Restauración de radio de tubo Valvulas vintage

17 de febrero de 2016, 2 de febrero de 2020

Introducción

Este artículo describe la restauración de un receptor de radio de tubo AM superheterodino americano Mantola R654-PM de 1946 antiguo a su estado de

funcionamiento original. Esta radio fue originalmente propiedad de Kenneth G. Shoultz (1922 - 2017), un especialista en radares de la Segunda Guerra Mundial,

profesor, innovador educativo en el sistema universitario canadiense y amigo mío. Un artículo similar de P. Hiscocks de Syscomp Electronic

Design: Measurements On A Tube Radio (2011) proporciona medidas y teoría para una versión RCA de la radio clásica All American Five (AA5), similar al

modelo Mantola que se analiza aquí. El diagrama esquemático de la versión RCA se muestra al final de este artículo con los tubos correspondientes para el

modelo Mantola indicados. Bret Menassa proporciona una buena descripción general de la alineación de radio (2009), el procedimiento para ajustar los circuitos

sintonizados de un receptor para obtener el máximo rendimiento, además de proporcionar términos básicos e ilustrar con varios ejemplos de receptores AM

antiguos.

Inspección y prueba

El diagrama esquemático del circuito del Mantola R654-PM está disponible, junto con información detallada del circuito, números de pieza de los componentes

y medidas de voltaje / resistencia, en radiomuseum.org. La inspección visual inicial indicó que la cuerda de la línea eléctrica estaba deshilachada y

extremadamente frágil, por lo que era necesario reemplazarla. Se quitó el chasis del gabinete y se inspeccionaron visualmente el cableado del circuito, los

componentes del circuito y los tubos. No se observó ningún signo de desgaste o falla inusual (marcas de quemaduras, etc.) y todas las juntas de soldadura se

veían brillantes. El cableado en este tipo de receptores era típicamente punto a punto como en este conjunto. Se limpiaron el chasis, los tubos y otros

componentes montados en la parte superior. Se retiraron los tubos y se rociaron todos los contactos con limpiador de contactos y se reinstalaron los tubos. Los

componentes y cables se movieron ligeramente para comprobar si había conexiones frágiles ocultas. Los cinco tubos de tamaño estándar de base octal se

muestran a continuación junto con sus ubicaciones y funciones. Tres de los tubos originales se fabricaron en Canadá (Marconi, RCA, Addison):

El acorde de línea no polarizado original fue desoldado después de quitar el inusual mecanismo de bloqueo de acorde de palanca de leva que se muestra a

continuación. En este diseño de radio más antiguo, sin aislamiento del transformador de potencia de la red de CA y con un enchufe de alimentación no

polarizado, existe un riesgo de seguridad a pesar de que la fuente B- está aislada eléctricamente del chasis a través de un condensador de 0.1 uF en paralelo con

una resistencia de 150 kΩ . La modificación más segura es utilizar un enchufe de alimentación polarizado con el lado caliente del cable de alimentación

conectado al tubo rectificador, la conexión de alimentación neutra a la conexión B (más cercana a la conexión a tierra del chasis; consulte el diagrama

esquemático a continuación) y el interruptor de alimentación en el tamaño caliente de la tensión de línea. Esto también permitirá mediciones de voltaje seguras

utilizando el chasis del radio como una conexión a tierra para un osciloscopio de línea eléctrica normal con conexión a tierra. Sin embargo, Como prueba de

seguridad adicional importante, se deben realizar mediciones simples de voltaje de CA y CC con un DVM flotante entre el chasis del radio y la conexión a tierra

de un osciloscopio, asegurando que no haya diferencia de voltaje, antes de realizar una conexión a tierra del osciloscopio. Estas medidas deben realizarse con el

interruptor de encendido de la radio tanto en OFF como en ON. (NOTA : si el interruptor de alimentación está conectado en el lado NEUTRO del cable de la

línea de alimentación, con el interruptor de alimentación apagado, es probable que haya peligro de descarga eléctrica con un voltaje de línea alto presente entre

el chasis del radio y un instrumento de prueba con conexión a tierra de la línea de alimentación externa . Por ejemplo, en el ejemplo de esquema RCA AA5 a

continuación, y con la conexión polarizada discutida, el interruptor de encendido debe cambiarse al lado CALIENTE del circuito). Se quitó una nueva cuerda de

línea a la longitud adecuada y se soldó en las ubicaciones requeridas para enrutar los lados vivo y neutro del cable de alimentación como se discutió:

Luego se encendió la radio. La lámpara piloto n. ° 47 se encendió brevemente y luego se apagó y este comportamiento se repitió con cada secuencia de

encendido. Esto sugirió un contacto intermitente en el circuito, posiblemente en un calentador de filamento de tubo. En este tipo de receptor de CA / CC sin

transformador, los filamentos del tubo están conectados en serie, con la caída de voltaje total en todos los filamentos conectados en serie igual al voltaje de línea

de 117 VCA y el consumo de corriente nominal del filamento de 150 mA. Si alguno de los 5 filamentos del tubo falla, ¡ninguno de los tubos funcionará, incluida

la lámpara piloto! Sin un probador de tubos, aún es posible verificar el funcionamiento del filamento del tubo. Por lo tanto, cada uno de los 5 tubos se retiró y se

probó utilizando una fuente de alimentación dual de 15 V CC capaz de suministrar la corriente de filamento nominal de 150 mA (CC o CA) requerida.

Se identificó que el tubo detector 12SQ7 tenía un circuito de filamento defectuoso con una conexión de filamento momentáneamente intermitente. Para

asegurarse de que este era el problema y sin tener un tubo 12SQ7 de repuesto, se retiró el 12SQ7 y se utilizó una resistencia de potencia ficticia de 100 ohmios,

aproximadamente equivalente a la resistencia del filamento para este tubo, a través de los terminales del calentador de filamento del enchufe del tubo. Esta

prueba verificó que todos los demás tubos ahora recibían energía. Una prueba de sonda simple con un destornillador aislado en la rejilla del tubo de salida

50L6GT produjo un zumbido en el altavoz como se esperaba: se

pidió un tubo 12SQ7 de repuesto junto con algunos de los otros tubos a TheTubeStore. La sustitución del 12SQ7 defectuoso por el nuevo tubo resultó en un

aparente funcionamiento correcto del receptor. Sin embargo, apareció otro problema cuando se subió el control de volumen. Después de lograr un nivel de

volumen moderado, un aumento adicional del control de volumen resultó en un volumen de salida REDUCIDO y distorsionado del altavoz. Se examinó el

esquema del circuito y se realizó otra inspección detallada del cableado que reveló el origen del problema. La resistencia de rejilla de 10 MΩ para el tubo

detector 12SQ7 (R7 en el circuito similar a continuación) se desconectó de la clavija de alimentación B en ese tubo. La resistencia se volvió a soldar y se

volvieron a soldar varias otras uniones. Esto solucionó el problema del control de volumen y el funcionamiento fue normal. Se reemplazó la resistencia del

cátodo del tubo de potencia de 150 Ω ya que se había desviado a 200 Ω. Además, el 0. Se reemplazó el condensador de acoplamiento de red de 01µF para el

tubo de potencia de salida. Los restantes tubos originales "buenos" también fueron sustituidos por nuevos tubos de repuesto NOS en el circuito sin un cambio

notable en el rendimiento que indique que los tubos originales restantes eran suficientemente buenos para el funcionamiento normal. El consumo total de energía

del receptor se midió en 28 W con aproximadamente 20 W consumidos por los calentadores de filamento de tubo, 4 W por el tubo de potencia y la potencia

restante disipada principalmente por los 3 tubos restantes. A continuación, el receptor se alineó usando una señal modulada de 455 kHz como se describe en las

hojas de especificaciones del producto. Se proporcionan discusiones más detalladas sobre la alineación en Los tubos también fueron sustituidos por nuevos tubos

de repuesto NOS en el circuito sin cambios notables en el rendimiento, lo que indica que los tubos originales restantes eran lo suficientemente buenos para el

funcionamiento normal. El consumo de energía total del receptor se midió en 28 W con aproximadamente 20 W consumidos por calentadores de filamentos de

tubo, 4 W por el tubo de potencia y la potencia restante disipada principalmente por los 3 tubos restantes. A continuación, el receptor se alineó usando una señal

modulada de 455 kHz como se describe en las hojas de especificaciones del producto. Se proporcionan discusiones más detalladas sobre la alineación en Los

tubos también fueron sustituidos por nuevos tubos de repuesto NOS en el circuito sin cambios notables en el rendimiento, lo que indica que los tubos originales

restantes eran lo suficientemente buenos para el funcionamiento normal. El consumo total de energía del receptor se midió en 28 W con aproximadamente 20 W

consumidos por los calentadores de filamento de tubo, 4 W por el tubo de potencia y la potencia restante disipada principalmente por los 3 tubos restantes. A

continuación, el receptor se alineó usando una señal modulada de 455 kHz como se describe en las hojas de especificaciones del producto. Se proporcionan

discusiones más detalladas sobre la alineación en y la potencia restante disipada principalmente por los 3 tubos restantes. A continuación, el receptor se alineó

usando una señal modulada de 455 kHz como se describe en las hojas de especificaciones del producto. Se proporcionan discusiones más detalladas sobre la

alineación en y la potencia restante disipada principalmente por los 3 tubos restantes. A continuación, el receptor se alineó usando una señal modulada de 455

kHz como se describe en las hojas de especificaciones del producto. Se proporcionan discusiones más detalladas sobre la alineación enHiscocks, 2011 y Menassa

2009 . Los condensadores del transformador de FI y la antena del condensador de sintonización agrupada y los reguladores del oscilador se ajustaron para

obtener la señal máxima.

Aunque el nivel de zumbido era bastante bajo, se añadió una tapa de filtro electrolítico adicional después del estrangulador del filtro con una mejora

insignificante en el zumbido del receptor. A excepción del condensador de rejilla del tubo de potencia, ninguno de los otros condensadores fue reemplazado y la

ganancia del receptor fue impresionantemente alta sin signos de deterioro incluso al volumen máximo (excepto por los efectos del circuito AGC). La calidad de

audio de este receptor con el altavoz original de 4.5 "de diámetro era bastante buena, aunque el cono del altavoz era bastante quebradizo y algunos puntos debían

ser reparados cuidadosamente con epoxi. Finalmente, la cuerda del dial de sintonización necesitaba ser reemplazada, lo cual fue muy facilitado por el

instrucciones incluidas con el esquema mencionado anteriormente:

Medidas de osciloscopio

Las medidas del osciloscopio se tomaron utilizando un Digilent Analog Discovery de 10MHz. Osciloscopio USB. Después de verificar con un DVM flotante que no

había voltaje CA o CC entre el chasis del radio y la conexión a tierra del osciloscopio, se usó una sonda de alcance HP6351R 10x 10MΩ con el suelo conectado

al chasis del radio para mediciones de voltaje de placa más altas. Para mediciones de voltaje más bajo, se utilizó una sonda 1x 1MΩ en los casos en que la carga

del osciloscopio era insignificante. Las entradas del osciloscopio se establecieron en CC acopladas para todas las mediciones mostradas. Las líneas base de

voltaje cero se muestran mediante los marcadores de flecha C1 y C2. Las medidas de voltaje son relativas a la tierra del chasis, no al lado común B del voltaje de

suministro de CC. Sin embargo, con una impedancia de sonda de 10 MΩ, la impedancia del 0. El condensador de 1 uF en paralelo con una resistencia de 150 kΩ

(componentes C4 y R1 en el esquema siguiente) es insignificante a frecuencias de 60 Hz y superiores, por lo que las mediciones de voltaje son suficientemente

precisas. Los rangos verticales y horizontales varían según las medidas:

Fuente de alimentación

Las versiones anteriores de esta radio Mantola, como la que se probó aquí, usaban un filtro CLC de estrangulamiento en la etapa del rectificador en comparación

con muchos otros equipos AA5 que usaban filtrado C simple (como en el ejemplo de RCA a continuación) o filtrado CRC:

Las trazas a continuación muestran el voltajes de la fuente de alimentación en el tubo rectificador 35Z5GT y el voltaje B + filtrado después del filtro LC usando

la sonda 10X:

SI Alineación

Las siguientes trazas muestran una señal de FI modulada por audio en la salida del segundo transformador de FI (entrada al tubo detector 12SQ7) utilizando la

sonda 10x. La portadora de RF de 920 kHz modulada a 600 Hz se inyectó en la entrada de la antena (rejilla del tubo convertidor). La traza superior muestra

claramente la portadora de FI modulada por audio, mientras que la traza expandida inferior muestra la portadora de FI de ~ 455 kHz:

la gráfica de Bode a continuación muestra la respuesta de la etapa de FI sintonizada. Uso de un generador de funciones de descubrimiento analógico de Digilent, se

barrió una señal de RF en un rango centrado alrededor de la frecuencia nominal de FI de 455 kHz. Esta señal se aplicó a la rejilla del primer tubo (convertidor), y

la respuesta se midió en la salida del segundo tanque del transformador de FI en la entrada del detector 12SQ7. Los resultados a continuación muestran una

buena alineación a 455 kHz dentro de 0.5 kHz:

Oscilador local

A continuación se muestra el sondeo de la señal del oscilador local (LO) en la cuadrícula del oscilador de la patilla 5 del tubo convertidor pentagrid 12SA7. Los

trazos del osciloscopio muestran la variación de la frecuencia LO desde las frecuencias sintonizadas mínima (~ 540kHz) y máxima (~ 1630kHz). La amplitud de

voltaje LO es 11 - 13V pico: la frecuencia LO medida de esta manera será modificada un poco por la capacitancia de la sonda: la

mayoría de los receptores de este tipo usan inyección de lado altoen el mezclador con la frecuencia LO más alta que la frecuencia RF deseada siendo

sintonizada. En este caso, con un IF = 455kHz, la frecuencia LO debe ser 455kHz más alta que la frecuencia RF sintonizada. Dado que la sonda del osciloscopio

anterior introduce aproximadamente 16 pF de capacitancia en el circuito del oscilador, la frecuencia LO se reducirá a un valor más bajo. Por ejemplo, en el

extremo de alta frecuencia de 1630 kHz del rango de recepción de AM estándar, la frecuencia medida arriba es de 1913 kHz, sustancialmente menor que el valor

esperado de 455 + 1630 = 2085 kHz. En el extremo de alta frecuencia de la banda AM, donde el rotor del condensador agrupado del oscilador se abre

completamente con una capacitancia baja ~ 10 - 20pF, el efecto relativo de la capacitancia de la sonda del osciloscopio en la frecuencia LO es grande. Para

medir la frecuencia del oscilador LO con mayor precisión, Se utilizó un receptor digital de onda corta Radio Shack DX-440 con la antena muy cerca del circuito

oscilador de la radio que se estaba probando. Los resultados de la frecuencia LO, 970 y 2100 kHz, se muestran a continuación y están cerca de los valores

esperados (el extremo de baja frecuencia del rango de sintonización se determinó por separado en 520 kHz, algo más bajo que el valor estándar de 540 kHz):

Transformador de salida

Se midió que la resistencia de CC del devanado primario del transformador de salida de audio era de 270 Ω (en comparación con la especificación de 150 Ω). La

relación entre el voltaje de audio de CA primario y secundario es la relación de vueltas del transformador Np / Ns. Esta relación de voltaje se midió de dos

maneras diferentes: (a) con la radio apagada, el tubo de potencia de salida retirado y una señal de 1kHz directamente impulsando el primario del transformador

de salida y (b) con una frecuencia portadora de 1kHz modulada de 1MHz con la radio encendida y voltajes medidos nuevamente en los lados primario y

secundario del transformador de salida. Los resultados son idénticos a Np / Ns = 44 como se muestra a continuación para la primera medición con una sonda

X1. Con el transformador secundario conectado a una impedancia de altavoz de, por ejemplo, Zs = 4Ω, la impedancia de carga secundaria se transforma en una

impedancia de carga primaria (es decir, la impedancia de carga vista por el tubo de potencia de salida) como el cuadrado de la relación de espiras: Zp = (Np / Ns)

^ 2 * Zs = 7.7kΩ (en comparación con la especificación de una impedancia primaria de 2.3kΩ con una impedancia de altavoz secundaria de 3,15Ω). La

impedancia de la carga primaria también se midió directamente usando el método (a) y con una resistencia de 1kΩ en serie con el primario del transformador y

comparando los voltajes a través del resistor y el primario del transformador. Esto produjo una impedancia primaria de 4,7 kΩ. Utilizando la relación de vueltas

medida de 44, esto implicaría una impedancia del altavoz secundario de 2,4 Ω, bastante cercana a la especificación del altavoz de 3,2 Ω. La impedancia de la

carga primaria también se midió directamente usando el método (a) y con una resistencia de 1kΩ en serie con el primario del transformador y comparando los

voltajes a través del resistor y el primario del transformador. Esto produjo una impedancia primaria de 4,7 kΩ. Utilizando la relación de vueltas medida de 44,

esto implicaría una impedancia del altavoz secundario de 2,4 Ω, bastante cercana a la especificación del altavoz de 3,2 Ω. La impedancia de la carga primaria

también se midió directamente usando el método (a) y con una resistencia de 1kΩ en serie con el primario del transformador y comparando los voltajes a través

del resistor y el primario del transformador. Esto produjo una impedancia primaria de 4,7 kΩ. Usando la relación de vueltas medida de 44, esto implicaría una

impedancia del altavoz secundario de 2,4 Ω, bastante cercana a la especificación del altavoz de 3,2 Ω.

Tubo de potencia

Los trazos duales a continuación muestran el voltaje de la placa (trazos Ch2 superior en todas las imágenes con sonda 10x) y los voltajes de salida de la rejilla de

control, cátodo y transformador para una señal de audio de 600Hz en la etapa del tubo de potencia 50L6GT. Todas las trazas inferiores (Canal 1) son con la

sonda x1. Los voltajes de la placa de CC, el cátodo y la rejilla de control, medidos sin una señal de audio utilizando un DVM de 10 MΩ, fueron de 93, 6 y 0 V

CC, respectivamente. Por lo tanto, con una resistencia de polarización de cátodo de 150 Ω, la corriente de la placa de CC fue de 40 mA y la disipación de la

placa fue de 3,5 W, muy por debajo de la disipación máxima de la placa de 10 W para este tubo de potencia. (Dado que se trata de un pentodo, la corriente del

cátodo en realidad consiste en las corrientes de placa y rejilla de pantalla. La corriente de placa verdadera se determinó midiendo la resistencia de CC del

primario del transformador de salida de 270 Ω y midiendo la caída de voltaje de CC en el primario de 10. 2VDC dando Ip = 38mA, cerca de la corriente de

cátodo de 40mA. La corriente de la rejilla de la pantalla fue por tanto de 2 mA). A partir de los voltajes medidos de la placa de CA y del cátodo (y, por lo tanto,

la corriente de la placa de CA), se determinó que la impedancia de carga del primario del transformador a 600 Hz era de 3,3 kΩ, que es algo diferente al valor

determinado anteriormente. Tenga en cuenta que los voltajes de la placa y el cátodo (y, por lo tanto, la corriente de la placa) están desfasados casi exactamente

180 °, lo que demuestra que el transformador (con una carga secundaria de altavoz) se comporta como una carga de placa resistiva ideal a la frecuencia de

prueba de 600 Hz. De la medición de voltaje de la red de CA, la ganancia de voltaje de CA es ~ 10x. La resistencia de cátodo de 150 Ω sin desviar reduce la

ganancia sustancialmente pero reduce la distorsión a través de la retroalimentación regenerativa (vea los detalles a continuación para la resistencia de cátodo con

desvío). La ganancia de CA esperada cerca de la corriente del cátodo de 40 mA. La corriente de la rejilla de la pantalla fue por tanto de 2 mA). A partir de los

voltajes medidos de la placa de CA y del cátodo (y, por lo tanto, la corriente de la placa de CA), se determinó que la impedancia de carga del primario del

transformador a 600 Hz era de 3,3 kΩ, que es algo diferente al valor determinado anteriormente. Tenga en cuenta que los voltajes de la placa y el cátodo (y, por

lo tanto, la corriente de la placa) están desfasados casi exactamente 180 °, lo que demuestra que el transformador (con una carga secundaria de altavoz) se

comporta como una carga de placa resistiva ideal a la frecuencia de prueba de 600 Hz. De la medición de voltaje de la red de CA, la ganancia de voltaje de CA

es ~ 10x. La resistencia de cátodo de 150 Ω sin desviar reduce la ganancia sustancialmente pero reduce la distorsión a través de la retroalimentación regenerativa

(vea los detalles a continuación para la resistencia de cátodo con desvío). La ganancia de CA esperada cerca de la corriente del cátodo de 40 mA. La corriente de

la rejilla de la pantalla fue por lo tanto de 2 mA). A partir de los voltajes medidos de la placa de CA y del cátodo (y, por lo tanto, la corriente de la placa de CA),

se determinó que la impedancia de carga del primario del transformador a 600 Hz era de 3,3 kΩ, que es algo diferente al valor determinado anteriormente. Tenga

en cuenta que los voltajes de la placa y el cátodo (y, por lo tanto, la corriente de la placa) están desfasados casi exactamente 180 °, lo que demuestra que el

transformador (con una carga secundaria de altavoz) se comporta como una carga de placa resistiva ideal a la frecuencia de prueba de 600 Hz. De la medición de

voltaje de la red de CA, la ganancia de voltaje de CA es ~ 10x. La resistencia de cátodo de 150 Ω sin desviar reduce la ganancia sustancialmente pero reduce la

distorsión a través de la retroalimentación regenerativa (vea los detalles a continuación para la resistencia de cátodo con desvío). La ganancia de CA esperada La

corriente de la rejilla de la pantalla fue por tanto de 2 mA). A partir de los voltajes medidos de la placa de CA y del cátodo (y, por lo tanto, la corriente de la

placa de CA), se determinó que la impedancia de carga del primario del transformador a 600 Hz era de 3,3 kΩ, que es algo diferente al valor determinado

anteriormente. Tenga en cuenta que los voltajes de la placa y el cátodo (y, por lo tanto, la corriente de la placa) están desfasados casi exactamente 180 °, lo que

demuestra que el transformador (con una carga secundaria de altavoz) se comporta como una carga de placa resistiva ideal a la frecuencia de prueba de 600

Hz. De la medición de voltaje de la red de CA, la ganancia de voltaje de CA es ~ 10x. La resistencia de cátodo de 150 Ω sin desviar reduce la ganancia

sustancialmente pero reduce la distorsión a través de la retroalimentación regenerativa (vea los detalles a continuación para la resistencia de cátodo con

desvío). La ganancia de CA esperada La corriente de la rejilla de la pantalla fue por tanto de 2 mA). A partir de los voltajes medidos de la placa de CA y del

cátodo (y, por lo tanto, la corriente de la placa de CA), se determinó que la impedancia de carga del primario del transformador a 600 Hz era de 3,3 kΩ, que es

algo diferente al valor determinado anteriormente. Tenga en cuenta que los voltajes de la placa y el cátodo (y, por lo tanto, la corriente de la placa) están

desfasados casi exactamente 180 °, lo que demuestra que el transformador (con una carga secundaria de altavoz) se comporta como una carga de placa resistiva

ideal a la frecuencia de prueba de 600 Hz. De la medición de voltaje de la red de CA, la ganancia de voltaje de CA es ~ 10x. La resistencia de cátodo de 150 Ω

sin desviar reduce la ganancia sustancialmente pero reduce la distorsión a través de la retroalimentación regenerativa (vea los detalles a continuación para la

resistencia de cátodo con desvío). La ganancia de CA esperada Se determinó que la impedancia de carga del primario del transformador a 600 Hz era de 3,3 kΩ,

que es algo diferente al valor determinado anteriormente. Tenga en cuenta que los voltajes de la placa y el cátodo (y, por lo tanto, la corriente de la placa) están

desfasados casi exactamente 180 °, lo que demuestra que el transformador (con una carga secundaria de altavoz) se comporta como una carga de placa resistiva

ideal a la frecuencia de prueba de 600 Hz. De la medición de voltaje de la red de CA, la ganancia de voltaje de CA es ~ 10x. La resistencia de cátodo de 150 Ω

sin desviar reduce la ganancia sustancialmente pero reduce la distorsión a través de la retroalimentación regenerativa (vea los detalles a continuación para la

resistencia de cátodo con desvío). La ganancia de CA esperada Se determinó que la impedancia de carga del primario del transformador a 600 Hz era de 3,3 kΩ,

que es algo diferente al valor determinado anteriormente. Tenga en cuenta que los voltajes de la placa y el cátodo (y, por lo tanto, la corriente de la placa) están

desfasados casi exactamente 180 °, lo que demuestra que el transformador (con una carga secundaria de altavoz) se comporta como una carga de placa resistiva

ideal a la frecuencia de prueba de 600 Hz. De la medición de voltaje de la red de CA, la ganancia de voltaje de CA es ~ 10x. La resistencia de cátodo de 150 Ω

sin desviar reduce la ganancia sustancialmente pero reduce la distorsión a través de la retroalimentación regenerativa (vea los detalles a continuación para la

resistencia de cátodo con desvío). La ganancia de CA esperada Tenga en cuenta que los voltajes de la placa y el cátodo (y, por lo tanto, la corriente de la placa)

están desfasados casi exactamente 180 °, lo que demuestra que el transformador (con una carga secundaria de altavoz) se comporta como una carga de placa

resistiva ideal a la frecuencia de prueba de 600 Hz. De la medición de voltaje de la red de CA, la ganancia de voltaje de CA es ~ 10x. La resistencia de cátodo de

150 Ω sin desviar reduce la ganancia sustancialmente pero reduce la distorsión a través de la retroalimentación regenerativa (vea los detalles a continuación para

la resistencia de cátodo con desvío). La ganancia de CA esperada Tenga en cuenta que los voltajes de la placa y el cátodo (y, por lo tanto, la corriente de la

placa) están desfasados casi exactamente 180 °, lo que demuestra que el transformador (con una carga secundaria de altavoz) se comporta como una carga de

placa resistiva ideal a la frecuencia de prueba de 600 Hz. De la medición de voltaje de la red de CA, la ganancia de voltaje de CA es ~ 10x. La resistencia de

cátodo de 150 Ω sin desviar reduce la ganancia sustancialmente pero reduce la distorsión a través de la retroalimentación regenerativa (vea los detalles a

continuación para la resistencia de cátodo con desvío). La ganancia de CA esperada La resistencia de cátodo de 150 Ω sin desviar reduce la ganancia

sustancialmente pero reduce la distorsión a través de la retroalimentación regenerativa (vea los detalles a continuación para la resistencia de cátodo con

desvío). La ganancia de CA esperada La resistencia de cátodo de 150 Ω sin desviar reduce la ganancia sustancialmente pero reduce la distorsión a través de la

retroalimentación regenerativa (vea los detalles a continuación para la resistencia de cátodo con desvío). La ganancia de CA esperadaa para un amplificador de

pentodo con una resistencia de cátodo sin bypass es (Brophy 1966):

donde g m es la transconductancia del tubo = 0.008mhos, R L es la impedancia de carga = 3.3kΩ, rp es la resistencia de la placa = 13kΩ y R k es el cátodo

resistencia de polarización = 150Ω. Los valores para la transconductancia y la resistencia de la placa son valores representativos para Vcc = 110 V de la hoja de

datos del 50L6GT. El resultado de la ganancia concuerda bastante bien con la ganancia medida entre 600 Hz y 1 kHz (ver más abajo). Tenga en cuenta que si la

resistencia del cátodo se pasa por alto con, por ejemplo, un condensador de 50 uF que esencialmente cortocircuita la resistencia del cátodo sobre el espectro de

audio principal, la ganancia de audio se duplicaría a ~ 21. La relación entre la salida medida del transformador y los voltajes de CA de la placa es ~ 44, lo cual es

la relación de vueltas del transformador Np / Ns de acuerdo con los resultados anteriores:

La potencia de salida de audio disponible sin distorsiones (en la carga primaria del transformador) se puede entender examinando la línea de carga roja

discontinua que se muestra a continuación. El voltaje de la placa en reposo (voltaje entre la placa y el cátodo) es de aproximadamente 85 VCC (ya que el voltaje

del cátodo es ~ 6 V). Las características mostradas corresponden a un voltaje de pantalla-rejilla Ec2 de 110 VCC en comparación con los 100 VCC de esta

radio. Este voltaje de rejilla de pantalla inferior reduce el conjunto de curvas, por lo que la polarización de la rejilla de control equivalente real es de

aproximadamente -8 V para una corriente de placa inactiva de ~ 40 mA, como se muestra. La pendiente de la línea de carga es la impedancia de carga ~ 3.3kΩ:

Si la oscilación del voltaje de la placa en el voltaje más bajo (aumentando el voltaje de la rejilla de control) alcanza el "codo" de las curvas características a ~ 30

V a lo largo de la línea de carga, se producirá una distorsión debido al recorte. La salida de potencia máxima antes de que ocurra una distorsión excesiva es

aproximadamente el producto del voltaje rms de la placa y los cambios de corriente hasta este límite de recorte:

el gráfico y la respuesta medida indican una potencia de salida máxima de ~ 0,75 W. Reducir la resistencia de carga a ~ 2kΩ aumentará la potencia de salida a

poco más de 1W.

Respuesta de frecuencia de audio

La respuesta de frecuencia de audio de la etapa del tubo de potencia de salida de 50Hz a 20kHz se muestra a continuación como un diagrama de Bode. La señal

de audio de referencia de 1Vpeak se aplicó a la base del tubo 50L6GT, se barrió la frecuencia y se midió la respuesta en el lado primario del transformador de

salida. Como se midió anteriormente, la ganancia de audio es de aproximadamente 10 a una frecuencia de 600 Hz. Dado que se usó una sonda 10X en esta

medición, la ganancia relativa a la señal de entrada es de aproximadamente 0 dB, aunque la ganancia varía considerablemente en el espectro de audio. La

respuesta de -3db se extiende desde aproximadamente 500Hz a 4.5kHz. Hay una resonancia en la respuesta alrededor de 200Hz. Para un transformador de salida

ideal con una carga de altavoz resistiva ideal, la ganancia sería mucho más plana con la frecuencia. Sin embargo, la carga de los altavoces está lejos de ser

resistiva y varía considerablemente con la frecuencia. Este cambio de impedancia se refleja en el primario del transformador y el transformador en sí no es ideal

y, por lo tanto, no refleja exactamente la impedancia del altavoz al primario como la relación de transformación al cuadrado. Esto da como resultado un aumento

de la ganancia de hasta ~ 2,5 kHz. Se utiliza un condensador de 0,2 uF en el primario del transformador para reducir la posibilidad de oscilaciones de frecuencia

más alta en el circuito de la placa y, en combinación con la impedancia de carga nominal (3,3 kΩ), provoca la caída de ganancia de alta frecuencia por encima de

3 kHz. Una medición pasiva de la respuesta de frecuencia del transformador de salida y el altavoz solo (apagado y el tubo de potencia de salida eliminado)

muestra de hecho que la impedancia del transformador + altavoz aumenta continuamente a más de 8 kHz a una velocidad consistente con la pendiente mostrada

antes de la derivación de 0,2 uF la capacitancia se vuelve efectiva:

Resumen

Esta restauración de radio demuestra que es posible volver a poner en servicio útil un receptor de radio de tubo AM de 70 años mediante procedimientos básicos

de prueba y resolución de problemas, sin el requisito de un probador de tubos. Para el equipo de 70 años probado aquí, solo fue necesario reemplazar el cable de

alimentación, un tubo defectuoso, dos resistencias y resolver algunas conexiones. No fue necesario reemplazar condensadores u otros componentes. Las pautas

de seguridad discutidas anteriormente son una consideración de importancia crítica al probar estos tipos de equipos de radio All American 5 sin aislamiento de

transformador de potencia.

Ganancia del tubo de potencia

El siguiente diagrama esquemático muestra una etapa de salida de potencia de un solo extremo típica con carga de transformador de salida y una resistencia de

polarización de cátodo anulada Rk. La rejilla de pantalla para la radio Mantola está conectada directamente a Vb (¡sin resistencia protectora de rejilla de

pantalla!). La impedancia paralela de Rk y Ck es Zk. Una impedancia capacitiva de derivación Zs a través del primario del transformador ayuda a prevenir

oscilaciones y para el análisis de señales pequeñas actúa esencialmente en paralelo a ZL y, por lo tanto, elimina la ganancia de alta frecuencia. Los valores de los

componentes y los voltajes son similares a los valores de la radio discutidos anteriormente, excepto por el Ck agregado. La impedancia de carga ZL para el

circuito de placa es aproximadamente la impedancia del altavoz de salida reflejada en el primario del transformador a través de la relación de vueltas ZL ~ Zsp *

(Np / Ns) ^ 2. Para el análisis inicial de la línea de carga y los cálculos de ganancia, Zsp y, por lo tanto, ZL se aproximan como resistencias fijas, siendo la

resistencia del altavoz el valor nominal establecido (normalmente 2, 4 u 8 Ω). Sin embargo, dado que la impedancia de los altavoces varía con la frecuencia y los

transformadores no son ideales, ZL es en general reactivo y dependiente de la frecuencia. :

El análisis estándar de ganancia de pequeña señal (Brophy, 1966) proporciona la ganancia de voltaje:

donde μ es el factor de amplificación del tubo, r p es la resistencia de la placa (~ 13kΩ) y g mes la conductancia mutua (~ 0.008 mhos), todo evaluado a un voltaje

de placa de ~ 110VCC de la hoja de datos. (ZL en esta expresión es la combinación paralela de ZL y Zs en el diagrama esquemático anterior). Si la resistencia

del cátodo NO se pasa por alto, como es el caso de la radio que se analiza aquí, Zk = Rk y es independiente de la frecuencia. Si la resistencia del cátodo se pasa

por alto con un condensador típico de 50 uF, Zk ~ 0 sobre el espectro de audio principal. Con ZL ~ RL ~ 3.3k & Omega, la ganancia de banda media nominal es

~ 21. Para este caso omitido, y dado que ZL ~ Rp <rp, un valor aproximado para la ganancia de banda media es ~ -gm * RL = 26. Con una capacitancia de

derivación a través del primario del transformador, la ganancia se reducirá con una esquina de alta frecuencia fc ~ 1 / (2 * π * RL * Cs). Con RL ~ 3.3kΩ y Cs =

0.02uF; fc ~ 2,4 kHz. Sin bypass de cátodo, Zk = Rk, y con ZL ~ RL, esta expresión se reduce a la dada anteriormente y la ganancia nominal se reduce en ~ 1/2

y la ganancia cae nuevamente a aproximadamente fc. La impedancia dependiente de la frecuencia de Zsp dará como resultado el espectro de ganancia medida no

uniforme que se muestra arriba.

[Nota: El condensador de derivación del transformador Zs para la radio Mantola está en realidad entre la placa y el cátodo. Esto tiene el efecto de extender fc a ~

5,5 kHz].

Medición de impedancia de altavoz / transformador de salida

La impedancia del transformador de salida combinado con una carga de altavoz se puede medir de la siguiente manera. Con el receptor apagado, retire el tubo de

potencia de salida. Para el tubo de potencia 50L6GT, con el voltaje de entrada v2 aplicado entre el cátodo (patilla 8) y la conexión del ánodo (patilla 3), mida la

amplitud de voltaje de CA v1 a través de la resistencia del cátodo como se muestra en el diagrama esquemático a continuación. Tenga en cuenta que la

capacitancia de derivación Cs NO afecta la medición de ZL. Dado que la resistencia del cátodo es mucho menor que la impedancia nominal del transformador-

primario, el voltaje de señal aplicado v2 es aproximadamente igual al voltaje en el primario del transformador (v2-v1) (dentro de ~ 5% sobre el rango medido) y

la corriente a través del El primario del transformador es v1 / Rk. La función de diagrama de Bode del analizador de red del Analog DiscoveryEl alcance mide la

relación de las amplitudes de voltaje (fasores) | v2 | / | v1 | y la diferencia de fase entre v2 y v1 que está directamente relacionada con la impedancia ZL del

primario del transformador como se muestra a continuación. Los datos de ganancia del diagrama de Bode se pueden exportar como ganancia (en lugar de dB) y

valores de fase relativa, importarse a una hoja de cálculo de Excel y aplicar una fórmula simple para calcular la magnitud de impedancia a partir de los datos de

ganancia de voltaje medidos. Los resultados indican una impedancia creciente con la frecuencia en todo el rango de frecuencia de interés (la impedancia alcanza

un pico de aproximadamente 45 kHz). El ángulo de fase de la impedancia es positivo (inductivo ... el voltaje conduce a la corriente) en aproximadamente 25-50

°. Un inductor perfecto tendría un ángulo de fase de 90 °. (Un transformador ideal transformaría una carga de altavoz resistiva ideal como una constante | ZL |

con un ángulo de fase de 0. ) La pequeña resonancia a 200 Hz como se indica en la medición de ganancia activa anterior es, por lo tanto, una resonancia en la

combinación de transformador / altavoz y no una resonancia electromecánica de tubo. A medida que la frecuencia se acerca a CC, la impedancia debe acercarse

a la resistencia de CC del primario del transformador (270 Ω):

Referencia

A continuación se muestra el diagrama esquemático de una radio AA5 genérica (RCA Receiving Tube Manual, 1961 p.448) similar a la radio Mantola discutida

anteriormente. También se muestran los tubos utilizados en el Mantola R654-PM. El conjunto Mantola utiliza un filtro de fuente de alimentación CLC en lugar

del filtro C16 simple a continuación. Por supuesto, los valores de los componentes que se muestran a continuación serán diferentes para la radio Mantola: