THIẾT KẾ MẠCH ĐỘNG LỰC CHO BỘ

MICRO-INVERTER

3.1. Tổng quan bộ micro-inverter

Sơ đồ tổng quan của bộ micro-inverter được trình bày trong hình 3.1

Pin mặt trời

(20–45 VDC)

CT

Tụ lọcTụ lọc

CT

Bộ lọc EMILưới điện

một pha

Pha 1

Pha 2

(1)

dsPIC33FJ16GS504

Cảm biến

nhiệt độ

Điện áp pin mặt trời (ADC)

Dòng điện flyback 1 (ADC)

Dòng điện flyback 2 (ADC)

Dòng điện flyback 1 (CMP)

Dòng điện flyback 2 (CMP)

Mạch đệm

pha 1

Mạch đệm

pha 2

(1)

Mạch đệm

Biến áp xung

(1:1:1)

Biến áp xung

(1:1:1)

Mạch lọc

thông thấp

Mạch lọc

thông thấp

Mạch lọc

thông thấp

Mạch lọc

thông thấp

Cách ly quang

(4 kênh)

4

Biến

dòng

Biến

điện áp

OP

AMP

OP

AMP

L,N trước

bộ lọc EMI

Pin mặt

trời

Nguồn

kiểu buck

Nguồn

kiểu buck

LDO

12V

5V

3,3V

Nguồn phụ

Cách ly

Nghịch lưu 100/120 Hz

Cổng truyền thông

8

Hình 3.1. Sơ đồ tổng quan bộ micro-inverter

Mạch tăng điện áp một chiều (flyback converter) có nhiệm vụ nâng điện áp một chiều

từ pin mặt trời lên đến điện áp chỉnh lưu AC. Mạch nghịch lưu cầu có chức năng biến đổi

điện áp một chiều thành điện áp xoay chiều cung cấp cho tải.

Các thông số cơ bản của bộ micro-inverter:

Hiệu suất: 95%

Dò công suất cực đại: 99,5%

Công suất ra cực đại: 215W

Điện áp lưới 210 VAC - 264 VAC, 50 hoặc 60 Hz

Điện áp đầu vào 25 VDC-45 VDC (20 VDC - 25 VDC giảm điện công suất ra)

Cách ly về điện giữa lưới và pin mặt trời

3.2. Tụ lọc đầu vào của mạch flyback

Tụ lọc ở đầu vào có tác dụng như kho lưu trữ năng lượng giữa đầu ra và đầu vào, cân

băng năng lượng tức thời trong hệ thống. Vì năng lượng từ pin mặt trời là hằng số (trong

thời gian ngắn) nên để truyền tải được năng lượng tối đa từ tấm pin thì năng lượng ở đầu

ra phải tương ứng với đầu vào.

Bộ micro-inverter cung cấp dòng điện sin cho lưới với hệ số công suất ≈ 1. Độ lệch

pha giữa điện áp và dòng điện là (∅ ≈ 0). Công suất tức thời của bộ micro-inverter được

tính theo công thức sau:

𝑃𝑜𝑢𝑡(𝑡) = 𝑉𝑜𝑢𝑡𝐶𝑂𝑆(𝜔𝑡) ∙ 𝐼𝑜𝑢𝑡𝐶𝑂𝑆(𝜔𝑡 − ∅) (3.1)

Từ phương trình (3.1) với ∅ = 0 ta nhận được:

𝑃𝑜𝑢𝑡 =1

2𝑉𝑜𝑢𝑡𝐼𝑜𝑢𝑡 +

1

2𝑉𝑜𝑢𝑡𝐼𝑜𝑢𝑡cos (2𝜔𝑡) (3.2)

Bên cạnh chức năng lưu trữ năng lượng tụ lọc đầu vào còn có nhiệm vụ giảm điện áp

nhấp nhô từ pin mặt trời nhằm mục đích tăng hệ số sử dụng năng lượng từ tấm pin (hệ số

sử dụng năng lượng đạt 99%). Nếu độ nhấp nhô của điện áp lớn thì điểm hoạt động của

pin mặt trời cách xa điểm công suất cực đại như trong hình 3.2.

Hình 3.2. Ảnh hưởng của điện áp nhấp nhô lên pin mặt trời.

Độ nhấp nhô điện áp cho phép để đạt được hệ số sử dụng năng lượng theo yêu cầu

được tính theo công thức sau [3]:

∆𝑢𝑚𝑎𝑥 = √(𝐾𝑝𝑣−1)∙2∙𝑃𝑀𝑃𝑃

3∙𝛼∙𝑈𝑀𝑃𝑃+𝛽 (3.3)

Trong đó: Kpv – hệ số sử dụng công suất

PMPP – Công suất tại điểm công suất cực đại

α − Hệ số theo công thức taylor [3]

β − hệ số theo công thức Taylor[3]

Biên độ tối đa cho phép của điện áp nhấp nhô được tính phụ thuộc vào hệ số sử dụng

công suất yêu cầu, công suất tại điểm công suất cực đại, tùy vào các thời điểm khác nhau,

các loại pin mặt trời khác nhau thì ∆𝑢𝑚𝑎𝑥 cũng thay đổi. Để thuận tiện trong tính toán

chọn theo [3] chọn ∆𝑢𝑚𝑎𝑥 = 1.5𝑉 với Kpv = 0.995, PMPP = 240W, VMPP = 30V, hệ số α

và β phụ thuộc vào đặc tính của pin mặt trời chọn α=-0.0161, β=1.0276.

Dòng điện qua tụ có tần số bằng 2 lần tần số của lưới (50Hz) và được tính như (3.4),

với IMPP dòng điện ứng với điểm công suất cực đại, 𝜔 là tần số góc của lưới điện.

𝑖𝑐𝑝𝑣 = 𝐼𝑀𝑃𝑃 ∙ cos(2𝜔𝑡) (3.4)

Điện áp đặt trên tụ lọc

𝑢𝑐 = 𝑈𝑀𝑃𝑃 + ∆𝑢𝑡 = 𝑈𝑀𝑃𝑃 +𝐼𝑀𝑃𝑃

𝐶𝑝𝑣

∫ cos(2𝜔𝑡) 𝑑𝑡

= 𝑈𝑀𝑃𝑃 +𝐼𝑀𝑃𝑃

𝐶𝑝𝑣∙2𝜔sin (2𝜔𝑡) (3.5)

Điện áp nhấp nhô đại giá trị cực đại khi 𝜔𝑡 = 𝜋 4⁄ .

∆𝑢𝑚𝑎𝑥 =𝐼𝑀𝑃𝑃

2𝜔𝐶𝑝𝑣=

𝑃𝑀𝑃𝑃

2𝜔𝐶𝑝𝑣𝑈𝑀𝑃𝑃 (3.6)

Từ (4.6) ta có giá trị yêu cầu của tụ lọc là:

𝐶𝑝𝑣 =𝑃𝑀𝑃𝑃

2𝜋𝑓𝑈𝑀𝑃𝑃∆𝑢𝑚𝑎𝑥

=240

2𝜋 ∙ 100 ∙ 30 ∙ 1.5= 8.48 (𝑚𝐹)

Vì các tụ phân cực có sai số đến 20% nên để đảm bảo hoạt động của bộ micro-

inverter tụ lọc đầu vào được chọn thêm lượng dự trữ 20%, giá trị của các tụ lọc cần chọn

là:

𝐶𝑝𝑣 = 8.48 + 8.48 ∙ 0.2 = 10.17 (𝑚𝐹)

Chọn 5 tụ có điện dung 2.2mF,mã UPW1J222MHD, điện áp định mức 63V, tuổi thọ

8000 giờ ở nhiệt độ 105ᵒC. Dòng điện nhấp nhô định mức ở 100kHz là 3.2A, ở 120Hz là

2.72A.

3.3. Mạch tăng áp DC-DC ( flyback converter)

Mạch biến đổi flyback có nhiệm vụ tăng điện áp một chiều từ pin mặt trời (20-45

VDC) lên đến điện áp xoay chiều đầu ra. Ngoài ra mạch flyback còn có chức năng cách

ly về điện giữa pin mặt trời và lưới điện. Bộ biến đổi flyback thường được sử dụng trong

các bộ biến đổi giảm áp DC-DC với công suất cỡ hai trăm watt trở xuống và dòng đầu ra

nhỏ. Bộ biến đổi forward cũng có thể dùng để tăng điện áp một chiều. So sánh hai sơ đồ

biến đổi thì sơ đồ biến đổi kiểu flyback có số linh kiện ít hơn, không yêu cầu diode song

song ngược hoặc cuộn kháng lọc đầu ra, vì vậy sơ đồ flyback được chọn để sử dụng trong

đề tài.

Vấn đề khó khăn nhất của sơ đồ flyback là làm sao giảm được năng lượng rò rỉ. Khi

mosfet Q1 chuyển sang trạng thái khóa (hình 3.3), khi đó trong lõi thép vẫn còn lượng

lớn năng lượng chưa được chuyển sang cuộn thứ cấp. Năng lượng còn lại này tạo nên

xung điện áp lớn đặt lên Q1 và có thể phá hủy van bán dẫn. Thông thường một mạch bảo

vệ bao gồm điện trở, tụ điện và diode (RCD) được thêm vào ở phía sơ cấp máy biến áp

nhằm tiêu tán phần năng lượng dư thừa này (phát nhiệt qua điện trở). Mạch bảo vệ RCD

giúp bảo vệ cho khóa bán dẫn nhưng lại làm giảm hiệu suất của hệ thống.

Hình 3.3. Sơ đồ nguyên lý mạch active clamp flyback

Để tăng hiệu suất hệ thống mà vẫn đảm bảo an toàn cho khóa bán dẫn mạch bảo vệ

RCD được thay thế bằng mạch active clamp (mạch ghim điện áp tích cực). Trong quá

trình khóa van Q1 thì xung điện áp được phóng qua tụ Cclamp, nhờ đó phần năng lượng dư

thừa được tích trữ trong tụ Cclamp sau đó được truyền sang phía thứ cấp. Ngoài ra mạch

active clamp còn có thể cung cấp chức năng chuyển mạch điểm không (ZVS), làm giảm

tổn hao năng lượng trong quá trình đóng cắt của khóa điện tử nâng cao hiệu suất của toàn

hệ thống.

Trong hình 3.3 cuộn cảm dò của máy biến áp flyback được xem như một phần tử độc

lập.

Hình 3.3. Dạng sóng của sơ đồ active clamp flyback

Trong mạch tăng áp DC-DC sử dụng hai bộ flyback nối song song với nhau, với sơ

đồ này dòng điện đầu ra và đầu vào sẽ được chia đều cho hai máy biến áp flyback nhờ đó

giảm được tổn hao sắt và tổn hao đồng trong máy biến áp, tổn hao ở diode D1, D2 ở phía

thứ cấp của máy biến áp. Ngoài ra với sơ đồ nối song song này độ nhấp nhô của dòng

điện đầu ra được giảm đáng kể dẫn đến giảm được sóng hài bặc cao ở đầu ra và tăng thời

gian làm việc của tụ lọc đầu vào.

Máy biến áp flyback được thiết kế để hoạt động trong cả chế độ dòng gián đoạn

(DCM) và chế độ dòng liên tục (CCM). Khi tải nhỏ bộ biến đổi hoạt động ở chế độ dòng

dán đoạn, và chuyển sang chế độ dòng liên liên tục với tải lớn hơn. Ở chế độ dòng liên

tục dòng điện đỉnh ở đầu ra và đầu và máy biến áp bé hơn hai đến ba lần so với chế độ

dòng gián đoạn. Ngoài ra khi hoạt động ở chế độ dòng liên tục còn có các ưu điểm sau:

Tụ lọc đầu ra nhỏ hơn

Giảm tổn thấy trên diode D1, D2

Điện áp đỉnh ở đầu ra nhỏ hơn

Mạch lọc EMI hoạt động tốt hơn

Hình 3-3 trình bày dạng sóng hoạt động của bộ chuyển đổi active clamp flyback

trong chế độ dòng liên tục. Để tiện trong việc phân tích quá trình hoạt động của bộ biến

đổi một chu kỳ được chia là sáu khoảng thời gian từ t0 đến t5.

Khoảng thời gian t0

Trong khoảng thời gian này mosfet Q1 dẫn và Q2 khóa. Diode D1 bị phân cực ngược

do sức điện động phía thứ cấp máy biến áp TX1 đang âm. Tải được cấp nguồn nhờ tụ đầu

ra ở phía thứ cấp TX1

Khoảng thời gian t1

Khoảng thời gian t1 bắt đầu từ thời điểm Q1 chuyển sang trang thái khóa, Q2 chuyển

sang trạng thái dẫn và có thể chia thành hai giai đoạn.

Giai đoạn thứ nhất bắt đầu từ thời điểm Q1 chuyển sang trạng thái khóa đến khi điện

áp trên Q1 tăng đến giá trị lớn nhất. Khi Q1 chuyển sang trạng thái khóa dòng điện trong

mạch phía sơ cấp tiếp tục chuyển động theo hướng cũ (vì mạch sơ cấp có tính cảm).

Dòng điện này nạp cho tụ ký sinh trên Q1 đến điện áp bằng VnQ1 = VPV + Vout/N (N là tỉ

số biến áp của TX1). Do cực tính của sức điện động cảm ứng đổi dấu nên diode đầu ra

D1 được phân cực thuận, phần năng lượng được tích lũy trong mạch từ được chuyển sang

phía thứ cấp để cung cấp cho tải và nạp lại cho tụ điện đầu ra của mạch flyback.

Giai đoạn thứ hai bắt đầu sau khi tụ ký sinh của Q1 đã được nạp đầy cho đến thời

điểm cấp xung mở cho Q2. Sau khi nạp đầy tụ ký sinh của Q1 dòng điện phía sơ cấp tiếp

tụ đi qua tụ Cclamp làm cho diode nối song song với Q2 được phân cực thuận, phần năng

lượng còn lại bắt đầu được tích trữ trong tụ Cclamp.

Khoảng thời gian t2

Trong khoảng thời gian này mosfet Q2 chuyển sang trạng thái dẫn với điện áp đặt

trên mosfet gần bằng không (chuyển mạch điểm không), vì diode nối song song ngược

đang được phân cực thuận. Diode đầu ra D1 phân cực thuận năng lượng phía thứ cấp

dùng để cung cấp cho tải và nạp tụ điện đầu ra. Điện kháng dò (Lleakage) và tụ Cclamp cộng

hưởng năng lượng từ cuộn dây chuyển sang cho tụ điện phương trình 3.7 xác định tần số

cộng hưởng của mạch LC

𝑓𝑟 =1

2𝜋√𝐿𝑙𝑒𝑎𝑘𝑎𝑔𝑒∙𝐶𝑐𝑙𝑎𝑚𝑝 (3.7)

Khoảng thời gian t2 kết thúc khi toàn bộ năng lượng trong cuộn dây Lleakage được

chuyển hết sang tụ Cclamp.

Khoảng thời gian t3

Trong khoảng thời gian này Q2 phải được chuyển sang trạng thái dẫn để mạch LC

tiếp tục cộng hưởng, lúc này năng lượng lại được chuyển từ Cclamp sang Lleakage, D1 vẫn

phân cực thuận và năng lượng tích lũy trong Cclamp được chuyển sang phía thứ cấp. Năng

lượng dư thừa do điện kháng dò gây nên được tái sử dụng

Khoảng thời gian t4

Khoảng thời gian t4 thực ra là khoảng thời gian các khóa điện tử đều ở trạng thái

khóa (dead time). Mosfet Q2 nên chuyển sang trạng thái khóa tại thời điểm dòng điện do

năng lượng chuyển từ tụ Cclamp sang Lleakage đạt giá trị cực đại nhằm chuyển dòng điện này

sang diode bảo vệ của Q1 làm cho diode được phân cực thuận tạo đường xả cho tụ ký

sinh trên Q1. Trong suốt thời gian này thì diode đầu ra vẫn phân cực thuận.

Khoảng thời gian t5

Trong khoảng thời gian này mosfet Q1 chuyển sang trạng thái dẫn với chuyển mạch

điểm không. Diode đầu ra bị đặt điện áp ngược nên phân cực ngược, tải lúc này được cấp

dòng từ tụ đầu ra.

3.3.1. Tính chọn thông số cho mạch flyback

Mạch flyback phải có khả năng nâng điện áp một chiều từ pin mặt trời (nhỏ nhất 19

VDC) lên đến điện áp đỉnh của lưới điện (375 V). Bộ biến đổi được thiết kế để hoạt động

với tỉ số chu kỳ tối đa là 0.75 từ đó ta có quan hệ giữa đầu vào và đầu ra của bộ biến đổi

là

𝑉𝑜𝑢𝑡 =𝑉𝑖𝑚𝑖𝑛∙𝑁∙𝐷𝑚𝑎𝑥

(1−𝐷𝑚𝑎𝑥) (3.8)

Trong đó: Vout – điện áp ra của bộ chuyển đổi, 375V

Vimin – điện áp vào tối thiểu, 19 V

N – Tỉ số vòng dây

Dmax – tỉ số chu kỳ lớn nhất, 0.75

Từ (3.8) ta có:

𝑁 =𝑉𝑜𝑢𝑡(1 − 𝐷𝑚𝑎𝑥)

𝐷𝑚𝑎𝑥 ∙ 𝑉𝑖𝑚𝑖𝑛

=375 ∙ (1 − 0.75)

0.75 ∙ 19= 6.78 (𝑣ò𝑛𝑔)

Chọn tỉ số vòng dây N = 7.

3.3.2. Chọn khóa bán dẫn.

Khi lựa chọn mosfet cần phải thõa mãn các thông số sau:

Điện áp lớn nhất đặt lên khóa bán dẫn

Theo cấu trúc của mạch flyback thì điện áp lớn nhất đặt lên khóa bán dẫn Vds được

tính theo công thức sau:

𝑉𝑑𝑠 = 𝑉𝑖𝑛 + 𝑉′𝑜𝑢𝑡 + 𝑉𝑙𝑒𝑎𝑘𝑎𝑔𝑒 (3.9)

Trong đó: Vin Điện áp đầu vào, lớn nhất 55 V

𝑉′out Điện áp cảm ứng từ phía thứ cấp khi diode đầu ra phân cực

thuận 𝑉′out = 375/7 ≈ 54 V.

Vleakage Xung điện áp sinh ra từ từ thông rò của cuộn sơ cấp, xung

điện này phụ thuộc vào từ thông rò của máy biến áp và có độ

lớn cỡ 30 – 35 V khi đầy tải.

Thay số vào (3.9) ta được:

𝑉𝑑𝑠 = 55 + 54 + 35 = 144 (𝑉)

Dòng điện lớn nhất qua mosfet

Khóa bán dẫn được lựa chọn phải có khả năng chịu được dòng điện liên tục cũng như

dòng đỉnh trong quá trình hoạt động, vì chu kỳ xung được điều biến sin nên dòng điện

liên tục qua mosfet cũng có dạng sin. Với điện áp đầu vào đạt giá trị nhỏ nhất (25 V) thì

dòng điện trung bình cực đại qua mosfet là 10 A. Dòng điện vào lớn nhất

10/Dmax=10/0.75=13.3 A. Do đó dòng điện đỉnh của điều chế sin là 13.3x1.414 = 18.81

A. Vì dòng điện tăng tuyến tính khi mosfet bắt đầu chuyển sang trạng thái dẫn nên dòng

điện nhấp nhô qua mosfet cũng là 18.81 A. Vậy dòng điện đỉnh lớn nhất qua mosfet với

độ dự trữ 20% cho mỗi mạch flyback là.

𝐼𝑝𝑒𝑎𝑘𝑚𝑎𝑥 =18.81 + 18.81 ∙ 0.2

2= 11.3 (𝐴)

Mosfet được chọn cũng cần đảm bảo có điện trở ở trạng thái dẫn bão hòa Rds(on) nhỏ

để giảm tổn hao, thông thường chọn Rds(on) < 20 mΩ. Tổn hao ở mạch kích phụ thuộc vào

giá trị điện tích ở cực cổng Qg, thường chọn Qg <110 nC với tần số 114 kHz.

Từ các tính toán và phân tích trên, chon mosfet cho mạch flybak là loại IRFB4321 có

các thông số sau:

Vds = 150V, ID = 85A, Rds(on) = 12 mΩ, Qg = 110 nC.

3.3.3 Máy biến áp flyback

Máy biến áp flyback được thiết kế dựa trên phương pháp tích số diện tích (Wa.Ac) để

thỏa mãn các yêu cầu sau:

Điện áp vào nhỏ nhất: 19 VDC

Điện áp ra lớn nhất: 375 V

Công suất ra lớn nhất (Vpv > 25V): 215W

Dòng điện phía thứ cấp: 1.05 A.

Tỉ số chu kỳ tối đa: 0.75

Tần số: 57 kHz

Từ cảm hổ cảm: 55 𝜇𝐻

Từ cảm tự cảm: 1.3 𝜇𝐻

Năng lượng tích trữ trong lõi thép lớn nhất: 5.5mJ

Cách ly về điện 3kVA.

Trong bộ biến đổi flyback thì máy biến áp flyback là phần tử quan trọng nhất, nó

quyết định hiệu suất của bộ biến đổi, khả năng ổn định đầu ra, và nhiễu. Trái ngược với

máy biến áp thường máy biến áp flyback đóng vai trò như một cuộn cuộn cảm dùng để

lưu trữ năng lượng. Trong các máy biến áp thường dòng điện chạy trong các cuộn dây

cùng thời điểm nhưng trong máy biến áp flyback dòng điện chỉ chạy trong cuộn sơ cấp

trong quá trình nạp, và ở cuộn thứ cấp trong quá trình xả. Thông thường khe hở không

khí được đưa vào giữa mạch từ để tăng khả năng lưu trữ năng lượng.

a) Chọn mạch từ

Vật liệu dẫn từ được chọn dựa theo tần số, tổn thất, mật độ từ trường tối. Theo hướng

dẫn chọn vật liệu từ hãng Ferroxcube vật liêu ferrite 3C90 có từ cảm bảo hòa là 470 mT.

Từ thông số tổn thất ta có thể tính được cảm ứng từ cực đại theo công thức sau: với Pl

là mật độ tổn thất theo khối lượng mạch từ. 150 mW/cm3

đối với 3C90 (theo datasheet

của nhà sản xuất).

𝑃𝑙 = 𝑎 ∙ 𝑓𝑐 ∙ 𝐵𝑚𝑎𝑥𝑑 (3.9)

Các hệ số trong phương trình (3.9) với vật liệu và tần số khác nhau được cho ở bảng

3.1.

Bảng 3.1. Hệ số áp dụng cho phương trình tổn thất sắt từ [6].

Vật liệu Tần số (f) a c d

R, 35G, N87, 3C90

f<100 kHz 0,074 1,43 2,85

100 kHz ≤ f< 500 kHz 0,036 1,64 2,68

f ≥500 kHz 0,014 1,84 2,28

P, 45G, N72,

3C85

f< 100 kHz 0,158 1,36 2,86

100 kHz ≤ f< 500 kHz 0,0434 1,63 2,62

f ≥ 500 kHz 7,36e-7 3,47 2,54

F, 25G, N41,

3C81

f < 10 kHz 0,790 1,06 2,85

10 kHz ≤ f< 100 kHz 0,0717 1,72 2,66

100 kHz ≤ f< 500 kHz 0,0573 1,66 2,68

f ≥500 kHz 0,0126 1,88 2,29

Thay các hệ số vào (3.9) với Pl = 150 mW, f = 57hHz ta được từ cảm cực đại, cảm

ứng từ cực đại phải nhỏ hơn một nữa của từ cảm bão hòa vì lõi thép sẽ bị quá nhiệt nếu

mật độ từ thông gần giá trị bão hòa.

𝐵𝑚𝑎𝑥 = (𝑃𝑙

𝑎 ∙ (𝑓

1000)𝑐)

1𝑑

= (150

0.074 ∙570001000

1.43)

12.85

= 1902 𝐺 ≈ 190 𝑚𝑇

Để chọn được kiểu mạch từ phù hợp tích số diện tích được tính theo phương trình

(3.10)[6], phương trình này có được từ phương trình liên kết từ thông (ψ=N *∅) và khả

công suất của lõi thép, đó là tích số của diện tích cửa sổ, Wa, và diện tích của mặt cắt

ngang lõi từ, Ac.

𝑊𝑎𝐴𝑐 =108∙𝑃𝑜𝑚𝑎𝑥

𝐾𝑡∙∆𝐵∙𝑓∙𝐽 (3.10)

Trong đó: Pomax là công ra cực đại : 215 W

∆𝐵 bằng với từ cảm cực đại Bmax, trình bày trong hình 3.4

J là mật độ dòng điện trong dây quấn, chọn J=400 A/cm2

Kt là hệ số sử dụng cửa sổ, chọn 0,254.

Thay số vào (3.10) ta được:

𝑊𝑎𝐴𝑐 =108 ∙ 215

0,254 ∙ 1902 ∙ 57000 ∙ 400= 1,93 𝑐𝑚4

Kích thước lõi thép được chọn phải có tích số diện tích lớn hơn kết quả từ (3.10).

Chọn lõi RM14 có tích số diện tích là 2,22 cm4.

Hình 3.4. Đường cong từ hóa của mạch từ

b) Tính toán dây quấn

Số vòng dây cuộn sơ cấp:

𝑁𝑝 =108 ∙ 𝑉𝑖𝑚𝑖𝑛𝐷𝑚𝑎𝑥

∆𝐵 ∙ 𝐴𝑐 ∙ 𝑓=

108 ∙ 19 ∙ 0,75

1902 ∙ 1,98 ∙ 57000≈ 6 (𝑣ò𝑛𝑔)

Tiết diện dây quấn sơ cấp:

𝑆𝑝 =𝐼𝑝

𝐽=

11 ∙ 100

400= 2,25 (𝑚𝑚2)

Vì dòng điện ở cuộn sơ cấp có giá trị lớn nên phía sơ cấp được quấn bằng đồng lá.

Số vòng dây cuộn thứ cấp:

𝑁𝑠 = 𝑁𝑝 ∙ 𝑁 = 6 ∙ 7 = 42 (𝑣ò𝑛𝑔)

Tiết diện dây quấn thứ cấp:

𝑆𝑠 =𝐼𝑠

𝐽=

1.05 ∙ 100

400= 0.262 (𝑚𝑚2)

c) Khoảng cách khe hở không khí

Từ cảm cực đai của cuộn sơ cấp

𝐿𝑝𝑚𝑎𝑥 =∆𝐵 ∙ 𝑁𝑝 ∙ 𝐴𝑐𝑚𝑖𝑛

𝐼𝑝𝑚𝑎𝑥

=0.1902 ∙ 6 ∙ 168

10= 19,17 (𝜇𝐻)

Hệ số điện cảm AL

𝐴𝐿 =𝐿𝑝𝑚𝑎𝑥

𝑁2=

19,17

62= 532,5 (𝑛𝐻)

Từ hệ số điện cảm AL ta có chiều dài khe hở ứng với mạch từ RM14 là 1.27 mm

Hình 3.4: Sơ đồ quấn dây máy biến áp flyback.

3.3.4. Diode chỉnh lưu phía thứ cấp máy biến áp

Các diode công suất cần thời gian nhất định để chuyển từ trạng thái khóa sang trạng

thái dẫn và ngược lại. Thời gian cần thiết để chuyển giữa hai trạng thái và đặc tính dòng

áp trong quá trình chuyển đổi ảnh hưởng đến hoạt động của hệ thống. Để đảm bảo hoạt

động của hệ thống các diode công suất được chọn dựa trên các yêu cầu sau:

Điện áp đánh thủng

Điện áp lớn nhất có thể ở phía thứ cấp máy biến áp:

𝑉𝑠𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝑖𝑚𝑎𝑥 ∙ 𝑁𝑠 𝑁𝑝 = 55 ∙ 7 = 385 (𝑉)⁄

Điện áp đỉnh của lưới

𝑉𝑔𝑝𝑒𝑎𝑘 = 264 ∙ 1,414 ≈ 373 (𝑉)

Điện áp lớn nhất đặt lên diode Vbr = Vsmax + Vgpeak = 385+373 = 758 (V)

Do máy biến áp thành phần tự cảm của cuộn dây, điện cảm ký sinh trong diode nên

sẽ gây các xung điện áp cao trong quá trình chuyển mạch. Do đó điện áp đánh thủng

được chọn với độ dự trữ 30%, nghĩa là phải lớn hơn 985V.

Dòng điện trung bình cho phép

Dòng điện trung bình qua diode được tính theo công thức sau:

𝐼𝑎𝑣𝑔 =1

𝜋∫ √2 ∙ 𝐼𝑜𝑚𝑎𝑥 cos (

2𝜋

𝑇𝑡) =

2 ∙ 𝐼𝑜𝑚𝑎𝑥 ∙ √2

𝜋=

2 ∙ √2 ∙ 𝑃𝑜𝑢𝑡

𝜋𝑉𝑖𝑚𝑖𝑛=

2 ∙ √2 ∙ 215

𝜋 ∙ 210

𝜋4

0

= 0,92 (𝐴)

Dòng điện đỉnh

Dòng điện đỉnh qua diode được tính từ dòng điện đỉnh qua mosfet flyback và tỉ số

biến áp của máy biến áp.

𝐼𝑝𝐷 = 𝐼𝑝𝑀 ∙𝑁𝑠

𝑁𝑝

= 11,3 ∙6

42= 1.61 (𝐴)

Chọn diode Schottky C4D08120A có điện áp đánh thủng 1200V, dòng điện trung

bình cực đại 11,3A. Thời gian chuyển mạch cực nhanh.

3.4 Mạch nghịch lưu cầu

Mạch nghịch lưu cầu được nối từ đầu ra của mạch tăng áp flyback và có nhiệm vụ

chuyển hai nữa dòng sin từ đầu ra của mạch flyback sang dòng sin để cung cấp cho lưới.

sơ đồ mạch được trình bày trong hình 3.5

Hình 3.5 Sơ đồ mạch nghịch lưu cầu

Hoạt động: Từ đầu ra của mạch flyback điện áp và dòng điện có dạng hai nửa hình

sin nhờ mạch cầu nghịch lưu sẽ chuyển đổi thành tín hiệu có dạng sin đồng pha với điện

áp lưới. Các khóa điện tử trong mạch chuyển mạch khi dòng điện và điện áp gần bằng

không nên giảm được tổn thất trong quá trình chuyển mạch.

Điện áp đánh thủng

Điện áp ngược lớn nhất đặt lên khóa bán dẫn bằng điện áp của lưới. Điện áp cực đại

của lưới Vgmax = 264*1,414 = 374 V.

Dòng điện trung bình

𝐼𝑄2 =1

2𝜋∫ 𝐼𝑜𝑚𝑎𝑥 ∙ √2 cos(𝜃) 𝑑𝜃

𝜋2

0

=√2𝐼𝑜𝑚𝑎𝑥

2𝜋=

√2𝑃𝑜𝑢𝑡

2𝜋𝑉𝑔𝑚𝑖𝑛=

√2 ∙ 215

2𝜋 ∙ 210= 0,23 (𝐴)

Chọn mosfet IPW60R190C6 của hãng Infineon Technologies có điện áp đánh thủng

600 V, Dòng điện liên tục 12 A, điện tích cực cổng 64 nC, Điện trở dẫn bão hòa RDS(on) =

19mΩ.

Hình 3.6. Dạng sóng điện áp trước (trên) và sau (dưới) sau khi qua mạch nghịch lưu

3.5 Bộ lọc EMI

Thông số bộ lọc EMI được chọn theo phương pháp thực nghiệm cho các bộ nguồn

xung để thỏa mãn các yêu cầu triệt tiêu sóng hài bậc cao.

Tần số dao động của mạch lọc EMI để thỏa mãn được yêu cầu giảm biên độ 10 dB

đối với giải tần từ 10 Hz đến 150 kHz và hơn 20 dB trong giải tần từ 150 kHz đến 30

MHz.

Tần số dao động của mạch lọc common-mode được tính theo công thức sau [7]:

𝑓𝑅𝐶𝑀 =1

2𝜋√𝐿𝐶𝑀𝐶𝐶𝑀=

1

2𝜋√(𝐿𝑐+12

𝐿𝑑).2𝐶𝑦

≅1

2𝜋√𝐿𝑐.2.𝐶𝑦 (3.11)

Tần số mạch lọc diferential-mode [7]:

𝑓𝑅𝐷𝑀 =1

2𝜋√𝐿𝐷𝑀.𝐶𝐷𝑀=

1

2𝜋√2𝐿𝑑𝐶𝑥 (3.12)

Trong đó:

LCM điện cảm của cuộn lọc common-mode (H).

CCM điện dung của tụ lọc common-mode (F)

LDM điện cảm của cuộn lọc common-mode (H)

CDM điện dung tụ lọc differential-mode (F).

Theo hướng dẫn chọn đối với các bộ nguồn xung là fRCM = 30kHz và fRDM = 80 kHz

[7].

Các tụ điện được chọn để thỏa mãn yêu cầu dòng điện dò ở mức cho phép. Chọn Cx

= 0,015 𝜇F và Cy = 4700 pF.

Điện cảm của cuộn kháng lọc common-mode là:

𝐿𝑐 = 1

2. 𝐶𝑦. (𝑓𝑅𝐶𝑀. 2. 𝜋)2= 3 𝑚𝐻

Chọn cuộn lọc common-mode có điện cảm là 3.3 mH và dòng điện định mức 2,5A

Điện cảm của cuộn kháng lọc differential-mode là:

𝐿𝑑 =1

2. 𝐶𝑥. (𝑓𝑅𝐷𝑀. 2. 𝜋)2= 132 𝜇𝐻

Chọn cuộn lọc differential-mode có điện cảm là 150 𝜇𝐻 dòng điện định mức 3,9 A

Bộ lọc EMI với các thông số cụ thể được trình bày trong hình 3.7

Hình 3.7. Sơ đồ bộ lọc EMI

Kết luận: Chương 3 trình bày cách tính chọn linh kiện công suất cho bộ micro-

inverter trong đó có mạch tăng áp một chiều, mạch nghịch lưu cầu và mạch lọc EMI.

Linh kiện công suất được tính chọn dựa theo các thống số tính toán của bộ micro-

inverter, kết quả mô phỏng (chương 5) và một số phương pháp thực nghiệm thao khảo từ

các bài báo khoa học. Chương 4 sẽ trình bày chi tiết tính chọn linh kiện cho mạch điều

khiển.