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LTC3600
13600fc
標準的応用例
特長 概要
1本の抵抗で設定可能な15V、 1.5Aレール・トゥ・レール同期整流式
降圧レギュレータ
LTC3600は、わずか1本の外付け抵抗で出力電圧を設定可能な、高効率モノリシック同期整流式降圧レギュレータです。ISETピンで内部生成される高精度の50μA電流源により、1本
の外付け抵抗を使用して0V～VIN–0.5Vの範囲で出力電圧を設定できます。VOUTの電圧はユニティゲイン方式でエラーアンプに直接フィードバックされ、ISETの電圧と等しくなります。動作電源電圧範囲が4V～15Vなので、デュアル・リチウムイオン・バッテリや5Vまたは12V入力からのポイントオブロード電源などのアプリケーションに適しています。
動作周波数は外部クロックに同期可能で、外付け抵抗を使用して200kHz～4MHzの範囲で設定することもできます。スイッチング周波数が高いので、小型の表面実装インダクタを使用可能です。独自の固定オン時間アーキテクチャは、高速負荷トランジェント応答も求められる降圧比の高いアプリケーションでの高周波数動作に最適です。
効率および電力損失と出力電流
アプリケーション
n 1本の抵抗で設定可能なVOUTn ISETの精度：±1%n VOUTの電圧に依存しない厳しいVOUTレギュレーションn 容易な並列接続により大電流および放熱に対応n 広いVOUT範囲：0V～VIN–0.5Vn 高効率：最大96%n 出力電流：1.5An 調整可能な周波数：200kHz～4MHzn VIN範囲：4V～15Vn 電流モード動作による優れた入力および
負荷トランジェント応答n シャットダウン時の電源電流がゼロn 熱特性が改善された12ピン（3mm×3mm）DFNおよび
MSOPパッケージ
n 電圧トラッキング電源n ポイントオブロード電源n 携帯用計測器n 分散給電システム
L、LT、LTC、LTM、Linear Technology、リニアのロゴ、およびOPTI-LOOPはリニアテクノロジー社の登録商標です。Hot Swapはリニアテクノロジー社の商標です。他の全ての商標はそれぞれの所有者に所有権があります。5481178、5705919、5847554、6580258をはじめとする米国特許によって保護されています。
LOAD CURRENT (A)
EFFI
CIEN
CY (%
)
POWER LOSS (W
)
0.001 0.1 1 100.01
3600 TA01b
VIN = 12VVOUT = 2.5V
CCM
CCM
DCM
40
50
60
70
80
30
20
10
0
90
100
0.4
0.5
0.6
0.7
0.8
0.3
0.2
0.1
0
0.9
1.0
DCM
POWERLOSS
高効率、1MHz、1.5A降圧コンバータ
3600 TA01a
50µA
10µF
1µF
0.1µF
22µF
2.2µH
VIN12V
VOUT
VOUT2.5V
VIN
INTVCCISET RT PGFBGND ITH PGOOD
RUN
BOOST
SW
LTC3600
MODE/SYNC
0.1µF 49.9k
PWM CONTROLAND SWITCH
DRIVER
8
5
7
9
1 6 10 3 4 2 12
11
13
–
+ERRORAMP
LTC3600
23600fc
絶対最大定格
VIN、SWの電圧 ......................................................–0.3V～16VSWのトランジェント電圧（Note 6） ..........................–2V～21VVOUT、ISETの電圧 ........................................................ 0V～VIN
BOOSTの電圧 ......................................... –0.3V～VIN＋INTVCC
RUNの電圧 ............................................................–0.3V～12V
（Note 1、5）
TOP VIEW
DD PACKAGE12-LEAD (3mm × 3mm) PLASTIC DFN
12
11
8
9
104
5
3
2
1 PGOOD
VOUT
INTVCC
BOOST
VIN
SW
ISET
ITH
RT
PGFB
RUN
MODE/SYNC 6 7
13GND
TJMAX = 125°C, θJA = 55°C/W EXPOSED PAD (PIN 13) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB
123456
ISETITHRT
PGFBRUN
MODE/SYNC
121110987
PGOODVOUTINTVCCBOOSTVINSW
TOP VIEW
13GND
MSE PACKAGE12-LEAD PLASTIC MSOP
TJMAX = 125°C, θJA = 43°C/W EXPOSED PAD （PIN 13) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB
ピン配置
発注情報
鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲LTC3600EDD#PBF LTC3600EDD#TRPBF LFXB 12-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN –40°C to 125°CLTC3600IDD#PBF LTC3600IDD#TRPBF LFXB 12-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN –40°C to 125°CLTC3600EMSE#PBF LTC3600EMSE#TRPBF 3600 12-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°CLTC3600IMSE#PBF LTC3600IMSE#TRPBF 3600 12-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°Cより広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。*温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 非標準の鉛ベース仕様の製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。
INTVCC電圧 ..............................................................–0.3V～7VITH、RTの電圧 ..................................................–0.3V～ INTVCC
MODE/SYNC、PGFB、PGOODの電圧 ................–0.3V～ INTVCC
動作接合部温度範囲 （Note 2、5） ................... –40°C～125°CMSEパッケージのリード温度（半田付け、10秒） ...........300°C
LTC3600
33600fc
電気的特性 lは規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25°Cの値（Note 2）。注記がない限り、VIN=12V。
SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITSVIN VIN Supply Range 4 15 V
ISET ISET Reference Current
l
49.5 49.3
50 50
50.5 51
µA µA
ISET Line Regulation l 0.02 0.05 %/V
ISET DROP_OUT Voltage ISET > 45µA, VIN – VSET 340 mV
ISET Load Regulation IOUT = 0 to 1.5A 0.25 µA
Error Amp Input Offset (Note 4) –3 3 mV
Error Amp Load Regulation l 0.05 0.1 %
Minimum VOUT Voltage VISET = 0, ROUT = 0 10 mV
gm(EA) Error Amplifier Transconductance 0.63 0.9 mS
tON(MIN) Minimum On-Time 30 ns
tOFF(MIN) Minimum Off-Time 130 ns
ILIM Current Limit l 1.6 2 2.4 A
Negative Current Limit –0.9 A
RTOP Top Power NMOS On-Resistance 200 mΩ
RBOTTOM Bottom Power NMOS On-Resistance 100 mΩ
VUVLO INTVCC Undervoltage Lockout Threshold INTVCC Rising 3.45 3.7 V
UVLO Hysteresis INTVCC Falling 150 mV
VRUN Run Threshold Run Hysteresis
RUN Rising RUN Falling
l 1.55 0.13
1.8 V V
RUN Pin Leakage RUN = 12V 0 2 µA
VINTVCC Internal VCC Voltage 5.5V < VIN < 15V 4.8 5 5.4 V
INTVCC Load Regulation ILOAD = 0mA to 20mA 0.3 %
OV Output Overvoltage PGOOD Upper Threshold PGFB Rising 0.620 0.645 0.680 V
UV Output Undervoltage PGOOD Lower Threshold
PGFB Falling 0.520 0.555 0.590 V
PGOOD Hysteresis PGFB Returning 10 mV
PGOOD Pull-Down Resistance 1mA Load 200 Ω
PGOOD Leakage Current PGOOD = 5V 1 µA
VMODE/SYNC MODE/SYNC Threshold MODE VIL(MAX) MODE VIH(MIN) SYNC VIH(MIN) SYNC VIL(MAX)
4.3 2.5
0.4
0.4
V V V V
MODE/SYNC Pin Current MODE = 5V 9.5 µA
fOSC Switching Frequency RT = 36.1k l 0.92 1 1.06 MHz
VOUT Pin Resistance to Ground 600 kΩ
VINOV VIN Overvoltage Lockout VIN Rising VIN Falling
17.5 16
V V
IQ Input DC Supply Current Discontinuous Shutdown
(Note 3) Mode = 0, RT = 36.1k Run = 0
700 0
1100 1.5
µA µA
LTC3600
43600fc
Note 1: 絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可能性がある。また、長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与える可能性がある。絶対最大定格は、それを超えるとデバイスの寿命に悪影響を与える恐れがある値。Note 2: LTC3600はTJがTAにほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LTC3600Eは、0°C～85°Cの接合部温度で性能仕様に適合することが保証されている。–40°C～125°Cの動作接合部温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。LTC3600I は–40°C～125°Cの全動作接合部温度範囲で保証されている。これらの仕様を満たす最大周囲温度は、基板レイアウト、パッケージの定格熱インピーダンスおよび他の環境要因と関連した特定の動作条件によって決まることに注意。接合部温度（TJ（°C））は周囲温度（TA（°C））および電力損失（PD（W））から次式に従って計算される。 TJ = TA + （PD • θJA）、ここで、θJA （単位：°C/W）はパッケージの熱インピーダンス。
Note 3: スイッチング周波数で供給される内部ゲート電荷により動的消費電流は大きくなる。Note 4: LTC3600は、エラーアンプの出力が規定された電圧（ITH）になるようにVOUTを調節する帰還ループでテストされている。Note 5:このデバイスには短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過温度保護機能が備わっている。過温度保護機能がアクティブなとき接合部温度は125°Cを超える。規定された最大動作接合部温度を超えた動作が継続すると、デバイスの信頼性を損なう恐れがある。Note 6： 電圧トランジェントの持続時間は、各スイッチング・サイクルで20ns未満である。
電気的特性
LTC3600
53600fc
標準的性能特性
ISET電流とVISET
ISET電流の入力レギュレーション 消費電流と温度 シャットダウン時の IQとVIN
負荷レギュレーション ISET電流と温度
トランジェント応答 （CCM動作、内部補償）RDS（ON）と温度
トランジェント応答 （CCM動作、外部補償）
TEMPERATURE (°C)–50
R DS(
ON) (
mΩ
)
40
260
180200220240
0
120100
20
140160
0
8060
100 15050
3600 G07
MBOT
MTOP
TEMPERATURE (°C)–100 –50
QUIE
SCEN
T CU
RREN
T (m
A)
1.0
4.0
0
2.5
2.0
0.5
3.0
3.5
0
1.5
100 20015050
3600 G05
CCM
DCM
IOUT (A)0
NORM
ALIZ
ED V
ISET
AND
VOU
T (%
)
0.2 0.4 0.6 0.8
99
96
100
95
98
97
1.81 1.2 1.4 1.6
3600 G01
VIN = 12VVOUT = 3.3V
VISETVOUT
20µs/DIV
VOUT100mV/DIV
AC-COUPLED
IL1A/DIV
3600 G08
VIN = 12VVOUT = 3.3VIOUT = 0A TO 1AL = 4.7µH
fSW = 1MHzRITH = 27.5kΩ, CITH = 250pFMODE = INTVCCCOUT = 47µF
20µs/DIV
VOUT100mV/DIV
AC-COUPLED
IL1A/DIV
3600 G09
VIN = 12VVOUT = 3.3VIOUT = 0A TO 1AL = 4.7µH
fSW = 1MHzITH = INTVCCMODE = INTVCCCOUT = 47µF
VIN
0 2
I Q (µ
A)
0.2
1.0
4 6
0.5
0.4
0.1
0.6
0.7
0.8
0.9
0
0.3
10 1612 148
3600 G06
VRUN = 0
TEMPERATURE (°C)–50
I SET
(µA
)
50.3
125
50.1
49.9
0 50–25 25 75 100 150
49.7
49.5
50.5
3600 G02VISET
0
I SET
(µA)
51
42
48
45
49
50
44
47
46
1210 14 1686
3600 G03
VIN =15V
VIN
0
I SET
(µA)
50.4
42
49.8
49.4
50.0
50.2
49.2
49.6
1210 14 16 1886
3600 G14
ISET (VISET = 0V)ISET (VISET = 2.5V)
LTC3600
63600fc
標準的性能特性
出力トラッキング
DCM動作 CCM動作
トランジェント応答 （DCM動作、内部補償）
トランジェント応答 （DCM動作、外部補償）
スイッチング周波数 /周期とRT
INTVCCの負荷レギュレーションスイッチのリーク電流
INTVCC CURRENT (mA)0
INTV
CC V
OLTA
GE (V
)
4.90
5.00
20 40 60
4.96
4.88
4.98
4.86
4.94
4.92
10 30 80 10050 70 90
3600 G17
VSW5V/DIV
IL1A/DIV
3600 G13
VIN = 15VVOUT = 2.5VMODE = 0L = 2.2µH
VSW5V/DIV
IL1A/DIV
3600 G14
VIN = 15VVOUT = 2.5VMODE = INTVCCL = 2.2µH
TEMPERATURE (°C)–50 –30 –10
LEAK
AGE
CURR
ENT
(µA)
4
10
2
8
0
6
13050 70 90 11010 30
3600 G16
VIN = 12V
MBOT
MTOP
RT (kΩ)0
FREQ
UENC
Y (M
Hz)
PERIOD (µs)
1.0
3.5 6
5
4
3
2
1
050
2.5
0.5
3.0
0
2.0
1.5
150 200100
3600 G15
tSW
fSW
1ms/DIV
ISETVOLTAGE
VOUT2V/DIV
IINDUCTORCURRENT
500mA/DIV
3600 G12
ISETVOLTAGE
VOUT
20µs/DIV
VOUT100mV/DIV
AC-COUPLED
IL1A/DIV
3600 G10
VIN = 12VVOUT = 3.3VIOUT = 0.1A TO 1AL = 4.7µH
fSW = 1MHzRITH = 27.5kΩ, CITH = 250pFMODE = 0COUT = 47µF
20µs/DIV
VOUT100mV/DIV
AC-COUPLED
IL1A/DIV
3600 G11
VIN = 12VVOUT = 3.3VIOUT = 0.1A TO 1AL = 4.7µH
fSW =1MHzITH = INTVCCMODE = 0COUT = 47µF
LTC3600
73600fc
標準的性能特性
効率と負荷電流 （VOUT＝3.3V、VIN＝12V）
RUNの立ち上がりスレッショルドと温度
スタートアップ波形
TEMPERATURE (°C)–60 –40
RUN
THRE
SHOL
D (V
)
1.45
1.60
–20
1.50
1.55
1.4020 14060 80 100 120400
3600 G18
効率と負荷電流 （VOUT＝1.2V、VIN＝12V）
LOAD CURRENT (A)
EFFI
CIEN
CY (%
)
0.001 0.1 1 100.01
3600 G19
CCM
DCM
40
50
60
70
80
30
20
10
0
90
100
LOAD CURRENT (A)
EFFI
CIEN
CY (%
)
0.001 0.1 1 100.01
3600 G20
CCM
DCM
40
50
60
70
80
30
20
10
0
90
100
スタートアップ波形 スタートアップ波形
スタートアップ波形 VINの過電圧
20ms/DIV
VIN5V/DIV
VOUT1V/DIV
SW10V/DIV
3600 G25
VIN = 12V TO 18V TO 12VVOUT = 3.3VIOUT = 1AVIN RESISTOR = 30ΩMODE = CCM
1ms/DIV
RUN5V/DIV
VOUT2V/DIV
IL
3600 G21
MODE = CCMNO PREBIASED VOUTVIN = 12VVOUT = 3.3V
1ms/DIV
RUN5V/DIV
VOUT2V/DIV
IL1A/DIV
3600 G22
MODE = DCMNO PREBIASED VOUTVIN = 12VVOUT = 3.3V
1ms/DIV
RUN5V/DIV
VOUT2V/DIV
IL1A/DIV
3600 G23
MODE = CCMVOUT IS PREBIASED TO 2VVIN = 12VVOUT = 3.3V
1ms/DIV
RUN5V/DIV
VOUT2V/DIV
IL1A/DIV
3600 G24
MODE = DCMVOUT IS PREBIASED TO 2VVIN = 12VVOUT = 3.3V
LTC3600
83600fc
ピン機能ISET（ピン1）：高精度の50µA電流源。エラーアンプへの正入力。外部抵抗をこのピンから信号グランドに接続して、VOUT
電圧を設定します。外部コンデンサをISETからグランドに接続すると、起動時に出力電圧がソフトスタートし、突入電流が減少します。また、0～VINの外部電源でISETを直接ドライブすることによってVOUTを設定することもできます。この場合、外部電源が、供給された50µAをシンクします。VISETをVINより高い電圧にドライブしたり、GNDより低い電圧まで下げないようにしてください。ISETピンはフロート状態にしないでください。
ITH（ピン2）：エラーアンプの出力およびスイッチング・レギュレータの補償ポイント。内部電流コンパレータのトリップ・スレッショルドは（通常0.3V～2.4Vの）この電圧に比例します。外部補償のため、抵抗（RITH）とコンデンサ（CITH）を直列に信号グランドに接続します。それとは別に、高周波除去用の10pFコンデンサをITHから信号グランドに接続することもできます。ITHをINTVCCに接続すると内部補償が働きます。
RT（ピン3）：スイッチング周波数設定ピン。外部抵抗（200k～10k）をRTからSGNDに接続して、周波数を200kHz～4MHzに設定します。RTピンをINTVCCに接続すると、1MHz動作に設定されます。RTピンはフロート状態にしないでください。
PGFB（ピン4）：パワーグッドのフィードバック。抵抗分割器をVOUTに接続して、パワーグッドのレベルを検出します。PGFB
が0.645Vを上回るか、0.555Vを下回ると、PGOODはプルダウンされます。PGOOD機能をディスエーブルするには、PGFBをINTVCCに接続します。PGFBを0.64V～4Vの電圧に接続すると、MODE/SYNCの状態に関係なく、連続同期動作が強制されます。
RUN（ピン5）：実行制御入力。RUNを1.55Vより上にするとデバイスの動作をイネーブルします。このピンを1Vより下にするとスイッチング・レギュレータをシャットダウンします。このピンを0.4Vより下にするとデバイス全体をオフにします。RUNを12Vより上にする場合、RUNと電圧源の間に抵抗（100k～500k）を接続します。
MODE/SYNC（ピン6）：動作モード選択ピン。全ての出力負荷で連続同期動作を強制するには、このピンをINTVCCに接続します。GNDに接続すると、軽負荷で不連続モード動作がイネーブルされます。外部クロック信号をこのピンに与えると、スイッチング周波数は外部クロックに同期します。外部クロックに同期させるときは、自走周波数が外部クロックの周波数の30%以内に入るようにRTの値を設定します。
SW（ピン7）：外部インダクタへのスイッチ・ノードの接続ピン。SWの電圧振幅は、グランドよりダイオードの電圧降下分だけ下からVINまでです。
VIN（ピン8）：入力電圧。VINピンの近くに置いたコンデンサを使ってGNDにデカップリングします。
BOOST（ピン9）：内部トップ・パワーMOSFET用の昇圧されたフロート・ドライバ電源。ブートストラップ・コンデンサの（＋）端子をここに接続します。このピンは、INTVCCよりダイオードの電圧降下分だけ低い電圧からVIN＋INTVCCまで振幅します。
INTVCC（ピン10）：内蔵5Vレギュレータの出力。内部パワー・ドライバおよび制御回路はこの電圧源から給電されます。最小1μFの低ESRセラミック・コンデンサを使って、このピンをGNDにデカップリングします。
VOUT（ピン11）：出力電圧ピン。LTC3600電圧レギュレータの出力。また、エラーアンプの負入力でもあり、ISETと同じ電圧にドライブされます。
PGOOD （ピン12）：オープン・ドレイン・ロジックのパワーグッド出力。PGOODは、PGFBピンが0.645Vを上回るか、0.555V
を下回ると、グランドに引き下げられます。PGFB をINTVCC
に接続すると、PGOODのオープン・ドレイン・ロジックはディスエーブルされます。
GND（露出パッド・ピン13）：グランド。内部パワーMOSFETのリターン・パス。エクスポーズドパッドは入力コンデンサと出力コンデンサの負端子に接続します。
LTC3600
93600fc
機能ブロック図
3600 BD
tON = (1pF)
SWITCH LOGICAND ANTI-
SHOOT-THROUGH
RUN
RUN
PGFB
–
+
–
+
OV
0.645V
VOUT
PGB
UV
0.555V
M2
M1
BOOST
ON
ENABLE
5VREG
12
VIN
CIN
VON
IION
×
– +
ITH
100k50pF
VIN
VOUTGND
RITHCITH
RSET
ISET
IONPLL-SYNC
(±30%)
VONBUFFER
OSC
–3.3µA TO 6.7µA
3.3µA
1.5V
0µA TO 10µA
50µA
0.2V 4V
4
3RT
6
MODE/SYNC
RT
VVONIION
VININTVCC
–
+
–
+
S
R
Q
20k
200k100k
2pF
400k
ICMP IREV
–+
1 5
2
100pF
1240k
EA
9
INTVCC10
VIN
GND
BG
PGOOD
13
SW
TG
SENSE+
SENSE–
7
8
600k COUT
VOUT
CB
L1
CVCC
11
RPG1
RPG2
=0.0122 • VIN
RT
INTVCC
– +
LTC3600
103600fc
動作メイン制御ループLTC3600は電流モードのモノリシック降圧レギュレータです。ISETピンの50μA電流源は正確なので、ユニティゲインのバッファの場合と同様に、外部抵抗を1個だけ使って、出力電圧をプログラムすることができます。通常動作では、内部トップMOSFETは固定ワンショット・タイマOSTによって定まる一定時間オンします。トップ・パワーMOSFETがオフすると、ボトム・パワーMOSFETがオンします。このオン状態は、電流コンパレータICMPがトリップしてワンショット・タイマが再始動し、次のサイクルが開始されるまで持続します。インダクタ電流は、ボトム・パワーMOSFETのSWノードとPGNDノードの間の電圧降下を検出することにより決定されます。ITHピンの電圧により、インダクタの谷電流に対応したコンパレータ・スレッショルドが設定されます。エラーアンプ（EA）は、VOUT電圧をISETの電圧と比較して、このITH電圧を調整します。負荷電流が増加すると、VISETに比べてVOUT電圧が低下します。そのため、ITH電圧は平均インダクタ電流が負荷電流に釣り合うまで上昇します。
軽負荷電流では、インダクタ電流はゼロに低下し、さらに負になることがあります。これを電流反転コンパレータIREVが検出し、ボトム・パワーMOSFETをオフするので、デバイスは不連続動作に入ります。ITH電圧がゼロ電流レベル（0.8V）を超えて新しいサイクルが開始されるまで、両方のパワーMOSFETがオフ状態に保たれ、出力コンデンサが負荷電流を供給します。MODEピンをINTVCCに接続して不連続モード動作をディスエーブルすると、出力負荷に関係なく連続同期動作が強制されます。
動作周波数は、内部発振器の電流および内部ワンショット・タイマの電流をプログラムするRT抵抗の値によって決まります。内部フェーズロック・ループがスイッチング・レギュレータのオン時間をサーボ制御して内部発振器を追尾し、固定スイッチング周波数を強制します。外部同期クロックをMODE/SYNC
ピンに与えると、レギュレータのオン時間とスイッチング周波数は外部クロックを追尾します。
過電圧コンパレータOVと低電圧コンパレータUVは、出力パワーグッド帰還電圧VPGFBがレギュレーション・ポイントの両側7.5%のウィンドウを外れると、PGOOD出力を”L”に引き下げます。OV状態の間は連続動作が強制されます。PGOOD機能を無効にするには、単にPGFBをINTVCCに接続します。
RUNピンをグランドに引き下げると、LTC3600をシャットダウン状態に強制して、両方のパワーMOSFETおよび全ての内部制御回路をオフにします。RUNピンを0.7Vより上にすると、内部リファレンスだけはオンしますが、パワーMOSFETは依然オフに保たれます。RUNの電圧をさらに1.5Vより上にすると、デバイス全体がオンします。
INTVCCレギュレータ内部の低損失（LDO）レギュレータが、ドライバと内部バイアス回路に電力を供給する5V電源として機能します。INTVCCは50mA RMSまで供給することができ、最小1μFのセラミック・コンデンサを使ってグランドにバイパスする必要があります。パワーMOSFETのゲート・ドライバが必要とする大きな過渡電流を供給するには、十分なバイパスが必要です。入力電圧が高く、スイッチング周波数が高いアプリケーションでは、LDO内の電力損失が高いためダイ温度が上昇します。負荷をINTVCCピンに接続するとLDOがRMS電流定格に向かってさらに近づき、電力損失が増加してダイ温度が上昇するので、INTVCCへの負荷の接続は推奨しません。
VIN過電圧保護
内部パワーMOSFETデバイスをトランジェント電圧スパイクに対して保護するため、LTC3600はVINピンの過電圧状態を連続してモニタします。VINが16Vを超えると、レギュレータは両方のパワーMOSFETをオフして動作を一時停止し、ISETピンを放電して電圧をグランドまで下げます。VINが15Vを下回ると、レギュレータはまず ISETピンをその設定電圧まで充電して、直ちに通常のスイッチング動作を再開します。
スイッチング周波数の設定抵抗をRTピンからGNDに接続すると、次式に従ってスイッチング周波数が200kHz～4MHzに設定されます。
周波数 (Hz) =
3.6 • 1010 (1/ F)RT (Ω)
使いやすくするため、1MHz動作ではRTピンをINTVCCに直接接続することができます。RTピンはフロート状態にしないでください。
内部のオン時間フェーズロック・ループの同期範囲は、その設定された周波数のまわり30%です。したがって、RTの適切な
LTC3600
113600fc
動作値を選択して、外部クロック同期の間、外部クロック周波数がRTによって設定された周波数の30%の範囲内に入るようにします。
出力電圧トラッキングとソフトスタートユーザーはLTC3600のISETピンによってその出力電圧のランプ・レートを設定することができます。VOUTの電圧はISET
ピンの電圧に追従するので、外部コンデンサCSETをISETピンに接続してISETピンのランプアップ・レートを設定すると、VOUT電圧のランプアップ・レートが設定されます。
VOUT(t) = I • RISET SET
SETSET
SETSET
1− e− t
SETSETR • C
tSS ≅ − R • C • n(1− 0.9)
tSS 2.3R • C
from 0 to 90% VOUT
ソフトスタート時間 tSS（VOUTの0%から90%）は時定数（RSET • CSET）の2.3倍です。ISETピンは50μAをシンクできる外部電圧源によってドライブすることもできます。
VOUTが予めバイアスされている状態で起動する場合、ISET
の電圧がランプアップしてVOUTに等しくなるまで、LTC3600
は不連続モードに留まり、パワースイッチをオフに保ちます。予めバイアスされたポイントに達すると、スイッチャがスイッチングを開始し、VOUTはISETに追従してランプアップします。
出力パワーグッドLTC3600の出力電圧がレギュレーション・ポイントの7.5%のウィンドウ内にあると（それは0.555V～0.645Vの範囲のVPGFB電圧に反映されます）、出力電圧はレギュレーション状態にあり、PGOODピンはINTVCCまたは別の電圧源に接続された外付け抵抗で”H”に引き上げられます。そうでないと、内部のオープン-ドレインのプルダウン・デバイス（200Ω）がPGOODピンを”L”に引き下げます。過渡時またはVOUTの動的変更時に、不要のPGOODグリッチを防ぐため、LTC3600のPGOODの立ち下がりエッジには約20μsのブランキング遅延が含まれています。
内部 /外部の ITH補償
使いやすくするため、ユーザーは、ITHピンをINTVCCに接続して内部補償をイネーブルすることにより、ループ補償を簡素化することができます。こうすると、50pFのコンデンサに直列な
内部100k抵抗がエラーアンプの出力（内部 ITH補償ポイント）に接続されます。これにより、OPTI-LOOP®による最適化よりも簡素化が優先されます。OPTI-LOOPでは、ループのトランジェント応答を最小出力容量で最適化するように外付け部品を選択します。
最小オフ時間に関する検討事項
最小オフ時間 tOFF（MIN）は、LTC3600がボトム・パワーMOSFETをオンし、電流コンパレータをトリップさせ、このパワーMOSFETを再度オフすることができる最小時間です。この時間は普通約50nsです。最小オフ時間の制約により、最大デューティサイクルはtON/（tON＋tOFF（MIN））に制限されます。たとえば、入力電圧が低下したために最大デューティサイクルに達すると、出力は安定化された状態から外れてしまいます。ドロップアウトを避けるための最小入力電圧は次のとおりです。
VIN(MIN) = VOUT •
tON + tOFF(MIN)
tON
逆に、最小オン時間はトップ・パワーMOSFETがその「オン」状態に留まれる最小時間です。この時間は標準20nsです。連続モード動作では、最小オン時間の制限により、最小デューティサイクルが次のようになります。
DMIN = fSW • tON(MIN)
ここで、tON（MIN）は最小オン時間です。式が示すように、動作周波数を下げると最小デューティサイクルの制約が緩和されます。
最小デューティサイクルを超える稀なケースでは、出力電圧は安定化された状態に留まりますが、スイッチング周波数が設定値から減少します。多くのアプリケーションではこれを許容できるので、この制約はほとんどの場合決定的に重要だというわけではありません。重大な結果を恐れることなく高いスイッチング周波数を設計に使用することができます。インダクタとコンデンサの選択のセクションで示されているように、スイッチング周波数が高いと小型の基板部品を使用することができるので、アプリケーション回路のサイズが小さくなります。
LTC3600
123600fc
CINとCOUTの選択
入力容量CINは、トップ・パワーMOSFETのドレインで台形波電流をフィルタするのに必要です。大きなトランジェント電圧の発生を防ぐには、最大RMS電流に対応できる大きさの低ESR入力コンデンサを使用します。最大RMS電流は次式で与えられます。
IRMS = IOUT(MAX)
VOUT
VIN
VIN
VOUT−1
この式はVIN＝2VOUTで最大値をとります。このとき、IRMS＝IOUT/2です。大きく変化させてもそれほど状況が改善されないため、一般にはこの単純な最悪条件が設計に使用されます。コンデンサ・メーカーの規定するリップル電流定格は多くの場合わずか2000時間の寿命試験に基づいているので、コンデンサをさらにディレーティングする、つまり要求より高い温度定格のコンデンサを選択することを推奨します。
設計のサイズまたは高さの要件を満たすため、数個のコンデンサを並列に接続することもできます。入力電圧が低いアプリケーションでは、出力負荷の変化時にトランジェントの影響を最小限に抑えるのに十分なバルク入力容量が必要です。
COUTの選択は、電圧リップルと負荷ステップによるトランジェントを最小に抑えるのに必要な等価直列抵抗（ESR）、および制御ループの安定性を確保するのに必要なバルク容量の大きさによって決まります。ループの安定性は、負荷トランジェント応答を観察することによってチェックすることができます。出力リップルΔVOUTは次式で決定されます。
∆VOUT ≈
∆IL8 • fSW • COUT
+ ∆IL •RESR
∆ILは入力電圧に応じて増加するので、出力リップルは入力電圧が最大のとき最大になります。ESRおよびRMS電流処理の要件を満たすには、並列に配置した複数のコンデンサが必要になることがあります。乾式タンタル、特殊ポリマー、アルミ電解およびセラミックの各コンデンサは全て表面実装パッケージで入手できます。特殊ポリマー・コンデンサはESRが非常に低いのですが、他のタイプに比べて容量密度が低くなります。タンタル・コンデンサは最高の容量密度をもっていますが、スイッチング電源に使うためにサージテストされているタイプだけを使うことが重要です。アルミ電解コンデンサのESRはかなり大きいのですが、リップル電流定格および長期信頼性に対
して配慮すれば、コストに敏感なアプリケーションに使うことができます。セラミック・コンデンサはフットプリントが小さく、低ESRの優れた特性をもっています。それらのバルク容量は比較的小さいので、複数個並列に使う必要があるかもしれません。
セラミックの入力コンデンサおよび出力コンデンサの使用値の大きな低価格セラミック・コンデンサが今では小さなケース・サイズで入手できるようになりました。これらはリップル電流定格と電圧定格が大きく、ESRが小さいので、スイッチング・レギュレータのアプリケーションに最適です。ただし、入力と出力にこれらのコンデンサを使うときは注意が必要です。セラミック・コンデンサを入力に使い、ACアダプタで長いコードを通して電源を供給すると、出力の負荷ステップによってVIN入力にリンギングが誘起されることがあります。最善の場合でも、このリンギングが出力に結合して、ループの不安定性と誤認されることがあります。最悪の場合、長いコードを通して電流が急に突入すると、VINに電圧スパイクが生じてデバイスを損傷するのに十分な大きさになる恐れがあります。
入力と出力にセラミック・コンデンサを選択する場合は、X5RやX7Rの誘電体を使ったものを選択します。これらの誘電体は、ある特定の値とサイズについて全てのセラミックの中で温度特性と電圧特性が最も優れています。
セラミック・コンデンサのESRは非常に小さいため、代わりに入力コンデンサと出力コンデンサが電荷保存の要件を満たす必要があります。負荷ステップ発生時には、帰還ループがスイッチ電流を十分増加させて負荷を支えるまで、出力コンデンサが即座に電流を供給して負荷を支える必要があります。帰還ループが応答するのに要する時間は補償と出力コンデンサのサイズに依存します。負荷ステップに応答するには標準で3～4サイクルを要しますが、最初のサイクルだけ出力が直線的に低下します。出力の垂下VDROOPは通常最初のサイクルの直線的な低下の約2～3倍です。したがって、おおよそ以下の出力コンデンサの値から開始するのが良いでしょう。
COUT
2.5 • ∆IOUT
fSW • VDROOP
デューティサイクルと負荷ステップの要件に依存して、さらに大きな容量が必要になることがあります。
アプリケーション情報
LTC3600
133600fc
ほとんどのアプリケーションでは、電源インピーダンスが非常に小さいので、入力コンデンサは単に高周波をバイパスするために必要です。これらの条件では、通常22μFセラミック・コンデンサで十分です。この入力コンデンサはVINピンにできるだけ近づけて配置します。
インダクタの選択
望みの入力電圧と出力電圧が与えられると、インダクタ値と動作周波数によってリップル電流が決まります。
∆IL
SW=
VOUT
f •L
1− VOUT
VIN
リップル電流が小さいと、インダクタのコア損失、出力コンデンサのESR損失、さらに出力電圧リップルが減少します。効率が最高の動作は低周波数でリップル電流が小さいとき得られます。ただし、これを達成するには大きなインダクタが必要です。部品のサイズ、効率および動作周波数の間にはトレードオフが必要です。
妥当な出発点として、IOUT（MAX）の約40%のリップル電流を選択します。VINが最大のときに最大リップル電流が生じることに注意してください。リップル電流が規定の最大値を超えないことを保証するには、次式に従ってインダクタンスを選択します。
L =
VOUT
• ∆IL(MAX)
1− VOUT
VIN(MAX)
SWf
アプリケーション情報
表1．インダクタの選択表
インダクタインダクタンス（μH）
DCR （mΩ） 最大電流（A） 寸法（mm） 高さ（mm） メーカー
IHLP-1616BZ-11 Series 1.0 2.2 4.7
24 61 95
4.5 3.25 1.7
4.3 × 4.7 4.3 × 4.7 4.3 × 4.7
2 2 2
Vishay www.vishay.com
IHLP-2020BZ-01 Series 1 2.2 3.3 4.7 5.6 6.8
18.9 45.6 79.2 108 113 139
7 4.2 3.3 2.8 2.5 2.4
5.4 × 5.7 5.4 × 5.7 5.4 × 5.7 5.4 × 5.7 5.4 × 5.7 5.4 × 5.7
2 2 2 2 2 2
FDV0620 Series 1 2.2 3.3 4.7
18 37 51 68
5.7 4
3.2 2.8
6.7 × 7.4 6.7 × 7.4 6.7 × 7.4 6.7 × 7.4
2 2 2 2
Toko www.toko.com
MPLC0525L Series 1 1.5 2.2
16 24 40
6.4 5.2 4.1
6.2 × 5.4 6.2 × 5.4 6.2 × 5.4
2.5 2.5 2.5
NEC/Tokin www.nec-tokin.com
HCP0703 Series 1 1.5 2.2 3.3 4.7 6.8 8.2
9 14 18 28 37 54 64
11 9 8 6
5.5 4.5 4
7 × 7.3 7 × 7.3 7 × 7.3 7 × 7.3 7 × 7.3 7 × 7.3 7 × 7.3
3 3 3 3 3 3 3
Cooper Bussmann www.cooperbussmann.com
RLF7030 Series 1 1.5 2.2 3.3 4.7 6.8
8.8 9.6 12 20 31 45
6.4 6.1 5.4 4.1 3.4 2.8
6.9 × 7.3 6.9 × 7.3 6.9 × 7.3 6.9 × 7.3 6.9 × 7.3 6.9 × 7.3
3.2 3.2 3.2 3.2 3.2 3.2
TDK www.tdk.com
WE-TPC 4828 Series 1.2 1.8 2.2 2.7 3.3 3.9 4.7
17 20 23 27 30 47 52
3.1 2.7 2.5 2.35 2.15 1.72 1.55
4.8 × 4.8 4.8 × 4.8 4.8 × 4.8 4.8 × 4.8 4.8 × 4.8 4.8 × 4.8 4.8 × 4.8
2.8 2.8 2.8 2.8 2.8 2.8 2.8
Würth Elektronik www.we-online.com
LTC3600
143600fc
Lの値が分かったら、インダクタの種類を選択する必要があります。フェライトを使ったタイプはコア損失がきわめて低いため高いスイッチング周波数に適しており、設計目標を銅損失と飽和防止に集中することができます。フェライト・コアの材質は「ハードに」飽和します。つまり、設計ピーク電流を超えるとインダクタンスが突然低下します。その結果、インダクタのリップル電流が突然増加し、そのため出力電圧リップルが増加します。コアを飽和させないでください。
コアの材質と形状が異なると、インダクタのサイズ /電流の関係および価格 /電流の関係が変化します。フェライトやパーマロイを素材とするトロイド・コアやシールドされた壺型コアは小型で、エネルギー放射は大きくありませんが、類似の特性を有する鉄粉コアのインダクタより一般に高価です。使用するインダクタの種類の選択は、価格とサイズの条件や放射フィールド/EMIの条件に主に依存します。新しいデザインの表面実装型インダクタをToko、Vishay、NEC/Tokin、Cooper、TDKおよびWürth Elektronikから入手できます。詳細については表1
を参照してください。
トランジェント応答のチェックOPTI-LOOP補償により、広範な負荷と出力コンデンサに対してトランジェント応答の最適化を図ることができます。ITHピンが備わっているので、制御ループの動作を最適化できるだけでなく、DC結合され、ACフィルタを通した閉ループ応答のテスト・ポイントとして使えます。このテスト・ポイントでのDCステップ、立ち上がり時間、およびセトリングは、正確に閉ループ応答を反映します。2次特性が支配的なシステムを想定すれば、位相マージンや減衰係数はこのピンで見られるオーバーシュートのパーセンテージを使って推定することができます。
図1の回路に示されているITHピンの外付け部品はほとんどのアプリケーションにおいて妥当な出発点となります。直列R-Cフィルタにより、支配的なポール-ゼロのループ補償が設定されます。これらの値は、プリント基板のレイアウトを完了し、特定の出力コンデンサの種類と容量値を決定したら、トランジェント応答を最適化するために多少は（推奨値の0.5倍～2倍）変更することができます。さまざまなタイプと値によってループ帰還係数と位相が決まるので、まず出力コンデンサを
選択する必要があります。立ち上がり時間が1μs～10μsの、最大負荷電流の20%～100%の出力電流パルスによって発生する出力電圧波形とITHピンの波形により、帰還ループを開くことなく全体的なループの安定性を判断することができます。
スイッチング・レギュレータは負荷電流ステップに対して応答するのに数サイクルを要します。負荷ステップが発生すると、VOUTはΔILOAD • ESRに等しい大きさだけ即座にシフトします。ここで、ESRはCOUTの等価直列抵抗です。さらに、ΔILOAD
によりCOUTの充電または放電が開始され、レギュレータがVOUTをその定常値に戻すために使う帰還誤差信号が発生します。この回復期間にVOUTをモニタして、安定性に問題があることを示すオーバーシュートやリンギングがないかチェックすることができます。
初期出力電圧ステップが帰還ループの帯域幅内にない場合があるため、位相マージンを決定するのに、標準的2次オーバーシュート/DC比を使用することはできません。ループの利得はRITHを大きくすると増加し、ループの帯域幅はCITHを小さくすると拡大します。CITHを小さくするのと同じ比率だけRITHを大きくすると、ゼロの周波数は変化しないので、帰還ループの最も重要な周波数範囲で位相が同じに保たれます。
出力電圧のセトリングの様子は閉ループ・システムの安定性に関係し、電源全体の実際の性能を表します。制御ループ理論の要点を含む補償部品の最適化の詳細については、弊社の「アプリケーションノート76」を参照してください。
アプリケーションによっては、（10μFを超える）大きな負荷コンデンサが接続されている負荷がスイッチを介して接続されると、さらに大きなトランジェントが生じる可能性があります。放電した負荷コンデンサが実質的にCOUTと並列接続状態になるため、VOUTが急低下します。負荷を接続するスイッチの抵抗が低く、しかも瞬間的にドライブされると、どんなレギュレータでもこの問題を防止するだけ十分な電流を供給することはできません。解決策は負荷スイッチのドライバのターンオン速度を制限することです。Hot Swap™コントローラは特にこの目的のために設計されており、電流制限、短絡保護、およびソフトスタート機能を通常備えています。
アプリケーション情報
LTC3600
153600fc
効率に関する検討事項スイッチング・レギュレータのパーセント表示の効率は、出力電力を入力電力で割って100%を掛けたものに等しくなります。個々の損失を解析して、効率を制限する要素が何であり、また何が変化すれば最も効率が改善されるかを判断することが、多くの場合有益です。パーセント表示での効率は、次式で表すことができます。
%効率 = 100% – (L1 + L2 + L3 + …)
ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセンテージで表した個々の損失です。
回路内の電力を消費する全ての要素で損失が生じますが、LTC3600の回路の損失の大部分は4つの主な損失要因によって生じます。これらは、1）I2R損失、2）遷移損失、3）スイッチング損失、4）その他の損失です。
1. I2R損失は、内部スイッチのDC抵抗（RSW）、外部インダクタの抵抗（RL）、および基板のトレース抵抗（Rb）から計算されます。連続モードでは、インダクタLを流れる平均出力電流は内部のトップ・パワーMOSFETとボトム・パワーMOSFETの間で「こま切れ」にされます。したがって、SWピンを見たときの直列抵抗は、次式のとおり、トップMOSFETとボトムMOSFETの両方のRDS（ON）とデューティサイクル（D）の関数になります。
RSW = (RDS(ON)TOP)(D) + (RDS(ON)BOT)(1-D)
トップMOSFETとボトムMOSFETの両方のRDS（ON）を「標準的性能特性」の曲線から求めることができます。したがって、I2R損失は次式で求められます。
I2R losses = IOUT2 (RSW + RL + Rb)
2. 遷移損失は、スイッチ・ノードが遷移する間、トップ・パワーMOSFETが短時間飽和領域に留まることから生じます。これは、入力電圧、負荷電流、内部パワーMOSFETのゲート容量、内部ドライバの能力、およびスイッチング周波数に依存します。
3. INTVCCの電流はパワーMOSFETドライバ電流および制御回路電流の和です。パワーMOSFETドライバ電流はパワーMOSFETのゲート容量をスイッチングすることによっ
て流れます。パワーMOSFETのゲートが“L”から“H”、さらに再び“L”に切り替わるたびに、ある量の電荷dQがVINからグランドに移動します。そのときのdQ/dtはINTVCCから流出する電流であり、一般にはDC制御バイアス電流よりはるかに大きくなります。連続モードでは、IGATECHG＝fSW
（QT＋QB）です。ここで、QTとQBは内部のトップとボトムのパワーMOSFETのゲート電荷、fSWはスイッチング周波数です。別の電源（5V～6V）を使ってINTVCCをドライブしない限り、INTVCCはVINによって給電される低損失レギュレータの出力なので、INTVCCの電流もVINの電流として現れます。
4. 銅トレースの抵抗、内部負荷抵抗など、他の「隠れた」損失が電源システム全体のさらなる効率低下の原因になる可能性があります。これらのシステム・レベルの損失をシステムの設計に含めることが非常に重要です。デッドタイムのダイオードの導通損失やインダクタのコア損失など、その他の損失が占める割合は、一般に全追加損失の2%未満です。
熱に関する検討事項大半のアプリケーションで、LTC3600は効率が高く、LTC3600
に使われているエクスポーズドパッドのDFNパッケージやMSOPパッケージの熱抵抗は低いので、大きな発熱はありません。ただし、高い周囲温度、高いVIN、高いスイッチング周波数、さらに最大出力電流負荷でLTC3600が動作するアプリケーションでは、発熱が大きく、デバイスの最大接合部温度を超えることがあります。接合部温度が約160°Cに達すると、温度が約15°C下がるまで両方のパワースイッチがオフします。
LTC3600が最大接合部温度を超えないようにするには、熱に関する分析を行う必要があります。熱解析の目的は、電力損失によりデバイスが接合部温度を超えるかどうかを判断することです。温度上昇は次式で与えられます。
TRISE = PD • θJA
アプリケーション情報
LTC3600
163600fc
一例として、VIN＝12V、IOUT＝1.5A、周波数＝4MHz、VOUT＝1.8VのアプリケーションにLTC3600が使われる場合を検討します。パワーMOSFETの等価抵抗RSWは次のようになります。
RSW = RDS(ON)TOP •VOUT
VIN+ RDS(ON)BOT
•VIN − VOUT
VIN= 0.2 •
1.812
+ 0.1 •10.212
= 0.115Ω
無負荷で4MHz強制連続動作の間のVIN電流は約11mAであり、それにはスイッチング損失と内部バイアス電流損失、遷移損失、インダクタのコア損失、アプリケーション内の他の損失が含まれます。したがって、デバイスによる総電力損失は次のとおりです。
PD = IOUT2 • RSW + VIN • IVIN （無負荷時）
= 2.25A2 • 0.115Ω + 12V • 11mA = 0.39W
DFN 3mm×3mmパッケージの接合部–周囲間熱抵抗θJA
は約55°C/Wです。したがって、50°Cの周囲温度で動作しているレギュレータの接合部温度は、おおよそ次のとおりです。
TJ = 0.39W • 55
°CW
+ 50°C = 71°C
上の接合部温度は25°CでのRDS（ON）から得られたことに留意すると、RDS（ON）は温度に依存して増加するので、もっと大きなRDS（ON）に基づいて接合部温度を再計算することもできます。RSWが71°Cで25%増加したと仮定して計算しなおすと、75°Cの新しい接合部温度が得られますが、依然としてサーマル・シャットダウンや最大定格許容接合部温度からは遠く離れています。
基板レイアウトの検討事項プリント回路基板をレイアウトするとき、以下のチェックリストを使用してLTC3600が正しく動作するようにします。レイアウトでは、以下の項目をチェックしてください。
1. コンデンサCINは電源VINと電源グランドにできるだけ近づけて接続されていますか。このコンデンサは内部パワーMOSFETとそれらのドライバにAC電流を供給します。
2. COUTとインダクタは近づけて接続されていますか。COUTの（-）プレートは電流をPGNDおよびCINの（-）プレートに戻します。
3. ISETの抵抗のグランド端子は他の静かな信号グランドに接続する必要があり、電源グランドに一点接続します。ISETの抵抗はSWラインのようなノイズの多い部品やトレースから離して配置し、配線し、トレースをできるだけ短くします。
4. 影響を受けやすい部品はSWピンから遠ざけます。ISETの抵抗、RT抵抗、補償部品のCITHとRITH、および INTVCC
のバイパス・コンデンサは、SWのトレースおよびインダクタから離して配線します。
5. グランド・プレーンが望ましいのですが、それが利用できなければ信号グランドと電源グランドを分離し、小さな信号部品は1点で信号グランドに戻し、この1点を最小の抵抗でエクスポーズドパッドのところで電源グランドに接続します。
全ての層の未使用領域を銅で覆うと、電力部品の温度上昇が小さくなります。これらの銅領域は入力電源（VINまたはGND）の1つに接続します。
アプリケーション情報
LTC3600
173600fc
設計例設計例として、以下の仕様のアプリケーションにLTC3600を使う場合を考えます。
VIN＝10.8V～13.2V
VOUT＝1.8V
IOUT（MAX）＝1.5A
IOUT（MIN）＝500mA
fSW＝2MHz
まず、次式に従ってRSETを選択します。
RSET =
VOUT
50µA=
1.8V50µA
= 36kΩ
最高精度を得るには、36.1kの0.1%抵抗を選択します。
高負荷電流と低負荷電流の両方で効率が重要なので、不連続動作を利用します。特性曲線から2MHzスイッチング周波数のための正しいRT値を選択します。それに基づいて、RTを
18.2kにします。次に、最大VINで約40%のリップル電流になるようにインダクタ値を計算します。
L = =
1.8V2MHz • 0.6A
1−1.8V
13.2V
1.3µH
最も近い標準値のインダクタは1.2μHです。
COUTは、出力電圧リップルの要件を満たすESRとループの安定性に必要なバルク容量に基づいて選択します。このデザインでは、47μFセラミック・コンデンサを1個使用します。
CINは次の最大電流定格を満たすサイズのものにします。
IRMS = 1.5A
1.8V13.2V
13.2V1.8V
− 1
1/2
= 0.51A
ほとんどのアプリケーションでは、VINピンを22μFセラミック・コンデンサでデカップリングすれば十分です。
アプリケーション情報
LTC3600
183600fc
12Vから1.2Vの2MHz降圧レギュレータ
標準的応用例
図1．12Vから3.3Vの1MHz降圧レギュレータ
3600 F01
50µA
10µF
100k
1µF 36.5k
0.1µF
22µF
2.2µH
VIN4V TO 15V
VIN
VOUT3.3V
INTVCCISET RT PGFB ITH PGOOD
RUN
BOOST
SW
LTC3600
MODE/SYNC
0.1µF 56k66.5k
PWM CONTROLAND SWITCH
DRIVER
8
5
7
9
1 6 10 3
GND
13 4 2 12
11
VOUT
10pF
68pF
–
+ERRORAMP
3600 TA02
50µA
10µF
100k
1µF 18.7k
100k
0.1µF
22µF
0.47µH
VIN4V TO 15V
VIN
VOUT1.2V
INTVCCISET RT PGFB ITH PGOOD
RUN
BOOST
SW
LTC3600
MODE/SYNC
0.1µF
100k
24k
PWM CONTROLAND SWITCH
DRIVER
8
5
7
9
1 6 10 3
GND
13 4 2 12
11
VOUT
100k
–
+ERRORAMP
LTC3600
193600fc
標準的応用例0.9V FPGA電源
50µA
10µF
0.1µF
1.1µH
VINVIN
ISET
RUN
BOOST
SW
LTC3600
4.53k
50µA
10µF
0.1µF
22µF
1.1µH
VINVIN
4V TO 12V
ISET
RUN
BOOST
SW
LTC3600
PWM CONTROL
AND SWITCHDRIVER
PWM CONTROL
AND SWITCHDRIVER
22µF
8
5
7
9
1
11VOUT
8
5
7
9
1
11
VOUT
0.1µF
1µF
INTVCC RT PGFB ITH PGOODMODE/SYNC
10pF 10pF
6 10 3 4 2 12
1µF
INTVCC RT PGFB ITH PGOODMODE/SYNC
330pF
5k
10pF
6 10 3 4 2 12
3600 TA03
50µA
10µF
0.1µF
1.1µH
VIN
VOUT(0.9V, 6A)
ISET
RUN
BOOST
SW
SET
MOD
GND
OUT3
OUT4
LTC3600
50µA
10µF
0.1µF
22µF
1.1µH
VIN
ISET
RUN
BOOST
SW
LTC3600
PWM CONTROL
AND SWITCHDRIVER
PWM CONTROL
AND SWITCHDRIVER
8
5
7
9
1
11VOUT
8
5
7
9
11VOUT
0.1µF
1µF
INTVCCRTPGFBITHPGOODMODE/SYNC
61034212
22µF
1µF10pF
INTVCCRTPGFBITHPGOODMODE/SYNC
6 11034212
FPGA
15k
INTVCC
*EXTERNAL CLOCK FOR FREQUENCY SYNCHRONIZATION IS RECOMMENDED
GND13
GND13
GND13
GND13
V+
DIV
PH
OUT1
OUT2
LTC6902*
VIN
VIN
–
+ERRORAMP
–
+ERRORAMP
–
+ERRORAMP
–
+ERRORAMP
LTC3600
203600fc
標準的応用例高効率高速負荷応答電源
50µA
10µF
100k 0.1µF
22µF
2.2µH
VIN
ISET
RUN
BOOST
SW
LTC3600
PWM CONTROL
AND SWITCHDRIVER
402Ω
4V TO 15V
1µF
INTVCC RT PGFB ITH PGOODMODE/SYNC
68pF
56k
3600 TA04
VOUT 2.52V1.5A
50µA
10µF
IN
VCONTROL
SET OUT
LT3083
0.1µF
3.3V
8
5
7
9
1
11VOUT
6 10 3 4 2 12
GND13
24.9k
–
+ERRORAMP
LTC3600
213600fc
標準的応用例
プログラム可能な調光制御付きLEDドライバ
50µA
10µF
100k 0.1µF
0.1Ω
22µF
10µH*
VIN
ISET
RUN
BOOST
SW
LTC3600
PWM CONTROL
AND SWITCHDRIVER
8
5
7
9
1
11VOUT
0k TO 1k
(LED CURRENT: 20mA TO 500mA)
15V
1µF
INTVCC RT PGFB ITH PGOODMODE/SYNC
6 10 3 4 2 12
IOUT
**
GND13
TDK LTF5022T-100M1R4-LCLUXEON LXML-PWN1-0100
***
3600 TA05
–
+ERRORAMP
高効率12Vオーディオ・ドライバ
50µA
10µF
0.1µF8Ω
SPEAKER 10µF
10µF
4.7µH
4.7µF
VIN
ISET
RUN
BOOST
SW
LTC3600
PWM CONTROL
AND SWITCHDRIVER
8
5
7
9
1
11VOUT
12V
1µF
INTVCC RT PGFB ITH PGOODMODE/SYNC
120k
10nF
AUDIOSIGNAL 220pF
6 10 3 4 2 123600 TA06
3k
GND13
–
+ERRORAMP
LTC3600
223600fc
標準的応用例プログラム可能な1.5A電流源
12Vファン・スピード・コントローラ
50µA
10µF
0.1µF
0.1Ω
22µF
2.2µH
VIN
ISET
RUN
BOOST
SW
LTC3600
PWM CONTROL
AND SWITCHDRIVER
8
5
7
9
1
11VOUT
0k TO 3k
12V
1µF
INTVCC RT PGFB ITH PGOODMODE/SYNC
6 10 3 4 2 12
3600 TA07
IOUT = 0A TO 1.5A
GND13
–
+ERRORAMP
50µA
10µF
100k
15V
0.1µF
2.2µH
VIN
VIN
INTVCC
49.9k
16.2k
12VDC FAN
V+
ISET
RUN
BOOST
SW
LTC3600
PWM CONTROL
AND SWITCHDRIVER
22µF
1µF
INTVCC RT PGFB ITH PGOOD
6.04k
100k
MODE/SYNC
3600 TA08
ALARM:LOGIC 1IF TEMP> 85°C
*10k NTC THERMISTORMURATA NCP18XH103F03RB
–
+
80.6k*
8
5
7
9
1
11
VOUT
6 10 3 4 2 12
LT1784
GND13
113k
–
+ERRORAMP
LTC3600
233600fc
標準的応用例15V/3Aの2フェーズ1出力レギュレータ
3600 TA09
50µA
10µF
0.1µF
2.2µH
VIN
ISET
RUN
BOOST
SW
LTC3600
24.9k
PWM CONTROLAND SWITCH
DRIVER
50µA
10µF
0.1µF
22µF
2.2µH
VIN
ISET
RUN
BOOST
SW
LTC3600
PWM CONTROLAND SWITCH
DRIVER
22µF
8
5
7
9
1
11
VOUT
8
5
7
9
1
11
VOUT
1µF
INTVCC RT PGFB ITH PGOODMODE/SYNC
0.1µF 10pF
6 10 3
GND
13 4 2 12
1µF
100k
INTVCC RT PGFB ITH PGOODMODE/SYNC
10pF
100k
6 10 3
GND
13 4 2 12
VIN4V TO 15V
VIN4V TO 15V
VOUT = 2.5V3A
OUT1
OUT2
MOD
V+
GND
SET
INTVCCLTC6908-1*
*EXTERNAL CLOCK FOR FREQUENCY SYNCHRONIZATION IS RECOMMENDED
100k
27k
150pF
–
+ERRORAMP
–
+ERRORAMP
LTC3600
243600fc
標準的応用例プログラム可能な電流制限機能付き1.5Aラボ用電源
50µA
10µF
100k
100k
0.1µF
2.2µH
VIN
ISET
RUN
BOOST
SW
LTC3600
50µA
10µF
15V
0.1µF
0.1Ω
22µF
2.2µH
VIN
ISET
RUN
BOOST
SW
LTC3600
PWM CONTROL
AND SWITCHDRIVER
PWM CONTROL
AND SWITCHDRIVER
22µF
8
5
7
9
1
11VOUT
8
5
7
9
1
11
VOUT
0k TO 3k 1µF
INTVCC RT PGFB ITH PGOODMODE/SYNC
6 10 3 4 2 12
1µF
INTVCC RT PGFB ITH PGOODMODE/SYNC
6 10 3 4 2 12 3600 TA10
IOUT = 0A TO 1.5A
VOUT = 0V TO 12V
0k TO 240k
GND13
GND13
–
+ERRORAMP
–
+ERRORAMP
LTC3600
253600fc
パッケージ
DDパッケージ12ピン・プラスチックDFN（3mm×3mm）（Reference LTC DWG # 05-08-1725 Rev A）
3.00 ±0.10(4 SIDES)
NOTE:
0.40 ± 0.10
1.65 ± 0.10
0.75 ±0.05
R = 0.115TYP
16
127
0.200 REF
0.00 – 0.05
(DD12) DFN 0106 REV A
0.23 ± 0.05
0.25 ± 0.05
2.25 REF
2.38 ±0.051.65 ±0.052.10 ±0.05
0.70 ±0.05
3.50 ±0.05
2.38 ±0.10
2.25 REF0.45 BSC
0.45 BSC
パッケージの外形
ピン 1のトップ・マーキング（NOTE 6を参照）
ピン 1R＝0.20 または0.25×45°の面取り
底面図ー露出パッド
1. 図は JEDECのパッケージ外形ではない2. 図は実寸とは異なる3. 全ての寸法はミリメートル4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは（もしあれば）各サイドで 0.15mmを超えないこと5. 露出パッドおよびタイバーは半田メッキとする6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン 1の位置の参考に過ぎない
推奨する半田パッドのピッチと寸法半田付けされない領域には半田マスクを使用する
パッケージの最新の図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。
LTC3600
263600fc
パッケージパッケージの最新の図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。
MSEパッケージ12ピン・プラスチックMSOP、露出ダイ・パッド
（Reference LTC DWG # 05-08-1666 Rev F）
MSOP (MSE12) 0911 REV F
0.53 ± 0.152(.021 ± .006)
シーティング・プレーン
0.18(.007)
1.10(.043)MAX
0.22 – 0.38(.009 – .015)
TYP
0.86(.034)REF
0.650(.0256)
BSC
12
12 11 10 9 8 7
7
DETAIL “B”
1 6
NOTE:
0.254(.010) 0° – 6° TYP
DETAIL “A”
DETAIL “A”
2.845 ± 0.102(.112 ± .004)2.845 ± 0.102
(.112 ± .004)
4.039 ± 0.102(.159 ± .004)
(NOTE 3)
1.651 ± 0.102(.065 ± .004)
1.651 ± 0.102(.065 ± .004)
0.1016 ± 0.0508(.004 ± .002)
1 2 3 4 5 6
3.00 ± 0.102(.118 ± .004)
(NOTE 4)
0.406 ± 0.076(.016 ± .003)
REF
4.90 ± 0.152(.193 ± .006)
DETAIL “B”コーナーテールは
リードフレームの輪郭の一部参考のためのみ
測定が目的ではない
0.12 REF
0.35REF
5.23(.206)MIN
3.20 – 3.45(.126 – .136)
0.889 ± 0.127(.035 ± .005)
0.42 ± 0.038(.0165 ± .0015)
TYP
0.65(.0256)
BSC
MSE Package12-Lead Plastic MSOP, Exposed Die Pad
(Reference LTC DWG # 05-08-1666 Rev F)
推奨半田パッド・レイアウト
ゲージ・プレーン
露出パッド・オプションの底面図
1. 寸法はミリメートル /（インチ）2. 図は実寸とは異なる3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、またはゲートのバリを含まない モールドのバリ、突出部、またはゲートのバリは、各サイドで 0.152mm（0.006"）を超えないこと4. 寸法には、リード間のバリまたは突出部を含まない リード間のバリまたは突出部は、各サイドで 0.152mm（0.006"）を超えないこと5. リードの平坦度（成形後のリードの底面）は最大 0.102mm（0.004"）であること6. 露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない 露出パッドのモールドのバリは各サイドで 0.254mm（0.010"）を超えないこと
LTC3600
273600fc
リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。
改訂履歴
REV 日付 概要 ページ番号A 3/12 特長と概要を明確化
電気的特性を明確化ISET（ピン1)の記述を明確化機能ブロック図を明確化標準的応用例の回路図を修正
1389
28B 4/12 MODE/SYNC Threshold SYNC VIH(MIN)を1Vから2.5Vに変更 3C 7/12 シャットダウン時の電源電流をゼロに明確化
絶対最大定格にNOTE 5を含めて明確化電気的特性表の条件、VIN=12Vを明確化ピン機能を明確化
1238
LTC3600
283600fc
LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2011
LT 0712 REV C • PRINTED IN JAPANリニアテクノロジー株式会社102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp
関連製品
標準的応用例
製品番号 説明 注釈LTC3601 15V、1.5A（IOUT）、4MHz同期整流式降圧
DC/DCコンバータ95%の効率、VIN：4.5V～15V、VOUT（MIN）＝0.6V、IQ＝300µA、 ISD < 1µA、4mm×4mm QFN-20およびMSOP-16Eパッケージ
LTC3603 15V、2.5A（IOUT）、3MHz同期整流式降圧 DC/DCコンバータ
95%の効率、VIN：4.5V～15V、VOUT（MIN）＝0.6V、IQ＝75µA、 ISD < 1µA、4mm×4mm QFN-20およびMSOP-16Eパッケージ
LTC3633 15V、デュアル3A（IOUT）、4MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ
95%の効率、VIN：3.6V～15V、VOUT（MIN）＝0.6V、IQ＝500µA、 ISD < 15µA、4mm×5mm QFN-28およびTSSOP-28Eパッケージ
LTC3605 15V、5A（IOUT）、4MHz同期整流式降圧 DC/DCコンバータ
95%の効率、VIN：4V～15V、VOUT（MIN）＝0.6V、IQ＝2ｍA、 ISD < 15µA、4mm×4mm QFN-24およびMSOP-16Eパッケージ
LTC3604 15V、2.5A（IOUT）、4MHz同期整流式降圧 DC/DCコンバータ
95%の効率、VIN：3.6V～15V、VOUT（MIN）＝0.6V、IQ＝300µA、 ISD < 14µA、3mm×3mm QFN-16およびMSOP-16Eパッケージ
LT3080 並列接続可能な、1.1A、低ノイズ、 低損失リニア・レギュレータ
ドロップアウト電圧：300mV（2電源動作）、低ノイズ＝40μVRMS、 VIN：1.2V～36V、 VOUT：0V～35.7V、MSOP-8、 3mm×3mm DFNパッケージ
LT3083 1個の抵抗で調整可能な3A低損失レギュレータ ドロップアウト電圧：310mV、低ノイズ40μVRMS、VIN： 1.2V～23V、VOUT：0V～22.7V、4mm×4mm DFN、TSSOP-16Eパッケージ
高効率、低ノイズの1A電源
3600 TA11
50µA
10µA
10µF
100k
0.1µF
10µF
10k
22µF
3.3µH
VIN
VTRACK = VOUT + 0.5V
ISET
RUN
BOOST
SW
LTC3600
PWM CONTROLAND SWITCH
DRIVER
8
5
7
9
1
11
VOUT
1µF
INTVCC RT PGFB ITH PGOODMODE/SYNC
68pF
6 10 3
GND
13 4 2 12
VIN8V TO 15V
IN
VCONTROL
OUTSET
LT3080
LT3080
56k
0.1µF 0k to 499k
VOUT = 0V TO 5V1mA TO 1A
–
+ERRORAMP
