Generation de tres hautes tensions continues a

moyenne puissance.

Application a un dispositif de separation

isotopique par laser,alimentation et circuits

auxiliaires.

Application a la production de carbone 13

Dr. Oleg Eric Anitoff∗

1er Aout 1997

Contents

1 Generation de tres hautes tensions 2

1.1 introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21.2 generation de tres haute tension par oscillateur bloque . . . . . . 21.3 generateur THT a thyristor a charge resonnante . . . . . . . . . 41.4 demi pont de thyristors,pont de GTO . . . . . . . . . . . . . . . 61.5 redresseur secteur a controle de phase . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.5.1 pont de puissance,facteur de puissance . . . . . . . . . . . 81.5.2 controle de phase,regulation . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

1.6 pont de transistors bipolaires de 3,7kW et driver 4A . . . . . . . 101.6.1 pont de transistors . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101.6.2 driver . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

1.7 bloc transformateur redresseur THT . . . . . . . . . . . . . . . . 131.7.1 calcul du transformateur THT . . . . . . . . . . . . . . . 131.7.2 redressement et filtrage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

1.8 alimentation filament et regulation de courant . . . . . . . . . . . 15

∗precedementCharge de Recherche au Centre National de la Recherche Scientifique,detache

au Centre d’Etudes Nucleaires de Saclay;actuellement Consultant,20 rue des Clochettes,93700

Drancy France

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2 Application a l’alimentation d’un laser stabilise et circuits aux-

iliaires 16

2.1 introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 162.2 alimentation primaire a correction du facteur de puissance . . . . 172.3 commande de pont de MOSFET ou d’IGBT . . . . . . . . . . . . 192.4 alimentation et stabilisation d’un laser a dioxyde de carbone a

tube scelle de 600Watts optiques . . . . . . . . . . . . . . . . . . 202.5 Mesure de l’energie impulsionnelle delivree par le laser . . . . . . 222.6 dispositif de separation isotopique:pilotage par microordinateur . 23

2.6.1 principe de la separation isotopique . . . . . . . . . . . . 232.6.2 commande par micro-ordinateur . . . . . . . . . . . . . . 24

2.7 Conclusion et aspects economiques . . . . . . . . . . . . . . . . . 252.7.1 Alimentation de tubes a rayons X . . . . . . . . . . . . . 252.7.2 production de carbone 13 . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

1 Generation de tres hautes tensions

1.1 introduction

De nombreuses applications a l’instrumentation necessitent la mise en oeuvrede tensions elevees.Alors que des tensions inferieures a 2000 Volts suffisent pour l’alimentation desphotomultiplicateurs et par exemple la polarisation des electrodes d’un spec-trometre de masse a separateur magnetique ou a temps de vol,des tensions de10 a 100 kilovolts sont necessaires pour les tubes a rayons X ou les lasers.Apres une description succinte de montages de faible puissance,on abordera icil’obtention de tensions de 10 a 70 kilovolts,avec des puissances de 3-4 kW,appliqueesinitialement a l’alimentation de tubes a rayons X pour la radiocristallogra-phie,puis a l’alimentation de lasers.Plus particulierement,on decrit l’alimentation d’un laser a dioxyde de carbonedestine a la separation isotopique du carbone 13,ainsi que ses circuits auxili-aires,tels que stabilisation de mode,mesure de l’energie d’impulsion et diversescommandes pour la photoionisation de gaz(freons)Ce rapport decrit l’ensemble des circuits electroniques d’une installation deseparation isotopique,qui devrait faire l’objet d’une application industrielle l’anneeprochaine.

1.2 generation de tres haute tension par oscillateur bloque

Le petit generateur decrit(figure 1) fournit une puissance d’une dizaine dewatts,ce qui convient pour la tension de postacceleration d’un tube cathodiqueou pour un ioniseur d’appartement. Le transformateur est un transformateurTHT de televiseur(noir et blanc),muni d’un primaire de 13 spires avec prise

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dix spires(n1 = 10; n2 = 3).On a utilise ici un transistor PNP au germaniumAU110,monte avec collecteur a la masse pour simplifier le refroidissement,quipresente l’avantage d’une tension d’avalanche emetteur-base elevee(environ 40volts,contre 5 volts pour un transistor au silicium).Le courant d’emetteur est ie,le courant base ib,le gain en courant β.Pour sim-plifier,on neglige devant les tensions induites la tension de saturation collecteur-emetteur et la tension emetteur-base.Les tensions apparaissant sur les enroulements sont deduites de la loi de Fara-day:

rotE = −∂B/∂t (1)

soit sous forme integrale(theoreme de Stokes)

E = ∂Φ/∂t = ns∂B/∂t = L∂i/∂t (2)

D’ou:ib = n2/n1 ∗ 1/rb ∗ E (3)

ie = E/L2 ∗ t + n2/n1 ∗ 1/rb ∗ E (4)

Le courant d’emetteur cesse de croitre au temps θ tel que:

ie = (β + 1)ib (5)

soit:θ = β ∗ n2/n1 ∗ L2/rb (6)

Avec:β = 50, n1 = 10, n2 = 3, L2 = 130µH

,on trouveθ = 10µs

Alors,le courant base ainsi que le courant emetteur s’annulent,et il apparaitune pointe de tension de140V olts,soit environ 10 Volts par spire,ce qui produitune tension secondaire d’environ 10 kilovolts,redressee par un doubleur de ten-sion.On remarquera que ce mode de fonctionnement serait destructif avec untransistor au silicium,dont la jonction emetteur-base entrerait en avalanche.Avecun AU110,ce montage est parfaitement fiable,et a fonctionne trois ans en per-manence.Une puissance bien plus elevee peut etre transmise par un petit circuit en doubleU(dimensions typiques:s = 1, 6cm2;lf = 16cm;B = 0, 35Tesla).Ainsi,on verraau paragraphe suivant que la puissance transmise par un tel circuit sature,refroidi

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et isole par huile,atteint240W .Sans aller aussi loin,en adoptant un montage ”fly-back” avec enroulement de recuperation,avec un MOSFET BUZ54 pilote par unUC3844 a100kHz,une puissance d’environ 100Watts peut etre obtenue(figure2).Ce montage a ete applique a la generation d’ozone pour la purification del’eau.

1.3 generateur THT a thyristor a charge resonnante

Ce type de generateur,capable d’alimenter un laser a azote ou un petit tube arayons X,exploite la decharge par un thyristor rapide(qui pourrait etre remplacpar un transistor bipolaire ou MOSFET,mais le thyristor presente l’avantagede bien supporter les surintensites dues a la saturation du transformateur)d’uncondensateur de puissance(a armatures metalliques,type HT72)dans le primaired’un transformateur THT.Pour atteindre une tension secondaire de 15 ou 25kV,ilest necessaire,avec une tension aux bornes du condensateur de l’ordre de 400Volts,de limiter le nombre de spires du primaire a 20 ou 30.On calcule l’inductance du primaire grace au theoreme d’Ampere:

rotH = j (7)

soit sous forme integrale:Hala + Hf lf = ni (8)

ou Ha est le champ magnetique dans l’entreferla la longueur de l’entreferHf le champ dans la ferritelf la longueur d’une ligne de champ dans la ferritej la densite de courant et:

B = µ0Ha = µ0µrHf (9)

avec B induction(en Tesla)dans le circuit magnetique et dans l’entrefer(Bmax =0, 35 Tesla pour une ferrite,plus de 1 Tesla pour un circuit en fer amorphe ouen tole au silicium a grains orientes)µ0 = 4π10−7

etµr est la permeabilite magnetique,dependant de l’induction.Soit avec la loi de Faraday(2),apres rearrangement:

L2 = n2sµ0/(la + lf/µr) (10)

Pour un circuit en double U de section s = 1, 6cm2 et de longueurlf = 16cm,enmateriau 3C8(µr = 2000aB = 0, 2T ),on mesure:

N = 20spires : L2 = 460µH ; L2,fuite = 100µH

N = 30spires : L2 = 1100µH ; L2,fuite = 220µH

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ou l’inductance de fuite est mesuree ,au moyen d’un pont MIC-4070D, avec sec-ondaire en court circuit.Le circuit est represente figure 3.On suppose que C4 est initialement charge etle thyristor bloque.C3 se charge a travers R1 +P1,qui sert a determiner la frequence d’amorcage duthyristor,et donc la THT moyenne en sortie.Lorsque la tension aux bornes de C3

atteint 32volts,le diac DB3(ou ST2)se declenche et amorce le thyristor rapide,quipeut etre un BTW30/800 ou equivalent(SKT16F 10DS, TSD835, C149D etc...),s’amorceet entraine une decharge oscillante de C4 a travers le primaire L2 de TR1.A vide,le courant dans C4 a pour expression:

i = imaxsinωtexp(−pt) (11)

avecω = 1/

√L2C4radian.s−1 (12)

etp ∼= 7000s−1 (13)

p etant determine experimentalement.En charge,ce courant est dephase car le courant debite au secondaire est enphase avec la tension au primaire,et il faut aussi tenir compte de la saturationde L2.On y reviendra a propos de la d’etermination de L1.Lecourantimax estdetermine par la loi de conservation de l’energie:la tension d’alimentation Eetant d’environ300V olts(secteur 220V olts redresse),C4 se charge a travers L1

et CR5 sous kE,avec 1, 3 ≤ k ≤ 1, 8(si le circuit etait parfaitement resonnant,onaurait k = 2).D’ou:

L2i2

max = k2E2C4 (14)

En utilisant les relations (2) et (10),il vient,apres rearrangement:

Va + Vf/µr = k2E2µ0C4/B2

max (15)

ou Va est le volume de l’entrefer et Vf le volume du circuit ferrite Avec les valeursnumeriques presentes,on trouve Va + Vf/µr=7,3 10−7m3,ce qui conduirait a unentrefer de 4mm,ou a faire fonctionner le transformateur a saturation avec

µr = 35

C’est cette derniere solution qui est utilisee,le transformateur etant refroidi etisole par huile (Univolt 84 ou Esso 51).Il reste a determiner l’inductance L1.Pendant la conduction du thyristor(puis dela diode antiparallele lorsque le courant change de signe),le courant traversantle condensateur est donne par l’equation(11).Simultanement,l’inductance L1 estsoumise a la tension E et le courant qui la traverse resulte de l’integration del’equation (2):

i1 = Et/L1 (16)

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Le courant total a travers le commutateur thyristor-diode est donc:

itotal = Et/L1 + imaxsinωtexp(−pt) (17)

Pour rebloquer le thyristor,il est necessaire que itotal s’inverse pendant un tempssuperieur au temps de recouvrement tq du thyristor,de l’ordre de 15µs(deux foismoins avec un TSD835). Cette equation est facilement resolue graphiquement:ilsuffit que les abscisses de l’intersection de la droite(16) avec la sinusoide amor-tie(11) soient espacees d’un temps superieur a tq. Une bonne valeur de L1

est 10mH.En fait,en fonctionnement,le courant itotal s’annule avant ce qui estdetermine par l’equation (17),car le courant debite au secondaire est en phaseavec la tension au primaire,et aussi L2 se saturant,ω en dbut de cycle est plusgrande que sa valeur a faible amplitude.On dispose donc d’une bonne marge desecurite.L’intensite maximale dans L1 atteint:

i1,max = 2π√

L2C4 ∗ E/L1 (18)

Soit avec:

L1 = 10mH, L2 = 1, 1mH, C4 = 0, 47µF, E = 300V

i1,max = 4, 3A

Cette inductance,en raison de ses valeur et courant de saturation eleves,doitdonc comporter un circuit magnetique en tole avec entrefer,assez lourd et vo-lumineux.Elle limite la vitesse de recharge de C4,la frequence de resonance deL1 +L2 avec C4 etant de 2200Hz,et il n’est guere possible de depasser une puis-sance de 250W.De plus,la frequence de resonnance de L1 avec C4 n’est que de7kHz,ce qui entraine une emission acoustique du transformateur. Un fonction-nement a frequence ultrasonore serait preferable.On verra au paragraphe suivant que d’autres solutions permettent d’atteindreune puissance de 900W,voire 1,5kW,au prix de l’utilisation d’un plus grandnombre de thyristors.

1.4 demi pont de thyristors,pont de GTO

On peut remplacer la self de charge resonnante L1 par un commutateur,thyristorou GTO(Gate Turn Off thyristor,c’est a dire thyristor reblocable par com-mande).Dans le cas de l’utilisation de thyristors rapides TSD835(figure 5),le dechenchementdu thyristor de charge et du thyristor de decharge necessite seulement une im-pulsion de 2V olts/200mA pendant quelques microsecondes,ce qui est aisementproduit par un multivibrateur NE555 suivi d’un autre NE555 monte en monos-table,les transformateurs d’impulsion de commande pouvant etre de petite taille(tore9/6/3 en materiau 3E1 RTC par exemple) car l’energie de commande n’est que

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d’environ 1 microjoule.En effet,en combinant les equations de Maxwell (1) et(7),on trouve la relation suivante entre le volume du tore Vf et les parametresde l’impulsion:

Vf = Eiτµ0µr/∆B2 (19)

Soit avec une ferrite 3E1:Vf = 4mm3

Le TSD835 ayant un temps de reblocage de 7 µ s,le fonctionnement a frequenceultrasonore de 20 − 25kHz est aisement obtenu,et la puissance de sortie atteint900W .On a trouve experimentalement qu’un courant efficace nominal de 15Apermettait une puissance de sortie de l’ordre de 1kW pour un montage en demi-pont,et 1, 5kW avec un pont complet.Une puissance comparable est obtenue avec un demi-pont de GTOs 15A(BTV 59/850),maisla commande est plus compliquee.En effet,pour que la tension anode-cathode al’etat passant soit la plus faible possible,un courant positif doit etre injecte a lajonction interdigitee grille-cathode pendant toute la duree de conduction.Uneimpulsion negative de l’ordre de 1A sous −10 Volts rebloque le GTO en 100ns.Ainsi,le schema de commande est plus complique(figure 6).L’energie de com-mande est plus elevee,de l’ordre de 500 microjoules,et le volume du transfor-mateur de commande,selon l’equation (19),doit etre choisi en consequence.Pourle GTO de charge,un transistor Q1 type BD435,dont la base est commandee atravers une diode zener 10V olts Z1,fourni le courant positif pendant la dureede conduction,et simultanement,le condensateur C4 de 1µ F se charge sous 10Volts.Lors de l’alternance negative,Q2(BD677)applique la tension aux bornesde C4 entre cathode et grille,ce qui rebloque le GTO.En raison d’une plus grandecomplexite,l’inconvenient d’un tel montage est que en cas de destruction d’unGTO,les transistors drivers risquent aussi d’etre detruits,ce qui accroit les coutset duree de reparation.Le generateur de commande(figure 7)doit etre capable de fournir une puis-sance de l’ordre de 15 Watts,ce qui necessite un montage plus complexe quele declenchement par NE555 du demi-pont a thyristors TSD835.Une extension naturelle du demi-pont de GTOs est le passage au pont com-plet(figure8),capable de delivrer plus de 1, 5kW .La tension de sortie appliqueeau primaire du transformateur THT atteint 520 Volts crete a crete,et bien surle transformateur THT doit etre capable de transmettre au moins 1, 5kW .Sonetude est reportee au paragraphe (xx).Dans ce montage qui se rapproche de l’objectif poursuivi(obtention d’une hautetension pouvant atteindre 50 ou 60 kVolts avec une puissance d’au moins 2kWpour l’alimentationd’un tube a rayons X),des sorties de mesure courant(10mV/mA)et tension(200mV/kV )ont ete prevues pour la regulation.Le multiplicateur detension de puissance est un sextupleur utilisant des condensateurs C10 a C15 de2200pF/20kV s HTX(LCC serie verte,les oranges etant moins resistants aux in-tensites elevees en tete de multiplicateur)et des diodes rapides(400ns) BYX90GRTC.Ces diodes,capables de redreser 250mAeff sous 9kV ,se sont averees par-

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faitement fiables et resistantes aux court-circuits en sortie,et ont ete gardeesmeme pour une puissance de sortie de 3, 7kW .Les resistances R5 a R9 sont des 200Megohms 2OkV de marque KOBRA,avecune stabilite de 80ppm/K,moins cheres ques les equivalents CADDOCK(quipresentent toutefois une derive plus faible,de 50ppm/K)

1.5 redresseur secteur a controle de phase

1.5.1 pont de puissance,facteur de puissance

Alors que le montage du paragraphe 1.3 etait alimente directement sur secteurredresse non regule,afin d’avoir une bonne stabilisation de la tres haute tensionproduite,il est avantageux de disposer d’une tension d’alimentation continuereglable et avec une faible ondulation.Il est particulierement simple de faire appel a un redresseur commande a pontthyristors-diodes.Ainsi,le pont SEMIKRON SKB 33/08 redresse un courant ef-ficace de 33Amperes,et constitue un module facile a installer et a refroidir(parair,ou eventuellement par eau,qui est disponible avec un tube a rayons X ou unlaser de forte puissance).Dans un redresseur commande,on fait varier l’instant d’ouverture successive dechaque thyristor dans chaque quadrant d’amplitude decroissante(figure 9).Tantque l’amplitude de la tension secteur est superieure a la tension de charge de labatterie de condensateurs en sortie(C1-C2-C3)(figure 10),un courant d’intensiteelevee recharge ces condensateurs,qui fournissent le courant de sortie en sedechargeant pendant la duree de blocage des thyristors.L’ondulation est lieeau courant de sortie et a la capacite totale C par la conservation de la charge:

∆V/∆t = I/C (20)

L’inductance L1,qui tend a maintenir le thyristor conducteur lorsque la tensionsecteur devient inferieure a la tension aux bornes de C,limite la surintensite etaugmente le temps de conduction des thyristors,ce qui est avantageux car:le courant efficace dans le thyristor croit,pour un courant moyen donne,lorsquela dure de conduction decroit(voir annexe 1),ce qui augmente les pertes et lescontraintes dans les condensateurs de puissance,dans lesquels l’intensite maxi-male permise,qui decroit avec la temperature de service,doit etre respectee(del’ordre de 13,5A a 100Hz pour des FELSIC CO39 350/385Volts)le courant harmonique croit dans les memes conditions,augmentant la distorsiondu secteur et le courant efficace d’alimentation.Mais une inductance de valeur trop grande est lourde,couteuse et tres encom-brante,et limite la valeur maximale de la tension redressee,aussi on a choisiexperimentalement une valeur de 1mH/30A,realisee sur tore de toles en fer-rosilicium.Dans ces conditions,le temps de conduction atteint 1,8 millisecon-des(pour une frequence secteur de 50Hz),pour une puissance de sortie maximalede 3700Watts sous une tension de 270 Volts(on a utilise comme charge pour les

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essais un convecteur a huile 220Volts/3kW).Le facteur de puissance etant le rapport de la puissance moyenne a la puissanceapparente:

cos(φ) = Pmoyenne/E ∗ I (21)

on a mesurecos(φ) = 0, 57

L’ondulation a pleine puissance est,selon lequation (20),

∆Vcreteacrete = 12V olts

et le courant efficace dans chaque condensateur:

Ieff = 17tg(φ)/3 = 7, 9Amperes

On constate que le facteur de puissance d’une telle alimentation conduit a sur-dimensionner le reseau monophase,qui doit pouvoir fournir 32A (sous 220Voltsefficaces)pour un courant de sortie de 17A(sous 270Volts continus).On etudiera plus loins une solution moderne a ce probleme,l’utilisation d’uncorrecteur de facteur de puissance(Power Factor Corrector:PFC),assez facile arealiser avec les circuits integres disponibles sur le marche.

1.5.2 controle de phase,regulation

La carte de commande et regulation est representee figure 10.A partir d’une ten-sion alternative de 2x15Volts redressee et filtree,un regulateur MC1468L(MN1)associea deux transistors Q1 et Q2 fournit les tensions stabilisees de ±15V olts,avecun courant maximum de 100mA.Le MC1468L(MOTOROLA) n’est plus fab-rique,et sur une autre version de cette carte,on l’a remplace par un µ A723associe a un µ A741 pour la generation de la tension negative.Le controle de phase des deux thyristors du pont de puissance est assure par unquadruple amplificateur operationnel a entrees Norton(courant) MC3401 MO-TOROLA(MN3).Les signaux produits sont representes figure 11.Le 15 Volts al-ternatif,couple par C23+R26 et C24+R27 a deux amplificateurs operationnelsest converti en signaux carres,puis en dents de scie par CR17+R30+C27 etCR18+R30+C26.Ces tensions en dents de scie sont appliquees aux entrees noninverseuses des deux autres amplificateurs operationnels,qui recoivent sur lesentrees inverseuses la tension de consigne par l’intermediaire du potentiometrede symetrie P 2,necessaire afin que les angles de conduction des deux thyristorssoient egaux.Une position manuelle permet le reglage de la tension de consigne par P1,pourles essais.Pour une tension de consigne variant entre 2,9 et 4,2 Volts,la tension de sortie dupont de thyristors varie de 270 a 0 Volts,soit un gain en tension G1 de -208.Lessorties de ces deux amplificateurs operationnels fonctionnant en comparateurs

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de courant sont appliquees a deux transistors de commutation Q4 et Q5 quicommandent les thyristors par l’intermediaire de deux petits transformateursde commande IT248 de rapport 2/1.Une bascule RS realisee au moyen d’un MC14000(MN2) n’applique la tensiond’alimentation de Q4 et Q5 par l’intermediaire de Q3 que lorsque les tensionsd’alimentation sont normales et la securite eau est fermee(afin que la charge,tubea rayons X ou laser,ne fonctionne pas sans refroidissement,ce qui la detruirait).Enfin,un amplificateur operationnel a grand gain G2(110dB)et a entree Bifettype AD542 ANALOG DEVICES(MN4),monte en integrateur,assure la regulationde tension,recevant sur son entree inverseuse la tension de controle THT(c’esta dire la THT divisee par 5000)et sur son entree non inverseuse une tensionde consigne variable de 0 a - 12Volts,stabilisee a 10 ppm/K par deux diodeszeners compensees en temperature 1N827A(Z1 et Z2).Cette consigne peut aussietre fournie par un convertisseur numerique/analogique(DAC),pour une com-mande de l’alimentation par microordinateur.Un deuxieme AD542 commandeun voltmetre numerique sur le panneau avant.Le gain de l’etage pont/transformateur THT G3 etant de 222 en charge,le gainde la boucle d’sservissement est:

G = G1 ∗ G2 ∗ G3/5000 = 2, 8.106

La precision de regulation de l’alimentation est donc de l’ordre de 3.10−7.On remarquera que,la reference de tension ayant une stabilite de 10 ppm/K,lasource principale de derive thermique est le diviseur THT,dont la stabilite n’estque de 80 ppm/K.

1.6 pont de transistors bipolaires de 3,7kW et driver 4A

1.6.1 pont de transistors

Comme on l’a vu precedement,l’emploi de semiconducteurs de puissance 15Apermet une puissance de sortie de 1,5kW avec un montage en pont.L’objectifetant d’atteindre une puissance superieure a 3kW,des semiconducteurs 30A sontdonc necessaires.Dans cette gamme d’intensite,les thyristors sont trop lents etdeviennent chers,et les GTO 30A annonces par RTC n’etaient pas disponibles.Restentles transistors bipolaires,MOSFET(Metal Oxyde Semiconductor Field EffectTransistor) et IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).On examinera dansce chapitre l’utilisation de transistors bipolaires classiques,qui sont commandesen courant(par opposition aux MOSFETs et IGBTs commandes en tension).Il est particulierement commode d’utiliser des transistors montes en demi-pontisole(a 2500 Volts),equipes des diodes rapides de roue libre,en module facile acabler et dissipant 300 Watts,la resistance thermique jonctions-embase etant:

Rth = 0, 4K/W

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.Plusieurs fabricants proposent de tels modules.Nous avons utilise les referencesSGS 30DB045 et 50DB045,supportant une tension collecteur-emetteur de 450Volts(doncsuperieure a la tension du secteur redresse a vide) et un courant collecteur re-spectif de 30 et 50 Amperes.Le schema du pont est represente figure 12.La commande de base necessite uncourant de 4 Amperes pendant la duree de conduction,avec un reseau condensateur-resistance-diode dont le role est de limiter le courant delivre aux bases,avec unepointe de courant fournie par deux condensateurs de 2,2 µF en parallele,etd’appliquer la tension de reblocage a travers une diode BY V 28 − 50.Commeon le verra au paragraphe suivant,la commande de base est fournie par un cir-cuit integre de puissance L298 SGS,delivrant 2 fois 2 Amperes sous 11 Voltscrete a crete sur 4 sorties.On utilise donc un transformateur de commande derapport 2,bobine sur une ferrite ETD49 RTC.Cote entree,comme il y a deuxsorties du L298 a mettre en parallele,on a utilise des reseaux de condensateurselectrolytiques a faible resistance interne equipes de diodes pour combiner lesdeux courants primaires.Afin d’avoir un bon couplage et une faible inductancede fuite,on fait un enroulement hexafilaire en fil isole au teflon KZ05,avec deuxfois deux demi primaires connectes en serie.On remarquera que le driver est isole galvaniquement du pont de puissance,connecteau reseau.Ce pont est lui meme isole de la sortie THT,o est prelevee la tensionde contrereaction.Deux reseaux resistance condensateur(C23-R5 et C24-R6)limitent la vitesse decroissance de la tension aux bornes des transistors de puissance,pour limiter lespertes dues a l’inductance de fuite du transformateur THT.Les transistors de puissance utilise ont un temps de montee et de descente surcharge resistive de l’ordre de 0,7 µs,et un temps de stockage de 7,5 µs.On nepeut donc guere choisir une frequence de fonctionnement autre que 20kHz,soitune demi-periode de 25 µs.La duree du courant positif de base est 16,5 µs,pourlaisser aux transistors le temps de se rebloquer.Une conduction simultanee destransistors d’un demi-pont serait catastrophique(destruction du demi-pont).Pour une puissance de sortie de 3, 7kW ,sous une tension d’alimentation de270Volts,le courant collecteur atteint 15A.La puissance dissipee en saturationest donc pour une tension de saturation VCEsat de 3 Volts:

Pdis/sat = 15 ∗ 3 ∗ 23/50 = 20, 7Wattspartransistor

La puissance moyenne dissipee pour une commutation sur charge resistive est,apresune integration elementaire:

Pdis/com = 2 ∗ Vc ∗ Imax/6 ∗ tcommutation ∗ F (22)

soit:

Pdis/com = 2 ∗ 270 ∗ 15/6 ∗ 0, 7.10−6 ∗ 2.104 = 18, 9Wattspartransistor

La puissance dissipe par demi-pont(2 transistors)est donc:

Pd = 2 ∗ (20, 7 + 18, 9) ∼= 80Watts

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On peut refroidir par air,en utilisant un bloc refroidisseur ventile de resistancethermique 0,2K/W,mais nous avons prefe utiliser le refroidissement par eau,tousles semiconducteurs de puissance,en boitier isole,etant montes sur une embasede cuivre de 1cm d’epaisseur avec un canal de circulation d’eau.La puissance dis-sipee par le pont etant au maximum de 160W,si on estime la dissipation du pontde thyristors a 140W,la dissipation eventuelle des BUV 47I de l’alimentation fil-ament etant negligeable,on peut estimer la temperature maximum d’embase a60 degres.Pour une temperature maximum de l’eau de 50 degres(utilisation enAfrique dans un laboratoire climatise),la chaleur specifique de l’eau etant:

Cv = 4, 18Joules/g/K

et la puissance totale dissipee:

Pd = 300Watts

on trouve,pour le debit d’eau ρ

ρ = Pd/(Cv ∗ ∆T ) ∼= 7, 5g/s = 450ml/minute (23)

En fait l’electronique est refroidie par l’eau de refroidissement du tube a rayonsX ou eventuellement du laser,et le debit est bien superieur.

1.6.2 driver

Le driver de pont,represente figure 14,comporte un circuit integre a modula-tion de largeur d’impulsion(PWM:Pulse Width Modulation) TL495 (MN1)TEXAS,suivi d’un driver de puissance L298 (MN2) SGS.La frequence d’oscillation est determinee par C2 et R2+P1,et reglee a 20kHz.P2 effectue le reglage du temps mort,c’est a dire le temps minimum d’annulationde la tension de sortie a chaque demie alternance,pour eviter la conductionsimultanee des transistors de puissance.La duree maximum d’impulsion estreglee a 16,5 µs,mais on a prevu un demarrage progressif a la mise sous ten-sion par Q1,ainsi qu’une possibilite de modulation alternative a travers C13 etC15(l’excursion etant limitee par CR14+CR15,pour essayer de reduire l’ondulationde la THT due a l’ondulation du redresseur commande a thyristor selon l’equation(20).Le driver est alimente en tensions non stabilisees de +6V et −12V ,obtenues parredressement et filtrage des 5V et 10V alternatifs d’un transformateur auxili-aire de 100V A.entrees de regulation de courant et de tension de MN1 ne sontpas utilisees,la regulation s’effectuant par controle de phase du pont de thyris-tors(paragraphe 1.5).MN2 est le driver de puissance a quatre voies conectees deux a deux en par-allele:il recoit sur ses entrees IN1 et IN2 d’une part,et IN3 et IN4 d’autrepart,les deux sorties de MN1 ramenees a un niveau TTL par un diviseurresistif.Un regulateur 7805(REG1) stabilise le 5V des etages d’entree.Les qua-tres sorties,qui delivrent 2A a tour de role(4A simultanement)sont protegees

12

des coupures inductives par des diodes de roue libre BAX18(500mA moyen;2Acrete),qui donnent entiere satisfaction.Au niveau du pont,les sorties sont couplees deux a deux par les transformateursde commande de base.Ce circuit dissipe approximativement 11W ,et doit etretres bien refroidi.On a utilise un radiateur profile de 3K/W ,la dissipation max-imale du L298 etant de 25WToutes les pistes de sortie et d’alimentation doivent etre renforcees,en raison dufort courant.Ce driver est monte sur une carte enfichable de 100x160mm,avec plan de masse.La frequence maximale d’utilisation est 25kHz garanti et 40kHz typique.Toutefois,ona remarque que la tension de sortie se coupe momentanement 1µs apres sondebut,ce qui est sans consequence compte tenu du temps de stockage des tran-sistors bipolaires.

1.7 bloc transformateur redresseur THT

1.7.1 calcul du transformateur THT

La relation (19),deduite des equations de Maxwell,a permis d’etablir l’energieEn stockee dans un milieu magnetique:

En = ∆B.∆H.Vf (24)

On se propose d’utiliser le materiau K2004 de KASCHKE KG,analogue au 3C8de RTC,mais utilisable jusqu’a 100kHz.On choisit la plus grande taille disponible,deux U de 100x57x25mm.Les parametresde ce circuit sont les suivants:

lf = 31cm

s = 6, 20cm2

Vf = 191cm3

La courbe induction-champ est representee figure 15.Pour une induction de 350mT ,le champ est de 55A/m.Donc:

E350mTn = 15mJ

Si on veut aller jusqu’a la saturation,ce qui conduit a des pertes elevees,maisle transformateur est immerge dans une cuve d’huile qui peut etre refroidie pareau,pour un champ de 250A/m,l’induction sature a 425mT.Alors:

Esat/425mTn = 81mJ

Le champ du au courant debite au secondaire compense le champ induit par lecourant primaire.Si η est le rendement du transformateur(en premiere approxi-mation on prendra η=0,95),alors la puissance transmise est:

Pt = En ∗ F ∗ η/(1 − η) (25)

13

Soit,a 350mT et 20kHz:P 350mT

t = 5800W

Si on augmente l’induction ou la frequence,la puissance transmise augmente enpremiere approximation proportionnellement,mais les pertes augmentent beau-coup,ce qui reduit le rendement.A titre d’exemple,on a propose la relation suivante entre les pertes specifiquesen W/kg,la frequence F et le champ B dans le materiau METGLAS de ALLIEDSIGNALS,mais il s’agit de rubans de fer amorphe et non de ferrites:

Pspec = 6, 5 ∗ F 1,51 ∗ B1,74Watts/kg (26)

On voit que cette taille de ferrite est suffisante,et on peut esperer une puissancetransmise de 10kW a 50kHz.Il reste a calculer le nombre de spires:il resulte de l’equation(2):

E/n = s ∗ F ∗ ∆B (27)

Soit,avec le circuit choisi:

E/n = 8, 5V olt/spire

Donc,pour une tension primaire de 270Volts,on utilisera un enroulement de32spires,et pour 380Volts,45spires.Le courant maximum etant de 15 A en hautefrequence,on utilisera du fil divise de section totale 3mm2(densite de courant5A/mm2).Pour un secondaire de 10000 Volts,on utilisera 1200 spires de 0, 1mm2(diametre0, 4mm).

1.7.2 redressement et filtrage

Afin d’atteindre une tension de sortie maximale en charge de 60kV ,on utilise unsextupleur de tension.Le courant redresse moyen maximum est 60mA:on utilisedes diodes BY X90G de RTC,qui ont les caracteristiques suivantes:

Iefficaceredresse = 250mA

V repetitiveinverse = 7kV

trecouvrement = 400ns

En raison du temps mort,les diodes commutent a courant nul,donc il n’y a pasde pertes dues au temps de recouvrement inverse.La tension inverse etant de 20kV par branche,il faut mettre trois diodes enserie,l’equilibrage capacitif etant assure par des pastilles de diametre 10mm surle circuit imprime,pontees par du mastic silicone.Nous n’avons jamais observede defaillance d’une diode,meme apres des arcs dans le connecteur de sortieTHT(pot federal,avec les connections du filament pour un tube a rayons X)ou

14

des court-circuits de condensateurs.Les condensateurs doivent supporter une tension de service de 20kV ,et surtoutun courant moyen de 360mA en tete de multiplicateur.C’est la tenue en courantqui est le parametre le plus critique.Les condensateurs ceramique LTX360 serie orange de LCC ne sont pas fi-ables,nous avons eu plusieurs court-circuits,entrainant la destruction d’au moinsun demi pont de transistors. Les condensateurs LTX360 serie verte semblentplus fiables,et nous avons aussi essaye des condensateurs au polycarbonate aarmatures 4700pF 20kV type HT72,de EUROFARAD.Notons que SPRAGUE devait produire des condensateurs haute tension vitrifieset non frittes,qui auraient une tenue en puissance deux fois superieure.On pourrait aussi essayer des condensateurs pour lasers,30kV ou 40kV ,que pro-posent ATESYS(ETAT),MURATA,ERIE.Analysons les pertes dans le condensateur en tete de multiplicateur,pour uncourant sinusoidal de frequence F:

Pdissipee = ITHTeff /(2.π.F.C).tg(δ) (28)

La tangente de l’angle de perte,pour les LCC LTX360,est inferieure a 3.10−2,eta une valeur typique de 6.10−3 a 60 degres.La puissance dissipee typique est doncde 8Watts a 60 degres,ce qui est raisonnable avec le refroidissement par huile(lacuve THT est emplie de 15 litres d’huile THT Univolt 84 ou Esso 51).D’ailleursnous avons deduit des courbes publiees par LCC la relation suivante entre lecourant efficace et la frequence donnee de Hertzs pour un condensateur LCC de2200pF :

I = 8.10−3.F 0,4 (29)

Ce qui donne un courant maximum de 420mA a 20kHz.On voit donc que descondensateurs de 2200pF sont juste suffisants,et on aurait une meilleure margede securite en travaillant a frequence plus elevee,ce qui est toutefois impossibleavec des transistors bipolaires.Enfin,la cuve comporte un transformateur d’alimentation filament,avec un pri-maire de 32 spires,un secondaire de controle de 4 spires et un secondaire fila-ment de 4 spires isole a 100kV ,et bobine sur un circuit de deux U 65/40/20en 3C8. Les connections sont ramenees a un connecteur etanche a l’huile a 12contacts,supportant 8 Amperes par contact.

1.8 alimentation filament et regulation de courant

Pour alimenter le transformateur filament,dont la puissance ne depasse pas150Watts,on utilise un demi pont de transistors BUV 47I(isoles),represente fig-ure 17.Le schema est tout a fait classique.On notera que les condensateurs C7 et C8 sonta armatures,du type HT76,EUROFARAD.La puissance de commande de baseest faible,et les transformateurs T1 et T2 sont simplement bobines sur des tores

15

de 23mm en 3E1.Ce demi pont est alimente sous 300V olts non regules(secteurredresse).Le driver est represente figure 18:il est semblable au driver du pont de transistorsde puissance,toutefois en raison de la faible puissance de sortie,l’echauffement duradiateur de MN2 est bien moindre.La frequence de fonctionnement est regleea 25kHz.La seule particularite est la modulation de duree d’impulsion par comparaisond’une tension de consigne variable entre 0 et 1 Volt,fournie par un potentiometre10 tours de 10k,a partir de la tension de reference de 5 Volts delivree par MN1,ala sortie courant(20mV/mA) du bloc THT.En ajustant la puissance appliquee au filament du tube a rayons X,on fixe lecourant d’emission.Ainsi,on realise simultanement les regulations en courant eten tension.L’alimentation finale est photographiee figure 19.

2 Application a l’alimentation d’un laser sta-

bilise et circuits auxiliaires

2.1 introduction

Le montage presente au chapitre precedent,destine a l’alimentation de tubes arayons X ou de lasers non stabilises,presente une tension d’ondulation a pleinecharge d’environ 10−2 et un facteur de puissance mediocre sur alimentationmonophasee.La separation isotopique necessite l’absorption multiphotonique par un mode vi-brationnel precis d’une molecule de composition isotopique bien determinee(ref1,2,3).Pour cela,le laser doit etre soigneusement stabilise sur un unique moderotationnel(ref 4),ce qui necessite une alimentation d’une tres bonne stabilite encourant,et d’une ondulation residuelle aussi faible que possible.D’autre part,les nouvelles normes europeennes de compatibilite electromagnetiqueconduisent a une limitation de la distorsion du secteur par reinjection d’harmoniques,etil est aussi avantageux de ne pas surdimensionner l’intensite maximale de laligne utilisee,ce qui conduit a rechercher un facteur de puissance aussi proche del’unite que possible.Les circuits modernes de correction du facteur de puissancepermettent d’atteindre 0, 99,par une technique de decoupage.Il existe plusieurs sortes de lasers a dioxyde de carbone,dont les puissancespeuvent depasser 100kW (ref 4). Pour les lasers multimodes a pression atmo-spherique,la tension d’alimentation est de 20 a50kV .Pour des raisons de com-modite de realisation de l’installation pilote,nous avons choisi un laser bassepression(plus stable),de longueur de cavite 1m50,a tube scelle(pour ne pas con-sommer de gaz),fabrique par SCIENTIFIC LASER ENGINEERING SERVICES,stabiliseen frequence et en amplitude et accordable entre 9, 3 et 11 microns(nous avonsbesoins de longueurs d’onde de 9, 3 a 9, 7 microns).La tension d’alimentation estde 11kV avec un courant de 250mA en mode pulse a une frequence de repetition

16

de 1kHz,la puissance optique moyenne etant de 600W ,soit une energie de 600millijoules par impulsion.Une alimentation de 2750W sera donc necessaire,maisla tension n’etant que de 11kV ,le redressement se fera par un pont de diodesBY X90G,et non par un multiplicateur de tension,ce qui ne necessite donc qu’unseul condensateur de filtrage de la THT.Par contre,il faut prevoir une tensiond’amorcage de 35kV ,qui sera fournie par decharge capacitive dans un petittransformateur en serie avec la THT.

2.2 alimentation primaire a correction du facteur de puis-

sance

Le schema de notre prototype est presente figure 20.Il utilise un circuit de com-mande LT1249 de LINEAR TECHNOLOGY.D’autres circuits similaires sontdisponibles chez UNITRODE et SGS-THOMSON.Le principe consiste a hacher le courant redresse par un pont monophase aumoyen d’un MOSFET de puissance,ici un IRFPC60LC de INTERNATIONALRECTIFIER,dont le courant drain continu maximum est 10Amperes a 100degres,pour une tension de claquage drain-source de 600Volts,suffisante car latension de sortie est de 380 Volts,en stockant l’energie dans une inductance L.La frequence de fonctionnement est fixe:

F = 100kHz

La duree de conduction est donc :

τmax = 10µs

au temps de rebloquage du MOSFET et de charge du condensateur de sortiepres.Soit Ein la tension aux bornes de l’inductance lorsque le MOSFET est conduc-teur:

Ein = E0./sinωt/

ou E0 est la tension crete du secteur(330 Volts).En appliquant la loi de Faraday(2),il vient:

Ein/imax = L/τ (30)

Si τ est constant,on voit donc que la charge vue par le pont redresseur estresistive,donc le facteur de puissance est optimum. La puissance de sortie estproportionelle a l’energie stockee dans l’inductance et a la frequence de commu-tation F :

P = Li2maxF/2 (31)

Si l’on se fixe un courant imax de 10 Amperes,compte tenu des limites duMOSFET et du circuit de commande,qui doit charger et decharger sa capacite

17

d’entree en un temps court vis a vis de la periode pour limiter les pertes decommutations,on peut calculer la valeur de l’inductance L pour une puissanceP donnee,1kW par exemple:

L = 2P/F i2max (32)

soitL = 200µH

Cette inductance doit supporter un courant a saturation de 15 Amperes,avec unemarge de 0,33,ce qui permet de calculer le volume du circuit magnetique,l’entreferet le nombre de spires.L’energie maximale est de 45 millijoules,mais on n’apas besoins d’un circuit aussi volumineux que selon l’equation(24),car on peututiliser un entrefer. On se propose d’utiliser un assemblage colle au cyanoacry-late de trois circuits en double E de 56mm en ma teriau H7C1 de TDK,qui estdisponible,et dont les parametres sont les suivants:

s = 7, 5cm2, lf = 12cm

En eliminant la entre les equations (8) et (10),il vient:

n2Bmaxs/L − nimax + lf (Bmax/µ0µr − Hf) = 0 (33)

Cette equation du second degre admet deux solutions,et on choisi celle qui donnele nombre de spires le plus eleve pour garder un nombre raisonnable de voltspar spire.On trouve:

n = 10spires

Il reste a calculer l’entrefer:

la = n2sµ0/L − lf/µr (34)

soit:la = 0, 35mm

La diode de charge,qui commute dans le condensateur de sortie l’energiestockee dans l’inductance,est une diode rapide(trr = 73ns) a recouvrement pro-gressif type HFA25PB60 INTERNATIONAL RECTIFIER.Remarquons qu’il existe un circuit PFC fonctionnant a frequence plus elevee(jusqu’a500kHz),le UC1855 UNITRODE,ce qui permet de reduire la valeur de l’inductanceL.Cependant,pour reduire les pertes dans le MOSFET(qui est un MOSFET tresrapide de marque APT)et dans la diode de charge,un circuit de commutationauxiliaire resonant a ete ajoute,ce qui complique beaucoup le montage.Le LT1249 est alimente en 18V :la tension de demarrage est fournie pas un petitcircuit integre haute tension en boitier TO92,le LR745N3 SUPERTEX.

18

2.3 commande de pont de MOSFET ou d’IGBT

Les transistors MOSFET et IGBT sont des dispositifs commandes en tension.Ledriver n’a pas a fournir un courant continu eleve comme pour la commande d’untransistor bipolaire,mais seulement une tension de l’ordre de 10 Volts(la tensionde claquage grille-source ou grille-emetteur est generalement de 20 Volts),avecune pointe de courant elevee pendant la charge de la capacite d’entree du dis-positif.Cette capacite se compose de la capacite de grille Cgs ou Cge,et de lacapacite de Miller,egale a la capacite de reaction Cgd ou Cgc multipliee par legain en tension,qui est ici de l’ordre de 40.Par exemple,pour un MOSFET 16A(a 25 degres) IRFPC60 de INTERNA-TIONAL RECTIFIER,on a:

Ctypgs = 3900pF, Ctyp

ds = 98pF, soitCin∼= 8000pF

Pour un IGBT 70A IFG4PC50F:

Ctypge = 4000pF, Ctyp

gc = 49pF, soitCin∼= 6000pF

Les temps de montee et descente pour une resistance de grille de 5Ω,sont re-spectivement pour le MOSFET a 16A et l’IGBT a 39A:

tIRFPC60

montee∼= tIRFPC60

descente∼= 55ns

tIRG4PC50Fmontee

∼= 25ns, tIRG4PC50Fdescente

∼= 130ns

Le courant de charge etant lie au temps de commutation par:

i = Cin.∆V/tcommutation

le courant de charge de Cin sera de 2, 4A pour le MOSFET et 4, 8A pour l’IGBT.Le schema de notre carte de commande est represente figure 22:nous avonschoisi des drivers MIC4452 MICREL,capables de fournir un courant pointe de12A,ce qui permet la commande de deux IGBTs par driver,avec couplage partransformateur trifilaire sur circuit EC35,les sorties des drivers etant protegeespar deux diodes schottky PBY R745.La puissance dissipee par le driver est la puissance necessaire pour charger etdecharger cette capacite d’entree,soit en comptant les deux transistors:

P = 4C.(∆V )2.F

Soit,a 20kHz:P = 0, 144W

On est largement en dessous de la dissipation limite du MIC4452 en boitierTO220(12W ).L’oscillateur a modulation de duree d’impulsion est un TL495,comme aux para-graphes 1.6.2 et 1.8.

19

Il comporte un reglage de frequence,de temps mort et une regulation en tensionou en courant.Avec un pont de MOSFETs 16A alimente en 380Volts,la puissance de sortiemaximale serait de l’ordre de 2kW .Pour atteindre une puissance plus elevee,ilserait interessant d’utiliser un pont d’IGBTs,qui commutent un courant pluseleve qu’un pont de MOSFETs a surface de silicium egale,l’IGBT etant la com-binaison d’un transistor bipolaire PNP de puissance commande par un MOS-FET.Malheureusement,il n’y a pas de moyen d’assister l’elimination de la chargestockee dans la jonction base-collecteur au rebloquage,ce qui entraine l’existenced’un courant residuel(queue),entrainant des pertes elevees,de l’ordre de 5 mil-lijoules a 39A sous 480 Volts,dans le cas du IRG4PC50F.Pour cette raison,lafrequence maximum de commutation des IGBT est faible:5kHz sans assis-tance,et jusqu’a 20kHz en commutation resonnante.Toutefois,INTERNATIONALRECTIFIER propose une nouvelle gamme d’IGBTs,les IGBTs WARP Speed,quiseraient utilisables jusqua 150kHz. Avec notre IRG4PC50F ,la resistance ther-mique jonction-refroidisseur est de 0, 9degre/Watt,et la temperature de jonctionmaximale est 150 degres.On choisit une temperature de jonction maximale de120 degres,pour une temperature ambiante de 50 degres,ce qui conduit a unedissipation maximale de 80Watts.En analysant les donnees du constructeur,on trouve que la puissance dissipeependant la conduction est,a une temperature de jonction de 120 degres et pourune tension de commande de 15 Volts:

Psat = Vsat.I = I(0, 9 + 0, 015I) (35)

D’autre part,l’energie perdue en commutation est de 2 millijoules a 20 A,et4 millijoules a 40 A,ce qui conduit a l’expression ,empirique suivante reliantla puissance dissipee totale a l’intensite I et la frequence F ,pour un rapportcyclique de 0,5:

Pdiss = I(0, 45 + 0, 0075I + 10−4F ) (36)

Ce qui donne une intensite maximale de 25A pour une puissance dissipee de80Watts.On voit donc qu’un pont d’IGBTs IRG4PC50F convient juste a l’alimentationde notre laser,la frequence de fonctionnement restant de 20kHz.On a vu au para-graphe 1.7.2 que notre objectif etait de passer a une frequence de commutationde 50kHz pour ameliorer la fiabilite des condensateurs de bloc THT. Seule unenouvelle generation d’IGBTs apportera une solution satisfaisante a ce probleme.

2.4 alimentation et stabilisation d’un laser a dioxyde de

carbone a tube scelle de 600Watts optiques

Le laser et ses circuits d’alimentation et de commande sont representes figure23.Le laser,dont le tube scelle est refroidi par eau et comporte des fenetres al’incidence de Brewster,comporte un miroir semireflechissant pour la sortie dufaisceau,un reseau d’accord avec un moteur qui en assure la rotation,afin de

20

s’accorder sur un mode rotationnel precis,et une cellule de Pockels qui controlele coefficient de surtension de la cavite.Cette cellule doit etre commandee parun creneau de haute tension.Nous avons eu l’occasion de realiser plusieurs generateurs de creneaux a transis-tors MOSFET.En particulier,un montage qui fournit des creneaux de 350Voltsavec un temps de montee et de descente de 10 ns,construit pour le laser aelectrons libres du synchrotron ACO de la Faculte d’Orsay,est represente figure24.L’adaptation de ce montage est simple:on remplacera les V NO335N1 SU-PERTEX par des BUZ53 SIEMENS supportant 1000Volts,et le totem-pole deV N33AK SILICONIX par un MIC4420 MICREL(driver 6A/25ns).Dans cesconditions,la bascule JK qui fournit deux signaux en opposition de phase etdivise par deux la frequence de commande n’est plus necessaire,et on pourraattaquer directement le MIC4420 par un signal carre a 1kHz.Le miroir totalement reflechissant qui ferme la cavite est monte sur trois actua-teurs piezoelectriques,par exemple PI,ce qui permet un asservissement du moderotationnel d’oscillation du laser.Pour cela,on exploite le passage par un mini-mum de l’impedance du plasma lorsque le laser est centre sur un mode(ref 5):unetension de modulation fournie par un oscillateur sinusoidal a dephasage,equiped’un MPSA13 est amplifiee jusqu’a 8 Volts eficaces et couplee par un trans-formateur Tr3 en serie avec l’alimentation du tube.On amplifie la tension a lafrequence de modulation et effectue une detection synchrone.Le schema du mon-tage utilise est represente figure 25.On remarquera un doubleur de frequenceoptionnel equipe d’un TL082 TEXAS,qui permet de selectionner soit le fon-damental a 1kHz,soit l’harmonique 2,et un dephaseur a trois etages equipede MPF 102,qui permet d’amener le signal de reference exactement en phaseavec le signal detecte.Le detecteur synchrone proprement dit utilise un JFET2N4416 comme commutateur et un amplificateur operationnel a grand gainAD542 comme amplificateur integrateur,montage que nous utilisons couramenten spectroscopie infra-rouge.La sortie de l’AD542 commande un amplificateurhaute tension(900Volts) equipe d’un BUZ50A SIEMENS,qui controle les actu-ateurs piezoelectriques(charge purement capacitive).Un voltmetre de controle aete prevu.Ainsi,la longueur de la cavite est ajustee au nanometre pres,malgreles fluctuations d’indice de refraction du gaz et la dilatation thermique de lacavite,afin de rester accordee sur la longueur d’onde choisie.Le transformateurTr3,qui ne comporte que quelques spires,doit presenter un isolement primaire-secondaire d’au moins 50kV ,ce qui est aise a realiser avec une ferrite de trans-formateur THT de televiseur.On notera sur la figure 23 le circuit d’amorcage du tube laser qui doit fournir uneimpulsion de 35kV :il s’agit d’un montage a thyristor a decharge capacitive,quenous avons deja decrit dans un autre contexte(paragraphe 1.3).Enfin,on a represente le pont d’IGBTs discute au paragraphe precedent,avecses diodes de roue libre du type HFA25PB60,notre transformateur THT depuissance,Tr1,et un pont de diodes BY X90G,dont la sortie est filtree par ununique condensateur C de 4700pF /20kV .Une sortie courant(4V/A)est prevue

21

pour l’asservissement du driver de pont d’IGBTs,ainsi qu’une sortie tension,relieea un voltmetre de controle et couplee capacitivement a l’amplificateur de signalde gain 10(AD542).

2.5 Mesure de l’energie impulsionnelle delivree par le laser

L’energie d’un photon de longueur d’onde 10 microns est:

E = hν = hc/λ = 2.10−20Joules = 0, 125eV

ou h est la constante de Planck, 6.6210−34Joules-secondesν est la frequence du photonc est la vitesse de la lumiere, 3.108metres/secondeλ est la longueur d’ondee est la charge de l’electron, 1.610−19 CoulombsA la temperature ambiante(300K),l’energie thermique vaut:

Et = kT = 0, 025eV

ou k est la constante de Boltzman, 1.3810−23Joule/degre.L’energie du photon n’etant que 5 fois l’energie thermique,les detecteurs quan-tiques(InSb,HgCdTe) doivent etre refroidis a la temperature de l’azote liquide,cequi est mal commode.De plus,ils sont chers.Les detecteurs pyroelectriques sontfragiles,car l’absorption de l’energie se fait dans une mince couche.Une solutionalternative est l’exploitation de l’effet photothermodielectrique,que nous avonsdecrit par ailleurs(ref 6),et dont nous avons brevete l’application a la mesure del’energie d’un laser impulsionnel(ref 7).Ce procede exploite la variation de permittivite dielectrique en haute frequence(vers10MHz) resultant de l’echauffement d’un dielectrique liquide.Le temps de mesureminimum de notre prototype est de 1,2µs,ce qui pourrait etre reduit d’un or-dre de grandeur.Le produit sensibilite*temps de mesure est de 10−10secondes.En utilisant comme dielectrique absorbant une solution de micelles inversesd’Aerosol OT de rapport en eau 39,a temperature ambiante,l’elevation de temperatureminimum detectable est de 10−4degres,limitee par le bruit de phase de l’oscillateur.Enestimant la chaleur specifique de l’absorbant a 3Joules/g/degre,pour une massed’absorbant de 0, 1 grammes,la sensibilite est de 30 microjoules.Cette sensibiliteest bien suffisante,car lenergie impulsionelle de notre laser est de l’ordre de 1Joule.Le principe est le suivant:la variation de permittivite dielectrique de l’absorbantentraine une variation de frequence de l’oscillateur,laquelle est multipliee par10368 par une chaine de multiplicateurs de frequence en classe C et de melangeurs(tripleconversion de frequence),et la variation de frequence amplifiee est mesuree parun frequencemetre 8 bits,commande par une horloge de synchronisation et relieea une memoire de 512 octets.Dans notre montage original,le mot de 8 bitsenregistre en memoire etait converti en tension et applique a un enregistreur

22

analogique.Desormais,il est facile de lire cet octet au moyen d’un microordina-teur equipe d’une carte d’interface,telle que celle que nous decrivons au para-graphe suivant.Notre capteur d’energie presente l’avantage de ne comporter au-cune optoelectronique,et d’etre pratiquement indestructible.De plus,il peut etrerendu selectif en longueur d’onde par un choix approprie de l’absorbant,par ex-emple une solution de colorant organique dans le nitrobenzene.Notre montage est represente sur les figures 26 a 38.

2.6 dispositif de separation isotopique:pilotage par micro-

ordinateur

2.6.1 principe de la separation isotopique

La plupart des freons peuvent etre photolyses selectivement en fonction de leurteneur isotopique par absorption d’une vingtaine de photons de longueur d’ondecomprise entre 9,3 et 10,6 microns.La teneur naturelle du carbone(surtout com-pose d’isotope 12)en isotope 13 est 1110ppm.Il est possible de l’enrichir en iso-tope 13 jusqua une teneur de 0,30-0,50 en une seule etape,et a 0,97 en deuxetapes,alors que les methodes habituelles de distillation fractionnee de CO ouCH4,ou d’echange chimique necessitent plusieurs centaines d’operations.L’undes freons les plus interessants est le difluoromonochloromethane:

C13F2HCl + nhν ⇒ C13F2 + HCl

Le radical difluorocarbene se dimerise ensuite en tetrafluoroethane,ou peut s’aditionnera de l’acide iodhydrique pour former du difluoroiodomethane enrichi en carbone13.Dans ce dernier cas,il est possible de bruler le difluoroiodomethane contenantdu carbone 12,indesirable,par irradiation a 9,3 microns:

2C13F2 ⇒ C13

2 F4

ou:CF2 + HI ⇒ CF2HI

Un avantage du difluorochloromethane est qu’on peut operer a une pressionelevee,de 100 torrs,alors qu’avec d’autres freons,tels que le trifluorobromomethane,laselectivite isotopique disparait des une pression de 1 torr.La longueur d’onde d’accord du laser doit etre la raie P(20) a 10,59 microns,ouP(14) a 9,50 microns.Avec notre laser de 600 Watts,la production de carbone13 serait de 10 grammes par jour.Le schema de l’installation est represente figure 39.Le faisceau laser est ren-voye par un miroir de cuivre concave et focalise par une lentille en fluorure debaryum de longueur focale 1m50 dans la cuve de photolyse,qui est un tube enpyrex de 1m de longueur ,ferme par deux fenetres en fluorure de baryum etmuni d’une tubulure de remplissage.Le faisceau attenue est mesure par notre

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capteur photothermodielectrique.L’electrovanne V1 ferme la cuve de photol-yse,l’electrovanne V2 controle l’arrivee de freon,un manometre a sortie analogiquecontrolant la pression de remplissage de la cuve.Il faut appliquer 15000 impul-sions laser,ce qui dure 15 secondes.Ensuite,le contenu de la cuve est transferre aumoyen d’un pompe a vide vers le piege a azote liquide,ferme par les electrovannesV3 et V4.Il faut surveiller le niveau d’azote liquide,par exemple au moyen d’unejauge de niveau utilisant la variation d’une resistance en carbone agglomere com-mandant,par une cinquieme electrovanne le remplissage.Le tetrafluoroethyleneenrichi en carbone 13 est separe regulierement par distillation fractionnee eton en mesure la purete isotopique au moyen d’un spectrometre de masse aseparateur quadrupolaire,simple et economique.On peut ensuite effectuer un sec-ond enrichissement,puis le convertir en dioxyde de carbone par passage sur del’oxyde cuivrique chauffe a 700 degres,puis en carbonate alcalin solide,stockableet livrable.Le changement de longueur d’onde du laser est effectue par rotation du reseauau moyen d’un moteur pas a pas a quetre phases,qui peut etre commande parun port de 4 bits,par l’intermediaire d’un driver L298.Il faut prevoir un codeuroptique pour verifier la position du reseau,ce qui necessite encore un port de 8bits.

2.6.2 commande par micro-ordinateur

Les controles et asservissement a effectuer etant peu nombreux et a cadencepeu elevee(une vitesse de 9600 bauds suffit),nous avons etudie la mise en oeuvrede circuits d’interface simples.Parmi les circuits d’interface utilisables sur PC,lecircuit d’interface parallele(PIA) 8255 fournit 3 ports de 8 bits configurables enentree ou en sortie(ref 9,10).Le AY 3 − 1015(ref 8)est un circuit d’interface serie,qui comporte un port de 8bits en entree et un autre en sortie.Ces circuits integres simples,meme munis de convertisseurs numerique-analogiqueet analogique-numerique,sont insuffisants pour notre application.Nous avons utilise un microcontroleur preprogramme du commerce,le ADS232,prevupour etre utilise sur le port serie RS232 avec un circuit d’interface MAX232 deMAXIM,comporte 3 ports de 8 bits configurables en entree ou en sortie,unesortie a rapport cyclique programmable(PWM) et une liaison serie avec unconvertisseur analogique-numerique 8 bits a 11 entrees,le MC145041 de MO-TOROLA.Le schema est represente figure 40.Nous avons ajoute une alimen-tation ± 5 Volts,24 diodes electroluminescentes sur chaque entree-sortie et 11amplificateurs de gain 10 equipes de TL082 sur les entrees analogiques.Les troisports PA,PB,PC sont utilises pour:a)la lecture du capteur d’energie photothermodielectrique(8 bits)b)la commande des quatre electrovannes,par l’intermediaire d’optotriacs et detriacs(4 bits)c)la commande du moteur pas a pas a 4 phases soit directement par un driver

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L298,soit par l’intermediaire d’un microcontrolleur specialise CY 512 de CY-BERNETIC MICROSYSTEM(4 bits)d)la lecture du codeur optique(8 bits)Les entrees analogiques sont utilisees pour les autres fonctions:d)la lecture de pression sur le manometree)la lecture de la jauge de niveau d’azote liquidef)le controle du debit d’eaug)les controles des tension et courant de l’alimentation du laser.Ce montage simple et economique est suffisament rapide pour notre applica-tion,et sa commande ne necessite qu’un petit programme en Basic.

2.7 Conclusion et aspects economiques

Notre etude,apres des etapes intermediaires,conduit essentiellement a deux pro-duits commercialisables:un generateur haute tension de 3kW destine a l’alimentationdes tubes a rayons X,et un carbonate alcalin enrichi en carbone 13,utilise commetraceur isotopique non radioactif en recherche et en medecine.Nous allons decrireles perspectives commerciales de ces deux produits.

2.7.1 Alimentation de tubes a rayons X

Le prix de vente d’un tel generateur est de 60KF .Il est utilise pour la ra-diocrystallograpie,aussi bien en recherche fondamentale que dans l’industrie,etles prestations de service d’une installation utilisee en analyse industrielle sontde l’ordre de 2000F/jour.Le marche actuel est de 20 a 30 appareils par an,et une equipe composee d’untechnicien et d’un cableur,revenant a 30KF/mois,peut en produire deux parsemaine.Pour une production de 25 appareils,le montant des ventes s’eleveraitdonc a 1, 5MF /an,et l’equipe de production serait utilisee 3 mois par an,pourun prix de revient de 90KF ,le cout de production des generateurs etant de600KF .Le revenu d’une telle ligne de produit serait donc de 700KF /an.Ilfaut toutefois prevoir la maintenance des generateurs,particulierement onereuses’ils sont livres a l’etranger,d’ou l’importance de poursuivre les etudes de fia-bilite,dont on a vu les limites au paragraphe 1.7.1.

2.7.2 production de carbone 13

Le carbone 13 est utilise comme traceur isotopique pour les applications suiv-antes(ref 3):a)recherche fondamentale en chimie organique,etude de structures moleculaires:moleculesmarquees pour la resonance magnetique nucleaire et les spectroscopies vibrationnelles(infra-rouge et Raman)b)etude fondamentale des circuits de metabolisme et de l’oxydation des sub-strats biologiques

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c)tests respiratoires non invasifs pour la recherche metabolique et le diagnos-tic.On fait absorber des aliments enrichis en carbone 13 au patient,et le dioxydede carbone expire est collecte et mesure.Le marche potentiel pour cette applica-tion est considerable:800 millions de dollars aux USA pour 5 millions de patientspar and)cinetique des acides amines,metabolisme des acides grase)effet de la pollution atmospherique et du changement climatique global sur lacomposition des plantes.Le prix du marche est stabilise a 300F/gramme,la consommation annuelle actuelleetant de l’ordre de 50kg,et pourrait atteindre 300kg en l’an 2000.Notre installation pilote peut produire 3kg par an,soit une valeur de 900KF .Lecout d’exploitation est essentiellement lie a la fiabilite du laser,qui est lequipementle plus onereux.Les circuits electroniques etant entierement realises par nousmeme,a partir de montages deja experimentes en laboratoire,devraient etre fi-ables et faciles a entretenir.Il n’y a aucun frais de maintenance sur la vente d’unproduit chimique,et le nombre de manipulations a effectuer est tres reduit,lefonctionnement de l’installation etant automatique.On peut compter sur un ren-dement de l’ordre de 500KF par an.

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