Amplificadores de pequeña señal con BJT

Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá. Informe I Análoga II 10 Septiembre de 2014

Resumen - En el presente texto se pretende desarrollar

el primer laboratorio para la asignatura análoga II. En

él se abordará la teoría necesaria para entender los

resultados de los montajes propuestos para el

laboratorio, en el que se cotejarán y discutirán los

resultados obtenidos, al experimentar con los tres

tipos básicos de amplificadores BJT, el amplificador

de emisor común, base común y colector común y

degenerado, también conocido como seguidor por

emisor. Además, se compararán sus valores de

impedancia de salida, entrada y ganancia de acuerdo

a lo calculado teóricamente y lo medido en la practica Índice de Términos—Transistor, amplificador, BJT, emisor

común, base común, colector común, trasconductancia,

voltaje Early, polarización, señal pequeña.

I. INTRODUCCIÓN

El transistor BJT como dispositivo

amplificador, posee una gran variedad de tipos de

conexiones que mediante la utilización de un

modelo de redes de dos puertos (cuadripolo) y

dependiendo de los pares de puerto de entrada y

puerto de salida, y siendo uno de los electrodos

la referencia común, se obtienen las tres

configuraciones fundamentales del dispositivo

(emisor, base y colector común).

Para el análisis de los circuitos ya mencionados

se tienen en cuenta dos etapas; la primera

correspondiente al estado de polarización del

circuito donde el transistor debe estar en la región

de saturación para que se pueda comportar como

amplificador. La segunda etapa corresponde al

análisis en pequeña señal donde se usa el modelo

hibrido de baja frecuencia y se hayan los valores

de ganancias, impedancias de entrada y salida.

Un caso especial del modelo de redes de dos

puertos son las versiones degeneradas de las

configuraciones fundamentales del amplificador,

llamadas así a causa de no poseer un puerto

común el cual fue reemplazado por una conexión

de algún otro tipo de elemento, en su mayoría de

clase resistiva.

II. MARCO TEÓRICO

A) Descripción general amplificador

En el circuito de figura 1 se muestra un circuito

típico de un amplificador de tensión con un

transistor BJT en emisor común polarizado en la

zona activa.

Con él se trata de amplificar una tensión

cualquiera Vi y aplicarla, una vez amplificada, a

una carga que simbolizamos por la resistencia

RL. La zona sombreada resalta el amplificador,

que en este caso, lo constituye un transistor BJT

en la configuración emisor común. El cual,

convenientemente polarizado en la zona activa,

es capaz de comportarse como un amplificador

de tensión.

INFORME I – ANÁLOGA II

AMPLIFICADORES DE PEQUEÑA SEÑAL CON

BJT.

Pinzón Cristhian, Rubiano Alejandro, Rincón Rafael

crcpinzonca, farubianol, [email protected]

Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá


Figura 1 - Circuito amplificador de tensión con BJT en E-C

Los condensadores C1 y C2 que aparecen se

denominan condensadores de acoplo y sirven para

bloquear la componente continua. En concreto C1

sirve para acoplar la tensión que queremos amplificar

al amplificador propiamente dicho, eliminando la

posible componente continua que esta tensión pudiera

tener. Si no bloqueásemos esta continua se sumaría a

las corrientes de polarización del transistor

modificando el punto de funcionamiento del mismo.

Por otra parte, el condensador C2 nos permite acoplar

la señal amplificada a la carga, eliminando la

componente continua (la correspondiente al punto de

polarización del transistor) de forma que a la carga

llegue únicamente la componente alterna.

El condensador C3 es un condensador de

desacoplo, su misión es la de proporcionar un camino

a tierra a la componente alterna. En este tramo se

analiza el efecto de la resistencia RE desde el punto

de vista de la amplificación, esta resistencia hace

disminuir la ganancia del amplificador. Al añadir el

condensador de desacoplo conseguimos que la

continua pase por RE mientras que la alterna pasaría

por el condensador C3 consiguiendo que no afecte a

la amplificación.

B) Principio de superposición

En este caso vamos a abordar el análisis de este tipo

de circuitos amplificadores. Para ello aplicaremos el

principio de superposición. En cada punto o rama

calcularemos las tensiones y corrientes de continua y

de alterna por separado, de forma que al final las

tensiones y corrientes finales serán la suma de las

calculadas en cada parte.

Para ello vamos a suponer que el valor de la

capacidad de los condensadores, así como la

frecuencia de las señales que tenemos es tal que la

impedancia que presentan los condensadores es lo

suficientemente pequeña para considerarla nula.

Mientras que en continua, estos condensadores

presentarán una impedancia infinita. Es decir,

consideraremos que en continua los condensadores se

comportan como circuitos abiertos (impedancia ∞)

mientras que en alterna equivaldrán a cortocircuitos

(impedancia 0).

Figura 2 - Consideraciones para aplicar el principio de

superposición.

Aplicando estas consideraciones obtendremos los

circuitos equivalentes en DC y en AC que tendremos

que resolver separadamente.

Si en el circuito amplificador de la Figura 1

aplicamos la condición de que los condensadores se

comportan como circuitos abiertos, obtenemos el

circuito equivalente en continua (figura 3). Podemos

ver como este circuito es, precisamente, el circuito de

polarización del transistor y de cuya resolución

obtendríamos las tensiones y corrientes de continua

presentes en el circuito.

Si por el contrario, al circuito de la figura 1 le

aplicamos las condiciones para obtener el circuito

equivalente de alterna, es decir, suponemos que los

condensadores se comportan como cortocircuitos e,

igualmente, cortocircuitamos las fuentes de tensión

de continua, el circuito que obtendríamos es el

mostrado en la figura 4.


Figura 3 - Circuito equivalente en DC.

Figura 4 - Circuito equivalente en AC.

C) Recta de carga estática.

La Recta de Carga Estática representa la sucesión

de los infinitos puntos de funcionamiento que puede

tener el transistor. Su ecuación se obtiene al analizar

la malla de salida del circuito equivalente en continua.

La Recta de Carga Estática está formada por los

pares de valores (VCE, IC) que podría tener el

transistor con esa malla de salida. Para obtener su

ecuación matemática f (VCE, IC) = 0, planteamos las

tensiones en la malla de salida del circuito equivalente

en DC.

Figura 5 - la malla de salida del circuito equivalente en

continua.

Si tenemos en cuenta que

Nos queda

Si suponemos que β >> 1, obtendríamos la

ecuación que relaciona la VCE y la IC del transistor,

dicha ecuación representa una recta en el plano de las

características de salida, y se conoce con Recta de

Carga Estática.

Figura 6 - Recta de Carga Estática.

Esta recta representa todos los posibles puntos de

funcionamiento que podrá tener el transistor con esa

malla de salida. El punto de funcionamiento Q se

fijará mediante el circuito de polarización de entrada

fijando la IB correspondiente.

D) Recta de carga dinámica.

La Recta de Carga Dinámica se obtiene al analizar

la malla de salida del circuito equivalente de AC. Está

formada por la sucesión de los pares de valores (VCE,

IC). Notar que a diferencia del caso anterior, en este

caso nos referimos a los valores totales (alterna más

continua) tanto de tensión como de corriente. Para

obtener la ecuación matemática de esta recta f (VCE,

IC) = 0, analizamos la malla de salida del circuito

equivalente en alterna.


Figura 7 – Malla de salida del circuito equivalente en alterna.

Si tenemos en cuenta que la componente

incremental (o de alterna) de una señal se puede

obtener restando el valor de continua al valor total.

Haciendo este cambio de variable en la expresión

anterior obtenemos la ecuación de la Recta de Carga

Dinámica.

Tenemos la ecuación de una recta que pasa por el

punto de funcionamiento (punto Q) y cuya pendiente

es el inverso del paralelo de RC y RL.

Figura 8 - Rectas de carga Estática y dinámica.

La Recta de Carga Dinámica siempre tiene más

pendiente que la Recta de Carga Estática. Únicamente

en el caso de un circuito en el que RE = 0 y la salida

esté en circuito abierto (RL= ∞) ambas rectas

coincidirán.

La Recta de Carga Dinámica representa los pares

de valores IC y VCE en cada instante como se puede

ver gráficamente en la figura 9

Figura 9 - Significado de la Recta de Carga Dinámica.

E) Modelo hibrido de un transistor

Si partimos de la suposición las variaciones de la

señal en torno al punto de polarización son pequeñas,

podremos suponer que los parámetros del transistor

van a ser constantes. Si consideramos un transistor en

la configuración emisor común, las tensiones y

corrientes del mismo estarán relacionadas con

ecuaciones de la forma:

En la resolución de circuitos amplificadores con

transistores, obtendremos el circuito equivalente de

AC como se ha visto en el apartado de la

introducción, sustituiremos el transistor por su

modelo en parámetros híbridos y resolveremos el

circuito resultante.


Figura 10 - Modelo circuital de parámetros híbridos para un

transistor en emisor común.

Podríamos hacer un razonamiento análogo para las

configuraciones base y colector común, obteniendo

las expresiones y circuitos que se representan en la

figura 11.

Figura 11 - Modelo circuital de parámetros híbridos para un

transistor en base común y en colector

Común.

F) Parámetros de amplificadores fundamentales

III. DISEÑO

A) Emisor común

Dado que el circuito amplificador ya se nos fue dado

en la guía, el siguiente paso es hacer el análisis de

polarización en DC, el cual los capacitores se

manifiestan como circuito abierto dejando aislado el

generador y la carga, como se muestra a continuación.

Figura 12 – Circuito de montaje en análisis DC

De la rama izquierda encargada de la corriente en base

se puede hacer una simplificación encontrando su

circuito equivalente Thevenin donde se obtiene

Figura 13 – circuito simplificado Figura 12


Desarrollando la malla inferior por la LVK se obtiene:

2.55 − 12.126𝐼𝐵 − 𝑉𝐵𝐸 − 0.082𝐼𝐸 = 0

2.55 − 𝑉𝐵𝐸 =12.126

200𝐼𝐶 + 0.082

200

201𝐼𝐶

𝐼𝐶 =2.55 − 𝑉𝐵𝐸

0.142 𝑚𝐴

Tomando como fórmula auxiliar la ecuación de

Shockley se tiene

𝑉𝐵𝐸 = 0.025 ln (𝐼𝐶

6.734 ∗ 10−15)

A partir del método por iteración entre las dos

ecuaciones hallamos los valores de 𝐼𝐶 y 𝑉𝐵𝐸

𝐼𝐶 (𝑚𝐴) 𝑉𝐵𝐸 (𝑉𝑜𝑙𝑡)

13.036487 0.70729

12.985148 0.70719

12.985843 0.70719

12.985833 0.70719 Tabla 1 – Iteración para hallar IC y VBE

Luego se haya el valor de 𝑉𝐶𝐸 a partir de los valores

encontrados anteriormente

𝑉𝐶 = 12 − 0.56𝐼𝐶 = 4.728 𝑉𝑜𝑙𝑡

𝑉𝐸 = 0.082201

200𝐼𝐶 = 1.07 𝑉𝑜𝑙𝑡

𝑉𝐶𝐸 = 3.658 𝑉𝑜𝑙𝑡

Del valor encontrado en la polarización de 𝑉𝐶𝐸 se

puede asegurar que el amplificador esta en saturación.

Con todos los datos anteriormente calculados se

pueden calcular 𝑟𝜋, 𝑔𝑚 y 𝑟0.

𝑟𝜋 = 20025

𝐼𝐶= 385 Ω

𝑔𝑚 =𝐼𝐶

25= 519.4

𝑚𝐴

𝑉𝑜𝑙𝑡

𝑟0 =74.03 + 3.658

𝐼𝐶= 5.98 𝑘Ω

A continuación se sigue con el análisis en pequeña

señal, donde consideramos los condensadores en

corto circuito dejando el circuito de la siguiente

manera.

Figura 14 – Circuito de montaje en análisis AC o pequeña señal

emisor común

El circuito se pasa a su topología con el equivalente

circuital del transistor de acuerdo al modelo hibrido

π y reduciendo las resistencias en paralelo se

presenta como.

Figura 15 – Esquema de Figura 14 con modelo hibrido

extendido.

Figura 16 – Esquema simplificado Figura 15.

De la Figura 16 se extrajeron las siguientes

ecuaciones nodales de acuerdo a la LCK.


𝑉𝑎 − 𝑉𝑠

0.05+

𝑉𝑎

2.126+

𝑉𝑎 − 𝑉𝜋

10= 0

𝑉𝑎 − 𝑉𝜋

10=

𝑉𝜋

0.385

519.4𝑉𝜋 +𝑉0

0.487= 0

Despejando de las diferentes ecuaciones se

obtuvieron

𝐴𝑣′ =

𝑉0

𝑉𝜋= −253 𝑉

𝑉⁄

𝐴𝑣 =𝑉0

𝑉𝑠= −9.121 𝑉 𝑉⁄

𝑍𝐵 = 385 Ω

𝑅𝑖𝑛 = 10.385 | | 2.126 = 1.765 𝑘Ω

𝑅𝑜𝑢𝑡 = 512 Ω

B) Emisor con degeneración

El análisis de polarización en DC es el mismo que el

presentado para el amplificador con emisor común,

por lo cual las diferencias que presenta con el anterior

se presentan en el análisis a pequeña señal.

Figura 17 - Circuito de montaje en análisis AC o pequeña señal

emisor degenerado

Como la polarización era la misma del emisor común,

los valores de 𝑟𝜋, 𝑔𝑚 y 𝑟0 son los mismos por lo que

el circuito en modelo hibrido π es el siguiente.

Figura 18 - Esquema de Figura 17 con modelo hibrido

extendido.

Figura 19 – Esquema simplificado Figura 18.

Del circuito anterior de obtienen las siguientes

ecuaciones por LCK.

𝑉0

0.487+ 519.4𝑉𝜋 = 0

𝑉𝜋

0.385+ 519.4𝑉𝜋 =

𝑉𝑎

0.082

𝑉𝑠 − 𝑉𝑐

0.05+

𝑉𝑏 − 𝑉𝑐

10=

𝑉𝑐

2.126

𝑉𝑏 − 𝑉𝑎 = 𝑉𝜋

𝑉𝑏 − 𝑉𝑎

0.385=

𝑉𝑐 − 𝑉𝑏

10

Despejando y resolviendo el conjunto de ecuaciones

se encuentran


𝐴𝑉 =𝑉0

𝑉𝑠= −3.542 𝑉 𝑉⁄

𝐴𝑣′ =

𝑉0

𝑉𝑐= −3.625 𝑉 𝑉⁄

𝑅𝑖 = 1.87 𝑘Ω

𝑍0 = 560 Ω

C) Base común

Para el diseño del amplificador base común, se partió

de una suposición para poder encontrar el punto de

operación Q del transistor. Esta suposición se

sustentó en el hecho de que para que el transistor

funcione como amplificador su punto de operación

debe estar en la región activa. Por este motivo se

supuso un voltaje entre colector y emisor de 2 voltios

(VCE=2v); después de realizar esta suposición se

realizó otra suposición en la que se estableció el

voltaje de base a emisor con un valor de 0,7 v que es

un valor tradicional para los transistores bipolares.

Luego de caracterizar el transistor se obtuvieron los

siguientes valores importantes:

𝐼𝑠 = 6,73 ∗ 10−15 𝛽 = 200

Después de tener estos valores característicos del

transistor y por medio de la ecuación de shockley se

procedió a encontrar la corriente de colector de la

siguiente forma:

𝐼𝑐 = 𝐼𝑠𝑒𝑉𝐵𝐸/𝑉𝑡 Obteniendo un valor de corriente de:

𝐼𝑐 = 9.73 𝑚𝐴

Y por medio de las ecuaciones del transistor BJT del modelo DC y de polarizarlo por fuentes dc de 12 voltios se obtuvieron las demás corrientes el transistor:

𝐼𝑒 = 9.77𝑚𝐴 𝐼𝑏 = 0.04𝑚𝐴

Después en el modelo de pequeña señal y usando el

modelo pi de señal se obtuvo.

𝑅𝑖𝑛 = 450 Ω 𝑅𝑜 = 20.4 𝑘Ω 𝐴𝑣 = 4.3 𝑣/𝑣

Por lo cual se asemeja a los datos obtenidos en el

laboratorio y que representan el comportamiento de

un amplificador en base común.

D) Colector común ó seguidor por emisor

Como primer criterio de diseño se asumieron los

valores para la tensión de base-emisor VBE =0,7 V y

voltaje térmico VT =25 mV. Los valores de β=200 y

del voltaje Early VA =74,03 V fueron tomados del

modelo SPICE y para este caso la tensión de

polarización VCC =12 V.

Figura 21 - Esquemático de colector común.

Dados los anteriores parámetros y ya que se tiene que

la corriente de colector debe ser 5 mA, en primer

lugar se calcula el valor de la corriente de emisor por

medio de la siguiente ecuación.

𝐼𝐸 = 𝐼𝐶 𝛽 + 1

1= 5.025 𝑚𝐴

A continuación se halló el valor de la tensión de

colector-emisor por medio de la relación 𝑉𝐶𝐸 = 𝑉𝐶 −

𝑉𝐸 , por regla de diseño se escoge 𝑉𝐶𝐸 =𝑉𝐶𝐶

2⁄ , de

esta forma se obtiene que 𝑉𝐸 = 6 V para calcular el

valor de la resistencia de emisor por ley de ohm.

𝑅𝐸 =𝑉𝐸

𝐼𝐸= 1,194 𝑘𝛺


Normalizando el valor de la resistencia a un estándar

comercial se tiene 𝑹𝑬 = 𝟏, 𝟐 𝒌𝜴, posteriormente con

el valor obtenido RE se calcula nuevamente IC con el

fin de verificar que esta corriente presente un valor

aproximado al requerido.

𝐼𝐶 = 𝐼𝐸

𝛽

𝛽 + 1= 4,975 𝑚𝐴

Análisis en pequeña señal.

Para obtener la ganancia, impedancia de entrada y de

salida se realiza el análisis en pequeña señal con

ayuda del esquema mostrado en la figura 22 donde Vi

es la entrada al colector común (salida del emisor) y

Vo la salida. Se tiene que los valores obtenidos para

gm, r0 y rπ se presentan en la tabla 2.

rπ r0 gm

kΩ kΩ mA/V

1 16,006 200 Tabla 2. Elementos del modelo hibrido.

Por ley de corrientes de Kirchhoff sobre el nodo del

emisor que se muestra en la figura 22 se obtiene la

siguiente relación:

𝑉𝑖 − 𝑉0

1+ 200𝑉(𝑉𝑖 − 𝑉0) =

𝑉0

𝑟0||𝑅𝐿||𝑅𝐸

Con los valores obtenidos anteriormente se obtiene

una relación de entrada y la salida 268 𝑉0 = 201𝑉𝑖

de allí se tiene que la ganancia del colector común es

𝑨𝒗 =𝑽𝟎

𝑽𝒊= 𝟎. 𝟕𝟓 𝑽

𝑽⁄

Figura 22. Esquemático para el análisis en pequeña señal del

colector común.

Finalmente se tiene que la impedancia de salida está

dada por la siguiente expresión

𝑧𝑂 =𝑟0||𝑅𝐸

1+(𝛽+1)(𝑟0||𝑅𝐸)

𝑟𝜋

=4,952 Ω

Y la impedancia de entrada es de la siguiente forma

𝑍𝑖 = 𝑟𝜋 + (𝛽 + 1)(𝑟0||𝑅𝐿||𝑅𝐸) = 19.291 𝑘𝛺

IV. RESULTADOS

A continuación se muestran los valores medidos tanto

en las simulaciones hechas para cada una de las

configuraciones de amplificador como los valores

obtenidos en la práctica de laboratorio.

A) Emisor común

En el caso de la simulación se aprecia en el simulador

CircuitLab los siguientes gráficos de valores entre V0

y Vi, como el diagrama de Bode del mismo para poder

divisar los valores de corte en el análisis de respuesta

en frecuencia.

Grafico 1 – Simulación de V0 y Vi en transitorio para obtención

de Av

Grafico 2 – Diagrama de Bode para obtención de Lf y Hf


Grafica 3 – Valores de V0 y Vi medidos en laboratorio para

comparación de Av

Av simulación -7.108 V/V

Av laboratorio -10 V/V

Lf simulación 22.65 Hz

Lf laboratorio 47 Hz

Hf simulación 1.215 MHz

Hf laboratorio 290 kHz

Tabla 3 – Valores obtenidos en simulador y osciloscopio

También se hizo mediciones de Ri y Z0 con la ayuda

de un potenciómetro aplicando el teorema de máxima

transferencia de potencia y divisor de voltaje.

Ri laboratorio 1.643 kΩ

Z0 laboratorio 473.5 Ω

Tabla 4 – Valores obtenidos en laboratorio por divisor de voltaje

B) Emisor degenerado





en frecuencia.


de Av


Grafica 6 – Valores de V0 y Vi medidos en laboratorio para

comparación de Av

Av simulación -3.334 V/V

Av laboratorio -4.29 V/V


Lf laboratorio 9 Hz








Ri laboratorio 2 kΩ



C) Base común





en frecuencia.


de Av


Av simulación 4 V/V


Hf simulación 110 MHz

Tabla 5 – Valores obtenidos en simulador


del simulador aplicando el método de fuente de

prueba.

Ri simulador 510 Ω

Z0 simulador 22 kΩ


D) Colector común (seguidor por emisor)





en frecuencia.


de 𝐴𝑉′

Grafico 10 – Simulación de V0 y 𝑉𝑖′ (tomado de la señal de

salida del emisor común) en transitorio para obtención de 𝐴𝑉



Grafica 6 – Valores de V0 y 𝑉𝑖′ medidos en laboratorio para

comparación de Av

Av simulación 0.76 V/V

Av laboratorio 0.452 V/V

𝐴𝑉′ simulación -4.55 V/V

𝐴𝑉′ laboratorio -4.52 V/V

Lf simulación 60 Hz

Lf laboratorio 38 Hz







Ri laboratorio 22.4 kΩ



V. ANÁLISIS DE RESULTADOS

Los siguientes son las comparaciones entre los

valores obtenidos en el análisis teórico y los de las

practica.

A) Emisor común

Valor

teórico

Valor

experiment.

Error

porcentual

Av -9.12 V/V -10 V/V 8.8%

Lf 22.65 Hz 47 Hz 51.8%

Hf 1.215 MHz 290 kHz -319%

Ri 1.765 kΩ 1.643 kΩ 7.42%

Z0 385 Ω 473.5 Ω 18.7%

Tabla 7 – Calculo de error porcentual

De la tabla anterior se puede ver que los errores en las

resistencias no son de un gran margen, tampoco en la

ganancia por lo cual la amplificación y el

comportamiento del circuito eran los esperados, pero

en el caso de la respuesta de frecuencia difirieron en

cierto caso enormemente lo cual lleva a suponer que

hay que replantear el diseño por ese lado.

B) Emisor degenerado.

Valor

teórico

Valor

experiment.

Error

porcentual

Av -3.542 V/V -4.29 V/V 17.4%

Lf 11.48 Hz 9 Hz 51.8%

Hf 1.567 MHz 550 kHz -221%

Ri 1.87 kΩ 2 kΩ 6.5%

Z0 560 Ω 541.3 Ω 3.4%








hay que replantear el diseño por ese lado

C) Base común

Valor

teórico

Valor

experiment.

Error

porcentual

Av 4.3 V/V 4 V/V 7.4%

Lf 132.25 Hz 230.4 Hz 42.6%

Hf 110 MHz 60 MHz 83.3%

Ri 450 Ω 510 Ω 11.76%

Z0 20.4 kΩ 22 kΩ 7.27%









hay que replantear el diseño por ese lado.

D) Colector común

Valor

teórico

Valor

experiment.

Error

porcentual

Av 0.76 V/V 0.452 V/V 68.14%

𝐴𝑉′ -4.55 V/V -4.52 V/V 0.66%

Lf 60 Hz 38 Hz 57.9%

Hf 1.25 MHz 755 kHz -65.56%

Ri 19.291 𝑘𝛺 22.4 kΩ 13.88%

Z0 4.952 Ω 10.15 Ω 51.2%


De la tabla anterior se puede ver que los errores en la

resistencia de entrada no es de un gran margen, en

cambio en la de salida ya se tiene un error

considerable por lo cual afecta bastante a la ganancia,

pero en el caso de la respuesta de frecuencia difirieron

en cierto caso considerablemente lo cual lleva a

suponer que hay que replantear el diseño por ese lado

y revisar de nuevo la resistencia que es puesta en el

emisor.

VI. CONCLUSIONES

Los diferentes tipos de configuración básicas

del transistor BJT, entregan todas ciertas

ventajas ydesventajas, en últimas, es el

diseñador el queescoge el uso apropiado para

cada una de ellas,dependiendo de la

aplicación y operación deseada.

La enorme ambigüedad existente (sobretodo

en lo referente al beta del transistor) en la

informaciónque proporcionan las hojas de

datos, genera un errormuy alto, es pues

idóneo, para asegurar la operaciónde un

diseño, tener bien caracterizado el transistor.

La configuración en Emisor Común es la

queentrega mayor ganancia en voltaje, pero a

costa de una pobre impedancia de salida

(bastante alta) y una baja respuesta en

frecuencia.

La configuración en Base Común, entrega los

peores resultados, tanto en amplificación

como en impedancias de entrad y salida, pero

el ancho de banda que ofrece es superior al

que otorga cualquier otro tipo de

configuración.

La configuración de Colector común, pese a

que no amplifica (en voltaje), es excelente

como acople de impedancias, ya que sí

amplifica en potencia, siendo la

configuración con la impedancia de salida

más baja.

El circuito deja de ser un amplificador de

emisor común cuando se le quita el

condensador de desacople y pasa a ser un

amplificador con degeneración en el emisor,

ya que la conexión a tierra se pierde en el

emisor a la hora de analizar en pequeña señal

y ya viene a intervenir RE bajando la

ganancia con respecto al emisor común y

dando valores más altos de Ri y Z0

VII. REFERENCIAS

[1] Tomado de Fundamentos de electrónica analógica

de Camps Valls, Gustavo. (2006). Editado por

Universitat de Valéncia, pp. 131.

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Francisco J. Franco Peláez. Citado 12 Abril de 2014,

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https://cv3.sim.ucm.es/access/content/group/portal-

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[3] Tomado de Circuitos de polarización de

transistores de Juan Carlos Ferrer Millán. Citado 12

Abril de 2014. Enlazado en Universitas Miguel

Hernández.

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[7] “LM3045/LM3046/LM3086 Transistor Arrays”.

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[8] “NPN silicon planar epitaxial transistors

2N3904A”. Datasheet Catalog. En

http://pdf.datasheetcatalog.com/datasheet/MicroElec

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[9] Cedra, Adel S., Smith, Kinneth C.

2004.“Microelectronic circuits”; Oxford University

Press; New York, EE.UU.

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Amplificadores de pequeña señal con BJT