专辑：有助于能源管理的功率半导体wap.fujielectric.com.cn/about/technology/journal/pdf/journal_2015c701.pdf · 专辑：有助于能源管理的功率半导体为实现低碳社会，人们对普及太阳能发电和风力发电等可再生能源，

专辑：有助于能源管理的功率半导体

2015Vol.C7 No. 1

富士电机技报

有助于能源管理的功率半导体

2015 Vol.C7 N

o.1

C7-01_表紙_3mm.indd 1 15/07/02 11:35


为实现低碳社会，人们对普及太阳能发电和风力发电等可再生能源，

以及高效利用这些能源的功率电子技术具有很高的期待。富士电机为满足

这些期待，面向环境、能源、汽车、工业机械、社会基础设施、家电产品

等众多领域，不断开发高能源转换效率、低干扰且便于使用的功率半导体

产品。

本专辑将针对功率电子技术的核心元件——功率半导体介绍最新技术

和产品。

12015Vol.C7 No. 1

封面照片 ( 从左上角顺时针 )

　　SiC混合模块（六合一封装）、IGBT模块（六合一封装）、

产业用 RC-IGBT 模块（二合一封装）、All-SiC 斩波器模块、

SiC混合模块（二合一封装）

C7-01_表紙_3mm.indd 2 15/07/02 11:35

1200 V 耐压 SiC 混合模块 3（3）小林　邦雄　・　北村　祥司　・　安达　和哉


富士电机技报　2015vol.C7no.1

目录

缩略语、商标 47（47）

针对百万瓦级太阳能用功率调节器的 All-SiC 模块 7（7）梨子田典弘　・　仲村　秀世　・　岩本　　进

采用新型封装的产业用 RC-IGBT 模块 11（11）高桥　美咲　・　吉田　崇一　・　堀尾　真史

轻度混合动力车用 RC-IGBT 16（16）野口　晴司　・　安达新一郎　・　吉田　崇一

混合动力车用第 2 代铝制直接水冷封装技术 20（20）乡原　广道　・　齐藤　　隆　・　山田　教文

第 3 代临界模式 PFC 控制 IC“FA1A00 系列” 25（25）菅原　敬人　・　矢口　幸宏　・　松本　和则

LLC 电流谐振电源的电路技术 29（29）川村　一裕　・　山本　　毅　・　北条　公太

汽车用大电流 IPS 34（34）岩水　守生　・　竹内　茂行　・　西村　武义

1700 V 耐压 SiC 混合模块 38（38）

AT-NPC 三电平大容量 IGBT 模块 40（40）－大容量模块用封装“M404 封装”－―

分立器件 SiC-SBD 42（42）

小型封装“MiniSKiiP”产品的系列化 44（44）

新产品介绍

Contents

2015Vol.C7 No. 1

Abbreviations and Trademarks 47（47）

1,200 V Withstand Voltage SiC Hybrid Module 3（3）KOBAYASHI,KunioKITAMURA,ShojiADACHI,Kazuya

Power Semiconductors Contributing in Energy Management

Packaging Technology of 2nd-Generation Aluminum Direct 20（20）Liquid Cooling Module for Hybrid VehiclesGOHARA,HiromichiSAITO,TakashiYAMADA,Takafumi

All-SiC Module for Mega-Solar Power Conditioner 7（7）NASHIDA,NorihiroNAKAMURA,HideyoIWAMOTO,Susumu

RC-IGBT Module with New Compact Package for Industrial Use 11（11）TAKAHASHI,MisakiYOSHIDA,SoichiHORIO,Masafumi

RC-IGBT for Mild Hybrid Electric Vehicles 16（16）NOGUCHI,SeijiADACHI,ShinichiroYOSHIDA,Soichi

3rd-Gen. Critical Mode PFC Control IC “FA1A00 Series” 25（25）SUGAWARA,TakatoYAGUCHI,YukihiroMATSUMOTO,Kazunori

Circuit Technology of LLC Current Resonant Power Supply 29（29）KAWAMURA,KazuhiroYAMAMOTO,TsuyoshiHOJO,Kota

High Current IPS for Vehicle 34（34）IWAMIZU,MorioTAKEUCHI,ShigeyukiNISHIMURA,Takeyoshi

1,700 V Withstand Voltage SiC Hybrid Module 38（38）

AT-NPC 3-Level High-Power IGBT Module - 40（40）Package for High-Power Module “M404 Package”

Discrete SiC-SBD 42（42）

Product Line-Up of More Compact “MiniSKiiP” Packages 44（44）

New Products

1　引言

为防止地球温室化效应，CO2 等温室气体的减排活动

比过去更加要求。温室气体减排的其中一个方法是电力电子

设备的节能化。其中通过对构成变频器的功率元件、电路、

控制等进行技术革新来实现变频器高效化是重要手段。低

损耗要求较高的功率元件即代表性 IGBT（Insulated Gate

Bipolar Transistor）模块迄今为止一直在使用 Si（硅）的

IGBT 芯片和 FWD（Free Wheeling Diode）芯片。然而

Si 元件的性能正不断趋近于基于物性的理论极限。因此具

有超出 Si 极限的耐热性和高破坏电场耐量的 SiC（碳化硅）

元件可实现装置的高效化和小型化，前景一片光明。

本文将针对本次系列化的 1200 V 耐压 SiC 混合模块

（二合一封装）进行介绍。

2　产品结构

富士电机的 SiC 混合模块系列如表 1 所示。富士电

机已将迄今为止使用 200 V 系用 600 V 耐压 SiC-SBD

（Schottky Barrier Diode）和 400 V 系用 1200 V 耐压

SiC-SBD 的 EP 封装与 PC 封装⑴

的混合模块、以及使用

690 V 系用 1700 V 耐压 SiC-SBD 的二合一封装的混合模

块产品化⑵

。在使用这些混合模块的装置中，所产生的损耗与

传统 Si-IGBT 模块相比大约降低 25%。

本次系列化的 1200 V 耐压 SiC 混合模块的封装采用

了与 Si 模块相同的二合一封装（图 1）。除传统 EP 封装和

PC 封装外，并采用广泛普及的二合一封装，使得传统 Si

模块容易更换。FWD 使用了与独立行政法人产业技术综合

研究所共同开发且由富士电机批量生产的 SiC-SBD 芯片⑶

，

IGBT 采用了富士电机制造的最新第 6 代“V 系列”IGBT 芯

片。已确认所产生的损耗在 300 A 产品中与传统 Si 模块相

比大约低 25%。

3　特性

3.1　FWD 的正向特性

图 2 表示 SiC 混合模块与 Si 模块的 FWD 的正向特性。

结温 Tj25 ℃额定电流 300 A 下的 SiC 混合模块的正向电

压 VF 与 Si 模块的 VF 相等。虽然 SiC 混合模块与 Si 模块

相比在 125 ℃下的 VF 较高，但是如 3. 2 节所示 SiC 混合

模块的总损耗较小。

图 1　SiC 混合模块（二合一封装）

表 1　SiC 混合模块的系列

用途构成封装

200 V 系 600 V 耐压 SiC-SBD ＋ V 系列 IGBT EP 封装与 PC 封装 400 V 系 1200 V 耐压 SiC-SBD ＋ V 系列 IGBT

400 V 系 1200 V 耐压 SiC-SBD ＋ V 系列 IGBT 二合一封装

690 V 系 1700 V 耐压 SiC-SBD ＋ V 系列 IGBT 二合一封装

：新开发产品

专辑


专辑

：



Fuji Electric is working on the development of a 1,200V withstand voltage SiC hybrid module as a power device for inverters that contribute to energy conservation. This hybrid module uses a SiC-Schottky barrier diode (SiC-SBD) chip, which has been developed jointly with the National Institute of Advanced Industrial Science and Technology and has been mass-produced by Fuji Electric. As the insulated-gate bipolar transistor (IGBT), Fuji Electric’s latest 6th-generation “V Series” IGBT chip was adopted. For its 300A products, the generated loss has been reduced by approximately 25% compared with conventional Si modules.

富士电机正在推动 1200V 耐压 SiC 混合模块的开发，并将其作为变频器用功率元件，为节能做贡献。该混合模块采用

了与独立行政法人产业技术综合研究所共同开发且在富士电机开始量产的 SiC-SBD（Schottky Barrier Diode）芯片。IGBT

（Insulated Gate Bipolar Transistor）采用了富士电机制造的最新第 6 代“V 系列”IGBT 芯片。已确认所产生的损耗在

300A 产品中与传统 Si 模块相比大约低 25%。

小林　邦雄 KOBAYASHI, Kunio 北村　祥司 KITAMURA, Shoji 安达　和哉 ADACHI, Kazuya

1,200VWithstandVoltageSiCHybridModule

1200V 耐压 SiC 混合模块

3（3）

3.2 开关损耗

图 3 表示 SiC 混合模块与 Si 模块的开关损耗比较。

SiC 混合模块的开通损耗Eon 与 Si 模块相比大约小 35%，

反向恢复损耗 Err 基本为 0。SiC 混合模块与 Si 模块的关

断损耗Eoff 几乎没有差别。

⑴　开通波形

图 4 表示开通波形的比较。SiC-SBD 的反向恢复峰值

电流会影响相对臂侧的 IGBT 开通电流，SiC 混合模块的

Eon 与 Si 模块相比大约低 35%。

⑵　关断波形

图 5 表示关断波形的比较。SiC-SBD 与 Si-FWD 相比，

漂移层电阻非常低，因此可降低瞬变接通电压。因此 SiC

混合模块中可将关断时的浪涌电压抑制得较低。

⑶　反向恢复波形

图 6 表示反向恢复波形的比较。SiC 混合模块几乎没有

反向恢复峰值电流，Err 基本为 0。这是因为 SiC-SBD 是

单极元件，未发生少数载流子注入。

3.3　负荷短路评估

图 7 表示 SiC 混合模块Tj 为 -40 ～ +125 ℃时的负荷

SiC 混合模块

Si 模块

600 800400200

C（A）

0

rr

j＝125℃, GE＝+15 /-10V, gon/off＝6.0/6.0Ω, GE＝10nF,

CC＝600V

160

80

120

100

140

20

40

60

0

T C

V

V R

EE

E

E

E

E

I

on off

on

off rr

rr（mJ）

EE

E on, off,

图 3　开关损耗

T

V

I

600

400

500

100

200

300

04 52 31

F（V）

F（A）

0

Si 模块25℃

SiC 混合模块125℃

SiC 混合模块　j＝25℃

Si 模块125℃

图 2　FWD 的正向特性

：200ns/div

0 V

0 V

0A0 V

0A0 V

： 200ns/div

j＝125℃, CC＝600V, C＝300A, GE＝+15/-10V,

g＝6.0Ω, GE＝10nF, S＝30nH, lower arm

（a）SiC 混合模块

（b）Si 模块

GE：10V/div

CE：200V/div

C： 100A/div

on＝28.0mJ

on＝43.4mJCP＝540A

CP=350A

T

R C L

V

V

V

GE：10V/div

CE：200V/div

V

V

EI

EI

VI

I

C： 100A/divI t

t

图 4　开通波形

： 500ns/div


（b）Si 模块

CE： 200V/div

off＝37.1mJCEP＝851V

off＝37.1mJCEP＝908VVE

0 V

0 V

0A0 V

0A0 V

j＝125℃, CC＝600V, C＝300A, GE＝+15/-10V,


T

R C L

V VI

t

GE：10V/divV

GE：10V/divV

V

V

E

C： 100A/divI

C： 100A/divI

： 500ns/divCE： 200V/div tV

图 5　关断波形


专辑

：



4（4）

短路波形。已确认在从低温到高温的区域中没有问题。

3.4　变频器产生的损耗

如图 8 所示，使用 SiC 混合模块的变频器所产生的损

耗与使用 Si 模块的情况相比低 12 ～ 28%，载波频率越高

降低率越大。因此 SiC 混合模块更有利于高频运行。

4　后记

本文针对运用与独立行政法人产业技术综合研究所共同

开发的 SiC-SBD 及富士电机最新 Si-IGBT 第 6 代“V 系

列”的 SiC 混合模块进行了介绍。本产品通过大幅降低元件

本身的损耗，能够为变频器的高效化做出巨大贡献。本公司

今后将推动耐压、电流容量、封装的系列化，不断满足市场

需求，并推动 SiC 芯片产品的运用，通过电力电子设备的

节能化，为防止地球温室化效应做贡献。

另外本公司还向协助 SiC-SBD 芯片开发的独立行政法

人产业技术综合研究所先进功率电子研究中心的各位相关人

员表示感谢。

参考文献

⑴　中沢将剛ほか. Si-IGBT・SiC-SBD ハイブリッドモジュー

ル. 富士時報. 2011, vol.84, no.5, p.331-335.

⑵　小林邦雄等. 1700V 耐压 SiC 混合模块. 富士电机技报.

2014, vol.C6, no.1, p.3-5.

⑶　木下明将ほか.“高温での Vf を特徴とした 600V/1,200V

クラス SiC-SBD”. つくば市. 2010-10-21. 応用物理学会 SiC

及び関連ワイドギャップ半導体研究会第 19 回講演.


（b）Si 模块

rr＝0.0mJ

0A

0 V

0A

0 V

j＝125℃, CC＝600V, C＝300A, GE＝+15/-10V,


T

R C L

V VI

C： 100A/divI

CE： 200V/divV ：200ns/divtE

rr＝15.3mJ

C： 100A/divI

CE： 200V/divV ：200ns/divtE

图 6　反向恢复波形

300

150

200

250

50

100

0

所发生损耗(W)

rr f off on sat

13.9

16.7

28.0

31.4

101.1

18.2

28.7

20.3

101.1

25.4

13.1

47.2

53.3

77.8

14.0

48.3

34.4

77.8

36.0

6.7

57.9

67.6

38.4

7.0

59.3

43.7

38.4

191.2168.3

216.7

174.5

206.6

148.3

降低 28%降低 19%降低 12%

Si模块

SiC混合模块

Si模块

SiC混合模块

Si模块

SiC混合模块

3kHz 6 kHz 12 kHz

j＝125℃， GE＝+15/-10V， cos ＝±0.85，＝1， o＝50Hz， 3arm

0.00.0

0.0

T fV φ λ

P P P P P

图 8　变频器产生的损耗

j＝-40℃ -20℃ 0℃ +25℃

+50℃ +75℃ +100℃ +125℃

CE

CGE

CE：500V/div, C：500A/div, GE：20V/div, ：5 µs/div

CC＝800V, GE＝+15/-10V, g＝+3.4 /-20ΩV V R

T

V IV CE

CGEV IV CE

CGEV IV CE

CGEV IV

CEC

GEV IV CE

CGEV I

V CEC

GEV IV CE

CGEV I

V

V V tI

图 7　负荷短路波形

小林　邦雄

从事 IGBT 模块的开发和设计。现就职于富士

电机株式会社电子元件事业本部事业统括部模

块技术部。


专辑

：



5（5）

北村　祥司

从事半导体元件的开发和设计。现就职于富士

电机株式会社电子元件事业本部开发统括部元

件开发部。

安达　和哉

从事感光器开发、有机 EL 开发和 IGBT 模块

的封装设计。现就职于富士电机株式会社电子

元件事业本部事业统括部模块技术部。


专辑

：



6（6）

1　引言

为实现低碳社会，利用可再生能源以及节能化的必要性

不断提高。其中在高效利用我们生活不可或缺的电的方面，

电力转换技术越发重要。功率半导体在该电力转换中发挥

着重要作用。近年来作为代替主要功率半导体 Si（硅）元件

的新一代半导体，SiC（碳化硅）、GaN（氮化镓）等宽禁带

半导体的功率半导体不断积极地进行研究和开发。其中 SiC

元件从工业领域到家电产品等身边的电力电子产品，被推广

采用，今后还将在混合动力车（HEV）、电动汽车（EV）等

领域进一步扩大采用范围。

本文将针对搭载 SiC-MOSFET（Metal-Oxide-

Semiconductor Field-Effect Transistor）和 SiC-SBD

（Schottky Barrier Diode）的 All-SiC 模块技术、以及对

百万瓦级太阳能用功率调节器（PCS）的运用进行介绍。

2　All-SiC 模块的特点

2.1 模块结构

图 1 表示开发结构与传统结构的模块剖面图。用于

All-SiC 模块而开发的结构与用于传统 Si-IGBT（Insulated

Gate Bipolar Transistor）模块的结构大相径庭。开发结

构中以形成在电源基板上的铜针布线，用于代替传统的铝焊

线。如此便可流通大电流，可进行 SiC 元件的高密度安装。

安装芯片的绝缘基板采用接合厚铜板的 Si3N4（氮化硅）陶

瓷基板，代替传统的 DCB（Direct Copper Bonding）基

板，以实现低热阻化。另外，采用环氧树脂代替传统的硅凝

胶作为模块内部的密封材料，在高温运行下确保高可靠性。

图 2 表示新型封装 All-SiC 模块与传统封装 Si-IGBT

模块的外观照片。两者均为额定 1200 V/100 A 的模块。

新型封装的占用空间与传统封装相比缩小到大约 40%。

电源基板

环氧树脂

厚铜板

陶瓷基板

（b）传统结构（Si-IGBT 模块）

（a）开发结构（All-SiC 模块）

铜针

硅凝胶铝线

功率芯片外部端子

树脂盒

铜基

接合焊锡陶瓷基板

DCB 基板

图 1 模块的剖面图

（b）Si-IGBT 模块

　　　（传统封装）

34.0mm

92.0mm

22.0mm

60.0mm

（a）All-SiC 模块

　　　（新型封装）

图 2 模块外观

专辑


专辑

：



An all-SiC module for mega-solar power conditioners has been developed. The structure developed for the all-SiC module has achieved a reduction in circuit inductance of approximately 80% from the existing structure that uses wire bonding. This allows for a significant reduction in loss, leading to an advantage in high-speed switching of SiC devices. In addition, it has shown a higher capability to thermal load in a power cycling test as compared with the conventional structure. We have developed an all-SiC chopper module for booster circuits by applying these technologies and integrated it in a mega-solar power conditioner, thereby achieving the world’s highest level of efficiency of 98.8%.

针对百万瓦级太阳能用功率调节器，本公司开发出 All-SiC 模块。为用于 All-SiC 模块而开发的结构与使用焊线的传统结

构相比，布线电感降低了大约 80%。如此可大幅降低损耗，有利于 SiC 元件的高速开关。另外与传统结构相比，对功率循环

测试产生的热负荷也具有高耐量。通过开发出运用该技术的升压电路用 All-SiC 斩波器模块，并安装在百万瓦级太阳能用功率

调节器上，实现了世界最高水准的效率 98.8%。

梨子田典弘 NASHIDA, Norihiro 仲村　秀世 NAKAMURA, Hideyo 岩本　　进 IWAMOTO, Susumu

All-SiCModuleforMega-SolarPowerConditioner

针对百万瓦级太阳能用功率调节器的 All-SiC 模块

7（7）

2.2 低电感设计

⑴　电感评估

SiC-MOSFET 与当前功率模块中使用的 Si-IGBT 相

比，可进行高速开关。然而，浪涌电压通常与开关速度成比

例增大，因此为降低对门极信号的干扰影响，模块内部布线

的低电感化至关重要。

图 3 表示门极布线与主布线的电感比较。将通过传统封

装仿真求出的门极布线与主布线各自的内部电感设为 1 进

行比较。首先已确认与传统封装相比门极布线电感大约降

低了 80%。另外在主布线中也进行了相同的评估，并且已

确认新型封装与传统封装相比，分析与实测各降低了大约

80%。

其结果显示在新型封装中采用电源基板和低热阻绝缘基

板可将模块小型化，从而使电流路径缩短，有助于大幅降低

电感。而且平行配置了电源基板和厚铜板，因此电流路径间

磁场的相互作用使电感得以降低。

⑵　损耗比较

为确认 All-SiC 模块的低电感化效果，将相同 SiC 元

件安装在新型封装和传统封装上的模块，进行了开关测试。

如图 4 所示，新型封装与传统封装相比，开关损耗降低了大

约 50%。这些源于降低电感的新型封装的浪涌电压抑制效

果。

图 5 表示开关频率 10 ～ 100 kHz 范围的总损耗比

较。总损耗由开关损耗和导通损耗构成，将传统封装上安装

SiC-MOSFET 时的 10 kHz 总损耗设为 1 进行比较。传统

封装中开关频率变高后开关损耗增加较大，100 kHz 的总

损耗为 2.2。而新型封装中损耗增加较少，不超过 1.2。比

较损耗的内容后，发现在传统封装和新型封装中导通损耗基

本相同，看不出频率依赖性。另外可得知无论在哪种频率下，

传统封装的开关损耗均为新型封装的 4 倍以上，且随着频

率变高，占整体损耗的比例增加。如此可确认将模块内部电

感降低的新型封装有利于 SiC 元件的高速开关。

2.3 高可靠性

⑴　ΔTj 功率循环测试

功率模块中因元件运行时温度上升而产生热应力，可能

引起芯片接合部等破坏。ΔTj 功率循环测试是通过反复进

行该元件运行而对功率模块寿命进行评估的可靠性测试。

图 6 表示 ΔTj 功率循环测试寿命的比较，测试开始温

度设为 25 ℃，以横轴为温度振幅ΔTj，以纵轴为累积失效

率 1%〔F（t）=1%〕的循环数而成。实线是安装 Si 元件的

传统封装的功率循环寿命，点（○）是在安装 Si 元件的新型

封装中经过验证的寿命。根据该结果，预估在ΔTj=150 ℃

的测试条件下新型封装的寿命是传统封装的 10 倍以上。

本次在新型封装上安装与独立行政法人产业技术

综合研究所共同开发的 SiC-MOSFET 即 IEMOS（Im-

开关频率（kHz）10 20 40 60 80 100

总损耗（a.u.）

0

0.5

1.0

1.5

2.0

2.5新型封装

开关损耗导通损耗

传统封装开关损耗导通损耗

图 5 总损耗

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

1.2

传统封装新型封装传统封装新型封装

门极布线主布线

内部电感（a.u.）

分析实测

图 3 门极布线与主布线的电感

＝600V， =100A，V DS＝0ΩR g

I D

开关损耗（a.u.）

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

传统封装新型封装

图 4 搭载 SiC 元件模块的开关损耗

循环数（cycle）

102

104

105

106

107

103

20010010 50 175125 150

t

芯片结温振幅（℃）T jΔ

传统封装

新型封装

F( )＝1% line

搭载 IEMOS 封装

＝25℃T j min

图 6 ΔTj 功率循环测试寿命


专辑

：



8（8）

plantation and Epitaxial Metal Oxide Semicon-

ductor），进行了 ΔTj=150 ℃ 的功率循环测试。其结

果显示在 F（t）=1%，50000 循环，和 Si 元件的传统

封装比较，可确认寿命提高 20 倍以上⑴

（图 6 点：●）。

传统封装中运行温度变高后，在芯片电极与焊线的接合部会

发生剥离等破坏，从而寿命降低⑵

。而新型封装中用高耐热环

氧树脂进行密封，在芯片电极与铜针的接合部缓和运行时所

产生的热应力，从而抑制接合部破坏。另外通过开发出玻璃

转化温度Tg 为 200 ℃以上的环氧树脂⑶

，便不会在使用温度

范围内使环氧树脂的线膨胀系数、弹性率等机械物性发生巨

大变化，从而实现了高可靠性。

⑵　ΔTc 功率循环测试

要安装到百万瓦级太阳能等太阳能发电用 PCS 上，需

要掌握该运行模式，并进行可靠性测试。太阳能发电用

PCS 在白天发电时连续运行，在夜间则停止运行。为验证

此时施加在模块上的热负荷，运行时模块表面温度Tc 发生

变化的ΔTc 功率循环测试也至关重要。

图 7 表示对传统封装结构实施ΔTc 功率循环测试的试

样超声波探伤图像。经过 20000 循环后，在铜基与 DCB

基板间的焊锡接合部发生测试前未发现的破坏，可能引起

热阻上升导致发生故障。然而，新型封装中采用没有铜基

的结构，因此不发生类似传统封装的故障，绝缘基板与芯

片的接合部的耐久性会对ΔTc 功率循环测试的寿命造成影

响。因此在测试开始温度 25 ℃的 ΔTc=80 ℃条件下，确

认了ΔTc 功率循环测试中新型封装的热阻变化（图 8）。纵

轴的热阻是各试样的初始值为基准表示变动。其结果，在经

过 25000 循环后，热阻变动控制在初始值的 7% 以内，并

未确认有增加趋势。

图 9 表示ΔTc 功率循环测试前后的封装芯片下接合部

的超声波探伤图像。与测试前相比，在经过 25000 循环后

也并未确认到接合状态的变化。另外也未发现陶瓷基板开裂

和厚铜板剥离，确认了新型封装运用在 PCS 上具有足够的

耐久性。

3　对百万瓦级太阳能用功率调节器的运用

在以百万瓦级太阳能为代表的太阳能发电中，使用

PCS 将利用太阳能电池发电的直流电压转换成交流电压，

并进行输电。太阳能发电存在因日照量减少或温度上升而发

生电压降低，进而导致 PCS 转换效率降低的问题。解决方

法是具有在 PCS 上安装升压电路（斩波电路）。本方法可提

高将电压转换成交流电压的变频器部的输入最小电压，并且

随着输入最小电压的上升进而提高交流电压的输出。通过将

SiC 元件运用在升压电路上，可有望抑制升压部所产生的损

耗，并提高含变频器部在内的整个 PCS 的转换效率。在传

统 Si 元件中，升压部需要与变频器部相同程度的体积，但

是可通过使用 SiC 元件实现小型化。因此运用前面提到的

新型封装，开发出 SiC 元件特点的升压电路用 All-SiC 斩

波器模块（图 10）。

安装在 All-SiC 斩波器模块上的 SiC 元件是与独立行

政法人产业技术综合研究所共同开发的 IEMOS 和 SiC-

SBD，在松本工厂批量生产（图 11）。图 12 表示安装此 All-

SiC 斩波器模块的百万瓦级太阳能用 PCS 的外观。尺寸为

2980×900×1900（mm），在室内型实现了世界最大级

（a）测试前（0 cycle）（b）故障时（20000 cycle）

图 7 传统封装结构在ΔTC 功率循环测试中的超声波探伤图像

热阻（a.u.）

循环数（cycle）

0.8

0.9

1.0

1.1

1.2

50000 10000 15000 20000 25000

图 8 新型封装结构在ΔTC 功率循环测试中的热阻变化

（a）测试前（0 cycle）（b）经过 25000 循环后

图 9 ΔTC 功率循环测试中芯片下焊锡接合部的超声波探伤图

像图 10 All-SiC 斩波器模块


专辑

：



9（9）

输出容量 1000 kW。本次通过在升压电路中采用所开发的

All-SiC 斩波器模块，可抑制损耗增加的课题，并达成 PCS

转换效率世界最高水平 98.8%（传统机型 98.5%⑷

）。实现

了电路小型化，与传统配电柜相比缩小 20%，有助于减少

运输成本等，与施工时的成本。

4　后记

本公司开发出针对百万瓦级太阳能用 PCS 的 All-

SiC 斩波器模块，达成 Si 元件难以实现的世界最高水平的

98.8% 转换效率，并实现了装置小型化。

本公司今后还会将 All-SiC 模块运用到各种电力电子设

备上，通过达成能源利用的高效化，为实现低碳社会做贡献。

参考文献

⑴　Nashida, N. et al. “All-SiC Power Module for Pho-

tovoltaic Power Conditioner System,” Proceedings of

ISPSD 2014. p.342-345.

⑵　百濑文彦等 . 能够保证 175℃连续运行的 IGBT 模块封装技

术 . 富士电机技报 . 2014, vol.C6, no.1, p.6-9.

⑶　Horio, M. et al. “Ultra Compact and High Reliable SiC

MOSFET Power Module with 200℃ Operating Capabil-

ity,” Proceedings of ISPSD 2012. p.81-84.

⑷　藤井干介等 . 面向百万瓦级太阳能发电站的户外设置型高

效率功率调节器“PVI1000”. 富士时报 . 2013, vol.C5, no.1,

p.51-54.

图 11 6 英寸 SiC 晶片

图 12 百万瓦级太阳能用功率调节器

梨子田典弘从事功率半导体元件用封装的研究开发。现就职于

富士电机株式会社技术开发本部电子元件研究所次

世代模块开发中心封装开发部。电子工业实装学会

会员。

仲村　秀世从事 MEMS 设备的研究开发和功率半导体用封装

的开发。现就职于富士电机株式会社技术开发本部

电子元件研究所次世代模块开发中心封装开发部。

岩本　　进从事 SiC 及 IGBT 模块的开发和设计。现就职于富

士电机株式会社电子元件事业本部事业统括部模块

技术部。博士（工学）。


专辑

：



10（10）

1　引言

近年来从防止化石燃料枯竭和防止地球温室化效应的角

度出发，要求改善能源效率并削减 CO2。其中扩大变频器

需求是重要手段之一。在产业用、民生用、汽车用和可再

生能源等广泛领域，使用 IGBT（Insulated Gate Bipolar

Transistor）模块作为用于变频器的功率半导体。

富士电机的 IGBT 模块自 1988 年产品化以来通过多次

技术革新大幅度实现了小型化，为变频器的小型化和降低成

本做出了贡献。然而 IGBT 模块的进一步小型化存在因功率

密度增高而导致运行温度上升和可靠性降低的危险。为了保

证在高可靠性的状态下实现模块的小型化，必须开展 IGBT

芯片和封装的技术革新。

富士电机开发出了将 IGBT 和回流二极管 FWD（Free

Wheeling Diode）一体化而成的产业用 RC-IGBT（Re-

verse-Conducting IGBT ：逆导型 IGBT⑴～⑷

），并通过与兼顾

低热阻和高可靠性的新型封装⑸～⑻

进行组合，实现了具有高可靠

性的小型模块。

2　RC-IGBT 与新型封装的特点

2.1 RC-IGBT 的特点

⑴　减少适用电路的零部件数量和装置的小型化

图 1 表示 PWM（Pulse Width Modulation）控制

方式变频器的主电路，即半桥变频器电路。传统 IGBT 是只

沿集电极 - 发射极方向通电的开关元件，流通反向电流需

要 FWD。本次开发的 RC-IGBT 如图 1 所示是通过内置

FWD 可流通反向电流的 IGBT 单元，从而达到减少适用电

路的零部件数量，并实现装置的小型化。

RC-IGBT 如图 2 所示是沟槽栅 - 薄晶片型的 IGBT，

基于富士电机最新产品第 6 代 IGBT“V 系列”开发而成。

制造工艺与传统 IGBT 基本相同，具有形成背面 p 层 /n 层

的工序和寿命控制工序。

⑵　输出特性与开关波形

RC-IGBT 的输出特性如图 3 所示。RC-IGBT 能用 1

块芯片向正向（IGBT）和反向（FWD）的两方向输出电流。

IGBT 区域

FWD区域

（a）半桥变频器电路（b）RC-IGBT

IGBT

FWD

图 1　半桥变频器电路与 RC-IGBT

IGBT 区域 FWD区域

电场终止层

n+p+

n+ n+ n+ n+

图 2　RC-IGBT 的剖面图

专辑


专辑

：



Fuji Electric has developed an reverse conducting IGBT (RC-IGBT) for industrial use and it integrates an IGBT and freewheeling diode (FWD). We have combined it with a new package that achieves both low thermal resistance and high reliability to successfully realize a significant miniaturization of the IGBT module and power density improvement. The RC-IGBT has reduced power loss to a level equivalent to that of the conventional IGBT+FWD and achieved a reduction in thermal resistance of 30%. The new module, combining the RC-IGBT and new package, which has a footprint 42% that of the conventional module, realizes an almost equivalent inverter loss and a significant reduction in the IGBT junction temperature. A comparison based on the same IGBT junction temperature shows that it operates with a 58% larger output current.

富士电机开发出将 IGBT 和回流二极管 FWD 一体化而成的产业用 RC-IGBT（逆导型 IGBT），通过与兼顾低热阻和高可

靠性的新型封装进行组合，大幅度实现了 IGBT 模块的小型化，并且提高了功率密度。RC-IGBT 实现了与传统 IGBT ＋ FWD

同样低损耗化的基础上，使热阻降低了 30%。将 RC-IGBT 与新型封装组合而成的新型模块的设置面积为传统模块的 42%，

使实现基本相同的变频器损耗，和大幅度降低 IGBT 的接合温度成为了可能。另外以相同的 IGBT 接合温度进行比较时，能够

以超过 58% 的较大输出电流运行。

高桥　美咲 TAKAHASHI, Misaki 吉田　崇一 YOSHIDA, Soichi 堀尾　真史 HORIO, Masafumi

RC-IGBTModulewithNewCompactPackageforIndustrialUse

采用新型封装的产业用 RC-IGBT 模块

11（11）

准备了寿命控制量各不相同的三个 RC-IGBT，分别设为 A、

B、C 并对其输出特性进行了比较。控制量小的 A 的 IGBT

运行和 FWD 运行的运行电阻均较小。

RC-IGBT 的关断波形如图 4 所示，开通波形如图 5 所

示，反向恢复波形如图 6 所示。传统开关单元使用 IGBT，

回流单元使用 FWD，而在 RC-IGBT 中开关单元和回流单

元均只用 RC-IGBT 进行开关。RC-IGBT（B）具有与传统

IGBT ＋ FWD 基本相同的开关波形，是通过 RC-IGBT 间

的组合实现与传统相同的开关运行。另外，寿命控制量大的

C 的关断时 IGBT 尾电流和反向恢复时 FWD 反向恢复电流

较小。RC-IGBT 的 IGBT 损耗权衡如图 7 所示，FWD 损

耗权衡如图 8 所示。RC-IGBT 拥有与传统 IGBT 及 FWD

相同的损耗权衡特性，并且可利用寿命控制量进行由低导通

损耗 A 到低开关损耗 C 的权衡调整。

⑶　降低热阻Rth（j-c）

表 1 表示 RC-IGBT 的芯片面积与热阻 Rth（j-c）。将活

性面积设为与传统 IGBT 及 FWD（额定 100 A）总面积相

同时，与传统 IGBT 及 FWD 是分别独立芯片的情况相比，

RC-IGBT 则采用在同一芯片内通用的边缘结构，因此芯片

面积与传统相比降低了 9%。RC-IGBT 如图 1 所示，IGBT

区域和 FWD 区域排列成条纹状，其间隔较窄，为几百

200

50

100

150

-150

-100

-50

0

-2002 40-2

CE（V）

C（A）

-4

RC-IGBT (A)

RC-IGBT (B)

RC-IGBT (C)

传统 IGBT＋FWD

j＝150℃, GE＝15V（IC≧0）, GE＝-15V（IC≦0）

反向

（FWD）

正向

（IGBT）

T V

I

V

V

图 3　RC-IGBT 的输出特性

1200

600

800

1000

0

200

400

-200800 140012001000600400

时间（ns）

CE（V）

C（A）

0 200

j＝150℃, CC＝600V, C＝100A, GE＝±15V, g＝9Ω

300

150

200

250

0

50

100

-50

RC-IGBT (A)RC-IGBT (B)RC-IGBT (C)传统 IGBT＋FWD

T V

V I

V RI

图 4　RC-IGBT 的关断波形

1200

600

800

1000

0

200

400

-200800 140012001000600400

时间（ns）

0 200

300

150

200

250

0

50

100

-50


CE（V）

C（A）

V I

j＝150℃, CC＝600V, C＝100A, GE＝±15V, g＝9ΩT V V RI

图 5　RC-IGBT 的开通波形

800

200

400

600

-400

-200

0

-600800 140012001000600400

时间（ns）

0 200

150

0

50

100

-150

-100

-50

-200


CE（V）

C（A）

V I

j＝150℃, CC＝600V, C=100A, GE＝±15V, g＝9ΩT V V RI

图 6　RC-IGBT 的反向恢复波形

20

15

5

10

02.5 3.02.01.5

CE（sat）（V）

off（mJ）

1.0

传统 IGBT＋FWD

RC-IGBT

A

B

CE

V

图 7　RC-IGBT 的 IGBT 损耗权衡


专辑

：



12（12）

μm 左右，因此在 IGBT 运行时由包括 FWD 区域在内的整

个芯片散热。换言之，与传统 IGBT 和 FWD 是分别独立的

芯片相比，散热面积扩大，所以 IGBT 运行时 Rth（j-c）降低

了 30%，FWD 运行时Rth（j-c）降低了 59%。

2.2 新型封装的特点

⑴　减少设置面积

图 9 表示新型封装的剖面图。传统是利用焊线与 DCB

（Direct Copper Bonding）基板（绝缘基板）上的铜图样

在芯片和各端子间进行配线，但是新型封装则利用铜针代

替焊线，并利用芯片上部配置的电源基板代替 DCB 基板上

的铜图样配线，在芯片和各端子间进行配线。如此便可削

减焊线区及铜图样的面积，如图 10 所示将设置面积降低了

58%。

⑵　降低热阻Rth（j-c）

新型封装使用热传导率比传统 Al2O3 高的 Si3N4 作为

DCB 基板的绝缘材料，并且 DCB 基板的两面采用厚铜块，

通过横向散热来扩大有效散热面积。因此，以相同芯片面积

进行比较Rth（j-c）降低了 55%。

⑶　提高功率循环寿命

焊接触点和芯片 -DCB 基板间的焊锡层因热循环产生

的热应力而损坏，因此功率循环寿命受到制约。新型封装

将传统封装中使用的焊线换成铜针结构，从而消除了焊接

触点的缺点。另外，通过进行环氧树脂密封代替传统的凝

胶密封，将铜针 - 芯片 - 整个 DCB 基板固定牢。因此，减

少了施加在焊锡层上的热应力（形变），并且如图 11 所示以

ΔTj=150 ℃进行比较时，将功率循环寿命提高了 20 倍以上。

3　变频器损耗与 IGBT 接合温度

为了对传统 IGBT ＋ FWD 与 RC-IGBT、以及传统封

装与新型封装的性能进行比较，而对变频器损耗与 IGBT 接

20

15

5

10

02.5 3.02.01.5

F（V）

rr（mJ）

E

1.0

传统 IGBT＋FWD

RC-IGBT

A

B

C

V

图 8　RC-IGBT 的 FWD 损耗权衡

表 1　RC-IGBT 的芯片面积与热阻

芯片传统 IGBT ＋ FWD RC-IGBT

额定 1200V 100A 1200V

活性面积（a.u.）IGBT ：0.64, FWD ：0.36

（合计：1.00）1.00

芯片面积（a.u.）IGBT ：0.62, FWD ：0.38

（合计：1.00）0.91

热阻 Rth（j-c）（K/W）

IGBT ：0.24, FWD ：0.36IGBT ：0.17, FWD ：0.18

电源基板

环氧树脂

厚铜板

陶瓷基板

（b）传统封装

（a）新型封装

铜针

硅凝胶铝线

功率芯片外部端子

树脂盒

铜基

接合焊锡陶瓷基板

DCB 基板

图 9　新型封装的剖面图

（b）传统封装（a）新型封装

31.3 cm213.2 cm2

降低 58%

图 10　新型封装的设置面积（1200 V/100 A）

10 50 100 200

125 150

j（℃）

102

103

104

105

106

107

传统结构

铜针结构环氧树脂密封

功率循环寿命（cycle）

焊线环氧树脂密封

累积故障率＝1%

ΔT

图 11　新型封装的功率循环寿命


专辑

：



13（13）

合温度Tj 进行了比较（图 12）。

将 RC-IGBT 与传统封装组合时，RC-IGBT 的变频器

损耗比传统模块降低了 3%，Tj 降低了 5 ℃。RC-IGBT 由

包括 FWD 区域在内的整个芯片散热，散热面积大，与传统

IGBT 相比 Rth（j-c）低了 30%，因此 Tj 能够降低。RC-IG-

BT 为相同活性面积时，因为Tj 比传统模块低，所以可相应

地缩小芯片面积。

芯片面积减少 26% 的 RC-IGBT 可实现与传统模块

基本相同的变频器损耗和 Tj。换言之，RC-IGBT 以与传

统 IGBT ＋ FWD 相同封装进行比较时，可将芯片面积缩小

26%，从而可通过 IGBT 模块的小型化为整个变频器装置

的小型化做出贡献。

最后，针对将 RC-IGBT 和新型封装组合后的新模块进

行了讨论。RC-IGBT 与新型封装的效果使 IGBT 的 Rth（j-c）

降低了 62%。因此，虽然变频器损耗与传统模块相等，但

是 IGBT 接合温度却降低了 11 ℃以上。新模块与传统模

块的输出电流和 IGBT 接合温度的关系如图 13 所示。以

Tj=119 ℃进行比较时，新模块 Iout=79 A（有效值），与

传统模块 Iout=50 A（有效值）相比，可以将输出电流增大

58%。

4　后记

本文针对将二极管功能一体化的 RC-IGBT，以及小型

低热阻高可靠性的新型封装进行了介绍。因此，便可为变频

器的小型化和降低成本做出巨大贡献。本公司今后还会继续

推动 IGBT 芯片及封装的技术革新，为实现节能社会做出贡

献。

参考文献

⑴　Takahashi, H. et al. “1200V Reverse Conducting

IGBT”, Proceeding of ISPSD 2004. p.133-136.

⑵　Satoh, K. et al.“A New 3A/600V Transfer Mold IPM

with RC (Reverse Conducting) -IGBT”, Proceeding of

PCIM Europe 2006.

⑶　H. Rüthing. et al. “600V Reverse Conducting (RC-)

IGBT for Drives Application in Ultra-Thin Wafer Technol-

ogy”, Proceeding of ISPSD 2007. p.89-92.

⑷　S. Voss. “Anode Design Variation in 1200-V Trench

Field-stop Reverse-conducting IGBTs”, Proceeding of

ISPSD 2008. p.169-172.

⑸　Horio, M. et al. “New Power Module Structure with

Low Thermal Impedance and High Reliability for SiC

Devices”, Proceeding of PCIM Europe 2011.

⑹　Iizuka, Y. et al. “A Novel SiC Power Module with High

Reliability”, Proceeding of PCIM Europe 2012.

⑺　Ikeda, Y. et al. “Investigation on Wirebond-less

Power Module Structure with High-Density Packaging

and High Reliability”, Proceeding of ISPSD 2011. p.272-

275.

⑻　Ikeda, Y. et al. “Ultra Compact and High Reliable SiC

MOSFET Power Module with 200ºC Operating Capabil-

ity”, Proceeding of ISPSD 2012. p.81-84.

180

120

140

160

40

60

20

80

100

0RC-IGBT

（缩小尺寸）

RC-IGBT

（缩小尺寸）

RC-IGBT

传统封装新型封装

变频器损耗（W）

IGBT接合温度 j（℃）

传统 IGBT＋FWD

O＝60Hz, C＝8kHz, CC＝600V, out＝50A（有效值）, cos ＝0.9Fφ

F IV

120

105

110

115

95

90

85

80

100

75

sat

on

off

rrP

P

T

T

P

P

P

f

j

封装

芯片

热阻　th(j-c)（K/W）

芯片面积

（a.u.）

模块设置面积

（cm2）

新型封装

13.2

IGBT：0.10，

FWD：0.10

RC-IGBT

（缩小尺寸）

0.74

IGBT：0.21，

FWD：0.22

RC-IGBT

0.90

IGBT：0.17，

FWD：0.18

传统封装

传统 IGBT

＋FWD

31.3

IGBT：0.62，

FWD：0.38

（合计：1.00）

IGBT：0.24，

FWD：0.36

R

图 12　RC-IGBT 的变频器损耗及 IGBT 接合温度计算结果

传统模块

+58%7950

180

140

160

100

120

80100806040200

输出电流（A）

IGBT接合温度（℃）

＝119℃

新模块

Tj

Tj

图 13　新模块Tj


专辑

：



14（14）

高桥　美咲从事 IGBT 模块的开发。现就职于富士电机株式会

社电子元件事业本部事业统括部模块技术部。

吉田　崇一从事功率半导体单元的开发。现就职于富士电机株

式会社电子元件事业本部事业统括部模块技术部。

堀尾　真史从事功率半导体封装结构的研究开发。现就职于富

士电机株式会社技术开发本部电子元件研究所次世

代模块开发中心封装开发部。IEEE 会员。


专辑

：



15（15）

1　引言

在全世界防止地球温室化效应等环保意识不断增高的环

境中，为降低 CO2 排放量而利用引擎和马达的混合动力车

（HEV），以及只用马达驱动的电动汽车（EV）正不断得到普

及。

在混合动力车中，轻度混合动力车尤其备受关注。轻度

混合动力车以 1 台马达进行驱动和发电。与以 2 台马达分

别进行驱动和发电的完全混合动力车相比，结构简单且能够

缩减与汽油车的价格差，预计今后全世界轻度混合动力车的

比例将增加。

富士电机正在推进轻度混合动力车用变频器所搭载的

IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）模块的开发。

为了降低油耗，除降低车载用模块的损耗外，还要满足小型

化的需求，因此开发出将 IGBT 和 FWD（Free Wheeling

Diode）结合为 1 块芯片的 650 V 耐压的 RC-IGBT（Re-

verse-Conducting IGBT ：逆导型 IGBT）。RC-IGBT 虽

然在家电用小容量芯片上已经实用化，但是对于车载所要求

的大容量芯片来说，目前为止实现低损耗化的技术性难度较

高⑴

。本文将针对应用于轻度混合动力车用 RC-IGBT 及模块

时的效果进行介绍。

2　RC-IGBT 设计

轻度混合动力车用 650 V 耐压 RC-IGBT 是以富士电

机批量生产的电场终止（FS）型 IGBT⑵

为基础开发而成的，

采用将 IGBT 区域和 FWD 区域交互配置成条纹状的结构。

图 1 表示 RC-IGBT 的概要结构。

虽然轻度混合动力车用 IGBT 模块的电流容量根据马

达容量而各不相同，但是通常在电源电压 VCC 为 300～

400 V、载波频率 fsw 为 5～10 kHz 的范围内运行。图 2

发射极

集电极

p+集电极

电场终止层

发射极

栅p基极

电流IGBT FWD

n+p+

n+ 阴极

图 1　RC-IGBT 的概要结构

所发生损耗（a.u.）

1.2

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

0再生力行

VCC＝300 V, I out＝300A（有效值）, f sw＝10 kHz, f out＝50 Hz, m=0.8, cosφ=±0.85

Prr

Pf

Poff

Pon

Psat

图 2　变频器运行时 IGBT 模块产生的损耗

专辑


专辑

：



Hybrid electric vehicles and electric vehicles are attracting attention as people’s environmental awareness is growing. Above all, mild hybrid electric vehicles, in which one motor is responsible for both driving and power generation, is expected to account for a higher proportion of vehicles. To reduce the loss and size of Insulated-gate bipolar transistor (IGBT) modules for mild hybrid electric vehicles, Fuji Electric has developed a reverse-conducting IGBT (RC-IGBT) that has a withstand voltage of 650V, which integrates an IGBT and freewheeling diode (FWD) into one chip. The RC-IGBT has realized a lower loss and reduced package size that surpass the conventional IGBTs and FWDs.

在环保意识不断提高的大背景下，混合动力车和电动汽车备受瞩目，预计以 1 台马达进行驱动和发电的轻度混合动力车

比例将增加。富士电机为实现轻度混合动力车用 IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）模块的低损耗化和小型化，开

发出了将 IGBT 和 FWD（Free Wheeling Diode）结合为 1 块芯片的 650 V 耐压的 RC-IGBT（Reverse-Conducting

IGBT）。利用 RC-IGBT 实现了超出传统 IGBT 和 FWD 的低损耗化以及封装尺寸的小型化。

野口　晴司 NOGUCHI, Seiji 安达新一郎 ADACHI, Shinichiro 吉田　崇一 YOSHIDA, Soichi

RC-IGBTforMildHybridElectricVehicles

轻度混合动力车用 RC-IGBT

16（16）

表示将轻度混合动力车用 RC-IGBT 用作模块的情况下变频

器运行时所产生的损耗。

即使在开关损耗（Pon、Poff、Prr）变高的高开关频率运

行条件（10 kHz）下，IGBT 及 FWD 的导通损耗（Psat、Pf）

也是占据主导地位。为降低导通损耗，通过对 IGBT 区域沟

槽间距等元件表面结构进行设计，将决定导通损耗的参数即

集电极 − 发射极间饱和电压控制到最小⑶

。另外芯片越厚越

便于确保耐压，制造也越容易，但是饱和电压及正向电压却

增加且导通损耗变差，所以最好尽量选用薄的芯片。因此富

士电机很早便开始积极开发薄晶片加工技术。

本次开发出最先进的薄晶片加工技术，将晶片削薄至过

去无法实现的 650 V 耐压所需的足够厚度，从而实现了低

损耗化。另外，还开发出了在薄晶片背面形成图样的技术和

杂质层形成技术，在同一芯片背面形成了 IGBT 集电极 p 型

层和 FWD 阴极 n 型层。IGBT 和 FWD 的开关损耗与导通

损耗为权衡关系。因此，通过载流子寿命的控制对权衡进行

了最佳化。

3　损耗特性

3.1　电气特性

本节表示活性面积与传统 IGBT 和 FWD 相同的 RC-

IGBT 的电气特性。

⑴　IGBT 特性

图 3 表示 RC-IGBT 与传统 IGBT 的饱和电压输出特性。

RC-IGBT 通过薄晶片化及表面结构的最佳化实现了低于传

统 IGBT 的饱和电压。另外，电子流入与 IGBT 区域相邻的

FWD 区域的背面阴极即 n 型层，故而从 IGBT 集电极即 p

型层的电洞注入受到抑制很难发生电导率调制。因此报告称

低饱和电压区域在电流 - 饱和电压曲线上会发生骤回〈注〉⑷

。发生

骤回后，饱和电压增加，导致损耗增加。作为防止该情况的

对策，使 IGBT 和 FWD 的各区域结构最佳化，以便引起电

导率调制，从而抑制骤回。

图 4 表示 RC-IGBT 与传统 IGBT 的关断特性。可知

RC-IGBT 与传统 IGBT 相比关断时的 dv/dt 较大，载流子

排出速度较快。这是因为在 RC-IGBT 背面集电极 p 型层

与阴极 n 型层短路，由此电子在关断时除了从集电极 p 型

层排出外，还会从位于相邻 FWD 区域背面的阴极 n 型层

排出的缘故。其结果 RC-IGBT 具有与传统 IGBT 相比关断

损耗会降低的优点。RC-IGBT 即使向改善导通损耗的方向

（低饱和电压化）调整，与传统 IGBT 相比也能抑制关断损耗，

可大幅度改善权衡特性（图 5）。

⑵　FWD 特性

图 6 表示 RC-IGBT 与传统 FWD 的正向输出特性。与

IGBT 的导通损耗相同，RC-IGBT 因其薄晶片化及表面结

构最佳化的效果，与传统 FWD 相比可减少正向电压的下降。

图 7 表示 RC-IGBT 反向恢复运行时的开关波形。RC-

IGBT 中电子在 FWD 稳定运行时除了向 FWD 区域扩散外，

还会向 IGBT 区域扩散，因此反向恢复运行时与传统 FWD

相比，存在反向恢复电流Irp 和反向恢复损耗Err 较大的问题，

但是利用寿命控制技术降低了Irp。

3.2　散热特性

RC-IGBT 通过 IGBT 和 FWD 的一体化将芯片面积及

模块面积缩小。而且在 RC-IGBT 中借由 IGBT 区域的部

分将 FWD 区域产生的热量散出，因此与传统 FWD 相比热

阻大幅降低。假定直接水冷结构模块，对相同活性面积下

电流（A）

集电极−发射极间饱和电压（V）

RC-IGBT

传统 IGBT

500

400

300

200

100

030 1 2

图 3　IGBT 的饱和电压输出特性

RC-IGBT

传统 IGBT

电流、电压

时间

V CE

I C

图 4　IGBT 的关断特性

RC-IGBT

传统 IGBT

关断损耗

集电极−发射极间饱和电压

图 5　IGBT 的权衡特性

< 注 > 骤回：电流与饱和电压在中途减少后转为增加的现象。


专辑

：



17（17）

的 RC-IGBT 与传统 IGBT 及 FWD 的热阻进行了比较（图

8）。RC-IGBT 的 IGBT 区域热阻与传统 IGBT 相比低 12%，

FWD 区域热阻与 FWD 相比低 40%。

4　用于模块时的效果

本章针对将 RC-IGBT 用于轻度混合动力车用 IGBT 模

块时的小型化效果进行介绍。

图 9 表示活性面积与传统 IGBT 及 FWD 相同的 RC-

IGBT 以及小型化 RC-IGBT 变频器运行时的损耗和温度

计算结果。表 1 表示芯片活性面积与模块面积的比较。饱

和电压、正向电压、关断损耗与传统 IGBT 相比降低，由

此 RC-IGBT 可将变频器运行时的电力损耗降低 10% 以上。

低损耗化再加上 3.2 节介绍的散热优势可将芯片最大温度

降低 14 ℃左右。由于模块的芯片尺寸由运行时的最大温度

决定，所以该结果意味着 RC-IGBT 能以更小的芯片尺寸进

行相同额定的变频器运行。缩小 25% 的 RC-IGBT 与传统

IGBT 及 FWD 相比温度大致相同，因此模块面积便可降低

20%。

电流（A）

正向电压（V）

RC-IGBT

传统 FWD

500

400

300

200

100

030 1 2

图 6　正向输出特性

0V

0A

：200ns/divt

：100V/divV AK

：150A/divI F

I rp

图 7　RC-IGBT 反向恢复运行时的开关波形

（a.u.）

Rth（j-w）

（a.u.）

Rth（j-w）

时间（s）

RC-IGBT

（IGBT 区域）

高温度

低

传统 IGBT

1.2

0.8

1.0

0.6

0.4

0.2

01000.001 0.01 0.1 1 10

（a）RC-IGBT（IGBT 区域）与传统 IGBT

时间（s）

RC-IGBT

（FWD区域）

高温度

低

传统 FWD

1.2

0.8

1.0

0.6

0.4

0.2

01000.001 0.01 0.1 1 10

（b）RC-IGBT（FWD区域）与传统 FWD

图 8　相同活性面积下的热阻

表 1　芯片活性面积与模块面积

传统 IGBT 和 FWD RC-IGBT（小型化）

芯片活性面积（a.u.） 1.00 0.75

模块面积（a.u.） 1.00 0.80

所发生损耗（a.u.）

1.2

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

0

150

125

100

75

50

25传统 IGBT 和 FWD RC-IGBT

（相同活性面积）

RC-IGBT

（小型化）

V CC＝300V, Iout＝300A（有效值）, fsw＝10kHz, fout＝50Hz, m=0.8, cosφ=±0.85，水温 65℃

jmax

（℃）

IGBT T

T

jmax

Prr

Pf

Poff

Pon

Psat

图 9　RC-IGBT 与传统 IGBT 及 FWD 所产生的损耗


专辑

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18（18）

5　后记

本文针对应用于轻度混合动力车用 RC-IGBT 及模块时

的效果进行了介绍。

根据应对环境问题的情况可以预计混合动力车、电动汽

车今后将有巨大发展。这种情况下深入发展车载设备小型化

的重要性增加，可实现小型化的 RC-IGBT 将是非常有效的

手段。本公司今后还将通过元件改良和新材料元件开发等进

一步在该领域做出贡献。

参考文献

⑴　Takahashi, K. et al.“New Reverse-Conducting

IGBT（1200V）with Revolutionary Compact Package”,

Proceedings of ISPSD 2014. p.131-134.

⑵　Laska,T. et al. “The Field Stop IGBT（FS IGBT）─ A

New Power Device Concept with a Great Improvement

Potential”, Proceedings of ISPSD 2000. p.355-358.

⑶　百田聖自ほか . ハイブリッド車用めっきチップ . 富士時報 .

2007, vol.80, no.6, p.385-387.

⑷　M,Rahimo. et al. “The Bi-mode Insulated Gate

Transistor（BIGT）A Potential Technology for Higher

power Applications”, Proceedings of ISPSD 2009. p.283-

286.

野口　晴司从事 IGBT 芯片的开发设计。现就职于富士电机株


安达新一郎从事混合动力车用 IGBT 模块和 IPM 的开发。现

就职于富士电机株式会社电力电子事业本部运输电

力电子事业部 EV 模块开发部。

吉田　崇一从事功率半导体单元的开发。现就职于富士电机株



专辑

：



19（19）

1　引言

防止地球温室化效应和有效利用资源作为各国通用措施

其重要性不断增加。在汽车领域混合动力车（HEV）和电动

汽车（EV）的开发与普及不断加速。这些用于汽车动力控制

的变频器单元安装在有限的空间内，因而要求实现轻量化

并提高效率，以保证小型化、安装方法的高度自由和低油

耗。变频器上安装的功率模块也需要小型化、轻量化和高效

化，每代产品的小型化和轻量化要达到 20% 以上。尤其是

车载用功率模块，其利用直接水冷结构的高散热化和利用铝

制冷却器的轻量化不断得到深入发展。

富士电机开发出车载用铝制直接水冷型智能功率模块

（IPM ：Intelligent Power Module⑴

），其内置控制两台马

达的变频器和升降压变流器，实现了 HEV 所需的高输出。

图 1 表示车载用铝制直接水冷型 IPM。第 2 代 IPM 与第 1

代相比，体积减小 30%，重量降低 60%⑵

。

本文将针对第 2 代 IPM 中使用的三种新封装技术，即

铝制直接水冷结构的冷却器设计技术、超声波接合技术，以

及能够在 175 ℃连续运行的高耐热化技术进行介绍。

2　冷却结构的技术课题

图 2 表示第 1 代铝制直接水冷型 IPM 的剖面结构。本

结构直接用焊锡将模块与散热器接合。

水冷套由用户独自设计，因此散热器与水冷套是独立零

部件，不仅需要流路设计，还必须考虑到水密性和公差进行

设计。因而必须考虑压弯和变形后选择材料，确定基座厚度，

并且导致热阻上升。

为解决这些课题，提高铝制直接水冷结构的散热能力，

确保高可靠性，而开发出将散热器与水冷套一体化而成的铝

制冷却器。

3　冷却器设计技术

3.1　散热性能的设计

功率模块的散热性能可以用热阻和热导系数表示。热阻

Rth 是芯片结温与比较对象部位温度的差除以所发生损耗的

值。另外热导系数 h 表示冷媒与散热片的热交换性能。这

些关系用式⑴表示。而且可变换成式⑵。

（a）第 1代（b）第 2代

图 1　车载用铝制直接水冷型 IPM

水冷套散热器

焊锡

绝缘基板

焊锡

半导体元件

O形环

基座

厚度

固定螺丝

间隙

图 2　第 1 代铝制直接水冷型 IPM 的剖面结构

专辑


专辑

：



As activities for preventing global warming and allowing for effective use of resources, further improvements in the fuel efficiency of eco-friendly vehicles such as hybrid electric vehicles is called for. To that end, size and weight reduction of intelligent power modules (IPMs) for hybrid electric vehicles is required. To meet this need, Fuji Electric has developed three new packaging technologies: technology for designing a radiator with a structure capable of direct liquid cooling using aluminum, ultrasonic bonding technology and thermal resistance improvement technology that allows continuous operation at 175°C. The 2nd-generation direct liquid cooling IPM using aluminum, which applies these technologies, has achieved a volume reduction of 30% and mass reduction of 60% from the 1st-generation model.

防止地球温室化效应和有效利用资源的措施要求进一步降低混合动力车等环境对策车辆的油耗。因此需要混合动力车用智

能功率模块（IPM）的小型化和轻量化。为达成此目的，富士电机开发出三种新封装技术，分别是铝制直接水冷结构的冷却器

设计技术、超声波接合技术，以及能够在 175℃连续运行的高耐热化技术。运用这些技术的第 2 代铝制直接水冷型 IPM 与第

1 代相比体积减小 30%，重量降低 60%。

乡原　广道 GOHARA, Hiromichi 齐藤　　隆 SAITO, Takashi 山田　教文 YAMADA, Takafumi

PackagingTechnologyof2nd-GenerationAluminumDirectLiquidCoolingModuleforHybridVehicles

混合动力车用第 2 代铝制直接水冷封装技术

20（20）

h R A1

=th

…………………………………………… ⑴

h : 热导系数〔W/（m2・K）〕

Rth : 热阻（K/W）

A : 散热片表面的面积（m2）

h LNuλ

=

…………………………………………… ⑵

h ：热导系数〔W/（m2・K）〕

Nu ：努塞尔数

λ ：构成构件的热导率〔W/（m・K）〕

L ：散热片的代表长度（m）

努塞尔数Nu 可使用形状参数由式⑶算出。此时，雷诺

数Re 用式⑷表示，普朗特数Pr 用式⑸表示。

0.664Ru e= 1/3PrN 1/2 …………………………… ⑶

Nu ：努塞尔数

Re ：雷诺数

Pr ：普朗特数

Re Lηρν

= ………………………………………… ⑷

Re ：雷诺数

ρ ：冷媒密度（kg/m3）

ν ：冷媒流速（m/s）

L ：散热片的代表长度（m）

η ：冷媒粘度（Pa・s）

pCPr

η= λ ………………………………………… ⑸

Pr ：普朗特数

η ：冷媒粘度（Pa・s）

Cp ：比热〔J/（kg・K）〕

λ ：热导率〔W/（m・K）〕

根据这些公式得知热导系数可由所用冷媒的密度、粘度、

比热、热导率和流速算出。根据单位长度算出相对于流速的

热导系数，其结果如图 3 所示。

散热片表面流速越快，表示热交换性能的热导系数越大。

芯片所产生热量传导至散热片，并在冷媒中传导散热，在散

热片表面流动的冷媒流速会对散热性能造成巨大影响。因此

可知提高散热片表面流速是散热设计的要点⑶

。

3.2　流速与散热性能

使用密封材料的传统冷却结构由用户设计并准备水冷套，

因而在散热片顶端与水冷套间需要间隙。使用简易模型估算

出该间隙对散热性能造成的影响。散热片形状为厚度 1 mm、

间隔 1 mm、高度 10 mm，并设定成冷媒以 1 L/min 流量

均匀流入冷媒导入口。图 4 表示简易模型与仿真结果。

可知间隙越大热阻越高越差。冷媒在低压阻部分流动，

向开口部较宽的间隙部流出，有助于散热性能的散热片间流

速降低。而且模块并联后，可预料到冷媒流速明显降低。

另外还可得知将散热器与水冷套一体化后消除间隙，对

于加速散热片间冷媒流速且降低热阻非常有效。

图 5 表示作为第 2 代铝制直接水冷结构所采用的新结

构的剖面图。新结构将水冷套与散热片顶端部接合后消除了

间隙。如此便可采取最大限度利用冷媒的冷却结构，将相当

于基座的部分的厚度削薄，并采用高热导率材料。

热导系数〔W/（m2·K）〕

h

v

4×105

3×105

2×105

1×105

01.00.50

流速（m/s）

图 3　热导系数与冷媒流速的关系

热阻 th（j-c）（K/W）

在散热片间流动的冷媒流速（m/s）

0.20 0.27

0.19 0.18

0.18 0.09

0.17 0210

间隙（mm）

冷媒排出口

冷媒导入口

散热器

绝缘基板

IGBT 元件

散热片

（a）简易模型

（b）仿真结果

R

v

图 4　简易模型与仿真结果

冷却器

焊锡

绝缘基板

焊锡

半导体元件

图 5　第 2 代铝制直接水冷型 IPM 的剖面结构


专辑

：



21（21）

图 6 表示热阻的比较结果。新结构考虑到利用冷媒和热

导性，与传统结构相比可将热阻降低 20%。

4　超声波接合技术

第 1 代铝制直接水冷型 IPM 在主端子与内部电路基板

的连接处采用了铝线。不仅需要能够焊接确保电流密度所需

数量的焊线的接合面积，配线部还需要与输出相应的较大安

装面积。为实现小型化和轻量化，第 2 代 IPM 在主端子即

铜端子与内部电路基板的连接处使用了超声波接合。图 7 表

示进行超声波接合的铜端子的外观照片。超声波接合利用固

相扩散将铜端子与基板铜电路直接接合，因此可得到牢固的

接合部。图 8 表示以相同电流容量进行比较的铜端子超声波

接合与铝线焊接的安装面积。通过将导电率高于铝线的铜端

子直接接合，超声波接合结构与铝线焊接结构相比，便可将

安装面积降低 35%⑷

。

除提高直接水冷结构的散热性能外，再通过使用超声波

接合技术，第 2 代铝制直接水冷型 IPM 与第 1 代相比，体

积减小了 30%，重量降低了 60%。

5　能够在 175℃连续运行的高耐热化技术

IPM 运行时芯片所产生的热量通过散热基座由冷却散

热片散出。元件温度Tj 的上限通常为 150 ℃，而采用水冷

方式时，可如何有效利用水温与元件上限温度的差ΔT，将

会影响到输出特性。除了降低热阻外，再通过将元件保障上

限温度Tjmax 提高到 175 ℃，实现了更加深入的高输出化。

为了将 Tjmax 从 150 ℃升高到 175 ℃，必须减小对元

件周边构件可靠性造成的影响⑸

。使用传统模块构成进行了将

Tjmax 固定时的功率循环测试。图 9 表示测试结果。温度升

高 25 ℃后，ΔTj ＝ 75 ℃时寿命降低了 40%。

此处着眼于元件下焊锡接合部寿命降低。过去的

Sn-Ag 系焊锡中，热劣化导致强度降低可能是寿命降低的

原因。因而对破坏模式进行分析，开发采用强化结构的新焊

锡，以便使耐热性优秀，并保证高强度。

5.1　Sn-Ag 系焊锡的破坏模式

图 10 表示观察功率循环测试后剖面的结果。观察到

沿 Sn 晶界产生裂纹。这是因为虽然 Sn-Ag 系焊锡通过

在 Sn 晶界析出 Ag3Sn 来强化晶界进而抑制裂纹发展，但

是功率循环测试导致焊锡部发热并产生重复应力，由此发

20%

热阻 th（j-c）（K/W）

0.20

0

0.16

0.12

0.08

0.04

传统结构新结构

R

图 6　热阻

安装面积（a.u.）

1.0

0铜端子超声波接合

35%

铝线焊接

图 8　安装面积

（a）铜端子超声波接合（b）铝线焊接

图 7　接合部的外观照片

30 60 90 120


jmax＝150℃

on＝2 s，

jmax＝175℃40%

104

105

106

107

累积失效率＝1%

推测寿命

150

j （℃）ΔT

T off＝18 sT

T

T

测试条件

图 9　Tjmax 上升导致功率循环寿命降低

25 µm 10 µm

Ag3Sn

图 10　功率循环测试后（Tjmax ＝ 175℃）的焊锡剖面观察结果


专辑

：



22（22）

生 Ag3Sn 凝集和 Sn 颗粒粗大化，从而使得强化晶界的结

构消失。尤其是以 175 ℃进行连续运行时，位于芯片正下

方的焊锡接合部的温度与 150 ℃运行时相比，大约上升

25 ℃，因金相组织变化和热疲劳导致裂纹发展加速，从而

寿命缩短。

5.2　焊锡的强化结构

为开发出金相组织在 175 ℃连续运行中也不变化且保

持强度的焊锡，而着眼于金属材料的强化结构。代表性焊锡

强化结构具有以 Sn-Ag 系焊锡为代表的析出强化，以及添

加 In 和 Sb 的固溶强化⑹

。过去采用任意一种强化结构的组成，

但是为确保 175 ℃连续运行时的可靠性，以 Sn-Sb 系焊

锡为基础添加第 3 元件，从而制成将析出强化与固溶强化

的两种强化结构组合而成的复合强化型新焊锡。

5.3　焊锡的机械特性

关于具有析出强化与固溶强化两种强化结构的焊锡的

机械特性，为调查出其高温下组织变化对强度降低造成的

影响，针对以 175 ℃、1000h 条件进行过室温和高温时效＜注＞

的试样的拉伸强度进行了测定。图 11 表示 Sn-Ag 系焊锡、

Sn-Sb 系焊锡、新焊锡的测定结果。

Sn-Ag 系焊锡以 175 ℃加热 1000h 后，其强度大约

降低 44%，固溶强化的 Sn-Sb 系焊锡强度大约降低 5%。

而具有复合强化型强化结构的新焊锡的强度降低了 13%。

虽然强度降低比例略大，但是复合强化型强度本身较高，有

望在改善寿命方面发挥效果⑺

。

5.4　功率循环测试结果

为了对开发的新焊锡在高温下的可靠性进行评估，以

Tjmax ＝ 175 ℃的测试条件实施了功率循环测试。图 12 表

示功率循环测试的结果。可知新焊锡与 Sn-Ag 系焊锡相比，

在ΔTj ＝ 75 ℃时具有 2.6 倍的功率循环寿命。

6　后记

作为实现混合动力车用 IPM 小型化和轻量化的封装技

术，本文针对铝制直接水冷结构的冷却器设计技术、超声波

接合技术，以及能够在 175 ℃连续运行的高耐热化技术进

行了介绍。

封装技术为顾客的变频器开发设计提供支持，本公司将

以这些技术为基础深入推动技术革新，不断提供为高效率、

节能化做出贡献的产品。

参考文献

⑴　郷原広道ほか. ハイブリッド自動車用 IPM のパッケージ技

術. 富士電機技報. 2013, vol.86, no.4, p.258-262.

⑵　Gohara, H. et al. “Next-gen IGBT module structure

for hybrid vehicle with high cooling performance and

high temperature operation”. Proceedings of PCIM

Europe 2014, May 20-22, Nuremberg, p.1187-1194.

⑶　Morozumi, A. et al. “Next-gen IGBT module structure

for hybrid vehicle with high cooling performance and

high temperature operation”. Proceedings of the 2014

IEEJ, Hiroshima, p.671-676.

⑷　百瀬文彦ほか. IGBT モジュールの高信頼性実装技術. 富士

電機技報. 2012, vol.85, no.6, p.408-412.

⑸　K, Vogel. et al . “IGBT with higher operation

temperature - Power density, lifetime and impact on

inverter design”. Proceedings of PCIM Europe, 2011,

p.679-684.

⑹ Saito, T. et al. “New assembly technologies for

T jmax=175 ºC continuous operation guaranty of IGBT

module”. Proceedings of PCIM Europe 2013, Nurem-

berg, p.455-461.

⑺　Saito, T. et al. “Novel IGBT Module Design, Material

and Reliability Technology for 175ºC Continuous Opera-

tion”. Proceedings of IEEE 2014, Sep 14-18, Pittsburgh,

p.4367-4372.

〈注〉时效：金属性质（例如硬度等）随时间经过而变化的现象。

拉伸强度（MPa）

100

初期

175℃ 1000 h 加热后

80

60

40

20

0Sn-Ag 系焊锡（析出强化）

Sn-Sb 系焊锡（固溶强化）

新焊锡（复合强化）

图 11　拉伸强度

30 60 90 120


104

105

106

107

累积失效率＝1%

新焊锡

推测寿命

传统焊锡

150

j （℃）ΔT

2.6 倍2.6 倍

图 12　新焊锡的功率循环测试结果


专辑

：



23（23）

乡原　广道从事功率半导体封装的研究开发。现就职于富士电

机株式会社技术开发本部电子元件研究所次世代模

块开发中心封装开发部。日本机械学会会员。

齐藤　　隆从事功率半导体封装的研究开发。现就职于富士电


块开发中心封装开发部。表面处理技术协会会员，

电子工业实装学会会员。

山田　教文从事功率半导体封装的研究开发。现就职于富士电


块开发中心封装开发部。


专辑

：



24（24）

1　引言

为实现电子设备的小型化和轻量化，开关电源的运用得

到广泛的普及。然而开关电源采用了电容器输入型整流平滑

电路，因此会产生大量的高次谐波电流。高次谐波电流的增

加会导致以下问题，例如设备运行发生故障，功率因数降低

导致无效电力增加等。为了将高次谐波电流抑制在规定值以

下，在国际标准 IEC 61000-3-2 中如表 1 所示将电气电

子设备分成等级 A ～ D，并分别设定规定值。

为解决该高次谐波电流及功率因数的问题，而需要功率

因数校正（PFC ：Power Factor Correction）电路，特别

是可实现高功率因数的有源滤波器方式 PFC 电路得到广泛

的使用。为此富士电机推出了可用于控制 PFC 电路的多种

IC 产品⑴⑵⑶

。

此外，为了抑制地球环境的恶化，所有电气产品的节能

化变得尤为重要。而且各项设有限制电子设备消耗能源的国

际标准，例如美国 ENERGY STAR 项目、欧洲 EuP（En-

ergyusing Products）指令等，逐年变得严格。

例如有待机电力的规定，以及针对在包括低负荷在内的

较大负荷区域中最低效率和平均效率的规定。因此在 PFC

电路的控制 IC 中，要求减少待机电力，并提高低负荷时的

效率。

而且近年来受到电子设备低价格化以及消费者安全意识

提高的影响，强烈要求电源在降低成本的同时提高安全性。

富士电机为满足这些需求，继第 2 代临界控制

IC“FA5590 系列⑶

”后，开发出第 3 代临界控制 IC

“FA1A00 系列”。可降低电源成本，并实现低待机电力，

在改善低负荷时效率的同时，使保护功能得到加强。

2　产品概要与特点

FA1A00 外观如图 1 所示，FA1A00 与 FA5590 的

性能比较如表 2 所示。FA1A00 可满足提高 PFC 电路低负

荷时效率、降低电源成本、提高稳定性和安全性等要求。具

体特点如下。

⑴　提高低负荷时效率

底部跳过功能

在交流 240 V、10% 负荷下将效率提高了 14%。

⑵　降低电源成本

电源正常信号输出功能

增加 1 个 n-MOSFET（Metal-Oxide-Semicon-

ductor Field-Effect Transistor），分别减少 1 个并联

调整器、2 个电阻和 1 个电容器。

⑶　提高运行稳定性

表 1　高次谐波电流规定（IEC 61000-3-2）的分类

分类代表性设备

等级 A 白色家电、音响设备

等级 B 便携式电动工具、电弧焊机

等级 C 照明设备

等级 D 电视机、PC图 1　“FA1A00”

专辑


专辑

：



Switching power supplies, which are widely used for electronic devices, are required to have a power factor correction (PFC) circuit to reduce harmonic current.

In order to meet the market demand for less power consumption and lower cost of power supplies, Fuji Electric has developed the third-generation critical mode PFC control IC "FA1A00 Series" intended for PFC circuits. The bottom-skip function has successfully improved the efficiency under low load and the power good signal function has reduced the number of power circuit parts. Safety has also been improved by having an overshoot suppression function and improved reference voltage accuracy.

电子设备中被广泛使用的开关电源为了抑制高次谐波电流而需要功率因数校正（PFC）电路。

富士电机为满足电源消耗电力的削减要求以及低成本化的市场需要，开发出 PFC 电路用第 3 代临界模式 PFC 控制

IC“FA1A00 系列”。该系列不仅可以利用底部跳过功能改善低负荷时的效率，并且能够利用电源正常信号输出功能来减少电

源电路的使用零部件。此外，利用过冲减少，提高基准电压精度等功能，提高了电源的安全性。

菅原　敬人 SUGAWARA, Takato 矢口　幸宏 YAGUCHI, Yukihiro 松本　和则 MATSUMOTO, Kazunori

3rd-Gen.CriticalModePFCControlIC“FA1A00Series”

第 3 代临界模式 PFC 控制 IC“FA1A00 系列”

25（25）

　低负荷时稳定功能

⑷　提高安全性

　过冲减少功能

　　将过冲电压减少 10 V。

　提高基准电压精度

　提高过电流检测精度

2.1　底部跳过功能

电感电流变为零后再启动 MOSFET 的临界运行的

PFC 电路存在如下问题，即低负荷时开关频率增加，MOS-

FET 开关损耗增加，效率变差。

富士电机在每次临界模式 PFC 控制 IC 更新换代时，对

降低低负荷时开关频率的功能进行改良用以处理该问题。

表 3 表示各代的频率降低功能及低负荷时开关频率。

低负荷时开关频率不断降低，且效率得到改善，第 1 代

FA5500 为 800 kHz，第 2 代 FA5590 为 600 kHz，第

3 代 FA1A00 为 200 kHz。

图 2 表示底部跳过功能的运行波形。临界运行检测出

MOSFET 的 VDS 的第 1 底部，开通 MOSFET。FA1A00

在高负荷时与普通临界运行相同在第 1 底部开通 MOSFET，

然而随着负荷变低会将开通时机从第 1 底部推迟到第 2 底

部、第 3 底部。由于该运行，MOSFET 关断时间变长，开

关频率变低。

图 3 表示 FA5590 与 FA1A00 在 200 W 额定电源下

的低负荷时效率。FA1A00 的效率与 FA5590 相比，由于

底部跳过功能，20% 负荷下提高 3 个百分比，10% 负荷

下提高 14 个百分比。

使用 FA1A00 后，可满足 ENERGY STAR 项目等规

定。另外 MOSFET 损耗降低后，发热减小。因此用于散热

的散热器变小，有助于降低电源成本。

2.2　电源正常信号输出功能

普通电源利用 PFC 电路将交流输入电压 90 ～ 264 V

升高至 400 V 左右，并利用后段的 DC/DC 变流器将电压

进一步转换后供应给负荷。DC/DC 变流器被设计成以利用

PFC 电路升压后的电压运行，当 PFC 电路的输出电压降至

规定电压以下时，可能引起误运行。因此电源使用对 PFC

电路输出电压进行监视，当降到规定电压以下时停止 DC/

DC 变流器的电路。

FA1A00 内部采用该电路的功能。图 4 表示电源正常

信号输出功能的运行波形。当 PFC 输出电压上升至规定电

压以上时，电源正常信号由 L 变成 H ；当 PFC 输出电压降

低至规定电压以下时，电源正常信号由 H 变成 L。通过将

该信号传递到后段的 DC/DC 变流器便可减少电源中的输出

电压监视电路，从而可降低电源成本。另外在电源正常信号

表 2　临界 PFC 控制 IC 的性能比较

项目 FA1A00 FA5590

高效率低负荷时开关频率

200 kHz（在 AC240 V、

10% 负荷下效率提高14 个百分比）

600 kHz

低成本电源正常信号输出功能

有无

稳定性

低负荷时稳定功能

有无

零电流检测电压 −4 mV±3 mV −10 mV±5 mV

安全性

过冲减少功能有

（过冲电压降低 10 V）无

基准电压 2.5 V±1.0% 2.5 V±1.4%

过电流检测电压 −0.6 V±2.0% −0.6 V±3.3%

表 3　频率降低功能及低负荷时开关频率

世代型号频率降低功能低负荷时开关频率

第 1 代 FA5500 无 800 kHz

第 2 代 FA5590 最大开关频率限制功能 600 kHz

第 3 代 FA1A00 底部跳过功能 200 kHz

MOSFET DSV

V

（a）高负荷时（b）低负荷时

时间时间

第1底部

MOSFET GS

第3底部

图 2　底部跳过功能的运行波形

效率（%）

100额定 200W、输入电压 240V

95

90

85

80

75403020100

负荷（%）

＋3个百分比

FA1A00

FA5590

+14 个百分比

图 3　低负荷时效率

PFC输出电压

电源正常信号

H

L

滞后

时间

图 4　电源正常信号输出功能的运行波形


专辑

：



26（26）

切换电压上设置滞后，稳定运行而不发生电压抖动。

FA1A00 具备用于监视 PFC 输出电压的端子。通过与

现有振荡频率设定端子共用电源正常信号输出，来实现上述

功能而不增加端子数。

2.3　低负荷时稳定功能

如 2.2 节所述，PFC 电路上施加了 90 ～ 264 V 的宽

范围输入电压。若将脉冲宽度控制的增益设定得较高以保证

低输入电压高负荷时能供应电力，则高输入电压低负荷时增

益可能过高而导致运行不稳定，从而输出电压的脉动电压变

高。此时会发生 PFC 电路后段所连 DC/DC 变流器的误运

行、开关干扰增加等问题。

FA1A00 只在低输入电压高负荷时将增益增高，在高

输入电压低负荷时将增益降低，由此内置有可稳定供应电力

的功能。

图 5 表示低负荷时稳定功能的运行波形。PFC 电路的

输出电力以 MOSFET 接通宽度进行控制。指示灯振动信号

自开通起不断增加，达到输出电压与 IC 内部的基准电压误

差增幅信号后关断，由此确定 MOSFET 的接通宽度。因此

控制的增益依存于指示灯振动信号的斜率。

指示灯振动信号的斜率越小则增益越高，斜率越大则增

益越低，所以 FA1A00 内置有高输入电压低负荷时增大指

示灯振动信号斜率的功能。如此便可在高输入电压低负荷时

降低控制的增益，使运行稳定化。

2.4　过冲减少功能

PFC 电路为减小输入电源频率所发生的输出电压的脉

动，而将输出电压控制的响应设定得较迟。但是如果响应较

迟，则启动时会发生输出电压的过冲。而且近年来为降低电

源成本，多使用相对于实际条件没有耐压裕度的电解电容器

连接到 PFC 电路的输出上。这样就会因启动时的过冲施加

暂时的过电压，从而导致电解电容器寿命缩短。

FA1A00 的输出电压在启动时达到设定电压的情况下，

则可以暂时加快响应性从而降低输出电压的过冲。图 6 表示

过冲减少功能的运行波形。

PFC 控制 IC 的误差增幅信号越高，则可供应越大的电

力给输出。启动时将输出电压升高到设定电压需要大量电力，

指示灯振动信号

时间时间

MOSFET GSV

（a）低输入电压

误差增幅信号

（b）高输入电压

图 5　低负荷时稳定功能的运行波形

误差增幅信号

响应延迟（无功能）

时间

无功能

有功能

响应延迟（有功能）

最大值

设定值输出电压

过冲

图 6　过冲减少功能的运行波形

L101TH101

D101

C201

L201

R207D204

IC201 C210

交流 85～ 264V 600V25A

1µ

175µH

100

10

FA1A00N/01N

1500k

390 V

200W

FB

COMP

RT

OVP

VCC

OUT

GND

IS

1000p

VCCGND

J101

J201

L102

F1016.3A

R101

R102

R103

C1010.47µ ZT101

C102

C103

C104

C105

C106

D201

R215

R216

R217

R218

R219

VR201

C2021500k

1500k

1000k

33k

220µQ201

R208

R209

D203

47k

C21156µ

R214100k

C2090.1µ

R2010.068

R213

100

C2082200p

C2071000p

R211200k

0.1µC205

C2060.47µ

R21033k

510k

510k

510k

1000p

1000p

0.47µ

2200p

2200p

J202

D205

1

3

1

4

2 1

L

N

GNDERA91 -02

FMH21N50ES

YG952S6RP

R212

36k

R221

R222

R223

R224

2200k

1500k

1500k

390k

5k

C204100p

图 7　应用电路例


专辑

：



27（27）

因此误差增幅信号上升到最大值。如上述所示，将输出电压

控制的响应设定得较迟，因此输出电压达到设定电压值后，

误差增幅信号的降低也会变迟，电力供应过剩，造成输出电

压的过冲。

FA1A00 在输出电压达到设定电压值时可将误差增幅

信号强制拉低，由此减小响应延迟，降低启动时的过冲。如

此便可安全地使用低耐压电解电容器。

另外 FA1A00 除上述保护功能外，还通过提高输出电

压控制的基准电压精度和过负荷保护检测电压精度，提高了

电源的安全性。

3　应用电路例

图 7 表示应用电路例（输入 90 ～ 264 V、输出 390 V、

200 W），图 8 表示以相同电路测定的功率因数特性，图 9

表示高次谐波电流特性。

功率因数特性以标准输入电压（100 V、240 V）的额

定负荷达到了普通电子设备所要求的 0.95 以上的功率因

数。高次谐波电流特性满足了电视机、PC 等电子设备所需

的 IEC 61000-3-2 的等级 D。

4　后记

本文针对可实现开关电源待机电力削减、低负荷时效率

改善、成本降低和安全性提高的第 3 代临界模式 PFC 控制

IC“FA1A00 系列”进行了介绍。本公司今后还将不断丰富

满足最新市场需求的产品功能和产品系列，并根据逐年严格

的标准和规定不断进行开发。

参考文献

⑴　鹿島雅人, 城山博伸. CMOS 力率制御用電源 IC. 富士時報.

2001, vol.74, no.10, p.551-553.

⑵　鹿島雅人ほか. 連続モード PFC 回路用電源 IC

「FA5550/51 シリーズ」. 富士時報. 2007, vol.80, no.6,

p.441-444.

⑶　菅原敬人ほか. 第 2 世代臨界モード PFC 制御 IC「FA5590

シリーズ」. 富士時報. 2010, vol.83, no.6, p.405-410.

功率因数

1.0

0.9

0.8

0.7

0.6200150100500

输出电力（W）

输入 100V

输入 240V

图 8　功率因数特性

高次谐波电流（A）

10

1

0.1

0.01

0.00139373533312927252321191715131197531

次数

IEC 61000-3-2

等级 D上限

图 9　高次谐波电流特性

菅原　敬人从事开关电源控制 IC 的开发。现就职于富士电机

株式会社电子元件事业本部事业统括部分立器件和

IC 技术部。

矢口　幸宏从事开关电源控制 IC 的开发。现就职于富士电机

株式会社电子元件事业本部事业统括部分立器件和

IC 技术部。

松本　和则从事以开关电源控制 IC 为主的工程设计业务。现

就职于富士电机株式会社营业本部半导体营业统括

部应用技术部。


专辑

：



28（28）

1　引言

近年来随着以 IC 为代表的电子零部件的发展，电气电

子设备的电源装置通常采用小型廉价而高效的开关电源。尤

其是随着薄型电视机的大屏幕化、信息通信进步所带来的服

务器设备大容量化的不断发展，在容量较大的电源中，高效

化、低干扰化、小型化的需求不断提高。

富士电机在这样的开关电源领域中，可将 100 W 至

500 W 级的电源做得小而薄，并且推出了在高效化、低干

扰化方面性能出众的 LLC 电流谐振电源控制 IC 产品⑴⑵

。在

LLC 电流谐振方式中，存在因上臂 MOSFET（Metal-Ox-

ide-Semiconductor Field-Effect Transistor）和下臂

MOSFET 短路而产生贯通电流的问题，而该控制 IC 内置

了可防止贯通电流的功能，并且在设备待机等低负载时，能

以低待机电力模式运行。因此设备安全性更高，而且不再需

要过去用于实现低待机电力化的待机专用电源⑶

。

同时，为了让采用富士电机电源控制 IC 的客户能够更

加顺利地开发电源产品，富士除了提供演示板、充实的应用

资料、IC 周边电路参数外，还针对设计困难但对于电源却

非常关键的变压器设计提供支持。

本文将针对 LLC 电流谐振电源的工作原理、变压器的

设计方法及设计例，进而对搭载该变压器的电源的代表特性

进行介绍。

2　LLC 电流谐振变流器

LLC 电流谐振变流器的电路图如图 1 所示。

该电路由 2 个 MOSFET（Q1，Q2）串联而成的半桥

电路、谐振电容（Cr）、变压器（T）、输出整流二极管（D1，

D2），以及输出电解电容（Co）组成。Np 是变压器一次绕组

的匝数，Ns 是二次绕组的匝数。

LLC 电流谐振变流器使用的变压器通过减小耦合系数

来增加漏电感，并将此作为谐振电感使用。漏电感的等效电

路如图 2 所示。Lr1，Lr2 是漏电感，Lm 是励磁电感。

3　LLC 电流谐振变流器的工作原理

图 3 表示 LLC 电流谐振变流器的工作波形。基本动作

分为 A ～ D 四个状态，通过反复执行该动作来控制谐振电

流。图 4 表示各状态的电流路径。

＋

V

N N sp

T

in

C o

Q2

C r

Q1

R o

D2

D1

图 1　LLC 电流谐振变流器电路

＋

inV

L

L N NC R

T

o o

sp

r1

m

L r2

Q 2

C r

Q1

D2

D1

图 2　漏电感的等效电路

专辑


专辑

：



For relatively large capacity power supplies, such as ones for large screen TVs and server devices, LLC current resonant power supplies are commonly used to meet the requirements for high efficiency, reduced size and lower noise. An LLC current resonant power supply uses leakage inductance of a transformer for resonance and the voltage gain varies along with the switching frequency, which makes the design of a transformer more difficult than other control methods. Fuji Electric is working on the development and mass production of control ICs of LLC current resonant power supplies and provides technical support for customers in the area of power supply development. This paper describes the principle of operation of an LLC current resonant power supply and the design method and characteristics of transformers.

用于大屏幕电视机、服务器设备等容量较大的电源装置，为了满足高效化、小型化、低干扰化的需求，通常使用 LLC 电

流谐振电源。LLC 电流谐振电源将变压器的漏电感用于谐振，电压增益随开关频率而变化，因此与其他控制方式相比变压器

的设计比较复杂。富士电机除了进行 LLC 电流谐振电源控制 IC 的开发和量产外，还针对顾客的电源开发提供技术支持。本文

针对 LLC 电流谐振电源的工作原理、变压器的设计方法及其特性进行解说。

川村　一裕 KAWAMURA, Kazuhiro 山本　　毅 YAMAMOTO, Tsuyoshi 北条　公太 HOJO, Kota

CircuitTechnologyofLLCCurrentResonantPowerSupply

LLC 电流谐振电源的电路技术

29（29）

　状态 A ：Q1 开通，Q1 流过正方向电流IQ1。

　状态 B ：IQ1 以正方向状态关断 Q1，关断后立即变为

负方向电流通过 Q2 体二极管向 Q2 侧流通的状态，谐

振电流 Icr 连续变化。此外，在电流正在向二极管流通

的期间使 Q2 开通。

　状态 C ：Icr 由正方向转为负方向，Q2 流过正方向电

流IQ2。

　状态 D ：IQ2 以正状态关断 Q2，关断后立即变为负方

向电流通过 Q1 体二极管向 Q1 侧流通的状态，谐振电

流 Icr 连续变化。此外，在电流正在向二极管流通的期

间使 Q1 开通。

在状态 B 下，Q2 体二极管首先开通，然后在 Q2 电压

几乎为零的状态下使 Q2 开通，执行零电压开关操作。在状

态 D 下，针对 Q1 也执行同样的操作。

4　LLC 电流谐振变流器的工作模式

LLC 电流谐振变流器是以频率调制来控制输出电压的

电路方式，为求出其输入输出特性，通常使用如图 5 所示的

等效电路。

输出电压以换算成一次绕组电压的Vpo 来表示。此外，

交流等效电阻Rac 用式⑴表示。

8 8＝＝2

2

2

R nIV n

Raco

o

oπ π ………………………… ⑴

Rac ：交流等效电阻（Ω）

n ：变压器的匝数比

Vo ：输出电压（V）

Io ：输出电流（A）

Ro ：负载电阻（Ω）

此处，n 用式⑵表示。

nNN

s

p＝ …………………………………………… ⑵

Np ：变压器一次绕组的匝数

Ns ：变压器二次绕组的匝数

在该等效电路中输入输出电压比为式⑶。

n nω ω

d d+ +－－21 jQ

VV

LL1

1

s

po

m 0

0r

ωω ωω＝ 20

… ⑶

Vpo ：换算成一次绕组的输出电压（V）

Vs ：等效输入电压（V）

Lr ：漏电感（H）

Lm ：励磁电感（H）

ω,ω0 ：角频率（rad/s）

此处，ω、ω0、Q 用式⑷～式⑹表示。

ω π2 fs＝ …………………………………………… ⑷

ω ：角频率（rad/s）

fs ：开关频率（Hz）

L C1

r r

ω ＝0 ……………………………………… ⑸

ω0 ：角频率（rad/s）


Cr ：谐振电容器的容量（F）

QCLR1

r

r

ac

＝ …………………………………… ⑹

A

Q1

crI

I

I

Q1

Q2

Q2

BC

D

ONOFFONOFF

图 3　LLC 电流谐振变流器的工作波形

T

rCL

L

Lr2r1

mON

OFF

Q2

Q1

Q2

Q1

Q2

Q1

Q2

Q1

OFF

（a）状态 A （b）状态 B

（c）状态 C （d）状态 D

ON

ON

OFF

OFF

ON

ON

OFF

图 4　电流路径

sVV

C

L

L

R

r

o

po

r

m

图 5　LLC 电流谐振变流器的等效电路


专辑

：



30（30）


Cr ：谐振电容器的容量（F）

Rac ：交流等效电阻（Ω）

另外，图 1 所示 LLC 电流谐振变流器是半桥型变流器，

因此等效电路中的输入电压为一半。

VV2sin＝ ………………………………………… ⑺


Vin ：输入电压（V）

使用式⑴～式⑶求出相对于开关频率 fs 的输入输出电

压比（图 6）。LLC 电流谐振变流器中以输入输出电压比的

最大值为界，工作模式各不相同。其中比输入输出电压比最

大值相对应的频率低的区域被称为容性区域。若在该区域工

作，则上管和下管发生短路，将损坏 MOSFET，通常为防

止陷入该状态，而在比输入输出电压比最大值相对应的频率

高的区域内使用。此外，在与谐振频率（fo ＝ wo/2π）相

比 fs 较高的区域，由于输出电压变化相对于 fs 变化较小且

控制性较差等理由，通常并不使用。因此，在输入输出电压

比大于 1 的升压模式的区域中使用。

5　LLC 电流谐振变流器的变压器设计

以下介绍实际使用 LLC 电流谐振控制 IC 的变压器设计

的步骤。接着介绍按照具体规格设计变压器且在实机进行验

证的结果。

5.1　设计步骤

LLC 电流谐振变流器如第4章所述是工作在升压模式。

因此在决定输入输出电压比时，要保证输入电压最大时也能

工作在升压模式。首先，求出变压器二次绕组的匝数，然后

决定一次绕组的匝数。此外，由于谐振频率 fo 是最高的开

关频率，因此需要以不超出 IC 最大频率的范围事先决定 fo。

⑴　由式⑻求出变压器二次绕组的匝数Ns。

] g2

NA B

V V To

se m

F ON＝+ ……………………………… ⑻

Ns ：二次绕组的匝数


VF ：整流二极管的正向导通电压（V）

TON ：开关元件的最大开通时间（s）

（与最小开关周期的 1/2 相等）

Ae ：变压器铁芯的有效截面积（m2）

Bm ：铁芯的磁通密度（T）

（Bm 取铁芯不饱和的值）

⑵　为保证输入电压最大时能工作在升压模式，由式⑼求出

变压器一次绕组与二次绕组的匝数比 n。另外，Vs 是最

大输入电压时的值。

] gnNN

V VV

o F

＝+s

p s$ ……………………………… ⑼

n ：匝数比





VF ：整流二极管的正向导通电压（V）

⑶　由式⑽求出变压器一次绕组的匝数。

N nNp s＝ ……………………………………………… ⑽


n ：匝数比


⑷　求出漏电感Lr。

本变流器中使用变压器的漏电感作为谐振用电感器。以

一次绕组的匝数Np 求出由变压器一次绕组观察到的Lr。

⑸　决定谐振电容器的容量Cr。

根据谐振频率 fo 和 Lr 由式⑸算出Cr。

⑹　决定励磁电感Lm。

在输入电压最低时，求出输出电压能得到额定值的输入

输出电压比，以此来决定Lm。此时的开关频率为最低，考

虑电压增益及铁芯间隙来决定。另外，变压器的铁芯间隙 lg

由式⑾计算。

A N＝－e p

2

lL

lg

m

e

c

0μμ ………………………………… ⑾

lg ：变压器的铁芯间隙（m）

μ0 ：真空透磁率（＝ 4π×10 － 7 H/m）

Ae ：变压器铁芯的有效截面积（m2）


Lm ：励磁电感（H）

le ：铁芯的有效磁路长度（m）

μc ：铁芯的振幅透磁率（＝ 3000 H/m）

5.2　设计例

变压器设计例如下所示。图 7 为实际设计的变压器的周

边电路。

输入输出电压比 o/ s

VV

2.0

1.0

1.5

0.5

010080604020

开关频率（kHz）

容性区域

使用区域

of

图 6　相对于开关频率的输入输出电压比


专辑

：



31（31）

　输入电压Vin 390 V（350 ～ 400 V）

　输出电压Vo 12 V

　输出电流Io 12 A（Ro ＝ 1Ω）

　使用变压器 EE4717

Ae＝90 mm2

Ie＝70 mm

Bm＝0.20 T

　谐振频率 125 kHz 左右

　最低开关频率 85 kHz（TON ＝ 5.88 μs）

　整流二极管的正向导通电压 VF 0.6 V

⑴　变压器二次绕组的匝数Ns（根据式⑻）

V V2×90×0.20.

..

NA BT

212 0 6

2 15 88

se m

F ONo ×＝

+＝

+ ≒] ]g g

因此Ns 取最小 3 匝。

⑵　变压器的匝数比n（根据式⑼）

g g] ]nNN

V VV

12+0.6200

15.9s

p

F

s

o

$＝+

＝ ≒

⑶　变压器一次绕组的匝数Np（根据式⑽）

p sN nN＝＝15.9×3＝44.7

因此Np 取最小 48 匝。

根据⑴～⑶，变压器的匝数比为n ＝ 16。

⑷　算出变压器的漏电感Lr

在 EE4717 的变压器中，每匝的漏电感为 38 nH，因

此一次绕组的匝数 Np 为 48 时的漏电感是 87.6μH〔＝

482×38（nH）〕。

⑸　决定谐振电容Cr

将 fo ＝ 125 kHz，Lr ＝ 87.6μH 代入式⑸求出 Cr 为

0.019μF，选择 0.022μF 的电容。

⑹　决定励磁电感Lm

在输入电压最低时，求出输出电压能得到额定值的Lm。

输入电压的最小值为 350 V，因此根据变压器的匝数比求

出此时的输入输出电压比。

VV

NN VV V

2 483

2350

12+0.61.2

s

po

p

s in

o F＝+

＝ ≒×

因此在开关频率最低时（此处 fs ＝ 85 kHz），由式⑶

求出输入输出电压比为 1.2 以上的Lm。

由计算结果可知 Lm 为 490μH 以下即可。因此选择

Lm ＝ 450μH，由式⑾求出变压器的铁芯间隙 lg 后得到约

0.6 mm 的结果。

4π×10 ×90×10 ×48

＝－2

－7 －6 －3－3

2 70×10

lLA N l

－6450×10 3000

gm

e p

c

e0μμ

＝－ 0.6×10≒

5.3　试制变压器的特性

搭载试制变压器的电源的工作波形如图 8 所示。额定条

件时的开关频率为 110 kHz，与设计目标值基本相符。

此外，搭载试制变压器的电源的转换效率高达 93 ～

94%（图 9）。

6　后记

本文为了顾客能够顺利引进并使用富士电机的 LLC 电

流谐振控制 IC，针对变压器的设计例和实际搭载试制变压

器的电源的代表性特性进行了介绍。

本公司今后将及时开发出满足市场需求的产品，并且为

了顾客能够更加顺利地开发出电源产品，而不断努力地提供

＋

in＝350～　 400 VV

o＝12 VC r

CC

o

s

s

p1

r2r1L

L

V

N

N NC

N

V

L

m

p2

变压器

LLCIC

D1Q2

Q1

D2

图 7　所设计变压器的周边电路图

Vin＝DC390 V、Vp＝12.0 V、 Vp＝12.0 A

下臂电流：2 A/div

下臂电流：100 V/div

开关频率：110 kHz

5 µs/div

图 8　工作波形

转换效率（%）

95

85

80

75

70

90

160140120100806040200

Po (W)

DC350 V

DC390 V

图 9　试制变压器的转换效率特性


专辑

：



32（32）

技术支持。

参考文献

⑴　山田谷政幸ほか. LLC 電流共振制御 IC「FA5760」. 富士電

機技報. 2012, vol.85, no.6, p.445-451.

⑵　陳健. PFC 及び待機用コンバータ無しで高入力範囲に対応

した LLC 共振コンバータ. 第 27 回スイッチング電源技術シン

ポジウム. 2012, D2-2.

⑶　山田谷政幸等. 第 2 代 LLC 电流谐振控制 IC“FA6A00N

系列”. 富士电机技报. 2014, vol.C6, no.1, p.18-22.

川村　一裕从事功率半导体的现场应用工程师的工作。现就职

于富士电机株式会社营业本部半导体营业统括部应

用技术部。

山本　　毅从事功率半导体的现场应用工程师的工作。现就职


用技术部。

北条　公太从事功率半导体的现场应用工程师的工作。现就职


用技术部。


专辑

：



33（33）

1　引言

汽车电装领域以“环境”“安全”“节能”为关键词，实现

废气减排和安全的车辆控制，并利用先进燃烧技术降低油耗。

电子系统随之复杂化，ECU（Electronic Control Unit）的

大规模化得到发展。ECU 为挤出搭载空间而设置在引擎附

近等，其设置环境逐年高温化。因此迫切期望实现 ECU 小

型化，并提高高温环境下的可靠性，将功率半导体及其周边

保护电路、状态检测和状态输出电路、驱动电路等一体化后

构成智能功率元件，该智能功率元件的应用范围得到扩大。

富士电机为满足这些需求而开发出汽车用大电流 IPS

（Intelligent Power Switch）。

2　特点与功能

2.1　特点

图 1 表示汽车用大电流 IPS 的外形图。本产品采用的

设计尤其考虑了在马达等电感负载的控制或机械式继电器的

半导体化用途中使用的情况。其主要特点如下所示。

⑴　低接通电阻

⑵　高散热小型封装

⑶　各种保护功能

对电池反接时的温度上升进行抑制等。

⑷　高电感负载能量耐量

可防止马达闭锁时的损坏，可进行并联时的能量分担。

2.2　基本性能

为实现接通电阻 5 mΩ（Tc=25 ℃，Iout=40 A）和小型

封装（图 1）的开发目标，使用面向汽车电装且已被实际应

用的第 3 代沟槽栅 MOSFET 元件（Metal-Oxide-Semi-

conductor Field-Effect Transistor）技术，开发出低

Ron・A 的功率 MOSFET 芯片。此外，电路部运用第 4 代

IPS 元件和工艺技术，在追加 2.3 节所述保护功能后使电路

部的芯片尺寸小型化。针对这些芯片采用 COC（Chip on

Chip）组装技术（图 2）使电路部芯片层叠在功率 MOSFET

芯片上，从而能够以小型封装进行大电流通电⑴

。本产品的规

格如表 1 所示，安装基板时的热阻Rth 特性的示例如图 3 所

示。

2.3　保护功能

本产品所采取的规格适合马达等电感负载的控制和机械

式继电器的半导体化用途。为实现高可靠性，并将 ECU 侧

的冗余设计减少到最小限度，而搭载了如下所示的保护功能。

⑴　负载短路保护功能（过电流检测、过热检测功能）

专辑


专辑

：



Fuji Electric has developed a high current intelligent power switch (IPS) for controlling high output motors of vehicles. The power MOSFET using a trench structure and the control IC are built into a chip-on-chip structure, thereby realizing low on-state resistance (maximum of 5mΩ) with a compact package. To achieve high reliability, protective functions such as overcurrent/overheat detection and low voltage detection have been provided. In addition, a package with good heat dissipation properties has been adopted, and a configuration that offers well-balanced energy distribution in parallel connections is provided. This package can thereby cope with temperature rises caused by an increased current due to a low on-state resistance.

富士电机开发出汽车用高输出马达控制等使用的大电流 IPS（Intelligent Power Switch）。使用沟槽结构的功率

MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）与控制部 IC 采用叠层芯片结构，从而实现了小型封装

和低接通电阻（最大 5mΩ）。为实现高可靠性，搭载了过电流过热检测、低电压检测等保护功能。此外，采用散热性良好的

封装，并采取并联时能量分担平衡良好的结构，从而应对因低接通电阻化导致电流量增加而产生的温度上升。

岩水　守生 IWAMIZU, Morio 竹内　茂行 TAKEUCHI, Shigeyuki 西村　武义 NISHIMURA, Takeyoshi

HighCurrentIPSforVehicle

汽车用大电流 IPS

7.8

6.3

⑫ ⑦

⑥

2.45 5.1

单位：mm

1.6

7.5

10.3

4.1

0.4①

图 1　汽车用大电流 IPS 的外形图

端子编号端子名端子编号端子名

①～④ OUT ⑨ NC

⑤ NC ⑩ IN

⑥ VCC 、 VCC

⑦、⑧ GND

34（34）

本产品将用于检测负载短路状态的电流传感器和温度传

感器安装在功率 MOSFET 芯片上，从而产品所采用的设计

可实现相对于功率 MOSFET 升温的高响应性，并且在负载

短路状态下也可防止功率 MOSFET 损坏。负载短路保护采

用过电流和过热的双重保护，为过电流准备了限制型和闩锁

型的 2 种保护，可根据应用进行选择。

⑵　低电压检测功能

本产品考虑了 VCC 端子直接连接到电池的情况。严冬

时节即使电池电压降低到一定值以下，也能确保充分的通电

能力。另外还搭载了当电池电压降到该值以下时完全关断输

出的低电压检测功能。

⑶　电池反接保护功能

如果在负载阻抗较低时进行电池反接，则大电流经过负

载向功率 MOSFET 的体二极管流通。因此时产生的热量而

温度上升，存在端子焊锡熔解的危险性（图 4）。

本产品采用了进行电池反接时积极使功率 MOSFET 接


专辑

：



图 2　汽车用大电流 IPS 的芯片

表 1　汽车用大电流 IPS 的规格

项目额定

额定

运行电源电压 6.0 ～ 16.0 V

输出电流 80 A

允许电力损耗 114 W（at 25℃）

接合部温度 150℃

项目条件标准

特性

静止电源电流

Icc(off)

Vcc ＝ 16 V、OUT-GND 短路、

110℃50 µA（max.）

接通电阻 Ron

25℃、 40 A、16 V

5.0 mΩ（max.）

150℃、 40 A、16 V

9.0 mΩ（max.）

25℃、40 A、6 V

7.5 mΩ（max.）

150 ℃、40 A、6 V

14.5 mΩ（max.）

开关时间

td(on)

Vcc ＝ 16 V、R ＝ 0.25Ω

0.2 ms（max.）

tr 0.8 ms（max.）

td(off) 0.8 ms（max.）

tf 0.7 ms（max.）

定常热阻 Rth(j-c) − 1.1℃/W

保护功能

电感负载钳位耐量Iout ≦ 80 A、Vcc ＝ 16 V、Tc ＝ 150℃

800 mJ（min.）

过电流检测功能（负载短路保护）

Vcc ＝ 16 V、负载短路

100 A（min.）

过热检测功能检测 155℃（min.）、复原 150℃（min.）

低电压检测功能检测 4.0 V（min.）、复原 6.0 V（max.）

项目条件结果

可靠性

温度循环测试 −55 ～ +150℃ ＞ 1000 cycle

高压测试 130℃、85% ＞ 300 小时

高温高湿偏压测试 85℃、

85%、16V＞ 1000 小时

功率循环测试 ΔTj ＝ 100 ℃ ＞ 20000 cycle

热阻（℃/W）

100

10

1

0.1

0.01

th(j-a)max.R

th(j-c)max.R

10001001010.10.010.001

脉冲宽度（s）

＊ 1　j-a：junction-ambient＊ 2　j-c：junction-case

＊1

＊2

图 3　安装基板时的热阻特性的示例

上升温度（℃）

300

250

200

150

100

50

0120100806040200

时间（s）

驱动电路半导体元件

负载

IN OUT

GND

有电池反接保护电路

无电池反接保护电路

VCC

（a）上升温度的示例

（b）电池反接的示例

图 4　电池反接时的电路与温度变化的示例

35（35）

通的电池反接保护电路。如果功率 MOSFET 接通，则与电

流向体二极管流通的情况相比损耗明显降低，所以可防止电

池反接时产生的损耗导致功率 MOSFET 损坏。

⑷　电感负载钳位耐量

用于驱动马达等电感负载的功率 MOSFET 的课题在于，

对马达关闭导致切断大电流时所产生的过大电感负载能量进

行处理。为此在马达关闭时增加高电感负载能量的情况下，

也需要元件不会损坏的设计。

本产品在提高单个元件的电感负载钳位耐量的同时，采

用以全部并联元件分担电感负载能量并提高破坏耐量的设计，

作为并联驱动电感负载时的冗余设计。

2.4　封装

本产品针对低接通电阻化导致的电流量增加，而采用了

散热性良好的封装（PSOP-12）。另外采取了一种结构，其

利用 COC 组装技术将流通大电流的功率 MOSFET 配置在

芯片安装区域的中央，并且散热平衡良好。而且采取了从两

侧伸出框架的结构，以便能够从表面确认焊锡在安装时确实

扩展到背面散热部（图 5）。

3　适用技术

3.1　第 3 代沟槽栅 MOSFET 技术

为实现接通电阻 5 mΩ（Tc=25 ℃，Iout=40 A）的开发

目标，而在功率 MOSFET 上运用了第 3 代沟槽栅 MOS-

FET 技术。通过采用本技术的微细加工技术，使器件密度

提高 40% 以上，进而通过使工艺和晶片的规格最优化，大

幅降低接通电阻，并实现大电流化（图 6）。此外，为确保经

过薄膜化的沟槽栅的可靠性，而将形状、工艺和筛选条件最

优化。

3.2　IC 电路的小型化和高功能化技术

本产品为实现 IC 电路的小型化和高功能化，而运用了

第 4 代 IPS 元件和工艺技术⑵⑶

。本技术除了要素元件本身的

微细化外，还运用多层配线技术减少了连接要素元件间的配

线面积。

IC 电路用元件除电路用 5 V 系 CMOS 外，还具备

60 V 系 CMOS。60 V 系元件为高压型，芯片背面与电源

端子直接连接，因此可满足汽车用 12 V 系电池可能产生的

负载转储浪涌等各种浪涌耐性的需求。

此外准备了薄膜与厚膜的 2 种作为门极氧化膜。薄门

极氧化膜 MOSFET 的阈值电压低，因此可用于在电池电

压降低时需要驱动的电路。另一方面，虽然厚门极氧化膜

MOSFET 的阈值电压高，但是却可提高门极耐压，例如还

可以用于以外部电源电压 VCC 直接驱动的需要高电压门极

驱动的电路。

进而还具备不用担心寄生运行的适用多晶硅的元件，以

及修整元件。

通过这些要素元件的组合，与传统产品相比可实现高集

成化和高精度化，以满足市场需求。

4　后记

本文针对汽车用大电流 IPS 的特点和功能，以及所运

用的技术进行了介绍。富士电机于 2014 年度内开始向市

场供应汽车用大电流 IPS。本公司今后将在大电流用途的

半导体中，通过功率 MOSFET 带来的进一步低接通电阻化，

以及 IC 电路的微细化，推动小型化和高功能化，满足市场

需求。

参考文献

⑴　Imai, M. el al. “Development of Power Chip-On-Chip

（COC） Package Technology”. Mate 2008. p.323-326.

⑵　Toyoda, Y. et al. “60V-Class Power IC Technology

for an Intelligent Power Switch with an Integrated

Trench MOSFET” ISPSD 2013. p.147-150.

⑶　鳶坂浩志ほか. 車載用第 4 世代 IPS「F5100 シリーズ」. 富

士電機技報. 2012, vol.85, no.6, p.440-444.


专辑

：



（a）表面（b）背面

图 5　封装（PSOP-12）的结构

1.1

1.0

0.9

0.8

0.7

0.6

0.5

0.4

0.3第 3 代第 2代第 1代

RA

on· 相对比

图 6　各代沟槽 MOSFET 的Ron・A

岩水　守生从事半导体元件的开发。现就职于富士电机株

式会社电子元件事业本部事业统括部汽车电装

技术部。

36（36）


专辑

：



竹内　茂行从事半导体元件的开发。现就职于富士电机株式会

社电子元件事业本部事业统括部汽车电装技术部。

西村　武义从事功率半导体元件的开发和制造。现就职于富士

电机株式会社电子元件事业本部开发统括部元件开

发部。

37（37）

新产品介绍

富士电机技报　2015Vol.C7No.1

新产品

介绍

牛岛　太郎 * USHIJIMA, Taro

1,700 VWithstandVoltageSiCHybridModule

1700 V 耐压 SiC 混合模块

近年来为防止地球温室效应加剧，二氧化碳等温室气体

的减排工作需要进一步深入。温室气体减排方法之一是功率

电子设备的节能化。其中可列举出变频器高效化等方法，特

别是变频器主要元件的功率元件，降低损耗的要求尤为强烈。

代表性功率元件 IGBT（Insulated Gate Bipolar

Transistor）模块过去一直使用 Si（硅）的 IGBT 芯片和

FWD（Free Wheeling Diode）芯片。SiC（碳化硅）元件

具有更好的耐热性和更高的电场击穿强度，有望取代 Si 元

件，进一步实现装置的高效化和小型化。

富士电机已完成 600 V 耐压 SiC-SBD（Schottky

Barrier Diode）及 1200 V 耐压 SiC-SBD 的开发，并且

实现了将该 SiC-SBD 与 Si-IGBT 组合搭载的 SiC 混合

模块的产品化。本次针对 690 V 输入的变频器，开发出

1700 V 耐压的 SiC 混合模块并完成了产品化。

本文将对“M277 封装”所搭载的 1700 V 耐压 SiC 混

合模块的特点与开关特性进行叙述。

1　特点

M277 封装的外观与外形图如图 1 所示。为便于更换

过去的 Si 模块，而采用与 Si 模块相同的 M277 封装，并

搭载了在富士电机已经开始量产的 1700 V 耐压 SiC-SBD

芯片与第 6 代“V 系列”IGBT 芯片。SiC-SBD 与过去使用

的 Si 二极管相比，电阻低且开关特性优异，而且能带较宽，

热激励出的载流子非常少，不易受到温度上升的影响，因此

可高温动作。图 2 表示总体损耗的仿真效果。载波频率 fc

为 2 kHz 时，SiC 混合模块的损耗比 Si 模块大约低 26%。

另外，SiC 混合模块在fc 较高的区域中损耗低于 Si 模块，

因此在高频应用中更有优势。

2　开关特性

⑴　反向恢复损耗特性

图 3 表示 SiC 混合模块与 Si 模块的 400 A 产品的反

向恢复波形。SiC 混合模块基本没有反向恢复峰值电流。这

是因为 SiC-SBD 是单极型元件，不存在少数载流子的注入。

400 A 产品的反向恢复损耗比 Si 模块大约低 91%。

⑵　开通损耗特性

图 4 表示 SiC 混合模块与 Si 模块的 400 A 产品的开

通波形。SiC-SBD 的反向恢复峰值电流会影响到对桥的

IGBT 开通电流，因此 SiC 混合模块的开通损耗降低。与反

向恢复波形同样，基本没有开通峰值电流，400 A 产品的* 富士电机株式会社电子器件事业本部事业统括部模块技术部

（a）外观

（b）外形图

G2

E2

E1

G1

C1C2E1 E2

110

单位：mm

30

80

图 1　“M277 封装”

总体损耗（W）

1400

1200

1000

800

600

400

200

0SiC Si SiC Si SiC Si SiC Si

降低 26%

SiC Si

＝1kHzf c 2 kHz 4 kHz 8 kHz 10 kHz

E rr

V F

E off

E on

V sat

＝150℃，T j ＝177A，I o ＝1073V，E d ＝50Hz，F ocosφ=0.85，λ=1.0, 三相 PWM

图 2　总体损耗的仿真效果

38（38）

2014-S04-1

新产品介绍


1700 V 耐压 SiC 混合模块

开通损耗比 Si 模块大约低 58%。

发售时间2014 年 10 月

垂询富士电机株式会社

电子器件事业本部事业统括部

模块技术部产业模块三课

电话：+81-263-27-7457


（b）Si 模块

0A

峰值电流

0V

0A

0V

V CE ：200V/div

I F ：200A/div

V CE：200V/div

I F：200A/div

＝900V，V cc ＝400A，I F ＝+15/－7V，VGE＝1.0Ω，Rg ＝150℃T j

＝900V，V cc ＝400A，I F ＝+15/－7V，VGE＝4.7Ω，Rg ＝150℃T j

E rr ：10.0 mJ（降低 91%）

t ：500ns/div

E rr ：112.5mJ

t ：500ns/div

图 3　反向恢复波形

0A

t ：500ns/div

t ：500ns/div

0V

0V

峰值电流

VGE：20V/div

IC ：200A/div

VCE：200V/div

VGE：20V/div

IC ：200A/div

VCE：200V/div

0A

0V

0V


（b）Si 模块

Eon ：64.8mJ（降低 58%）

Eon ：155.6mJ

＝900V，V cc ＝400A，I c ＝+15/－7V，VGE＝1.0Ω，Rg ＝150℃T j

＝900V，V cc ＝400A，I c ＝+15/－7V，VGE＝4.7Ω，Rg ＝150℃T j

图 4　开通波形

39（39）

2014-S04-2

新产品介绍


新产品

介绍

山本纱矢香 * YAMAMOTO, Sayaka

AT-NPC3-LevelHigh-PowerIGBTModule-PackageforHigh-PowerModule“M404Package”

AT-NPC 三电平大容量 IGBT 模块 ―大容量模块用封装“M404 封装”―

近年来可再生能源备受瞩目，特别是太阳能发电和风力

发电的市场发展突飞猛进。在这些领域中为提高电力转换效

率，而不断推进高电压化、大容量化、高效率化。

富士电机已经制造出一种将三电平电力转换电路纳

入一个封装的 1200 V/400 A 额定的 IGBT（Insulated

Gate Bipolar Transistor）模块。为了应对进一步的大容

量化需求，而对 PrimePACK〈注〉

的局部进行改良，开发出可

应对太阳能发电用 PCS（Power Conditioner）、风力发

电、UPS（无停电电源装置）等的通用性较高的三电平大

容量 IGBT 模块用封装“M404 封装”。产品系列包括额定

电压 1200 V、额定电流 450 A,650 A,900 A 3 种型号。

M404 封装还方便并联，可应对装置的进一步大容量化。

本文将针对 M404 封装的特点与电气特性进行叙述。

1　特点

M404 封装是一种在现有大容量封装 PrimePack 内

集成三电平转换电路与热敏电阻的大容量 IGBT 模块用封装。

M404 封装的外观与外形图如图 1 所示，产品阵容和主要

特性如表 1 所示。

⒜　可进行用于实现进一步大容量化的并联。

⒝　模块内部的主端子母线采用层压结构，内部电感较小。

⒞ 　使装置更加小巧紧凑，可有效缩减模块安装面积，减

少散热片的面积。

⒟　内置温度检测用热敏电阻。

2　电气特性

通过使用 RB（Reverse Blocking）-IGBT，减少元件

数，降低导通电阻，提高转换效率。

⑴　降低导通损耗

三电平电力转换方式与二电平电力转换方式相比，转换

效率高。三电平电力转换方式有 2 种，分别是使用中间双

向开关（AC 开关）的 AT-NPC（Advanced T-type Neu-

tral-Point-Clamped）方式，以及开关元件串联的 NPC 方

式。等价电路如图 2 所示。

AT-NPC 方式与 NPC 方式相比，电流通过的元件数

较少，因此可抑制导通损耗。另外，通过在 AC 开关上运

用富士电机独创的 RB-IGBT，便可减少元件数，导通损耗

可进一步减少。图 3 表示各转换方式中的总体损耗和总效率。

运用 RB-IGBT 的 AT-NPC 方式与未使用 RB-IGBT 的情

况相比，效率提高了 0.1 个百分比。与二电平电力转换方

式相比时，效率提高 0.6 个百分比。

⑵　耐压的最优化

现有三电平产品的 AC 开关部为 600 V 耐压 RB-IGBT。

而目前太阳能发电领域以母线电压 DC1000 V 为主流，该

领域产品的 AC 开关部以 DC500 V 开关。因此现有 600 V

耐压可能因过电压导致元件破损。另一方面，现有 1200 V

耐压 RBIGBT 的接通电压较高，会对损耗造成影响，而且

芯片占有面积大，难以实现集成化。因此，开发出相对于使

用电压具有足够过电压耐量的 900 V 耐压 RB-IGBT，并进

行最优化。

* 富士电机株式会社电子器件事业本部事业统括部模块技术部〈注〉 PrimePACK ：Infineon Technologies AG 的商标或注册商标

（a）外观

（b）外形图

89

LABEL

38

25.5

250

单位：mm

图 1　“M404 封装”

40（40）

2014-S05-1

新产品介绍


AT-NPC 三电平大容量 IGBT 模块 ―大容量模块用封装“M404 封装”―


垂询富士电机株式会社

电子器件事业本部事业统括部模块技术部

电话：+81-263-27-2943

二电平三电平（AT-NPC）

电路方式

总体损耗（W）

总效率（%）

98

95

96

97

三电平（AT-NPC）

（运用RB-IGBT）

0

1000

2000

3000

导通损耗

开关损耗

滤波器损耗

安装损耗

97.197.1

97.6 97.797.7

图 3　各转换方式的总体损耗和总效率

表 1 “M404 封装”的产品阵容和主要特性

项目规格

方式 AT-NPC

型号 4MBI450VB-120R1-50 4MBI650VB-120R1-50 4MBI900VB-120R1-50

封装尺寸 L250×W89×H38 （mm）

变频器部

VCES 1200 V

IC（IGBT） 450 A 650 A 900 A

-IC（FWD） 450 A 650 A 900 A

VGES ±20 V

Tj 175℃

Tjop 150℃

VGE（th）（chip）VGE＝20 V

6.0～7.0 V（IC＝450 mA）

6.0～7.0 V（IC＝650 mA）

6.0～7.0 V（IC＝900 mA）

VCE（sat）（chip）VGE＝15 V, Tj＝25℃

typ.1.85 V（IC＝450 A）

typ.1.8 V（IC＝650 A）

typ.1.85 V（IC＝900 A）

VF（chip）Tj＝25℃

typ.1.70 V（IC＝450 A）

typ.1.75 V（IC＝650 A）

typ.1.70 V（IC＝900 A）

Rth（j-c）（IGBT） max. 0.068℃/W max. 0.049℃/W max. 0.038℃/W

Rth（j-c）（FWD） max. 0.098℃/W max. 0.077℃/W max. 0.054℃/W

AC开关部

VCES 900 V

IC（RB-IGBT） 450 A 650 A 900 A

VGES ±20 V

Tj 150℃

Tjop 125℃

VGE（th）（chip）VGE＝20V

5.3～7.3 V（IC＝450mA）

5.3～7.3 V（IC＝650 mA）

5.3～7.3 V（IC＝900 mA）

VCE（sat）（chip）VGE＝15 V, Tj＝25℃

typ.2.30 V（IC＝450 A）

typ.2.25 V（IC＝650 A）

typ.2.30 V（IC＝900 A）

Rth（j-c）（RB-IGBT） max. 0.063℃/W max. 0.047℃/W max. 0.034℃/W

共通 Viso AC 4000 V （AC：1 min）

（a）AT-NPC 电路（b）NPC 电路

变频器

钳位二极管

变频器

热敏电阻

热敏电阻

AC开关

RB-IGBT

图 2　三电平 IGBT 模块的等价电路

41（41）

2014-S05-2

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介绍

分立器件 SiC-SBD

一之濑正树 * ICHINOSE, Masaki

DiscreteSiC-SBD

在太阳能发电用功率调节器、风力发电用 DC/AC 变流

器、混合动力车（HEV）、电动汽车（EV）和空调用高效率

变频器等电力电子设备中使用了很多功率半导体。所以要降

低电力电子设备的电力损耗，提高功率半导体的效率是必须

解决的课题。因此作为打破传统 Si 半导体性能极限的新一

代半导体，SiC（碳化硅）、GaN（氮化镓）等宽禁带半导体

不断得以实用化。SiC 与 Si 相比，具有带隙 3 倍以上、绝

缘破坏电场 5 倍以上、电子饱和速度 2 倍以上、热导率约

3 倍的优秀物理特性，更适合在高温下使用。通过将 Si 半

导体更换成 SiC 半导体，可以降低功率半导体元件的导通

电阻，大幅削减电力转换电路的电力损耗，因此能够大幅改

善设备的利用效率，并节省电力。

富士电机已将搭载 SiC-SBD（Schottky Barrier

Diode）的功率半导体模块实现了产品化，本次开发出搭载

于分立器件封装的 650 V/10 ～ 50 A、1200 V/18 ～ 36

A 的 SiC-SBD。本文将以 650 V/10 A 产品为代表对其特

点和应用实例进行介绍。

1　特点

1.1　正向特性

图 1 表示 SiC-SBD 的正向特性。SiC-SBD 的正向电

压 VF 低于 Si-FRD（Fast Recovery Diode）。此外，与

Si-FRD 相反具有正的温度特性，VF 随着温度上升而增加。

因此将二极管并联使用时，在 Si-FRD 中VF 因温度上升而

降低，使得电流更容易流通，因此电流集中在一部分二极管

上。而采用 SiC-SBD 时，温度较高的二极管因 VF 增加而

使电流受到抑制，是以并联使用的二极管整体来分担电流，

所以更适合并联使用。而且，因为温度依赖性较小，所以更

适合在高温下使用。

1.2　反向特性

图 2 表示 SiC-SBD 的反向特性。SiC-SBD 与 Si-

FRD 相比反向漏电流IR 较小。因为高温下IR 也较小，所以

即使在高温条件下工作也不易发生热失控。

1.3　开关特性

图 3 表示 SiC-SBD 与 Si-FRD 的开关波形的比较。

Si-FRD 为双极型器件，存在少数载流子累积，而清空累积

的少数载流子需要花费时间，所以其开关速度有温度依赖性。

另一方面，单极型元件 SiC-SBD 利用没有累积效果的多数

载流子进行导电，只有基于寄生容量的电流的充放电，因此

* 富士电机株式会社电子器件事业本部事业统括部分立器件・IC 技术

部

42（42）

2014-S06-1

F（A）

100

10

1

0.13210

F （V）V

T

IV

T j＝25℃

IF＝10A

（a） F- FV I

（b） j- F

F（V）

3

2

1200150100500

j （℃）

Si-FRD

Si-FRD

SiC-SBD

SiC-SBD

VT

图 1　正向特性

T j＝150℃

R（µA）

100

10

1

0.1

0.018006004002000

V

I

R （V）

Si-FRD

SiC-SBD

图 2　反向特性VR–IR

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分立器件 SiC-SBD

可实现高速开关，并且几乎没有温度依赖性。此外开关电流

减少，干扰也得到降低。SiC-SBD 由于具有这些特点因此

对高温高频运行极为有利。

2　应用实例

分立器件 SiC-SBD 的应用实例，可列举出太阳能发电

用功率调节器（图 4）的斩波电路，以及电动汽车（EV）用

急速充电器的 DC/DC 变流器和变频器。降低开关损耗对改

善效率、抑制干扰、高频驱动化具有很大帮助。太阳能发电

用功率调节器有望提高高速开关所要求的电流连续模式下的

效率。而 EV 用急速充电器则要求在短时间内为高输出大容

量的二次电池充电，有望大幅提高电力转换效率。

通过提高效率，降低干扰，可降低电力损耗和发热量，

并且可实现冷却装置、干扰对策零部件和周边零部件的小型

化或者将其省略。因此通过高密度的安装便可提供小型轻量

且高效率高可靠性的电源。

3　产品系列

表 1 表示分立器件 SiC-SBD 的产品系列。


垂询富士电机株式会社电子器件事业本部事业统括部

分立器件・IC技术部分立器件・IC企划课

电话：+81-263-25-2942

SiC-SBD 25℃SiC-SBD 25℃

0A

SiC-SBD 150℃SiC-SBD 150℃

Si-FRD 25℃Si-FRD 25℃

Si-FRD 150℃Si-FRD 150℃

II tt：1A/div：1A/div ：20ns/div：20ns/div

图 3　开关波形

＋

－

DC80～450 V

AC100, 200 V

斩波电路

太阳电池板

驱动驱动

控制电路

SiC-SBD

图 4　太阳能发电用功率调节器

表 1　分立器件 SiC-SBD 的产品系列

电压(V)

电流(A)

封装

TO-220 TO-220F T-Pack(s) TO-247

650

10 FDCP10S65 FDCA10S65 FDCC10S65 FDCY10S65

20 FDCP20C65 FDCA20C65 FDCC20C65 FDCY20C65

25 FDCP25S65 FDCA25S65 FDCC25S65 FDCY25S65

50 －－－ FDCY50C65

120018 － FDCA18S120 － FDCY18S120

36 －－－ FDCY36C120

43（43）

2014-S06-2

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介绍

小型封装“MiniSKiiP”产品的系列化

关野　裕介 * SEKINO, Yusuke 矶崎　　诚 * ISOZAKI, Makoto 小松　康佑 * KOMATSU, Kosuke

ProductLine-UpofMoreCompact“MiniSKiiP”Packages

富士电机在将变流器电路、变频器电路、制动器电路

及温度传感器一体化的 PIM（Power Integrated Module）

方面，开发出将富士电机最新“V 系列”IGBT（Insulated

Gate Bipolar Transistor）芯片安装在小型封装“MiniSKi-

iP〈注 1〉

”中的新产品，并使其系列化。

为实现变频器装置的高效化和小型化，迫切需要降低

IGBT 模块损耗，并实现其小型化。富士电机对此已将 PIM

型“ECONOPIM〈注 2〉

”产品系列化，从而为变频器的高效化和

小型化做出贡献。本次作为新产品系列化的 MiniSKiiP 产

品利用无铜基结构和弹簧触点结构，与传统 ECONOPIM

产品相比将设置面积缩小了 36%。

1　特点

1.1　产品阵容

表 1 表示了 MiniSKiiP 产品与传统 ECONOPIM 产品

的阵容。传统产品额定电流为 25 ～ 150 A，而新产品的

MiniSKiiP 为 8 ～ 100 A，和传统产品相比，新增加了不

足 25 A 的部分，从而扩大了额定电流范围。

另外，MiniSKiiP 1 型为 8 A 和 15 A，MiniSKiiP 2

型为 25 A 和 35 A，MiniSKiiP 3 型为 50 A、75 A 和

100 A，尺寸根据容量而不同。图 1 表示 MiniSKiiP 1 的内

部电路。由于将三相整流器电路、三相变频器电路、制动器

电路及温度传感器装在 1 个封装中，因此用 1 台便可构成

三相交流变频器，从而为变频器装置小型化和装置设计高效

化做出贡献。

* 富士电机株式会社电子器件事业本部事业统括部模块技术部

〈注 1〉 MiniSKiiP ：SEMIKRON Elektronik Gmbh & Co.KG 的商

标或注册商标

〈注 2〉 ECONOPIM ：Infineon Technologies AG 的商标或注册商

标

表 1　MiniSKiiP 产品与 ECONOPIM 产品的阵容

额定电流 8 A 15 A 25 A 35 A 50 A 75 A 100 A 150 A

MiniSKiiP（新产品）

封装类型 MiniSKiiP 1 MiniSKiiP 2 MiniSKiiP 3 ————

外观

MiniSKiiP 1 MiniSKiiP 2 MiniSKiiP 3

————

设置面积 1680 mm2 3068 mm2

（减少 36%）4838 mm2

（减少 36%）————

质量 35 g 58 g（减少 68%） 91 g（减少 70%） ————

ECONOPIM（旧型产品）

封装类型 ————ECONOPIM 2 ————

———— ECONOPIM 3

外观 ————

ECONOPIM 2 ECONOPIM 3

设置面积 ———— 4837 mm2 7564 mm2

质量 ———— 180 g 300 g

44（44）

2013-S08-1

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1.2　封装的小型化

如表 1 所示，以相同额定电流进行比较，MiniSKiiP 2

相对于 ECONOPIM 2 而言，设置面积减少 36%，质量减

少 68%，MiniSKiiP 3 相对于 ECONOPIM 3 而言，设置

面积减少 36%，质量减少 70%。

1.3　装置安装工时的削减

图 2 表示将 MiniSKiiP 和 ECONOPIM 安装在变频器

装置时的剖面图。MiniSKiiP 产品采用了不使用焊锡的弹簧

触点结构，因此可通过 1 次拧螺丝工序同时将模块、散热

器、PCB（Printed Circuit Board）总体安装。另一方面，

ECONOPIM 产品则是分别将模块和 PCB 拧紧组装到散热

器后，利用焊锡和压合结构以压入方式将端子与 PCB 接合

安装。如此 MiniSKiiP 产品通过减少拧螺丝工时，并减少

利用弹簧触点结构的锡焊工时，便可将变频器装置的组装简

单化。

1.4　变频器的低损耗化

图 3 表示 1200 V/100 A 额定 MiniSKiiP 产品与

ECONOPIM 产品的变频器所产生损耗和模块安装面积的比

较。MiniSKiiP 产品虽然与 ECONOPIM 产品拥有相等的低

损耗，但是却可降低模块设置面积。

2　背景技术

MiniSKiiP 产品通过高密度安装、弹簧触点结构的运用

和绝缘密封材料最优化而实现了小型化。

2.1　高密度安装

图 4 表示 MiniSKiiP 产品与 ECONOPIM 产品的内部

结构。ECONOPIM 产品用铝线将 DCB（Direct Copper

Bonding）基板与外部端子接合，因此 DCB 基板面积缩

小存在极限，导致设置面积变大。而 MiniSKiiP 产品是在

DCB 基板上配置了外部连接端子，能够缩小设置面积。这

样就可以大幅度实现小型化。

2.2　弹簧触点结构

MiniSKiiP 产品为了在变频器装置的组装工序中实现无

焊锡组装，而采用了弹簧触点结构的外部连接端子。图 5 表

示安装 PCB 后的剖面图。将 PCB 和 MiniSKiiP 产品同时

变频器产生的损耗（W）

安装面积（cm

2）

240

200

160

120

80

40

0

100

80

60

40

20

0MiniSKiiP 产品（新产品）

ECONOPIM 产品（旧型产品）

额定：1200V/100A条件：电流：50A（有效值）， c：8kHz，电压：600V，　　　力率：0.85，制御率：1

75.6 cm2

48.4 cm2

F

图 3　变频器所产生损耗和模块安装面积

端子箱端子

铝线

弹簧端子

芯片

芯片

弹簧触点

凝胶

凝胶

焊线接合

端子箱

铜基

（b）ECONOPIM产品（旧型产品）

（a）MiniSKiiP产品（新产品）

DCB 基板

DCB 基板

铝线

图 4　内部结构

R S T

P P1

B

Gu

Eu

Gv

Ev

U V

Gx Gy

Gw

Ew

W

Gz

T1 T2

Gb

Nb Ex Ey EzN

图 1　MiniSKiiP 1 的内部电路结构

压盖螺丝

（a）MiniSKiiP

（b）ECONOPIM

焊锡

PCB

PCB

DCB 基板

散热用润滑脂

散热器

铜基

散热用润滑脂

端子箱

端子箱

螺丝

端子

MiniSKiiP

ECONOPIM

图 2　安装装置时的剖面图

45（45）

2014-S08-2

新产品介绍



紧固时产生应力，弹簧因该应力而被压缩，可在 PCB 与端

子间实现稳定的接合。

2.3　绝缘密封材料的最优化

ECONOPIM 产品考虑到绝缘耐压后确保了充分的爬电

距离，但是 MiniSKiiP 产品却由于小型化导致爬电距离减

少，而可能造成绝缘耐压降低。因此在过去采用的密封材料

中，绝缘耐压无法满足市场需求，故此新开发出凝胶，形成

具有与 ECONOPIM 产品同等以上绝缘耐压的高可靠性封装。


垂询富士电机株式会社电子器件事业本部

事业统括部模块技术部企划课

电话：+81-263-25-2943

PCB 与端子的接合

DCB 基板

紧固压力

端子箱

PCB

端子与 DCB 基板的接合

图 5　安装 PCB 后的剖面图

46（46）

2014-S08-3

其他的公司名称、产品名称分别为各相应公司的商标或注册商标。

商标（本期中出现的主要商标或注册商标）


缩略语、商标

AT-NPC Advanced T-type Neutral-Point-Clamped 高级 T- 型 NPCCOC Chip on Chip DCB Direct Copper Bonding 直接铜接合ECU Electronic Control Unit 电子控制单元EV Electric Vehicle 电动汽车FRD Fast Recovery Diode 快恢复二极管FWD Free Wheeling Diode 续流二极管HEV Hybrid Electric Vehicle 混合动力汽车IEMOS Implantation and Epitaxial Metal Oxide Semiconductor 外延金属氧化物半导体场效应晶体管IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor 绝缘栅双极型晶体管IPM Intelligent Power Module 智能功率模块IPS Intelligent Power Switch 智能功率开关MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor 金属氧化物半导体场效应晶体管PCB Printed Circuit Board 印制电路板PCS Power Conditioner 功率调节器PFC Power Factor Correction 功率因数调整PIM Power Integrated Module 功率集成模块PWM Pulse Width Modulation 脉冲宽度调制RB-IGBT Reverse-Blocking IGBT 逆阻型 IGBTRC-IGBT Reverse-Conducting IGBT 逆导型 IGBTSBD Schottky Barrier Diode 肖特基二极管UPS Uninterruptible Power Supply 不间断电源装置

缩略语（本期所使用的主要缩略语）

ECONOPIM Infineon Technologies AG 的商标或注册商标MiniSKiiP SEMIKRON Elektronik Gmbh & Co.KG 的商标或注册商标PrimePACK Infineon Technologies AG 的商标或注册商标

47（47）

＊本刊记载的公司名称及产品，有可能是各相关公司的商标或注册商标。©2015FujiElectricCo.,Ltd.PrintedinChina（版权所有，侵权必究）

发　行　处

编　辑　室

印　刷　处

富士电机株式会社

　技术开发本部

FujiOffice&LifeServiceCo.,Ltd.内“富士电机技报”编辑室

FujiOffice&LifeServiceCo.,Ltd.

邮　编　141-0032

日本东京都品川区大崎一丁目 11 番 2 号

Gate City 大崎东楼

http://www.fujielectric.co.jp/

邮　编　200063

上海市普陀区中山北路 3000 号长城大厦 27F

电　话　021-5496-1177

http://www.fujielectric.com.cn/

邮　编　191-8502

日本东京都日野市富士町 1 番地

电　话　＋81-42-585-6965

传　真　＋81-42-585-6539

邮　编　141-0032

日本东京都品川区大崎一丁目 11 番 2 号

Gate City 大崎东楼

电　话　＋81-3-5435-7311

（联系地址）富士电机（中国）有限公司

编辑兼发行人江　口　直　也

2015 年 3 月 20 日印刷2015 年 3 月 30 日发行富士电机技报（中文版）第第卷号7 1

48（48）


为实现低碳社会，人们对普及太阳能发电和风力发电等可再生能源，

以及高效利用这些能源的功率电子技术具有很高的期待。富士电机为满足

这些期待，面向环境、能源、汽车、工业机械、社会基础设施、家电产品

等众多领域，不断开发高能源转换效率、低干扰且便于使用的功率半导体

产品。

本专辑将针对功率电子技术的核心元件——功率半导体介绍最新技术

和产品。

12015Vol.C7 No. 1

封面照片 ( 从左上角顺时针 )

　　SiC混合模块（六合一封装）、IGBT模块（六合一封装）、

产业用 RC-IGBT 模块（二合一封装）、All-SiC 斩波器模块、

SiC混合模块（二合一封装）

C7-01_表紙_3mm.indd 2 15/07/02 11:35


2015Vol.C7 No. 1

富士电机技报


2015 Vol.C7 N

o.1

C7-01_表紙_3mm.indd 1 15/07/02 11:35

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专辑：有助于能源管理的功率半导体wap.fujielectric.com.cn/about/technology/journal/pdf/journal_2015c701.pdf · 专辑：有助于能源管理的功率半导体 为实现低碳社会，人们对普及太阳能发电和风力发电等可再生能源，

专辑：有助于能源管理的功率半导体wap.fujielectric.com.cn/about/technology/journal/pdf/journal_2015c701.pdf · 专辑：有助于能源管理的功率半导体为实现低碳社会，人们对普及太阳能发电和风力发电等可再生能源，