Prirachnik Po Praktichna Nastava Za Treta Godina (SGUS ''Vlado Tasevski'', 2012-2013)

СУГС ВЛАДО ТАСЕВСКИ - СКОПЈЕ

Прирачник по практична настава за учениците од

III-та година

Прв дел 2012-2013

1

ПРИРАЧНИК ПО ПРАКТИЧНА НАСТАВА ЗА III-ТА ГОДИНА 2012-2013

ЗАСИЛУВАЧИ

2


Задача и поделба на засилувачите Задачата на засилувачот како што самото име кажува е да ја засили влезната струја , напон или моќност и на излез да даде поголема струја, напон или моќност. Ова зголемување се врши на сметка на моќноста на изворот за напојување. Во електричните блок шеми најчесто се користи еден од следните три симболи на засилувачот.

Сл.1 Симболи на засилувачи

Поделбата на засилувачите може да се изврши на некоку начини. Иако во основа секој

засилувач е засилувач на моќност VL

IZP P

PA = , првата поделба може да се изврши според тоа

која величина се засилува:

1. Напонски засилувач VL

IZU U

UA = - имаат голема влезна и мала излезна отпорност

(идеалните имаат RVL→∞ а RIZ→0 )

2. Струјни засилувачи VL

IZI I

IA = - имаат мала влезна отпорност а голема излезна

( идеалните имаат RVL→0 а RIZ→∞ ).

3. Засилувач со преносна проводност VL

IZm U

IG = имаат голема влезна и голема излезна

отпорност ( идеалните имаат RVL→∞ а RIZ→0 ).

4. Засилувач на преносна отпорност VL

IZm I

UR = - имаат мала влезна и излезна

отпорност ( идеалните имаат RVL→0 а RIZ→∞). Засилувањето на овој засилувач е независно од Rg и RL.

Според големината на сигналот засилувачите можат да се поделат на:

1. Засилувачи на мали сигнали ( до неколку волти ) во кои спаѓаат предзасилувачите и засилувачите за тонски контроли.

2. Засилувачи на големи сигнали - тоа се всушност излезните засилувачи на моќност кои треба да обезбедат доволна моќност за погон на звучникот.

Сл.2. Блок шема на засилувач

Според фрекфенцијата на сигналите што се засилуваат постојат:

1. Еднонасочни засилувачи ( DC amplifier ) и ги засилуваат промените на еднонасочните напони и струи. Користат исклучиво директна спрега.

2. Ниско фреквентни ( аудио фреквентни) засилувачи (LF или AF ) - ги засилуваат сигналите од 20Hz до 20kHz ( поквалитетните од 0 до ≈100kHz ). Користат директна, RC или трансформаторска спрега.

3


3. Широкопојасни засилувачи - ова се NF засилувачи со проширен опсег и до неколку MHz.

4. Високофреквентни засилувачи ( VF или RF amplifier ) - служат за засилување на опсег на фреквенции околу некоја средна фреквенција која може да биде од неколку десетина kHz до неколку стотина MHz. Најчесто се користи спрега со осцилаторни кола, а поретко директна или RC спрега.

5. Селективни засилувачи - се засилувачи на тесен опсег на фреквенции. Овдека спаѓаат и VF засилувачите.

За да се добие поголемо засилување се врши каскадно поврзување на два или повеќе засилувачи. Според начинот на нивното меѓусебно поврзување ( односно според видот на спрегата ) постојат:

1. Засилувачи со директна спрега 2. Засилувачи со VF спрега 3. Засилувачи со трансформаторска спрега 4. Засилувачи со спрегнати осцилаторни кола

Според тоа какви активни компоненти се користат во засилувачите постојат:

1. Засилувачи со биполарни транзистори 2. Засилувачи со FET 3. Засилувачи со MOSFET 4. Засилувачи со електронски цевки 5. Засилувачи со интегрирани кола 6. Хибридни засилувачи ( со интегрирани кола и транзистори )

Според тоа колку време во текот на една периода се засилува сигналот односно од положбата на работната точка, засилувачите може да се поделат во неколку класи:

1. Засилувачи во класа A 2. Засилувачи во класа B 3. Засилувачи во класа AB 4. Засилувачи во класа C 5. Засилувачи во класа D 6. Засилувачи во класа G

Денеска за засилувачи на мали сигнали најчесто се користи класата А пришто најголем квалитет имаат изведбите со MOSFET и FET, потоа со BPT и на крај со електронски цевки. За излезните засилувачи на моќност обично се користи класата AB пришто повторно поредокот по квалитет е на страна на MOSFET и FET изведбите. Кај излезните засилувачи на моќност поретко се користи и класата А која при реализација со новите моќни MOSFET дава досега најголем квалитет кај излезните засилувачи.

4


Параметри на НФ засилувачи на мали сигнали ( предзасилувачи)

1. Напонско засилување

VL

IZU U

UA = т.е [ ]VL

IZU U

UdBA log20=

2. Струјно засилување

VL

IZI I

IA = т.е [ ]VL

IZI I

IdBA log20=

3. Засилување на моќност

VL

IZIUP P

PAAA =⋅= т.е [ ]VL

IZP P

PdBA log10= IZ

LI

L

IZUP R

RARRAA ⋅=⋅= 22

4. Влезна отпорност RVL ( т.е. влезна импеданса ZVL) - потребно е да се познава затоа што засилувачот преставува оптоварување за претходниот степен.

VL

VLVL I

UR =

5. Излезна отпорност RIZ ( т.е излезна импеданса ZIZ) - Потребно е да се познава затоа што потрошувачот RL засилувачот претставува генератор на напон ( или струја) па по тевененовата теорема неговата внатрешна отпорност се пресметува како:

0/ == gIZ

IZIZ E

IUR

Во аудиофреквентната техниката обично се користи напонско прилагодување т.е. потребно е RVL на наредниот степен ( или потрошувачот RL) биде многу поголема ( во пракса е доволно 5 до 10 пати) од излезната отпорност на претходниот степен.

6. Осетливост - покажува колкава ефективна вредност треба да има влезниот синусен напон со f=1kHz за да на излез од предзасилувачот се добие референтен напон од 0,5V. Понекогаш како референтен напон може да се земе и напон од 0,1V, 0,775V или 1V па тогаш покрај податокот за осетливоста на предзасилувачот треба да се наведе и референтниот излезен напон при кој е одредена осетливоста.

7. Максимален влезен напон - претставува оној влезен напон при кој се уште не доаѓа до ограничување на излезниот напон т.е. при кој излезниот напон има изобличувања од 1%.

8. Максимален излезен напон - преставува оној излезен напон при кој хармониските изобличувања изнесуваат 1%.

9. Фреквентна карактеристика - преставува графички приказ на релативното ниво на излезниот сигнал ( засилувањето ) во зависност од фреквенцијата при константно ниво на влезниот сигнал. Бидејќи човечкото уво и многу други приемници и претворувачи на сигнали имаат логаритамска приемна (преносна) карактеристика, АФК секогаш се црта во правоаголен координатен систем со логаритамска поделба на оските. На Y оската е нанесено засилувањето во dB, бидејќи единицата dB е споредбена единица со логаритамски карактер затоа поделбата на Y оската е линеарна. На X оската е нанесена фреквенцијата со логаритамска поделба. Нивото на влезниот сигнал треба да биде толкаво да при максимална положба на регулаторот за јачина на излез се добие при f=1kHz за 6 dB помало ниво од референтното излезно ниво (UIZ=UIZref/2). Од АФК може да се одредат долната и горната гранична феквенција ( фреквенција при кое засилувањето е за 3 dB т.е

2 пати помало одошто засилувањето при 1kHz) и отстапувањето W [ ]dB± . Пропусниот опсег се дефиира како B=fg-fd. Зависно од намената пропусниот опсег може да биде различен. За Hi-Fi потребно е да фреквентниот опсег биде од 20Hz до

5


20kHz ( доволно е да биде од 40 до 15кHz ), а W≤±1,5dB. Обично се тежи опсегот биде поголем и од 20Hz до 20кHz но не смее да се зголемува поради можноста за појава на разни пречки. АФК т.е опсегот наместо графички може да се даде бројчано: да се наведат fd, fg, и W на пр: 10Hz-30kHz (±1dB). Засилувањето во пропусниот опсег AUB се одредува за средни фреквенции (за 1kHz). Во општ случај засилувањето во пропусниот осег не е константно па затоа се одредува и параметарот нелинеарност на АФК во пропусниот опсег, кој кај квалитетните засилувачи треба да е ΔAUB≤±1dB. Бидејќи вредноста на AUB е претходно позната (преку вредноста на осетливоста) кај АФК пред се не интересира нејзиниот облик (fd, fg и ΔAUB ). Затоа често кај засилувачите АФК не се дава како зависност на засилувањето од фреквенцијата туку како зависност на релативниот излезен напон од фреквенцијата:

[ ]( )kHzU

UdBU

10

00 log20=

Затоа АФК претставена преку U0[dB] има ист облик како и АФК претставена преку AUB(dB). Единствена разлика е само во поделбата на Y оската- на вредноста на AUB kaj АФК претставена преку засилувањето, кај АФК претставена преку релативниот излезен напон одговара вредноста 0dB.

Слика3. АФК претставена како зависност на засилувањето од фреквенцијата

Слика4. АФК претставена како зависност на модулот на засилувањето од фреквенцијата

10. Фреквентна карактеристика на тонските контроли ( Tone control response ). Претходната АФК требаше да се одреди и даде при исклучени тонски контроли, а во овој случај треба да се даде АФК при максимална положба на тонските контроли и при вклучени филтри доколку засилувачот ги има. Наместо графички приказ може да се даде и бројчан приказ: да се наведе опсегот на регулација на тон контролите и граничните фреквенции (cut off frequency) и стрмнините (Slope) на филтрите. На пр: BASS±12dB(при 100Hz), TREBLE±12dB (при 100Hz), Low filter-100Hz Slope -12dB/oct, филтер за брум-FPVF со fd=100Hz и S=-12dB/oct.

11. Однос сигнал/шум според кривата А (А-Weighted Signal to Noise Ratio). Претставува однос помеѓу референтното излезно ниво и нивото на шумот на излезот, одреден според карактеристиките на човечкото уво т.е со помош на А фонометарската крива.

Се обележува со S/N а се изразува во dB(А): VL

IZ

UUNS log20/ = . Се тежи да е S/N

што е можно поголем (за Hi-Fi треба да е S/N>60dB(А) и обично кај квалитетните

6


предзасилувачи е S/N>70dB(А) , а кај излезните засилувачи е S/N>90dB(А). Наместо S/N може да се даде и нивото на излезниот шум според кривата А (А- Weighted Noise Level-NL) кое се одредува во однос на референтното излезно ниво и се обележува со NL[db(A)]. На пример еден засилувач има S/N=90dB(А), тогаш значи дека тој засилувач има NL=-90dB(А). При ова како UIZ се зема UIZref.

12. Динамика (Dynamic). Претставува однос (во dB) помеѓу најголемиот и најмалиот сигнал што засилувачот може исправно да го пренесе. Динамиката од горната страна е ограничена со максималниот излезен сигнал, а од долната страна со нивото на шумот. Поради тоа динамиката може да биде помала (или еднаква) на односот сигнал-шум бидејќи и најслабиот сигнал сепак треба да биде поголем од нивото на шумот барем за 10-20dB.

13. Преслушување помеѓу каналите (Crosstalk). Претставува однос помеѓу саканиот сигнал на излезот на едниот канал на стерео засилувачот и несаканиот сигнал кој се појавувана излезот од другиот канал (или обратно) при влезен синусен сигнал приклучен на првиот канал. Големината на тој влезен сигнал треба да биде таква да на излезот од тој канал се добие за 3dB помал сигнал од референтниот излезен

сигнал. Преслушувањето се изразува во dB или dB(А)- 2

1log20UUCrosstalk = (се

добиваат позитивни вредности) или 1

2log20UUCrosstalk = (се добиваат негативни

вредности). Се тежи преслушувањето да биде што е можно помало. Доволно е да биде >20dB (ако се оди според првата формула), односно <-20dB (ако се оди според втората формула), зошто во спротивно би настанало собирање на стерео сликата. Ако преслушувањето е одредено по првата равенка, често се нарекува и раздвојување на каналите (Channel separation) кое што треба да биде што е можно поголемо.

14. Фактор на пораст (Slew factor). Уште се нарекува и фактор на брзина и ја покажува максималната брзина на промена на излезниот сигнал во V/µs слика5.

Сл5. Дефинирање на параметарот фактор на пораст

Овој фактор покажува колкав пораст на излезниот сигнал може да се оствари за 1µs. Обично се тежи да факторот на пораст биде што поголем (обично се движи од 1 до 100 V/µs). Често пати факторот на пораст се дефинира преку времето на пораст (Rise Time)- време за кое правоаголен сигнал има пораст од 1V и се тежи да е што помало. Факторот на пораст е мерка за горната гранична фреквенција на засилувачот и која може да се одреди од равенката:

IZmg UfSF ⋅⋅⋅= π2 кадешто SF е фактор на пораст во V/µs, а fg е горна гранична фреквенција во MHz, а UIZM е амплитудата на излезниот сигнал во V. Факторот на пораст често пати се одредува и како:

[ ] 20/kHzfSF g= и се тежи да овој број биде што поголем. Факторот SF обично е мерка за транзиентните изобличувања. Колку SF е поголем толку тие изобличувања се помали.

15. Вкупни хармониски изобличувања (Total Harmonic Distorsion). Под изобличувања во општ случај се подразбира промена на обликот на сигналот т.е. промена на спектарот на сигналот предизвикана од системот за пренос. Под хармониски изобличувања се подразбираат оние изобличувања кои во сигналот внесуваат паразитни хармоници

7


кои настануваат во самиот засилувач. Овие изобличувања се јавуваат поради нелинеарност на АФК, ФФК и преносната карактеристика на засилувачот. Хармониските изобличувања се дефинираат преку клир факторот. Клир факторот на n-тиот хармоник се дефинира како:

[ ] 100%1

⋅=IZ

IZnn U

UK

Каде UIZn е ефективната вредност на излезниот напон на n-тиот хармоник (со f=fn=n•f1), а UIZ1 е ефективната вредност на излезниот напон на синусниот сигнал со фреквенција f1- основен хармоник. Вкупниот клир фактор т.е вкупните изобличувања се дефинираат како:

[ ] [ ] 100...........

%%1

24

23

22 ⋅

+++==

IZ

IZIZIZ

UUUU

THDК

Се тежи да е THD што помало. Доволно е да е помало од 1% бидејќи човековото уво не ги забележува изобличувањата помали од 1% но денеска квалитетните изобличувања имаат THD<0,01%. Битен е и спектарот на изобличувањата бидејќи човекот е поосетлив на непарните хармоници отколку на парните. Поради овој факт субјективно изгледа дека засилувачот со електронски цевки (кои главно создаваат парни хармоници) е подобар односно има помал THD од засилувач со биполарни транзистори (кои главно создава непарни хармоници) иако првиот има THD=1% а вториот THD=0,1%.

16. Интермодулациски изобличувања (Intermodulation Distorsion)-IMD[%]. Овие изобличувања се јавуваат кога на засилувачот истовремено се приклучени два или повеќе сигнали во тој случај покрај основните сигнали и вишите целобројни хармоници на излезот се јавуваат и сигнали со фреквенции кои се најразлични комбинации на збир и разлика на фреквенции на двата основни сигнала. Всушност тоа се сигнали кои се резултат на взаемната модулација на двата сигнала предизвикана главно поради нелинеарност на преносната карактеристика на засилувачот. Овие изобличувања се понепријатни од THD па затоа треба да бидат што е можно помали (<0,2%). Според IHF стандардот (IHF=Institute od High-Fidelity) IMD се дефинира како: Се земаат само оние компоненти кои имаат фреквенција помала од 20кHz и амплитуда која е поголема или еднаква од 10% од амплитудата на најголемата компонента.

17. Транзиентни изобличувања (Transient Distorsion). Овие изобличувања се поврзани со способноста на системот да точно да репродуцира и краткотрајни сигнали што во музиката и говорот се доста чести. Комплетна дефиниција за овие изобличувања нема. Поради тоа се искажуваат преку интермодулационите изобличувања- така наречени транзиентни интермодулациони изобличувања-ТИМ или пак преку факторот на пораст. Транзиентните изобличувања се помали ако факторот на пораст е поголем т.е ако е времето на пораст помало. Често пати овие изобличувања субјективно се одредуваат и преку осцилограмите на излезниот сигнал при влезен правоаголен сигнал. Излезниот сигнал тогаш во општ случај е како на сликата 6.

Сл.6 Транизентни изобличувања

Колку стрмнините на излезниот сигнал се поголеми и колку осцилациите при рамните делови се помали толку транзиентните изобличувања се помали. Транзиентните изобличувања треба да се многу мали затоа што од сите видови изобличувања се најнепријатни.

8


18. Фазни изобличувања (Phase Distorsion). Овие изобличувања се јавуваат доколку промената на фазата на сигналите на различни фреквенции не е линеарна. Овие изобличувања ја менуваат бојата на тонот, а при стерео пренос вршат и деградација на сликата. Фазните изобличувања обично кај засилувачите се занемарливи. Поголеми фазни изобличувања обично имаат филтерските кола- тон контролите, еквилајзерите и фреквентните свртници. Најкритични за појава на фазни изобличувања се звучните кутии. За одредување на фазните изобличувања не постои едноставна и конкретна дефиниција и мерна постапка. Обично се одредуваат врз основа на обликот (линеарноста и нелинеарноста) на ФФК.

Најважни параметри на НФ засилувачите на големи сигнали (излезни засилуваши на моќност)

1. Напонско засилување- се дефинира на ист начин како и кај предзасилувачите. 2. Струјно засилување- се дефинира на ист начин како и кај предзасилувачите. 3. Засилување на моќност- се дефинира на ист начин како и кај предзасилувачите. 4. Влезна отпорност-се дефинира на ист начин како и кај предзасилувачите. 5. Излезна отпорност-се дефинира на ист начин како и кај предзасилувачите. 6. Фактор на пригушување (Damping factor). Претставува однос помеѓу номиналното

оптоварување на засилувачот (4,8 или 16Ω) и излезната отпорност на засилувачот. Обично се изразува во dB како:

IZzas

ZV

ZZ

DF = или [ ]IZzas

ZV

ZZ

dBDF log20=

и се тежи да е што поголем за да засилувачот што повеќе ги пригушува паразитните осцилации на звучникот кои предизвикуваат транзиетни изобличувања и нелинеарност на АФК, а со тоа и хармониски изобличувања. Поради тоа е потребно да засилувачот има помало ZIZ (RIZ) и да се користат водови за звучниците со што помала отпорност (значи повеќе жилни и што подебели и пократки водови). Обично DF се движи од 10 до 100 (т.е 20 до 40dB).

7. Излезна моќност или синусна моќност- RMS. Тоа е моќност што засилувачот може трајно да ја развие на номиналното оптоварување за одреден клир фактор со синусен влезен сигнал со фреквенција f=1kHz.

8. Трајна излезна моќност (Continuous Average Power Output). Тоа е моќност што засилувачот трајно ја развива на номиналното оптоварување при влезен синусен сигнал со точно дефинирана вредност (обично треба да е UVL=0dBm=0,775V). При тоа треба да се наведат и фреквентниот опсег во кој засилувачот ја имаа таа моќност и изобличувањата кои не треба да бидат поголеми од декларираните. Моќноста се одредува на основа на излезниот напон:

nomzv

IZIZ R

UP2

=

и трајната излезна моќност и синусната излезна моќност по IHF стандардот треба да се дадат во dBW (P[dBW]=10logP[W]/1W) што е помалку атрактивно но е поблиску до човечките сетила. На пример засилувач со P=200W т.е. 23dBW е само за 3dB погласен од засилувач со P=100W=20dBW. Изразувањето на моќноста во dBW е попрактично и за одредување на потребната моќност на засилувачот за да се добие одредено звучно ниво доколку ја знаеме ефикасноста на звучникот. На пример имаме звучник со ефикасност (осетливост) од 93dBW и сакаме да постигнеме ниво на звук од 110dB ќе ни биде потребен засилувач со моќност од 17dBW (93+17=110) т.е. со моќност од 50W.

9. Музичка моќност (Music Power). Оваа моќност претставува моќност што засилувачот може да ја даде при краткотрајни импулси со К=10%. Обично е 1,5 до 2 пати поголема од синусната моќност и пред се зависи од способноста на изворот на напојување да даде краткотрајно и поголеми струи. Доколку изворот за напојување е стабилизиран

9


музичката моќност е еднаква на синусната. Понекогаш музичката моќност се изразува преку параметарот динамичка резерва на побудата (Dynamic Headroom) кои всушност претставува разлика помеѓу музичката и синусната моќност изразени во dB.

10. Осетливост – покажува колкава ефективна вредност треба да има влезниот синусен сигнал со фреквенција f=1kHz за да на излезот од засилувачот на моќност се добие референтна моќност од 1W на оптоварување од 8Ω. Референтната моќност од 1W на 8Ω е според IHF стандардите но сепак обично осетливоста на засилувачот на моќност се дава како потребна големина на влезниот синусен напон со фреквенција од f=1kHz за да на излез се добие декларираната синусна моќност на засилувачот.

11. Максимален влезен напон – е најголем влезен напон при кој се уште не доаѓа до ограничување на излезниот напон.

12. Фреквентна карактеристика – се дефинира на ист начин како и кај предзасилувачите: претставува графички приказ на релативното излезно ниво во зависност од фреквенцијата при константно влезно ниво. Нивото на влезниот сигнал треба да биде толкаво да при максимална положба на регулаторот за јачина на излезот се добие при фреквенција од f=1kHz за 6dB помала моќност од декларираната синусна

моќност. ( треба да е IZnomIZ PP ⋅=41 ).

13. Однос сигнал-шум според кривата А- претставува логаритамски однос помеѓу синусната моќност и моќноста на шумот на излезот од засилувачот мерена со помош на кривата А.

( )[ ]ShIZ

IZnom

PP

AdBNS log10/ =

14. Динамика - дефинира на ист начин како и кај предзасилувачите. 15. Преслушување помеѓу каналите - се дефинира на ист начин како и кај

предзасилувачите. 16. Фактор на пораст - се дефинира на ист начин како и кај предзасилувачите. 17. Вкупни хармониски изобличувања - се дефинира на ист начин како и кај

предзасилувачите. 18. Интермодулациски изобличувања - се дефинира на ист начин како и кај

предзасилувачите. 19. Транзиентни изобличувања - се дефинира на ист начин како и кај предзасилувачите. 20. Фазни изобличувања - се дефинира на ист начин како и кај предзасилувачите

Карактеристики на влезните електро-акустички уреди За да може правилно да ги конструираме и пресметаме засилувачите на мали сигнали (предзасилувачи) потребно е да имаме одредени услови кои треба тој предзасилувач да ги оствари. Тие услови пред сé се однесуваат на потребните големини на неговата влезна и излезна отпорност, осетливоста, засилувањето и фреквентната карактеристика. Овие услови пред сé ги диктираат уредите што се приклучуваат на влезот на предзасилувачот па затоа прво ќе треба да се запознаеме со нивните карактеристики. Во аудио-фреквентната техника се користи напонското прилагодување. Тоа значи дека влезната отпорност на наредниот степен треба да биде многу поголема (практично доволно е од 5 до 10 пати) од влезната отпорност на претходниот степен. Доколку не е извршено напонско прилагодување настанува смалување на сигналот, стеснување на АФК и зголемување на шумот и изобличувањето.

10


Вид на уредот Фреквентен опсег Осетливост (излезен напон)

Излезна отпорност

Влезна отпорност на

пред- засилувачот

Должина на употребени водови од уредот до

засилувачот Микрофони

Електро-динамички микрофон

50Hz-10кHz Поквалитетните од

20Hz-20кHz

0,1-0,5mV/µb (1 до

5mV/Pa)

(50-600)Ω

1кΩ-10кΩ

До 100метри

Кристален микрофон

Помал од оној на динамичките микрофони

10-100mV/Pa 10кΩ-1МΩ

100кΩ-10МΩ

Не подолги од 10 метри

Кондензаторски микрофон

Преку 20Hz до 20кHz

0,1-5mV/Pa

До неколку МΩ

Има вграден засилувач во

него со влезна отпорност до неколку МΩ, а

излезна отпорност од околу 200Ω

Не подолги од 1 метар

Табела1: Видови на влезно-акустички уреди и нивните параметри

Засилувачи на мали сигнали (предзасилувач) со операционен засилувач Операционите засилувачи се аналогни, линеарни интегрирани кола (диференцијален засилувач), кои работат со симетричен напон за напојување (обично од ±5V до ±18V). Се состојат од голем број на активни и пасивни елементи поврзани според одредена шема на една силициумска плочка и сместени во едно куќиште (обично со 8 изводи). Конструкцијата и изработката на операциските засилувачи е многу сложена, но нивната примена е многу едноставна, а склоповите реализирани со нив се многу квалитетни поради што се повеќе се користат се користат во NF техниката. Операционите засилувачи имаат два влеза (инвертирачки[-] и неинвертирачки [+] ) и еден излез. Симболот на операциониот засилувач е даден на сликата.

Грамофонска звучница (PICK-UP) Кристална

грамофонска звучница

100Hz-8кHz Поквалитетните од

40Hz-15кHz

0,1V-1V UIZmax до 10V

10кΩ-1МΩ

100кΩ-10МΩ

/

Магнетна звучница

(звучница со подвижен

магнет)

30Hz-15кHz (и до 30kHz)

1mV-10mV При f=1кHz

Додека UIZmax=100mV

300Ω-5кΩ

47кΩ (10кΩ до 100кΩ)

/

Звучница со подвижен калем

(МЦ)

20Hz-20кHz

При f=1kHz 0,1-0,5mV/Pa

UIZmax до10mV

10Ω-100Ω

100Ω-1кΩ AU≈60dB

Линиски уреди Касетофони, тјунери, CD

плеери, магнетофони

/

0,1V-1V

1кΩ-10кΩ

47кΩ

(10кΩ до 100кΩ)

/

Електрична гитара Електрична

гитара / 1mV-100mV 5кΩ-1МΩ 50кΩ-5МΩ

AU=(20-60)dB /

11


Сл7. Симбол на операционен засилувач

Најважни параметри и карактеристики на операциониот засилувач се:

• AU – идеален операционен засилувач треба да има AU=∞ додека кај реалните операциони засилувачи напонското засилување при ниски фреквенции изнесува AU0=10000÷1000000 т.е. AU0[dB]=80÷120dB.

• RVL- идеален операционен засилувач треба да има RVL=∞, додека кај реалните операциони засилувачи RVL=1÷1000МΩ.

• RIZ – идеален операционен засилувач има RIZ=0, додека кај реалните операциони засилувачи таа изнесува RIZ=10Ω÷1кΩ.

• АФК – фреквентна карактеристика на еден реален операционен засилувач е како на сликата 8 каде што fg е гранична (преломна фреквенција), а fT е транзитна фреквенција. Ако стрмнината S изнесува 6dB/oct тогаш важи gUT fAf ⋅= 0 . Обично под гранична фреквенција се подразбира транзиентната фреквенција бидејќи до таа фреквенција операциониот засилувач може да работи како засилувач. Некои операциони засилувачи немаат константна стрмнина на АФК од 6dB/oct поради што и немаат линеарна ФФК. Нелинеарната ФФК може на некои фреквенции да предизвика осцилирање па потребно е да се изврши фреквентна компензација ( на АФК и ФФК ) која обично се изведува со еден RC член. Кај некои операциони засилувачи оваа компензација се изведува надворешно, додека кај други операциони засилувачи оваа компензација се изведува внатрешно (µА 741, TL 071, TL 081...).

Сл.8 АФК на реален операционен засилувач

• Напон на раздесеност (OFFSET VOLTAGE) кај реалните операциони засилувачи и кога UVL=0 на излезот постои некој напон па за да биде UIZ=0 потребно е на влезот да се донесе некој напон – напон на раздесеност кој обично се движи од 0,5-5mV (кој може да биде позитивен или негативен). Компензација на раздесеноста може да се изврши преку влезните и излезните приклучоци или пак преку посебни изводи (обично тоа се изводите 1 и 5). Кај идеален операционен засилувач не постои раздесеност.

• Шумот – кај операционите засилувачи е доста мал посебно кај изведбите со FET транзистори. Како што се гледа реалниот операционен засилувач е блиску до идеалниот па поради тоа карактеристиките на колата со операциони засилувачи ќе зависат од надворешните елементи а многу малку од карактеристиките на операциониот засилувач. Денеска најчесто се користат следните операциони

12


засилувачи: µА 741 (реализиран со BPT со интерна фреквентна компензација), TL 081 (реализиран со BPT и со FET со интерна фреквентна компензација) и TL 071(реализиран со FET, со интерна фреквентна компензација). Најквалитетен е ТL071. Доста често се користат операциони засилувачи кои во едно куќиште содржат 2 или 4 операциони засилувачи: µА 747=2×µА 741, ТL 082=2×ТL 081, ТL 084=4×ТL 081.

Сл.9 Распоред на пиновите на операционите засилувачи

Операционите засилувачи може да се користат во два основни споја и тоа со примена на негативна повратна спрега.

Универзален аудио предзасилувач со операционен засилувач во инвертирачки спој (инвертирачки засилувач)

На сликата 10 е даден универзален предзасилувач кој во зависност од вредноста на елементите може да биде предзасилувач за микрофон, електрична гитара, грамофон, CD плеер итн. Тој е реализиран со помош на операционен засилувач во инвертирачки спој (влезниот сигнал доаѓа на инвертирачкиот влез од операциониот засилувач и излезниот сигнал е фазно поместен за 180º во однос на влезниот сигнал).

Сл.10 Универзален предзасилувал со операционен засилувач во инвертиралки спој

Отпорникот R1 директно ја одредува влезната отпорност на засилувачот (RVL=R1) кој што треба да биде барем 10 пати поголем од излезната отпорност на претходниот степен: RVL≥10•RIZps Со отпорникот Rf е остварена негативна повратна врска. Засилувањето на овој засилувач се одредува според равенката:

1RR

А fUB −=

13


Кондензаторот C1 е спрежен кондензатор за влезот – тој го пропушта сигналот а го спречува евентуално присутниот еднонасочен напон. Овој кондензатор ќе предизвика појава на долна гранична фреквенција:

111 2

1RC

fd ⋅⋅⋅=

π

Во аудио техниката долната гранична фреквенција треба да има вредност помеѓу неколку херци и неколку десетици херци, вредноста на кондензаторот C1 во зависност од отпорникот R1 може да има вредност од неколку nF до неколку µF. За да се намали раздесеноста потребно е неинвертиралкиот влез да го поврземе на маса преку еден отпорник со вредност:

21

213 RR

RRR+⋅

=

Кондензаторот C2 е спрежен кондензатор за излезот и тој заедно со отпорноста на потрошувачот RP (т.е влезната отпорност на наредниот степен) формира филтер пропусник на високи фреквенции чија долна гранична фреквенција се одредува како:

pd RC

f⋅⋅⋅

=2

2 21

π

Бидејќи во аудио техниката следните предзасилувачки степени имаат обично голема влезна отпорност(RP>10кΩ) кондензаторот C2 обично има вредност од стотина nF до неколку µF (зависно од вредноста на RP). Долната гранична фреквенција на целиот предзасилувач fd ќе биде еднаква на највисоката долна гранична фреквенција што ја има некој од филтрите пропусници на високи фреквенции во склоп на овој предзасилувач. Обично се прави да биде fd1=fd, а fd2<<fd но ако се сака поголемо слабеење на несаканите фреквенции може да се направи да биде fd1=fd2=fd Горната гранична фреквенција на предзасилувачот(доколку не е вграден кондензаторот Cf) зависи од вредноста на засилувањето AUB и од вредноста на транзиентната фреквенција fT на операциониот засилувач:

UB

Tg A

ff =

За ориентација fT на µА 741 изнесува 1MHz, а за ТL 071 изнесува 3МHz, а на LF 356 е 5МHz. Горната гранична фреквенција fg за аудиопредзасилувалите треба да биде 20кHz или повеќе но во одредени случаи може да биде и помала. Доколку засилувачот има мало засилување fg ќе биде многу голема што може да предизвика појава на зголемен шум и ултразвучни и радиопречки. Затоа во такви случаи горната гранична фреквенција треба да се намали со додавање на кондензаторот Cf кој треба да биде керамички.

ffg CR

f⋅⋅⋅

=π2

1'

Вредноста на кондензаторот се одредува со помош на претходната равенка и има вредност во pF. Излезната отпорност на предзасилувачот е RIZ=RIZop≤100Ω. Отпорноста на потрошувачот треба да биде RP≥1кΩ.

14


Доколку при проектирањето на предзасилувачот нема посебно поставени услови за излезниот напон и потрошувачот потребно е да се работи според IHF стандардот кој пропушува излезниот напон од предзасилувачот да биде UIZref=500mV,а потрошувачот (влезната отпорност на наредниот степен) да биде RP=47кΩ.

Универзален аудио предзасилувач со операционен засилувач во неинвертирачки спој (неинвертирачки засилувач)

На сликата 11 е даден универзален предзасилувач кој во зависност од вредноста на елементите може да биде предзасилувач за микрофон, електрична гитара, грамофон, CD плеер итн. Тој е реализиран со помош на операционен засилувач во неинвертиралки спој (влезниот сигнал доаѓа на неинвертирачкиот влез од операциониот засилувач и излезниот сигнал е фазно поместен за 180º во однос на влезниот сигнал.)

Сл.11Универзален предзасилувач со операционен засилувач во неинвертирачки спој

Отпорникот R1 директно ја одредува влезната отпорност на засилувачот (RVL=R1) кој што треба да биде барем 10 пати поголем од излезната отпорност на претходниот степен: RVL≥10•RIZps . Отпорниците R3 и Rf поставени во негативната повратна врска го одредуваат засилувањето на предзасилувачот во пропусниот опсег:

3

1RR

А fU +=

Обично се зема да е R3=1кΩ, а Rf се пресметува врз основа на бараната вредност на засилувањето AUB. Кондензаторот C1 е спрежен кондензатор за влезот – тој го пропушта сигналот а го спречува евентуално присутниот еднонасочен напон. Овој кондензатор заедно со отпорникот R1 формира на филтер пропусник на високи фреквенции кој има долна гранична фреквенција:

111 2

1RC

fd ⋅⋅⋅=

π

Во аудио техниката долната гранична фреквенција треба да има вредност помеѓу неколку херци и неколку десетици херци, вредноста на кондензаторот C1 во зависност од отпорникот R1 може да има вредност од неколку nF до неколку µF.

15


Кондензаторот C3 е поставен за да се добие единечно засилување на еднонасочните напони. Овој кондензатор за еднонасочните напони претставува отворена гранка (бесконечна отпорност) па затоа еднонасочните напони предзасилувачот не ги засилува. За наизменичните напони C2 претставува куса врска па засилувањето на предзасилувачот е одредено со вредноста на R2 и Rf според претходно дадената формула. Кондензаторот C2 заедно со отпорникот R2 формира уште еден филтер пропусник на високи фреквенции кој има долна гранична фреквенција:

333 2

1RC

fd ⋅⋅⋅=

π

Бидејќи R2 има мала вредност (1кΩ), за да се добие ниска долна гранична фреквенција (<20Hz) потребно е C3 да биде со голема вредност (обично од 1 до 100µF). Кондензаторот C2 е спрежен кондензатор за излезот и тој заедно со отпорноста на потрошувачот RP (т.е влезната отпорност на наредниот степен) формира филтер пропусник на високи фреквенции чија долна гранична фреквенција се одредува како:

pd RC

f⋅⋅⋅

=2

2 21

π

Бидејќи во аудио техниката следните предзасилувачки степени имаат обично голема влезна отпорност (RP>10кΩ) кондензаторот C2 обично има вредност од стотина nF до неколку µF (зависно од вредноста на RP). Долната гранична фреквенција на целиот предзасилувач fd ќе биде еднаква на највисоката долна гранична фреквенција што ја има некој од филтрите пропусници на високи фреквенции во склоп на овој предзасилувач(R1-C1,R2-C2,R4-C4). Обично се прави да биде fd1=fd, а fd2,fd3<<fd но ако се сака поголемо слабеење на несаканите фреквенции може да се направи да биде fd1=fd2=fd3=fd. Горната гранична фреквенција на предзасилувачот (доколку не е вграден кондензаторот Cf) зависи од вредноста на засилувањето АUB и од вредноста на транзиентната фреквенција fТ на операциониот засилувач:

UB

Tg A

ff =

За ориентација fТ на µА 741 изнесува 1МHz, а за ТL 071 изнесува 3МHz, а на LF 356 е 5МHz. Горната гранична фреквенција fg за аудиопредзасилувачите треба да биде 20кHz или повеќе но во одредени случаи може да биде и помала. Доколку засилувачот има мало засилување fg ќе биде многу голема што може да предизвика појава на зголемен шум и ултразвучни и радиопречки. Затоа во такви случаи горната гранична фреквенција треба да се намали со додавање на кондензаторот Cf кој треба да биде керамички.

ffg CR

f⋅⋅⋅

=π2

1'

Вредноста на кондензаторот се одредува со помош на претходната равенка и има вредност во pF. Излезната отпроност на предзасилувачот е RIZ=RIZoz≤100Ω. Отпорноста на потрошувачот треба да биде RP≥1кΩ. Доколку при проектирањето на предзасилувачот нема посебно поставени услови за излезниот напон и потрошувачот потребно е да се работи според IHF стандардот кој пропишува излезниот напон од предзасилувачот да биде UIZref=500mV, а потрошувачот (влезната отпорност на наредниот степен) да биде RP=47кΩ.

16


Предзасилувач за динамички микрофон – Ваквиот предзасилувач треба да има влезна отпорност од неколку кΩ (бидејќи излезната отпорност на динамичките микрофони најчесто е од 200 до 600Ω) и големо засилување (динамичките микрофони имаат мал излезен сигнал- најмногу до неколку mV). Бидејќи засилувачот ќе засилува многу мали сигнали потребно е шумот да биде многу мал а тоа ќе се постигне со употреба на квалитетни елементи-малошумни отпорници (металослојни), пластични фолијски спрежни кондензатори, танталски електролитски кондензатори и малошумен операционен засилувач. (пр ТL 071). Различни микрофони имаат различен излезен напон (обично од 0,1mV до 10mV/Pa), па ако сакаме нашиот микрофонски предзасилувач да биде добар за сите ќе треба да го направиме со променливо засилување. Тоа најлесно може да се постигне ако во повратната врска наместо отпорникот Rf се постави сериска врска на предотпор и потенциометар поврзан како реостат како на сликата 12.

Сл 12. Сериска врска на предотпор и потенциометар како реостат

Со вредноста на предотпорникот RfA се одредува минималното засилување во пропусниот опсег (АUBmin) а со збирот на предотпорникот и потенциометарот RfB се одредува максималното засилување (АUBmax). Потенциометарот треба да биде со логаритамска карактеристика и најчесто е со вредност од 100кlog до 1Мlog. Таквиот потенциометар се означува со “GAIN” или “SENSITIVITY”. Линискипредзасилувач- Овој предзасилувач е наменент за уредите кои на својот излез даваат т.н. линиски сигнал т.е. сигнал со амплитуда од неколку стотини mV. Такви уреди се CD плеерите, касетофоните, тјунерите, еквилајзерите, првите степени на предзасилувачите...Линискиот предзасилувач треба да има влезна отпорност од 47кΩ (10кΩ до 100кΩ), мало засилување (од 1 до неколку пати) и широк фреквентен опсег. Предзасилувач за електрична гитара. Електричната гитара има голема излезна отпорност и излезен напон кој зависно од поставеноста на нејзините контроли може да биде многу мал (неколку mV) но и доста голем (стотина mV). Затоа ваквиот предзасилувач треба да има голема влезна отпорност (100кΩ до 1МΩ) и можност засилувањето да се менува по желба. Променливо засилување на предзасилувачот се постигнува ако во повратната врска наместо Rf се стави сериска врска на предотпорник и логаритамски потенциометар. Пропусниот опсег на овој предзасилувач треба да биде соодветен на спектарот на тоновите што ги создава електричната гитара, а тој е од 82,5Hz (тонот Е2) до 10-15кHz. Заради слабите сигнали и во овој предзасилувач треба да се употребат квалитетни и малошумни елементи. Грамофонски предзасилувач. Повеќето квалитетни грамофони имаат звучница (глава) со подвижен магнет (ММ-мовинг магнет). Таа има влезна отпорност од неколку кΩ па затоа грамофонскиот предзасилувач треба да има влезна отпорност од 47кΩ што претставува светски стандард. ММ грамофонските глави имаат излезен напон од неколку mV (најчесто 2-5mV) што значи дека грамофонскиот предзасилувач треба да има засилување од стотина пати, а истовремено да изврши и соодветна фреквентна корекција. Имено, за да се обезбеди подобар квалитет (воедначена ширина на браздите, помали изобличувања и шум) грамофонските плочи се снимаат преку посебен коректор кој ги слабее ниските а ги засилува високите фреквенции според т.н RIAA стандард (испрекината линија на сликата). При репродукција предзасилувачот треба што поточно да изврши инверзна RIAA фреквентна корекција како што е прикажано со полна линија на сликата 13.

17


Сл.13 АФК на грамофонски предзасилувач и RC мрежа за RIAA корекција на АФК

Ваква амплитудно фреквентна карактеристика предзасилувачот ќе има ако во повратната врска наместо отпорникот Rf се постави RC мрежата прикажана на сликата 13. Потребното засилување може да се постигне со избор на отпорникот R2 ако претходно се пресмета импедансата Zf на оваа RC мрежа за f=1кHz. Заради малите сигнали во грамофонскиот предзасилувач елементите пожелно е да бидат квалитетни и малошумни а за да се добие што поточна RIAA корекција елементите во RC мрежата треба да бидат со мала толеранција. Доколку при конструкцијата на предзасилувачот не е потребен голем квалитет на предзасилувачот операциониот засилувач во него може да биде некој што е наменет за општа намена на пример µА741 или LM741. Доколку сакаме да имаме подобар квалитет (помал шум, помали изобличувања, поголема брзина т.е. фактор на пораст, поширок фреквентен опсег...) тогаш ќе треба да употребиме поквалитетен операционен засилувач на пример ТL071 или подобар. Ознаките на изводите на сликата се однесуваат на операционите засилувачи µА741, LM741, ТL071 и LF356 кои се сместени во DIL8 куќишта. За напојување на предзасилувачот (т.е на операциониот засилува) потребен е стабилен симетричен напон со вредност од ±5V до ±15V. Тоа се всушност два напони со иста вредност а спротивен поларитет и заедничка маса што значи дека ваквото напојување се поврзува со 3 проводници +UCC, маса, -UCC. При тестирање на предзасилувачот таков напон може да се добие од двоен лабараториски извор на еднонасочен напон ако минусот од едниот и плусот од другиот извор се заземјат. Пример: Да се проектира предзасилувач за касетофон кој има излезен напон од 100mV и излезна отпорност 4к7. Фреквентниот опсег треба да биде од 30Hz до 15kHz. Решение: Излезниот напон од касетофонот е влезен напон за предзасилувачот па според тоа толку треба да изнесувa и неговата осетливост UVLref=UIZref=100mV. Бидејќи излезниот напон од предзасилувачот според IHF стандардот треба да биде 500mV произлегува дека засилувањето треба да биде:

5100500

===VLref

IZrefUB U

UА

Според равенката за засилувањето

3

1RR

А fUB +=

18


И ако усвоиме дека R3=1kΩ добиваме дека Rf=4kΩ, односно заокружено на стандардна вредност Rf=3k9. Влезната отпорност на предзасилувачот треба да биде 10 пати поголема од излезната отпорност на касетофонот, од каде произлегува

kkRRR IZkasVL 477410101 =⋅=⋅==

Кондензаторот C1 ќе го одредиме на основа на долната гранична фреквенција која според задачата треба да биде fd=30Hz=fd1. Од равенката за fd1 добиваме

nFRC

fd 1122

1

111 =

⋅⋅⋅=

π

Односно заокружено на стандардна вредност 100 или 120nF. За да ги пресметаме кондензаторите C2 и C3 ќе усвоиме fd1=fd2=5Hz, па од соодветните равенки:

nFRC

fd 6722

1

333 =

⋅⋅⋅=

π

nFRC

fp

d 8,312

1

22 =

⋅⋅⋅=

π За C2 може да заокружиме на 33 или 47nF, додека за C3 може да заокружиме на 470nF или 1µF. Ако не го вградиме кондензаторот Cf и го употребиме операциониот засилувач µА 741 тогаш горната гранична фреквенција на предзасилувачот ќе биде:

Сл.14 АФК на употребениот операционен засилувач µА 741, предзасилувачот без кондензаторот Cf, на

предзасилувачот со употребен кондензатор Cf

19


кHzMHzAffUB

Tg 200

51

==

Што е многу поголема од бараната вредност во условот на задачата (15kHz). Затоа треба да го вградиме и кондензаторот Cf кој според равенката за fg

’

nFCR

fff

g 7,22

1' =⋅⋅⋅

=π

НФ засилувач на моќност со интегрираното коло TBA 810P

Ова интегрирано коло е сместено во пластично куќиште, со распоред на пиновите даден на сликата 15.

Сл. 15 Распоред на пинови на интегрираното коло TBA 810P

Интегрираното колоTBA 810P обезбедува излезна моќност PIZ=7W при UCC=16V, RL=4Ω или UCC=14,4V, RL=2Ω. Ова интегрирано коло има вградена заштита од погрешно поврзување на поларитетот на напојувањето, има мало ниво на внесен шум, висока ефикасност и голема излезна струја која може да достигне до 3А, има ниско ниво на хармониски изобличувања, како и заштита од прегревање и краток спој. Факторот SVR кај ова интегрирано коло изнесува 40dB минимум. На сликата 16 е прикажана електричната шема на една типична реализација на еден НФ засилувач на моќност реализиран со ова интегрирано коло кое уствари претставува монолитен седумватен засилувач на моќност.

20


Сл16. Електрична шема на 7W засилувач на моќност со интегрираното коло TBA 810P

Излезниот еднонасочен напон во празен од се одредува според следната релација:

20CCU

U =

Во табелата е дадената зависноста на излезната моќност од напонот на напојување одредена при Rf=56Ω, RL=4Ω, d=10%, f=1kHz.

Rf=56Ω, f=1kHz, d=10%, RL=4V VCC [V] 4 6 8 10 12 14 16 PIZ [W] 0,5 1 1,8 3 4,2 5,6 6,7

Табела 2 : Зависноста на излезната моќност од напонот на напојување

UCC=14,4V, f=1kHz, PIZ=6W RL=4V

Rf[Ω] 20 50 70 100 150

Ui[mV] 30 70 100 150 210

AU[dB] 44 37 34 31 28

Табела 3: Зависност на напонското засилување и осетливоста (влезниот напон) од отпорот Rf

Кондензаторот C3 и отпорникот Rf го одредуваат пропусниот опсег на засилувачот. Кондензаторите C7 и C3 се дел од колото за фреквентна компензација врзано за пинот 5 од интегрираното коло TBA 810P. Во оваа електрична шема на засилувачот земено е дека C7=5C3.

21


Параметри / Тест услови Вредности Напон на напојување UCC 14,4V

Излезен напон во празен од

U0

6,9V

Мирна струја Id0 12mA Влезна осетливост Ui PIZ=6W, RL=2Ω,

Rf=56Ω f=1kHz 75mV

Фреквентен опсег B RL=4Ω/2Ω C3=820pF

40-20000Hz

Влезна отпорност Ri f=1kHz 5MΩ Напонско

засилување без повратна спрега

AU0

f=1kHz RL=4Ω

80dB

Напонско засилување со

повратна спрега

AU

f=1kHz RL=4Ω/2Ω

37dB

Ефикасност ᵑ PIZ=6W, RL=4Ω, f=1kHz

0,75

Излезна струја Id PIZ=6W, RL=4Ω 600mA Еквиваленте влезен

напон нашум eN

UCC=16V B(-3dB)=40-15000

0,002mV

Еквивалентна влезна струја на шум

iN 80pA

Табела 4: Технички карактеристики на интегрираното коло TBA 810P

НФ засилувач на моќност со линеарното интегрирано коло TDA 2003

TDA 2003 е интегрирано коло од серијата на НФ засилувачи на моќност кои имаат широка примена во аудио засилувачката техника. Ова интегрирано коло има подобри перформанси од TDA 2002. Распоредот на пиновите е даден на сликата 17.

Сл 17. Распоред на пиновите на интегрираното коло TDA 2003

Комплетна безбедност при работата на ова коло е постигната со вградените заштити од DC и AC краток спој помеѓу сите пинови и заземјувањето, прегревање, замена на поларитетот, како и од превисок напон на напојување (издржува пик со амплитуда од 40V за времетраење од 50ms). Електричната шема на засилувачот на моќност со ова интегрирано коло е дадено на сликата 18.

22


Сл 18. Електрична шема на НФ засилувач на моќност со интегрираното коло TDA 2003

Овој засилувач може да обезбеди максимална излезна моќност од 18W благодарение на неговата термичка заштита без оглед на потрошувачот. На излезната моќност покрај потрошувачот влијае и напонот на напојување колку е поголем напонот на напојување толку е поголема и излезната моќност на овој засилувач. Излезниот напон кај ова интегрирано коло при празен од е U0=US/2.

AU=40dB, f=1kHz, d=10%, VCC=16V RL[Ω] 2 3 4 5 6 7 8 9 10 PIZ [W] 12 10 7,5 6,2 5,3 4,8 4 3,8 3,5

Табела 5: Зависност на излезната моќност од оптоварувањето

AU=40dB, f=1kHz, d=10%, RL=16V

VCC [V] 8 9 10 11 12 13 14 15 16 PIZ [W] 1,5 2 3 3,5 4,2 5 5,8 6,5 7,5

Табела6: зависност на излезната моќност од напонот на напојување

Параметри / Тест услови Вредности

Напон на напојување UCC 14,4V Излезен напон во

празен од

U0

6,9V

Мирна струја Id 44mA Влезна осетливост Ui PIZ=10W, RL=2Ω,

f=1kHz 50mV

Фреквентен опсег B PIZ=10W, RL=4Ω 40-15000Hz Влезна отпорност Ri f=1kHz 150kΩ

Напонско засилување без повратна спрега

AU0

f=1kHz RL=4Ω

80dB



AU

40dB

Ефикасност ᵑ PIZ=10W, RL=2Ω, f=1kHz

65%

Табела 7: Измерени параметри на интегрираното коло TDA 2003 користејќи ја горната електрична

шема

Засилувањето на овој засилувач се одредува со отпорниците R1 и R2 и тоа според следната формула:

23


2

1

RRAU =

Вредноста на кондензаторот CX се определува според следната релација:

121

RBCX ⋅⋅⋅

=π

Додека отпорникот RX се одредува според следната релација:

220 RRX ⋅=

Доколку при изработката на засилувачот се користат елементи чии вредности многу отстапуваат од пропишаните особено за R3, RX и C3, C4 и C5 се јавува опасност од добивање на несакани осцилации и скратување на ширината на фреквентниот опсег со намалување на горната гранична фреквенција. Сигналот на влез влегува низ кондензаторот C1 негова задача е да не дозволи поминување на еднонасочната компонентна до неинвертирачкиот влез на интегрираното коло, значи овој кондензатор е блок или спрежен кондензатор. Истата улога ја има и кондензаторот C4 кој не дозволува поминување на еднонасочната компонента на сигналот кон звучникот, овој кондензатор ја блокира таа компонента. Кондензаторот C1 заедно со влезната отпорност на интегрираното коло TDA 2003 (бидејќи нема влезен отпорник) формираат филтер пропусник на високи фреквенции и ја одредуваат долната гранична фреквенција на засилувачот на моќност. Исто така и кондензаторт C4 заедно со оптоварувањето на звучникот RL формираат пропусник на високи фреквенции и ја одредуваат долната гранична фреквенција на овој засилувач на моќност. Кондензаторот C3 и кондензаторот од 100µF служат за дополнително филтрирање на еднонасочниот напон на напојување на овој засилувач. Отпорниците R1 и R2 го одредуваат засилувањето засилувањето на засилувачот. Отпорникот RX ја одредува горната гранична фреквенција на засилувачот и доколку неговата вредност е поголема од пропишаната ќе има помало слабеење на повисоки фреквенции, додека ако неговата вредност е помала од пропишаната ќе предизвика опасност од осцилирање на засилувачот. Кондензаторот CX исто така ја одредува горната гранична фреквенција на засилувачот и доколку неговата вредност е помала од пропишаната засилувачот ќе има помал пропусен опсег, а доколку неговата вредност е поголема од пропишаната пропусниот опсег би се зголемил. Кондензаторот C5 и отпорникот R3 формираат таканаречена Зобелова мрежа која служи да ја компензира импедансата на звучникот на повисоки фреквенции, која не е чисто отпорна, односно ја компензира индуктивноста на калемот која е присутна на повисоки фреквенции. Доколку нивните вредности се разликуваат од пропишаните вредности предизвикуваат опасности од осцилирање на повисоки фреквенции со индуктивно оптоварување.

НФ засилувач на моќност со линеарно интегрирано коло TDA 2005 TDA 2005 е линеарно интегрирано коло кое што се користи за конструкција на засилувачи на моќност за автомобилските радио-касетофони, CD плеери и слично. Работи во класа B и е сместено во куќиште MULTIWATT специјално дизајнирано за конструкција на аудио засилувачи на моќност чиј што распоред на пинови е дадено на сликата 19.

24


Сл. 19 Распоред на пинови на интегрираното коло TDA 2005M

Ова интегрирано коло се произведува во две верзии и тоа TDA 2005M кој се користи при конструкција на засилувачи во мостна врска и TDA 2005S кој се користи при изработка на стерео засилувачи. Двете кола работат со позитивен напон напон на напојување кој се движи во граници од 8-18V со можност за работна струја до 3,5А што овозможува користење на потрошувач со минимална импеданса од 1,6Ω. Максималната излезна моќност кај TDA 2005M е 20W при RL=4Ω и d=10%,а за S* верзијата таа е PIZ=10+10W за RL=2Ω при што d=10%. На сликата 20 е дадена електричната шема на 20W-тен мостен засилувач.

Сл 20. Електрична шема на 20 ватен засилувач со TDA 2005M

Отпорникот R1 служи за оптимизација на излезната симетрија на сигналот, а со менување на вредноста можеме само да ја намалиме излезната моќност. Засилувањето е одредено со отпорниците R2, R3, R4 и R5, a фрекветната стабилност е одредена со R6 и R7 и кондензаторите C9 и C10. Намалувањето на вредностите на R6 и R7, односно зголемувањето на C9 и C10 може да предизвика несакани осцилации. Кондензаторот C1 игра улога на раздвоен кондензатор во однос на еднонасочните сигнали и со зголемување на неговата вредност може да се намали долната гранична фреквенција но ако со тоа се претера може да се намали факторот на пораст на засилувачот. Потиснувањето на брумот од изворот на напојување е извршено со кондензаторот C3 за кој доколку би се зголемила вредноста би довело до зголемување на факторот на пораст на засилувачот, и зголемување на времето на исклучување на склопот, во спротивно пак би имале деградација на факторот на пораст. C6 и C8 се внатрешни раздвојни кондензатори во повратната врска за кои доколку ја намалиме нивната вредност би довеле до зголемување на долната гранична фреквенција.

25


На сликата 21 е дадена електричната шема на стерео засилувач со TDA 2005S. Доколку се споредат електричните шеми на овие два засилувачи би се увидело дека постои разлика само во вредностите на некои елементи додека функцијата и описот на елементите е исто.

Сл 21. Електрична шема на стерео засилувач со TDA 2005S


Напон на напојување VCC 8-18V Излезен напон на

оффсет(помеѓу пин 8 и 10)

U0S

VCC=14,4V

150mV

Мирна струја Id0 VCC=14,4V, RL=4Ω 75-150mA Осетливост Ui PIZ=2W, RL=4Ω,

f=1kHz 9mV

Влезна отпорност Ri f=1kHz 70kΩ Напонско

засилување со повратна спрега

AU f=1kHz

50dB

Еквивалентен напон на внесен шум

En Rg=10kΩ B=22Hz-22kHz

0,003mV

Ефикасност ᵑ VCC=14,4V, PIZ=20W, RL=4Ω,

f=1kHz

60%

Табела 8: Најважни параметри на TDA 2005M при тестирање

26



Напон на напојување VCC 8-18V Излезен напон во

празен од U0 VCC=14,4V 7,2V

Мирна струја Id0 VCC=14,4V 65-120mA Осетливост Ui PIZ=1W, RL=4Ω,

f=1kHz 6mV

Влезна отпорност (неинвертирачки

влез)

Ri

f=1kHz

200kΩ

Влезна отпорност (инвертирачки влез)

Ri

f=1kHz

10kΩ

Напонско засилување без повратна спрега

AU0

f=1kHz

90dB



AU

f=1kHz

50dB

Еквивалентен напон на внесен шум

En Rg=10kΩ B=22Hz-22kHz

0,0015mV

Преслушување CT VCC=14,4V, U0=4V, RL=4Ω,

f=1kHz

60dB

Ефикасност ᵑ VCC=14,4V, PIZ=6,5W, RL=4Ω,

f=1kHz

70%

Табела 9: Параметри на интегрираното коло TDA 2005S при тестирање

Од карактеристиките на двете интегрирани кола споредени во каталог може да се забележи дека при ист напон на напојување и ист потрошувач мостиот засилувач дава два пати поголем излезен напон и излезна струја т.е 4 пати поголема излезна моќност. На сликата 22 е дадена упростена електрична шема за конструкција на мостен засилувач.

Сл 22. Упростена електрична шема на мостен засилувач

Пресметките со кои би гоодредиле засилувањето е:

4

3

42

42

10 1

RR

RRRR

RUU

Ai

U

++⋅+

==

За поголемо засилување се зема R2=R4 и R3=2R1 така да за засилувањето се добива

27


2

14R

RAU⋅

=

При препорачани вредности за AU=40dB се R1=1000Ω, R2=R4=39Ω и R3=2000Ω, а за AU=50dB се R1=1000Ω R2=R4=12Ω и R3=2000Ω.

НФ засилувач на моќност со линеарното интегрирано коло TDA 2030

Интегрираното коло TDA 2030 е монолитно интегрирано коло кое се користи како НФ засилувач на моќност во ТВ и преносните радио приемници. Сместено е PENTAWAT куќиште. Ова интегрирано коло може да даде 14W излезна моќност на потрошувач од 4Ω при напон на напојување од ±14V. Распоредот на пиновите е даден на сликата 23.


Излезната моќност зависи од напонот на напојување и отпорноста на потрошувачот врзан на излезот од засилувачот. Ова интегрирано коло има вградена заштита од краток спој односно од преоптоварување. Исто така ова интегрирано коло има и вградена термичка заштита. Доколку при работата дојде до претерано загревање на телото од било која причина (перманентно преоптоварување или висока температура на околината) термичката заштита ја намалува излезната струја и моќност, со што се исклучува можноста од оштетување на колото поради загревање. На сликата 24 е дадена електричната шема на една типична реализација на НФ засилувач со симетрично напојување со TDA 2030. Оваа шема е искористена при мерење на техничките карактеристики на ова коло.

Сл 24. Електрична шема на НФ засилувач на моќност со TDA 2030

28


Сигналот што доаѓа на влезот на овој засилувач поминува низ кондензаторот C1 кој игра улога на спрежен или блок кондензатор и недозволува поминување на еднонасочната компонента кон неинвертирачкиот влез на овој засилувач. Овој кондензатор заедно со отпорникот R3 формираат филтер пропусник на високи фреквенции. Тој ја определува долната гранична фреквенција на засилувачот. Доколку овој кондензатор има помала вредност од пропишаната долната гранична фреквенција се зголемува. Отпорникот R3 ја одредува влезната отпорност на засилувачот. Поголема или помала вредност на овој отпорник од пропишаната ја зголемува или намалува влезната отпорност. Отпорниците R1 и R2 во повратната врска го одредуваат засилувањето на засилувачот со повратна врска. Ако го зголемуваме отпорникот R1 засилувањето се зголемува, додека ако го намалуваме засилувањето се намалува. Ако ја зголемуваме вредноста на отпорникот R2 засилувањето се намалува, а ако ја намалуваме неговата вредност засилувањето се зголемува. Потиснувањето на брумот на изворот на напојувањето или филтрирањето на изворот на напојување се врши со помош на кондензаторите C3, C4, C5 и C6. Доколку вредноста на овие кондензатори е помала од пропишаната вредност би се јавила опасност од осцилирање на засилувачот. Отпорникот R4 и кондензаторот C7 формираат Зобелова мрежа кој ја компензира индуктивноста на калемот на звучникот на високи фреквенции бидејќи импедансата не е чисто отпорна. Овие елементи ја одредуваат стабилноста на засилувачот на високи фреквенции со индуктивно оптоварување. Ако вредноста на кондензаторот C7 е помала од пропишаната би се појавиле проблеми со стабилноста на засилувачот, истото би се случило доколку вредноста на отпорникот R4 е поголема од пропишаната. Доколку би постоела сериската врска на отпорникот R5 и кондензаторот C8 (паралелно на отпорникот R1) тие ја одредуваат горната гранична фреквенција на засилувачот. Поголема вредност на отпорникот R5 од пропишаната би довело до помало слабеење на повисоките фреквенции, а помалата вредност на R5 од пропишаната би се јавиле проблеми со осцилирање на засилувачот. Доколку вредноста на кондензаторот C8 е поголема од пропишаната вредност би довело до помал пропусен опсег, а помала негова вредност од пропишаната би довело до поголем пропусен опсег. R5≈3R2. Додека кондензаторот C8 е одреден според следната формула:

18 2

1RB

C⋅⋅⋅

=π

Диодите D1 и D2 го штити засилувачот од несакани врвови на излезниот напон.

29


Параметар Озн. Услови на мерење Мин. Тип. Макс. Един. Напон на напојување

VCC ±6V ±18V

Излезна Моќност

PIZ d=0,5%, GV=30dB f=40-15000Hz RL=4Ω RL=8Ω

12 8

14 9

W W

d=10%, GV=30dB f=1kHz RL=4Ω RL=8Ω

18 11

W W

Изобличување d PIZ=0,1-12W RL=4Ω GV=30dB f=40-15000Hz

0,2

0,5

% PIZ=0,1-8W RL=8Ω GV=30dB f=40-15000Hz

0,1

0,5

% Фреквентен опсег (-3dB)

B GV=30dB PIZ=12W RL=4Ω

10-140000

Hz

Влезна отпорност Ri 0,5 5 MΩ Напонско засилување без повратна врска

GV

90

dB

Потиснување на брумот од изворот на напојување

SVR

RL=8Ω GV=30dB RG=22kΩ VBRUM=0,5Veff fBRUM=100Hz

40 50 dB

Табела 10: Измерени технички карактеристики на интегрираното коло TDA 2030

НФ засилувач на моќност со интегрираното коло TDA 2050 Ова интегрирано коло е монолитно интегрирано коло предвидено за користење како аудио засилувач во голем број аудио уреди како излезен засилувач. Максималната синусна моќност изнесува 35W на 4Ω-ски звучници при THD=10%, UCC=±18V и f=1kHz, обично 32W на 8Ω-ски звучници при THD=10%, UCC=±22V и f=1kHz. Музичката моќност е поголема од синусната (RMS) па затоа ова коло е во можност да испорача дури 50W музичка моќност на 4Ω-ски звучници при UCC=±22,5V и f=1kHz за време 1s. Ова интегрирано коло може да се напојува од обичен (едностран) или симетричен (двостран) извор на напон. Ова интегрирано коло во себе има вградено и заштита од краток спој на излезот и заштита од прегревање. Делот задолжен за заштита од краток спој на излезот ја следи промената на напонот колектор-емитер кој е во функција од излезната струја, па ова коло повеќе претставува ограничувач на врвната излезна моќност отколку едноставна струјна заштита. Со тоа е значително намалена веројатноста колото да се оштети за време на краток спој на излезот кон маса. Покрај заштита од преголема струја исто така ова интегрирано коло има и температурна заштита која го заштитува колото од прегревање со што се спречува разорувањето на полупроводничките елементи имплементирани во колото. На сликата 25 е прикажан распоредот на изводите на ова интегрирано коло.


30


Параметар Озн. Услови на мерење Мин. Тип. Макс. Един. Напон на напојување

UCC ±4,5V ±25V V

Струја на мирување Id UCC=±4,5V UCC=±25V

30 55

50 90

mA mA

Влезна струја на поларизација

Ib UCC=±22V 0,1 0,5 µA

Влезен напон на ненагоденост

UGS UCC=±22V ±15 mV

Влезна струја на ненагоденост

IGS UCC=±22V ±200 nA

Синусна излезна моќност (RMS)

PIZ

THD=0,5% RL=4Ω RL=8Ω UCC=±22V, RL=8Ω

24

22

28 18 25

W W W

Музичка моќност THD=10% RL=4Ω RL=8Ω UCC=±22V, RL=8Ω

35 22 32

W W W

Тотални хармониски изобличување

THD

RL=4Ω f=1kHz, PIZ=0,1-24W f=100-10kHz PIZ=0,1-18W

0,03

0,5

0,5

%

% UCC=±22V RL=8Ω f=1kHz PIZ=0,1-20W f=100-10kHz PIZ=0,1-15W

0,02

0,5

%

% Фактор на пораст SR 5 8 V/µs Напонско засилување со отворена повратна врска

AU0

80

dB

Напонско засилување со затворена повратна врска

AU

30

30,5

31

dB

Фреквентен опсег (-3dB)

BW RL=4Ω Ui=200mV

20-80000

Hz

Влезна отпорност (извод1)

Ri 500 кΩ

Вкупен влезен шум eN

B=22Hz до 22kHz 4 5

10

µV µV

Потиснување на брумот од изворот на напојување

SVR

RS=22kΩ VBRUM=0,5Veff fBRUM=100Hz

45

dB

Коефициент на искористување

η UCC=±22V RL=8Ω PIZ=25W

67

%

Температура на активирање на температурната заштита

Tsd-j

150

ºC

Табела 11: Технички карактеристики на интегрираното коло TDA 2050

На сликата 26 е прикажана електричната шема на НФ засилувач на моќност со интегтрираното коло TDA 2050 кој е приклучено на симетрично напојување.

31


Сл 25. Електрична шема на засилувач на моќност со TDA 2050 со симетричнонапојување

Влезниот сигнал доаѓа на неинвертирачкиот влез од интегрираното коло при тоа поминувајќи низ кондензаторот C1. Кондензаторот C1 служи за блокирање на еднонасочната компонента на влезниот сигнал не дозволувајќи да помине кон влезот на интегрираното коло. Заедно со отпорникот R1 формираат филтер пропусник на високи фреквенции, и тој кондензатор ја одредува долната гранична фреквенција на засилувачот. Доколку вредноста на овој кондензатор е помала од пропишаната засилувачот би имал повисока долна гранична фреквенција. Отпорникот R1 ја одредува влезната отпорност на засилувачот. Поголема вредност на овој отпорник од пропишаната ќе доведе до зголемување на влезната отпорност, додека помала вредност на овој отпорник ќе доведе до намалување на влезната отпорност. Кондензаторите C3, C4, C5 и C6 служат за дополнително филтрирање на напонот на напојување односно за потиснување на напонот на брум на напојувањето. Доколку вредноста на овие кондензатори е помала од пропишаната би се појавила опасност од појава на несакани осцилации. Отпорниците R2 и R3 кои се наоѓаат во повратната врска го одредуваат засилувањето на засилувачот. Доколку вредноста на отпорникот R2 е помала од пропишаната доаѓа до зголемување на засилувањето, додека при поголема вредност од пропишаната засилувањето се намалува. Поголема вредност на отпорникот R3 од пропишаната доведува до зголемување на засилувањето, додека помала вредност од пропишаната доведува до намалување на засилувањето. Кондензаторот C2 служи за одделување на еднонасочниот напон за инвертирачкиот влез. Доколку вредноста на овој кондензатор е поголема од пропишаната доведува до зголемување на шумот кој се јавува при вклучување и исклучување, додека намалување на неговата вредност ќе предизвика зголемување на долната гранична фреквенција на засилувачот. Отпорникот R4 и кондензаторот C7 формираат Зобелова мрежа која служи за компензација на индуктивноста на калемот на звучникот на високи фреквенции, бидејќи импедансата на звучникот не можеме да ја сметаме за чисто отпорна. Поголема вредност на отпорникот R4 од пропишаната би довело до опасност од несакани осцилации при повисоки фреквенции со индуктивно оптоварување, додека помала вредност на кондензаторот C7 од пропишаната ќе доведе до опасност од несакани осцилации при повисоки фреквенции при индуктивно оптоварување. На сликата 27 е прикажана електрична шема на НФ засилувач на моќност со TDA 2050 приклучено на еднострано напојување.

32


Сл 27. Електрична шема на аудио засилувач со интегрираното коло TDA 2050 приклучено на еднострано напојување

Влезниот сигнал доаѓа на неинвертирачкиот влез од интегрираното коло при тоа поминувајќи низ кондензаторот C1. Кондензаторот C1 служи за блокирање на еднонасочната компонента на влезниот сигнал не дозволувајќи да помине кон влезот на интегрираното коло. Заедно со отпорникот R3 формираат филтер пропусник на високи фреквенции, и тој кондензатор ја одредува долната гранична фреквенција на засилувачот. Доколку вредноста на овој кондензатор е помала од пропишаната засилувачот би имал повисока долна гранична фреквенција. Отпорниците R1,R2 ја одредуваат работната точка на засилувачот. Кондензаторите C3,C5 служат за дополнително филтрирање на напонот на напојување односно за потиснување на напонот на брум на напојувањето. Доколку вредноста на овие кондензатори е помала од пропишаната би се појавила опасност од појава на несакани осцилации. Отпорникот R3 ја одредува влезната отпорност на засилувачот. Поголема вредност на овој отпорник од пропишаната ќе доведе до зголемување на влезната отпорност, додека помала вредност на овој отпорник ќе доведе до намалување на влезната отпорност. . Отпорниците R4 и R5 кои се наоѓаат во повратната врска го одредуваат засилувањето на засилувачот. Доколку вредноста на отпорникот R2 е помала од пропишаната доаѓа до зголемување на засилувањето, додека при поголема вредност од пропишаната засилувањето се намалува. Поголема вредност на отпорникот R3 од пропишаната доведува до зголемување на засилувањето, додека помала вредност од пропишаната вредност доведува до намалување на засилувањето. Кондензаторот C2 служи за намалување на влијанието на напојувањето на излезниот сигнал. Доколку вредноста на овој кондензатор е помала од пропишаната би се јавил полош премин при исклучување и подолго време на вклучување. Кондензаторот C3 служи за дополнително филтрирање на напојувањето односно потиснување на брумот на напојувањето. Доколку вредноста на овој кондензатор е поголема од пропишаната постои опасност од појава на несакани осцилации, додека помала вредност на овој кондезатор би довело до полош премин при вклучувањето. Отпорникот R6 и кондензаторот C6 формираат Зобелова мрежа која служи за компензација на индуктивноста на калемот на звучникот на високи фреквенции, бидејќи импедансата на звучникот не можеме да ја сметаме за чисто отпорна. Поголема вредност на отпорникот R4 од пропишаната би довело до опасност од несакани осцилации при повисоки фреквенции со индуктивно оптоварување, додека помала вредност на кондензаторот C7 од пропишаната ќе доведе до опасност од несакани осцилации при повисоки фреквенциипри индуктивно оптоварување. Кондензаторот C7 служи за блокирање на еднонасочната компонентна на излезниот сигнал за звучникот. Доколку вредноста на овој кондензатор е помала од пропишаната би довело до појава на пониска долна гранична фреквенција.

33


Конструкција на НФ засилувачи на моќност во интегрирана техника

За НФ засилувачите на моќност во интегрирана техника не може да се даде една општа постапка за конструкција и проектирање бидејќи различни интегрирани кола имаат различна внатрешна конструкција што повлекува и различни карактеристики , број и распоред и функција на изводите. Методот за проектирање зависи од сите овие особини на интегрираното коло па затоа е потребно тие добро да ги запознаеме и според нив да го прилагодиме методот за проектирање. Детални податоци за интегрираните кола може да се најдат во каталозите на производителите. Проектирањето започнува со избор на интегрираното коло за зададената конструкција. Ова се прави на основа на поставените барања и познавања на основните карактеристики на разни интегрирани кола. Кога за нашата конструкција ќе избереме соодветно интегрирано коло треба детално да ги проучиме неговите к-ки и други податоци за него. Дури кога детално ќе ги проучиме сите карактеристики и податоци за тоа интегрирано коло ќе може да го проектираме зададениот засилувач. Како пример за проектирање на НФ засилувач на моќност во интегрирана техника ќе го разгледаме НФ засилувачот со интегрираното коло TDA 2003. Основните податоци и карактеристики на ова интегрирано коло се дадени на претходните страници. Пример: Да се проектира НФ засилувач на моќност со TDA 2003 кој треба да има излезна моќност од 5W на 4Ω, осетливост од 100mV и фреквентен опсег од 50Hz до 15kHz. Решение: Шемата на овој засилувач е дадена на слика 17. Во табелата 7 гледаме дека за да ја добиеме бараната излезна моќност (5W на 4Ω) напонот на напојување треба да биде UCC=14V. Отпорниците R1 и R2 се одредуваат на основа на потребното засилување:

2

1

RR

UU

AVLref

IZrefUB == , UVLref=100mV, VRPU LIZIZref 47,42045 ==⋅=⋅=

7,441,047,4

===VLref

IZrefUB U

UA , dBAA UBUB 347,44log20log20 =⋅=⋅=

2

1

RRAUB =

Ако земеме дека R2=2,2Ω следи дека

Ω=⋅=⋅= 34,987,442,221 UBARR

Оваа вредност ја заокружуваме според стандардите (според редот Е24) и добиваме R1=100Ω. Кондензаторот CX се одредува на основа на вредноста на B и R1.

FRB

CkHzHzkHzffBRB

C XdgX µππ

1,02

1;155015;2

1

11

=⋅⋅⋅

=≈−=−=⋅⋅⋅

=

Кондензаторите C1 и C4 се спрежни кондензатори и тие ја одредуваат долната гранична фреквенција бидејќи со соодветните отпорници формираат филтри пропусници на високи фреквенции:

34


VLd RfC

⋅⋅⋅=

π21

1

Во шемата забележуваме дека нема влезен отпорник што значи дека влезна отпорност на засилувачот е влезната отпорност на интегрираното коло која како што се гледа во табелата 7 изнесува 150кΩ. Во тој случај добиваме:

nFnFRf

CVLd

222,21101505028,6

12

131 ==

⋅⋅⋅=

⋅⋅⋅=

π

FRf

Cpd

µπ

79645028,6

12

14 =

⋅⋅=

⋅⋅⋅=

Бидејќи на излезот од интегрираното коло постои еднонасочен напон VU

U CCIZDC 7

214

2===

во тој случај максимално дозволениот напон на кондензаторот C4 треба да биде поголем од 7V па затоа ќе земеме на пример C4=1000µF/16V. Кондензаторите C2 и C3 кои служат за филтрирање на напонот за напојување треба да имаат UCMAX>UCC т.е UCMAX>14V. Бидејќи степенот на корисно дејство е η=58%=0,58 тогаш изворот за напојување треба да биде со моќност:

WPPPP IZ

CCCC

IZ 6,858,0558,0 ===⇒==

ηη

Бидејќи напонот за напојување треба биде UCC=14V тогаш максималната струја на изворот на напојување треба да биде:

AVW

UP

ICC

CCCC 61,0

146,8

===

35


Испитување на НФ предзасилувачи и засилувачи на моќност

Испитувањето на NF засилувачите всушност преставува мерење на нивните карактеристики со цел да се одреди нивниот квалитет.

1. Мерење на засилувањето- се изведува со донесување на синусен сигнал од 1kHz на влезот на засилувачот и со мерење на влезниот и излезниот напон ( струја или моќност ).

2. Мерење на влезната отпорност - може да се изведе со методата на споредување. Од тон генераторот донесуваме синусен сигнал со f=1kHz на влезот на засилувачот преку потенциометар врзан како реостат. Со EV1 го мериме напонот пред R ( т.е. напонот на сериската врска на R и RVL ), а со EV2 го мериме напонот после R ( т.е. напонот на RVL ).

Со менување на R треба да подесиме да напонот на EV2 биде 2 пати помал од EV1 ( U2=U1/2 ). Во тој случај е RVL=R ( R ќе го извадиме од колото и ќе ја измериме неговата отпорност со омметар ).

Сл.28. Блок шема за испитување на влезна и излезна отпорност

3. Мерење на излезна отпорност - ќе ја изведеме со методата на споредување. На влезот на засилувачот од тон генераторот ќе донесеме синусен сигнал со f=1kHz и со EV ќе го измериме излезниот напон U1 во празен од ( без потрошувач т.е. при RP

). Потоа на засилувачот ќе приклучиме променлив потрошувач R и повторно го мериме излезниот напон ( при тоа UVL останува непроменет ). Со менување на R треба да постигнеме да EV покаже напон U2=U1/2.Тогаш RIZ=R.

4. Мерење на осетливост - се врши според блок шемата на сликата 29. Од тон генераторот донесуваме синусен сигнал со f=1kHz чија јачина ја менуваме се додека на EV2 не покаже UIZ=0,5V ( или 0,775V или 1V). При ова RP треба да е еднаков на номиналното оптоварување на засилувачот. Тогаш на EV1 се отчитува осетливоста.

Сл29. Блок шема за испитување на осетливост и снимање на АФК на предзасилувач

5. Мерење на максималниот влезен и излезен напон - се врши според истата блок шема само што сега на излезот приклучуваме осцилоскоп или мерач на клир фактор.

36


Големината на синусниот сигнал со f=1kHz ја менуваме се додека не измериме к=1% ( или тоа да го процениме на осцилоскоп - врвовите на синусоидата се отсечени малку ). Во тој случај EV1 ќе ни покаже колкав е UVLmax, а EV2 UIZmax.

6. Снимање на феквентната карактеристика - се врши според блок шемата на слика 29. Регулаторот на јачина го ставаме на максимум а тон контролите ако ги има во неутрална положба.

На влезот донесуваме синусен напон со f=1kHz чија јачина треба да биде такво да на излезот добиеме за 6 dB помало ниво од референтното излезно ниво ( за предзасилувачи треба да биде UIZ=UIZref/2 , а за засилувачи на моќност треба да е PIZ=PIZref/4 ). Потоа ја менуваме фреквенцијата на влезниот сигнал ( притоа UVL треба да остане непроменливо ) и го мериме UIZ за различни фреквенции. Фреквенциите за мерење (доволни се 10 до 15) треба да ги избереме сами при тоа водејќи сметка за теоретските сознанија во врска со АФК на испитуваниот засилувач како и за тоа дека X оската на која се нанесува фреквенцијата е логаритамски поделена.. Кај повеќето функциски генератори при промена на фреквенцијата малку се менува и амплитудата на сигналот, па затоа при секоја промена на фреквенцијата, треба да ја провериме амплитудата (со помош на електронскиот волтметар EV1) и ако треба повторно да се подеси на пропишаната вредност. Вредностите ги запишуваме во табела со која подоцна ја цртаме АФК на засилувачот. Бидејќи со ова мерење се добива графикот на АФК доста често испитувањето на АФК се нарекува и снимање на АФК. Снимањето на АФК на тон-контролите треба да се врши при нивен максимален отклон.

7. Мерење на синусната излезна моќност на засилувачот на моќност. Мерењето се врши со помош на блок шемата на слика 29. Лажниот потрошувач RL освен што треба да има вредност еднаква на номиналното оптоварување на засилувачот, тој треба да има моќност на дисипација поголема од очекуваната синусна моќност на засилувачот. На влезот од функцискиот генератор донесуваме синусен сигнал со фреквенција f=1kHz чија јачина ќе ја менуваме при тоа на осцилоскоп (или мерачот на изобличување) ги пратиме изобличувањата на излезниот сигнал. Кога изобличувањата ќе станат 1% (на осцилоскопот тоа се забележува како одвај видлива промена на обликот на синусниот сигнал – најчесто станува збор за отсекување на врвовите на синусоидата) тогаш треба да се престане со зголемување на влезниот сигнал и по 10min (или построгите прописи бараат 1 час) треба да се измери амплитудата на излезниот (влезниот) сигнал. Во тој случај синусната моќност ја одредуваме како:

L

IZIZRMSIZnom R

UPP2

== .

RP e отпорник со вредност RL=ZZVnom. Пример Ω

===4

402 WR

UPPL

IZIZRMSIZnom при к=0,1%.

8. Мерење на музичката моќност – постапката е иста како е претходната само што се со менување на UVL подесуваме да UIZ ima k=10%.Во тој случај

( )

P

IZ

RkUMusicPower %102 =

= .

9. Мерење на трајната излезна моќност – се врши на ист начин како и на синусната

моќност само што сега покрај мерењето што го правиме на фреквенција од f=1kHz потребно е да го извршиме мерењето на различни фреквенции за да видиме во кој фреквентен опсег засилувачот ја има истата синусна моќност. На пример PTR=40W/4Ω во опсег од 100Hz до 20кHz при к=0,1%. Пред ова мерење засилувачот треба да работи 1 час со 1/3 од излезната синусна моќност, а секое мерење да се изврши во траење од 5 минути.

10. Мерење на односот сигна-шум според кривата А. Ова мерење се изведува со мерење на нивото на излезниот шум (USHUM или PSHUM) со помош на кривата А (со

37


мерач на ниво на шум), па односот S/N го наоѓаме според равенката:

[ ]IZSHUM

IZ

UUdBNS log20/ ⋅= ако се работи за предзасилувач односно според

равенката [ ]IZSHUM

IZ

PPdBNS log10/ ⋅= ако се работи за засилувач на моќност каде

UIZ(PIZ) е референтен излезен напон (моќност). 11. Мерење на преслушувањето помеѓу каналите – го изведуваме така што на влезот

на едниот канал на стерео засилувач донесуваме синусен сигнал со таква големина за да на излезот од тој канал добиеме за 3dB помал сигнал U1 од референтниот. Потоа на излезот на другиот канал ја мериме големината на сигналот U2 кој се јавил поради преслушувањето. Преслушувањето го одредуваме според равенката:

[ ]2

1log20UUdBCROSSTALK ⋅= или [ ]

1

2log20UUdBCROSSTALK ⋅= . Обично ова мерење

се изведува со синусен сигнал со фреквенција од f=1kHz (тогаш резултатот е најдобар) а поретко за 100Hz и 10kHz.

12. Мерење на факторот на пораст – се одредува од осцилограмот на излезниот сигнал при влезен правоаголен импулс.

13. Мерење на THD т.е клир факторот – се врши на тој начин така што на влезот на засилувачот се донесува синусен сигнал со фреквенција f1 и ефективна вредност U1 па на излезот со спектрален анализатор се одредуваат амплитудите на вишите хармоници со фреквенција fn=k•f1 кои се јавиле поради хармониските изобличувања. Потоа по дадените равенки можеме да ги одредиме К2, К3, К4... како и вкупниот клир фактор К=THD. Клир факторот зависи од фреквенцијата на сигналот слика 30а. и од излезната моќност слика 30б. па неговото мерење треба да се изврши за различни фреквенции и излезни моќности. Ако не е дадена графичката зависност на К од f и од PIZ при кои е измерен. Обично К е најмал за f=1kHz па затоа најчесто се дава за таа фреквенција. Клир факторот исто така може да се мери директно со инструмент за мерење на К.

а) б)

Сл.30 а) Зависност на клир факторот од фреквенцијата б) зависност на клир факторот од излезната моќност

38


Поправка на НФ засилувачи Доколку засилувачот не работи исправно потребно е да ја пронајдеме неисправноста и да ја отстраниме. Најчесто причините за неисправноста се од механичка природа: прекинат проводник, скршен приклучок, ладен лем и сл. За чие отстранување и пронаоѓање доста може да помогне визуелната проверка. Дури 80-90% од кваровите се од механичка природа а, 10-20% поради неисправност на пасивните компоненти, а само 1-5% поради неисправност на активните елементи. Доколку визуелно не можеме да ја пронајдеме грешката во тој случај преминуваме на мерење на напоните (еднонасочните и наизменичните при приклучен UVL) на поедини точки кои се означени на шемата, и на струите во одредени гранки кои исто се означени на шемата. Вредностите што ќе ги измериме треба да бидат приближно еднакви (±20%) на означените. Доколку на некои места имаме поголеми отстапувања од ±20%, грешката е веројатно блиску до тоа место, па треба да ги провериме елеметите кои се во близина на таа точка т.е. гранка. Друг начин за приближно одредување на местото на грешката е со помош на тон генератор или сигнал инјектор. Тоа е еден мал осцилатор ( мултивибратор ) со фреквенција околу 1kHz, кој обично е сместен во куќиште од фломастер со метален врв, преку кој се доведува сигналот до одредени точки од засилувачот. Сигналот треба да го приклучуваме на влезовите од поедините степени, почнувајќи од излезниот степен спрема влезните степени. Прво сигналот го доведуваме на влезот на излезниот пар на Т и проверуваме дали звучникот има тон и дали тој е неизобличен. Ако излезниот степен е во ред, потоа сигналот го приклучуваме на влезот на,погонскиот степен и повторно проверуваме дали на звучникот имаме тон. Во еден момент на излезот нема да постои тон, или ќе биде изобличен, па со тоа заклучуваме дека грешката се наоѓа во степенот на чиј влез сме го донеле сигналот. Потоа ги проверуваме напоните, струите и елементите во тој степен и го отстрануваме дефектот.

39


АКТИВНИ ЕЛЕКТРИЧНИ ФИЛТРИ

40


Електрични филтри Електрични филтри се склопови кои ги пропуштаат струите со одредени фреквенции, а струите со други фреквенции не ги пропуштаат или значително ги слабеат. Електричните филтри се кола со два влезни и два излезни приклучока т.н. четворополи. Се состојат од сериски и паралелни гранки во кои се наоѓаат комбинации на калеми и кондензатори и отпорници, а понекогаш и некој активен елемент- Т, ИК. Принципот на работа на сите електрични филтри се базира на зависноста на импедансата (т.е реактивната отпорност ) на елементите од фреквенцијата. Поделбата на на електричните филтри може да се направи по неколку критериуми.

1. Според опсегот на фреквенции на напонот што го пропуштаат електричните филтри можеме да ги поделиме на 4 групи:

• Филтри пропусници на ниски фреквенции - FPNF (LOW PASS FILTERS-LPF) • Филтри пропусници на високи фреквенции – FPVF (HIGH PASS FILTERS -

HPF) • Филтри пропусници на опсег на фреквенции – FPOF (BAND PASS FILTERS -

BPF) • Филтри непропусници на опсег на фреквенции – FNOF (BAND REJECTION

FILTERS - BRF)

а) FPNF б) FPVF

в) FPOF г) FNOPF

Сл.31 Идеални е рални амплитудно фреквентни карактеристики

2. Според типот на елементите што ги содржи електричните филтри можеме да ги поделиме на:

41


• Пасивни електрични филтри (PASIVE FILTERS)- содржат само пасивни елементи (отпорници, кондензатори, калеми, кристали......)

• Активни електрични филтри (ACTIVE FILTERS) – покрај пасивните елементи содржат и активни засилувачки елементи (транзистори или интегрирани кола).

3. Според распоредот на елементите во филтерот (т.е според обликот на филтерот)

пасивните електрични филтри можеме да ги поделиме на:

• Филтер од L облик или L филтер • Филтер од Т облик или Т филтер • Филтер од П облик или П филтер • Филтер од π облик или π филтер

а) б)

в) г)

Сл.32 Поделба на пасивните електрични филтри според распоредот на елементите вофилтерот

4. Според тоа кои пасивни елементи ги содржат, електричните филтри можеме да ги поделиме на:

• LC филтри • RC филтри • LR филтри • RLC филтри • Пиезоелектрични (кристални) филтри

Параметри на електричните филтри

За да можеме филтрите правилно да ги употребиме во електричните кола и за одредени намени треба да ги знаеме неговите карактеристики. Затоа ќе се запознаеме со најважните параметри на филтрите од кои се гледаат нивните карактеристики.

1. Амплитудно-фреквентна карактеристика. АФК е најважна карактеристика на филтрите од која може да се одредат и доста други параметри. Може да се даде како АФК на засилувањето на филтерот – АU, или како АФК на слабеењето на филтерот – аU

.

42


а) б)

Сл.33 АФК на засилувањето и на слабеењето на FPNF

Сл.34 Вистинска АФК (крива 1) и теоретска-асимптотска (крива) АФК на FPNF

Понатаму ќе ги разгледуваме само АФК на засилувањето на филтерот затоа што даваат поадекватна претстава за типот и параметрите на филтерот. Од АФК може да одредиме неколку параметри: засилувањето, граничната фреквенција, пропусниот опсег, стрмнината на АФК во непропусниот опсег, брановитоста на АФК во пропусниот опсег.

2. Засилување на филтерот - АU. Обично се дефинира како:

VL

IZU U

UA = односно VL

IZU U

UdBA log20)( =

Како што кажавме AU зависи од фреквенцијата на сигналите, па како параметар се зема максималното засилување во пропусниот опсег AUB. Горе споменатиот FPNF

има AUB=0dB т.е AUB=1 што значи дека филтерот во пропусниот опсег не врши засилување (UIZ=UVL). За FNOPF се дефинира и максималното слабеење во непропусниот опсег aUB.

3. Гранична фреквенција - FPNF имаат горна франична фреквенција fg, тоа е онаа фреквенција за која засилувањето е за 3dB помало од засилувањето на ниски фреквенции. FPVF има долна гранична фреквенција fd, тоа е онаа фреквенција за која засилувањето е за 3dB помало од засилувањето на високи фреквенции. FPOF има и долна и горна гранична фреквенција, тоа се оние фреквенции на кои

43


засилувањето е помало за 3dB од засилувањето во пропусниот опсег. FNOPF има и долна и горна гранична фреквенција, тоа се оние фреквенции на кои засилувањето е поголемо од засилувањето во непропусниот опсег ( за централната феквенција )

4. Пропусен опсег B (Hz) - Тоа е опсег на фреквенции што филтерот ги пропушта.

FPNF B=0-fg FPVF B=fd-∞ FPOF Б=fg-fd FNOPF се дефинира непропусниот опсег B=fg-fd

5. Стрмнина на АФК во непропусниот опсег S. Го покажува опаѓањетo на засилувањето т.е. зголемувањето на слабеењето после граничната фреквенција. S се изразува во dB/octava или dB/dekada и се одредува од АФК ако ја одредиме разликата во засилувањето помеѓу две точки после граничната фреквенција, кои по фреквинција се разликуваат за една октава (за два пати) или за една декада (за десет пати). Претходно споменатиот FPNF чија АФК е дадена на сликата 47 има S=-26-(-14)=-12dB/oct т.е S=-54-(-14)=-40dB/oct. Според големината на стрмнината електричните филтри може да ги поделиме на: а) електрични филтри од I ред кај кои S=-6dB/oct=-20dB/dec, б) електрични филтри од II ред кај кои S=-12dB/oct=-40dB/dec в) електрични филтри од III ред кај кои S=-18dB/oct=-60dB/dec г) електрични филтри од IV ред кај кои S=-24dB/oct=-80dB/dec На сликата 35 се прикажани амплитудно фреквентните карактеристики на 4 филтри пропусници на опсег со исти fd и fg, а со различни стрмнини.

Сл.35 АФК на четири FPOF со исти гранични фреклвенции а различни стрмнини

6. Брановитоста на АФК во пропусниот опсег – W. Кај некои филтри обично кај филтрите од повисок ред т.е. со голема стрмнина во непропусниот опсег, АФК во пропусниот опсег (а и во непропусниот опсег) може да има некои отстапувања од линеарниот облик, како на сликата 36. Брановитоста на АФК се обележува со W и се дава ±X dB. На пример на сликата 36 е дадена АФК на FPNF, нелинеарноста во пропусниот опсег е W=±1dB. Обично се тежи да е што помало освен за некои специјални примени на филтерот.

44


Сл.36 АФК на еден FPNF на која е прикажана нелинеарноста на АФК во пропусниот опсег

7. Фазно-фреквентна карактеристика. Тоа е графички приказ на промените што ги врши филтерот врз фазниот агол φ на сигналите за различни фреквенции. На сликата 37 е дадена ФФК на еден FPNF. Обично се тежи да ФФК биде права линија во пропусниот опсег и околу граничната фреквенција, за да би немало фазни изобличувања. Доста често, заради подобар увид во карактеристите на филтерот, фазно фреквентната и амплитудно фреквентната карактеристика се даваат на еден заеднички дијаграм.

Сл.37 ФФК на еден FPNF

8. Влезна импеданса ZVL или влезна отпорност RVL на филтерот. ZVL или RVL е потребно

за да можеме да извршиме прилагодување со излезната импеданса на уредот што го приклучуваме на влезот од филтерот.

9. Излезна импеданса ZIZ или излезна отпорност RIZ. Потребни се за да можеме да

извршиме прилагодување со влезната импеданса на уредот што приклучуваме на излезот од филтерот. ZVL(RVL) претставува однос помеѓу влезниот напон и влезната струја,а ZIZ (RIZ) претставува однос помеѓу излезниот напон и излезната струја на филтерот. Зависат од фреквенцијата, но за фреквенции од пропусниот опсег имаат приближно константна вредност. Поради тоа, во карактеристиките на филтерот обично се наведува вредноста на овие параметри за пропусниот опсег. Потребно е да се знае вредноста на влезната и излезната импеданса или отпорност за да може да се изврши прилагодување со претходниот и наредниот степен. Активните филтри се користат во ниско-фреквентната техника, па затоа треба да се изврши напонско прилагодување. Тоа значи дека влезната импеданса на филтерот треба да биде барем десет пати поголема од излезната импеданса на претходниот степен: ZVLF≥10ZIZPS т.е. RVLF≥10RIZPS. Исто така и излезната страна треба да има напонско прилагодување. Тоа значи дека излезната импеданса на филтерот треба да биде барем десет пати помала од влезната импеданса на наредниот степен т.е. од

импедансата на потрошувачот ZP ( т.е.RP): 10

PIZF

ZZ ≤ т.е. 10

PIZF

RR ≤ односно обратно

45


кажано треба да биде IZFP ZZ ⋅≥ 10 т.е. IZFP RR ⋅≥ 10 . Доколку условот за напонско прилагодување не е исполнет, било на влезот било на излезот на филтерот, настанува намалување на амплитудата на сигналите и зголемување на изобличувањата и шумот. За FPOF и FNOPF се дефинираат и параметрите: центална фреквенција и фактор на доброта.

10. Централна фреквенција – f0 која се дефинира како геометриска средина од граничните фреквенции fd и fg.

gd fff ⋅=0 11. Фактор на доброта Q кој се дефинира како:

Bf

Q 0=

Активните електрични филтри ги имаат и следните параметри: 12. Осетливост UVLref

13. Максимален влезен напон UVLMAX

14. Максимален излезен напон UIZMAX

15. Однос сигнал-шум – S/N ( или динамика )

16. Фактор на пораст (SLEW FACTOR) или време на пораст (RISE TIME)

17. Вкупни хармонски изобличувања THD[%]

18. Интермодулациски изобличувања IMD [%]

19. Транзиентни изобличувања.

Овие параметри се дефинираат на ист начин како и кај предзасилувачите (засилувачите на мали сигнали).

Споредба помеѓу пасивните и активните електрини филтри Пасивните електрични филтри ги имаат следните особини:

• Во принцип имаат поедноставна конструкција, пресметка и изработка, • Употребливи се за многу високи фреквенции (во радиотехниката), • Во принцип имаат помали изобличувања и шум, • Немаат засилување: во идеален случај е АUB=0dB, а кај некои типови дури има и

слабеење и во пропусниот опсег (АUB<0), • Во одредени конструкции тешко може да се запази прилагодувањето, • Не можат да се користат за многу ниски фреквенции поради тоа што тогаш се

потребни елементи со непрактично големи вредности, • Во принцип имаат релативно мала стрмнина, • За да се добие филтер со поголема стрмнина а помали загуби (АUB≈0dB) неопходно е

да се користат калеми во колото, • Пасивните филтри од повисок ред (со поголема стрмнина) се со многу сложена

конструкција и тешко се пресметуваат и изработуваат,

46


Активните елктрични филтри ги имаат следните особини:

• Во нивните конструкции нема потреба од користење на калеми бидејќи добри особини се добиваат и со RC елементи,

• Можат да извршат засилување на сигналите во пропусниот опсег (АUB≥0dB), • Со релативно едноставни конструкции се добиваат филтри од повисок ред (со

поголема стрмнина), • Лесно може да се запази условот за прилагодување, • Употребливи се и за многу ниски фреквенции, • Стабилноста на карактеристиките е поголема, • Не можат да се користат за многу високи фреквенции поради фреквентната

ограниченост на активниот елемент, • Поради активниот елемент имаат поголем шум и изобличувања отколку пасивните

филтри (оваа негативна особина може да се намали со употреба на поквалитетни активни елементи),

• Во принцип имаат поголема цена отколку пасивните, но во одредени случаи (на пр. Кога е потребен филтер од повисок ред или пак филтер за многу ниски фреквенции) активните филтри се поевтини и поедноставни,

Овие основни особини на пасивните и активните филтри треба да ги имаме во предвид при нивно проектирање и примена.

Видови на активни електрични филтри Активните електрични филтри се изработуваат од засилувачки елемент (транзистор или интегрирано коло) и пасивни елементи (најчесто отпорници и кондензатори). Затоа во овој случај поделбите на филтрите опишани во претходната глава нема смисол. Активните електрични филтри може да ги поделиме на три начина:

1. Видови на електрични филтри според фреквенцијата на пропуштање. Како што е кажано претходно според оваа поделба постојат четири типови на филтри: FPNF, FPVF, FPOP, FNOPF.

2. Видови на електрични филтри според стрмнината. Според оваа поделба постојат: активни електрични филтри од I ред (S=-6dB/oct), активни електрични филтри од II ред (S=-12dB/oct), активни електрични филтри од III ред.

3. Видови на активни електрични филтри според принципот на работа. 4. Видови на активни електрични филтри според особините (обликот на AFK и FFK).

Видови на електрични филтри според принципот на работа Според принципот на работа активните електрични филтри може да се поделат на четири групи:

1. Активни електрични филтри со пасивни филтри и одвојни засилувачи. 2. Активни електрични филтри со пасивни филтри во повратната врска на засилувачите. 3. Активни електрични филтри со жиратор (активен склоп кој врши претворање на

капацитивност во индуктивност). 4. Активни електрични филтри со активен четворопол како инвертор на комплексни

отпорности и проводности. Активните електрични филтри со пасивни и одвојни засилувачи не се сметаат за активни филтри во вистинска смисла на зборот, туку повеќе се третираат како повеќестепени засилувачи со ограничена АФК. Затоа за нив ќе биде даден само основниот принцип на градба без понатамошно подетално разгледување на конструкциите.

47


1. Активни електрични филтри со пасивни филтри и одвојни засилувачи. Кај пасивните електрични филтри за да се добие поголема стрмнина на АФК во непропусниот опсег, потребно е да се поврзат каскадно повеќе пасивни филтри при што се јавува проблем за меѓусебно прилагодување, а со тоа и за нивна правилна работа. Овие проблеми едноставно може да се решат ако помеѓу каскадно поврзаните пасивни филтри поставиме одвоен засилувач (BUFFER). Таквиот засилувач треба да има голема влезна и мала излезна отпорност, па затоа може да биде реализиран со биполарен транзистор во спој со заеднички колектор, со FET во спој со заеднички дрејн или пак со операционен засилувач. При ова се добива можност и за засилување на сигналите во пропусниот опсег. На сликата 38 е даден пример за вака реализиран активен филтер пропусник на високи фреквенции од втор ред.

Сл.38 Активен филтер пропусник на Сл. 39 Селективен VF засиливач (активен VF FPOF) високи фреквенции од втор ред

Ваквиот метод на градба на активни филтри сепак многу ретко се користи бидејќи за да се добие филтер од повисок ред со добри особини потребни се повеќе степени со што се усложнува и поскапува конструкцијата. Ваквиот метод почесто се користи во високофреквентната техника (во радиотехниката) при конструкција на селективни VF засилувачи (селективниот VF засилувач всушност претставува активен VF FPOF). Селективноста се постигнува со трансформаторска спрега и со LC FPOF (паралени осцилаторни кола). Пример за таков селективен VF засилувач (активен VF FPOF) е даден на сликата 39. Активниот елемент во засилувачот обично е VF транзистор бидејќи ретко интегрираните кола се способни за работа на многу високи фреквенции.

2. Активни електрични филтри со пасивни филтри во повратната врска на засилувачите.

Ова е најчесто употребуван метод на градба на активни филтри. При тоа, добри особини на активните филтри се добиваат и без примена на калеми, што е една од нивните главни предности (бидејќи калемите тешко се произведуваат сериски, скапи се и со непостојани карактеристики). Тоа значи дека најчеста конструкција на активен филтер претставува засилувач со RC елементи (RC пасивни филтри) во повратната врска. Ако пасивен филтер се постави во негативната повратна врска на засилувачот во тој случај така добиениот активен филтер ќе има обратна улога од пасивниот филтер во негативната повратна врска. На пример ако во негативната повратна врска на засилувачот ставиме RC FPVF ќе добиеме активен FPNF. Ако пасивниот RC филтер се постави во позитивната повратна врска на засилувачот, во тој случај така добиениот активен филтер ќе има иста улога како пасивниот филтер во позитивната повратна врска. Кај активните филтри со RC елементи во позитивна повратна врска мора да се користи и негативна повратна врска (фрекветно независна) со која ќе се ограничи засилувањето (обично на вредност AUB=1=0dB) бидејќи во спротивно може да настане нестабилна работа (осцилирање) на активниот филтер. Како засилувачки елемент во овие активни електрични филтри најчесто се користат операциони засилувачи. Со нив конструкцијата е поедноставна бидејќи реалните операциони засилувачи се однесуваат скоро како идеални диференцијални напонски засилувачи со AU0→∞, RVL→∞, RIZ→0.

48


Видови на активни електрични филтри според особините И филтри од ист тип според принципот на работа, пропусниот опсег и стрмнината, може да имаат различни особини зависно од методот на конструкција. Тоа значи дека со иста шема на некој активен електричен филтер може да добиеме различни особини (пред се во обликот на АФК и ФФК) зависно од начинот на пресметка и проектирање. Методите на проектирање и пресметка се откриени од различни конструктори и се познати според името на конструкторот. Тоа значи дека поделбата на активните електрични филтри според особините воедно е и поделба според конструкторите. Според оваа поделба разликуваме:

1. Беселови (Bessel) 2. Батервортови (Butterworth) 3. Чебишев 4. Инверзни Чебишеви 5. Кауерови (елиптички) активни електрични филтри (Cauer active filters)

Во пракса најчесто се користат Беселовите, Батервортовите и Чебишевите активни филтри, односно методи за проектирање на активни филтри.

1. Беселовите имаат максимално рамна АФК во пропусниот опсег, со благ и постепен премин кон непропусниот опсег. Имаат приближно константно време на доцнење на сите фреквенции, поради што и нивната ФФК е скоро идеално линеарна. Поради овие особини Беселовите филтри се одликуваат со многу мали изобличувања.

2. Батервортовите филтри имаат рамна АФК во пропусниот опсег, но со поостар премин

кон непропусниот дел. ФФК на Батервортовите филтри не е толку рамна како кај Беселовите филтри, но сепак е доволно линеарна за да изобличувањата не бидат големи.

3. Чебишевите филтри имаат најостар премин на АФК од пропусниот во непропусниот

опсег, но затоа во пропусниот опсег се појавува одредена нелинеарност, а исто така и ФФК не е линеарна. Поради тоа Чебишевите филтри, во споредба со претходните два типа имаат поголеми изобличувања. Бројот на нелинеарните отстапувања на АФК во пропусниот опсег е еднаков на редот на филтерот (Чебишев филтер од втор ред има две нелинеарни отстапувања, од IV-ти ред има четири нелинеарни отстапувања, слика 40) Големината на тие нелинеарни отстапувања на АФК во пропусниот опсег зависи од соодветните коефициенти во формулите за пресметка на елементите според Чебишевиот метод.

Сл.40 АФК на Чебишев филтер од втор и четврти ред

На сликата 41 е даден споредбен приказ на амплитудно фреквентните карактеристики на еден активен Беселов (крива1), Батервортов (крива2) и Чебишев FPNF од IV ред (крива3).

49


Сл.41 Споредбен приказ на АФК на Беселов филтер, Батервортов филтер и Чебишев филтер од четврти ред

Според претходно изнесеното можеме да заклучиме дека тогаш кога е потребен филтер со рамна АФК во пропусниот опсег и со мали изобличувања треба да се користи Беселов филтер. Кога големината на изобличувањата не е толку битна, а поважно е филтерот да има голема селективност, т.е. да има остар премин од пропусниот во непропусниот опсег, тогаш треба да се користи Чебишевиот метод за конструкција на филтерот. Батервортовиот филтер е добар компромис помеѓу Беселовиот и Чебишевиот, па затоа најчесто се користи. При конструкција на Беселовите, Батервортовите и Чебишевите филтри се користат истите шеми, а се разликува методот на пресметување и вредноста на соодветните коефициенти во равенките. Точната пресметка е премногу сложена и бара големи познавања од вишата математика, електрониката и теоријата на електричните кола, па со нејзино образложување далеку би се надминале предвидените рамки на оваа тема. Затоа во наредните глави ќе се запознаеме само со неколку најчесто користени активни RC филтри реализирани со операциони засилувачи. При тоа ќе биде даден упростен метод за нивна пресметка кој сепак има доволна точност за практична реализација. За да можеме полесно да го разбереме принципот на работа и методот за пресметка на разни типови на активни електрични филтри, неопходно е добро познавање на пасивните RC филтри. Активни електрични филтри од II ред со RC елементи во позитивната

повратна врска Активен FPNF од II ред Филтерските својства се добиени со RC елементите (R, C1 и C2) во позитивната повратна врска. Заради најстабилна работа на овој активен филтер употребена е максимална негативна повратна врска (инвертирачкиот влез на операциониот засилувач директно е споен со неговиот излез). Поради тоа засилувањето во пропусниот опсег е единечно т.е. AUB=0dB.

50


Сл.42 Активен FPNF од II ред Сл.43 АФК на FPNF од II ред

Елементите на овој филтер се пресметуваат според следните равенки:

22

1 dCC = ;

dCfR

g ⋅⋅⋅⋅=

121

π;

2121

CCRf g

⋅⋅⋅⋅=

π;

2

1

CCd =

Во равенките со d е обележен коефициентот на пригушување кој го одредува обликот на АФК на филтерот околу граничната фреквенција. Колку коефициентот d е поголем толку АФК на филтерот ќе има поблаг премин од пропусниот во непропусниот опсег и обратно, колку коефициентот d е помал толку АФК околу граничната фреквенција ќе биде поостра.

За 22

=d филтерот ќе има максимална рамна АФК во пропусниот опсег т.е. ќе има

особини на Батерворов филтер. За 22

<d филтерот се повеќе ќе добива особини на

Чебишев филтер, а за 22

>d филтерот се повеќе ќе добива особини на Беселов

филтер (за да се добие Беселов филтер со максимално рамна ФФК треба да биде

23

=d ).

При проектирање на ваков филтер обично зададени се fg и d. За да може да се пресмета филтерот се избира произволна вредност за еден од кондензаторите, а останатите елементи се пресметуваат според дадените равенки.

Пример: Да се проектира FPNF со fg=10kHz и максимално рамна АФК во пропусниот опсег –

Батервортов филтер (22

=d ).

Решение: Произволно го избираме кондензаторот C2=470pF. Тогаш е:

pFdCC 9402

21 == ; Ω=

⋅⋅⋅⋅= k

dCfR

g

9,232

1

1π

Вака добиените вредности потоа ги заокружуваме на стандардните вредности според IEC редовите: C1=1nF и R=24kΩ.

51


Активен FPVF од II-ред Филтерските својства се добиени со RC елементите (C, R1 и R2) во позитивната повратна врска. Заради најстабилна работа и кај овој филтер употребена максимална негативна повратна врска (инвертирачкиот влез на операциониот засилувач директно е споен со неговиот излез). Поради тоа засилувањето во пропусниот опсег е AUB=1 т.е. 0dB.

Сл. 44 Електрична шема и АФК на FPVF од II ред

Елементите на овој филтер се пресметуваат според следните равенки:

2121

RRCfd

⋅⋅⋅⋅=

π;

2

1

RRd = ;

CfdR

d ⋅⋅⋅=

π21 ; dCf

Rd ⋅⋅⋅⋅

=π2

12

За коефициентот d важи претходно кажанато. При проектирање на ваков филтер обично се зададени fd и d (т.е типот на филтерот). За да може да се извршат пресметките се избира произволна вредност на кондензаторот C, па R1 и R2 се одредуваат според дадените равенки. Пример:

Да се проектира ваков FPVF за fd=100Hz со особини на Батервортов филтер (22

=d ).

Решение: Произволно избираме C=20nF. Тогаш е:

Ω≈Ω=⋅⋅⋅

= ккCf

dRd

5627,5621 π

; Ω≈Ω=⋅⋅⋅⋅

= ккdCf

Rd

1104,1122

12 π

Активен FPOF од II-ред

FPOF може да се добие со каскадна врска на FPNF и FPVF. Ваквиот метод е лесно изводлив бидејќи, како што знаеме, активните филтри имаат голема влезна и мала излезна отпорност, па секогаш меѓусебното прилагодување е запазено. При тоа сеедно е кој филтер е прв, а кој втор- треба само да се внимава fg на FPNF да биде поголема од fd на FPVF.

52


Сл.45 Блок шема на FPOF добиен со каскадна врска на FPNF и FPVF

Како што се гледа од дијаграмите на слика 46 вкупната АФК на FPOF ќе се добие со взаемно дејство на АФК на FPNF и АФК на FPVF.

Сл. 46 АФК на FPOF добиена со собирање на АФК на FPNF и FPVF

Треба да се нагласи дека на овој начин на градба добиениот FPOF не може да има голем Q фактор особено ако се употребат FPNF и FPVF со Беселови или Батервортови карактеристики – ваков FPOF се користи кога е потребен поширок пропусен опсег.

Активен FNOPF од II-ред FPOVF може да се добие според сликата 47 со паралелна врска на FPNF и FPVF и со собирачки засилувач. Доколку собирачкиот засилувач има широка и рамна АФК, АФК на FNPOF ќе биде збир на АФК на FPNF и FPVF.

Сл.47 Блок шема за добивање на FNOPF со паралелна врска на FPNF и FPVF

При тоа треба да се внимава, горната гранична фреквенција fg на FPNF да биде помала од долната гранична фреквенција fd на FPVF. На тој начин ќе се добие АФК на FNOPF како што е прикажано на сликата 48.

53


Сл.48 АФК на FNOPF добиена со собирање на AFK на FPNF и FPVF Карактеристиките на FNOPF- f0 и aUB можеме да ги одредиме со помош на вредностите за fg и fd и позната вредност на стрмнината S=-12dB/oct. При проектирање на ваков FNPOF зададени се aUB, f0 и Q (или B односно fd и fg). Со помош на зададените вредности и вредноста на S=-12dB/oct прво треба да се одредат fg и fd (ако не се зададени), па со нивна помош се пресметуваат елементите на FPNF и FPVF. Треба да се нагласи дека на овој начин на градба не може да се добие FNPOF со добра селективност т.е. со голем Q фактор, поготово ако употребените филтри (FPNF и FPVF) се со Беселови или Батерворотви карактеристики – ваков FNPOF се користи кога е потребен поширок пропусен опсег. FNPOF со голема селективност (со голем Q фактор т.е тесен непропусен опсег) можеме да добиеме со помош на шемата на слика 49.

Сл.49 Електрична шема наFNOPF со голема селективност и неговата крива на селективност Двојната ˝Т˝ RC мрежа претставува FNPOF со голем Q фактор. Спојната точка на R3 и C3 наместо на маса (како што е вообичаено кај пасивната двојна ˝Т˝ мрежа) е споена на излезот на операциониот засилувач т.е. двојната ˝Т˝ мрежа е поставена во позитивната повратна врска. Поради тоа е добиено големо слабеење во непропусниот опсег и многу голем Q фактор т.е. добиено е големо слабеење само на сигналот со фреквенција f0. На сликата 61 прикажани се амплитудно-фреквентните карактеристики на пасивна двојна ˝Т˝ мрежа (крива1) и на активниот FNOPF реализирана со таа двојна ˝Т˝ (крива 2). Со максимална негативна повратна врска е обезбедена стабилна работа на овој филтер. Елементите се пресметуваат според следната равенка:

CRf

⋅⋅⋅=

π21

0 ; каде R=R1=R2=2R3 и C=C1=C2=C3/2

54


Слабеењето во непропусниот опсег т.е. на централната фреквенција f0 зависи од меѓусебната усогласеност на елементите. Доколку отпорниците се взаемно усогласени со точност од 0,1%, а кондензаторите со точност од 1% може да се добие aUB>40dB. Ваков FNOPF обично се користи за слабеење на брумот (од 50Hz или 100Hz) кај аудио уредите. Пример: Да се проектира овој FNOPF за потиснување на брумот (f0=100Hz). Решение: Произволно избираме C=20nF, па добиваме:

210

5,792

1 RRkCf

R ==Ω=⋅⋅⋅

=π

; Ω== kRR 8,3923 ; C1=C2=20nF ; C3=2C=40nF.

Активни електрични филтри од I ред со RC елементи во негативната повратна врска

Активните елeктрични филтри од I ред бидејќи имаат мала стрмнина (6dB/oct) доста често не се разгледуваат како активни филтри туку почесто се разгледуваат како засилувачи со ограничена или нелинеарна АФК. Меѓутоа според принципот на работа сепак припаѓаат на групата на активни филтри па затоа накратко ќе се запознаеме со неколку видови на вакви електрични филтри.

Активен FPNF од I ред

Прикажан е на сликата 50. Како што гледаме ова е всушност предзасилувач со операционен засилувач во инвертирачки спој на кој со кондензаторот Cf во повратната врска му е одредена горната гранична фреквенција fg.

Сл.50 Електрична шема на активен FPNF од I ред и неговата АФК

Принципот на работа се базира на зависноста на реактансата на кондензаторот од фреквенцијата XCf=1/2πfCf. Поради ова паралелната врска на Rf и Cf претставува FPVF. Колку фреквенцијата на сигналот е поголема толку импедансата Rf||Cf е помала т.е. негативната повратна врска е поизразена поради што настанува слабеење на сигналите на повисоките фреквенции од fg за S=-6dB/oct. За пресметување се користат следните равенки:

55


1RR

A fUB = ; [ ]

⋅=

1

log20RR

dbA fUB ;

ffg CR

f⋅⋅⋅

=π2

1 ;

f

f

RRRR

R+

⋅=

1

12 ; RVL=R1 ; RIZ=RIZoz

Ограничувањата на АФК на овој принцип (со кондензатор Cf паралелно додаден на отпорникот во негативната повратна врска) може да направиме кај секој засилувач било да е реализиран со операционен засилувач или со транзистори. Ваков FPNF најчесто се користи во аудио засилувачите со цел да се ослабат сигналите со f>20kHz кои иако не се чујни можат да предизвикаат пречки во работата на засилувачот. Исто така овој филтер може да се искористи за намалување на шумот на аудио засилувачите кој е поизразен на високи фреквенции (над 100kHz). Во тој случај во гранката на кондензаторот Cf може да се постави прекинувач со кој по потреба ќе го вклучуваме Cf ( тогаш колото ќе биде активен FPNF) или пак ќе го исклучиме Cf (тогаш колото претставува само предзасилувач без филтерски својства).

Активни електрични филтри од II ред со RC елементи во негативната

повратна врска Основна особина на овие активни електрични филтри е тоа што е лесно изводливо да имаат засилување во пропусниот опсег (за разлика од активните филтри со RC елементи во позитивната повратна врска каде што во принцип AUB=0dB). На сликата 51 е прикажана општата шема на активен филтер со двојна негативна повратна врска која е остварена преку импедансите Z4 и Z5.

Сл.51 Општа блок шема на активен филтер со двојна негативна повратна врска

Под претпоставка дека влезната отпорност на операциониот засилувач е бесконечно голема, а излезната отпорност на операциониот засилувач е нула, засилувањето на филтерот може да се претстави со следната равенка:

( ) ( )4321542

21)( YYYYYYY

YYfUUA

VL

IZfU +++⋅+⋅

⋅−==

Каде што Y1, Y2, Y3, Y4 и Y5

се означени адмитансите – реципрочните вредности на соодветните импеданси. Како што знаеме реалните операциони засилувачи се блиску до идеалните (AU0>10000, RVLoz>1MΩ, RIZoz<1kΩ), па пресметката на филтерот ќе биде доволно точна за практична примена. Од основната блок шема на активниот филтер може да добиеме FPNF, FPVF и FPOF од II ред доколку некои од импедансите Z1, Z2, Z3, Z4 и Z5 ги замениме со отпорници, а некои со кондензатори. Понатаму во оваа глава ќе бидат разгледани вакви филтри од II ред конструирани според методот на Батерворт, кој најчесто се користи во пракса.

56


Активен FPNF од II ред

Овој филтер е прикажан на сликата 52 а е добиен од основната шема на сликата 51 ако импедансите Z1, Z2 и Z4 ги замениме со отпорници, а импедансите Z3 и Z5 со кондензатори. При проектирање на овој филтер зададена е горната гранична фреквенција fg и засилувањето во пропусниот опсег AUB, а за да може да се извршат пресметките, еден од елементите се избира произволно.

Сл.52 Активен FPNF од II ред со RC елементи во негативна повратна врска

Обично произволно се избира кондензаторот C3. Потоа останатите елементи се пресметуваат според следните равенки:

( )142 3

5 +⋅⋅

≤UBAC

C ; ( )

( )( )121212

5334

+⋅−+⋅⋅⋅⋅

+⋅=

UBg

UB

ACCCfA

Rπ

; UBA

RR 41 = ;

453222 4

1RCCf

Rg ⋅⋅⋅⋅⋅

=π

Пример: Да се проектира ваков филтер за fg=1000Hz и AUB=1 (т.е. AUB=0dB). Решение: Произволно избираме C3=10nF, па продолжуваме со пресметките:

( ) nFCC

AC

CUB

5,2414

25

335 =⇒=

+⋅⋅

≤

( )( )( ) Ω=

⋅⋅=

+⋅−+⋅⋅⋅⋅

+⋅= k

CfACCCfA

RgUBg

UB 4521212

12

35334 ππ

Ω=== kRARR

UB

4544

1

Ω==⋅⋅⋅⋅⋅

= kRRCCf

Rg

5,2224

1 4

453222 π

Вака пресметаните вредности потоа ги заокружуваме според постоечките стандарди.

57


Активен FPVF од II ред Овој филтер е прикажан на сликата 53, а е добиен од основната шема на сликата 51 со замена на импедансите Z1, Z2 и Z4 со кондензатори, а импедансите Z3 и Z5 со отпорници. Овој FPVF всушност е добиен од FPNF на сликата 64 со замена R→C и C→R.

Сл.53 Активен FPVF од II ред со RC елементи во негативна повратна врска

При проектирање на овој филтер зададена е долната гранична фреквенција fd и засилувањето во пропусниот опсег AUB, а за да се извршат пресметките еден од елементите се избира произволно. Обично се избира произволно кондензаторот C1, па потоа останатите елементи се пресметуваат според следните равенки:

12 CC = ; UBA

CC 14 = ; ( )122

2

13 +⋅⋅⋅⋅⋅

⋅=

UBd

UB

ACfA

Rπ

; 1

5 2212

CfA

Rd

UB

⋅⋅⋅⋅

+⋅=

π

Пример: Да се проектира ваков FPVF за fd=10Hz и AUB=1. Решение: Произволно избираме C1=100nF. Па продолжуваме со пресметките.

nFCC 10012 == ; nFACC

UB

10014 == ;

( ) Ω=⋅

=⋅⋅⋅

=+⋅⋅⋅⋅⋅

⋅= k

CfCfACfA

RddUBd

UB 75075,06

2122

2

1113 ππ

;

Ω=⋅

=⋅⋅⋅⋅

+⋅= k

CfCfA

Rdd

UB 6,3373376,022

12

115 π

Вака пресметаните вреднсоти ги заокружуваме според постечките стандарди.

Активен FPOF од II ред Како што е познато FPOF може да се добие со каскадна врска на FPNF и FPVF. Меѓутоа таквиот FPOF не може да има голем Q фактор таков FPOF се користи кога е потребен широк пропусен опсег. FPOF со поголем Q фактор може да добиеме ако во основната шема на филтерот прикажан на сликата 51 ги замениме импедансите Z1, Z3 и Z5 со отпорници, а

58


импедансите Z2 и Z4 со кондензатори. Ваков FPOF е прикажан на сликата 54 и тој може да се конструира со мал или голем Q фактор и со мало или големо засилување AUB.

Сл.54 Активен FPOF од II ред со RC елементи во негативна повратна врска

Централната фреквенција на овој филтер е :

4250 2

1CCRR

fe ⋅⋅⋅⋅⋅

=π

; 31

31

RRRR

Re +⋅

=

Почетната стрмнина на АФК (во близина на граничните фреквенции) зависи правопропорционално од Q факторот. Конечна стрмнина на АФК (далеку од граничните фреквенции) изнесува 12dB/oct т.е. филтерот е од II ред. При проектирање на овој филтер зададени се AUB (засилувањето во пропусниот опсег т.е засилувањето на централната фреквенција f0) и барем два од следните три параметри: f0, Q и B ( т.е fd и fg). Прво со помош на зададените параметри се пресметуваат останатите според претходно дадените равенки:

Bf

Q 0= ; gd fff ⋅=0 ; B=fg-fd

Потоа се проверува дали Q фкторот е поголем или помал од 2UBA

, па во зависност од тоа

пресметката се извршува на два начина.

1. Доколку е задоволен условот Q>2UBA

пресметката се изведува на следниот начин:

Прво се избираат произволно кондензаторите C2 и C4. Потоа останатите елементи се пресметуваат според следните равенки:

401 2 CAf

QRUB ⋅⋅⋅⋅

=π

; ( )42021

CCQfRe +⋅⋅⋅⋅

=π

; 31

13 RR

RRR e

+⋅

= ; )1(2

415 C

CRAR UB +⋅⋅= ;

2. Доколку е задоволен условот Q<2UBA

тогаш избираме произволни вредности за R1

и R3 од ред на величина на кΩ. Во R1 влегува и излезната отпорност на претходниот степен, а за R3 можеме да земеме да е R3=∞ т.е. да го изоставиме. Останатите елементи се пресметуваат според следните равенки:

59


1

21

5

1RARQ

RAR

UB

e

UB

⋅⋅

−

⋅= ;

104 2 RAf

QCUB ⋅⋅⋅⋅

=π

; 50

2 2 RQfA

C UB

⋅⋅⋅⋅=

π

Пример: Да се пресмета ваков FPOF за f0=160Hz и B=16Hz со засилување AUB=50 (т.е. AUB=34dB). Решение:

100 ==Bf

Q . Во овој случај е исполнет условот Q>2UBA

(Q>5), па пресметката ја

извршуваме според првиот метод: Избираме произволно C2=C4=100nF, па продолжуваме со пресметката:

Ω=⋅⋅⋅⋅

= кCAf

QRUB

22 40

1 π ; ( ) Ω=

+⋅⋅⋅⋅= 500

21

420 CCQfRe π

; Ω=+⋅

= 66731

13 RR

RRR e ;

Ω=+⋅⋅= кCCRAR UB 200)1(

2

415 .

Активен FNOPF од II ред

И со активните филтри со RC елементи во негативната повратна врска може да се добие FNOPF според блок шемата на сликата 49. Меѓутоа така добиениот FNOPF не може да има голем Q фактор. FNOPF со поголем Q фактор (Q>1) т.е. со тесен непропусен опсег може да се добие според шемата на сликата 55. Овој филтер е добиен со помош на претходно разгледуваниот FPOF реализиран со О.З.1 и припадните елементи и со собирачкиот засилувач реализиран со О.З.2 R6, R7 и R8. Во собирачкиот засилувач се собираат влезниот сигнал (со целиот свој спектар) преку R6 и сигналите со фреквенции од пропусниот опсег на FPOF преку R7. Бидејќи О.З.1 во FPOF е во инвертирачки спој, сигналите со фреквенции во пропусниот опсег се со фазен став -180º, па во собирачкиот засилувач на тие фреквенции ќе настане всушност одземање на сигналите. На тој начин целото коло се однесува како активен FNOPF – врши слабеење на сигналите со одреден опсег на фреквенции околу f0. Заради поедноставување првиот дел од колото – FPOF се пресметува за единечно засилување и C2=C4=C, па затоа равенките за пресметување на неговите елементи го имаат следниот облик:

Сл.55 Активен FNOPF од II ред со RC елементи во негативната повратна врска

60


CCC == 42 ; Cf

QR⋅⋅⋅

=0

1 2 π ;

12 21

3 −⋅=

QRR ; 15 2 RR ⋅= .

Слабеењето во непропусниот опсег aUB зависи од изедначеноста на јачините на влезниот сигнал и сигналот по FPOF, односно од вредностите на R6 и R7. Обично за R7 се става тример потенциометар со вредност R7=2R6 со кој може да се подеси големината на слабеењето aUB во непропсниот опсег. Засилувањето во пропусниот опсег зависи од односот на R8 и R6, меѓутоа обично се зема да целото коло има единечно засилување, па затоа треба да е R8=R6. При проектирање на овој FNOPF треба да бидат зададени aUB и барем два од следните три параметри: f0, Q и B (т.е.fd и fg). прво се избира произволна вредност за кондензаторот C и отпорникот R6 (R6>10kΩ), а останатите елементи се пресметуваат по дадените равенки. Потребната вредност за aUB се добива експериментално со подесување на тример потенциометарот R7.

Општи упатства за конструкција на активни електрични филтри

1. Засилувањето AUB на филтерот треба да биде многу помало од засилувањето на операциониот засилувач без повратна врска AU0. Исто така и граничните фреквенции на филтерот треба да бидат многу помали од транзиентната фреквенција fT на операциониот засилувач. Односно, обратно кажано, операциониот засилувач што ќе го употребиме во филтерот треба да има fT>>fd,fg и AU0>>AUB.

2. При проектирање на активните филтри треба да ја нацртаме и теоретската АФК на

филтерот. За таа цел прво ја нацртаме АФК на операциониот засилувач со помош на податоците за неговите AU0 и fT, па потоа ја цртаме АФК на филтерот со помош на податоците за AUB, граничните фреквенции и стрмнината.

Како прв пример да ја погледнеме сликата 56 на која е прикажана теоретската идеална (под а) и реалната АФК (под б) на еден активен FPNF од II ред со AUB=20dB и fg=1kHz. Во филтерот е употребен операционен засилувач µА 741. Ако разгледуваниот активен FPNF од II ред е Батерворотов, неговата реална АФК теоретски треба да изгледа како на сликата крива 1, а ако е конструиран според Чебишевиот метод неговата реална АФК теоретски треба да изгледа како на сликата – крива 2.

а) б)

Сл.56 а) Теоретска или идеална АФК на активен FPNF од II ред

61


Како втор пример на сликата 57 е прикажана теоретската идеална и реална АФК на еден Батервортов активен FPVF од II ред со AUB=30dB и fd=10Hz. Во филтерот е операционен засилувач µА 741.

а) б)

Сл.57 Теоретска или идеална и реална АФК на FPVF

Како што гледаме од сликата 57.б пропусниот опсег на овој реален FPVF не е од fd до ∞ како кај некој идеален FPVF. Ова се должи на фреквентното ограничување на употребуваниот засилувач (во овој случај на µА 741). Поради тоа и кај FPVF се појавува горна гранична фреквенција fg. Таа во повеќето случаи е многу голема и не пречи во работата на филтерот, па затоа обично и не се зема во предвид при анализа на филтерот. Меѓутоа ако таа несакана горна гранична фреквенција не е доволно голема , може да ја зголемиме со употреба на друг операционен засилувач кој има поголема fT. На пр. Ако наместо µА 741 во претходно разгледуваниот FPVF употребиме TL071, непожелната горна граничан фреквенција од ≈30kHz ќе порасне на ≈150kHz. (Поради тоа што TL071 има fT=5MHz). Како трет пример за теоретско одредување на АФК на филтрите да ја погледаме сликата 58 на која е прикажана идеалната и реалната АФК на еден Батерворотв активен FPOF од II ред кој има AUB=20dB, f0=100Hz и Q=10.

Сл.58 Теоретска или идеална и реална АФК на FPOF

3. За да филтерот во пракса има стабилни и точни карактеристики според пресметките потребно е отпорноста на отпорниците и реактансата на кондензаторите употребени во филтерот да бидат поголеми од излезната отпорност на операциониот засилувач, а многу помали од влезната отпорност на операциониот засилувач. Затоа при

62


проектирање на филтерот потребно е да провериме дали избраните и пресметаните елементи го задоволуваат овој услов: RIZoz<<R<<RVLoz, : RIZoz<<XC<<RVLoz. При ова реактансата на кондензатороите XC се пресметува при f=fg за FPNF, односно f=fd за FPVF и f=f0 за FPOF и FNOPF. Бидејќи операционите засилувачи имаат RIZoz<1kΩ и RVLoz>2MΩ, тоа значи дека елементите треба да имаат R (односно XC) од неколку стотина оми до неколку мегаоми. Доколку овој услов е исполнет, елементите на филтерот нема да влијаат на влезот и излезот на операциониот засилувач, така да филтерот ќе има стабилни и точни какрактеристики според пресметките.

4. За да филтерот во пракса има карактеристики што поблиски до пресметаните и

зададеnите потребно е да се употребат елементи со вредност што поблиску до пресметаните т.е да се употребат елементи со мала толеранција. Исто така за да се обезбеди стабилност на карактеристиките во поглед на промени на температурата, употребените елементи треба да имаат мал температурен коефициент. За да филтерот има голем однос сигнал шум треба да се употребат малошумни елементи (металослојни отпорници, пластични фолијски кондензатори, малошумен операционен засилувач). Кондензаторите во состав на филтерот не смеат да бидат електролитски. Единствено спрежните кондензатори смеат да бидат биполарни електролити, а во одредени случаи и поларизирани електролитски кондензатори.

5. Основните карактеристики на филтерот (RVL, AUB, АФК, ФФК), како што видовме не

зависат од типот на операциониот засилувач. Од типот на операциониот засилувач зависат следните карактеристики на филтерот: RIZ, односот сигнал-шум, факторот на пораст и изобличувањата. Затоа кога е битно и овие карактеристики на филтерот да бидат добри, потребно е да се употреби поквалитетен операционен засилувач- со помали сопствени изобличувања и шум, а поголем фактор на пораст. Од операционите засилувачи кои најчесто се сретнуваат во пракса, во однос на карактеристиките најкваитетен е TL071, TL081 и µA741.

6. Активните филтри се подложни на појавата на самоосцилирање поради несакана

позитивна повратна врска од излезот кон влезот. Појавата на самоосцилирање може да настане поради позитивна повратна спрега и преку изворот на напојување. За да се спречи тоа и за да се обезбеди постабилна работа на филтерот треба водовите за напојување да се става RC филтерски членови како на сликата 59. Со RX и CX дополнително се филтрира напонот на напојување – се смалува неговиот евентуално присутниот брум, се спречува индукција на некои VF сигнали и се намалува можноста за самоосцилирање.

При тоа е важно кондензаторите CX да бидат сместени што поблиску до изводите на интегрираното коло и да имаат мала паразитна индуктивност, што значи да бидат керамички. RX треба да бидат со вредности од 47Ω до 150Ω, а CX од 10nF до 100nF. Доколку на печатената плочка има повеќе операциони засилувачи, вакво филтерско коло за напојувањето треба да се примени кај секој операционен засилувач посебно.

Сл.59 Употреба на RC филтерски членови на водовите за напојување

Инаку напонот на напојување UCC како што знаеме, може да биде од ±5V до ±15V, а при тоа карактеристиките на операциониот засилувач (а со тоа и на активниот

63


филтер) да не зависат од вредноста на UCC. Единствено UIZmax зависи од вредноста на UCC. Врвната вредност на UIZmax приближно е за 1 до 3V помала од вредноста на UCC,

( )VUU CCppIZ 2max −±≈ ; ( )VUU CCIZ 2max −≈ . Ефективната вредност на

максималниот излезен напон е 2

2max

VUU CC

IZ−

≈ , а максималниот влезен напон е

UB

IZVL A

UU max

max = .

Изработка, испитување и поправка на активните електрични филтри

1. При изработка на активни електрични филтри треба да се придржуваме до основните

правила за изработка на електронски склопови. Прво треба да се изработи монтажна шема внимавајќи на правилен и функционален распоред на елементите. По изработката на печатената плочка се преминува на лемење на елементите и тоа по познатиот распоред: краткоспојници (ако ги има), отпорници, кондензатори и на крај полупроводници и изводи. За операциониот засилувач пожелно е да се користи подножје.

2. а) По изработка на филтерот треба да го испитаме во еднонасочен режим. Го

приклучуваме филтерот на напојување, а на влезот и излезот ги оставаме слободни. На влезот (пин 2 и 3) и излезот (пин6) на операциониот засилувач не треба да постои еднонасочен напон, а на изводите за напојување треба да постои еднонасочен напон со вредност еднаква на +UCC ( на пин 7), односно –UCC ( на пин 4). Ако активниот филтер е со транзистори треба да биде UC>UB>UE при што UBE≈0,1÷0,7V. б) Потоа треба да ги испитаме карактеристиките на филтерот. Карактеристиките на активните филтри се испитуваат на ист начин како кај засилувачите на мали сигнали. Единствена разлика е во тоа што повеќето карактеристики (како на пример осетливоста, засилувањето, RVL, RIZ, UIZmax, UVLmax и THD) наместо на f=1kHz како што е тоа вообичаено за засилувачите, треба да ги измериме на некоја фреквенција во пропусниот опсег на филтерот. За FPOF таа фреквенција е f0, за FPNF овие испитувања се прават на f=fg/10, а за FPVF на f=10fd, a при f=f0 треба да се испита и слабеењето во непропусниот опсег aUB. Поради овие причини покрај вредноста на соодветната карактеристика на филтерот во заграда треба да биде наведен и податок за тоа на која фреквенција е измерена карактеристиката. АФК и ФФК се испитуваат на ист начин како и кај засилувачите. АФК може да ја испитаме на еден од познатите начини: со тон генератор и електронски волтметри, со воблер генератор и осцилоскоп или пак со генератор на бел шум и спектрален анализатор. Испитувањето на АФК треба да го направиме во оној фреквентен опсег кој ќе го опфати пропусниот опсег и најмалку една декада од непропусниот опсег.

3. Доколку филтерот не е исправен треба да го отстраниме дефектот придржувајќи се до основната постапка за проверка на електронски склопови: Прво треба визуелно да провериме дали има грешка во елементите, лемењето или на печатената плочка. Ако така не ја откриеме грешката треба да извршиме проверка во еднонасочен режим и во наизменичен режим (како кај засилувачите). Потоа со правилна анализа на резултатите добиени со овие испитувања со користење на теоретските сознанија може да ја откриеме и отстраниме грешката.

64


КОЛА ЗА ОБЛИКУВАЊЕ НА СИГНАЛИ И КОЛО ЗА СОБИРАЊЕ (СУМАТОР)

65


Компаратор Компараторот е коло со две состојби на излезниот напон. Состојбата на излезниот напон се менува во зависност од моменталната вредност на влезниот напон во споредба со еден референтен напон. На сликата 60 е прикажана една типична изведба на компаратор реализиран со операционен засилувач и неговата преносна карактеристика. Операциониот засилувач работи без повратна врска што значи дека има многу големо засилување АU=AU0. Поради тоа кога е UVL>UREF ⇒UIZ≈-UZASop , а кога UVL<UREF ⇒UIZ≈+UZASop.

Сл.60 Електрична шема на компаратор и неговата преносна карактеристика

Компараторот поради ова својство може да се користи за многу намени, а доколку сакаме да ни послужи за претворање на синусен ( или некој друг) сигнал во правоаголен потребно е UREF=0 т.е R2 да го заземјиме. Во тој случај штом почне позитивната полупериода на UVL (UVL>0) излезот на засилувачот поради големото AU ќе помине во негативно заситување (UIZ=-UZAS) и обратно за UVL<0 (негативни полупериоди на UVL) ќе добиеме UIZ=+UZAS како што е прикажано на сликата 61.

Сл.61 Преносна карактеристика на компаратор

Стрмнината на предната и задната ивица на добиениот правоаголен сигнал зависи од фреквенцијата на сигналот и од факторот на брзина (SLEW FACTOR) на употребениот операционен засилувач. Поголеми стрмнини т.е. поправилен правоаголен сигнал се добиваат со поголем Slew Factor на пример со TL071. Уште поправилен правоаголен сигнал се добива со специјален компаратор со хистерезисна крива т.н. Шмитово окидно коло (Шмитов тригер) како на сликата 62. Шмитовиот тригер за разлика од обичниот компаратор има два напонски прага преку кои се врши префрлање од едната во другата состојба – при растење на UVL префрлувањето од UIZMAX на UIZMIN се врши преку горниот праг Ug, а при опаѓање на UVL префрлувањето од UIZMIN на UIZMAX се врши преку долниот праг Ud. Шмитовиот тригер всушност претставува компаратор со позитивна повратна врска со која се намалува времето на префрлање од една во друга состојба и се добива негова независност од фреквенцијата на влезниот сигнал. При тоа се добива и помало влијание врз работата на компараторот од страна на шумот кој евентуално се содржи во влезниот сигнал. Напонот на

66


хистерезата ( )32

2

32

2

RRRUU

RRRUU IZMINIZMAXIZH +

⋅−=+

⋅∆= треба да биде што е можно

помал па затоа е потребно да R3>>R2, а за да се намалат грешките во работата на компараторот потребно е R1=R2||R3. И кај Шмитовиот тригер (компараторот со хистереза) за да може да се искористи претворувањето на синусен (или некој друг сигнал) во правоаголен потребно е да UREF=0 т.е. R2 да се заземји. Отпорникот од 100Ω служи за заштита на операциониот засилувач од евентуален краток спој на излезот, а керамичките кондензатори од 0,1µF служат за дополнително филтрирање на напонот на напојување и за спречување на самоосцилирање.

Сл.62 Електрична шема на Шмитов тригер

Диференцијатор Тоа е склоп кој на својот излез дава напон пропорционален на диференцијалот на влезниот напон. На сликата 63 е прикажана основната шема на еден пасивен и активен диференцијатор со операционен засилувач. Знакот минус во равенката за UIZ на сликата 64 укажува на промена на фазата на UIZ за 180º бидејќи операциониот засилувач е во инвертирачки спој.

Сл.63 Електрична шема на Сл. 64 Електрична шема на пасивен диференцијатор активен диференицијатор Диференцијаторот најчесто се користи за добивање на тесни импулси (кои потоа служат за управување со други кола) од влезен правоаголен сигнал. Ова ќе биде остварено како што е прикажано на последниот дијаграм на сликата 65. Ако временската константа на диференцијаторот CR ⋅=τ биде 1T<<τ и 2T<<τ . Знаејќи од математика дека правоаголна функција може да се добие како диференцијал од триаголна функција, може да заклучиме дека диференцијаторот може да ни послужи за добивање правоаголен сигнал од влезен триаголен сигнал. Во пракса обично се користи активен диференцијатор. Меѓутоа активниот диференцијатор на сликата 64 има недостаток

67


тоа што неговото засилување C

U XRA −= расте со пораст на фреквенцијата поради што се

зголемува шумот и се создава можност за нестабилна работа (самоосцилирање).

Сл.65 Дијаграми на сигналите на влезот и излезот од диференцијаторот Поради практичните реализации на активните дериватори се изработуваат со нешто изменета шема, на пример како на сликата 66.

а) б) Сл.66 Електрична шема на практична реализација на диференцијатор а) и дијаграмите на влезниот и

излезниот напон од диференцијаторот б)

Диференцијаторот го сочинуваат операционен засилувач и C1 и R2, а R1 и C2 се стават за да се намали засилувањето на високи фреквенции, а со тоа да се намали шумот и да се подобри стабилноста на колото. Најголема фреквенција до која ова коло се однесува како диференцијатор е:

1121

CRfVLMAX ⋅⋅⋅

=π

При тоа во колото мора да бидат задоволени и следните услови:

122 CRff T

VLMAX ⋅⋅⋅<

π и

U

Tg A

ff < каде 1

2

RRAU = и

2221

CRf g ⋅⋅⋅

=π

68


За минимален офсет на UIZ потребно е да биде R3=R2, а за да има прецизно диференцирање потребно е да биде fVL<<fVLMAX. Ако претходните услови бидат задоволени на излезот од дериваторот ќе се правоаголен сигнал доколку влезниот сигнал е триаголен слика 77б.

Интегратор Тоа е склоп кој на својот излез дава напон пропорционален на интегралот на влезниот напон. На сликата 67 е прикажана основната шема на пасивен интегратор.

Сл.67 Електрична шема на пасивен интегратор

Како што се гледа од дијаграмите на сликата 68 доколку влезниот сигнал е правоаголен излезниот сигнал ќе биде триаголен ако временската константа на интеграторот CR ⋅=τ биде 1T>>τ и 2T>>τ . При ова амплитудата на добиениот триаголен сигнал е помала од амплитудата на влезниот правоаголен сигнал. Излезниот сигнал е триаголен во случај на влезниот да е квадратен (Т1=Т2=Т/2), а ако влезниот сигнал е правоаголен (Т1≠Т2) излезниот сигнал ќе биде пилест.

Сл. 68 Дијаграми на сигналите на влезот и излезот од интеграторот

Подобри резултати се постигнуваат со активен интегратор со операционен засилувач чија основна шема е прикажана на сликата 69.

69


Сл. 69 Електрична шема на активен диференцијатор

Знакот минус во равенката за UIZ укажува на промена на фазата на UIZ за 180º бидејќи операциониот засилувач е во инвертирачки спој. Ваквиот интегратор е нестабилен во еднонасочен режим бидејќи за DC напон нема негативна повратна врска. Поради тоа засилувањето за еднонасочен напон е многу големо (АUDC=AU0) па и некој мал случаен DC напон на влезот ќе предизвика заситување на излезот на операциониот засилувач.(UIZ=UZASOZ≈UCC) Затоа практичните реализации на активен интегратор се изработуваат по нешто изменета шема на пример како на слика 70а. Со R2 е остварена еднонасочна негативна повратна врска, а со тоа е обезбедена стабилност на работната точка на интеграторот. Меѓутоа R2 го намалува опсегот на фреквенции за кои колото се однесува како интегратор. Најмалата фреквенција при која колото се однесува како интегратор е:

1121

CRfVLMIN ⋅⋅⋅

=π

При тоа треба да биде задоволен условот:

fVLMIN>fg каде 222

1CR

f g ⋅⋅⋅=

π

а) б)

Сл. 70 Електрична шема на практична реализација на интегратор а) и влезниот и излезниот сигнал од интеграторот б)

За да добиениот триаголен сигнал има добра линеарност потребно е да биде fVL>>fV LMIN. Со R3=R1||R2 се обезбедува минимален офсет на UIZ.

70


Коло за собирање (суматор) Колото за собирање се користи за мешање на повеќе сигнали во аудио миксетите. На сликата 71 е прикажана електричната шема на едно вакво коло за собирање. Потребно е R1, R2, ……, Rn да бидат големи и обично се исти но и тоа со вредност од 47кΩ до 100кΩ. Засилувањето на овој засилувач не смее да биде големо најчесто AUB=1 до 5 пати. R1=R2=…..=Rn=R, RVL1=R1, RVL2=R2……

RR

A fUB −=

Кондензаторот C1 и C2 се спрежни кондензатори не дозволуваат да помине еднонасочната компонента кон собирачкиот засилувач и кон излезот и имаат вредности од 50µF до 200µF.

Сл. 71 Електрична шема на коло за собирање (суматор)

Испитување на колата за обликување на сигнали Најпознати кола за обликување на сигнали се компараторот, диференцијаторот и интеграторот. Заедничко за сите нив е дека при исполнување на одредени услови излезниот сигнал од овие кола има драстично сменет облик во однос на влезниот сигнал. Затоа во пракса најчесто испитување на колата за обликување на сигнали е проверка на промените што ги врши тоа коло на обликот на сигналите. Ова испитување се прави според блок шемата дадено на слика 72.

Сл.72 Блок шема за испитување на компаратор, интегратор, дифернцијатор (кола за обликување на напон)

71


Како што гледаме за испитување на колата за обликување на сигнали потребен ни е функциски генератор и двоканален осцилоскоп (за активните кола за обликување потребен ние и извор за напојување). На првиот канал Y1 на двоканалниот осцилоскоп го набљудуваме влезниот сигнал, а на вториот Y2 канал го набљудуваме излезниот сигнал од колото за обликување. Ако немаме двоканален осцилоскоп може да користиме два едноканални осцилоскопи – едниот за набљудување на влезниот сигнал, а другиот за набљудување на излезниот сигнал. Можеме да користиме и само еден едноканален осцилоскоп со кој наизменично ќе го набљудуваме влезниот па излезниот сигнал. Сепак најдобро е и најлесно е испитувањето со помош на двоканален осцилоскоп бидејќи на него директно може да ги забележиме промените настанати во обликот и фазата на сигналот. Постапка за испитување: Од функцискиот генератор на влезот од колото ќе донесеме сигнали со различен облик (синусен, триаголен, правоаголен), со различна амплитуда (мала, средна, голема) и со различна еднонасочна компонента (нула, мала, средна, голема, позитивна и негативна). За секој сигнал на влезот на колото, на осцилоскопот ќе ги набљудуваме и влезниот и излезниот сигнал и ќе ги прецртаме на милиметарска хартија. Со правилна анализа на осцилограмите добиените различни сигнали може да добиеме целосна претстава за функцијата, карактеристиките и намената на испитуваното коло за обликување на сигнали.

72


ОСЦИЛАТОРИ

73


Дефиниција и поделба на осцилаторите Под електричен осцилатор се подразбира електричен извор на наизменичен напон или струја. Тоа се склопови во кој енергијата на еднонасочниот извор на напон се претвора во енергија на наизменичен напон со одредена фреквенција, без некое надворешно влијание. Првите осцилатори биле електричните машини – генератори на наизменичен напон кои непосредно ја претворале механичката енергија во наизменична електрична енергија. Меѓутоа на тој принцип не можело да се добијат повисоки фреквенции од десетина kHz бидејќи фреквенцијата зависи правопропорционално од бројот на вртежи n и бројот на

половите p на генераторот (60

pnf ⋅= ). Натамошниот напредок во изведбата на

осцилаторите била комбинацијата на паралелно осцилаторно коло и електричен лак кој со својата негативна I-U карактеристика служи како потикнувач и одржувач на осцилациите. На овој начин било можно да се постигне фреквенција на осцилирање до неколку стотици kHz. Со појавата на триодата (1913г), а уште повеќе со пронаоѓање на транзисторот (1948г.) и нивно користење како активни елементи за потикнување и одржување на осцилациите е овозможен натаможен развој на осцилаторите. Со овие елементи можно е да се рализираат осцилатори со многу ниски и многу високи фреквенции. За многу високите денес се користат и нови електрични склопови (магнетрон,, клистрон...) а за осцилации во оптичкиот дел на бранови должини се користат квантни генератори (ласери).

1. Според изведбата осцилаторите можат да бидат: • Електро механички • Електро оптички • Електронски

2. Според брановиот облик што го генерираат осцилаторите се делат на: • Хармониски (со синусен бранов облик) и • Релаксацијски т.е. со несинусен бранов облик како на пример

Правоаголни Триаголни Пилести Импулсни

3. Според фреквенцијата на осцилирање осцилаторите може да ги поделиме на:

• Нискофреквентни (аудиофреквентни, со фреквенција до неколку десетици или

стотици kHz) • Високофреквентни (радиофрекветни, со фреквенции поголеми од 100kHz) • Осцилатори за многу високи фреквенции (со фреквенција поголема од 300MHz)

Исто така можна е и поделба на:

• Осцилатори со фиксна (непроменлива фреквенција) и • Осцилатори со променлива фреквенција (VFO- Variable Frequency Oscilator)

4. Според видот на активниот елемент имаме осцилатори со транзистори, со интегрирани кола, со електронски цевки, со FET-ови, со UJT транзистори, со тунел диоди, а според видот на елементите и величините од кои зависи фреквенцијата на осцилирање имаме:

74


• LC осциалтори (погодни се за многу високи фреквенции) • RC осцилатори (погодни се за ниски фреквенции) • Кристални осцилатори (погодни се за високи фреквенции и се одликуват со

голема стабилност) • Осцилатори со специјални електро-механички и електро-магнетни резонатори кои

се употребуваат за многу високи фреквенции • Напонско контролирани осцилатори (VCO- Voltage Controled Oscilator) кои се

користат и за ниски и за високи фреквенции.

5. Според начинот на создавање на осцилациите имаме: • Осцилатори со повратна врска • Осцилатори со негативен отпор

Иако ваквата поделба всушност претставува два различни пристапа (физички и математички) кон истата проблематика, сепак е најважна за разбирање на принципот на работа и затоа на неа посебно ќе се задржиме.

Осцилатори со повратна врска Тоа всушност е засилувач кај кој дел од излезниот сигнал се враќа на влезот па под одредени услови настанува осцилирање на одредена фреквенција. Во општ случај условите за осцилирање може да се одредат од диференцијалните равенки за колото, но поедноставно е да се одредат од комплексните равенки добиени ако осцилаторот се смета за линеарен засилувач со позитивна повратна спрега (што е можно за мали сигнали). Комплексното засилување на засилувачот со реакција е:

ABAAR⋅−

=1

A - комплексно засилување на засилувачот без реакција, B - комплексен коефициент на повратна врска, AB ⋅ - комплексно кружно засилување, 1- AB ⋅ - комплексна функција на реакцијата.

Сл.73 Блок шема на осцилатор со повратна врска

За да настане осцилирање потребно е да напонот U3 што склопот B го враќа на влезот на засилувачот А биде еднаков по фаза и амплитуда на влезниот напон U1.

75


Во тој случај засилувачот А преку склопот В се самопобудува па влезниот напон U1 веќе не е потребен – излезниот напон U2 постои и без влезен напон. Се разбира при ова заради натамошно одржување на осцилациите потребна е енергија од изворот за напојување со која се надокнадуваат загубите во колото. Значи за да засилувачот се претвори во осцилатор потребно е да биде задоволен т.н. Баркхаузенов услов за осцилирање 1- AB ⋅ =0 т.е. AB ⋅ =1 што значи 0)( 1 ⋅+⋅⋅⋅ ⋅=⋅⋅=⋅⋅⋅=⋅ jjij eeABeAeBAB βααβ . Тоа значи дека овој услов всушност се состои од два услови: амплитуден услов -

1=⋅=⋅ ABAB и фазен услов 0=+ βα т.е вкупното кружно засилување да биде 1, а

вкупното фазно поместување биде 0º или цел број пати од 360º (односно да постои позитивна повратна врска). Доколку B·A<1 осцилациите не настануваат, а за B·A>1 осцилациите настануваат и без побуден сигнал U1 т.е. имаме појава на самоосцилирање, а за B·A>>1 имаме самоосцилирање но со големи изобличувања на брановиот облик на осцилациите. Во практичните реализации се прави да биде задоволен фазниот услов B·A>1 поради што и малиот напон на шумот што нормално постои при течење на струја (кој има случаен карактер т.е. бесконечен фреквентен спектар.) преку позитивната повратна врска ќе биде засилен се до воспоставување на стационарни осцилации. Растење на амплитудата до бесконечност се спречува со нелинеарните карактеристики на активните елементи во засилувачот или со додавање на посебни елементи за таа намена – односно со автоматска регулација на засилувањето. Со тоа по одредено време од започнувањето на осцилациите се смалува засилувањето на засилувачот и се воспоставува условот B·A=1. Ова се случува на една одредена фреквенција одредена од селективните својстава на склопот B кој најчесто е редно или паралелно LC осцилаторно коло или RC филтерска мрежа.

Осцилатор со негативна повратна врска Кај осцилаторите со негативен отпор позитивната повратна врска не е изведена однадвор – таа постои внатре во нелинеарниот активен елемент. Таквите елементи всушност имаат струјно-напонска к-ка која во еден дел има опаѓачки дел (со растење на напонот се намалува струјата). Тоа значи дека во тој дел динамичката отпорност на елементот

IU

dIdUr

∆∆

≈= има негативна вредност, поради што елементот се однесува како извор на

енергија со кој се одржуваат осцилациите (кои во спротивно би се пригушиле поради отпорноста на загубите и потрошувачот). Струјно напонската карактеристика на овие елементи може да биде во S или N облик како на сликата 74а и 74б.

а) б) Сл.74 Струјно напонска карактеристика на елементи кои се користат во осцилаторите со негативен

отпор

Двете карактеристики покажуваат својство на негативна отпорност во делот помеѓу точките B и C. Во точката А на сликата rn е максимален, а во точката А на сликата rn e минимален. Поради тоа елемент со S к-ка (електричен лак, тиристор, триак, UJT) се употребува во осцилатори со сериско осцилаторно коло слика 75а бидејќи тогаш за да настане

76


осцилирање потребно е да Rrn ≥ , а елемент со N карактеристика (тунел диода, тетрода) се употребува во осцилатори со паралелно осцилаторно коло слика 75б бидејќи тогаш

потребен услов за осцилирање е да

⋅

=≤L

n RCLRRr 00 каде што R0 е резонантен отпор.

а) б)

Сл.75 Сериско е паралелно осцилаторно коло

Како што гледаме и во двата случаи осцилаторното коло (фреквентно селективниот склоп) е споен во две точки со активниот елемент кој е претставен со својата динамичка отпорност rn и кој како што кажавме има улога на извор на енергија за започнување и одржување на осцилациите. Стационарна состојба се постигнува автоматски со нелинеарноста на елементот и во тој случај е Rrn = т.е. 0Rrn = .

Параметри на осцилаторите

1. Фреквенција на осцилирање f0 [Hz] – (доколку осцилаторот има променлива фреквенција се наведува опсегот во кој може да се менува f0).

2. Стабилност на фреквенцијата на осцилирање – Фреквенцијата на осцилирање на осцилаторот не е константна туку се менува во текот на времето за одредена вредност Δf. Количникот на промената на фреквенцијата и номиналната вредност на фреквенцијата се нарекува фактор на стабилност на фреквенцијата (т.е. осцилаторот) или само стабилност на фреквенцијата (т.е. осцилаторот).

0ffTABILITYFREQUENCYS ∆

= т.е. [ ] 100%0

⋅∆

=ffTABILITYFREQUENCYS .

За осцилатор со мал фактор на стабилност на фреквенцијата се вели дека има голема стабилност и обратно. Понекогаш стабилноста може да биде изразена и преку податоците за вредноста на f0 и Δf. На пример ако некој осцилатор со f0=1kHz има стабилност од 2·10-3 таа може да биде изразена и на следниот начин

%2,0=TABILITYFREQUENCYS или пак како f0=1kHz±0,2% т.е. f0=1kHz±2Hz. Доста често за фактори на стабилност кои се од ред на величина на 10-6 се користи кратенката ppm која означува делови од милион (ppm=par per million). На пример стабилноста на фреквенцијата од 5·10-6 се означува како

ppmTABILITYFREQUENCYS 5= . Фреквенцијата на осцилаторот е нестабилна поради тоа што f0 зависи од пасивните елементи на фреквентно селективниот склоп, а во одредена мерка и од параметрите на активниот елемент и од потрошувачот. Сите елементи ги менуваат делумно своите карактеристики поради промена на температурата, влажноста, притисокот, напонот на напојување и поради стареење. Кај пасивните елементи најизразено е

77


влијанието на температурата и стареењето. Кај активните елементи пак најизразено е влијанието на температурата и напонот на напојување – тоа најмногу кај биполарните транзистори, помалку кај униполарните, а најмалку кај електронските цевки. За да се намали влијанието на температурата потребно е да се користат елементи со што помал температурен коефициент TC или пак елементите да ги формираме со сериска или паралелна врска на еден елемент со позитивен TC и еден елемент со негативен TC (на тој начин таквата формација од два елемента може да се направи да има вкупен TC≈0). Промените предизвикани од температурата може во голема мерка да се намалат со ставање на осцилаторот во кутија во која се одржува константна темепература со помош на греач и термостат. Промените на напонот на напојување, кои се значаен фактор за стабилност на фреквенцијата, може многу да се намалат со употреба на стабилизиран извор за напојување. Влијанието на стареењето на елементите се намалува со претходно вештачко стареење во посебни лабораториски услови. За да промените на отпорот на потрошувачот не влијаат на стабилноста на фреквенцијата пожелно е да биде приклучен преку одвоен засилувач (BUFFER). Влијанието на паразитните капацитивности на активниот елемент може да се намали ако во фреквентно селективниот склоп се користат кондензатори со поголема вредност. Влијанието на надворешни електро-магнетни полиња врз стабилноста на фреквенцијата е најизразено кај VF осцилаторите и може да се намали со поставување на осцилаторот во метално заземјено куќиште. Кај LC осцилаторите влијанието на останатите параметри врз f0 може да се намали со користење на осцилаторно коло со голем фактор на доброта. Кај LC и RC осцилаторите обично се постигнува стабилност на фреквенцијата од 10-2 до 10-4, а кај кварцните осцилатори обично од 10-4 до 10-6.

3. Стабилност на амплитудата на осцилациите (AMPLITUDE STABILITY). Тоа е промена на амплитудата на излезниот сигнал на осцилаторот изразена во % или во dB во зависност од времето. Кај осцилаторите со променлива фреквенција се дефинира и стабилност на амплитудата во зависност од промената на фреквенцијата. Стабилноста на амплитудата зависи пред се од самиот активен елемент во осцилаторот. Имено преносната карактеристика на активните елементи е закривена на краевите. Тоа значи дека за мали сигнали активниот елемент има поголемо поголемо засилување отколку за големи сигнали. Поради тоа во осцилаторот по одредено време се воспоставува стационарна состојба со приближно константна амплитуда. Ако UIZ поради некоја причина почне да расте или да опаѓа активниот елемент тогаш ќе има помало односно поголемо засилување, па UIZ се враќа на првобитната вредност. Меѓутоа во одредни случаи вака добиената стабилност не е доволна. Затоа во голем број осцилатори стабилноста на амплитудата се обезбедува со коло за автоматска регулација (контрола) на засилувањето АРЗ (AUTOMAТIC GAIN CONTROL - AGC). За да стабилноста на амплитудата биде уште поголема потребно е елементите за поларизација и елементите во колото за АРЗ да бидат со мала толеранција и мал температурен коефициент, а напонот на напојување да биде стабилизиран. Поточно околу методите за подобрување на стабилноста на амплитудата во основа важат дадените објаснувања во врска со подобрување на стабилноста на фреквенцијата. Најчесто стабилноста на амплитудата на осцилаторите се движи од ±10% до ±0,1% т.е. од ±1dB до ±0,001dB.

4. Вид на осцилации што ги создава осцилаторот. Најчесто тоа се:

• Синусни сл.76а) • Правоаголни сл. 76б) • Триаголни сл. 76в) • Пилести сл. 76г) • Импулсни сл.76д)

78


а) б) в) г) д)

Сл. 76 Видови на осцилации

5. Квалитет на излезниот сигнал на осцилаторот. Во пракса излезниот сигнал на осцилаторот отстапува од идеалниот облик одреден при конструкцијата т.е. има одредени деформации. Кај синусните осцилации како мерка за нивниот квалитет се зема спектралната чистота т.е. клир факторот К[%] односно вкупните хармониски изобличувања THD [%]. Овие изобличувања треба да се помали од 1%, а во специјални случаи и помали од 0,001%. Кај правоаголните сигнали и импулси како мерка за нивниот квалитет се зема факторот на брзина SLEW FACTOR [V/µs] кој треба да е што поголем или пак времето на пораст (RISE TIME) и времето на опаѓање (FALL TIME) изразени во микро или наносекунди кои треба да се што помали. Кај триаголните и пилести сигнали како мерка за нивниот квалитет се зема линеарноста [%] која треба да е што поголема односно нелинеарноста [%] која треба да е што помала.

6. Излезна отпорност RIZ Осцилаторот претставува генератор на наизменичен напон па затоа е потребно излезната отпорност да биде што помала. Ако RIZ не е многу помала од потрошувачот RP, треба да се стави одвоен засилувач помеѓу излезот на осцилаторот и RP.

7. Кај лабораториските генератори на сигнали се дефинира и точност на подесување на f0 и UIZ на осцилаторот обично во % или ако има дигитален дисплеј во ±x дигити.

LC осцилатори Кај овие осцилатори фреквентно-селективниот склоп B најчесто е паралелно LC осцилаторно коло слика 77а. Калемот е претставен со сериска врска на индуктивноста L и отпорноста R=RL со кој се претставени губитоците во калемот. Кондензаторот е претставен само со својата капацитивност C бидејќи во реалноста неговите губитоци се многу помали од губитоците на калемот.

а) б)

Сл. 77 Паралелно LC осцилаторно коло како фреквентно-селективно коло во LC осцилаторите

Импедансата на паралелното осцилаторно коло се изразува со равенката:

CRjCLLjRZ

⋅⋅⋅+⋅⋅−⋅⋅+

=ωω

ω21

79


А нејзината зависнот од фреквенцијата е дадена на сликата 77б. Фреквенцијата ff при која импедансата е најголема се нарекува резонантна фреквенциа. Доколку губитоците се мали таа може да се одреди според следната равенка:

CLff r

⋅⋅⋅==

π21

0

На фреквенции многу пониски од fr импедансата има индуктивен карактер (ZN≈j·ω·L), a на фреквенции многу повисоки од fr импедансата има капацитивен каркатер (ZV≈1/j·ω·C). При резонантната фреквенција импедансата претставува чиста омска (активна) отпорност:

CRLRZ

rf ⋅== 0 R0 нарекува резонантна отпорност на осцилаторното коло. Друг важен

параметар за оценка на осцилаторното коло е неговиот фактор на доброта Q кој се дефинира како однос на вкупната акумулирана енергија во колото и енергијата на губитоците во една периода на осцилирање:

LQC

QRQRCL

RCRRL

TI

R

IL

WW

Qm

m

m ⋅⋅=⋅

=⋅=⇒⋅=⋅⋅

=⋅

=

⋅

⋅

⋅

⋅⋅=⋅⋅= ωωω

ωππ

0

20

0

0

0

2

2

1

11

2

222

Голем Q фактор значи дека почетната акумулирана енергија во осцилаторното коло ќе исчезне после долго време. Дотогаш енергијата ќе преоѓа од калемот на кондензаторот и обратно, со мали губитоци на отпорникот т.е. ќе има појава на пригушени осцилации. Ако паралелното осцилаторно коло го приклучиме на струен генератор на синусна струја со константна амплитуда, а со различни фреквенции ќе ја добиеме кривата на амплитудна во вој случај напонска резонанција слика 78а и кривата на фазна резонанција слика 78б. Во осцилаторното коло секогаш ќе постојат осцилации со фреквенција еднаква на фреквенцијата на побудната струја. Меѓутоа при f=fr амплитудата на напонот на тие осцилации ќе биде најголема, а фазната разлика помеѓу напонот и струјата ќе биде нула. Како што се гледа од сликата 78а и сликата 78б обликот на резонантните криви зависи од Q факторот т.е. од загубите на осцилаторното коло.

а) б)

Сл.78 Кривите на амплитудата (напонска и фазна резонанција)

Затоа од обликот на резонантните криви може да се добие уште една равенка за факторот на доброта:

80


Bf

Q 0≈ каде B=fg-fd е пропусен опсег на осцилаторното коло, а fg и fd се граничните

фреквенции при кои амплитудата е за 3dB помала од максималната амплитуда. Доколку побудниот струен генератор е идеален (Rg=∞) сите претходни формули остануваат во важност, а таквиот режим на работа се нарекува непригушен. Ако побуда на осцилаторното коло се врши со реален струен генератор кој има внатрешна отпорност Rg во тој случај осцилаторното коло е во паралела со Rg. Поради тоа настанува намалување на

резонантната отпорност на осцилаторното коло (g

g

RRRR

R+

⋅=

0

0'0 ), а со тоа и намалување на

факторот на доброта и на амплитудата на осцилациите. За таквиот режим на работа се нарекува пригушен режим. Пригушување на осцилаторното коло настанува и со приклучување на потрошувач RP (т.е RVL на наредниот степен). Наредниот степен може да биде приклучен преку индуктивна или капацитивна спрега но во секој случај RP е во паралелна врска со осцилаторото коло па затоа настанува намалување на неговиот

резонантен отпор VL

VL

RRRR

R+⋅

=0

0'0 . За да пригушувањето не биде многу изразено потребно е

да биде Rg>>R0, RP>>R0. Димензионирање на осцилаторното коло се прави врз основа на бараната вредност на резонантната фреквенција. Од формулата за fr забележуваме дека тоа може да се постигне со различни комбинации на L и C. Притоа пожелно е резонантниот отпор и факторот на доброта да бидат што поголеми, бидејќи тогаш како што видовме, при побудна струја со константна амплитуда напонот на резонанција Ur=I·R0 е поголем. Поголема вредност за R0 и Q се добива ако L биде со голема вредност, а за R и C да имаат мали вредности. Меѓутоа калемот не смее да има многу голема вредност бидејќи тогаш и R е големо. Исто така и C не смее да има многу мала вредност бидејќи тогаш паразитните капацитивности во осцилаторот ќе претставуваат значителен дел од капацитивноста на осцилаторното коло и со тоа ќе влијаат на резонантната фреквенција. Затоа за секое осцилаторно коло за зададена вредност на fr треба да се најде оптимална вредност за L и C така да се добие потребната вредност за fr и што поголеми вредности за R0 и Q, а притоа да се избегне некое поголемо влијание на паразитните капацитивност. Реалните LC осцилаторни кола имаат голем Q фактор – обично од 50 до 500. LC осцилаторите може да бидат изработени и како осцилатори со позитивна повратна врска и како осцилатори со негативен отпор. И во двата случаи кај LC осцилаторите фреквентно-селективниот склоп B се состои од L и C елементи во спој на осцилаторното (резонантно) коло. Нивна карактеристика е добрата стабилност на фреквенцијата и амплитудата, како и малите изобличувања на синусните осцилации. LC осцилаторите обично се користат за високи фреквенции (од околу 100kHz до 300MHz). За фреквенции пониски од 100kHz проблем при реализацијата претставуваат непрактично големите вредности на L и C елементите. На фреквенции поголеми од неколку стотици MHz проблем при реализацијата претставуваат паразитните индуктивности и капацитивности на водовите и на активните и пасивните елементи во осцилаторот. Најчеста конструкција на LC осцилатор претставува засилувач со голема излезна отпорност на чиј што излез е поставено паралелно LC осцилаторно коло. Со тоа се обезбедува струја на побуда на осцилаторното коло и негово мало пригушување. Мало пригушување на резонантното коло обезбедува да нема намалување на Q факторот, а со тоа голем Q фактор, како што кажавме, се добива голема резонантна отпорност, тесен пропусен опсег и многу стрмна фазна карактеристика. Така се постигнува големо засилување на засилувачот практично само на резонантната фреквенција. Позитивната повратна врска на засилувачот се изведува на различни начини – со индуктивна спрега, со капацитивна спрега, или со спрега преку L, C или LC делител на напон. Кондензаторите во осцилаторот кои учествуваат директно во создавањето на осцилациите треба да имаат мали диелектрични загуби за високи фреквенции, па затоа и најчесто се користат керамички кондензатори. Активниот елемент (транзистор или електронска цевка) треба да има транзиентна фреквенција fT поголема од фреквенцијата на осцилирање f0.

81


Притоа пожелно е да биде fT>>f0 бидејќи така полесно се доаѓа до решение затоа што паразитните капацитивности и фазните промени на активниот елемент помалку ќе влијаат на вредноста на f0.

Транзисторски LC осцилатор со индуктивна спрега Основната шема на еден ваков осцилатор, кој уште се нарекува и Мајснеров или Армстронгов осцилатор е прикажана на сликата 79. Транзисторот е во спој со заеднички емитер. Дел од излезниот сигнал преку позитивната врска помеѓу калемите се враќа на влезот (базата) на транзисторот. Бидејќи транзисторот е во спој со заеднички емитер внесува фазно поместување од 180º за да се добие позитивна повратна врска (вкупно фазно поместување од 360º) потребно е калемите да бидат намотани во обратна насока – со точки се означени краевите на калемите каде што владее еднаков моментален поларитет.

Сл.79 Електрична шема на Мајнсеров осцилатор или LC осцилатор со индуктивна спрега

Поларизацијата на транзисторот е изведена на вообичаен начин – со помош на отпорникот RE и делителот на напон за базата RB1-RB2. За да овие отпори не влијаат на засилувањето на наизменичните сигнали RE е премостен со кондензаторот CE, a RB2 со кондензаторот CB2. Вредноста на овие кондензатори треба да биде таква да при f=f0 имаат многу мала реактанса. Отпорниците RB1, RB2 и RE треба да бидат така избрани да се добие работна точка во средина на преносната карактеристика на транзисторот (класа А) што значи дека е потребно да биде RB1, RB2 >>RE. Обично RE има вредност од неколку оми до неколку кΩ, а RB1 и RB2 од неколку кΩ до неколку стотици кΩ. При практична градба на ваков осцилатор пожелно е наместо RB1 и RB2 да ставиме тример потенциометар со кој експериментално ќе ја подесиме правилно работната точка. Во моментот на вклучување осцилаторот ќе работи во класа А, но поради повратната врска, насочувачкото дејство на PN спојот B-E, отпорникот RE и кондензаторот CE напонот UE ќе почне да се зголемува, а UBE да се намалува. Со тоа работната точка се поместува кон класа AB, B или C (зависно од спрегата помеѓу L и LB т.е. од големината на меѓуиндуктивноста М). Независно од тоа дали осцилаторот работи во класа AB, B или C, амплитудата на осцилациите приближно е иста, но степенот на корисно дејство е се поголем. Во класа C степенот на корисно дејство е најголем, но и изобличувањата на осцилациите се најголеми. Влезната и излезната импеданса на биполарните транзистори, за разлика од електронските цевки и униполарните транзистори, е многу помала, па паралелно приклученото коло е доста пригушено т.е. намален му е Q факторот. За да нема големо пригушување на осцилаторното коло потребно е калемот LB да има помал број на навивки од калемот L. Со тоа малата влезна импеданса на транзисторот RVL преку LB се пресликува во поголема импеданса R’

VL приклучена паралелно во осцилаторното коло. Во пракса односот на навивките на калемите L и LB обично изнесува N:NB=2:1 до 10:1. Пресликаната импеданса е

82


VLB

VL RNNR ⋅

=

2' . На тој начин со LB со помал број на навивки во однос на L, се обезбедува

мало пригушување на осцилаторното коло. Фреквенцијата на осцилаторот зависи освен од LC елементите на осцилаторното коло зависи и од параметрите на транзисторот:

ie

oe

oe

hh

MCL

hR

⋅−⋅

⋅+=

20

1ω

Каде BLLkM ⋅⋅= е меѓуиндукцијата, а к е коефициентот на спрега (<0k<1). Во пракса

обично R·hoe<<1 и 12 <<⋅ie

oe

hh

M па добиваме дека фреквенцијата на осцилации е:

CLf

⋅⋅⋅≈

π21

0

За да настанат осцилации потребно е да биде:

ML

Rh

h iefe ⋅≥ '

0

Од оваа равенка се гледа дека за да биде исполнет амплитудниот услов за осцилирање пожелно е да бидат големи и R’

0 и М. Голема вредност за R’0 ќе имаме ако осцилаторното

коло биде со мали загуби т.е со голем Q фактор и ако биде малку пригушено. Голема вредност за М ќе имаме ако постои јака спрега (к≈1) помеѓу L и LB а тоа се постигнува со поставување на L и LB на исто јадро еден над друг или блиску еден до друг. Доколку R’

0 и М бидат доволно големи може да се случи да биде исполнет условот за осцилирање и при единечно струјно засилување што значи дека овој осцилатор може да се направи и во спој со заедничка база (кад hfe≈1). Стабилизацијата на амплитудата на осцилациите е овозможена со отпорникот RE и со нелинеарноста на краевите на преносната карактеристика на транзисторот. Добиениот сигнал од осцилаторот може да се земе од колекторот преку спрежен кондензатор CS. Вредноста на CS треба да биде таква да при f=f0 CS има мала реактанса. Сигналот од осцилаторот до наредниот степен може да се пренесе и преку индуктивна спрега. Калемот за спрега LS треба да има помалку навивки од L и да биде на исто јадро. Отпорноста на потрошувачот RP т.е. RVL на наредниот степен треба да биде што поголема. При практична реализација на ваков осцилатор за да добиеме сигурно појавување на осцилациите и нивен што поправилен синусен облик, најчесто ќе биде потребно доста експериментирање во смисол на претходно дадените објаснувања – замена на краевите на LB т.е. промена на делителот RB1-RB2, промена на бројот на навивки на LB т.е. менување на односот N/NB, промена на меѓуиндукцијата М со менување на меѓусебната положба на калемите и.т.н. Подесување на фреквенцијата на осцилациите на бараната вредност може да се направи со промена на L или со промена на C. Подесување на f0 со помош на промена на C е попрактично и за таа цел наместо еден кондензатор може да ставиме паралелна врска на постојан кондензатор и тример кондензатор. Ако осцилаторот треба да има променлива фреквенција f0 наместо постојан кондензатор треба да се стави променлив кондензатор со соодветна вредност.

83


Хартлиев транзисторски LC осцилатор Овој осцилатор припаѓа на групата т.н. осцилатори во три точки. Кај овие осцилатори осцилаторното коло е приклучено во три точки и се состои од три реактанси X1, X2 и X3. Почетен услов (фазен услов) за да настанат осцилации е: X1+X2+X3=0 Тоа значи дека една од реактансите треба да има спротивен знак од другите две. Осцилаторното коло на Хартлиевиот осцилатор се состои од два спрегнати калеми и еден кондензатор. На сликата 80 е дадена основната шема на Хартлиев LC осцилатор со транзистор во спој со заеднички емитер.

Сл.80 Основна електрична шема на Хартлиев LC осцилатор

За да настанат осцилации, покрај фазниот услов треба да биде задоволен и амплитудниот услов:

MLML

h fe ++

>1

2 каде 21 LLkM ⋅⋅=

Фреквенцијата на осцилирање, под претпоставка дека осцилаторното коло има Q>>1 е:

( )ie

oe

hh

MLLCLf

⋅−⋅+⋅⋅⋅

=2

21

0

2

1

π каде L=L1+L2+2·M

Во Хартлиевиот осцилатор обично калемите L1 и L2 претставуваат еден калем (на едно јадро) со извод на потребниот број навивки. Поради тоа помеѓу L1 и L2 постои скоро идеална спрега (к≈1) па во тој случај е 2121 LLLLkM ⋅≈⋅⋅= т.е. М2=L1·L2, односно фреквенцијата на осцилирање е:

( )MLLCCLf

⋅++⋅⋅⋅=

⋅⋅⋅=

221

21

210

ππ

Тоа значи дека при јако спрегнати калеми и при Q>>1, фреквенцијата на осцилирање не зависи од параметрите на транзисторот туку само од LC елементите на осцилаторното коло. За подесување на f0 на потребната вредност важат објаснувањата дадени за претходниот осцилатор. Променлива фреквенција f0 може да се добие ако C биде променлив кондензатор. Стабилизација на амплитудата на осцилациите е овозможена со отпорникот RE и со нелинеарноста на краевите на преносната карактеристика на транзисторот. Отпорниците RB1, RB2 и RE служат за поларизација на транзисторот и за нив важат објаснувањата дадени за претходниот осцилатор. Со кондензаторот CF се обезбедува да изворот на напојување при f=f0 биде кратко споен. Кондензаторите CE, CF и CB треба да бидат со вредности такви да при f=f0 имаат многу мала реактанса. Добиениот сигнал од осцилаторот може да се земе од колекторот преку спрежен кондензатор CS кој при f=f0 треба

84


да има мала реактанса. Кај Хартлиевиот осцилатор за пренос на сигналот до наредниот степен често се користи индуктивна спрега со помош на калемот LS како што е прикажано на сликата 80. LS треба да има помал број на навивки од L1 и L2 и да биде во магнетна спрега со нив т.е. да биде на исто јадро. Отпорноста на потрошувачот RP т.е. RVL на наредниот степен треба да биде што поголема. При практична реализација на ваков осцилатор за да се добие сигурно појавување на осцилациите и нивен по правилен синусен облик ќе биде потребно екпериментално да се одреди работната точка (што се постигнува со промена на делителот RB1-RB2 и евентуално RE) како и амплитудниот услов за осцилирање (што се постигнува со промена на положбата на изводот на калемот L1+L2).

Колпицов транзисторски LC осцилатор Ако во осцилаторното коло на Хартлиевиот осцилатор калемите ги замениме со кондензатори, а кондензаторот со калем ќе добиеме Колпицов осцилатор кој исто така спаѓа во групата на осцилатори во три точки. Колпицовиот осцилатор во однос на претходните два типа се одликува со поголема стабилност на фреквенцијата и помали изобличувања на синусните осцилации. На сликата 81 е дадена основната шема на Колпицов LC синусен осцилатор со транзистор во спој со заеднички емитер.

Сл.81 Основна електрична шема на Колпицов LC осцилатор

Фазниот услов за осцилирање е задоволен со самата конфигурација на осцилаторното коло. Амплитудниот услов за осцилирање на овој осцилатор е:

1

2

CC

h fe >

Обично во споевите со заеднички емеитер се зема да е C1=C2 па доволно е да биде hfe>1 односно во поглед на hfe може да се искористи било кој транзистор. Фреквенцијата на осцилирање, под претпоставка дека осцилаторното коло има Q>>1 е:

⋅⋅⋅⋅

+⋅⋅

⋅⋅

=ie

oe

hCChCL

CLf

210 11

21π

каде 21

21

CCCC

C+⋅

=

Како што гледаме f0 зависи и од параметрите на транзисторот,но со погоден избор на елементите во осцилаторното коло и со избор на транзистор со големо hie и мало hoe може да добиеме:

85


2

210

21 2

11

CCCC

Lf

hCChCL

q

ie

oe

+⋅

⋅⋅⋅

≈⇒<<⋅⋅⋅⋅

π

Бидејќи од односот на C2 и C1 зависи задоволувањето на амплитудниот услов за осцилирање, подесување на f0 на потребната вредност треба да направиме со подесување на калемот (со развлекување или собирање на навивките, ако има јадро со вовлекување или извлекување на јадрото, а ако е потребно и со додавање или одземање на одреден број навивки). Поради истата причина, ако ни е потребен Колпицов осцилатор со променлива фреквенција, промена на фреквенцијата може да направиме ако C1 и C2 бидат променливи кондензатори на заедничка осовина така да и при промена на нивната вредност остане непроменет односот C2/C1, а со тоа да остане запазен амплитудниот услов. Бидејќи е тешко да се најде двоен променлив кондензатор со одвоени статори, промена на f0 може да се прави (но во помали граници) со еден променлив кондензатор C кој ќе биде поврзан во осцилаторното коло како што е прикажано на сликата 81. со испрекинати линии. Стабилизација на амплитудата на осцилациите е овозможена со отпорникот RE и со закривеноста на краевите на преносната карактеристика на транзисторот. Во врска со вредностите и функцијата на останатите елементи (RB1, RB2, RE, CE и CB) важи исто она што е кажано за претходните два типа на осцилатори. Пригушницата LPR е калем кој при f=f0 треба да има многу голема реактанса, т.е. потребно е да биде LPr>>L. Наместо пригушницата може да се стави отпорник RC, но во тој случај и тој ќе влијае на работната точка и на фреквенцијата на осцилирање. Сигналот од осцилаторот до наредниот степен може да се пренесе преку спрежен кондензатор CS како што е прикажано на сликата 81. (CS при f=f0 треба да има многу мала реактанса). Како и кај претходните осцилатори и овде, за пренос на сигналот до наредниот степен може да се користи и индуктивна спрега. Се разбира дека потрошувачот RP (т.е. RVL на наредниот степен) треба да биде што поголем. Како и кај претходните осцилатори, и кај Колпицовиот осцилатор при негова практична реализација, за да се обезбеди сигурно започнување на осцилациите и нивни минимални изобличувања, потребно е експериментално да се одреди работната точка (делителот RB1-RB2 и евентуално RE) и условот за осцилирање (со менување на односот C2/C1, но така да

21

21

CCCC

C+⋅

= остане непроменет).

Хартлиевиот и Колпицовиот осцилатор претставуваат основа за градба на многу други видови на LC осцилатори. Најпознати LC осцилатори кои се изведени од Хартлиевиот или Колпицовиот се: Клаповиот, Вакаровиот, Френклиновиот и Батлеровиот осцилатор. Кај нив е изменета концепцијата на осцилаторното коло (со додавање на кондензатори и калеми во одредени гранки) како и начинот на изведување на повратната врска. Со тоа се добиени подобрувања на некои параметри, но и влошување на некои други параметри. Кој тип на LC осцилатор ќе употребиме зависи од тоа какви особини ни се потребни.

86


RC синусни осцилатори RC синусните осцилатори спаѓаат во групата на осцилатори со позитивна повратна врска. Кај нив склопот B во повратната врска претставува RC филтерска мрежа со која се одредува фреквенцијата на осцилирање. RC осцилаторите се погодни за многу ниски фреквенции – најмногу до неколку MHz. Добиениот синусен сигнал кај RC осцилаторите во принцип има поголеми изобличувања отколку кај LC осцилаторите. (Хармониските изобличувања кај LC осцилаторите се намалени поради селективноста на LC осцилаторното коло). Заради посигурна работа на RC осцилаторите елементите во RC филтерската мрежа со кои се одредува f0 треба да бидат ни мали ни многу големи – обично R се движи од 100Ω до 1МΩ, а C од 0,1nF до 100µF.

Транзисторски RC синусен осцилатор со фазно поместување Кај RC осцилаторите со фазно поместување склопот B во повратна врска претставува RC филтерска мрежа која на одредена фреквенција f0 врши поместување на фазата за 180º. Ако засилувачот исто така врши промена на фазата за 180º (на пример транзистор во спој со заеднички емитер или FET во спој со заеднички сорс) во тој случај при фреквенција f0 ќе има вкупно фазно поместување од 360º (позитивна повратна врска) па засилувачот ќе почне да создава синусни осцилации со фреквенција f0. На сликата 82 е прикажана основната шема на еден транзисторски RC синусен осцилатор со фазно поместување со биполарен транзистор во спој со заеднички емитер.

Сл. 82 Електрична шема на транзисторски RC осцилатор со фазно поместување

Кај него од излезот (колекторот) кон влезот (базата) има три RC филтерски ќелии од кои секоја при f=f0 прави фазно поместување од 60º што значи вкупно 180º. Исто толкаво фазно поместување има и транзисторот (бидејќи е во спој со заеднички емитер) па со тоа е обезбеден фазниот услов за осцилирање. Заради поедноставување се зема да е C1=C2=C3=C и R1=R2=R. R3 се одредува така да заедно со влезната отпорност на транзисторот – hie даде иста отпорност R (R=R1=R2=R3+hie ⇒R3=R-hie). Во тој случај фреквенцијата на осцилираторот приближно се одредува според следната равенка:

ERRRCf

⋅⋅+⋅⋅⋅⋅=

462

120

π

За да се обезбеди амплитудниот услов за настанување на осцилации (AU на засилувачот да биде поголемо од слабеењето на RC мрежата во повратната врска ) потребно е да Т има коефициент на струјно засилување hfe кое ќе го задоволува следниот услов:

87


RR

RRh C

Cfe ⋅+⋅+≥ 42923

Од каде и во најдобар случај (при 7,2=R

RC ) произлегува дека hfe≥45. Затоа и се користи

транзистор во спој со заеднички емитер бидејќи само тогаш hfe>>1. За да осцилациите имаат што поправилен синусен облик т.е. да имаат помали изобличувања потребно е засилувачот да работи во класа A, па соодветно на тоа се избираат елементите за поларизација на транзисторот. RC служи за поларизација на колекторот и обично има вредност од 1кΩ до 20кΩ. R4 и R5 го претставуваат делителот на

напон за базата ( CCB URR

RU ⋅

+=

54

5 ; R4,R5>>RC). RE се става заради поголем стабилност, а

за да не го намали засилувањето на засилувачот се премостува со CE. RE обично има мали вредности од 1Ω до 10кΩ, а CE се одредува од условот XCE<<RE (при f=f0). Кога не се бара голема стабилност RE може да се замени со краток спој, а CE да се изостави. Исто така е можно базата да се поларизира со еден отпорник R4 т.е. да се изостави R5 како на примерот на слика 83 (овдека не постои ни R3 неговата улога комплетно ја превзема hie на транзисторот).

Сл.83 Електрична шема на транзисторски RC осцилатор со фазно поместување во случај кога не се бара голема стабилност на осцилаторот

На сликата 84 дадени се други две варијанти на ваков RC осцилатор за кои важат следните формули респективно:

CRf

⋅⋅⋅≈

π26

0

621

0⋅⋅⋅⋅

≈CR

fπ

а) б)

Сл.84 Други изведби на транзисторски RC осцилатор со фазно поместување

88


Транзисторот што ќе се употреби освен што треба да има поголемо hfe треба да има и fT>>f0. Доколку f0 е висока и се приближува по вредност до fT треба да се користат само два RC члена бидејќи тогаш самиот транзистор има дополнителни внатрешни фазни поместувања пример слика 85. Излезниот сигнал кај овие осцилатори се зема од колекторот и преку спрежен кондензатор CS се носи на потрошувачот RP т.е. RVL на наредниот степен.

Сл.85 Изведба на транзисторски RC синусен осцилатор со фазно поместување за многу високи f0

При тоа е потребно да RP>>RIZosc (каде RIZosc≈RC), а CS има мала реактанса при f=f0 т.е. да го задоволи условот XCS<<RP. Стабилизацијата на амплитудата се обезбедува со нелинеаноста на краевите на преносната карактеристика на транзисторот, Стабилноста на фреквенцијата зависи од квалитетот на употребените елементи. При практична реализација на ваков осцилатор доста често ќе биде потребно експериментирање (промена на работната точка т.е. на елементите за поларизација и/или промена на RC елементите во повратната врска), со цел да се добие сигурно започнување на осцилациите и нивно минимално изобличување. RC синусен осцилатор со фазно поместување со операционен засилувач Овој осцилатор е прикажан на сликата 86. Бидејќи операциониот засилувач е скоро идеален напонски засилувач до теоретскиот и практичниот резултат се доаѓа многу полесно. За да биде задоволен фазниот услов за осцилирање, операциониот засилувач е во спој на инвертирачки засилувач. Фреквенцијата на осцилирање е:

621

0⋅⋅⋅⋅

=CR

fπ

Сл. 86 Електрична шема на RC синусен осцилатор со фазно поместување со операционен засилувач

89


За да настанат осцилации потребно е да биде задоволен и амплитудниот услов: AUB≥29.

Бидејќи R

RA f

UB = , амплитудниот услов за осцилирање всушност е: Rf≥29·R. За да се

обезбеди стабилност на амплитудата и мали изобличувања на осцилациите потребно е да се обезбеди автоматска регулација на засилувањето. Во ова коло АРЗ може да направиме ако наместо постојан отпорник Rf ставиме сериска врска на NTC термистор и тример потенциометар чија вкупна отпорност ќе биде поголема од 29·R. Со тримерот се подесува почетниот услов за осцилирање (Rf≥29·R) и минимални изобличувања на осцилациите. Ако амплитудата на осцилациите од било која причина почне да расте, низ Rf ќе почне да тече поголема струја поради што ќе настане загревање на NTC термисторот. Поради тоа неговата отпорност ќе се намали а со тоа ќе се намали и засилувањето што ќе предизвика намалување на амплитудата на осцилациите односно нејзино враќање на првобитната вредност. При намалување на амплитудата на осцилациите дејството на АРЗ е во обратна насока. Спрежниот кондензатор CS при f=f0 треба да има многу мала реактанса, а потрошувачот RP (т.е. RVL на наредниот степен) треба да биде што поголем (RP>>R).

Винов RC синусен осцилатор со операционен засилувач Виновиот RC осцилатор е еден од најчесто користените синусни осцилатори за ниски фреквенции. Тој се состои од засилувач во чија повратна врска има Винов RC FPOF во улога на фреквентно селективен склоп слика 86. Бидејќи Виновиот RC FPOF при фреквенција f0 не врши промена на фазата (φ=0º) за да биде задоволен фазниот услов за осцилирање потребно е засилувачот да има φ=0º т.е. Виновиот RC FPOF да биде поставен во позитивната повратна врска на засилувачот.

Сл.86 Блок шема на Винов RC синусен осцилатор со операционен засилувач

При градба на Винов RC синусен осцилатор порано се користеле електронски цевки и транзистори, но денес главно преовладуваат изведбите со операционен засилувач бидејќи во тој случај до теоретско и практично решение се доаѓа многу полесно. Основната шема на Винов RC синусен осцилатор со операционен засилувач е прикажана на сликата 87.

90


Сл. 87 Основна електрична шема на Винов RC синусен осцилатор со операционен засилувач

Фреквенцијата на осцилирање е одредена со RC елементите во позитивната повратна врска:

21210 2

1CCRR

f⋅⋅⋅⋅⋅

=π

Заради поедноставување обично се зема да е R1=R2=R и C1=C2=C па во тој случај е:

CRf

⋅⋅⋅=

π21

0

Притоа R треба да е помало од неколку МΩ, а поголемо од стотина оми. За да настанат осцилации потребно е да биде задоволен и амплитудниот услов – вкупното кружно засилување да биде A·B≥1 т.е. да биде βP≥βn. При R1=R2=R и C1=C2=C факторот на

позитивната повратна врска е 31

=Pβ (Виновиот RC FPOF го слабее сигналот со f=f0 за 3

пати) па затоа засилувањето на засилувачот одредено со елементите во негативната повратна врска треба да биде поголемо или еднакво од 3 пати.

nP ββ ≥ ; 43

4

31

RRR+

≥ ; 34

43 ≥+R

RR ; 43

4

3 231 RRRR

ANPVU ⋅≥⇒≥+=

При тоа отпорниците R3 и R4 не треба да бидат поголеми од неколку стотици кΩ. Ако е βP=βn осцилаторот ќе осцилира со недефинирана амплитуда, ако βP<βn осцилациите ќе престанат, а за βP>βn амплитудата на осцилациите ќе расте се до ограничување поради заситување на операциониот засилувач. Поради тоа е потребно да се изврши автоматска регулација на засилувањето. Тоа може да се направи со термистори, со диоди. На сликата 88а). е прикажан наједноставниот начин на изведба на АРЗ во Виновиот осцилатор – отпорникот R4 е заменет со PTC термистор (сијаличка со волфрамово грејно влакно има особини на PTC термистор). Дејството на ваквата АРЗ е следното: ако поради некоја причина се зголеми UIZ, низ R4 ќе потече поголема струја која ќе го загрева повеќе и ќе предизвика зголемување на неговата отпорност. Поради зголемување на отпорноста на

R4 ќе се намали засилувањето ( 14

3 +=RR

ANPVU ) па со тоа ќе се намали UIZ односно

амплитудата на осцилациите ќе се врати на првобитната вредност.

91


а) б)

Сл.88 Електрична шема на Винов РЦ синусен осцилатор со АРЗ со термистори а) и со диоди б)

При намалување на UIZ дејството на АРЗ е во обратна насока со што повторно UIZ се враќа на својата номинална вредност. За да стабилноста на амплитудата биде што подобра потребно е PTC термисторот да има што поголема промена на отпорноста за 1ºC, а тоа обично е исполнето кај сијалички со грејно влакно кои се предвидени за поголем напон на напојување, а помала струја на потрошувачка (сијаличка 24V/20mA). Со тример потенциометарот R3 се подесува почетниот услов за започнување на осцилациите (R3≥2·R4), амплитудата на излезниот сигнал и неговите изобличувања. При градба на ваков Винов осцилатор потребно е да екпериментално да се одреди сијаличката R4 како и вредноста и положбата на тримерот R3 за да се добијат синусни осцилации со што помали изобличувања, а поголема стабилност на амплитудата. АРЗ во шемата на слика 88а). може да добиеме ако R3 биде NTC термистор, а R4 тример потенциометар. АРЗ во шемата на сликата 88б) е остварена со две диоди поврзани антипаралелно на отпроникот R’

3 во негативна повратна врска. Ваквата АРЗ дејствува на следниот начин: при зголемување на UIZ низ диодите ќе протече струја, па RAB ќе се намали поради што ќе се намали засилувањето на склопот и UIZ се намалува т.е. се враќа на првобитната вредност. При намалување на UIZ дејството на АРЗ е обратно: низ диодите протекува помала струја, RAB се зголемува со што се зголемува засилувањето, па UIZ расте и се враќа на првобитната вредност. Ист ефект на АРЗ се постигнува ако во негативната повратна врска наместо диодите D1 и D2 помеѓу точките A и B приклучиме зенер диоди во опозиција. Имено ако UIZ порасне над вредноста на напонот на зенер диодите едната од нив проведува па се намалува RAB и UIZ се враќа на првобитната вредност. Тример потенциометарот служи за подесување на условот за започнување на осцилациите. При градба на ваков Винов осцилатор потребно е екпериментално да се одреди вредноста на R’

3 и вредноста и положбата на тримерот според особините на употребените диоди со цел да се добијат синусни осцилации со што помали изобличувања, а поголема стабилност на амплитудата. За ориентација, R’

3 треба да биде поголем од динамичката отпорност на диодите во пропусна поларизација, а помал од отпорноста на диодите во непропусна поларизација. Обично R’

3 треба да има вредност од неколку стотици оми до неколку десетици кΩ. Стабилноста на фреквенцијата на Виновиот осцилатор зависи од квалитетот на употребените елементи (нивната толеранција, температурен коефициент) како и од особините и квалитетот на употребениот операционен засилувач (со операционен засилувач со поголемо AU0 се добива поголема стабилност на фреквенцијата). Највисока фреквенција на осцилациите која може да се постигне зависи од особините на операциониот засилувач (неговата АФК т.е. fT) и од вредноста на засилувањето одредено со

92


негативната повратна врска. Ако користиме µА 741(fT=1MHz) и ако AUNPV=3 може да се добие foMAX=400kHz (затоа што при таа фреквенција µА741 има AU=3 ). Меѓутоа треба да се нагласи дека на повисоки фреквенции од десетина kHz обликот на осцилациите не е синусен туку се повеќе триаголен поради малиот фактор на пораст (SLEW FACTOR) на µА741. Затоа ако сакаме да имаме синусни осцилации потребно е да користиме операционен заилувач со поголем фактор на пораст (TL071).

Астабилен мултивибратор со операционен засилувач Поради позитивната повратна врска преку R1 и R2 брзо по вклучувањето на операциониот засилувач преоѓа во заситување т.е. UIZ добива вредност од приближно +UCC или –UCC. На пример ако стане UIZ≈+UCC преку R1 и R2 таа состојба се одржува, а во исто време преку R3 кондензаторот почнува да се полни по експоненцијален закон. Поради тоа напонот на кондензаторот UC т.е. напонот на инвертирачкиот влез UVLi почнува да расте, во еден момент станува:

UC=UVLi>UVLNi каде 21

1

RRR

UU IZVLNI +⋅=

а) б)

Сл.89 Основна шема на астабилен мултивибратор со операционен засилувач а) и временските дијаграми на излезот од колото и на краевите од кондензаторот C б)

Па поради позитивната повратната врска операциониот засилувач многу брзо преоѓа во негативно заситување (UIZ≈-UCC). Со тоа и напонот на неинвертирачкиот влез станува негативен, C почнува да се празни т.е. UC да опаѓа, поминува низ 0 и кондензаторот почнува да се полни во обратна насока. Кога UC ќе стане помал од напонот на неинвертирачкиот влез, излезот на операциониот засилувач се префрла во позитивно заситување и процесот продолжува циклично да се повторува. Со тоа се добиваат правоаголни импулси со амплитуда од UIZ≈±UCC. Траењето на позитивните и негативните импулси е еднакво на:

nP TR

RCRT =

⋅+⋅⋅=

2

13

21ln

Од каде следи дека:

93


⋅+⋅⋅⋅

=

⋅+⋅⋅⋅

=+

=

2

13

2

13

0 21log6,4

12

1ln2

11

RR

CRR

RCR

TTf

nP

Ако R1 и R2 ги избереме така да е R1=0,86·R2 ќе добиеме TP=Tn=R3·C и f0=1/2·R3·C. Кондензаторот C може да биде од 1nF до 100µF, но не смее да биде електролитски. Отпорниците треба да бидат R3<1MΩ, R1,R2<100kΩ и RP>100Ω. За да се добие помала но постабилна амплитуда доста често кај астабилниот мултивибратор со операциониот засилувач се поставува пасивен симетричен ограничувач со зенер диоди. Зенер диодите треба да имаат UZ<UCC-2V, па во тој случај излезниот правоаголен сигнал ќе има амплитуда UIZ=±UZ. Фреквенцијата на осцилирање може да се менува со менување на R3 и C. Стрмнината на предниот и задниот раб на добиениот правоаголен сигнал т.е. неговиот фактор на пораст и опаѓање е приближно еднаков на факторот на брзина (SLEW FACTOR) на употребениот операционен засилувач. Бидејќи µА741 има мал SLEW FACTOR (≈0,7V/µs) не можеме да го искористиме за f0>10kHz. Поправилен правоаголен сигнал (со пострмни рабови) се добива со операционен засилувач со поголем SLEW FACTOR на пример TL071. Стабилноста на фреквенцијата на овој генератор на правоаголни сигнали зависи од стабилноста на UIZ и од квалитетот на пасивните елементи. Стабилноста на фреквенцијата не зависи од параметрите на употребениот операционен засилувач. Доколку сакаме правоаголен сигнал со TP≠Tn ќе се послужиме со шемата на сликата 90. Диодите може да бидат било кои универзални силициумски или германиумски диоди (DUG или DUS), но важно е да бидат еднакви.

Сл.90 Електрична шема на астабилен мултивибратор со операционен засилувач за различни траења на импулсот и паузата TP≠Tn

Поради присуството на диодите полнењето на кондензаторот C се врши преку R3A, а празнењето се врши преку R3B. Поради тоа се добива:

⋅+⋅⋅=

2

13

21ln

RR

CRT АP

⋅+⋅⋅=

2

13

21lnR

RCRT Bn

nP TTf

+=

10

Ако ни е потребен правоаголен сигнал со променлив однос TP/Tn може да се искористи претходната шема со додавање на потенциометар R како на сликата 91.

94


Сл. 91 Електрична шема на астабилен мултивибратор со операционен засилувач со променливо траење на импулсот и паузата со употреба на потенциометар

( )

⋅+⋅⋅+=

2

1'3

21ln

RR

CRRT AP ( )

⋅+⋅⋅+=

2

1''3

21ln

RR

CRRT Bn

B

A

MAXn

P

RRR

TT

3

3 +=

RRR

TT

B

A

MINn

P

+=

3

3

95


Општи упатства за конструкција на осцилатори

1. Многу поедноставна е конструкцијата на осцилаторот ако за него избереме активен елемент кој има многу големо засилување и многу голема трнзиентна фреквенција. За некои типови на осцилатори (генератори на сложени сигнали) ова не е неопходно бидејќи нивната конструкција е таква да е можно осцилирање и при мало засилување, дури и при засилување помало од 1. Такви осцилатори (генератори на сложени сигнали) се некои изведби на LC осцилатори.

2. Конструкцијата на осцилаторот (генераторот на сложени сигнали) започнува со избор на шема која може да ги задоволи поставените барања во поглед на обликот на сигналот, фреквенцијата, изобличувањата, стабилноста и други карактеристики. Потоа треба да се одредат елементите во фреквентно селективниот склоп на основа на зададената вредност на f0. Бидејќи имаме повеќе непознати потребно е некои од елементите да ги одбереме произволно , па потоа другите да ги пресметаме со помош на дадените равенки. И кај LC и кај RC осцилаторите (генераторите на сложени сигнали) обично произволно се одбира вредноста на кондензаторот (или кондензаторите) при тоа внимавајќи таа да биде соодветна на бараната вредност на f0. Општо правило е дека за повисоки фреквенции потребен е помал кондензатор и обратно. Како ориентација може да послужат следните вредности: за f0 од редот на Hz и кHz кондензаторот треба да има вредност од редот на nF и µF,а за f0 од редот на MHz кондензаторот треба да биде од редот на nF и pF. Останатите елементи во осцилаторот се одредуваат на основа на претходно дадените објаснувања и равенки. Притоа, за да ја олесниме изработката и подесувањето некои од елементите треба да ги замениме со тримери, а потоа откако ќе го подесиме осцилаторот може да ги замениме со елементи со постојана вредност.

3. За да осцилаторот работи исправно и да дава квалитетен сигнал освен на вредноста на елементите треба да се обрне внимание и на другите карактеристики - толеранција, диелектрични загуби, паразитна индуктивност, шум и друго. На пример во VF LC осцилатори кондензаторите треба да бидат керамички затоа што тие имаат мали диелктрични загуби на високи фреквенции. За да може правилно да ги избереме елементите потребно е да го знаеме добро принципот на работа на осцилаторот и карактеристиките на разни видови на елементи.

4. Ако е потребно осцилаторот да има голема стабилност треба да користиме соодветен тип на осцилатор , а околу изборот на елементите на осцилаторот во врска со стабилноста треба да се придржуваме до упатствата дадени при дефинирањето на параметарот стабилност на осцилаторите.

5. Ако не знаеме или не сме сигурни колкав ќе биде потрошувачот RP пожелно е на излезот на осцилаторот да ставиме одвоен засилувач кој ќе има голема влезна и мала излезна отпорност. На тој начин обезбедуваме карактеристиките на осцилаторот да не зависат од потрошувачот.

96


Изработка, испитување и поправка на осцилатори

При изработка на осцилаторите треба да се придржуваме до основните правила при изработка на електронски склопови. Прво треба да се изработи монтажната шема внимавајќи на правилен и функционален распоред на елементите. Ако осцилаторот е нискофреквентен распоредот на елементите не влијае врз работата на осцилаторот. Меѓутоа ако осцилаторот е високофреквентен врз неговата работа влијае и распоредот на елементите и водовите на плочката (нивната паразитна капацитивност и индуктивност). Затоа кај ВФ осцилаторите водовите на печатената плочка треба да бидат пократки и да се внимава на распоредот на елементите во врска со нивното електромагнетно вијание - елементите помеѓу кои не сакаме да имаме електромагнетно влијание треба да бидат што подалеку еден до друг, а аголот помеѓу нив да биде 90º. По изработката на печатената плочка се преминува на лемење на елементите и тоа по познатиот редослед: краткоспојници (ако ги има), отпорници, кондензатори и на крај полупроводници и изводи. За интегрираните кола пожелно е да се користат подножја, меѓутоа кај ВФ осцилаторите употреба на подножје не се препорачува (поради нивната паразитна капацитивност). Заради заштита на осцилаторот од надворешни електромагнетни влијанија пожелно е да го вградиме во метална заземјена кутија. Ваквата заштита е најпотребна кај ВФ осцилаторите.

Испитување на оцилатори Испитување на исправноста - испитувањето на исправноста на осцилаторите како што е вообичено почнува со визуелна проверка. Потоа осцилаторот го приклучуваме на напон на напојување со соодветна вредност кој по потреба треба да биде стабилизиран, и вршиме мерење на еднонасочните напони во колото. Измерените вредности треба да бидат приближно точни (±20%) на вредностите одредени со конструкцијата на осцилаторот. Кај осцилатор чија фреквенција е во чујниот опсег проверка дали создава осцилации може да направиме ако неговиот излез го приклучуваме на високоомска слушалка (или звучник). Ако таквиот НФ осцилатор создава осцилации од слушалката ќе чуеме звук со соодветна фреквенција. Дали осцилаторот создава осцилации може да провериме со мерење на струјата на потрошувачка. Кај ВФ осцилаторите оваа проверка може да ја направиме и со индикатор на електромагнетни бранови или пак со DIP метар - ако калемот (антената) на овие инструменти го доближиме до калемот на осцилаторот и ако тој ВФ осцилатор создава осцилации инструментот ќе покаже отклон. Сепак наједноставно исправноста на осцилаторот може да ја провериме со осцилоскоп приклучен на излезот на осцилаторот (паралелно со неговиот потрошувач). Испитување на карактеристиките на осцилаторите- најлесно се извршува со помош на осцилоскоп. Прво на осцилоскопот треба да подесиме добар фокус и интензитет на линијата на екранот, како и нејзино правилно поставување во координатниот систем со помош на регулаторите за X и Y позиција. По приклучување на сондата на осцилоскопот на излезот на осцилаторот (т.е. неговиот потрошувач), на осцилоскопот подесуваме соодветна временска база (TIME BASE) за X оската и амплитуда (AMPLITUDE) за Y оската, така да на екранот се добие временскиот дијаграм на излезниот сигнал на осцилаторот во траење од една до две периоди. При тоа ако сакаме сигналот да биде прикажан со својата еднонасочна компонента, преклопникот за Y влезот на осцилоскопот треба да биде во положба DC, а ако сакаме да ја елиминираме еднонасочната компонента од сигналот тој преклопник треба да биде во положба AC.

97


Powersupply

oscilator

YX

-

-+

+

Rp

outKoaksijalen

kabel

GND

osciloskop

sonda

Сл.92 Блок шема за испитување на карактеристиките на осцилаторите

Одредување на периодата (т.е. фреквенцијата) и амплитудата на сигналот- преку поделоците на екранот и од положбата на преклопниците за временска база и амплитуда. Пример1: XT KXT ⋅= , каде КX е избраната вредност на преклопникот за временска база на осцилоскопот. За KX=50μs/cm и XT=4cm добиваме scmscmT µµ 200/504 =⋅= т.е.

HzT

f 500010 == .

Ym KYU ⋅=max , каде KY е избраната вредност на преклопникот за амплитуда на осцилоскопот. За KY=0,1V/cm Ym=2,5cm добиваме VcmVcmU 25,0/1,05,2max =⋅= , а

VKYU YPPPP 5,0=⋅= . Овој пример се однесува на синусен сигнал, може да ја пресметаме и ефективната вредност на напонот на сигналот:

VUUeff 177,02

max ==

Сл. 93 Брановиот облик на излез од осцилаторот на синусни сигнали

98


Пример 2:

scm

scmKXT XT µµ 10050211 =⋅=⋅= scm

scmKXT XT µµ 15050322 =⋅=⋅=

sKXXTTT XTT µ250)( 2121 =⋅+=+= HzT

f 400010 ==

VcmVcmKYU Ym 2,01,02max =⋅=⋅= maxmax 2,01,02 UV

cmVcmKYU YPP ==⋅=⋅=

Xt1 Xt2

Ym Ypp

1cm

Сл.94 Брановиот облик на сигнало на излез од осцилаторот на правоаголни сигнали.

Фреквенцијата можеме попрецизно да ја измериме со фреквенцметар, а ако сигналот е синусен неговата ефективна вредност може да ја измериме со електронски волтметар. За други облици на сигнали се одредува само максималната амплитуда (Um или Umax), или амплитудата од врв до врв (Upp). Одредување на изобличувањата на сигналот на осцилаторот. Со помош на добиениот временски дијаграм на екранот на осцилоскопот (т.н. осцилограм ) може визуелно да процениме за правилноста и изобличувањата на сигналот на осцилаторот и по потреба во него да извршиме одредени подесувања или измени со цел да се добие поправилен облик на осцилациите. Кај синусните сигнали, мерка за нивниот квалитет се хармонискитре изобличувања изразени преку THD односно клир факторот. Изобличувањата на синусните осцилации можеме приближно да ги одредиме со набљудување на нивниот облик на осцилоскоп. Прецизно одредување на THD факторот на синусните осцилации може да се направи со помош на селективен волтметар или пак со мерач на клир фактор. Квалитетот на триаголните сигнали зависи од нивната нелинеарност кој исто така може приближно да се одреди од нивниот осцилограм. Квалитетот на правоаголните сигнали зависи од неговото време на пораст (т.е. факторот на пораст), времето на опаѓање и од евентуално присутното надвишување. Сите овие параметри може да ги одредиме од осцилограмот на правоаголниот импулс кој во општ случај изгледа како на сликата 95.

[ ] XRT KcmXRISETIME ⋅= [ ] XFT KcmXFALLTIME ⋅= [ ][ ] XRT

Yi

XRT

Y

KXKY

KcmXKcmYSLEWFACTOR

⋅⋅⋅

=⋅⋅

=8,01

99


[ ] XTii KcmXT ⋅= [ ] Yii KcmYU ⋅= [ ] YOVEROVER KcmYU ⋅= [ ] 100% ⋅=i

OVEROVER U

UU

Сл.95 Осцилограм на правоаголен импулс преку кој се одредува неговиот квалитет одредувајќи ги параметрите на правоаголниот сигнал

KX е подесената вредност на преклопникот за временска база на осцилоскопот во [ms/cm] или во [µs/cm]. KY е подесената вредност на преклопникот за амплитуда на осцилоскопот во [V/cm] или пак [mV/cm]. За да овие мерења бидат попрецизни потребно е да се подесат соодветни вредности за KX и KY за да се добие што поголем осцилограм. При одредување на XRT и XFT може да се послужиме со преклопникот “XMAGx10“ се разбира доколку осцилоскопот ја има таа можност. Со активирање на тој преклопник осцилограмот по X оската се издолжува 10 пати, па можеме попрецизно да ги одредиме сите растојанија по X оската и соодветните параметри што произлегуваат од нив. При ова треба да го земеме во обзир тоа дека со активирање на преклопникот “XMAG“ всушност измерените растојанија по X оската се 10 пати поголеми од вистинските па пред да вршиме пресметки со нив треба да ги поделиме со 10. Мерење на стабилноста на фреквенцијата. Стабилноста на фреквенцијата може да ја одредиме ако во подолг временски период ја мериме f0 со прецизен фреквенцметар и ги одредиме отстапувањата Δf.

Подесување и поправка на осцилаторите Доколку осцилаторот не осцилира или пак не создава осцилации со неправилен облик потребно е да извршиме негово подесување. Тоа се прави со подесување или со замена на елементите од кои зависи условот за самооцилирање на тој осцилатор. По потреба се врши и подесување или замена на елементите за поларизација и на елементите во колото за АРЗ. Понекогаш овие подесувања треба неколку пати да се повторат се додека не добиеме сигурно генерирање на осцилациите и нивен најправилен облик. Доколку осцилаторот не работи исправно или воопшто не работи треба да го поправиме придржувајќи се до познатите принципи за пронаоѓање и отстранување дефекти. Прво треба визуелно да провериме дали има грешка на печатената плочка, дали има грешка во лемењето или во вредностите на елементите. Постоењето на ваков вид на грешки, ако не можеме визуелно, можеме со омметар да го откриеме (при тоа осцилаторот не смее да биде приклучен на напојување). Ако на овие начини не откриеме грешка треба осцилаторот да го приклучиме на напојување и да ги измериме напонот и струјата на напојување како и другите напони и струи на осцилаторот. Исто така треба да ги провериме и осцилограмите во одредни точки на осцилаторот и да ја испитаме исправноста на

100


вградените елементи. Со правилна анализа на резултатите од овие мерења и со користење на теоретските сознанија може да ја откриеме причината за неисправноста на осцилаторот и да извршиме негова поправка.

101


МУЛТИВИБРАТОРИ - NE 555

102


АСТАБИЛЕН МУЛТИВИБРАТОР СО NE 555 Интегрираното коло NE 555 е предвидено за генерирање и обработка на временски променливи напони и импулси па затоа се нарекува и ИК тајмер. Тоа е едно од најшироко распространетите интегрирани кола - го произведуваат сите производители на електронски компоненти. При тоа зависно од производителот, буквите во ознаката може да бидат различни, но бројот 555 укажува дека станува збор за истото инегрирано коло. Внатрешната блок шема и распоредот на изводите на NE 555 е дадено на сликата 96 .

Сл. 96 Внатрешна блок шема и распоред на изводите на интегрираното коло NE 555

Шемата на поврзување на NE 555 во спој на астабилен мултивибратор е дадена на слика 97.

Сл. 97 Електрична шема на астабилен мултивибратор со интегрираното коло NE 555(слика лево) и временските дијаграми на напонот на кондензаторот UC и излезниот напон

Во моментот на вклучување колото флип-флоп може да се постави во било која од двете стабилни состојби. Да претпоставиме дека излезот Q се наоѓа во состојба на логичка 0. Поради тоа Т не проведува па кондензаторот C преку RA и RB се полни по експоненцијален закон. Кога напонот на кондензаторот C ќе достигне вредност од 2/3 UCC со помош на компараторот А се префрла излезот на флип-флопот на логичка 1. Со тоа Т проведува па C се празни преку RB пин 7, транзисторот внатре во ИК и маса. Во моментот кога неговиот напон ќе падне на вредност 1/3 од UCC компараторот B го враќа флип-флопот во почетна состојба и циклусот се повторува. Ширината на позитивниот импулс е:

103


CRRT BAp ⋅+= )(693,0

А ширината на паузата е :

)(693,0 CRT Bp ⋅= Од каде следи дека :

CRRTTT BApi ⋅++= )2(693,0

CRRTf

BA ⋅+==

)2(44,11

0

Односот помеѓу импулсот и паузата е:

BA

BA

pi

ii

RRRR

TTT

TTD

2++

=+

==

Амплитудата на излезниот напон е приближно еднаква на напонот на напојување: UIZp≈UCC-1,7V≈UCC. Напонот на напојување UCC може да биде било која вредност од +5V до +15V. При тоа фреквенцијата на добиениот правоаголен сигнал не зависи од вредноста на UCC. C1 служи за дополнително филтрирање на референтниот напон за компараторите и обично е керамички од 10nF до 100nF. Излезниот правоаголен сигнал има само позитивни вредности што значи дека UIZ содржи и еднонасочна компонента. Ако таа DC компонента не е потребна тогаш на излезот треба да се стави спрежен кондензатор CS кој треба при f=f0 да има реактанса многу помала од отпорноста на потрошувачот RP (т.е. од RVL на наредниот степен). Инаку треба RP>100Ω. Со астабилниот мултивибратор со ИК NE 555 може да се добие квалитетен правоаголен сигнал со f0 од околу 0,1Hz до 100kHz. Бидејќи RА не смее да биде еднаков на 0, заклучуваме дека со користење на шемата на сл. 97 мора да биде Тi>Тp. За добивање на правоаголен сигнал со Тi=ТP или Тi<ТP треба да се користи нешто изменета шема на астабилниот мултивибратор со NE 555 прикажана на сликата 98.

Сл. 98 Електрична шема на астабилен мултивибратор со интегрираното коло NE 555 Тi=TP и Тi<TP

104


Диодите може да бидат било кои универзални диоди силициумски или германиумски (ДУС или ДУГ), но важно е да бидат еднакви. Поради присуството на диодите, полнењето на C се врши преку RА,а празнењето преку RB. Поради тоа се добива: CRT Ai ⋅⋅≈ 85,0 и CRT Bp ⋅⋅≈ 85,0 Во равенките за Тi и ТP е сменета вредноста на коефициентот од 0,693 на 0,85 поради падот на напонот на диодите. Коефициентот 0,85 е приближно точен во одредена мера зависи од видот на диодите и од напонот на напојување. Ако ни е потребен правоаголен сигнал со променлив однос Ti/TP може да се искористи претходната шема со додавање на потенциометар R како на сликата 99.

( ) CRRT Ai ⋅+⋅≈ '85,0 ( ) CRRT Bp ⋅+⋅≈ '85,0

B

A

P

i

RRR

TT +

=

max RR

RTT

B

A

P

i

+=

min

Сл. 99 Електрична шема на астабилен мултивибратор со интегрираното коло NE 555 со променлив однос импулс пауза Ti/TP

Моностабилен мултивибратор со интегрираното коло NE 555 На сликата 100 е прикажана електричната шема на моностабилен мултивибратор. Доколку колото најпрвин се наоѓа во стабилна состојба тогаш на влезот Trigger пин 2 од интегрираното коло е поголем од 1/3 од напонот на напојување UCC. Ако ја набљудуваме внатрешноста на интегрираното коло ќе видиме дека излезот на компараторот 2 е во состојба на логичка нула. Кондензаторот C2 мора да биде празен, флип-флопот да биде во ресетирана состојба и транзисторот Т1 проводен. Кога не би било така, т.е. ако е флип-флопот е сетиран а транзисторот Т1 непроводен, кондензаторот C2 би се наполнил до 2/3 од напонот на напојување, компараторот А би го ресетирал флип-флопот и транзисторот T1 би станал проводен, кондензаторот C2 би се испразнил со што ќе настане горе наведената состојба. Ваквата состојба трае се додека не наиде окинувачки импулс на влезот Trigger.

105


Сл. 100 Електрична шема на моностабилен мултивибратор со интегрираното коло NE 555

Тој негативен окинувачки импулс ќе ја промени состојбата на компараторот B, ќе го сетува флип-флопот и ќе го закочи транзисторот Т. Кондензаторот C2 започнува да се полни од нула кон UCC со временска константа на полнење:

11 CRpol ⋅=τ Квазистабилната состојба се завршува кога напонот на кондензаторот C2 ја достигне вредноста од 2/3 од напонот на напојување UCC.

CCTHRC UUU ⋅==32

2

Така да неговото траење е :

1121 1,13lnln CRCRUU

UT

THRCC

CCpol ⋅⋅=⋅⋅=

−⋅= τ

За време на полнењето на кондензаторот излезот е на високо ниво. Да забележиме дека после окинувањето, колото е неосетливо на нови окинувачки импулси се додека не се заврши квазистабилната состојба. Исто така, за исправна работа на колото ширината на окинувачкиот импулс мора да биде помала од траењето на квазистабилната состојба. Прекинувањето на полнењето на кондензаторот, односно прекинување на квазистабилната состојба, може да се предизвика со донесување на ниско логичко ниво влезот Reset т.е. пинот 4 од интегрираното коло.

106


Примена на интегрираното коло NE 555

Тајмер со NE 555 Наједноставниот тајмер се состои од еден моностабилен мултивибратор, транзистор и електромагнетен релеј. Моностабилниот мултивибратор е реализиран со интегрираното коло 555 и припадните елементи. Времето на активирање на тајмерот е одредено од траењето на квазистабилната состојба на моностабилот:

111,1 CRT ⋅⋅=

Сл. 101 Електрична шема на тајмер со интегрираното коло NE 555

На пример ако ни е потребен тајмер за време 5 минути (300 секунди) и избереме кондензатор C1=100µF, тогаш според оваа формула отпорникот R1 треба да биде:

Ω≈Ω=⋅

=⋅

= − MC

TR 72,2272727210110

3001,1 6

11

Со тастерот SW1 се стартува тајмерот, а со тастерот SW2 може да се ресетира (стопира) и пред истекот на дефинираното време. Отпорниците R2 и R3 обезбедуваат преднапон за TRIGGER и RESET влезовите на ИК. Овие отпорници се неопходни, бидејќи од една страна обезбедуваат високо логичко ниво за тие влезови, а од друга страна спречуваат куса врска помеѓу напојувањето и масата при притискање на некој од двата тастера. Со притискање на тастерите се обезбедуваат окинувачки импулси за старт и ресет. Транзисторот T1 работи како прекинувач кој се побудува со напонот на излезот (пинот 3) на интегрираното коло тогаш кога на него има логичка единица, а тоа е додека трае квазистабилната состојба на моностабилот. Т1 е потребен за да обезбеди доволно струја за вклучување на релејот, бидејќи ИК 555 не може на својот излез да даде толку голема струја. Диодата D1 го штити транзисторот од напонот на самоиндукција на релејот кој секогаш се јавува при негово исклучување. LED диодата D2 служи за индикација на работната состојба на тајмерот, а R5 за ограничување на струјата низ неа. Отпорникот R4 го штити Т1 од преголема струја. Кога T1 ќе проведе, се вклучува релејот кој ја привлекува котвата на преклопникот (извод 3) од мирната состојба (извод 2) во работна состојба (извод1). На контактите на преклопникот на релејот се поврзува потрошувачот кој сакаме да биде вклучен или исклучен. Потрошувачот може да биде на пример, светилка, ѕвоно, електричен мотор, музички систем, радио, ТВ апарат. Ако за потрошувачот се користат работните контакти од преклопникот на релејот (контактите 1 и 3), тогаш потрошувачот ќе биде вклучен само во времето одредено од тајмерот, а пред и потоа ќе биде исклучен. Ако за потрошувачот се користат мирните

107


контакти на преклопникот на релејот (контактите 2 и 3), тогаш потрошувачот ќе биде исклучен за време на работата на тајмерот, а пред и потоа ќе биде вклучен. Со оваа електрична шема тајмерот ќе работи само за едно време кое е дефинирано со R1 и C1. Доколку сакаме да добиеме тајмер со време кое може да се нагодува потребно е ако наместо отпорникот R1 се стави сериска врска на отпорник и потенциометар поврзан како реостат. Со вредноста на предотпорот се одредува минималното време, а со збирната отпорност на предотпорот и потенциометарот се одредува максималното време што ќе може да се нагоди.

Компаратори со NE 555 За да работи тајмерот како компаратор основен услов е високото ниво на ресет влезот. Ако истовремено и ресет влезот и влезот за напон на праг се поврзат на високо ниво, 555-ката работи како класичен компаратор без хистереза. За да може тајмерот NE 555 да се користи како компаратор доволни се еден или два отпорника и извор на стабилен референтен напон. Напонот на хистерезата на целиот склоп е одреден со падот на напон на средниот отпорник во сериската врска на влезниот степен на тајмерот. Кога контролниот влез (извод 5) е поврзан со независен (надворешен) референтен напон, напонот на хистерезис не зависи од напонот на напојување. За добивање на стабилен референтен напон најчесто се користат зенер диоди. За жал, со нив може да се добијат само неколку, точно дефинирани вредности на напонот на хистерезис. Ако контролниот влез се поврзе со отпорник како што е прикажано на сликата 102, можностите за манипулација со напонот на хистерезис се прошируваат. Во овој случај тој станува зависен од напонот на напојување на тајмерот, и се пресметува според изразот:

CCH URR

RU ⋅

⋅+⋅=

23 3

3

Сл . 102 Основна конфигурација на компаратор реализиран со интегрираното коло NE 555 (слика лево)

и варијанта на компаратор каде контролниот влез се поврзува со отпорник со што се добива поголема манипулација со напонот на хистерезата (слика десно)

Ако контролниот влез со остави слободен (бесконечна отпорност на отпорникот R3), напонот на хистерезис е еднаков на една третина од напонот на напојување на тајмерот. При која било конфигурација, на управувачките влезови не смее да се донесе поголем од напонот на напојување на тајмерот, односно треба да биде задоволен условот:

CCIN UR

RRU ⋅+

≤2

21

108


Ако тој, сепак, прима поголеми вредности, во паралела со отпорникот R2 треба да се постави зенер диода со пробивен напон помал или еднаков на напонот на напојување на тајмерот и барем за еден волт поголем од референтниот напон. Независниот референтен напон поврзан на контролниот влез може да изнесува најмногу 80% од напонот на напојување на тајмерот. Отпорноста на отпорниците во влезниот степен на тајмерот 555 изнесува 5кΩ.

Автоматско вклучување и исклучување на полнач за акумулатор Влезниот RC член составен од отпорникот R1 и кондензаторите C1 и C2 служи за елиминирање на пречките во напојувањето на тајмерот IC1. Референтниот напон од 5,6V се добива со зенер диодата D1. Стабилноста на овој напон зависи од изборот на зенер диодата, но и од струјата што тече низ неа. Поради тоа, отпорноста на отпорникот R2 е одбрана за оптимална зенерова струја при номинален напон на акумулаторот. Со компараторите во тајмерот управуваат тримерите P1 и P2. Кондензаторот C4 служи за елиминација на краткотрајните брзи промени на напонот на акумулаторот, а кондензаторите C5 и C6 за заштита на влезовите на компараторите во тајмерот од високофреквентни пречки. Бидејќи излезот на тајмерот може да се оптовари со струја до 200mA, релејот Re1 е врзан директно на него. Кога напонот на акумулаторот опаѓа, се намалува и напонот на управувачките влезови на тајмерот. Кога напонот на тригер влезот (пин 2) ќе падне под 2,8V, излезот на тајмерот се префрла од ниско на високо напонско ниво. Релејот Re1 се активира и преку неговиот работен контакт го вклучува полначот со што започнува процесот на полнење на акумулаторот. Релејот останува активиран се додека акумулаторот не се наполни, односно додека напонот на влезот за праг (пин 6) не порасне над 5,6V. Тогаш релејот се отпушта, а полначот се исклушува. Напонот на акумулаторот (всушност, напонот на влезниот приклучок C) при кој полначот се вклучува се нагодува со тримерот P2, а напонот на акумулаторот при кој полначот се исклучува со тримерот P1.

. Сл. 103 Електрична шема на коло за автоматско вклучување и исклучување на акумулатор – примена

на интегрираното коло NE 555 како компаратор

109


Светлосен релеј На сликата 104 е прикажана електричната шема на светлосен релеј со фотоопорник како сензор за детекција на интензитетот на светлината. Релејот Re1 се активира при намалување на интензитетот на светлината. Кога фотоотпорникот е затемнет, неговата отпорност е голема. Поради тоа на излезот на тајмерот IC1 е на ниско напонско ниво,а релејот Re1 е активиран. Со осветлување на фотоотпорникот неговата отпорност опаѓа, излезот на тајмерот се префрла на високо напонско ниво, а релејот отпушта. Бидејќи управувачкиот влез за напон на праг на тајмерот (пин 6) е секогаш на високо напонско ниво, прикажаниот склоп работи без хистерезис, а ненадејните краткотрајни промени на интензитетот на светлината се пеглаат со кондензаторите C3 и C4. Прагот за активирање на релејот Re1 се нагодува со тримерот P1 и со неговата отпорност од 10кΩ тој може да се менува во опсегот од неколку лукси, па се до повеќе од 500 лукси. Диодата D1 служи за заштита на склопот од инверзен напон на напојување.

Сл. 104 Електрична шема на светлосен релеј- примена на интегрираното коло NE 555 како компаратор

110


Изработка, испитување и поправка на осцилатори При изработка на осцилаторите треба да се придржуваме до основните правила при изработка на електронски склопови. Прво треба да се изработи монтажната шема внимавајќи на правилен и функционален распоред на елементите. Ако осцилаторот е нискофреквентен распоредот на елементите не влијае врз работата на осцилаторот. Меѓутоа ако осцилаторот е високофреквентен врз неговата работа влијае и распоредот на елементите и водовите на плочката (нивната паразитна капацитивност и индуктивност). Затоа кај ВФ осцилаторите водовите на печатената плочка треба да бидат пократки и да се внимава на распоредот на елементите во врска со нивното електромагнетно вијание - елементите помеѓу кои не сакаме да имаме електромагнетно влијание треба да бидат што подалеку еден до друг, а аголот помеѓу нив да биде 90º. По изработката на печатената плочка се преминува на лемење на елементите и тоа по познатиот редослед: краткоспојници (ако ги има), отпорници, кондензатори и на крај полупроводници и изводи. За интегрираните кола пожелно е да се користат подножја, меѓутоа кај ВФ осцилаторите употреба на подножје не се препорачува (поради нивната паразитна капацитивност). Заради заштита на осцилаторот од надворешни електромагнетни влијанија пожелно е да го вградиме во метална заземјена кутија. Ваквата заштита е најпотребна кај ВФ осцилаторите.

Испитување на оцилатори Испитување на исправноста - испитувањето на исправноста на осцилаторите како што е вообичено почнува со визуелна проверка. Потоа осцилаторот го приклучуваме на напон на напојување со соодветна вредност кој по потреба треба да биде стабилизиран, и вршиме мерење на еднонасочните напони во колото. Измерените вредности треба да бидат приближно точни (±20%) на вредностите одредени со конструкцијата на осцилаторот. Кај осцилатор чија фреквенција е во чујниот опсег проверка дали создава осцилации може да направиме ако неговиот излез го приклучуваме на високоомска слушалка(или звучник). Ако таквиот НФ осцилатор создава осцилации од слушалката ќе чуеме звук со соодветна фреквенција. Дали осцилаторот создава осцилации може да провериме со мерење на струјата на потрошувачка. Кај ВФ осцилаторите оваа проверка може да ја направиме и со индикатор на електромагнетни бранови или пак со DIP метар - ако калемот (антената) на овие инструменти го доближиме до калемот на осцилаторот и ако тој ВФ осцилатор создава осцилации инструментот ќе покаже отклон. Сепак наједноставно исправноста на осцилаторот може да ја провериме со осцилоскоп приклучен на излезот на осцилаторот (паралелно со неговиот потрошувач). Испитување на карактеристиките на осцилаторите- најлесно се извршува со помош на осцилоскоп. Прво на осцилоскопот треба да подесиме добар фокус и интензитет на линијата на екранот, како и нејзино правилно поставување во координатниот систем со помош на регулаторите за X и Y позиција. По приклучување на сондата на осцилоскопот на излезот на осцилаторот (т.е. неговиот потрошувач), на осцилоскопот подесуваме соодветна временска база (TIME BASE) за X оската и амплитуда (AMPLITUDE) за Y оската, така да на екранот се добие временскиот дијаграм на излезниот сигнал на осцилаторот во траење од една до две периоди. При тоа ако сакаме сигналот да биде прикажан со својата еднонасочна компонента, преклопникот за Y влезот на осцилоскопот треба да биде во положба DC, а ако сакаме да ја елиминираме еднонасочната компонента од сигналот тој преклопник треба да биде во положба AC.

111


Powersupply

oscilator

YX

-

-+

+

Rp

outKoaksijalen

kabel

GND

osciloskop

sonda

Сл.105 Блок шема за испитување на карактеристиките на генераторите на сложени сигнали Одредување на периодата(т.е. фреквенцијата) и амплитудата на сигналот- преку поделоците на екранот и од положбата на преклопниците за временска база и амплитуда. Пример1: XT KXT ⋅= , каде КX е избраната вредност на преклопникот за временеска база на осцилоскопот. За KX=50μs/cm и XT=4cm добиваме scmscmT µµ 200/504 =⋅= т.е.

HzT

f 500010 == .

Ym KYU ⋅=max , каде KY е избраната вредност на преклопникот за амплитуда на осцилоскопот. За KY=0,1V/cm Ym=2,5cm добиваме VcmVcmU 25,0/1,05,2max =⋅= , а

VKYU YPPPP 5,0=⋅= . Овој пример се однесува на синусен сигнал, може да ја пресметаме и ефективната вредност на напонот на сигналот:

VUUeff 177,02

max ==

Сл. 106 Брановиот облик на излез од осцилаторот на синусни сигнали

112


Пример 2:

scm

scmKXT XT µµ 10050211 =⋅=⋅= scm

scmKXT XT µµ 15050322 =⋅=⋅=

sKXXTTT XTT µ250)( 2121 =⋅+=+= HzT

f 400010 ==

VcmVcmKYU Ym 2,01,02max =⋅=⋅= maxmax 2,01,02 UV

cmVcmKYU YPP ==⋅=⋅=

Xt1 Xt2

Ym Ypp

1cm

Сл.107 Брановиот облик на сигналот на излез од осцилаторот на правоаголни сигнали.

Фреквенцијата можеме попрецизно да ја измериме со фреквенцметар, а ако сигналот е синусен неговата ефективна вредност може да ја измериме со електронски волтметар. За други облици на сигнали се одредува само максималната амплитуда (Um или Umax), или амплитудата од врв до врв (Upp). Одредување на изобличувањата на сигналот на осцилаторот. Со помош на добиениот временски дијаграм на екранот на осцилоскопот (т.н. осцилограм ) може визуелно да процениме за правилноста и изобличувањата на сигналот на осцилаторот и по потреба во него да извршиме одредени подесувања или измени со цел да се добие поправилен облик на осцилациите. Кај синусните сигнали, мерка за нивниот квалитет се хармонискитре изобличувања изразени преку THD односно клир факторот. Изобличувањата на синусните осцилации можеме приближно да ги одредиме со набљудување на нивниот облик на осцилоскоп. Прецизно одредување на THD факторот на синусните осцилации може да се направи со помош на селективен волтметар или пак со мерач на клир фактор. Квалитетот на триаголните сигнали зависи од нивната нелинеарност кој исто така може приближно да се одреди од нивниот осцилограм. Квалитетот на правоаголните сигнали зависи од неговото време на пораст (т.е. факторот на пораст), времето на опаѓање и од евентуално присутното надвишување. Сите овие параметри може да ги одредиме од осцилограмот на правоаголниот импулс кој во општ случај изгледа како на сликата 108.

113


[ ] XRT KcmXRISETIME ⋅= [ ] XFT KcmXFALLTIME ⋅= [ ][ ] XRT

Yi

XRT

Y

KXKY

KcmXKcmYSLEWFACTOR

⋅⋅⋅

=⋅⋅

=8,01

[ ] XTii KcmXT ⋅= [ ] Yii KcmYU ⋅= [ ] YOVEROVER KcmYU ⋅= [ ] 100% ⋅=i

OVEROVER U

UU

Сл.108 Осцилограм на правоаголен импулс преку кој се одредува неговиот квалитет одредувајќи ги параметрите на правоаголниот сигнал

KX е подесената вредност на преклопникот за временска база на осцилоскопот во [ms/cm] или во [µs/cm]. KY е подесената вредност на преклопникот за амплитуда на осцилоскопот во [V/cm] или пак [mV/cm]. За да овие мерења бидат попрецизни потребно е да се подесат соодветни вредности за KX и KY за да се добие што поголем осцилограм. При одредување на XRT и XFT може да се послужиме со преклопникот “XMAGx10“ се разбира доколку осцилоскопот ја има таа можност. Со активирање на тој преклопник осцилограмот по X оската се издолжува 10 пати, па можеме попрецизно да ги одредиме сите растојанија по X оската и соодветните параметри што произлегуваат од нив. При ова треба да го земеме во обзир тоа дека со активирање на преклопникот “XMAG“ всушност измерените растојанија по X оската се 10 пати поголеми од вистинските па пред да вршиме пресметки со нив треба да ги поделиме со 10. Мерење на стабилноста на фреквенцијата. Стабилноста на фреквенцијата може да ја одредиме ако во подолг временски период ја мериме f0 со прецизен фреквенцметар и ги одредимеотстапувањата Δf.

114


Подесување и поправка на осцилаторите Доколку осцилаторот не осцилира или пак не создава осцилации со неправилен облик потребно е да извршиме негово подесување. Тоа се прави со подесување или со замена на елементите од кои зависи условот за самооцилирање на тој осцилатор. По потреба се врши и подесување или замена на елементите за поларизација и на елементите во колото за АРЗ. Понекогаш овие подесувања треба неколку пати да се повторат се додека не добиеме сигурно генерирање на осцилациите и нивен најправилен облик. Доколку осцилаторот не работи исправно или воопшто не работи треба да го поправиме придржувајќи се до познатите принципи за пронаоѓање и отстранување дефекти. Прво треба визуелно да провериме дали има грешка на печатената плочка, дали има грешка во лемењето или во вредностите на елементите. Постоењето на ваков вид на грешки, ако не можеме визуелно, можеме со омметар да го откриеме (при тоа осцилаторот не смее да биде приклучен на напојување). Ако на овие начини не откриеме грешка треба осцилаторот да го приклучиме на напојување и да ги измериме напонот и струјата на напојување како и другите напони и струи на осцилаторот. Исто така треба да ги провериме и осцилограмите во одредни точки на осцилаторот и да ја испитаме исправноста на вградените елементи. Со правилна анализа на резултатите од овие мерења и со користење на теоретските сознанија може да ја откриеме причината за неисправноста на осцилаторот и да извршиме негова поправка.

Documents

Prirachnik Po Praktichna Nastava Za Treta Godina (SGUS ''Vlado Tasevski'', 2012-2013)