INVERSOR MONOFASICO SINCRONIZADO PARA A CONEXAO DE … · mateus costa maccarini inversor monofasico sincronizado para a conexao de um gerador~ eolico a rede el etrica: estudo, projeto

MATEUS COSTA MACCARINI

INVERSOR MONOFASICO SINCRONIZADOPARA A CONEXAO DE UM GERADOREOLICO A REDE ELETRICA: ESTUDO,

PROJETO E IMPLEMENTACAO

FLORIANOPOLIS

2009

UNIVERSIDADE FEDERAL DE SANTA CATARINA

CURSO DE POS-GRADUACAO EM ENGENHARIA

ELETRICA

INVERSOR MONOFASICO SINCRONIZADOPARA A CONEXAO DE UM GERADOREOLICO A REDE ELETRICA: ESTUDO,

PROJETO E IMPLEMENTACAO

Dissertacao submetida aUniversidade Federal de Santa Catarina

como parte dos requisitos para aobtencao do grau de Mestre em Engenharia Eletrica.

MATEUS COSTA MACCARINI

Florianopolis, Marco de 2009.

Dedico este trabalho aos meus pais

Dilson e Cleonice pelo afeto e incen-

tivo sempre incondicional. Aos meus

irmaos Marcio e Marcello pela ami-

zade e apoio.

iii

AGRADECIMENTOS

Agradeco ao Professor Ivo Barbi pela orientacao e admiravel sabedoria, pela ajuda incom-

paravel, pela amizade e por compartilhar uma pequena parte de seus conhecimentos. Com

certeza uma das mentes mais brilhantes da Eletronica de Potencia.

Aos membros da banca examinadora Professores Kefas Damazio Coelho, Denizar Cruz

Martins e Marcelo Lobo Hedwein pelas sugestoes e correcoes, que com certeza ajudaram a

engrandecer este trabalho.

A todos os professores do INEP, Ivo Barbi, Arnaldo J. Perin, Denizar C. Martins, Enio

V. Kassick, Joao C. Fagundes, Hari B. Mohr e Samir A. Mussa, pelos ensinamentos durante

a fase de creditos do mestrado.

Aos grandes amigos de turma, Bruno S. Dupczak, Gabriel Tibola, Gierri Waltrich, Glaucio

R. T. Hax, Gustavo C. Flores, Roberto F. Coelho, Rodrigo da Silva, Roniere H. Oliveira e

Tiago K. Jappe, pela amizade e momentos de descontracao. Sao com certeza jovens brilhantes

que tem um futuro promissor.

Aos amigos Doutorandos Telles B. Lazzarin e Marcio S. Ortmann pelas discussoes e

duvidas sanadas.

Nao poderia deixar de agradecer a meus primos Leandro e Daniel, meu tio Luiz e minha

tia Dulce pela amizade e ajuda durante o mestrado. Sem o apoio de voces com certeza esse

trabalho nao seria possıvel.

Agradeco tambem a minha tia Izabel (tia “Nega”) pela paciencia e dedicacao para revisar

a ortografia da primeira versao deste documento.

Aos funcionarios do INEP, Regina, Pacheco, Fernando, Coelho e Filipe, pela disponibili-

dade e pela ajuda no decorrer desta pesquisa.

Ao CNPq e a Universidade Federal de Santa Catarina, pelo apoio financeiro e pela estru-

tura oferecida para a realizacao do curso.

Ao povo brasileiro por financiar meus estudos por meio do CNPq.

iv

“Toda a nossa ciencia, comparada

com a realidade, e primitiva e infan-

til - e, no entanto, e a coisa mais

preciosa que temos.” Albert Einstein

(1879 - 1955)

v

Resumo da Dissertacao apresentada a UFSC como parte dos requisitos necessarios paraobtencao do grau de Mestre em Engenharia Eletrica.

INVERSOR MONOFASICO SINCRONIZADOPARA CONEXAO DE UM GERADOR EOLICOCOM A REDE ELETRICA: ESTUDO, PROJETO

E IMPLEMENTACAO

Mateus Costa Maccarini

Marco/2009

Orientador: Ivo Barbi, Dr. Ing.Area de Concentracao: Eletronica de Potencia e Acionamento EletricoPalavras-chave: Energia Eolica, Inversor Monofasico, Tres Nıveis.Numero de Paginas: xxv + 153

O objetivo principal deste trabalho e o estudo, projeto e implementacao de um

conversor CC/CA para a conexao de um gerador eolico a rede eletrica. Faz-se isso

utilizando-se um inversor monofasico, com modulacao PWM a tres nıveis, ligado a

rede atraves de um transformador de baixa frequencia. Sao controladas tres variaveis

distintas no conversor: a corrente de saıda, que deve ser senoidal e com baixa distorcao

harmonica, a tensao do barramento CC de entrada, que se deve manter regulada e com a

ondulacao projetada, e a componente media de corrente no primario do transformador,

para se evitar que esse ultimo sature. Inicialmente faz-se uma breve introducao sobre

o uso da energia eolica, logo em seguida, estuda-se o estagio de potencia, malhas de

controle e compensadores utilizados e, por fim, implementa-se um prototipo para que

seja feita a comprovacao experimental de toda a teoria desenvolvida.

vi

Abstract of Dissertation presented to UFSC as a partial fulfillment of the requirements forthe degree of Master in Electrical Engineering.

SINGLE-PHASE INVERTER APPLIED ATCONNECTION OF A WIND POWER

GENERATOR TO THE ELECTRIC GRID:STUDY, PROJECT AND IMPLEMENTATION

Mateus Costa Maccarini

March/2009

Advisor: Ivo Barbi, Dr. Ing.Area of Concentration: Power ElectronicsKey words: Wind Power, Single-Phase Inverter, Three-Level.Number of Pages: xxv + 153

The aims of this work are the study, design and implementation of a dc/ac converter

for the connection of a wind power generator to the electric grid. It makes use of a

single-phase inverter, with three-level PWM modulation, connected to the grid through

a low frequency transformer. Three distinct variables are controlled in the converter:

the output current, that must be sinusoidal and present low harmonic distortion, the

DC link voltage, that must be regulated and within the designed ripple, and the average

current component in the primary winding of the transformer, what prevents it from

saturating. Initially, a brief introduction on the use of the wind power is performed.

Afterwards, studies of the power structure, control models and employed compensators.

Finally, a prototype is assembled and tested to validate through experimental results

all developed theoretical analysis and design.

vii

Sumario

1 Introducao Geral 1

1.1 Introducao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.2 Aerodinamica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

1.3 Tipos de Aerogeradores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

1.4 A Potencia do Vento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

1.5 Potencia de Saıda de uma Turbina Eolica Ideal . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

1.5.1 Calculo do Coeficiente de Potencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

1.6 Sistema de Geracao de Energia Eolica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

1.7 Consideracoes Sobre Conexao com a Rede Eletrica . . . . . . . . . . . . . . . 18

1.7.1 Regulacao da Tensao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

1.7.2 Resposta a Perturbacoes de Tensao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

1.7.3 Resposta a Perturbacoes de Frequencia . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

1.7.4 Harmonicas de Corrente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

1.7.5 Islanding . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

1.8 Conclusao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

2 Inversor Ponte Completa Monofasico Conectado a Rede 23

2.1 Introducao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

viii

2.2 Modulacao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

2.3 Modulacao a Dois Nıveis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

2.3.1 Etapas de Operacao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.3.2 Caracterıstica Estatica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

2.3.3 Indutor de Saıda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.4 Modulacao a Tres Nıveis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

2.4.1 Etapas de Operacao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

2.4.2 Caracterıstica Estatica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

2.4.3 Indutor de Saıda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

2.5 Capacitancia de Entrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

2.6 Conclusao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

3 Controle do Inversor Conectado a Rede 41

3.1 Introducao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

3.2 Funcoes de Transferencia do Inversor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

3.2.1 Funcao de Transferencia do Inversor para a Malha da Corrente de Saıda 43

3.2.2 Funcao de Transferencia do Inversor para a Malha de Tensao CC de

Entrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

3.3 Controle da Corrente de Saıda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.3.1 Compensador da Corrente de Saıda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

3.3.2 Ganho do Sensor de Corrente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

3.3.3 Ganho do Modulador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

3.4 Controle da Tensao CC de Entrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3.4.1 Compensador de Tensao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3.4.2 Ganho do Sensor de Tensao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

ix

3.4.3 Ganho da FTMFI(s) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

3.5 Conclusao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

4 Projeto dos Compensadores, Estagio de Potencia e Circuitos Auxiliares 55

4.1 Introducao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

4.2 Dimensionamento do Estagio de Potencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

4.2.1 Transformador Principal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

4.2.2 Indutor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

4.2.3 Capacitor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

4.2.4 Semicondutores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

4.3 Projeto dos Compensadores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

4.3.1 Compensador da Corrente de Saıda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

4.3.2 Compensador de Tensao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

4.3.3 Compensador de Corrente Media no Primario . . . . . . . . . . . . . . 68

4.4 Transformador Auxiliar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

4.5 Circuito de Limitacao da Corrente de Pre-carga . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

4.6 Referencia de Corrente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

4.7 Sensores de Corrente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

4.8 Sensor de Tensao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77

4.9 Multiplicador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

4.10 Circuito Somador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

4.11 Condicionador de Sinal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

4.12 Circuito de Protecao Contra Sobretensao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

4.13 Fontes de Alimentacao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82

4.14 Microcontrolador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

4.15 Conclusao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

x

5 Simulacoes e Resultados Experimentais 89

5.1 Introducao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

5.2 Operacao Como Retificador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90

5.3 Operacao Como Inversor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

5.3.1 Com uma Fonte de Tensao Contınua na Entrada . . . . . . . . . . . . 93

5.3.2 Com o Gerador na Entrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97

5.4 Conclusao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100

6 Conclusao Geral 101

Apendices 104

A Planilha MathCAD Tres Nıveis 105

B Ensaios Realizados no Transformador 120

C Projeto Fısico do Indutor 126

D Codigo Fonte 130

E Diagrama Esquematico Completo 142

Referencias Bibliograficas 153

xi

Lista de Figuras

1.1 Tıpico moinho de vento europeu. (Fonte: World Wind Energy Association -

WWEA) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.2 Capacidade global instalada por ano. (Fonte: Global Wind Energy Council -

GWEC ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.3 Capacidade global acumulada por ano. (Fonte: Global Wind Energy Council

- GWEC ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.4 (a) Dez maiores produtores de energia eolica do mundo, (b) Dez paıses que

mais instalaram usinas eolicas em 2007. (Fonte: Global Wind Energy Council

- GWEC ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.5 Capacidade global instalada - distribuicao regional. (Fonte: Global Wind

Energy Council - GWEC ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.6 Forcas de sustentacao e arrasto num aerofolio estacionario. . . . . . . . . . . . 5

1.7 Sustentacao e arrasto em um aerofolio em translacao. . . . . . . . . . . . . . . 6

1.8 Definicao de angulo de passo θP e de ataque γ. . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

1.9 Exemplos de turbinas: (a) Darrieus (vista frontal), (b) Eixo horizontal (vista

frontal) e (c) Savonius (vista superior). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

1.10 Composicao de um aerogerador de grande porte. (Fonte: World Wind Energy

Association - WWEA) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.11 Fluxo de ar atravessando o disco atuador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

1.12 Velocidade e pressao do vento no volume de controle. . . . . . . . . . . . . . . 11

xii

1.13 Grafico que representa o comportamento do coeficiente de potencia quando

varia-se o fator a. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

1.14 Eficiencia da turbina em funcao da razao de velocidades na ponta das pas. . . 15

1.15 Potencia extraıda da turbina ENERSUD GERAR246 em funcao da rotacao

da helice para algumas velocidades do vento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

1.16 Diagrama de blocos do sistema eolico de pequeno porte. . . . . . . . . . . . . 16

1.17 Destaque para o objetivo do trabalho. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

1.18 Inversor monofasico ponte completa. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

1.19 Limites estabelecidos pela norma ANSI C84.1, Range A[1]. . . . . . . . . . . 19

2.1 Esquema do inversor ponte completa monofasico. . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.2 Modulacao a dois nıveis. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

2.3 Modulacao a tres nıveis. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

2.4 Modulador a dois nıveis. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

2.5 Primeira etapa de operacao. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.6 Segunda etapa de operacao. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.7 Principais formas de onda para a modulacao PWM a dois nıveis. . . . . . . . 27

2.8 Variacao da razao cıclica em funcao de meio perıodo da rede para alguns valores

de “M”. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.9 Variacao da ondulacao de corrente normalizada em funcao de meio perıodo da

rede para alguns valores de “M”. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

2.10 Modulador a tres nıveis. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

2.11 Primeira e terceira etapa de operacao. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

2.12 Segunda etapa de operacao. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

2.13 Quarta etapa de operacao. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

2.14 Principais formas de onda para a modulacao PWM a tres nıveis. . . . . . . . 34

xiii

2.15 Variacao da razao cıclica em funcao de meio perıodo da rede, para alguns

valores de “M”. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

2.16 Variacao da ondulacao de corrente normalizada em funcao de meio perıodo da

rede para alguns valores de M . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

2.17 Comportamento da corrente no capacitor durante as etapas de operacao do

inversor para modulacao PWM a tres nıveis. (a) Primeira e terceira etapas;

(b) Segunda etapa; (c) Quarta etapa. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

2.18 Forma de onda da corrente no capacitor para a modulacao PWM a tres nıveis. 38

2.19 Formas de onda de tensao e corrente no capacitor. . . . . . . . . . . . . . . . 39

3.1 Diagrama de blocos de controle do inversor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

3.2 Tensao vab(t) para a operacao a tres nıveis. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

3.3 Modelo eletrico equivalente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

3.4 Modelo eletrico equivalente referenciado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

3.5 Circuito equivalente do inversor operando sem corrente na entrada. . . . . . . 45

3.6 Diagrama de blocos do controle da corrente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.7 (a) estrutura do controlador de corrente. (b) diagrama de Bode assintotico da

funcao de transferencia do compensador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

3.8 Diagrama de Bode do compensador utilizado e do que seria desejado. . . . . . 48

3.9 Pulsos gerados pelo modulador de tres nıveis. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

3.10 Diagrama de blocos do controle da tensao. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3.11 Estrutura do controlador de tensao. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

3.12 Sensor de tensao. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

4.1 Transformador principal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

4.2 Circuito equivalente do transformador principal. . . . . . . . . . . . . . . . . 56

4.3 Esquema do inversor Semikron. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

xiv

4.4 FTMA da corrente de saıda. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

4.5 (a) estrutura do controlador de corrente. (b) diagrama de Bode assintotico da


4.6 Diagrama de Bode da FTMAI(s). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

4.7 (a) estrutura do controlador de corrente modificado. (b) diagrama de Bode

assintotico da funcao de transferencia do compensador modificado. . . . . . . 65

4.8 Diagrama de Bode da FTMAI(s) utilizando o controlador modificado. . . . . 65

4.9 FTMA da tensao de entrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

4.10 (a) estrutura do controlador de tensao. (b) diagrama de Bode assintotico da


4.11 Resposta em frequencia da FTMAV (s). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

4.12 Implementacao do compensador de corrente media do primario do transformador. 69

4.13 Esquema do transformador auxiliar. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

4.14 Estagios da partida do inversor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

4.15 Circuito de pre-carga do capacitor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71

4.16 Circuito de partida suave. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

4.17 (a) Saıda do compensador de tensao (VV cont). (b) Referencia de corrente. (c)

Saıda do compensador de corrente (VIcont). (d) Saıda do circuito de auxılio a

partida suave. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73

4.18 Circuito comparador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73

4.19 Circuito de auxılio a partida suave. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

4.20 Circuito de geracao da referencia de corrente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

4.21 Medidor de corrente do secundario do transformador. . . . . . . . . . . . . . . 75

4.22 Medidor de corrente do primario do transformador. . . . . . . . . . . . . . . . 76

4.23 Medidor da tensao do barramento CC. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77

xv

4.24 Circuito multiplicador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

4.25 Circuito para a compensacao do ganho do multiplicador. . . . . . . . . . . . . 79

4.26 Circuito somador nao inversor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

4.27 Circuito amplificador inversor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

4.28 Circuito subtrator. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

4.29 Circuito de protecao contra sobretensoes. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

4.30 Circuito das fontes auxiliares. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

4.31 Diagrama de blocos do inversor juntamente com o microcontrolador. . . . . . 84

4.32 Fluxograma da rotina principal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

4.33 Fluxograma da interrupcao do PWM e da rotina do barramento CC carregado. 86

4.34 Fluxograma das interrupcoes de alta prioridade. . . . . . . . . . . . . . . . . . 87

5.1 Circuito de potencia simulado para a operacao como retificador. . . . . . . . 90

5.2 Circuito de controle simulado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90

5.3 Processo de inicializacao. (a) Simulacao. (b)Resultado experimental. . . . . . 91

5.4 Corrente e tensao de saıda: (a) simulacao; (b)resultado experimental. . . . . . 92

5.5 Tensao entre os pontos “a” e “b” e de entrada: (a) simulacao; (b) resultado

experimental. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

5.6 Circuito de potencia simulado para a operacao como inversor. . . . . . . . . . 94

5.7 Circuito de teste para a operacao como inversor. . . . . . . . . . . . . . . . . 94

5.8 Corrente e tensao de saıda: (a) simulacao; (b) resultado experimental. . . . . 94

5.9 Comparacao das harmonicas de corrente com a norma IEEE 1547. . . . . . . 95

5.10 Corrente e tensao no primario do transformador: (a) simulacao; (b) resultado

experimental. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96

5.11 Tensao entre os pontos “a” e “b” e de entrada: (a) simulacao; (b) resultado

experimental. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96

xvi

5.12 Curva de rendimento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97

5.13 Comportamento da THD da corrente de saıda em funcao da potencia de saıda. 97

5.14 Esquema de ligacao do gerador com o inversor. . . . . . . . . . . . . . . . . . 98

5.15 Gerador simulado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98

5.16 Corrente e tensao de saıda. (a) Simulacao. (b)Resultado experimental. . . . . 99

5.17 Corrente e tensao de linha no gerador. (a) Simulacao. (b)Resultado experi-

mental. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100

E.1 Foto do Prototipo: 1) Inversor Semikron SKS 50 B6U+B2CI 10 V6 ; 2) Placa

de controle; 3) Fontes auxiliares; 4) Transformador auxiliar; 5) Transforma-

dor principal; 6) Sensor Hall1 e Rele de pre-carga; 7) Chave seccionadora;

8)Indutor; 9) Sensor de tensao e sensor Hall2 ; 10) Resistor de pre-carga. . . . 142

xvii

Lista de Tabelas

1.1 Especificacoes da turbina ENERSUD GERAR246. . . . . . . . . . . . . . . . 13

1.2 Constantes empıricas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

1.3 Especificacoes do inversor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

1.4 Resposta a anormalidades da tensao (IEEE 1547). . . . . . . . . . . . . . . . 19

1.5 Resposta do sistema para perturbacoes de frequencia (base 60 Hz) para IEEE

1547. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

1.6 Maxima distorcao harmonica de corrente em porcentagem da fundamental

(IEEE 1547). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

4.1 Parametros do transformador principal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

4.2 Requisitos para o capacitor de entrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

4.3 Capacitores utilizados. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

4.4 Esforcos nos semicondutores medidos via simulacao numerica. . . . . . . . . . 59

4.5 Especificacoes dos semicondutores utilizados. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

4.6 Especificacoes do inversor utilizado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

4.7 Componentes utilizados no compensador de corrente. . . . . . . . . . . . . . . 64

4.8 Componentes utilizados no compensador de tensao. . . . . . . . . . . . . . . . 67

4.9 Especificacoes do sensor de corrente do secundario do transformador. . . . . . 76

4.10 Especificacoes do sensor de corrente do primario do transformador. . . . . . . 77

xviii

4.11 Principais caracterısticas do PIC18F4431. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84

4.12 Indicacoes dos LEDs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87

5.1 Analise dos resultados experimentais para a operacao como retificador. . . . . 92

5.2 Analise dos resultados experimentais para a operacao como inversor. . . . . . 95

5.3 Parametros simulados do gerador de fluxo axial a ima permanente. . . . . . . 98

5.4 Resultados experimentais. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99

5.5 Resultados experimentais e simulados. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100

xix

Nomenclatura

Abreviaturas

a.C. Antes de Cristo

A/D Analog to Digital

BNDES Banco Nacional de Desenvolvimento Economico e Social

CA Corrente Alternada

CC Corrente Contınua

EEPROM Electrically-Erasable Programmable Read-Only Memory

FAE Fonte Alternativa de Energia

FAIP Fluxo Axial a Ima Permanente

FRIP Fluxo Radial a Ima Permanente

FTMA Funcao de Transferencia de Malha Aberta

IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers

IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor

INEP Instituto de Eletronica de Potencia

LED Light Emitting Diode

MME Ministerio das Minas e Energia

PCC Ponto de Conexao Comum

xx

PFC Power Factor Correction (Correcao do Fator de Potencia)

PI Proporcional Integral

PIC Peripheral Interface Controller

PROINFA Programa de Incentivo as Fontes Alternativas de Energia Eletrica

PWM Pulse Width Modulation (Modulacao por Largura de Pulsos)

UFSC Universidade Federal de Santa Catarina

WWEA World Wind Energy Association

Sımbolos

∆ILb Ondulacao de corrente na indutancia de saıda do inversor A

∆VCp Ondulacao de tensao no barramento CC do inversor V

εI Sinal de erro da malha de controle da corrente de saıda V

εV Sinal de erro da malha de controle da tensao de entrada V

η Rendimento

γ Angulo de ataque da helice rad

λ Razao de velocidades na ponta das pas rad

ωR Velocidade angular da turbina rad/s

∆ILb Ondulacao parametrizada de corrente na indutancia de saıda do inversor

ρ Densidade do ar kg/m3

θP Angulo de passo da helice rad

ϕm Margem de fase o

a Fator de interferencia do fluxo axial

AD Area do disco atuador m2

AR Area do rotor m2

xxi

A+∞ Area antes do disco atuador m2

A−∞ Area depois do disco atuador m2

CI(s) Compensador da corrente de saıda

CP Coeficiente de potencia

CV (s) Compensador de tensao

Cin Capacitancia de entrada do inversor F

D Razao cıclica

D1,2,3,4 Diodos do inversor

Ec Energia cinetica J

fc Frequencia de cruzamento Hz

FD Empuxo axial na turbina N

fR Frequencia da rede eletrica Hz

fS Frequencia de comutacao Hz

fIp1 Frequencia do polo 1 do compensador de corrente da saıda Hz

fIp2 Frequencia do polo 2 do compensador de corrente da saıda Hz

fIz Frequencia do zero do compensador de corrente da saıda Hz

FTMAI(s) Funcao de Transferencia de Malha Aberta da corrente de saıda

FTMAV (s) Funcao de Transferencia de Malha Aberta da tensao de entrada

FTMFI(s) Funcao de Transferencia de Malha Fechada para o controle da corrente de saıda

g Aceleracao da gravidade m/s2

HI(s) Funcao de transferencia do inversor para a malha de controle da corrente de saıda

HV (s) Funcao de transferencia do inversor para a malha de controle de tensao

Hall1 Sensor de corrente do secundario do transformador

Hall2 Sensor de corrente do primario do transformador

xxii

IBcc Corrente no barramento CC A

ICmpc Corrente media no capacitor de entrada para um perıodo de comutacao A

ICp Corrente de pico no capacitor de entrada A

Iin Corrente de entrada do inversor A

ILb Corrente na indutancia de saıda A

Ilinha Corrente de no gerador A

Iop Corrente de pico na saıda A

IPpc Corrente no primario do transformador durante a pre-carga A

KHall1 Ganho do sensor Hall1

KMv Ganho do sensor de tensao

KPWM Ganho do modulador PWM

Lb Indutancia de saıda do inversor H

M Indice de modulacao

m Massa kg

NP Numero de espiras do primario do transformador

NS Numero de espiras do secundario do transformador

P Potencia W

PD Potencia extraıda do vento pelo disco atuador W

PV Potencia do vento W

p∞ Pressao atmosferica Pa

pDj Pressao a jusante do disco atuador Pa

pDm Pressao a montante do disco atuador Pa

Po Potencia de saıda do inversor W

Q1,2,3,4 Interruptores do inversor

xxiii

RR Raio do rotor m

RPC Resistor de pre-carga Ω

t Tempo s

TS Perıodo de comutacao s

V Velocidade m/s

V ∗in Tensao de saıda do sensor de tensao V

VD Velocidade do vento no disco atuador m/s

vo(t) Tensao da rede eletrica V

VV Velocidade do vento m/s

Vab Tensao entre os pontos “a” e “b” do inversor V

Vce Tensao coletor emissor do IGBT V

VHall1 Tensao de saıda do sensor Hall1 V

VHall2 Tensao de saıda do sensor Hall2 V

VICCcont Tensao de saıda do compensador de corrente media V

VIcont Tensao de saıda do compensador de corrente de saıda V

Vin Tensao de entrada do inversor V

VIRefp Valor de pico da referencia da corrente de saıda V

VIref Referencia da corrente de saıda V

Vlinha Tensao de linha no gerador V

Vop Tensao de pico da rede eletrica V

Vo Tensao eficaz da rede eletrica V

VPprim Tensao de pico no primario do transformador V

Vtri Tensao de pico do sinal da triangular V

VV cont Tensao de saıda do compensador de tensao V

xxiv

VV j Velocidade do vento depois da turbina m/s

VV ref Referencia da tensao de entrada V

XC Impedancia capacitiva Ω

xxv

Capıtulo 1

Introducao Geral

O vento e as ondas estao sempre a favor do navegador habilidoso.

Edward Gibbon

1.1 Introducao

O uso da energia contida nos ventos nao e recente, pois os europeus chegaram as Americas

utilizando caravelas que eram movidas pelo vento. Muitos paıses prosperaram no perıodo das

grandes navegacoes utilizando a energia eolica.

Em terra, tem-se notıcias que o imperador da Babilonia Hammurabi planejou o uso de

turbinas eolicas para irrigacao em 1700 a.C.[2]. Na Europa, os moinhos de vento surgiram

na idade media. Eles eram usados para moer graos, serrar madeira e mover ferramentas em

geral[3]. Um tıpico moinho de vento europeu esta ilustrado na figura 1.1.

Figura 1.1: Tıpico moinho de vento europeu. (Fonte: World Wind Energy Association -

WWEA)

1. Introducao Geral 2

A Dinamarca foi o primeiro paıs a utilizar o vento para geracao de eletricidade. Em 1890 os

dinamarqueses ja utilizavam turbinas eolicas de 23 m de diametro para gerar eletricidade. Em

1910 inumeras unidades com capacidade de 5 a 25 kW estavam em operacao na Dinamarca[2].

Atualmente o uso da energia eolica vem crescendo cada vez mais ano apos ano. Em 2007

foram instalados mais de 20 GW em energia eolica, liderados pelos Estados Unidos, China

e Espanha, aumentando a capacidade global instalada para mais de 94 GW, como pode ser

visto nos graficos das figuras 1.2, 1.3 e 1.4b.

20.000

18.000

16.000

14.000

12.000

10.000

8.000

6.000

4.000

2.000

0

1996 1997 1998 1999 2000 2001 2002 2003 2004 2005 2006 2007

1.280 1.530 2.520 3.440 3.760 6.500 7.270 8.133 8.207 11.531 15.318 20.076

CAPACIDADE GLOBAL INSTALADA POR ANO 1996 - 2007

MW

Figura 1.2: Capacidade global instalada por ano. (Fonte: Global Wind Energy Council -

GWEC )

CAPACIDADE GLOBAL ACUMULADA POR ANO 1996 - 2007

1996 1997 1998 1999 2000 2001 2002 2003 2004 2005 2006 2007

6.100 7.600 10.200 13.600 17.400 23.900 31.100 39.431 47.620 59.091 74.141 94.123

90.000

80.000

70.000

60.000

50.000

40.000

30.000

20.000

10.000

0

MW

Figura 1.3: Capacidade global acumulada por ano. (Fonte: Global Wind Energy Council -

GWEC )

Mateus Costa Maccarini, MSc. Eng.


MW %

EUA

EUA

EUA

5.244 26 1,

Espanha

Espanha

Espanha

3.522 17 5,

China

China

China

Dinamarca

3.449 17 2,

Índia

Índia

Índia

1.730 8 6,

Alemanha

Alemanha

Alemanha

1.667 8 3,

França

FrançaFrança

888 4 4,

Itália

Itália

Itália

603 3 0,

Portugal

PortugalPortugal

434 2 2,

Reino Unido

Reino Unido

Reino Unido

427 2 1,

Canadá

Canadá

386 1 9,

Resto do Mundo

(b)(a)

Resto do MundoResto do Mundo

1.726 8 6,

Total Dez Maiores 18.350 91,4

Total 20.076 100,0

MW %

Alemanha 22.247 23 6,

EUA 16.818 17 9,

Espanha 15.145 16 1,

Índia 8.000 8 5,

China 6.050 6 4,

Dinamarca 3.125 3 3,

Itália 2.726 2 9,

França 2.454 2 6,

Reino Unido 2.389 2 5,

Portugal 2.150 2 3,

Resto do Mundo 13.019 13 8,

Total Dez Maiores 81.104 86,2

Total 94.123 100,0

Figura 1.4: (a) Dez maiores produtores de energia eolica do mundo, (b) Dez paıses que maisinstalaram usinas eolicas em 2007. (Fonte: Global Wind Energy Council - GWEC )

No ano de 2007 os Estados Unidos aumentaram sua capacidade instalada em 45%, totali-

zando agora 16 GW de capacidade. A China adicionou mais 3,5 GW, em 2007 somando mais

de 6 GW de instalacoes eolicas. Ja na Europa, a Espanha teve o maior crescimento, adicio-

nando 3,5 GW, ficando em terceiro lugar no ranking global com uma capacidade instalada

de mais de 15 GW, como e apresentado na figura 1.4a. A figura 1.5 apresenta a capacidade

global instalada em energia eolica dividida por regioes.

No Brasil o uso da energia eolica esta apenas no inıcio. Criado em 2002, o Programa

de Incentivo as Fontes Alternativas de Energia Eletrica (PROINFA), programa criado pelo

Ministerio das Minas e Energia (MME), estabelece a contratacao de 1,1GW em capacidade

eolica instalada. Com o auxılio do Banco Nacional de Desenvolvimento Economico e Social

(BNDES) uma linha de credito financiara ate 70%, da obra cabendo aos investidores garantir

30% por capital proprio.



CAPACIDADE GLOBAL INSTALADA (MW) - DISTRIBUIÇÃO REGIONAL

1 Cabo Verde, Israel, Jordânia,Nigéria, África do Sul;

2 Bangladesh, Indonésia,Sri Lanka;

3 Bulgária, Croácia, Chipre,República Tcheca, Estônia,Ilhas Faroé, Finlandia,Húngria, Islândia, Letônia,Liechtenstein, Lituânia,Luxemburgo, Malta, Noruega,Romênia, Rússia, Eslováquia,Eslovênia, Suíça,Ucrânia;

4 Áustria, Bégica, Bulgária,Chipre, ,República TchecaDinamarca, Estônia, Finlandia,França, Alemanha, Grécia,Hungria, Irlanda, Itália, Letônia,Lituânia, Luxemburgo,Malta, Holanda, Polônia,Portugal, Romênia, ,EslováquiaEslovênia Espanha uécia, , S ,

ÁFRICA

ÁSIA

EUROPA

AMÉRICA LATINA

& CARIBE

AMÉRICA DO NORTE

OCEANIA

Total em 2006 Total em 2007

Egito 230 80 310

Morrocos 64 60 124

Irã 48 19 67

Tunísia 20 0 20

Outros1 16 1 17

Total 378 160 538

Índia 6.270 1.575 7.845

China 2.604 3.304 5.906

Japão 1.394 139 1.538

Taiwan 188 100 282

Coréia do Sul 173 18 191

Filipinas 25 0 25

Outros 2 5 0 5

Total 10.659 5.436 16.091

Alemanha 20.622 1.667 22.247

Espanha 11.623 3.522 15.145

Dinamarca 3.136 3 3.125

Itália 2.123 603 2.726

França 1.567 888 2.454

Reino Unido 1.962 427 2.389

Portugal 1.716 434 2.150

Holanda 1.558 210 1.746

Áustria 965 20 982

Grécia 746 125 871

Irlanda 746 59 805

Suécia 571 217 788

Noruega 325 8 333

Bélgica 194 93 287

Polônia 153 123 276

Resto da Europa3 556 263 812

Total Europa 48.563 8.662 57.136

Somente EU-274 48.069 8.554 56.535

Brasil 237 10 247

México 87 0 87

Costa Rica 74 0 74

Caribe (Sem Jamaica) 35 0 35

Argentina 27 2 29

Colombia 20 0 20

Jamaica 20 0 20

Chile 2 18 20

Cuba 5 0 5

Total 507 30 537

EUA 11.575 5.244 16.818

Canadá 1.460 386 1.846

Total 13.035 5.630 18.664

Austrália 817 7 824

Nova Zelândia 171 151 322

Melanésia, Micronésia 12 0 12

Total 1.000 158 1.158

Total no Mundo 74.141 20.076 94.123

& ORIENTE MÉDIO

Novo 2007

Reino Unido;

e Polinésia

Figura 1.5: Capacidade global instalada - distribuicao regional. (Fonte: Global Wind EnergyCouncil - GWEC )



O conselho da World Wind Energy Association (WWEA) atribuiu ao Brasil o premio

World Wind Energy Award 2007 pela implementacao do PROINFA. Ate 2008 o nosso paıs

tera uma capacidade total instalada de 1,423 GW. Atualmente temos 237 MW (figura 1.5),

dos quais 208 MW foram instalados com o auxılio do PROINFA em 2006[4].

Neste capıtulo introdutorio serao tratadas algumas generalidades acerca da energia eolica e

sobre o sistema que sera utilizado neste trabalho. A seguir, sao apresentados alguns conceitos

basicos sobre aerodinamica, energia cinetica do vento, rendimento das turbinas e tambem uma

revisao sobre o gerador utilizado.

1.2 Aerodinamica

Existem basicamente duas forcas que atuam sobre um perfil imerso em um fluido em

movimento: sustentacao e arrasto. A forca de sustentacao e perpendicular ao fluxo do fluido,

ja a de arrasto tem a mesma direcao e sentido do fluxo, como pode ser visto na figura 1.6.

Sustentação

ArrastoFluxo

Sustentação

Arrasto

Direção do Vento

Vento Relativo

Movimento Relativo do Aerofólio

F1

F2

Direção do Vento

Vento Relativo Movimento da Pá

Corda

Bordo de Fuga

Bordo de Ataque

Plano de Rotação

γ

Figura 1.6: Forcas de sustentacao e arrasto num aerofolio estacionario.

A forca de sustentacao existe somente quando ha escoamento laminar sobre o aerofolio,

isto e, o fluido percorre suavemente a superfıcie do perfil. Fluxo turbulento faz com que se

anule a forca de sustentacao e aumente o arrasto.

Sobre o aerofolio, o ar possui uma velocidade maior do que na parte inferior, essa diferenca

de velocidade faz com que a pressao seja menor na parte superior do perfil. Tendo-se uma

pressao reduzida acima do aerofolio, acaba surgindo uma forca perpendicular ao fluxo de ar

chamada sustentacao. Em uma turbina eolica que utiliza a forca de sustentacao para gerar

eletricidade, as forcas de arrasto sao indesejaveis e essas devem ser reduzidas ao maximo a

fim de melhorar a eficiencia da turbina.



Quando e permitido o movimento do aerofolio, a sua translacao combina-se com o mo-

vimento do ar para gerar o que e chamado de vento relativo. A forca de sustentacao e

perpendicular ao vento relativo como pode ser observado na figura 1.7[2].

Sustentação

ArrastoFluxo

Sustentação

Arrasto

Direção do Vento

Vento Relativo


F1

F2

Direção do Vento


Corda

Bordo de Fuga

Bordo de Ataque

Plano de Rotação

γ

Figura 1.7: Sustentacao e arrasto em um aerofolio em translacao.

Na decomposicao da forca de arrasto e de sustentacao, encontram-se as forcas F1 e F2,

figura 1.7. A forca F1 esta na direcao do movimento de translacao e e a que realiza trabalho.

A forca F2 tem a mesma direcao que o vento. Essa ultima e utilizada para projetar-se a

estrutura do aerogerador.

A figura 1.8 apresenta alguns termos que caracterizam um aerofolio. A parte mais a frente

e a parte posterior sao chamadas respectivamente de bordo de ataque e bordo de fuga. A

linha que liga o bordo de ataque ao de fuga chama-se corda. O plano de rotacao, e o plano

que a ponta da helice descreve no espaco. Obtem-se a potencia maxima em um aerogerador,

quando o plano de rotacao e perpendicular a direcao do vento. O angulo de ataque, γ, e

definido como o angulo entre o vento relativo e a corda. Finalmente tem-se o angulo de

passo, θP , que e o angulo entre a corda e o plano de rotacao.

Sustentação

ArrastoFluxo

Sustentação

Arrasto

Direção do Vento

Vento Relativo


F1

F2

Direção do Vento


Corda

Bordo de Fuga

Bordo de Ataque

Plano de Rotação

γ

P

Figura 1.8: Definicao de angulo de passo θP e de ataque γ.



O angulo de ataque e dinamico e varia com a velocidade da helice e do vento. As forcas

de sustentacao e arrasto possuem valores otimos para apenas um angulo de ataque, logo,

uma helice eficiente deve possuir uma certa torcao para manter um quase constante angulo

de ataque do centro ate a ponta[2].

1.3 Tipos de Aerogeradores

As turbinas eolicas dividem-se basicamente em duas categorias: as de eixo vertical (figura

1.9a e 1.9c) e as de eixo horizontal (figura 1.9b). Existem basicamente duas configuracoes

para aerogeradores de eixo vertical: a Darrieus e Savonius. As turbinas de eixo horizontal

diferem-se entre si pelo numero de pas.

Figura 1.9: Exemplos de turbinas: (a) Darrieus (vista frontal), (b) Eixo horizontal (vista

frontal) e (c) Savonius (vista superior).



O conceito de turbina do tipo Savonius diferencia-se das demais basicamente por utilizar

a forca de arrasto ao inves da de sustentacao. Essas turbinas tem essencialmente dois proble-

mas: baixo rendimento e a dificuldade de protecao contra rajadas de vento. Ela e utilizada

apenas em pequenas aplicacoes.

Turbinas de eixo horizontal utilizam a forca de sustentacao. Dentre essas turbinas, as de

tres pas sao as que apresentam maior eficiencia. Essa e a topologia utilizada nos aerogeradores

de grande porte. Os principais componentes de uma grande turbina eolica sao apresentados

na figura 1.10.

Figura 1.10: Composicao de um aerogerador de grande porte. (Fonte: World Wind EnergyAssociation - WWEA)

A turbina Darrieus, assim como as de eixo horizontal, tambem utiliza a forca de sus-

tentacao. Apesar de algumas vantagens estruturais, esse tipo de aerogerador nao alcancou a

de eixo horizontal no custo da energia produzida[3].



1.4 A Potencia do Vento

Para se transformar a energia contida no vento em energia eletrica e necessario fazer o uso

de turbinas eolicas. A energia cinetica do vento e capturada e transformada em movimento

rotacional atraves das helices da turbina eolica. Na equacao 1.1 tem-se a definicao de energia

cinetica[5].

Ec =12.m.V 2 (1.1)

Potencia e a taxa de variacao da energia durante um certo intervalo de tempo. Dividindo-

se a equacao 1.1 pelo tempo, obtem-se a expressao da potencia.

P =12.m.V 2

∆t(1.2)

Conhecendo-se a densidade do ar e a area de varredura do rotor da turbina eolica, tem-se

1.3.m

t= ρ.AR.V (1.3)

A expressao da potencia contida no vento, exposta na equacao 1.4, e conseguida substituindo-

se 1.3 em 1.2.

PV =12.ρ.AR.V

3V (1.4)

A equacao 1.4 representa a potencia contida no vento, a qual varia linearmente com a

densidade e com o cubo da velocidade do ar. Nem toda a potencia do vento pode ser extraıda

pelas pas do aerogerador, pois parte dela e perdida com o ar que atravessa a turbina.

1.5 Potencia de Saıda de uma Turbina Eolica Ideal

Sera utilizado o modelo do disco atuador para a determinacao do maximo rendimento

alcancado por uma turbina eolica. Esse modelo consiste em substituir o aerogerador por um



dispositivo generico ideal que extrai a energia cinetica do vento. Apresenta-se na figura 1.11

o modelo utilizado para analise da helice idealizada.

VV

VVj

ADA+∞

A-∞

Volume deControle

Fronteira das Linhasde Corrente

Figura 1.11: Fluxo de ar atravessando o disco atuador.

Em relacao a helice, o escoamento a montante esta a uma velocidade VV e na pressao

ambiente e, a jusante, a velocidade e VV j e retorna a pressao ambiente. Para conservar a

continuidade da vazao em massa para dentro do volume de controle[6], a area A+∞ deve

ser menor que a area do disco atuador AD e essas duas sao menores que a area da secao

transversal A−∞.

Ao atravessar o disco atuador o vento sofre uma queda de velocidade de VV −VV j . Entao,

o empuxo axial existente em uma turbina pode ser dado pela equacao 1.5.

FD = (VV − VV j).ρ.AD.VD (1.5)

No disco da turbina a velocidade do vento e desacelerada para VD = (1 − a).VV onde a

e conhecido como fator de interferencia do fluxo axial. O empuxo axial e gerado pela queda

de pressao que ocorre a jusante da turbina e e dado pela equacao 1.6.

FD = (pDm − pDj).AD = (VV − VV j).ρ.AD.VV .(1− a) (1.6)



A figura 1.12 ilustra a distribuicao da velocidade e da pressao do vento atraves do volume

de controle.

Velocidade

Pressão

VV

VVj

pDm

pDj

p∞ p∞

Volume deControle

VD

Figura 1.12: Velocidade e pressao do vento no volume de controle.

A equacao de Bernoulli pode ser aplicada para determinar a queda de pressao atraves

do disco. Esta equacao afirma que, sob condicoes estaticas, a energia contida em um fluxo

mantem-se constante se nenhum trabalho for realizado no fluido[7]. Pode-se aplica-la no

volume de controle da figura 1.12 antes e depois do disco atuador, pois apenas e realizado

trabalho no disco. Logo, tem-se 1.7 e 1.8.

12.ρ.V 2

D + pDm + ρ.g.h =12.ρ.V 2

V + p∞ + ρ.g.h (1.7)

12.ρ.V 2

D + pDj + ρ.g.h =12.ρ.V 2

V j + p∞ + ρ.g.h (1.8)

A variavel g e a aceleracao da gravidade e p∞ e a pressao atmosferica. A partir das

equacoes 1.7 e 1.8 obtem-se a expressao 1.9.

(pDm − pDj) =12.ρ.(V 2

V − V 2V j) (1.9)



Substituindo-se a expressao 1.9 em 1.6, tem-se a equacao 1.10.

VV j = VV .(1− 2.a) (1.10)

A partir de 1.5 e 1.10, o empuxo axial no disco atuador no fluxo de ar e dado pela

expressao 1.11.

FD = 2.ρ.AD.V 2V .a.(1− a) (1.11)

Fazendo-se o produto entre a velocidade do vento no disco atuador (VD = (1 − a).VV ) e

o empuxo axial da turbina (equacao 1.11), tem-se na expressao 1.12 a potencia extraıda do

vento.

PD = FD.VD = 2.ρ.AD.V 3V .a.(1− a)2 (1.12)

Uma maneira convencional de caracterizacao da habilidade da turbina eolica de capturar

a energia do vento e o coeficiente de potencia (CP ), que por definicao, e a razao entre a

potencia extraıda pelo aerogerador e a potencia do vento, como e exposto na equacao 1.13.

CP =PDPV

(1.13)

Aplicando-se 1.4 e 1.12 em 1.13, tem-se a definicao do coeficiente de potencia em 1.14.

CP = 4.a.(1− a)2 (1.14)

O grafico do coeficiente de potencia versus o fator de interferencia a e apresentado na

figura 1.13. O maximo valor de CP , conhecido como limite Betz que foi o primeiro a deduzir

este resultado e a mostrar a maxima eficiencia teorica , e CPmax = 0, 593 e ocorre para um

fator a = 13 . O coeficiente de potencia das turbinas eolicas da atualidade chega no maximo a

0, 45, bem abaixo do limite teorico.



0 0.2 0.4 0.6 0.80

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

CP

a

Figura 1.13: Grafico que representa o comportamento do coeficiente de potencia quando

varia-se o fator a.

1.5.1 Calculo do Coeficiente de Potencia

Neste trabalho sera utilizado um aerogerador da marca ENERSUD modelo GERAR246.

Esse possui um gerador sıncrono de fluxo axial a ıma permanente com potencia de 1 kW e 14

polos. Alem disso, e dotado de um sistema de seguranca que reduz a velocidade da turbina

em dois tercos, quando a velocidade do vento atinge 16 m/s. Sao apresentadas na tabela 1.1

as principais caracterısticas tecnicas da turbina e do gerador[8].

Tabela 1.1: Especificacoes da turbina ENERSUD GERAR246.

Parametro Valor

Diametro 2,46 m

Potencia (Vento a 12 m/s) 1000 W

Inıcio da Rotacao Vento a 2,2 m/s

No de Pas 3

Sistema Eletrico Trifasico

No de Polos do Gerador 14

Tensao de Linha no Gerador (700 rpm) 75 Vrms

Frequencia (700 rpm) 80 Hz



Para estimativa do coeficiente de potencia da turbina utilizada neste trabalho, sera em-

pregada a expressao empırica 1.15[9].

CP (λ, θP ) = c1.(c2 − c3.θP − c4.θxP − c5).e−c6 (1.15)

A variavel θP e o angulo de passo da helice e λ e conhecido como razao de velocidades na

ponta das pas (tip speed ratio) que e dada pela equacao 1.16.

λ =ωR.RRVV

(1.16)

Tendo-se os valores tıpicos das constantes da equacao 1.15 na tabela 1.2[9] juntamente

com os dados da turbina eolica que sera utilizada neste trabalho (tabela 1.1), foi tracado o

grafico da figura 1.14, que mostra a variacao do coeficiente de potencia da turbina em funcao

da razao de velocidades na ponta das pas. Pode-se perceber que o maximo rendimento que

podera ser alcancado pela turbina sera CP = 0, 4048.

Tabela 1.2: Constantes empıricas.

c1 c2 c3 c4 c5 c6 x θP

0, 5 116/λ1 0, 4 0 5 21/λ1 1, 5 10o

O coeficiente λ1 esta representado na equacao 1.17.

1λ1

=1

λ+ 0, 08.θP− 0, 035θ3P + 1

(1.17)

A partir da figura 1.14, pode-se concluir que, para se operar com a maxima eficiencia

possıvel da turbina eolica e necessario manter-se a razao de velocidades na ponta das pas

constante. Como essa ultima obedece a equacao 1.16, verifica-se que, como o raio do rotor

(RR) e a velocidade do vento (VV ) nao sao possıveis de serem alteradas, a unica variavel que

pode ser controlada para se manter a turbina no ponto de maxima potencia e a velocidade

angular da turbina (ωR).



0 2 4 6 8 10 12 140

0.1

0.2

0.3

0.4

CP

[rad]

Figura 1.14: Eficiencia da turbina em funcao da razao de velocidades na ponta das pas.

Como pode ser observado na figura 1.15, para cada velocidade do vento existe uma velo-

cidade angular que faz a turbina operar em um ponto otimo. Uma estrategia de controle bem

projetada ira buscar sempre a maior potencia da turbina eolica. Como o ponto de maxima

potencia varia com a velocidade do vento, a rotacao deve ser continuamente ajustada para

se extrair a maior potencia possıvel do aerogerador.

rrpm

0 120 240 360 480 600 720 840 960 1080 12000

220

440

660

880

1100

1320

1540

1760

1980

2200

Po

tên

cia

(W)

5m/s

6m/s

7m/s

8m/s

9m/s

10m/s

11m/s

12m/s

Figura 1.15: Potencia extraıda da turbina ENERSUD GERAR246 em funcao da rotacao da

helice para algumas velocidades do vento.



1.6 Sistema de Geracao de Energia Eolica

O sistema eolico proposto e formado pelos componentes apresentados na figura 1.16. A

seguir, faz-se uma breve descricao de cada bloco do diagrama.

Gerador

Turbina

Vento CA/CC CC/CA

Rede

Figura 1.16: Diagrama de blocos do sistema eolico de pequeno porte.

Turbina Eolica: Esse componente do sistema ja foi estudado neste capıtulo.

Gerador Eletrico: Para se transformar a energia mecanica do vento captada pela turbina

em eletrica, faz-se necessario o uso de um gerador. O sistema que sera utilizado nesse

trabalho, e uma maquina de Fluxo Axial a Ima Permanente (FAIP), que e uma alterna-

tiva as maquinas de Fluxo Radial a Ima Permanente (FRIP) por serem mais compactas

e possuırem maior densidade de potencia.

As maquinas FAIP podem operar como pequenos ou medios geradores. A facilidade

para acomodar um grande numero de polos nas maquinas FAIP, faz com que esses gera-

dores sejam otimos em aplicacoes de baixa velocidade, como por exemplo, em turbinas

eolicas[10].

Conversor CA/CC: O uso do gerador FAIP faz com que a tensao e a frequencia na sua

saıda variem com a rotacao da turbina. Dessa forma, faz-se necessario se utilizar um

conversor CA/CC que transforme a tensao alternada do gerador em contınua e faca o

rastreamento da maxima potencia da turbina. Devido as especificacoes do inversor uti-

lizado nesse trabalho, esse estagio tambem realizara a elevacao da tensao do barramento

CC.

Conversor CC/CA: O conversor CC/CA transforma a corrente CC do estagio anterior em

alternada e a transfere para a rede eletrica. O objetivo do trabalho e o projeto desse

ultimo estagio, apresentado no diagrama de blocos da figura 1.15, ou seja, o projeto



de um conversor CC/CA para a conexao do gerador eolico a rede eletrica. Para tanto,

sera utilizado um inversor de tensao monofasico, como o apresentado na figura 1.17,

com um transformador elevador de tensao na saıda do mesmo.

Cin

Lb

NP N

S

Gerador Inversor

Objetivo do Trabalho

Turbina

Vento

Rede

CA/CC

Figura 1.17: Destaque para o objetivo do trabalho.

A topologia escolhida para o inversor e a apresentada na figura 1.18. Trata-se de um

inversor monofasico ponte completa. O transformador de saıda, eleva a tensao de saıda para

um nıvel adequado e prove isolacao galvanica ao gerador eolico, fazendo com que o sistema

seja mais seguro.

D1

v (t)out

Q1

Lb

D2

Q2 D

4Q

4

NP

Vin N

S

D3

Q3

a

b

Figura 1.18: Inversor monofasico ponte completa.

Definidos os objetivos do trabalho e a topologia a ser utilizada, sao necessarias as especi-

ficacoes do projeto, que sao apresentadas na tabela 1.3.

Tabela 1.3: Especificacoes do inversor.

Parametro Valor

Potencia de saıda 1 kW

Frequencia de comutacao 20 kHz

Tensao CC de entrada 100 V

Tensao de saıda 220 Vrms

Frequencia de saıda 60 Hz

Modulacao 3 Nıveis

Sistema Eletrico Monofasico



Para que o inversor opere da maneira desejada, e necessario que sejam controladas algumas

variaveis, as quais sao descritas a seguir:

Corrente de Saıda: Apenas a corrente de saıda do inversor sera controlada, pois a tensao

de saıda e imposta pela rede eletrica local;

Corrente no Primario do Transformador: A utilizacao do transformador na saıda do

inversor faz com que seja necessario o uso dessa malha de controle adicional, para

eliminar a componente contınua de corrente no seu primario, evitando-se que ele sature;

Tensao no Barramento CC: Essa variavel e controlada para se manter o valor medio da

tensao de entrada constante. O controle do fluxo de potencia transferido para a rede

eletrica e realizado pelo compensador de tensao do barramento CC.

1.7 Consideracoes Sobre Conexao com a Rede Eletrica

A conexao de fontes de geracao distribuıdas de energia a rede eletrica requer que varias

consideracoes sejam feitas, no sentido de se garantir seguranca e confiabilidade na execucao

dessa tarefa. A norma IEEE 1547, “Standard for Interconnecting Distributed Resources with

Electric Power Systems”, aprovada em 2003, trata sobre o projeto, comercializacao e uso de

fontes distribuıdas de energia conectadas a rede eletrica[11]. Serao tratados, a seguir, alguns

itens dessa norma.

1.7.1 Regulacao da Tensao

A Fonte Alternativa de Energia (FAE)1 deve ser capaz de manter a tensao no Ponto de

Conexao Comum (PCC)2 regulada, ou seja, dentro de limites aceitaveis para a rede eletrica

local.

Segundo a norma IEEE 1547, a FAE nao deve degradar a tensao da rede eletrica onde

ela e conectada, mantendo-a dentro dos limites estabelecidos pela norma ANSI C84.1, Range

A[12], ilustrados na figura 1.193.1FAE tambem pode ser uma fonte de geracao de energia distribuıda.2PCC e o ponto em que a fonte de energia e conectada ao sistema eletrico comercial.3Na figura 1.19 e utilizado um sistema base de 120 V. Qualquer tensao pode ser convertida para base

120 V dividindo-se a tensao atual pela razao de transformacao para a base 120 V. Por exemplo, a razao detransformacao para um sistema de 480 V e 480/120 ou 4, entao 460 V medidos no sistema de 480 V deve ser460/4 ou 115 V na base de 120 V.



125

120

115

110

VO

LT

AG

E O

NA

12

0V

BA

SE

MAXIMUM VOLTAGE LIMIT - RANGE A - 126 VMAXIMUM VOLTAGE LIMIT - RANGE A - 126 V

ALLOWABLE VOLTAGE DROP IN THE

DISTRIBUTION FEEDER

TOLERANCE

LIMITS FOR

LIGHTING

EQUIPMENT

TOLERANCE

LIMITS FOR

OTHER THAN

LIGHTING

EQUIPMENT

SERVICE

VOLTAGE

LIMITS

ALLOWBLE VOLTAGE DROP IN THE

DISTRIBUTION TRANSFORMER AND

LOW-VOLTAGE CONNECTIONS

ALLOWBLE VOLTAGE DROP

IN THE BUILDING WIRING

FOR LIGHTING EQUIPMENT

ALLOWBLE VOLTAGE DROP IN THE

BUILDING WIRING FOR OTHER

THAN LIGHTING EQUIPMENT

117 V

114 V

125 V

110 V

108 V

Figura 1.19: Limites estabelecidos pela norma ANSI C84.1, Range A[1].

1.7.2 Resposta a Perturbacoes de Tensao

A FAE deve possuir sistemas de seguranca que monitorem a tensao eficaz, de linha ou de

fase, no PCC. Quando a medida enquadrar-se em algum dos limites estabelecidos na tabela

1.4, deve-se iniciar o processo de desconexao da FAE da rede eletrica local, no tempo de sec-

cionamento especificado. “Tempo de seccionamento” e o tempo entre o inıcio da perturbacao

e a desconexao da FAE.

Tabela 1.4: Resposta a anormalidades da tensao (IEEE 1547).

Potencia da FAE Tensao (PCC) [%] Tempo de seccionamento [s]

≤ 30 kW V < 50 0, 16

50 ≤ V < 88 2, 0

110 < V < 120 1, 0

120 ≤ V 0, 16

1.7.3 Resposta a Perturbacoes de Frequencia

Alem de protecoes contra perturbacoes de tensao, a FAE deve ser equipada tambem por

sistemas que desconectem-na caso ocorram variacoes na frequencia fundamental da tensao

da rede eletrica local. A tabela 1.5, apresenta os limites de variacao da frequencia e seus res-

pectivos tempos de seccionamento para uma FAE de ate 30 kW. Nota-se que, para pequenas

variacoes de frequencia, a FAE deve ser desconectada em ate dez ciclos de rede.



Tabela 1.5: Resposta do sistema para perturbacoes de frequencia (base 60 Hz) para IEEE

1547.

Potencia da FAE Intervalo de frequencia [Hz] Tempo de Seccionamento [s]

≤ 30 kW > 60, 5 0, 16

< 59, 3 0, 16

1.7.4 Harmonicas de Corrente

Quando a FAE esta alimentando cargas lineares, a distorcao harmonica da corrente no

PCC nao deve ultrapassar os limites estabelecidos na tabela 1.6. Devem ser excluıdas as

harmonicas de corrente causadas pela distorcao harmonica da tensao presente na rede eletrica

sem a FAE[12].

Tabela 1.6: Maxima distorcao harmonica de corrente em porcentagem da fundamental (IEEE

1547).

Harmonicas Individuais (Impares) Valor [%]

< 11 4, 0

11 ≤ h < 17 2, 0

17 ≤ h < 23 1, 5

23 ≤ h < 35 0, 6

35 ≤ h 0, 3

THD [%] 5, 0

Harmonicas Pares Limitadas em 25% das ımpares

Corrente CC [%] 0, 5

A corrente base utilizada na tabela 1.6 e a maior demanda integrada de corrente (15 ou

30 minutos) na rede eletrica local sem a FAE, ou a capacidade media de corrente da FAE

(transferida ao PCC quando existe um transformador entre a FAE e a rede eletrica).

Como e visto na tabela 1.6, a corrente CC injetada na rede eletrica e limitada em 0, 5%. A

limitacao de offset na corrente injetada serve para prevenir a saturacao dos transformadores

contidos no sistema eletrico de distribuicao.



Como foi citado anteriormente, nesse projeto sera utilizado um transformador para se

fazer a conexao do inversor ao PCC. O uso desse componente elimina a possibilidade de

injecao de corrente contınua na rede eletrica local.

1.7.5 Islanding

Islanding e o fenomeno que ocorre quando ha uma desenergizacao da rede eletrica no PCC

de uma fonte de energia, e a mesma permanece alimentando as suas redondezas, fazendo com

que exista uma ilha energizada com a rede eletrica local desligada.

Segundo a norma IEEE 1547, a FAE deve possuir um sistema de seguranca que detecte

quando a mesma esta ilhada e a desconecte em no maximo dois segundos. Os sistemas

anti-islanding podem ser divididos basicamente em dois tipos: metodos passivos e ativos[1]:

• Nos metodos passivos, sao monitoradas algumas variaveis no PCC. Assim que se de-

tecte condicoes que indiquem a formacao do islanding, a FAE e desconectada do sistema

eletrico. Esse metodo baseia-se na incapacidade da FAE satisfazer uma mudanca re-

pentina na carga sem que haja um transitorio na tensao e/ou frequencia de saıda.

• Os metodos ativos, assim como os passivos, atuam diretamente no PCC. Esses metodos

consistem em aplicar uma pertubacao na rede eletrica e verificar o resultado. A partir

dessa resposta, e determinado se o sistema esta ou nao ilhado.

Um exemplo de metodo ativo anti-islanding consiste em aplicar um sinal de corrente

diferente da frequencia da rede e verificar a tensao nesta frequencia. O islanding sera

detectado de acordo com a mudanca da impedancia do sistema.

Na maioria dos casos, o fenomeno chamado islanding e indesejado em um sistema eletrico.

Esse ultimo pode arriscar a vida de operarios que eventualmente tenham de fazer manutencao

em uma rede que deveria estar desenergizada.

1.8 Conclusao

Os principais topicos pertinentes a este trabalho foram revisados neste capıtulo. A si-

tuacao da energia eolica no Brasil e no mundo foi abordada de forma sucinta, apresentando

o ranking mundial dos maiores produtores dessa fonte alternativa de eletricidade.



O apelo mundial para reducao das emissoes dos gases causadores do efeito estufa faz com

que a pesquisa e aperfeicoamento da tecnologia utilizada na producao de energia eletrica, a

partir do vento, esteja em evidencia. O vento e gratuito, limpo e inesgotavel. A exploracao

dessa e de outras fontes alternativas de energia eletrica e necessaria para se poder frear o

aquecimento global. No Brasil, um maior uso da energia eolica poderia eliminar o risco de

“apagao”, ou a dependencia da importacao de combustıveis fosseis como o gas natural.


Capıtulo 2

Inversor Ponte Completa

Monofasico Conectado a Rede

Nao basta apreciar a beleza de um jardim, sem ter que imaginar que ha fadas

nele?

Douglas Adams, “O guia do mochileiro das galaxias”

2.1 Introducao

Como o objetivo deste trabalho e transferir potencia ativa para a rede eletrica, uma

estrutura que pode ser utilizada para a realizacao de tal tarefa e o inversor monofasico em

ponte completa, ilustrado na figura 2.1. O inversor e controlado de modo a impor uma

corrente senoidal em sua saıda.

D1

v (t)out

Q1

Lb

D2

Q2 D

4Q

4

NP

Vin N

S

D3

Q3

a

b

Figura 2.1: Esquema do inversor ponte completa monofasico.

2. Inversor Ponte Completa Monofasico Conectado a Rede 24

O estudo completo do inversor operando a dois e a tres nıveis sera realizado neste capıtulo.

Primeiramente, os dois tipos de modulacao serao apresentados, logo em seguida, serao ex-

postas as etapas de operacao e, por fim, sao deduzidas as expressoes para o projeto dos

elementos de potencia do inversor. Toda a analise realizada foi baseada na referencia[13].

2.2 Modulacao

As formas de se gerar os pulsos de comando para os interruptores do inversor diferenciam-

se pela caracterıstica da tensao entre os pontos “a” e “b” do mesmo, apresentados na figura

2.1. A maneira mais simples e aquela chamada modulacao PWM (Pulse Width Modulation)

a dois nıveis, que se caracteriza por apresentar apenas dois nıveis de tensao entre os pontos

“a” e “b”. A geracao dos comandos para os interruptores e realizada comparando-se o sinal

modulante com um sinal modulador no formato dente de serra ou triangular. Um exemplo

de modulacao PWM a dois nıveis e apresentado na figura 2.2.

0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025-15

-10

-5

0

5

10

15Sinal Modulante e Moduladora

0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025-100

-50

0

50

100

Tensão Entre os Pontos "a" e "b"

Figura 2.2: Modulacao a dois nıveis.

Outra forma de se comandar o inversor, e utilizando a modulacao PWM a tres nıveis, na

qual a tensao entre os pontos “a” e “b” apresenta tres nıveis distintos de tensao. A geracao

dos pulsos de comando e realizada comparando-se o sinal modulante com duas moduladoras



defasadas cento e oitenta graus entre si e com formato triangular. A figura 2.3 apresenta um

exemplo da modulacao a tres nıveis.

Figura 2.3: Modulacao a tres nıveis.

Sera estudado, nos itens seguintes, o comportamento da estrutura de potencia escolhida,

utilizando-se a modulacao PWM a dois e tres nıveis. E entao, sera feita a escolha da mo-

dulacao que se utilizara neste trabalho.

2.3 Modulacao a Dois Nıveis

Inicialmente e feita a analise do inversor operando com modulacao a dois nıveis. A maneira

analogica de se implementar o modulador a dois nıveis e apresentada na figura 2.4. Cada par

de interruptores, diagonalmente opostos recebe, o mesmo sinal de comando.

Q1

Q4

Q2

Q3

Razão Cíclica

Comparador

Figura 2.4: Modulador a dois nıveis.



2.3.1 Etapas de Operacao

A seguir, tem-se as etapas de operacao do inversor ponte completa operando com mo-

dulacao a dois nıveis. Essas sao descritas apenas para o semiciclo positivo da tensao de saıda,

pois durante o negativo as etapas sao simetricas.

1o Etapa (to, t1): Nessa etapa Q1 e Q4 estao comandados e conduzindo. Os diodos D2 e

D3 estao reversamente polarizados, figura 2.5. As caracterısticas dessa etapa sao as

seguintes:

• A indutancia Lb armazena energia;

• A corrente na indutancia cresce com a taxaVin−

NPNS

.vo(t)

Lb;

• A tensao sobre os diodos D2 e D3 e −Vin;

• A fonte Vin fornece energia para a rede eletrica e para Lb.

D1

v (t)out

Q1

Lb

D3

Q3

D4

Q4

NP

Vin N

S

D2

Q2

a

b

ILb

Figura 2.5: Primeira etapa de operacao.

2o Etapa (t1, t2): Os interruptores Q2 e Q3 estao comandados mas nao conduzem. Os dio-

dos D2 e D3 estao diretamente polarizados e conduzindo. Essa etapa esta representada

na figura 2.6. A seguir, tem-se as caracterısticas dessa etapa:

• A indutancia Lb fornece energia para a rede eletrica e para a fonte de entrada;

• A corrente na indutancia decresce com a taxa −[Vin+

NPNS

.vo(t)

Lb

];

• A tensao sobre os diodos D1 e D4 e −Vin.



D1

v (t)out

Q1

Lb

D3

Q3

D4

Q4

NP

Vin N

S

D2

Q2

a

b

ILb

Figura 2.6: Segunda etapa de operacao.

As principais formas de onda para um perıodo de comutacao no semiciclo positivo da rede

eletrica estao ilustradas na figura 2.7.

i (t)Lb

Q ,Q1 4

Q ,Q2 3

v (t)Lb

. ( )P

in o

S

NV v t

N

. ( )P

in o

S

NV v t

N

IM

Im

v (t)ab

+Vin

-Vin

D.TS

(1-D).TS

t

t

t

t

tt

ot

1t

2

1º Etapa 2º Etapa

Figura 2.7: Principais formas de onda para a modulacao PWM a dois nıveis.



2.3.2 Caracterıstica Estatica

Primeiramente e calculada a media da tensao entre os pontos “a” e “b”, forma de onda

apresentada na figura 2.7, para um perıodo de comutacao. Logo, obtem-se a equacao 2.1.

Vab =Vin.D.TS − (1−D).Vin.TS

TS(2.1)

Vab = Vin.(2.D − 1)

VabVin

= 2.D − 1 (2.2)

Considerando-se apenas a componente fundamental, pode-se fazer vab(t) = NPNS.vo(t).

Assim, tem-se a equacao 2.3.

vab(θ) = Vabp.sen(θ) =NP

NS.Vop.sen(θ) (2.3)

Isolando-se a razao cıclica na equacao 2.2 e substituindo-se em 2.3, obtem-se a expressao

2.4 que representa a variacao da razao cıclica em relacao ao angulo θ da tensao da rede (para

0 ≤ θ ≤ 180).

D(θ) =12.

(NP

NS.Vop.sen(θ)

Vin+ 1)

(2.4)

Fazendo M = NPNS

Vop

Vin, tem-se a equacao 2.5.

D(θ) =12

+12.M.sen(θ) (2.5)

Na figura 2.8 tem-se a curva que representa a variacao da razao cıclica em meio perıodo

da tensao da rede eletrica para alguns valores da constante “M”, que e definido como o ındice

de modulacao do inversor.



M=0,1

M=0,3

M=0,5

M=0,7

M=0,9

D(

0 18 36 54 72 90 108 126 144 162 1800.5

0.55

0.6

0.65

0.7

0.75

0.8

0.85

0.9

0.95

1

Figura 2.8: Variacao da razao cıclica em funcao de meio perıodo da rede para alguns valores

de “M”.

2.3.3 Indutor de Saıda

O inversor sera conectado a rede eletrica atraves de um transformador e um indutor. E

realizado apenas o controle da corrente de saıda de modo que essa tenha o formato senoidal.A

corrente na indutancia possui uma componente de alta frequencia (frequencia de comutacao)

sobreposta a uma de baixa frequencia em 60 Hz.

O calculo da indutancia e realizado considerando-se a maxima variacao permitida para

componente de alta frequencia da corrente. A tensao da rede varia de acordo com a expressao

2.6.

vo(θ) = Vop.sen(θ) (2.6)

Durante a etapa de armazenamento de energia (figura 2.5), pode-se escrever a equacao

2.7 para o indutor.

Vin −NP

NS.vo(t) = Lb.

diLb(t)dt

= Lb.∆iLb(t)

∆t(2.7)

O tempo de conducao do interruptor e o valor da razao cıclica multiplicada pelo perıodo

de comutacao. Assim, tem-se equacao 2.8

∆t = D(θ).TS (2.8)



Substituindo as equacoes 2.6 e 2.8 em 2.7, obtem-se a expressao 2.9.

Lb.∆ILbTS

= D(θ).[Vin −

NP

NS.Vop.sen(θ)

](2.9)

Aplicando-se em 2.9 a equacao 2.4, obtem-se a expressao 2.10.

Lb.∆ILbTS

=[

12.

(NP

NS.Vop.sen(θ)

Vin+ 1)]

.

[Vin −

NP

NS.Vop.sen(θ)

](2.10)

Lb.∆ILbVin.TS

=12− 1

2.

[NP

NS.VopVin

.sen(θ)]2

(2.11)

Definindo-se o termo da esquerda da equacao 2.11 como a ondulacao de corrente norma-

lizada, entao sao obtidas as expressoes 2.12 e 2.13.

∆ILb =12− 1

2.

[NP

NS.VopVin

.sen(θ)]2

(2.12)

∆ILb = 0, 5− 0, 5.M2.sen2(θ) (2.13)

A figura 2.9 apresenta a dependencia da ondulacao de corrente normalizada para alguns

valores do ındice de modulacao “M”.

0 18 36 54 72 90 108 126 144 162 1800

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

0.45

0.5

M=0,1

M=0,3

M=0,5

M=0,7

M=0,9

Lb

(

Figura 2.9: Variacao da ondulacao de corrente normalizada em funcao de meio perıodo da

rede para alguns valores de “M”.



Para o projeto da indutancia, deve-se considerar o valor maximo da ondulacao de corrente

parametrizada. Observando-se a figura 2.9, percebe-se que o valor maximo da ondulacao de

corrente normalizada sempre ocorre em θ = 0, θ = π e θ = 2.π, entao, a expressao para o

projeto da indutancia pode ser representada pela equacao 2.14.

Lb =0, 5.Vin∆ILb.fS

(2.14)

2.4 Modulacao a Tres Nıveis

Agora sera estudado o inversor operando com modulacao a tres nıveis. A maneira

analogica de se implementar o modulador a tres nıveis e apresentada na figura 2.10. Essa e

caracterizada por apresentar tres nıveis diferentes de tensao entre os pontos “a” e “b”, que

sao: +Vin, 0 e −Vin.

Q1

Q3

Q2

Q4

Razão Cíclica

Comparador

Comparador

Figura 2.10: Modulador a tres nıveis.

2.4.1 Etapas de Operacao

Na operacao a tres nıveis, o inversor apresenta quatro etapas de operacao distintas durante

cada perıodo de comutacao. A seguir, sao descritas apenas as etapas durante o semiciclo

positivo da tensao da rede eletrica.



1o Etapa (to, t1): Os interruptores Q1 e Q4 encontram-se comandados e conduzindo. Os

diodos D2 e D3 estao bloqueados. Esta etapa e apresentada na figura 2.11. As suas

caracterısticas sao as seguintes:

• A indutancia Lb armazena energia;

• A corrente na indutancia cresce com a taxaVin−

NPNS

.vo(t)

Lb;

• A tensao sobre os diodos D2 e D3 e −Vin;

• A fonte Vin fornece energia para a rede eletrica e para Lb.

D1

v (t)out

Q1

Lb

D3

Q3

D4

Q4

NP

Vin N

S

D2

Q2

a

b

ILb

Figura 2.11: Primeira e terceira etapa de operacao.

2o Etapa (t1, t2): Etapa de roda livre. Os interruptores Q1 e Q3 estao comandados, no en-

tanto, somente Q1 e D3 estao conduzindo. Os diodos D2 e D4 encontram-se bloqueados.

Essa etapa de operacao esta representada na figura 2.12. Caracterısticas principais:

• A indutancia Lb fornece energia para a rede eletrica;

• A corrente na indutancia decresce com a taxa −[ NP

NS.vo(t)

Lb

];

• A fonte de entrada Vin encontra-se com seus terminais flutuando;




D1

v (t)out

Q1

Lb

D3

Q3

D4

Q4

NP

Vin N

S

D2

Q2

a

b

ILb

Figura 2.12: Segunda etapa de operacao.

3o Etapa (t2, t3): Essa etapa e identica a primeira.

4o Etapa (t3, t4): Os interruptores Q2 e Q4 estao comandados, no entanto, somente Q4 e

D2 estao conduzindo, devido ao sentido da corrente. Os diodos D1 e D3 encontram-se

bloqueados. Essa etapa de operacao esta representada na figura 2.13.

• A indutancia Lb fornece energia para a rede eletrica;

• A corrente na indutancia decresce com a taxa −[ NP

NS.vo(t)

Lb

];

• A fonte de entrada Vin esta em aberto;


D1

v (t)out

Q1

Lb

D3

Q3

D4

Q4

NP

Vin N

S

D2

Q2

a

b

ILb

Figura 2.13: Quarta etapa de operacao.

As principais formas de onda do inversor operando com modulacao a tres nıveis, para o

semiciclo positivo da tensao da rede, estao apresentadas na figura 2.14.



i (t)Lb

Q1

Q3

v (t)Lb

. ( )P

in o

S

NV v t

N

. ( )P

o

S

Nv t

N

IM

Im

v (t)ab

+Vin

t

t

t

tt

ot

1t

2t

3t

4

1º Etapa 2º Etapa

Q4

t

t

t

t

t

Q2

t

.

2

SD T (1 ).

2

SD T

3º Etapa 4º Etapa

Figura 2.14: Principais formas de onda para a modulacao PWM a tres nıveis.

2.4.2 Caracterıstica Estatica

A partir da tensao entre os pontos “a” e “b”, apresentada na figura 2.14, e extraıda a

expressao da tensao media existente entre esses pontos, demonstrada na equacao 2.15.

Vab =D.TS/2TS/2

.Vin

VabVin

= D (2.15)

Substituindo-se a componente fundamental da tensao entre os pontos “a” e “b” (equacao

2.3) em 2.15, obtem-se na expressao 2.16 a variacao da razao cıclica em funcao do angulo θ

(para 0o ≤ θ ≤ 180o).

D(θ) =NP

NS

VopVin

.sen(θ) (2.16)



Fazendo M = NPNS

Vop

Vin, tem-se a equacao 2.17.

D(θ) = M.sen(θ) (2.17)

Na figura 2.8 tem-se a curva que representa a variacao da razao cıclica em meio perıodo

da tensao da rede eletrica, para alguns valores da constante “M”.

0 18 36 54 72 90 108 126 144 162 1800

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

M=0,1

M=0,3

M=0,5

M=0,7

M=0,9

D(

Figura 2.15: Variacao da razao cıclica em funcao de meio perıodo da rede, para alguns valores

de “M”.

2.4.3 Indutor de Saıda

Novamente, sera considerada a maxima variacao permitida para a componente de alta

frequencia da corrente no indutor para o calculo da indutancia. Fazendo a analise no circuito

equivalente da primeira ou terceira etapa de operacao, apresentada na figura 2.5, obtem-se a

equacao 2.18 que representa a tensao sobre o indutor de saıda.

Vin −NP

NS.vo(t) = Lb.

diLb(t)dt

= Lb.∆ILb∆t

(2.18)

O tempo de conducao do interruptor, durante meio perıodo de comutacao, pode ser escrito

como e apresentado na equacao 2.19.

∆t = D(θ).TS2

(2.19)



Substituindo as equacoes 2.6 e 2.19 em 2.18, obtem-se a expressao 2.20.

Vin −NP

NS.Vop.sen(θ) = Lb.

∆ILbD(θ).TS/2

Lb.∆ILbTS/2

= D(θ).[Vin −

NP

NS.Vop.sen(θ)

](2.20)

Aplicando a equacao 2.16 em 2.20 e deduzida a expressao 2.21

2.Lb.∆ILbTS

=NP

NS.VopVin

.sen(θ)[Vin −

NP

NS.Vop.sen(θ)

]

2.Lb.∆ILbTS .Vin

=NP

NS.VopVin

.sen(θ).[NP

NS.VopVin

.sen(θ)]2

(2.21)

O termo da direita da equacao 2.21 pode ser definido como uma ondulacao de corrente

normalizada, logo tem-se as equacoes 2.22 e 2.23.

∆ILb =NP

NS.VopVin

.sen(θ).[NP

NS.VopVin

.sen(θ)]2

(2.22)

∆ILb = M.sen(θ)−M2.sen2(θ) (2.23)

A figura 2.16 apresenta o grafico da variacao da ondulacao parametrizada de corrente

para alguns valores de M .

0 18 36 54 72 90 108 126 144 162 1800

0.03

0.06

0.09

0.12

0.15

0.18

0.21

0.24

0.27

0.3

Lb

(

M=0,1 M=0,3 M=0,5 M=0,7 M=0,9

Figura 2.16: Variacao da ondulacao de corrente normalizada em funcao de meio perıodo da

rede para alguns valores de M .



Para a determinacao da indutancia de saıda do inversor, basta substituir o valor da

maxima variacao da corrente normalizada, a tensao media de entrada (Vin), a frequencia de

comutacao (fS) e a ondulacao de corrente (∆ILb) desejadas na equacao 2.24.

Lb =∆ILbmax .Vin2.∆ILb.fS

(2.24)

2.5 Capacitancia de Entrada

Para se manter a tensao de entrada do inversor regulada dentro dos limites especificados,

e necessario a adicao de um capacitor na entrada do mesmo. Na figura 2.17 sao apresentadas

as etapas de operacao, para modulacao PWM a tres nıveis, do inversor monofasico conectado

a um capacitor.

D1

v (t)out

Q1

Lb

D3

Q3

D4

Q4

NP

NS

D2

Q2

a

b

ILb

D1

D1

v (t)out

v (t)out

Q1

Q1

Lb

Lb

D3

D3

Q3

Q3

D4

D4

Q4

Q4

NP

NP

NS

NS

D2

D2

Q2

Q2

aa

bb

ILb

ILb

Iin

iC

Cin

Iin

iC

CinI

in

iC

Cin

(a) (b)

(c)

Figura 2.17: Comportamento da corrente no capacitor durante as etapas de operacao doinversor para modulacao PWM a tres nıveis. (a) Primeira e terceira etapas; (b) Segundaetapa; (c) Quarta etapa.

Considerando-se a corrente no indutor constante durante um intervalo de comutacao, na

figura 2.18 tem-se a forma de onda na corrente no capacitor.



Q1

Q3

i (t)C

Lb inI I

inI

t

t

tt

ot

1t

2t

3t

4

1º Etapa 2º Etapa

Q4

t

t

t

t

t

Q2

.

2

SD T (1 ).

2

SD T

3º Etapa 4º Etapa

2

ST

ST

Figura 2.18: Forma de onda da corrente no capacitor para a modulacao PWM a tres nıveis.

Atraves da figura 2.18 calcula-se a corrente media no capacitor para um perıodo de co-

mutacao. Assim, tem-se a equacao 2.25

ICmpc =2TS.

[∫ D.TS2

0(ILb − Iin)dt+

∫ TS2

D.TS2

(−Iin)dt

]

ICmpc = D.(ILb − Iin)− Iin.(1−D) (2.25)

Sabendo-se que iLb(θ) = io(θ).NSNP

, desta forma obtem-se a expressao 2.26.

iLb(θ) =√

2.NS

NP.PoVo.sen(θ) (2.26)

Substituindo-se a equacao 2.17, reapresentada em 2.27, e a expressao 2.26 em 2.25 obtem-

se em 2.28 a equacao que descreve o comportamento da componente fundamental da corrente

no capacitor de entrada.

D(θ) = M.sen(θ) (2.27)

iCmpc(θ) =√

2.M.NS

NP.PoVo.sen2(θ)− Iin (2.28)



Sabendo-se que Iin = Poη.Vin

, substituı-se em 2.28 e obtem-se a equacao 2.29 que tambem

descreve o comportamento da componente fundamental da corrente no capacitor de entrada.

iCmpc(θ) =√

2.M.NS

NP.PoVo.sen2(θ)− Po

η.Vin(2.29)

A partir da equacao 2.28 tem-se na figura 2.19 o comportamento da tensao e da corrente

no capacitor de entrada. Dessa forma, obtem-se as relacoes 2.30 e 2.31.

vC

iCmpc

Vin

+ICp

0

-ICp

VCp

VCp

V -in

V +in

Figura 2.19: Formas de onda de tensao e corrente no capacitor.

∆VCp = XC .ICp (2.30)

XC =1

2.π.(2.fR).Cin(2.31)

Substituindo-se a equacao 2.31 em 2.30 tem-se a expressao 2.32.

∆VCp =ICp

2.π.(2.fR).Cin

Cin =ICp

2.π.(2.fR).∆VCp(2.32)

Para o projeto da capacitancia de entrada, e necessario o conhecimento da corrente de

pico que circulara atraves do capacitor. Observando-se a equacao 2.28, quando θ = π2 tem-se



o pico da corrente no capacitor. Desta forma, substituindo-se iCmpc(π2 ) em 2.32, obtem-se

em 2.33 a expressao para o projeto da capacitancia de entrada do inversor monofasico.

Cin =

√2.M.NS

NP.PoVo− Po

η.Vin

4.π.fR.∆VCp(2.33)

A corrente eficaz no capacitor de entrada para um perıodo de comutacao, calculada a

partir da figura 2.18, e apresentada na equacao 2.34.

ICepc =

√√√√ 2TS.

[∫ D.TS2

0(ILb − Iin)2dt+

∫ TS2

D.TS2

(−Iin)2dt

]

ICepc =√

(ILb − Iin)2.D + I2in.(1−D) (2.34)

Substituindo-se as equacoes 2.26 e 2.27 em 2.34 obtem-se 2.35.

iCepc(θ) =

√[√2.NS

NP.PoVo.sen(θ)− Iin

]2

.M.sen(θ) + I2in. [1−M.sen(θ)] (2.35)

Assim, tem-se em 2.36 a expressao para o calculo da corrente eficaz do capacitor de

entrada do inversor monofasico operando com modulacao PWM a tres nıveis.

ICef =

√√√√ 1π

∫ π

0

[[√2.NS

NP.PoVo.sen(θ)− Iin

]2

.M.sen(θ) + I2in. [1−M.sen(θ)]

]dθ (2.36)

2.6 Conclusao

A estrutura de potencia do inversor monofasico ponte completa foi estudada anteriormente

utilizando-se dois tipos de modulacao: a dois e tres nıveis. As expressoes para projeto dos

principais componentes de potencia envolvidos na estrutura foram deduzidas.

A modulacao PWM utilizada neste trabalho foi escolhida com o objetivo de minimizar-se

o valor da indutancia de saıda do inversor, e com isso, o volume do componente. Assim,

analisando-se as expressoes 2.14 e 2.24, percebe-se que a indutancia necessaria para uma

mesma ondulacao de corrente de saıda, na modulacao a tres nıveis, e bem menor. Logo, essa

ultima foi adotada.


Capıtulo 3

Controle do Inversor Conectado a

Rede

Ubi dubium ibi libertas: Onde ha duvida, ha liberdade.

Proverbio latino

3.1 Introducao

Para se transferir potencia ativa a rede eletrica e necessario que a corrente de saıda do

inversor seja senoidal e esteja com fase oposta a tensao. Isso e garantido por dois compensa-

dores: de corrente da saıda e tensao de entrada.

A malha de controle da corrente deve ser suficientemente rapida para manter a corrente

no formato senoidal e com uma baixa distorcao harmonica. Ja o compensador de tensao da

entrada mantem a tensao do barramento CC constante e controla o fluxo de potencia entre

o inversor e a rede eletrica.

A figura 3.1 apresenta um diagrama geral de blocos para o controle do inversor. A tensao

de entrada e monitorada por um divisor resistivo e o sinal gerado pelo compensador de tensao

e multiplicado pela referencia da corrente de saıda. A corrente no primario do transformador

e monitorada para se poder eliminar sua componente media. O sinal de saıda do compensador

de corrente media e somado a referencia de corrente.

3. Controle do Inversor Conectado a Rede 42

D1

v (t)out

Q1 Q3 Q4

VVref VIref

Lb

D3

D4

NPIin Cin NS

D2

C (s)V

Modulador C (s)I

C (s)ICC

a

b

RMs

RMi

vHall1

Hall1Hall2

vHall2

V*in

vIcont

vICCcont

vVcont

Q4Q2

Q2

Q3Q1

Figura 3.1: Diagrama de blocos de controle do inversor.

A unica modelagem nao realizada neste trabalho foi para o controle da componente media

de corrente no primario do transformador. O compensador utilizado para se realizar este

controle foi ajustado durante os estudos experimentais do inversor.

Cada bloco apresentado na figura 3.1, com excecao do compensador de corrente media,

sera estudado nos itens a seguir. Serao extraıdas as funcoes de transferencia do inversor

para a malha de controle da corrente de saıda (HI(s)) e da tensao (HV (s)). E entao serao

analisados seus respectivos compensadores: CI(s) e CV (s).

3.2 Funcoes de Transferencia do Inversor

Para a otimizacao do projeto dos compensadores utilizados em um conversor, e necessario

que sejam extraıdas as funcoes de transferencia das variaveis que se deseja controlar. Entao,

nos itens seguintes desta secao, serao realizadas a modelagem do inversor para malha de

controle da corrente de saıda e da tensao de entrada.



3.2.1 Funcao de Transferencia do Inversor para a Malha da Corrente de

Saıda

Para a malha da corrente de saıda, foi realizada a modelagem por valores medios ins-

tantaneos, considerando-se a tensao de entrada do inversor constante, ou seja, livre de on-

dulacao. Durante este estudo, serao considerados apenas os valores medios das grandezas de

interesse durante um perıodo de comutacao. Assume-se tambem que a tensao de saıda nao

varia dentro desse intervalo.

A partir da tensao existente entre os pontos “a” e “b” do inversor, ilustrada na figura 3.2,

tem-se na equacao 3.1 a tensao media Vab em um perıodo de comutacao.

v (t)ab

+Vin

D.Vin

t

.

2

SD T (1 ).

2

SD T

Figura 3.2: Tensao vab(t) para a operacao a tres nıveis.

Vabmed=

1TS/2

.

∫ D.TS2

0Vin.dt

Vabmed= D.Vin (3.1)

De posse da equacao 3.1, e possıvel considerar o inversor como uma fonte de tensao

dependente da variavel D. Dessa forma, tem-se na figura 3.3 o circuito eletrico equivalente

da estrutura.

NP

NS

a

b

( ).in

D t Vo

V

bL

LbI

oI

Figura 3.3: Modelo eletrico equivalente.



Como a variavel que se deseja controlar e a corrente de saıda (Io). A tensao Vab e a

indutancia Lb serao refletidas ao lado secundario do transformador de saıda, obtendo-se,

desta forma, o modelo eletrico equivalente apresentado na figura 3.4.

a’

b’

( ). .S

in

P

ND t V

No

VabV

S

P

N

N.

bL

oI

2

Figura 3.4: Modelo eletrico equivalente referenciado.

Analisando-se o circuito apresentado na figura 3.4, e possıvel extrair-se a expressao 3.2.

dio(t)dt

=1Lb.

(NP

NS

)2

.

[D(t).Vin.

NS

NP− Vo

](3.2)

Perturbando-se a corrente e a razao cıclica na equacao 3.2 e desconsiderando-se os termos

de ordem zero, obtem-se a equacao 3.3.

d

dt[Io + io(t)] =

1Lb.

(NP

NS

)2

.

[(D + d(t)).Vin.

NS

NP− Vo

]

dIodt︸︷︷︸

ordem zero

+dio(t)dt︸︷︷︸

1o ordem

=1Lb.

(NP

NS

)2

.

(D.Vin.

NS

NP− Vo

)︸︷︷︸

ordem zero

+1Lb.

(NP

NS

)2

.d(t).Vin.NS

NP︸︷︷︸1o ordem

dio(t)dt

=1Lb.NP

NS.d(t).Vin (3.3)

Com a aplicacao da Transformada de Laplace na expressao 3.3, tem-se em 3.4 a funcao

de transferencia para a malha de corrente de saıda do inversor operando com modulacao a

tres nıveis e um transformador na sua saıda.

HI(s) =Io(s)D(s)

=Vins.Lb

.NP

NS(3.4)



3.2.2 Funcao de Transferencia do Inversor para a Malha de Tensao CC de

Entrada

Com o objetivo de simplificar a analise da funcao de transferencia do conversor para

a malha de tensao de entrada, sera considerado que o inversor opera sem corrente na sua

entrada, ou seja, nao havera geracao de energia eletrica. Circulara apenas uma corrente

atraves do capacitor Cin suficiente para manter o barramento CC carregado. Essa e a situacao

mais crıtica sob o ponto de vista dinamico. Na figura 3.5 tem-se o circuito do inversor

operando na condicao supra citada.

Cin

Lb

IBcc I

o

NP N

S

Inversor Rede

Figura 3.5: Circuito equivalente do inversor operando sem corrente na entrada.

A variacao da tensao de entrada do inversor sera relacionada com a variacao da corrente

de pico na saıda, conforme e apresentado na equacao 3.5.

HV (s) =Vin(s)Iop(s)

(3.5)

A partir da analise do circuito da figura 3.5, tem-se na equacao 3.6 a relacao entre a

corrente no barramento CC (IBcc) e a tensao de entrada[14].

IBcc(t) = Cin.dVin(t)dt

(3.6)

Aplicando uma perturbacao em 3.6 e desconsiderando-se o termo de ordem zero, tem-se

3.7.

IBcc + iBcc(t) = Cin.d

dt. [Vin + vin(t)]

IBcc︸︷︷︸ordem zero

+ iBcc(t)︸︷︷︸1o ordem

= Cin.dVindt︸︷︷︸

ordem zero

+Cin.dvin(t)dt︸︷︷︸

1o ordem

iBcc(t) = Cin.dvin(t)dt

(3.7)



A relacao entre corrente de pico na saıda e a corrente media no barramento CC, e feita

atraves do balanco de potencia no conversor[13]. O ındice de modulacao do inversor foi

definido como a expressao apresentada em 3.8. Assim, a relacao estre as correntes e exposta

na equacao 3.9.

M =NP

NS.VopVin

(3.8)

IBccIop

=Vop

2.Vin=M

2.NS

NP(3.9)

Substituindo-se 3.9 em 3.7 e aplicando-se a transformada de Laplace, tem-se em 3.10 a

funcao de transferencia para a malha de controle da tensao de entrada do inversor.

HV (s) =Vin(s)Iop(s)

=NS

NP.

M

2.Cin.s(3.10)

3.3 Controle da Corrente de Saıda

Para que se tenha uma corrente senoidal de baixa distorcao harmonica na saıda do inver-

sor, e necessario que haja um controlador para a corrente de saıda. A figura 3.6 apresenta o

diagrama de blocos desta malha de controle. No diagrama tem-se os seguintes componentes:

CI(s) : Controlador da corrente de saıda;

KPWM : Ganho do modulador PWM;

HI(s) : Funcao de transferencia do conversor para a malha da corrente de saıda;

KHall1 : Ganho do sensor da corrente de saıda.

VIref IoC (s)I KPWM

KHall1

H (s)I

vHall1

vIcont D

Figura 3.6: Diagrama de blocos do controle da corrente.

Nesta secao serao estudados o controlador de corrente, o ganho do modulador PWM e o

ganho do sensor de corrente.



3.3.1 Compensador da Corrente de Saıda

O compensador mais apropriado para controlar a corrente de entrada de um conversor

Boost PFC e o proporcional integral com filtro (2 polos e 1 zero)[15]. Como a funcao de trans-

ferencia para a malha de controle da corrente de saıda do inversor e semelhante a do conversor

Boost PFC, o compensador PI com filtro sera utilizado. A sua implementacao analogica e

apresentada na figura 3.7a e o diagrama de Bode assintotico da funcao de transferencia do

compensador na figura 3.7b.

fz f

Gfp

|C(f)|

0 dB/dec

20

dB/d

ec

20

dB/d

ec

fp2

RI1

Vhall1

vIcont

VIref

RI2 CI1

CI2

Zr

Zf

(a) (b)

Figura 3.7: (a) estrutura do controlador de corrente. (b) diagrama de Bode assintotico dafuncao de transferencia do compensador.

O circuito da figura 3.7a e um amplificador na configuracao somador nao inversor. Esse

ultimo possui a funcao de transferencia apresentada na equacao 3.11[14].

vIcontεI

=ZrZf

+ 1 (3.11)

Substituindo-se em 3.11 tem-se as relacoes 3.12 e 3.13.

Zf = RI1 (3.12)

Zr =RI2.CI1.s+ 1

s. (CI1 + CI2) .[RI2.CI1.CI2CI1+CI2

.s+ 1] (3.13)



Dessa forma determina-se a funcao de transferencia do compensador de corrente, apre-

sentada na equacao 3.14.

CI(s) =RI2.CI1.s+ 1

s.RI1. (CI1 + CI2) .[RI2.CI1.CI2CI1+CI2

.s+ 1] + 1 (3.14)

E possıvel garantir atraves da escolha adequada dos parametros do compensador, que a

parcela dependente da frequencia seja muito maior do que a unidade dentro da banda passante

do sistema compensado, com isso, pode-se fazer a aproximacao exposta na expressao 3.15.

CI(s) =RI2.CI1.s+ 1

s.RI1. (CI1 + CI2) .[RI2.CI1.CI2CI1+CI2

.s+ 1] (3.15)

O controlador proposto possui um zero apresentado em 3.16, um polo em 3.17 e outro em

3.18.

fIz =1

2.π.RI2.CI1(3.16)

fIp1 = 0 (3.17)

fIp2 =CI1 + CI2

2.π.RI2.CI1.CI2(3.18)

Fase C (s)I

Fase C (s)ID

10 100 1 103

1 104

1 105

1 106

50

0

50

|C (s)|I

|C (s)|ID Desejado Desejado

Freqüência [Hz]

Ganho

[dB

]

10 100 1 103

1 104

1 105

1 106

80

60

40

20

0

Freqüência [Hz]

Fase

[°]

Figura 3.8: Diagrama de Bode do compensador utilizado e do que seria desejado.



A figura 3.8 apresenta o diagrama de Bode da equacao 3.14 e da equacao 3.15, que seria

o compensador desejado. Os diagramas da figura 3.8 foram tracados arbitrando-se alguns

valores para os resistores e capacitores do compensador. Nota-se que, para frequencias mais

baixas, os dois controladores apresentam respostas bem semelhantes. A partir de 50 kHz a

discrepancia entre os dois compensadores passa a ser mais significativa. E claro que esse valor

de frequencia so e valido para os componentes escolhidos quando o diagrama foi tracado.

3.3.2 Ganho do Sensor de Corrente

A leitura da corrente e realizada por intermedio de um sensor de Efeito Hall. O ganho do

sensor e dado pela equacao 3.19.

KHall1 =vHall1(t)io(t)

(3.19)

Em regime permanente, a corrente de referencia (vIRef (t)) e igual a corrente de saıda do

inversor (io(t)) multiplicada pelo ganho do sensor de corrente. Logo, tem-se a expressao 3.20.

vIRef (t) = KHall1.io(t) (3.20)

Assim, para o sistema proposto, a corrente de referencia de pico e dada pela equacao 3.21.

VIRefp = KHall.Iop (3.21)

Como o ganho do sensor de Efeito Hall e dado apenas para alguns valores, tendo-se a

corrente pico de saıda, mais o ganho do sensor selecionado aplicados a expressao 3.21, e

possıvel obter-se o valor da corrente de referencia de pico.

3.3.3 Ganho do Modulador

O uso do modulador PWM insere um ganho proporcional ao sinal modulador, na malha

de controle da corrente de saıda do inversor. E apresentada na figura 3.9 a maneira como sao

gerados os pulsos de comando para os interruptores na modulacao a tres nıveis.



Vtri

VIcont

Vab

t

tt

t

t

t

t

t

.

2

SD T (1 ).

2

SD T

2

ST

1 2,Q Q

3 4,Q Q

Figura 3.9: Pulsos gerados pelo modulador de tres nıveis.

A partir da analise da figura 3.9, tem-se em 3.22 a equacao que descreve a forma de onda

modulante para meio perıodo de comutacao.

vtri(t) =VtriTS2

.t (3.22)

No instante em que vtri(t) = VIcont com t = D.TS2 , obtem-se a equacao 3.23

vtri(t) = VIcont =VtriTS2

.D.TS

2

D =VIcontVtri

(3.23)

O ganho do modulador PWM, que e a razao entre a variavel D e a tensao de saıda do

compensador de corrente, esta apresentado na expressao 3.24.

KPWM =D

VIcont=

1Vtri

(3.24)



3.4 Controle da Tensao CC de Entrada

Para que seja mantido o valor da tensao da entrada dentro dos limites especificados, e

necessario que se faca o uso de um regulador de tensao. O digrama de blocos ilustrado na

figura 3.10 apresenta as principais funcoes de transferencia e ganhos envolvidos na malha de

controle da tensao. Os componentes do diagrama sao os seguintes:

CV (s) : Compensador de tensao;

FTMFI(s) : Funcao de transferencia de malha fechada para o controle da corrente de saıda;

HV (s) : Funcao de transferencia para a malha de controle da tensao de entrada do inversor;

KMv : Ganho do sensor de tensao.

VVref

Vin

Vin

*

Iop

C (s)V

KMv

H (s)V

FTMFI(s)

vVcont

V

Figura 3.10: Diagrama de blocos do controle da tensao.

Essa malha controla a potencia que e transferida a rede eletrica atuando diretamente na

amplitude da referencia da corrente de saıda. Por este motivo, o compensador de tensao

deve ser suficientemente lento para nao distorcer a referencia de corrente. O aumento da

velocidade desse compensador pode gerar picos de diferentes amplitudes na corrente de saıda

do inversor, degradando a qualidade dessa ultima[16].

Nos itens seguintes desta secao, serao estudados o controlador de tensao utilizado, o ganho

do sensor e da FTMFI(s).

3.4.1 Compensador de Tensao

Para o controle da tensao de entrada tambem sera utilizado o compensador proporcional

integral com filtro (2 polos e 1 zero), ilustrado na figura 3.11. A funcao de transferencia do

compensador e apresentada na equacao 3.25.

CV (s) =RV 2.CV 1.s+ 1

s.RV 1. (CV 1 + CV 2) .[RV 2.CV 1.CV 2CV 1+CV 2

.s+ 1] (3.25)



RV1

V*in

vVcont

VVref

RV2 C

V1

CV2

V

Figura 3.11: Estrutura do controlador de tensao.

O controlador proposto possui um zero apresentado em 3.26, um polo em 3.27 e outro em

3.28.

fV z =1

2.π.RV 2.CV 1(3.26)

fV p1 = 0 (3.27)

fV p2 =CV 1 + CV 2

2.π.RV 2.CV 1.CV 2(3.28)

3.4.2 Ganho do Sensor de Tensao

A medida da tensao de entrada sera realizada atraves do divisor resistivo apresentado na

figura 4.23. Essa estrutura apresenta o ganho exposto na expressao 3.29.

RMs

Vin

RMi

Vin

*

Figura 3.12: Sensor de tensao.

KMv =V ∗inVin

=RMi

RMi +RMs(3.29)



Para a especificacao do sensor de tensao, primeiramente determina-se para ele um ganho

apropriado. De posse do ganho, basta escolher-se um dos resistores do divisor a fim de que

o outro seja determinado.

3.4.3 Ganho da FTMFI(s)

Se as dinamicas do compensador de tensao de entrada e corrente de saıda forem desaco-

pladas, isto e, o compensador de tensao for muito mais lento que o de corrente, a FTMFI(s)

podera ser considerada apenas um ganho para a malha de tensao.

A partir da equacao 3.30, tem-se em 3.31 a funcao de transferencia de malha fechada para

o controle da corrente de saıda.

FTMFI(s) =CI(s).KPWM .HI(s)

1 + CI(s).KPWM .HI(s).KHall1(3.30)

FTMFI(s) =s3.Lb.

NSNP.RI1.RI2.CI1.CI2+

...

...KPWM .Vin (s.RI2.CI1 + 1)

+s2.Lb.NSNP.RI1. (CI1 + CI2) + s.KPWM .KHall1.Vin.RI1.CI1+

... (3.31)

...+KPWM .KHall1.Vin

Quando as velocidades de resposta dos compensadores de corrente e tensao estao desaco-

pladas, a FTMFI(s) pode ser representada apenas pelo ganho exposto na equacao 3.32.

|FTMFI(0)| = 1KHall1

(3.32)

3.5 Conclusao

Abordou-se neste capıtulo toda a analise teorica das variaveis envolvidas no controle

do inversor monofasico. Foram elaborados os modelos por valores medios instantaneos das

funcoes de transferencia para o controle da corrente de saıda e tensao de entrada, juntamente

com os ganhos inerentes a cada uma dessas malhas.



Apresentou-se o compensador proporcional integral com filtro, que sera o utilizado tanto

para o controle da corrente de saıda quanto para tensao de entrada. Esse ultimo possui um

grau de liberdade a mais que o controlador PI classico. Foi exposto o circuito analogico

que representa, de forma aproximada, a mesma resposta em frequencia que o compensador

selecionado.


Capıtulo 4

Projeto dos Compensadores,

Estagio de Potencia e Circuitos

Auxiliares

E um erro capital teorizar antes de ter os dados. Insensivelmente, comeca-se a

distorcer os fatos para adapta-los as teorias, em vez de fazer com que as teorias

se adaptem aos fatos.

Sherlock Holmes, em “A scandal in Bohemia”, de Conan Doyle (1891)

4.1 Introducao

Para a implementacao do prototipo do inversor, e necessario o projeto de circuitos auxi-

liares que sirvam para a protecao, tratamento dos sinais provenientes dos sensores, inicia-

lizacao, alimentacao e geracao dos pulsos de comando para os interruptores.

Neste capıtulo, cada topico tratara de um desses circuitos indispensaveis para o correto

funcionamento do inversor, tal como o processo de pre-carga dos capacitores do barramento de

corrente contınua, partida suave, protecao de sobretensao, sincronismo e fontes de alimentacao

auxiliares.

4. Projeto dos Compensadores, Estagio de Potencia e Circuitos Auxiliares 56

Tambem sao apresentados o dimensionamento dos principais componentes do estagio de

potencia, como: indutor de saıda, capacitor do barramento CC, semicondutores e transforma-

dor principal. De posse desses componentes, e possıvel projetar-se tambem os compensadores

utilizados no inversor.

4.2 Dimensionamento do Estagio de Potencia

4.2.1 Transformador Principal

Como ja foi citado anteriormente, o inversor sera conectado a rede eletrica atraves de

um transformador elevador de tensao. A relacao de transformacao desse transformador foi

ajustada para se ter um ındice de modulacao M ∼= 0, 8. Dessa forma, obteve-se um transfor-

mador elevador de 55 Vrms para 220 Vrms, ou seja NSNP

= 4, como apresentado na figura 4.1.

A potencia do transformador foi especificada em 1 kVA.

NS

220 Vrms

55 Vrms

NP

:

Figura 4.1: Transformador principal.

Apos a aquisicao do transformador, foram realizadas algumas medidas para o levanta-

mento dos parametros do mesmo. Tem-se na figura 4.2 o circuito equivalente simplificado do

transformador principal, cujos parametros foram medidos atraves do ensaio apresentado no

Apendice B.

NS

220 Vrms55 Vrms

NP

Ideal

RP

Rm

Lm

RSL

dPL

dS:

Figura 4.2: Circuito equivalente do transformador principal.



A partir dos ensaios realizados, foram obtidos os parametros apresentados na tabela 4.1

para o transformador principal.

Tabela 4.1: Parametros do transformador principal.

Parametro Valor

Potencia 1 kVA

Tensao do primario 55 Vrms

Tensao do secundario 220 Vrms

Frequencia 60 Hz

Resistencia do enrolamento primario (RP ) 29 mΩ

Resistencia do enrolamento secundario (RS) 433 mΩ

Indutancia de dispersao do enrolamento primario (LdP ) 110,6 µH

Indutancia de dispersao do enrolamento secundario (LdS) 1,675 mH

Resistencia do ramo magnetizante (Rm) 220 Ω

Indutancia de magnetizacao (Lm) 96,62 mH

Rendimento 96, 8%

4.2.2 Indutor

A indutancia de saıda do inversor e projetada especificando-se a ondulacao de corrente

em alta frequencia desejada. A partir da equacao 2.24 deduzida no Capıtulo 2, reapresentada

em 4.1, pode-se ter o valor inicial para a indutancia de saıda do inversor. Assim, permitindo-

se uma maxima ondulacao de corrente de 6%, calculou-se que Lb = 405 µH. Esse calculo e

demonstrado na planilha do Apendice A.


(4.1)

Para que o indutor de saıda fosse reduzido ainda mais, descontou-se a parcela correspon-

dente a indutancia de dispersao do transformador de saıda. Dessa forma, tem-se em 4.2 o

valor utilizado para o projeto do indutor.


− LdP − LdS .(NP

NS

)2

= 405 µH− 110, 6 µH− 110, 6 µH = 185 µH (4.2)



De posse do valor de indutancia desejado, fez-se o projeto fısico do indutor de saıda. Todo

o procedimento do projeto e apresentado no Apendice C. O projeto foi baseado na referencia

[17].

4.2.3 Capacitor

O primeiro criterio utilizado para o projeto da capacitancia de entrada do inversor, foi a

maxima ondulacao de tensao permitida na entrada. A partir da equacao 2.33 deduzida no

Capıtulo 2, reapresentada em 4.3, pode-se ter o valor inicial para a capacitancia do barramento

CC de entrada. Considerando-se a maxima ondulacao da tensao de entrada 3%, na planilha

do Apendice A calculou-se que Cin = 4421 µF.

Cin =

√2.M.NS

NP.PoVo− Po

η.Vin

4.π.fR.∆VCp(4.3)

A tabela 4.2 apresenta os requisitos que o banco de capacitores deve preencher, a corrente

eficaz foi calculada com base na equacao 2.36 e a simulada foi medida atraves das simulacoes

expostas no Capıtulo 5.

Tabela 4.2: Requisitos para o capacitor de entrada.

Parametro Valor

Capacitancia 4421 µFTensao maxima 150 V

Corrente eficaz calculada 10,88 Arms

Corrente eficaz simulada 11,11 Arms

Durante o projeto do inversor, optou-se por adquirir o estagio de potencia montado.

Dessa forma, utilizou-se o inversor da marca Semikron modelo SKS 50 B6U+B2CI 10 V6 [18].

Esse ultimo possui um banco com 6 capacitores de 680 µF/400 V modelo EPCOS B43303-

A0687[19] arranjados em paralelo totalizando 4080 µF, um pouco menor que o projetado,

mas, mesmo assim, nao muda significativamente a ondulacao da tensao de entrada. A tabela

4.3 mostra as principais caracterısticas dos capacitores utilizados.



Tabela 4.3: Capacitores utilizados.

Capacitores

Modelo EPCOS B43303-A0687

Capacitancia 680 µF

Tensao Maxima 400 V

RSE 0,25 Ω

Maxima Corrente Eficaz 5,6 Arms

Total do Banco

Associacao 6 Capacitores em paralelo

Capacitancia 4080 µF

Tensao Maxima 400 V

RSE 0,042 Ω

Maxima Corrente Eficaz 33,6 Arms

4.2.4 Semicondutores

Os semicondutores foram escolhidos com base em dados obtidos via simulacao numerica.

Dessa forma, tem-se na tabela 4.4 os esforcos de corrente e tensao para os interruptores e

diodos. Atraves dos dados da tabela 4.4, buscou-se junto ao fabricante Semikron o inversor

que mais se aproximava das caracterısticas desejadas.

Tabela 4.4: Esforcos nos semicondutores medidos via simulacao numerica.

Parametro Interruptor Diodo

Corrente de Pico 28,88 A 22,90 A

Corrente Media 7,93 A 1,50 A

Corrente Eficaz 13,60 Arms 5,00 Arms

Tensao Maxima 100 V 100 V

Sendo assim, a partir dos dados da simulacao apresentados na tabela 4.4 e analisando-se

os modelos de inversores monofasicos disponibilizados pelo fabricante Semikron, decidiu-se

utilizar o inversor modelo SKS 50 B6U+B2CI 10 V6 [18], o qual utiliza os IGBTs apresentados

na tabela 4.5 associados em paralelo, como mostrado no esquema da figura 4.3.



Tabela 4.5: Especificacoes dos semicondutores utilizados.

Interruptores

Modelo IGBT Semikron SK45GB063

Corrente de pico repetitivo 100 A

Corrente contınua T (oC) = 25(80) 45 A(80 A)

Tensao Maxima 600 V

Diodos

Corrente contınua T (oC) = 25(80) 57 A(38 A)

Tensao reversa 600 V

Devido ao limitado numero de modelos de inversores monofasicos disponibilizados pelo

fabricante Semikron, os semicondutores utilizados acabaram ficando superdimensionados,

mesmo escolhendo-se o inversor comercial de menor potencia. Para a potencia de 1 kVA e

tensao de 100 V nao seria necessario a utilizacao IGBTs de 600 V arranjados em paralelo.

D1

OUT1 OUT2

D2

D1

D2

D3

D4

D3

D4

Q1

SK45GB063 SK45GB063 SK45GB063 SK45GB063

Q2

CN1 CN2

Q1

Q2

Q3

Q4

Q3

Q4

Cin

RS1 CS1

CS2

CS3

CS4

Driver 1 Driver 2

Figura 4.3: Esquema do inversor Semikron.

A tabela 4.6 apresenta algumas caracterısticas do inversor Semikron modelo SKS 50

B6U+B2CI 10 V6. Com base nos dados apresentados na tabela 4.4 e da tabela 4.6, concluiu-

se que o inversor escolhido atende o requisitos do projeto.



Tabela 4.6: Especificacoes do inversor utilizado.

Parametro Valor

Maxima corrente eficaz de saıda sem sobrecarga 50 Arms

(Frequencia de comutacao 10 kHz e temperatura ambiente 45 oC)

Maxima frequencia de comutacao 20 kHz

Frequencia de comutacao recomendada 10 kHz

Driver SKI 20opA

Capacitores EPCOS B43303-A0687 680 µF/400 V

Total do Banco 4080 µF/350 V

O driver de comando empregado para o acionamento dos interruptores e o SKHI 20opA[20],

que e capaz de acionar dois IGBTs arranjados em braco. Eles tambem possuem algumas ca-

racterısticas interessantes:

• Pode ser utilizado como dois drivers independentes;

• Protecao contra curto-circuito atraves do monitoramento da tensao Vce;

• Intertravamento entre o interruptor superior e inferior;

• Isolamento optico entre o circuito de potencia e de comando;

• Tempo morto configuravel.

Foi selecionado um tempo morto de 0,25 µs, que e o mınimo possıvel para o driver.

4.3 Projeto dos Compensadores

Os compensadores serao projetados utilizando-se tecnicas de resposta em frequencia. Na

abordagem no domınio da frequencia, sao analisados alguns parametros da Funcao de Trans-

ferencia de Malha Aberta (FTMA) como: frequencia de cruzamento, margem de fase e banda

passante. Esses parametros determinam o comportamento do sistema em malha fechada para

o regime transitorio de forma indireta. A seguir, tem-se uma breve descricao de cada um

deles.



Frequencia de Cruzamento (fc): E a frequencia em que o ganho da FTMA e zero dB.

Essa ultima fornece uma estimativa razoavel da velocidade do sistema.

Margem de Fase: A margem de fase e definida como apresentado na equacao 4.4. Uma

margem de fase positiva significa que o sistema em malha fechada e estavel. Quanto

maior a margem de fase, mais lento e estavel e o sistema.

ϕm = 180o + ∠FTMA(j.2.π.fc) (4.4)

Banda Passante: E a banda delimitada pela frequencia de cruzamento. Quanto maior a

banda passante da FTMA, mais rapido sera o sistema.

O projeto dos controladores consiste em ajustar os parametros citados anteriormente, de

forma que se tenha um sistema estavel e com uma velocidade desejavel.

4.3.1 Compensador da Corrente de Saıda

A FTMA da corrente de saıda sera ajustada para que sua frequencia de cruzamento seja

aproximadamente um decimo da de comutacao, ou seja, fIc = 2 kHz, respeitando, dessa

forma, o teorema de sistemas amostrados, que diz que a frequencia de cruzamento da FTMA

deve permanecer no maximo na metade da frequencia de comutacao. A partir da figura 4.4,

tem-se na equacao 4.5 a FTMA da corrente. A implementacao analogica do compensador de

corrente e reapresentada na figura 4.5.

IoC (s)I KPWM KHall1H (s)I

vHall1vIcont

D

Figura 4.4: FTMA da corrente de saıda.

FTMAI(s) = CI(s).KPWM .HI(s).KHall1 (4.5)

O polo e o zero do compensador devem ser posicionados de forma que a frequencia de

cruzamento seja a desejada e que o sistema tenha uma margem de fase satisfatoria. Assim,

a frequencia do zero deve estar abaixo da de cruzamento para que se garanta que esse cru-

zamento ocorra com uma inclinacao de 20 dB/decada e, assim, o sistema possua uma maior



fz f

Gfp

|C(f)|

0 dB/dec

20

dB/d

ec

20

dB/d

ec

fp2

RI1

Vhall1

vIcont

VIref

RI2 CI1

CI2

(a) (b)

Figura 4.5: (a) estrutura do controlador de corrente. (b) diagrama de Bode assintotico dafuncao de transferencia do compensador.

margem de fase. Dessa forma, posicionou-se o zero do compensador na frequencia de fIz = 1

kHz. O polo deve ser posicionado de modo a atenuar o efeito da frequencia de comutacao na

saıda do regulador, evitando-se oscilacoes de corrente no indutor de saıda. Assim, posiciona-se

o polo sobre a frequencia de comutacao, ou seja, fIp2 = 20 kHz.

O ganho de faixa plana do compensador pode ser obtido como o apresentado na equacao

4.6, dado que o compensador em torno da frequencia de cruzamento pode ser representado

apenas pelo ganho de faixa plana.

|FTMAI(j.2.π.fIc)| = 1

|CI(j.2.π.fIc).KPWM .HI(j.2.π.fIc).KHall1| = 1

GIfp = 20.log(

1KPWM .KHall1. |HI(j.2.π.fIc)|

)(4.6)

O ganho de faixa plana do compensador e dado pela expressao 4.7[13].

GIfp = 20.log(RI2RI1

)(4.7)

Arbitrando-se um valor para o resistor RI1, pode-se determinar os componentes utilizados

no compensador de corrente atraves das equacoes 4.8, 4.9 e 4.10.

RI2 = RI1.10GIfp

20 (4.8)

CI1 =1

2.π.fIz.RI2(4.9)



CI2 =1

2.π.RI2.(fIp2 − fIz)(4.10)

De posse das expressoes 4.8, 4.9 e 4.10 e dos requisitos de projeto do compensador, os

dados foram aplicados na planilha MathCAD apresentada no Apendice A e obteve-se os

componentes apresentados na tabela 4.7 para o controlador de corrente.

Tabela 4.7: Componentes utilizados no compensador de corrente.

Parametro Valor

RI1 10 kΩ

RI2 39 kΩ

CI1 5,6 nF

CI2 270 pF

Na figura 4.6 tem-se a resposta em frequencia da funcao de transferencia de malha aberta

para o controle da corrente de saıda. Nota-se que, a frequencia de cruzamento permanece em

aproximadamente fIc = 2 kHz, e a margem de fase obtida e de ϕIm = 62o.

Fase [

º]

1 10 100 1 103

1 104

1 105

60

40

20

0

20

40

60

80

100

150

100

50

0

|FTMA (s)|I Fase FTMA (s)

I

Freqüência [Hz]

Gan

ho

[dB

]

Figura 4.6: Diagrama de Bode da FTMAI(s).

Durante os primeiros testes, devido a presenca de offset na referencia de corrente, o

compensador da figura 4.5 entrava em saturacao durante a partida do inversor. Para se

resolver esse problema, foi adicionado o resistor RI3, apresentado na figura 4.7, para limitar o

ganho do compensador em baixas frequencias. Assim, o polo na origem que o compensador PI



com filtro possuıa, e deslocado para a direita. A nova funcao de transferencia do compensador

e apresentada na equacao 4.11.

CI(s) =RI3RI1

.(RI2.CI1.s+ 1)

[(RI2.CI1.s+ 1).(RI3.CI2.s+ 1) +RI3.CI1.s]+ 1 (4.11)

RI3

fz f

Gfp

|C(f)|

0 dB/dec

0 dB/dec

20

dB/d

ec

20

dB/d

ec

fp2fp1

RI1

Vhall1

vIcont

VIref

RI2 CI1

CI2

(a) (b)

Figura 4.7: (a) estrutura do controlador de corrente modificado. (b) diagrama de Bodeassintotico da funcao de transferencia do compensador modificado.

Definiu-seRI3 = 560 kΩ durante os testes do inversor. Dessa forma, o polo foi deslocado da

origem para aproximadamente fIp1 = 10 Hz. Tracando-se novamente a FTMAI(s), na figura

4.8, percebe-se que a margem de fase permaneceu a mesma e que, o ganho do compensador

para baixas frequencias foi reduzido.

Fase [

º]

1 10 100 1 103

1 104

1 105

60

40

20

0

20

40

60

80

100

150

100

50

0

|FTMA (s)|I Fase FTMA (s)

I

Freqüência [Hz]

Gan

ho

[dB

]

Figura 4.8: Diagrama de Bode da FTMAI(s) utilizando o controlador modificado.



4.3.2 Compensador de Tensao

O compensador de tensao sera ajustado para que sua dinamica seja desacoplado do de

corrente de saıda. Para tanto, a FTMA da tensao de entrada sera ajustada a fim de que sua

frequencia de cruzamento seja aproximadamente fV c = 2 Hz. A partir da figura 4.9, tem-se

na equacao 4.12 a FTMA da tensao de entrada. Devido ao desacoplamento dinamico entre o

compensador de corrente e de tensao, a FTMFI(s) pode ser representada apenas pelo ganho1

KHall1. A implementacao analogica do compensador de tensao e reapresentada na figura 4.10.

Vin

Vin

*I

op

C (s)V

KMv

H (s)V

FTMFI(s)

vVcont

V

Figura 4.9: FTMA da tensao de entrada.

FTMAV (s) = CV (s).HV (s).KMv.1

KHall1(4.12)

fz

f

Gfp

|C(f)|

0 dB/dec

20

dB/d

ec

20

dB/d

ec

fp2

RV1

V*in

vVcont

VVref

RV2 C

V1

CV2

(a) (b)

V

Figura 4.10: (a) estrutura do controlador de tensao. (b) diagrama de Bode assintotico dafuncao de transferencia do compensador.

Assim como para o compensador de corrente, o polo e o zero do controlador de tensao

sao posicionados de modo a obter-se a frequencia de cruzamento desejada e uma margem de

fase satisfatoria. Dessa maneira, o zero do compensador e alocado abaixo da frequencia de

cruzamento desejada fV z = 0,5 Hz. Para a filtragem das altas frequencias, tem-se o polo em

fV p2 = 35 Hz.



O ganho de faixa plana do compensador pode ser obtido como apresentado na equacao

4.13, dado que o compensador em torno da frequencia de cruzamento pode ser representado

apenas pelo ganho de faixa plana.

|FTMAV (j.2.π.fV c)| = 1

∣∣∣∣CV (j.2.π.fV c).KMv.HV (j.2.π.fV c).1

KHall1

∣∣∣∣ = 1

GV fp = 20.log(

KHall1

KMv. |HV (j.2.π.fV c))|

)(4.13)

O ganho de faixa plana do compensador e dado pela expressao 4.14.

GV fp = 20.log(RV 2

RV 1

)(4.14)

Arbitrando-se um valor para o resistor RV 1, pode-se determinar os componentes utilizados

no compensador de tensao atraves das equacoes 4.15, 4.16 e 4.17.

RV 2 = RV 1.10GV fp

20 (4.15)

CV 1 =1

2.π.fV z.RV 2(4.16)

CV 2 =1

2.π.RV 2.(fV p2 − fV z)(4.17)

De posse das expressoes 4.15, 4.16 e 4.17 e dos requisitos de projeto do compensador,

os dados foram aplicados na planilha MathCAD apresentada no Apendice A e obteve-se os

componentes apresentados na tabela 4.8 para o controlador de tensao.

Tabela 4.8: Componentes utilizados no compensador de tensao.

Parametro Valor

RV 1 220 kΩ

RV 2 180 kΩ

CV 1 2 µF

CV 2 39 nF



0.1 1 10 10040

20

0

20

40

60

180

160

140

120

100

|FTMA (s)|V Fase FTMA (s)

V

Freqüência [Hz]

Gan

ho

[dB

]

Fase [

º]

Figura 4.11: Resposta em frequencia da FTMAV (s).

Na figura 4.11 tem-se a reposta em frequencia da funcao de transferencia de malha aberta

para o controle da tensao de entrada. Nota-se que, a frequencia de cruzamento permanece

em aproximadamente fV c = 2 Hz, e a margem de fase obtida e de ϕV m = 72o.

4.3.3 Compensador de Corrente Media no Primario

E realizado o controle da corrente media que circula no primario do transformador para

se evitar que ele sature. Faz-se isso, pois a circulacao da corrente contınua nao se manifesta

no secundario onde e feito o controle da corrente de saıda.

Idealmente essa malha de controle adicional nao seria necessaria, pois a tensao aplicada

no primario nao teria valor medio. As causas da circulacao de componente media de corrente

sao difıceis de avaliar. Essa pode ser gerada por assimetria no comando dos interruptores do

conversor, por diferencas nos parametros dos semicondutores, entre outras[21].

Uma maneira de se eliminar o problema da componente media de corrente no transfor-

mador, e gerar-se um sinal de controle que atue no comando do inversor e faca com que essa

componente seja eliminada.

Neste trabalho, sera utilizado o compensador apresentado na figura 4.12. Monitora-se a

corrente no primario do transformador atraves de um sensor de efeito Hall. A tensao de saıda

do sensor e aplicada ao circuito integrador/comparador com zero, da figura 4.12, e entao, o



compensador gera um sinal CC que e somado a referencia de corrente do inversor, de modo

que, e eliminado o valor medio de corrente no transformador.

vICCcont

RICC1

CICC1

VHall2

Figura 4.12: Implementacao do compensador de corrente media do primario do transforma-dor.

A funcao de transferencia do compensador e apresentada na equacao 4.18. O ajuste inicial

dessa malha foi realizado de modo que a frequencia de corte do compensador fosse baixa o

suficiente para nao interferir na malha de controle da tensao de entrada.

CICC(s) =1

RICC1.CICC1.s(4.18)

Assim, fazendo com que a frequencia de corte seja quatro vezes menor que a frequencia

de cruzamento da malha de controle da tensao de entrada, tem-se na equacao 4.19, o calculo

do capacitor do compensador.

CICC1 ≥4

2.π.RICC1.fV c(4.19)

Adotando-se RICC1 = 100 kΩ, calculou-se CICC1 = 3,18 µF. Usou-se entao CICC1 = 3

µF.

4.4 Transformador Auxiliar

Alem do transformador de potencia elevador de tensao na saıda do inversor, sera utilizado

um outro transformador auxiliar de menor potencia. Esse transformador tem os seguintes

objetivos: gerar a referencia de corrente a partir da rede (item 4.6), fazer a pre-carga dos

capacitores do conversor (item 4.5) e alimentar as fontes de tensao auxiliares (item 4.13). O

esquema dos enrolamentos desse transformador e apresentado na figura 4.13.



Np

Ns1

Enrolamento docircuito de partida

Enrolamento de geração dacorrente de referência

Enrolamento parafontes auxiliares 1

Enrolamento parafontes auxiliares 2

Ns2

Ns3

Ns4

Figura 4.13: Esquema do transformador auxiliar.

Nas secoes seguintes serao apresentadas mais detalhadamente as relacoes de transformacao

de cada enrolamento do transformador auxiliar.

4.5 Circuito de Limitacao da Corrente de Pre-carga

Quando o conversor e ligado, e necessario que se faca a pre-carga do capacitor do barra-

mento de tensao contınua para se reduzir os picos de corrente na partida. Os picos elevados

de corrente na inicializacao do inversor ocorrem pois quando o capacitor de barramento esta

descarregado ele se comporta praticamente como um curto circuito.

A partida do inversor e dividida em dois estagios (figura 4.14): no primeiro, carrega-se

o capacitor de barramento ate a tensao de pico do enrolamento primario do transformador

elevador (t0 ≤ t ≤ t1 Vpre = 78 V) e, no segundo, eleva-se a tensao do barramento ate seu

valor nominal (t1 ≤ t ≤ t2 Vin = 100 V).

Vin

Vpre

t1

t0

t2

t

Figura 4.14: Estagios da partida do inversor.



O circuito do primeiro estagio da partida do inversor esta apresentado na figura 4.15.

Quando a chave seccionadora e fechada, a pre-carga do capacitor e realizada atraves da ponte

retificadora ligada ao transformador auxiliar (que tem a mesma relacao de transformacao que

o transformador principal). A corrente de pre-carga e limitada pelo resistor RPC . Quando

a tensao do barramento atinge seu valor de pico, o rele de pre-carga e fechado e, entao,

inicia-se o segundo estagio da partida do inversor, que consiste em elevar o nıvel da tensao

de referencia do barramento suavemente ate seu valor nominal, para que o compensador de

tensao nao sature.

Ns1

NS

Np

NP

DPC2

DPC4

DPC1

DPC3

RPC

+Vin

+Vin

Reléde Pré-carga

Seccionadora

Fase

TransformadorAuxiliar

TransformadorPrincipal

Neutro

Cin

Lb

Figura 4.15: Circuito de pre-carga do capacitor.

O resistor de pre-carga e calculado com base na equacao 4.20.

RPC =VPprimIPpc

(4.20)

RPC e o resistor de pre-carga, VPprim e a tensao de pico e IPpc e a corrente de pico no

primario do transformador durante a pre-carga.



Utilizando-se a expressao 4.20 e limitando-se a corrente em aproximadamente 15 A,

escolheu-se um resistor de pre-carga de 5,6 Ω/25 W. A ponte retificadora do enrolamento

de pre-carga utilizada foi a SKB25/12[22].

O segundo estagio da partida do inversor que eleva a tensao do barramento para 100V e

realizado pelo circuito apresentado na figura 4.16[14].

DPS1 D

PS2

RPS1

RPS2

+15 V VVref

CPS

Figura 4.16: Circuito de partida suave.

O circuito da figura 4.16 faz com que a tensao de referencia eleve-se de forma lenta,

evitando a saturacao do controlador de tensao. Durante a partida do inversor, o capacitor

CPS , inicialmente descarregado, carrega-se lentamente atraves do diodo DPS2 ate que a

referencia de tensao atinja seu valor nominal e o diodo DPS2 bloqueia-se. O diodo DPS1

serve para a descarga do capacitor CPS em uma possıvel falha da tensao de alimentacao.

Os resistores RPS1 e RPS2 servem para fazer o ajuste do valor da tensao de referencia. A

equacao 4.21 apresenta como sao calculados estes resistores.

VV ref =15.RPS2

RPS1 +RPS2(4.21)

O momento correto para que o rele de pre-carga seja fechado e os pulsos de comando do

inversor sejam liberados, e quando o valor da saıda do compensador (VV cont) esta cruzando

por zero. Esse fenomeno e ilustrado na figura 4.17a. Faz-se isso, pois nesse momento o valor

da referencia de corrente e mınimo, 4.17b, fazendo com que o compensador de corrente nao

sature, 4.17c. Dessa maneira, e necessario se utilizar um circuito que indique quando VV cont

cruza o zero.



(a)

t

t

t

t

(b)

(c)

(d)

Figura 4.17: (a) Saıda do compensador de tensao (VV cont). (b) Referencia de corrente. (c)

Saıda do compensador de corrente (VIcont). (d) Saıda do circuito de auxılio a partida suave.

Uma maneira de indicar-se o cruzamento de VV cont por zero, e utilizando-se um circuito

comparador com histerese que apresente um comportamento em sua tensao de saıda como

apresentado na figura 4.17d.

A figura 4.18 apresenta o circuito comparador de auxılio a partida suave. A tensao de

saıda do compensador de tensao e comparada com zero, assim, tem-se um sinal positivo na

saıda do comparador quando o sinal VV cont e positivo e um negativo caso contrario.

VVcont

Vps

Rcomp1

Rcomp2

Figura 4.18: Circuito comparador.



De acordo com [23], a tensao de histerese do circuito comparador da figura 4.18, e dada

pela expressao 4.22.

VH =Rcomp1Rcomp2

. (V+sat − V−sat) (4.22)

Considerando-se que V+sat ≈ 13,5 V e V−sat ≈ -13,5 V e fazendo-se Rcomp1 = 180 Ω e

Rcomp2 = 180 kΩ, a histerese do comparador sera VH ≈ 27 mV.

Como sera utilizada uma entrada digital do microcontrolador para indicacao do inıcio da

partida suave, esse sinal deve variar entre 0 V e 5 V. E necessario mais um estagio no circuito

para adequacao do sinal. A figura 4.19 apresenta o circuito completo utilizado.

VVcont

Vps

Rps3

Rps4

Rps5

Rps6

Rps7

Qps

+5 V

Figura 4.19: Circuito de auxılio a partida suave.

O primeiro estagio do circuito da figura 4.19, e um seguidor de tensao (buffer) que serve

para eliminar a influencia da impedancia de entrada do comparador em VV cont. O transistor

NPN da saıda serve para adequar o sinal de saıda do comparador para nıveis aceitaveis ao

microcontrolador.

O transistor utilizado foi o BC238[24]. Os resistores Rps5 e Rps7 servem para, respecti-

vamente, limitar a corrente de base e de coletor do transistor e o resistor Rps6 para limitar a

maxima tensao reversa entre a base e o emissor. Sendo assim, foram escolhidos os seguintes

resistores: Rps5 = 3,3 kΩ, Rps6 = 1 kΩ e Rps7 = 1,8 kΩ.

Sabendo-se que para este projeto a referencia de tensao e VV ref = 3,2 V, apos simular o

circuito de partida, foram definidos que RPS1 = 2.33 kΩ (potenciometro de 10 kΩ), RPS2 =

1 kΩ e CPS = 1500 µF/25 V. O diodo DPS2 pode ser um diodo de sinal como o 1N4148, ja o

diodo DPS1, que serve para a descarga do capacitor CPS durante uma possıvel falha da fonte

de alimentacao, deve ter uma capacidade de corrente um pouco maior, podendo-se utilizar o

diodo 1N4007, por exemplo.



4.6 Referencia de Corrente

A corrente com formato senoidal na saıda do inversor e mantida fazendo-se o uso de

uma referencia tambem senoidal para o controlador. Essa referencia e gerada atraves de um

enrolamento do transformador auxiliar, como pode ser visto no circuito da figura 4.20.

Ns2

Np

Riref1

Riref2

VIref

v (t)rede

Figura 4.20: Circuito de geracao da referencia de corrente.

Na saıda desse enrolamento, tem-se 10 Vrms. Os resistores Riref1 e Riref2 servem para

ajustar o valor de Viref . Como neste caso sera utilizada uma referencia de corrente de 4,628

V de pico e sabendo-se que a tensao Viref obedece a relacao 4.23. Assim, determinou-se que

Riref1 = 2,03 kΩ e Riref2 = 1 kΩ, sendo que Riref1 sera um potenciometro de 10 kΩ para o

ajuste fino da referencia. E importante ter cuidado com a posicao dos pontos no enrolamento

da referencia de corrente, para que o inversor opere corretamente e necessario que os pontos

estejam invertidos.

Viref =√

2.10.Riref2

Riref1 +Riref2(4.23)

4.7 Sensores de Corrente

A realimentacao da corrente injetada na rede eletrica e realizada pelo sensor de efeito hall

LA25-NP[25], apresentado na figura 4.21, do fabricante LEM.

+15 V

-15 V

Rhall1IS

IP

1

1-2IN

OUT

M

6-7

IN

OUT 10

2

9

3

8

4

7

5

6

LA25-NP

Figura 4.21: Medidor de corrente do secundario do transformador.



As ligacoes realizadas no primario do sensor estao tambem apresentadas na figura 4.21.

Com essas ligacoes, o sensor de corrente do secundario do transformador apresentara as

caracterısticas que estao na tabela 4.9. O resistor Rhall1 serve para acertar o ganho desejado

do sensor de corrente e ele e calculado de acordo com a equacao 4.24.

Rhall =Khall

KN(4.24)

Tabela 4.9: Especificacoes do sensor de corrente do secundario do transformador.

Especificacoes Valor

Corrente Eficaz Nominal de Entrada (IPN ) 8 A

Corrente de Pico Nominal de Entrada (IP ) 12 A

Corrente Eficaz Nominal de Saıda (ISN ) 24 mA

Ganho do Sensor (KN ) 0, 003

Tensao de Alimentacao ±15 V

Resistencia de Medida (Rhall1) 100 Ω - 315 Ω

Ja para fazer a leitura da corrente no primario do transformador sera utilizado o sensor

LA35-NP[26], apresentado na figura 4.22, tambem do fabricante LEM.

+15 V

-15 V

Rhall2IS

IP

1

1-5IN

OUT

M

6-10

IN

OUT 10

2

9

3

8

4

7

5

6

LA35-NP

Figura 4.22: Medidor de corrente do primario do transformador.

As ligacoes do primario do sensor LA35-NP tambem sao apresentadas na figura 4.22.

Essas ligacoes fazem com que o sensor apresente as caracterısticas expostas na tabela 4.10.



Tabela 4.10: Especificacoes do sensor de corrente do primario do transformador.

Especificacoes Valor

Corrente Eficaz Nominal de Entrada (IPN ) 35 A

Corrente de Pico Nominal de Entrada (IP ) 70 A

Corrente Eficaz Nominal de Saıda (ISN ) 35 mA

Ganho do Sensor (KN ) 0, 001

Tensao de Alimentacao ±15 V

Resistencia de Medida (Rhall1) 60 Ω - 150 Ω

A partir da expressao 4.24 e sabendo-se que o ganho desejado para o medidor de corrente

do secundario do transformador e KHall1 = 0,72 e do primario e KHall2 = 0,1, os resistores

calculados sao respectivamente Rhall1 = 240 Ω e Rhall2 = 100 Ω.

4.8 Sensor de Tensao

A amostra da tensao do barramento de entrada e realizada atraves do divisor de tensao

ilustrado na figura 4.23, como ja foi abordado no capıtulo 3 item 3.4.2.

RMs

Vin

RMi

Vin

*

Figura 4.23: Medidor da tensao do barramento CC.

Como o ganho desejado para o medidor de tensao e KMv = 0,032, serao utilizados resis-

tores de RMs = 63,4 kΩ e RMi = 2,1 kΩ, ambos com precisao de 1%.



4.9 Multiplicador

Para a geracao da referencia de corrente do compensador de corrente, e preciso multiplicar-

se a tensao de saıda do compensador de tensao pela referencia de corrente gerada atraves da

tensao da rede eletrica. Para tal tarefa, foi escolhido o circuito integrado AD734 apresentado

na figura 4.24.

O AD734[27] e um multiplicador de quatro quadrantes do fabricante Analog Devices, que

utiliza duas fontes de alimentacao, uma de +15 V e outra de -15 V, com entradas que devem

ter no maximo 10 V.

VIref

V .VVcont Iref

+15 V

10 V

-15 V

X1 VP

X2 DD

U0 W

U1 Z1

U2 Z2

Y1 ER

Y2 VN

1

2

3

AD734

4

5

6

7 8

9

14

13

12

11

10

VVcont

Figura 4.24: Circuito multiplicador.

Com a ligacao ilustrada no esquema da figura 4.24, tem-se na saıda W do multiplicador

o resultado apresentado na equacao 4.25.

W =X1.Y 1

10(4.25)

Como esse circuito integrado atenua o resultado da multiplicacao, e necessario que essa

atenuacao seja compensada, para isso utilizou-se o circuito apresentado na figura 4.25 que e

um amplificador nao inversor e tem a funcao de transferencia exibida na equacao 4.26.

VomultVinmult

= 1 +Rmult2Rmult1

(4.26)



Vinmult

Vomult

Rmult1

Rmult2

Figura 4.25: Circuito para a compensacao do ganho do multiplicador.

Dessa forma, para que o amplificador nao inversor da figura 4.25 tenha um ganho de 10

e compense a atenuacao do circuito multiplicador, escolheu-se Rmult1 = 1,8 kΩ/1% e Rmult2

= 16,5 kΩ/1%.

A compensacao da atenuacao do multiplicador poderia ser realizada considerando-se o

ganho do multiplicador no projeto do compensador de tensao. O problema e que, ao fazer-se

isso, a tensao VV cont acaba tendo um valor acima do aceitavel pelo circuito integrado AD734.

4.10 Circuito Somador

As saıdas da malha de controle da corrente media do primario do transformador e do

circuito multiplicador devem ser somadas para que seja gerada a referencia para o compen-

sador de corrente. Para se realizar essa tarefa, foi utilizado o circuito somador nao inversor

apresentado na figura 4.26. A funcao de transferencia desse ultimo pode ser observada na

equacao 4.27.

VICCcont

Vomult

Vosom

Rsom4

Rsom1

Rsom3

Rsom2

Figura 4.26: Circuito somador nao inversor.



Vosom =(

1 +Rsom2

Rsom1

).

(Vomult.

Rsom4

Rsom3 +Rsom4+ VICCcont.

Rsom3

Rsom3 +Rsom4

)(4.27)

Para que a soma dos sinais seja realizada com ganho unitario, basta fazer com que o valor

de todos os resistores sejam iguais. Dessa forma, determinou-se: Rsom1 = Rsom2 = Rsom3 =

Rsom4 = 7,68 kΩ/1%.

4.11 Condicionador de Sinal

O estagio de condicionamento do sinal e realizado de forma que o sinal de controle varie

de 0 a 5 V, ja que este e o valor suportado pelas entradas analogicas do microcontrolador.

Logo, a atenuacao e a adicao de um valor medio e realizado atraves de dois circuitos, um

amplificador inversor e um subtrator[23], apresentados respectivamente nas figuras 4.27 e

4.28.

Primeiramente o sinal VIcont e invertido com ganho unitario utilizando-se o circuito da

figura 4.27. A funcao de transferencia desse circuito encontra-se na equacao 4.28.

VIcont

Voinv

Rinv1

Rinv2

Figura 4.27: Circuito amplificador inversor.

Voinv = −Rinv2Rinv1

(4.28)

Como e desejado apenas inverter o sinal sem atribuir ganho, determinou-se que Rinv1 =

Rinv2 = 7,68 kΩ/1%.

O circuito subtrator da figura 4.28 adiciona o offset de 2,5 V desejado e atenua o sinal de

saıda do circuito inversor, sua funcao de transferencia e apresentada na equacao 4.29.

Vocond = −Rsb2Rsb1

.Voinv +Rsb4

Rsb3 +Rsb4.

(1 +

Rsb2Rsb1

).5 (4.29)



+5 V

Voinv

Vocond

Rsb3

Rsb4

Rsb1

Rsb2

Figura 4.28: Circuito subtrator.

Os ganhos do circuito subtrator devem ser acertados de forma que o sinal de saıda do

circuito inversor seja subtraıda de 2,5 V e atenuada para uma amplitude de 5 V. Dessa forma,

foram determinados os seguintes valores para os resistores do circuito subtrator: Rsb1 = 24,9

kΩ/1%, Rsb2 = 4,53 kΩ/1%, Rsb3 = 7,488 kΩ e Rsb4 = 5,49 kΩ/1%. O resistor Rsb3 sera um

potenciometro de 10 kΩ.

4.12 Circuito de Protecao Contra Sobretensao

A protecao contra sobretensoes no barramento de entrada sera realizada com o circuito

apresentado na figura 4.29. Como no circuito de auxılio a partida suave, e utilizado um

comparador. Uma amostra da tensao do barramento de entrada e comparada com a tensao

Vprotref .

Vvref

Vprotref

Vprot

Rprot1

Rprot2

Rprot3

Rprot6

Rprot4

Rprot7

Rprot5

Qprot

+5 V

+15 V

Figura 4.29: Circuito de protecao contra sobretensoes.



A tensao maxima suportada pelo banco de capacitores utilizado e de 400 V, tendo-se o

ganho do medidor de tensao, e possıvel calcular o valor de Vprotref conforme a equacao 4.30.

Vprotref = KMv.VCinmax (4.30)

Para que se tenha o valor desejado em Vprotref , e necessario projetar-se os resistores Rprot6

e Rprot7, como e apresentado na equacao 4.31.

Vprotref =15.Rprot7

Rprot6 +Rprot7(4.31)

A tensao nominal do barramento de entrada neste projeto e 100 V, adotou-se VCinmax =

150 V por motivos de seguranca. Assim, foram calculados os seguintes componentes para o

circuito de protecao contra sobretensoes: para Vprotref = 4,78 V tem-se Rprot6 = 4,7 kΩ e

Rprot6 = 2,2 kΩ. Os demais componentes sao os mesmos utilizados no circuito de auxılio a

partida suave.

4.13 Fontes de Alimentacao

Toda a parte de comando, controle e protecao do inversor deve ser alimentada por fontes

de tensao reguladas. Reservou-se dois enrolamentos do transformador auxiliar para estas

fontes, que sao do tipo linear.

Optou-se pela utilizacao de fontes lineares devido a sua simplicidade e robustez. A figura

4.30 apresenta a topologia utilizada com as seguintes saıdas: +5 V/250 mA, +15 V/500 mA,

+15 V/200 mA e -15 V/250 mA. A saıda de +5 V serve para a alimentacao do microcontro-

lador, a de +15 V e -15 V alimenta os Amp-ops e sensores e a +15 V com alimenta o driver

para o acionamento dos interruptores.

A relacao de transformacao utilizada e de 220 V para 17 V. A partir disso, estipula-se uma

ondulacao maxima de 2 V na tensao dos capacitores Cf1, Cf5 e Cf9, que sao determinados

atraves da metodologia apresentada na referencia[28]. Assim, obteve-se Cf1 = 1.132 µF, Cf5

= 1.415 µF e Cf9 = 2.829 µF.



Ns3

Ns4

Np

Df2

Df4

Df1

Df3

v (t)rede

-15 V

+15 V_com

+15 V +5 V

Cf2

Cf10

Cf12

Cf14

Cf4

Cf8

Vin

Vin

Vin

Vin

Vout

Vout

Vout

Vout

GND

GND GND

GND

LM7815

LM7815 LM7805

LM7915

Cf6

Cf1

Cf9

Cf11

Cf13

Cf3

Cf7C

f5

Figura 4.30: Circuito das fontes auxiliares.

A potencia dissipada nos reguladores lineares e calculada conforme a equacao 4.32.

Preg = (Vin − Vo) .Io (4.32)

Fazendo-se o calculo para cada regulador obtem-se: P7805 = 2,5 W, P7815 = 4,52 W,

P7815com = 1,8W e P7915 = 2,26 W.

Os capacitores Cf2, Cf3, Cf6, Cf7, Cf10, Cf11 e Cf13 servem para filtragem de ruıdo e

sao todos ceramicos de 100 nF/63 V. O diodo utilizado na ponte retificadora e o 1N5408 e

foram escolhidos Cf1 = 1.000 µF/35 V, Cf5 = 1.000 µF/35 V, Cf9 = 2.200 µF/35 V e Cf4

= Cf8 = Cf12 = Cf14 = 220 µF/63 V.

4.14 Microcontrolador

Optou-se pela utilizacao de um microcontrolador para a modulacao PWM e protecao do

inversor. O sinal de controle e lido por uma entrada analogica de um microcontrolador que

calcula os sinais de comando para os interruptores do inversor.

Foi escolhido o microcontrolador PIC18F4431[29] para a realizacao da modulacao PWM

pela sua disponibilidade no laboratorio e por possuir as funcoes necessarias para a imple-

mentacao do trabalho. A tabela 4.11 apresenta as principais caracterısticas do componente.



Tabela 4.11: Principais caracterısticas do PIC18F4431.

Caracterıstica PIC18F4431

Frequencia de Operacao 31 kHz - 40 MHz

Memoria de Programa (Bytes) 16384

Memoria de Programa (Instrucoes) 8192

Memoria de Dados (Bytes) 768

Memoria de Dados EEPROM (Bytes) 256

Fontes de Interrupcao 34

Portas de Entrada/Saıda Portas A, B, C, D, E

Timers 4

Modulos de Captura/Comparacao/PWM 8 canais

Numero de Instrucoes 75

Tem-se na figura 4.31 um diagrama de blocos que ilustra as funcoes que o microcontrolador

realiza. Sao indicadas as variaveis que sao lidas (ERR1, ERR2, Vocond, Vprot, Vps e V ∗in) e

tambem as saıdas do microcontrolador (Rele, LED vermelho, LED verde, LED amarelo e

pulsos de comando.).

Q1

PWM0

Q3

PWM2

Q4

PWM3

RD1

Vps Vocond Vprot

INT0AN8AN6RA3RA1

RA2

RC6 INT1 INT2

V*in

V*in

Lb

NPIinCin NP

RMs

RMi

vHall1

Hall1Hall2

vHall2

Q2

PWM1

Driver

Ns1 Np

RPC

Relé

Sec

cionad

ora

Rede

TransformadorAuxiliar

TransformadorPrincipal

PIC18F4431

Compensadorese Circuitos Auxiliares

ERR1

LEDAmarelo

LEDVerde

LEDVermelho

ERR2

Figura 4.31: Diagrama de blocos do inversor juntamente com o microcontrolador.



Antes da inicializacao do inversor, o microcontrolador verifica se ha tensao no barramento

CC. Faz-se isso por seguranca, pois se o conversor inicializar com alguma tensao no barra-

mento CC, os pulsos de comando poderao ser liberados com os compensadores saturados,

o que poderia levar a picos de correntes proibitivos aos semicondutores. No fluxograma da

figura 4.32 e ilustrado esse procedimento.

Se a tensao no barramento CC e nula, aguarda-se, entao, o termino da pre-carga dos

capacitores. O fim desse processo e identificado quando a entrada Vps vai a zero e entao, sao

liberados os pulsos de comando ao inversor, e o barramento CC e carregado ate seu valor

nominal (100 V).

Início

Retorna

“SOBRETENSAO”

“ERRO1”

“ERRO2”

“BARRA_CARRE”

Vetor dasinterrupções

Vetor dasinterrupções

“BAIXA_PRIORIDADE”

“ALTA_PRIORIDADE”

“ALTA_PRIORIDADE”

Vetor de ResetPula para o início do Programa

Salva contexto

Acende LED amareloAguarda 300 ms

Apaga LED amareloAcende LED verde

Fecha relé de pré-cargaAguarda 12 ms

Configura A/DConfigura PWM parao modo complementar

Move constante “FILTRO”para “FILTRO_INT”

Lê quatro amostras datensão V* e faz a média

para evitar ruídosin

A tensão V é maior

que 40 V?in

A tensão V cruzou

por zero?Vcont

Ocorreu algumainterrupção?

Foi de altaprioridade?

Foi interrupçãodo “INT0”?



Configurações iniciais

Não

Sim

Não

Sim

Sim

Sim

Sim

Sim

Sim

Não

Não

Não

Não

Não

Figura 4.32: Fluxograma da rotina principal.



O microcontrolador PIC18F4431 possui dois tipos de interrupcao: de alta prioridade, na

qual foram incluıdas as protecoes, e de baixa prioridade, onde foi implementada a rotina

de modulacao PWM. Utilizou-se essa diferenciacao nas prioridades para que as protecoes

pudessem atuar antes de qualquer outra rotina do microcontrolador.

Quando sao liberados os pulsos de comando do inversor o software entra em um looping

infinito, aguardando a interrupcao do PWM que quando ocorre, o canal analogico AN6 e

lido e entao sao calculados os pulsos de comando que serao aplicados nos interruptores. O

fluxograma da rotina de modulacao PWM e apresentado na figura 4.33.

Retorna

Retorna

“BARRA_CARRE”“BAIXA_PRIORIDADE”

Salva contexto

Limpa o flag deinterrupção do PWM

Apaga todosos LEDs

Atraso de 500 ms

Atraso de 500 ms

Acende todosos LEDs

Apaga todosos LEDs

Loopinginfinito

Desabilita interrupçõesHabilita PWM no modo independente

Zera razão cíclica

Carrega o valor de“ADRESH” p/ “DCH_ALTO”“ADRESL” p/ “DCL_ALTO”

Calcula “DCH_BAIXO”e “DCL_BAIXO”

Atualiza a razãocíclica

Atualiza a máximarazão cíclica

Inicia conversão A/D

Foi interrupçãodo PWM?

Conversãoconcluída?

A razãocíclica é maior que

a máxima?

Sim

Sim

Sim

Não

Não

Não

Figura 4.33: Fluxograma da interrupcao do PWM e da rotina do barramento CC carregado.

As interrupcoes de alta prioridade, onde foram implementadas as rotinas de protecao,

sao apresentadas na figura 4.34. Essas interrupcoes sao acionadas na borda de descida dos

sinais ERR1 e ERR2, vindos do driver SKHI 20op, que fazem a protecao de sobrecorrente, e

tambem na borda de descida do sinal Vprot que indica quando ha sobretensao no barramento

CC.



Retorna Retorna Retorna

“SOBRETENSAO” “ERRO1” “ERRO2”

Limpa o flag deinterrupção do “INT0”



Decrementa“FILTRO_INT”



Apaga todosos LEDs

Apaga todosos LEDs

Apaga todosos LEDs

Atraso de 500 ms

Atraso de 500 ms

Acende LEDVermelho

Acende LEDAmarelo

Acende LEDVerde

Apaga LEDVermelho

Apaga LEDAmarelo

Apaga LEDVerde

Loopinginfinito

Loopinginfinito

Loopinginfinito







Valor de“FILTRO_INT”

é zero?


é zero?


é zero?

A porta“INT0” ainda

é zero?


é zero?


é zero?

Sim Sim Sim

Sim Sim Sim

Não Não Não

Não Não Não

Atraso de 500 ms

Atraso de 500 ms

Atraso de 500 ms

Atraso de 500 ms

Figura 4.34: Fluxograma das interrupcoes de alta prioridade.

O usuario pode identificar a protecao que atuou no inversor atraves dos sinais que sao

emitidos pelos LEDs. Essas indicacoes sao apresentadas na tabela 4.12.

Tabela 4.12: Indicacoes dos LEDs.

Sinal Protecao

LED amarelo piscando Sobrecorrente no braco de IGBTs 1

LED verde piscando Sobrecorrente no braco de IGBTs 2

LED vermelho piscando Sobretensao no barramento CC

Todos os LEDs piscando Barramento CC carregado antes da pre-carga

O codigo fonte em linguagem Assembly implementado no microcontrolador PIC18F4431

esta apresentado na Apendice D.



4.15 Conclusao

Apos toda a analise teorica do inversor monofasico conectado a rede, dedicou-se este

capıtulo ao efetivo projeto dos componentes do inversor, tais como, o estagio de potencia e

compensadores. O diagrama esquematico completo do circuito implementado encontra-se no

Apendice E.

Tambem apresentou-se o projeto de componentes indispensaveis para o bom funciona-

mento do inversor na pratica, como sensores de corrente, protecao contra sobretensao, circuito

de sincronismo e fontes auxiliares.

A metodologia utilizada na elaboracao de cada circuito auxiliar foi detalhada, bem como,

o motivo da utilizacao de cada um deles. Para o bom entendimento do trabalho realizado, e

muito importante a compreensao completa de cada circuito implementado na pratica.


Capıtulo 5

Simulacoes e Resultados

Experimentais

A intuicao, nao testada e nao comprovada, e uma garantia insuficiente da

verdade.

Bertrand Russel, “Mysticism and logic”

5.1 Introducao

Para que toda a analise desenvolvida nos capıtulos anteriores fosse comprovada, realizaram-

se simulacoes, no software PSIM e a implementacao experimental do inversor. As aquisicoes

apresentadas neste capıtulo efetuaram-se com um osciloscopio da marca Tektronix modelo

TDS5034B.

Estudou-se o conversor operando como retificador e inversor. Foi desenvolvida uma me-

tologia para teste do conversor transferindo potencia ativa para a rede eletrica e conectou-se

diretamente o inversor a um gerador de fluxo axial a ıma permanente.

Neste capıtulo sao apresentadas as principais formas de ondas experimentais e simuladas,

juntamente com uma comparacao entre as mesmas.

5. Simulacoes e Resultados Experimentais 90

5.2 Operacao Como Retificador

Devido a bidirecionalidade da estrutura do inversor, esse pode operar tambem como um

retificador com alto fator de potencia quando e conectado a uma carga. Por esse motivo,

efetuaram-se alguns testes com a estrutura operando dessa maneira.

Lb

Vo

A

IoPWM1

PWM4

PWM2

PWM3

RedeVoutCin

V*in

V

Vin

Np Ns

Vhall1

Rhall1

Vin

Vpre

Vfase

Vneutro

V10

Vfase

Vneutro

RpcVin

Transformador

Auxiliar

Rms

Rmi

Transformador

Principal

Figura 5.1: Circuito de potencia simulado para a operacao como retificador.

E apresentado na figura 5.1 o circuito de potencia simulado, juntamente com o circuito

de inicializacao. Pode-se notar, um resistor representando uma carga de 1 kW conectado

ao barramento CC. Ja os compensadores, o modulador e o circuito de partida suave estao

expostos na figura 5.2.

CI1RI2

CI2

RI1

Vhall1

RV1

RV2

CV2

V*in

Malha de controle da corrente

Malha de controle da tensão

/C PViref

CV1

V

V*in

Viref Vfase

Vneutro

Riref1

Riref2

Geração da referência de corrente

15

Rps1

Rps2Cps

Rcomp1

Rcomp2

10m

Q

Q

D

5

Vpre

Vtri2

PWM1

PWM3

Vtri1

PWM2

PWM4

Vpre

RI3

Circuito de auxílio a partida suave Modulador

Transformador

Auxiliar

Dps2

Dps1

Figura 5.2: Circuito de controle simulado.



O momento mais crıtico e que representa maior risco para o conversor e a sua inicializacao.

Esse processo e dividido em dois estagios: primeiramente, os capacitores do barramento sao

carregados atraves do resistor de pre-carga e, logo em seguida, inicia-se o processo de partida

suave do conversor.

No primeiro estagio da inicializacao, os capacitores do barramento CC sao carregados

ate o pico da tensao no primario do transformador, aproximadamente 80 V, e a corrente de

pre-carga e limitada pelo resistor Rpc. Ja no segundo estagio, a referencia da tensao e elevada

lentamente, ate o seu valor nominal.

Na figura 5.3 sao apresentadas as formas de onda simuladas e experimentais da corrente de

saıda e tensao de entrada durante a inicializacao do conversor. Percebe-se uma conformidade

entre os resultados.

0.0

20.00

40.00

60.00

80.00

100.00

120.00

0.0 1.00 2.00 3.00 4.00 5.00Time (s)

0.0

-1.00

-2.00

-3.00

1.00

2.00

3.00

4.00T

1->

T

2->

1) Io

Io

Escalas: Io= 2 A/div, Vin= 20 V/div, Tempo= 1 s/div

(b)(a)

2) Vin

Vin

Figura 5.3: Processo de inicializacao. (a) Simulacao. (b)Resultado experimental.

Quando o conversor opera como retificador, a corrente e a tensao de saıda (medidas no

ponto de conexao do conversor com a rede eletrica) devem estar em fase e com formato senoi-

dal, para garantir uma baixa distorcao harmonica da corrente de saıda e, consequentemente,

um alto fator de potencia da estrutura. Como pode ser visto na figura 5.4 e na tabela 5.1,

tanto na simulacao como na experimentacao, o fator de potencia da estrutura se aproxima

muito da unidade. Os resultados mostrados na tabela 5.1 foram calculados pelo software

“Power Measurements 3” contido no osciloscopio utilizado.



5.50 5.52 5.54 5.56 5.58 5.60Time (s)

0.0

-200.00

-400.00

200.00

400.00

T

1->

T

2->

Io

Escalas: Io= 5 A/div, Vo= 100 V/div, Tempo= 10 ms/div

VoutVout

(b)(a)

Io*10

Figura 5.4: Corrente e tensao de saıda: (a) simulacao; (b)resultado experimental.

Tabela 5.1: Analise dos resultados experimentais para a operacao como retificador.

Parametro Valor

Potencia ativa 1,077 kW

Potencia aparente 1,084 kVA

Fator de Potencia 0, 993

Vo 222,4 Vrms

Io 4,876 Arms

Vo-THD 2, 278%

Io-THD 4, 036%

A tensao entre os pontos “a” e “b” e do barramento CC podem ser visualizadas na figura

5.5. Percebe-se claramente os tres nıveis de tensao desejados, tanto no resultado simulado

quanto no experimental. A tensao de entrada esta estabilizada em 100 V com uma ondulacao

de aproximadamente 3% para os dois casos.



5.50 5.52 5.54 5.56 5.58 5.60Time (s)

0.0

-50.00

-100.00

50.00

100.00

T

1->

T2->

1) Vin

Vin

2) Vab

Vab

Escalas: Vin= 20 V/div, Vab= 50 V/div, Tempo= 10 ms/div

(b)(a)

Figura 5.5: Tensao entre os pontos “a” e “b” e de entrada: (a) simulacao; (b) resultado

experimental.

5.3 Operacao Como Inversor

Foram efetuados dois experimentos diferentes para testar a estrutura operando como

inversor transferindo potencia para a rede eletrica. O primeiro, consiste em conectar na

entrada do inversor uma fonte de alimentacao e, no segundo, o gerador de fluxo axial a ıma

permanente e acoplado atraves de um retificador trifasico a diodo ao barramento CC.

5.3.1 Com uma Fonte de Tensao Contınua na Entrada

Todas as simulacoes foram realizadas utilizando-se uma fonte de corrente contınua na

entrada do inversor, como e apresentado na figura 5.6. Ja nos ensaios, essa ultima foi sub-

stituıda pelo conjunto apresentado na figura 5.7 que e composto por uma fonte de tensao,

resistor, indutor e um diodo arranjados em serie. A indutancia utilizada tem a funcao de

filtragem da corrente de entrada, o resistor serve para que se possa fazer a conexao das duas

fontes de tensao e o diodo evita que todo o conjunto torne-se uma carga para o inversor.



10

Transformador

PrincipalLb

Vo

A

IoPWM1

PWM4

PWM2

PWM3

RedeVoutCin

Rms

V*in

V

Vin

Np Ns

RmiVhall1

Rhall1

Vfase

Vneutro

RpcVin

Vin

Vpre

Vfase

Vneutro

V

Transformador

Auxiliar

Figura 5.6: Circuito de potencia simulado para a operacao como inversor.

Cin

Lin

Vfonte

150V

10,2mH 5 /500W

Lb

NP N

S

Inversor Rede

Rin

Din

Figura 5.7: Circuito de teste para a operacao como inversor.

A figura 5.8 apresenta a tensao e a corrente de saıda para a operacao como inversor.

Percebe-se que o fluxo de potencia flui do inversor para a rede eletrica devido a defasagem

de 180o entre a corrente e a tensao de saıda.

5.50 5.52 5.54 5.56 5.58 5.60Time (s)

0.0

-200.00

-400.00

200.00

400.00

T1->

T

2->

Io

Io*10

VoutVout


(b)(a)

Figura 5.8: Corrente e tensao de saıda: (a) simulacao; (b) resultado experimental.



O baixo conteudo harmonico da corrente de saıda pode ser comprovado observando-se o

grafico da figura 5.9, onde e apresentada uma comparacao entre os resultados obtidos e os

limites estabelecidos pela norma IEEE 1547. A analise harmonica foi realizada no software

WaveStar for Oscilloscopes Version 2.8.1 do fabricante Tectronix.

0,00%

0,50%

1,00%

1,50%

2,00%

2,50%

3,00%

3,50%

4,00%

4,50%

2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31

Harmônicas

Va

lor(

%)

Valor(%)

IEEE 1547

Figura 5.9: Comparacao das harmonicas de corrente com a norma IEEE 1547.

A THD total obtida para a corrente foi de 4, 54%, como e exposto na tabela 5.2. E

importante salientar que a referencia de corrente e retirada da propria tensao de saıda que ja

tem uma THD de 2, 654%. Isso quer dizer que, a qualidade da tensao da rede eletrica onde

e conectado o inversor, influencia na corrente que o mesmo transmite. Se a referencia de

corrente for gerada internamente ao circuito de controle, a sua qualidade poderia ser melhor.

Tabela 5.2: Analise dos resultados experimentais para a operacao como inversor.

Parametro Valor

Potencia ativa -1,043 k WPotencia aparente 1,049 kVA

Vo 228,4 Vrms

Io 4,594 Arms

Vo-THD 2, 654%Io-THD 4, 54%

Projetou-se uma malha de controle adicional para se eliminar a componente media de

corrente no primario do transformador, evitando-se que ele sature. Esse compensador foi

ajustado na pratica, ja que se encontrou algumas dificuldades na simulacao do mesmo no

software PSIM. Assim, a forma de onda da figura 5.10a nao foi adquirida com esse controlador



complementar. Ja no resultado experimental, figura 5.10b, pode-se perceber a boa atuacao

do compensador de corrente media do primario do transformador.

5.50 5.52 5.54 5.56 5.58 5.60Time (s)

0.0

-50.00

-100.00

50.00

100.00

Iprim

Vprim

T1->

T

2->

Iprim

Vprim

Escalas: Iprim= 5 A/div, Vprim= 50 V/div, Tempo= 10 ms/div

(b)(a)

Figura 5.10: Corrente e tensao no primario do transformador: (a) simulacao; (b) resultadoexperimental.

Novamente, na figura 5.11, tem-se a tensao Vab e de entrada, agora para a operacao como

inversor. Percebe-se claramente os tres nıveis na tensao Vab e a ondulacao da tensao de

entrada e novamente aproximadamente 3%.

5.50 5.52 5.54 5.56 5.58 5.60Time (s)

0.0

-50.00

-100.00

50.00

100.00

T

1->

T

2->

Vin

Vin

VabVab

Escalas: Vin= 20 V/div, Vab= 50 V/div, Tempo= 10 ms/div

(b)(a)

Figura 5.11: Tensao entre os pontos “a” e “b” e de entrada: (a) simulacao; (b) resultadoexperimental.



Efetuou-se tambem a medida do rendimento de toda a estrutura para algumas condicoes

de potencia de saıda. O grafico da figura 5.12 apresenta a medida do rendimento para 20%,

40%, 60%, 80% e 100% da potencia nominal. No mesmo grafico foi tracada tambem a linha

de tendencia dos pontos medidos.

65,00%

70,00%

75,00%

80,00%

85,00%

90,00%

0,00% 20,00% 40,00% 60,00% 80,00% 100,00%

Potência (%)

Re

nd

ime

nto

(%)

Figura 5.12: Curva de rendimento.

O grafico da figura 5.13 ilustra o comportamento da THD da corrente de saıda para

3%, 25%, 50%, 85% e 100% da potencia nominal. No grafico foi tracada tambem a linha

de tendencia dos pontos medidos. Nota-se que com a reducao da potencia de saıda ha um

aumento da THD da corrente de saıda.

0

2

4

6

8

10

12

14

16

0 20 40 60 80 100

Potência (%)

TH

DI(

%)

Figura 5.13: Comportamento da THD da corrente de saıda em funcao da potencia de saıda.

5.3.2 Com o Gerador na Entrada

Foi realizado um teste conectando-se o gerador FAIP ao inversor atraves apenas de uma

ponte retificadora. Efetuou-se esse ensaio apenas para verificar a possibilidade de utilizacao

de estagio unico.



Utilizou-se uma bancada onde o gerador e conectado ao eixo de um motor de inducao o

qual tem sua rotacao controlada por um inversor de frequencia. O esquema desse conjunto

esta apresentado na figura 5.14. A tensao de saıda do gerador e retificada e aplicada na

entrada do inversor.

Cin

Lb

NP N

S

InversorRetificador

Gerador

Rede

Figura 5.14: Esquema de ligacao do gerador com o inversor.

De posse do modelo do gerador de fluxo axial a ıma permanente[30], pode-se realizar uma

simulacao do sistema motor, gerador e retificador. Esse circuito encontra-se na figura 5.15.

Os parametros da maquina utilizados na simulacao estao na tabela 5.3, e a rotacao aplicada

no gerador foi de aproximadamente 720 rpm.

Tabela 5.3: Parametros simulados do gerador de fluxo axial a ima permanente.

Parametro ValorRs (resistencia do estator) 0,9 Ω

Ld (indutancia estatorica do eixo d) 3,5 mHLq (indutancia estatorica do eixo q) 3,5 mH

V pk/krpm (constante que relaciona a rotacao e a tensao de linha de pico) 157,232 V/krpmNumero de polos 14

Momento de inercia 0,06 kg.m2

Foi previsto, nos capıtulos anteriores, que o inversor seria conectado ao gerador atraves

de um estagio CA/CC de elevacao da tensao. Como o acoplamento do inversor foi realizado

atraves somente de um retificador a diodo, a rotacao utilizada nos ensaios acabou ficando

elevada para o nıvel de potencia transferida para a rede eletrica. Se a turbina eolica estivesse

girando a 720 rpm, certamente o dispositivo de protecao contra rajadas muito fortes de vento

estaria prestes a atuar, ou seja, a mesma estaria quase estolando.

ME

Jrotor0.58

Wrpm

A

Ilinha

PMSM

AFPMSG

77

V

Vlinha

A

Iin

Vin

V

Figura 5.15: Gerador simulado.



3.90 3.925 3.95 3.975 4.00Time (s)

0.0

-200.00

-400.00

200.00

400.00

T1->

T

2->

IoIo*100

VoutVout


(b)(a)

Figura 5.16: Corrente e tensao de saıda. (a) Simulacao. (b)Resultado experimental.

Sao apresentados na figura 5.16 os resultados obtidos para a tensao e corrente de saıda do

inversor. Devido a reduzida potencia em que foi realizado o ensaio, nota-se que, a defasagem

entre as formas de onda nao e mais perfeitamente de 180o. Ainda assim, os resultados

experimentais encontram-se de acordo com a simulacao.

Na tabela 5.4 e evidenciada a queda na qualidade da corrente de saıda quando a potencia

injetada na rede e reduzida. A THD da corrente ficou em 8, 014% contra os 4, 54% obtidos

quando inversor opera com potencia nominal.

Tabela 5.4: Resultados experimentais.

Parametro Valor

Potencia ativa -276,18 WPotencia aparente 282,9 VA

Vo 224,2 Vrms

Io 1,261 Arms

Vo-THD 2, 021%Io-THD 8, 014%

A transmissao de potencia ativa para a rede eletrica inicia somente quando o pico da tensao

de linha do gerador ultrapassa o valor nominal do barramento CC do inversor, fazendo com

que a ponte retificadora a diodo comece a conduzir. Quando o retificador inicia a conducao

de corrente, a tensao de linha do gerador permanece grampeada em 100 V, ou seja, a tensao

de entrada projetada para o inversor. Esse fenomeno pode ser observado na figura 5.17 onde

tambem tem-se a corrente de linha no gerador.



3960.00 3970.00 3980.00 3990.00 4000.00Time (ms)

0.0

-50.00

-100.00

50.00

100.00

T

1->

T

2->

Ilinha

Ilinha*20Vlinha

Vlinha

Escalas: Ilinha= 2 A/div, Vlinha= 50 V/div, Tempo= 4 ms/div

(b)(a)

Figura 5.17: Corrente e tensao de linha no gerador. (a) Simulacao. (b)Resultado experimen-tal.

A comparacao entre os resultados simulados e experimentais, das formas de onda da figura

5.17, poder ser observada na tabela 5.5.

Tabela 5.5: Resultados experimentais e simulados.

Simulacao Experimental

Tensao Vlinha 77,30 Vrms 76,34 Vrms

Corrente Ilinha 2,33 Arms 2,87 Arms

Frequencia Vlinha 85,57 Hz 84,49 HzFrequencia Ilinha 85,57 Hz 84,68 Hz

5.4 Conclusao

Foram apresentados, neste capıtulo, os resultados simulados e experimentais da estrutura

em estudo, tanto para a operacao como retificador quanto para inversor transferindo potencia

para a rede eletrica. Comparando-se os resultados experimentais com a simulacao, observa-se

que esses sao bem semelhantes.

Apesar da queda da qualidade da energia transmitida pelo conversor, quando esse trans-

fere potencias reduzidas para a rede eletrica, ainda assim, a THD da corrente de saıda per-

maneceu menor que 10%, como pode ser visto anteriormente.


Capıtulo 6

Conclusao Geral

Apresentou-se neste trabalho uma metodologia de projeto de um inversor monofasico com

o objetivo de conectar-se um gerador eolico a rede eletrica.

Inicialmente, no Capıtulo 1, fez-se uma breve introducao sobre o uso da energia eolica

para a producao de energia eletrica. Estabeleceu-se tambem o objetivo principal do trabalho,

que foi o estudo, projeto e implementacao de um conversor CC/CA para conexao de um

aerogerador a rede eletrica. A estrutura escolhida ja e bem conhecida na literatura, tanto

o projeto de potencia como o de controle, pode-se ver isso nas referencias [13, 14, 15, 16].

Apesar do foco do trabalho nao ser o enquadramento do inversor em alguma norma tecnica,

abordou-se alguns topicos da norma IEEE 1547.

A analise da estrutura de potencia, juntamente com suas etapas de operacao, para mo-

dulacao PWM a dois e tres nıveis foi abordada no Capıtulo 2. Ao final desse ultimo,

determinou-se que seria utilizada a modulacao PWM a tres nıveis, pois essa apresentava

uma reduzida indutancia de saıda.

O Capıtulo 3 foi reservado para o estudo das malhas de controle do inversor monofasico

conectado a rede. Deduziram-se os modelos das malhas de controle da corrente de saıda e

tensao de entrada e, em seguida, os compensadores que seriam utilizados para cada uma

delas. O unico controlador nao estudado foi o de compensacao de corrente media no primario

do transformador, o qual foi ajustado durante os estudos experimentais do conversor.

Tendo-se realizado o projeto completo do inversor no Capıtulo 4, partiu-se para imple-

mentacao e estudos experimentais do prototipo. No Capıtulo 5 sao apresentados os resultados

experimentais juntamente com as simulacoes realizadas.

6. Conclusao Geral 102

A utilizacao de um microcontrolador como modulador PWM foi vantajoso devido a

reducao de componentes utilizados, facilidade de implementacao das protecoes, auxılio du-

rante o processo de inicializacao do inversor e facilidade na mudanca entre a modulacao PWM

a dois e tres nıveis, caso isso fosse necessario.

O aproveitamento do princıpio da modelagem do conversor boost PFC bidirecional no

inversor controlado em corrente conectado a rede revelou-se adequada. Esse fato foi percebido

quando se apresentou a estrutura operando como retificador, com alto fator de potencia, e

como inversor, transferindo potencia ativa para a rede eletrica.

O uso de um comparador para a sinalizacao do momento correto para a comutacao do

rele de pre-carga mostrou-se ser uma alternativa simples e muito eficiente, reduzindo drasti-

camente os picos de corrente durante o processo de inicializacao do inversor.

A eficiencia da metodologia de projeto elaborada, juntamente com as planilhas desenvol-

vidas neste trabalho, foi comprovada atraves das simulacoes e dos resultados experimentais

obtidos.

Apesar do uso do transformador de baixa frequencia na saıda do inversor requerer a uti-

lizacao de uma malha de controle e de um sensor de corrente adicionais, alem de aumentar

o peso e o volume da estrutura, a aplicacao desse ultimo mostrou-se ainda uma boa alterna-

tiva, pois ele prove isolacao galvanica, fazendo com o sistema fique mais seguro, e elimina a

possibilidade da injecao de corrente contınua na rede eletrica comercial.

A transferencia de potencia ativa a rede eletrica atraves da utilizacao de um inversor

monofasico foi concluıda com exito. Observa-se esse fato na forma de onda da corrente

transmitida a rede eletrica, a qual possui uma baixa distorcao harmonica e reduzidos nıveis

de harmonicas individuais, como observado nos resultados do Capıtulo 5. Isso e evidenciado

atraves da semelhanca obtida entre os resultados simulados e experimentais, salvo algumas

nao idealidades e simplificacoes adotadas na modelagem.

Os seguintes topicos sao sugeridos como temas de estudo para futuras pesquisas:

• Estudo completo da malha de controle da corrente media no transformador, para que

se possa otimizar o projeto dos compensadores dessa ultima;


6. Conclusao Geral 103

• Conectar a turbina eolica utilizando-se somente um retificador trifasico juntamente com

o inversor. Isso poderia ser feito de duas formas distintas: (1) de forma direta, como foi

apresentado no Capıtulo 5, necessitando-se apenas da reducao da tensao no barramento

CC para otimizar a potencia extraıda da turbina; (2) ou entao, implementando-se um

algoritmo de rastreamento de maxima potencia da turbina no proprio inversor, fazendo

com que este opere com uma tensao variavel na sua entrada.


Apendices

Apendice A

Planilha MathCAD Tres Nıveis

Inversor Monofásico Sincronizado Para Conexãode um Gerador Eólico a Rede Elétrica

Orientador: Prof. Ivo Barbi, Dr. Ing.

Mestrando: Mateus C. Maccarini

Florianópolis - Dezembro de 2008

Descrição:Planilha para o projeto completo de um inversor monofásico conectado a rede elétrica atravésde um transformador, controlando-se a tensão de entrada e a corrente de saída.

CinIin

Lb

NP Vo(t)NS

Q1 D1 Q3 D3

Q2 D2 Q4 D4

Figura 1: Inversor monofásico conectado a rede.

A. Planilha MathCAD Tres Nıveis 106

Dados:Entrada

Tensão média: Vin 100V:=

Freqüência de comutação: fs 20kHz:=

Ondulação relativa da tensão em 120Hz: ΔVin 0.03:=

Ondulação máxima da corrente no indutor: ΔIL 0.06:=

Saída

Tensão eficaz da rede: Vo 220V:=

Freqüência da rede: fr 60Hz:=

Potência: Po 1kW:=

Rendimento η 1:=

Tensão de pico Vop 2 Vo⋅:= Vop 311.127 V=

Corrente eficaz IoPoVo

:= Io 4.545 A=

Corrente de pico Iop 2 Io⋅:= Iop 6.428 A=

Indutor de Saída:

Primeiro escolhe-se uma relação de transformação para transformador:

nNSNP

:= n 4:=

Daí tem-se o índice de modulação nominal:

MVop

Vin n⋅:= M 0.778=

D θ( ) M sin θ( )⋅:=



0 18 36 54 72 90 108 126 144 162 1800

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1Comportamento da Razão Cíclica

Theta [°]

D(T

heta

)

Ondulação parametrizada da corrente:

ΔI θ M,( ) M sin θ( )⋅ M sin θ( )⋅( )2−:=

0 18 36 54 72 90 108 126 144 162 1800

0.025

0.05

0.075

0.1

0.13

0.15

0.18

0.2

0.23

0.25Ondulação Relativa de Corrente

Theta [°]

Del

ta In

orm



Determinação da máxima ondulação de corrente parametrizada no indutor:

alpha θ( )θΔI θ M,( )d

d

1120

2

1

2 cos θ( )⋅⋅121100

sin θ( ) cos θ( )⋅⋅−→:=

θmax alpha θ deg⋅( ) solve θ,

90

180atan

571

2

1

2 71

1

2⋅⋅

⎛⎜⎜⎝

⎞⎟⎟⎠

π⋅

180atan

571

2

1

2 71

1

2⋅⋅

⎛⎜⎜⎝

⎞⎟⎟⎠

−

⎛⎜⎜⎝

⎞⎟⎟⎠

π+

π⋅

⎡⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣

⎤⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦

→:=

ΔImax max ΔI θmax deg⋅ M,( )( ):=

ΔImax 0.25=

O valor da indutancia de saída pode ser obtida a partir da seguinte expressão:

LbΔImax Vin⋅

2ΔIL Iop⋅ n⋅ fs⋅:=

Lb 405.113 μH=

Capacitância de Entrada "Cin":Este capacitor é definido em função da ondulação de 120Hz estipulada, então:

Cincalc

2 M⋅ n⋅PoVo⋅

Poη Vin⋅

−

4 π⋅ fr⋅ ΔVin Vin⋅( )⋅:= Cincalc 4421μF=

Capacitor escolhido: EPCOS B43303-A0687 com 680uF/ 400V/ Irms=5.6A/RSE=0.25Ohms. Serão associados seis capacitores em paralelo, logo o banco todo teráuma capacitância total de:

Cin 4080μF:=

Modelo por Valores Médios Instantâneos do Inversor para Corrente deSaída:

Função de transferência do inversor para a malha de controle da corrente de saída:

HI s( )VinLb s⋅

1n⋅:=

ω1s

100s

, 1 107⋅

1s⋅..:=



Assim, os diagramas de módulo e fase da planta sem compensação, são:

10 100 1 .103 1 .104 1 .105 1 .10650

0

50

100

180

90

0

|Hi(s)|Fase Hi(s)|Hi(s)|Fase Hi(s)

Resposta em Freqüência - Hi(s)

Freqüência [Hz]

Gan

ho [d

B]

Fase

[º]

Malha de Controle da Corrente de Saída:

Diagrama de blocos da malha de controle da corrente de saída.

+

-

I

VHall1

VIcont DKPWM

KHall1

CI(s) HI(s)

3

IoVIref

Figura 2: Estrutura de controle da corrente.

Ganho do Modulador PWM:

Tensão de pico da triangular Vtri Vtri 15V:=

KPWM1

Vtri:= KPWM 0.067

1V

=



Compensador de Corrente:

RI1

+-

CI1

CI2

VIcont

RI2

VHall

VIref

Figura 3: Estrutura do compensador de corrente.

Para que se possa posteriormente "desacoplar" às dinâmicas das malhas de corrente etensão, o compensador de corrente deve ser ajustado de forma a atender a estaimposição.

Cálculo dos Parâmetros do Compensador de Corrente:

Definindo-se os seguintes parâmetros do controlador:

Ganho do sensor Hall KHall1 0.72Ω:=

Valor de um dos resistores RI1 10kΩ:=

Zero fIz 1kHz:=

Pólo 1 fIp1 0Hz:=

Pólo 2 fIp2 fs:=

Freqüência de cruzamento da FTMAI fIcfs10

:=

Os outros elementos, podem ser obtidos da seguinte forma:

Pico da corrente de referência

VIRef KHall1 Iop⋅:= VIRef 4.628 V=

Freqüência de cruzamento da FTMAI fIc 2 kHz=

Pólo 2 fIp2 20 kHz=

Ganho de faixa plana (dB)

GIfp 20 log1

KPWM HI i 2⋅ π⋅ fIc( )⋅ KHall1⋅⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

:= GIfp 12.552=



Componentes de CI(s):

RI2 RI1 10

GIfp

20⋅:= RI2 42.423 kΩ=

CI11

2 π⋅ fIz⋅ RI2⋅:= CI1 3.752 nF=

CI21

2 π⋅ RI2⋅ fIp2 fIz−( )⋅:= CI2 197.452 pF=

Função de Transferência do Compensador CI(s)

CI s( )RI2 CI1⋅ s⋅ 1+

RI1 CI1 CI2+( )⋅ s⋅ 1 sRI2 CI1⋅ CI2⋅

CI1 CI2+⋅+

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

⋅

:=

100 1 .103 1 .104 1 .105 1 .10620

0

20

40

150

100

50

0

|Ci(s)|Fase Ci(s)|Ci(s)|Fase Ci(s)

Resposta em Freqüência - Ci(s)

Freqüência [Hz]

Gan

ho [d

B]

Fase

[º]



Devido a presença de offset na referência de corrente durante o processo de inicializaçãodo inversor, ocorria saturação do compensador de corrente. Desta forma, adicionou-se oresistor RI3 para resolver este problema. Este último tem a função de deslocar o pólo daorigem do compensador, limitando o ganho em baixas freqüências. Tem-se na figura 3 aestrutura do novo compensador.

RI1

+-

CI1

CI2

VIcont

RI2

VHall

VIref

RI3

Figura 4: Estrutura do compensador de corrente com pólo deslocado da origem.

Substituindo-se os valores comerciais dos componentes, valores dos componentesforam ajustados de forma que a freqüência de cruzamento fosse a desejada:

RI1c 10kΩ:=

RI2c 39kΩ:=

CI1c 5.6nF:=

CI2c 280pF:=

RI3c 560kΩ:=

Função de Transferência do Compensador CI(s)

CIc s( )RI3c RI2c CI1c⋅ s⋅ 1+( )⋅

RI1c RI2c CI1c⋅ s⋅ 1+( ) RI3c CI2c⋅ s⋅ 1+( )⋅ RI3c CI1c⋅ s⋅+⎡⎣ ⎤⎦⋅:=



1 10 100 1 .103 1 .104 1 .105 1 .10620

0

20

40

60

80

100

150

100

50

0


Resposta em Freqüência - Cic(s)

Freqüência [Hz]

Gan

ho [d

B]

Fase

[º]

Função de Transferência de Malha Aberta "FTMAI":

Para que se possa analisar o efeito do controlador de corrente na estrutura, serátraçada a reposta em freqüência da FTMA para esta malha. Do diagrma de blocoscontido na figura 2.

FTMAI s( ) CIc s( ) KPWM⋅ HI s( )⋅ KHall1⋅:=

1 10 100 1 .103 1 .104 1 .10560

40

20

0

20

40

60

80

100

150

100

50

0

|FTMAi(s)|Fase FTMAi|FTMAi(s)|Fase FTMAi

Resposta em Freqüência - FTMAi(s)

Freqüência [Hz]

Gan

ho [d

B]

Fase

[º]



Margem de fase MgfI 180arg FTMAI 2 π⋅ fIc⋅ i⋅( )( )

deg+:= MgfI 64.275=

Dos diagramas de módulo e fase da FTMAI(s), concluí-se que o sistema de controleserá estável em malha fechada.

Malha de Controle da Tensão:

Dado o ajuste da malha de corrente esta apresenta-se dinâmicamente "desacoplada" datensão. Disto, resulta a estrutura básica de controle da tensão média da saída doconversor pode ser apresentada na forma da figura 4.

+

-VVref

V

Vin*

VVcont IopVinFTMFI(s)

KMv

CV(s) HV(s)

3

Figura 5: Estrutura de controle da tensão.

Modelo por Valores Médios do Conversor Boost em CCM paraTensão:

Função de transferência do inversor para a malha de controle da tensão de entrada:

HV s( )M n⋅

2Cin s⋅:= w

0.1s

0.2s

,1 104⋅

s..:=

Assim, os diagramas de módulo e fase da planta sem compensação, são:

0.1 1 10 100 1 .10320

0

20

40

60

180

90

0

|Hv(s)|Fase Hv(s)|Hv(s)|Fase Hv(s)

Resposta em Freqüência - |Hv(s)|

Freqüência [Hz]

Gan

ho [d

B]

Fase

[º]



Ganho do Medidor:

A leitura da tensão de saída será feita através de um divisor resistivo, cuja estruturaestá apresentada na figura 5, tal o arranjo confere ao medidor o ganho K Mv

Ganho do medidor KMv 0.032:=

Arbitra-se RMi 2.1kΩ:=

RMs RMi1 KMv−

KMv

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

⋅:= RMs 63.525 kΩ=

RMi

RMsVO’

VO

Figura 6: Estrutura do medidor de tensão.

Ganho da FTMFI(s):Compensador de Corrente

FTMFI s( )CI s( ) KPWM⋅ HI s( )⋅

1 CI s( ) KPWM⋅ HI s( )⋅ KHall1⋅+:=

KCI1

KHall1:= KCI 1.389

1Ω

=

Compensador de Tensão:

RV1

+-

CV1

CV2

VVcont

RV2

V*in

VVref

Figura 7: Estrutura do compensador de corrente.



Para que se possa posteriormente "desacoplar" às dinâmicas das malhas de corrente etensão, o compensador de tensão deve ser ajustado de forma a atender a esta imposição

Cálculo dos Parâmetros do Compensador de Tensão:

Definindo-se os seguintes parâmetros do controlador:

Ganho do sensor de tensão KMv 0.032=

Valor de um dos resistores RV1 220kΩ:=

Zero fVz 0.5Hz:=

Pólo 1 fVp1 0Hz:=

Pólo 2 fVp2 35Hz:=

Freqüência de cruzamento da FTMAV fVc 2Hz:=

Os outros elementos, podem ser obtidos da seguinte forma:

Tensão de referência:

VVref KMv Vin⋅:= VVref 3.2V=

Ganho de faixa plana (dB):

GVfp 20 log1

KMv HV i 2⋅ π⋅ fVc( )⋅ KCI⋅⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

⋅:= GVfp 2.597−=

Componentes de CV(s):

RV2 RV1 10

GVfp

20⋅:= RV2 163.143 kΩ=

CV11

2 π⋅ fVz⋅ RV2⋅:= CV1 1.951 μF=

CV21

2 π⋅ RV2⋅ fVp2 fVz−( )⋅:= CV2 28.277 nF=

Função de Trnasferência do Compensador CV(s)

CV s( )RV2 CV1⋅ s⋅ 1+

RV1 CV1 CV2+( )⋅ s⋅ 1 sRV2 CV1⋅ CV2⋅

CV1 CV2+⋅+

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

⋅

:=



0.1 1 10 100 1 .10340

13.33

13.33

40

150

100

50

0

|Cv(s)|Fase Cv(s)|Cv(s)|Fase Cv(s)

Resposta em Freqüência - Cv(s)

Freqüência [Hz]

Gan

ho [d

B]

Fase

[º]

Substituindo-se os valores comerciais dos componentes:

RV1c 220kΩ:=

RV2c 180kΩ:=

CV1c 2μF:=

CV2c 39nF:=

Função de Transferência do Compensador CV(s)

CVc s( )RV2c CV1c⋅ s⋅ 1+

RV1c CV1c CV2c+( )⋅ s⋅ 1 sRV2c CV1c⋅ CV2c⋅

CV1c CV2c+⋅+

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

⋅

:=



0.1 1 10 10010

5

0

5

10

150

100

50

0


Resposta em Freqüência - Cvc(s)

Freqüência [Hz]

Gan

ho [d

B]

Fase

[º]

Função de Transferência de Malha Aberta "FTMAV":

Para que se possa analisar o efeito do controlador de tensão na estrutura, será traçadaa resposta em freqüência de FTMA para esta malha. Do diagrama de blocos contidona figura 4.

FTMAV s( ) CVc s( ) KCI⋅ HV s( )⋅ KMv⋅:=

0.1 1 10 10040

20

0

20

40

60

180

160

140

120

100

|FTMAv(s)|Fase FTMAv(s)|FTMAv(s)|Fase FTMAv(s)

Resposta em Freqüência - FTMAv(s)

Freqüência [Hz]

Gan

ho [d

B]

Fase

[º]



Margem de fase MgfV 180arg FTMAV 2 π⋅ fVc⋅ i⋅( )( )

deg+:= MgfV 72.59=

Dos diagramas de módulo e fase da FTMAV(s), concluí-se que o sistema de controleserá estável em malha fechada.Dentro da faixa de freqüência de operação, os dois compensadores apresentaram omesmo comportamento.

Link Entre MatCAD e PSIM:

Matriz das Resitências: Matriz das Tensões:

MV

"Vop="

"Vsrr="

"VVref="

"Vin="

"VIref"

Vop

Vtri

VVref

Vin

VIRef

⎛⎜⎜⎜⎜⎜⎜⎜⎝

⎞⎟⎟⎟⎟⎟⎟⎟⎠

:=MR

"Khall="

"Rms="

"Rmi="

"RI1="

"RI2="

"RV1="

"RV2="

KHall1

RMs

RMi

RI1

RI2

RV1

RV2

⎛⎜⎜⎜⎜⎜⎜⎜⎜⎜⎜⎝

⎞⎟⎟⎟⎟⎟⎟⎟⎟⎟⎟⎠

:=

Matriz das Indutâncias:

ML "Lb=" Lb( ):=Matriz das Capacitâncias:

Matriz das Freqüências:

Mf"fr="

"fs="

fr

fs

⎛⎜⎜⎝

⎞⎟⎟⎠

:=MC

"Cin="

"CI1="

"CI2="

"CV1="

"CV2="

Cin

CI1

CI2

CV1

CV2

⎛⎜⎜⎜⎜⎜⎜⎜⎝

⎞⎟⎟⎟⎟⎟⎟⎟⎠

:=

Matriz Relação de Transformação:

Mrt "rt=" n( ):=

Matriz da Potência de Entrada:

MP "Pin="Poη

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

:=

.\Inversor_R.tx

MR

...\Inversor_C.txt

MC

...\Inversor_L.txt

ML

...\Inversor_P.txt

MP

...\Inversor_f.txt

Mf

...\Inversor_V.txt

MV

...\Inversor_rt.txt

Mrt


Apendice B

Ensaios Realizados no

Transformador

IN E P Ensaio de Transformadores Monofásicos

Orientador: Prof. Ivo Barbi, Dr. Ing.

Mestrando: Mateus C. Maccarini

Florianópolis - Junho de 2008

Descrição:Ensaio de transformadores monofásicos. O ensaio em vazio é feito de acordo com a figura 1.O ensaio em curto-circuito é feito de acordo com a figura 2.

Varivolt

Amperímetro

Voltímetro

Wattímetro

Trafo 1fFonte

X1

X2

H1

H2

Figura 1: Ensaio a vazio.

Varivolt

Amperímetro

Voltímetro

Wattímetro

Trafo 1fFonte

X1

X2

H1

H2

Figura 2: Ensaio em curto-circuito.

B. Ensaios Realizados no Transformador 121

1) Dados do Transformador

Sn 1000W:=Potência nominalVp 55V:=Tensão primária nominal (lado de baixa tensão)Vs 220V:=Tensão secundária nominal (lado de alta tensão)

2) Ensaio em vazio (Realizado no Lado de BT)

Dados do ensaio:

a) Corrente primária em vazio IPv 1.6A:=

b) Potência medida no wattímetro Wv 15W:=

c) Tensão Medida no lado de alta tensão VAT 223.8V:=

d) Tensão Medida no lado de baixa tensão (alimetnação do ensaio) VBT 57.5V:=

e) Temperatura medida no núcleo a vazio (°C) TNucV 46.6:=

f) Temperatura medida na bobina a vazio (°C) TBobV 33.9:=

g) Temperatura ambiente aproximada (°C) Ta 25:=

Cálculos dos Parâmetros

Relação de transformação nominal(do transformador ideal)

KnVsVp

:= Kn 4=

Relação de transformação KrVATVBT

:= Kr 3.892=

Corrente secundária a vazio ISvIPvKr

:= ISv 0.411 A=

Fator de deslocamento cosφWv

VBT IPv⋅:= cosφ 0.163=

φ acos cosφ( ) 180π

⋅:= φ 80.616=



Corrente ativa IopWvVBT

:= Iop 0.261 A=

Corrente reativa Ioq IPv2 Iop

2−:= Ioq 1.579 A=

Impedância magnetizante ZmVBTIPv

:= Zm 35.938 Ω=

Resistência do ramo magnetizanteno lado de baixa

RmpWv

Iop2

:= Rmp 220.417 Ω=

Reatância do ramo magnetizanteno lado de baixa

Xmp jVBTIoq

:= Xmp 36.425i Ω=

Indutância do ramo magnetizanteno lado de baixa

LmpXmp

j 2⋅ π⋅ 60⋅ Hz:= Lmp 0.097 H=

Corrente magnetizante percentual Io%IPvSn

VBT

:= Io% 9.2%=

3) Ensaio em Curto-Circuito (Realizado no Lado de AT)

Dados do ensaio:

a) Corrente do ensaio de CC IsCC 4.5A:=

b) Tensão do ensaio de CC VsCC 6.59V:=

c) Potência medida no wattímetro WCC 15W:=

d) Temperatura da bobina no ensaio (°C) TBobCC 56.5:=

e) Temperatura da bobina no ensaio (°C) TNucCC 42.1:=

f) Temperatura nominal de trabalho do transformador (°C) Tθ 100:=



Cálculos dos Parâmetros

Fator de correção das resistências dos enrolamentos:

FCR 1 0.0039 Tθ TBobCC−( )⋅+:= FCR 1.17=

Corrente nominal secundária: InSnVs

:= In 4.545 A=

Tensão de curto-circuito nominal VsCC_nVsCC In⋅

IsCC:= VsCC_n 6.66 V=

Potência de curto-circuito nominal WCC_nIn

2

IsCC2

WCC⋅:= WCC_n 15 W=

Relação percentual de tensão de curto-circuito

VsCC%VsCCVAT

:= VsCC% 2.945 %=

Resistência percentual R%WCC_n

Sn:= R% 1.53 %=

Impedância percentual Z%VsCC_n

VAT:= Z% 2.974 %=

Reatância percentual X% Z%2 R%

2−:= X% 2.55 %=

Resistência do enrolamento secundário RseWCC

2IsCC2

:= Rse 0.37 Ω=

Resistência do enrolamento secundário com correção pela temperatura

Rs Rse FCR⋅:= Rs 0.433 Ω=

Potencia aparente do ensaio de CC SCC IsCC VsCC⋅:= SCC 29.655 W=

Potência reativa do ensaio de CC QCC SCC2 WCC

2−:= QCC 25.58 W=



Reatância indutiva do enrolamento secundário Xs jQCC

2 IsCC2

⋅:= Xs 0.632i Ω=

4) Para o Transformador Ensaiado Tem-se os SeguintesParâmetros:

Resistência do enrolamento secundário (alta tensão)

rs Rs:= rs 0.433 Ω=

Reatância indutiva do enrolamento secundário (alta tensão)

xs Xs:= xs 0.632i Ω=

Indutancia de dispersão enrolamento secundário (alta tensão)

lsxs

j 2⋅ π⋅ 60⋅ Hz:= ls 1.675 mH=

Resistência do ramo magnetizante do enrolamento secundário (alta tensão)

Rm Rmp Kr2

⋅:= Rm 3.339 kΩ=

Reatância do ramo magnetizante enrolamento secundário (alta tensão)

Xm Xmp Kr2

⋅:= Xm 551.802iΩ=

Indutância do ramo magnetizante enrolamento secundário (alta tensão)

LmXm

j 2⋅ π⋅ 60⋅ Hz:= Lm 1.464 H=

Resistência do enrolamento primário (baixa tensão)

rpRs

Kr2

:= rp 0.029 Ω=

Reatância indutiva do enrolamento primário (baixa tensão)

xpXs

Kr2

:= xp 0.042i Ω=



r

Indutancia de dispersão enrolamento primário (baixa tensão)

lpxp

j 2⋅ π⋅ 60⋅ Hz:= lp 110.601 μH=

Resistência do ramo magnetizante do enrolamento primário (baixa tensão)

Rmp 0.22 kΩ=

Reatância do ramo magnetizante enrolamento primário (baixa tensão)

Xmp 36.425i Ω=

Indutância do ramo magnetizante enrolamento primário (baixa tensão)

Lmp 96.62 mH=

Rendimento:

ηSn

Sn Wv+ WCC FCR⋅+:= η 96.848 %=


Apendice C

Projeto Fısico do Indutor

IN E P Projeto Físico do Indutor de Saída do Inversor 3Níveis

Orientador: Ivo Barbi, Dr. Ing.

Mestrando: Mateus C. Maccarini, Eng.

Florianópolis - Junho de 2008

Especificações:Indutância desejada Lb 185μH:=

Frequência de Comutação fs 20kHz:=

Corrente eficaz no Indutor ILef 20A:=

ΔIfs 6%:=Ondulação de corrente em alta freqüênciafr 60Hz:=Freqüência de saída do inversor

Freqüência no Indutor fL 2 fs⋅:= fL 40 kHz=

Corrente de Pico no Indutor ILp 2 ILef⋅ 1 ΔIfs+( )⋅:= ILp 29.981 A=

Projeto Físico do Indutor:

Indução Máxima Bmax 0.4T:=

Máxima densidade de corrente no condutor Jmax 500A

cm2:=

Fator de ocupação kw 0.7:=

C. Projeto Fısico do Indutor 127

Permeabilidade do ar μo 4 π⋅ 10 7−⋅

Hm

:=

AeAwLb ILp⋅ ILef⋅

Bmax Jmax⋅ kw⋅:= AeAw 7.924 cm4

=

Núcleo escolhido: E-65/33/26

Área da seção transversal do núcleo: Aen 532mm2:=

Área da janela do carretel: Aw 370mm2:=

Volume do núcleo: Vnucleon 78200mm3:=

Comprimento médio de uma espira: ltn 148mm:=

Caminho Magnético le 147mm:=

Coeficientes por perdas parasitas: Kf 4 10 10−⋅ s2:=

Coeficientes por perdas por histerese: Kh 4 10 5− s⋅:=

Para Núcleos em Paralelo:

Número de Núcleos em Paralelo Nn 0:=

Área da seção transversal efetiva Ae Nn 1+( ) Aen⋅:= Ae 532 mm2=

Volume do núcleo efetivo Vnucleo Nn 1+( ) Vnucleon⋅:= Vnucleo 78200 mm3=

Comprimento médio de uma efetivo espira: lt ltn Nn

ltn2

⋅+:= lt 148 mm=

Número de espiras:

Ne ceilLb ILp⋅

Bmax Ae⋅

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

:= Ne 27=

Entreferro:

lentreferroNe2

μo⋅ Ae⋅

Lb:= lentreferro 0.263 cm=

lpernalentreferro

2:= lperna 0.132 cm=



Bitolas dos Condutores:

Profundidade de penetração Δ7.5 cm⋅

fL s⋅:= Δ 0.0375 cm=

Diâmetro Necessário para Evitar o efeito skin dmax 2 Δ⋅:= dmax 0.075 cm=

Máxima bitola para se evitar o efeito skin SCsk π Δ2

⋅:= SCsk 0.004418 cm2=

Bitola escolhida: AWG21 SAWG21 0.004105cm2:=

Área do condutor com isolação SAWG21isol 0.005004cm:=

Secção do Condutor SCILefJmax

:= SC 0.04 cm2=

Número de Condutores emparalelo ncond ceil

SCSAWG21

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

:= ncond 10=

Possibilidade de execução:

AwminNe ncond⋅ SAWG21isol⋅

kw:= Awmin 1.93 cm2

=

AwminAw

0.522=

Comprimento do chicote lch lt Ne⋅:= lch 3.996 m=

Cálculo Térmico:

Condutividade do fio ρAWG21 0.000561Ω

cm:=

Resistência do enrolamento

RbobρAWG21 lch⋅

ncond:= Rbob 0.022 Ω=

Potência dissipada no cobre

Pcobre Rbob ILef2

⋅:= Pcobre 8.967 W=



Perdas magnéticas de baixa freqüência

Pnucleofr 2Bmax

T⋅

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

2.4

Kh fr⋅ Kf fr2

⋅+⎛⎝

⎞⎠⋅ Vnucleo⋅

W

cm3⋅:= Pnucleofr 0.11W=

Perdas magnéticas devido a alta freqüência

ΔBfsLb ΔIfs⋅ ILp⋅

Ne Ae⋅:= ΔBfs 0.023T=

PnucleofsΔBfs

T

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

2.4

Kh fL⋅ Kf fL2

⋅+⎛⎝

⎞⎠⋅ Vnucleo⋅

W

cm3⋅:= Pnucleofs 0.021W=

Perdas magnéticas totais no núcleo

Pnucleo Pnucleofr Pnucleofs+:= Pnucleo 0.131W=

Resistência térmica do núcleo

Rnucleo 23 AeAw

cm4⋅⎛

⎜⎝

⎞⎟⎠

0.37−⋅

KW⋅:= Rnucleo 7.637

KW

=

Elevação de temperatura:

ΔT Pcobre Pnucleo+( ) Rnucleo⋅:= ΔT 69.477 K=

Medições Realizadas no Indutor Construído:

Valor da indutância para 40kHz Lm 214.9μH:=

Valor da resistência da bobina para 40kHz Rm 0.5204Ω:=


Apendice D

Codigo Fonte

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* MODULAC~AO PWM SENOIDAL 3 NIVEIS *

;* MATEUS COSTA MACCARINI *

;* INEP - INSTITUTO DE LETRONICA DE POTENCIA *

;* VERS~AO: 1.0 DATA: 16/06/08 *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* MODULAC~AO PWM SENOIDAL 3 NIVEIS *

;*-----------------------------------------------------------------*

;* PIC18F4431 *

;* ESPECIFICAC~OES: *

;* F(PWM) = 20kHz *

;* F(SAIDA) = 60Hz *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* ARQUIVOS DE DEFINIC~OES *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

#INCLUDE <P18F4431.INC> ;ARQUIVO PADR~AO MICROCHIP PARA 18F4431A

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* PAGINAC~AO DE MEMORIA *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;DEFINIC~AO DE COMANDOS DE USUARIO PARA ALTERAC~AO DA PAGINA DE

;MEMORIA

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* VETOR DE RESET *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

ORG 0x00 ;ENDERECO INICIAL DE PROCESSAMENTO

GOTO INICIO

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* VETOR DAS INTERRUPC~OES *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

ORG 0x08 ;VETOR DA INTERRUPCAO DE ALTA

GOTO ALTA_PRIORIDADE ;PRIORIDADE

ORG 0x18 ;VETOR DA INTERRUPCAO DE BAIXA

GOTO BAIXA_PRIORIDADE ;PRIORIDADE

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* VARIAVEIS *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

D. Codigo Fonte 131

; DEFINIC~AO DOS NOMES E ENDERECOS DE TODAS AS VARIAVEIS UTILIZADAS

; PELO SISTEMA

CBLOCK 0x80 ;ENDERECO INICIAL DA MEMORIA DE

; ;USUARIO

TEMPO ;USO GERAL

W_TEMP ;REGISTRADORES TEMPORARIOS PARA USO

STATUS_TEMP ;JUNTO AS INTERRUPC~OES

BSR_TEMP

;

AH,AL ;REGISTRADORES TEMPORARIOS PARA AS MACROS

BH,BL ;DE SUBTRAC~AO E ADIC~AO DE 16 BITS

RH,RL

;

ADRESH_TEMP ;REGISTRADORES TEMPORARIOS

ADRESL_TEMP ;PARA O RESULTADO DO A/D

;

FILTRO_INT ;FILTRO PARA RUIDOS

;

;ENDERECO DAS CONSTANTES DO SISTEMA.

;ARMAZENA-SE AS CONSTANTES EM ENDERECOS

DCL_MAX ;ENDERECO DA MAXIMA RAZ~AO CICLICA

DCH_MAX

DCL_MIN ;ENDERECO DA MAXIMA RAZ~AO CICLICA

DCH_MIN

;

DCH_ALTO ;REGISTRADORES PARA A RAZ~AO CICLICA

DCL_ALTO

DCH_BAIXO

DCL_BAIXO

;

ENDC ;FIM DO BLOCO DE MEMORIA

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* FLAGS INTERNOS *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

; DEFINIC~AO DE TODOS OS FLAGS UTILIZADOS PELO SISTEMA

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* CONSTANTES *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

; DEFINIC~AO DE TODAS AS CONSTANTES UTILIZADAS PELO SISTEMA

DELAY_PV EQU 0X000F ;ATRASO NA PROTEC~AO DE

;SOBRE-TENS~AO

FILTRO EQU .20 ;FILTRO P/ EVITAR RUIDOS NAS

;INTERRUPC~OES

Vseg EQU 0X00FE ;TENS~AO DE SEGURANCA (40V)

D_MAX EQU 0X03E6 ;RAZ~AO CICLICA MAXIMA

D_MIN EQU 0X0001 ;RAZ~AO CICLICA MINIMA

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* ENTRADAS *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

; DEFINIC~AO DE TODOS OS PINOS QUE SER~AO UTILIZADOS COMO ENTRADA

; RECOMENDAMOS TAMBEM COMENTAR O SIGNIFICADO DE SEUS ESTADOS (0 E 1)

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* SAIDAS *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

; DEFINIC~AO DE TODOS OS PINOS QUE SER~AO UTILIZADOS COMO SAIDA

; RECOMENDAMOS TAMBEM COMENTAR O SIGNIFICADO DE SEUS ESTADOS (0 E 1)

; DEFINIC~AO DO PINO 0 SAIDA

#DEFINE SINCRO PORTA,0 ;ENTRADA DE SINCRONISMO


D. Codigo Fonte 132

#DEFINE LEDAM PORTA,1 ;LED AMARELO (0=APAGADO, 1=ACESO)

#DEFINE LEDVD PORTA,2 ;LED VERDE (0=APAGADO, 1=ACESO)

#DEFINE P_SUAVE PORTA,3 ;FLAG QUE INDICA QUANDO DEVE

;INICIALIZAR A PARTIDA SUAVE

#DEFINE LEDVM PORTC,6 ;LED VERMELHO

;(0=APAGADO, 1=ACESO)

#DEFINE RELE PORTD,1 ;RELE DE PRE-CARGA

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* MACROS *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

; DEFINICAO DAS MACROS UTILIZADAS PELO SISTEMA

; MACRO DE ADICAO 16bits - A + B = R

ADD16 MACRO AH,AL,BH,BL

BCF STATUS,C

MOVF BL,0 ;MOVE BL PARA W

ADDWFC AL ;SOMA AL COM W E ARMAZENA EM AL

MOVF BH,0 ;MOVE BH PARA W

ADDWFC AH ;SOMA AH COM W E ARMAZENA EM AH

MOVFF AH,RH ;MOVE AH PARA RH

MOVFF AL,RL ;MOVE AL PARA RL

ENDM

;

; MACRO DE SUBTRACAO 16bits - A - B = R

SUB16 MACRO AH,AL,BH,BL

MOVF BL,0 ;MOVE BL PARA W

SUBWF AL ;SUBTRAI AL DE W E ARMAZENA

MOVF BH,0 ;MOVE BH PARA W

BTFSS STATUS,C ;SE N~AO HOUVE BORROW PULA

;EM AL LINHA

INCFSZ BH,W ;INCREMENTA UMA UNIDADE O

;VALOR DE BH.O RESULTADO E

;ARMAZENADO EM W. SE O RESULTADO

;FOR ZERO A PROXIMA LINHA

;E PULADA

SUBWF AH ;SUBTRAI AH DE W E ARMAZENA EM AH

MOVFF AH,RH ;MOVE AH PARA RH

MOVFF AL,RL ;MOVE AL PARA RL

ENDM

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* INTERRUPC~AO DE ALTA PRIORIDADE *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

; ENDERECO DE DESVIO DAS INTERRUPC~OES. A PRIMEIRA TAREFA E SALVAR OS

; VALORES DE "W" E "STATUS" PARA RECUPERAC~AO FUTURA

ALTA_PRIORIDADE

;SALVA_CONTEXTO

MOVWF W_TEMP ;COPIA W PARA W_TEMP

MOVFF STATUS,STATUS_TEMP ;COPIA STATUS PARA STATUS_TEMP

MOVFF BSR,BSR_TEMP ;COPIA BSR PARA BSR_TEMP

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* TESTA QUAL INTERRUPC~AO ALTA FOI SOLICITADA *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;TESTA O FLAG DAS INTERRUPC~OES PARA SABER PARA QUAL ROTINA DESVIAR

BTFSC INTCON,INT0IF ;N~AO. FOI SOBRE-TENS~AO(INT0)?

GOTO SOBRETENSAO ;SIM, VAI PARA INTERRUPC~AO INT0

;

BTFSC INTCON3,INT1IF ;N~AO. FOI ERRO DO BRACO 1(INT1)?

GOTO ERRO1 ;SIM, VAI PARA INTERRUPC~AO INT1

;

BTFSC INTCON3,INT2IF ;N~AO. FOI ERRO DO BRACO 2(INT2)?


D. Codigo Fonte 133

GOTO ERRO2 ;SIM, VAI PARA INTERRUPC~AO INT2

GOTO SAI_INT ;N~AO, SAI DA INTERRUPC~AO

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* INTERRUPC~AO DE BAIXA PRIORIDADE *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

; ENDERECO DE DESVIO DAS INTERRUPC~OES. A PRIMEIRA TAREFA E SALVAR OS

; VALORES DE "W" E "STATUS" PARA RECUPERAC~AO FUTURA

BAIXA_PRIORIDADE

;SALVA_CONTEXTO

MOVWF W_TEMP ;COPIA W PARA W_TEMP

MOVFF STATUS,STATUS_TEMP ;COPIA STATUS PARA STATUS_TEMP

MOVFF BSR,BSR_TEMP ;COPIA BSR PARA BSR_TEMP

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* TESTA QUAL INTERRUPC~AO BAIXA FOI SOLICITADA *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;TESTA O FLAG DAS INTERRUPC~OES PARA SABER PARA QUAL ROTINA DESVIAR

BTFSC PIR3,PTIF ;FOI INTERRUPC~AO DO PWM?

GOTO INT_PWM ;SIM, VAI P/ INTERRUPC~AO DO PWM

GOTO SAI_INT ;N~AO, SAI DA INTERRUPC~AO

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* ROTINA DE SAIDA DA INTERRUPC~AO *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

; OS VALORES DE "W" E "STATUS" DEVEM SER RECUPERADOS ANTES DE

; RETORNAR DA INTERRUPC~AO

SAI_INT

MOVFF BSR_TEMP,BSR ;COPIA BSR_TEMP PARA BSR

MOVFF STATUS_TEMP,STATUS ;COPIA STATUS_TEMP P/ STATUS

MOVF W_TEMP,W ;COPIA W_TEMP PARA W

RETFIE ;RETORNA DA INTERRUPC~AO

;

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* ROTINA DE INTERRUPC~AO *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

; AQUI SERA ESCRITA AS ROTINAS DE RECONHECIMENTO E TRATAMENTO DAS

; INTERRUPC~OES

INT_PWM

MOVLW LOW(D_MAX)

MOVWF DCL_MAX ;MAXIMA RAZ~AO CICLICA

MOVLW HIGH(D_MAX)

MOVWF DCH_MAX ;MAXIMA RAZ~AO CICLICA

MOVLW LOW(D_MIN)

MOVWF DCL_MIN ;MINIMA RAZ~AO CICLICA

MOVLW HIGH(D_MIN)

MOVWF DCH_MIN ;MINIMA RAZ~AO CICLICA

;

BCF PIR3,PTIF ;LIMPA FLAG DE INTERRUPC~AO DO PWM

;

BSF ADCON0,1 ;COMECA CONVERSAO A/D

BTFSC ADCON0,1 ;CONVESAO CONCLUIDA?

GOTO $-1 ;NAO

;SIM

MOVFF ADRESH,ADRESH_TEMP ;RESULTADO DA CONVERSAO A/D

MOVFF ADRESL,ADRESL_TEMP ;EM REGISTRADORES TEMPORARIOS

CALL TESTE_DC_MAXIMO ;TESTA SE A RAZ~AO CICLICA E MAXIMA

CALL TESTE_DC_MINIMO ;TESTA SE A RAZ~AO CICLICA E MINIMA

MOVFF ADRESH_TEMP,DCH_ALTO

MOVFF ADRESL_TEMP,DCL_ALTO

;

SUB16 DCH_MAX,DCL_MAX,ADRESH_TEMP,ADRESL_TEMP

;CHAMA ’SUB16’ MACRO COM


D. Codigo Fonte 134

;’DCH_MAX’, ’DCL_MAX’, ’DCH_ALTO’ E

;’DCL_ALTO’ ATRIBUIDOS PARA

;’AH’, ’AL’, ’BH’ E ’BL’

;RESPECTIVAMENTE.

;O RESULTADO ESTARA EM ’RH’ E ’RL’.

MOVFF RL,DCL_BAIXO ;E ARMAZENADO EM RH E RL EM

;DCH_BAIXO E DCL_BAIXO

MOVFF RH,DCH_BAIXO

CALL ATUALIZA_RAZAO ;ATUALIZA A RAZ~AO CICLICA

;

GOTO SAI_INT ;SAI DA INTERRUPC~AO

;

SOBRETENSAO ;INTERRUPC~AO DE SOBRETENS~AO NO

;BARRAMENTO CC (INT0)

BCF INTCON,INT0IF ;LIMPA FLAG DE INTERRUPC~AO DO INT0

;

FILTRO_SOB

BTFSC PORTC,3 ;TESTA SE PORTC<3> AINDA E 0

GOTO SAI_INT ;SE FOR 1 = RUIDO, RETORNA

DECFSZ FILTRO_INT ;FIM DO FILTRO? (RUIDO?)

GOTO FILTRO_SOB ;N~AO, VOLTA P/ FILTRO_SOB

;SIM

;

BCF INTCON,7 ;DESABILITADA INTERRUPC~OES GLOBAIS<7>(0)

MOVLW B’00110011’ ;HABILITA PWM MODO INDEPENDENTE

MOVWF PWMCON0

CLRF PDC0H ;ZERA RAZAO CICLICA PARA TODAS AS

;SAIDAS PWM

CLRF PDC0L

CLRF PDC1H

CLRF PDC1L

BCF RELE ;ABRE RELE DE PRE-CARGA

;

BCF LEDVM ;APAGA LED VERMELHO

BCF LEDAM ;APAGA LED AMRELO

BCF LEDVD ;APAGA LED VERDE

;

PISCA_VM ;PISCA O LED VERMELHO COM INTERVALOS

;DE 0.5 SEGUNDO

BTG LEDVM

CALL DELAY_0.5SEG

GOTO PISCA_VM ;PS: LOOP INFINITO! O SISTEMA DEVE

;SER RELIGADO

ERRO1 ;INTERRUPC~AO DE ERRO NO BRACO 1 (INT1)

BCF INTCON3,INT1IF ;LIMPA FLAG DE INTERRUPC~AO DO INT1

;

FILTRO_ER1




GOTO FILTRO_ER1 ;N~AO, VOLTA P/ FILTRO_ER1

;SIM

;



MOVWF PWMCON0


CLRF PDC0L ;SAIDAS PWM

CLRF PDC1H

CLRF PDC1L


;


D. Codigo Fonte 135




;

PISCA_AM ;PISCA O LED AMARELO COM INTERVALOS

;DE 0.5 SEGUNDO

BTG LEDAM

CALL DELAY_0.5SEG

GOTO PISCA_AM ;PS: LOOP INFINITO! O SISTEMA DEVE

;SER RELIGADO

ERRO2 ;INTERRUPC~AO DE ERRO NO BRACO 2 (INT2)

BCF INTCON3,INT2IF ;LIMPA FLAG DE INTERRUPC~AO DO INT2

;

FILTRO_ER2




GOTO FILTRO_ER2 ;N~AO, VOLTA P/ FILTRO_ER2

;SIM

;



MOVWF PWMCON0


CLRF PDC0L ;SAIDAS PWM

CLRF PDC1H

CLRF PDC1L


;




;

PISCA_VD ;PISCA O LED VERDE COM INTERVALOS

;DE 0.5 SEGUNDO

BTG LEDVD

CALL DELAY_0.5SEG

GOTO PISCA_VD ;PS: LOOP INFINITO! O SISTEMA DEVE

;SER RELIGADO

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* ROTINAS E SUBROTINAS *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

; CADA ROTINA OU SUBROTINA DEVE POSSUIR A DESCRIC~AO DE FUNCIONAMENTO

; E UM NOME COERENTE AS SUAS FUNC~OES.

;

TESTE_DC_MAXIMO ;TESTE DE MAXIMA RAZ~AO CICLICA

MOVF DCH_MAX,W ;CARREGA DCL_MAX EM W

CPFSEQ ADRESH_TEMP ;COMPARA COM ADRESH_TEMP, SE E

;IGUAL PULA

RETURN

MOVF DCL_MAX,W ;CARREGA DCL_MAX EM W

CPFSGT ADRESL_TEMP ;COMPARA COM ADRESH_TEMP, SE

;E MAIOR PULA

RETURN ;RETORNA DA SUBROTINA

CALL ATUALIZA_MAXIMO ;ATUALIZA RAZ~AO CICLICA MINIMA


;

TESTE_DC_MINIMO ;TESTE DA MINIMA RAZ~AO CICLICA

MOVF DCL_MIN,W ;CARREGA DCL_MIN EM W

CPFSLT ADRESL_TEMP ;COMPARA COM ADRESL_TEMP,

;SE E MENOR PULA



D. Codigo Fonte 136

MOVF DCH_MIN,W ;CARREGA DCH_MIN EM W

CPFSEQ ADRESH_TEMP ;COMPARA COM ADRESH_TEMP,

;SE E IGUAL PULA


CALL ATUALIZA_MINIMO ;ATUALIZA RAZ~AO CICLICA MINIMA


;

ATUALIZA_MINIMO ;ATUALIZA RAZ~AO CICLICA MINIMA

MOVLW LOW(D_MIN)

MOVWF ADRESL_TEMP ;MAXIMA RAZ~AO CICLICA

MOVLW HIGH(D_MIN)

MOVWF ADRESH_TEMP ;MAXIMA RAZ~AO CICLICA


;

ATUALIZA_MAXIMO ;ATUALIZA RAZ~AO CICLICA MAXIMA

MOVLW 0XE5

MOVWF ADRESL_TEMP ;MAXIMA RAZ~AO CICLICA

MOVLW 0X03

MOVWF ADRESH_TEMP ;MAXIMA RAZ~AO CICLICA


;

ATUALIZA_RAZAO ;ATUALIZA RAZAO CICLICA

MOVFF DCL_ALTO,PDC1L ;PDCx RECEBE DCx

MOVFF DCH_ALTO,PDC1H

MOVFF DCL_BAIXO,PDC0L

MOVFF DCH_BAIXO,PDC0H

RETURN ;RETORNA

;

DELAY_0.5SEG ;SUBROTINA DE TEMPO ==> 0.5 SEG

BCF INTCON,TMR0IF ;RESETA FLAG DO TIMER0

CLRF TMR0H ;LIMPA REGISTRADORES

CLRF TMR0L ;(CONTADORES) DO TIMER0

MOVLW D’76’ ;0.5 SEGUNDO==>TEMPO=76

;(Tempo(seg) = 100ns*FFFF*TEMPO)

MOVWF TEMPO ;INICIALIZA VARIAVEL ’TEMPO’

;PARA CONTAGEM DE 0.5 SEG

CONTINUA

BTFSS INTCON,TMR0IF ;TESTA ESTOURO DO TIMER

GOTO $-1 ;AINDA NAO!

BCF INTCON,TMR0IF ;ESTOUROU! LIMPA FLAG

DECFSZ TEMPO,1 ;DECREMENTA ’TEMPO’

GOTO CONTINUA ;AINDA NAO EH ZERO! CONTINUA

;A CONTAGEM DE 0.5 SEG

RETURN ;EH ZERO==>TEMPO DECORRIDO=0.5 SEG

;RETORNA DA SUBROTINA

;

DELAY_PRE ;SUBROTINA DE TEMPO DA PRE-CARGA




MOVLW D’46’ ;0.3 SEGUNDO==>TEMPO=46



;PARA CONTAGEM DE 1.3 SEGUNDO

CONTINUA_PRE





GOTO CONTINUA_PRE ;AINDA NAO EH ZERO! CONTINUA

;A CONTAGEM DE 1.3 SEG

RETURN ;EH ZERO==>TEMPO DECORRIDO=1.3 SEG


D. Codigo Fonte 137


;

DELAY_6mSEG ;SUBROTINA DE TEMPO ==> 6m SEG




MOVLW D’1’ ;6m SEG==>TEMPO=1



; PARA CONTAGEM DE 6m SEG

CONTINUA6m





GOTO CONTINUA6m ;AINDA NAO EH ZERO! CONTINUA

; A CONTAGEM DE 6m SEG

RETURN ;EH ZERO==>TEMPO DECORRIDO=6m SEG


;

DELAY_10USEG ;SUBROTINA DE TEMPO==>10uSEG

MOVLW D’32’


;PARA CONTAGEM DE 10 MICROSEGUNDOS

DECFSZ TEMPO,1

GOTO $-1

RETURN ;TEMPO DECORRIDO=10uSEG


;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* INICIO DO PROGRAMA *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

INICIO

;DEFINIC~AO DE TODAS AS CONSTANTES UTILIZADAS PELO SISTEMA

;O VALOR DE CADA CONSTANTE E CARREGADO NO SEU ENDERECO DE

;MEMORIA

MOVLW LOW(D_MAX)

MOVWF DCL_MAX ;MAXIMA RAZ~AO CICLICA

MOVLW HIGH(D_MAX)

MOVWF DCH_MAX ;MAXIMA RAZ~AO CICLICA

;

;INTERRUPC~OES

MOVLW B’00010000’ ;DESABILITADA INTERRUPCOES GLOBAIS<7>(1)

MOVWF INTCON ;E DESABILITA DE BAIXA PRIORIDADE<6>(0)

;HABILITA INTERRUPCAO EXTERNA INT0<4>(1)

MOVLW B’10000000’ ;HABILITADA INTERRUPCAO NA BORDA

MOVWF INTCON2 ;DE DESCIDA PARA INT0<6>(0),

;INT1<5>(0) E INT2<6>(0)

MOVLW B’11011000’ ;HABILITA INTERRUPCAO EXTERNA

MOVWF INTCON3 ;INT1<3>(1) E INT2<4>(1) CONFIGURA

;INT1<6>(1) E INT2<7>(1)

;COMO ALTA PRIORIDADE

MOVLW B’00010000’ ;HABILITADA INTERRUPC~AO DO PWM<4>(1)

MOVWF PIE3

;

MOVLW B’00000000’ ;CONFIGURA INTERRUPC~AO DO PWM

MOVWF IPR3 ;COMO BAIXA PRIORIDADE<4>(0)

;

MOVLW B’10000000’ ;HABILITADA PRIORIDADE DAS

MOVWF RCON ;INTERRUPC~OES<7>(1)

;

;PWM


D. Codigo Fonte 138

MOVLW B’00000100’ ;DEFINE OSCILADOR PRIMARIO<1:0>

MOVWF OSCCON

;

MOVLW B’00000011’ ;POSTSCALE DO PWM TIME BASE<7:4>

MOVWF PTCON0 ;CLOCK PRESCALE<3:2> - SELECIONA

;MODO UP/DOWN COM DOUBLE UPDATE<1:0>

MOVLW B’10000000’ ;HABILITA PWM TIME BASE<7>

MOVWF PTCON1 ;FLAG DE UP OU DOWN<6> (1=DOWN,0=UP)

;

MOVLW B’00110011’ ;HABILITA PWM 0,1,2 e 3

MOVWF PWMCON0 ;COMO SAIDA<6:4>-MODOS INDEPENDENTE

;OU COMPLEMENTAR<3:0>(PWM 0/1,2/3<1:0>

;NO MODO INDEPENDENTE(11))

MOVLW 0X00 ;CARREGA PTPER (PICO DA TRIANGULAR)

MOVWF PTPERH ; COM 0x00FA DEFININDO ASSIM

MOVLW 0XFA ;O PERIODO DO PWM (1/20kHz)

MOVWF PTPERL

;

;CONVERSOR A/D

MOVLW B’01000000’ ;CONFIGURA PINOS ANALOGICOS(1)

MOVWF ANSEL0 ;E DIGITAL I/O(0) <7:0> AN6<6>(GRUPO C),

MOVLW B’00000001’ ;CONFIGURADO COMO ANALOGICO

MOVWF ANSEL1 ;AN8<0>(GRUPO A) PARA O PIC18F4331

;CONFIGURADO COMO ANALOGICO

MOVLW B’00000001’ ;SELECIONA MODO SINGLE-SHOT<5> -

MOVWF ADCON0 ;SINGLE CHANNEL<4>

;GRUPO A<3:2>(00)(PARA GRUPO C(10)) -

;HABILITA MODULO A/D<0>

CALL DELAY_10USEG ;TEMPO PARA POWER-UP SETUP

;

MOVLW B’00000000’ ;REFERENCIA DE TENSAO<7:6>

MOVWF ADCON1 ;Vref+=AVdd E Vref-=AVss

;

MOVLW B’10001010’ ;SELECIONA CLOCK DE CONVERSAO

MOVWF ADCON2 ; DO A/D <2:0>(Fosc/32) DEFINE

;O TEMPO DE AQUISICAO(2 Tad)<6:3>-

;LEITURA JUSTIFICADA P/ DIREITA<7>

MOVLW B’00000000’ ;DESABILITA TRIGGERS<4:0>

MOVWF ADCON3 ;TODOS OS TRIGGERS DESABILITADOS (0)

;

MOVLW B’00010110’ ;SELECAO DOS CANAIS

MOVWF ADCHS ;SELECIONA AN6 DO GRUPO C<3:2>(01),

;AN8 DO GRUPO A<1:0>(01)

;TIMER

MOVLW B’10001000’ ;HABILITA TIMER 0<7>,

MOVWF T0CON ;CONTADOR DE 16 BITS<6>, FONTE

;INTERNA P/ CLOCK<5>, SEM PRESCALER<3>

;CONFIGURA PORTA A

MOVLW B’11001001’ ;PORTA A - ENTRADA PARA O CRISTAL

MOVWF TRISA ;EXTERNO<7:6>,SINCRONISMO<0>,

;PARTIDA SUAVE<3>, SAIDA LED

;AMARELO E LED VERDE <1:2>

;CONFIGURA PORTA B

MOVLW B’00000000’ ;PORTA B - RB<3:0> SAIDAS PWM

MOVWF TRISB

;

;CONFIGURA PORTA C

MOVLW B’00111000’ ;PORTA C - RC<6> SAIDA LED VERMELHO

MOVWF TRISC ;RC<4:5> ENTRADAS INT0, INT1 E INT2

;

;CONFIGURA PORTA D

MOVLW B’00000000’ ;PORTA D - TUDO SAIDA


D. Codigo Fonte 139

MOVWF TRISD ;PINOS COMO SAIDA

;

;CONFIGURA PORTA E

MOVLW B’00000101’ ;PORTA E - AN6<0>(1) E AN8<2>(1)

MOVWF TRISE ;CONFIGURADOS COMO ENTRADAS

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* INICIALIZAC~AO DAS VARIAVEIS *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

CLRF PORTA ;LIMPA PORTAS A,B,C,D,E

CLRF PORTB

CLRF PORTC

CLRF PORTD

CLRF PORTE

CLRF PTMRH ;LIMPA REGISTRADORES

CLRF PTMRL

CLRF PDC0H

CLRF PDC0L

CLRF PDC1H

CLRF PDC1L

CLRF RL

CLRF RH

CLRF BL

CLRF BH

CLRF AL

CLRF AH

CLRF WREG

CLRF ADRESL_TEMP

CLRF ADRESH_TEMP

CLRF DCL_MAX

CLRF DCH_MAX

CLRF DCL_MIN

CLRF DCH_MIN

CLRF DCH_ALTO

CLRF DCL_ALTO

CLRF DCH_BAIXO

CLRF DCL_BAIXO

BCF PIR3,PTIF ;LIMPA FLAG DE INTERRUPC~AO DO PWM

CALL DELAY_6mSEG ;TEMPO PARA POWER-UP DA FONTE

BSF INTCON,7 ;HABILITA INTERRUPC~OES GLOGAIS

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* ROTINA PRINCIPAL *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

MAIN

;MEDIDA DA TENSAO DE BARRAMENTO PARA EVITAR QUE O INVERSOR

;INICIALIZE COM O BARRAMENTO CC CARREGADO

;E REALIZADA UMA MEDIA COM 4 AMOSTRAS PARA EVITAR RUIDO

;1o AMOSTRA

BCF PIR1,ADIF ;LIMPA FLAG ADIF


BTFSS PIR1,ADIF ;CONVERS~AO CONCLUIDA?

GOTO $-1 ;N~AO, RETORNA

;SIM, TESTA SE PRE-CARGA TERMINOU

MOVFF ADRESH,ADRESH_TEMP

MOVFF ADRESL,ADRESL_TEMP

;2o AMOSTRA







D. Codigo Fonte 140

ADD16 ADRESH_TEMP,ADRESL_TEMP,ADRESH,ADRESL

;CHAMA ’ADD16’ MACRO COM

;’ADRESH’, ’ADRESL’, ’ADRESH_TEMP’ E

;’ADRESL_TEMP’ ATRIBUIDOS PARA

;’AH’, ’AL’, ’BH’ E ’BL’ RESPECTIVAMENTE.


MOVFF RL,ADRESL_TEMP ;MOVE-SE RH E RL PARA ADRESH_TEMP

MOVFF RH,ADRESH_TEMP ;E ADRESL_TEMP

;3o AMOSTRA













MOVFF RH,ADRESH_TEMP ; E ADRESL_TEMP

;4o AMOSTRA













MOVFF RH,ADRESH_TEMP ;E ADRESL_TEMP

;A MEDIA E REALIZADA DESLOCANDO-SE DUAS VEZES OS REGISTRADORES

;ADRESL_TEMP E ADRESH_TEMP

BCF STATUS,C

RRCF ADRESH_TEMP

RRCF ADRESL_TEMP

BCF STATUS,C

RRCF ADRESH_TEMP

RRCF ADRESL_TEMP

;

MOVLW HIGH(Vseg) ;MOVE Vseg PARA WREG

CPFSEQ ADRESH_TEMP ;COMPARA COM ADRESH, SE IGUAL PULA

GOTO BARRA_CARRE ;SE HOUVER TENS~AO NO BARRAMENTO

;PULA PARA BARRA_CAR

MOVLW LOW(Vseg) ;MOVE Vseg PARA WREG

CPFSLT ADRESL_TEMP ;COMPARA COM ADRESL, SE MENOR PULA

GOTO BARRA_CARRE ;SE HOUVER TENS~AO NO BARRAMENTO

;PULA PARA BARRA_CAR

PRE_CARGA_1 ;PRE-CARGA DOS CAPACITORES



BSF LEDAM ;SETA LED AMRELO

CALL DELAY_PRE

BTFSC P_SUAVE ;TESTA SE A SAIDA DO COMPENSADOR

GOTO $-1 ;DE TENS~AO CRUZOU POR ZERO

;

PRE_CARGA_2 ;FECHA RELE DE PRE-CARGA E LIBERA PWM


D. Codigo Fonte 141



BSF LEDVD ;SETA LED VERDE

;

BSF RELE ;FECHA RELE DE PRE-CARGA

CALL DELAY_6mSEG ;ATRASO PARA EVITAR REPIQUE DO RELE

CALL DELAY_6mSEG

;

MOVLW B’00001001’ ;SELECIONA MODO SINGLE-SHOT<5>-

MOVWF ADCON0 ;SINGLE CHANNEL<4>

;GRUPO C<3:2>(10)(PARA GRUPO A(00))-

;HABILITA MODULO A/D<0>

CALL DELAY_10USEG ;TEMPO PARA POWER-UP SETUP

;

MOVLW B’00110000’ ;HABILITA PWM 0,1,2 e 3 COMO

MOVWF PWMCON0 ;SAIDA<6:4>-MODOS INDEPENDENTE OU

;COMPLEMENTAR<3:0>(PWM 0/1,2/3<1:0>

;NO MODO COMPLEMENTAR(00))

MOVLW B’11010000’ ;HABILITADA INTERRUPCOES GLOBAIS<7>(1)

MOVWF INTCON ;E DE BAIXA PRIORIDADE<6>(1) HABILITA

;INTERRUPCAO EXTERNA INT0<4>(1)

REGIME ;LOOP INFINITO, AGUARDA

;INTERRUPC~AO DO PWM

MOVLW FILTRO ;MOVE A CONSTANTE FILTRO PARA W

MOVWF FILTRO_INT ;MOVE W PARA FILTRO_INT

;

GOTO REGIME ;RETORNA AO LOOP PRINCIPAL

;

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* ROTINAS *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

BARRA_CARRE



MOVWF PWMCON0

CLRF PDC0H ;ZERA RAZAO CICLICA PARA TODAS

CLRF PDC0L ;AS SAIDAS PWM

CLRF PDC1H

CLRF PDC1L


;




;

B_PISCA_VM ;PISCA O LED VERMELHO, AMARELO E VERDE

;COM INTERVALOS DE 0.5 SEGUNDO

BTG LEDVM

BTG LEDAM

BTG LEDVD

CALL DELAY_0.5SEG

GOTO B_PISCA_VM ;PS: LOOP INFINITO!

;O SISTEMA DEVE SER RELIGADO

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

;* FIM DO PROGRAMA *

;* * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * *

END


Apendice E

Diagrama Esquematico Completo

1

6

789

10

2 3 4

5

Figura E.1: Foto do Prototipo: 1) Inversor Semikron SKS 50 B6U+B2CI 10 V6 ; 2) Placade controle; 3) Fontes auxiliares; 4) Transformador auxiliar; 5) Transformador principal; 6)Sensor Hall1 e Rele de pre-carga; 7) Chave seccionadora; 8)Indutor; 9) Sensor de tensao esensor Hall2 ; 10) Resistor de pre-carga.

E. Diagrama Esquematico Completo 143

11

22

33

44

DD

CC

BB

AA

55V

-220

V (1

kVA

)

4080

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Títu

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Folh

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06D

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16/1

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Q2

Q3

Q4

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H

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D

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D

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17V

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17V

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3

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4

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5

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D

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GN

D-1

5V

+15V

GN

D

567

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7D

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-15V

16,5

k/1%

Rmul

t2

1,8k

/1%

Rmul

t1

GN

D

1uF

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1

+15V

-15V

100k

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1

GN

D

220k

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10nF

Cd1

GN

D

1kRire

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GN

D

VIre

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Cd2

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2.06

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D

GN

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18

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Font

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Item Componente Especificação Valor Qtde1 Inversor Semikron SKS 50 B6U+B2CI 10 V6 1

2 TransformadorTensão do Primário: 55V

Tensão do Secundário:220V Potência: 1kVA

1

3 Transformador

Tensão do Primário: 220V Tensão e Corrente do Secundário 1: 55V/3A

Tensão e Corrente do Secundário 2: 10V/0,1A Tensão e Corrente do Secundário 3: 17V/2A Tensão e Corrente do Secundário 4: 17V/2A

Potência: 234VA

1

4 Indutor Para alta freqüência 215μH / 20Arms5 Resistor 2W 22Ω 16 Resistor 25W 5,6Ω 17 Resistor ¼W - Precisão 1% 63,4kΩ 18 Resistor ¼W - Precisão 1% 2,1kΩ 19 Resistor ¼W - Precisão 1% 1,8kΩ 110 Resistor ¼W - Precisão 1% 16,5kΩ 111 Resistor ¼W - Precisão 1% 7,68kΩ 512 Resistor ¼W - Precisão 1% 24,9kΩ 113 Resistor ¼W - Precisão 1% 4,53kΩ 114 Resistor ¼W - Precisão 1% 5,49kΩ 115 Resistor ¼W - Precisão 5% 1kΩ 1316 Resistor ¼W - Precisão 5% 220kΩ 117 Resistor ¼W - Precisão 5% 180kΩ 318 Resistor ¼W - Precisão 5% 100kΩ 119 Resistor ¼W - Precisão 5% 10kΩ 420 Resistor ¼W - Precisão 5% 560kΩ 121 Resistor ¼W - Precisão 5% 39kΩ 122 Resistor ¼W - Precisão 5% 3,9kΩ 123 Resistor ¼W - Precisão 5% 2,7kΩ 124 Resistor ¼W - Precisão 5% 1,8kΩ 225 Resistor ¼W - Precisão 5% 4,7kΩ 126 Resistor ¼W - Precisão 5% 2,2kΩ 127 Resistor ¼W - Precisão 5% 1,2kΩ 228 Resistor ¼W - Precisão 5% 10Ω 429 Resistor ¼W - Precisão 5% 100Ω 230 Resistor ¼W - Precisão 5% 120Ω 231 Resistor ¼W - Precisão 5% 180Ω 132 Resistor ¼W - Precisão 5% 470Ω 333 Potenciômetro 10kΩ 334 Capacitor Cerâmico Multicamada / >15V 39nF 135 Capacitor Cerâmico Multicamada / >15V 1μF 536 Capacitor Cerâmico Multicamada / >15V 10nF 10

Lista de Componentes



Item Componente Especificação Valor Qtde37 Capacitor Cerâmico Multicamada / >15V 270pF 138 Capacitor Cerâmico Multicamada / >15V 5,6nF 139 Capacitor Cerâmico Multicamada / >15V 15pF 240 Capacitor Cerâmico Multicamada / >15V 100nF 941 Capacitor Eletrolítico / 25V 1500μF 142 Capacitor Eletrolítico / 63V 10μF 243 Capacitor Eletrolítico / 35V 2200μF 144 Capacitor Eletrolítico / 63V 1000μF 245 Capacitor Eletrolítico / 63V 220μF 446 Diodo 1N4148 347 Diodo 1N5408 448 Diodo 1N4007 249 Ponte de Diodos SKB25/12 150 Led 3mm Vermelho 151 Led 3mm Amarelo 152 Led 3mm Verde 153 Diodo Zener 5,1V / 1W 254 AmpOp LF347 455 Multiplicador AD734 156 Microcontrolador PIC18F4431 157 Buffer SN74LS07 158 Transistor 2N2222 159 Transistor BC238 260 Regulador LM7805 161 Regulador LM7815 262 Regulador LM7915 163 Conector RJ12 164 Conector Header 7/2 265 Cristal Oscilador 10MHz 166 Relé 40A / 12V DNI0102 167 Sensor de Corrente LA25-NP 168 Sensor de Corrente LA35-NP 1


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[30] TIBOLA, G. Sistema Eolico de Pequeno Porte para Geracao de Energia Eletrica com

Rastreamento de Maxima Potencia. Dissertacao (Mestrado em Engenharia Eletrica) —

Centro Tecnologico, Universidade Federal de Santa Catarina, Florianopolis, 2009.


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