления

электроприводом на базе ДДП имела ряд допущений. Для более полного и

глубокого исследования электромеханических процессов, происходящих в

реальной машине, необходимо учитывать насыщение магнитного материала и

потери в стали статора базовой машины.

Как было отмечено ранее, нелинейность магнитной системы машины

определяется зависимостью вектора основного магнитного потока δψρ

от

суммарной намагничивающей силы всех ее обмоток, обусловленной вектором

тока намагничивания по соотношению (2.77).

Высшие пространственные гармоники, обусловленные

76

несинусоидальностью магнитного поля в воздушном зазоре машины двойного

питания, не участвуют в формировании составляющих вектора основного

магнитного потока [92]. Гармоническая линеаризация кривой намагничивания в

модели электромагнитных процессов проводится по соотношению (2.78). В

результате можно построить структурную схему модели основного магнитного

потока δψρ

(рис. 2.16) с учетом векторных принципов управления.

rxmxrxsx iiii ==+

2mxi

2myi

δδ ψ=ψ x

rxm iI =

0==+ myrysy iii

mxi

myi

δψ

0=ψδy0sin =ξm

КН

1cos =ξm

Рис.2.16. Структурная схема модели основного магнитного потока

На рис. 2.65 используются следующие обозначения: mymx ii , – проекции

тока намагничивания на оси системы координат yx, ; 0=mξ – мгновенная

электрическая фаза вектора тока намагничивания в системе координат yx,

(угол между вектором mIρ

и осью x ); КН – кривая намагничивания вида

)()( rsT

mm IIMMILρρρρ

+=Ψδ , для ДДП rxmiL=δψρ

.

Для оптимизации режимов работы привода следует изменять в широких

пределах магнитный поток. В связи с этим принципиально необходимо

учитывать нелинейность характеристики намагничивания базового АД. С этой

целью реальную характеристику намагничивания, задаваемую в табличной или

графической форме, требуется представить аппроксимирующей функцией.

Существует множество видов аппроксимации, среди которых самой

простой и распространенной является кусочно-линейная. Наибольшую

точность дает представление характеристики намагничивания степенным рядом

вида

∑−

=

=12

,3,...1

n

j

jrxj ikδψ , (2.87)

так как кривая намагничивания является нечетной функцией и

аппроксимирующий ряд содержит члены только с нечетными степенями.

Вектор коэффициентов [ ]njkk 1== определяют путем полиномиальной регрессии

по методу наименьших квадратов:

77

( ) [ ]mii

TTCCCk

1

1

=

−Ψ= δ ,

где m – число точек реальной кривой намагничивания, используемых при

аппроксимации; С – матрица размерности nm× , элементы которой

определяются по соотношению 12

,−

=j

rxji iC .

Для учета потерь в стали, использован метод, основанный на разделении

составляющих потерь на потери от гистерезиса и вихревых токов [29]. Это

позволяет описать потери в стали введением в динамическую модель двигателя

двух постоянных коэффициентов: коэффициента потерь от вихревых токов ecR

и коэффициента потерь от гистерезиса hK . Для конкретного типа двигателя их

определяют по значениям потерь (рассчитанным или определенным

экспериментально по известным методикам) в двух точках рабочего диапазона

частот в режиме холостого хода двигателя. Кроме этого, при разработке модели

были приняты следующие допущения:

– трехфазные обмотки статора и ротора АД симметричны;

– напряжение возбуждения (ротора) синусоидально;

– потери в стали ротора пренебрежимо малы относительно других видов

потерь;

– гистерезис стали не влияет на форму токов и потокосцеплений двигателя.

Уравнения, описывающие динамические процессы в АД с фазным ротором

с учетом потерь в стали и насыщения цепи намагничивания, запишем в

векторной форме в системе координат, вращающейся с синхронной частотой

cω :

++=

−++=

++=

,0

;)(

;

c

c

c

ecec

ecec

rer

rrr

ss

sss

jdt

dIR

jdt

dIRU

jdt

dIRU

ψωψ

ψωωψ

ψωψ

ρρ

ρ

ρρρρ

ρρ

ρρ

(2.88)

−=

×=

−++=

=

+=

+=+=

),(

);(2

3

;

;

;

;;

сэм

эм

МMJ

р

dt

d

IрM

KjIIII

IL

IL

ILIL

ne

sn

hecrsm

mm

ececec

rlrrsss

ω

ψ

ψψ

ψψ

ψψψψ

δ

δ

δ

δ

δσδσ

ρρ

ρρρρρ

ρρ

ρρρ

ρρρρρ

(2.89)

78

где ecIρ

, ecψρ

– векторы тока и потокосцепления эквивалентного контура,

учитывающего потери в стали от вихревых токов; ecL – индуктивность контура

потерь в стали от вихревых токов;

hKj

δΨρ

– составляющая, учитывающая потери

в стали от гистерезиса.

Схема замещения АД с фазным ротором с учетом потерь в стали статора

представлена на рис. 2.17.

sUρ

rUρ

sR sLδ rLδ rR

sIρ

rIρ

mL

mIρ

ecR

ecL

ecIρ

rej ψωρ

hh

k

jI δψ

=

ρρ

Рис. 2.17. Схема замещения асинхронного двигателя с фазным ротором

с учетом потерь в стали статора

На схеме замещения (см. рис. 2.17) h

Iρ

– составляющая тока, учитывающая

потери в стали от гистерезиса.

Как показано в [148], постоянная времени эквивалентного контура

вихревых токов намного меньше остальных электромагнитных постоянных

времени, что позволяет учесть влияние вихревых токов только одним активным

сопротивлением ecR . Считая 0=ecL и учитывая соотношения (2.89),

преобразуем систему уравнений (2.88) к следующему виду:

++=

=++++=

+−+++=

++++=

.

)(0

);)((

;

δδ

δδ

δσδ

σ

δσδ

σ

ψωψ

ψωψ

ψωωψ

ψωωψ

ρρ

ρ

ρρρρ

ρ

ρρρρ

ρρ

ρρρρ

ρρ

cecec

ececcec

ececec

rrecr

lrrrr

csscs

ssss

jdt

dIR

ILjdt

d

dt

IdLIR

ILjdt

d

dt

IdLIRU

jILjdt

d

dt

IdLIRU

(2.90)

Из третьего уравнения системы (2.90) можно вывести ЭДС

взаимоиндукции, а определив из системы (2.89) составляющую тока

намагничивания ecI , получим ЭДС взаимоиндукции в виде

79

δδδ ψωψ

ψ ρρρρρ

c

11j

Kj

LIIR

dt

d

hmrsec −

++−−−= . (2.91)

Приведем два первых уравнения системы (2.90) к форме Коши с учетом

выражения (2.91) и представим их в проекциях на оси ортогональной системы

координат y,x . Преобразовав полученные соотношения и записав их в

операторной форме, получим передаточные функции цепей ротора, основного

магнитного потока и статора:

+′=

+′=

+=

+=

+′=

+′=

ΨΨ

.1

1)(,

1

1)(

;1

1)(,

1

1)(

;1

1)(,

1

1)(

ss pTpW

pTpW

pTpW

pTpW

pTpW

pTpW

si

si

mm

ri

ri

yx

yx

ryrx

δδ (2.92)

где ecr

rr

RR

LT

+=′ σ ,

ecs

ss

RR

LT

+=′ σ

,

ec

mm

R

LT = – постоянные времени ротора,

статора и эквивалентного контура потерь в стали соответственно.

Поскольку при векторном управлении базовой машиной электропривода

выполняются условия 0=sxi , = 0yδψ , то передаточные функции в (2.92)

существенно упрощаются. На рис. 2.18 представлена структурная модель

двигателя двойного питания как объекта управления с учетом насыщения и

потерь в стали статора.

xδψ

mL

1

ecr

ec

RR

R

+ecR

1rxU

hK

1

ecR

1ryU

ecr

ec

RR

R

+

ecR

1 eω

rT ′

rT ′

2ω

1

1

+′ pTr

1

1

+′ pTr

mLrxi

ryi

1

1

+pTm mL

1xδψ

ecs

ec

RR

R

+ 1

1

+pTs

0=sxi

ecR

1xsU

rxi

sT

hK

1

1

1

+pTm

0=ψδy

cω

ecs

ec

RR

R

+

ecR

1syU

hK

1

ryi1

1

+pTs

syi

syisyi

mL

Рис. 2.18. Структурная схема с учетом насыщения и потерь в стали статора

Используя методы структурной линеаризации контуров регулирования и

компенсации влияния перекрестных связей, принципы подчиненного

регулирования при синтезе алгоритмов работы регуляторов, можно предложить

80

функциональную схему системы векторного управления машинно-вентильным

комплексом на базе ДДП (рис. 2.19).

sПЧ

p

1

AI

BI

CI

CДТ

2ω

rω

ДФН

РДТ

aI

bI

cI

23βα← ,y,x

23q,dy,x ←

φ

pПКП

упрrdU

упрrqU

упрrU

пp

1

BM

sxi

syi

δψ

ryi

rxi

rω

*rω

*

δψ

РБК

упрrxU

упрryU

*rxU упр

*ryU упр

эмМ

CПКПСБКrПЧ

p

1

упрsUупрαsU

упрβsU

ϕ

1ϕ=β

*sxU упр

2ω

*syU упр

упрsxU

упрsyU

cω

eω

Рис. 2.19. Функциональная схема системы ВУ

с учетом насыщения и потерь в стали статора

В наблюдателе состояния системы управления токи статора и ротора

преобразуются из трехфазной системы в двухфазную для перевода их в

синхронную систему координат ух, . Затем проводится аппроксимация

функции вида КН степенным рядом (2.87) и определяется значение модуля

основного магнитного потока, соответствующее суммарному значению токов

намагничивания.

Электромагнитный момент вычисляется в блоке ВМ по соотношению

(2.88). Для управления фазой тока статора необходимо непрерывно определять

значение угла опережения коммутации β , который задает угол сдвига фаз 1ϕ

между векторами тока и напряжения статора. При этом инвертор тока в ПЧs

работает в режиме искусственной коммутации тиристоров. Блок регуляторов

имеет в своем составе регуляторы скорости, момента, основного магнитного

потока и ортогональных составляющих токов статора и ротора. Алгоритм

работы регуляторов и преобразование координат описаны в статье «Векторное

управление электроприводом на базе асинхронизированного вентильного

двигателя» [129].

В блок параметров базовой машины вводятся значения активных

сопротивлений обмоток статора sR и ротора rR , индуктивностей рассеяния

sLσ и rLσ и коэффициентов потерь от вихревых токов ecR и от гистерезиса

hK . Как было показано в статье А. Б. Виноградова [29], при векторном

81

управлении АД с малыми значениями частоты тока ротора ( Гц)52 <ω и

ограничением перегрузочной способности преобразователя по току на уровне

нmax 2 sII ≤ , параметры rsr L,L,R σσ можно принять постоянными. Если в

рабочих режимах электропривода частота тока ротора и амплитуда тока статора

выходят за пределы установленных выше ограничений, то для адекватного

описания динамических процессов в системе уравнений необходимо принять во

внимание их статические зависимости ),I(L),I(L),(R srssr σσω2 )(L r 2ωσ ,

полученные на уточненной модели асинхронного двигателя с учетом его

конструкции.

Суммарные потери в стали определяются соотношением

mhechecc

R

mE

fK

mE

R

mEPPP

222

2

δδδ

π=+=+= , (2.93)

где chec P,P,P – потери в стали от вихревых токов, от гистерезиса и суммарные;

m – число фаз АД; mR – активное сопротивление цепи намагничивания

эквивалентной Т–образной схемы замещения АД; f – частота, на которой

проводилась оценка mR ; δE – ЭДС взаимоиндукции, определяемая по формуле

(2.91) [29].

Наиболее существенной является составляющая ЭДС δΨωcj , т. е. потери

в стали пропорциональны квадрату потокосцепления взаимоиндукции и

квадрату синхронной частоты.

Нами [96] предложен способ управления электроприводом на базе

двигателя двойного питания, при котором снижение потерь в стали

осуществляется переходом на встречное вращение магнитного поля и ротора и

поддержанием равенства частот токов в обмотках статора и ротора, равных

половине значения частоты вращения ротора: 2

2r

сω

ωω == .

В заключение необходимо отметить, что для описания электромагнитных

процессов в АД правомерно использование, введенного в теории электрических

машин, понятия взаимной индуктивности двигателя, являющейся функцией

тока намагничивания. Для обеспечения энергооптимального режима работы

привода необходимо учитывать нелинейность характеристики намагничивания

базового АД, при этом учет потерь в стали позволяет провести более полный

анализ энергетических характеристик привода, а управление частотой тока

ротора (частотой возбуждения) дает возможность снизить потери в стали,

увеличив тем самым КПД привода.

82

Глава 3

СИНТЕЗ СИСТЕМЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ

И ИМИТАЦИОННАЯ МОДЕЛЬ

АСИНХРОНИЗИРОВАННОГО ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ

ПРИ ВЕКТОРНОМ УПРАВЛЕНИИ

Теория регулируемого электропривода постоянно развивается вместе с

совершенствованием конструктивных решений. Особенно интенсивное

развитие она получила в последнее время благодаря усовершенствованию

традиционных и созданию новых силовых управляемых полупроводниковых

приборов, интегральных схем, развитию цифровых информационных

технологий и разработке разнообразных систем микропроцессорного

управления.

Современные компьютерные технологии, в основе которых лежат

прикладные пакеты, позволяют более глубоко изучать вопросы, связанные с

проектированием полупроводникового электропривода [30, 31, 32, 33, 34, 40,

99, 141, 142, 152]. В первую очередь следует отметить пакет MATLAB с широко

развитыми дополнениями (Toolboxes), из которых Toolbox SIMULINK наиболее

приспособлен для анализа и синтеза различных систем. SIMULINK

предоставляет самые различные возможности, начиная от структурного

(математического) представления системы и заканчивая генерированием кодов

для программирования микропроцессоров в соответствии со структурной

схемой модели.

В настоящее время специально для решения задач проектирования

электронных блоков систем электропривода также разработано значительное

количество прикладных компьютерных пакетов. Хорошо зарекомендовали себя

те из них, основой для которых послужил пакет Pspice. К ним относятся

ОrСАD9, Rea1ise, DesighnLab, Worbench, Circuit Marker и др. Для изучения и

анализа несложных схем весьма удобен пакет Workbench, который по существу

является собой виртуальной лабораторией. Пакет ОrСАD9 предоставляет

возможности анализа, синтеза, расчета и конструирования электронных схем и

обладает к тому же очень обширной библиотекой электронных компонентов

(более 200 тыс.). Он позволяет проводить самый глубокий анализ электронных

блоков, осуществлять проектирование печатных плат для разработанной и

исследованной электронной схемы, создавать управляющие файлы для

фотоплоттеров. Дополненный специальными пакетами (PLSyn, Max+plusII,

XACTStep), OrCAD позволяет синтезировать программируемые логические

интегральные схемы ПЛИС типа Altera, Xilinx и др.

83

Отдельно следует сказать о прикладной системе «Элтран», которая широко

используется на кафедре промышленной электроники Мордовского

государственного университета и предназначена преимущественно для

моделирования статических вентильных преобразователей [136]. Несмотря на

все свои достоинства, пакет «Элтран» имеет довольно сложный входной язык

описания моделей, а размер их ограничен. Новая версия пакета находится

только на стадии разработки и далека от завершения.

Заканчивая беглый обзор современных компьютерных технологий, следует

упомянуть еще об одной возможности решения проблем проектирования.

Схема управления инвертором может быть реализована на микропроцессоре. В

данном случае интерес представляет Toolbox пакета MATLAB – Real Time

Workshop.

Одной из основных проблем при исследовании полупроводникового

электропривода является проблема декомпозиции. Дело в том, что различные

процессы в системе имеют разные масштабы времени. Например, длительность

переходных процессов в электромеханической части системы составляет

единицы – десятки секунд, а электромагнитные переходные процессы при

переключении силовых транзисторов длятся микросекунды. Разница в данном

случае составляет девять порядков. В настоящее время нет прикладных

пакетов, которые позволили бы исследовать систему с одновременным учетом

тех и других переходных процессов. Решение этой важной проблемы

базируется на разделении (декомпозиции) системы в пространстве и во времени

с обоснованным выбором на каждом шаге определенной модели, а иногда и

отдельного прикладного пакета.

Задачи проектирования полупроводникового электропривода с

достаточной точностью решаются в пакетах MATLAB, SIMULINK [30].

SIMULINK имеет в своем составе решатель дифференциальных уравнений,

построенный в виде программного цифрового интегратора. Пользователь

может выбрать один из методов решения уравнений – Рунге–Кутта, Эйлера или

Адамса. Эти методы реализованы в виде рекуррентных формул, в которых

очередной шаг решения осуществляется с использованием данных, полученных

в одном или нескольких предшествующих шагах. Можно задавать способ

изменения модельного времени (с постоянным или переменным шагом), а

также условия окончания моделирования. Ценность SIMULINK заключается и в

обширной, открытой для изучения и модификации библиотеке компонентов.

Она включает источники сигналов с практически любыми временными

зависимостями, масштабирующие линейные и нелинейные преобразователи с

разнообразными формами передаточных характеристик, квантующее

устройство, интегрирующие и дифференцирующие блоки и т. д. Таким

образом, выбор пакета SIMULINK программной среды MATLAB полностью

удовлетворяет требуемым задачам моделирования регулируемого

электропривода.

3.1. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ БАЗОВОЙ МАШИНЫ

84

Прежде чем синтезировать систему автоматического регулирования

координат электропривода и построить его имитационную модель в MATLAB

SIMULINK, необходимо рассчитать параметры базовой машины. За основу

взята методика, приведенная в работе А. А. Суптеля [125]. В качестве базовой

машины выбран асинхронный двигатель с фазным ротором промышленной

серии 4АК250SB4У3 мощностью 55 кВт.

Технические данные двигателя 4АК250SB4У3 [3]:

– номинальная мощность нP2 – 55 кВт;

– номинальное фазное напряжение sнU – 220 В;

– номинальное скольжение нs – 0,023;

– критическое скольжение ks – 0,196;

– синхронная скорость вращения cn – 1500 мин-1

;

– коэффициент полезного действия η – 0,905;

– коэффициент мощности ϕcos – 0,9;

– число пар полюсов пp – 2.

Параметры упрощенной Г-образной схемы замещения в относительных

единицах:

– главное индуктивное сопротивление mx – 3,3;

– активное сопротивление статора sr ′ – 0,017;

– индуктивное сопротивление рассеяния статора sx′ – 0,061;

– приведенное к обмотке статора активное сопротивление ротора rr ′′ –

0,025;

– приведенное к обмотке статора индуктивное сопротивление рассеяния

ротора rx ′′ – 0,073.

Вычислим номинальный фазный ток статора:

102,31cos3

2 ==ϕηsн

нsн

U

PI А. (3.1)

Рассчитаем параметры Т-образной схемы замещения в относительных

единицах:

– индуктивное сопротивление статора 0,0599

4

2

2=

′++

′=

msmm

msls

xxxx

xxx ;

– коэффициент индуктивности 1,0182=′

=ls

ss

x

xc ;

85

– активное сопротивление статора 0,0167=′

=s

ss

c

rr ;

– приведенное активное сопротивление ротора 0,02412

=′′

=′

s

rr

c

rr ;

– приведенное индуктивное сопротивление ротора 0,07042

=′′

=′

s

rlr

c

xx .

Вычислим базовое сопротивление:

2,1503==sn

snb

I

Uz Ом.

Рассчитаем параметры Т-образной схемы замещения в абсолютных

единицах:

– индуктивное сопротивление статора 0,1288=′= blsls zxX Ом;

– активное сопротивление статора 0,0359== bss zrR Ом; (3.2)

– индуктивное сопротивление ротора 0,1514=′= blrlr zxX Ом;

– активное сопротивление ротора 0,0519=′= brr zrR Ом; (3.3)

– главное индуктивное сопротивление 7,0959== bmm zxX Ом.

Вычислим параметры структурной схемы:

– синхронная угловая скорость поля статора 31430

== nc

c pnπ

ω с-1

;

– индуктивное сопротивление статора 7,2248=+= mlss XXX Ом;

– индуктивное сопротивление ротора 7,2473=+= mlrr XXX Ом;

– индуктивность рассеяния статора 0,0004==c

lsls

XL

ω Гн; (3.4)

86

– индуктивность рассеяния ротора 0,0005==c

lrlr

XL

ω Гн; (3.5)

– взаимная индуктивность рассеяния 0,0226==c

mm

XL

ω Гн; (3.6)

– индуктивность статора 0,0230=+= lsms LLL Гн; (3.7)

– индуктивность ротора 0,0231=+= lrmr LLL Гн; (3.8)

– постоянная времени рассеяния статора 0,0114==s

lsls

R

LT с;

– постоянная времени статора 0,6409==s

ss

R

LT с; (3.9)

– постоянная времени рассеяния ротора 0,0093==r

lrlr

R

LT с;

– постоянная времени ротора 0,4451==r

rr

R

LT с; (3.10)

Рассчитаем амплитудные значения переменных:

– напряжение статора 311,1272 == sнs UU В;

– ток статора 144,6912 == sнs II А;

– ток индуктивности ( )

( )43,0784

222

22

=

++

+=

nmlrr

nlrrsm

sXXR

sXRII А;

– основной магнитный поток 0,9735== mmmн ILψ Вб; (3.11)

Коэффициент электромагнитного момента при mнψ

17215,62

32

==r

cmnm

Rpk

ωψ Н·м;

Номинальный электромагнитный момент при mнψ

87

395,958== нmн skM Н·м. (3.12)

Вычисленные по формулам (3.1) – (3.12) номинальные значения

переменных используются для расчета коэффициентов синтезированных

регуляторов ЭП с АВД и настройки параметров асинхронного двигателя с

фазным ротором в имитационной модели.

3.2. СИНТЕЗ РЕГУЛЯТОРОВ ДЛЯ АСИНХРОНИЗИРОВАННОГО

ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ

Современный технологический процесс предъявляет высокие требования к

качеству выполняемых операций и требует регулирования положения, скорости

или ускорения движения, ограничения усилий исполнительного механизма.

Кроме того, при работе самого ЭП возникает необходимость в ограничении

тепловых, коммутационных и механических нагрузок его элементов. Для

решения этих задач требуется регулировать координаты (переменные) ЭП –

скорость, момент (ток), положение вала двигателя. Это можно делать в

разомкнутых системах электропривода с помощью формирования

искусственных механических характеристик. Способы регулирования

координат в разомкнутых системах достаточно просты, но точность

регулирования ограничена. Требования высокой точности и большого

диапазона регулирования, высокого быстродействия и экономичности

обусловливают применение замкнутых систем.

Известны два способа автоматического регулирования координат [54, 137]:

1) регулирование по отклонению координаты от заданного значения с

помощью отрицательной обратной связи по регулируемой величине;

2) регулирование по возмущению, где с помощью положительной

обратной связи компенсируется влияние возмущения на регулируемую

величину.

В электроприводе применяется в основном регулирование по отклонению

[124], поскольку при этом можно обеспечить требуемую точность независимо

от характера возмущения. Находит также применение и комбинированное

регулирование, в котором сочетается регулирование по отклонению с

регулированием по возмущению.

В общем случае при регулировании нескольких координат замкнутая

система ЭП строится по одной из трех структур:

1) структуре с суммирующим усилителем;

2) структуре независимого регулирования координат;

3) структуре подчиненного регулирования координат.

Из перечисленных замкнутых способов построения преимущественное

распространение получили системы с подчиненным регулированием, которые

позволяют производить настройку (оптимизацию) каждого внутреннего

контура независимо от настройки внешнего, а также просто осуществлять

ограничение координат путем ограничения выходного сигнала предыдущего

88

контура.

Обобщением метода последовательной коррекции применительно к

системам ЭП, у которых структурная модель представляется последовательным

соединением инерционных и интегрирующих звеньев, является метод

последовательной коррекции с подчиненным регулированием координат. Этот

метод, разработанный фирмой Siemens в конце 50-х годов XX века,

предназначался первоначально в основном для синтеза систем управления

автоматизированными электроприводами [97].

Объект управления имеет передаточную функцию вида

∏= +

=m

i i

i

pT

ksW

10

,1

)( (3.13)

где ik , iT – параметры i-го звена структурной модели.

Постоянные времени iT объекта управления можно условно разделить на

две группы – большие и малые. Звенья структуры, которым отвечают большие

постоянные времени, определяют основную динамику переходных процессов в

системе, ее быстродействие.

Основная идея метода коррекции состоит в последовательном включении

регуляторов для компенсации «больших» постоянных времени, что позволит

исключить их из модели объекта. Для устранения статической ошибки и

придания системе астатических свойств в прямой контур регулирования вводят

интегрирующее звено и обеспечивают коэффициент передачи, равный единице.

Система приобретает свойство точного воспроизведения и достаточно

большого быстродействия в силу малости оставшихся нескомпенсированных

постоянных времени.

Идея компенсации «больших» постоянных времени одним регулятором

оказывается нереализуемой при наличии y объекта более двух таких

постоянных, поскольку уже при компенсации двух постоянных времени

объекта с использованием ПИД-регулятора резко снижается

помехозащищенность системы. Для реализации идеи используют структуру

многоконтурного регулирования с вложенными – подчиненными контурами

(рис. 3.1), при этом в каждом внутреннем контуре регулятор компенсирует не

более двух постоянных времени. Настройку регуляторов такой системы

выполняют независимо в каждом контуре.

)(1 sWр )(1 sWо)(2 sWр )(2 sWо)(sW рn )(sWоn

Рис. 3.1. Многоконтурная система с подчиненным регулированием

Известны два способа оптимальной настройки регулятора контура:

89

настройка на так называемый технический ТО и симметричный оптимум СО.

Выбор способа настройки регуляторов системы зависит от структуры объекта и

требуемого качества переходных процессов в системе.

При настройке системы на технический оптимум в качестве критерия

выдвигается требование – модуль частотной характеристики замкнутого

контура должен быть близок к единице на возможно большем интервале

частот. Это требование по существу есть условие воспроизведения входного

сигнала. Передаточная функция принимает вид

)()(

21

2

0

2

aрaрa

asH

++= .

Для того чтобы модуль частотной характеристики при малых ω был

близок к единице, достаточно, чтобы выполнялись условия «оптимальной»

настройки:

20

2

12 aaa = , (3.14)

Переходная характеристика системы, настроенной на технические

оптимум, имеет следующие параметры:

– перерегулирование δ = 4,3 %;

– время первого согласования 1t = 4,71θ ;

– время переходного процесса pt = 8,4θ ;

где ∑= iTθ – сумма малых постоянных времени.

В случае настройки замкнутой системы на симметричный оптимум его

логарифмическая амплитудная частотная характеристика приобретает вид,

симметричный относительно частоты среза и максимум запаса устойчивости по

фазе приходится на окрестность частоты среза. Передаточная функция

замкнутого контура такой системы принимают вид

.)(

)(

32

2

1

3

0

23

aрaрaрa

рaasH

+++

+=

Условие «оптимальной» настройки при этом

=

=

.2

;2

31

2

2

20

2

1

aaa

aaa (3.15)

Переходная характеристика системы, настроенной на симметричный

оптимум, имеет следующие параметры:

– перерегулирование δ = 43 %;

– время первого согласования 1t = 3,1θ ;

– время переходного процесса pt = 16,5θ .

90

Переходные характеристики замкнутых систем, настроенных на

технический (кривая «б») и симметричный оптимум (кривая «а»), показаны на

рис. 3.2.

θt

( )θ

th

Рис. 3.2. Переходные характеристики

для технического и симметричного оптимумов

Для переходного процесса системы, настроенной на симметричный

оптимум, характерно значительное перерегулирование, которое может быть

снижено, если вне замкнутого контура последовательно поставить

сглаживающий фильтр низких частот:

14

1

+=

р(p)Wф

θ. (3.16)

Переходный процесс такой системы, представленный на рис. 3.2 (кривая

«в») характеризуют следующие параметры:

– перерегулирование δ = 8,1 %;

– время первого согласования 1t = 7,6θ ;

– время переходного процесса pt = 13,3θ .

Выполним настройку контуров регулирования системы векторного

управления ПЧ с АВД. Процесс пуска и разгона электропривода на базе АВД

проходит иначе, чем приводов с асинхронными двигателями. АВД имеет два

канала управления, и синтез системы регулирования будем производить,

исходя из того, что по цепи возбуждения со стороны ротора в статоре

наводится ЭДС, необходимая для синхронизации ИТ. Регулированием rU

поддерживаем номинальную величину const=δψ . Канал регулирования

скорости может находиться и в цепи статора, как в частотно-регулируемом

91

приводе на базе асинхронного двигателя.

Расчет и анализ переходных процессов упрощаются, если двигатель

рассматривать, как предложено в учебном пособии А. А. Суптеля [125], в виде

отдельного элемента с помощью функциональных и структурных схем.

Используя полученные передаточные функции (2.42, 2.43) и уравнения

контуров, можно построить структурную схему АВД при векторном частотно-

токовом управлении с прямой ориентацией по вектору основного магнитного

потока и фиксированной частоте возбуждения const2 =f (рис. 3.3).

eω

rKryU

эквsR

1

pT эквls+1

1 syi

эквsR

1

pT эквls+1

1 0=sxi

lsL1ω

rK lrL

rT

1

sxU

syi

r

m

R

L

1

1

+pTr

δδ ψψ =x

rR lrL

xδψ

syU

2ω 2ω

rxU

Рис. 3.3. Структурная схема АВД

Здесь осуществляется управление следующими переменными -

constx == δδ ψψρ

, 0=sxi , syi .

Если не учитывать взаимные связи между контурами, то статор и ротор

АВД представляют собой инерционные звенья с постоянными времени ls

T экв и

rT , которые и определяют характер динамических процессов в приводе. Таким

образом, асинхронизированный вентильный двигатель – это сложная

нелинейная система автоматического регулирования. Для компенсации влияния

постоянных времени ls

T экв и rT в переходных режимах необходимо

использовать регуляторы основного магнитного потока, тока, момента и

скорости в замкнутой системе регулирования.

Канал управления в цепи возбуждения (контур потока КП) является

одноконтурным и включает преобразователь частоты, цепь отрицательной

обратной связи по основному магнитному потоку и регулятор потока РП для

поддержания его номинального значения.

Канал управления в цепи статора содержит три контура регулирования:

92

тока КТ, момента КМ и скорости КС. КТ включает в себя ПЧ, цепь

отрицательной обратной связи по току и регулятор тока РТ. КМ включает в

себя замкнутый КТ, цепь отрицательной обратной связи по моменту и

регулятор момента РМ. КС включает в себя замкнутый КМ, цепь

отрицательной обратной связи по скорости двигателя и регулятор скорости РС.

Учитывая следующие допущения: напряжение возбуждения (ротора)

синусоидально; ток статарной цепи двигателя непрерывный; регулировочная

характеристика ПЧ линейна; момент инерции, приведенный к валу двигателя,

постоянный; инерционность цепей обратной связи по потоку, току, моменту и

скорости не учитывается ввиду ее малости, можно предложить следующую

структурную схему регулирования ЭП с АВД (рис. 3.4):

1+рT

k

п

п)(sWРП *

1

urK 1

/

+pT

RL

r

rm

опk

xδψ

*rxU упрrU rU

задsyi

1+pT

k

п

п)( pWРТy *

1

usK 1

/1

+pT

R

эквls

эквs

отk*упрsyU упрsyU

sI syi

)( pWРМ пp2

3

омk

сM

задэмM

эмM

БД

)( pWРCзадrω

pJ

1

оck

rω

δψ x

xδψ

задxδψ

Рис. 3.4. Линеаризованная структурная схема АВД

Оптимизацию контуров системы подчиненного регулирования (см. рис.

3.4) выполним по условию технического ТО и симметричного СО оптимума.

Сначала рассмотрит цепь ротора, затем цепь статора.

В одноконтурной цепи возбуждения необходимо компенсировать

большую постоянную времени ротора rT , при этом некомпенсируемая

постоянная времени будет определяться инерционностью вентильного

преобразователя µµ TTT пП == . То есть объект регулирования представляется

последовательно соединенными инерционными звеньями, одно из которых

имеет постоянную времени, существенно большую всех остальных. Тогда

задачу синтеза решает использование ПИ-регулятора, который позволяет

выполнить настройку замкнутого контура на ТО.

Разомкнутый контур системы имеет передаточную функцию

.)1(

)/(

)1(

)1()()(

*

+

+

+=

рT

KRL

рT

k

рТ

рТkрWрW

r

urm

n

п

РП

РПРПКПРП

r

Примем rРП TT = и, воспользовавшись условиями настройки (3.14) контура

на ТО, определим коэффициент ПИ-регулятора потока.

93

moппП

urr

РПLkkT

KRTk

r

µ2

*

= ,

РП

rРП

k

TТ = . (3.17)

После компенсации передаточная функция замкнутого контура принимает

«стандартный» вид. Полученная система не имеет статической ошибки по

управлению независимо от ее параметров, что определено типом регулятора.

Канал управления в статорной цепи состоит из трех контуров

регулирования. В соответствии с принципами подчиненного регулирования

синтез начинается с внутреннего КТ. Для него, так же как и для КП,

выполняется настройка на ТО с целью компенсации большой постоянной

времени статора sT при условии µµ TTT пТ == . В результате получаем ПИ-

регулятор со следующими коэффициентами:

oтпТ

uэквэквls

РТykkT

KRTk s

µ2

*

s= ,

РТ

эквls

РТyk

TТ = . (3.18)

Контур регулирования тока является внутренним по отношению к контуру

регулирования момента. При дальнейшем синтезе передаточная функция

замкнутого контура тока с достаточной степенью точности (ввиду малости

некомпенсируемой постоянной времени ТTµ ) аппроксимируется выражением:

12

/1

1)1(2

/1)(

+≈

++=

рT

k

рTрT

kрW

Т

от

ТТ

oтРТ

µµµ

. (3.19)

Разомкнутый контур системы имеет передаточную функцию:

.2

3

1

/1)()()(

ПМ

oтРМКМРМ

ррT

kрWрWрW

+=

µ

В результате объект регулирования представляется инерционным звеном с

малой постоянной времени и задача синтеза решается применением И-

регулятора. Некомпенсируемая постоянная времени КМ будет определяться

как ТМ TT µµ 2= , тогда разомкнутый контур примет вид:

.2

3

12

/11)()(

ПТ

oт

РМ

КМРМррT

k

рТрWрW

+

=

µ

Воспользовавшись условиями настройки (3.14) контура на ТО, определим

коэффициент И-регулятора момента:

94

oт

ТпoмРМ

k

TpkТ

µ6= . (3.20)

Наличие интегральной составляющей в КМ позволит компенсировать

статическую ошибку, возникающую при изменении момента сопротивления на

валу двигателя.

В свою очередь контур регулирования момента является внутренним по

отношению к контуру регулирования скорости. Здесь также ввиду малости

некомпенсируемой постоянной времени МTµ передаточная функция с

достаточной степенью точности аппроксимируется выражением (3.19), а

некомпенсируемая постоянная времени ТМC TTT µµµ 42 == .

Разомкнутый контур системы имеет передаточную функцию:

.рJрT

/kрWрWрW

µТ

oмРCКCРC

+=

1

14

1)()()(

В результате объект регулирования представляется в виде последовательно

соединенных звеньев – инерционного, с малой постоянной времени, и звена

интегрирования, с большой постоянной времени J . Для КС настройка

выполняется на СО с целью поддержания скорости на заданном уровне.

Использовав ПИ-регулятор, получим следующую передаточную функцию

разомкнутого контура:

.рJрT

/k

рТ

рТkрWрW

µТ

oм

РC

РCРCКCРC

+

+=

1

14

1)1()()(

Воспользовавшись условиями настройки (3.15) контура на СО, определим

коэффициент ПИ-регулятора скорости:

;8 Тoc

oмРС

Tk

Jkk

µ

= .16 ТРС TТ µ= (3.21)

Настройка КС на СО позволяет компенсировать статическую ошибку,

возникающую при изменении момента сопротивления на валу двигателя и тем

самым поддерживать заданную скорость.

Настроенному на симметричный оптимум КС присуще значительное

перерегулирование, для снижения которого необходимо последовательно

поставить фильтр рассчитанный по (3.16) с учетом CTµθ = :

95

14

1

+=

рT(p)W

Cф

µ. (3.22)

При реализации принципа векторного управления необходимо обеспечить

const=xδψ , что даст возможность управлять электромагнитным моментом

изменением проекции тока статора syi на продольную ось системы координат

y,x . В тоже время для обеспечения постоянства магнитного потока

необходимо обеспечить управление проекцией тока статора sxi на поперечную

ось координат таким образом, чтобы при любых изменениях поперечной

составляющей тока ротора rxi основной магнитный поток constx == δδ ψψρ

.

Вследствие имеющихся перекрестных связей изменение проекции тока статора

sxi оказывает влияние на продольную составляющую syi , которая определяет

электромагнитный момент. Поэтому в системе векторного управления

необходимо обеспечить режим работы контура регулирования тока статора,

при котором 0=sxi . Для этого в систему управления включен регулятор

составляющей 0=sxi . Изменение проекции тока осуществляется путем

регулирования угла β открывания тиристоров в ИТ статора, его структурная

схема приведена на рис. 3.5.

1+рT

k

п

п)( pWРТx *

1

usK 1

/1

+рT

R

эквls

эквs

оуk

*упрβ β

sxi

0=задsxi

упрβ

Рис. 3.5. Схема регулирования составляющей 0=sxi

Синтез передаточной функции регулятора будет аналогичен составляющей

тока статора syi при условии задания нулевого значения на входе.

На основании синтезированной в данном пункте структуры подчиненного

регулирования выполним расчет параметров регуляторов и построим

имитационную модель системы управления ЭП с АВД при векторном

управлении.

3.3. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ РЕГУЛЯТОРОВ

Расчет параметров синтезированных регуляторов по формулам (3.17) –

(3.22) выполним для выбранного в разделе 3.1 двигателя с фазным ротором

4АК250SB4У3 номинальной мощностью 55 кВт.

Для дальнейших расчетов необходимы полученные в (3.2) – (3.10)

значения, на базе которых вычисляются:

96

– коэффициент электромагнитной связи ротора 97910,L

LK

r

mr == ;

– индуктивность рассеяния статора с учетом индуктивности рассеяния

ротора – 0009,0=+=lslrrэквls

LLKL Гн;

– активное сопротивление обмоток статора с учетом сопротивления ротора

0867,0=+=rrsэквs

RKRR Ом;

– эквивалентная постоянная времени рассеяния статора

0102,0==эквs

эквls

эквls

R

LT с.

Примем значение махового момента инерции ротора 1,0=J кг·м2 [70].

Преобразователи, используемые в системе управления [109], являются

апериодическими звеньями, передаточные функции которых

1)p(

+=

pT

kW

П

ПП ,

где maxз

нП

U

Uk = – коэффициент управляемого преобразователя, который

определяется выбранной точкой линеаризации; )008,0...01,0(=ПT с –

постоянная времени системы управления преобразователем. Линейный участок

усилителя, равный ±10 В, обеспечивает подачу в статор двигателя 220 В, в

действительности же необходим запас по напряжению для обеспечения

форсировки в системе регулирования. Поэтому рабочей точке должно

соответствовать меньшее напряжение, примем его равным ±5 В и

445

220==Пk . Некомпенсируемую постоянную времени преобразователя Тп

примем равной 0,003 с. В результате получаем следующую передаточную

функцию для преобразователя:

1003,0

44)(

+=

ppWП . (3.23)

Величины коэффициентов усиления датчиков потока, тока, момента и

скорости определяются соответствующими выражениями:

,13615max

==н

зоп

Uk

ψ, (3.24)

0,0195max

==н

зот

I

Uk

λ, (3.25)

0,0126max

==н

зом

М

Uk , (3.26)

0,0159max

==н

зос

Uk

ω. (3.27)

В выражении (3.25) примем 5,2=λ - перегрузочная способность

97

двигателя. Коэффициенты передачи *

suK и *ur

K примем равными 1.

В результате получаем следующие значения регуляторов, вычисленные по

соотношениям (3.17) – (3.21) соответственно:

– 7532,02

*

==moппП

urr

РПLkkT

KRTk

r

µ, 5909,0==

РП

rРП

k

TТ ; (3.28)

– 1710,02

*

==oтпТ

uэквsэквls

РТykkT

KRTk

s

µ, 0595,0==

РТ

эквls

РТyk

TТ ; (3.29)

– 0233,06

==oт

ТпoмРМ

k

TpkТ

µ; (3.30)

– 0422,338

==Тoc

oмРС

Tk

Jkk

µ, 0480,016 == ТРС TТ µ . (3.31)

Фильтр в контуре скорости, настроенный на симметричный оптимум,

будет определяться выражением (3.22) и примет значение:

1048,0

1

+=

р(p)Wф . (3.32)

С целью упрощения и гибкости выполнения расчетов была написана

программа для расчета параметров системы регулирования при векторном

управлении электроприводом на базе асинхронизированного вентильного

двигателя [101]. Она предназначена для расчета параметров базового двигателя

(сопротивления, индуктивности и т. д.) по известным из справочника

техническим данным на основе Г-образной схемы замещения, а также

коэффициентов системы векторного управления для ЭП с

асинхронизированным вентильным двигателем. Она позволяет хранить в базе

данных значения параметров для различных двигателей и осуществлять их

быстрое и наглядное изменение в соответствии с техническими требованиями.

Результатом выполнения программы являются рассчитанные значения

параметров двигателя и коэффициентов регуляторов потока (цепь ротора), тока,

момента и скорости (цепь статора) для системы векторного управления.

Главная форма программы состоит из двух закладок: «Выбор двигателя»

(рис. 3.6) и «Параметры двигателя» (рис. 3.7).

98

Рис. 3.6. Закладка «Выбора двигателя»

Закладка «Выбор двигателя» предназначена для внесения и хранения в

базе данных технических характеристик, а также выбора (кнопка «загрузить»)

из нее для расчетов требуемого двигателя.

Закладка «Параметры двигателя» предназначена для расчета (кнопка

«рассчитать») коэффициентов регуляторов для системы векторного управления

асинхронизированным вентильным двигателем и параметров двигателя по его

техническим характеристикам : потока (цепь ротора), тока, момента и скорости

(цепь статора).

99

Рис. 3.7. Закладка «Параметры двигателя»

Вычисленные коэффициенты регуляторов для выбранного асинхронного

двигателя с фазным ротором позволяют провести имитационное

моделирование системы управления им, которое представлено в следующем

пункте.

3.4. МОДЕЛИРОВАНИЕ СИСТЕМЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ

ЭЛЕКТРОПРИВОДА С АСИНХРОНИЗИРОВАННЫМ

ВЕНТИЛЬНЫМ ДВИГАТЕЛЕМ

По синтезированной структурной схеме электропривода и рассчитанным

значениям регуляторов можно построить имитационную модель системы

векторного управления АВД в среде программирования MATLAB (Toolbox-

SIMULINK). Функциональная схема модели приведена на рис. 3.8.

100

Рис. 3.8. Функциональная схема с подчиненным регулированием управляемых переменных

ЭП в MATLAB

Первоначально происходит процесс насыщения по цепи ротора КП до

достижения номинального значения основного магнитного потока δψ. Затем

происходит пуск цепи статора при условии постоянства основного магнитного

потока const=δψ , что позволяет использовать ЭП при тяжелых условиях

пуска. Последовательное включение цепей ЭП в модели обеспечивает

функциональный блок SYNC, который только по прошествии заданного

времени передает текущее значение основного магнитного потока в статор, в

противном случае оно равно единице (рис. 3.9).

Рис. 3.9. Функциональный блок SYNC

Таким образом, исключается возможное деление на ноль в цепи статора

(блок деления) при пуске цепи возбуждения. Результаты моделирования

переходных процессов (сверху вниз) потока, тока, момента и скорости при

разгоне двигателя до нω3

1 и набросе нагрузки до нМ

2

1 представлены на рис.

3.10.

101

Рис. 3.10. Переходные процессы при пуске ЭП с АВД

Для одноконтурной цепи возбуждения КП был синтезирован ПИ-

регулятор для компенсации большой постоянной времени ротора r

T , что

отразилось в виде малого времени переходного процесса равного постоянной

времени преобразователя АИН µµ TTT ПП == .

Внутренним в цепи статора является контур регулирования тока, для

которого аналогично, так же, как и для КП, был синтезирован ПИ-регулятор с

малой постоянной времени силового преобразователя АИТ равной

µµ TTT пТ == . На рис. 3.10 видно, что при набросе нагрузки (0,7 с) значение тока

изменяется, т. е. возникает статическая ошибка, что определяется результатом

настройки регулятора на ТО.

В контуре регулирования момента был использован И-регулятор, который

позволил принять малую постоянную времени равной ТМ TT µµ 2= и

компенсировать за счет интегральной составляющей, статическую ошибку,

возникающую при изменении нагрузки на валу двигателя, тем самым

поддерживать его на заданном (номинальном) уровне.

Контур регулирования скорости настроен на СО (ПИ-регулятор) для

устранения статической ошибки, возникающей при набросе нагрузки и

поддержания заданного значения скорости.

Из осциллограмм (см. рис. 3.10) также видно, что вследствие отсутствия

блоков, ограничивающих выходные сигналы, амплитудные значения во много

раз превышают предельно допустимые (номинальные). Для ограничения

δψ

sI

эмM

cω

102

максимальных значений используется блок Saturation, при этом процессы в

модели приближаются к процессам в реальных системах. Однако для большего

соответствия следует учитывать ограничения не только в регуляторах, но и в

преобразователях. Переходные процессы с ограничением значений при пуске

ПЧ с АВД представлены на рис. 3.11.

Ограничение выходного сигнала с регулятора момента привело к

увеличению длительности переходных процессов в цепи статора и,

соответственно, уменьшению быстродействия системы регулирования.

Рис. 3.11. Переходные процессы с ограничением значений

Ограничение тока и момента двигателя при пусках и торможениях в

системах подчиненного регулирования обычно достигается не ограничением

выходного сигнала регулятора скорости (ограничение сохраняется как средство

защиты), а применением задатчика интенсивности либо фильтра, посредством

которого сигнал задания скорости изменяется не скачком, а линейно во

времени до требуемого уровня. Ток при этом устанавливается и спадает в конце

пуска или торможения по оптимальному закону, а угловая скорость привода

изменяется по линейному закону, следуя за сигналом задатчика интенсивности.

Основным достоинством применения задатчика интенсивности является

независимость значения ускорения привода от статического момента.

На рис. 3.12 изображены переходные процессы с фильтром (FILTR) в

δψ

sI

эмM

cω

103

контуре скорости, его параметры рассчитаны по (3.29).

Рис. 3.12. Переходные процессы с задатчиком интенсивности

Из осциллограммы (см. рис. 3.12) видно, что перерегулирование тока,

момента и скорости значительно уменьшилось, а время переходного процесса

увеличилось, при этом значение тока осталось в пределах номинального и не

произошло принудительного ограничения.

Для реализации векторного управления, как было отмечено ранее,

необходимо поддерживать составляющую тока 0=sxi . Система регулирования

при этом получается одноконтурная, аналогичная контуру регулирования тока

syi . Ее модель приведена на рис. 3.13. Изменение величины проекции тока

осуществляется путем регулирования угла β открывания тиристоров в

зависимом ИТ статора.

δψ

sI

эмM

cω

104

Рис. 3.13. Модель регулирования составляющей тока 0=sxi

Значения коэффициентов и параметров машины для данной модели равны

рассчитанным ранее для составляющей тока статора syi при условии нулевого

задания. Переходный процесс представлен на рис. 3.14.

Рис. 3.14. Переходный процесс составляющей тока 0=sx

i

Из осциллограммы видно, что регулятор компенсирует в случае

возникновения отличное от нуля значение составляющей sxi в статорной цепи.

Недостатком системы подчиненного регулирования является уменьшение

105

ее быстродействия примерно в 12

−m раз по мере роста числа последовательных

контуров ( m – номер контура). Поэтому используемое число последовательных

контуров не должно превышать трех-четырех.

Для косвенной оценки быстродействия системы может быть использована

частота пропускания пΩ [109]. Частота (полоса) пропускания системы

определяется по ее амплитудно-частотной характеристике из условия, что при

пΩ=Ω , )0(707,0)( AA п =Ω . Для однократно интегрирующей системы

регулирования скорости, настроенной по условию ТО, она определяется

выражением

016,0

11==Ω

cTп

µ.

Частота пропускания системы подчиненного регулирования скорости

электропривода при настройке его на симметричный оптимум и наличии

фильтра на входе

032,0

1

2

1==Ω

cTп

µ.

Итоги моделирования синтезированной и рассчитанной системы

управления АВД показали, что процессы, проходящие в ней, в полной мере

отражают теоретические и практические результаты исследования ЭП на базе

АВД с подчиненным регулированием координат. Наличие интегрального

регулятора момента необходимо для обеспечения возможности его

использования в качестве задающего системы управления. Следующим шагом

является построение имитационной модели при векторном управлении с целью

анализа характеристик предложенной системы управления и в целом ЭП с

АВД.

3.5. ИМИТАЦИОННАЯ МОДЕЛЬ ЭЛЕКТРОПРИВОДА С

АСИНХРОНИЗИРОВАННЫМ ВЕНТИЛЬНЫМ ДВИГАТЕЛЕМ ПРИ

ВЕКТОРНОМ УПРАВЛЕНИИ

Синтезированные ранее уравнения математической модели и структурные

схемы базового ДДП при ВУ, а также рассчитанные и промоделированные

замкнутые контуры регулирования позволяют построить имитационную модель

ЭП с АВД для анализа электромеханических и электромагнитных переходных

процессов, происходящих в машинно-вентильном каскаде в различных

режимах его работы.

Библиотека блоков SimPowerSystems (в версии MATLAB 6.1 и ранее –

Power System Blockset) является одной из множества дополнительных

библиотек SIMULINK, ориентированных на имитационное моделирование

электротехнических устройств [30, 142]. В состав библиотеки входят модели

пассивных и активных электротехнических элементов, источников энергии,

электродвигателей, трансформаторов, линий электропередачи и т. п.

106

оборудования. В ней также есть раздел, содержащий блоки для моделирования

устройств силовой электроники, включая системы управления для них.

Используя специальные возможности SIMULINK и SimPowerSystems, можно не

только имитировать работу устройств во временной области, но и выполнять

различные виды анализа таких устройств. В частности, существует

возможность рассчитать установившийся режим работы системы на

переменном токе, выполнить расчет импеданса (полного сопротивления)

участка цепи, получить частотные характеристики, проанализировать

устойчивость, а также выполнить гармонический анализ токов и напряжений.

Одним из главных достоинств SimPowerSystems является то, что с ее

помощью сложные электротехнические системы можно моделировать, сочетая

методы имитационного и структурного моделирования. Например, силовую

часть полупроводникового преобразователя электрической энергии можно

выполнить с использованием имитационных блоков SimPowerSystems, а

систему управления – с помощью обычных блоков SIMULINK, отражающих

лишь алгоритм ее работы, а не ее электрическую схему. Это выгодно отличает

систему от пакетов схемотехнического моделирования. Такой подход позволяет

значительно упростить всю модель, а значит повысить ее скорость и

работоспособность. Кроме того, в модели с использованием блоков

SimPowerSystems можно применять блоки и остальных библиотек SIMULINK, а

также функции самого MATLAB, что дает практически неограниченные

возможности для моделирования электротехнических систем.

Ранее при расчете и моделировании системы регулирования

использовалась линеаризованная модель ЭП с АВД, в которой не учитывались

внутренние паразитные ЭДС. При построении модели системы с векторным

управлением с целью ее упрощения эти ЭДС также не учитывались. Поэтому

отсутствуют блоки их компенсации в цепи статора БКС и ротора БКР. Это в

свою очередь исключает из модели системы управления канал измерения и

преобразования напряжений в фазах ротора, который необходим для

компенсации ЭДС в блоках компенсации.

Разрабатываемая имитационная модель ЭП с АВД будет состоять из

следующих основных элементов: базового ДДП, системы управления статора и

ротора, замкнутых контуров регулирования и модели нагрузки. В качестве

базовой машины взята библиотечная модель, которая моделирует асинхронную

электрическую машину (Asynchronous Machine) в двигательном или

генераторном режимах (рис. 3.15) и в полной мере отражает АВД. Режим

работы определяется знаком электромагнитного момента машины [33].

Порты модели A , B и C являются выводами статорной обмотки машины,

а порты a , b и c – обмотки ротора машины. Порт mT предназначен для подачи

момента сопротивления движению. На выходном порту m формируется

векторный сигнал, состоящий из 21 элемента: токов, потоков и напряжений

ротора и статора в неподвижной и вращающейся системах координат,

электромагнитного момента, скорости вращения вала, а также его углового

положения. Модель асинхронной машины включает модель электрической

части, представленной моделью пространства состояний четвертого порядка и

107

модель механической части в виде системы второго порядка. Все

электрические переменные и параметры машины приведены к статору.

Рис. 3.15. Асинхронная машина и окно задания ее параметров (Asynchronous Machine)

В свойствах блока для асинхронной машины выбирается тип машины с

фазным ротором (Rotor type – Wound) и задаются параметры двигателя

4АК250SB4У в виде векторных сигналов, которые были рассчитаны в пункте

3.1. С целью упрощения расчетов и преобразований уровней сигналов система

координат машины ориентирована по статору (Reference frame – Stationary

( βα , )).

Для извлечения параметров состояния из вектора измеряемых переменных

электрической машины, таких как: токи, напряжения, потокосцепления статора

и ротора, скорости и электромагнитного момента, использовался стандартный

библиотечный блок Machines Measurement Demux для асинхронной машины

(Machines type – Asynchronous), который представлен на рис. 3.16. В

зависимости от выбранного типа машины в окне параметров будет

отображаться разный набор выходных переменных машины.

108

Рис. 3.16. Блок извлечения переменных электрической машины

(Machines Measurement Demux)

Все значения токов, напряжений, потокосцеплений статора и ротора,

скорости и электромагнитного момента с датчиков при помощи блока Machines

Measurement Demux взяты в двухфазной системе координат с целью упрощения

системы управления, т.е. блок 2

3- фазного преобразования отсутствует.

Для реализации предложенной ранее схемы векторного управления

необходимо выполнить преобразование основных переменных электрической

машины в синхронную систему координат, вращающуюся вместе с вектором

основного магнитного потока. Данное преобразование является основным и

позволяет существенно упростить систему управления каскадом АВД. Однако

для этого требуется иметь полную информацию о векторе основного

магнитного потока, его ориентации в пространстве и величине. В реальной

системе управления данная задача осуществляется путем установки датчиков

на элементах Холла, которые позволяют осуществить точную фиксацию

положения волны магнитного поля в зазоре машины, либо воспользоваться

методами идентификации для ее косвенного определения. Это приводит к

ухудшению эксплутационных характеристик АВД и усложнению

(удорожанию) системы управления им.

При построении имитационной модели из блока Machines Measurement

Demux асинхронной машины доступны проекции магнитного потока статора и

ротора. В связи с тем что ориентация переменных выполнена по полю статора,

векторы тока и основного магнитного потока вращаются с одной частотой,

равной частоте поля, т. е. они определены в статорной системе координат βα , .

Для их преобразования в синхронную систему координат y,x использован

тригонометрический анализатор ТА, в котором по соотношениям (2.50)

определяются модуль основного магнитного потока δψρ

, ϕsin и ϕcos угла

109

поворота синхронной системы координат y,x относительно системы координат

βα , (рис. 3.17).

Рис. 3.17. Тригонометрический анализатор (Trig_Analis)

Первоначально необходимо вычислить значения проекций вектора

основного магнитного потока по соотношению (2.62), а затем определить

переменные ТА.

Входными переменными ТА являются проекции магнитных потоков

статора и ротора в системе координат βα , и индуктивности рассеяния статора

lsL, ротора lrL

, взаимная mL. Параметры lsL

, lrL, mL

используются для

вычисления эквивалентной индуктивности aL базового АВД. Они

определяются в подсистеме Calc_La (рис. 3.18), которая необходима в

дальнейшем для расчета проекции основного магнитного потока и его модуля.

Рис. 3.18. Блок вычисления эквивалентной индуктивности aL (Calc_La)

Библиотечный блок hypot в ТА вычисляет корень квадратный из суммы

квадратов двух величин, т. е. модуль по проекциям двух составляющих

переменной электрической машины:

22yx PPMod += ,

где yx P,P – значения соответствующих проекций в системе координат yx, .

110

Для исключения деления на ноль в определенные моменты времени

используется блок Dev_null. Его схема изображена на рис. 3.19.

Рис. 3.19. Блок исключения деления на ноль (Dev_null)

В случае если входной сигнал имеет малую величину (меньше 0,001), на

выход передается значение 0,001. Это не оказывает влияние на переходные

процессы, но исключает деление на ноль.

При построении системы векторного управления необходимо выполнить

прямые и обратные преобразования значений токов статора, напряжений

ротора и вектора основного магнитного потока в синхронную систему

координат y,x . На рис. 3.20 изображена внутренняя структура преобразователя

координат ПК.

Рис. 3.20. Преобразователь координат PKO

На вход ПК подаются значения ϕsin , ϕcos , вычисленные в ТА, и

проекции требуемого вектора (потока – PKO_phi, тока статора – PKO_Is,

напряжения статора – PKO_Us, тока ротора – PKO_Ir, напряжения ротора –

PKO_Ur) в стационарной системе координат βα , . Для сглаживания выходных

величин в ПК используется блок задержки входного сигнала (Transport Delay) и

фильтр в виде апериодического звена с постоянной времени, равной 0,02 с.

Оптимальным вариантом управления АВД по минимуму пусковых токов в

его обмотках и плечах тиристоров ПЧ при заданном значении пускового

момента является векторное управление с поддержанием ортогональности

векторов тока якоря и неизменного основного магнитного потока sIρρ

⊥δψ при

определенном значении частоты возбуждения двигателя. Для идентификации

пространственного положения векторов в синхронной системе координат

используется блок вычисления угла по составляющим проекций (тока статора –

111

Ang_Is, напряжения статора – Ang_Us, тока ротора – Ang_Ir, напряжения ротора

– Ang_Ur), который изображен на рис. 3.21.

Рис. 3.21. Вычислитель угла (Ang)

Вычисление угла в градусах делается по соотношению в функции )u(f :

+=

22acos

180

yx

x

PP

PAng

π.

После преобразования всех переменных состояний в синхронную систему

координат y,x необходимо вычислить текущее значение электромагнитного

момента по соотношению (2.41)для его дальнейшего использования в системе

регулирования. Вычислитель момента (Torque_calc) изображен на рис. 3.22.

Рис. 3.22. Вычислитель момента (Torque_calc)

Параметром данной подсистемы является число пар полюсов базовой

электрической машины.

Косвенное определение скорости при известных значениях частот статора

(синхронная) и ротора выполняется по соотношению (2.93). Для этого в

систему управления введен блок вычисления скорости (Speed_calc), внутренняя

структура которого показана на рис. 3.23.

112

Рис. 3.23. Вычислитель скорости (Speed_calc)

Передача на выход вычисленного значения скорости происходит после

начала работы ИТ в цепи статора.

Настройка контуров системы подчиненного регулирования выполнена по

условию технического ТО и симметричного СО оптимума. Для их настройки

достаточно использовать ПИ-регуляторы. При построении ПИ-регулятора

необходимо использовать ограничитель выходного сигнала для контроля его

уровня в пределах номинального значения. Используемый блок ПИ-регулятора

представлен на рис. 3.24.

Рис. 3.24. ПИ-регулятор с ограничением выходного значения (PI_reg)

Первый входной сигнал определяет задание входной величины (скорости –

PI_reg_Speed, момента – PI_reg_Moment, момента – PI_reg_Moment, тока –

PI_reg_Current_Y, угла – PI_reg_Angle, момента – PI_reg_Moment, потока –

PI_reg_Phi), второй – обратную связь.

При синтезе регуляторов было отмечено, что для уменьшения величины

перерегулирования контура скорости, настроенного на СО, необходимо

использовать входной фильтр. Данную функцию в системе управления

реализует задатчик интенсивности (Sp_former), который обеспечивает плавное

изменение заданного значения. Его внутренняя структура показана на рис. 3.25.

113

Рис. 3.25. Задатчик интенсивности (Sp_former)

Предложенная структурная схема позволяет изменять заданное значение

во время работы как в большую, так и в меньшую сторону. На вход Start

подается начальное, на вход Need – требуемое значение, на вход V_chn –

величина приращения за единицу времени (1 с). Данный блок начинает свою

работу при подаче в определенный момент времени на вход V_chn отличной от

нуля величины приращения. До этого на выходе (Vol) устанавливается значение

равное Start. В случае неравенства требуемого (Need) и выходного (Vol)

значения происходит изменение сигнала Vol в направлении величины на входе

Need.

Составной частью имитационной модели ЭП является нагрузка, которая

позволяет анализировать энергетические, динамические и другие

характеристики в различных режимах работы. Одним из простых типов

нагрузки является вентиляторная, в этом случае тормозной момент зависит от

скорости и при нулевом ее значении также равен нулю. Для анализа ЭП с АВД

необходимо обеспечить задание тормозного момента независимо от скорости.

В этом случае возникает опасность получения отрицательного значения

скорости на валу двигателя, поэтому в модели нагрузки необходимо

контролировать текущий электромагнитный момент. Внутренняя структура

модели нагрузки (Tormos) изображена на рис. 3.26.

Рис. 3.26. Модель нагрузки (Tormos)

Представленная модель включает задатчик интенсивности, который

114

позволяет помимо мгновенного сброса-наброса нагрузки обеспечить ее плавное

изменение. На входе Mneed устанавливается задание тормозного момента, на

входе Te – текущее значение электромагнитного момента, на выход Tm

передается минимальное из них значение. При пуске двигателя первоначально

на выходе устанавливается величина Te. Когда она превысит Tm, начнется

разгон двигателя и будет невозможным вращение ротора в обратном

направлении. Таким образом, можно осуществить пуск ЭП с номинальным

моментом нагрузки на валу. С целью анализа характеристик при сбросе-

набросе нагрузки после завершения разгона и выхода на рабочую скорость

происходит переключение на прямую подачу момента сопротивления, чтобы не

уменьшилось задающее значение Tm при сбросе нагрузки.

Построение системы управления АВД требует управления каскадом по

двум каналам. Первоначально по цепи ротора формируется основной

магнитный поток, происходит намагничивание и создается ЭДС, необходимая

для синхронизации силовой части статора, в которой осуществляется

управление скоростью и моментом двигателя. Таким образом, питание АВД

осуществляется от двух преобразователей частоты — АИН с ШИМ

(SU_ROTOR) в цепи ротора (возбуждения) и зависимого инвертора тока ИТ с

двухступенчатой искусственной коммутацией (SU_STATOR) в цепи статора

(якоря). Система управления в цепи ротора изображена на рис. 3.27.

Рис. 3.27. Система управления в цепи ротора (SU_ROTOR)

Выходное напряжение АИН с ШИМ синусоидально и его гармонический

состав определяется конкретным схемотехническим решением. Поэтому

моделирование силовой схемы АИН не имеет смысла и в модели

электропривода можно применить управляемый источник синусоидального

напряжения с регулируемыми амплитудой и выходной частотой

(U_source_3ph). Его внутренняя структура показана на рис 3.28.

115

Рис. 3.28. Модель управляемого источника напряжения (U_source_3ph)

Блоки U_source_A, U_source_B, U_source_C преобразуют сдвинутые на

120º синусоидальные функции Fa, Fb, Fc в соответствующие напряжения.

Измерение действующих значений электрических величин в каждой фазе

осуществляется в блоке Measure (рис. 3.29).

Рис. 3.29. Измеритель действующих значений электрических величин (Measure)

Вычисления действующих значений напряжений и токов проводятся на

основе их мгновенных значений по известным формулам

∫=T

dtuT

U

0

21, ∫=

T

dtiT

I

0

21.

Данные выражения реализованы в одном блоке (UI_metr), внутренняя

116

структура которого представлена на рис. 3.30.

Рис. 3.30. Измеритель напряжений и токов (UI_metr)

Для измерения активной мощности P была использована классическая

схема Арона на основе двух однофазных ваттметров (P_metr), значения

которых суммируются с учетом знака. Однофазный измеритель мощности

построен по следующей формуле:

dtuiT

P

T

∫=

0

1.

Структура блока P_metr изображена на рис. 3.31.

Рис. 3.31. Измеритель мощности (P_metr)

Отличием разработанного измерителя мощности от библиотечного Active

& Reactive Power, который находится в SimPowerSys, является возможность

измерять мощность при любой длительности периода тока и напряжения. Для

этого применен регулируемый элемент задержки Variable Transport Delay

вместо элемента Transport Delay. Значение длительности периода

устанавливается через вход T_sin.

В исследовании О. А. Маевского [73] изложена упрощенная методика для

определения полной мощности 3S трехфазной цепи. Расчет мощности

проводится в соответствии со следующим выражением:

2223 CBAAB IIIUS ++= .

При этом предполагается, что на обмотках машины имеется симметричное

трехфазное синусоидальное напряжение, а нулевой провод отсутствует.

АИН в цепи ротора создает трехфазное напряжение низкой

фиксированной частоты, в результате формируется ЭДС, необходимая для

успешной коммутации силовых элементов ИТ в цепи статора.

Схема зависимого инвертора тока также частично упрощена и разбита на

ряд функциональных подсистем. Система управления статором (SU_STATOR)

117

изображена на рис. 3.32.

Рис. 3.32. Система управления статором (SU_STATOR)

В частности, не проводилось детального имитационного моделирования

управляемого выпрямителя УВ, в системе он заменен идеальным источником

регулируемого напряжения (Ud_form). Моделирование ИТ проводилось также

средствами SIMULINK на основе алгоритмов работы системы управления и

силовой части реального преобразователя. Входными переменными

SU_STATOR являются угол (вход – B) опережения включения тиристоров

основной группы и угол (вход – BK) опережения включения тиристоров

коммутирующей группы, обеспечивающей искусственную коммутацию.

Константа Pila используется для преобразования синусоидального сигнала в

пилообразный и вычисления ее периода – с целью дальнейшего формирования

управляющих импульсов.

Преобразование линейных напряжений (входы – AB, BC, CA),

формируемых по цепи ротора и измеряемых по цепи статора в фазные (выход –

ABC), обеспечивает подсистема ABC_pulses (рис. 3.33).

Рис. 3.33. Преобразователь линейных напряжений в фазные (ABC_pulses)

Данная подсистема также обеспечивает выделение первых гармоник

фазных напряжений якоря и преобразование (блоки Comp_A, Comp_B, Comp_C)

их в прямоугольные логические сигналы (мультиплексированный выход –

118

Pulses). Апериодические звенья (Filtr_A, Filtr_B, Filtr_C) с постоянной времени

02,0=st

T с, фильтруют синусоидальные сигналы.

Помимо преобразования, наводимого в статоре ЭДС в прямоугольные

сигналы, необходимо вычислить значение его периода и времена задержек

импульсов управления тиристорами обеих групп относительно фронтов

логических сигналов. Данная подсистема (Synchro) изображена на рис. 3.34.

Рис. 3.34. Блок синхронизации управляющих импульсов (Synchro)

В качестве основной для проведения вычислений использована фаза С

сформированного в блоке ABC_pulses и поданного на вход ABC сигнала.

Данное значение также предварительно фильтруется (Filtr) и преобразуется

прямоугольный сигнал (Comp). Затем выполняется его преобразование в

пилообразный сигнал (блок Int_T), амплитуда которого пропорциональна

длительности периода и вычисляется относительно постоянной “пилы” (вход –

Pila). Фиксация амплитуды (блок Int_A) и перезапуск интеграторов (Int_T,

Int_A) осуществляются одновременно по переднему фронту логического

сигнала с блока Comp. Для предотвращения потери информации при рестарте

интегратора выполняется задержка (блок Memory) входного сигнала на один

шаг модельного времени. Период синусоиды (выход – Tsin) определяется

делением полученного значения на постоянную «пилы» (Pila).

Время задержки входного сигнала в фильтре, выраженное в градусах,

вычисляется по функции (блок Fcn)

=

T

Tarctg

stππ

ϕ 2180

1 .

Затем вычисляется длительность временных задержек для таймеров

основной ( 2ϕ ) и коммутирующей ( к2ϕ ) групп с учетом заданных углов

коммутации на входах B и Bk . Результат с блоков phi2 и phi2k приводится в

градусах и ведется по формуле

)(1)(2 210 kk βϕϕ −−= ο.

Перевод полученных значений в величины, пропорциональные времени,

в блоках t2 и t2k, выполняется по соотношению:

119

Ttk

k ο360

)(2)(2

ϕ= .

Сглаживание скачкообразного изменения сигналов 2t и kt2 , связанного с

особенностями измерения длительности периода, осуществляется в блоках

Filtr_t2 и Filtr_t2k.

По вычисленным временам управляющих импульсов ( 2t и kt2 ) в

подсистемах Pulses_Osn и Pulses_Kom моделируется их распределение на

временной оси при помощи таймеров в реальной системе управления. Данные

подсистемы изображены на рис. 3.35 и отличаются лишь параметрами задания

порогов срабатывания.

Рис. 3.35. Формирователи управляющих импульсов (Pulses_Osn и Pulses_Kom)

Интеграторы ведут отсчет временных интервалов, их запуск

осуществляется по положительному (tim2, tim4, tim6), либо отрицательному

(tim1, tim3, tim5) фронту соответствующих логических сигналов входа Pulses.

Интегрирование начинается с некоторой отрицательной величины, поданной на

вход Bt2 или BKt2. Срабатывание групп компараторов (kup и kdown) и

обработка их выходных логических сигналов элементом «исключающего или»

(xor) обеспечивает формирование управляющих импульсов для

соответствующих тиристоров силовой части ИТ. Первоначально

устанавливается сигнал компаратора группы kup в тот момент, когда выходной

уровень сигнала подключенного к нему интегратора достигнет значения

близкого нулевого. Компараторы группы kdown переключаются позднее в

120

момент, который определяется заданием данной подсистемы и логикой работы

интегратора. Если входной сигнал компаратора меньше определенного

значения, на выходе присутствует уровень логического нуля, в противном

случае на выходе присутствует уровень логической единицы.

Таким образом, на мультиплексированных выходах (Osn и Kom) подсистем

формируются импульсы управления тиристорами, их ширина определяется

разностью порогов срабатывания группы kdown относительно kup и скоростью

интегрирования, задаваемой на входе Pila подсистемы. Установка параметров

компараторов осуществляется одновременно для каждой группы через

параметры подсистемы (Block Parameters) с целью облегчения модификации и

отладки.

Внутренняя структура реального блока раздачи импульсов управления

основными тиристорами (Run_Osn) приведена на рис. 3.36. Входными

параметрами являются сформированные в блоке Pulses_Osn импульсы и

разрешающий уровень сигнала En.

Рис. 3.36. Распределитель основных импульсов (Run_Osn)

Для обеспечения работоспособности инвертора в режиме прерывистых

токов в данной подсистеме проводится сдваивание импульсов (блоки

логического «или» – OR). Блоки логического «и» (AND) и SR-триггер

(SR_triger) в соответствии с уровнем разрешающего сигнала (En) позволяют

запретить выдачу импульсов на начальном этапе моделирования, когда во

входных каскадах идут сложные переходные процессы и возможны как

пропуск, так и появление ложных импульсов.

В связи с особенностями заряда коммутирующих конденсаторов в

выбранной силовой схеме, подача импульсов всегда начинается с первого

121

тиристора, но при условии наличия уровня логической единицы на входе En.

Внутренняя структура реального блока раздачи импульсов управления

коммутирующими тиристорами (Run_Kom) приведена на рис. 3.37. Входными

параметрами являются сформированные в блоке Pulses_Kom импульсы,

разрешающий уровень сигнала En, импульсы и логический сигнал Swt с

реального распределителя Run_Osn.

Рис. 3.37. Распределитель коммутирующих импульсов (Run_Kom)

Блок Selector выполняет сдвиг вектора импульсов коммутирующей группы

циклически на две позиции. Состояние входа Swt запрещает выдачу каких-либо

импульсов управления до начала нормальной работы инвертора с естественной

коммутацией, на входах Swt и En должны присутствовать уровни логического

нуля. Чтобы обеспечить зарядку коммутирующих конденсаторов с нужной

полярностью, необходимо дополнительное открытие тиристоров. В этом

режиме некоторые из управляющих основными тиристорами импульсов через

блоки AND и OR с входа Osn подаются на вспомогательные VS3’, VS4’ и VS5’.

Это необходимо для дальнейшего перехода на искусственную коммутацию

вентилей путем формирования разрешающего сигнала En и срабатывания SR-

триггера (SR_triger) в момент появления импульса управления тиристором

VS1’. Синхронизация другим импульсом недопустима и приведет к

немедленному опрокидыванию инвертора.

Силовая часть инвертора в цепи статора реализована в подсистеме Tiristr,

ее внутренняя структура показана на рис. 3.38.

122

Рис. 3.38. Силовая часть зависимого ИТ (Tiristr)

Силовая часть представляет собой обычную схему трехфазного мостового

зависимого инвертора с двухступенчатой искусственной коммутацией. Блоки

vs1 – vs6 моделируют основные вентили, а vs1_k – vs6_k – коммутирующие.

Управляющие импульсы поступают с соответствующих входов Gate_Osn и

Gate_Kom. Блоки c1k_1, c2k_2 и c3k_3 моделируют коммутирующие

конденсаторы. Напряжение dU поступает через вход Anod и выход Katod. В

связи с тем, что анализ процессов в инверторе довольно сложен и не является

целью данной работы, модели тиристоров выбраны упрощенными. Через вход

ABC в подсистему подается трехфазное напряжение, относительно которого

выполняются синхронизация и раздача импульсов. Вместе с подсистемами

Imp1 и Imp2 (рис. 3.39), которые преобразуют уровни из булевого формата в

целочисленный, данные сигналы позволяют судить о правильности процессов

моделирования в силовой части ИТ.

Рис. 3.39. Преобразователь уровней сигналов (Imp)

Для анализа переменных электрической машины в системе управления

якорем также присутствует подсистема их измерения (Measure).

Из описанных ранее блоков и подсистем построена имитационная

SIMULINK-модель ЭП на базе АВД с ВУ (рис. 3.40). Для наблюдения за

переходным процессами использован блок Scope, который строит

123

осциллограммы поданных на его вход сигналов в заданном масштабе времени.

Разработанная в данном разделе имитационная модель позволит провести

анализ электромагнитных и электромеханических переходных характеристик

машинно-вентильного каскада в различных режимах его работы. Особенностью

системы управления ЭП является возможность косвенного вычисления

скорости в блоке Speed_Calc. Определение составляющих проекций опорного

вектора основного магнитного потока δψρ

осуществляется непосредственно с

датчиков базовой машины, т. е. фактически с датчиков Холла.

124

Рис.

3.4

0. Имитационная

модель ЭП

с АВД

при

векторном

управлении

125

Глава 4

МОДЕЛИРОВАНИЕ РЕЖИМОВ РАБОТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

С АСИНХРОНИЗИРОВАННЫМ ВЕНТИЛЬНЫМ ДВИГАТЕЛЕМ

Разработанная имитационная модель и замкнутая система регулирования

координат ЭП с АВД позволяют провести исследование переходных

электромагнитных и электромеханических характеристик при различных

режимах его пуска и работы. Машинно-вентильный каскад АВД является

сложной нелинейной системой, для моделирования которой требуются

значительные вычислительные мощности ПК. Имитационное моделирование в

среде программирования MATLAB SIMULINK проводилось при параметрах,

обеспечивающих приемлемую скорость и точность моделирования (рис. 4.1).

Рис. 4.1. Параметры имитационного моделирования

В качестве решателя (Solver) был использован ode15s(stiff/NDF) с

переменным шагом. Выбор шагов (начального, максимального и минимального)

моделирования и абсолютной погрешности (Absolute tolerance) задан

автоматически (auto), относительная погрешность (Relative tolerance) равна

126

0001,0 . Максимальный порядок (Maximum order) задан равным 4. Значения

данных параметров достаточны для проведения моделирования ЭП с АВД, их

уменьшение повышает скорость расчета, но в некоторых случаях ведет к

фатальным ошибкам и срыву процесса моделирования.

Одним из главных условий, которое позволяет применить к АВД законы

векторного управления, является использование ведомого ИТ с

двухступенчатой искусственной коммутацией в цепи статора. Моделирование и

анализ его работы в режимах естественной и искусственной коммутации,

являются основополагающими при дальнейших исследованиях. В свою очередь

моделирование возбуждения машины должно обеспечить создание в цепи

ротора переменного трехфазного напряжения фиксированной частоты с целью

обеспечения неизменности результирующего магнитного потока: const=δψ .

Реализация данных условий даст возможность построения системы с

управляемостью по требуемым координатам при оптимальных законах.

Представление переменных привода в синхронной системе координат

позволит перейти от синусоидальных величин к постоянным и построить

систему регулирования ими. Моделирование ЭП с АВД при различных

частотах возбуждения даст возможность оценить ее влияние на

коммутационную способность силовых ключей ИТ в цепи статора, а также

энергетические характеристики машинно-вентильного каскада.

С помощью созданной имитационной модели исследованы переходные

процессы, происходящие в ЭП с АВД при пуске с постоянным моментом на

валу, а также при сбросе и набросе нагрузки, различных частотах возбуждения

и в режиме упора.

4.1. МОДЕЛИРОВАНИЕ СИЛОВОЙ ЧАСТИ РОТОРА И СТАТОРА

С целью представления АВД как обобщенного двигателя постоянного тока

с практически абсолютно жесткими скоростными и механическими

характеристиками необходимо обеспечить фиксацию фазы тока относительно

напряжения в цепи статора при векторном законе управления. Использование

ведомого ИТ с двухступенчатой искусственной коммутацией позволило

выполнить данное условие.

Особенностью работы машинно-вентильного каскада АВД является режим

первоначального создания вращающегося электромагнитного поля в

воздушном зазоре и поддержание результирующего магнитного потока на

номинальном уровне ( const=δψ ) по цепи ротора. Для этого в предыдущей

главе была разработана модель управляемого по амплитуде и частоте

источника переменного трехфазного напряжения (SU_ROTOR), который, по

сути, заменяет ПЧ на базе АИН с ШИМ. Для обеспечения обратной связи по

основному магнитному потоку из модели базового двигателя берутся проекции

статорных и роторных токов в системе координат βα , , по которым в блоке

Trig_Analis вычисляется модуль δψρ

. Поддержание значения магнитного

127

потока δψ на номинальном уровне (0,97 Вб) обеспечивает регулятор потока

PI_Reg_Phi, который выдает определенную величину амплитуды напряжения

для заданной частоты возбуждения.

Переходные характеристики потока Phi, действующего значения

напряжения Urab и тока Ira, а также выходное значение с регулятора Ureg и

фазных напряжений Uabc ротора при частоте возбуждения Fr= Гц10

представлены на рис. 4.2.

Из рисунка (4.2) видно, что на отработку задания значения номинального

основного магнитного потока δψ требуется около с2 модельного времени,

при этом напряжение на выходе регулятора устанавливается на уровне 62 В, а

ток намагничивания составляет 30 А.

Рис. 4.2. Процессы в цепи возбуждения при 10 Гц (масштаб Phi – 100:1)

128

Рис. 4.3. Процессы в цепи возбуждения при 5 Гц (масштаб Phi – 100:1)

На рис. 4.3 показаны переходные характеристики при частоте

возбуждения, равной 5 Гц. Уменьшение в два раза частоты приводит к такому

же снижению выходного напряжения с регулятора потока, при этом

наблюдается большее колебание модуля основного магнитного потока.

Минимально возможное время намагничивания при этом составляет с2 . В

свою очередь, время намагничивания для частоты возбуждения Гц10 можно

снизить до с1 путем увеличения значения коэффициента согласования ruK без

существенного ухудшения качества переходного процесса. Зависимость ruK от

частоты требует автоматической корректировки его значения, что реализовано

в представленной имитационной модели. Таким образом, соотношение частоты

возбуждения и напряжения с выхода регулятора обеспечивает ток

намагничивания и соответственно результирующий магнитный поток АВД.

Пуск силовой части ПЧ статора начинается с режима естественной

коммутации ЕК вентилей, во время которой происходит заряд коммутирующих

конденсаторов. Разряд конденсаторов происходит за счет открывания

тиристоров дополнительной группы, таким образом обеспечивается

принудительное запирание тиристоров основной группы и реализуется

искусственная коммутация ИК. Данный режим дает возможность

устанавливать угол отпирания β близким к нулевому, а также отрицательному

значению для обеспечения ортогональности векторов sIρρ

⊥δψ .

Система управления зависимым инвертором реализована в блоке

SU_STATOR. В модели ПЧ статора осуществляется синхронизация по фазе А с

129

наводимой цепью возбуждения ЭДС, а также раздача импульсов основной β и

коммутационной группы kβ тиристоров, задания которых являются входными.

На рис. 4.4 представлены осциллограммы переходных коммутационных

процессов в цепи якоря при ЕК с углом опережения ο

45=β и частотой

возбуждения Гц10=Fr .

Рис. 4.4. Коммутационные процессы в цепи якоря при ЕК

(ο

45=β , Гц10=Fr )

На верхнем графике показаны напряжение Uv и ток Iv в силовом ключе

основной группы, а также напряжение на коммутирующем конденсаторе Uc. На

среднем – графике изображены фазные напряжения Uabc цепи якоря, на

нижнем – нормированные управляющие импульсы Imp основной, с

амплитудой, равной 100 единиц, и коммутирующей групп, с амплитудой,

равной 50 единиц. Цепью возбуждения в течении c2 формируется основной

магнитный поток и наводится напряжение в цепи якоря, необходимое для

работы ИТ. Графики фазных напряжений в цепи якоря (см. рис. 4.4) повторяют

соответствующие графики в цепи возбуждения (см. рис. 4.2) с равной

амплитудой и частотой. После начала работы ИТ амплитуда фазных

напряжений определяется заданной величиной Ud. Система управления

обеспечивает сдваивание импульсов основной группы с целью обеспечения

непрерывности токов в фазах, что в полной мере отражено на нижнем графике

рис. 4.4. ЕК начинается по истечении c2 модельного времени, при этом

130

наблюдается небольшое искажение формы фазных напряжений (всплески) в

моменты переключения тиристоров.

На рис. 4.5 представлены динамические характеристики в режиме ЕК при

пуске привода с моментом сопротивления снM,Tm 50= и плавным

увеличением Ud до В200 .

Рис. 4.5. Динамические характеристики при ЕК

(ο

45=β , Гц10=Fr , масштаб: Phi – 100:1)

Для сокращения времени моделирования начальное значение Ud было

установлено на уровне, превышающем амплитуду фазных напряжений якоря на

В10 , что обеспечило успешную коммутацию тиристоров и плавный пуск ИТ.

После установления основного магнитного потока и начала коммутации

происходит плавное увеличение тока Isa в цепи статора, скорость нарастания

которого определяется интенсивностью формирования Ud. Когда ток Isa

достигнет значения, при котором электромагнитный момент Te превысит

момент сопротивления Tm, начинается процесс разгона машинно-вентильного

каскада. Для переходного процесса, представленного на рис. 4.5, требуется

около c4 для преодоления заданного Tm, а набор скорости прекращается при

установлении значения Ud. Таким образом, регулирование Ud обеспечивает

требуемую динамику и конечное значение скорости ротора ЭП.

На рис. 4.6 изображены коммутационные процессы на интервале c75 ÷

модельного времени при задании угла опережения ο

30=β .

Рис. 4.6. Коммутационные процессы в цепи якоря при ЕК

(ο

30=β , Гц10=Fr )

131

При уменьшении угла β происходит снижение величины обратного

напряжения, необходимого для запирания тиристоров в режиме ЕК, что

приводит к ухудшению коммутационной способности ИТ. Динамические

характеристики при ο

30=β отражены на рис. 4.7.

Рис. 4.7. Динамические характеристики при ЕК

(ο

30=β , Гц10=Fr , масштаб Phi – 100:1)

Уменьшение угла опережения β при прочих равных условиях приводит к

значительному уменьшению скорости Sp с -1мин450 до

-1мин330 и

снижению тока Isa на величину около A10 при том же моменте

сопротивления. Наибольшее снижение обратного напряжения (см. рис. 4.6)

наблюдается в интервале времени c8,56,5 ÷ , т. е. в момент начала набора

скорости ЭП (см. рис. 4.7), когда Te начинает превышать Tm. Это, в свою

очередь накладывает ограничение на интенсивность нарастания Ud и может

привести к опрокидыванию инвертора при слишком больших его значениях Ud.

На рис. 4.8 показаны коммутационные процессы на интервале c1410 ÷

модельного времени при задании угла опережения ο

30=β и снижении частоты

возбуждения в два раза до величины Гц5=Fr .

Рис. 4.8. Коммутационные процессы в цепи якоря при ЕК

(ο

30=β , ГцFr 5= )

Из рисунка видно, что снижение частоты возбуждения приводит к еще

большему снижению обратного напряжения, чем при уменьшении угла

132

опережения коммутации β . Полученные при помощи имитационного

моделирования результаты влияния частоты возбуждения на коммутационную

способность инвертора подтверждают выводы, сделанные в ходе исследований

[115].

На рис. 4.9 изображены динамические характеристики в режиме ЕК при

пуске привода с частотой возбуждения Гц5=Fr . Уменьшение частоты

возбуждения в два раза приводит к такому же снижению наводимого в цепи

статора напряжения, таким образом для плавного пуска силовой части ИТ

величина стартового Ud задается равной В40 .

Рис. 4.9. Динамические характеристики при ЕК

(ο

30=β , Гц5=Fr , масштаб Phi – 100:1)

Ухудшение коммутационной способности в первую очередь сказывается

на интенсивности нарастания Ud, которую необходимо значительно понижать

во избежание опрокидывания инвертора. Наиболее критичным в данном

отношении является интервал времени, в течение которого происходит

нарастание тока Isa до величины, обеспечивающей пуск ЭП при заданном

Tm=Mc. С целью обеспечения данного условия, а также уменьшения времени

разгона, интенсивность нарастания Ud разбита на два линейных участка с

разной скоростью приращения напряжения. Переключения на второй интервал

с большей интенсивностью происходит после набора небольшого значения

скорости, что исключает срыв коммутации. Следует отметить, что при наборе

скорости имеют место колебания основного магнитного потока и

электромагнитного момента Te=Мэм. Также снижение частоты возбуждения,

при плавном увеличении Ud до В200 , приводит к повышению скорости с

об/мин330 ( Гц10 ) до об/мин475 ( Гц5 ) и увеличению длительности

переходного процесса практически в два раза.

Анализ работы ИТ в режиме ЕК показал, что снижение угла опережения

коммутации β и частоты возбуждения Fr приводит к ухудшению

коммутационной способности силовой части якоря. В свою очередь, для

реализации векторного закона управления sIρρ

⊥δψ необходимо обеспечить

значение угла β , близкого к нулевому, а также к отрицательному значению,

133

что принципиально невозможно при ЕК. Данное условие реализуется только в

режиме ИК.

На рис. 4.10 показаны коммутационные процессы при переходе с ЕК на

ИК и при задании угла опережения ο

30=β с частотой возбуждения Гц5=Fr .

Рис. 4.10. Коммутационные процессы в цепи якоря при ИК

(ο

30=β , Гц5=Fr )

Одновременно с пуском инвертора в режиме ЕК заряжаются

коммутирующие конденсаторы для возможного перехода на ИК, форма

напряжения Uc показана на рис 4.10. Переход на ИК осуществляется при

значении модельного времени, превышающем c4,2 . Два периода частоты

наводимого напряжения достаточны для синхронизации системы управления и

разрешения раздачи импульсов Imp коммутирующей группе тиристоров,

которые обеспечивают разряд конденсаторов в заданные через параметр kβ

моменты времени. В каждой половине периода частоты напряжение на

конденсаторе Uc меняет знак и его амплитуда растет с увеличением тока

вентиля. Она может значительно превысить питающее напряжение инвертора

(см. рис. 4.10). Таким образом реализуется принудительное запирание

тиристоров основной группы в не зависимости от величины обратного

напряжения на нем, что обеспечивает работу ИТ при нулевых углах β и

улучшает его коммутационную способность.

134

На рис. 4.11 изображены динамические характеристики в режиме ИК (см.

рис. 4.10) при пуске привода с частотой возбуждения равной Гц5=Fr и

плавным увеличением Ud до В200 .

Рис. 4.11. Динамические характеристики при ИК

(ο

30=β , Гц5=Fr , масштаб Phi – 100:1)

Из рисунка видно, что переход ЭП на работу в режиме ИК осуществляется

без существенного ухудшения его характеристик. Применение ИК позволило

повысить интенсивность нарастания Ud, т. е. улучшить качество его

регулирования, и тем самым уменьшить время разгона. Возбуждение частотой

Гц5=Fr в этом случае приводит к колебаниям основного магнитного потока

при малых оборотах двигателя. По сравнению с режимом ЕК произошло

снижение скорости до об/мин440 . Это объясняется тем, что часть напряжения

Ud идет на заряд коммутирующих конденсаторов.

Исследование ИТ в режиме ИК при угле опережения коммутации ο

0=β

будет выполнено далее.

Проведенный анализ коммутационных и динамических характеристик

показал, что уменьшение угла коммутации, и в еще большей степени частоты

возбуждения приводит к ухудшению коммутационной способности инвертора

и тем самым к снижению его регулировочной способности. Следует отметить,

что принципиально невозможно осуществить пуск ИТ с ИК без режима ЕК, в

течение которого выполняется первоначальная зарядка конденсаторов.

Коммутационные процессы в силовых элементах ЭП при моделировании

идентичны теоретическим [41, 105] и полученным экспериментально на

макетном образце [36], что подтверждает адекватность имитационной модели.

4.2. КООРДИНАТЫ ПРИВОДА ПРИ ВЕКТОРНОМ УПРАВЛЕНИИ

Построение системы векторного управления обеспечивается введением

«новой» синхронной системы координат yx, , ориентированной относительно

опорного вектора. Перевод переменных ЭП в синхронную систему координат

135

выполняется по значениям косинуса и синуса, т. е. угла поворота опорного

вектора относительно «старой» системы координат βα , . Переход в систему

координат yx, позволяет перейти от переменных синусоидальных величин к

постоянным, тем самым делает возможным их регулирование.

Анализ достоверности описанных выше преобразований координат

проведем на модели с заданной частотой возбуждения Гц10=Fr ,

снМTm 25,0= на валу двигателя и при плавном увеличении Ud до В200 . Пуск

машинно-вентильного каскада осуществлен в режиме ИК при ο

30=β , а в c12

модельного времени произведено плавное уменьшение угла опережения

коммутации до ο

0 . Динамические характеристики показаны на рис. 4.12.

Рис. 4.12. Динамические характеристики при ИК и уменьшении β до 0°

( Гц10=Fr , масштаб Phi – 100:1)

В нашем случае в качестве опорного вектора выбран вектор основного

магнитного потока δψρ

. Блок Machines Measurement Demux производит

измерение проекций магнитного потока в проекциях статора и ротора системы

координат βα , . Вычисление проекций и модуля опорного вектора в статорной

системе координат βα , , а также косинус и синус угла его поворота по

значениям индуктивностей выполняет блок Trig_Analis.

На рис. 4.13 показаны графики вычисленных проекции δψ в двухфазной

системе координат βα , и ϕϕ sin,cos угла поворота.

Точное вычисление опорного вектора является определяющим при

построении системы векторного управления. Полученные значения ϕϕ sin,cos

используются для преобразования в синхронную систему координат yx,

(блоки PKO_) требуемых электрических переменных машины: основного

магнитного потока, токов и напряжений статора и ротора.

136

Рис. 4.13. Проекции δψ в системе координат βα , и ϕϕ sin,cos

Рис. 4.14. Модуль δψ и его проекции в системе координат yx,

137

На рис. 4.14 приведены графики вычисленных значений модуля основного

магнитного потока δψ и его проекции в системе координат yx, .

В блоках преобразования координат PKO_ помимо перевода проекций в

систему координат yx, выполняется фильтрация сигналов, которая позволяет

сгладить сигнал и не изменяет его форму, что хорошо видно на графике (см.

рис. 4.13). Результат моделирования соответствует векторной диаграмме ЭП:

проекция по оси ординат равна нулю, а модуль основного магнитного потока

определяется значением проекции на ось абсцисс в синхронной системе

координат yx, .

На рис. 4.15 изображена форма токов Ia, Ib и напряжений Ua, Ub статора,

которые формируются ИТ с двухступенчатой ИК в двухфазной

непреобразованной (статорной) системе координат βα , в момент перехода на

ИК при угле опережения коммутации ο

30=β .

Рис. 4.15. Токи и напряжения статора в двухфазной непреобразованной

системе координат βα , при угле ο

30=β

Зависимый ИТ на выходе формирует ток прямоугольной формы, и при

увеличении заряда конденсатора происходит увеличение амплитуды

коммутационных всплесков.

На рис. 4.16 показаны проекции статорных токов и напряжений в системе

координат yx, .

138

Рис. 4.16. Проекции токов и напряжений статора в системе координат yx,

Перевод периодических синусоидальных переменных (см. рис. 4.16) в

синхронную систему координат позволил рассматривать их как постоянные

величины. Составляющая тока Isx является размагничивающей, а Isy формирует

электромагнитный момент двигателя.

На рис. 4.17 изображена форма токов Ia, Ib и напряжений Ua, U ротора в

двухфазной непреобразованной (статорной) системе координат βα , ,

аналогично рис. 4.15.

Из рисунка видно, что форма напряжения в цепи ротора определяется

выходными параметрами (амплитудой и частотой) АИН. В свою очередь

происходит небольшое искажение формы тока в цепи ротора, на которую

оказывают влияния коммутационные процессы ИТ (всплески при

переключении тиристоров).

139

Рис. 4.17. Токи и напряжения ротора в двухфазной непреобразованной

системе координат βα ,

На рис. 4.18 показаны вычисленные проекции роторных токов и

напряжений в системе координат yx, .

Рис. 4.18. Проекции токов и напряжений ротора в системе координат yx,

Составляющая тока Irx определяет намагничивание при возбуждении

машины, т. е. формирует основной магнитный поток, а проекция Iry равна и

противоположна по знаку составляющей тока статора Isy (см. рис. 4.16).

Данные результаты в полной мере соответствуют векторной диаграмме ЭП с

АВД. Коммутационные всплески токов ротора в синхронной системе

координат отражаются в виде небольших колебаний (см. рис. 4.18).

Ведомый ИТ с двухступенчатой ИК должен обеспечить фиксацию фазы

тока относительно напряжения в цепи статора, т.е. угол опережения

коммутации β по сути задает угол между векторами тока и напряжения ϕ , а

при ο

0=β фазы векторов должны совпадать.

На рис. 4.19 изображена форма тока Ia и напряжения Ua статора на одном

графике в двухфазной непреобразованной системе координат βα , в конце

процесса моделирования, когда значение угла устанавливается ο

0=β . Из

данного рисунка видно, что фазы векторов тока и напряжения в цепи статора

совпадают. В свою очередь, в начале процесса моделирования (см. рис. 4.15)

140

угол между векторами составляет величину, заданную углом опережения

коммутации, – ο

30 .

Рис. 4.19. Ток и напряжение статора в двухфазной непреобразованной

системе координат βα , при угле ο

0=β

Для удобства анализа пространственного положения векторов

управляемых координат в систему управления введены соответствующие блоки

Ang_, которые вычисляют угол между соответствующим вектором и осью

абсцисс синхронной системы координат, т. е. угол относительно опорного

вектора основного магнитного потока.

На рис. 4.20 показаны значения углов тока aIs и напряжения aUs статора, а

также угла опережения коммутации β при его уменьшении до ο

0 .

Рис. 4.20. Углы тока (aIs), напряжения (aUs) и опережения коммутации (Betta)

Вектор напряжения статора формируется в процессе намагничивания

базового двигателя и соответственно таким образом определяется его

пространственное положение. В свою очередь угол вектора тока aIs

определяется после начала коммутации ИТ. При ο

30=β угол между векторами

aIs и aUs составляет ο30 , а при

ο0=β фазы векторов совпадают, т. е.

выполняется условие фиксации фазы тока относительно напряжения в цепи

статора.

141

В дальнейшем для построения системы подчиненного регулирования

координат необходимо обеспечить канал обратной связи по электромагнитному

моменту Te, что реализуется в блоке Torque_Calc. Вычисление Te производится

по значениям проекций основного магнитного потока на ось абсцисс и тока

статора на ось ординат в синхронной системе координат. Также система

управления должна иметь возможность косвенного определения скорости. В

ЭП на базе АВД удалось решить проблему датчика скорости за счет управления

инвертором тока по фазе ЭДС статора. Вычисление необходимого сигнала

скорости производится в блоке Calc_Speed по известным значениям частоты

поля cf и ротора 2f . На рис. 4.21 представлены результаты моделирования

косвенного определения данных координат.

Рис. 4.21. Косвенное определение электромагнитного момента и скорости

Осциллограммы сформированного блоком Tormos момента сопротивления

Tm, электромагнитного момента Te и скорости Sp получены на основе данных,

взятых непосредственно из модели двигателя, т. е. с датчиков (верхний график),

а также вычисленных косвенным путем (нижний график).

При номинальных оборотах двигателя погрешность в определении

скорости составляет примерно 1 %. Наибольшая погрешность возникает при

оборотах двигателя, близких к нулевым, т. е. при малом значении синхронной

частоты. Значения вычисленного Te отфильтрованы и их форма совпадает с

формой модельных. Заметим, что для электропривода с АВД точность

косвенного вычисления скорости по сигналам с датчиков токов и напряжений

142

будет выше [86], чем для приводов с векторным управлением на базе

короткозамкнутого АД, где частота поля ротора неизвестна.

Результаты преобразования и моделирования переменных ЭП в

синхронной системе координат yx, с опорным вектором основного магнитного

потока δψρ

показали их адекватность векторным принципам построения систем

управления. Переход в систему координат yx, даст возможность осуществить

их регулирование, т. е. позволит рассматривать АВД как объект управления с

целью оптимизации его электромеханических характеристик. Анализ

пространственного положения векторов в системе координат yx, и в

двухфазной непреобразованной системе координат βα , показал, что ИТ с

двухступенчатой ИК жестко фиксирует фазу тока статора относительного его

напряжения, что является необходимым условием при построении системы с

ортогональным (векторным) управлением.

4.3. МОДЕЛИРОВАНИЕ ПРИВОДА ПРИ СТАБИЛИЗАЦИИ

ОСНОВНОГО МАГНИТНОГО ПОТОКА

Одним из законов управления ЭП с АВД является поддержание основного

магнитного потока δψ при фиксированном угле опережения коммутации β . В

п. 4.1 детально описан и промоделирован процесс возбуждения каскада,

который полностью определяется параметрами регулятора потока в цепи

ротора, а также работа каскада в режиме ИК. Следующим шагом в построении

ЭП является использование в цепи статора системы подчиненного

регулирования его координат. Для этого в п. 4.2 было выполнено

преобразование переменных машины из статорной системы координат βα , в

синхронную yx, с опорным вектором основного магнитного потока δψρ

. Это

дает возможность включить в систему управления якоря регуляторы тока

(PI_reg_Current), момента (PI_reg_Moment) и скорости (PI_reg_Speed), расчет

коэффициентов которых был проведен в гл. 3.

Переходные процессы пуска и разгона привода до номинальной скорости

при фиксированном угле ο

30=β изображены на рис. 4.22.

143

Рис. 4.22. Переходные процессы пуска и разгона при ο

30=β

Пуск ЭП осуществляется с моментом сопротивления, равным половине

номинального снMTm 5,0= , а в c8 модельного времени происходит наброс до

снM . Частота возбуждения задается равной Гц10 , соответственно время

намагничивания составляет c1 , по истечении которой в работу включаются

установленные регуляторы.

На рис. 4.22 изображены переходные процессы основного магнитного

потока Phi, скорости Sp, тока Id в звене постоянного тока, тормозного Tm и

электромагнитного момента Te. Время разгона привода составляет около c6 ,

наибольшие колебания тока и потока наблюдаются в начальный момент набора

скорости ( c2 модельного времени), что детально было описано в п. 4.1.

Перерегулирование по моменту и скорости составляет около 25 %.

Проанализируем более детально работу системы регулирования координат

при описанном выше переходном процессе.

На рис. 4.23 изображены переходные процессы, которые наблюдаются в

регуляторе скорости.

144

Рис. 4.23. Переходные процессы регулятора скорости

Входными (задающими) сигналами регулятора являются значения с

выхода задатчика интенсивности Sp*, который обеспечивает плавное

нарастание скорости до номинального значения с приращением равным

об/сек600 и сигнал обратной связи по скорости Sp. Набор скорости ЭП

начинается после того, как электромагнитный момент двигателя превысит

заданный тормозной. Оценивая величину рассогласования Sp* - Sp в

соответствии с параметрами, регулятор выдает необходимый управляющий

сигнал Reg_Sp с целью его компенсации. В связи с тем, что регулятор скорости

настроен на симметричный оптимум, плавное нарастание задания позволяет

снизить перерегулирование. Из рис. 4.23 также видно, что после наброса

момента сопротивления увеличивается выходной сигнал регулятора с целью

поддержания скорости на заданном уровне и отработки дополнительной

нагрузки.

Сигнал с выхода регулятора скорости является задающим для регулятора

момента M*, переходные процессы в котором показаны на рис. 4.24, т. е.

выполняется равенство Reg_Sp = M*.

145

Рис. 4.24. Переходные процессы регулятора момента

Вычисление сигнала обратной связи для регулятора момента подробно

описано и промоделировано в п. 4.2. Наличие отдельного И-регулятора

момента позволяет использовать его в качестве задающего для системы

управления в целом. После дополнительного наброса нагрузки происходит

увеличение момента на выходе регулятора Reg_M в соответствии с заданием.

В свою очередь регулятор момента определяет скорость нарастания и

динамические процессы в контуре регулирования моментообразующей

составляющей тока статора syi . Переходные процессы регулятора тока

показаны на рис. 4.25, при этом выполняется равенство Reg_M = Isy*.

146

Рис. 4.25. Переходные процессы регулятора тока

Вычисление сигнала обратной связи Isy для регулятора тока в синхронной

системе координат yx, осуществляется в блоке PKO_Is. Данный регулятор

является внутренним в контуре цепи статора и обладает наивысшим

быстродействием. Для отработки нагрузки и поддержания скорости на

номинальном уровне происходит увеличение задания тока. Выход регулятора

тока Reg_I определяет величину формируемого напряжения Ud при помощи

коэффициента согласования уровней сигналов Kus. В момент наброса нагрузки

происходит резкое увеличение тока и для его компенсации регулятор

уменьшает напряжения Ud. Когда значение тока стабилизируется, напряжение

выходит на прежний уровень, который определяет номинальную скорость.

Моделирование системы подчиненного регулирования координат ЭП с

АВД при фиксированном угле опережения коммутации ο

30=β показало

идентичность полученных результатов с результатами гл. 3, в которой

проводилось исследование синтезированной системы управления на

линеаризованной имитационной модели.

Теперь более детально проанализируем работу ЭП с углами ο

15=β и

ο30=β при изменении скорости задания. Для дальнейшего сравнения

рассмотрим переменные электрической машины при переходном процессе,

изображенном на рис. 4.22 (угол ο

30=β ).

На рис. 4.26 представлены проекции составляющих тока и напряжения

статора и ротора в синхронной системе координат yx, .

147

Рис. 4.26. Проекции токов и напряжений при ο

30=β

Проекция тока статора Isy формирует электромагнитный момент ЭП с

АВД, а составляющая Isx является размагничивающей и ее влияние необходимо

компенсировать. Величина напряжения Usy определяет скорость ротора

машинно-вентильного каскада, а Usx увеличивается при набросе момента

сопротивления, т. е., по сути, отражает изменение угла нагрузки θ ′ . Проекция

напряжения ротора Urx формирует основной магнитный поток. Как было

отмечено в п. 4.2, Ury определяется амплитудой и частотой АИН,

соответственно на рис. 4.26 величина стабильна и не зависит от нагрузки.

Значение Irx задает ток намагничивания, и по истечении c2 происходит ее

увеличение на величину размагничивающей составляющей тока статора Isx, а

проекция Iry противоположна по знаку моментообразующей проекции тока

статора Isy.

На рис. 4.27 изображены фазные токи и напряжения статора и ротора.

148

Рис. 4.27. Фазные токи и напряжения при ο

30=β

В конце процесса моделирования ток статора Isa составляет около A110

при номинальном моменте сопротивления, тогда как его рассчитанное

номинальное значение около A100 , что вызвано действием размагничивающей

составляющей sxi . Ток ротора Ira составляет около A138 . Увеличение момента

сопротивления, т.е. угла нагрузки θ ′ , приводит к увеличению проекции sxU и,

соответственно, напряжения Usab (см. рис. 4.27).

Для сравнения рассмотрим тот же переходный процесс (см. рис. 4.22), но

при угле опережения коммутации ο

15=β . Динамические характеристики

показаны на рис. 4.28.

149

Рис. 4.28. Переходные процессы пуска и разгона при ο

15=β

Динамика переходных процессов при задании ο

15=β существенно не

изменилась по сравнению с ο30=β (см. рис. 4.22), что объясняется корректной

работой системы регулирования координат. Качественным отличием является

уменьшение тока Id на значение около A10 , т. е. на 10 %, и, соответственно,

выходного фазного тока статора Isa. Изменение проекций на оси системы

координат показано на рис. 4.29, а фазных значений – на рис. 4.30.

150

Рис. 4.29. Проекции токов и напряжений при ο

15=β

Рис. 4.30. Фазные токи и напряжения при ο

15=β

151

Уменьшение угла опережения коммутации β до ο

15 привело к снижению

в два раза размагничивающей составляющей тока статора sxi до значения

около A45 . В свою очередь ток намагничивания rxi уменьшился на эту же

величину и составил A80 вместо A125 при угле ο

30=β . Изменение

остальных составляющих проекций тока и напряжения несущественно. В

результате значение фазного тока статора Isa уменьшилось на 10%, а тока

намагничивания Ira на 17%.

Анализ результатов проведенных исследований работы машинно-

вентильного каскада АВД показал, что система регулирования координат

привода (тока, момента и скорости) с фиксированным углом опережения

коммутации β обеспечила автоматическое управление ими с требуемым

качеством переходного процесса. Уменьшение угла β приводит к улучшению

энергетических характеристик привода. Это объясняется тем, что происходит

пространственная ориентация векторов в соответствии принципом

ортогонального управления и уменьшается влияние размагничивающей

составляющей проекции тока статора sxi . Таким образом, следующим шагом в

построении системы векторного (ортогонального) управления является

реализация регулятора угла, который позволит выполнить условие sIρρ

⊥δψ и

обеспечит наиболее оптимальное управление ЭП с АВД.

4.4. МОДЕЛИРОВАНИЕ ОРТОГОНАЛЬНОГО УПРАВЛЕНИЯ

ПРИВОДОМ С АСИНХРОНИЗИРОВАННЫМ ВЕНТИЛЬНЫМ

ДВИГАТЕЛЕМ

Необходимым условием для реализации оптимального закона векторного

управления ( sIρρ

⊥δψ ) является работа ИТ в режиме ИК, позволяющая задавать

отрицательные значения угла опережения коммутации β . Ортогональная

ориентация векторов основного магнитного потока и тока статора,

определяющих электромагнитный момент каскада АВД, приводит к

уменьшению действия размагничивающей составляющей тока статора sxi до

нулевого значения. В системе управления якорем для обеспечения

автоматического поддержания sIρρ

⊥δψ установлен ПИ-регулятор угла

опережения коммутации β (Pi_reg_Angle), принцип действия которого

заключается в установлении такого значения β , чтобы выполнялось условие

0=sxi .

Переходные процессы пуска и разгона привода с регулятором угла β до

номинальной скорости представлены на рис. 4.31.

152

Рис. 4.31. Переходные процессы при ортогональном управлении

с набросом нагрузки (масштаб Phi – 1000:1)

Запуск регуляторов в контурах регулирования скорости (Ud) и

пространственного положения векторов ( β ) выполняется одновременно по

истечении c1 модельного времени. Динамика переходных процессов при

задании ο

30=β , ο

15=β и его регулировании существенно не отличается, что

объясняется корректной работой системы регулирования координат. Влияние

задания угла опережения коммутации β сказывается качественным образом на

энергетических показателях привода, его выходных токах статора и ротора, что

более подробно будет рассмотрено далее.

Проанализируем работу системы регулирования угла опережения

коммутации β при описанном выше переходном процессе. На рис. 4.32

изображены переходные процессы пространственного положения векторов

тока aIs и напряжения aUs статора в синхронной системе координат yx, ,

вычисленные при помощи соответствующих блоков Ang_Is и Ang_Us, а также

угла β (Betta).

153

Рис. 4.32. Регулятор угла опережения коммутации β

Входными сигналами регулятора угла являются значение уставки

составляющей проекции тока статора Isx = 0 и сигнал обратной связи по этой

величине. Оценивая степень отклонения Isx от нуля в соответствии со своими

параметрами, регулятор выдает необходимый управляющий сигнал Betta с

целью ее компенсации. Как было отмечено в п. 4.1, принципиально невозможно

осуществить пуск каскада с ИК без предварительной зарядки коммутирующих

конденсаторов в режиме ЕК. В результате переход на автоматическое

регулирование β происходит в момент включения ИК ( c1 модельного

времени, см. рис. 4.32), а заряд конденсаторов выполняется в режиме ЕК с

фиксированным углом ο

30=β ( c18,0 ÷ модельного времени). Таким образом,

осуществляется плавное регулирование угла β от значения ο

30 до величины,

которая определяется углом нагрузки каскада θϕβ ′−=≈ .

При работе привода с моментом сопротивления снМTm 5,0= угол

нагрузки θ ′ (угол между векторами напряжения и тока статора aUs-aIs)

составляет около ο

9,1 , при набросе момента до номинального снМTm = угол

θ ′ достигает ο8,3 . Угол опережения коммутации β при этом становится

приблизительно равным углу нагрузки с противоположным знаком ο

8,3−

(Betta= – (aUs-aIs)), соответственно вектор напряжения опережает вектор тока

154

(см. рис. 4.32). Следует отметить, что наблюдаемое в c2 модельного времени

резкое увеличение Betta объясняется процессом начала превышения

тормозного момента электромагнитным, т. е. процессом разгона ЭП. Данные

результаты моделирования показывают, что регулятор угла обеспечивает

требуемое качество переходного процесса и sIρρ

⊥δψ

На рис. 4.33 и 4.34 соответственно представлены проекции составляющих

и фазные значения тока и напряжения статора и ротора в синхронной системе

координат yx, при набросе нагрузки и sIρρ

⊥δψ .

Рис. 4.33. Проекции токов и напряжений при набросе нагрузки ( sIρρ

⊥δψ )

155

Рис. 4.34. Фазные токи и напряжения при набросе нагрузки ( sIρρ

⊥δψ )

Регулирование угла опережения коммутации β для обеспечения sIρρ

⊥δψ

привело к снижению до нуля размагничивающей составляющей тока статора

Isx. В соответствии с векторной диаграммой АВД, это привело к уменьшению

тока намагничивания Irx до величины около A45 вместо A80 при угле

ο15=β . Изменение остальных составляющих проекций тока и напряжения

несущественно. В результате наибольшие количественные отличия

наблюдаются в значении тока намагничивания Ira, которое снизилось на 15%

по отношению к току при фиксированном угле ο

15=β .

Далее рассмотрим пуск и разгон каскада АВД до номинальной скорости с

номинальным моментом сопротивления на валу двигателя и ортогональности

векторов sIρρ

⊥δψ . Затем осуществим сброс скорости с целью анализа данного

возмущения на характеристики ЭП. Переходные процессы при этом показаны

на рис. 4.35.

156

Рис. 4.35. Переходные процессы при разгоне и сбросе скорости ( sIρρ

⊥δψ )

(масштаб Phi – 1000:1)

Сброс скорости до половины номинального значения осуществляется в c8

модельного времени. Частота возбуждения задается равной Гц10 ,

соответственно время намагничивания составляет c1 , по истечении которой в

работу включаются установленные регуляторы в контуре якоря.

По сравнению с пуском каскада при снМTm 5,0= (рис. 4.30) время разгона

привода увеличелось на c2 и составило c8 . При этом наблюдается двукратное

превышение номинальных значений электромагнитного момента Te и тока Id в

звене постоянного тока. Это вызвано настройкой контуров регулирования на

отработку рассогласования по скорости. Решить эту проблему можно путем

корректировки параметров в сторону плавного нарастания тока. Быстрое

нарастание (форсирование) тока приводит к колебанию модуля основного

магнитного потока δψ (Phi). Время переходного процесса при сбросе скорости

составляет около c4 , в течение которых происходит снижение, а затем

стабилизация на номинальном уровне электромагнитного момента.

Перерегулирование по моменту и скорости составляет не более 25 %.

На рис. 4.36 изображены переходные процессы пространственного

положения векторов тока (aIs) и напряжения (aUs) статора в синхронной

системе координат yx, при пуске с моментом снМ и дальнейшем сбросе

скорости, а также ортогональности векторов sIρρ

⊥δψ .

157

Рис. 4.36. Угловые характеристики при сбросе скорости ( sIρρ

⊥δψ )

Угол нагрузки θ ′ также составляет около ο

8,3 и не зависит от скорости.

Колебание угла aIs вызвано форсированием тока. В целом качество

переходного процесса удовлетворяет условию ортогональности sIρρ

⊥δψ .

На рис. 4.37 представлены проекции составляющих тока и напряжения

статора и ротора в синхронной системе координат yx, при сбросе скорости и

sIρρ

⊥δψ .

Рис. 4.37. Проекции токов и напряжений при сбросе скорости ( sIρρ

⊥δψ )

Форсирование тока в контуре регулирования с целью уменьшения времени

разгона приводит к колебаниям в момент набора скорости, что выражается в

158

колебании размагничивающей составляющей проекции тока статора Isx и,

соответственно, Irx.

На рис. 4.38 представлены фазные значения тока и напряжения статора и

ротора при сбросе скорости и sIρρ

⊥δψ .

Рис. 4.38. Фазные токи и напряжения при сбросе скорости ( sIρρ

⊥δψ )

Уменьшение задания скорости в два раза – до об/мин750 – привело к

снижению фазного напряжения статора Usab на В160 до величины В340 , что

вызвано уменьшением проекции напряжения статора Usy, определяющей

скорость ротора каскада. Изменение остальных составляющих проекций и

фазных значений тока и напряжения не произошло, что в полной мере отражает

результаты теоретических исследований.

Таким образом, использование в системе управления якоря зависимого ИТ

с двухступенчатой ИК и обеспечение ортогональности векторов sIρρ

⊥δψ

позволяет представить машинно-вентильный каскад АВД как обобщенный

ДПТ с независимым возбуждением с присущими ему законами управления

[78]. Регулирование угла опережения коммутации β позволило свести к нулю

действие размагничивающей составляющей тока статора Isx и, соответственно,

привело к существенному уменьшению тока намагничивания Irx.

По сравнению с переходным процессом при фиксированном угле ο

15=β

(см. рис. 4.22) произошло снижение составляющих тока статора Isx и ротора Irx

159

на 45 А, а их фазных значений на 10% и 15% соответственно. Уменьшение

фазных токов приводит к значительному снижению потерь в обмотках статора

и ротора. Таким образом, результаты имитационного моделирования ЭП с

ортогональным векторным управлением свидетельствуют о существенном

улучшении энергетических показателей.

Проведенные исследования показали адекватность разработанной системы

управления каскадом АВД. Они полностью соответствуют основным

положениям теоретических исследований и практическим результатам,

полученным на экспериментальном стенде [36].

4.5. МОДЕЛИРОВАНИЕ ПРИВОДА В РЕЖИМЕ УПОРА

Одним из возможных вариантов применения ЭП с АВД является тяговый

привод, где необходимо обеспечить высокий пусковой момент. Теоретические

исследования показали, что каскад АВД позволяет получить пусковой момент,

в несколько раз превышающий номинальный [115].

С целью подтверждения данных выводов, а также для снятия пусковых

характеристик необходимо выполнить моделирование привода в режиме упора.

Для этого в блоке Tormos, имитирующим нагрузку привода, был задан момент

сопротивления Tm на валу, превышающий номинальный электромагнитный

момент Te привода. Пуск каскада осуществлялся в режиме поддержания

модуля основного магнитного потока const=δψ по цепи возбуждения путем

создания напряжения низкой фиксированной частоты регулятором потока

PI_reg_Phi. По истечении c2 модельного времени осуществлялся пуск ИТ

сначала в режиме ЕК для заряда коммутирующих конденсаторов, а через c4,0

выполнялся переход на ИК для возможной работы при ортогональности

векторов sIρρ

⊥δψ . Моделирование режима упора проводилось при плавном

повышении напряжения Ud от величины, которая немного превышает уровень

напряжения, создаваемого по цепи возбуждения. Величина развиваемого

приводом пускового электромагнитного момента измерялась в момент

достижения фазным током якоря значения, в два раза превышающего

номинальное ( AIIsнs

2002 == ).

Проведем исследование режима упора при различных частотах

возбуждения каскада, а также в режиме с фиксированным углом опережения

коммутации β и его регулировании с целью поддержания sIρρ

⊥δψ .

На рис. 4.39 представлены пусковые характеристики привода в режиме

упора с углом ο

30=β и частотой возбуждения Гц10=Fr . Для удобства

проведения анализа на одном графике были сгруппированы значения фазных

токов Isa, Ira и напряжений Usab, Urab статора и ротора, а также

электромагнитного момента Te и основного магнитного потока Phi.

160

Рис. 4.39. Характеристики в режиме упора при ο

30=β и Гц10=Fr

(масштаб Phi – 1000:1)

Согласно проведенным в гл. 3 расчетам, номинальный момент базового

двигателя составляет Мн = 400 Н·м при токе якоря Isн = 100 А Результаты

моделирования показывают, что при частоте возбуждения Гц10=Fr и угле

ο30=β ЭП с АВД развивает пусковой момент равный Мн = 600 Н·м. Ток

ротора Ira при этом превышает статорный Isa на 10 % и составляет 220 А.

Напряжение ротора Urab, а соответственно и модуль основного магнитного

потока Phi стабильны и с ростом нагрузки не изменяются. Токи нарастают

плавно и без колебаний, что говорит о высоком качестве переходного процесса.

За счет форсирования тока в цепи якоря можно увеличить скорость нарастания

токов и электромагнитного момента АВД без срыва коммутации ИТ.

Рассмотрим проекции составляющих токов и напряжений статора и ротора

в синхронной системе координат для данного переходного процесса (рис. 4.40).

161

Рис. 4.40. Проекции токов и напряжений в режиме упора

при ο

30=β и Гц10=Fr

При фиксированном угле опережения коммутации β в режиме упора

происходит увеличение размагничивающей составляющей проекции тока

статора Isx до значения 150 А, что в свою очередь приводит к росту

намагничивающей проекции тока ротора Irx до значения около 200 А. В

результате величина фазного тока ротора Ira (см. рис. 4.39) превышает

величину статорного Isa на 20 А. Конечное значение моментообразующей

проекции тока статора составляет 210 А. C ростом момента сопротивления

происходит увеличение угла нагрузки θ ′ и, соответственно, модуля проекции

напряжения тока статора Usx.

Рассмотрим пусковые характеристики привода в режиме упора при угле ο

30=β и частоте возбуждения Гц5=Fr (рис. 4.41).

162

Рис. 4.41. Характеристики в режиме упора при ο

30=β и Гц5=Fr

(масштаб Phi – 1000:1)

Двукратное уменьшение частоты возбуждения (до Гц5=Fr ) привело к 20

% снижению пускового момента до Мп = 500 Н·м. Пусковые характеристики

токов и напряжений качественно не изменились, однако произошло усиление

колебательных процессов электромагнитного момента и основного магнитного

потока, что объясняется ухудшением коммутационной способности ИТ с

уменьшением частоты возбуждения. Во избежание срывов коммутации была

уменьшена интенсивность нарастания Ud, время переходного процесса

увеличилось соответственно на c2 .

Рассмотрим проекции составляющих токов и напряжений статора и ротора

в синхронной системе координат при уменьшении частоты возбуждения в

режиме упора (рис. 4.42).

163

Рис. 4.42. Проекции токов и напряжений в режиме упора

при ο

30=β и Гц5=Fr

При снижении частоты возбуждения с 10 Гц (см. рис.4.40) до 5 Гц

произошло уменьшение проекции тока Isx на 50 А (до величины 200 А) и Isy на

10 А (до значения 200 А). Таким образом, увеличение действия

размагничивающей составляющей проекции тока статора на 25 % и снижение

моментообразующей составляющей на 5 % привело к снижению пускового

момента на 20 %. В итоге можно сделать вывод, что снижение частоты

возбуждения приводит к уменьшению пускового момента.

Далее рассмотрим пусковые характеристики привода в режиме упора при

регулировании угла опережения коммутации β и частоте возбуждения

Гц10=Fr (рис. 4.43).

164

Рис. 4.43. Характеристики в режиме упора при sIρρ

⊥δψ и Гц10=Fr

(масштаб Phi – 1000:1)

Поддержание ортогональности векторов sIρρ

⊥δψ позволило

компенсировать влияние размагничивающей проекции составляющей тока

статора Isx, что привело к существенному увеличению пускового момента. В

результате при токе статора Is = 2Isн = 200 А произошло увеличение в два раза

электромагнитного момента привода Мэм = 2 Мн = 800 Н·м. При этом в конце

процесса моделирования токи статора и ротора становятся равными, т. е.

намагничивающая составляющая тока ротора не изменяется под влиянием Isx.

Векторное управление ЭП позволило снизить колебания электромагнитного

момента и улучшить качество переходного процесса.

Далее рассмотрим пусковые характеристики привода в режиме упора при

регулировании угла опережения коммутации β и частоте возбуждения

Гц5=Fr (рис. 4.44).

165

Рис. 4.44. Характеристики в режиме упора при sIρρ

⊥δψ и Гц5=Fr

(масштаб Phi – 1000:1)

Снижение частоты возбуждения до 5 Гц при ортогональном управлении

позволило АВД развить тот же пусковой момент, что и при Гц10=Fr . Таким

образом, можно сделать вывод, что частота возбуждения при векторном

ортогональном управлении sIρρ

⊥δψ не влияет на пусковой момент двигателя. С

другой стороны частота возбуждения является многокритериальным

параметром, которая, в том числе, влияет на коммутационную способность ИТ.

В итоге при снижении частоты возбуждения наблюдается существенное

ухудшение качества переходного процесса [115], в частности происходят

значительные колебания основного магнитного потока Phi и напряжения

статора Usab.

По представленным пусковым характеристикам ЭП с АВД в режиме упора

с фиксированным углом опережения коммутации β и его регулировании при

различных частотах возбуждения можно построить зависимости тока статора и

развиваемого электромагнитного момента (рис. 4.45).

166

А,Is

Нм,Mе

0 100 200

400

800

ГцFr 5,30 == οβ

Гц)(Fr,Is 510=⊥ρρ

δψ

ГцFr 10,30 == οβ

нsI нsI2

нсМ

нсМ2

Рис. 4.45. Характеристики привода в режиме упора при различных значениях частоты

возбуждения Fr и угла β

Проведенные исследования режима упора ЭП с АВД на имитационной

модели показали, что базовый двигатель развивает пусковой момент в 1,5–2

раза больше номинального момента базового АД. Однако для получения

высоких значений пускового момента необходимо обеспечить величину тока

якоря, во столько же раз превосходящую номинальное значение тока базового

двигателя [35].

167

Глава 5

РАЗРАБОТКА ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМЫ

МАКЕТНОГО ОБРАЗЦА ЭЛЕКТРОПРИВОДА С

АСИНХРОНИЗИРОВАННЫМ ВЕНТИЛЬНЫМ ДВИГАТЕЛЕМ

Интенсивный путь внедрения современных технологий во всех сферах

производства требует повышения технических характеристик создаваемых

устройств, а также модернизации уже существующих. Объемный парк

использующихся электрических двигателей на базе синхронных и асинхронных

машин в качестве нерегулируемого привода нуждается в улучшении по

технико-экономическим показателям. Главным направлением здесь является

внедрение частотно-регулируемого ЭП.

За последние десятилетия произошли качественные изменения в структуре

электропривода, связанные в первую очередь с переходом на новую

элементную базу построения силового канала (высокочастотные IGBT-

транзисторы, интеллектуальные силовые модули IPM) и новую элементную

базу канала управления – высокопроизводительные микроконтроллерные

системы прямого цифрового управления оборудованием. Помимо

непосредственного управления ключами силовых преобразователей

осуществляется прямое сопряжение с широкой номенклатурой датчиков

обратных связей (положения, скорости, потока), а также с элементами

дискретной автоматики (релейно-контакторной аппаратурой, дискретными

датчиками и дискретными исполнительными устройствами). Все это дает

возможность отечественным специалистам эффективно выполнять актуальные

задачи создания надежных регулируемых приводов с использованием самых

совершенных алгоритмов, комплексно решая вопросы диагностики работы

силовой части и устройств управления, организации удобного интерфейса

оператора и т. д.

Результаты исследования электромеханических процессов ЭП с АВД при

векторном (ортогональном) управлении на имитационной SIMULINK-модели

показали эффективность разработанных законов управления. Следующим

этапом является разработка макетного образца машинно-вентильного каскада,

построенного на базе современной элементной базы. Данная задача весьма

сложна и требует труда не одного специалиста в различных областях знаний,

поэтому в рамках данной работы ограничимся разработкой функциональной

схемы ЭП с АВД.

Автоматизированный ЭП включает, помимо базового двигателя, элементы

силовой части и микропроцессорную систему управления (рис. 5.1). В общем

случае компонентами силовой части регулируемого привода являются:

168

управляемый или неуправляемый выпрямитель, сглаживающее звено

постоянного тока, инвертор напряжения или тока, обеспечивающий работу

асинхронного или синхронного электродвигателя с переменной скоростью.

УВ

dL

ИТ

ТР

НВ

С

ИН

ДУВ ДИТ

ДИН

DSP

АЗС

АЗР

СИВ СИИ

НСС

АВД

НСР

СЕТЬДН ДТ

ДН ДТ

ДН

ДТ

ДТ

ДН

ДН

ШИМ

СЧС

МСУ

СЧР

ДН

Рис. 5.1. Функциональная схема ЭП с АВД при ВУ

На рисунке 5.1 изображена функциональная схема ЭП с АВД, которая

состоит из трех законченных блоков: силовой части статора СЧС, силовой

части ротора СЧР и микропроцессорной системы управления МСУ. Питание

каскада осуществляется от сети переменного трехфазного напряжения

посредством согласующего трансформатора (повышающего или понижающего)

ТР. СЧС включает тиристорный 6-пульсный УВ, который посредством звена

высокой индуктивности Ld соединен с 12-пульсным зависимым ИТ с

коммутирующими конденсаторами. Система управления генерирует в

соответствии с логикой работы программы сигналы открытия силовых

приборов УВ и ИТ, которые с помощью усилителей-драйверов ДУВ и ДИТ

формируют импульсы управления тиристорами. СЧР состоит из мостового

диодного неуправляемого выпрямителя НВ и транзисторного (IGBT) 6-

пульсного АИН с драйвером управления ДИН. Сигналы обратной связи из СЧС

и СЧР в МСУ поступают от высоковольтных резистивных делителей

напряжения ДН и трансформаторов тока ДТ всех трех фаз на входе и выходе, а

также звеньев постоянного тока.

Управление силовыми ключами посредством драйверов осуществляет

МСУ на основании сигналов обратных связей с датчиков напряжения и тока.

Главным элементом МСУ является блок цифровой обработки сигналов ЦОС

(DSP). Сопряжение управляющих сигналов ЦОС с силовой частью и другими

169

элементами электропривода выполняется в соответствующих блоках

нормирования сигналов статора НСС и ротора НСР, которые выполняют

функции согласования вида, уровня, гальванического разделения и т. д.

Типовые комплекты модулей содержат:

– платы нормализации уровня входных аналоговых сигналов,

поступающих от делителей напряжения и трансформаторов постоянного и

переменного тока;

– устройство гальванического разделения входных сигналов задания и

выходных сигналов измерения;

– модули гальванического разделения входных дискретных сигналов,

рассчитанных на входное напряжение 24 и 220 В постоянного тока;

– модули транзисторных ключей с опторазвязками, используемые для

сопряжения с сильноточными ключами формирователей управляющих

импульсов включения тиристоров;

– модули транзисторных ключей для управления сигнальными и

промежуточными реле, при этом последние используются для коммутации

соленоидов включения и отключения высоковольтных выключателей на входе

и выходе ПЧ.

Разделение модулей сопряжения по функциям позволяет обеспечить

помехоустойчивость устройства управления за счет разнесения

высоковольтных и сильноточных цепей, а также уменьшить габариты

используемых в этих схемах элементов, например конденсаторов.

НСС и НСР также формируют сигналы на блоки аппаратной защиты

силовых цепей статора АЗС и ротора АЗР. Сигналы аварий поступают на

быстродействующую программируемую логическую микросхему, которая

выполняет независимый алгоритм отключения элементов либо всего ЭП.

Синхронизация раздачи импульсов управления УВ (с сетью) и ИТ (с

наводимой ЭДС в статоре) осуществляется с помощью СИВ и СИИ

соответственно. Аппаратный компаратор преобразует синусоидальный сигнал

на входе в пропорциональный прямоугольный сигнал той же частоты на

выходе. Здесь же осуществляется контроль симметрии трехфазных

напряжений, которая учитывается при выдачи импульсов управления, а также

защитное отключение.

Построение сложных систем управления в условиях лаборатории стало

возможным благодаря высокопроизводительным и недорогим

микропроцессорам цифровой обработки сигналов. Текущее развитие ЦОС для

целей управления идет по следующим направлениям [55]:

1. Повышение тактовой частоты и производительности центрального

процессора (до 100–400 млн. операций в секунду), расширения числа функций

системы управления, реализуемых исключительно программным путем.

2. Переход от традиционной фоннеймановской архитектуры центрального

процессора к более производительной многошинной конвейерной архитектуре,

в частности модифицированной гарвардской, переход от обычных

микроконтроллеров к сигнальным микроконтроллерам.

3. Увеличение объема встроенной памяти на кристалле: программ (до 128

170

Кслов) и данных (до 18 и более Кслов).

4. Оптимизация трансляторов с языков высокого уровня по объему кода и

быстродействию; отказ от трудоемкого программирования на Ассемблере и

переход к разработке и отладке непосредственно на языке высокого уровня

C/C++ в интегрированных компьютерных средах.

5. Разработка микроконтроллеров с поддержкой большинства

стандартных интерфейсов и широким набором специализированных

периферийных устройств, адаптированных к задачам управления в области

преимущественного применения.

Контроллер DSP содержит микропроцессор, систему ввода/вывода

дискретных и аналоговых (АЦП, ЦАП) сигналов, интерфейсы коммуникаций

(последовательные/параллельные), модули встроенной и расширяемой памяти,

а также интерфейс для программирования и отладки в реальном времени.

Разработка собственного контроллера DSP для управления АВД требует

определенного опыта и знаний в области проектирования цифровых схем.

Предпочтительным является использование готового программно-аппаратного

микропроцессорного комплекта с набором заводских модулей расширения

функций.

Возможны варианты построения DSP на базе одного из

специализированных микропроцессоров серии Motor Control

(TMS320C(F)240(280), фирма Texas Instruments) либо универсальных

(TMS320C30(50, 60), автономные контроллеры серии Tornado E31/33). В

специализированных DSP аппаратно, на кристалле микропроцессора,

реализованы функции прямого цифрового управления силовыми ключами в

режиме ШИМ и сопряжения с датчиками электрических и механических

координат привода. В свою очередь универсальные комплекты DSP

производительнее, имеют больший спектр модулей расширения и развитую

архитектуру.

Микропроцессоры серии Motor Control функции прямого цифрового

управления реализуют за счет использования специализированных

периферийных устройств, интегрированных непосредственно на кристалл

микроконтроллера и не требующих дополнительных развитых средств

сопряжения, а также за счет высокопроизводительной архитектуры и системы

команд центрального процессора, позволяющей решать большинство типовых

задач управления двигателями программным способом (регуляторы,

наблюдатели, преобразователи координат и т. п.).

Самый широкий спектр сигнальных микроконтроллеров для управления

двигателями предлагает фирма Texas Instruments (TI) – семейство

TMS320C2000. DSP-микроконтроллеры TI отличаются улучшенной

периферией:

1) один или два менеджера событий со встроенной поддержкой широтно-

импульсной модуляции базовых векторов для прямого цифрового управления

приводами по структуре «активный выпрямитель – инвертор – двигатель»;

2) встроенный контроллер локальной CAN-сети для поддержки

распределенного управления;

171

3) многоканальное быстродействующее АЦП с режимами автовыборки

данных сразу по нескольким каналам для систем векторного управления;

4) полный спектр быстродействующих интерфейсных устройств для

межмодульных соединений и подключения к системам управления верхнего

уровня.

На рис. 5.2 представлено направление развития семейства

специализированных микропроцессоров семейства TMS320C2000 от С240х до

высокопроизводительных 32-разрядных С281х со скоростью выполнения

операций, равной 150 млн. операций в секунду.

Рис. 5.2. Эволюция семейства TMS320C2000

Микроконтроллеры TI имеют производительную модифицированную

гарвардскую архитектуру центрального процессора с конвейерной обработкой

команд и выполнением любой команды за один такт. Архитектура процессора

представлена на блок-диаграмме (рис. 5.3).

172

Рис. 5.3. Блок-диаграмма процессора TMS320C28х

Последние представители семейства – микроконтроллеры ‘C28

объединяют в себе достоинства всех трех процессорных архитектур: обычных

микроконтроллеров, DSP-микропроцессоров и RISC-процессоров. Они имеют

встроенную библиотеку трансцендентных функций, допускают разработку

непосредственно на языке высокого уровня СИ в реальном времени.

На отечественном рынке разработкой специализированных контроллеров

для систем управления ЭП на базе микропроцессоров серии Motor Control

занимается кафедра автоматизированного электропривода МЭИ (г. Москва) по

кооперации с НПФ «Вектор», «Цикл+», ЭЗАН, ИБП РАН и др. Ими

разработана серия универсальных модульных цифровых систем управления для

современных электроприводов с исполнительными двигателями различных

типов: от асинхронных до многофазных вентильно-индукторных, а также для

преобразователей частоты «Универсал» [79, 100]. В состав разработанной

серии входят:

1. Модуль контроллера привода (МК) – выполняет функции прямого

цифрового управления элементами силового канала и сопряжения с датчиками.

На рис. 5.4. представлена архитектура универсального контроллера ЭП.

173

Рис. 5.4. Архитектура универсального контроллера ЭП МК

Для повышения модульности и удешевления системы управления МК

могут конструктивно разбиваться на плату базового контроллера и одну или

несколько плат расширения функций базового контроллера. Вся серия

контроллеров привода имеет единую архитектуру и отличается

производительностью центрального процессора и объемом памяти.

2. Модуль расширения функций базового контроллера (МР) позволяет

в зависимости от типа привода и специфики его применения расширить

функции базового контроллера, например, обеспечить: управление сразу двумя

инверторами, сопряжение с двумя датчиками положения, расширить память,

сетевые или загрузочные возможности контроллера.

3. Модуль ввода-вывода (МВВ) обеспечивает сопряжение системы

управления приводом с другими системами: промышленными

программируемыми контроллерами, датчиками, технологическим

оборудованием.

4. Пульт оперативного управления (ПУ) с дисплеем и клавиатурой

обеспечивает интерфейс привода с человеком оператором. Разработаны

несколько типов ПУ с различными дисплеями, вплоть до графического, и

специализированными клавиатурами.

174

Рис. 5.5. Контроллер МК10.5 с модулями дискретного ввода-вывода МДВВ10.5 и пультом

оперативного управления ПУ12.2

На рис. 5.5 показаны разработанные серийные контроллер МК10.5 с

модулями дискретного ввода-вывода МДВВ10.5 и пультом оперативного

управления ПУ12.2. Одним из последних был разработан

высокопроизводительный контроллер МК17.1 на базе сигнального процессора

TMS320F2810 с производительностью 150 млн. операций в секунду,

ориентированный на сложные системы векторного управления, в том числе

бездатчикового управления электроприводами.

Другим возможным вариантом построения цифровой системы управления

является использование универсального контроллера DSP. Данный сегмент на

отечественном рынке представлен совместными разработками российских

компаний «Радиосервис» (г. Москва) и «МикроЛАБ Системс» (г. Москва),

которые успешно сотрудничают в области разработки конечных изделий с

применением технологии ЦОС [21], получившей название TORNADO.

Особенностью TORNADO является его модульность, при которой

вычислительные функции, функции ввода-вывода сигналов и эмуляционные

функции четко разделены между совместимыми между собой элементами.

Основными элементами TORNADO, реализующими функции цифровой

обработки сигналов, являются системы ЦОС и автономные контроллеры,

построенные на базе процессоров TMS320. Системы TORNADO предназначены

для построения различных систем, в том числе и систем управления ЭП, одно-

и мультипроцессорных комплексов ЦОС на базе ПК и промышленных

компьютеров [22], а автономные контроллеры TORNADO-E используются для

построения автономной аппаратуры с функциями ЦОС [110].

На платах систем TORNADO и автономных контроллеров имеются

процессор ЦОС, память, интерфейс связи с управляющим компьютером

(коммуникационные интерфейсы для автономных контроллеров) и разъемы

интерфейсов расширения ввода-вывода. Средства ввода-вывода аналоговых и

цифровых сигналов, сопроцессоры ЦОС для мультипроцессорного расширения

175

и средства скан-эмуляции процессоров TMS320 конструктивно выполнены в

виде дочерних модулей, которые устанавливаются на разъемы интерфейсов

расширения на платах систем TORNADO и автономных контроллеров.

Следует отметить, что системы ЦОС TORNADO обладают уникальной

возможностью скан-эмуляции не только собственных процессоров ЦОС, но и

процессоров TMS320 внешней аппаратуры. Эта возможность отсутствует в

аналогичной продукции других производителей. В системах TORNADO она

реализуется с помощью дочернего универсального эмуляционного модуля

UECM, который устанавливается на специальный разъем на платах TORNADO.

В качестве примера построения систем ЦОС TORNADO рассмотрим

архитектуру популярной системы ЦОС TORNADO-31 для ПК с ISA-шиной.

Система TORNADO-31 построена на базе 32-разрядного процессора ЦОС с

плавающей запятой TMS320C31 производительностью 60 MFLOPS.

Элементами системы TORNADO-31 являются: процессор ЦОС, блок

статического ОЗУ (SRAM), интерфейс параллельного расширения ввода/вывода

(PIOX), интерфейс последовательного расширения ввода-вывода (SIOX),

интерфейс ISA-шины управляющего компьютера (рис. 5.6).

Рис. 5.6. Архитектура контроллера ЦОС встраиваемого в ПК

Процессор ЦОС, блок ОЗУ, интерфейс PIOX и интерфейс ISA-шины

объединены общей шиной с разделением доступа (SB-шина). Данная

архитектура обеспечивает параллельность вычислений в процессоре

TMS320C31 и высокоскоростного обмена данными между ISA-шиной ПК и

блоком статического ОЗУ или PIOX-интерфейсом TORNADO-31. Доступ к SB-

шине от интерфейса памяти ISA-шины осуществляется с помощью

коммуникационной страницы памяти, которая одновременно отображается в

адресное пространство SB-шины и пространство адресов UMB ISA-шины ПК.

Обмен данными между ISA-шиной ПК и SB-шиной TORNADO-31

производится без участия процессора ЦОС, не снижает его производительности

176

и может осуществляться в режимах произвольного программного доступа и

блочной передачи данных под управлением контроллера прямого доступа в

память ПК.

Серийный контроллер TORNADO-6х и средство отладки JTAG Emulator

представлены на рис. 5.7.

Рис. 5.7. Контроллер TORNADO-6х и средство отладки JTAG Emulator

Для построения модемов, радиомодемов, сетевых контроллеров и другой

аппаратуры связи, контроля и управления фирма МикроЛАБ Системс

производит автономные контроллеры цифровой обработки сигналов

TORNADO-E31/E548/E62/EL31 и TORNADO-SX30. Архитектура автономного

контроллера ЦОС представлена на рис. 5.8

177

Рис. 5.8. Архитектура автономного контроллера ЦОС

Плата контроллеров серии TORNADO-E содержит процессор ЦОС TMS320,

банк статического ОЗУ, банк ПЗУ для программ. На плате имеется

двухканальный универсальный синхронно-асинхронный приемопередатчик с

протоколами ASYNC/HDLC/SDLC и др. и с последовательными интерфейсами

RS232C/RS422 для коммуникации с внешней аппаратурой и загрузки программ.

Контроллеры имеют цифровой ввод-вывод на плате и разъемы интерфейсов

расширения ввода-вывода SIOX и PIOX для установки дочерних модулей

ввода/вывода сигналов. Контроллеры серии TORNADO-EL отличаются

большим объемом статического ОЗУ на плате, наличием приемопередатчика

UART с последовательным интерфейсом RS232, меньшими габаритами и

стоимостью.

Серийный контроллер TORNADO-Ех с установленным дочерним модулем

расширения SIOX AD/DA представлен на рис. 5.9.

178

Рис. 5.9. Контроллер TORNADO-Ех с модулем расширения SIOX AD/DA

Семейство дочерних модулей ввода/вывода аналоговых и цифровых

сигналов для систем ЦОС TORNADO и автономных контроллеров включает:

многоканальные инструментальные модули АЦП/ЦАП, модули для построения

профессиональных цифровых звукостудий, модули для обработки

радиочастотных сигналов, модули сопряжения с телефонной линией,

многоканальные модули интерфейсов E1/T1, модули для обработки

речи/факс/модемов и другие модули.

Выбор структуры для системы управления ЭП на базе PCI/ISA-

контроллера ЦОС либо автономного определяется задачами реализации

конкретного схемотехнического решения. Использование PCI/ISA-контроллера

потребует дополнительной программной реализации обмена данными между

ЦОС и центральным процессором ПК, а также приведет к увеличению

массогабаритных показателей системы управления. Данное обстоятельство не

критично в случае создания макетного образца для реализации оптимальных

законов векторного управления и приобретает весомое значение при серийном

производстве, где наиболее эффективен автономный контроллер ЦОС.

Одним из самых сложных этапов создания системы управления ЭП

является отладка разработанных алгоритмов и программного обеспечения.

Данное обстоятельство в еще большей степени относится к мощным

высоковольтным приводам, где стоимость ошибки в алгоритме или

программном обеспечении контроллера на порядок выше. Отладка системы

управления на физической модели объекта затруднительна и не всегда дает

правильные результаты из-за несоблюдения коэффициентов подобия.

В качестве одного из вариантов модели объекта управления можно

179

использовать компьютерную имитационную модель электрической машины,

работающую в реальном масштабе в среде моделирования MATLAB SIMULINK

на ЭВМ типа IBM PC, и связанную через плату аналогового и дискретного

ввода-вывода с отлаживаемым контроллером (рис. 5.10).

Рис. 5.10. Отладочная SIMULINK -модель системы управления ЭП

Так, контроллер получает сигналы обратной связи о токах и напряжениях

выпрямителя и инвертора привода, а компьютерная модель силового ПЧ в свою

очередь получает импульсы управления тиристорами. Для модели

электропривода задаются необходимые длительности циклов вычислений для

отдельных подсистем модели, программно коммутируются входы и выходы.

Проведенное сравнение результатов [110], полученных с помощью

имитационной модели, с расчетами и результатами экспериментов подтвердили

правомерность использования такой технологии для всех штатных и, самое

главное, нештатных режимов работы привода.

Предложенная функциональная схема системы управления каскадом

АВД и подробно рассмотренные ее составные элементы, в частности различные

типы контроллера DSP (ЦОС), позволят в дальнейшем разработать

современную систему частотно-регулируемого ЭП с векторным законом

управления.

180

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Разработанная математическая модель машинно-вентильного каскада

АВД, а также синтезированная и рассчитанная замкнутая система автоматиче-

ского управления координатами и построенная имитационная модель ЭП с век-

торным управлением позволили провести детальный анализ переходных элек-

тромеханических и электромагнитных процессов привода при различных ре-

жимах его работы – пуске и разгоне, сбросе и набросе нагрузки, в режиме упора

и различной частоте возбуждения.

Результаты теоретических исследований и моделирование на имитацион-

ной модели позволяют сделать ряд выводов:

1. Анализ коммутационных процессов показал, что для реализации режима

ОДПТ каскада АВД зависимый ИТ с двухступенчатой искусственной коммута-

цией обеспечивает работу при нулевых и отрицательных углах опережения β и

жестко фиксирует фазу тока якоря относительно напряжения.

2. Показано, что частота возбуждения 2f является многокритериальным

параметром, который, с одной стороны, определяет основной магнитный поток

δψ , а с другой – влияет на коммутационную способность ИТ, развиваемый

пусковой момент в режиме const=δψ и энергетические характеристики ЭП.

3. Результаты моделирования работы ЭП с АВД при стабилизации

const=δψ и фиксированном угле опережения коммутации β показали, что

уменьшение угла β приводит к уменьшению влияния размагничивающей со-

ставляющей тока статора sxi и соответственно к улучшению энергетических

характеристик привода.

4. Результаты моделирования работы ЭП с АВД при векторном управле-

нии sIρρ

⊥δψ и регулирование угла опережения коммутации β показали, что

влияние размагничивающей составляющей тока статора sxi компенсируется и

приводит к уменьшению фазных токов и значительному снижению потерь в

обмотках статора и ротора и еще большему улучшению энергетических харак-

теристик привода.

5. Результаты моделирования режима упора показали, что наибольший

пусковой момент ЭП с АВД развивает при векторном управлении sIρρ

⊥δψ и

при этом частота возбуждения 2f не играет роли. Показано, что базовый АД

развивает пусковой момент в 1,5–2 раза больше номинального момента, однако

для этого необходимо обеспечить ток якоря, во столько же раз превосходящий

номинальный ток базового двигателя.

6. Результаты имитационного моделирования полностью подтвердили

проведенные теоретические исследования и позволили предложить функцио-

нальную схему макетного образца ЭП с АВД для дальнейшей практической

реализации векторного управления каскадом.

181

7. В результате можно сделать вывод, что использование в системе

управления якоря зависимого ИТ с двухступенчатой ИК и обеспечение

ортогональности векторов sIρρ

⊥δψ позволяют представить машинно-

вентильный каскад АВД как обобщенный ДПТ с независимым возбуждением с

присущими ему законами управления.

182

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Алферов В. Г. Позиционные электроприводы постоянного тока с

робастным модальным управлением / В. Г. Алферов, Ха Куанг Фук // Электри-

чество. – 1995. – 9. – С. 17–23.

2. Аракелян А. К. Вентильный электропривод с синхронным двигате-

лем и зависимым инвертором / А. К. Аракелян, А. А. Афанасьев, М. Г. Чили-

кин. – М. : Энергия, 1977. – 224 с.

3. Асинхронные двигатели серии 4А: справочник / А. Э. Кравчик,

М. М. Шлаф, В. И. Афонин, Е. А. Соболенская. – М. : Энергоиздат, 1982. – 504

с.

4. Асинхронизированный вентильный двигатель с ортогональным

управлением / И. П. Копылов, Ю. П. Сонин, И. В. Гуляев, А. А. Вострухин //

Электротехника. – 2002. – 9. – С. 2–4.

5. Асинхронизированный вентильный двигатель с поддержанием не-

изменного результирующего магнитного потока / И. П. Копылов, Ю. П. Сонин,

И. В. Гуляев, Г. М. Тутаев // Электротехника. – 2000. – 8. – С. 59–62.

6. А. с. 1561163 СССР, МКИ3 Н 02 К 29/06. Бесконтактный асинхро-

низированный вентильный двигатель / Ю. П. Сонин, Ю. Г. Шакарян,

С. А. Юшков, Ю. И. Прусаков, И. В. Гуляев (СССР). Опубл. 30.04.1990, Бюл.

16. – 3 с.

7. А. с. 1636949 СССР, МКИ3 Н 02 К 29/00. Электропривод перемен-

ного тока / Ю. П. Сонин, С. А. Юшков, Ю. И. Прусаков (СССР). Опубл. 1991,

Бюл. 13.

8. А. с. 1083320 СССР, МКИ3 H 02 P 7/42. Электропривод с асинхрон-

ным двигателем с фазным ротором / Ю. П. Сонин, И. В. Гуляев, И. В. Тургенев

(СССР). Опубл. 30.03.1984, Бюл. 2. – 5 с.

9. А. с. 1073870 СССР, МКИ3 H 02 P 5/40. Способ управления элек-

тродвигателем двойного питания / Ю. П. Сонин, И. В. Гуляев, И. В. Тургенев

(СССР). Опубл 15.02.1984, Бюл. 6. – 4 с.

10. А. с. 1515323 СССР, МКИ3 Н 02 Р 7/42. Способ управления двига-

телем двойного питания, выполненным на базе асинхронного двигателя с фаз-

ным ротором и устройство для его осуществления / Ю. П. Сонин, Ю. Г. Шака-

рян, И. В. Гуляев, Ю. И. Прусаков (СССР). Опубл. 15.10.1989, Бюл. 38, – 6 с.

11. А. с. 1610589 СССР, МКИ3 Н 02 Р 07/42. Способ управления двига-

телем двойного питания, выполненным на базе асинхронного двигателя с фаз-

ным ротором и устройство для его осуществления / Ю. П. Сонин, Ю. Г. Шака-

рян, Ю. И. Прусаков, С. А. Юшков, И. В. Гуляев (СССР). Опубл. 30.11.1990,

Бюл. 44, – 7 с.

12. Бартос Ф. Технология встроенных магнитов в бесщеточных

183

серводвигателях [Электронный ресурс] / Ф. Бартос // Control Engineering. –

2006. – 3. – Режим доступа:

http://www.controlengrussia.com/tematy%20przewodnie0306_.php4?art=1038, сво-

бодный.

13. Копылов И. П. Бесконтактный асинхронизированный синхронный

двигатель / И. П. Копылов, Ю. П. Сонин, И. В. Гуляев, В. В. Никулин // Элек-

тротехника. – 1999. – 9. – С. 29–32.

14. Борцов Ю. А. Электромеханические системы с адаптивным модаль-

ным управлением / Ю. А. Борцов, Н. Д. Поляхов, В. В. Путов. – Л. : Энерго-

атомиздат. Ленингр. отд-ние, 1984. – 216 с.

15. Ботвинник М. М. Асинхронизированная синхронная машина / М.

М. Ботвинник. – М. ; Л. : Госэнергоиздат, 1960. – 72 с.

16. Браславский И. Я. Адаптивная система прямого управления момен-

том асинхронного двигателя / И. Я. Браславский, З. Ш. Ишматов, Е. И. Барац //

Электротехника. – 2001. – 11. – С. 35–39.

17. Бурковский, В. Л. Особенности построения систем управления экс-

каваторными электроприводами / В. Л. Бурковский, Р. В. Шкода // Электротех-

нические комплексы и системы. –2006. – 2. – С. 4–10.

18. Бурковский В. Л. Многофункциональный электропривод в следя-

щем режиме / В. Л. Бурковский, А. С. Гончаров, В. В. Романов // Электротех-

нические комплексы и системы управления. – 2006. – 1. – С. 11–16.

19. Бычков М. Г. Вентильно-индукторный электропривод : современ-

ное состояние и перспективы развития [Электронный ресурс] / М. Г. Бычков //

Рынок Электротехники. – 2007. – 2. – Режим доступа:

http://www.marketelectro.ru/magazine/readem0207/10, свободный.

20. Васильев К. К. Теория автоматического управления (следящие сис-

темы): Учебное пособие / К. К. Васильев. – Ульяновск. Венец, 2001. – 98 с.

21. Васильев О. Интеграция – залог успеха создания наукоемкой и вы-

сокотехнологичной аппаратуры ЦОС / О. Васильев, П. Семенов // CHIP NEWS.

Цифровая обработка сигналов. – 2006. – 2 (105). – С. 10–14.

22. Вейнгер А. Использование контроллера ЦОС TORNADO-30 для

управления электроприводом / А. Вейнгер, А. Новаковский, П. Тикоцкий // Со-

временные технологии автоматизации. – 1997. – 4. – С. 88–92.

23. Вейнгер А. М. Регулируемый синхронный электропривод / А.

М. Вейнгер. – М. : Энергоатомиздат, 1985. – 224 с.

24. Вентильные двигатели и их применение на электроподвижном со-

ставе / Б. Н. Тихменев, Н. Н. Горин, В. А. Кучумов, В. А. Сенаторов. – М. :

Транспорт, 1976. – 280 с.

25. Вентильный электропривод : шанс для российских производителей.

[Электронный ресурс] // Оборудование : рынок, предложение, цены. – 2004. –

1. – Режим доступа: http://www.speckomplekt.ru/st3.html, свободный.

26. Виноградов А. Адаптивно-векторная система управления бездатчи-

кового асинхронного электропривода серии ЭПВ / А. Виноградов, А. Сибирцев,

И. Колодин // Силовая электроника. – 2006. – 3. – С. 50–55.

184

27. Виноградов А. Б. Адаптивная система векторного управления асин-

хронным электроприводом / А. Б. Виноградов // Электротехника. – 2003. – 7.

– С. 7–17.

28. Виноградов А. Б. Минимизация пульсаций электромагнитного мо-

мента вентильно-индукторного электропривода / А. Б. Виноградов // Электри-

чество. – 2008. – 2. – С. 39–48.

29. Виноградов А. Б. Учет потерь в стали, насыщения и поверхностного

эффекта при моделировании динамических процессов в частотно-

регулируемом асинхронном электроприводе / А. Б. Виноградов // Электротех-

ника. – 2005. – 5. – С. 57–61.

30. Герман-Галкин С. Г. Компьютерное моделирование полупроводни-

ковых систем в MATLAB 6.0 : учеб. пособие / С.Г. Герман-Галкин – СПб. :

КОРОНА принт, 2001. – 320 с.

31. Герман-Галкин С. Г. Линейные электрические цепи : лабораторные

работы на ПК / С. Г. Герман-Галкин. – СПб. : КОРОНА принт, 2007. – 256 с.

32. Герман-Галкин С. Г. Силовая электроника : лабораторные работы

на ПК / С. Г. Герман-Галкин. – СПб. : КОРОНА принт, 2007. – 256 с.

33. Герман-Галкин С. Г. Электрические машины : лабораторные работы

на ПК / С. Г. Герман-Галкин, Г. А. Кардонов. – СПб. : КОРОНА принт, 2007. –

256 с.

34. Гультяев А. К. MATLAB 5.3 Имитационное моделирование в среде

Windows : Практ. пособие / А. К. Гультяев. – СПб. : КОРОНА принт, 2001. –

400 с.

35. Гуляев И. В. Моделирование режима упора электропривода на базе

машины двойного питания / И. В. Гуляев, Г. М. Тутаев, А. Н. Ломакин // Сбор-

ник трудов Международной научно-технической конференции «Энергетика-

2008». – Казань: Изд-во Каз.-го ГЭУ. – 2008. – С. 27–32.

36. Гуляев И. В. Моделирование электромеханических процессов в

обобщенной электромеханической системе на основе асинхронизированного

вентильного двигателя / И. В. Гуляев, Г. М. Тутаев. – Саранск : Изд-во Мордов.

ун-та, 2004. – 108 с.

37. Гуляев И. В. Обобщенная электромеханическая система на основе

асинхронизированного вентильного двигателя / И. В. Гуляев. – Саранск : Изд-

во Мордов. ун-та, 2004. – 84 с.

38. Гуляев И. В. Синтез регуляторов для системы векторного управле-

ния электроприводом на базе асинхронизированного вентильного двигателя /

И. В. Гуляев, Г. М. Тутаев, А. Н. Ломакин // Методы и средства управления тех-

нологическими процессами (МСУТП-2007). Материалы IV международной

конференции. – Саранск : Изд-во Мордов. гос. ун-та, 2007. – С. 7–11.

39. Гуляев И. В. Электромагнитные процессы в обобщенной электро-

механической системе с векторным управлением / И. В. Гуляев, Г. М. Тутаев,

А. Н. Ломакин // Автоматизация и современные технологии. – 2008. – 5. –

С. 14–19.

40. Дьяконов В. П. MATLAB 6.5 SP1/7 + Simulink 5/6 в математике и

моделировании / В. П. Дьяконов. – М. : СОЛОН-Пресс, 2005. – 576 с.

185

41. Забродин Ю. С. Промышленная электроника : учеб. для вузов / Ю.

С. Забродин. – М. : Высш. шк., 1982. – 496 с.

42. Загорский А. Е. Управление переходными процессами в электриче-

ских машинах переменного тока / А. Е. Загорский, Ю. Г. Шакарян. – М. : Энер-

гоатомиздат, 1986. – 176 с.

43. Зайцев А. И. Универсальный адаптивный регулятор для системы

управления электроприводом постоянного тока на базе нечеткой логики /

А. И. Зайцев, А. С. Ладанов // Электротехнические комплексы и системы

управления. – 2006. – 2. – С. 17–20.

44. Залецкий В. С. Современный регулируемый электропривод [Элек-

тронный ресурс] / В. С. Залецкий // Рынок электротехники. – 2006. – 3. – Ре-

жим доступа: http://www.marketelectro.ru/magazine/readem0306/38, свободный.

45. Иванов В. М. Компенсация переменных параметров в системах век-

торного управления / В. М. Иванов // Электротехника. – 2001. – 5. – С.

22–25.

46. Иванов-Смоленский А. В. Электрические машины / А. В. Иванов-

Смоленский. – М. : Энергия, 1980. – 928 с.

47. Ильинский Н. Ф. Журнал «Электричество» и развитие электропри-

вода / Н. Ф. Ильинский // Электричество. – 2005. - 3. – С. 70 – 73.

48. Ильинский Н. Ф. Электропривод в современном мире / Н. Ф. Иль-

инский // Сборник материалов V международной (XVI Всероссийской) научной

конференции по автоматизированному электроприводу «АЭП-2007», 17 – 21

сент. – СПб., 2007. – С. 17 – 19.

49. Исследование асинхронизированного вентильного двигателя /

Ю. П. Сонин, Б. А. Стромин, И. В. Тургенев, И. В. Гуляев // Электротехника. –

1982. – 10. – С. 49–51.

50. История электротехники / под. ред. И. А. Глебова. – М. : Изд-во

МЭИ, 1999. – 524 с.

51. Карлов Б. Современные преобразователи частоты: методы управле-

ния и аппаратная реализация / Б. Карлов, Е. Есин // Силовая электроника. –

2004. – 1. – С. 50–54.

52. Ключев В. И. Теория электропривода : учеб. для вузов / В. И. Клю-

чев. – М. : Энергоатомиздат, 1998. – 704 с.

53. Ковач К. П. Переходные процессы в машинах переменного тока / К.

П. Ковач, И. Рац. – М. ; Л. : Госэнергоиздат, 1963. – 744 с.

54. Ковчин А. С. Теория электропривода : учеб. для вузов / А. С. Ков-

чин, Ю. А. Сабинин. – СПб. : Энергоатомиздат, 2000. – 496 с.

55. Козаченко В. Ф. Серия модульных встраиваемых микроконтрол-

лерных систем управления для современного комплектного электропривода /

В.Ф. Козаченко // Сборник материалов V международной (XVI Всероссийской)

научной конференции по автоматизированному электроприводу «АЭП-2007»,

17–21 сент. – СПб. 2007. – С. 23–26.

56. Козярук А. Е. Математическая модель системы прямого управления

моментом асинхронного двигателя / А. Е. Козярук, В. В. Рудаков // Электротех-

ника. – 2005. – 9. – С. 8–14.

186

57. Коломойцев К. В. Энергетические возможности машин двойного

питания / К. В. Коломойцев // Электрик. – 2008. – 5. – С.48–50.

58. Колпаков А. И. Перспективы развития электропривода / А. И. Кол-

паков // Силовая электроника. – 2004. – 1. – С. 46–48.

59. Копылов И. П. Математическое моделирование электрических ма-

шин : учеб. для вузов / И. П. Копылов. – М. : Высш. шк., 2001. – 327 с.

60. Копылов И. П. Частотно-регулируемый асинхронный двигатель

двойного питания / И. П. Копылов, Ю. П. Сонин, И. В. Гуляев // Электротехни-

ка. – 1997. – 8. – С. 22–25.

61. Копылов И. П. Электрические машины : учеб. для вузов / И. П. Ко-

пылов. – М. : Энергоатомиздат, 1986. – 360 с.

62. Корельский Д. В. Обзор современных методов управления синхрон-

ными двигателями с постоянными магнитами / Д. В. Корельский, Е. М.

Потапенко, Е. В. Васильева // Радиоэлектроника, Информатика, Управление. –

2001. – 2. – С. 155–159.

63. Котин Д. А. Разработка и исследование системы векторного управ-

ления машиной двойного питания / Д. А. Котин, В. В. Панкратов // Материалы

IX международной конференции «Актуальные проблемы электронного прибо-

ростроения (АПЭП-2008)»: в 7 т. – Новосибирск : Изд-во Новосиб. гос. техн.

ун-та, 2008. – Т 7. – С. 95–100.

64. Котов Д. Г. Синтез регуляторов состояния для систем модального

управления заданной статической точности / Д. Г. Котов, В. В. Тютиков,

С. В. Тарарыкин // Электричество. – 2004. – 8. – С. 32–44.

65. Красильников А. И. Автоматизированные насосные установки с

компенсацией потерь напора в трубопроводах [Электронный ресурс] /

А. И. Красильников // Строительная инженерия. – 2006. – 3. – Режим досту-

па: http://www.stroing.ru/journal/355, свободный.

66. Кузнецов В. А. Вентильно-индукторные двигатели / В. А. Кузнецов,

В. А. Кузьмичев. – М. : Изд-во МЭИ, 2003. – 93 с.

67. Кузовков Н. Г. Модальное управление и наблюдающие устройства /

Н. Г. Кузовков – М. : Машиностроение, 1976. – 184 с.

68. Лазарев Г. Б. Опыт и перспективы применения частотно-

регулируемых асинхронных электроприводов в электроэнергетике России

[Электронный ресурс] / Г. Б. Лазарев // Новости приводной техники. – 2003. –

5. – Режим доступа: http://www.privod-news.ru/may_03/25-3.htm, свободный.

69. Леонтьев А. Г. Электромеханические системы [Электронный ре-

сурс] / А. Г. Леонтьев, В. М. Пинчук, И. М. Семенов: СПбГТУ. – СПб. 1997. –

Режим доступа: http://www.unilib.neva.ru/dl/059/Head.html, свободный.

70. Лихачев В. Л. Электродвигатели асинхронные / В. Л. Лихачев. – М.

: СОЛОН-Р, 2002. – 304 с.

71. Ломакин А. Н. Бездатчиковое определение скорости в системе век-

торного управления электроприводом на базе асинхронизированного вентиль-

ного двигателя / А. Н. Ломакин // Материалы XII научной конференции моло-

дых ученых, аспирантов и студентов Мордовского государственного универси-

тета им. Н. П. Огарева: в 2 ч. Ч. 2 : Естественные и технические науки / сост. О.

187

В. Бояркина, О. И. Скотников; отв. За вып. В. Д. Черкасов. – Саранск : Изд-во

Мордов. ун-та, 2008. – С. 264–266.

72. Ломакин А. Н. Современное состояние исследований электропри-

вода на базе асинхронизированного вентильного двигателя и перспективы их

развития / А. Н. Ломакин // Технические и естественные науки: проблемы, тео-

рия, эксперимент: (Межвуз. сб. науч. тр.). – Вып. V. – Саранск : 2005. – С. 6–10.

73. Маевский О. А. Энергетические показатели вентильных преобразо-

вателей / О. А. Маевский. – М. : Энергия, 1985. – 320 с.

74. Макаров Л. Н. Совершенствование серийных асинхронных машин в

условиях массового производства / Л. Н. Макаров // Электричество. – 2005. –

7. – С. 62–69.

75. Метод синтеза системы управления асинхронными электроприво-

дами с использованием нейронных сетей / И. Я. Браславский, А. В. Костылев,

Д. В. Мезеушева, Д. П. Степанюк // Электротехника. – 2005. – 9. – С. 54–58.

76. Мещеряков В. Н. Применение беспоисковой адаптивной системы

для управления электроприводом с вентильным двигателем / В. Н. Мещеряков,

В. Г. Карантаев // Электротехнические комплексы и системы управления. –

2006. – 2. – С. 38–40.

77. Микеров А. Г. Управляемые вентильные двигатели малой мощности

: учеб. пособие / А. Г. Микеров. – СПб. : Изд-во СПбГЭТУ «ЛЭТИ», 1997. – 64

с.

78. Моделирование динамических процессов в обобщенной электроме-

ханической системе при векторном управлении / Г. М. Тутаев, И. В. Гуляев,

А. Н. Ломакин, И. С. Юшков // Материалы IX международной конференции

«Актуальные проблемы электронного приборостроения (АПЭП-2008)» : в 7 т. –

Новосибирск : Изд -во Новосиб. гос. техн. ун-та, 2008. – Т 6. – С. 171–178.

79. Модульная микроконтроллерная система управления для отечест-

венной серии преобразователей частоты «Универсал» / В. Ф. Козаченко,

Н. А. Обухов, А. С. Анучин, А. А. Жарков // Сборник трудов V международной

конференции «Электромеханика, электротехнологии и электроматериаловеде-

ние». – Крым, 2003. – С. 725–726.

80. Муравлева О. О. Концепция и пути создания энергоэффективных

асинхронных двигателей / О. О. Муравлева // Электричество. – 2007. – 6. –

С. 50–52.

81. Народницкий А. Г. Современное и перспективное алгоритмическое

обеспечение частотно-регулируемых электроприводов / А. Г. Народницкий,

А. Е. Козярук, В. В. Рудаков. – СПб. : С.-Петерб. электротехн. компания, 2004.

– 127 с.

82. Никифоров Б. В. Вентильно-индукторные двигатели для тяговых

электроприводов / Б. В. Никифоров, С. А. Пахомин, Г. К. Птах // Электричест-

во. – 2007. – 2. – С. 35–38.

83. Никулин В. В. Электропривод на основе бесконтактного асинхрони-

зированного вентильного двигателя с поддержанием результирующего магнит-

ного потока : дис. канд. тех. наук / В. В. Никулин. – Н. Новгород, 2002. – 151 с.

188

84. Овчинников И. Е. Вентильные электрические двигатели и привод на

их основе / И. Е. Овчинников. – СПб. : Корона-Век, 2006. – 336 с.

85. Овчинников И. Е. Теория вентильных двигателей / И. Е. Овчинни-

ков. – Л. : Наука, 1985. – 164 с.

86. Онищенко Г. Б. Электрический привод: учеб. для вузов / Г. Б. Они-

щенко. – М. ; РАСХН. 2003. – 320 с.

87. Основные аспекты построения следящих электроприводов крупно-

го радиотелескопа / В. Г. Гиммельман, В. Ф. Золотарев, Ю. В. Постников,

Г. Г. Соколовский // Электротехника. – 2003. – 5. – С.17–21.

88. Основные положения (Концепция) технической политики в элек-

троэнергетики России на период до 2030 г. / ОАО РАО «ЕЭС России». – 2008. –

90 с.

89. Остриров В. Н. Перспективы системы экскаваторного электропри-

вода на базе вентильно-индукторных двигателей с независимым возбуждением

/ В. Н. Остриров, В. Ф. Козаченко, А. М. Русаков // Доклады научно-

практического семинара «Электропривод экскаваторов». – М. : Изд-во МЭИ,

2004. – С. 35–39.

90. Панкратов В. В. Вентильный электропривод: от стиральной маши-

ны до металлорежущего станка и электровоза / В. В. Панкратов // Электронные

компоненты. – 2007. – 2. – С. 68–77.

91. Панкратов В. В. Задачи синтеза алгоритмов идентификации для

бездатчиковых асинхронных электроприводов с векторным управлением и ва-

риант их решения / В. В. Панкратов, М. О. Маслов // Силовая интеллектуальная

электроника. – 2007. – 1(6). – С. 23–43.

92. Панкратов В. В. Математическое моделирование асинхронных

электрических машин и машин двойного питания / В. В. Панкратов, Е. А. Зима

// Электротехника. – 2003. – 9. – С. 19–24.

93. Панкратов В. В. Тенденция развития общепромышленных элек-

троприводов переменного тока на основе современных устройств силовой элек-

троники // Силовая интеллектуальная электроника. – 2005. – 2. – С. 46–52.

94. Пат. 2231208 Российская Федерация, МПК7 Н 02 Р 1/26. Электро-

привод переменного тока // В. В. Никулин, Г. М. Тутаев, Ю. П. Сонин,

И. В. Гуляев (РФ). Опубл. 2004. Бюл. 17.

95. Пат. 2313895 Российская Федерация, МПК7 Н 02 Р 21/12. Электро-

привод переменного тока / Г. М. Тутаев, В. В. Никулин, И. В. Гуляев, А. Н. Ло-

макин (РФ). Зарегистрирован 27.12.2007, Бюл. 36. Приоритет 27.07.06. – 10 с.

96. Пат. 2320073 Российская Федерация, МПК7 Н 02 Р 21/13. Устройст-

во для управления двигателем двойного питания / Г. М. Тутаев, В. В. Никулин,

И. В. Гуляев, А. Н. Ломакин (РФ). Зарегистрирован 20.03.2008, Бюл. 8. При-

оритет 11.12.06. – 12 с.

97. Певзнер Л. Д. Теория систем управления / Л. Д. Певзнер. – М. : Изд-

во Моск. гос. горн. ун-та, 2002. – 472 с.

98. Поздеев А. Д. Электромагнитные и электромеханические процессы

в частотно-регулируемых асинхронных электроприводах / А. Д. Поздеев. – Че-

боксары : Изд-во Чуваш. ун-та, 1998. – 172 с.

189

99. Потемкин В. Г. Система инженерных и научных расчетов в

MATLAB 5.х : в 2 т. / В. Г. Потемкин. – М. : ДИАЛОГ-МИФИ. – 1999. – 675 с.

100. Применение DSP-микроконтроллеров фирмы «Texas Instruments» в

преобразователях частоты «Универсал» с системой векторного управления /

В. Ф. Козаченко, Н. А. Обухов, С. А. Трофимов, П. В. Чуев // Электронные

компоненты. – 2002. – 4. – С. 61–64.

101. Программа расчета параметров системы регулирования при век-

торном управлении электроприводом на базе асинхронизированного вентиль-

ного двигателя : свидетельство об официальной регистрации программы /

Ломакин А. Н., Тутаев Г. М., Гуляев И. В.; Мордов. гос. ун-т им. Н. П. Огарева

– 2008610454; зарегистрирована в Реестре программ для ЭВМ 24.01.2008.

102. Прусаков Ю. И. Двигатели двойного питания с двумя преобразова-

телями частоты в цепях статора и ротора и их исследование в рабочих и пуско-

вых режимах : дис. канд. тех. / Ю. И. Прусаков. М., 1989. – 174 с.

103. Робканов Д. В. Прямое управление моментом в асинхронном элек-

троприводе шнека дозатора / Д. В. Робканов, Ю. Н. Дементьев, С. Н. Кладиев //

Изв. Том. политех. ун-та. – 2005. – 3. – С. 140–143.

104. Родин Я. Н. Каскадно-частотное управление асинхронными двига-

телями на насосных станциях / Я. Н. Родин, А. Е. Сидорин // Электротехниче-

ские комплексы и системы управления. – 2006. – 2. – С. 21–28.

105. Розанов Ю. К. Основы силовой электроники / Ю. К. Розанов. – М. :

Энергоатомиздат, 1992. – 296 с.

106. Рудаков В. В. Асинхронные электроприводы с векторным управле-

нием / В. В. Рудаков, И. М. Столяров, В. А. Дартау. – Л. : Энергоатомиздат,

1987. – 136 с.

107. Садовой А. В. Оптимальное управление асинхронным следящим

электроприводом с люфтом в кинематической цепи / А. В. Садовой, Р. С. Во-

лянский // Электротехника. – 2003. – 3. – С.40–44.

108. Самосейко В. Ф. Оптимальное управление асинхронным двигате-

лем с фазным ротором / В. Ф. Самосейко, Ф. А. Гельвер // Сборник материалов

V международной (XVI Всероссийской) научной конференции по автоматизи-

рованному электроприводу «АЭП-2007», 17–21 сент. – СПб., 2007. – С. 119–

122.

109. Симаков Г. М. Системы автоматического управления электропри-

водами: Учеб. пособие по курсовому проектированию / Г. М. Симаков. – Ново-

сибирск : Изд-во НГТУ, 2006. – 116 с.

110. Система управления асинхронным электроприводом с нелинейным

модальным регулятором переменной структуры / А. Б. Виноградов, В. Ф. Гла-

зунов, Н. Е. Гнездов, С. К. Лебедев // Известия вузов. Технология текстильной

промышленности. – 2005. – 2 (283).

111. Система управления мощным высоковольтным электроприводом на

базе процессоров ЦОС TMS320C3x / А. Блинов, А. Вейнгер, В. Максимов [и

др.] // CHIP NEWS. Цифровая обработка сигналов. – 2003. – 5 (78). – С. 58–

63.

190

112. Системы подчиненного регулирования электроприводов перемен-

ного тока с вентильными преобразователями / О. В. Слежановский, Л. Х. Дац-

ковский, Е. Д. Лебедев, Л. М. Тарасенко – М. : Энергоатомиздат, 1983. – 256 с.

113. Соколова Е. М. Сравнительный анализ динамики электроприводов

переменного и постоянного тока для механизмов кабельного производства /

Е. М. Соколова // Электротехника. – 2007. – 8. – С. 32–37.

114. Соколовский Г. Г. Электроприводы переменного тока с частотным

регулированием : учеб. / Г. Г. Соколовский. – М. : 2006. – 265 с.

115. Сонин Ю. П. Асинхронизированные вентильные двигатели / Ю.

П. Сонин, И. В. Гуляев – Саранск : Изд-во Мордов. ун-та, 1998. – 68 с.

116. Сонин Ю. П. Бесконтактный асинхронизированный вентильный

двигатель / Ю. П. Сонин, С. А. Юшков, Ю. И. Прусаков // Электричество. –

1989. – 11. – С. 41–45.

117. Сонин Ю. П. Бесконтактный асинхронизированный вентильный

двигатель с ортогональным управлением / Ю. П. Сонин, И. В. Гуляев,

Д. В. Атаманкин // Электротехника. – 2003. – 7. – С. 41–44.

118. Сонин Ю. П. Перегрузочная способность машины двойного пита-

ния в режиме вентильного двигателя / Ю. П. Сонин, Ю. И. Прусаков // Элек-

тричество. – 1986. – 7. – С. 57–59.

119. Сонин Ю. П. Пусковые характеристики машины двойного питания

в режиме вентильного двигателя / Ю. П. Сонин, Ю. И. Прусаков // Электриче-

ство. – 1988. – 3. – С 61–65.

120. Сонин Ю. П. Расчетная мощность бесконтактного вентильного дви-

гателя и определение его основных размеров / Ю. П. Сонин, И. В. Гуляев //

Электротехника. – 1998. – 4. – С. 4–6.

121. Сонин Ю. П. Статические характеристики бесконтактного асинхро-

низированного вентильного двигателя / Ю. П. Сонин, В. Ф. Байнев, И. В.

Гуляев // Электротехника. – 1994. – 9. – С. 15–20.

122. Сонин Ю. П. Статические характеристики машины двойного пита-

ния в режиме вентильного двигателя / Ю. П. Сонин // Электричество. – 1985. –

4. – С. 62–64.

123. Состояние, тенденции и проблемы в области методов управления

асинхронными двигателями / В. Г. Бичай, Д. М. Пиза, Е. Е. Потапенко,

Е. М. Потапенко // Радиоэлектроника, информатика, управление. – 2001. – 1.

– С. 138–144.

124. Справочник по автоматизированному электроприводу / под. ред.

В. А. Елисеева, А. В. Шинянского – М. : Энергоатомиздат, 1983. – 616 с.

125. Суптель А. А. Асинхронный частотно-регулируемый электропри-

вод : учеб. пособие / А. А. Суптель. – Чебоксары : Изд-во Чуваш. ун-та, 2000. –

164 с.

126. Терехов В. М. Системы управления электроприводов : учеб. для

студентов высш. учеб. заведений / В. М. Терехов, О. И. Осипов. – М. :

2005. – 304 с.

127. Терехов В. М. Современные способы управления и их применение в

электроприводе / В. М. Терехов // Электротехника. – 2000. – 2. – С. 25–31.

191

128. Тутаев Г. М. Блоки компенсации внутренних ЭДС базовой машины

в структуре векторного управления обобщенной электромеханической систе-

мой / Г. М. Тутаев, И. В. Гуляев, А. Н. Ломакин // Наука и инновации в Респуб-

лике Мордовия : материалы V научно-практической конференции. – Саранск :

Изд-во Мордов. ун-та, 2006. – С. 534–537.

129. Тутаев Г. М. Векторное управление электроприводом на базе асин-

хронизированного вентильного двигателя / Г. М. Тутаев, А. Н. Ломакин // Ма-

териалы VIII международной конференции «Актуальные проблемы электрон-

ного приборостроения (АПЭП-2006)» : в 7 т. – Новосибирск : Изд-во Новосиб.

гос. техн. ун-та, 2006. – Т 6. – С. 171–178.

130. Тутаев Г. М. Векторно-матричная модель электропривода с асин-

хронизированным вентильным двигателем / Г. М. Тутаев, И. В. Гуляев ,

А. Н. Ломакин // Проблемы электротехники, электроэнергетики и электротех-

нологии : тр. II науч.-техн. конф. с меж. участием: в 2 ч. – Тольятти : Изд-во

Тольят. гос. ун-та, 2007. – Ч 2. – С. 331–336.

131. Тутаев Г. М. Математическая модель двигателя двойного питания

при векторном управлении / Г. М. Тутаев, А. Н. Ломакин. // Известия ВУЗов.

Электромеханика. – 2007. – 5. – С. 8–14.

132. Тутаев Г. М. Наблюдатель магнитного потока в системе векторного

управления электроприводом на базе машины двойного питания / Г. М. Тутаев,

А. Н. Ломакин // Технические и естественные науки: проблемы, теория, экспе-

римент : (межвуз. сб. науч. тр.). – Вып. VI. – Саранск : РНИИЦ, 2006. – С. 3–6.

133. Тутаев Г. М. Электропривод на основе асинхронизированного вен-

тильного двигателя с поддержанием результирующего магнитного потока : дис.

канд. тех. наук / Г. М. Тутаев. – Н. Новгород, 2002. – 174 с.

134. Тяговый двигатель с возбуждением постоянными магнитами // Же-

лезные дороги мира. – 2004. – 9 (T. Klockow et al. Elektrische Bahnen. – 2003.

– 3. – S. 107- 112).

135. Усольцев А. А. Частотное управление асинхронными двигателя- ми :

учеб. пособие / А. А. Усольцев. – СПб. : СПбГУ Институт точной механики и

оптики, 2006. – 94 с.

136. Федотов Ю. Б. Математическое моделирование вентильных преоб-

разователей : учеб. пособие / Ю. Б. Федотов. – Саранск : Изд-во Мордов. ун-та,

1994. – 92 с.

137. Фираго Б. И. Теория электропривода : учеб. пособие / Б. И. Фираго,

Л. Б. Павлячик. – Мн. : Техноперспектива, 2004. – 527 с.

138. Фролов Ю. М. Состояние и тенденции развития электропривода /

Ю. М. Фролов // Электротехнические комплексы и системы управления.

– 2006. – 1. – С. 4–10.

139. Хватов С. В. Проектирование и расчет асинхронного вентильного

каскада : учеб. Пособие / С. В. Хватов, В. Г. Титов. – Горький : Изд-во Горьк.

ун-та, 1977. – 92 с.

140. Хрущев В. В. Электрические машины систем автоматики : учеб. для

вузов / В. В. Хрущев. – Л. : Энергоатомиздат. Ленингр. отд., 1985. – 386 с.

192

141. Черных И. В. SIMULINK : среда создания инженерных приложений

/ И. В. Черных // Под общ. ред. к. т. н. В. Г. Потемкина – М. : ДИАЛОГ-МИФИ,

2003. – 496 с.

142. Черных И. В. SimPowerSystems : Моделирование электротехниче-

ских устройств и систем в Simulink / И. В. Черных // Exponenta Pro. Математика

в приложениях. – 2004. – 1 (5). – С. 14–19.

143. Чиликин М. Г. Общий курс электропривода : учеб. для вузов / М.

Г. Чиликин, А. С. Сандлер. – М. : Энергоиздат, 1981. – 576 с.

144. Чупин С. А. Применение частотно-регулируемого электропривода –

эффективное решение проблемы энергосбережения на объектах тепло-, водо-

снабжения и вентиляции / С. А. Чупин // Вест. энергосбережения Юж. Урала. –

2003. – 2 (9).

145. Шабаев В. А. Алгоритмы управления вентильно-индукторным

электроприводом, обеспечивающее уменьшение неравномерности электромаг-

нитного момента / В. А. Шабаев, М. В. Лазарев, А. В. Захаров // Электротехни-

ка. – 2005. – 5. – С. 54–56.

146. Шабаев В. А. Анализ источников шума вентильно-индукторного

двигателя / В. А. Шабаев // Электротехника. – 2005. – 5. – С. 62–64.

147. Шакарян Ю. Г. Асинхронизированные синхронные машины / Ю.

Г. Шакарян. – М. : Энергоатомиздат, 1984. – 192 с.

148. Шрейнер Р. Т. Математическое моделирование электроприводов

переменного тока с полупроводниковыми преобразователями частоты /

Р. Т. Шрейнер, УРО РАН. – Екатеринбург, 2000. – 654 с..

149. Blaschke F. Das Prinzip der Feldorientiening die Grundlage fur die

TRANSVECTOR / F. Blaschke. – Regelung von Asynchronmaschienen. Siemens-

Zeitschrift. – 1971. – 45. – S. 757.

150. Blaschke F. The principle of field orientation applied to the new trans-

vector closed-loop control system for rotating field machines / F. Blaschke. – Sie-

mens-Rev. – 1972. – 39. – P. 217–220.

151. Boehringer A. Funktion und Einsatz des drehfelderregten Stromrich-

termtotors / A. Boehringer. – Elektrotechnik und Maschinenbau mil industrieller

Elektronik und Nachrichtentechnik. – Stuttgart, Bundesrepublik Deutschland. – 1983.

– 12. – S. 499–506.

152. MATLAB в инженерных и научных расчетах : монография /

О. Ф. Дащенко, В. Х. Кириллов, Л. В. Коломиец, В. Ф. Оробей. – Одесса : Ас-

тропринт, 2003. – 214 с.

193

СПИСОК СОКРАЩЕНИЙ

АВД – асинхронизированный вентильный двигатель

АВК – асинхронно-вентильный каскад

АВН – активный выпрямитель напряжения

АД – асинхронный двигатель

АДФР – асинхронный двигатель с фазным ротором

АЗР – аппаратная защита (силовых цепей) ротора

АЗС – аппаратная защита (силовых цепей) статора

АИН – автономный инвертор напряжения

АИТ – автономный инвертор тока

АНУ – адаптивное наблюдающее устройство

АЦП – аналогово-цифровой преобразователь

БАВД – бесконтактный асинхронизированный вентильный двигатель

БАС – беспоисковые адаптивные системы

БАУ – блок адаптивного управления

БД – базовый двигатель

БДПТ – бесщеточный двигатель постоянного тока

БК – блок компенсации

ВД – вентильный двигатель

ВИД – вентильно-индукторный двигатель

ВМ – вычислитель момента

ВС – вычислитель скорости

ВУ – векторное управление

ДДП – двигатель двойного питания

ДИН – драйвер инвертора напряжения

ДИТ – драйвер инвертора тока

ДН – датчик напряжения

ДН – делитель напряжения

ДП – датчик положения

ДПР – датчик положения ротора

ДПТ – двигатель постоянного тока

ДС – датчик скорости

ДТ – датчик тока

ДУВ – драйвер управляемого выпрямителя

ДФН – датчик фазы напряжения

ДЭМС – двухмассовая электромеханическая система

ЕК – естественная коммутация

ЗИ – задатчик интенсивности

ЗУ – задающее устройство

ИК – искусственная коммутация

ИН – идентификатор напряжения

ИНС – искусственные нейронные сети

ИП – идентификатор потока

ИТ – инвертор тока

194

КВУ – косвенное векторное управление

КЗ – короткое замыкание

КМ – контур момента

КН – кривая намагничивания

КП – контур потока

КПД – коэффициент полезного действия

КС – контур скорости

КТ – контур тока

МВВ – модуль ввода-вывода

МДП – машина двойного питания

МДС – магнитодвижущая сила

МК – модуль контроллера (привода)

МР – модуль расширения функций (базового контроллера)

МСУ – микропроцессорная система управления

МЧ – механическая часть

НВ – неуправляемый выпрямитель

НМ – настраиваемая модель

НСР – нормирование сигналов ротора

НСС – нормирование сигналов статора

ОАД – обобщенный асинхронный двигатель

ОВД – обмотка возбуждения

ОДПТ – обобщенный двигатель постоянного тока

ОЗУ – оперативное запоминающее устройство

ОСД – обобщенный синхронный двигатель

ОУ – объект управления

ОЭМС – обобщенная электромеханическая система

ОЭП – обобщенный электромеханический преобразователь

ПВУ – прямое векторное управление

ПЗУ – постоянное запоминающее устройство

ПК – преобразователь координат

ПКО – обратный преобразователь координат

ПКП – прямые координатные преобразования

ПП – полупроводниковый преобразователь

ПУ – пульт (оперативного) управления

ПУМ – прямое управление моментом

ПФ – преобразователь фаз

ПЧ – преобразователь частоты

РИ – распределитель импульсов

РМ – регулятор момента

РНС – регулятор напряжения статора

РП – регулятор потока

РС – регулятор скорости

РТ – регулятор тока

СВН – селектор вектора напряжения

СД – синхронный двигатель

195

СДПМ – синхронный двигатель с возбуждением от постоянных магнитов

СИВ – синхронизация импульсов выпрямителя

СИИ – синхронизация импульсов инвертора

СМ – синхронная машина

СО – симметричный оптимум

СОУ – система управления объектом

СУП – система управления положением

СЧР – силовая часть ротора

СЧС – силовая часть статора

ТА – тригонометрический анализатор

ТО – технический оптимум

УВ – управляемый выпрямитель

УНВ – узел направления вращения

УП – управляемый преобразователь

ФИ – формирователь импульсов

ФП – функциональный преобразователь

ФСУ – узел фазосмещения

ХХ – холостой ход

ЦАП – цифроаналоговый преобразователь

ЦОС – цифровая обработка сигналов

ШД – шаговый двигатель

ШИМ – широтно-импульсная модуляция

ЭДС – электродвижущая сила

ЭП – электропривод

196

СОДЕРЖАНИЕ

стр.

ВВЕДЕНИЕ ………………………………………………………………........3

ГЛАВА 1. СОВРЕМЕННЫЕ СПОСОБЫ И СИСТЕМЫ

УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДОМ 5

1.1. Современные способы управления электроприводами ..……..7

1.2. Системы управления электроприводов на базе

асинхронного двигателя ……………………………………..............15

1.3. Системы управления электроприводами на базе

вентильного и вентильно-индукторного двигателей ..…………….23

1.4. Системы управления электроприводами на базе

машины двойного питания и асинхронизированного

вентильного двигателя …………………….………………………....31

ГЛАВА 2. СИНТЕЗ МАТЕМАТИЧЕСКОЙ МОДЕЛИ ДВИГАТЕЛЯ

ДВОЙНОГО ПИТАНИЯ ПРИ ВЕКТОРНОМ УПРАВЛЕНИИ 39

2.1. Математическая модель двигателя двойного питания ………..40

2.2. Математическая модель двигателя двойного питания

при векторном управлении …………………………………………..54

2.3. Блоки компенсации ……………………………………………...63

2.4. Наблюдатель магнитного потока ………………………………..67

2.5. Векторно-матричная модель двигателя двойного

питания ………………………………………………………………..70

2.6. Математическая модель двигателя двойного питания

при векторном управлении с учетом потерь в стали и

намагничивания ………………………………………………………75

ГЛАВА 3. СИНТЕЗ СИСТЕМЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ И

ИМИТАЦИОННАЯ МОДЕЛЬ АСИНХРОНИЗИРОВАННОГО

ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ ПРИ ВЕКТОРНОМ УПРАВЛЕНИИ 82

3.1. Расчет параметров базовой машины …………………………...83

3.2. Синтез регуляторов для асинхронизированного

вентильного двигателя ………………………….. …………………..87

3.3. Расчет параметров регуляторов …………………………………95

197

3.4. Моделирование системы регулирования электропривода

с асинхронизированным вентильным двигателем ………………..99

3.5. Имитационная модель электропривода с

асинхронизированным вентильным двигателем при

векторном управлении ……………………………………………..105

ГЛАВА 4. МОДЕЛИРОВАНИЕ РЕЖИМОВ РАБОТЫ

ЭЛЕКТРОПРИВОДА С АСИНХРОНИЗИРОВАННЫМ

ВЕНТИЛЬНЫМ ДВИГАТЕЛЕМ 125

4.1. Моделирование силовой части ротора и статора ……………126

4.2. Координаты привода при векторном управлении …………...134

4.3. Моделирование привода при стабилизации основного

магнитного потока …………………………………………………142

4.4. Моделирование ортогонального управления приводом с

асинхронизированным вентильным двигателем …………………151

4.5. Моделирование привода в режиме упора ……………….…...159

ГЛАВА 5. РАЗРАБОТКА ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМЫ

МАКЕТНОГО ОБРАЗЦА ЭЛЕКТРОПРИВОДА С

АСИНХРОНИЗИРОВАННЫМ ВЕНТИЛЬНЫМ ДВИГАТЕЛЕМ …….. 167

ЗАКЛЮЧЕНИЕ ……………………………………………………….. …... 180

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК ……………………………………...182

СПИСОК СОКРАЩЕНИЙ………………………………………………….193