微波功率放大器设计－基础

Mao Wenjie

基本内容微波功率放大器的分类 微波功率放大器的非线性微波功率放大器设计示例 EDGE 标准功率放大器设计

微波功率放大器线性化设计技术 器件级线性化设计技术 电路级线性化设计技术 线性化设计技术总结

微波功率放大器的分类

A 类功率放大器A 类是所有功放结构中线性最好的。效率较低、增益较大。最大输出功率：

功率效率：

B 类和 AB 类功率放大器无论有无信号， A 类功放都保持导通， B 类功放只是有信号时才工作，提高了效率。功率增益比 A 类功放低。匹配网络需要滤除谐波成份，但推挽式结构可免去这些麻烦。

推挽式 B 类功率放大器

B 类放大器的输出功率及效率

输出功率同 A 类放大器相同通过降低直流功耗提高了效率

C 类功率放大器

通过改变晶体管的导通角实现 C 类放大输出功率和增益比 A 类放大器小的多匹配网络设计复杂，很少应用。

A 、 B 、 AB 和 C 类功率放大器总结

晶体管都以压控电流源方式工作，不同之处在于直流工作点偏置。导通角、最高效率和输出功率

D 类功率放大器

理论上可以达到 100 ％功率由于寄生参数大增益低导致应用很少。

E 类功率放大器效率可达 100% ，效率与导通角无关。极电极电压严重不对称，峰值电压较高。Q 值及开关电阻会影响效率。

F 类功率放大器

谐振回路 L3C3 增加了 3 次谐波阻抗，从而使电压波形“变方”。

微波功率放大器的非线性

功率放大器的非线性功率放大器是放大器中的一个“异类” 大信号工作 效率和线性都：两个最基本的矛盾

功率放大器的非线性： 谐波失真 增益压缩 交调失真

频谱扩展 AM/AM 和 AM/PM

转换 三拍失真

谐波失真谐波失真 当信号增加到一定程度，功率放大器因工作在非线

性而产生一系列谐波。 窄带功放，可用滤波器滤除。

0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.50.0 5.0

-140

-120

-100

-80

-60

-40

-20

-160

0

freq, GHz

Spe

ctru

m

增益压缩饱和输出功率： 输入功率达到某一值时，再加大不会改变输出功率

的大小。

1 dB 压缩点输出功率

功率放大器增益压缩 1 dB 所对应的输出功率，记作 P1dB 。

交调失真交调失真是有不同频率的两个或更多的输入信号经过功放而产生的混合分量。 若输入 个不同频率的信号，输出分量为 :

交调系数：

单位是 dBc ，交调分量比载频分量的分贝数。

lpnm 21

l

1

lg10P

PM pm

pm

三阶交调失真三阶交调分量 ：

三阶交调系数 不可能把它从信道中滤除。

3M

三阶交调交截点 IP3

基波信号输出功率特性延长线与三阶交调特性延长线的交点称为 IP3 ，与其对应的输入信号的幅值 IIP3 。

线性度： IIP3

1 dB 压缩点和 IIP3 之间的关系：

当系统由一组电路单元组成时，总的IIP3 可用下式计算：

dBIIPdB 101 3 压缩点

二阶交调二阶交调系数 ： 二阶交调 失真比二次谐波失真严重，

也比三阶交调严重。 窄带功放：可以用滤波器滤除，不需考虑。 宽带功放：必须考虑 可以用平衡电路减少这种失真

二阶交调交截点： 类似于三阶交调交截点的定义

)( 12 2M

频谱扩展（再生）ACPR ： Adjacent Channel Power Ratio

AM/AM 转换和 AM/PM 转换AM/AM ：对输入信号的幅度调制效应AM/PM ：对输入信号的相位调制效应

三拍失真三拍失真定义： 具有三个不同频率 的信号同时输入放

大器时，其中 和 非常接近，而 离开 和 比较远，这时功率放大器输出端出现 的失真分量。

三拍失真系数 注意与三阶失真的区别

321 、、

1 2 31 2

)( 123

功率效率、功率附加效率功率效率：

表示功率放大器把直流功率转换成射频功率的能力。

没有考虑晶体管的放大能力。功率附加效率：

直流输入功率射频输出功率

P

直流输入功率入功率射频输出功率－射频输

add

微波功率放大器设计示例

EDGE 标准功率放大器设计功率放大器设计的主要目的是得到晶体管的最大功率。 负载线分析法 负载牵引法 大信号参数分析法EDGE ：一种提高数据速率的新技术，是“全球通”向第三代移动通信系统（ IMT-2000）过渡的台阶。

EDGE 标准功率放大器指标

设计主要满足上面斜体表示的指标，包括功率、增益和一些非线性指标。

整个功率放大器结构

放大器所需的级数由增益指标决定最后一级放大器满足功率指标MGF2430A 可以得到＋29 dBm 的功率和＋ 10 dB 的增益ATF21170 可以得到＋ 13 dB 的增益

驱动放大级设计

小信号设计技术，以得到最大增益为目标。稳定性考虑， R1 是稳定电阻

This schematic has multiple datadisplay windows. Select DesignGuide/ Power Amplifier DesignGuide/S-Parameter Simulation Results/ Noise Figure, S-Params., Stability and Group Delay Results to open the other data display windows.

Set SystemImpedance Z0:

Set S-parameter analysis frequencyrange. If an S-parameter file without noise data is used, the noisesimulation results will be invalid.

Computation ofStability factorsand circles:

S-Parameters, Noise Figure, Stability and Group Delay versus Frequency

S_ParamSP1

CalcNoise=yesStep=0.01 GHzStop=1.91 GHzStart=1.85 GHz

S-PARAMETERS

RR1R=20 Ohm

TermTerm1

Z=Z0Num=1

sp_hp_ATF-21170_1_19921201SNP2

Noise Frequency="{0.50 - 6.00} GHz"Frequency="{0.25 - 10.00} GHz"Bias="Fet: Vds=3V Id=20mA"

TermTerm2

Z=Z0Num=2

VARVAR1Z0=50

EqnVar

OptionsOptions1Temp=16.85

OPTIONS

MeasEqnmeas1

EqnMeas

仿真结果

13.643

MaximumAvailablePower Gain, dB

0.524 / 41.998

Source ReflectionCoefficient for Minimum NF

Zopt for NFmin

73.2 + j70.7

Simultaneous Match

Zsource16.424 + j46.478

Simultaneous Match

Zload22.954 + j36.672

11.64839.3 + j22.2

Power Gain with theseSource and Load Reflection Coefficients

Conjugate Match Load Impedance if Source Reflection Coefficient is Sopt for Minimum NF

Matching For Gain

Matching For Noise Figure

NFmin, dB

2.361

SystemImpedance

50.000

K1.231

Stability FactorZsource Zload

DUT*

Zopt

Conjugate match Zload if source impedance is Zopt

DUT* *DUT= Device Under Test(simulated circuit or device)

驱动级输入匹配电路设计

PortP2Num=2

PortP1Num=1 MLIN

TL2

L=457.231 milW=9.919 milSubst="MSub1"

MLEFTL1

L=436.739 milW=9.919 milSubst="MSub1"

MTEETee1

W3=9.919 milW2=9.919 milW1=9.919 milSubst="MSub1"

13.643

MaximumAvailablePower Gain, dB Simultaneous Match

Zsource16.424 + j46.478

Simultaneous Match

Zload22.954 + j36.672

Matching For Gain Zsource Zload

DUT*

DA_SSMatch1_NF_SP_StabilityDA_SSMatch1

Delta=0 milZline=50 OhmZstub=50 OhmZload=16.424-j*46.478 OhmZin=50 OhmF=1.88 GHzSubst="MSub1"Term

Term1

Z=Z0Num=1

RR1R=20 Ohm

输入匹配电路性能

1.88 -38.70 -0.00 1.02 0.00

1.82

1.84

1.86

1.88

1.90

1.92

1.94

1.96

1.98

1.80

2.00

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

-40

0

Frequency (GHz)

S (dB

)

A BM1

1.87 1.88 1.891.86 1.90

-35

-30

-25

-40

-20

S11

(R

Loss

)

M3

1.88 -38.65 -6.17E-4 1.02 1.37E-4

1.82 -16.39 -0.10 1.36 0.02

1.88 -36.04 -0.00 1.03 0.00

0.04 -22.82 -0.02 1.16 5.23E-3

Single-Stub MatchDisplay AssistantPassive Circuit DesignGuide

S11S21

Marker M1

Marker M2

Change/Worst A->B

Desired Center Frequency

Actual Center Frequency

1.87 1.88 1.891.86 1.90

1.05

1.10

1.15

1.00

1.20

S11

(VSW

R)

F: Frequency1: Input Port2: Output PortZin: Input ImpedanceZLoad: Load Impedance

1.87 1.88 1.891.86 1.90

-0.02

-0.01

-0.03

0.00

S21

(IL

oss)

1.87 1.88 1.891.86 1.90

0.002

0.004

0.000

0.006

|S11

|̂2

Note: Change/Worst A->B provides performance over the range from marker A to B. The change of F is given, and the worst case S-parameter values are given.

Need Help? Please see the Passive Circuit DesignGuide User Manualfor complete instructions on using this Display Assistant. The Display Assistant Chapter provides general-use instructions, and specifics for this Display Assistant are found in the component documentation.

M2

S11, Zin

49.3 - j1.4

48.9 - j0.5

1.87 -36.32 -1.04E-3 1.03 2.33E-4Marker M3

49.0 - j0.6

40.3 + j9.8

48.6 + j0.4

16.42 - j46.48

50.00

ZLoad

Desired Zin

Magnified A->B Magnified A->B

F S11 S21 VSWR |S11| 2̂ Zin

驱动级输出匹配电路设计

Set SystemImpedance Z0:

Set S-parameter analysis frequencyrange. If an S-parameter file without noise data is used, the noisesimulation results will be invalid.

Computation ofStability factorsand circles:

DA_SSMatch2_NF_SP_StabilityDA_SSMatch2

Delta=0 milZline=50 OhmZstub=50 OhmZload=50 OhmZin=22.954+j*36.672 OhmF=1.88 GHzSubst="MSub1"

S_ParamSP1

CalcNoise=yesStep=0.01 GHzStop=1.91 GHzStart=1.85 GHz

S-PARAMETERS

MSUBMSub1

Rough=0 milTanD=0T=0 milHu=3.9e+034 milCond=1.0E+50Mur=1Er=9.6H=10.0 mil

MSub

RR1R=20 OhmTerm

Term1

Z=Z0Num=1

DA_SSMatch1_NF_SP_StabilityDA_SSMatch1

Delta=0 milZline=50 OhmZstub=50 OhmZload=16.424-j*46.478 OhmZin=50 OhmF=1.88 GHzSubst="MSub1" sp_hp_ATF-21170_1_19921201

SNP2

Noise Frequency="{0.50 - 6.00} GHz"Frequency="{0.25 - 10.00} GHz"Bias="Fet: Vds=3V Id=20mA"

TermTerm2

Z=Z0Num=2

MeasEqnmeas1

EqnMeas

OptionsOptions1Temp=16.85

OPTIONSVARVAR1Z0=50

EqnVar

PortP2Num=2

PortP1Num=1 MLIN

TL2

L=464.896 milW=9.919 milSubst="MSub1"

MLEFTL1

L=367.551 milW=9.919 milSubst="MSub1"

MTEETee1

W3=9.919 milW2=9.919 milW1=9.919 milSubst="MSub1"

整个驱动级放大电路性能

m3freq=1.880GHzdB(S(1,2))=-19.437

m3freq=1.880GHzdB(S(1,2))=-19.437

1.86 1.87 1.88 1.89 1.901.85 1.91

-19.55

-19.50

-19.45

-19.60

-19.40

freq, GHz

dB(S

(1,2

))

m3

m2freq=1.880GHzdB(S(2,1))=13.642

m2freq=1.880GHzdB(S(2,1))=13.642

1.86 1.87 1.88 1.89 1.901.85 1.91

6

8

10

12

4

14

freq, GHz

dB(S

(2,1

))

m2

mag

(S(2

,1))

m4freq=1.880GHzS(2,2)=0.009 / -66.567impedance = Z0 * (1.007 - j0.016)

m4freq=1.880GHzS(2,2)=0.009 / -66.567impedance = Z0 * (1.007 - j0.016)

freq (1.850GHz to 1.910GHz)

S(2

,2) m4

m1freq=1.880GHzS(1,1)=0.014 / -96.148impedance = Z0 * (0.997 - j0.027)

m1freq=1.880GHzS(1,1)=0.014 / -96.148impedance = Z0 * (0.997 - j0.027)

freq (1.850GHz to 1.910GHz)

S(1

,1) m1

功率放大级设计设计目标是得到最大输出功率功率器件的输出阻抗是输出功率的函数，存在一个理想输出阻抗可以得到最大的输出功率。输出匹配电路的目的是把 50 Ohm 匹配到该理想输出阻抗。这里采用两种技术来设计输出匹配电路 Load － pull method 负载牵引法 Load － line analysis method 负载线分析法

有时需要在输出功率和增益之间进行选择

最大功率输出设计方法

负载线分析方法

计算负载线

计算负载线电阻

负载线分析方法仿真FET Curve Tracer

Set gate and drain voltage sweep limits as needed. If the transistor instance name changes (for example, FET2 instead of FET1), then the OutVar must also be changed. If a library part is used on this schematic, then the OutVar will have to be set to something likeA1.Device.Gm.

This schematic has multiple datadisplay windows. Select DesignGuide/ Power Amplifier DesignGuide/DC and Bias Point Simulation Results/ FET I-V Curves, Class A Power, Eff., Load, Gm vs.Bias Results to open the other data display windows.

ParamSweepSweep1

Step=0.1Stop=-4Start=0SimInstanceName[6]=SimInstanceName[5]=SimInstanceName[4]=SimInstanceName[3]=SimInstanceName[2]=SimInstanceName[1]="DC1"SweepVar="VGS"

PARAMETER SWEEP

DCDC1

Other=OutVar="FET1.Gm"Step=.1Stop=12Start=0SweepVar="VDS"

DC

pf_mit_MGF2430A_19931015A1

V_DCSRC1Vdc=VDS

V_DCSRC3Vdc=VGS

FET_curve_tracerSub_palibX1

I_ProbeIDS

仿真结果

m1VDS=6.500 VGS=-0.900000IDS.i=336.9m

m2VDS=1.100 VGS=0.000000IDS.i=631.1m

m1VDS=6.500 VGS=-0.900000IDS.i=336.9m

m2VDS=1.100 VGS=0.000000IDS.i=631.1m

2 4 6 8 100 12

0.0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

-0.1

0.7

VGS=-4.00 VGS=-3.90 VGS=-3.80 VGS=-3.70 VGS=-3.60 VGS=-3.50 VGS=-3.40 VGS=-3.30 VGS=-3.20 VGS=-3.10 VGS=-3.00 VGS=-2.90 VGS=-2.80 VGS=-2.70 VGS=-2.60 VGS=-2.50 VGS=-2.40 VGS=-2.30 VGS=-2.20 VGS=-2.10 VGS=-2.00 VGS=-1.90 VGS=-1.80 VGS=-1.70 VGS=-1.60 VGS=-1.50 VGS=-1.40 VGS=-1.30 VGS=-1.20 VGS=-1.10 VGS=-1.00e+003mVGS=-900.mVGS=-800.mVGS=-700.mVGS=-600.mVGS=-500.mVGS=-400.mVGS=-300.mVGS=-200.mVGS=-100.mVGS=0.000

VDS

IDS

.i, A

m1

m2

line_

opt

line

2.190

17.589

794.4m 36.28

875.6m 6.650

315.5m

18.353

2.098

41.73

DC-to-RF Efficiency,%

DC PowerConsumptionRload

Output PowerWatts dBm

DC-to-RF Efficiency,%

Optimal VDS

Optimal IDS

DC Power Consumption at Optimal Bias

Output Powerat Optimal BiasWatts dBm

Rload atOptimal Bias

Optimal Class A bias point values.

Marker m1 bias point values, (Assuming Class A, AC current limited to marker m2 value and AC voltage nohigher than VDSmax.)

29.42

29.00

Device IV Curves, Load Lines,and Maximum DC Dissipation Curve

输出匹配电路设计

负载牵引法

负载牵引仿真

vload

Vs_low Vs_high

Set Load and Source impedances atharmonic frequencies

One Tone Load Pull Simulation; output power and PAE found at each fundamental load impedance

Set these values:

Specify desired Fundamental Load Tuner coverage: s11_rho is the radius of the circle of reflection coefficients generated. However, the radius of the circle will be reduced if it would otherwise go outside the Smith Chart.s11_center is the center of the circle of generated reflection coefficientspts is the total number of reflection coefficients generatedZ0 is the system reference impedance

I_ProbeIload

CC1C=1.0 uF

I_ProbeIs_high

I_ProbeIs_low

LL1

R=L=1 uH

LL2

R=L=1 uH

S1P_EqnS1S[1,1]=LoadTunerZ[1]=Z0

P_1TonePORT1

Freq=RFfreqP=dbmtow(Pavs)Z=Z_sNum=1

V_DCSRC2Vdc=Vlow

V_DCSRC1Vdc=Vhigh

HarmonicBalanceHB1

Order[1]=5Freq[1]=RFfreq

HARMONIC BALANCE

VARSweepEquationss11_rho =0.75s11_center =0.0 +j*0.0pts=100Z0=50

EqnVar

HB1Tone_LoadPullSub_palib

X1

ParamSweepSweep1

PARAMETER SWEEP

Statz_ModelFLC301XP

GaAsFETFET1

Mode=nonlinearTemp=Area=Model=FLC301XP

CC2C=1.0 uF

VARSTIMULUSPavs=16 _dBmRFfreq=850 MHzVhigh=5Vlow=-1

EqnVar

VARVAR2Z_l_2 =Z0 + j*0Z_l_3 = Z0 + j*0Z_l_4 = Z0 + j*0Z_l_5 = Z0 + j*0Z_s_fund =10 + j*0Z_s_2 = Z0 + j*0Z_s_3 = Z0 + j*0Z_s_4 = Z0 + j*0Z_s_5 =Z0 + j*0

EqnVar

仿真结果

功率放大级整体仿真

功率放大器整体仿真

功率放大器整体仿真结果

微波功率放大器线性化设计技术

线性化技术的重要性（一）线性化调制技术的广泛采用 线性调制技术（如 pi/4-DQPSK 、 16QAM）具有

频谱效率高的特点，因而被现代通信系统所广泛采用。

功率放大器本质非线性可以造成交调失真，从而造成频谱扩展。

多载波放大系统对线性化的需求 由于远近效应的存在，基站系统对邻信道干扰

（ ACI）的要求非常严格（ <-60 dB ），要求高线性化的功率放大器，减少交调分量对邻信道的干扰。

线性化技术的重要性 ( 二 )多载波调制方式的逐渐采用 多载波调制方式（如 OFDM）具有一系列明显的优点，正为许多标准（如802.11 、 4G 、 HDTV 、 DVB）所采用。

OFDM 信号具有高的峰值 /平均功率比（ PAPR ），功率放大器的非线性失真将影响传输系统的性能。

功率效率的考虑 电池寿命、热管理等要求采用高效的功率放大器，

因此不能通过功率回退 (Back-off) 的方法，使之工作在线性放大区

线性化技术总揽器件级线性化设计技术电路级线性化设计技术 反馈线性化设计技术 前馈线性化设计技术 预失真线性化设计技术 EE&R 线性化放大器 LINC 技术

功率放大器线性化设计技术总结

器件级线性化设计技术A 类功率放大器的功率回馈（ Back-off ）偏置（ Biasing）线性化技术 二极管偏置 低阻抗偏置 电压动态调节偏置

无源射频负反馈（ Passive RF Feedback ） 串联负反馈（ Series feedback ） 并联负反馈（ Shunt feedback ）

包络（ Envelope ）负反馈

优缺点分析： 输出功率稳定 不能补偿相位信息 稳定增益低和大的相位漂移

A

1/ K

Modul ati oni nput

Upconverter RF PA

RF output

Envel opedetector

Vol tagedi vi der

Polar-Loop 发射机结构

Polar-Loop 发射机分析优点分析： 可用 C 类放大器，组成高效、线性的发射机结构。 射频部分比较简单，只包括 VCO 和功率放大器。 没有采用上变频，因此不需镜频抑制滤波器。缺点分析： 相位回路本质上有相位不连续问题，因此需要较高

的回路反馈带宽，限制了它的应用。 在信号幅度较小时 PLL环路有锁定问题，相位快速

变化时有快速响应问题。

Cartesian-Loop 发射机结构

Cartesian-Loop 发射机分析优点分析： 不需要 PLL/VCO 元件，由此引起的快速跟踪、相

位误差和锁定等问题也不会存在。 结构比较简单，实现方便。 可适用于任何调制方式该技术已在 150MHz-1.8G 的商业系统中出现，如 RF Micro Devices 的 RF2422 器件，线性化程度能提高 25-45 dB 。结构通用， Cartesian-Loop 技术可应用软件无线电系统中。

前馈线性化基本原理

前馈线性化技术分析优点： 前馈技术不会降低放大器的增益。 基本形式的前馈系统是无条件稳定的。 采用多环前馈技术，可以达到任意高的精度。 误差放大器可以采用高线性、低噪声的放大器，提

高系统性能。缺点： 器件特性随时间和温度的变化没有补偿。 器件之间的幅度和相位特性必须很好匹配。 电路结构比反馈系统复杂。

相关检测自适应前馈系统结构

预失真技术基本原理

射频预失真所采用的技术同前馈控制一样，射频预失真也需要反馈控制技术来纠正补偿系统性能的变化。普通的射频预失真技术 功能单元（多项式、幂级数） 查找表（ Look-up table ） 模拟预失真（二极管）自适应的射频预失真技术 邻频干扰（ ACI）功率最小 基于相关检测的反馈控制

自适应射频预失真技术

复杂增益查找表技术

效率高运算速度快

EE&R Amplifier

Envelope Elimination and Restoration

EE&R Amplifier 基本结构

EE&R 技术分析优点： 由于采用了高效率的 C 、 D 、 E或 S类放大器，

功率附加效率非常高，理论上可达 100 ％。 潜在的高线性化，只是受到输出功率放大器的限制。 基本形式实现简单缺点 对包络变化很大的信号无能为力。 基本形式不能监视本身信号的输出，不能纠正系统

本身元件的非线性。

LINC 技术Linear Amplifier using Nonlinear Components

其中：必须满足条件：

G

G

Si gnalseparati on/generati on

)](cos[)()( ttwtVtS c

)](cos[)( max2 ttwVtS c

)](cos[)( max1 ttwVtS c

)}()({ 21 tStSG

)()()();()()( tttttt

]/)([cos)();()()(2 max1

21 VtVttStStS

LINC 技术分析潜在的优点： 由于可以使用非线性元件，工作频率很高。 可以使用高效非线性的元件，如 D 、 E或 F类功率

放大器，效率很高。 理论上实现比较简单。

一些缺点： 两条射频通路要求增益和相位严格匹配，因此必须采用反馈机制。

较好的功率耦合和低损耗最大的问题，潜在的功率损耗达到 50 ％。

线性化技术总结（一）采用 Cartesian-Loop 结构的 C 类放大器已在第二代移动通信系统中采用，如DAMPS 、 PDS 系统。这种发射机结构接口比较简单，能够方便的实现功率控制，效率也可以。在卫星和蜂窝通信系统中，前馈技术是一个可选技术。通过一定的控制策略，可以达到 75 dBc 以上的线性度。目前这个技术已从传统的 AMPS/DAMPS领域延伸到 GSM/DCS 中。

线性化技术总结（二）射频预失真也是一个成熟的技术，它通常可以作为一个前馈系统的一个补充来达到较高的线性度，单纯的射频预失真技术很难达到较高性能。目前已经出现了自适应基带预失真的 ASIC芯片，这样降低系统的功率消耗。然而在实际应用还有一些问题，如自适应算法的收敛速度等。EE&R 和 LINC/CALLUM 技术目前已经逐渐实用化， WSI公司成功开发了以 CALLUM 为基础的基站发射机。

谢谢大家！