Electronica Popular 01

Telefonía IP

Microcontroladores

Lo nuevo...

AudioConstruya unAMPLIFICADORde 200 Watts

TelevisiónFUENTES CONMUTADASPrimera entrega de unmaterial técnico imperdible

Completo estudio de losmicrocontroladores PICS

PICS

Comunicaciones sin fronteras

Programador sin piezas

Seagate presento el discorígido más grande delmundo: 750 Gb.

El sucesor de los micropro-cesadores AMD de 64 bits:el K8L de hasta 4 núcleos.Y tambien en este número...

INFORMATICA: Redes, de la A a la ZELECTRONICA GENERAL: Circuitos sencillosSEGURIDAD: Alarma con alerta telefónicaLECTORES: Foros en la web y correo electrónico

Telefonía móvil con ADSL.Música y videos con calidadsimilar al DVD.

Electrónica Popular - ArgentinaAño I - Julio 2006

www.electronicapopular.com.ar [email protected]

02 Electrónica Popular - Nº 1 / 2006www.electronicapopular.com.ar

ag

end

aumario Nº1 - Julio de 2006

06 Del 3 al 6 de Octubre Expo Comm Argentina será nuevamente elámbito de negocios elegido por más de 200 compañías naciona-

les e internacionales líderes de la industria. Un evento en donde la tec-nología y los negocios convergen durante cuatro días para darle todaslas soluciones que su empresa y/o los usuarios finales necesitan enmateria de Telecomunicaciones y Tecnología de la Información. La Rural, Predio Ferial de Buenos Aires.

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s04

05

13

Lanzamientos

El disco rígido más grande del mundo...

Informática

Redes Informáticas: de la A a la Z (Primera entrega)

Sistemas de Seguridad

Arme una alarma con alerta telefónica.

19 Lo nuevo

AMD presenta el último CPU: el K8L.Un teléfono IP para su PC.

20 Microcontroladores PIC

Programador sin piezas.

31 Tendencias

¿Móviles con ADSL?. Música y videos concalidad DVD en su celular.

32 Telecomunicaciones

Telefonía IP: Comunicaciones sin fronteras.

39 Foro del Lector

Opiniones y propuestas de los lectoresdesde nuestra web.

41 Audio

Amplificador de 200W. (Primera entrega).

56 Televisión

La fuente del receptor.

50 Electrónica General

Maratón de circuitos sencillos.

www.expocomm.com.ar

03Electrónica Popular - Nº 1 / 2006www.electronicapopular.com.ar

ed

itoria

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Editores responsablesEduardo Fonzo - Norberto Carosella

Electrónica Popular (reg. marca en trámite)Sarandí 1065 - 2º Piso - Of. 40 (C1222ACK)Ciudad de Bs. As - Argentina.

PublicidadEldama [email protected]

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Administració[email protected](5411) 4308-5356

Prohibida la reproducción total o parcial sin expreso consen-timiento de los editores. RNPI: en trámite. RPyM: en trámite.Copyright 2006 - Electrónica Popular - Todos los derechos reservados.

Allí será posible acceder a un gran canti-dad de servicios exclusivos para los lec-

tores registrados, descargar software, pla-nos de circuitos, participar de foros dondepodrá intercambiar consultas con otros lecto-res, exponer sus proyectos y comunicarsecon nuestro Departamento de Consultaspara que desde allí se deriven a cada árealas preguntas relacionadas con las diferen-tes notas que en cada número se desarro-llen.Desde luego que también será posibleencontrar, de manera ágil y dinámica, unamplio Directorio de Proveedores centrali-zados en una base de datos continuamenteactualizada a través de la cual será posiblehallar TODO lo que en electrónica nuestromercado ofrece.Finalmente, a aquellos lectores y anuncian-tes que nos acompañaron durante diez añosy hoy se suman nuevamente a esta propues-ta editorial y a quienes llegamos por primeravez, nuestro agradecimiento y nuestro com-promiso de seguir siendo fieles a un estiloque nos impuso en el mercado latinoamericano.

Ahora es el momento. Ahora continuaremoscon todo lo que con gran esfuerzo fuimos

construyendo. Ahora es ELECTRONICA POPULAR.Material altamente didáctico, decididamenteformativo, para que tanto profesionales, técni-cos y estudiantes puedan encontrar mes a mescontenidos desarrollados por profesionalesconocedores de aquellas cosas que el lectorbusca, aunque no siempre les resulte sencilloencontrar en las actuales ofertas editoriales. Perono sólo se trata de nuestra revista digital lanueva propuesta: un excelente complemen-to, ineludible en nuestros tiempos, será nues-tro sitio web www.electronicapopular.com.ar

Podríamos decir, sin temora equivocarnos, que reto-mamos una línea editorial

impuesta en el mercado argenti-no durante diez años. Un desafíoimportante que asumimos por-que conformamos el mismoequipo de gente, los mismosprofesionales en cada área téc-nica, diseñadores, redactores,en fin, un mismo staff con igualentusiasmo y ganas de seguirhaciendo un producto de altonivel técnico.Y desde luego que cuando habla-mos de trayectoria nos estamosrefiriendo a ELECTRÓNICA HOY,una publicación que marcó unestilo durante diez años y de laque nuestros antiguos lectoresseguramente aún guardan sucompleta colección.


Seagate anunció la salida almercado del disco duro de

750Gb, denominado Barracuda7200.10 y que se convierte en el demayor capacidad en la actualidad.

Según su fabricante, su velocidad esun 10% mayor que la serie que lo ante-cede, el 7200.9. Los modelos de 200 y250GB poseen 8MB de cache (aunquetambién existirá modelo de 250GB concache de 16MB); todos lo demás mode-los tendrán 16MB de cache.

Pero lo más importante es la tecnolo-gía de escritura que emplea, conocidacomo perpendicular la cual en girar 90ºel campo magnético del disco duro envez de su colocación en paralelo a lasuperficie, lo cual presenta una claraventaja, ya que así se pueden conseguirdiscos con una mayor capacidad dealmacenamiento en un espacio bastantemenor. Dos son los modelos

presentados: el ST3750640A y elST3750640AS. La versión 'A' pertenecea una unidad PATA y la versión 'AS' auna unidad SATA.

Tiene, asimismo, una mayor veloci-dad de giro de sus discos de hasta10,000 RPM (el estándar actual es7200). El precio de salida en los EstadosUnidos es de U$ 590.-

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La empresa IIRRiivveerr AAmméérriiccaa lanzó almercado su nuevo IIRRiivveerr UU1100, un

novedoso y potente reproductor deaudio, video y fotografías operabledesde su amplio display LCD de 2.2" encolor.El usuario puede acceder a sus colec-ciones preferidas almacenadas en sugenerosa memoria interna de 1 Gb obien descargar de la web (previa sus-cripción y pago) temas musicales ovideos.

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El Disco Rígido más grandedel mundo

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REDES

ProtagonistasIndiscutidas

REDESInformática

Uno de los conceptos más difundidosdice que una red es el sistema decomunicación entre computadoras,

pero esto, dicho así de simple, no permite teneruna verdadera dimensión de la real función quecumplen en la vida cotidiana, aún para aquellaspersonas que no utilizan ni están vinculadas alos sistemas informáticos.

En el mundo actual se requiere que todo tipode información llegue con la mayor prontitud adestino sin importar desde donde proviene aque-lla. Esto sucede, por ejemplo, con los serviciosperiodísticos que deben nutrir permanentementea los medios de comunicación tales como cade-nas televisivas, radiales y gráficas con loshechos que se van sucediendo en el planetaminuto a minuto. Si no existieran redes como lasactuales, Internet incluida, sería imposible pen-sar en que esto fuera viable.

Los sistemas financieros desperdigados porlas principales ciudades, basan gran parte de suactividad en las comunicaciones a través deredes que les permiten estar informados al ins-tante sobre lo que acontece en otras ciudades enel mundo en el mismo momento.

Para que una red cumpla con su misión pri-maria deben aplicarse reglas básicas y funda-mentales:

*Es imprescindible que la información puedaentregarse de manera segura, sin ningún dañoen los datos que éstas transfieran.

*Las computadoras que forman parte de lared, deben tener la capacidad de conectarse eidentificarse entre ellas sin importar en qué lugarde la red se encuentren ubicadas.

*La red debe saber cuál es la mejor manerade dirigir la información.

*Cada parte de la red debe estar perfecta-

Las redes informáticas ya forman parte de lavida cotidiana, aunque muchos aún no losepan. Grandes empresas, pequeñas industrias,usuarios comunes, todos dependen de ellas. Esta es la primer entrega de unaserie que va desde la A a la Z, con la finalidad de que nuestros lectoressepan para qué y cómo se configuran sistemas de redes acordesa cada necesidad y presupuesto.


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mente identificada ya que deello dependerá que las otraspartes puedan ubicar a cadauna y transferirle los datosrequeridos.

Para que exista comunicaciónentre computadoras debe tam-bién existir algún medio quetransporte e interprete los datosque han de ser enviados, por loque se hace necesaria la pre-sencia de un cableado (en lasredes que emplean para tal finun medio físico), una placa o tar-

jeta adaptadora de redes encada computadora integrante dela misma y un conjunto de pro-gramas o software que confor-man el sistema operativo.

La diferencia que existe entreuna pequeña computadora ouna grande conocida comomainframe y una red es la distri-bución de la capacidad de pro-cesamiento de los datos.

Para las primeras, se disponede un gran procesador central alque se denomina host y termina-les limitadas que operan conentradas y salidas de datos peroson incapaces de procesar infor-mación o bien funcionar porcuenta propia (el ejemplo máspráctico sería el de las terminalesde una gran tienda comercial).

Para el segundo caso, cadamiembro de la red puede traba-

jar por cuenta propiasin requerir o depen-der de la computadoraservidor hasta tanto nodeba recurrir a ellapara pedirle o enviarleinformación o determi-nados recursos.

Si bien puedenexistir otras causas,podemos sintetizar enlos siguientes puntoslos motivos que pue-dan originar la necesi-dad de implementaruna red:

* Incrementar la efi-ciencia y la distribu-ción de los trabajos.

* Compartir archi-vos y periféricos.

* Interconectar apersonas o empresascon intereses en común(profesionales de cual-quier área, integrantesde foros de debates,mensajerías electróni-cas (e-mail), etc.).

Antes dijimos queuna red tiene comomisión fundamentalcompartir recursos, programas,datos y equipos para cualquierusuario de la red que lo necesi-te, sin importar la distancia a laque se encuentren la estaciónde trabajo y el servidor.

Compartir archivos es, evi-dentemente, la principal presta-ción que nos puede brindar lared, pero no la única.

El uso de una impresora dealta calidad, como por ejemplolas del tipo láser, significa para

Este simple esquemarepresenta la construcciónbásica de una red, el cualresulta de utlilidad paracomprender que a partir deun diseño simple se puedellegar a un complejo tendidoque sirva para cubrir todaslas necesidades habitualesde cualquier empresa.

POR BASICA QUE SEA, UNARED RESULTA DE SUMA UTILI-DAD PARA AGILIZAR LASCOMUNICACIONES ENTREAREAS Y COMPARTIR RECUR-SOS Y DISPOSITIVOS.

EMISOR RECEPTORCODIFICADOR DECODIFICADORMEDIO DE TRANSMISION

Cuál es la necesidadde construir una red?



una empresa el evitarse tenerque instalar pequeñas impreso-ras de menor calidad junto acada estación de trabajo con elimportantísimo ahorro que elloimplica. Cuando se ha de com-partir una impresora a través dela red, ésta se conecta a un ser-

vidor de impresión pudiendo seralguno de los equipos de losusuarios. En la actualidad, ciertasimpresoras disponen de su pro-pia placa o tarjeta de red lo quepermite realizar una conexióndesde cualquier punto de la red.Otra de las aplicaciones más fre-cuentes es el uso simultáneo deun fax partiendo de una compu-tadora que posea un módemque pueda ser compartido porlos demás usuarios para gestio-nar sus propios documentos.

El servicio de correo elec-trónico, junto al de Internetson, actualmente, las aplica-ciones más útiles de las redesa partir del momento que todoslos usuarios de este tipo deservicios, pertenezcan o no ala red, puedeni n t e r c a m b i a rarchivos de todotipo e inclusiveser un mediomuy eficaz dev i n c u l a c i ó nveloz. En el casode Internet, conque sólo una com-putadora o servi-dor tenga accesoa dicha red es sufi-ciente para quelos demás usua-rios, softwareespecial mediante,también puedanhacer uso de talconexión. Desdeluego que a nivelcorporativo lasposibilidades decomunicación sonhoy mucho másrápidas para quedesde una red deintranet se puedaacceder a Internet.

Cliente/ServidorSe dice que un usuario

es un cliente que le pide aun servidor la prestaciónde un determinado serviciocomo por ejemplo, el deimpresión. Esta construc-ción del sistema permitedividir las funciones espe-cíficas de cada computa-dora y se llevan a cabo pormedio de programasmediante los cuales sedividen los trabajos en dospartes: una, la que se rea-

liza en la computadora del usua-rio y otra en el servidor con unamisma finalidad: minimizar entodo lo que sea posible la reali-zación de tareas en la computa-dora del usuario y reducir elflujo de datos en la red.

Hay momentos en que unoperador debe realizar ciertosEN UN SISTEMA DE REDES COR-

PORATIVAS, EL FLUJO Y SEGURI-

DAD DE LAS COMUNICACIONES

RESULTA DE VITAL IMPORTANCIA

PARA LA SUPERVIVENCIA DE LA

EMPRESA, MOTIVO POR EL CUAL

NO SOLO ES IMPORTANTE UN

EXAHUSTIVO ESTUDIO DE LOS

SISTEMAS A INSTALAR SINO

TAMBIEN DEL SOFTWARE DE

PROTECCIÓN, FUNDAMENTAL

PARA RESGUARDAR LA PRIVACI-

DAD DE LA INFORMACIÓN.

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trabajos para los cuales solicitará al servidor elenvío de los datos a su estación de trabajo ydependerá del volumen de ellos, el tráfico quegenerará en la red. Luego de procesado el mate-rial deberá ser reenviado al servidor lo que oca-sionará nuevamente un caudal de flujo informáti-co importante. Para evitar esto, la conexión clien-te / servidor permite que aquél, desde su compu-tadora, le instruya al servidor sobre lo que tieneque hacer y que, una vez finalizado, grabe loscambios efectuados.

Toda red está fundamentada en una serie decomponentes que pueden considerarse básicos:

El Emisor: origen de la información.El Codificador: encargado de convertir los

datos de manera tal que puedan ser transmitidos.El Medio de Transmisión: como es lógico supo-

ner, para que los datos, que han partido desde elEmisor y convertidos por el Codificador, puedanser transmitidos debe existir un medio que losconduzca: cables, microondas, etc.

El Decodificador: ya que antes hubo un ele-mento que se encargó de codificar los datos atransmitir, ahora tendrá que disponerse de otro

que los vuelva a convertir en lo que eran original-mente y se denomina precisamente decodificador.

Debe tenerse siempre muy en cuenta que, entoda red, las computadoras actúan como transmi-sores y receptores de los datos que se transfierena través de ella.

Continuamos con la descripción de los elemen-tos que conforman una red.

Las Estaciones de Trabajo: como su nombre loindica, son aquellos lugares desde donde segenera la información que, por ejemplo, luegoserá redirigida al servidor. Una estación puedeestar compuesta por el monitor, computadora, elteclado y otros periféricos, pero deberá contar demanera imprescindible con una tarjeta o placa dered la que, por medio de un software de comuni-caciones específico, permitirá que el operadoringrese a la red.

Los Servidores de Disco: dentro de esta catego-ría existen dos tipos: los dedicados y los no dedica-dos. Los primeros son aquellos que sólo cuentancon un gabinete, generalmente una minitorre, quecontiene a la unidad central de procesamiento ycarecen de todo lo demás ya que su función espe-cífica es la de suministrar a las estaciones de tra-bajo los datos que contiene en sus discos.

Los segundos se diferencian de aquellos enque poseen todos los demás componentes de una

Componentes básicos de una red




estación de trabajo, por lo que pueden trabajarparalelamente como si también esa fuera su fun-ción, a la vez que suministran a las demás la infor-mación de sus discos.

Servidores de Archivos: en princi-pio establezcamos como convenciónque dentro del idioma español existengiros idiomáticos o sinónimosque son propios de unaregión o país en parti-cular para designar aun elemento. Es lomismo decir archivosque ficheros, ordena-dor que computadorapersonal (de la traduc-ción literal del ingléspersonal computer), ycomo éstos hay cientos deejemplos por lo que utilizaremoslos más corrientes .

Decíamos entonces que existen servidores dearchivos que se encargan de regular el flujo delos mismos hacia las terminales o estaciones detrabajo de forma tal que no se produzca un conflic-to si, por ejemplo, dos de ellas, acceden a unmismo archivo simultáneamente.

Dentro de ellos se pueden encontrar cuatro sub-divisiones:

Los centralizados: utilizados en las redes máscomunes y pequeñas, donde existe un solo servi-dor que entrega acceso a los archivos que contie-ne a todas las terminales que conforman la red.

Los distribuidos son empleados en redes másgrandes y complejas, donde es imposible contenertoda la información en un sólo servidor puesto quepuede haber diferentes áreas que requieran de dis-tintos archivos aunque en definitiva todos esténconectados a una misma red.

Obviamente se utilizan para distribuir el tráficode la información de manera más eficiente yorganizada.

Los dedicados: sirven para enviar archivos a ter-minales careciendo de los periféricos que hacen acualquier estación de trabajo.

Y por último, los no dedicados que cumplensimilar función que los anteriores pero que porcontar -sí en este casode teclados, monitor, etc.pueden ser utilizados también como estacionesde trabajo.

En los servidores de archivos puede darse laexistencia de terminales que operan en forma inde-pendiente y que ellas mismas determinen si permi-ten o no compartir sus archivos.

Como se explicó someramente al principio, esposible que cada terminal posea su propia impreso-

ra pero, a los fines económicos, esto puede repre-sentar una erogación grande que tal vez no se jus-tifique. Por ello, muchas empresas disponen que elservidor tenga conectada una sola impresora de

calidad, por ejemplo del tipo láser, a laque todas las estaciones de

trabajo pueden enviarlesus trabajos a imprimir.

Para que la impreso-ra reciba la información

del ordenamiento de tra-bajo (o cola de impre-sión), el servidor deimpresión posee un buf-fer en el que se irá guar-dando todos los pedi-dos generados desdelas distintas terminales,los cuales irá impri-

miendo en el orden de lle-gada. Lo importante es

que cada estación no debequedar esperando el momento de

enviar sus archivos a imprimir aunquehaya otra que esté utilizando la impresora.

Si bien es posible que cada terminal dispongade un módem para comunicaciones, ésta no podráacceder al módem de otra terminal sino al propio.La forma más sencilla y económica de resolver lasalida de las comunicaciones es colocando en elservidor un módem al que todas las estaciones ten-gan acceso, aunque deberá ser de a una por vez.En las redes hogareñas es posible lograr que entredos máquinas en red, una sola tenga un módempara conectarse a Internet y la que no lo poseetambién tenga acceso. Para ello es imprescindibleque la máquina que está actuando como servidorse encuentre encendida y sea ella quien generó laconexión a Internet.

tips

Servidor para las comunicaciones

Seguridad Informática, éste es elnombre del nuevo desafío para losprofesionales del área. Las empresasmedianas y pequeñas aún no hancomprendido que su futuro dependeráen gran parte de ella.



Hasta aquí hemos visto queexisten dos tipos de redes: lasque se basan en un servidor ylas denominadas entre pares(peer to peer).

Ahora conoceremos las ven-tajas y desventajas de unas yotras.

En las primeras elservidor (server) proveela información de trabajoque necesitan las esta-ciones las que, a su vez,sólo pueden operar consus propios archivos olos que le llegan desdeel servidor, pudiendo seréste dedicado o no dedi-cado.

Un servidor dedicadotiene mayor capacidadde trabajo que otro que tambiénfuncione como estación de tra-bajo y por ello en la mayor partede las redes importantes sueleemplearse este sistema. Y no esúnicamente por el motivo antesexpuesto, sino también, porqueofrece mayor seguridad contraaccesos no autorizados ya quela información se encuentra cen-tralizada evitándose la pérdidaaccidental de la misma.

Cuando las redes trabajancentralizando el caudal dedatos, se hace necesaria la pre-sencia de un administrador delsistema quien está encargadode supervisar el funcionamiento,el otorgamiento de los permisosde acceso, las actualizacionesde programas y la realizacióndel backup o copias de seguri-dad de los archivos contenidosen los discos del servidor.

También suele disponerse demás de un servidor en redesgrandes asegurándose que enel supuesto caso de que uno deellos salga de funcionamiento noocasionará la interrupción delflujo de datos que los otrossiguen proporcionando al restode la red.

Las redes entre pares permi-ten que cualquier estación detrabajo comparta sus archivosentre sí, aunque también puededarse el caso de que una de lasestaciones no ofrezca recursoslo que la convertiría en cliente(client), si fuera al contrario se ladenominaría anfitrión/cliente(host/client).

Las redes básicas se integranpor dos componentes: los físicoscompuestos por el cableado, laplaca de red, la computadora,etc, y los lógicos que son lasreglas necesarias para queaquéllos puedan operar entre síel hardware y el software.

Son dispositivos acoplados ala red que poseen la capacidadde comunicar, entre sí, a otrosdispositivos integrantes de lamisma.

Tarjeta de red (NIC): Son lasplacas o tarjetas que se incorpo-ran a cada terminal para conec-tarla con la red.

Switch de conexiones:Llamados concentradores, estosdispositivos permiten centralizarel cableado de la red y hace queresulte mas sencillo gestionarla,facilitando además la conexiónde un nuevo terminal a la red.

Unidades de almacenamien-

to: Son dispositivos para alma-cenar la información que tene-mos, pudiendo cada terminalposeer su propio disco paraigual fin o bien disponer de unservidor donde se almacenará lainformación de los terminales.

Unidades de Backup:Llamadas sistemas de alma-

cenamiento de seguridad,son para realizar copias deseguridad de los datos demanera tal que, ante cual-quier circunstancia acci-dental, no se pierdan. Estasunidades poseen una grancapacidad de almacena-miento y casi siempre setrata de unidades de discosrígidos, cintas especiales odiscos regrabables.

La parte lógica es la que eloperador ve cuando está traba-jando en su computadora. Lasredes lógicas no son físicas sinola sumatoria de la red física:disco rígido, impresora y aplica-ciones a las que la computadoratiene acceso.

Dentro de los cuales seencuentran los protocolos dered que son formas especialespropias de las computadoraspara comunicarse entre sí,como si se tratase de un idiomaen particular a través del cuallas computadoras se comuni-can a través de la red.

Próxima entrega: Topologíasde una red, LAN, MAN y WAN,Router y Switch.

EL AVANCE TECNOLÓGICO EN EL DESARROLLODEL HARDWARE HA EVOLUCIONADO DE FORMATAL QUE HOY MUCHAS EMPRESAS INCLUYENEN SUS PROYECTOS LA IMPLEMENTACIÓN DE

REDES INALÁMBRICAS (WIRELESS) POR LASIGNIFICATIVA REDUCCION DE COSTOS ANTE

LA USENCIA DE MEDIOS DE CONECTIVIDADFÍSICOS Y LA INDISCUTIBLE VENTAJA DE LA

PORTABILIDAD DE LA RED ANTE LAEVENTUALIDAD DE CAMBIOS EDILICIOS.

Cómo funcionan las redes

El hardware básico de una red

El software o parte lógica

Los nodos

Forma en que se conectan las redes



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Con pocas piezas, launidad funciona comoun sistema de seguri-

dad de muy bajo costo y tama-ño reducido, cuya plaqueta nosupera los 5 cm de lado.

Como requisito fundamental,es necesario disponer delabono al servicio de identifica-ción de llamada en todos loslugares a los que deba comuni-carse el sistema.

Cuando se dispara, la alar-ma marca los números telefóni-cos programados en la unidad,espera hasta que se envíen losdatos de identificación de lla-mada (entre el primero y elsegundo tono de llamada) y

luego finaliza la comunicación.La persona receptora al ver

los datos de la llamada en suequipo telefónico, sabrá auto-máticamente que se activó sualarma. Puede, además, si lareglamentación de la localidadlo permite, llamar a las autori-dades policiales y dirigirlos allugar de la alarma o establecersus propios procedimientospara responder a la misma. Elsistema continúa la rutina dediscar/colgar con todos losnúmeros almacenados.

Después de una pausa de 5minutos, el proceso de discadose repite y continúa hasta quese desactiva la alarma.

Sistemas de Seguridad

alarmas

Arme una alarma conalerta telefónica

Este útil proyecto le per-mitirá informarse al ins-tante sobre la presenciade intrusos en su pro-piedad.Mediante un circuitointegrado y un relé deestado sólido, el sistemaposee una zona retarda-da y una de disparo,basándose en el servi-cio de identificación dellamada de la compañíatelefónica local parainformar que se ha acti-vado la alarma.



El sistema de alarma se construye alrededorde 3 circuitos de "lazos" eléctricos llamados Zona1, Zona 2 y Llave. Estos lazos son simples alam-bres puestos a tierra en un extremo y conectadosal circuito de alarma en el otro. Diversos interrup-tores que están cerrados cuando los elementosprotegidos, tales como puertas y ventanas, estáncerrados, se cablean en serie con los lazos.

Siempre que todos los interruptores esténcerrados, el lazo está puesto a tierra. Observe queaunque pueda tener más de un interruptor en ellazo de llave, suponemos para esta explicaciónque sólo hay uno. Ese interruptor arma y desarmael sistema.

Cuando el sistema se encuentra desarmado (elinterruptor de llave está abierto) prueba la entradade los tres lazos. Si alguna zona está abierta, unLED destella una o dos veces según cuál sea lazona abierta, repitiéndolo después de una brevepausa. Si ambaszonas están abier-tas, destella unavez y luego dos.Cuando ambaszonas estáncerradas, el LEDqueda encendi-do permanente-mente.

Al cerrarse elinterruptor dellave para acti-var la alarmamientras cual-quiera de laszonas estáabierta, un tonode audio y elLED comienza apulsar comoadvertencia deque el sistemano estaba listodebido a quealguna puerta oventana puede estar abierta.

Cuando el LED está encendido pero no deste-lla, el sistema está listo para activarse. Al cerrarseel interruptor de llave, el tono de audio comienza apulsar a intervalos de un segundo durante 30segundos. Esto le dará tiempo para salir de lacasa y cerrar la puerta sin disparar la alarma.

Ambas zonas están retardadas, de modo queusted pueda salir por cualquier puerta indepen-

dientemente de la zona a la que está conectada.Cuando finaliza el tiempo de salida, el LED seapaga. Debido a que la unidad tiene una bateríapara el caso de corte de suministro de CA, el con-sumo de corriente se mantiene al mínimo.

Al regresar, si no se produjeron alarmas, entrepor cualquier puerta de la zona 1. El tono de audiocomienza a pulsar a intervalos de un segundodurante 15 segundos. Si el interruptor de llave(que debe estar oculto) no se desactiva antes deese tiempo, el sistema comienza a discar losnúmeros programados. Es importante usar unapuerta conectada a la zona 1. Si la puerta deentrada está conectada a la zona 2, al ingresar ala propiedad el sistema comienza a discar sinadvertencia.

Como ya explicamos, la alarma con identifica-ción de llamada es un circuito sencillo. Esto puede

observarse enel diagramaesquemát i co(Figura 1). Elelemento prin-cipal del circui-to es IC1, unmicrocontrola-dor PIC12C508. De losseis pines delchip, todospueden usarsecomo líneas deentrada/salida.Además, tresde estos pinespueden tenerresistores inter-nos conectadosa la fuente dea l imentación,una funciónseleccionadapor el softwarede la alarma

que se programa en el dispositivo. Esos pines seusan como entradas y los otros tres como salidas.Los tres pines de entrada -4, 6 y 7- están conec-tados a los lazos de zona antes explicados.

Cuando todos los interruptores se encuentrancerrados, los pines están a tierra. El softwareadvierte ese nivel lógico como "todo está seguro".Si se abre cualquier interruptor, se retira la tierra.Normalmente, el resultado es una entrada abierta

Cómo funciona

Ω

Ω

PIC 12C509-04/P

IC1

Figura Nº 1La alarma con identificación de llamada se basa en un microcontroladorPIC de 8 pines. Si se abre el interruptor de una zona, la unidad efectúauna llamada telefónica. RY1 y R3 simulan un teléfono de discado rotati-vo. Después de la segunda llamada, el sistema se interrumpe. Ese tiem-po asegura que la información de identificación de llamada de la com-pañía telefónica se transmita al número llamado. Una batería mantieneactivo el sistema en caso de corte del suministro eléctrico. El sistemasólo consume 3,5 mA cuando está activado.

Descripción del Circuito



que las entradas digitales ven como un estado noválido. Aquí es donde los resistores internosconectados a la fuente entran en juego y propor-cionan un nivel lógico alto válido.

Los pines 2, 3 y 5 se utilizan como salidas. Elzumbador, BZ1, es el tono de audio antes explica-do. El LED indicador acompañante es LED2. Elresistor R2 limita la corriente consumida porLED2. Un LED adicional (LED1) en serie con elresistor limitador R1 transfiere la señal desde elpin 1 a la entrada de RY1. Ese relé esta conecta-do entre los extremos de las líneas telefónicas yse usa para discar.

Observe que se emplea discado por pulsos. Eldiscado por tonos complicaría el funcionamientodel circuito. Aquí, el único agregado necesario esR3 para evitar cortocircuitar la línea telefónicacompletamente. Durante el discado, RY1 se pulsaa una frecuencia de 10 veces por segundo parasimular un teléfono rotativo.

El discado rotativo funciona incluso si se cuen-ta con un servicio de tonos. Un transformador depared de 9-18 VCA proporciona alimentación alcircuito. Esta alimentación alterna se rectifica

mediante BR1, se filtra con C1 y se regulamediante IC2. Además se usa una batería de 9V,protegida por D1, para mantener en servicio laalarma si se corta el suministro eléctrico. Esimportante que el nivel de tensión continua en laentrada de IC2 sea por lo menos 12V, de modoque D1 esté polarizado inversamente para preser-var la batería.

Cuando se activa el sistema, el consumo totalde corriente es de 3,5 mA. Con los 6 pines de IC1usados como entrada/salida, no quedan pines dis-ponibles para el reloj del microcontrolador. En estecaso el 12C509 tiene un oscilador tipo RC de 4MHz, que se utiliza como fuente de reloj.

El sistema de alarma con identificación de lla-mada se puede armar en una plaqueta perforadacon técnicas de construcción estándar. Puedeusarse también una plaqueta de circuito impreso,cuyo diagrama del lado del cobre se muestra en lafigura 2.

Si utiliza esta plaqueta, debe seguir las indica-ciones del diagrama de disposición de componen-tes de la figura 3.

Tenga en cuenta que deberá agregar un datomuy importante al software: el o los números tele-fónicos a los que la alarma debe llamar.

Cuando agregue esta información, puede tam-bién cambiar algunos parámetros por defecto,tales como los retardos de armado (30 segundos),desarmado (15 segundos) y discado (5 minutos).

53 mm

Figura Nº 2Diagrama del lado de cobre de la plaqueta.

ttiippssSi no posee conocimientos suficientes para efec-

tuar los cambios indicados, recomendamos con-

sultar a un técnico experimentado en programa-

ción de microcontroladores.

Armado

Antes de armar la plaqueta debe programar

IC1. El código fuente está disponible en nuestro

sitio web: www.electronicapopular.com.ar



Esta información se brinda sólo a modo deejemplo, cada usuario asignará los tiempos deacuerdo a su criterio.

El microcontrolador PIC 12C508 está dispo-nible en dos versiones básicas: regrabable yprogramable una vez (OTP).

Si bien la versión OTP es más económica,

sólo puede programarse una vez.Si se considera necesario cam-biar los números telefónicos oefectuar otras modificaciones alprograma, la única opción esreemplazar el chip usado por unonuevo.

La versión regrabable tieneuna ventaja en ese aspecto. Lasimple exposición de la ventanade cuarzo de la parte superior delchip a luz ultravioleta de la longi-tud de onda e intensidad correc-tas, permite borrar el programa yreprogramar el chip. Un borradorde chip ultravioleta puede ser cos-toso si no dispone de él.

Tenga en cuenta también quese debe tapar la ventana antes deprogramar el chip.

La exposición a la luz solar directa borrará elchip en dos semanas aproximadamente, porotra parte, las luces fluorescentes tienen unavida útil cercana a tres años.

No obstante, un bit puede borrarse en cues-tión de segundos, inutilizando el sistema.

R1

R3

J2

BR1C1

D1

++

-

RY1

IC1

J1

C2

R2BZ1+

LED1

LED2

IC2 Figura Nº 3Diagrama de ladisposición decomponentes.

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Comience el armado insta-lando J1, J2 y los componentesde la fuente de alimentación(IC2, BR1, D1, C1 y C2) conecteel transformador de alimentacióna los terminales apropiados deJ2. No conecte la batería.

Verifique la presencia de 5V ala salida de IC2.

La tensión del terminal debatería de J2 debe ser 0 V. Todatensión que aparezca allí signifi-ca que D1 está averiado o insta-lado al revés, si esta mediciónes cercana a la tensión deltransformador.

Desconecte el transformadore instale el resto de los compo-nentes. Use un zócalo para IC1.

Para evitar errores y preser-var los materiales, una vez insta-ladas todas las piezas, es reco-mendable efectuar una segunda

verificación antes deprobar la unidad.

Instale 3 cables de 8 cmen el terminal común (COM)de J1. Conecte un cable a lazona 1 y otro a la zona 2.

No conecte ningúncable al terminal dellave. Alimente el siste-ma.

Debe encenderseLED2. En caso con-trario, desconecte laalimentación y verifiquesi hay errores de armado.Cuando se encienda LED 2,desconecte el cable de lazona 1.

El LED debe comenzar a des-tellar según una secuencia y pausa. Reconecte el cable de la

zona 1 y desconecte la zona 2.La secuencia debe ser de dos

destellos y una pausa. Conambas zonas desconectadas, lasecuencia debe alternar entreun único destello y dos destellosentre las pausas. Conecte loscables de ambas zonas y luegoel cable de llave.

El sistema comenzará a emi-tir tonos una vez por segundocomo cuenta regresiva de sali-da.

Al final de este tiempo elLED2 se apagará. Conecte unalínea telefónica a los terminalesapropiados de J2 y corte uno delos cables de zona para dispararla alarma.La unidad debe efec-tuar sus llamadas en formainmediata si se cortó la zona 2 odespués de 15 segundos si secortó la zona 1.

Cuando finalice, verifique elbuzón de identificación de llama-da en los números telefónicosprogramados y compruebe quese recibieron los datos.

Después de cinco minutos, laalarma deberá efectuar otrojuego de llamadas. Una vezefectuado este segundo juego,reconecte el cable de llave.

+

PLAQUETALINEA

TELEFONICA

TRANSFORMADOR

BATERIA DE 9V

LLAVE

ZONA 2ZONA 1

INTERRUPTOR DEARMADO/

DESARMADO

INTERRUPTORDE LAMINA

IMAN

PUERTA

DINTEL

3 mm

3 mm

MARCO

IMANINTERRUPTOR

DE LAMINA

Figura Nº 4A modo de ejemplo, se muestra el cableado básico de una puerta o ventana. Sólodebe cablear la puerta de entrada a la zona 1 para darle tiempo a desactivar elsistema cuando entra a la área protegida. Las ventanas son una opción adecua-da para la instalación de la zona 2, donde la alarma se activará de inmediato.

Prueba



LED2 debe encenderse per-manentemente y no deben reali-zarse más llamadas. Rearme elsistema. Transcurrido aproxima-damente un minuto, corte lazona 1.

Dentro de los 15 segundos,reconecte el cable de llave. Laalarma no debe efectuar llama-das. Cuando se hayan probado yverificado todas las funcionesbásicas, la alarma puede insta-larse.

El montaje de la alarma conidentificación de llamada depen-derá de la disposición del área aproteger. Por ejemplo, ustedpuede montar la plaqueta direc-

tamente en la pared de un arma-rio con separadores para evitarque los terminales toquen lapared. Otra posibilidad es mon-tar la unidad en un gabineteplástico y colocarlo sobre unestante ubicado en un áreaapartada.

El interruptor de llave debeinstalarse en un lugar dondepermanezca oculto, pero quepermita su rápido acceso paradesactivar la alarma. Puedeusarse un simple interruptor depalanca o bien un interruptor conllave para mayor seguridad. Laubicación del cableado dependedel diseño del edificio.

La figura 4 ilustra un ejemplode instalación. Los interruptoresmostrados son del tipo de lámi-

na magnética estándar quedeben cerrarse cuando la puertao ventana en la que están mon-tados se encuentra cerrada.Tenga en cuenta que cada casoen particular deberá tener elesquema de cableado que resul-te más conveniente.

Es importante considerar laubicación de BZ1. Si bien existeun área para el zumbador en laplaqueta, se recomienda mon-tarlo lejos del sistema, de modoque el intruso no pueda encon-trarlo y destruirlo antes de quese efectúen las llamadas.

Mantenimiento de la batería:Debe considerarse su reempla-zo una vez al año. Antes de usarsu alarma con identificación dellamada, debe preverse qué pro-cedimiento se pondrá en prácti-ca en el caso que se active.

Al apagar el sistema, comen-zarán a destellar las zonas quecausaron la alarma (1 y 2 porseparado o ambas a la vez).

A continuación, cierre el inte-rruptor que la disparó; borre lamemoria de la alarma, desactiveel sistema apagándolo y encen-diéndolo nuevamente.

Pueden realizarse variantesde armado para que se activeuna sirena reemplazando a RY1por un relé de alta corriente ymodificando la parte de discadodel programa.

También se puede reducir auna zona con discado y con unrelé adicional para un timbre osirena.

Cantidad Símbolo Descripción

1

11111111111111

IC 1

IC2BR1D1

LED1LED2

R1R2R3C1C2BZ1J1J2

Circuito integrado microcontrolador.PIC 12C509-04/P.Circuito integrado regulador de 5V 78L05.Rectificador puente de onda completa.Diodo de silicio 1N914.Diodo emisor de luz, rojo.Diodo emisor de luz, rojo.Resistor, 270 ohmios.Resistor, 390 ohmios.Resistor, 470 ohmios.Capacitor electrolítico, 100m f, 35 V/C.Capacitor, disco cerámico, 0,1m f.Zumbador piezoeléctrico con excitador interno.Barral de terminales de 4 posiciones.Barral de terminales de 6 posicionesTransformador de CA de 9 V.

LISTADO DE COMPONENTES

Instalación




Komunicate es la empresa que hapresentado en España el nuevoteléfono USB VoIP ultrafino, deno-

minado KIP 1000.

Su aspecto exterior asemeja a un teléfo-no móvil pero se trata de un aparatodiseñado específicamente para ser utili-zado por medio de la tecnología de vozsobre IP (ver nota en este mismo núme-ro). De moderno diseño incluye driverspara Windows y Mac, no requiere sercargada batería alguna pues se conectadirectamente a la PC por medio delpuerto USB y de fácil manejo.

Soporta programas como el VoIP Skypepor medio del cual es posible comuni-carse de PC a PC (gratis) o bien de PCa teléfonos de línea (pago) sin importardonde se encuentren los usuarios yaque precisamente su funcionamientose sustenta en la tecnología de transmi-sión de voz a través del Protocolo deInternet (IP).

Su costo de lanzamiento es muy tenta-dor: 29 euros, impuestos incluídos.

AMD ha presentado su nueva gamade CPUs, los K8L, que implicaránnumerosas mejoras respecto a los

actuales micros AMD de 64 bits.

En primer lugar, llegarán hasta los 4núcleos y sustituirán a los Opteron, losmicros de gama más alta de AMD. LosK8L traerán consigo la compatibilidadcon memorias DDR2, actualmente en elmercado, y las futuras DDR3 que aun se

encuentran en los laboratorios y que tar-darán todavía unos cuantos años en lle-gar a nuestros hogares. También utiliza-rán caché de segundo nivel para lacomunicación entre cada núcleo y losdatos, y caché de tecer nivel para mane-jarse los cores entre ellos. Además, ten-drán mejoras en la tecnologíaHypTransport.

¿Y todo esto para cuando? Los micro-procesadores de 64 bits han sido lanza-dos al mercado doméstico hace relativa-mente poco, apenas un par de años, asíque todavía les queda mucha vida. Seespera que los futuros K8L puedan com-prarse antes del 2008, año en el quecomenzarán a venderse los Deerhound,unos microprocesadores que usarán elSocket F y cuya utilidad será, básica-mente, para servidores y grandes orde-nadores. Ya en el 2008 se espera quellegue Greyhound, el microprocesadorde cuatro núcleos.

Fuente: DailyTech

lo n

uevo



Inicialmente nos concentraremos sobre elPIC 16F628, que presenta las siguientes parti-cularidades:

1) Arquitectura RISC con un set de 35 ins-trucciones.

2) 20 MHz de velocidad máxima.

3) Memoria de programa de tipo flash de2048 x 14.

4) Memoria RAM de 224 x 8.

5) EEPROM de 128 x 8.

6) Varios modos de interrupción por eventosinternos y externos.

7) Memoria de tipo stack de 8 niveles.

8) Direccionamiento directo e indirecto.

9) 15 puertos de entrada/salida.

El objetivo didáctico de nuestroCurso es presentar, en formadetallada, determinados PIC queofrecen ventajas respecto alconocido 16F84.

Microcontroladores

Programadorsin piezas

PICSDurante las sucesivasentregas de esta serie,iremos desarrollando

distintos temas relacionados conel estudio de los microcontrola-dores PIC de la gama media.

Capítulo I



10) Módulo de dos comparado-res analógicos.

11) Módulo de tensiones dereferencia ajustable.

12) Tres timmers TMR0 y TMR2de 8 bits, y TMR1 de 16 bits.

Módulo de dos comparadoresanalógicos.

11) Módulo de tensiones dereferencia ajustable.

12) Tres timmers TMR0 y TMR2de 8 bits, y TMR1 de 16 bits.

13) Módulo de comparación ycaptura de 16 bits cada uno.

14) USART UniversalSinchronous/AsinchronousReceiver/Transmiter (léaseRS232).

Además de lo expuesto el16F628 presenta también unimportante número de posibili-dades en lo referido a modosde oscilación, reset, protecciónde código, función sleep entreotros, cuyos detalles iremosviendo durante las siguientesentregas.

Una de las particularidadesmás interesantes del 16F628 esla de su módulo de comparado-res analógicos.

La posibilidad de disponer decomparadores analógicos nospermite desarrollar aplicacionesmuy interesantes, tales comomedición de tensiones o la posi-bilidad de construir un separadorde sincronismo para una señalde video compuesto.

Esto constituye el primer pasopara desarrollar cualquier aplica-ción que trabaje sobre una señalde video compuesto. La tareaque nos proponemos será la dedesarrollar un programa que nospermita reconocer la norma(PALN o NTSC) de una señal devideo compuesto.

Construyendo un separadorde sincronismo

Lo fundamental de este circui-to, además del comparador, esel circuito de camping (clavar).(Figura 1).

Es sabido que una señal devideo tiene la particularidad deadquirir distintos niveles de con-

tinua de acuerdo al nivel de bri-llo de la escena.

Es decir que una imagen total-mente negra o muy oscura ten-drá un nivel medio como indicala vista A de la figura 2, por el

contrario una imagen con muchonivel de blanco tendrá un nivelmedio muy distinto al anterior(Como observamos en la vista Bde la figura 2).

Esto provoca un desplazamien-to del nivel del sincronismo quees el punto por donde el compa-rador debe “recortar” el pulso.

¿Cómo se corrige entonceseste desplazamiento?

Se corrige con el circuito decamping, que trabaja de lasiguiente forma. Existe unamalla (Figura 1) formada por D1,R3 y C1, el comportamiento es

R2

R1

+-

Entrada video

5V

1K

1K D2

IN914 IN914

C122µF

Electro

R3

56K

27K

5V

R51Kz

Sincronismo

D1

Figura N° 1Esquema básico delcircuitode un separa-dor de sincronismo.

Figura N° 2En el esquema seobserva la dife-rencia entre unaimagen muy oscu-ra (Vista A) y suopuesto con satu-ración de nivel deblanco (Vista B).

Pulso deSincronismo

NivelMedio

Vista A

Vista B



el siguiente. El divisor formadopor R1 y R2 hace que la tensiónen la unión de ambas sea de2,5V aproximadamente. Ellodetermina que en el cátodo deD1 haya una tensión de 1,9V.Ahora bien D1 hará que C1 secargue hasta ese valor de ten-sión (1,9V).

Si la tensión fuera mayor de1,9V, D1 no conduce y el excesode tensión drenara a través deR3, con lo cual la tensión en launión de D1 y C1 se mantendrásiempre en 1,9V, que por otraparte, será el valor de tensión enel cual se “clavara” la punta delsincronismo. Por su parte D2fijará un valor similar (1,9V) en elterminal positivo del compara-dor. La figura 3 es un oscilogramade dos trazos, en el trazo superiorvemos una señal de video y en eltrazo inferior se observa el sin-cronismo separado.

Precisamente este sincronis-mo separado será el que ingre-saremos nuevamente al PICpara comenzar el proceso deidentificación de la señal PAL No NTSC.

Para el desarrollo del proyectotenemos que emplear una seriede recursos del PIC a saber:

1) Interrupciones.

2) Módulo de comparadores.

3) Configuración de puertos.

Mapa de memoria de datosLa figura 4, que observamos en

la página siguiente, permite veren su totalidad los registros defunciones especiales que son uti-lizados por la CPU o por los peri-féricos para el funcionamientodel dispositivo.

Dada la gran cantidad de estosregistros, en el presente capítu-lo describiremos aquellos que

tengan relación con el proyectoque nos ocupa.

En primer lugar nos ocupare-mos del tema correspondientea las interrupciones. Es sabidoque la interrupción es una

herramienta que posee el dise-ñador que permite alterar elflujo normal de un programaante un determinado evento.Los eventos pueden ser exter-nos o internos.

Por ejemplo, el cambio de nivelde un puerto puede dar motivo auna interrupción o en el caso de

un evento interno el desborde deun contador puede dar lugartambién a una interrupción.

En el caso de la línea demicrocontroladores PIC la inte-rrupción da lugar a que el conta-

dor de programa salte a unaposición fija llamada vector deinterrupción. Este vector en elcaso del 16F628 es la posición04 de la memoria de programa yserá siempre la misma posiciónindependientemente del tipo deinterrupción que se haya gene-rado. Luego el programadordeberá desarrollar por soft losmedios para determinar el ori-gen de la interrupción.

Hemos efectuado esta aclara-ción debido a que algunosmicrocontroladores poseen laparticularidad de hacer que lainterrupción “salte” a distintasposiciones o vectores de acuer-do a cual haya sido el origen dela interrupción.

TANTO LAS INTERRUPCIONESCOMO LOS COMPARADORES

O PUERTOS, SE CONFIGURANDESDE LOS REGISTROS

ESPECIALES.

Figura N° 3 La imagen presenta un oscilograma de dos trazos, cuya tecnología

ofrece un importante apoyo logístico para el técnico.


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SIN

G



Registro INTCONAnalizaremos en primer lugar el registro INT-

CON en el cual se configuran ciertas interrupcio-nes, como así también los flags (banderas) decada una de ellas.

Como puede verse en la figura 4, la memoria dedatos junto con los registros especiales están dis-puestos en bancos.

El registro INTCON en particular se encuentraen las direcciones 0B, 8B, 10A y 18A, es decir quese repite en los 4 bancos de memoria. El motivopor el cual algunos registros especiales se repitenen todos los bancos, es para permitir al programa-dor despreocuparse por el banco de RAM en elque pudiera estar trabajando ante la eventualidadde una solicitud de interrupción.

Figura N° 4Mapa de la memoria de datos.

TMR0PCL

STATUSFSR

PORTAPORTB

POLATHINTCON

PIR1

TMR1LTMR1H

TMR2T1CON

T2CON

COPR1LCCPR1H

CCP1CONRCSTATXREGRGREG

Indirect addr. (*)

CMECON

GeneralPurposeRegister

96 Bytes

Bank 0

00h01h02h03h04h05h06h07h08h09h0Ah0Bh0Ch0Dh0Eh0Fh10h11h12h13h14h15h16h17h18h19h1Ah1Bh1Ch1Dh1Eh1Fh20h

7Fh

Indirect addr. (*)

OPTIONPCL

STATUSFSR

TRISATRISB

PCLATHINTCON

PIE1

PCON

PR2

TXSTASPBRGEEDATA

GeneralPurposeRegister

80 Bytes

accesses70h-7Fh

Bank 1FFh

80h81h82h83h84h85h86h87h88h89h8Ah8Bh8Ch8Dh8Eh8Fh90h91h92h93h94h95h96h97h98h99h9Ah9Bh9Ch9Dh9Eh1FhA0h

EFhF0h

VRCON

Indirect addr. (*)

TMR0PCL

STATUSFSR

GeneralPurposeRegister80 Bytes

accesses70h-7Fh

Bank 2

PORTB

PCLATHINTCON

Indirect addr. (*)

OPTIONPCL

STATUSFSR

TRISB

POLATHINTCON

accesses70h-7Fh

Bank 3

100h101h102h103h104h105h106h107h108h109h10Ah10Bh10Ch10Dh10Eh10Fh

180h181h182h183h184h185h186h187h188h189h18Ah18Bh18Ch18Dh18Eh18Fh

11Fh12Oh

14Fh15Oh

16Fh17Oh

17Fh 1FFh

1EFh1FOh

FileAddress

Unimplemented data memory locations, read as“0”.Not a physical register.



En la figura 5 se observa unesquema del registro de inte-rrupciones con la descripción decada una de sus funciones.

Resulta obvio decir que setrata de un registro de 8 bitsdonde se pueden configurarinterrupciones ante eventosinternos o externos. El primeroque consideraremos es el des-borde de TMR0.

Se trata de un registro de 8bits que puede trabajar en dosmodos, timmer (reloj) o counter(contador). En el modo timmerse incrementa en cada ciclo declock interno o sea cada 4 ciclosdel oscilador. En el modo coun-ter el incremento de TMR0 se

hace en cada cambio de estadoen el pin 3 (RA4), aclaremosque es posible seleccionar elflanco de la señal, opción que seselecciona precisamente desdeel registro OPTION al que vere-mos más adelante.

Por último destaquemos queTMR0 se puede operar con unprescaler en cualquiera de susmodalidades de timmer o coun-ter. Dicho prescaler es configu-rable desde el registroOPTION.

En cuanto a los eventos exter-nos debemos mencionar espe-cialmente la interrupción porRB0. Este recurso resulta muyinteresante y trabaja al cambiar

el estado del terminal RB0 (bit 0del puerto B, pin 6).

Pero lo interesante del caso esque podemos seleccionar elflanco (ascendente o descen-dente) de la señal presente enRB0, por último digamos queeste recurso se configura comoveremos luego desde el registroOPTION.

Otra particularidad interesan-te que presenta RB0, es quecuando está configurada comoentrada posee un circuitoshmitt trigger.

Observemos en detalle cadauno de los bits del registro INT-CON apoyándonos en la figura 5.

Figura Nº 5 - Esquema del registro de interrupciones

1 = Habilita interrupción por cambio en puertoRB.0 = Anula interrupción por cambio en puerto RB.

BIT 2 T0IF: TMR0 Overflow Interrupt Flag bit (bitde bandera por desborde de TMR0).1 = Registro TMR0 desbordó. (se debe limpiarpor software).0 = Registro TMR0 no desbordó.

BIT 1 INTF: RB0/INT External Interrupt Flag bit(bit de bandera por interrupción en RB0).1 = Ha ocurrido una interrupción por RB0 (sedebe limpiar por software).0 = No ha ocurrido interrupción por RB0.

BIT 0 RBIF: RB Port Change Interrupt Flag bit(bit de bandera por interrupción en Puerto RB).1 = Cuando ocurre al menos una interrupciónpor el cambio de estado de los pines RB7:RB4(se debe limpiar por software).0 = No ha ocurrido interrupción por cambio deestado en pines RB7:RB4.

BIT 7 GIE: Global Interrupt Enable bit (bit dehabilitación para todas las interrupciones).1 = Habilita todas las interrupciones.0 = Anula todas las interrupciones.

BIT 6 PEIE: Peripheral Interrupt Enable bit (bit dehabilitación para todas las interrupciones perifé-ricas).1 = Habilita todas las interrupciones periféricas.0 = Anula todas las interrupciones periféricas.

BIT 5 T0IE: TMR0 Overflow Interrupt Enable bit(bit de habilitación por desborde de TMR0).1 = Habilita interrupción de TMR0.0 = Anula interrupción de TMR0.

BIT 4 INTE: RB0/INT External Interrupt Enablebit (bit de habilitación de interrupción por RB0).1 = Habilita interrupción por RB0.0 = Anula interrupción por RB0.

BIT 3 RBIE: RB Port Change Interrupt Enable bit(bit de habilitación de interrupción por cambio enpuerto RB).

R/W-0 R/W-0 R/W-0 R/W-0 R/W-0 R/W-x

INTF

R/W-0 R/W-0

RBIFT0IFRBIEINTET0IEPEIEGIE

bit 7 bit 0



Bit 7 Permite habilitar o anulartodas las interrupciones, tantointernas como externas.

Bit 6 Habilita o anula solamen-te las interrupciones periféricas.

Bit 5 Controla la habilitación oanulación de la interrupción porel desborde de TMR0.

Bit 4 Habilita o anula la inte-rrupción por cambio de estadode RB0.

Bit 3 Controla la habilitación oanulación por cambio de estadoen los terminales RB7, RB6,RB6 y RB4. Cualquiera de ellos.

Bit 2 Se trata de un flag es

decir una “bandera” que el pro-gramador podrá leer paradeterminar el origen de unainterrupción.

Debemos tener en cuenta quetodas las interrupciones desvíanel flujo del programa al mismovector por lo tanto el programa-dor deberá leer los flags paradeterminar el origen de la inte-rrupción.

Recordemos que este flag sepone automáticamente en 1lógico cuando se produce eldesborde, el programador debe-rá “limpiar” (poner en 0) este flagantes de salir de la rutina deinterrupción.

Bit 1 Es otro flag que en estecaso indica que se produjo unainterrupción por RB0. Igual queen el caso anterior el flag debelimpiarse por software antes desalir de la interrupción.

Figura Nº 6 - Esquema del registro OPTION.

Bit Value TMR0 Rate WDT Rate

000001010001

1:21:41:81:16

1:11:21:41:8

Bit Value TMR0 Rate WDT Rate

100101110111

1:321:641:1281:256

1:161:321:641:128

BIT 4: T0SE: TMR0 Source Edge Select bit (bitde selección del flanco de incremento de TMR0).1 = Incrementa en transición ascendente enRA4.0 = Incrementa en transición descendente enRA4.

BIT 3: PSA: Prescaler Assignment bit (bit deasignación del prescaler).1 = Prescaler se asigna a WDT.0 = Prescaler de asigna a TMR0.

BIT 2-0: PS2:PS0: Prescaler Rate Select bits(bit de selección del rango de prescaler).

BIT 7: RBPU: PORTB Pull-up Enable bit (bit dehabilitación del pull-up interno).1 = Pull-ups en Puerto B están anulados.0 = Pull-ups están habilitados.

BIT 6 : INTEDG: Interrupt Edge Select bit (bit deselección del flanco).1 = Interrupción se verifica con flanco ascenden-te de RB0.0 = Interrupción se verifica en flanco descenden-te de RB0.

BIT 5: T0CS: TMR0 Clock Source Select bit (bitde selección de la fuente de incremento).1 = Transición en RA4/T0CKI pin 3.0 = Clock de instrucciones interno.

R/W-1 R/W-1 R/W-1 R/W-1 R/W-1 R/W-1

PS1

R/W-1 R/W-1

PSOPS2PSAT0SET0CSINTEDGRSPU

bit 7 bit 0

IMPORTANTE:SI, POR EJEMPLO,

AL SELECCIONAR UNDETERMINADO RANGO DE

PRESCALER, HEMOSELEGIDO LA ULTIMA OPCIÓN

BITS 2:0 (111) PARA TMRO,SIGNIFICA QUE

INCREMENTARA SU CUENTACADA 256 ESTIMULOS.


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Filtran o atenúan la radio frecuencia de la línea de alimentaciónEstán constituídos por capacitores e inductancias

Algunos modelos cuentan con interruptor y porta-fusible

Tipo de montaje: para chasis, panel o circuito impresoTensión de trabajo: 115 VAC / 220 VAC

Corriente máxima: de 1 A a 20 A

Aplicaciones: Computadoras y sus periféricos,equipos digitales e industriales, electromedicina,máquinas expendedoras, audio, video, etc.

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Bit 0 Flag de Señalización porcambio de estado en los termi-nales RB7: RB4 cualquiera deellos. Igual que en los casosanteriores el flag debe limpiarsepor software.

Registro OPTIONEn la figura 6 se observa un

esquema del registro OPTIONque puede "leerse" o "escribirse".

Además contiene varios bitspara la configuración del presca-ler TMR0/WDT y para la inte-rrupción externa por RB0, TMR0y los pull-ups del puerto B. Acontinuación vemos en detallecada uno de ellos.

Bit 7 Permite la habilitación delpull-up interno para todo el puer-to B. Cabe destacar que el pull-

up es automáticamente desco-nectado en caso de que el puer-to sea configurado como salida.

Bit 6 Permite seleccionar conqué flanco trabajará la interrup-ción por RB0.

Bit 5 Selecciona si TMR0 seincrementa desde el clock inter-no o externamente desde el RA4pin 3.

Bit 4 Selecciona si el incre-mento de TMR0 es con el flancoascendente o descendente enRA4.

Bit 3 Selecciona si el prescalerse le asigna a TMR0 o a WDT.

Bit 2:0 Estos 3 bits seleccio-nan el rango del prescaler.

Registro CMCONEl módulo de comparadorescontiene dos comparadoresanalógicos.

Las entradas de los compara-dores están multiplexadas conlos terminales RA0, RA1, RA2 yRA3.

Existe además, incorporadoen el chip, un módulo de refe-rencias de tensión que sepuede utilizar como entradade los comparadores.

Hacemos mención delmismo, aunque este módulode referencia no será tratadoen este capítulo.

El esquema CMCON que seobserva en la figura 7, permite

BIT 4: C1INV: Inversión comparador 2 1 = C1 Salida invertida.0 = C1 Salida no invertida.

BIT 3: CIS: Conmutación entrada comparadores Cuando CM2:CM0: = 001:Entonces:1 = C1 VIN- conecta con RA3.0 = C1 VIN- conecta con RA0.Cuando CM2:CM0 = 010Entonces :1 = C1 VIN- conecta con RA3.C2 VIN- conecta con RA2.0 = C1 VIN- conecta con RA0.C2 VIN- conecta con RA1.

BIT 2-0: CM2:CM0: Modo de comparadores.En la figura 8 se muestran los modos de traba-jo y la configuración de los bits CM2:CM0.

BIT 7: C2OUT: Salida comparador 2 Cuando C2INV=0;1 = C2 VIN+ > C2 VIN-

0 = C2 VIN+ < C2 VIN-

Cuando C2INV=1;0 = C2 VIN+ > C2 VIN-

1 = C2 VIN+ < C2 VIN-

BIT 6: C1OUT: Salida comparador 1 Cuando C1INV=0;1 = C1 VIN+ > C1 VIN-0 = C1 VIN+ < C1 VIN-Cuando C1INV=1;0 = C1 VIN+ > C1 VIN-1 = C1 VIN+ < C1 VIN-

BIT 5: C2INV: Inversión comparador 2 1 = C2 Salida invertida.0 = C2 Salida no invertida.

R-0 R-0 R/W-0 R/W-0 R/W-0 R/W-x

CM1

R/W-0 R/W-0

CM0CM2CISC1INVC2INVC1OUTC2OUT

bit 7 bit 0

Figura Nº 7 - Esquema de CMCOM, permite controlar las entradas y salidas de los comparadores



controlar las entradas y salidas de los comparado-res. Un diagrama de blocks con las posibilidadesde configuración de los comparadores se muestraen la figura 8. A continuación analizaremos endetalle los 8 bits del registro CMCON.

Bit 7 Se trata de la salida del comparador 2.

Bit 6 Corresponde a la salida del comparador 1.

Bit 5 Inversor comparador 2.

Figura Nº 8 - Diagrama de blocks

Comparators reset (Por Default Value) CM2:CM0=000

RAD/AN0

RA3/AN3/C10

RA1/AN1

RA2/AN2

On (Read as “0”)

A

A VIN +

VIN -

A

A VIN +

VIN -


Comparators reset CM2:CM0=111

RAD/AN0

RA3/AN3/C10

RA1/AN1

RA2/AN2


D

D VIN +

VIN -

D

D VIN +

VIN -


Two Independent Comparations CM2:CM0=100

RAD/AN0

RA3/AN3/C10

RA1/AN1

RA2/AN2

C1OUT

A

A VIN +

VIN -

A

A VIN +

VIN -

C2OUT

Pour Impuls Multiplexed to Two Comparations CM2:CM0=000

RAD/AN0

RA3/AN3/C10

RA1/AN1

RA2/AN2

C1OUTVIN +

VIN -

VIN +

VIN -

C2OUT

Two Common Reference Comnparations with Outputs CM2:CM0=110

RAD/AN0

RA3/AN3/C10

RA1/AN1

RA2/AN2


A

D VIN +

VIN -

A

A VIN +

VIN -


Two Common Comparations CM2:CM0=011

RAD/AN0

RA3/AN3/C10

RA1/AN1

RA2/AN2

C1OUT

A

A VIN +

VIN -

A

A VIN +

VIN -C2OUT

One Independent Comparators CM2:CM0=101

RAD/AN0

RA3/AN3/C10

RA1/AN1

RA2/AN2


A

D VIN +

VIN -

A

A VIN +

VIN -

C2OUT

Three Impuls Multiplexed to Two Comparations CM2:CM0=001

RAD/AN0

RA3/AN3/C10

RA1/AN1

RA2/AN2

C1OUT

A

AVIN +

VIN -

A

A VIN +

VIN -

C2OUT

CIS=0CIS=1

Fron Vier Module

A

A

A

A

CIS=0CIS=1

CIS=0CIS=1

RA4/TOCKI/C20

C1-+

C2-+

C1-+

C2-+

C1+-

C2-+

C1+-

C2+-

C1+

-

-C2

+

C1+

-

C2-+

-C1

+

C2-+

Open Drain

C1+-

C2+-



Bit 4 Inverso comparador 1.

Bit 3 Conmutador entradascomparadores.

Bit 2:0 Configuración compa-radores.

Circuito finalMostramos en la figura 9, comoqueda el circuito final, pero enesta caso utilizando los compa-radores internos del 16F626.

De la figura 8 surge quehemos elegido utilizar la opción“Two Common Reference

Comparators with Outputs”(dos comparadores con referen-cia común y salida).

Esta opción se configura conlos bits CM2:CM0 = 010. Lasalida con sincronismo separa-do lo obtenemos por el terminalRA4 pin3. Respecto de RA4debemos aclarar que no se

trata de una salida de tipotótem polen es decir con dostransistores.

La salida RA4 corresponde altipo open drain (drenaje abier-to) tal como se observa en lafigura 10. Este tipo de salidarequiere agregar una resisten-cia para cerrar el circuito deldrenaje a positivo (5V).

1K

Entrada video

5V

1K

56K

27K

5V

10K

SalidaSincronismo

ComparadorRA1

RA4RBO

RA2

Comparator Out put

Comparator Mode = 110

Data Latch

DataBus

WRPORTA

WRTRISA

TRIS Latch

RD TRISA

RD PORTA

TMRD Clock Imput

Q D

EN

Schmitt triggerImput Buffer

Vss Vss

RA4 PinN

D Q

QCK

D Q

QCK

1

0

Figura Nº 9Circuito final, en el cual seutilizaron los comparadoresinternos del 16F616

Figura Nº 10Diagrama de la salidaRA4 del tipo de opendrain (drenaje abierto).

En la próxima edición con-tinuaremos indicando laspautas para el desarrollodel programa.



HSSDDPPAA es el nombre de la nuevatecnología aplicada a los teléfo-nos móviles con un ancho de

banda muy superior a la conocida hastaahora: 1144 MMbbppss lo que le permite com-pararse con las actuales conexionesADSL.

Esta tecnología es la forma optimiza-da de la UUMMTTSS y ha incorporado unnuevo canal compartido que mejora sig-nificativamente el máximo de capacidadde transferencia de la información (comodijimos, 14 Mbps).

Pero… y qué ventajas puede repre-sentar un mayor ancho de banda?.Nombraremos sólo algunos de losmuchos beneficios que la HSDPA hoyofrece, aunque es mucho más lo que seespera en un futuro cercano:

Recepción de mensajes con archivosadjuntos de "peso" considerable.

Transmisión y recepción de TV endirecto y en tiempo real.

Navegación por Internet a través de laspantallas táctiles, con la velocidad queofrece una PC.

Juegos interactivos de alta resolución.

Descarga de videos y música con cali-dad de DVD.

CCoonnvveerrggeenncciiaa ddee rreeddeess ffiijjaass yy mmoovviilleess

Este sistema también se está imple-mentando para comercializarse en el

futuro y se basa en latecnología IP, sobrela que correrá tantoel teléfono móvilcomo el fijo sin queel usuario se décuenta.

La ventaja parael usuario de estaconvergencia estrasladar al móvil lamultitarea, ya habi-tual en la PC o en elADSL.

Así, como elADSL permite estarconectado aInternet y recibir lla-

madas a la vez o la PC facilita escribiruna carta y navegar por la Red al mismotiempo, la convergencia de redes de fijoy móvil conseguirá que el usuario puedahablar y bajar contenidos a la vez.

El cambio es radical porque en estemomento no es posible para la mayoríade los usuarios ni siquiera enviar un SMSy hablar por una terminal de telefoníamóvil a la vez.

Esta convergencia también consegui-rá que un terminal de móvil pueda serusado como un típico intercomunicadorpor un grupo de usuarios determinados,un sistema conocido como PTT.

MMeennssaajjeerrííaa iinnssttaannttáánneeaa

Es la tercera pata de la revolución dela telefonía móvil que está por llegar ycombina la futura evolución del SMS,con las ventajas del mensaje corto, conel correo electrónico convencional quese recibe en la PC.

El mensaje llega más rápido que elSMS, pero es igual de corto y la principalventaja para el usuario es que no seordena por el momento de llegada, sinopor destinatario, igual que en la PC.

Para ello, el terminal de móvil precisamás memoria, porque almacena no sóloel mensaje recibido sino también el quese le ha enviado, la respuesta a éste y asítodo el diálogo que hayan mantenido losdos usuarios.

La memoria de los nuevos móviles detercera generación no parece un proble-ma. Por ejemplo, entre los 100 nuevosterminales que se presentarán en el mer-cado ya hay modelos que cuentan con44 ggiiggaass ddee mmeemmoorriiaa..

tend

enci

as



Actualmente es posible hallar en nuestro mercado gran canti-dad de equipamientos específicos para comunicaciones porIP, casi todos ellos provenientes de empresas de primeralínea como es el caso de Linksys, con costos razonables si sepiensa en el rápido retorno de la inversión inicial y, especial-mente, en la posibilidad de administrar enteramente el flujo decomunicaciones telefónicas desde la misma empresa.

Telecomunicacionesel

efon

íaIPT

SIN FRONTERAS

Con la llegada de Internet como instrumento de interco-nexión entre distintas Redes Locales de computado-ras, se produjo un acelerado desarrollo de los sistemas

de comunicación dentro de los cuales la telefonía no podía que-dar al margen.

Desde un principio la evolución tecnológica aplicada específi-camente a las redes de transmisión de datos ha sido muy sig-nificativa, lo que implicó una creciente fiabilidad acompañada

a tecnología quecambiaría las

comunicacionesya es una realidad.

La ecuación no podría haber dadomejores resultados: drástica reducciónde los costos de telefonía, rápido retor-no de la inversión optimizando las redesya instaladas

L



con una notoria reducción en loscostos de las mismas, lo que final-mente se conjugó comoTecnología de Voz sobre IP, usual-mente conocido por sus siglas eninglés VoIP (Voice Over InternetProtocol).

Las comunicaciones de telefoníatradicional, aún hoy ampliamentemayoritarias, se realizan a travésde la red telefónica pública conmu-tada (PSTN). En una llamada nor-mal la central telefónica estableceuna conexión permanente entreambos interlocutores, la cual seutiliza para llevar las señales devoz, mediante un procedimientodenominado conmutación de cir-cuitos. Las redes desarrolladas alo largo de los años utilizadas en latransmisión de conversaciones

vocales están basadas en el con-cepto de conmutación de circuitos,es decir, la realización de unacomunicación que habrá de reque-rir del establecimiento de un circui-to físico durante el tiempo que ésta

durará, lo que conduce a que losrecursos intervinientes en larealización de una llama-da no podrán ser emplea-dos en otra hasta que laprimera finalice, inclusodurante los silencios quese suceden dentro de unaconversación típica.

Por el contrario, la telefo-nía IP no utiliza circuitos paraconcretar la conversación,sino que envía múltiples con-versaciones a través delmismo canal codificadas enpaquetes y flujos independien-tes. El sistema “empaqueta” lasconversaciones transformándo-las en bloques de informaciónaptas para ser transmitidas a tra-vés de una red de datos.

Es decir que la voz fluye sobre lared como si fuera otro paquete dedatos más.De esta manera para elsistema ya no existe una señal devoz sino simplemente un paquetede datos al que deberá tratar con

Encabezado Datos Cola

0 50 400

Figura N° 1Elementos que componen un paquete de datos. En el Encabezado seincluyen el protocolo y los parámetros necesarios para establecer lacomunicación. Luego le sigue el segmento de Datos que contieneprecisamente datos de diferentes longitudes y finalmente la Cola queporta códigos de controles de errores.

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los mismos estándares yprocedimientos utiliza-dos habitualmente enInternet.

Cuando se produce unsilencio en una conversa-ción, los paquetes dedatos de otras conversa-ciones pueden ser trans-mitidos por la red logran-do de esta manera unamayor optimización delas redes mismas.

Funcionaiento de VolPPara comenzar a desarrollar una

explicación pormenorizada delfuncionamiento de esta tecnolo-gía, es necesario definir el signifi-cado de la terminología que utiliza-remos para ello.

ProtocoloEs un acuerdo sobre procedi-

mientos de comunicación e involu-cra al menos a dos estaciones.Todacomunicación requiere de un acuer-do previo, es decir un conjunto dereglas compartidas sobre paráme-tros, formatos, mecanismos y pro-cedimientos. Estos acuerdos sematerializan en lo que se ha dadoen llamar Protocolos.

Paquete de DatosUno de los propósitos de un pro-

tocolo es definir un formato paralos datos a transmitir entre dosentidades. A este formato se lodenomina según el protocolo delque se trate: mensaje, paquete otrama (frame). (Figura 1).

En general un paquete es unasecuencia que contiene lossiguientes elementos:

1 - Un encabezado -header- quees propio del protocolo y en el quese incluyen parámetros necesariospara la comunicación tales comodirección de la estación de destino,forma de codificación de los datos,la longitud del paquete, etc.

2 - Una sección de datos delongitud fija o variable según eltipo de protocolo.

3 - En algunos casos, una cola o

trailer donde normalmente seinserta algún código de control deerrores.

Modelo OSILa construcción de una red de

comunicaciones es una tareacompleja que implica la resoluciónde muchos problemas de naturale-za distinta, como por ejemplo,codificar las solicitudes de los dis-tintos servicios; controlar el flujo dedatos entre dos puntos cualquierade la red; detectar y resolver erro-res generados por interferencia;determinar la ruta más apropiadaentre dos nodos.Todo esto, en suconjunto, establecerá la forma enque la información fluirá a travésde las redes.

Protocolo IPEs un protocolo de datagramas

correspondiente a la capa 3 delmodelo OSI, es decir que es unprotocolo de Red.

Define:

1 - Alcance punta a punta de lared.

2 - Establece un esquema deDireccionamiento Lógico (se llamaDirecciones IP y tiene una longitudde 32 bits siendo de orden jerár-quico).

3 - Estructura de paquete.4 - Fragmentación.

En la figura 2 podemos apreciarla forma en que se vería represen-tado gráficamente el formato de unpaquete IP. En la línea superiorestán numerados los bits (0-31) yabajo los distintos campos y sucorrespondiente longitud.

Protocolo TCPEs un protocolo orientado a la

conexión.Su función será dividir losmensajes en segmentos, reagru-parlos en la estación destino, reen-viar todo lo que no se reciba y rea-grupar los mensajes a partir de lossegmentos. Brinda un circuito vir-tual entre aplicaciones de los usua-rios. El control de flujo se realizamediante ventanas deslizantes.

En el diagrama de la figura 3 enla siguiente pagina, se puedenapreciar la relación entre losmodelos OSI y TCP/IP.

ProcedimientoLos pasos básicos que tienen

lugar en una llamada a través deInternet son los siguientes:

UNA DE LAS PRINCIPALESCRÍTICAS QUE AUN RECIBE ESTATECNOLOGÍA ES LA REFERIDA ALA SEGURIDAD. PARA SUSDETRACTORES, LA VULNERABI-LIDAD DE LAS COMUNICACIO-NES ESTARÁ SIEMPRE EMPA-RENTADA CON LOS PERMANEN-TES ATAQUES A LA RED DEREDES, INTERNET.

10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31

Version IHL Type of Service Total Lenght

Indentification Flags Fragment Offset

Time to Live Protocol Header Checksum

Source Address

Destination Address

Options Padding

0 1 2 4 5 6 7 8 9 3

Representación de un paquete IP

Figura N° 2Esquema que representa gráficamente el formato de un paquete IP.



Conversión de la señal de vozanalógica a formato digital, digita-lizando la voz en paquetes dedatos. Básicamente el procesocomienza con la señal análoga delteléfono que es digitalizada enseñales PCM (Pulse CodeModulation) por medio del codifi-cador/decodificador de voz(codec).

Las muestras PCM son pasadasal algoritmo de compresión, el cualcomprime la voz y la fracciona enpaquetes enviando estos a travésde Internet a la persona con la queestamos hablando. Pueden sertransmitidos para este caso a tra-vés de una red privada WAN.

En el otro extremo, del lado delreceptor, se realizan exactamentelas mismas funciones pero enorden inverso, es decir que cuandolos paquetes alcanzansu destino, son ensam-blados nuevamente,descomprimidos y con-vertidos en la señal devoz original.

Hasta aquí se suponeque las ventajas queproporciona esta formade trasmitir voz superarí-an ampliamente a laforma convencional, ya

que con la misma infraestructurase podrían prestar más servicios.Además la calidad del mismo y lavelocidad serían mayores. Peroaún persiste cierta desventaja, yaque no es posible establecer laduración del paquete dentro de lared (esto depende de la ruta quelos “routers” determinen para elpaquete) hasta que éste llegue asu destino pudiendo cada uno deellos utilizar un camino distinto.

Otro probable inconvenientepodría radicar en la posibilidad depérdida de paquetes en la reddado que el protocolo TCP/IP con-templa esta situación. En estecaso será necesario pedir laretrasmisión del paquete perdidopara poder reensamblar el conjun-to.Todo lo expresado anteriormen-te afecta a la Calidad del Servicio

Figura N° 3Esquema representativo de la relación entre los modelos OSI y TCP/IP

ttiippss

Enlace LógicoR

IP /

OS

PF

SM

MP

DN

S

DH

CP

AP

LIC

AC

ION

ES

UDP TCP

ICMP

APRIP

Aplicación

Presentación

Sesión

Transporte

Red

Enlace

Físico

Stack de Protocolos TCP/IP

En la presente edición ellector encontrará la primer entrega deuna serie de notas específicas sobreRedes Informáticas, desde su constituciónhasta la instalación física, material ésteque ha sido desarrollado por especialis-tas en exclusiva para nuestra publicación.

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(QoS) que seestá ofreciendo

Medios detransmisión

Hasta aquípodemos decirque nos encon-traremos con trestipos de redessobre las cualespodremos hacernuestros envíosempaquetadosde voz:

Internet: Contoda seguridadserá el primermedio en el quese pensará pero,a juzgar por elestado actual dela red, es muyprobable que lacalidad sea defi-ciente para un uso profesional en el tráfico de voz.

Enlaces Contratados: Este es un servicio que losoperadores (carriers) ofrecen a las empresas.Alquilan toda la conectividad necesaria para interco-nectar sus redes de área local en lo que al tráfico IPse refiere. Con una mayor calidad de servicio y conimportantes mejoras en la fiabilidad, hay operadoresque incluso ofrecen garantías de bajo retardo y/oancho de banda lo que los hace muy interesantespara el tráfico de voz.

Intranet: Lared de Datosimplementadapor la propia

empresa. Suele constar de varias redes LAN(ethernet conmutada, ATM, Wireless, etc.) que seinterconectan mediante enlace WAN tipo Frame-Relay/ATM, líneas punto a punto, RDSI para elacceso remoto, etc. En este caso como la empre-sa administra la Red tiene bajo su control práctica-mente todos los parámetros de la misma, enespecial su ancho de banda, por lo que resultaideal para su uso en el transporte de la voz.

Protocolos de VoIPComo era lógico de esperar, y con sólo observar

rápidamente la historia reciente, fueron muchos losintegradores de soluciones que surgieron en el merca-do para dar respuesta al rápido desarrollo de estanueva tecnología con diferentes propuestas que,como se preveía, conllevaría a una confusión entre losusuarios pues éstos quedaban atrapados a unamarca específica.

Recién en 1987 el VoIP Forum del IMTC propusoun Standard que permitió la interconexión de losdistintos elementos que pueden integrarse en unared VoIP.

Debido a la existencia del estándar H.323 del ITU-T,que cubría la mayor parte de las necesidades para laintegración de la voz, se decidió que el H.323 fuera labase de VoIP, a fin de evitar divergencias entre losestándares que ya estaban establecidos y tiene comoprincipal objetivo asegurar la interoperabilidad entreequipos de diferentes fabricantes, fijando aspectostales como la supresión de silencios, codificación de

Figura N° 5Como se puede apreciar, los teléfonos IP no difieren enmucho de los tradicionales, como el de esta imagendesarrollado por la empresa Cisco Networks.

Teléfono común

Teléfono común

InternetCable/DSLMódem

Wireless oRouterWired

PAP2 Adaptador telefónico con 2 puertos

Figura N° 4He aquí un adaptador telefónico que permite, a través de sus dos puertos,

conectar a otros tantos teléfonos comunes que establecerán suscomunicaciones a través de la conexión a Internet vía módem DSL o Cable.



la voz y direccionamiento; y estableciendo nuevoselementos para permitir la conectividad con lainfraestructura telefónica tradicional.

Estos elementos se refieren básicamente a los ser-vicios de directorio y a la transmisión de señalizaciónpor tonos multifrecuencia (DTMF). El VoIP/H.323comprende a su vez una serie de estándares y se

apoya en una serie de protocolos que cubren los dis-tintos aspectos de la comunicación que a continua-ción detallaremos.

Direccionamiento:1 - RAS (Registration, Admision and Status).

Protocolo de comunicaciones que permite a unaestación H.323 localizar otra estación H.323 a travésdel Gatekeeper.

2 - DNS (Domain Name Service). Servicio deresolución de nombres en direcciones IP con elmismo fin que el protocolo RAS pero a través de unservidor DNS.

Señalización:1 - Q.931 Señalización inicial de llamada.2 - H.225 Control de llamada: señalización, regis-

tro y admisión, y paquetización/sincronización delstream (flujo) de voz.

3 - H.245 Protocolo de control para especificarmensajes de apertura y cierre de canales parastreams de voz.

4 - Compresión de Voz:4-1 Requeridos: G.711 y G.723 4-2 Opcionales: G.728, G.729 y G.722

Transmisión de Voz:1 - UDP. La transmisión se realiza sobre paquetes

UDP, pues aunque UDP no ofrece integridad en losdatos, el aprovechamiento del ancho de banda esmayor que con TCP.

2 - RTP (Real TimeProtocol). Maneja los aspec-tos relativos a la temporiza-ción, marcando los paquetesUDP con la información nece-saria para la correcta entregade los mismos en recepción.

Control de la Transmisión:1 - RTCP (Real Time

Control Protocol). Se utilizaprincipalmente para detectarsituaciones de congestiónde la red y tomar, en sucaso, acciones correctoras.En síntesis, si deberíamosdibujar todos estos compo-nentes, el paquete quedaríade la manera representadaen la figura 6.

Elementos de una red VoIPEl hecho de que VoIP se

apoye en un protocolo decapa 3, como es IP, nos per-mite realizar una diversidadde configuraciones.

Las funciones de los distin-tos elementos son fácilmenteentendibles en cualquier dia-

Establecimiento de Llamada y Control

Direccionamiento

Presentación

Compresión de audio G.711 ó G.723

DTMF Direccionamiento

RAS (H.225) RTP/RT CP H.245 Q.931 (H.225) DNS

Transporte UDP Transporte TCP

Red (IP)

Enlace

Físico

UNA DE LAS PRINCIPALESCRÍTICAS QUE AUN RECIBEESTA TECNOLOGÍA ES LAREFERIDA A LA SEGURIDAD.PARA SUS DETRACTORES, LAVULNERABILIDAD DE LASCOMUNICACIONES ESTARÁSIEMPRE EMPARENTADACON LOS PERMANENTESATAQUES A LA RED DEREDES, INTERNET.

Figura N° 6Cuadro esquemático que representa la pila de Procolos en VoIP.



grama gráfico de voz sobre IP,aunque vale la pena recalcar lossiguientes conceptos:

El Gatekeeper es un elementoopcional en la red, pero cuandoestá presente, todos los demáselementos que contacten dichared deben hacer uso de áquel. Sufunción es la de gestión y controlde los recursos de la red, demanera que no se produzcansituaciones de saturación de lamisma.

El Gateway es un elementoesencial en la mayoría de lasredes pues su misión es la deenlazar la red VoIP con la red tele-fónica analógica. Podemos consi-derar al Gateway como una cajaque por un lado tiene una interfaseLAN y por el otro dispone de una ovarias de las siguientes interfases:

-FXO. Para conexión a extensio-nes de centrales ó a la red telefó-nica básica.

-FXS. Para conexión a enla-ces de centrales o a teléfonosanalógicos.

-E&M. Para conexión específicaa centrales.

-G703/G.704. (E&M digital)Conexión específica a centrales a2 Mbps.

Los distintos elementos puedenresidir en plataformas físicas sepa-radas, o nos podemos encontrarcon varios elementos conviviendoen la misma plataforma. De estemodo es bastante habitual encon-trar juntos Gatekeeper y Gatewayen un mismo dispositivo. Tambiénes común ver cómo se han imple-mentado las funciones deGateway en un router.

Un aspecto importante a desta-car es el de los retardos en latransmisión de la voz. La voz no esmuy tolerante con éstos. Dehecho, si el retardo que se produ-ce por la acción de la red es demás de 300 milisegundos, resultacasi imposible tener una conversa-ción fluida. Debido a que las redesde área local no están preparadasen principio para este tipo de tráfi-co, el problema puede parecergrave. Hay que tener en cuentaque los paquetes IP son de longi-tud variable y el tráfico de datossuele ser a ráfagas. Para intentarobviar situaciones en las que lavoz se pierde porque tenemos unaráfaga de datos en la red, se haideado un nuevo componente.

El protocolo RSVP: cuya princi-pal función es dividir los paquetesde datos grandes y dar prioridad alos paquetes de voz cuando hayuna congestión en un router. Sibien este protocolo ayudará consi-derablemente al tráfico multimediapor la red, hay que tener en cuen-

AUNQUE NO ES UTILIZADOCON MUCHA FRECUENCIA, ELGATEKEEPER ES UN DISPO-SITIVO DE SUMA UTILIDAD ALA HORA DE CONTROLARLOS RECURSOS DE LA RED AFIN DE EVITAR QUE EN ELLASE PRODUZCAN CONGESTIO-NES POR SATURACIÓN DEREQUERIMIENTOS SOBRE LAMISMA.

Figura N°8Prototipo de la configuración de un sistema de telefonía por IP.

Cont. en página 40



C Lorreo

ectordel

En esta primera edición damos la bienvenida a una amplia franja de lec-tores ávidos de saber qué hay de nuevo en el mundo de la Electrónicaponiendo a su disposición esta sección con la que podrá comunicarse víacorreo electrónico o por carta (ver direcciones al pie).

Aquí nuestros lectores podrán exponer sus inquietudes, ya sean las relacionadas con conocimien-tos sobre Electrónica que no hayan podido adquirir en otros medios, como comentarios acerca denuestro material publicado, ideas para mejorarlo, sugerencias de temas específicos para tratar enpróximas ediciones, etc.

Y desde luego también el Foro de Lectores de nuestro sitio web será el lugar de encuentro idealpara realizar consultas a otros lectores, intercambiar experiencias, etc.

Estimado Lector, le damos la bienvenida y lo invitamos a contactarse connuestro staff cuando lo considere oportuno. Con placer responderemos atodas las inquietudes que nos sean planteadas.

"Lo que importa es no dejarde hacer preguntas"

Albert Einstein

Por correo postal a:Sarandí 1065 2º 40 (C1222ACK)Ciudad de Bs. As. - Argentina

Por correo electrónico a:

[email protected]



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ta que RSVP no garantiza unacalidad de servicio como ocurre enredes avanzadas tales como ATMque proporcionan QoS de formaestándar.

Protocolo SIPEl Session Initiation Protocol

(SIP) fue ratificado por el IEFT en1999 bajo la RFC 2543.

Evidentemente, la telefonía yvideoconferencia IP son dos delas muchas aplicacio-nes que pueden serdesarrolladas sobreSIP, algunas de ellashoy gozan de granpopularidad como es elcaso de la mensajeríainstantánea y ciertosjuegos en red.

A diferencia de H.323en SIP sólo se definenlos elementos que parti-cipan en un entorno SIPy el sistema de mensa-jes que intercambianéstos. Estos mensajesestán basados en HTTPy se emplean esencial-mente en procedimien-tos de registro y para establecerentre qué direcciones IP y puertosTCP/UDP intercambiarán datoslos usuarios. En este sentido, susencillez es altamente valoradapor desarrolladores de aplicacio-nes y dispositivos. Ésta es una delas razones por las que SIP se per-fila como el protocolo ideal para eldesarrollo de nuevos modelos yherramientas de comunicación,como así también en la telefonía yvideoconferencia IP.

Además de los terminales deusuario, en la arquitectura SIP seidentifican los servidores Register,Proxy, Redirect y Location. Estoselementos son la clave para ofre-cer "Presencia" y "Movilidad" a unusuario SIP. Durante el proceso deregistro, un usuario emplea unmensaje SIP para indicar su direc-ción IP (dirección física) y email(dirección lógica) al servidorRegister que le preste servicio. A

su vez, la máquina Register infor-ma de la localización del usuario(dirección IP física) a un servidorjerárquicamente superior conocidocomo Location.

Otra de las claves del desarrolloe implantación de SIP es su senci-llez. El conjunto de protocolos queparticipan en SIP es muy sencilla.A efectos de transporte y codifica-ción de la voz y video se utilizanlos mismos protocolos que en

H.323: UDP, RTP, RTCP para eltransporte; y H.26x y G.7xx para lacompresión. Por otra parte, en lorelativo a establecimiento de lla-madas y proceso de registro sólose define un nivel a través del cualse inician los mensajes SIP en lared; nivel accesible desde nivelessuperiores de aplicación. Esto sig-nifica que estos mensajes puedenser iniciados desde XML, CGI enPerl, TCL o C++ entre otros.También se dispone de una APISIP conocida como JAIN.

Debilidades del sistemaAl ser una red IP la telefonía no

está exenta de los peligros que lesconocemos a las redes de datos.Los dispositivos que realizan lacomunicación son pasibles decualquier ataque de un hacker.Consiguiendo una entrada en unaparte clave de la infraestructura,como una puerta de enlace de

VoIP, un atacante puede capturary volver a poner paquetes con elobjetivo de escuchar la conversa-ción. O incluso peor aún, grabarloabsolutamente todo, y poderretransmitir todas las conversacio-nes sucedidas en tu red. Usandoesta información, un atacantepuede obtener un mapa detalladode todas las llamadas realizadasen tu red y datos de usuario.Afortunadamente, la situación no

es irremediable.La primera medida

que deberíamos tomaren VoIP es encriptar. Esla única forma de preve-nirse ante un ataque.Como aspecto negativopara esta solución, con-sume ancho de banda.

Existen múltiplesmétodos de encripta-ción: VPN (VirtualPersonal Network), elprotocolo Ipsec (IPsegura) y otros protoco-los como SRTP (SecureRTP). De todos modos,la clave es elegir unalgoritmo de encripta-

ción rápido, eficiente, y emplear unprocesador para tal fin.

Otra opción puede ser QoS(Quality of Service); los requeri-mientos para QoS asegurarán quela voz se maneje siempre demanera oportuna, reduciendo lapérdida de calidad.

La segunda medida a tener encuenta, es el proceso de securizartodos los elementos que compo-nen la red VoIP: servidores de lla-madas, routers, switches, centrosde trabajo y teléfonos.

De esta manera reduciremosnotablemente los riesgos ennuestra red. Como se podráapreciar, a medida que aumen-tamos la seguridad también seamplía la cantidad de informa-ción a procesar y por conse-cuencia la carga de información,con lo cual se consumirán mayo-res recursos de hardware y tiem-po de procesamiento.



Audio

Esta es la razón por la que muchos amplificadores deestado sólido tienen sonido áspero o "sucio" en lasaudiofrecuencias superiores. Las especificaciones de

distorsión brindadas por los fabricantes se miden con cargaresistiva. Sin embargo ciertos sistemas de parlantes pueden sersignificativamente reactivos y causar la activación falsa de loscircuitos de protección generando distorsión. De acuerdo a loexpuesto, la competencia hace que los diseñadores de amplifi-cadores comerciales busquen obtener el mayor beneficio decada vatio disponible, para mejorar la calidad y confiabilidad desus productos.

Presentamos un amplifi-cador MOSFET de altapotencia cuya construc-ción le permitirá mejorarla calidad de sus proyec-tos de audio.

am

plif

ica

do

r 200 watts

Los especialistas reconocen que existen limitaciones de la perfor-mance en la mayoría de los amplificadores de potencia de audio dis-ponibles comercialmente. Por ejemplo, las especificaciones de dis-torsión, se miden casi siempre a 1 kHz, pero la generación de distor-sión en un amplificador típico puede aumentar de 12 a 18 dB poroctava a frecuencias superiores a 1 kHz.

(Parte I)



El amplificador de 200 W (enadelante denominado moduloOPTI3) representa una soluciónsignificativa para los entusiastasdel audio. Cada módulo escapaz de suministrar 200 vatiosRMS en cargas de audio típicascon sólo 0,006% de dis-torsión armónica total(THD) a 1 kHz y máximasalida, con un aumentode THD a sólo 0,017 % a20 kHz.

Esta excepcional per-formance de distorsiónse debe a tres mejorasespecificas a la topolo-gía convencional. La res-puesta en frecuencia delamplificador es virtual-mente plana desde 5 Hza 100 kHz, con puntosde -1 dB a aproximada-mente 3 Hz y 120 kHz.

La relación señal/ruido(S/R) del amplificador es mejorque -100 dB. El módulo incorpo-ra protecciones electrónicascontra cortocircuitos, sobre car-gas térmicas y de parlantes,como también silenciamientocon retardo y un indicador visualde estado exclusivo de 3 vías.

Durante décadas, el mercadodel audio estuvo dominado porlos amplificadores de potenciacon dispositivo de salida basa-dos en transistores de junturabipolares. Estos transistores pro-porcionan excelentes respuestaa los transitorios, alta transcon-ductancia y bajo costo. Comodesventaja, sufren un coeficien-te de temperatura positivo (esdecir, la corriente de fugaaumenta con la temperatura),susceptibilidad a la rupturasecundaria, la caída de beta(disminución del beta con elaumento de la corriente decolector), extremada sensibili-

dad a la exactitud de la polariza-ción y problemas de capacitan-cias de la juntura.

En las aplicaciones de altacorriente, los transistores de jun-tura fueron tradicionalmente difí-ciles de proteger contra la ruptu-

ra secundaria y la conexión cru-zada resultante de los portado-res almacenados en la capaci-tancias de la juntura.

Algunos diseños de transisto-res son más susceptibles a que-marse bajo condiciones adver-sas de carga que otros, peroincluso los circuitos de protec-ción más complicados no siem-pre pueden impedir la falla deltransistor en todas la condicio-nes de carga reactiva y resistivaposible. Además, la mayoría delos circuitos de protección pue-den producir distorsión por falsalimitación si la carga del parlantees más que moderadamentereactiva.

Nota: No deben confundir-se los MOSFET laterales (L-MOSFET) con los MOSFETque incluyen las familias V-MOSFET y HexFET. Puestoque todas las señales de altacorriente circulan por laregión “de canal” de los L-MOSFET de tipo de enrique-cimiento, los problemas deconducción cruzada y ruptura

secundaria no existen. La con-fiabilidad real de los amplificado-res L-MOSFET es mucho mayorque la ofrecida por los amplifica-dores de transistores, aún siéstos últimos tienen las etapasde salida muy protegidas.

Los amplificadoresL-MOSFET tambiénposeen coeficientes detemperatura "negati-vos" a niveles de altacorriente, eliminandola posibilidad de corri-da térmica o la necesi-dad de circuitos depolarización, con reali-mentación térmica. Lascondiciones de sensi-bilidad al punto dereposo esencialespara una performancede distorsión óptima sereducen notablementeen comparación con

los dispositivos de transistores,de modo que el ajuste de polari-zación inicial es mucho menoscrucial y mejora la estabilidaddel funcionamiento a largoplazo.

La ausencia de mecanismosde pérdida de ganancia a altascorrientes (correspondientes ala "caída de beta" de los transis-tores) implica que el rendimientoen distorsión de los amplificado-res L-MOSFET no se deterioracuando conducen cargas debaja impedancia tales como sis-temas de parlantes de 4 ó 2ohmios. Las únicas desventajas

tips

Transistores bipolares de juntura o MOSFET laterales

Los MOSFET latera-les (L-MOSFET) presentan la carac-terística de ser los únicos dispositi-vos de estado sólido desarrolladoy fabricados exclusivamente paralas aplicaciones de audio depotencia.



significativas de los L-MOSFETen comparación con los transis-tores tradicionales son su mayorcosto y menor transconductancia.

El OPTI3 usa una etapa desalida L-MOSFET en combina-ción con tres mejoras específi-cas de la topología lineal de 3etapas convencional.

Colectivamente las mejorasresuelven con eficacia el com-promiso de linealidad asociadocon los L-MOSFET y proporcio-nan mejoras tangibles en diver-sas áreas de operación.

No se ha difundido amplia-mente que el par diferencial detransistores de la etapa deentrada debe tener un balancede corriente de colector casi per-fecto para una óptima cancela-ción de distorsión y máxima

ganancia. Se trata de la físicadel transistor, que requiere lacolocación del punto de opera-ción en reposo en el centroexacto de la curvas opuestas detransconductancia del par dife-rencial. En términos simples, lascorrientes de colector del pardiferencial deben ser igualesdentro del 1%.

La figura 1A muestra unafuente de corriente constanteque suministra la corriente dealimentación, mientras que R1 yR2 proporcionan un nivel ade-cuado de realimentación dege-nerativa para aplanar la curva detransconductancia (y mejorar lalinealidad). Puesto que R3 y R4son iguales, se sugiere el con-cepto de simetría.

Obsérvese que la entrada dela etapa amplificadora de ten-sión está acoplada directamenteal colector de Q1. Esto desplaza

el balance de corriente de colec-tor de Q1 y Q2 en un factormayor de 10 a 1 independiente-mente del diseño del circuito.Algunos diseñadores han mejo-rado esa configuración ajustan-do los valores de R3 y R4 (enciertos casos, anulando R4 com-pletamente).

Lamentablemente, esa no esuna técnica efectiva, porque elbalance se deteriora al aumen-tar la frecuencia y la caída deimpedancia asociada de laetapa amplificadora de tensión.

En la figura 1B, las cargas decolector de los transistores dife-renciales se han reemplazadocon un “espejo de corriente”,compuesto por Q3, Q4, R3 y R4.

Los espejos de corriente fuer-zan activamente un balance decorriente entre las dos ramas delcircuito, para representar la solu-ción ideal a nuestra necesidad

de un balance decorrección exacto ydinámico.

Para obtener losmejores resultados, losBeta de Q3 y Q4 debenestar adaptados dentrodel 10% y los resistoresde degeneración de R3y R4 deben incluirse enel circuito para com-pensar las variacionesde VBE típicas de Q3 yQ4.

Una vez cumplidasestas condiciones, lascorrientes de colectorde Q1 y Q2 debenestar balanceadas den-tro del 1% en toda lagama de audiofrecuen-cias.

Si bien el motivo pri-mario de un espejo decorriente es reducir ladistorsión interetapas,su inclusión ofrece dosbeneficios adicionales:

a) Acrecienta la “velo-cidad de variación rápi-da” en más del 100%.

B

AFigura Nº 1El circuito A mues-tra una etapa deentrada genéricasimplificada que seutiliza en la mayoríade los amplificado-res comerciales.En B, las cargasdiferenciales decolector se reempla-zaron por un “espe-jo de corriente” quereduce la distorsiónde la etapa deentrada.

Etapa de entrada balance



b) Aumenta la “relación derechazo de fuente de alimentación”(PSRR).

La única desventaja que se pre-senta es el costo de los dos tran-sistores.

En las pruebas y comparacio-nes reales, la disposición de etapade entrada diferencial con espejode corriente ilustrada en la figura1B muestra una linealidad muchomejor que la de las etapas deentrada genéricas, o de imagenespejada tradicionales.

Para aprovechar plenamente lasventajas de la topología lineal de 3etapas convencional, toda laganancia del amplificador depotencia debe producirse en laetapa amplificadora de tensión.

En consecuencia, una etapaamplificadora de tensión óptimaincorpora técnicas de “mejora de beta” (por ejem-plo un par Darlington) y de “carga activa” (porejemplo, una fuente de corriente constante queactúe como carga del colector del amplificador).

La figura 2A ilustra una etapa amplificadora detensión simplificada que implementa estas carac-terísticas.

Observe que Ccomp (capacitor de compensa-ción) de la figura 2A está conectado de la salidadel amplificador hacia su entrada, configuracióndenominada “compensación de polo dominante”.A frecuencias superiores al primer polo de fre-cuencia, Ccomp reduce la ganancia de tensión delamplificador en 6B/octava.

A fin de lograr una ganancia a lazo abierto infe-rior a la unidad sin que se produzcan desfasajesexcesivos (que causen inestabilidad), el primerpolo de frecuencia de los amplificadores con com-pensación de polo dominante simple se debeajustar a un valor relativamente bajo, normalmen-te alrededor de 1 kHz o menor.

Esto produce una pérdida de aproximadamen-te 24 a 30 dB en la ganancia en lazo abierto y unarealimentación negativa global proporcional almomento de alcanzar el límite superior del anchode banda de audio (20 kHz).

La consecuencia final de esta pérdida de reali-mentación negativa es un aumento aproximado de10 veces de la distorsión armónica en las frecuen-cias superiores de audio. La reducción del valor de

Ccomp mejora la distorsión en altas frecuenciapero produce también pérdida de estabilidad.

La figura 2B ilustra cómo la compensación depolo dominante simple puede modificarse a la“compensación de dos polos” agregando el capa-citor de C2 y el resistor Rp.

En efecto, este diseño se comporta como un fil-tro de 2do. orden que hace decaer la ganancia delamplificador de tensión al régimen de 12 dB poroctava en lugar de 6 dB.

En consecuencia, el primer polo de frecuenciase puede fijar a unos 10 kHz, manteniendo lamisma frecuencia de atenuación progresiva infe-rior a la unidad de la compensación de polo domi-nante simple.

El resultado es una mejora aproximada de 3veces en la THD sobre los diseños convenciona-les a altas frecuencias.

La figura 3A ilustra una etapa de salida L-MOS-FET seguidora de fuente simplificada. Este es elequivalente MOSFET de enriquecimiento de laetapa de salida seguidora de emisor con transis-tores.

La configuración de seguidor de fuente es ladisposición usada habitualmente en los amplifica-dores de potencia de audio L-MOSFET comercia-

A B

,

2

1

1000pFC2

C1

p

Figura Nº 2Se muestra en A una etapa amplificadora de tensión simplificada queincorpora técnicas de "mejora de beta" y "carga activa".En B se ilustra cómo se puede simplificar la compensación de polodominante simple a una "compensación de dos polos", agregando elcapacitor CC2 y el resistor Rp.

Compensación de dos polos

Etapa de salida híbrida de transistor

de juntura/MOSFET



les, pero sufre aún la desventajade la total dependencia de larealimentación negativa globalpara solucionar los problemasasociados con la pobre lineali-dad inherente de los L-MOSFET.

En la practica, los amplifica-dores L-MOSFET seguidores defuente generan una distorsiónde alrededor de 0,03% a 1 kHz.Si bien no significativa, repre-senta un orden de magnitudinferior a la que puede tenersecon un amplificador bien diseña-do con etapa de salida de tran-sistores.

La figura 3 B ilustra una etapade salida de transistor de juntu-ra/MOSFET híbrida dispuestaen configuración de “realimenta-ción complementaria”. Observeque los MOSFET han sido inver-tidos en su posición. Los transis-tores Q1 y Q2 están dispuestosen configuración de emisorcomún complementaria, con unaganancia de tensión de aproxi-

madamente 5, determinada porlas relaciones R1/R2 y R4/R3.Esta ganancia de tensión seconvierte luego en una realimen-tación negativa local linealizantede 100% a través de los emiso-res de Q1 y Q2, mediante lalínea de salida de altavoces.

Por ello, la ganancia de ten-sión real de la etapa de salidacompleta sigue siendo ligera-mente menor que la unidad,pero se compensa en granmedida la baja transconductan-cia de los L-MOSFET.

La figura 4 muestra el circuitocompleto del amplificador depotencia de audio. En el circuito,C1 y C2 (un par de unidades detantalio) se utilizan como capaci-tores acopladores de entrada,mientras que R4 establece laimpedancia de salida en 12 K,

Figura Nº 3Se ilustra en A una etapa de salida MOSFET “seguidora de fuente”simplificada (el equivalente con MOSFET de enriquecimiento de unaetapa “seguidora de emisor” transistorizada común).En B se muestra una etapa de salida híbrida de transistor/MOSFETdispuesta en configuración de "realimentación complementaria".

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con el requerimiento de queR10 tenga el mismo valor paraminimizar los desvíos de CC delpar diferencial Q1 y Q2. Losresistores R2 y R3 son disposi-tivos de degeneración del pardiferencial Q1 y Q2, mientrasque Q4, Q5, R5 y R6 forman elespejo de corriente explicadopreviamente.

Recuerde que Q4 y Q5 debentener los beta adaptados dentro

del 10%. El capacitor C3 atenúa elruido ultrasónico indeseable y lasseñales interferentes que a menu-do se cuelan por el cableado deentrada. C4 y C5 son capacitoresde desacoplamiento de las líneasde alimentación. Su función esmejorar la PSRR, que ya es muyalta debido al diseño inherente delamplificador.

La relación entre R10 y R11determina el porcentaje de reali-

mentación negativa global aplicadaa la entrada y establece la ganan-cia de tensión de CA del amplifica-dor (que también determina la sen-sibilidad). Con los valores mostra-dos, la sensibilidad es aproximada-mente 8 milivoltios RMS. Si serequiere mayor sensibilidad, sepuede reducir, en consecuencia, elvalor de R11. C7 es un capacitorde bloqueo del circuito de reali-mentación negativa global.

Entrada

C5220

R1150

C110

Q32N5401

Q102SD669

Q72N5551

D11N4148

Q22N5401

Q12N5401

Q42N5551

Q52N5551

Q62N5401

Q82SB649

D21N4148

Q22SD569 Q12

2N5551

Q132N5401

Q152SB649D3

1N4148

Q112SD669

Q142SD669

Q192SK1058

Q182SK1058

D51N5060

D141N4004

D121N4148

Q212N5551

Q222N5551

Q202N5551

D91N4148

D111N4148

D81N4148

D71N4148

D61N4004

D101N4148

Q232N5551

Q242N5551

Q172SJ162

D41N5060

Q162SJ162

C210

C647

R71K

R1475

R1515

R16680

R17220

R501K

R20100

R2212K

R2656

R301K

+63VCC F15A

TIERRA

SALIDA DELAMPLIFICADOR

F25A

L11µH

C12.1

R311K

R32220

R2710

R2810 R39**

.22

R41**8

R40**8

C13.1

F25A

-63 VCC

SALIDA DEPARLANTELED 1

C181

+

R46390K

R45390K

C171

C16220

++

C15220

R4210K

R48150KSALIDA DEL

AMPLIFICADOR

ENTRADA DECA ACCESORIA

C14100

R43**500

D1312V

D1512V

+R444.7K

R471.2K

R4956K

C19220

*VER TEXTO

**RESISTORES DE 5W

+

RY1

TS1*

C11.1

R351K

R341K

R37**.22

R33220

R2956

R38**.22R36**

.22

C7220

R11270R2

100

R412K

C4220

R558

C3180pF

R668

R126.8K

C8100pF

C91000pF

R1012K

R23180

R24180

R21100

R131K

R181K

R1933

R2512K

C1047

+

R3100

R810K

R910K

+

+

+

+

+

nnn

Figura Nº 4Esquema completo del amplificador de potencia de audio

(que puede excitar cargas de 4 u 8 ohmios).



Fuerza la realimentación de CC al valor del100%, para mantener un buen balance de CC entodo el circuito amplificador (la tensión de desvíode salida de CC típica de este amplificador es

aproximadamente 7 milivoltios). Eldiodo D1 evita que C7 quede destruc-tivamente polarizado en forma inver-sa en caso de existir una alta tensiónde CC de polaridad inversa a la salida delamplificador.

Los componentes C8, C9, R12,R18, Q10 y Q11 conforman la sec-ción inferior de la etapa amplificadoracon beta mejorado y compensaciónde 2 polos que describimos previa-mente. Q7, R13 y R19 proporcionanprotección por limitación de corrientepara Q11 en caso de cortocircuito a lasalida del amplificador.

El circuito de polarización del puntode reposo requerido para llevar la etapade salida a una operación precisa enclase B, consiste en R50, R17, R16,C10, Q9, R15. Este circuito es unavariante del circuito de “diodo amplifica-do” común, con unas cuantas mejoras.

El potenciómetro R5 se coloca en elcircuito de modo que una condición decircuito abierto en el cursor (falla comúnde los trimmers) disminuye la polariza-ción directa en vez de aumentarla peli-grosamente.

El capacitor C10 agrega estabiliza-ción adicional a la tensión de polariza-ción, mientras que R15 proporcionauna significativa inmunidad contra loscambios de la polarización resultantesde las variaciones de la corriente deQ9. Como en otros diseños de etapasde salida de realimentación comple-mentaria, el transistor polarizador Q9debe efectuar el seguimiento térmicode la temperatura de los transistorespredriver.

El amplificador, Q9, se monta físi-camente en el mismo disipador térmi-co que Q14, primariamente paracompensar la temperatura ambiente.Los transistores predriver Q14 y Q15sólo se calientan ligeramente durantela operación normal.

Los componentes R1 Q3, C6, Q6,R8, R9, R7, R14, y Q8, comprendenlas dos fuentes de corriente constan-te necesarias para las etapas de

entrada y amplificadora de tensión. Q6 es la refe-rencia de tensión para ambas fuentes, al forzar lacaída de tensión en R14 al valor de su propiacaída VBE (aprox. 0,67 V).

14427311111312224

2

1

111111

LISTADO DE COMPONENTESDEL AMPLIFICADOR L-MOSFET DE 200 W

Q1, Q3, Q6, Q13,Q4, Q5, Q7, Q12, Q20, Q24

Q8, Q15.Q9, Q10, Q11, Q14

Q16, Q17Q18, Q19

D1-D3, D7-D12.

D4, D5

D6, D14

D13, D15LED1

Transistor PNP de silicio 2N5401.Transistor PNP de silicio 2N5551.Transistor PNP de silicio 2SB649.Transistor PNP de silicio 2SD669.L-MOSFET de canal P 2SJ2162.L-MOSFET de canal N 2SK1058.Diodo de conmutaciónde propósitos generales 1N4148.Diodo de recuperación rápidade propósitos generales 1N5060.Diodo rectificador de silicio.de PIV 400 V, 1 W, 1N4004.Diodo zener de 1W 12V.Diodo emisor de luz (rojo).

5624224

2

2

21

Símbolo DescripciónCantidad

R1R2, R3, R20, R21R4, R10, R22, R25

R5, R6R7, R13, R18, R30, R31, R34, R35

R8, R9, R42R11R12R14R15R16

R17, R32, R33R19

R23, R24R26, R29R27, R28R36, R39

R40, R41

R43

R44R45, R46

R47R48R49R50

150 ohmios100 ohmios12.000 ohmios68 ohmios71000 ohmios10.000 ohmios270 ohmios6.800 ohmios75 ohmios15 ohmios680 ohmios220 ohmios33 ohmios180 ohmios56 ohmios10 ohmios0,22 ohmios, 5W, 10%,bobinado de potencia 8, 5W,10% bobinado depotencia ohmios.500 5W, 10% bobinadode potencia ohmios.4.700 ohmios390.000 ohmios1.200 ohmios150.000 ohmios56.000 ohmios1.000 ohmios, potenciómetro trimmer de montaje horizontal.


Semiconductores

Resistores (1/2 W, 5% salvo especificación en contrario)



Puesto que las bases de Q3 y Q8 están conecta-das, la tensión de referencia del colector de Q6 fuer-za la caída de tensión en R1 también alrededor de0,67 V. Por ello, debido a la resistencia de R1 y R14,la corriente de cola de la etapa diferencial de entradase mantiene en 4,5 mA aproximadamente, mientrasque la fuente de corriente del amplificador de tensiónse mantiene en 9 mA.

La protección contra sobrecargas y cortocircuitosde la salida del amplificador se proporciona median-te un circuito protector de "pendiente simple" consis-tente en D2, D3, Q12, Q13, R22, R25, R32 y R33.Ese circuito monitorea la tensión instantánea en R36y R37, mientras suma simultáneamente esa tensióna la diferencia de tensión a la salida y la fuente de ali-mentación. Esto produce una protección en la formade una línea con pendiente que permite que lascorrientes de salida elevadas fluyan por la carga delparlante si la tensión es alta, pero restringe dichacorriente si la tensión es relativamente baja.

En consecuencia, se produce un cortocircuito enla salida (estableciendo una condición de muy bajatensión en la carga) y la corriente de salida máximase limita por debajo del punto de destrucción delcomponente o fusión de los fusibles de la línea.

Este circuito de protección es muy superior a loscircuitos comunes con diodos zener de enclavamien-to de compuerta incorporados prácticamente a todoslos amplificadores L-MOSFET.

Esto es cierto para muchos circuitos de proteccióncon transistores de juntura “multipendiente”. En cam-bio, en el caso de los L-MOSFET, el límite de corrien-te se puede configurar mucho más alto para tensio-nes de carga menores (puesto que no es necesarioproteger los L-MOSFET contra la ruptura secunda-ria), eliminando así eficazmente el problema.

Los amplificadores OPTI3 pueden excitar cargasde 4 u 8 ohmios en paralelo con un capacitor de 2mFa plena potencia sin activación de circuito de protec-ción. Como era de esperar, ni la estabilidad ni la acti-vación de la protección son afectadas por los valoresextremos de reactancia inductiva (la reactancia capa-citiva es perjudicial para la mayoría de los amplifica-dores de potencia de estado sólido).

Los resistores R20 y R21 elevan la impedancia desalida del amplificador de tensión de modo que laseñal entregada a los transistores predriver (Q14 yQ15) puede ser cortocircuitada más eficazmente a la

LA MAYORÍA DE LOS ESPECIALISTAS EN AUDIO,RECHAZAN TOTALMENTE LA PROTECCIÓN CONTRACORTOCIRCUITO PORQUE TEMEN QUE PUEDA CAU-SAR DISTORSIÓN CUANDO EL AMPLIFICADOR DEBEEXITAR CARGAS MODERADAMENTE REACTIVAS.

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línea de salida mediante Q12 y Q13si se detecta un cortocircuito o sobre-carga en la salida. El transistor Q7limita también la corriente de Q11aproximadamente en 20 mA.

Los L-MOSFET son dispositivosde tensión, ello significa que funcio-nan basados en la tensión de com-puerta sin absorber un nivel continuosignificativo de corriente de compuer-ta. Sin embargo, su capacitancia decompuerta es relativamente alta com-parada con los transistores de juntu-ra. Por esta razón se deben incorpo-rar "resistores aisladores de com-puerta" en las etapas de salida MOS-FET paralelo para asegurar unabuena estabilidad en alta frecuencia.Esa es la función de R30, R31, R34 yR35. Los resistores de drenaje R36 yR37 se usan como sensores decorrientes del circuito de proteccióncontra sobrecargas.

Los resistores R38 y R39 se insta-lan para mantener la simetría debalance de corrientes de los dispositi-vos de salida en paralelo.

Los diodos D4 y D5 se denominan"diodos trampa". Su propósito esabsorber los transitorios generados por los cam-bios rápidos de corriente en una carga inductiva.

También protegen el amplificador contra dañossi accidentalmente se invierten las polaridades dela fuente de alimentación. R40 y C13 constituyenel usualmente denominado "circuito Zobel” (tam-bién conocido como “célula de Boucherot”). Supropósito es proteger el amplificador contra lainestabilidad resultante de las cargas inductivas. Afrecuencias continuas de 20 kHz y superiores, esnormal que R40 tenga un recalentamiento excesi-vo debido a la menor reactancia capacitiva de C13y el consiguiente aumento de la corriente que cir-

cula por el circuito Zobel. El inductor de salida L1brinda estabilidad en cargas capacitivas al propor-cionar un efecto aislante contra las capacitanciasen derivación, sin imponer ninguna impedanciasignificativa a las audiofrecuencias.

El resistor R42 produce amortiguamiento parareducir el sobreimpulso y las oscilaciones produ-cidas en L1 en combinación con la capacitanciade carga del parlante. C11 y C12 se usan paradesacoplamiento de alta frecuencia y se incluyenprimariamente en el circuito para reducir el ruidode alta frecuencia que puede inyectarse por laslíneas de la fuente de alimentación.

(Continúa en la próxima edición)

11

1

2

LISTADO DE COMPONENTESDEL AMPLIFICADOR L-MOSFET DE 200 W (Cont.)

C1, C2C3

C4, C5C6

C7, C15, C16, C19C8C9

C10C11, C13

C14C17, C18

Tantalio, 10µF, 35 VCerámico monolítico 180 pFElectrolítico de aluminio, 200µF, 100VElectrolítico de aluminio, 47µF,100VElectrolítico de aluminio, 220µF, 35VCerámico monolítico 100 pFCerámico monolítico 100 pFElectrolítico de aluminio,47µF, 35VMylar 0,1 µF, 250 VElectrolítico de aluminio, 100µF, 10Electrolítico de aluminio, 1µF35V 35V

21214111312

Símbolo DescripciónCantidad

TS1L1

RY1

F1, F2

Interruptor térmico de 75 ºCInductor de núcleo de aire,1µH (Ver el texto).Relé 2 polos 2 posiciones, bobinade 24 VCC.Fusible AGC de 5 A.


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Resistores (1/2 W, 5% salvo especificación en contrario)

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El reloj que recibirá mensajes de texto



mar

ató

n ircuitosencillosS

C

Electrónica General

Amplificador de audio de banda anchaRastreador de señal de audioOscilador sinusoidal por desplazamiento de fasetransistorizado

Recordatorio de señal de giroCircuito reforzador de tensión positivaConvertidor variable de CCAdiestrador ultrasónico canino

7 Ejemplos de Circuitos de fácily rápida realización que pueden

resultarle de gran utilidad.Le proponemos activar su taller de

experimentaciones llevando a lapráctica estos interesantes ejemplos.



En la figura 1 presentamos un amplificadorde audio de banda ancha con dos transis-tores. Posee una ganancia de tensión de

alrededor de 60 en la posición de refuerzo y 15 enla posición sin refuerzo. En ambas posiciones deganancia, la respuesta en frecuencia del amplifica-dor es casi plana desde 200 Hz a más de 100 kHz.

El transistor Q1 se conecta como amplificadorde emisor común, con R1, R2 y R3 estableciendola polarización operativa del transistor.

La ganancia de tensión alterna del amplificadoraumenta de 15 a 60 cuando la impedancia del emi-sor de Q1 disminuye, colocando R5 en paralelocon R4.

El capacitor C4 acopla la señal alterna a travésde R5 cuando se cierra el interruptor de refuerzo,sin cambiar la polarización del transistor. La salidadel amplificador se aísla de la carga externamediante el transistor Q2, un amplificador seguidorde emisor. Puede usarse como Q1 un transistor deaudio NPN con mínima ganancia hfe de 100, por

su parte como Q2 debe utilizarse un transistor deaudio PNP. Este amplificador puede suministraruna salida de 2 V pico a pico a una carga externade 100 ohmios o utilizarse para excitar un par deaudífonos de baja impedancia si agregamos unresistor de 470 ohmios en serie con la salida.

La detección de fallas o la búsqueda de señalesen los equipos de audio, es actualmente tan com-pleja como en la era de los anticuados aparatos deválvulas.

Mucho antes que el osciloscopio resultara uninstrumento de prueba accesible, el explorador deseñales de audio era de los más usados y proba-

Rastreador de señal de audio

LISTADO DE COMPONENTES DELAMPLIFICADOR DE AUDIO DE BANDA ANCHA


Semiconductores

1

1

Q1

Q2

Transistor de silicioNPN 2N3904.Transistor de silicioNPN 2N3906.

111111

Resistores (todos de 1/4 W, 5%)

R1R2R3R4R5R6

22.000 ohmios220.000 ohmios10.000 ohmios470 ohmios100 ohmios1.000 ohmios

1111

C1C2C3C4

0,1 µF, disco cerámico0,47 µF 25 V, electrolítico4,7 µF 25 V, electrolítico4,7 µF 25 V, electrolítico

1 S1 Pulsador de 1 polo,normalmente, abierto.

Capacitores

Varios

Figura N° 1Este sencillo amplificador de audio logra excitar unaudífono de alta impedancia o suministrar 2V pico apico a una carga externa de 100 ohmios.

Amplificador de audio de banda ancha

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blemente el más valioso instrumento de pruebadisponible para el técnico o el aficionado.

Aún en el mundo de alta tecnología de la elec-trónica actual, una versión moderna de estadosólido de este probado rastreador de audio siguesiendo una herramienta útil.

Para nuestro proyecto utilizamos el integradoamplificador de audio de potencia LM386. Estepequeño integrado mini-dip de 8 patas está dise-ñado para operar con baterías entre 4 y 15 V. Lacorriente de reposo es inferior a 10mA. La ganan-cia de tensión del amplificador puede alcanzar a200. Además, el integrado LM386 es muy econó-mico siendo ésta una de sus mayores ventajas.

Si es posible conseguir las pocas piezas adi-cionales de equipos descartados, el rastreador deaudio puede construirse con una mínima inver-sión. (Figura 2).

Nuestro próximo circuito es un excelente com-plemento del proyecto anterior. Si debemos ocu-parnos de explorar señales, será necesario pose-er una señal para tal fin, caso contrario no tendre-mos éxito.

Por lo tanto, si el detector de fallas nos indicaque no fluyen señales, la construcción del osci-lador que presentamos en la figura 3 será desuma utilidad. El dispositivo principal del oscila-dor es la red de desplazamiento de fase RC queconecta la base de Q1 y el colector. Este circui-

Oscilador sinusoidal por desplazamientode fase transistorizado

Figura N° 3Diagrama del oscilador sinusoidal.


1

1

Q1

Q2

Transistor de silicioNPN 2N3904.Transistor de silicioNPN 2N3906.

11111

1

1

R1R2R3R4R5

R6

R7

210.000 ohmios4.700 ohmios.220.000 ohmios3.300 ohmios.10.000 ohmios,potenciómetro.100 ohmios,potenciómetro.5.000 ohmios,potenciómetro.

11

C1 - C3C4

0,015 µF Mylar4,7 µF 25 V, electrolítico

LISTADO DE COMPONENTES DEL OSCILADORPOR DESPLAZAMIENTO DE FASE

Semiconductores


Capacitores


11

R1R2

1.000 ohmios.20.000 ohmios,potenciómetro.

1212

C1, C2C3

C4, C5

0,1 µF, disco cerámico.10 µF 25 V, electrolítico.47 µF 25 V, electrolítico.

1

2

1

IC1

S1, S2

SPKR1

Amplificador de potenciade audio LM386.Pulsadores de 1 polonormalmente abiertos.Parlante de 8 ohmios.

LISTADO DE COMPONENTESDEL RASTREADOR DE SEÑALES DE AUDIO

Capacitores


Varios

Figura N° 2El rastreador de señales de audio,por sus excelentesprestaciones, es una herramienta valiosa para eltaller de reparaciones.



to está constituido por C1, C2,C3, R1, R2 y R5.

Estos componentes determi-nan la frecuencia del oscilador.R5 sirve como potenciómetro decontrol de frecuencia, que da lagama de frecuencia sintonizablede 500 a 1000 Hz.

La ganancia de Q1 puedeajustarse con R6 para máximaseñal de salida con míni-ma distorsión. Q2 operacomo amplificador bufferno inversor con R7 comocontrol de salida variable.La máxima salida es de 6V pico a pico cuando sealimenta con una fuentede 9 V.

Apartándonos, momen-táneamente, del mundodel audio y pasando a otrotema, diariamente tene-mos oportunidad deobservar que muchos con-ductores han olvidado suseñal de giro destellandodurante varios kilómetros.Tal vez se trata de una dis-tracción o que el conduc-tor no ha decidido aúndónde girar convirtiéndo-se, en ambos casos, en unerror que desconcierta alos demás automovilistas.Nuestro proyecto nos per-mitirá armar el circuitorecordatorio de señal degiro que presentamos enla figura 4, cuya aplicaciónevitará las distraccionesantes detalladas.

El componente princi-pal del circuito es un inte-grado buffer inversor séx-tuple CMOS CD4049. Dosde los inversores, IC1-a eIC-b, están conectadoscomo circuito oscilador deaudio de onda cuadrada yfrecuencia variable.

El oscilador excita los

cuatro inversores en paralelo res-tantes, que a su vez estimulan elzumbador piezoeléctrico.

Los ánodos de los diodos D1 yD2 se conectan a las salidas deseñal de giro izquierda y dere-cha, normalmente a 0 voltioscuando ninguna señal está acti-vada. Al operarse cualquiera delas señales, se suministra una

tensión positiva pulsante alánodo de uno de los diodos, ali-mentando el circuito y haciéndoloemitir un zumbido audible.

La mayoría de los zumbado-res o altavoces piezoeléctricosproducen máxima salida cuandose operan a su frecuencia reso-nante natural. Ajuste R2 para eltono de salida más alto. Si la fre-

cuencia resonante naturalno puede alcanzarse,pruebe cambiando elvalor de D2. Menoresvalores de capacitanciadarán frecuencias de sali-da más altas y los mayo-res valores producirán fre-cuencias más bajas.

Este práctico circuito,(Figura 5), puede incre-mentar hasta 175% sutensión operativa con unacapacidad de corriente desalida de 10 a 20 mA. Lascompuertas IC1-a e IC1-bde un integrado CMOSdisparador de Schmitt dedos compuertas NANDCD4093 se conectancomo circuito oscilador deonda cuadrada con la sali-da aislada por la com-puerta IC1-c. La salidaaislada excita un par detransistores complemen-tarios Q1 y Q2. La ondacuadrada de salida pre-sente en los emisoresestimula el circuito dobla-dor de tensión formadopor D1, D2, C2 y C3 paraproducir una salida refor-zada. Con una fuente de12 V, el circuito reforzadorproduce 21,5 V a alrede-dor de 10 mA y 18,5 V conuna corriente de salida de20 mA. Asegúrese deconectar las entradas delas compuertas no usa-das a la tierra del circuito.


1

1

IC1

D1, D2

Buffer inversorséxtuple CD4049.Diodo de silicio 1N4002.

11

R1R2


11

C1 C2

0,1 µF disco cerámico.0,01 µF 25 V.disco cerámico.

1 BZ1 Parlante piezoeléctrico.

LISTADO DE COMPONENTESDEL RECORDATORIO DE SEÑAL DE GIRO

Semiconductores


Capacitores

Varios

Figura N° 4Diagrama delcircuito delrecordatorio deseñal de giro.Al instalar estecircuito debedesactivarse laseñal de giro.

Circuito reforzadorde tensión positiva

Recordatorio de señalde giro



La figura 6, de la página siguiente, nos ilustraeste sencillo y económico convertidor de CC varia-ble de 5 a 9 V que requiere sólo un integrado y dosresistores.

El circuito es ideal para usar en automóviles o enel hogar con una fuente de 12 V. El convertidorpuede usarse para alimentar dispositivos que norequieran más de 1 A a cualquier tensión entre 5 y9 V. Si el convertidor se utilizará aproximándose a sumáxima capacidad, es conveniente atornillar el inte-grado a una pieza de aluminio para mantenerlo abaja temperatura.


1

1

1

2

IC1

Q1

Q2

D1, D2

Disparador de SchmittNAND. Cuádruple dedos entradas CMOSCD4093.Transistor de silicio NPN2N3904.Transistor de silicio PNP2N3906.Diodo de Silicio 1N4002.

1 R1R2

22.000 ohmios.470 ohmios.

11

C1 C, C3

0,1 µF disco cerámico.47 µF 25 V, electrolítico.

LISTADO DE COMPONENTESDEL REFORZADOR DE TENSIÓN POSITIVA

Semiconductores


Capacitores

Convertidor variable de CC

Figura N° 5El reforzador de tensión positiva puede incrementar sutensión de operación hasta alcanzar el 175% y seguirentregando una corriente de salida de 10 a 20 mA.

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Finalmente, presentamos un interesante y útildispositivo que puede usarse como complementoen el adiestramiento de caninos.

El circuito de la figura 7 genera frecuenciasultrasónicas desde 15 kHz a unos 45 kHz.

El extremo de baja frecuencia de la gama esun área excelente para utilizar experimentando enel adiestramiento de perros, cuyo oído es muysensible a la salida de alta frecuencia, motivo por el cual es necesario mantener el tiempo de expo-

sición al mínimo. El elemento principal del genera-dor ultrasónico es un integrado 555, conectadocomo oscilador de onda cuadrada de frecuenciavariable con su salida, en la pata 3, excitando unparlante piezoeléctrico de 2 pulgadas.

El oscilador sintoniza a la frecuencia deseadamediante R2, un potenciómetro de 25 K. El circui-to se alimenta con una batería de 9 V.

Adiestrador ultrasónico canino

Figura N° 6Este convertidor de CCfacilita la operación dedispositivos desde labatería del automóvil.


1 IC1 Regulador de tensiónde 5V, LM7805.

1

1

R1

R2

Resistor de 1000ohmios, 1/4 W 5%.1.000 ohmios,potenciómetro.

LISTADO DE COMPONENTESDEL CONVERTIDOR VARIABLE DE CC

Semiconductores

Resistores Cantidad Descripción

11


11

680 pF, disco cerámico.47 µF 25 V, electrolítico.

11

Temporizador LM 555.Parlante piezoeléctrico.

Símbolo

R1R2

C1C2

IC1BZ1

LISTADO DE COMPONENTESDEL ADIESTRADOR ULTRASÓNICO CANINO


Capacitores

Varios

Figura N° 7Diagrama del circuitodel adiestrador canino.

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Televisión

Como introducción al tema, nos ocupare-mos del funcionamiento de un rectifica-dor de media onda. En la figura 1 mos-

tramos un rectificador elemental prescindiendo,por el momento, del elemento filtrante.Con laresistencia R, simbolizamos a nuestro receptor. Sino fuese por la etapa de audio, que tiene un con-sumo variable, el receptor podría ser reemplazadopor un resistor de valor constante. Rigurosamentedebiéramos simbolizarlo por un resistor de resis-tencia variable, pero para simplificar dejaremos elresistor de valor fijo.

Otra simplificación que haremos será suponerque es nula la caída de tensión entre ánodo ycátodo del diodo cuando el mismo conduce. Estasimplificación no es válida si lo que se aplica aldiodo es una tensión pequeña. 3 V, por ejemplo,pero este no es el caso en televisión.

Hecha esta salvedad digamos que cuando eldiodo conduce la corriente Ir que lo atraviesa pro-duce, en el resistor R, una caída de tensión quereproduce exactamente el hemiciclo positivo apli-cado al ánodo del diodo. Como tiene un solo sen-tido de circulación, se trata de una corriente conti-nua variable. La aguja de un amperímetro conec-tado en serie con el diodo trataría de seguir estasvariaciones e ir desde un valor máximo Irmaxhasta un valor nulo.

Debido a la inercia del sistema medidor se que-dará marcando el valor medio (Im), un valor conti-nuo (Icc) que, matemáticamente, se puede calcu-lar aplicando la siguiente expresión:

En esta primer entrega analizaremos

en detalle, el funcionamiento de

esta etapa fundamental del

receptor de televisión.

IrmaxIm = Icc = = 0,318 Irmax

ππ

receptor

fuenteLa

del



Por supuesto que si a estaintensidad de corriente continuala multiplicamos por el valor dela resistencia R tendremos latensión media (Um) o tensión decontinua (Ucc) que tambiénmantendrá la misma relacióncon la máxima.

Esto nos dice que si está rec-tificando los 220 V-50 Hz de lared, cuyo valor máximo es de310 V, el valor de continua obte-nido será de:

Factor de ondulación o de rizadoTal como observamos en la

figura 1 la señal rectificada, sibien se muestra continua, no esconstante.

Tiene muchas componentesvariables. Es precisamente larelación entre esta componentevariable y la componente conti-nua lo que se define comoFactor de Rizado + y que en elcaso de la rectificación de mediaonda de la figura 1 vale:

o expresado en porcentaje esdel 121%. Es mayor lo variableque lo constante. Si la rectifica-ción hubiese sido de onda com-pleta, este factor hubiera des-cendido a 0, 48 (al 48%).

Estaríamos en mejores con-diciones porque la componentevariable hubiese sido menor.

El capacitor de filtroNos preguntamos cómo se

modificaría el comportamientodel circuito de la figura 1 si, enparalelo con R, colocamos uncapacitor de capacitancia C.

El esquema se encuentrarepresentado en la figura 2.Observamos que mientras en lafigura 1 la corriente por el diodoy la corriente por el resistor Rson las mismas, no ocurre lomismo en el caso de la figura 2porque ahora la corriente quecircula por el diodo se bifurcapor el capacitor y por el resistor.Más todavía: no están en fase.

En el capacitor adelanta 90º ysu amplitud dependerá de lareactancia Xc del capacitor. Parasacar las primeras conclusionessupondremos que la reactanciay la resistencia son iguales o, lo

que sería lo mismo, la corrientepor el resistor y por el capacitorson iguales. Se cumple por lotanto que:

o, haciendo pasajes de términos:

A la derecha de la figura 2,donde suponemos que la fre-cuencia es de 50 Hz, observa-mos dos cosas: que el pico decorriente por el diodo aumentó yque el ángulo de conducción porel mismo disminuyó a 135º. Esasí porque a partir de los 90º (5ms) la corriente por el capacitores negativa y por lo tanto seresta de la corriente positiva quecircula por el resistor R.

Esto ocurre hasta los 135º(7,5 ms) pues a partir de esteinstante la corriente negativaque circula por C tiende a sermayor que la positiva que circulapor R y la corriente por el diodotendría que invertirse y esto esimposible porque la corriente porel diodo no puede cambiar desentido de circulación. A partirde este ángulo el diodo se com-

Emax+

-

ld

R

Ir max

Im=Icc

Emax=Ir max

Rim=RIcc

Um=Ucc

Ir

Figura Nº 1Tensión de alterna rectificada por un diodo ideal.La corriente por la carga es muy variable con un valor medio pequeño.La corriente que circula por R es la misma que circula por el diodo.

EmaxUm = Ucc = = 0,318 Emax

ππ

Ucc = 0,318 x 310V= 99VValor relativamente pequeño.

componente variableß = = 1,21

componente continua

1Xc = = R

2 x ππ x f x C

2 x ππ x f x R x C=1



porta como una llave abierta quedesconecta el generador dealterna del circuito RC. El capa-citor C comienza a descargarsea través del resistor R y comien-za a "rellenar" el espacio entrehemiciclos que antes estabavacío.

Se trata de la parte grisadaque se observa en la figura 2. Loideal sería que el capacitor secargase tanto que rellenasetotalmente el espacio entrehemiciclos pues en ese casotendríamos, luego del primerhemiciclo, una corriente por laresistencia de valor perfecta-mente constante. En este casoel factor de ondulación seríanulo. Esto es imposible.

Observe la figura 3, en ellahemos dibujado cómo se varellenando el espacio entrehemiciclos para cuatro valoresde capacitancia.

Cuando el capacitor tiene unareactancia igual a la mitad delvalor de la resistencia R (2 x ππ xf x R x C = 2).

También podríamos decircuándo la capacitancia es eldoble que en el caso de la figura2. Cuando es 10 veces mayor (2x p x f x R x C = 10). Cuándo es50 y cuándo es 100. Aun coneste valor no se llega a un valorconstante. Para tener una recta

horizontal la capacitancia C ten-dría que tener un valor infinito.Por eso decimos que es imposi-ble. El otro detalle es que elcapacitor rellena el espacioentre hemiciclos con la cargaque adquirió en los primeros ins-tantes de encendido.

En aproximadamente algomás de 5 ms. Un tiempo relativa-mente corto. Si la capacitancia Ces 100 veces mayor que en elcaso de la figura 2, el pico decorriente que tiene que circularpor el diodo, para cargar alcapacitor, tendrá que ser tam-bién 100 veces mayor que elvalor de corriente que tiene quecircular por R.

Si esta corriente es de 1A elpico de corriente por el diodoserá de ¡100A! y el diodo deberáestar en condiciones de aguan-tar este pico de corriente.

Claro que se trata del primerhemiciclo, en el momento deencendido, pues en los próxi-mos, como el capacitor ya seencuentra parcialmente carga-do, las necesidades de corrienteson menores y el pico decorriente no es tan elevado.

A tener en cuenta: Si el valorde la reactancia de C es 100veces menor que el valor de R,el pico de corriente será 100

veces mayor. Cuando la relación2 x ππ x f x R x C es mayor de 20puede usar la siguiente expre-sión aproximada para calcular elfactor de ondulación ß.

Esto nos indica que si el valorde 2 x ππ x f x R x C es igual a100, el factor de ondulación ten-drá un valor de 0,0158 o en por-

Emax+

-

ld

RC

ir ic

10 ms(180º)

20 ms(180º)

ic

0

id

ir

7,5 ms(135º)

Figura Nº 2La corriente por R y por C forman la corriente por el diodo.Cuando el diodo deja de conducir, el capacitor se descarga a través del resistor y rellena,parcialmente, el espacio entre hemiclclos.

1,58ß =

2 x ππ x f x R x C

a) ...encender y apagar elequipo reiteradamentepuede quemar el diodo.

b) ...cuando sea necesarioreemplazar el diodo, nobasta con saber el valor decorriente que toma el recep-tor, también se debe teneren cuenta el valor del picode corriente no repetitivoque tolera el diodo.

Recuerde que...



centaje, de 1,58%. Si la rectificación es de ondacompleta este valor disminuirá a la mitad. Esto esde esperar porque el generador de alterna se

encarga de rellenar el espacio entre hemiciclosque antes estaba vacío.

La tensión inversa de picoEn el caso de la figura 1 cuando el diodo con-

duce durante el hemiciclo positivo, la corriente deconducción produce, en el resistor R, una caídade tensión que se opone a la tensión del genera-dor de alterna y entre cátodo y ánodo del diodoprácticamente no hay caída de tensión.

Pero durante el hemiciclo negativo no haycorriente de conducción que produzca una caídade tensión en R que se oponga a la tensión delgenerador. Por lo tanto todo este pico de tensióninversa queda aplicada al diodo y el diodo debeestar en condiciones de soportarlo. Si lo que seestá rectificando es la tensión de la red de 220 V,esta tensión inversa es de 310 V.

En el caso de la figura 2, durante el hemiciclonegativo, si bien el diodo no conduce, la descargadel capacitor C mantiene una circulación decorriente por el resistor que, en el caso de 2 x ππ xf x R x C = 100, llega a producir una caída de ten-sión próxima a los 310 V.

Si se fija la tensión inversa máxima que quedaaplicada al diodo es la suma de la tensión en elcapacitor más la tensión negativa del generador.En total una tensión cercana a los 620 V, en elcaso de nuestra red de alterna.

Tomando un margen de seguridad tendrá quecomprar un diodo que soporte un pico de ten-sión inversa de 800 a 1kV. En nuestro ejemplo

tendrá que adquirir un diodo con las siguientescaracterísticas:Corriente continua de trabajo: Icc = A

Pico de corriente no repeti-tiva: Ipic. = 100ATensión de pico inversa:Vinv. = 1000V

El diodo ZENEREn los ejemplos anali-

zados hemos supuestoque tanto la tensión delgenerador de alterna comoel valor del resistor decarga R tenían valoresconstantes.

En la práctica esto nose cumple y debemosaceptar que estamos ali-mentando a nuestro equi-po con una fuente de ten-sión cuyo valor no esconstante.

Toda fuente tiene supropia resistencia interna donde, la corrientevariable que circula, produce caídas de tensionesque también son variables.

0(0)

5 ms(90º)

10 ms(180º)

15 ms(270º)

20 ms(360º)

30 ms

Ir max

2πfrc=2

ir

2πfrc=10

2πfrc=50

2πfrc=100

Figura Nº 3A medida que se aumenta el valor de la capacitancia C se "rellena"cada vez más el espacio entre hemiciclos. Pero nunca es completo.


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Muchas veces, para limitar elpico de corriente durante elencendido, se colocan resistoreslimitadores que contribuyen aincrementar aún más esta resis-tencia interna.

El diodo zéner es un disposi-tivo cuya función nos permitemantener constante la tensiónde una fuente a pesar de lasvariaciones.

Veamos cómo actúaEn párrafos anteriores dijimos

que un diodo debe trabajar ale-jado del máximo pico inversoporque, para ese valor de ten-sión, se produce una brusca cir-culación de corriente en sentidoinverso que puede destruirlo.

El diodo zéner, en cambio, seencuentra diseñado especial-mente para trabajar en ese valorde tensión inversa.

En la figura 4 hemos dibujadoel circuito de una fuente queentrega una tensión Vi de 24 V,que tiene una resistencia internaRi de 400 ohmios y que tienecomo carga una resistenciavariable que en reposo toma unacorriente Io de 30 mA pero quepuede variar, en funcionamiento,entre una Ir max de 45 mA y unaIr min de 15 mA.

Esta corriente, al atravesar laresistencia interna, producirá

caídas de tensiones que al res-tarse de los 24 V de la Vi haráque a la salida tengamos unatensión que varía entre los 6 V ylos 18 V, con una tensión mediade 12 V.

En la figura 5 hemos conecta-do un diodo zéner que tambiénse comporta como una resisten-cia variable pero con caracterís-ticas opuesta a la resistencia de

carga, pues cuando por la cargacirculan 45 mA el zéner toma 15mA y cuando por R circulan 15mA él toma 45 mA. En condicio-nes de reposo el zéner toma 30mA. La inclusión del zéner ha

hecho que cualquiera sea lacondición de trabajo, por laresistencia Ri siempre circulan60 mA. Si el valor de Ri es de200 ohmios sobre el mismo seproducirá una caída de tensiónconstante de 12 V y en la salidasiempre tendremos 12 V, cual-quiera sea la corriente que tomeel receptor R.

Aparentemente el zéner esun dispositivo perfecto que man-tiene entre su cátodo y su ánodouna tensión constante Vz que ennuestro ejemplo es de 12 V. Noes así. Cumple con su tarea perodentro de ciertas tolerancias quepueden ser del 1%, 2%, 5%,10% o del 15%, según el zéner.Más todavía, cuando el zéner secalienta su tensión de trabajopuede variar en un 5% más. Poreso es importante conocer eldato de la potencia del zéner.

Si nos dicen que la potenciadel zéner es de 1 W significa queel producto de su tensión Vz porsi intensidad Iz, no debe superarese watt.

Se pueden encontrar estosdiodos entre 3, 9 V y 200 V parapotencias entre 0, 15 W y 50 W.A propósito de su intensidad, elzéner no es un dispositivo linealy debe trabajar dentro de la zonarecta para lo cual el valor míni-mo de corriente al que hicimos

+

-

Ri = 400Ω

Ir max = 45 mA

Io = 30 mA

Ir min = 15 mARVi = 24v

Figura Nº 4Vi tiene un valor constante. No así la tensión en R debido a la corrientevariable que circula produciendo caídas variables en Ri.

+

-

Ri = 400Ω

Ir min= 15 mA

Io= 30 mA

Ir max = 45 mAR

I = 60 mA

Va= 12v

I2max = 45 mAI2o = 30 mAI2min = 15 mA

Vi = 24v

Figura Nº 5El zéner, en paralelo con lacarga, asegura una corrienteconstante por Ri. Dentro deciertos límites.



referencia en el ejemplo anterior debe ser por lomenos un 10% de su valor máximo. Si su zéner esde 12 V, 1 W significa que su máxima intensidadde corriente debe ser de:

Usted debe asegurarse que por el diodo zénercircule, en todo momento, una corriente no inferiora 8, 3 mA.

El transistor como dispositivo del reguladorEl zéner de la figura 5 es un ejemplo de un dis-

positivo regulador en paralelo, ya que la corrienteque toma circula en paralelo con la corriente quecircula por la carga. Por el diodo no circula lacorriente de la carga. En cambio el transistor queilustramos en la figura 6, sí lo es.

Porque por el mismo circula la misma corrienteque circula por la carga. En realidad el que sigueregulando la tensión de salida es el zéner, conec-tado a la base del transistor. Este trabaja comoseguidor emisi-vo y, como sunombre lo indi-ca, el emisorsigue a labase. La venta-ja es que,mientras lacorriente debase es peque-ña, la corrientepor el transistorpuede ser con-siderablementemayor. Las necesidades de potencia de la baseson mucho menores.

Como la tensión de base está fijada por elzéner también lo estará la tensión de emisor, noimporta cuál sea la corriente que circule por eltransistor.

No es difícil calcular el valor del resistor que ali-menta al zéner. Si la tensión Vi es de 24 V y setrata del zéner de 12 V- 1 W, dijimos que sucorriente mínima debe ser de 8, 3 mA.

La aplicación de la ley de Ohm nos da un valorde resistencia de 1440 ohm. Pondremos un resis-tor normalizado de 1200 Ω, 0, 5 W. Si se fija lacaída de tensión entre colector y emisor del tran-sistor se mantiene constante, cualquiera sea la

corriente que lo atraviese. Esto nos dice que secomporta como una resistencia variable. Si lacorriente por la carga sube, su resistencia internadisminuye y viceversa, para que el producto siem-pre nos dé un valor constante.

Nos preguntamos qué ocurrirá si la tensión deentrada Vi comienza a disminuir. Mientras el zénerconduzca, la tensión de emisor se mantendrá enun valor constante próximo a los 12 V.

Con más exactitud 12 V menos la caída base-emisor del transistor. Cuando la tensión Vi caigapor debajo de los 12 V el zéner dejará de condu-cir.

La tensión de base dependerá de la tensión Viy no de la tensión del zéner que ha desaparecidodel circuito.

La tensión del emisor comenzará a seguir a latensión Vi. En otras palabras que la regulacióndesaparece cuando la tensión de línea Vi disminu-ye por debajo de los 12 V.

Todo esto nos dice que la tensión de salida deuna fuente se puede ver afectada por la variaciónde la corriente en la carga y por la variación de latensión de línea.

Es decir que hay un “efecto de carga” y un“efecto de línea”.Para evaluar la primera hay que

medir la ten-sión continuade salida bajodos condicio-nes: en vacío ya plena carga.Hacer la dife-rencia y dividirpor la tensiónnormal de sali-da. Multiplicarpor 100 paraexpresar elefecto de carga

en por ciento. Para evaluar el efecto de línea, semodifica en un 10% la tensión de entrada Vi.Nuevamente se hace la diferencia y se la dividepor la tensión normal de salida, expresando elresultado en por ciento. En lugar de la expresiónefecto de carga se puede decir “Regulación deCarga”, por su parte en lugar de efecto de línea“Regulación de Línea”.

La expresión fuente estabilizada que se usa amenudo como sinónimo de fuente regulada tiene,en realidad, relación con el tiempo.

Habría que hacer funcionar la fuente en condi-ciones normales y medir periódicamente su ten-sión de salida. Luego levantar un gráfico de ten-sión en función del tiempo.

1WIz = = 83,3mA

12V

+

-

R1

Vz

T

Vo

R

I

Vi

Figura Nº 6El zéner, conectado ala base del seguidoremisivo, permite queen el emisor, la salida,tengamos una tensiónconstante..



La configuraciónDARLINGTON

Cuando las necesidades decorriente son mayores se puederecurrir al montaje Darlington;como observamos en la figura 7.El zéner se conecta a la base deun transistor excitador y el emi-sor de este a la base de un tran-sistor de potencia. Tenemos un“super-transistor”. El que manejala corriente en la carga es eltransistor de potencia. En este

caso hay dos caídas base-emi-sor que se suman. La tensióncontinua de salida es la tensióndel zéner menos 1, 4 V.

El amplificador de errorEl problema con el zéner conec-tado en la base es queno tenemos muchasposibilidades de ajustarla tensión de salida dela fuente, pues depen-demos de la tensióndel zéner.

En el circuito de lafigura 8, no tan solopodemos ajustar la ten-sión de salida sino tam-bién que, aprovechan-do las posibilidades deamplificación del tran-sistor, podemos obte-ner tensiones regula-das mayores que latensión del zéner, parala alimentación del tele-visor. 112 V en el casode la figura.

Observe que la base del tran-sistor Q902 se alimenta a travésde la serie formada por R902 yR903 conectada a la fuente V1de 137 V. Por esta serie tambiéncircula la corriente de colectordel transistor Q903.

Si esta corriente aumenta,porque aumentaron los 112 Vdesde donde se alimenta labase de Q903, aumentará lacaída en la serie R902 y R903 ydisminuirá la polarización de

base de Q902 con lo que estetransistor conducirá menos.

Como la corriente de emisorde Q902 es la corriente de basede Q901, deducirá el amigo lec-tor que se trata de un Darlington,es decir dos seguidores emisi-

vos en serie. Al bajar la tensiónde base de Q902 bajará la ten-sión de emisor de Q901.

Es decir bajarán los 112 V.Como la polarización de basede Q903, dijimos, depende deestos 112 V, al bajar esta, baja-rá aquella, Q903 conducirámenos normalizándose la con-diciones originales. Se trata deun sistema de realimentación enel cual la base del transistorQ903 está “sensando” continua-mente lo que ocurre con los 112V de salida y corrigiendo cual-quier variación que presenta lamisma.

Decimos la base del Q903porque en su emisor hay conec-tado un zéner de 8, 2 V quemantiene fijo, dentro de los lími-tes que conocemos, el potencialde este electrodo.

Nos preguntamos entre quevalores podemos ajustar la ten-sión de salida de esta fuente.

A continuación explicamos elproceso.

Basta aplicar la ley de Ohm.En la figura 9 hemos dibujado eldivisor de tensión desde el cualse polariza la base del transistorQ903. La resistencia total deldivisor es de 112,9 kΩ (100K +4,7K + 8,2K).

+

- R1

Vz

T2

T1

Ro

VoVi

Figura Nº 7En la configuraciónDarlington, el tran-sistor T2 excita altransistor T1 demayor potencia.La tensión de sali-da sigue siendoregulada por elzéner.

220V550Hz

2A

PTC

Autotransf

Puente

BobinaDesmagnetizadora

220k

470µ

R9026,8k

4,7Ω

6,8k

R902

180

113,2v

36k

Q903

22µ

V2=8,2v

8,9v

Q902

112,6v

Q901

250Ω-20W

Vi=137v 0,68Ω-2Ω

Q904

D905

47µ

100k

100k

112v

Ajuste 1124,7k

R9078,2k

8,2k

Figura Nº 8Clásica fuente de alimentación de un receptor de televisión. Accionando el cursordel preset se puede ajustar la tensión de salida.



Entre los extremos de este divisor de tensiónse encuentra aplicada la tensión de salida de112 V. El cursor delpre-set R904 de 4,7 kW puede ubi-carse entre dosposiciones extre-mas pero, cual-quiera sea el caso,entre el cursor ymasa la tensióndeberá ser la sumade la tensión deemisor de Q903más los 0, 7 V quedeben existir entresu emisor y base,es decir 8, 9 V (8, 2 V + 0, 7 V). Si el cursor seencuentra en el extremo superior del pre-set,los 8, 9 V se encuentran aplicados a una resis-tencia que es igual a la suma de 4, 7 kΩ más los8, 2 kΩ del resistor R907 (12,9 kΩ).

Por lo tanto la corriente que circula por estasuma es de:

Como esta corriente circula por los 112, 9 kΩdel divisor, la tensión entre sus extremos será de77, 9 V. Si el cursor del pre-set se encuentra en elextremo inferior del mismo, los 8, 9 V quedan apli-cados únicamente al resistor de 8, 2 kohm. Lacorriente será de 1. 08 mA y la caída en toda laserie será de 122, 5 V. En pocas palabras pode-mos decir que accionando de extremo a extremoel cursor del preset podemos ajustar la tensión desalida entre 77, 9 V y 122, 5 V. 112 V está incluídoentre estos valores. El circuito rectificador es deonda completa del tipo puente y se alimentadesde el punto medio de un auto-transformadorconectado a la línea de 220 V-50 Hz.

Algo que podríamos calcular es el valor 2 x π xf x R x C para nuestro receptor. En realidad, comose trata de un rectificador de onda completa (unpuente), debemos calcular el producto 4 x π x f xR x C. C es de 470 µF, f es 50 Hz y a R le pode-mos asignar el valor de 135 Ω, este valor surge dedividir la tensión de salida de la fuente por lacorriente que forma el receptor que suponemosunos 83 mA.

El producto nos da un valor próximo a los 40. Enla figura 3 correspondería aproximadamente a lacurva marcada 50. Como vemos tiene sus variacio-

nes que tienden a transferirse a la tensión de sali-da. Pero en este punto caen bajo la acción regula-

dora de la fuenteque las reduce con-s i d e ra b l e m e n t e .Esta es una ventajamás que tienen lasfuentes reguladas:disminuir el “zumbi-do” de fuente.

La protección contrasobre corriente

Dijimos que lacorriente de colectordel transistor Q903circulaba por la serie

formada por los resistores R902 y R903 y que siesa corriente aumentaba se reducía la tensión desalida de la fuente.

Por esos mismos resistores circula también lacorriente de colector del transistor Q904, cuandoconduce. Observese que la polarización base-emi-sor de este transistor depende de la caída de ten-sión que la corriente que toma el televisor produz-ca en el resistor R922 de 0, 68 Ω conectado, preci-samente, entre base y emisor.

Si esta corriente supera 1 A, aproximadamente,el transistor Q904 conduce con lo que la tensión desalida disminuye y con ello la corriente en la carga.Como vemos, la conducción del transistor pone unlímite a la circulación de corriente protegiendo a lafuente.

En paralelo con el transistor Q901 observamosconectado un resistor de 250 Ω de 20 W de disi-pación. A través del mismo se deriva parte de lacorriente que toma el televisor. Esto disminuye losrequerimientos de potencia por parte del transis-tor Q901.

El diodo D905 normalmente no conduce por-que su ánodo se encuentra a un potencial supe-rior al de su cátodo, salvo en los momentos deapagado cuando el capacitor de filtro de los 112 Vtiende a mantener esta tensión entre sus armadu-ras. El diodo conduce y lo descarga.

Observará que entre colector y emisor de lafuente caen aproximadamente 25V (137V - 112V)y si suponemos que el consumo es de unos 83mA,hay una potencia disipadora de 20W que se trans-forma en calor. El autotransformador contribuye amantener baja la tensión aplicada al colector de Q901 y mantener la potencia disipada.

36k

Q903

22µ 82k R9078,2kΩ

4,7kΩ

100kΩ

47µF

Vmax=122,5VVo=112VVmin=77,9V

Figura Nº 9Mecanismo de accióndel preset que permiteajustar la tensión desalida entre 122, 5 V y77, 9 V.

8, 9VIdiv. = = 0,69 mA

12KΩΩ

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