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S I N T E T I Z A D O R D I G I T A L
D E F R E C U E N C I A S
Tesis Previa a la obtención del titulo
de Ingeniero en la especialización de
Electrónica y Telecomunicaciones d'e la
Escuela Politécnica Nacional.
JACK LUIS ARMIJOS ROMÁN
•Quito3 Mayo de 1979
Certifico que este traba-
jo ha sido realizado en su
totalidad por el señor
Jack L. Armijos Román.
Ing. Alfonso Espinosa
DIRECTOR DE TESIS
Quito, Mayo de 1979
"The nineteenth century v/as the age of steam and steel,
the industrialised world is now entering the age of e-
lectronics." ,
"El siglo diez, y nueve fue la era del vapor y el acero,
el mundo industrializado.está ahora entrando a la era
de la electrónica." *
The Economist. April 16, 1977
A G R A D E C I M I E N T O^ v
A la ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL, por haberme admitido en sus
claustros y permitirme adquirir tantos conocimientos y experien
cías valiosos y la madurez de- criterio que me han capacitado pa
ra ser útil a mi país y a mis semejantes.
Al personal docente y administrativo de la Escuela, porque con
sus esfuerzos mancomunados y continuos contribuyeron e hicieron
posible la culminación de mis estudios y mi especialización.
A los Ingenieros Alfonso Espinosa y Herbert Jacobson, quienes
en su calidad de Directores de Tesis, contribuyeron con su ase-
soría técnica y apoyo moral a la feliz realización de este tra-
bajo.\ los señores Ch. Shaddeau, J. Garner, P. Morales, por su ayuda
en la consecución de algunos componentes del modelo experimen-
tal.
A mi -familia, a mi esposa Laura y a mis hijos Jack y William
por su constante estimulo y por haber sido el aliciente que me
impulsó a culminar este esfuerzo.
SUMARIOy
Se ha diseñado y construido un sintetizador digital de frecuen-
cias que permite la obtención de ondas cuadradas simétricas a .
lo largo de un extenso rango q-ue va desde 0,033 Hz ( un pulso
cada 30,3 segundos ), hasta 95999 MHz, siendo posible obtener
más de 72.000 frecuencias diferentes controladas con un solo
cristal de cuarzo.
* j
Se cuenta con' ocho grupos diferentes de frecuencias, dependien-
tes del exponente del multiplicador que se seleccione en el pa-
nel del instrumento.
La frecuencia fundamental de oscilación del cristal es de 5,OOQO
MHz, lo que permite obtener una alta precisión y estabilidad.
La salida del instrumento es totalmente compatible con la mayo-
ría de los circuitos TTL y DTL pues se trata de pulsos cuadra-
dos con niveles de voltaje de + 3?5 V. y +0,2 v. para los va-
lores de uno lógico y cero lógico, respectivamente. La máxima
corriente de salida, correspondiente a cero lógico, es de
- 1,6 mA. , equivalente a diez compuertas normales TTL.
En la introducción, se hace una descripción de los principales
métodos de sintetización de frecuencias.
El capítulo Ii; comprende .un estudio teórico de los principales
circuitos básicos que integrarán el sintetizador, esto es, osci
ladores controlados por voltaje y de cristal, divisores de fre_
cuencias (contadores) fijos y programadles, detectores por
comparación de fase, amplificadores operacionales, filtros pa-
sa bajos. También se incluye, un breve estudio de los crista-«
les piezoeléctricos de cuarzo y un estudio matemático de la par
te de realimentación.
El capítulo III, cubre el diseño y la construcción física del
^modelo experimental.
Finalmente se presenta un informe sobre las disposiciones.ex-
perimentales , resultados, comentarios y experiencias adquiridas
durante la realización de este trabajo.
Por último, se incluyen diagramas generales, lista general de
componentes, hojas de datos y aplicación y de especificaciones
de los componentes.
ÍNDICE
CAPITULO I INTRODUCCIÓN.-
1.1 Introducción General 1
1.2 Sintetizadores de Frecuencias 3
1.2.1 Sintetizadores de Frecuencias Heterodinos ... 4
1.2.2 Sintetizadores de Frecuencias de Lazo Asegu-
' rado por Fase _5
1.3 El Sintetizador Digital de Frecuencias 6
1.3.1 Modo de Operación 6
1.3.2 Limitaciones 8
CAPITULO II ESTUDIO TEÓRICO.-
2.1 Osciladores Controlados por Voltaje 10
2.1.1 Osciladores de Cristal Controlados por Volta.-
je 11
2.1.2 Osciladores LC 14
2.1.2.1 VCO Modulador de Frecuencia 15
2.1.3 Osciladores de Relajación • 17
2.1.3.1 Multivibrador Asta"ble 17
2.1.¿I- VCO's. Dos Ejemplos Prácticos 20
2.1.4.1 Oscilador de 3,58 MHz 20
2.1.4-2 El VCO de un CI Lazo Asegurado por Fase 22
2.2 Osciladores de Cristal 22
2.2.1 El Cristal de Cuarzo 22
2.2.1.1 Efecto Piezoeléctrico 23
2.2.1.2 Frecuencia de Resonancia 23
iii
a.2.1.3 Los Ejes . 24V *
2.2.1.4 Coeficiente de Temperatura 25
2.2.1.5 Porta Cristales 27
2.2.1.6 Circuito Equivalente al Cristal 27
2.2.1.7 El Factor de Calidad Q 27
2.2.1.8 Reactancias 29
2.2.1.9 Resonancia en Serie 30
2.2.1.10 Resonancia en Paralelo 30
2.2.2 Circuitos-Osciladores de Cristal. 30
2.2.2.1 Oscilador 'de Cristal.de Base a Tierra 32
2.2.2.2 Oscilador con Compuertas NAND ." '34
2.2.2.3 Oscilador Microminiatura tipo MCO-T 36
2.3 Divisores de Frecuencia (Contadores) 37
2.3-1 El Flip-Flop 37
2.3-1.1 Flip-Flops tipo RS 38
2.3.1-2 Flip-Flop tipo T 39
2.3-1.3 Flip-Flop tipo J-K 40
2.3¿2 Contadores Binarios 42
2.3-3 Contadores, en Década o 43
2.3-4 Contadores Módulo-N con Retenedor y Borrado . 48
2-3-5 Contadores programables 50
2.3.5.1 Contador Programable Motorola 9310 50
2.3-5-2 Contador Programable TI SN74160 51
2.3.5.3 Contador Programable TI SN74192 53
2.4 Circuitos Detectores por Comparación de Fase 58V
2.4-1 Conmutador Detector de Fase 59
2.4.2 C.omparador de Fase Discrirainador de FM 62
2.4*3 Detector de Fase con Diodos 65
2.5 Filtros Pasa Bajos 66
2.5-1 Filtro Pasivo R-C 6?
2.5-2 Filtro Pasivo Lead-Lag 69
2.5,3- Filtro Activo - 70
2.6 Amplificadores Operacionales 71
2.6.1 El OP Arap Básico 71
2.6.2 Realimentación " 72
2.6.3 Aplicaciones Comunes 74
2.6.3-1 Amplificador sin Inversión 74
2.6.3.2 Amplificador Diferencial 75
2.6.3-3 Amplificador Sumador 76
2.6.3-4 Aplicación a Filtro 77
2.7 Estudio Matemático del Lazo Asegurado por Fase 78
2.7/1 Principio de Operación 78
2.7-2 Análisis de la Estabilidad 82
2.7.2.1 Un Modelo Linealizado del PLL 83
2.7.2.2 Lazo de 'Primer Orden 84
2.7.2.3 Lazo de Segundo Orden 86
2.7.2.4 Lazo de Segundo Orden con Filtro Lead-Lag ... 90
v
CAPITULO III DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN MODELO EXPERIMENTAL.-- j
3.1 Generalidades ....... . ............................... 95
3 . 2 Diagrama Funcional de Bloques ....................... 96
3.3 Señal de Referencia ............. * ................... 99
3.3.1 Oscilador ....... .* ........................... 99
3.3.3 Divisor Fijo Módulo. 5. 000 ................... 102
3.4 Divisores en Década .......... ....................... 105«*•
3-5 Selector de Salida .................... » ............. 106
3.5-1 Selectores-Indicadores Rotativos ' ............ 110
3-6 Contador Programable . ................. . ........... . . 111
3.6.1 CI SN74192 ...... ....... ..¿ ............. . ---- 112
3.6.2 Circuito del Contador Programadle .... ....... 120
3.7 Monoestable ......................................... 121
3.7.1 El SN74121 .................................. . 123
3.8 Comparador de Fase, Filtro Pasa Bajos y VCO ......... 125
3.8.1 El Circuito Integrado XR-215 ................ 125
3.8.2 El Comparador de Fase ....................... 128
3-8.3 El Filtro Pasa Bajos ............ . ____ . ...... 129
3-8.4 El Oscilador Controlado por Voltaje ......... 130
3.8.4-1 Frecuencias y Rangos de Trabajo ............. 135
3.8.5 Circuito Indicador de Desplazamiento de Fre-
'Cuencia ........................ . ............ 137
3-9 La Fuente de Poder ............................. , . . , .
3-9-1 Fuente no Regulada .......................... 145
3.9-1.1 El Transformador ........... . ................ 146
3.9.1.2 Los Rectificadores .......................... 147
3.9-1*3 Condensadores de Filtro 148.>
.3.9.1.4 Reguladores / 150
3.10 Construcción 153
3.10.1 Tarjeta del Circuito Impreso 153
3.10.2 El Estuche * 156
3.11 Costos 162
CAPITULO IV DISPOSICIONES EXPERIMENTALES Y RESULTADOS.-
4.1 Generalidades ....... 165
4-2 Calibración del Oscilador de Referencia 165
4.3 Fotografías de las Formas de Onda •. 166
4.4 Mediciones de Frecuencia 169
CAPITULO V CONCLUSIONES Y COMENTARIOS.-
5.1 Conclusiones 172
5-2 Comentarios 174
BIBLIOGRAFÍA , 175
ANEXOS --
I.- Diagrama General
II.- Lista General de Componentes
III.- Hojas de Datos y Aplicación de los Circuitos Integrados
y Semiconductores Utilizados
Vil
i o i n i í d v o
-1-
C A P I T U L O I* .* *
INTRODUCCIÓN
1.1 Introducción General .
La electrónica, por medio de sus muchas tecnologías,, indudable-
mente es la ciencia que más está contribuyendo a la radical
transformación del mundo en que vivimos. Con plena seguridad
e.s posible afirmar que en un futuro muy próximo influirá, aún
más directamente, sobre casi todas las fases de la.actividad-
humana.
A diario la electrónica nos proporciona descanso y distracción
en .nuestros hogares} en el trabajo, mejora las ventas y da ma-
yor velocidad y confiabilidad a los servicios, en las comuni-
caciones, en la industria, los viajes/ por todas partes se sien
te su presencia.
Sería imposible hoy, llevar una vida libre de las influencias
de la radio, la televisión, el teléfono, las computadoras, los
satélites de comunicaciones, de investigaciones científicas y
de recursos terrestres y tantas otras innumerables aplicaciones
y servicios que directa o indirectamente, la electrónica ha
puesto al alcance del hombre. La telemetría ( obtención de me-
didas a distancia ), por ejemplo, es posible gracias a los sis-
temas electrónicos para transmisión de datos remotos, en forma
-2-
total o parcialmente digital, a un punto central de procesamiento.V *
El impacto de los semiconductores en esta dinámica ciencia, se
puso de manifiesto, primero, con la aplicación de diodos y tran-
sistores y luego se enfocó hacia -las familias de circuitos inte-
grados en pequeña, mediana y gran escalas, transistores de efec-
to de campo, diodos emisores de luz, etc., lo cual permitió,
entre otras cosas, el desarrollo de las mini y microcomputadoras,
calculadoras de escritorio y de bolsillo, tan populares hoy en
, dia. Se dice que la integración es en gran escala, cuando mi-
les de elementos de circuito son integrados en- una pastilla.
En los últimos veinte años, la velocidad a la cual se pueden
realizar cálculos se ha incrementado, por lo menos, en un millón
de veces. Lo que es más, el costo de computación ha caldo dra-
máticamente. Minicomputadoras que hoy cuestan unos mil dólares,
pueden igualar las capacidades de máquinas muy grandes que valían
algo así como veinte millones de dólares hace quince años. Para
1985? una minicomputadora mediana podrá costar menos de cien dó-
lares. El resultante incremento en nuestra capacidad para proce_
sar información, equivaldría a una revolución intelectual.
Los circuitos integrado's han permitido un cambio fundamental en
los esfuerzos del diseñador, puesto que, mientras un grupo rela-
tivamente reducido de técnicos se preocupan por el trabajo de
diseñar circuitos básicos, calculando los valores resistivos y
-3-
capacitivos para una función particular, el ingeniero, en cam-.* **
bio, se dedica mayormente a las aplicaciones prácticas que se
pueden'lograr al agrupar esos circuitos fundamentales, para for
mar sistemas más complejos. £taembargo, todavía quedan secto-
res, como el diseño de sistemas de alta potencia, en donde el
diseño básico es indispensable por parte de los ingenieros.
«*•1.2 Sintetizadores de frecuencias .
En la electrónica, desempeñan un papel de vital importancia los
instrumentos de medición y prueba ( osciloscopios, voltímetros,
amperímetros, frecuencímetros,, ó hm e tros, generadores de seña-,
les, fuentes de poder, etc. ), porque ellos son las herramien-
tas de que se valen el investigador, el diseñador y el ingenie
ro para realizar su trabajo y actividad creadores.
Comprendidos en este grupo están los sintetizadores de frecuen
cias, semejantes a osciladores discretos controlados a cristal,
que nos brindan precisión, estabilidad y facilidad de opera-
ción que sobrepasan a las generalmente encontradas en los ge-
neradores de señales ordinarios, y que tienen amplia aplicación
como generadores de frecuencias de referencia para la calibra-
ción de otros equipos, generadores de marcas, bases de tiempo
o pulsos de reloj de control, osciladores locales de frecuencia
intermedia, y más aplicaciones que requieren de gran variedad
de frecuencias con una gran estabilidad. Un sintetizador per
mite un medio rápido de ajustar y controlar una frecuencia con
gran exactitud. Es útil en sistemas de telecomunicaciones, en
cronómetros digitales y en las ondas cortas de radio, dondei
hay canales cada 5 Khz y la variación de frecuencia es muy .
estricta ( del orden de diez a veinte partes por millón ).
Otras aplicaciones son: receptores de telemetría, transmi-
sores de comandos, sincronizadores de pulsos, sintonizado-
res de frecuencia modulada ( de 98.8 a 118.6 MHz en pasos
de 200 Khz ) y transmisores para varias frecuencias. Se em-
plean también, en la banda de ciudadanos ( CB ) , donde se
necesita un control a cristal de los circuitos de transmi-
sión y recepción para asegurar que el equipo cumpla con los
requerimientos de precisión de frecuencia y estabilidad im-
puestos. Casi todos los transceptores modernos están equi-
pados para operar en 23 canales, de modo que el transceptor
básico requeriría ¿f6 cristales ( uno para el circuito de
transmisión y uno para el de recepción, en cada canal ). La
síntesis de frecuencias se aplicó por primera vez a trans-
ceptores de CB hace unos 16 años > permitiendo a los diseña-
dores la' realización de sintetizadores con circuitos de La-
zo Asegurado por Fase de hasta un solo cristal.
Existen dos tipos principales de sintetizadores según los
métodos que emplean para la'obtención de las diferentes fre-
cuencias.
1.2.1 SINTETIZADORES DE FRECUENCIAS HETERODINOS.-
Algunos sintetizadores usan la frecuencia suma de las pro-
-5-
venientes de dos osciladores de cristal para generar la fre-j
cuencia de salida. Otros,"'usan la frecuencia diferencia de
las provenientes de dos osciladores para obtener los mismos
resultados. En ambos casos se necesitan varios grupos de
cristales, generadores de espectros, mezcladores y filtros,
para las distintas combinaciones de frecuencias de oscila-
ción, de acuerdo con las frecuencias que se deseen sinteti-
zar. v'Por ejemplo, en un transceptor de 23 canales, el ñame
ro típico de cristales requeridos es diez.
1.2.2 SINTETI¿ADORES DE FRECUENCIAS DE LAZO ASEGURADO POR
. FASE.-
En este tipo de sintetizador, un divisor de frecuencias
( contador ) programable divide la salida de un oscilador
controlado por voltaje; la frecuencia submúltiplo se com-
para con la proveniente de un oscilador de cristal que pro-
vee una frecuencia de referencia muy exacta. Cualquier di-
ferencia de frecuencia o fase entre las dos señales se tra-
duce en un voltaje de error cuya polaridad y amplitud de-
penden de la diferencia de fase entre las dos señales com-
paradas. Este Voltaje de error se aplica al oscilador con
trolado por voltaje y determina su frecuencia de operación.
Este método permite la sintetización de un gran número de
frecuencias. Se emplean circuitos digitales para realizar
la división de frecuencias y sólo se necesita un cristal pa
-6-
ra producir la frecuencia de referencia.
\
1.3 El sintetizador digital de frecuencias .
En vista del tremendo impacto de los circuitos digitales en
campos como la telecomunicación, computación, procesamiento
de datos, sistemas de control,- terminales remotos de compu-•i
tadoras, e'tc., se ha considerado que un sintetizador digitalM
de frecuencias, que provea de ondas cuadradas compatibles
con los circuitos digitales, seria un instrumento útil, den
tro de la Escuela Politécnica, para calibrar otros equipos,,
o, como una fuente de señales para prácticas de laboratorio
de sistemas digitales. Afuera, servirla como un equipo de
prueba para el mantenimiento y reparación de cualquier,cla-
se de equipos digitales comerciales. Por estas razones, el
presente trabajo se ha dirigido hacia el diseño y construc-*
ción del instrumento mostrado en la figura 1-1.
Se trata de un sintetizador, digital de frecuencias de lazo
asegurado por fase que produce ondas cuadradas simétricas
a lo largo de un extenso rango de frecuencias desde 0,033 Hz
hasta 9,999 MHz.
1.3.1 MODO DE OPERACIÓN.-
La frecuencia de operación deseada se determina por medio des*
cinco switches digitales rotativos localizados en la parte
superior izquierda ldel panel. El oscilador se sintoniza a
-7-
• Figura 1-1. Sintetizadór digital de frecuencias
esa frecuencia por medio de la perilla giratoria. La escala
graduada debe coincidir con la cifra mostrada por los cuatro
primeros sv/itches rotativos de la izquierda. Los indicado-
res del desplazamiento 'de frecuencia ayudan a determinar si
el lazo de realimentación está asegurado y que la frecuencia
sintetizada es -la deseada. Una vez que el lazo está asegu-
rado ( ambos indicadores apagados ), al seleccionar otra fre
cuencia, con los switches rotativos, en la vecindad de la
frecuencia central, automáticamente se produce esa frecuencia
a la salida, sin necesidad de una nueva sintonización del os-
cilador. La señal de salida es una onda cuadrada simétrica
de amplitud constante a través de toda la banda de trabajo del
aparato. La salida puede aplicarse simultáneamente hasta a
un equivalente a diez compuertas TTL o DTL.
1.3.2 LIMITACIONES.-
Algunas limitaciones son : sólo cuatro dígitos para la de-
terminación ' de la frecuencia de operación, lo que significa
una separación de 1 Khz}entre frecuencias consecutivas, cuan
do trabaja entre 330 Khz y 9,999 MHz ( multiplicador en xlO?)
En la región inferior ( multiplicador en xlO^ ), la separa-
ción es de 0,OQ01 Hz para uri rango de trabajo entre 0,033 Hz
y 0,9999 Hz, lo cual, en cambio, es una ventaja. Otras limi .
tacionesj son: el no poder variar el ancho de los pulsos, o
su amplitud y desplazamiento DC, a voluntad, lo cual es de-
seable en ciertas aplicaciones.
o o i a o a £ o i a n £ s a
C A P I T U L O II
.> *
ESTUDIO TEÓRICO
2.1 Osciladores controlados por, voltaje,
El oscilador controlado por voltaje (VCO = Voltage Controled
Oscilator), es un circuito capaz de traducir variaciones de
voltaj'é en variaciones de frecuencia y aún más, de generar
una frecuencia a partir de un voltaje de entrada.
Los VCO's se emplean principalmente en moduladores"de FM y en
convertidores digital-a analógico, que transforman una cierta
entrada digital en una frecuencia determinada. También, son
parte fundamental del sistema conocido como lazo asegurado
por fase (PLL = Phase Locked Loop), y con él sus aplicaciones
son muy numerosas: demodulación de FM, síntesis de frecuen-
cias, codificación/decodificación FSK (Frequency Shift Keying)
MUDEM, filtros rastreadores o discriminadores lineales, reacon
dicionadores de señales, decodificación de tonos, telemetría,
etc . T '
Hay varios requerimientos que los VCO's deben cumplir según sus
diferentes aplicaciones. Estos requerimientos están normalmen
te en conflicto unos con otros y, por tanto, es necesario ll£
gar a un compromiso. Algunos de los requerimientos más impor
tantes incluyen:
-11-
(1) Rango extenso de sintonización
(2) Estabilidad de fase
(3) Linealidad de frecuencia versus voltaje de control
(¿f) Un factor de ganancia razonablemente grande
Capacidad para aceptar modulación de banda ancha*
Hay tres tipos comunes de VCO's:
(1) Osciladores de cristal (VCXO = voltage controled cristal
oscilat'or)
(2) Osciladores LC
. (3) Multivibradores RC
2.1.1 OSCILADORES DE CRISTAL CONTROLADOS POR VOLTAJE (VCXO's).-
En la tecnologia actual, los osciladores de cristal más estables
son aquellos que emplean cristales de corte AT de alto-Q, mon_*
tados al vacio, de 2.5- ° 5»0-MHz, de quinto sobretono, e ins
talados en hornos de temperatura controlada. Un circuito c£
munmente usado es una variación del oscilador de cristal Pierce
(figura 2-1). El cristal es operado en serie y los capacito-
res Cl y C2 ajustan la realimentación. Un diodo varactor prp_
vee una pequeña variación de C2, lo que resulta en un despla-
zamiento de la frecuencia de oscilación.
El rango de sintonización de este circuito es muy pequeño cuan
do se usan cristales de alto-Q. Para obtener un rango mayor,
es práctica común el utilizar cristales ordinarios de corte AT
-12-
V o l t a j e de Q
Control
/7T /77
Figura _ 2 - 1 _ . _ Circuito VCXO. Oscilador Pierce Modificado
Vo l t a j e deCont ro l
Figura 2-2. t VCXO. Oscilador de Base-a-tierra
-13-
en su modo fundamental y en un circuito como el mostrado en la
figura 2-2. (Los cristales/ de sobretono tienen un rango de
desplazamiento más estrecho que los cristales fundamentales).
Aqúi el cristal es también operado en serie. El varactor es-
tá en serie con el cristal y efectivamente varía la frecuen-
cia resonante sobre un rango algo mayor que en el primer cir-
cuito.
*?.
La estabilidad de fase es mejorada por los siguientes facto-
res:
(1) Alto Q en el cristal y el circuito
(2) Bajo ruido en la porción del amplificador
(3) Estabilidad de temperatura
Estabilidad mecánica.
Los cristales de precisión de ^-HEz, mencionados anteriormente,
tienen sin carga, un Q de aproximadamente 2 x 10°. Otros cri£
tales puede esperarse que tengan factores de calidad, sin car
ga, en el rango de 10.000 a 200.000. Las pérdidas del circuí
to inevitablemente degradarán el Q intrínseco del cristal ai,s
lado; estas pérdidas deben ser minimizadas. En un cristal
en modo-serie las impedancias impulsora y de carga deben ser
tan pequeñas como sea posible para evitar la degradación del Q.
Mucha de la inestabilidad de fase de un oscilador proviene del
ruido en el amplificador asociado. El transistor debería ser
-l¿f-
operado en una condición de bajo ruido y, ¿lesde luego, debería
usarse un transistor de bajo ruido. Es sabido que los ruidos
de alta frecuencia, termales y de disparo, contribuyen signi-
ficativamente a la inestabilidad.
Más aún, hay considerable evidencia de que el ruido de baja
frecuencia, es también importante (Esta última consideración
sugiere que una operación mejorada podría obtenerse si se em-
plearan transistores de efecto de campo, los cuales tienen po_
co ruido de baja frecuencia, en vez de los elementos bipola-
res normales).
Cuando un amplio rango de sintonización es más importante que
la estabilidad, otros tipos de osciladores deberían ser usados.
Se conoce que cristales de corte X, en circuitos de cristal -en-
paralelo, han sido empleados en VCXO's de rango muy ancho, p£
ro los límites de sintonización han sido solamente de 0.25 a
0.5 por ciento de la frecuencia del oscilador.
2.1.2 OSCILADORES LC.-
Si un rango de frecuencias, más amplio que el provisto por los
VCXO's, es requerido, deberá utilizarse un oscilador LC. £"n
esta aplicación los circuitos standard Hartley, Colpitts, y
Clapp hacen su aparición. La sintonización puede obtenerse por
medio de un varactor, aunque también se han usado inductores
-15-
saturables. Algunos de los primeros equipos usaban "tubos deV
reactancia" pero este método se volvió obsoleto con la desapa
rición de los tubos en circuitos de baja potencia. (Con el
advenimiento del transistor de efecto de campo el modulador
de reactancia pu'ede que haga un' retorno limitado. Sinembargo,
la conveniencia de los varactores haría de éste un evento poco
probable).,•-^
2.1.2.1 VCO MODULADOR DE FRECUENCIA.-
Un diodo especial de estado sólido (varactor, varicap, etc.)^
es un capacitor que varia con el voltaje. Cuando se polariza,
inversamente, variará la capacitancia de su juntura con la va
riación de la polarización. El circuito de un oscilador que
emplea estos diodos, para producir modulación de frec-uencia
(o FSK), es mostrado en la figura 2-3-
Los dos diodos son polarizados inversamente por los + 20 v, a
través de la bobina choque de radiofrecuencia (CRF). Cualquier
corriente alterna de audiofrecuencia añadida en serie con la•
polarización modulará la polarización, cambiará la capacitan-
cia de los diodos y, desviará la frecuencia del oscilador.
Los diodos están conectados en paralelo con el circuito LC de
modo que los picos de RF no serán más grandes que la polari-
zación en ellos. La mayoría de los diodos de estado sólido
para propósito general trabajarán en este circuito, pero tie-
nen tan pequeña capacitancia , que la desviación producida no
es usualmente considerada práctica.
En
tra
da
AF F
igur
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3.
VC
O c
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ircu
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Osc
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usad
o co
mo
mod
ulad
or
FM
-17-
2.1-3 OSCILADORES DJd RELAJACIÓN.-* •
Cuando la estabilidad es de poca importancia, cuando se necesi
tan grandes rangos de sintonización y cuando el bajo costo es
un factor importante, se utilizan los osciladores de relaja-
ción tales como multivibradores y osciladores de bloqueo. Las
frecuencias de oscilación de los osciladores de relajación prá£
ticos se han limitado a unos pocos megaciclos. La linealidad
de frecuencia versus voltaje de control (o corriente) es por
lo general excelente.
Los osciladores de circuito-resonante producen una señal cuya
frecuencia está relacionada a la resonancia establecida por
el circuito inductor-capac.itor empleado. Los tipos de relaja
ción generan una señal cuya frecuencia está relacionada al va
lor de los componentes del circuito utilizado.
2.1.3-1 MULTIVIBRADOR ASTABLE.-
Es una forma de circuito oscilador que puede ser controlado
por voltaje. Su principio .de funcionamiento es tratado a con
tinuación.
El niultivibrador astable o de corrida libre no tiene ningún
estado estable. Es comunmente usado como un generador de on-
da cuadrada. El circuito multivibrador astable básico es mo£
trado en la figura 2-¿f. Para analizar su operación asumamos
-18-
Nota:Dl y D2 se usan paraprevenir la ruptura debas'e a emisor de Q1 y
''ce
Figura .2-4.._ Multivíbrador Astatle
Va
Vol ta je de co lec to r de QI
V c E í o f f )
VC2
V c E ( s a f c )
Voltaje de co lec to r de Q2
VBEI
-VccVoltaje de base de Q-]
Voltaje de base de
t=o JL2
e Q 2
x^/? QT
/
/jS*
/
-V c c
e Q2
s* •/"
I//*^[/
Figura 2-5. Formas de onda del multivibrador astable
•19-
que D. y Dp no están conectados en el circuito; esto es, queV
los emisores de Q-, y Qp están conectados a tierra. También a
sumamos que Q, acaba justamente de saturarse y que Q_ acaba
justamente de cortarse al tiempo t = O. El voltaje a través
de C_ es aproximadamente V , lo que hace que V,., = -V¿_ C C tiJíiC C C
El voltaje inicial a través de C- es aproximadamente cero.
El lado de, base de CI es puesto al voltaje V...,,, ,. de Q_
C_ se carga rápidamente a través de RT _ hasta alcanzar un vol1 Ltd. —
taje V . La constante- de tiempo í?T:;)C1 hace que el lado anteC C -t-j¿ -L
rior de la onda.de salida sea redondeado (ver figura 2-5'). -
Q., se mantiene conduciendo por- la corriente que viene de V..-, .J- ' nn
a través de R^^ . El lado de colector de C es puesto al vol-
taje V--, .^ de i}.,. C2 comienza a cargarse en tal forma que
VBE2 SUbe hacia VBB' Cuando VBE2 alcanza VBE(on)2' Q2 emPie-
za a conducir; la resultante baja del voltaje, en el colector
de Q_, es acoplada a través de C. a la base de Q, , cortando la
conducción de Q, . El circuito al tiempo t = T está ahora en v
2un estado opuesto a aquél de t = O. El proceso inverso es r_e
petido desde t = T hasta t = T; al tiempo t = T, el circuito2
habrá regresado a su estado original.
El voltaje VBB puede ser usado para controlar la frecuencia
del multivibrador. A bajas frecuencias la
es razonablemente correcta, siempre que I
del multivibrador. A bajas frecuencias la siguiente ecuación
V
-20-
t-»^^ = tiempo que el transistor está en corteOFF .
R_C = constante de tiempo
2.1.¿f VCO's. DOS EJEMPLOS PRÁCTICOS.-
A continuación se muestran dos ejemplos de VCO de aplicación<'.
práctica, con circuitos integrados.
2.1,/t.l OSCILADOR DE 3,58 MHz.-
En la figura 2-6 se muestra el circuito de un oscilador con-
trolado por cristal de 3?58 MHz empleado para recepción de
televisión a color. La realimentación positiva que inicia y
mantiene las oscilaciones es tomada por un acoplamiento capa-
citivo en el circuito sintonizado a la salida del A?03. E_s
te voltaje es realimentado a través de un estrecho filtro pa-
sa banda (esto es, el cristal) a la entrada del amplificador,
completando la rama de realimentación regenerativa requerida
para la oscilación.
El inductor, L , y los capacitores en serie, C- y Cp son los
componentes reactivos del circuito tanque de salida de 3>58
MHz,.
-21-
>12V
o
FAIRCHILQ'' MC1Ó2B -
VCON R1o—W*—•-
100 KJI
1000pF I ,NPO -r
0.01/cF
C1
Hl-75PF
N750
O.OT^F
2.7
Figura 2-6._ VCO de 3,58 MHz
Figura 2-7. VCO simplificado. (Del CI SE/NE 565)
-22-
2.1. -2 EL VCO-DE UN CI LAZO ASEGURADO POR FASE (PLL).-
La figura 2-7 es el circuito simplificado del VCO que usa el
circuito integrado SE/NE 5&5 que es un lazo asegurado por fa-
se. En él se usan un Schmitt Trigger y fuentes de corriente
integradas, altamente predecidles y precisas, para cargar y
descargar un capacitor externo.
2.2 Osciladores'de cristal.
Las normas internacionales exigen que la mayoría de los osci-
ladores tengan una excelente estabilidad de frecuencia. Si un
oscilador va a funcionar con una frecuencia única, puede cons_e
guirse una estabilidad excepcional utilizando cristales piezo-
eléctricos.. Estos cristales tienen características tales que
las variaciones de frecuencia son prácticamente insignificantes
durante el funcionamiento, aún cuando las otras constantes del
circuito sufran variaciones.
2.2.1 EL CRISTAL DE CUARZO.-
Ciertos cristales, tales como el cuarzo, las sales de Rochela
y la turmalina, tienen propiedades piezoeléctricas. El uso
extenso del cuarzo se debe principalmente a su costo compara-
tivamente bajo, a su alta resistencia mecánica y a su bajo
coeficiente de temperatura.
-23-
2.2.1.1 EFECTO PIEZOELECTOICO.-•
Estos cristales se deforman cuando se les aplica una tensión
entre caras opuestas. Inversamente, si se deforman, aparece
una tensión a través de sus caras opuestas. De esta manera la
energía eléctrica es convertida a energía mecánica y viceversa.
Estos dos efectos recíprocos son conocidos como efecto piezoele£
trico.*i
2.2.1.2 FRECUENCIA DE RESONANCIA.-
Si un cris.tal es súbitamente excitado, ya sea por un esfuerzo
físico o por una carga eléctrica, continuará vibrando mecáni-.
camente a su frecuencia natural por un corto período y, al mis_
mo tiempo, producirá una fem de c.a. Esto es algo similar a
la oscilación electrónica amortiguada de un circuito LC exci-
tado por una función impulso. Realmente, un cristal produci-
rá una fem alterna mayor que un circuito LC, debido a que el
cristal tiene un Q mucho más alto (menos pérdidas).
La amplitud de las vibraciones de un determinado cristal es
mayor a su frecuencia de resonancia que a otras. Su frecuen-
cia resonante es escencialmente la frecuencia resonante mecá-
nica del cristal, la cual es excepcionalmente estable.
La frecuencia de resonancia mecánica depende de sus dimensio-
nes físicas y de la manera en que haya sido cortado.
2.2.1.3 EJES.-
\n la figura 2-8, podemos apreciar la forma general de un cris_
tal de cuarzo. Tiene tres ejes principales que son los ejes
X,Y,Z. El eje X se traza por los vértices opuestos a la sec-
ción transversal y se le da el. nombre de "eje eléctrico".
Figura 2-8. Forma Hexagonal del Cristal de Cuarzo
El eje Y, o "mecánico", se traza por el centro de la sección
transversal y es perpendicular a los lados opuestos de la fi-
gura. Por ser hexagonal, en la figura hay tres ejes "X" y tres
"Y".
El eje "Z" es el eje "óptico", y se traza longitudinalmente
por el centro de la estructura del cristal.
-25-
a.a.l.Jf COEFICIENTE DE TEMPERATURA.-.>\l coeficiente de temperatura puede explicarse del siguiente
modo:
1. La mayor o menor variación'en la frecuencia de oscilación
del cristal, con,un cambio de temperatura, determina un
coeficiente de temperatura alto o bajo. Si bien no hay
cristales que tengan un verdadero coeficiente cero de tem
peratura, algunos lo tienen tan bajo que se clasifican cp_
mo cristales con coeficiente cero de temperatura.
2. Un coeficiente de temperatura positivo o negativo está d
terminado por el aumento o disminución en su frecuencia
de oscilación, respectivamente, cuando se aumenta la tem-
peratura.
Para calcular el coeficiente de temperatura de un cristal, se
usa la siguiente fórmula:
c.t. = 'Cambio de frecuencia en HzFrecuencia de oscilación (en Hz) x Cambio de Temp (°C)
Los cristales, generalmente, se recortan de la estructura or:L
ginal de manera que la pieza cortada sea cuadrada o eh forma ..
de disco, de media o de una pulgada cuadrada.
l;: 001850
-26-
La forma en que se corta'la,placa, del trozo de cuarzo.natural,.* **
ayudará a determinar algunas de sus características tales como
la frecuencia de oscilación, la estabilidad de frecuencia, el
coeficiente de temperatura, e incluso a nombrar el tipo de
tal.
En general, el coeficiente de temperatura lo determina el ángu*¿.
lo de corte, el tamaño y forma de la placa y la precisión del
pulimiento y del engaste. Se le da más importancia al ángulo
de corte. La figura 2-9 muestra aproximadamente los lugares
en que se realizan los distintos cortes en un cristal.
Figura 2-9- Cortes Comunes del Cristal
-27-
2.2.1.5 PORTA CRISTALES.- .,«
Cuando hablamos de una unidad de cristal nos referimos a la
placa de cristal y su portacristal. Las placas de cristal g£
neralmente están montadas en portacristales que sirven como
engaste y montadura. Las unidades de cristal, a su vez, pue-
den ser colocadas en hornos, a fin de "mantener constante su
temperatura.
2.2.1.6 CIRCUITO EQUIVALENTE AL CRISTAL.-
En la figura 2-10 aparece el circuito equivalente del cristal.
Los valores indicados en dicha figura corresponden a una pla-
ca de corte AT que oscila a una frecuencia de 3 Mfíz.
M
Ri
Cl
Io28MH
f 100l> MMF>10.5
— 0.1 MMF
r ,i
f in i ' »
271 l/Ii-L C1
r^ ^0
- 1
1 p 0 'i / L... 0^ ~ /T 1 0^ 2PC Ln^ . ^
(frecuencia de resonancia en serie)
(frecuencia de reso-nancia en paralelo)
Figura 2-10. Circuito Equivalente al Cristal
2.2,1.7 EL FACTOR DE CALIDAD Q.-
En un circuito resonante en serie las reactancias capacitiva e
inductiva son iguales y sus voltajes, por estar 180° fuera de
-28-
fase, se cancelan,' Entonce_s la corriente qué circula por el cir-
cuito está limitada solamente por la resistencia.' La corriente
que circule será mayor cuanto más pequeña sea la resistencia en
serie del circuito. El voltaje que se desarrolla en las reactan-
cias será mayor cuanto mayor sea la corriente.
Comparando, entonces el voltaje de las reactancias con el aplica-
do, se tiene una idea inmediata de la calidad del circuito reso-
nante. Una gran diferencia entre estos voltajes indica poca re-
sistencia, alta corriente y una curva de resonancia ango.sta y
muy pendiente. Esta relación .de voltajes se denomina el "QM del
circuito e indica hasta qué punto están presentes los efectos es_
peciales característicos de la resonancia. En general el factor
de calidad se define por:
Máxima en ergía almac enadaQ = ZK
Energía disipada por ciclo
En el circuito resonante en serie la energía máxima almacenada,
en la inductancia, está dada por
W = ¿ L i2,T - 2 maxLmax
La energía disipada en la resistencia en un ciclo (T = —) está
dada por • »
max
De donde
Q =1 T .2'T7.jU.IL f2.TC 2. max
i Ra' máx"K--f-
-29-
R
El factor de calidad de un circuito resonante, entonces, es la
relación que existe entre una de las reactancias y la resisten-
cia del circuito.
2. 2.1.8 REAC TANCIAS.-
La gráfica de la figura 2-11 muestra la forma en que la reactan_
cia combinada de las dos ramas del cristal varía con la frecuen_
cia.
'/ \--Txco
Xc
Figura 2-11. Curvas Características de
Reactancia del Cristal
-30-
2.2.1.9 RESONANCIA EN SERIE.-
En la figura 2-11, f es la frecuencia de resonancia en serie
de la rama Ln -C-, , a la cual X -.riX,.-,.i. J. L-J. J-JÍ-
Por lo tanto
f —o
2.2.1.10 RESONANCIA EN PABÁLELO.-
La frecuencia resonante en paralelo se señala como f.. , y es la
frecuencia a la" cual la reactancia de C (X~ ), es igual y "cono oo —
traria a la reactancia neta de la rama L-j-C. .
La fórmula para calcular esta frecuencia es:
2/r ]/L1.ClCoC-.+C1 o
A resonancia en paralelo, la reactancia combinada es infinita,
lo cual aparece indicado por la separación entre las dos líneas
sólidas que representan la reactancia combinada, XP
2.2.2 Circuitos Osciladores de Cristal .
Si un oscilador va a funcionar a una frecuencia única, puede
conseguirse una estabilidad excepcional utilizando cristales
-31-
pieao eléctricos.. .» **N
Una unidad de cristal puede utilizarse para controlar un circuí
to oscilador o para estabilizarlo. Por lo tanto, puede decirse
que los osciladores con cristal pueden ser controlados por cr±s_
tal o estabilizados por cristal.
Un circuito estabilizado por cristal puede oscilar aunque se le•* "
quite el cristal.
La mayoría de los circuitos osciladores a cristal están clasifi
cados como resonantes en paralelo o resonantes en serie. A los
cristales resonantes en paralelo se les puede efectuar pequeños
ajustes de frecuencia, conectándoles un pequeño capacitor varia
ble en paralelo. Los cristales resonantes en serie proporcio-
nan mayor estabilidad de frecuencia, y son muy útiles en aplica
ciones en las cuales se desea operar a frecuencias armónicas o
sobretono-s.
El número de circuitos osciladores de cristal que se conoce es
muy grande y pueden realizarse' tanto con elementos discretos,
como con circuitos integrados. Algunos de ellos son descritos
brevemente a continuación.
-32-
2.2.2.1 OSCILADOR DE CRISTAL DE BASE A TIERRA.-
Un oscilador de cristal que usa un transistor PNP CK?62 es mos-
trado en la figura 2-12. Un NPN (como el 2N9¿fA) podría también
ser empleado invirtiendo los potenciales de la batería. El cir
cuito utiliza un sistema de transistor con base a tierra y un
cristal piezoeléctrico de cuarzo, utilizado como un lazo reso-
nante de realimentación entre colector y emisor. El cristal no
CK762
Figura-2-12. Oscilador de Cristal de Base a Tierra
solamente que provee la realimentación, sino que por sus carac-
terísticas resonantes establece la frecuencia de oscilación y
la mantiene con un alto orden de estabilidad. El circuito res£
nante compuesto por L? y C-, se ha escogido para que sea r"esonan_
te a la frecuencia del cristal. La señal de salida de r-f se
obtiene de una toma inductiva de baja impedancia, L.,, acoplada
-33-
al lado inferior de Lp.
Las polarizaciones necesarias, directas e inversas, son obteni-
das de una sola fuente, utilizando las resistencias Rp y R, pa-
ra formar un divisor de tensión' entre los dos terminales de la
batería y con un terminal a tierra entre los dos potenciales.
Los capacitores Cp y C, sobrepasan la energía de. la señal por
la resistencia interna de la batería.
A la frecuencia de resonancia en serie del cristal, éste se com
porta casi como'un cortocircuito entre colector y emisor, pro-
veyendo una realimentación positiva. En efecto., si el voltaje
de colector sube ligeramente, esa subida será aplicada al emi-
sor a través del cristal lo cual aumentará la polarización di-
recta de base a emisor con el correspondiente aumento en la co_
rriente de colector. Al crecer la corriente de colector, el
voltaje desarrollado en el tanque resonante en paralelo forma-
do por Lp-y C^ crece y por tanto el voltaje de colector se ale-
ja del voltaje negativo de la fuente, es decir sube aún más,
con lo que se consigue la realimentación positiva y la oscilá-
ción.
A una frecuencia distinta de la de resonancia en serie del cris_
tal, éste presenta una gran impedancia a la señal alterna y la
cantidad de realimentación que aplica entre colector y emisor
es muy pequeña, por lo cual, el circuito oscilará solamente a
la frecuencia de resonancia, en serie. Para el circuito mostra-> . **
do, la energía cíe salida de r-f es aproximadamente 10 miliva-
tios. Para los valores, dados en el circuito se puede obtener
una operación entre 15 y 20 MHz, dependiendo de la frecuencia
de resonancia del cristal.
2.2.2.2 QSCILADOB CON COMPUERTAS NAND.-•~-
Para aplicaciones en las que el oscilador de cristal debe pro-
veer de señales de referencia a uno o varios circuitos digita-
les, es muy conveniente la utilización directa de un circuito
como el mostrado en la figura 2-13.
Se trata de dos etapas de amplificación, compuertas NAfíD (1) y
(2), con desplazamiento de fase de 180° en cada una. La sali-
0/cc
Figura 2-13. Oscilador con Compuertas NAND
da de (2), entonces estará 360° fuera de fase con respecto a la
entrada de (1). Al conectar la salida de (2) a la entrada de
(1) se está produciendo una realimentación positiva, la que
producirá oscilación. La frecuencia de oscilación está determi
-35-
nada por el cristal en serie^ entre la salid,a de la compuerta\) y la entrada de la compuerta (2).
A la frecuencia de resonancia en serie del cristal, éste es ca-
si un cortocircuito y el voltaje acoplado de (1) a (2) está
180°' defasado con respecto a la entrada a (1). Al defasarse
180° adicionales, en la compuerta (2), se consiguen los 360° n_e<
cesarlos para la oscilación.
A una frecuencia diferente de la de resonancia en serie, .el
tal presenta una impedancia considerable que atenúa la cantidad
de señal acoplada de la salida de la compuerta (1) a la entrada
de la compuerta (2), reduciendo la amplificación total y obsta-
culizando la oscilación. C~ es un pequeño capacitor para la
sintonización fina de la frecuencia de trabajo. J?, y C., forman
una constante de tiempo para eliminar armónicas de alta frecuen
cia. Rp a más de proveer la corriente inicial para exitar el
cristal, sirve para mejorar los flancos de salida de la compuer
ta (1). R, contribuye una cierta cantidad de realimentación nei)
gativa, necesaria para obtener estabilidad. • Por último, la com
puerta NATO (3) sirve de separador entre el oscilador y la car-
ga y a la vez cuadra la señal de salida y evita que los cambios
de la impedancia de salida puedan afectar a la frecuencia de os_
cilación.
-36-
2.2.2.3 OSCILADOR MICROMINIATURA TIPO MCO-T.-* .» "\s un oscilador controlado a cristal, parecido al anterior, di-
señado para impulsar circuitos TTL. Es fabricado por la TJRW y
se lo presenta en pequeños paquetes TO-5.
Figura 2-l¿f. Oscilador MCO-T
La unidad ha sido diseñada con un cristal de cuarzo de corte AT
y circuitos de película fina para obtener alta estabilidad y
confiabilidad. El rango de frecuencias va de 7 MHz a 15 MHz.
(1) y (2) son dos etapas de amplificación sin inversión. ' La sa
lida de (2) se realimenta a (1) por medio del paso de mínima im
pedancia presentado por el cristal a su frecuencia de resonancia
en serie. Las resistencias de 1K entre las entradas y salidas
de (1) y (2) sirven para sostener los estados de las compuertas-
a cada uno de sus estados alto o bajo. El capacitor entre (1)
y (2) desacopla las dos etapas durante el tiempo de transición
cuando una está en cero y la otra en uno. De no haber este ca-
pacitor el circuito permanecería estable, sin oscilar. Los ca-
pacitores a los extremos de la rama del cristal sobrepasan a
-37-
tierra las altas frecuencias armónicas, con lo que se reduce elV *
ringing. Las compuertas (3) y (¿f) separan el oscilador de la
carga y cuadran los pulsos de salida.
2.3 Divisores de Frecuencia (Contadores) .
Si bien existen varios tipos de circuito divisores de frecuen-
cia, como -del tipo de oscilador de bloque y el divisor tipo es-*•',
calera (&) , en esta sección se hace un estudio de los contadores
digitales, a base de flip-flops, pues son los más versátiles y
de mayor difusión en las aplicaciones actuales.
2.3-1 EL FLIP-FLOP. -
Ün gran número de máquinas digitales utilizan un elemento de me_
moría conocido como flip-flop que generalmente tiene dos lineas
de salida, cada linea conteniendo una señal que es el complemen
to de la otra.
El circuito flip-flop standard de Eccles-Jordan es un circuito
biestable encontrado en amplias aplicaciones.
Un circuito típico es mostrado en la figura 2-15-
Los pulsos de disparo aplicados a través de R_ tienen polaridad
positiva y cuando se presentan aplican una polarización inversa
(&) Mandl, Matthew, "Directory of Electronic Circuits". Págs,
-38-
r 3.3KÍ\J
(
ENTRADA DEDISPARO
»v
r-^¿í 0.0(>
R?— 5
A)\
3.3K;
1
. A - C 2) 2 - - 9+ O.OC
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L 1 J
i2 \ JK /^
.vk
«
L RAí3.3K
1(CA '
\ SALIDA
^ 1 *
-
Figura 2-15- Flip-Flop de Eccles-Jordan
a los circuitos de base, con lo que cortan el flujo de corrien-
te en el transistor que se encontraba conduciendo. R o R-,5 S£
gún el caso, aplican entonces la polarización directa a la otra
"base para producir la conducción y saturación del otro transis-
tor. Puesto que la salida invierte su polaridad por cada dispa
ro de entrada, puede ponerse un diodo en serie con C, de manera
que sólo los pulsos positivos sean aplicados para disparar las
siguientes etapas. Entonces, a la salida se obtendrá un pulso
de disparo por cada dos pulsos de entrada. Esta característica
permitirá que varias etapas puedan ser usadas como un contador
binario.
2.3-1.1 FLIP-FLOP TIPO RS.-
Se han diseñado muchas clases diferentes de flip-flops; sus ca-
-39-
racterísticas de operación presentan ventajas y desventajas es-
pecíficas al diseñador. A continuación examinaremos las carac_
teristicas de tres tipos de flip-flops de los más comunes.
En la figura 2-16 se puede observar un flip-flop tipo RS forma
do con compuertas NAND y su correspondiente tabla de verdad.
S
R
O. O
0 1
1 O
1 1
Qn+1
Figura 2-16. Flip-Flop RS
En este caso la condición de entrada 1,1 es prohibida. Mientras
S = R = 1; Q = Q = 1. Al desaparecer los pulsos de entrada, Q
y Q serán indeterminadas, dependiendo su estado final de los
tiempos de transición de las compuertas.
Se trata de un circuito sencillo pero que necesita más circuitos
auxiliares externos para su funcionamiento. Necesita dos entra-
das.
2-3-1.2 FLIP-FLOP TIPO 07.-
JEste flip-flop permite tener una entrada lógica sencilla aunque
I
es generalmente algo complicado internamente. Produce un cambio' .f "
por cada transición (negativa o positiva según el fabricante)
del pulso de entrada. En la mayoría de los circuitos comercia-
les el cambio es demorado y se produce al finalizar el pulso.
En la figura 2-1? se muestra un flip-flop tipo T diseñado a ba-
se de compuertas NAND.
En el gráfico se asume al comienzo que Q = T ='1. Para cada u-
no de los primeros cinco medios ciclos de la señal de entrada
T, se muestran, en cada compuerta, los diferentes valores de las
entradas y salidas. Se puede observar que el último valor es i-
gual al primero, es decir, el ciclo se repite por cada dos pul-
sos completos de la señal de entrada T. Los cambios de Q ,y Q
ocurren al momento de las transiciones negativas de T.
2.3-1-3 FLIP-FLOP TIPO J-K.-
El J-K es un flip-flop que equivale, a un T si las dos entradas
J y K se conectan ambas a un uno lógico, o ja. un RS sincrónico, ^~>
es decir a un RS que cambia de estado cuando el pulso del re- "
loj tiene su transición negativa. En la figura 2-1? se obten-
drá un flip-flop J-K si a las compuertas (A) y (B) se les aña-
den las entradas J y K, que se muestran en lineas cortadas.
La figura 2-18 muestra el símbolo comunmente usado para re-
presentar un flip-flop J-K y su tabla de verdad correspondiente.
V
'
Q Q
12
34
5
Ü [ I
II
1 I
Figu
ra 2
-17.
F
lip-
Flo
p ti
po T
.
-42-
J Q
>Cp
K Q
cpX
1i11
J
X
0
0
1
1
K
X
0
1
0
1
Vi
^n
Q,
•o
1
§n
Jlgura 2-18. Flip-Flqp J-K
2.3.2 CONTADORES BINARIOS.-
Contar presupone una serie graduada de símbolos cuyos cambios
reflejan fielmente cualquier cambio en el número de eventos o
artículos contados. Los símbolos pueden ser una serie arbitra-
ria de palabras que representen el sistema numérico, tales como
"cero, uno, dos,tres, ... , ocho, nueve", del sistema decimal,
o "cero, uno" del sistema binario. El_número de cuentas, o pa-
labras o símbolos usados se llama la "base" del sistema. Por
lo tanto, el sistema decimal tiene una base de diez, el sistema
binario una base de dos.
Lambíase del sistema binario: O y 1, es compatible con la opera*
ción de circuitos e instrumentos electrónicos empleados en
temas digitales.
Si a varios flip-flops se los conecta en cadena, como se mués-
tra en la figura 2-19? se obtiene un sistema contador binario>
en rizado. A cada flip-flop se le identifica con una potencia
de dos. Así, el primero es el flip-flop -2 o "1"; el segundo
es el flip-flop 21 o."2"; el tercero, el. flip-flop 22 o "V,
etc.
La capacidad del contador depende del número de flip-flops em-
pleados. ' Cada flip-flop añadido duplica la capacidad. Por e-
jeraplo, si se .añade un flip-flop "32", la máxima cuenta posi-
ble sería 6¿f.
VT'
J
>Cp
K K
cpJUUlIUlMllíLíUUUlJ
Figura 2-19- Contador Binario
El retardo acumulativo de varios flip-flops en los contadores
en rizado limita su máxima frecuencia de trabajo.
2.3.3 CONO? ADORES EN DEC ADA.-
Cada circuito binario (FF). cuenta en base dos, porque tiene dos
estados estables. Un dispositivo con r estados estables podrá
emplearse en un sistema contador de .base r. Si lo deseamos, pp_
demos considerar como una sola unidad a una cadena constituí-.» " "
da por n circuitos binarios. Esta cadena puede utilizarse como
un sistema contador de base 2 . Sin embargo, a menudo son nece-
sarios contadores cuya base no sea una potencia de dos. Por e
jemplo, podemos preferir contar' en el sistema decimal, ya que
es el sistema que nos resulta más familiar y es el más utiliza-
do en los .sistemas de display. Un contador cuya base es diez,
se llama contador en década.
Se definen como contadores sincrónicos a aquellos en que todos
sus flip-flops cambian estados simultáneamente bajo el control
de un mismo pulso de reloj, cuando asi son instruidos por sus
respectivos circuitos lógicos de control. Los demás contadores
serán asincrónicos y entre ellos están los contadores de rizado
en que es la salida de un flip-flop la que controla el cambio
del siguiente.
Los contadores sincrónicos eliminan los retardos acumulativos
de los flip-flops existentes en los contadores de rizado, por
lo que pueden trabajar a más altas frecuencias. Todos los fli£
-flops en un contador sincrónico están bajo el control del mis-
mo pulso reloj.
La escala de una cadena contadora binaria se puede cambiar de
muchas formas. La más común en contadores de rizado, utiliza
la realimentación de pulsos de pasos anteriores o posteriores
en la cadena. En contadores sincrónicos los cambios se logran
modificando el diseño de los circuitos lógicos de control de
cada flip-flop.
Por ejemplo, supongamos que queremos diseñar un contador sincró_
nico en dépada con flip-flops J-K y una tabla de verdad de la
siguiente forma:
excitaciones
#0
12
3¿f56
78
90
% '
0
00
0
0
0
0
0
110
%0
0
0
0
11110
0
0
QB.
0
0
110
0
110
0
0
'«A
.0
10
10
10
10
10
.JA
1
X
1X
1X
1X
1X
KA
X
1X
1X
1X
" 1X
1
JB
X
1X
X
x'1
" X
X
^ 0
0
KB •
X
X
0
1X
X
0
1X
X
Jc
0
0
0
0
1X
X
X
0
0
Kc
X
X
X
X
X
0
0
1X
X
JD
0
0
0
0
0
0
0
1X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
0
1
Observando la tabla de excitaciones se ve que a cada flip-flop
se le pueden cortocircuitar ambas entradas para aplicarles una
misma señal de control. De ahí que se obtienen los siguientes
mapas de Karnaugh:
-46-
JKB JKC*
000
01
10
11
01 10 11
0
0
0
X
0
X
0
X
10
1X
1X
1X
00
01
10
11
01 10 11
0
0
0
X
0
X
0
X
0
0
0
X
1X
1X
JKB = = QA.QB
01
10'11
oo oí 10 u;.
0
X
0
X
0
X
0
X
0
10
X
0
X
1X
JKD =
Puesto que esta función es un tanto complicada, se pueden consi-
derar las funciones individuales para J^ y K,,:
-47-
00 01 10 11 00 01 10 11
00
01
10
11
0
X
0
X
0
X
0
X
0
X
0
X
0
X
1X
00
01
10
11
X
0
X
X
X
X
X
X
X
1X
X
X
X
X
X
El circuito obtenido se encuentra grafizado en la figura 2-20,
Figura 2-20. Cont-ador Sincrónico en Década
Las salidas de los flip-flops producen valores BCD (decimal co
dificado en binario).
Variando los circuitos de control lógico se pueden obtener muy
diferentes códigos de salida para un mismo módulo de conteo,
Por ejemplo, la figura 2-21 muestra un contador en década cone£
tado de tal manera que su salida Qp. será una onda cuadrada si-
métrica de frecuencia diez veces menor que los pulsos del reloj.
Este contador se. llama también Mquinario pues está formado por
un contador módulo cinco y un flip-flop o contador módulo dos a
la salida.
Reloj
Cuenta
— c ¿>
K
is-
K
QA - Q'B *D
• o123k567890
0101001010 .0
00110001100
00001000010
00000111110
Salida
Figura 2-21. Contador Bi-quinario
2.3.4- CONTADORES MODULO-N CON RETENEDOR Y BORRADO.-
Cuando el módulo de conteo es fijo se puede fácilmente realizar
un contador de rizado módulo N usando una compuerta como (A) de
la figura 2-22 para detectar el último estado deseado y generar
una señal para aplicarse a las entradas de borrado de los FF's.
Entradao-J QAs*
K
ys^
K
yK
}AB
1 ]
J Qe>K
0
J Qc>
K
J QD>K
Solide
Figura 2-32. Contador Binario Módulo 1¿{.
Supongamos que en la figura 2-22 la salida de la compuerta (A)
se aplicara directamente a la compuerta (B) para el borrado.
Si el retardo de propagación desde la entrada de borrado hasta
la salida.del FF varía de etapa a etapa, el pulso negativo de
borrado podría no ser suficientemente ancho como para regresar
todos los flip-flops a cero. Por ejemplo, si un FF se encera
en 10 ns. y otro sé encera en 50 ns.5 el pulso de borrado exis-
tirá sólo durante 10 ns, y el FF más lento podría no encerarse.
Amplias variaciones en el tiempo de propagación de borrado su-
ceden especialmente cuando las salidas del contador no están co_
nectadas a cargas semejantes.
En la configuración de la figura 2-22, la compuerta (A) detecta
el último estado de un conteo y arma al retenedor formado por
las compuertas (O y (D)» El flanco positivo del siguiente pul
-50-
so borra al retenedor. El flanco negativo del mismo pulso i-*
nicia el nuevo ciclo.
2.3.5 CONTADORES PROGRAMABLES.-
En muchos casos es necesario poder variar el módulo o longitud
del conteo a voluntad. Para lograr ésto, los fabricantes de
circuitos -integrados han diseñado varios circuitos de control
lógico necesarios para permitir, en cierto momento dado, armar
al contador con una serie de valores predeterminados que altera
rán el ciclo normal de conteo y permiten obtener una variabili-
dad o programabilidad del módulo del contador.
A continuación analizaremos algunos contadores programables que
existen en la actualidad.
2.3.5-1 CONTADOR PROGRAMABLE MOTOROLA 9310.-
Motorola dispone de los contadores 9310/93L10 (BCD) y 9316/93L16
(hexadecimal binario) que son diseños multifuncionales con capa,
cidad para realizar la carga sincrónica de datos en paralelo.
PE es activa cuando está a bajo nivel y el reloj a nivel alto.
La figura 2-23 muestra un contador formado por dos CI 9310 que
se puede programar con grupos de switches. Este contador empie_
za en cero y termina un ciclo cuando llega a un valor predeter-
minado por la posición de los switches. La compuerta NAND deco_
-51-
difica la cuenta terminal y en el siguiente pulso del reloj bo-.» "
rra al contador'por medio de las entradas PE. Las entradas PE
hacen posible encerar el contador sincrónicamente pues todas
las entradas P están a tierra.
REU3J
CEP PE P0 PI P2 PSCET 9310 TC
CP MR Qoai CX2Q3
^t' • a
, ..^
CEP PE % P! P2 FbCET 9310 TCCP MR QQ Q-| Q2 03
Y
(1
9007
Figura 2-23. Contador Programadle (Módulo 13)
En la disposición mostrada, con los switches cerrados correspon
dientes a Q-, (2) del primer 9310 y QQ (1) del segundo 9310, la
cuenta terminal será 12 y luego el contador vuelve a cero, con
lo que se obtiene un contador módulo-13.
2.3.5.2 CONTADOR PROGRAMABLE TI SN?¿fl60.-
Texas Instruments fabrica los siguientes circuitos integrados
que tienen posibilidad de programación sincrónica: SN
-52-
160 a 163- -*\s 160 y 162 son contadores en década y los 161 y 163 son bina
ríos de cuatro "bits. La operación sincrónica se obtiene al apli
car el reloj simultáneamente a .'todos los flip-flops, de tal ma-
nera que las salidas cambian simultáneamente cuando asi lo dis-
ponen las entradas de habilitación del conteo y de acuerdo con•u.
las compuertas internas de control.
Estos contadores son totalmente programables; es decir, las sa-
lidas pueden prefijarse a cualquier nivel. Como la entrada de
datos es sincrónica, si la señal de armar (load) tiene un bajo
nivel, deshabilita el conteo y hace que las salidas sean igua-
les a los datos de entrada después de la próxima transición po-
sitiva del reloj.
En la figura 2-2¿f se puede observar la disposición típica nece-
saria para obtener un conteo de 65 7, 8, 9} 6, 7, ... o sea,
módulo-¿f.
En este caso se emplea el complemento de 10 (10-íf = 6), del
módulo de conteo deseado, para programar las entradas. La pro-
gramación se hará con el complemento de 10, de 9, de 2, o sim-
ple binario, dependiendo de los circuitos integrados utilizados,
de si se trata de un contador sincrónico o asincrónico, de si
las entradas dinámicas se activan con los flancos positivos o
-53-
CoQAQsQcÜD T Lo
S N 7 A 1 6 0
B c D p
Reloj1
o o o o0 1 1 0
9 6 7 8 9 6 7
Figura 2-2/f. Contador Programable con TI SN7¿j.l60
negativos de los pulsos jr de si el contador cuenta hacia arriba
o hacia abajo.
2.3-5-3 CONTADOR PROGRAMABLE TI SN7V-92.-
TI dispone de varios contadores programables que permiten con-
teos ascendentes o descendentes. Ellos son: SN 5¿f/o'/7¿f 190,
191, 192 y 193- Los circuitos '191 y '193 son contadores bina
ríos de cuatro bits y los circuitos '190 y '192 son contadores
BCD.
A continuación se describe al circuito integrado SH7¿fl92 que se
utilizará para el diseño.
El SN74192 es un contador sincrónico reversible (ascendente/des_
cendente) con una complejidad equivalente a 55 compuertas. Es
-54-
un contador BCD. Se consigue la operación sincrónica al aplicar•
el reloj simultáneamente a todos-los flip-flops, de tal manera
que los cambios de estado de las salidas coinciden y suceden de
acuerdo con las instrucciones que reciben de las compuertas de
control lógico. Este modo de operación elimina los picos de
conteo en las salidas que están normalmente asociados con los
contadores asincrónicos.
Las salidas de los cuatro FF maestro-esclavo son disparadas por
una transición de bajo-a-alto nivel de cualquiera de las entra-
das (reloj) de conteo. La dirección del conteo está determina-
da al aplicar los pulsos a una de las dos entradas mientras la
otra se mantiene a un nivel alto,
El contador es totalmente programable; es decir, cada una de
las salidas puede prefijarse a cualquier nivel "deseado, inde-
pendientemente de los pulsos de conteo, por medio de las entra-
das (DATA1 INPUT A, B, C y D). Esta característica permite uti-
lizar estos contadores como divisores módulo-N.al simplemente
modificar la longitud del conteo con las entradas prefijabíes.
Se ha provisto de una entrada de borrado (clear), que fuerza a
todas las salidas a un nivel bajo cuando se le aplica un nivel
alto. «Las entradas de borrar, contar,y cargar tienen amplifi-
cadores de refuerzo (buffers) para reducir las corrientes de
entrada requeridas. Esto reduce el número de amplificadores de
-55-
reloj, etc., requeridos • para contadores desvarías décadas..»\l contador ha sido diseñado para conexiones en cascada sin ne-
cesidad de componentes de circuito externos. Tanto salidas de
llevar (carry) como de pedir prestado (borrow) están disponibles
para las funciones de conteo en cascada ascendente o descendente.
La salida Borrow produce un pulso de igual anchura que el reloj*;
de conteo descendente cuando el contador llega a cero. Similar
mente la salida carry produce un pulso de igual anchura que el
reloj ascendente cuando el contador llega a nueve. Los contad£
res pueden entonces conectarse en cascada fácilmente, alimentan.
do las salidas borrow y carry a las entradas descendente y aseen
dente, respectivamente, del siguiente contador.
La figura 2-25 es el diagrama funcional de bloques del
y la figura 2-26 muestra las secuencias típicas de borrar, armar
y contar.
[ uoriiiuif.ii
-9Í-.
-57-
typical clear, load, and count sequences
Illustraled below is the following seqúense:
1. Clear outputs to zero.2. Load (preset) to BCD seven.3. Count up to eight, nine, carry, zero, one, and two.4. Couní down lo one, zero, borrow, ninc, eight, and seven.
CLEAR
I I
9 0 1 2
COUNT UP »
CLEAR PRESET
1 U 9 B 7
• COUNT DOWN •
NOTES: A* Cl**r ovorrldoi load, dolí, *nd count Inputi.
B. Wh«n counllng up, count-down Input nuit bu hl(jh; wh«n countlng down, count-up Input muit b« hloh.
Figura 2-26. Señales Típicas en el SN?¿fl92
•58-
'2.¿f Circuitos Detectores por Comparación de Fase .
Un circuito comparador de fase compara la fase de una señal (que
puede desviarse) con aquella de una señal standard de frecuencia
fija. Si las señales son de fases idénticas, ningún voltaje sa-
le del comparador. Si la fase de la señal se adelanta a la de
referencia, se produce un voltaje con una amplitud proporcional
al desplazamiento de fase-(la separación entre las dos señales
comparadas). Para un retraso en fase respecto a la señal de re-
ferencia, la señal de error tiene una polaridad opuesta.
fi? . La similitud de la modulación de 'frecuencia con la de fase per-
mite emplear para su detección circuitos similares.
- La siguiente ecuación describe una señal coseno modulada en fre
cuencia:
x ( t ) = A.cos/T/ t + K0 íx ( t ) . d t /¿_wc ¿ j m J
A = constante
/ » = frecuencia portadora
Kp = constanbe
x (t) = señal moduladoram
Para el caso de modulación de fase
x(t) = A.
(&)
(&) Chirlian, Paul M. "Análisis y Diseño de n-a jjj.seno ae Circuitos Electróni-cos." Págs. 512, 513.
-59-
K-, = constante
Si un circuito produce modulación de fase, también producirá mo-
dulación de frecuencia si la señal moduladora se integra antes
de aplicarla al modulador de fase. De una manera similar, la
modulación de fase puede obtenerse con un sistema de modulación
de frecuencia si se diferencia previamente la señal moduladora.
Los métodos inversos pueden utilizarse para convertir un detec-
tor de frecuencia en uno de fase y viceversa. O sea que si a la
salida de un detector de frecuencia se coloca un circuito inte-
grados, el resultado será realmente una detección de fase.
2.¿f.l CONMUTADOR DETECTOR DE FASE.-
Un tipo común de detector de fase consiste simplemente de un con-
mutador o sv/itch. El elemento que funcione como conmutador po-
dría ser un transistor3 un arreglo de diodos o aún un switch me_
cánico El conmutador es accionado sincrónicamente con la señal
de referencia y en cada medio ciclo permite o evita el paso de
la señal.
La figura 2-2? ilustra la nomenclatura y formas de onda típicas
de un detector de media onda tipo conmutador. El voltaje error
es la componente de corriente continua de la salida.
-60-
Entrada °- Conmutador -o Salida
«_< (
Impulsión
Entrada
Func iónConmutador
rSalida
¿ - o° o°^<¿<90° o5 = 90°Error positivo Error positivo Error cero
6 = 180°
Error negativo
Figura 2-27- Conmutador Detector de Fase
Si se usara un detector de onda completa, la salida DC sería el
doble (lo cual no es de mayor consecuencia), y la frecuencia de
rizado sería también el doble.
-61-
EntradaConmutador
Referencia
Conmutador
Salida
Figura 2-28. Detector de Fase de Onda Completa
Debido a la señal sinunsoidal de entrada la característica del
detector de fase anterior es sinunsoidal como se ve en A* de la
figura 2-29.
tso°360°
B
TRIANGULARc
DIENTE DE SIERRA
Figura 2-29- Características de Detectores de Fase
-62-
Si la entrada fuese una onda cuadrada, la curva de respuesta de
salida sería triangular, como en B) de la figura 2-29- Se pue-
den obtener ondas cuadradas haciendo pasar la entrada por un li
mitador de banda ancha.
La linealidad en el caso triangular es casi perfecta para ángu-
los de fase tan grandes como 180°. A veces es deseable extender
el rango lineal más allá de los 180°. Un mayor rango lineal re-
duce la distorsión de la modulación recobrada.
.Hay condiciones especiales para las cuales una curva de respues^
ta de diente de sierra, como en C) de la figura 2-29, puede ser
obtenida. Un detector que provee tal característica puede ser
simplemente un flip-flop (FF). Para tal detector, la señal de
entrada pone un "Uno" por cada ciclo y la señal de referencia
cambia su estado, lo vuelve a "Cero", una vez por cada ciclo.
El voltaje error de salida es el promedio de la salida del FF.
2.¿f.2 COMPARADOR DE FASE DISCRIMINADOR DE FM.-
El circuito de la figura 2-30 es un comparador de fase llamado
también, a veces, detector discriminador de FM, porque el cir-
cuito básico se usa también para demodular la portadora de FM
en algunas aplicaciones de receptores. Para detección de FM la
inductancia L, se acopla a L- en vez de formar el secundario de
un traü-sformador, y un condensador de sintonización C., se conecj.
-63-
ta en paralelo con L y L para formar un circuito resonante
Como se muestra en la figura, la señal de entrada se aplica al
inductor L, y se transfiere al secundario formado por L^ y L
Entrada E,
C2 RIVol ta je
error
Re fe renc ia
Diferencia180° de fase
Figura 2-30, Comparador de Fase
-64-
La señal de referencia es aplicada a L^ e inducida a través de
.V
El voltaje aplicado a D-, será la suma vectorial de los voltajes
desarrollados a través de L. y -L . El voltaje aplicado a D- seq. c. ¿ —
rá también la suma vectorial de ET , + ET,.L3
Si como en A) de • la "figura 2-31 ET -> y ET, están 90° fuera de faLid. Jjif —
se, cada diodo conducirá una cantidad igual, si el circuito es- -
tá perfectamente balanceado. Cada diodo conduce alternativamen_
te durante medio ciclo y produce una corriente continua pulsan-
te. El riísado se minimiza con los capacitores de filtro Q y
C-. Debido al arreglo simétrico, las caídas de voltaje a través
de los resistores de salida son iguales y opuestas; por lo tanto,
el voltaje de salida, para una diferencia de fase de 90° entre
las dos entradas, es cero.
'•Es
90°
Er
(A
ED2 EL3 ED2
B)
Figura 2-31- Vectores en el Comparador de Fase
•65-
Si como en B) de la figura 2-31, 90° < j> < 180°, la caída de
voltaje a través de R es mayor que la caída en E, y el'voltaje
total es negativo. El valor y la polaridad del voltaje error
de salida dependen de que la desviación relativa de fase sea' ma
yor o menor a 90°.
2.¿f.3 DETECTOR DE FASE CON DIODOS.-
En la figura 2-32 se muestra un circuito detector de fase muy
popular en receptores. . Es un circuito detector "balanceado cu-
yo funcionamiento es similar al descrito en la sección anterior
(2.¿f«2). En este caso, el voltaje aplicado al diodo superior
E = Ep + E ; en tanto que el voltaje para el diodo inferiorJV ¿- ci.
será ÍL = E- + É, . .tí d. D
A
B = E
Figura 2-32. Detector de Fase con Diodos
-66-
2*5 Filtros Pasa Bajos .
s
El término filtro se usa para describir una amplia variedad de
circuitos que son selectores de frecuencias. Ciertas frecuencias
pasarán a través de un filtro dado mientras que otras serán a-
tenuadas.
Hay muchas- formas diferentes de clasificar o identificar a los
filtros: dependiendo de la forma del circuito, del método usa-
do para su diseño, por la forma de sus curvas características,
o por el nombre de quien originó el método de cálculo o el di-
seño del circuito.
Un criterio ampliamente usado para clasificar filtros toma en
cuenta los rangos de frecuencias que el filtro pasa y rechaza.
De acuerdo con este punto de vista hay sólo cuatro tipos de fil
tros "básicos: pasa-bajos, pasa-altos, pasa-banda y rechaza-ban-
da.
Para el diseño del sintetizador de frecuencias será necesario
emplear un filtro pasa bajos como uno de los componentes de un
lazo asegurado por fase y su función será filtrar la salida del
circuito detector de fase. Tomando en cuenta esta función esp£
cífica examinaremos a continuación algunas de las configuracio-
nes típicas para el efecto.
-67-
a. .1 FILTRO PASIVO R-C.- '
Un filtro pasa bajos simple puede obtenerse empleando una con-
figuración R-C como la de la figura 2-33-
T(s) =1
.1 + RCs
Ganancia(db)
"(logu)
Figura 2-33- Filtro Pasa Bajos RC
De su función de transferencia podemos obtener el gráfico loga-
rítmico de G-anancia versus Logaritmo de la frecuencia angular (tJ)
T(s) = 11 + RCs
G = 20 log T(s) =r 20 log
G = -10 log [l +
-68-
a) Asíntota de baja frecuencia:
Si (RC*>)2«1, G = -10 log (1) = O
La asíntota de baja frecuencia a la curva tiende cuando se hace
muy pequeña es la línea de cero db.
.b) Asíntota de alta frecuencia:
Si (PCÚ))2»15 G = -10 log (RCu))2 = -20 log
G = -20 log £C - 20
V»
Puesto que para el gráfico la variable es logcJ , la anterior
es la ecuación de una recta de la forma y = mx + b .
La pendiente de la recta será de -20 db por cada unidad de logi*J 3
lo que quiere decir -20 db por cada década de u) .
1¡sr Cada vez, que u) se duplica el número de decibeles crece también u-
na cantidad constante dada por,
-20 log2uJ-(-20
= -20 log 2 x -6 db
Por lo tanto la asíntota para alta frecuencia en las escalas db
-69-
versus log i*) es una línea recta con una pendiente de -6 db por
octava (duplo) de UJ,
c) Para encontrar el punto de corte de la asíntota de alta fre-
cuencia, reemplazamos G = O en la ecuación de la recta:
G = O = -20 log RCi¿ = log
de donde RC^í = 1 ; y u) =
La figura 2-33 muestra esta curva de respuesta de frecuencia.
2.5-2 FILTRO PASIVO LEAD-LAG.-
En forma similar se puede calcular la respuesta de frecuencia
para el filtro mostrado en la figura 2-34
:R2
T(s) =1 + R2 Cs
fifí? i
Figura 2-34- Filtro Pasa Bajos Lead-Lag
-70-
En este caso la pendiente de la curva que inicialmente era de
-6 db por octava como en el R-C anterior, se neutraliza luego
y se obtiene una ganancia mínima. El resultado es un filtro que\a algunas de las frecuencias más altas aunque con una consid^e
rabie reducción en su ganancia.-
2.5-3 FILTRO ACTIVO .-
•L.
Además de los filtros pasivos como los mencionados anteriormente,
existen también filtros activos que constan de amplificadores o-
peracionales y elementos resistivos y capacitivos. un ejemplo
es el mostrado en la figura 2-35
Figura 2-35- Filtro Activo Pasa Bajos
Debido al amplificador operacional, la respuesta de frecuencia
se hace independiente de la carga y se obtiene, además, una ga-
nancia.
-71-
2.6 Amplificadores Operacionales .*
El desarrollo de la tecnología de circuitos integrados monolíti-
cos ha hecho del amplificador operacional (Op amp), quizá el com
ponente más versátil en electrónica. Con una selección apropia-
da de los elementos de realimentación, el Op amp puede ser usado
como un amplificador de voltaje de ganancia precisa, como refer-
zador (buf'fer), sumador, fuente de corriente, convertidor; osci-
lador, y en muchas otras aplicaciones.
El amplificador .operacional no es nuevo. Era y todavía es usado
en computadores analógicos (empleados para simular sistemas físi
eos) .
a.6.1 EL OP AMP BÁSICO.-
Considerando al Op amp como una caja negra de características i-
deales, se pueden derivar fácilmente los resultados de su aplica
ción en diferentes circuitos. Afortunadamente los resultados
son todavía válidos, con un pequeño porcentaje de error, para la
mayoría de los Op amps disponibles comercialmente.
Los atributos del Op amp ideal, al que muchos Op amps físicos se
aproximan, son:
1. La ganancia de voltaje es infinita.
2. La impedancia de entrada es infinita.
-72-
3. La impedancia de salida es cero.
¿f. La respuesta de frecuencia es plana (constante) para
todas las frecuencias.
5- La salida es cero si la señal de entrada es cero.
6. Las características no varían con la temperatura
7- El common mode rejection ratio^oo.
Basándose en estos atributos, la figura 2-36 muestra un modelo
del Op'amp ideal. El voltaje de salida E es igual al produc-
to de la ganancia por la señal neta de entrada a través de los
terminales inversor y no inversor E..
Entrados'Salida
Símbolo básico
- o
E¡+ o )AEi
Modelo ideal
Eo
Figura 2-36. Amplificador Operacional Básico
2.6.2 REALIMENTACION.-
Los Op amps físicos pueden exhibir ganancias de voltaje del or-Q
den de 10 . Si el voltaje de entrada es finito, aunque cercano
a cero, el voltaje de salida, de un amplificador de ganancia tan
alta, tendería al infinito. En la realidad la salida está limi-
tada por los voltajes de la fuente. En esta condición, el ampli
-73-
ficador e.stá saturado. Para evitar la saturación de los Op amps
y darles una mayor versatilidad, es práctica común el introducir
realimentación.
Consideremos el amplificador inversor de la figura 2-37- El ter
minal no inversor está a tierra y un resistor de realimentación
!?„ está conectado entre el terminal inversor y la salida.i
j v v T, — i
IiEs
S i-* +' 1
v v si
\fOv
r~
Eo
^
Figura 2-3?. Amplificador Inversor
El Op amp ideal presenta una impedancia de entrada y una ganan-
cia de voltaje infinitas. Esta última cualidad implica que el
voltaje a través de sus terminales de entrada es cero. Debido
a la impedancia de entrada infinita, no fluirá ninguna corriente
hacia el terminal inversor. Esta condición se conoce como tierra
virtual. De la figura H-37 se ve que 1 = 1 ,
- O O - E
Resolviendo la ganancia de voltaje tenemos
FAf ~ E
Esta ecuación indica que la ganancia de voltaje es una función
solamente de los resistores !?„, Rn , y es independiente del am-r J-
plificador.
Los voltajes de entrada y salida están 180° fuera de fase.#
2.63 APLICACIONES COMUNES.-
A continuación se incluye una breve descripción de algunas apli-
caciones de uso común.
2.6-3.1 AMPLIFICADOR SIN INVERSIÓN.-
El amplificador no inversor es mostrado en la figura 2-38. En
este circuito la señal es alimentada directamente al terminal no
inversor del Op amp.
Figura 2-38. Amplificador no inversor
-75-
La ganancia de voltaje en este caso es
Af =
Para el amplificador no inversor} los voltajes de entrada y sali
da están en fase.
2.6.3.2 AMPLIFICADOR DIFERENCIAL.-
El amplificador diferencial de la figura 2-39 proporciona una sa
lida que es proporcional a la diferencia de las señales de entra
da. E -i — £j —.' si s2
-Ir
o V\A-
Es2 R, Eo
Figura 2-39- Amplificador Diferencial
El voltaje de salida está dado por
Eo ~
-76-
Por lo tanto el voltaje de salida es proporcional a la diferen-
cia de los voltajes de entrada.
2.6.3-3 AMPLIFICADOR SUMADOR.-
El amplificador sumador de la figura 2-¿fO provee un voltaje de
salida proporcional a la suma de los voltajes de entrada. Si
los resistores R-, = R_ = ... = R , entonces la salida es igualJ. C. J:
al negativo de la suma de las entradas. Si los resistores no
son iguales, entonces cada entrada es sumada con un factor de
multiplicación.
Figura 2-40. Amplificador Sumador
Debido a la tierra virtual,
E- E
Hl ' I2 = R
E~Rr
Aplicando la ley de Kirchhoff al terminal inversor,
E
E- I?, E'. n
Resolviendo para E ,. obtenemos- o' •
E, EE =o
FE
2.6.3-^ APLICACIÓN A FILTRO.-
En la figura. 2-íj-l tenemos un Gircuito filtro pasa "bajos de pri-
mer orden.
^amplificación de voltaje es
E
E
E-1
"JtiTG.
3t
1
P
d;o'nde' f =
-78-
\a 2-¿fl. Op Amp Aplicado a Filtro
2.7 Estudio Matemático del Lazo Asegurado por Fase .
La parte principal del sintetizador de frecuencias estará cons-
tituida por un sistema de realimentación conocido como lazo ase_
gurado por fase. Su diagrama de "bloques es presentado en la fi_
gura 2-¿f2'. A continuación se hará su estudio matemático.
2.7.1 PRINCIPIO DE OPERACION.-
El lazo asegurado por fase (PLL = Phase Locked Loop) es una te£
nica de circuitos única y versátil que provee filtraje y sinto-
nización selectiva de frecuencias sin necesidad de bobinas o in
ductores.. Como se muestra en la figura 2-¿f2, el PLL es un sis-
tema de realimentación compuesto por tres bloques funcionales
-79-
básicos: comparador de fase, filtro pasa-bajos y oscilador
controlado por voltaje (VCO). El principio "básico de operación
de un PLL puede ser explicado brevemente de la siguiente manera:
En el corazón está el comparador de fase. El comparador de fase
es esencialmente un mezclador, 'el cual mexcla la señal de entra-
da f con la señal del VCO f para producir las frecuenciass o
suma y diferencia, f + f .^ ', s - o
Sin ninguna señal de entrada aplicada al sistema, el voltaje de
error V,, es igual a cero. El VCO opera a una frecuencia fija
SeñaldeV s<t>Entrada fs
COMPARADORDE FASE
jlVo(t)
Veto FILTRO
PASA BAJOS
Vdct)VCO
fo• o
ve(t)
vs(tf
vo(t)
vo(t) vs(t)
vd(t)
E eos LJ ts s
E eos (U t +o o /o
KlEoEs [COS
eos
COS
Figura 2-¿f2. Diagrama de Bloques de un PLL.
•80-
f , conocida como la frecuencia de "corrida libre".- = Si una señal
de entrada es aplicada al sistema, el comparador de fase compara
la fase y frecuencia de la señal de entrada con la frecuencia del
VCO y genera un voltaje de error, V (t), que está relacionado a
las diferencias de frecuencia y fase entre las dos señales. Es-
te voltaje de error es entonces filtrado y aplicado al terminal
de control, del VCO. Si la frecuencia de entrada, f , es suficien
temente cercana a f , la naturaleza de la realimentación del PLL
hace que el VCO se sincronize o "asegure" con la señal de entrada.
Una vez asegurado, la frecuencia del VCO es idéntica a la de la
señal de entrada, excepto por una diferencia de fase finita. El
VCO produce una señal de igual frecuencia que la entrada, de tal
manera que la frecuencia diferencia (f - f ) es cero; por lo tan- S O —
to, la salida del comparador de fase contiene un componente DC.
La salida del comparador es entonces filtrada para quitarle la
componente de frecuencia suma (f + *",-.) a v la restante componentes o
DC es realimentada al VCO. Es este voltaje error el que controla
al VCO para mantener f = f j cuando el lazo está asegurado. Las o
magnitud de este voltaje de error es una función directa de la r£
lación de fase entre las señales del VCO y de la entrada.
Cuando el lazo está fuera de aseguramiento, y la diferencia entre
f y f es grande, ambas frecuencias, suma y diferencia, son fil-s o
tradas por el filtro pasa bajos y el VCO continúa oscilando a su
frecuencia de corrida libre.
-81-
Cuando la diferencia entre f y f_ se aproxima a la frecuencia deS O
\e del filtro sin embargo, se forma un voltaje de error que
tiende a forzar a la frecuencia del VCO, f , hacia la frecuencia
de entrada, f * Cuándo la componente DC se hace suficientemente
grande, la frecuencia del VCO alcanza a la frecuencia de entrada
y el lazo se asegura. Consecuentemente, la selectividad del lazo
es una función del filtro pasa bajos. Una vez asegurado, el lazo
rastreará señales dentro de su entero rango de aseguramiento.
En un PLL, la distorsión es principalmente una función de^ la linea
lidad del VCO. Para alcanzar la más alta fidelidad posible, se u-
san fuentes de corriente muy precisas para cargar y descargar un
condensador externo.
El PLL puede utilizarse como multiplicador de frecuencias. Para
bajos órdenes de multiplicación, el lazo simplemente se asegura a
una armónica de la señal de entrada. Alternativamente, para muy .
altas multiplicaciones, el lazo es abierto entre el VCO y el com-
parador de fase, y en ese lugar se inserta un divisor de frecuen-
cias. Entonces, al estar, asegurado, la salida del divisor está a
la misma frecuencia que la de la señal de entrada y el VCO corre
a un múltiplo de esta frecuencia, formando por lo tanto un multi-
plicador de frecuencias preciso y que rastrea a. la señal de entra
da en un amplio rango de frecuencias.
-82-
2.7-2 ANÁLISIS DE LA ESTABILIDAD.-
\e un sistema de lazo cerrado ofrece muchas ventajas con res-
pecto a sistemas de control de lazo abierto, hay una dificultad
que a menudo se presenta y es la inestabilidad (oscilación del
sistema). Un sistema se dice que es absolutamente estable si las
transiciones que ocurren cuando al sistema en reposo se le per-
turba, se .aproximan a cero cuando el tiempo tiende a infinito.
Se tiene una estabilidad marginal si la salida, aunque no cero,
permanece oscilando con una amplitud constante.
La estabilidad de un sistema depende solamente de él mismo y no
de la señal de entrada. Por lo tanto, si un sistema es inestable,
cualquiera que sea la naturaleza de la excitación, hará que el
sistema eventualmente produzca una salida ilimitada. Pero si el
sistema es estable, cualquier excitación "limitada causará una res_
puesta también limitada.
El análisis de la estabilidad por el método del lugar geométrico
de las raíces se basa en el conocimiento de la localización de
las raíces del sistema con una ganancia igual a cero, o sea, con
el lazo de realimentación abierto. En la mayoría de los casos,
la localización de las raíces puede determinarse fácilmente a par
tir de la función de transferencia de lazo abierto.
El grado de estabilidad de un sistema depende de la localización
-83-
de las raíces de su ecuación característica (función de transfe-
rencia de lazo abierto + 1). (&)
Si las raíces yacen en la mitad derecha del plano s, la respues-
ta transitoria es una .oscilación sinunsoidal de amplitud crecien
te. Si las raíces yacen en el eje imaginario, la respuesta es si_
nunsoidal no amortiguada. (&)
2.7-2.1 UN MODELO LINEALlZrADO DEL PLL.- .
Cuando el lazo asegurado por fase (PLL) está en sincronismo o ase_
gurado, puede ser representado .por el sistema lineal de realimen-
tación negativa mostrado en la figura 2-43- <$ y Ó son los res-/ s j o
5*5 ir^ _\
j
^ i
$0
Kd '%) Kos
Figura 2-¿f3- Modelo Linealizado de un PLL
peotivos ángulos de fase asociados con la señal' de entrada y la«
TT
salida del VCO, o es la función de transferencia del osciladors
(Sí) Savant, C.J. "Control System Design". Págs. 100 - 103-
>* . controlado por voltaje.
El lazo asegurado por fase es directamente análogo a los sistemas
convencionales de re alimentación o servos y está caracterizado por
las mismas ecuaciones.
La función de transferencia de lazo abierto para el lazo asegurado
por fase es:
K K
GH(s) «-
donde:
K es la ganancia de conversión del VCO
en (radianes/seg)/voltio.
K^ es el factor de ganancia del detector
de fase en (voltios/radián).
F(s) es la función de transferencia del
filtro.
Cuando el lazo es cerrado, la función de transferencia se hace
K K , F(s)
2.7.2.2 LAZO DE PRIMER ORDEN.-
En diseño de lazos asegurados por fase es práctica común el refe-
-85-
C; rirse a lazos de primero-, segundo-, y más altos órdenes. Estoár .
se refiere al número de integraciones en el lazo, como en servo
sistemas. El VCO es inherentemente una integración; el filtro es
otra. Por lo tanto, un lazo de primer orden no contendrá un fil-
- tro.
Si el -filtro es omitido completamente, F(s) = 1 , la funcióní* - , _ •de transferencia del lazo se hace:
' K K ,T(s) = s -f K K ,o d
La función de transferencia de lazo abierto es:
K KGH(s) = —5-
Esta es la función de transferencia de lazo abierto para un lazo
de primer, orden. Un lazo de este tipo tiene un polo en el origen,
y un cero en - oo , esto da como resultado que, cuando se va varian
do la ganancia del lazo, se obtenga el lugar geométrico mostrado
en la figura 2,-kk- Un lugar geométrico de este tipo predice una
respuesta plana con una caída de 6 db/octava que es típica de un
lazo de primer orden. La salida del detector de fase, sinembargo,
contiene tanto el componente de la frecuencia suma como el de la
diferencia y debe ser filtrada para obtener la señal deseada.
-86-
Figura 2-¿j4. Lugar geométrico de las raices.
Lazo de primer orden.
2.7.2-3 LAZO DE SEGUNDO ORDEN.-
Un lazo de segundo orden es obtenido por el uso de un filtro que
tenga un solo polo, con una función de transferencia de la forma:
F(s) =1+ i
Esto da como resultado una función de transferencia de lazo cerra
do:
T(s) =K Ko c sT + 1
s + K K
T(s) =
o d sT + 1
K K,/-ro d
s + s/T + K K,/To d
-87-
Esta ecuación puede ser escrita como:
KT(s) = —-= -
e + 2 ns ' n
donde
2 V KoKdT
\ V V
U - / ° dU; = I/ r
i ) es la "frecuencia natural" del lazo y es la frecuencia de os-
cilación que ocurriría al aplicar una señal impulso a la entra
da si no existiera amortiguamiento.
^ es la relación de amortiguamiento, es decir, la relación que
existe entre la constante de amortiguamiento ( £¿J ) y la conjs
tante de amortiguamiento crítica ( UJ ), en un sistema de se-
gundo orden.
La función de transferencia de lazo abierto será:
K K,GH(s) = ° a(sr + D
Esta función tiene dos polos. Uno en s = O y el otro en s = - -==?.
Aplicando las reglas para construcción de diagramas de lugar gep_
métrico (&) : '
"Regla 2: El lugar geométrico incluye todos los puntos a lo lar-
go del eje real, que estén a la izquierda de un número impar de
polos más ceros".
Por lo tanto los puntos entre el origen y - — son parte del lu-
gar geométrico.
"Regla 3: Al aproximarse la ganancia a o¿>, las ramas del lugar
geométrico se vuelven asíntóticas a lineas rectas con ángulos:
(2k + 1) 180° _ i n +n +o—~ Para k = O, -1, -2, ....P nz
En el presente caso, para k = O, el ángulo es:
(O + 1) 180°2 - 0
para k = 1:
(2 + 1) 180°
= 90°
-2 = 2?0°
O sea que las asíntotas son dos perpendiculares al eje real.
"Regla k* El punto de origen, sobre el eje real, desde el cual i-
(&) Savant, C.J. "Control System Design". Págs 1Q8 ~
-89-
rradian las líneas asintóticas está dado por
¿.polos 2_ cerosCG = n - nP
Aplicando esta fórmula para el lazo de segundo grado
O + (-1/T ) 1CG = 2 - 0 • ~ 2T
"Regla 5: El punto de partida del eje real ( s, ), se encuentra ¿L-
gualando la suma de los recíprocos de las distancias desde s' a
los ceros y polos de la izquierda, con la suma de los recíprocos
de las distancias a los ceros y polos de la derecha".
Puesto que en el presente caso hay sólo dos polos, uno en el o-
rígen y otro en - — , es evidente que el punto de separacióni i
estará en la mitad de los dos, o sea en - — .
"Regla 6: Dos raíces se alejan o chocan con el eje real en el pun
to de separación, formando ángulos de - 90°.
Con lo cual queda determinado que las dos ramas del lugar geomé
trico son perpendiculares al eje real en el punto - .
El lugar geométrico de las raíces del lazo de segundo orden es
mostrado en la figura 2-45-
-90-
El lazo tiene polos en s = O, s = - —, y ceros en oo . Conforme
la ganancia del'lazo es incrementada, las raíces se acercan desde
r
Figura 2-45- Lugar geométrico de las raíces.
Lazo de segundo orden.
los polos hacia y luego se separan adentrándose en el
plano complejo. Si la ganancia del lazo y la constante de tiempo
del filtro son grandes, como generalmente es el caso, las raíces
serán altamente complejas y el resultado será un lazo inconve-
nientemente su"bamortiguado con una pobre respuesta transitoria.
Esto' equivale a decir que si la ganancia es mayor, el sobretiro
también será mayor.
2.7-2.4 LAZO DE SEGUNDO ORDEN CON FILTRO LEAD-LAG.-
Una manera de mejorar la respuesta de un filtro de segundo orden
consiste en la inserción de un resistor en serie con el capaci-
tor de filtro. Con esto se forma un filtro de adelanto-retraso
-91-
(lead-lag)j que básicamente permite que el lazo opere de una mane_
ra similar a aquella de un lazo de primer orden.
El filtro incrementa el amortiguamiento, aunque todavía obtiene
filtrad e. Este tipo de filtro -tiene una función de transferencia
de la forma:
s (i; + rO-L d.
La función de transferencia de lazo abierto se hace
K K, (sT% + 1)GH(s) = [ser-, + r ) + i]
Con este filtró se introduce un cero en s = - —— y un polo en
-i 28 = '
Para grafizar el lugar geométrico, la función de transferencia se
puede arreglar de la siguiente manera:
GH(s) =(TI + T )(s)
"l +T2
Con lo cual se tiene un cero en s = - -=— y polos en s = O y
-92-
"Regla 2": Serán parte del lugar geométrico los puntos sobre el e-
¡e real entre O y - -=p— -p — y" todos aquellos entre - —— yLl + L2 • L2
'Regla 3":'' Ángulo de la asíntota para la rama de la izquierda;
(O. _+_ 1). 180°2 - 1
Es decir el semieje negativo del eje real,
"Regla 5": Los puntos de corte:
Asumiendo un punto entre los' dos polos:
-1eh + R- 4- 1- " -s,u __ o, ~r ^^: rr D
Resolviendo esta ecuación se obtienen:
r2
-93-
El lugar geométrico para un lazo que utilice filtro lead-lag es*
mostrado en la figura 2-46.
Figura 2-¿i-6. Lugar Geométrico de las Raíces.
Lazo de Segundo Orden con Filtro Lead-Lag
Aquí se observa que para valores grandes de ganancia del lazo,
las raíces ya dejan de ser complejas y vuelven a yacer en el e-
je real para dar una respuesta plana sotireamortiguadaj anulando
el sobretiro.
C A P I T U L O III
D I S E Ñ O Y C O N S T R U C C I Ó N D E
U N M O D E L O E X P E R I M E N T A L
-95-
C A P I T U L O III
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN MODELO EXPERIMENTAL
3-1 Generalidades .
El diseño no se considerará completo cuando se hayan terminado de
agregar la -mayor cantidad de componentes, sino cuando se hayan lp_
grado eliminar los más que se pueda. Es decir, el diseño deberá
ser hecho de la manera más simple y barata permitiendo sin embar-
go la obtención del fin deseado.
Todo sistema digital es una agrupación de bloques fundamentales.
Estos son: compuertas y flip-flops.
Las compuertas son circuitos que, dependiendo del estado de dos o
más entradas, producen una sola señal de salida.
Los flip-flops son elementos biestables, cuyas dos salidas
mentarlas dependen de dos o más señales de entrada y de su estado
anterior. Como se vio en el capitulo II, pueden ser construidos
a base de compuertas.
A diferencia de lo que ocurría hasta hace unos pocos años, hoy el
diseñador y el ingeniero no necesitan dedicar grandes esfuerzos
al cálculo de los valores resistivos y capacitivos que permitan
obtener compuertas y flip-flops con elementos discretos. Antes
-96-
¿- el resultado era numerosas tarjetas voluminosas y caras. Ahora,
los circuitos integrados se han popularizado muchísimo. Grupos
especializados de técnicos con los últimos adelantos científicos
y con las últimas técnicas de microcircuitos, diseñan y construyen
"bloques fundamentales y subsistemas de una alta calidad. Estos
circuitos integrados tienen ventajas como: confiabilidad, bajo cos_
^ to. menor consumo de energía y tamaño reducido. El diseñador, en^ ' • -
tonces, se dedica mayormente a agrupar subsistemas, indicadores y
controles, y a interconectarlos para producir la síntesis del sis_
tema final, manteniendo una mayor objetividad en cuanto al propó-
sito del equipo y a su operación. Es por ello qué en el presente
diseño se tratará de utilizar al máximo los circuitos integrados
^ TTL de mediana escala (MSL = circuitos que contienen un equivaler^
te de entre 12 y 100 compuertas básicas o circuitos de igual com-
plejidad) s así como indicadores y elementos que cumpliendo a ca-
balidad sus objetivos, permitan un funcionamiento confiable y una
operación simplificada.
3-2 Diagrama Funcional de Bloques .
^ La figura 3-1 es el diagrama de bloques del instrumento.
El principio de funcionamiento se basa en la aplicación de un la-
zo asegurado por fase para lograr la multiplicación de frecuencias
, y en el empleo de varios contadores (divisores de frecuencia) en
fe- década.
.O
SC
ILA
DO
RD
E
CR
ISTA
L
DE
5M
HZ
DIV
ISO
R
PR
OG
RA
MA
BL
E
SE
LE
CT
OR
DE
S
AL
IDA
INT
ER
RU
PT
OR
ES
RO
TA
TIV
OS
SA
LID
A
Fig
ura
3-1.
D
iagr
ama
de B
loqu
es
de
l S
inte
tiza
dor
-98-
Un oscilador de 5MHz controlado por cristal y un divisor para
5.000 proveen una señal de referencia altamente estable de 1 Khz.
El lazo asegurado por fase multiplica esta frecuencia por un valor
n, 'el que esta determinado por el divisor programadle. Esta fre-
2 3cuencia, f , es dividida sucesivamente para 10, 10 , 10 ,... has-n
ta 10 . Un circuito selector (multiplexer) permite escoger ya sea
f o cualquiera de sus submúltiplos para enviarla a la salida,o •
Al circuito básico de un Lazo Asegurado por Fase que consta de un
comparador de fase, un filtro pasa bajos y un oscilador controlado
por voltaje (figura 2-A-2), se le han añadido:
a) Un amplificador separador (buffer) a la salida del VCO para
distribuir las señales al divisor programable, a los diviso-
res en década, y al circuito selector, simultáneamente.
"b) Un divisor programable, el que controlado desde el panel fron
tal, permite variar el módulo de conteo y seleccionar la fre-
cuencia deseada. •
c) Un multivibrador monoestable para aumentar la duración de los
cortos pulsos que salen del contador programable, y
d) Un sistema de indicación del sincronismo del lazo por medio
de un amplificador diferencial a la salida del comparador de
fase, luego del filtro.
-99-
La fuente de poder convierte los 110 VAC de la red en los + 5 vol
tíos y - 5 voltios necesarios para alimentar a todos los cirgui-
tos.
3-3 Señal de Referencia .
El 1 Khz de referencia se obtiene al dividir para 5.000 la salida
de un oaciládor de cristal cuya frecuencia es de 5 MHz.
3-3-1 OSCILADOR .-
Con la finalidad -de conseguir un instrumento de alta estabilidad,
se utiliza un oscilador de referencia controlado por cristal. A-
demásj la frecuencia del oscilador se ha escogido en la región de
mayor estabilidad para cristales de cuarzo (5 MHz). Los fabrican
tes garantizan una estabilidad típica mínima del 0,0005 %> o sea
5 ppm.
Para alimentar al contador fijo, se escogió el oscilador TTL mos-
trado en la figura 3-H.
Se empleó un CI SN7¿fOO del cual se utilizaron tres de sus cuatro
compuertas NAND.
Al tener dos etapas de amplificación con inversión por medio de
las compuertas (1) y (2), se obtiene oscilación al realimentar la
salida de (2) a la entrada de (1). La frecuencia está determina-
-100-
J~LTLSalida
Figura 3~2. Oscilador de Cristal
da por el cristal, el cual se presenta como un cortocircuito para
su frecuencia de resonancia en serie.j
R _ y R, sirven para mejorar los flancos de las salidas de (1) y
(2)j respectivamente. R,., introduce realimentación negativa para
mejorar la estabilidad del circuito. E, por estar en paralelo
con la entrada de (2) ayuda a limitar la corriente de realimenta-
ción negativa, haciendo menos crítico el valor de R-z-*. C-,o permi
te un ajuste fino de la frecuencia. Por último, la compuerta
NAWD (3) cuadra la señal de salida y separa al oscilador de la car
ga.
En el cálculo de R^-, y R^n) para mejorar los flancos hay que aumen
tar la corriente de salida. Así:'
EVCC VOL .
31-0,2V 4.8xl03V
5x1 3 6x10- J 8Arnn
büü
-101-
V í?31 = 680-n_(l/a W) valor comercial
R30 = 680.a (1/2 W) valor comercial
R^P y !?„ se determinaron experimentalmente para conseguir una es-
tabilidad adecuada:
í* 32
' B,_ = 1 KA (1/2 W)33
C-,n es un capacitor trimmer de 5 a 50 picofaradios. Se escogió
un tipo tubular con dieléctrico de cerámica y ajuste a base de tor
nillo coaxial para obtener una mayor precisión y durabilidad del a
_ juste; con esto se reduce la necesidad de realizar recalibraciones
periódicas.
El cristal utilizado, fabricado por M COY, es un cristal de corte
AT encerrado al vacio en una pequeña ampolleta de cristal. Su fre_
cuencia fundamental de resonancia en serie es de 5íOOOO MHz. No
se lo instaló en un horno por no anticiparse una operación del ins_
•r> truniento en un rango de variaciones extremas de temperatura.
La figura 3-3 muestra el circuito del oscilador con las conexiones
al SN 7 ¿i 00.
-102-
<-<<
> <> <
R30
1A J^1R 4 R
1Y 4 A
4Y
SN7400
X1 C-!nl|u| /
0IH"[
<>R32
o5MHz
Figura 3-3- Oscilador de 5 MHz
3.3.2 DIVISOR FIJO MODULO 5-000 .-
Su objeto es permitir la obtención de la frecuencia de 1 Khz P!
dividir para 5.000 la salida del oscilador de cristal de 5 MHz.
Para ello se emplearán cuatro circuitos integrados contadores BCD
SN7A-90A, que tienen una frecuencia máxima de trabajo de 16 MHz.
A continuación se analiza el diagrama de bloques de estos CI's
(figura 3-¿|.), del cual se han omitido las conexiones de prefijar
a cero (reset to O) y a nueve (reset to 9) por no utilizarse en
el diseño. Estas cuatro entradas (pines ¿, 3> 6 y ?)5 deberán cor
tocircuitarse a tierra.
Este CI consta de cuatro flip-flops J-K y conexiones adicionales.
Se compone de un contador divisor-para-dos (flip-flop A), y un con
tador binario módulo cinco formado por los flip-flops B, C y D.
Justificaremos el diseño del contador, módulo cinco por medio de su
tabla de exitaciones y los mapas de Karnaugh:
-103-
Entrada Bo
^B QBc>Cp
c>Cp
QD
Figura 3-¿f. Contador SN?¿f90A (Módulo 10)
#
0
1
2
3
k
0
%
o -
0
0
0
1
0
^c
0
0
110
0
%0
1
0
1
0
0
JB
1
X
1X
0
KB
X
1
. X
1
X
JD
0
0
0
1
X
K.
X
X
X
X
1
D
-104-
B'
O
1
00 01 10 11
10
1X
X
X
1X
K'B*
11
0
1X
X
X
X
1X
1X
JB =K-, = 1 (circuito abierto TTL)
JD
Q- cambia cada vez que Q,, cambia de uno a cero. Por lo tanto esteU £->
flip-flop puede utilizar a Qr, como su reloj de entrada y trabajar
como tipo T ya que J = K = 1 (circuito abierto TTL).
V
QD\o 01 10 11
0
10
X
0
X
0
X
1X
KD:
Qü\0 01 10 11
0
1X
1X
X
X
X
X
X
JD = 1 (circuito abierto TTL)
Si la salida Q-. del contador módulo cinco se aplica a la entrada
del flip-flop A, se obtiene un divisor módulo 10 con una salida
simétrica en Q -. Esto se explica porque Q-. en la tabla de verdad
tiene un pulso de salida por cada cinco pulsos en la entrada B y
sus transiciones negativas, que son las que cambian el estado del
flip-flop A, ocurren simultáneamente con las transiciones negati-
vas de los pulsos 5) 10, 15, etc.
-105-
Una vez analizado el circuito SN7490A, sólo resta conectar en ri-«.
zado un contador módulo 5 y tres contadores módulo 10 para obte-
ner una salida simétrica de frecuencia 5-000 veces menor que la
de entrada.
En la figura 3~5 se muestra este arreglo con las interconexiones
necesarias entre los cuatro CI's.
Vccu
O5MH7 . ,
B ^Ro(/j
R0(»
QD
R9W SN7490
*
B ^ AROÍO'
Ro £0 QA
QD
RgcoRg(oSN7490
i
B ^ ARoto
RO to QAQD
R9(DR9(0SN7490
—
B ARo(ü
RotO QA
QD
R9fORq & SN74gO
1KhZn
Figura 3-5- Divisor .Módulo 5.000
Divisores en Década .
La frecuencia de salida del oscilador controlado por voltaje, f .
será dividida sucesivamente por siete contadores módulo 10 para
producir pulsos simétricos cuyas frecuencias serán: f
10 100
-106-
f fo , .. o
105 107
Esto se logra utilizando circuitos integrados SN7¿f90 descritos an-
teriormente, los mismos que conectados en cascada producen las sa-
lidas deseadas.
Siendo la frecuencia máxima de trabajo del SN7490 de 16 MHz, para
la entrada B, no habrá problema puesto que la máxima frecuencia de
salida del VCO será de 9,999
El circuito de este sistema de división de frecuencias es mostrado
en la figura 3-6*
3-5 Selector de Salida .
f f fTanto f como sus siete submúltiplos — , - - , ... - — están
0 10 10¿ 10'
presentes en el circuito selector. Este, controlado por las seña-
les de selección provenientes del panel del instrumento, permite
que sólo una de las ocho entradas sea transferida a la salida.
Para el objeto se emplea un circuito integrado SN74151 que es un
selector de datos/raultiplexer de ocho entradas. En la figura 3-7
se puede observar la disposición de las compuertas de decodifica-
ción binaria.
Cada una de las compuertas AND, a más de su señal de entrada y la
'CC
fo _
—A Qb
SN
7490
-
~ R
w
A %
SN
7490
-
-
-
•QD
SN
7490
-
-
-A QD
SN
7490
-
i-B
w
A QD
SN
7490
-
r~
B1
A QD
SN
7490
-
R
w
A QD
SN
7490
—
*
fo/1
03
fo/1
06
''o/I
O7
Fig
ura
3
6.
Div
isor
es
en D
écad
a
i M O -N3
-108-
señal habilitadora, tiene tres entradas de dirección (address), t£
das las cuales deben ser unos lógicos para que su señal de entrada
se transfiera a la salida. Si cualquiera de las entradas de dire£
fo0
Salida
Co
Figura 3-7- Circuito Selector
-109-
ción es cero, la salida de la respectiva compuerta AND será tam-
bién cero y su señal de entrada permanecerá inhibida.
Las funciones de transferencia de cada una de las compuertas AND
se indican en la tabla siguiente:
Selector -Dirección Función de Transí. Freo, de SalidaRotativo C B A
0
12
3
¿f
' 56
7
0
0
0
0
1111
0
0
r
i
0
0
11
0
10
1
0
10
1 •
A .
' A .
A .
A .
A .
A .
I .
A .
B ,
B .
B .
B .
B .
B .
B .
B .
C
C
C
C
C
C
C
C
f
f
f
f
f
f
f
f
o
o
0
0
o
o
o
o
xlO
xlO
xlO
xlO
xlO
xlO
xlO
xlO
o
-1
-2
-3
-^"5
-6
-7
Las salidas de todas las compuertas AND (O) - (7) están presentes
en las entradas de la compuerta ÑOR. Sólo una de ellas, sin embar_
go, puede estar activa en un momento dado según la tabla anterior.
Puesto que todas las entradas, excepto una, son cero todo el tiem-
po, la salida de la compuerta ÑOR será el complemento de la señal
activa a su entrada. La señal es nuevamente complementada en el
inversor-separador (buffer) de salida. De esta manera se logra
transferir y seleccionar sólo una de las ocho señales de entrada a
-110
la salida del multiplexer.
3-5-1 SELECTORES - INDICADORES ROTATIVOS .-
Una gran ventaja de los interruptores rotativos es que simplifican
considerablemente el display del instrumento. En el presente d±se_
ño se emplean cuatro de estos selectores para indicar las cuatro
cifras significativas de la frecuencia escogida, y uno para el ex-
ponente n del multiplicador: xlOn
Los interruptores, rotativos dan señales BCD, pero como sus salidas
"cero" corresponden a circuitos abiertos, es necesario realizar
las conexiones indicadas en la figura 3-8 para poder utilizarlos.
Vccc
r¡ Ji -i
<<
pCada digjto (4 bits
c
r :D '
—- o
>RX <
/ :C
i O
>RX <
7 '«
8i O
>RX <
) Mr
» / <
<
A— o
>RX - <
y Interrutores (
/ Rotativos <
D
^^ o ^
ultipticador
y :-S>RX ^
/ :B
i O
>RX <
(3 bits)
•'j
. — o S;
>RX
Salidas BCD
Figura 3-8. Conexiones de los Selectores Rotativos
Por ejemplo cuando el primer contacto de la izquierda, en la figu-
-111-
ra 3-8? está abierto, la señal que se envía al circuito de direc-
ción será un cero puesto que D estará conectado a tierra a través
de R . Cuando el contacto se cierra, en cambio, el punto D se en-.X.
cuentra a un voltaje de + 5V (un uno lógico).
Para calcular R , se toma en cuenta la corriente que sale de una.X,
entrada TTL*.correspondiente a cero lógico. Su valor no debe ser
muy alto para que la caída de voltaje producida no exceda el raáxi
mo valor de voltaje permitido de 0,8 voltios.
Asumiendo un VTT y = 0,8 V y una corriente igual a la mitad de
IIIMAX :
.X.
_ 0*8 V _ i K* 0,8 mA - L K
= 910 (lA W) valor comercial
Con este valor se obtuvo un VTT = 0,¿f voltiosXJ-i
3.6 Contador Programable .
El contador programable debe ser un circuito cuyo módulo de conteo
sea variable y que esté determinado por las entradas BCD provenien
tes de los interruptores-indicadores rotativos. Puesto que se em-
plearán cuatro dígitos para las cifras significativas de la frecuen_
cia, los valores posibles de división estarán entre 0001 y 9999-
Con esto se obtendrán, a la salida del VCO, frecuencias desde
•112-
1 Khz hasta 9,999 MHz, en pasos de 1 Khz.
Luego de considerar varias alternativas se escogió como el más
conveniente, un circuito contador descendente que al llegar a cero
carga todas las salidas de los flip-flops con los valores programa
dos por los interruptores rotativos y que corresponden al módulo
de conteo escogido. Por ejemplo, si se desea un módulo ¿f, el con-
teo será dé la siguiente forma:
Q
3
a
i
0-¿f
3
a
El circuito fue diseñado en "base a cuatro circuitos integrados
SN74192, los mismos que se analizan a continuación.
3-6.1 CI SN?¿fl9a .-
La descripción general y el funcionamiento de este circuito inte-
grado se describieron ya en el Capítulo II. A continuación se e-
-113-
ominarán los diversos circuitos lógicos de control que determinan
sus diferentes funciones y sklidas. Para esto nos referiremos al
diagrama de bloques de la figura 3-9
. . . Dvnnrnlc Inout octlvated by • trantillon ¡rom a hlgh low«l to a \o-fJ \uvai.
Figura 3-9- Diagrama de Bloques del SN74192
Las funciones a examinar son: T. , T-p, T~, T,,, Load, Data inputs,A .o O JJ
Borrow.
La entrada de conteo ascendente (COUNT TJP) Cu se mantiene todo el
tiempo a un uno lógico al conectarse a +V por medio de un resis^c o
tor de 1 K-H- que será común para todos los cuatro CI's.
La siguiente es la tabla de estados de un contador descendente
BCD:
Cd#
0
98
76
5
43ai0
%
0
ii0
0
0
0
• 0
0
0
0 .
QC0
0
, 0
11110
0
0
0
QB0
0
o'110
-0
110
0
QA0
10
10
10
10
10
- EA
1111111111
EB
0
0
' 10
10
10
10
Ec
0
0
10
0
0
10
0
0
ED
10
10
0
0
0
0
0
0
Borro
i/o111111111i/o
a) T del diagrama de bloques:
. T = Cd + Cu-H.
Como Cu, el reloj de conteo ascendente es igual a uno, Cu = O
\ Cd (1)
-115-
De la* tabla de estados, la función de habilitación (enable) del
flip-flop A es EA - 1 y el flip-flop cambia de estado con cadaJn.
transición positiva de Cd. Por lo tanto
TA = Eft „ Cd = CdA A
que es igual a la función (1) obtenida del diagrama de bloques.
b) T-r, en el-.diagrama de bloques:
T- = Cd.A.(B.C.D) -f A.D.Cu
Puesto que Cu = O*
= Cd.A.(B.C.D) (2)
Aplicando el mapa de Karnaugh para E_ de la tabla de estadosrí
00 01 10 11
00
01
10
11
0
11X
1X
1X
0
0
0
X
0
X
0
X
EB = AB 4- AC + AD = A (B + C + D)
Aplicando la ley X + Y = X.Y
E,, = A.(B.C.D)ÍD
-116-
Puesto que los cambios del flip-flop son sincrónicos con las tran-
siciones positivas del reloj,
=*> T = Cd . E.'B
o sea -ou = Cd.A.(B.C.D)
Que es igual a la función (2) encontrada a partir del diagrama
de^ bloques.
c) Tn según el diagrama de bloques es:o
= -Cd. (B.C.D).A.B (3)
En cambio a partir de la tabla de estados:
oo oí 10 1100
01
10
11
0
11X
0
X
0
X
0
0
0
X
0
X
0
X
= A.B.C + A.B.D
Si a la ecuación anterior le sumamos cero (A.B.B)
= A.B.(B.C.D)
-117-
- Como
cd.
Esta función es igual a (3) correspondiente al diagrama de "blo-
ques.
d) T,, a partir del diagrama de bloques es:
= A.B.C.Cd (¿f)
Partiendo de la tabla de estados:
00
01
10
11
110
X
0
X
0
X
0
0
0
X
0
X
0
X
- A.B.C
Por lo tanto
= A.B.C.Cd
Que es igual a (4) correspondiente al diagrama de bloques.
e) Examinemos la forma en que los datos de entrada (Data inputs)
programan a los diferentes flip-flops:
-118-
A cada flip-flop se le ha añadido la'disposición siguiente:
DATA (I)
INPUT
CLEAR
LOAD(L)
>T
Figura 3-10. Programación del flip-flop
Las entradas S y R son asincrónicas, es decir independientes de
los pulsos de reloj T. Tan pronto como la entrada S se hace
"uno", la salida Q se hará también "uno". En forma semejante
cuando R se hace "uno", la salida Q se hace "cero".
1. En el diagrama de la figura .3-10:
S = I.L = I.L
La tabla de estados de esta función será:
-119-
I
0
0
11
L
0
10
1
s
- o0
10
De la tabla se desprende que S solamente será igual a "uno"
(y Q = 1) cuando el dato de entrada (I) es 1 y la señal de
cargar (load) es igual a "cero". En cualquiera de los o-
tros casos S será cero y no influirá en el estado del flip-
flop. . .
2. La función R en la figura 3-10 es:
R (I.L).L = (I.L).L
La tabla de estados de esta función es:
I L
0 0
0 1
1 0
1 1
(I.L)
1
1
0
1
R
1
0
0
0
De acuerdo con esta tabla R será igual a "uno" (por tanto
Q = O) cuando el dato de entrada (I) es cero y la señal de
cargar es igual a cero. En los demás casos R será "cero" y
-120-
no influirá en el estado del flip-flop,
f) La señal de tomar prestado (Borrow)
Partiendo del diagrama de "bloques
Bo = Cd.A.B.C.D
Bo = Cd+A-fB+C+D
Según esta función Bo será siempre un "uno", excepto cuando las
salidas A, B, C y D son todas iguales a cero. En ese caso
Bo = Cd. Lo cual equivale a decir que la salida de Borrow se-
rá siempre un uno, excepto cuando el contador llega a cero, en
cuyo caso Borrow produce un pulso negativo de igual duración
que el reloj de conteo descendente.
3-6.2 CIRCUITO DEL CONTADOR PROGRAMABLE .-
Hemos visto que Borrow produce un pulso -negativo sólo cuando el
contador llega a cero. Esta característica permite que se la puje
da emplear para programar al contador, puesto que como se analiza,
es necesario que la señal de carga (load) se haga cero para que
todos los flip-flops se programen con los valores de las entradas
de datos.
Como el máximo módulo del contador será 9-999? es necesario conec-
tar cuatro circuitos SN7W9H en cascada. La salida Borrow del con
-121-
tador correspondiente al dígito más significativo, es decir del úl,
timo que cambia a cero, es -la que se empleará para programar a to-
dos los flip-flops de los cuatro circuitos integrados.
El circuito completo, incluyendo la resistencia de 1 K para conec-
tar a uno las entradas de reloj de conteo ascendente y las resis-
tencias correspondientes a los interruptores rotativos de las en- -
tradas, se muestra en la figura 3-H*
3-7 Monoestable .
Cuando el lazo esté asegurado, las dos señales de entrada al cir-
cuito comparador de fase serán dos ondas cuadradas y de igual fre
cuencia.
Como la salida del contador programadle consiste de un nivel alto
con breves interrupciones negativas, correspondientes a cada ciclo
del contador, es necesario reformar esta onda de tal manera que ob
tengamos un tren de pulsos más o menos simétricos. Esto se logra
por medio de un circuito multivibrador monoestable.
El multivibrador monoestable tiene un sólo estado de estabilidad
permanente y un estado semiestable. Se necesita una señal de dis-
paro para producir su paso del estado estable al semiestable. El
multivibrador puede permanecer en su estado semiestable durante un
tiempo muy grande, que depende de los valores de resistencia y con
y
Ent
rada
o
Fig
ura
3-
11.
Con
tado
r P
rogr
ama
ble
. (M
ódul
os
1-9
.99
9)
r\ rv> i
-123-
densador conectados exteriormente, y volverá a su estado estable
sin que haga falta ninguna señal para causar esta inversión..
La aplicación fundamental del multivibrador monóestable se basa en
la posibilidad de su uso para establecer un intervalo de tiempo fi_
jo, cuyos principio y fin están marcados por sendas discontinuida-
des bruscas.de la onda de tensión.
3.7.1 EL SN7¿fl21 .-
Para el presente -diseño se utiliza un circuito integrado SN7¿fl21.
Este circuito multivibrador tiene dos etapas de disparo por tran-
siciones negativas y una entrada que se dispara con transiciones
positivas. Provee de dos salidas complementarias.
Una vez que ocurre el disparo, las salidas son independientes de
cambios posteriores en las entradas y son función únicamente de
los componentes de tiempo. Los pulsos de entrada pueden ser de
cualquier duración relativa al pulso de salida. Los tiempos de
transición de las salidas son compatibles para TTL e independien-
tes de la longitud del pulso.
El ancho del pulso de salida está dado por la relación
tw( salida) = C .ln 2 — 0,7 CTR
-124-
En la presente aplicación se desea una duración del pulso de
~* 500 MBeg para tratar de obtener una salida simétrica de 1 Khz,
Se empleará la resistencia interna de 2 KJlincorporada en el pin
9 del circuito integrado.
Entonces:
500x10 seg0,7x2x1000
El valor comercial usado fue de 0,33/*F con lo que se obtiene un
pulso de aproximadamente
En la figura 3-12 se muestra el circuito del monoestable.
Entrada o oSalida
•íFigura 3-12. Multivibrador Monoestable
-125-
Se emplea la entrada de disparo por transición positiva para pro-
ducir un pulso por cada transición positiva de la señal de entra-
da. Las entradas de disparo por transición negativa (pines 3 y ¿f
no se usan y van conectadas a tierra.
3-8 Comparador de Fase, Filtro Pasa Ba.los y VCO .
Para el comparador de fase y el oscilador controlado por voltaje
se escogió el circuito integrado XR-215 cuyo diagrama funcional
de "bloques se muestra en, la figura 3-13»
Selec. Condensador
Entradasal Comp. 6
o—
Polariz.o-
Salidas del^cc Comparadoro 916 2
Comparadorde Fase
yee
1ó
EntradaOP Amp
Ranqop10
de Tiempoo 913 14
VCO
7
Compensación SalidaOP Amp OP Amp
Figura 3-13- Diagrama de Bloques del
15 o Salida VCO
12 Entrada° Barrido VCO
11 Control° Ganancia VCO
3-8...1 EL CIRCUITO INTEGRADO XR-215 .-
Se trata de un circuito especialmente adaptable para síntesis de
-126-
frecuencia. Puede trabajar en una banda que va desde 0,5 Hz has-
ta 35>MHz y puede interconectarse con las familias lógicas conven-
cionales DTL, TTL y ECL.
a
El circuito consiste de un comparador de fase balanceado, un osci_
lador controlado por voltaje (VCO) altamente estable y un*amplifi
cador operacional. Las salidas del comparador de fase están Ínter
ñámente conectadas a las entradas del VCO y a la entrada no inver
sora del amplificador operacional. Se forma un sistema de lazo a
segurado por fase (PLL) al acoplar alternamente la salida del VCO
a cualquiera de las entradas del comparador de fase y al añadir
un filtro pasa bajos a los terminales de salida del comparador de
fase.
La sección del VCO tiene entradas para barrido de frecuencias, con
mutación OW-OFF, sincronización y programación digital. Su frecuen
cia es altamente estable y está determinada por un sólo capacitor
externo. El amplificador operacional puede ser utilizado como pr£
amplificador de audio en aplicaciones de detección de FM; o como un
amplificador sensor (o comparador) de alta velocidad en demodulación
FSK. En el presente diseño el amplificador operacional será utili-
zado para impulsar dos diodos emisores de luz que sirven como indi-
cadores del desplazamiento de la frecuencia de corrida libre del
VCO. Con ello se obtiene una clara indicación del aseguramiento o
sincronismo del lazo asegurado por fase.
-127-
Para aplicaciones de síntesis de frecuencias el fabricante reco-
mienda el circuito de la figura 3-14- Este circuito con ligeras
modificaciones es el que será utilizado en el presente trabajo.
BINAHYNANCE SUECT(OfTIONALl
' S*Í«1»J 0« EQUIVALEN!
Figura 3-14- Circuito para Síntesis de Frecuencias
JC1 contador programable o circuito divisor-para-N está conectado
entre la salida del VCO (pin 15) y una de las entradas del detec-
tor de fase (pines 4 ó 6). El principio de operación puede ex-
plicarse brevemente de la siguiente manera: El contador divide
la frecuencia del oscilador para el módulo programable, N. Por
lo tanto j cuando el sistema está asegurado a una señal de refe-
rencia f , la salida del oscilador en el pin 15 está a una fre-
-128-
cuencia ( N - f ) , donde N es el módulo del divisor. Por medio dels
adecuado escogimiento de N, se puede sintetizar un gran número de
frecuencias discretas a partir de una sola frecuencia de referen-
cia- Los capacitores (C-,) del filtro pasa bajos se escogen nor-
malmente para proveer una frecuencia de corte igual a 0,1% hasta
2% de la frecuencia de la señal de referencia f .s
3.8.2 EL COMPARADOR DE FASE .-
De las dos entradas al comparador de fase una se utiliza para la
señal de 1 Khz proveniente del oscilador de referencia y la otra
se acopla a la salida del monoesta"ble para completar el lazo
gurado por fase.
Los condensadores de acoplamiento (C ) de"ben ser lo suficiente-c
mente grandes para pasar las ondas cuadradas sin producir mayor
distorsión.
Asumiendo que queremos obtener una baja reactancia, en el orden
de 5 ohmios:
2/Cx lOOOGc
Ce = - 31,83 XFicr re
Por conveniencia se emplearon dos pequeños condensadores electrp_
Uticos (C- y Cg) de 30/¿F (6V).
-129-
El voltaje continuo o de baja frecuencia que aparece a través de
los pines 2 y 3 corresponde a la diferencia de fase entre las dos
señales presentes a las entradas (pines k y 6) . Las salidas del
comparador de fase están conectadas internamente a los terminales
de control del VCO. Una de las salidas (pin 3) esta conectada in
ternamente a la entrada no inversora del amplificador operacional.
El filtro pasa bajos es obtenido al conectar dos condensadores C-,
a las salidas del comparador de fase como se muestra en la figura
3.8-3 EL FILTRO PASA BAJOS .-
La configuración recomendada por el fabricante es la siguiente
92 93
.C3 C4 F(s) 1 + R.C^s
Figura 3-15» Filtro Pasa Bajos
Ri (6 K-fl-) es la resistencia interna en los pines 2 y 3-
Para una frecuencia de -corte igual a 0,3% de la señal de referen_
cía de 1 Khz:
,2 xO,003x!03)2
-130-
J 0,0367txlO~D
El valor utilizado fue de 10 x¿F (10V) para los dos pequeños conden
sadores electrolíticos C-, y C, .
Para el condensador de sobrepaso entre +5V y tierra (C-, ) se utili-
zó el valor de 0,lA-F recomendado por el fabricante del X
El condensador disponible comercialmente fue de 0,1 AF (600WV).
3.8.4 EL OSCILADOR CONTROLADO POR VOLTAJE .-
Algunas de las características típicas del VCO incluido en el
XR-215 son las siguientes:•
Estabilidad:
Temperatura: 250 ppm/°C
Fuente de poder: 0,1#/V
Amplitud del voltaje de salida: 2,5 Vp-p
Tiempo de subida: 20 nseg
Tiempo de caída: 20 nseg
La frecuencia de corrida libre del VCO, f , es inversamente propor
cional al capacitor de tiempo C conectado entre los pines 13 y 14-
La figura 3-16 que es proporcionada por el fabricante, muestra es-
ta relación.
-131-
107
oQ_
ce _o -jo3o
enUJQ
mIU
S 10
Rx=750 entre pmes 9 y 10
10 10¿ 10J 1CT 10bFRECUENCIA DEL VCO (Hz )
106 107
Figura 3-16- Frecuencia de Corrida Li"bre
del VCO vs Capacitor de Tiempo
Del gráfico anterior se observa que mayor será el rango de frecuen
cias de funcionamiento del VCO cuanto mayor sea la variación posi-
ble del capacitor C . Por lo tanto, para variar al máximo la fre-
cuencia del VC05 y cubrir un máximo rango de trabajo, es necesario
emplear un condensador variable cuyo mínimo valor todavía permita
obtener la frecuencia máxima de trabajo (10 MHz) y de un valor má-
ximo lo más alto posible para poder alcanzar frecuencias lo más ba
jas posibles.
El mejor condensador variable encontrado en el mercado local fue
uno fabricado por Mitsumi Elec. Co, Ltd. - Japan, que consta de
-132-
dos secciones en .tándem con una variación de 10 a 500 pico faradios
por sección.
Al utilizar las dos secciones, conectadas en paralelo, se obtiene
una variación efectiva desde 20 hasta 1000 picofaradios aproxima-
damente .
Con este condensador conectado al circuito se pudo cubrir un ran-
go que va desde un máximo superior a los 10 MHz hasta un mínimo de
funcionamiento confiable a los 330 Khz. Para esto se eliminó R ,
dejando el pin 10 abierto.
Condensadores variables de más alto valor (mayor que 1000 picofara
dios), que pudieran emplearse para bajar más la frecuencia mínima
de trabajo son imprácticos pues, por ejemplo, harían falta por lo
menos 2.500 picofaradios para lograr una frecuencia de trabajo de
100 khz. Por esta razón se optó por la utilización de divisores
de frecuencia (contadores digitales) en década para realizar el cu-
brimiento de las frecuencias inferiores.
Con el condensador variable escogido se ha cubierto más de una dé-
cada de frecuencias y se ha provisto la superposición necesaria pa
ra cubrir continuamente las bandas de frecuencias menores al utili
zar divisores en década.
El VCO produce una señal teórica (pin 15) de aproximadamente 2,5Vp-p,
-133-
El nivel DC de su salida está aproximadamente 2V por debajo de Vcc.
En el circuito construido según la figura 3-l¿i, la señal de entra-
da al contador programadle, tomada del divisor de tensión formado
por la resistencia de 7>5 K.Q. (Rp) en paralelo con el condensador
(C-) de 0,1/tF (600wv) y la'resistencia (R,) de 1,5 KJ1, varió en-C— -S
tre +l,Zf5V (1) y +0,9V (0). Al ramificar la salida del VCO a tres
circuitos diferentes (contador programable, contadores en década y
multiplexer) se produciría una sobrecarga. Para aumentar el fan-
out de esta señal y aislar al VCO de su carga, se colocó como buf-
fer una compuerta NAND entre la salida del divisor de tensión y
los otros tres circuitos integrados.
También se utilizó la recomendación del fabricante de conectar un
resistor de 10 KJ1(R,) entre el pin 15 (salida del VCO) y el pin 9
(fuente de -5V) para incrementar la capacidad de impulsión de co-
rriente.
El valor utilizado para R. fue de 13 KJl(l/2W) con lo cual se obtu
vieron los voltajes adecuados. Con esta configuración la salida
del buffer varió entre -f^jOV (1) y +OjlV (0), para ser ramificada
a las entradas tanto del contador programable como de los contado-
res en década y a la entrada f del multiplexer.
La figura 3-19 muestra el circuito del buffer.
El VCO incorporado en el XR-215 tiene varias posibilidades que no
Salidade!
1/4 SN7400
-o Al Contador Programable-o A los Contadores en Decada
-o Al M u l t j p l e X e r
Figura 3-19. Circuito- del Buffer
se aplican en el presente diseño co.mo son:
a) Barrido de frecuencia. Mediante la aplicación de un voltaje a-
-nalógico al pin 12. Al no usarse esta entrada el fabricante r£
comí en da conectar un resistor de ¿f KSl entre los pines 12' y 11.
El valor utilizado (R ) fue de 3,9 K-fl. (1/2W) .
b) Conmutación ON-03TF del VCO. Con el pin 10 abierto y aplicando
un pulso positivo al pin 12. El pin 10 se dejó abierto, -elimi-
nando JR para trabajar en la recta inferior de la caracteristi_x.
ca de frecuencia de corrida libre del VCO vs. Capacitor de Tiem
po (figura 3-16) .
c) Selección de rango. La frecuencia del VCO puede cambiarse en
pasos discret
pines 9 y 10.
pasos discretos al conmutar diferentes valores de R entre losx.
-135-
Esta característica no se usa pues R se ha eliminado del cir-
cuito.
d) Programación digital. Al aplicar señales lógicas al pin 10.
No se usa.
3.8.4.1 FRECUENCIAS Y RANGOS DE TRABAJO .-
Partiendo de la variación de f entre 330 Khz y 9?999 MHz, se pre_
sentan en la figura 3-20,. en forma tabulada, todas las diferentes
frecuencias y rangos de trabajo producidos al emplear siet.e divi-
sore en década para cubrir las bandas inferiores y utilizar a má-
xima capacidad el circuito multiplexer de ocho entradas.
De acuerdo con la tabla en el rango superior correspondiente al
7multiplicador xlO' hay 9-6?0 posibles frecuencias diferentes que
van desde un máximo de 9,999 MHz hasta un mínimo de 330 Khz. La
separación entre dos frecuencias consecutivas es de 1 Khz.
En el rango siguiente se pueden producir igualmente 9-6?0 frecuen
cías desde 999j9 Khz hasta 33 Khz en pasos de' 100 Hz. Sin embar-
go, en este rango las frecuencias 330,0; 331)0;... 999jO Khz son
las mismas que se hallan comprendidas en la parte inferior del
primer rango superior. Por esto el número de nuevas frecuencias
cubiertas con el segundo rango es sólo de 9-000. Lo mismo ocurre
en todos los demás rangos inferiores.
Multiplicador
Frecuencia
Frecuencias
. de
Trabajo
Separación
No . Nuevas
Frecuencias
8 RANGOS
. 7
x 10
fo
9,999 MHz
9,998 "
332 Khz
331
"
330 "
1 Khz
9.670
6x 10
£o/10
•
999,9 Khz
999,8 "
33,2 Khz
35,1 "
33,0 "
100
Hz
9.000
5x 10
2fo/10
99,99 Khz
99,98 "
3,32
Khz
3,31 "
3,30 "
10
Hz
9.000
4x
10 '3
fo/10
9,999 Khz
9,998 "
332 Hz
331
"
330 "
1 Hz
9.000
3x 104
fo/10
999,9 Hz
999,8 "
. 53,2 Hz
33,1 "
33,0 "
0,1
Hz
9.000
2x 10
5fo/10
99,99 Hz
99,98 "
3,32 Hz
3,31
"
3,30 "
0,01 Hz
9.000
1x 10
6fo/10
9,999 Hz
9,998 "
0,332 Hz
0,33
1 "
0,350 "
0,00
1 Hz
9.000
0x 10
7fo/10
0,9999 Hz
0,9998 "
0,0332 Hz
0,0331 "
0,0330 "
0,0001 Hz
9,000
Figura 3-20. Tabla de los Rangos y
Frecuencias de Trabajo
-137-
En total el número de frecuencias posibles es de 72.670, cubrién-
dose una muy amplia gama que va desde 0,033 Ha (un pulso por cada
30,30 segundos) hasta 9,999 MHa.
En cualquier caso la posibilidad- de definir la frecuencia deseada
está dada por los cuatro dígitos significativos disponibles en el
panel del instrumento. El multiplicador debe entonces escogerse
adecuadamente según la escala deseada.
3-8-5 CIRCUITO'INDIOADOR DE DESPLAZAMIENTO DE FRECUENCIA .-
La operación del sintetizador de frecuencias se realiza primero
seleccionando la frecuencia de trabajo por medio de los interrup-
tores digitales localizados en el frente del instrumento; y se-
gundo, girando el condensador variable de "Sintonización del Osci
lador" hasta que su valor produzca una frecuencia de corrida libre
del VCO suficientemente cercana a la frecuencia seleccionada para
que el lazo se sincronice o asegure. Una vez que el lazo está a-
segurado, pequeñas variaciones del valor del condensador variable
C . no afectan ni cambian la frecuencia de salida del VCO.o
Es necesario, por lo tanto, contar con un medio que permita visua
lizar cuando el Lazo se ha asegurado, es decir cuando la frecuen-
cia a la salida del VCO está de acuerdo con la seleccionada en los
interruptores digitales.
•Para asegurar que el VCO esté trabajando a la frecuencia deseada,
-138-
se utilizaron dos métodos que se complementan entre sí: El uno
fue dibujar en el panel de control un dial que permite, por medio
de una perilla con señalización, escoger de una .manera aproximada
la posición del condensador variable que corresponda a la frecuen.
cia escogida. El segundo método' fue proveer un circuito que indi
ca, por medio de dos diodos emisores de luz, cuando la frecuencia
de salida del VCO se ha desplazado ligeramente de la frecuencia
de corrida libre.
Para realizar este circuito indicador se utilizó el último bloque
funcional que posee el XR-21^: El amplificador operac.ional.
Una de las salidas del comparador de fase (pin 3) está internamen
te conectada a la entrada no inversora del amplificador operacio-
nal.
Experimentalmente se comprobó que el voltaje en el pin 3 del XR-
215 variaba entre +1,2V (frecuencia de salida > frecuencia de co-
rrida libre) y +33OV (frecuencia de salida < frecuencia de corri-
da libre) y aún se mantenía el aseguramiento del Lazo. Por otra
parte, también se comprobó que el Lazo captura aseguramiento cuan
do el voltaje a la salida del comparador de fase (pin 3) varía en
tre +1,3V y +2?^V.
El VCO oscila a su frecuencia de corrida libre cuando los volta-
jes a las salidas del comparador de fase (tanto pin 2 como pin 3)
-139-
tienen un valor igual a 2 voltios.
En base a lo anterior se puede ver que se conseguirá el objetivo
deseado si se logra que el amplificador operacional identifique
cuando el voltaje en el pin 3 está por encima o por debajo de los
2V que corresponden a la frecuencia de corrida libre.
El circuito utilizado es el que aparece en la figura 3-21. En él
se emplea al amplificador operacional como un amplificador dife-
rencial.
Figura 3-21. Indicador de Desplazamiento de Frecuencia
A la entrada inversora se aplica un voltaje de referencia prove-i
niente del divisor de tensión formado por Rq y ^in* ^os oc*os
indicadores se conectan "entre la salida del amplificador (pin 8)
y el punto medio del divisor de tensión formado por R-,-, y R-jp» d
-140-
modo que uno u otro se iluminarán dependiendo de la polaridad del
voltaje de salida del pin 8, con respecto al voltaje del punto P.
Puesto que la impedancia de entrada al amplificador operacional
es muy alta, el voltaje de 2V para el pin 1 puede conseguirse con
un divisor de tensión formado con resistencias de bajo valor, a-
proximadamente de 1 K/L.
R9 + R10 = -1
5V.R
Vl -
•n 2V.1KJI 'Rio = —5v— =
= 600- -
En la práctica los valores utilizados fueron;
y BIO
La ganancia de voltaje del amplificador está determinada por el
resistor de realimentación Rg y la resistencia de entrada RQ.
Para una ganancia de -5:
= 2,8 K-íl
El valor utilizado fue de 2,2 KSl(1/2W)
Con estos valores la salida, del amplificador operacional varía en-
tre -1,8V y +3,5V cuando la señal del pin 3 varía a través de to-
do su rango< (1,2V a 3,OV).
Los LED's a utilizarse necesitan un voltaje directo típico de 2,OV
El voltaje inverso de ruptura típico es de 8,OV. Su luz es roja
ocon una longitud de onda típica de 6?0 nm = 6.700 A.
Ya que la salida del amplificador operacional da una variación to-
tal de 5j3V (desde -1,8V hasta +3j'5V), si conectamos el otro extre_
mo de los diodos al punto P y hacemos que Vp tenga un valor de
0,85V, tendremos entonces la posibilidad de polarizar a los diodos
con un voltaje de hasta 2?65V positivos o negativos dependiendo de
si la salida del comparador de fase (pin 3) está por debajo o por
encima de 2,OV3 es decir de si la frecuencia de corrida libre del
VCO está por encima o por debajo de la frecuencia de salida del
VCO.
Para obtener un voltaje Vp = 0,85V, asignamos un valor de
E1;L = 1 KJI (1/2W)
-142-
Entonces 0,8$ V _ 5,0 V
R12 ~ Rl?
= 204,
R12 = 220-T2. (1/2W) valor comercial
Con los valores escogidos se obtiene un funcionamiento de la siguien
te manera:
Cuando la salida 'del VCO está por debajo de la de corrida libre
(frecuencia escogida por el condensador variable muy alta), el un
diodo empieza a iluminarse cuando V-, = +2,2 V.
Cuando la salida del VCO está por encima de la de corrida libre
(la frecuencia escogida por el condensador variable es baja), el o-
tro diodo empieza a iluminarse cuando V., = +1,6V.
Ya que el lazo asegurado por fase captura aseguramiento cuando
+1,3V V-, +2,5V; se tiene plena seguridad de que el instrumento
está sincronizado o asegurado cuando la perilla del condensador va
riable se coloca en una posición tal que si se la gira un poco a -
un lado o al otro, enciende respectivamente al uno u otro de los
LED's indicadores.
En la figura 3-22 se muestra el circuito del XR-215 que comprende
el comparador de fase, el filtro pasa bajos, el VCO, y el circuitto
indicador.
143-
Ycco—
C6
7* 6—o—
£4
Q3
Compde
Fase
¿9 ¿10 <¡>11 ¿12 ¿13 ¿14
vee
OP
VCO
XR-215
-Rg
RIO
Yee
15
LED1
'LED2
Figura 3-22. ,Circuitos asociados al
-144-
3.9 La Fuente de Poder .
Considerando que los circuitos componentes del sintetizador de freí
cuencias son en su casi totalidad circuitos integrados, es necesa-X
rio proveer una fuente de poder regulada que permita satisfacer
las siguientes necesidades: Eliminar el rizado, proveer unos vol-
tajes muy estables que sean independientes de la temperatura o de
las variaciones de línea o de carga, y proteger al instrumento con
tra cortocircuitos al apagarse o limitar la corriente automática-
mente. Todo esto se consigue al utilizar circuitos integrados re-
guladores de voltaje.
Los circuitos integrados reguladores de voltaje se han venido uti-
lizando desde, hace mucho tiempo, pero eran caros y necesitaban de
muchos elementos externos. Ahora hay nuevas familias de circuitos
integrados tan "baratos y fáciles de usar, que se pueden construir
fuentes reguladas y a prueba de cortocircuitos, por menos de lo
que costaban las antiguas hechas a base de elementos discretos.
Los puntos principales a considerar para el diseño de la fuente de
poder son: ¿ Cuál es el tamaño y los voltajes del transformador
requerido?. ¿ Qué tamaño de condensadores de filtro emplear?, y
¿Qué tipo de fusible?. Luego de eso, podemos añadir circuitos regu
ladores a la salida.
3-9-1 FUENTE NO REGULADA ,-
La mayoría de los circuitos que forman el Sintetizador se alimen-
tan con +5V. Sólo el CI XR-215 y un LED para indicar el encendi-
do del aparato son alimentados con -5V.
Una vez armado el circuito experimental, en base a? mediciones rea
lizadas en él laboratorio, se determinó que las corrientes reque-
ridas de la fuente son:
Fuente de +5V : 545 mA.
Fuente de -5V : 6335 mA.
Puesto que son necesarios dos voltajes, uno positivo y uno negat:L
vo, se empleará el circuito mostrado en la figura 3-23-
D1t •• *
D2
J ÍD4
-o +
Figura 3-23. Fuente de Poder no .Regulada
El transformador baja el voltaje a un nivel apropiado y provee ai.s
lamiente entre el instrumento y la línea. Cuando su ánodo es posi
tivo el diodo D-, conduce y carga al capacitor C-,.. * En el siguien-
te medio ciclo, es el diodo D~ el que conduce y también carga al
capacitor C^-.. Si no hay una carga muy grande, el condensador no
se descarga mucho entre ciclos y asi el tiempo de conducción de ca
da diodo set hace muy corto. Las corrientes que circulan por los
diodos son muy altas pero breves y la corriente que llega al con-
densador es entregada en delgados picos. El valor de las corrien-
tes y la duración de los picos dependen de la carga, el condensa-
dor y la resistencia interna del transformador, pero el espacia-
miento entre picos es precisamente la mitad de un ciclo de 60 Hz
de la linea, es decir 8,333 milisegundos.
De igual manera que D-, y D- , Iu y D, trabajan para proveer un vol.
taje negativo que cargue a £-,_. Las especificaciones de corriente
en el transformador deben tener un valor suficientemente alto para
manejar ambas cargas.
3.9-1-1 EL TRANSFORMADOS .-
En vista de los voltajes requeridos, de -^V, se eligió un transfor_
mador común para filamentos de 12,6V (H amps) con toma central.
Cada mitad del secundario de 12,6V provee 6,3V. Este es el valor
RMS alterno. El valor pico, que es el que carga al condensador a
través del diodo, es 2 veces el valor RMS, o sea,
1,41 x 6,3 = 8,88 voltios.
Si los diodos fuesen perfectos, se obtendría un voltaje de 8,88V
en los condensadores de filtro. Pero los diodos producen una cal-
da de conducción bastante apreciable. Suponiendo una caída de con
ducción de 1,OV, esta se sustrae'del voltaje disponible, de manera
que el voltaje a través de los condensadores será de aproximadamen,
te 7j8V. Este es el valor pico, del cual se sustrae el voltaje de
rizado.
El voltaje disponible en los condensadores de filtro es mayor que
el voltaje de f?V necesario, ya que el regulador produce una peque-
ña caída de voltaje por sobre su valor de salida, la misma que es
necesaria para su adecuado funcionamiento.
3.9-1.2 LOS RECTIFICADORES .-
Se han escogido cuatro diodos de silicio RCA 1N538, en base a las
tres consideraciones siguientes:
a) CorrJente DC promedio. La máxima corriente necesaria va a ser
aproximadamente 600 mA. Considerando que cada diodo contribuye
con la mitad de esta corriente, por tratarse' de un rectificador
de onda completa, se necesitarían diodos capaces de proveer
300 mA de corriente DC promedio. El RCA 1N538 tiene una especi-
ficación máxima de 750 mA.
b) Corrientes súbitas (surge) máximas. Durante los breves perío-
dos de trabajo, los diodos conducen de diez a veinte veces la
corriente promedio de carga. Si los diodos conducen durante un
décimo del tiempo solamente, tendrán que conducir diez veces
más que la corriente que la carga necesita.
En nuestro caso si la corriente promedio será de 600 mA, los
diodos deben conducir por lo menos 6 Amps durante breves peri£
dos. El 1N538 tiene una especificación de máxima corriente
surge de 15 Árnps.
c) Voltaje inverso pico. El voltaje máximo que aparece a través
del diodo es dos veces el voltaje de salida. En nuestro caso
sería 2 x 738 = 15? 6 voltios. El 1N538 tiene una especifica-
ción de PIV = 200 VDC.
3.9.1-3 CONDENSADORES DE FILTRO .»
El valor del condensador de filtro y la máxima corriente de carga
determinarán la cantidad de rizado que se obtenga. Podemos hacer
una buena aproximación si asumimos que el rizado se asemeja a una
onda diente de sierra que se carga rápidamente y luego decrece li
nealmente. Con esta simplificación, la relación entre la corrien
te de la carga y el tamaño del condensador estará dada por:
Corriente de carga = C -rr = ^ar 8,33 x 10
-349-
en donde
AV = Rizado en voltios
C = Capacitancia en faradios
8,33xlCT^seg = Mitad de un ciclo de 60 Hz
Si se quisiera reducir el rizado sólo con un condensador de filtro,
se necesitarían condensadores de por sobre los 100.000y£F. Al em-
plearse los reguladores, el mismo resultado se consigue con una
fuente de relativamente alto rizado en donde el regulador absorve
las variaciones y entrega una salida muy plana.
En el presente caso asumiremos un V = 2f?0 mV para ambas fuentes,
a) Para la fuente de +5V
C = 545 mA'x 8,33 x 10"3seg = 18.159, AF250 mV
Por lo cual se utilizó un condensador electrolítico de 17.0QO/4F
(15V).
b) Para la fuente de -5V
63>5 mA x 8,33
Se empleó un condensador electrolítico de ¿f.OOO/^F (20V)
-150-
3-9.1.4 REGULADORES .-
El regulador absorve la diferencia de voltaje instantánea entre el
voltaje de la fuente no regulada y la salida deseada. La corrien-
te de carga multiplicada por la diferencia de voltaje disipada en
el regulador dan la potencia que debe ser internamente disipada.
Esta potencia estará determinada por el tamaño del regulador, la
carga, la disipación de calor disponible y el empleo de transisto-
res externos de paso.
Varios elementos externos se añaden normalmente a los circuito re-
guladores. Un condensador de salida, en el rango de 0,1 a l cF
es casi siempre necesario para estabilizar el regulador. El cir- '
cuito limitador de corriente puede ser interno o se puede añadir
una resistencia externa para obtener el límite de corriente desea
do. Se puede añadir un voltaje o una resistencia para cambiar el
voltaje de salida, y finalmente se pueden añadir transistores ex-
ternos para ampliar la capacidad de corriente.
Fn nuestro caso vamos a utilizar los reguladores LM309 para los
+5V y un LM320 para los -f?V conectados como se muestra en la fi-
gura 3-24
El LM 309 es un regulador de 5 voltios fabricado completamente en
una pastilla de silicio. Este regulador ha sido diseñado para rea
lizar regulación local a nivel de tarjeta y eliminar muchos probl^
mas causados por ruido y los lazos de tierra asociados con la regu
-151-
lación en un solo punto. Emplea limitación interna de corriente,
protección térmica y compensación lo cual lo hace un circuito esen
cñalmente a prueba de fallas.
de 1LM309K
3
2
de O] 2 o-
o+5V
-o-5V
Figura 3~2¿f« Conexiones de los Reguladores
Si se provee una adecuada disipación de calor, este elemento puede
suministrar corrientes de salida en exceso de 200 raA3 en el paque-
te TO-5, y de 1 A en el TO-3- En el presente caso, puesto que la
corriente requerida de la fuente es del orden de los 600 mA se va
a utilizar la versión TO-3-
Este circuito, por recomendación del fabricante no necesita de. nin
gunos componentes externos cuando se lo conecta como regulador fi-
jo de
-152-
El IM320 es un regulador negativo con un voltaje fijo de salida de
-5V y con una capacidad para suministrar corrientes de carga de
más de 200 mA en el paquete TO-5) Y de hasta 1,5 A en el paquete
TO-3* -Este elemento, de acuerdo con el fabricante, necesita de un
solo componente externo: un condensador de compensación a la sali-
da. Se garantiza que aún para los peores casos de variaciones de
la línea, corriente de carga o temperatura, la operación del siet^e
ma es satisfactoria. '
Otra ventaja de este circuito es su inmunidad contra condiciones .
de sobrecarga. Se, tiene limitación de corriente independientemen-
te de la temperatura y protección contra sobrecargas térmicas. La
limitación interna de corriente protege contra fallas momentáneas
mientras que el apagado térmico evita que la temperatura de las
junturas exceda los limites-de seguridad durante períodos prolonga
dos de sobrecarga.
Para nuestra fuente de -5V se habría podido emplear un paquete T0~5
puesto que la demanda de corriente será menor a los 100 mA,' pero
por disponibilidad de un paquete TO-3 se prefirió emplearlo, dejan
do así un amplio margen de seguridad.
En forma experimental se determinó que el mejor valor de C9, el
condensador de compensación, fue de 100AF (15V),
En el anexo III se incluyen las hojas de datos de estos dos circui
-153-
tos integrados.
3.10 Construcción .
La construcción estuvo orientada hacia dos objetivos principales:
la tarjeta con el circuito impreso y la mayor parte de los compo-
nentes, y la caja o estuche donde se acomodaron todos los demás e_
lementos, así como también la tarjeta del circuito impreso.
3-10.1 TARJETA DEL CIRCUITO IMPRESO .-
Una vez, terminado el prototipo que fue realizado en tableros de c£
nexiones tipo "breadboard", se procedió a la construcción de la
tarjeta de circuito impreso mostrada en la figura 3-25.
A pesar de la menor flexibilidad para el evento de querer hacer mp_
dificaciones posteriores en el circuito y de lo crítico de la dis-
posición de los elementos y de las interconecciones, se escogió es_
te método de construccción para conseguir dos resultados principa-
les :
- Reducir las posibilidades de problemas de ruido
- Lograr un acabado de aspecto más profesional
El ruido es causado generalmente por conexiones defectuosas, indu£
ción entre alambres muy cercanos y fallas de construcción en el
sistema de conexiones- a tierra.
A más de presentar un mejor aspecto, los circuitos construidos en
tarjetas de circuito impreso son más confiables y reducen las po-
sibilidades de fallas causadas por posibles movimientos de los
componentes del circuito. . >
Figura 3-2^- Circuito Impreso
La disposición de los circuitos en la figura 3-2.5 es la siguiente
a) Parte superior de izquierda a derecha:
Entrada de AC y conexiones para los diodos rectificadores, sie-
te etapas de contadores en década y sus salidas yendo hacia el
circuito selector/mutiplexer, selector de salida.
-155-
b) Parte media: Regulador de -5 , monoestable, oscilador de cris-
tal, .divisor para 5-000 formado por cuatro etapas. El LM320
fue instalado directamente en la tarjeta porque debido a su ba
ja demanda de corriente no se calienta.
c) Parte inferior: Cuatro etapas que forman el contador programa-
ble y las resistencias de conección a los interruptores rotati
vos, y finalmente en la parte inferior derecha, el XR-215 con
todos sus elementos asociados.
La figura 3-26 muestra la disposición de los diferentes componen-
tes, excepto el LM320, ya montados en la tarjeta.
Figura 3~26. Disposición de los Componentes
-156-
El circuito completo y la lisia detallada de los elementos se en-
cuentran en el anexo.
Para la construcción del circuito impreso se siguió el siguiente
procedimiento:
- Dibujo del circuito en un papel aparte
- Taladrar los huecos necesarios para montar los elementos
- Dibujar el circuito en la lámina de cobre con marcador Pen-
teí indeleble
- Bañar la tarjeta en una solución de cloruro férrico para e-
liminar el exceso de cobre
- Lavar el marcador con thinner
- Montar y soldar los componentes en el circuito impreso
La figura 3-2? es un dibujo que explica la distribución de los e-
lementos de la tarjeta..
3-10.2 EL -ESTUCHE .-
Hay varias funciones que debe cumplir el. estuche del instrumento:
- Encerrar los componentes de los distintos circuitos
- Permitir un medio de alimentar la corriente alterna de la
línea.
- Proporcionar un lugar para la instalación del fusible
- Servir como aislante de posibles campos de radio frecuenciaV
que puedan existir en las inmediaciones del circuito
- Permitir disipar el calor producido en el regulador de
cuC
I2C
V3
CI4
T
T
D1
D4
D2
03
I T CU
2
XT
AL
CI7
CI1
3C
I14
CI1
5C
I16
cíe
CJ1
7
CI9
ene
CI1
0
CI1
9
C11
1
JL •^ f T
Figura 3-27 Distribución de los elementos en la tarjeta
-158-
- Proveer un panel donde se puedan instalar los controles, in
dicadores y el conector de salida
- Permitir un medio fácil para transportar el instrumento
Se construyó la caja de aluminio- de las figuras 3-28 y 3-29 que es_
tá formada por dos partes: una "base que incluye el panel frontal y
la cara posterior y en donde se montaron todos los componentes, y
una cubierta que abarca las dos paredes laterales y que al remover
se permite un fácil acceso al interior del instrumento y a todos
sus componentes.
Figura 3-28. Vista Interior del Estuche
En la figura 3-28 se pueden observar los selectores rotativos y el
-159-
condensador de sintonización montados en el panel de control, la
tarjeta del circuito impreso montada sobre la "base y separada de
ésta por cuatro espaciadores metálicos, el cordón de alimentación,
el portafusible y el LM309 montados en la cara posterior.
El transformador de AC y los dos condensadores electrolíticos de
la fuente de poder se localizaron directamente sobre la base para
mantener el centro de gravedad bajo y el equilibrio del aparato.
Figura 3-29- Vista Posterior del Estudie'
La cubierta se asegura a la base por medio de nueve tornillos aut£
roscantes a cada lado con lo cual se logra la integridad y solidez
del instrumento.
-160-
En la figura 3~3Q s® aprecia una vista frontal en la que se pueden
ver claramente los distintos elementos que forman el panel de con-
trol.
Al diseñar el panel de control es mejor hacerlo al mismo tiempo que
se diseña el circuito impreso, así se obtiene una mejor localización
de los componentes.
Se han arreglado los varios elementos del panel de acuerdo a su fun
ción, frecuencia de uso y tamaño, para presentar un aspecto agrada-
ble y funcional sin confusiones o ambigüedades.
Figura 3~30. Vista del Panel de Control
-161-
El nombre del instrumento: "SINTETIZADOS DIGITAL DE FRECUENCIAS",
claramente define su o"b'jeto y se ha localizado en un lugar central
claramente visible. Este titulo divide al panel en.dos áreas. En
el área inferior se encuentran, a la izquierda, el interruptor de
la alimentación y un indicador del encendido formado por un diodo
emisor de luz amarilla. Este indicador es alimentado por la fuen-
te de -5V.
En el extremo inferior derecho está localizado un conector BNC pa-
ra proveer la señal de salida. Se ha dibujado un símbolo de onda
cuadrada que fácilmente identifica la forma de las ondas de sali-
da y además se provee información sobre el rango total de opera-
ción: ".033 Hz - 9.999 MHz". . '
*
En la parte superior izquierda se encuentra el grupo de interrupt£
res rotativos que seleccionan a la vez que indican la frecuencia
de operación en Ha.
La parte superior derecha comprende un dial con el que se seleccip_
na la frecuencia de funcionamiento del oscilador y dos diodos emi-
sores de luz roja que indican gráficamente en que dirección se-ha
desplazado la frecuencia de corrida libre del oscilador controlado
por voltaje. La selección de. la frecuencia de funcionamiento se
logra al hacer coincidir aproximadamente la posición de la perilla
indicadora con las cifras del dial que corresponden al valor sele£
cionado por los primeros cuatro interruptores rotativos de la iz-
quierda.
-162-
3-11 Costos .
Para los elementos importados se ha estimado un costo igual al do-
ble de su precio actual en USA, esto cubriría los gastos de trami-
tación, embarque, aduanas, etc.
Se han utilizado los siguientes elementos:
Cant. DENOMINACIÓN . No.SERIE COSTO
16
1311
k1111
**11
31
11611
Cristal de 5,0000 MHz
Zócalos de 16 pines
Zócalos de l¿f pines
Contadores en década
Contadores sincrónicos
Lazo asegurado por fase
¿f compuertas NAND
Multivibrador monoestable
Multiplexer
Diodos
Regulador +5V
Regulador -5V
LED ' s
Transformador 11?V - 12, 6V CT, 2A
Portafusible
Fusible
Interruptores rotativos BCD
Interruptor SPST
Conector BNC
S/ 238,00
5¿f,oo
10¿f,oo
SN7¿f90 . 2¿f2,oo
SN7¿fl92N 176,oo
XR-215 250,oo
SN7¿fOON 10,oo
SN7¿fl2lN I6,oo
SN74151 33,oo1N538 20,oo
LM309K 53,00
LM320 67,oo
7,oo
225,oo
30,oo
25,oo
369,60
5,oo
60, oo
-163-
Gant. DENOMINACIÓN NÜ SERIE COSTO
(
11-1112
2
1
1
2
37111
Condensador, variable de 1.000 pf
Condensador trimmer de 5 - 50 pf
Condensador de 15-000 uF
Condensador -de ¿f.OOO uF
Condensador de 100 uF
Condensador de 30 uF
Condensador de 10 uF
Condensador de 8 uF
Condensador de 0,33 uF
Condensador de 0,1 uF
Resistencias de hasta 1/2W
Tarjeta de baquelita
Perilla
Caja de aluminio, tiradera, tornillos, tuercas,
s/. 250,00180,oo
75,00
555oo
10,oo
14,oo
8,00
7,oo
"19,oo .
22,00
55,oo
50,oo
2,oo
etclOOjOO
TOTAL S/a.831,60
El costo total es muy moderado ya que, por ejemplo, si lo compara-
mos con el de un típico generador de pulsos comercial, el CSC mod£
lo ¿fOOl (5l50,oo en USA), veremos que su costo es aproximadamente
un tercio. Una vez en el país, el CSC ¿j.OOl costaría por sobre los
S/7.500?oo. El CSC cubre un rango de frecuencias de 0,5 Hz a 5 MIíz
en un número menor de pasos que el Sintetizador del presente dise-
ño.
-164-
C A P I T U L O I V
Y R E S U L T A D O S
-165-
C A P I T U L O IVf
DISPOSICIONES EXPERIMENTALES Y RESULTADOS
if.l Generalidades .
Una vez terminada la construcción del sintetizador, se procedió a
la calibración del oscilador de referencia 'de 5 MHz, a la toma de
fotografías de varias formas de onda típicas y a la realización de
mediciones de frecuencia ..para comprobar el funcionamiento y estabi
lidad del instrumento.
¿f.2 Calibración del Oscilador de Referencia .
Para calibrar el sintetizador de frecuencias hay que hacer tan s6_
lo un ajuste: el del oscilador de referencia controlado por cris-
tal, cuya frecuencia debe ser de 5,0000 MHz.
Para el efecto se cuenta con el condensador variable de ajuste
(trimmer) C.0 localizado en la parte central de la tarjeta. Este
trimmer es fácilmente accesible desde la parte superior, una vez
removida la tapa.
El ajuste se hizo utilizando un contador de frecuencias Hewlett -
Packard modelo 5305A (hasta 1100 MHz), cuya entrada se tomó del
pin 8 del Gil?.
-166-
La frecuencia obtenida fue de 5,00000? - 0,000001 MHz
En la figura ¿f-1 se puede observar la forma de onda de -la salida
del oscilador de 5 MHz.
¿¡..3 Fotografías de las Formas de Onda .
A continuación se incluyen varias fotografías de las formas de on-
da típicas en varios puntos del circuito.
Se utilizó una cámara polaroid Hewlett - Packard modelo 196A y un
osciloscopio Tektronix modelo 7904 por su buena respuesta de fre-
cuencia, display de doble trazo y la conveniencia de presentar los
valores de las escalas vertical y horizontal directamente en su
pantalla.
.m MJr
Figura Salida del Oscilador de 5 MHz (Gil? pin 8)
-167-
.87
O
Figura ¿f-2. Trazo superior: IKhz referencia (CI11 pin 12)
Trazo inferior: IKhz monoestable (CI6 pin 6)n
Frecuencia seleccionada: 1 MHz (.1000 x 10 )
f f e e-
Figura ¿f-3- Trazo superior: Salida del VCO (CI5 pin 15)
Trazo inferior: Salida del "buffer (CI? pin 6)
Frecuencia seleccionada: 500 Hz (-0500 x
, ' pooooQpQooüaOooooooQooo'oocJ
C?:
-168-
Figura ^-¿t-. Trazo superior: Salida del buffer (CI? pin 6)
Trazo inferior: Salida del instrumentog
Frecuencia seleccionada: 50 Khz (.0 00 x 10 )
Figura ¿t--5- Salida del instrumento
7Frecuencia seleccionada: 9,999 MHz (.9999 x 10')
-169-
Figura ¿f-6. Salida del instrumentoo
Frecuencia seleccionada: 330 Khz (.0330 x 10 ) ,
¿f.¿i Mediciones de Frecuencia .
A continuación se presenta en la figura k-7 una tabla con los re-
sultados obtenidos de las mediciones de frecuencia realizadas en
varios puntos representativos del rango total de trabajo. Para el
objeto se utilizó un contador de frecuencias Hewlett - Packard mo-
delo 5305A-
De dicha tabla se puede concluir que tanto el error en la frecuen-
cia seleccionada como la estabilidad de frecuencia son excelentes
hasta cuando el primer dígito seleccionador se acerca a 9- Esto
es explicable si consideramos que en dichos casos el VCO estará
-170-
Selectores
.0330 x 10
.0500 x IcA
.1000 x 10
.5000 x 10¿|-
.9000 x 10
.1000 x 105
.5000 x 105
.9000 x 105
.1000 x 106
.5000 x 106
.9000 x 106
.1000 x 107
.5000 x 107
.9000 x 107
.9999 x 107
Frecuencia
Seleccionada
330 Hz500 Hz
1 Khz
5 Khz
9 Khz
10 Khz
50 Khz
90 Khz
100 Khz
500 Khz
900 Khz
1 MHz
5 MHz
9 MHz
9,999 MHz
Medida (Hz)
330,0
500,01.000,0
5-000,0
9,001,0 ± 0,05
10.000,0
50.000,2
90.010,7 - 0,2
100.000,3500.002,3
900.106,3 - 2,0
I1 000. 003, 8
5'000.022,3 - 2,0
9 ' 001. 030,0 ± 30
lO'OOO. 020,0 ~ 30
ErrorFrec .
_
-
-_
127,7
-_
121,1_
_
120,3
3,8
¿f,9117,8105,0
Estab.Frec .(ppm)
_
-
-
~
5,5
-
-
2,2_
_
2,0
-
0,/f
3,33,0
Figura ¿f-7- Mediciones de Frecuencia
trabajando en una región más cercana a su límite superior de fre-
cuencia. En estos casos, para mayor estabilidad se deberá tratarn
de utilizar el exponente más alto. Por ejemplo: .0950 x 10 serág
más exacta que .9500 x 10 .
Sinembargo, como se puede observar en la tabla, el error máximo
de frecuencia (127,7 Ppm) y la estabilidad mínima (5,5 ppra), son
todavía de muy buena calidad.
-171-
C A P I T U L O V
C O N C L U S I O N E S
Y C O M E N T A R I O S
-172-
C A P I T U L O V
5.1 Conclusiones . ."
- El presente trabajo muestra como se ha diseñado, construido y
^ . comprobado un equipo de prueba que es capaz de generar pulsos •
cuadrados en un amplio rango de frecuencias.
- El rango de trabajo va desde 0,033 Hz hasta 9,999 MHz en
72.670 frecuencias diferentes de una gran estabilidad.
^ - Su costo es casi igual a un tercio del de equipos comerciales
similares.
- Los elementos empleados para la construcción son casi exclusi-
vamente de estado sólido y la construcción con circuito' impre-
so garantizan una larga vida y un funcionamiento confiable.
^ - El tamaño del equipo es bastante pequeño y su peso reducido,
sin' embargo ambos podrían reducirse aún más ya que el presente
es un modelo experimental.
- Hay tres características deseables que podrían implementarse con
relativa facilidad: permitir variar la duración de los pulsos de
-173-
salida por medio de la utilización de un monoestable, variar la
amplitud y la componente DC de los pulsos utilizando un OP amp
a la salida.
La principal aplicación recomendada para este equipo seria como
una fuente de señales, semejante a un generador de pulsos^ para
prácticas de laboratorios de sistemas digitales. Especialmente
útil resulta la posibilidad de rápidamente incrementar o dismi-
nuir su frecuencia de salida en décadas y partiendo desde pocos
Hz hasta los MHz, lo cual permite una fácil visualización del
comportamiento de los circuitos bajo prueba.
Existen muchas otras posibles aplicaciones para este instrumento:
Como medidor de frecuencias al comparar visualmente su salida con
la otra sejíal en un osciloscopio de doble trazo, como fuente de
señales de calibración de otros equipos, dada la exactitud y es-
tabilidad de sus frecuencias de salida, como fuente de ondas cua-
dradas para analizar la respuesta de frecuencia de amplificadores
de audio, por sus características de ultra baja frecuencia, puede
usarse para impulsar la entrada VCG (Voltage Controlled &enerator)
de un generador de funciones y proveer señales FSK (Frequency
Shift Keying), o también para activar un relay e interrumpir perió^
dicamente la salida de cualquier otro generador de señales.
-174-
5.2 Comentarios .
La realización de este trabajo de tesis ha constituido una experien
cia sumamente valiosa para mi, porque .me ha permitido palpar muy de
cerca muchos aspectos relacionados con la rama de la electrónica de
diseño y construcción. Se ha partido de una idea y un proyecto en
papel y se ha trabajado hasta llegar a la consecución de elementos
y a su integración para lograr conformar el equipo final.
Los muchos aspectos prácticos y las experiencias adquiridas en re-
lación con la construcción, alambrado y disposición de controles,
han servido de adecuado complemento a las clases teóricas y a las
prácticas de laboratorios recibidas en la Escuela Politécnica Na-
cional.
HI
H fe o o M K) PQ H PQ
í'
NA
. h.
-176-
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McGrav;-Hill Book Company, 1962
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XR-215. Monolithic Phase-Locked Loop
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California, July 1972
A-1
A N E X O I
D I A G R A M A G E N E R A L
103
i 0
4
*J_
C I í£*7
33 O*
SN74
00 2
1.
3 v i
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D
E
ELE
CT
RÓ
NIC
A
A-4-
A N E X O II
ComponenteNo. '
RESISTENCIAS
TJ p - TJ TJ T)1* 7' R} ll * 3^
R2
R3
R4
R5 "
E6
E9
E10
E12
"p "p T? T? R T?"13 15' 17 29' 34 36
R16
R30' R31
R32R-z7
Cant.
5
1*
• 1
1
l"
1
1
1
1
19
1
2
1
1
Descripción
1 M,
7 C V n,5 Sil,
1,5 Kn,
13 K-rz,
3,9 Kfi,
2,2 M,
560/1 ,
^70-a^,
220 SI ,
910 /I ,
91-0- ,
680 Jl ,
2,7 KA,
W/I 3
1/2 W
1/2 W
1/2 W
1/2 W
1/2 W
1/2 W
1/2 W
1/2 W
1/2 W
IA W
1/4 W
1/2 W
1A W
1/2 W
CONDENSADORES
Cx>
' C
0,1 uF , 600V tubulares
10 uF -, 10V electrolíticos
30 uF } 6V electrolíticos
A-5
ComponenteNo.
C7
C8
C9
C10
Cll
C12
CONTROLES - INTERRUPTORES
Sl
s2-s?
C13 %
CIRCUITOS INTEGRADOS
CIl-CI¿f
CI5
CI6
CI7
CI8-CI18
CI19
MISCELÁNEOS
XI
Z1-Z5, 2119
Cant.
1
1
1
1
1
1
1
6
1
k
1
1
1
11
1
1
6
Descripción
100 uF, 15V electrlítico
0,33uF, 50V cerámica
8 uF, 15V electrolítico
5- 0 pF, trimmer cap
15.000 uF, 12V electrolítico
¿f.OOO uF, 20V electrolítico
-
125V3 3A, SPST
interruptores rotativos BCD
•1,000 pF cond var sintoniz.
contadores sinc . SN7 192
lazo asegurado por fase XR-215
monqestable SN7W21N
cuad. NAND SN7¿fOON
contadores SN7490
multiplexer SN? ! !
cristal de 5,0000 MHz
zócalos de 16 pines
A-6
$••!3• M
ComponenteNo.
2,6-218
V\1
RG2
LED1, LED2
LED3
Tl
PF-L
Fl
Col
Cant.
13
k.
1
1
2
1
1
1
1
1
1
1
Descripción
zócalos de 1/f pines
diodos 1N538
regulador +5V LM309K
regulador -5V LM320-5
LED ' s luz ro o a
LED luz amarilla .
transformador 117V-12, 6VCT, 2A
portafusible
fusible 1/2 A
conector BNC
tarjeta de circuito impreso
estuche de aluminio
3 A
A-7
,F - , t'f !y
A N E X O III
H O J A S D E D A T O S Y A P L I C A C I Ó N
D E L O S C I R C U I T O S I N T E G R A D O S
Y S E M I C O N D U C T O R E S U T I L I Z A D O S
TYPES SN54192, SN54193, SN54L192, SN54L193, SN54LS192, SN54LS193SN74192, SN74193. SN74L192, SN74L193, SN74LS192, SN74LS193
SYNCHRONOUS 4-BIT UP/DOWN COUNTERS (DUAL CLOCK WITH CLEAR)BULLETIN NO. DL-S 7211S28, DECEMB6R 1972
Cascading Circuitry Provided Internally
Synchronous Operation
Individual Preset to Each Flíp-Flop
Fully Independent Clear Input
'192, '193 .,. J, N, OR W PACKAGE'L192, 'L193 ... J OR N PACKAGE
'LS192, 'LS193 .. . J, Nr OR W PACKAGE(TOP V1EW)
TYPES
Low input to load seis Q. • A,
TYPICAL MÁXIMUM TYPICALCOUNT FREQUENCY POWER OISSlPATION
'192,'Í93 32MHz 325 mW'L192,'L193 7MHz 43 mW'LS192, 'LS193 32 MHz 85 mW
description
These monollthic círcults are synchronous reversible{up/down) counters Iiavlng a complexity of 55equivalent gates. The '192, 'L192, and 'LS192círcuits are BCD counters and the '193, 'L193 and'LS193 are 4-bít binary counters, Synchronous opera-tlon ís provided by having all flíp-flops clockedsimultaneoúsly so that the outputs change coinci-dently with each other when so instructed by thesteering loglc. Thls mode of operatlon ellminates theoutput countíng spikes whlch are normally associated with asynchronous (rípple-clock) counters.
The outputs of the four master-slave flip-flops are triggered by a low-to-high-level transition of either count (clock)¡nput. The direction of counting Ís determíned by which count ínputi ¡s pulsed while the other count input is high.
All four counters are fully programmable; that is, each output may be preset to either level by entering the desired dataat the data inputs whíle the load input Ís low. The output will change to agree with the data inputs independently ofthe count pulses. This feature allows the counters to be used as modulo-N dívíders by simply modifying the countlength with the preset ¡nputs.
A clear ¡nput has been provided which forces all outputs to the low level when a high level ¡s applied. The clear function¡s independent of the count and load inputs. The clear, count, and load ¡nputs are buffered to lower the drive require-ments. This reduces the number of clock drivers, etc., required for long words.
These counters were designed to be cascaded without the need for external círcuitry. Both borrow and carry outputsare available to cascade both the up- and down-counting functions. The borrow output produces a pulse equal in widthto the count-down input when the counter underflows. Similarly, the carry.output produces a pulse equal in width tothe count-down ¡nput when an overflow conditíon exists, The counters can then be easily cascaded by feeding theborrow and carry outputs to the count-down and count-up inputs respectively of the succeeding counter.
absolute máximum ratings over operating free-a¡r temperatura range (unless otherwíse noted)
Supply voltage, Vrjc (see Note 1 )Input voltageUperating free-air temperature range
_Storage temperature range
SN54'7
5.5
SN54L'8
5.5
SN54LS'77
-55 to 125-6510150
SN74'7
5.5
SN74L'8
5.5
SN74LS'
l_ 7
7Oto 70
-65 to 150
UNITVV°Cüc
1: Vottago valuó» are with rmp«ct to notwork oround tarmlnal.
TEXAS I N S T R U M E N T SINCORPORATED
TYPES SN54192, SN54193, SN54L192, SN54L193, SN54LS192, SN541S193,SN74192, SN74193, SN74L192, SN74L193, SN74LS192, SN74LS193SYNCHRONOUS 4-BIT UP/DOWN COUNTERS (DUAL CLOCK WITH CLEAR)
functional block diagrams
428
TYPf
'SYNC
schematics t
1271
TEXAS INSTRUMENTSINCORPOHATED
1Í72
TYPES SN54192, SN54193, SN54L192, SN54L193, SN54LS192, SN54LS193,SN74192, SN74193, SN74L192, SN74L193, SN74LS192, SN74LS193
SYNCHRONOUS 4-BIT UP/DOWN COUNTERS (DUAL CLOCK WITH CLEAR)
schematics of ¡nputs and outputs
EQUIVALENT OF INPUTSOF '192/193, 'L192,'L193
/77
'192,'193: RBq • 4 kft NOM'L192,'L193: Req - 40 kO NOM
EQUIVALENT OF INPUTSOF'LS192,'LS193
Enobla Input: Raq - B.33 kn NOMAll otharlnpuu: R,q-17kííNOM
TYPICAL OF OUTPUTSOF '192, '193, 'L192, 'L193
'132,'193: R- 130 n NOM'L192,'L193: R- 500 fl NOM
TYPICAL OF OUTPUTSOF 'LS192, 'LS193
100 fl NOM
1372
TEXAS INSTRUMENTSI N C O H P O R A T E D
TYPES SN54192, SN54L192, SN54LS192, SN74192, SN74L192, SN74LS192'
SYNCHRONÜUS 4-BIT UP/DOWN COUNTERS (DUAL CLOCK WITH CLEAR)
'192/L192, 'LS192 DECADE COUNTERS
typícal clear, load, and count sequences
Illustrated below is the following sequence:
1. Clear outputs to zero.2. Load (presot) to BCD seven,3. Count up to eight, nine, carry, zero, one, and two.4. Count down to one, zero, borrow, nine, eight, and seven.
rr—TJi i i i
DATA <
COUNTUP
COUNTDOWN
OUTPUTS <;
°0 _ ]_l
SEQUENCEILLUSTRATED
_rn ni » 1 1r nn _i i i i
c j-n n1 1 i i
D I I I f
CLEAR PRESET
NOTES: A. Cl««r ovnrrldm load, data, and count Inpun.B, Wh«n countlng UP, count-down Input murt b« hloh; when counilng down, count-up Input muit b« hiflh.
130 TEXAS I N S T R U M E N T SINCORPOKATCD
TYPES SN54192, SN54193, SN74192, SN74193SYNCHRONOUS 4-BIT UP/DOWN COUNTERS (DUAL CLOCK WITH CLEAR)
recommended operating condítions
'
Supply vottage, VCG
HIgh'level outpul currom, IQH
Low-level output curren!, IOL
Count froquency, fcount
Width of any ínput pulse, tw
Data setup time, tsetup (see Figure 1)
Data hold time, thold
Operating free-aír temperature, TA
SN54192
SN54193
MIN NOM MAX
4.5 5 5.5
-400
16
0 25
,20
20
0
-55 125
SN74192
SN74193
MIN NOM MAX
4.75 5 5.25
-400
16
0 25
20
20
0
0 70
UNIT
V
PA
mA
MHz
ni
ns
ns
°C
eléctrica) characteristics over recommended operating free-air temperature range (unless otherwise noted)
PARAMETER
VIH Hlgh-leVBl inputvoltáge
VJL Low-Ievel ¡nput voltage
V| ínput clamp voltage
VQH Hlgh-level output voltage
VQL Low-Ievel output voltage
ll ínput current at máximum Inputvoltage
I¡H Higlvlevel input current
1 1 [_ Low-levet Ínput curren!
'OS Short-círcuit output current§
ICG Supply curren!
TESTCONDITIONS*
VCC-MIN, l|--12mA
VCC-MIN, v j H - 2 V ,VIL -O.BV, IQH --4oonA
.VCC-MIN, v¡H-2VVIL-O.SV, ]o i_"16mA
VCC-MAX, VI -S.BVVCC = MAX( Vi- 2.4 vVGC ' MAX, Vj - 0.4 V
VCG" MAXVCC-MAX( See Note 2
SN54192
SN54193
MIN TYPÍ MAX
2
0.8
-1.5
2.4 3.4
0.2 0.4
1
40
-1.6
-20 -65
65 89
SN74192
SN74193
MIN TYPÍ MAX
2
0.8
-1.5
2.4 3.4
0.2 0.4
1
40
-1.6
-18 -65
65 102
UNIT
V
V
V
V
V
mA
íiA
mA
mA
mA
íFor condlttont >hown ai MIN °r MAX, uie tha approprlate valué spoclíled undar recammended oparating condltlont lor thaÍAII typlcal valúes are at VQQ - 5 V, T^ - 25° C. 'SNotmore thon one output ihould b« ihorted at a timo.NOTE 2: IQC fi meoiurod wlth alJ outputi opan, cfear and load Inputi grounded, and all other Inputs at 4.5 V.
appllcabla typa
swítching characteristics, = 5 V, TA = 25°C
PARAMETERÜ
'max
tpLH
IPHL
tpLH
tpHL
>PLH
IPHL
tPLH
tpHL
tPHL
FROM
INPUT
Count-up
Count-down
Either Count
Load
Olear
TO
OUTPUT
Carry
Borrow
Q
Q
Q
TEST CONDÍTIONS
CL- 15 PF,RL'400n,
Sea Figures 1 and 2
MIN TYP MAX
25 32
17 26
16 24
16 24
16 24
25 38
31 47
27 40
29 40
22 35
UNIT
MHz
ni
ns
ni
ns
ns
U ímaK s* máximum dock frequsncy'PLH ffl propagarían tlslay tfm», lowto-hlgri-levol output'PHL H propagatlon d«lay tlm», hlgh-to-low-l«v«l output
-
432 TEXAS INSTRUMENTSI N C O R P O R A T E D
1272 1272
TYPES SN54192, SN54193, SN54L192, SN54L193, SN54LS192, SN54LS193,SN74192, SN74193, SN74L192, SN74L193, SN74LS192, SN74LS193
SYNCHRONOUS 4-BIT UP/DOWN COUNTERS (DUAL CLOCK WITH CLEAR)
PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION ' "
PULSE •QEMEHATOH
0
DATACULSE
GENERATOR
PULSEGEN E HAT OH
n i-Tf
.
1
t
>UP
>DOWN BORROW
±
•OPEN
I _ _
1 i
1 I
j 1 (S« Nol« 0| í Iu««l*-
~ "-"i)
i LOAP CIRCUIT 1_ _
J LOAD CIRCUIT 2'J [S»m« *i Lo»d Qtculi I
r ** ~ -| LOAD CIRCUIT!i (Sínw.i Lo-JGicuJí t
r "1 LOAD CIRCUIT 4! |&itTM*t Lo*da(cui| 1
-[
W i
1
— 1J1i11
11J
TEST CIRCUIT
VOLTAGE WAVEFORMS
NOTES: A. Th« pulie gan^raton hoi/n th« following characterljtlct: Zout * 50 íí and for the data pulta ganara íor PRH < 500 kH*, dutycyc]« - 50%; for the load pul*e ganarator PRR U iwo ilmai dni» PRR, duty cycU - 50K.
B. CL Includ»» proba and )Ig capacltanca.C. DIod«i ar* 1N3064 for'192, '193, 'LS192, and 'LS193; 1N916 for 'L192 and '1.193,D. tr and t( < 7 n» for'192, '193, 'LS192, and 'LS193; < 25 n* for'L192 and 'L193.E. Vref Ei 1.5 volt* for '192, '193, 'LS182, and 'LS193; 1.3 volti for'L192 and 'L193.
FIGURE 1-CL.EAR, SETUP, AND LOAD TIMES
TEXAS INSTRUMENTSINCORPORATED
435
'irfilEE
hitTYPES SN54192, SN54193, SN54L192, SN54L193, SN54LS192, SN54LS193,SN74192, SN74193, SN74L192, SN74L193, SN74LS192, SN74LS193S Y N C H R O N O U S 4-BIT UP/DOWN COUNTERS (DUAL CLOCK WITH CLEAR)
PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION
Q0QC°BQA CAHRY BOOn
T>UP
DOWN
±
'
1r L i— L_ .O-_ IS"No..CJ |
1 ^TSCL ,1-^30 PF |
| <**t) |
! LOAD CIRCUIT 1 .
1 IQADCIHCUITÍ '1 lS*mt n Lo»d Citcuil 1) ¡
I LOADCIHCUIT3 1í IStm* *. Lo-J Ctcuil 1) 1
r™ *t IOAD CIRCUIT* '¡ IS*ffw « Lo«l Ocuit 1) ¡
r— - — — — — — - - - - — — -^
¡ ISim. >< Lud Circurl 1) 1
¡ tOAnripriiir* 1
TEST CIRCUIT
COUNTUP
INPUT
3 V
D V
BORROrtOUTPUT
VOLTAGE WAVEFORMSNOTES: A. The pulsa ooneratar has tho followlng charactorlitlcí: PRR < 1 MHz, Z0ut "* 50 n- ^"^ cyct» • 50X,
0. CL Includaí probo and Jig capacitarles.
C. Dloda* ara 1N3064 for '192, '193, 'LS192, «nd 'LS193; 1N91G for 'L192 and 'L193.
D. Couni-up and count-down pul» thown ara for tho '193, 'L193, and 'LS193 blnary counurt, Count cycU íor '192, 'L192,and 'LS192 dacada couniar» I» 1 through 10.
E. Wavoformí for outputi QA, Qg, and QC ara omlttod to ilmpHfy th« drawlng.
f=. trand tf < 7 ni for'192, '193, 'LSI92, and 'LSI93; < 25 n» íor 'L182 and 'L193,G. Vrsf li 1,5 vola for '192, '193, 'LS192, and 'LS193; 1.3 voltt for'L192 and 'L193.
FIGURE 2-PROPAGATION DELAY TIMES
436 TEXAS INSTRUMENTSINCORPORATÉD
PSIN1ED IN US A ]J7ÍII [íftfnl oiiunt gnf rtipaniibilily fe uní (trtutlt ih*-nel rtpitunl Ihat Ihr^ ol( lltt tttm polín! iní'injtmftit
TEXÍS INSIRUMENIS RESERVES IHÉ I1CHI 10 MACE CHANCES « iNÍ !1M£
1H OÍDEí 10 IMfíOVE DESIGN AND 10 SUPFIT IHE BEST fíODUCI fOSSlML
Monolithic Ptiase-Locked Loop JULY1972 3
LS'í /0
The XR-215 is a highly versatile monolithic phase-locked loop (PLL) system designed for a wide variety of applications in bothanalog and digital communication systems. I t is especially well suited for FM or FSK demodulation, frequency synthesis andtracking filter applications. The XR-215 can opérate over a large cholee of power supply voltages rahging from 5 volts to 26volts and a wide frequency band of 0.5 Hz to 35 MHz. U can accommodate analog signáis between 300 microvolts and 3 voltsand can interface with conventional DTL, TTL and ECL logic families.
Figure 1 conta insa functional block di agrá m of the XR-215 monolithic PLL system. The circuit consists of a balanccd phasecomparator, a highly stable voltage-controlied oscillator (VCO) and a high speed operational amplifier. The phase comparatoroutputs are internally connected to the VCO inputs and to the non-inverting input of the operational amplifier. A self con-tained PLL system is formed by simply ac coúpling the VCO output to either of the phase comparator inputs and a d d i n g alow-pass filter to the phase comparator ou tput termináis.
The VCO section has frequency sweep, on-off keying, sync, and digital programming capabilities. its frequency is highly stableand is determined by a single external capacitor. The operational amplifier can be used foraudio preamplificaíion in FMdetector applications; or, as a high speed sense amplifier (or comparator) in FSK demodulation.
o-oX>C/ími
r~OoXmOr"OO
FEATURESWide Frequency Range: 0.5 Hz to 35 MHzWide Supply Voltage Range: 5V to 26VDigital Programming CapabilityDTL, TTL and ECL Logic CompatibilityWide Dynamic Range: S O O ^ V í o S VON-OFF Keying and Sweep Capabili tyWide Tracking Range: Adjustable from ±1% to ±50%High-Quality FM Detection: Distortion 0.15%
Signal/Noise 65dB
ABSOLUTE MÁXIMUM RATÍNCSPower SupplyPower Dissipation
Derale above +25°CTcmperature
OperatingStorage
PACKAGE INFORMATION (ceramic)
APPLICATIONSFM DemodulationFrequency SynthesisFStC Coding/Decoding (MODEM)Tracking FiltersSignal ConditióningTone DecodingData SynchronizationTelemetry Coding/DecodingFM, FSK and Sweep GenerationCrystal Controlled DetectionWideband Frequency DiscriminationVoltage-to-Frequency Conversión
FUNCTIONAL BLOCK D1AGRAM
-i-r
PHASECOMPARATOR
OUTPUTSQ O
3
PHASECOMPARATOR
INPUTS
PHASECOMPARATOR O
8IAS
Figure I . XR-215 Functional Block Díagram
EXAR INTEGRATED SYSTEMS INC.733 North Pastoría Avenue, Sunnyvale, California 94086 (408)732-7970 TWX 910-339-9233
COPYRIGHT 1972
ELECTRICAL SPECIFICATIOR
CHARACTERISTICSLIMITS
M1N. TYP. MAX.T 1X1 TT OU N 1 1 o /"i/~\ l^i TTM /~\X1 C1CONDITIONS
I — General Characteristics.' Test Conditions: V+= 12V (single supply),TA = 25°C, Test Circuit of Figure 2 with CQ = 100 pF, (silver-míca) S], 89, 85,
closed, 83, 84 open unless otherwise specified.
Supply Voltage:Single SupplySplit Supply .
Supply CurrentUpper Frequency LimitLowest Practical Operating
Frequency
VCO Section:Stability;
TemperaturaPower Supply
- Sweep Range
Output Voltage SwíngRíse TimeFallTime
Phase Comparator Section:Conversión Gain
Output ImpedanceOutput Offset Voltage
'Op Amp Section:Open Loop Voltage GainSlew RateInput ímpedanceOutput ImpedanceOutput SwingInput Offset VoltageInput Bías CurrentCommon Mode Rejection
, 5±2.5
820
5:1
1.5
66
0.5
7
1135
0.5
2500.18:1
2.52020
2
620
802.5
22
101
8090 ,
26±13
15
600
"100
V d cV d cmAMHz
Hz
ppm/°C%/v
VP .nsns
V/rad
kfi.mV
dBV//J secMUk£l
VPmVnAdB
See Figure 2• See Figure 3
See Figure 2See Figure 2, S\, 84 closed
Co = 500f¿F
"See Figure 2, V+ > 8V, CQ = 1 00 pFV4">10V
• 83 closedt 84 open, 0 < Vs < 6VSee Figure 985 open
1 0 pF to ground at Pin 1 5
Vin > 50 mV rms (See characteris-tic curves)Measured looking into Pins 2 or 3Measured across Pins 2 and 3Vin = 0»Ss open
' -82 openAy= 1
RL = 30 kílfrom Pin 8 to ground
II — Special ApplicationsA) FM Demodulation: . .
Test Conditions: Test circuit of Figure 4, V+ = 12V, input signal = 10.7 MHz FM w i t h A f = 7 5 kHz, fmod = 1 kHzDetection ThresholdDemodulated Output Amplitude
* Distortion(THD)AM RejectionOutput Sígnal/Noise
250
55
0.8500
0.154065
3
0.5
mV rmsmV rms%dBdB
50Í1 sourceMeasured at Pin 8
V¡n= l O m V r m s , 30% AM
B)TrackÍngFiIter
Test Conditions: Test circuit of Figure 5, V* = 12V, f o = 1 MHz, V¡n = 100 mV rms, 50fi sourceTracking Range (% of fo)
Discrirninator OutputAVout
A e leAf/f0
±30 ±50
50 mV/%1
See Figures 5 and 25
Adjustable — See applicationsinformatíon
veoOUTPUT(TOCOUNTER)
Figure 2. Test Circuit For Single Supply Operation
A1*} 1 i -L>601I <fiOH.-=-
SIGNAL | I í~~INPUT I Olf iF(5011 ©SOUflCEl T
Figure 3. Test Circuit For Splít-Supply Operation
5011 >501I •=•
r r r. 7 Tt
"o ,
Í.5Kl- AV-p<
¿ -L>10K -i"
I60 1 í'
VA O*iiv
Figure 4. 'Test Circuit For FM Demodulation
DESCRIPTÍON OF CIRCUIT CONTROLS
PHASE COMPARATOR INPUTS (PINS 4 AND 6)
One input to the phase comparator is used as the signal input ;the remaining input should be ac coupíed to the VCO output(pin 15) to complete the PLL (see Figure 2). For split supplyoperation, these ¡nputs are biased from ground as shown inFigure 3. For single supply operation, a resistive bias stringsimilar to that shown in Figure 2 shoul,d be used ío s.et the
bias level at approximately Vcc/2. The de bias current atthese termináis ís nominally 8 fifí.
PHASE COMPARATOR BIAS (PIN 5)
This terminal should be de biased as shown in Figures 2 and3, and ac grounded with a bypass capacitor.
• JOOpF• JK1I• 4ÚKI1
COUPLING CAPACITOR
CB - 8VPASS CAPACITOR
Figure 5. Test Circuit For Tracking Filter
PHASE COMPARATOR OUTPUTS (PINS 2 AND 3)
The iow frequency (or de) voltage across-these pins corres-ponds to the phase difference between the two signáis ai .the phase comparator inputs (pins 4 and 6). The phasecomparator outputs are internally connected to the VCOcontrol termináis (see Figure 1). One of the outputs(pin 3) is iníernally connected to the no'n-inverting inputof the operational amplifier. The low-pass f i l te r is achievedby connecting an RC network to the phase comparator out-puís as shown in Figure 14. *
VCO TIMING CAPACITOR (PINS 13 AND 14)The VCO free-running frequency, fo, is inversely proportíonalto t iming capacitor CQ connected between pins 13 and 14.(See Figure 7):
100 KHí 1 MHíFRQQUENCY
Figure 6. Typical VCO Temperature CoefHcient Range as aFunction of Operating Frequerícy (pin 10 open)
U 103,n I"
R x - 750H BETWEEN PINS 9 AND 10
10 102 I03 104 105
VCO FREQUENCY(Hd
Figure 7. VCO Free Running Frequency vs Timing Capacitor
VCO OUTPUT (PIN 15)
The VCO produces approximately a 2.5 Vp_p output signal atthis pin. The de ouíput level is approximately 2 volts beíowVCG This pin should'be connected to pin 9 through a 10 k£lresistor to increase the output current drive capabili ty. Forhigh voltage operation (Vcc > 20V), a 20 kfl resistor is re-commended. Jt is also advisable to connect a 500H resistor inseries with this ou tpu t for short circuit protection.
too 1000LOW LEVEL INPUT AMRLITUDE [mV, rmi)
Figure 8. Phase Comparator Conversión Gain,versus I n p u t A m p l H u d e
>o§ 4=)OLU
^ 3u_ J
' QLU
'N ~p 2
ceO 1
RY = 750^
I _L+2 O -2 -4 -6 -8 -10 -12
NET APPLIED SWEEP VOLTAGE, Vs - VSQ (VOLTS) •
Figure 9. Typical Frequency Sweep Characteristics as aFunction of Applied Sweep Voltage
(Note: VSQ VQC - 5 v = Open Circuit Voltage at pin 1 2)
1CX)dB
80 dB
60 dB
40 dB
O>
20 dB
OdB
-20 dB
OPEN LOOP RESPONSE
= 0;RF - 1M
100'0; Rp • 100K
A\ = 10
• 50 pF ; ]
Cr - 300 pF ; I < 1 K
I ' U100! 1 KHz 10 KHz 100 KHz
FREQUENCY
Figure 10 XR-215 Op Amp Frequency Rcsponse
VCO SWEEP 1NPUT (PIN 12)
The VCO Frequency can be swept over a broad range by appVy-ing an analog sweep voltage, Vg, to pin 12 (see Figure 9). Theimpedance ievel looking into the sweep input is approximately5QÍ2. Therefore, for sweep applications, a curren t l imi t ingresistor, Rg, should be connected in series with this t e rmina l .Typical sweep characterisíics of the circuit are shown in Fig-ure 9. The VCO temperature dependence ís mín imum whenthe sweep input is not used.
CÁUTJON: For safe operation of the circuit, the máximumcurren t, I¿, drawn from the sweep terminal should be limit-ed to 5 mA or less under all operating condiíions.
ON-OFF KEYINC: With pin 10 open circuited, the VCO canbe keyed off by applying a positive voltage pulse to the sweepinput terminal. With Rg = 2 k£l, oscillations will stop if theapplied potential at pin 12 is raísed 3 volts above ¡ts open-circuit valué. When sweep, sync, or on-off keyíng functionsare not used, Rg should be lef t open circuited.
RANGE-SELECT (PIN 10)
The frequency range of the XR-2.15 can be extended by con-necting an external resistor, RX, between pins 9 and 1 0. Wi lhreference to Figure 1 1, the operation of the range-select ter-mina l can be explained as follows: The VCO frequency is pro-portional to the sum of curren ts 1¡ and \ th'rough transistorsT j and T2 on the monolithic chip. These transistors are biasedfrom a fixed internal reference. The curren 1 1 1 is set in ternal ly ,whereas \i is set by the external resistor RX- Thus, at any CQsetting, the VCO frequency can be expressed as:
0.6
where f i is the frequency with pin 10 open circuited and RX isin kfi. External resistor RX (^ 750H) is recoinmended.foroperation at frequencies in cxcess ofjí MHz.
The range select terminal can also be used for fine tuning theVCO frequency, by varyíng the valué of RX'. Simiíarly, theVCO frequency can be changed in discrete steps by switchingin different valúes of RX between pins 9 and 1 0.
1 • í , «5V
Figure 11 Explanation of VCO Range-Select Controls
DIGITAL PROGRAMMING
Using,the range select control, the VCO frequency can be step-ped in a binary manncr, by applying a logic signal to pin 10,as shown in Figure 11. For high Ievel logic inpuís, transistorT2 is turned off, and RX is effectively switched out of thecircuit. Using the digital programming capability, the XR-21 5can be time-multiplexed between two sepárate input frequenc-ies, as shown in Figures 1 8 and 19.
i MHZ 10 MHz AMPL1F1ER INPUT (PIN 1)
This pin provides the invertihg input for the operational ampli-fier section. Normally ít is connected to pin 2 through a 10 kexter.nal resistor (see Figure 2 or 3).
AMPLIFIER OUTPUT (PJN 8) -
rhis pin is used as the output termina] for FM or FSK demod-jjatíon. The amplifiér gain is determined by the extérnal feed-;>ack resistor, Rp, connected between pins 1 and 8. 'Frequ'encyresponse characteristics of the amplifiér seotion are showh inFigure 10. •
AMPLIFIERCOMPENSATION (PIN 7)
The operational amplifiér can be compensated by a single300 pF capacitor from pin 7 to ground. (See Figure 10).
BASIC PHASE-LOCKED LOOP OPERATJON
PRINCIPLE OF OPERATION
The phase-locked ]oop (PLL) is a unique and versatile círcuittechnique whích provides frequcncy selective tuning and filter-ing without the need for coíls or inductors. As shown in Figure12¡ the PLL is a feedback system comprised of three basicfunctional blocks: phase comparator, low-pass filter and volt-age-controlied oscillator (VCO). The basic principie of opera-tion of a PLL can be briefly explaíned as follows: with no in-put signal applied to the system, the error voltage V¿, is equalto zero. The VCO operates at a set frequency, fO) which isknown as the "free-rurming" frequency. If an input signal isapplied to the system, the phase comparator compares thephase and frequency of the input signal wíth the VCO frequen-cy and generates an error voltage, Ve(t), that ís related to thephase and frequency difference between the two signáis. Thiserror voltage is then filtered and applied to the control termin-al of the VCO. If the input frequency, fs, Ís sufficiently cióseto fo, the feedback nature of the PLL causes the VCO to syn-shronize or "lock" with the incorning signal. Once in lock,fehe VCO frequency is identical to the input signal, except fora finite phase difference.
> Vd!t)PHASE
COMPARATOR
Ve[l)LOW-PASS
FILTER
Figure 12 Block Diagram of a Phase-Locked Loop
A LINEARIZED MODEL FOR PLL
When the PLL is in lock, it can be approximated by the linearfeedback system shown in Figure 13. 0S and 0O are the res-pective phase angles associated with the input signal and theVCO output, F(s) is the low-pass filter response in frequencydomaín, and Kj and Ko are the conversión gains associatedwith the phase comparator and VCO secüons of the PLL.
DEFINIT1ON OF XR-215 PARAMETERS FOR PLLAPPLICATIONS
VCO FREE-RUNNING FREQUENCY, f0 '
The VCO frequency with no input signal. It is determined byselection of CQ across pins 13 and 14 and can be incrcased byconnecting an extérnal resistor RX between pins 9 and 10. Itcan be approximated as:
200 0.6
where CQ is in ¿iF and RX is in kH. (See Figure 7).
PHASE COMPARATOR GAIN Kd
The output voltage from the phase comparator per radian ofphase difference at the phase comparator inputs (pins 4 and 6).
VCO CONVERSIÓN GAIN K0
The VCO voltage-to-frequency conversión gain is determined bythe choice of tíming capacitor CQ and gain control resistor, RQconnected externally across pins 11 and 12. It can be express-ed as
Kf
700
C0Ro(radians/sec)/volt
where CQ is in /JF and RQ is in kfí. For most applicaíions, re-commended valúes for RQ range from 1 k£l to 10 kí7.
LOCK RANGE (AcoL)- The range of frequencies in the vicinity of fo, over which thePLL can maíntain lock with an input signal. It is also known asthe "tracking" or "holding" range. í f sa tura t ion or l imit ingdoes not occur, the lock range is equal to the loop gain, i. e.
CAPTURE RANGE (Atoc)
The band of frequencies in the vicinity of f0 where the PLL canestablish or acquire lock with an input signal. It is also knownas the "acquisition" range. It is always smaller than the lockrange and is related to the low-pass filter bandwidth, It canbe approximated by a parametric equation of the form:
Atoe « AtojJ FCJAtoc) I
where I F(jAtoel is the low-pass filter magnitude response atto = Atoe. For a simple lag filter, it can be expressed as:
where TI is the filter time constant.
AMPLIFIÉR GAIN AVThe voltage gain of the amplif iér scction Ís determined by feed-back resistors Rp and Rp between pins (8,1) and (2,1) respec-tively. (See Figures 2 and 3). I t i sg ivenby :
-RF
Figure 13 Linearized Model of a PLL as a Negative Feed-back system
where R] is the 6 tó internal impedance at pin 2, and Rp is theextérnal resistor between pins 1 and 2.
LOW-PASS FILTERThe low-pass filter section is formed by connecting an extér-nal capacitor or RC network across termináis 2 and 3. The low-pass filter components can be connected either between pins
.2 and 3 or, from each pin to ground. Typical filter configura-tions and corresponding filter transfer functions are shown ínFigure 14 where R] (6 kí2) is the internal impedance at pins 2t
and 3. -
LAG-F1LTER
O O
C1
Fls)1 + 5(^2
ílC~]lR7"~R"2)
Figure 14
APPLICATIONS INFORMATION
FM DEMODULATION•<Figure 15 shows the external circüit connections to tlfe XR-215
Tor frequency-selective FM demodulation. The choice of CQ isdetermined by the FM carrier frequency (see Figure 7). Thelow-pass ñlter capacitor C¡ is determined by the selectivityrequirements. For carrier frequencies of 1 to 10 MHz, C\s inthe range of 10 CQ to 30 CQ. The feedback resistor Rp can beused as a "volume-control" adjustment to set the amplitude ofthe demodulated output. The demodulated output amplitudeis proportional to the FM deviation and to resístors RQ and Rp.For±l% FM deviation it can be approximated as:
1 +•0.6
mV, rms
where all resistors are in kí7 and RX is the range extensiónresistor connected across pins 9 and 10. For circuít operationbelow 5 MHz, RX can be open círcuited. For operation above5 MHz, RX 750Í2 is recommended.
Typical output sígnal/noise ratio and harmonic distortion areshown in Figures 16 and 17 as a function of FM deviation, forthe component valúes shown in Figure 4.
Cc - COUFL1NQ CAPACITOR
BYPASS CAPACITOR
Figure 15 Circuit Connecüon for FM Demodulation
MULTÍ-CHANNEL DEMODULATIONac digital programming capability of the XR-2.15 allows a
single circüit be time-shared or multiplexed between two in-for-mation channels, and thereby selectívely demodulate two sep-árate carríer frequencies. Figure 18 shows a practical circuítconfiguration for time-multiplexíng the XR-215 between twoFM channels, at. 1 MHz and 1.1 MHz respectively. The chan-nel-select logic sígnal is applied to pin 10, as shown in Figure
18, with. both input channels simultaneously.present at the PLLínput (pin 4). Figure 19 shows the demodulated output asa function of the channel-select pulse where the two inputs havesinusoidal and triangular FM modulation respectively.
10.1% 11.0% 110%
FREOUENCY DEVIATION, Üf/Ia
Figure 16 Output Signal/Noise Ratio as a Function of FMDeviation
V](lg -20mV rmsVOUT - CONSTAN! €> 2 Vp.p
_ [TEST CIRCUIT OF FIGURE 4)
10.01% 10.1% 11.0% 110% 1100%FREOUENCY DEV1ATION, HW(O
.Figure 17 Output Distortion as a Function of FM Deviation
Rx - 6KÍ1
Figure 18 Time-Multiplexing XR-215 Between Two Simul-taneous FM Channels
Figure 19 Demodulated Output Waveforms for Time-Multi-plexed OperationTop: Demodulated Output Bottom: Channel Select
Sínewave - Channel 1 PulseTriangle Wave - Channel 2
Figure 20 contains a typlcal circuit comiection for FSK demo-dulation. When the input frequency is.shifted, correspondingto a data bit, the de voltage at the phase comparator outputs(pins 2 and 3) also reverses polarity. Tl\ operational ampli-fier section is connected as a comparatór, and converts thede level shift to a binary output pulse. One of the phase
°uT_TLiov
Figure 20 Circuit Connection for FSK Demodulation
comparatór outputs (pin 3) is ac grounded and serves asthe bias reference for the operational amplifier section.Capacitor C\s as the PLL loop filter, and C2 and C3 aspost-detectíoñ filters. Range select resistor, RX, can be usedas a fine-tune adjustment to set the VCO frequency,
Typical component valúes for 300 baud and 1800 baud opera-tion are listad below:
OPERATINGCONDITIONS
300 Baud
Low Band : f[
High Band : f]
1800 Baud
í"2
.
= 1070 Hz
= 1 270 Hz
= 2025 Hz
= 2225 Hz
= 1200 Hz •= 2200 Hz
TYPICAL COMPONENTVALÚES
RQ = 5 Jc£2, CQ = 0. 1 7 p.F
. C i = C2 = 0.047 /JF,C3 = 0.033 pF
ir^'c3°-o0™ipC] = C3 = 0.003 pF,
Note that for 300 Baud operation the círcuit can be time-mul-tiplexed between hígh and low bands by switching the exter-na! resistor RX in and out of the circuit with a control signa!,as shown ¡n Figure 11,
FSK GENERATZONThe digital programming capability of the XR-215 can be usedfor FSK generation. A typical circuit connection for this app-Jication is shown in Figure 21. The VCO frequency can beshífted between the marlc (f^) and space (f ]_} frequencies byapplying a logic pulse to pin JO. The circuit can provide two
sepárate FSK outputs: a low level (2.5 Vp.p) output at pin 15or.rfi.high amplitude (10 Vp_p) output at pin 8. The ouíput ateach of these termináis is a symmetrical squarewave with aty'pical second harmonio content of less than 0.3%.
t, t,
FSK OUTPUT(LOWLEVEU
l!.5Vpp)
Figure 21 Circuit Connection For FSK Generation
FREQUENCY SYNTHESIS
In frequency synthesis applications, a programmable counter ordivide-by-N circuit is connected between the VCO ouípuí (pin15) and one of the phase detector inputs (pins 4 or 6), as shownin Figure 22. The principie of operation'of the circuit can bebriefly explained as follows: The counter divides down theoscillator frequency by the programmable divider modulus, N.Thus, when the entire system is phase-locked to an input sig-nal at frequency, fs, the oscillator output at pin 15 is at afrequency (Nfs), where N is the divider modulus. By properchoice of the divider modulus, a large number of discretefrequencies can be synthesized from a given reference fre- ""quency. The low-pass filter capacitor Cj is normally chosen-to provide a cut-off frequency equal to 0.1% to 2% of thesignal frequency, fs.
The circuit was designed to opérate with commercially avail-able rnonolHhic programmable counter circuits using TTLlogic, such as MC4016, SN5493 or equivalent. The digital oranalog tuning characteristics of the VCO can be used to extendthe available range of frequencies of the system, for a givensetting of the timing capacitor Cfj.Typical input and output waveforms for N = 16 operation wíthwith fs - 100 kHz and fo - 1.6 MHz are shown in Figure 23.
BINARRANGE SELECT(OPriOfJALl
• SN7'93 OR EQUIVAlENT
Figure 22 Circuit Connection For Frequency Synthesis
yMtííÉÉlliíftllfeiiFigure 23 Typical.Input/Output Waveforms For N = 16
Top: Inpu t ( lOOkHz)Bottdm: VCO Output (1.6 MHz)Vertical Scale IV/cm
TRACKING FILTER/DISCRIMINATOR
The wide tracking range of the XR-21S allows the.systém totrack an input signal over a 3:1 frequency range, ceníered
'about the VCO free running frequency. The tracking range ismáximum when the binary range-select (pin 10) is open cir-cuited. The circuit connections for this application are shownín Figure 24. Typical tracking range for a given inrjut signalamplilude is shown in Figure 25. Recommended valúes ofexternal components are: 1 kíi < RQ < 4 k£7 and 30 CQ < Cj< 300 CQ where the timing capacitor CQ is d'etermined by thecenter frequency requirements (see Figure 7).
1 >5on &&on-1-r. -1-c.
Cc • COUPLING CAPACrTOR
CB - BYPASS CAPACITOR
Figure 24 Circuit Connectíon For Tracking Filter Applications
The phase-comparator ou tpu t voltage is a linear nleasure of theVCO frequency deviation from its free-running valué. Theamplifier section, therefore, can be used to provide a filteredand amplified versión of the loop error voltage. In this case,the de output level at pin 15 can be adjusted to be directlyproportional to the difference between the VCO free-runningfrequency, fo, and the input signal, fs. The entire system canopérate as a "linear discrimínator" or analog " frequency-meter" over a 3:1 change of input frequency. The discrimi-nator gain can be adjusted by proper choice of RQ or Rp. Forthe test circuit of Figure 24, the discriminator output is appro-ximately (0.7 RgRp) mV per % of frequency deviation whereRQ and Rp are in kfZ. Output non-linearity is typícally lessthan 1% for frequency deviations up to ±15%. Figure 27 showsthe normalized output characteristícs as a function of inputfrequency, with RQ — 2-kíl and Rp = 36 kSl.
i.o 2.0NORMALIZED TRACKING RANGE. 0/ID)
Figure 25 Tracking Range vs I n p u t Ampl i tude (pin I O OpenCircuited)
SLOPE • -50 mV PER % CHANGE
OF FREQUENCY
RF -36kíl
Vjn- 50mV.rmi
0.4 0.6 O.B * 1.0 1.2 1.4 1.6
NORMALIZED FREQUENCY. t¿to
Figure 26. Typical Discriminator Output CharacteristicsFor Tracking Filter Applications
.CRYSTAL-CONTROLLED PLL
TheXR-215can be operaíed as a crysíal-controlled phase-locked loop by replacing the tíming capacitor with a crystal.A circuit conncctíon for this application is shown in Figure 26.Normally a small tuning capacitor ( ^30 pF) is reqjuired inseries with the crystal to set the crystal frequency. For thisapplication the crystal should be operated in its f undamen ta lmode. Typical pull-ín range of the circuit is ±1 k H z a t l O M H z .
_O lOM
/I T CHVSTAL(FUNDAMENTAl.
MODE1
Figure 27 Typical Circuit Connection For Crystal-ControlledFM Detectíon
54/74 FAMILIES OF COMPATIBLE. TTL CIRCÜITS
MONOSTABLE MULTIVIBRATORS . . . LOGIC AND PIN ASSIGNMENTS (TOP VIEWS)
121MONOSTABLE MULTIVIBRATORS
FUNCTIONTABLE
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122FUNCTIONTABLE
RETRIGGERABLE MONOSTABLE MULTIVIBRATORS WITH CLEAR
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123DUAL RETRIGGERABLE MONOSTABLE MULTIVIBRATORS WITH CLEAR
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INPUTS
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[•' NOTES: A. H - high level (itaady ttate), L - low lavel (*teady ttato), í - transltlon from low to hloh level, í - trantltlon from hlsh to |owJeveí, -TL - one high-leva! pulía, T_T • one low-leve] pulía, X • irrolavant Isny Input, Includlng trantltiont),
i B. To ute the Intnrnal timlno reilitor of '121, 'L121, '122, or 'L122, connect R¡nt to VCG,; C. An externo! tlmlng capacitor may be connacted between Cext and RBXI^BXI tpo*li!v«l.
D, For eccurate rapaatable pulsa w|dths, connoct an externa! roiistor between R«xt/cexi ""^ VCC wltri R|nt opan-circulted.E. To obtaln variable pulía w|dth», connect externa! variable reilitnnco betwoen Rjnt or R,xt/CSKt ond VCC-
¡ TEXAS INSTRUMENTSI N C O R P O R A T E D
1271 1372
125CUÁDRUPLE BUSWITH THREE-STA1
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Output ¡s oíf IdisaU
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126QUADRUPLEBU?WITHTHREE-STA
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Output ií oíí (disat
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128SN54128 . ..75-0
SN74128...50-d
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SSI GATES . . . LOGIC AND PIN ASSIGNMENTS (TOP VIEWS)
00CUÁDRUPLE 2-INPUT ;posmve-NANo GATES
poíftive logíc!
Y - A B
See page 86
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SN5400/SN7400(J, N)SN54HOO/SN74HOO(J, N)SN54LOO/SN74LOO(J, N)SN54LSOO/SN74LSOO(J, N, W)SN54SOO/SN74SOO|J, Nf W)
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SN5400/SN7400(W)
SN54HOO/SN74HOO(W|SN54LOO/SN74LOO(T)
01CUÁDRUPLE 2-INPUTPOSITIVE-NAND GATESWITH OPEN-COLLECTOR OUTPUTS
poiítíve logíc:
Y - A B
Se* paga 88
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SN5401/SN7401U, N)SN54LS01/SN74LS01(J, N, W)
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SN54H01/SN74H01U. N)
02CUÁDRUPLE 2-INPUTPOSITIVE-NOR GATES
poiitiva logic:
Y - A+B
Soa pag* 92
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SN5402/SN7402(J, N)SN54LQ2/SN74L02|J, N)SN54LS02/SN74LS02ÍJ, N, W)SN54S02/SN74S02(J, N, W)
1A IB tY
SN5402/SN7402(W)SN54L02/SN74L02(T)
62 TEXAS I N S T R U M E N T SINCORPORATED
1272
POSITIVE-NAND GATES AND INVERTERS WITH TOTEM-POLE OUTPUTS
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TEXAS I N S T R U M E N T SI N C O R P O R A T E D
POST OFFICE BOX 1013 • DAUUA8, TEXAS 7SJ1I
87
TTLMSI
TYPES SN5490A, SN5492A, SN5493A, SN54L90, SN54L93,SN7490A, SN7492A, SN7493A, SN74L90. SN74L93
DECADE, DIVIDE-BY-TWELVE, AND BINARY CQUNTERSBULLETIN NO. DL-S 7211807, D6CEMOER 1972
'90A, 'L90 . . . DECADE COUNTERS
/92A . . . DIVIDE-BY-TWELVECOUNTER
'93A, 'L93. . .4-BIT BINARYCOUNTERS
descríption
Each of these monolithic counters contains fourmaster-slave flip-flops and additional gating toprovide a dívíde-by-two counter and a three-stage
bínary counter for whlch the count cycle length isdivide-by-fiva for the '90A and 'L90, dívíde-by-síxfor the '92A, and divide-by-eíght for the '93A and'L93.
All of these counters have a gated zero reset and the'90A and 'L90 also have gated set-to-níne inputs foruse in BCD níne's complement applicatíons.
To use their máximum count length (decade, divide-by-twelve, or four-bit binary} of these counters, the8 Ínput ís connected to the QA output. The Ínput
'90A,., J, N, OR WPACKAGE'L90 ,.. J, N, OR T PACKAGE '92A ... J, N, OR W PACKAGE
(TOPVIEW) (TOPVIEW)
positivo Jogic: ie« function iab1«
'93A... J, N, OR WPACKAGE 'L93... J, N, OR T PACKAGEtTOP VIEW) (TOPVIEW)
positivo logic: see function tables
count pulses are applíed to input A and the butputs NC-NO interna! connectionare as described in the appropriate function table. Asymmetrical divlde-by-ten count can be obtained TYPESfrom the '90A or 'L90 counters by connecting theQD output to the A Ínput and applying the inputcount to the B ínput which gives a dívíde-by-tensquare wave at output QA.
'90A'L90
'92Á. *93A'L93
functíonal block diagrams'90A, 'L90
TYPICALPOWER DISSIPAT1ON
145mW20 mW
l30mW16 mW
*93A, 'L93
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224 TEXAS iNSTRUMENtSm I N C O R P O R A T E D
PO«T OfFICt BOX *0ia - DALLA», TCXA» 791»
TYPES SN5490A, SN5492A, SN5493A, SN54L90, SN54L93,SN7490A, SN7492A, SN7493A, SN74L90, SN74L93
DECADE, DIVIDE-BY-TWELVE, AND BINARY COUNTERS
•90A, 'L90BCDCOUNTSEOUENCE
(So. Not. A)
'90A, 'L90SI-OUINARY |5-2]
(S.. Not* B)
'90A, 'L90-RHSET/COUNT FUNCTION TABUE
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count.C. Ouiput QA U connectad 10 Input B.D. H - hloh leva], L - low |eva|, X " írrelovont
schematics of ¡nputs and outputs'90A, '92A, '93A
EQUIVALENT OF EACH INPUT
INPUT
INPUTAB ('90A, '92A)8 {'93A)
A|| resots
'L90,'L93
EOU1VALÉNT OF EACH INPUTEXCEPT A AND B OF 'L93
1NPUTA (-L90)B CL90)
All reseti
'L93
EQUIVALENT OF A OR BINPUT
'90A, '92A, '93A, 'L90, 'L93
TYPICAL OF ALLOUTPUTS
'90A, '92A, '93A: R - 100 íl NOM'L90, 'L93: R - 500 n NoM
TEXAS INSTRUMENTSINCOHPORATED
225
TYPES SN5490A, SN5492A, SN5493A, SN7490A, SN7492A, SN7493ADECADE, DIVIDE-BY-TWELVE, AND B1NARY COUNTERS
absolute máximum ratings over operating free-air temperature range íunless otherwise noted)
Supply voltage, VCG (see Note 1) ' 7 VInputvpltage . . . . , . . . , . . . , , . , . „ . . . . . . . . , . . , . 5.5 VJnteremítter voltage (see Note 2) . 5.5 VOperating free-air temperature range: SN5490A, SN5492A, SN5493A -55°Cto125°C
SN7490A, SN7492A, SN7493A . . . . . . . . . . . . . 0°C to 70°CStorage temperature range — 65° C to 150°C
NOTES: 1. Voltage valué», except Imeremltter voitago, ara wlth rotpect to notwork ground terminal.
2. Thi* is tria valtage between two emitiere of a multlp[«-emlttar transistor. For these clrcuit», thls ratino oppllei betwsen tha two RQ
Inputs, and for tho '90A clrcult, It nlso oppllei batwean tti« two Rg fnputi.
recommended operating conditions
•
Supply voltage, VQC
Hígh-level output current, IQ^
Low-Ievel output current, IQL
Count frequency, fCOunt ííee Figure 1}
Pulse width, tw
A input
B input
A input
B input
Reset ¡nputs
Reset Inactive-state setup, tsetup
Operatíng free-air temperature, T/\, SN5492A,
SN5493Á
MIN NOM MAX
4.5 5 5.5
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SN7493A
MIN NOM MAX
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UNIT
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electrical characteristics over recommended operating free-air temperature range (unless otherwise noted)
PARAMETER
VIH HIgh-level input voltageVIL Low-leuel Input voltageV| Input clamp voltage
VQH Hígh-level output voltage
VQ|_ Low-level output voltage
Input current atmáximum input voltage
Hígh-levelIIH .input current
Low-levelIIL input current
Any reset
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A inputB input
Short-círcuít'output current §
IrjC Supply current
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VCC-MIN. l|--12mAVCC-MIN, v j H - 2 v,VIL-O.BV, i0H-"-8oopA\/CC"MIN. V ! H -2 V,VIL-O.BV, lOL = 16mAl
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-3.2-4.8
-20 -57
-18 -5729 42
'92A
MIN TYPÍ MAX2
0.8
-1.5
2.4 3.4
0.2 0.4
1
40
80
120
-1.6-3.2-4.8
-20 -57
-18 -5726 39
'93AMIN TYPÍ MAX
2
0.8
-1.5
2.4 3.4
0.2 0.4
1
40
80
80
-1.6' -3.2
-3.2
-20 -57-18 -57
26 39
UNIT
V
V
V
V
V
mA
tiA
mA
mA
mA
'"For condltlon* shown a» MIN or MAX, u»o ths approprlaw valúa »pec|f|ed undor rncommended operoting condltioní for trie appllcable typ«.
ÍAII typlcal valué* are at Vcc - S V, Ty\ 25°C.
SNot more than ona output snould be shortad at a time,
ÜOutputs ara teited at |Q(_ - 18 mA pluí th» limlt valuó for I]u for the B Input. Thii permití drMng the B input whila rnalntalnlng full f«n-out
capablllty.
NOTE 3: ICQ I» mnasurad wlth all output* open, both Rg Input» orounded followlna momentary connectlon to 4.5 V, and ai I other lnpuB
grounded.
SWIt»
PAl
'PHf
226 TEXAS I N S T R U M E N T SI N C O R P O R A T E D
TYPES SN5490A, SN5492A, SN5493A, SN7490A, SN7492A, SN7493ADECADE, DIVIDE-BY-TWELVE, AND BINARY COUNTERS
. . . . 7 V
. . .' . 5.5 V
. ... 5.5 V-55°Cto 125°C. 0°C to 70°C-65°Cto 150°C
switching characteristics. = 5 V, TA = 25°C
SNÍSSkA.
193A-
)M
5
MAX
5.25
-800
16
32
16
" 70
UNIT
V
JíA
mA
_MHz
ns
ns
°C
PARAMETERÜ
fmax
tpLH
rPHL
IPLH
tpHL
'PLH
IPHL
tpLH
• 'PHL
'PLH
tpHL
tpHL
tpLH
IPHL
FROM
(INPUT)
A
B
A
A'
8
B
B
Set-to-0
Set-to-9
TO
(OUTPUT)
°AQB
QA
QD
QB
QC
QD
Any
QA.ODQB.QC
TESTCONDITIONS
CL-15pF,
RL-400ÍÍ ,
Sea Figure 1
'90 A
MIN TYP MAX
32 42
16
10 16
12 18
32 48
34 50
10 16
14 21
21 32
23 35
21 32
23 35
26 40
20 30
26 24
'9 2 A
MIN TYP MAX
32 42
16
10 16
12 18
32 48
34 50
10 16
14 21
10 16
14 21
21 32
23 35
26 40
*93A
MIN TYP MAX
32 42
16
^10 16
12 18
46 70
46 ' 70
10 1"6
14 21
21 32
23 35
34 51
34 51
26 40
UNIT
MHz
ns
ns
ns
ns
ns
ns
ns
*max m máximum count frequencyTPLH zprapogatlon deloy time, low-to-hlgh-leva[ output*PHU s propagatlon dolay time, high-to-Iow-level output
tA :PÍ MAX
0,8
-1.5
\ 0.4
1
40
80'
~- 80
-1.6
; * -3.2!Sj2
-57
-57
3 39
UNIT
V
V
V
V
V
mA
MA
mA
m
mA
íílnino lull fan-out
ind all other Inpuu
TEXAS I N S T R U M E N T SINCORPOFÍATE1D
227
J74L93
MAX
5.253
-200
3.6
70
UNIT
V
MHz
PA
mA
ni
ns
°C
MAX
0.7
0.3
0.4
100
200
200
10
20
20
0.180.360.36-15
6.6
UNIT
V
V
V
V
-M
mA
mA
mA
MAX
450
450
UNIT
MHz
ns
m
TYPES SN5490A, SN5492A, SN5493A, SN54L90, SN54L93,SN7490A, SN7492A, SN7493A, SN74L90, SN74L93
DECADE, DIVIDE-BY-TWELVE, AND BINARY COUNTERS
PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION
TEST
PO
FROM OUTPUT
UNDERTEST
NT Vrc
] (See Note D)
i 14 i fcl Ib! feJ— •••" - pi irs s-i~*. *-'
(SeeNoieB) 1 " _¡ " (See Note C) 1
LOAD CIRCUIT
OUTPUT QCISw Hou F|
OUTFUT 0D
tPLH-M..wr. ,1 .n.B I-90A. -B3A. -f» 1'L90. -L93J nr .1 ln^ C9ZAI i , f f-
/-v»l
tPHL-M..wr..ttn4iafMA,'LWI.T^ .1 t^.ia I-ÍZAI. *,,. .n,16 i-s:' vOH
VOLTAGE WAVEFORMS
NOTES; A. Input pultot ar» iuppll«d by a gonorstor h»vlng th« followlna ch«r«ct»H«Ic*í
íor '90A, '92A, '93A, tr < 5 ns, tf < 5 n», PRR - 1 MHz, duty cycle - 50K, Zout * 50 ohm»;
for'LQO, tr < 15 n», tf < ~\5 ni, PRH - 500 kHi, duty cyclo - 50%, 2out •* 50 ohm*;
for 'L93,tr < 15 n», tf < 15 nt, PRR - 500 kHi.diny cycU - 50ÍÍ, Zoul •« 50 ohmi.
B. C(_ Include* proba and fio capacitarle*.
C. Cl (30 pF) U BppHcabU íor tonino 'L90 «nd 'L93,
D. A1I dlode» »r« 1N916 or 1N3064,
E. 6ach raiet Inpu; li teited loparately wlth rh« other r»i«t at 4,5 V.
F. Referanca waveform* «r« thown wlth d»ihed lln»i,
G. For'90A, 'S2A, and '93A; Vr,f - 1.5 V. For 'l_90 and 'U93;.Vraf - 1.3 V.
FIGURE 1
PRJNIÍD IN U.S-A. '
II (Dnnat oitumt un/ ((¡poniibilil; lor onj tinuili ihcwn
" itputtnl Ihol Ihtj' ait lf(( llam pgltnl ¡nírÍBjtmint,
J1** INSIÍUMEHIS RESERVES TH£ RIGHI !0 MAKE CHANCES AI *NT IIME
" °'D£( 10 IMPÍOVE DESICH ANO 10 SUfFtT ffl£ BESI KODUCI POSSIBIE.
TEXAS I N S T R U M E N T SINCORPORATED
229
TYPES SN54150, SN54151A, SN54152A, SN54LS151, SN54LS152, SN54S151,SN74150, SN74151A, SN74152A, SN74LS151, SN74LS152, SN74S151
DATA SELECTORS/MULTIPLEXERSBULLET1N NO. DL-S 7211819, DECEMBER 1972
• '150 Selects One-of-Sixteen Data Sources
• Others Select One-of-E¡ght Data Sources
• Performs Para!Iel-to-Ser¡al Conversión
• Permíts Multíplexing from N Lines toOne Une
• Also For Use as Boolean FunctibnGenerator
• Input-Clamping Diodes Símplify SystemDesign
• Fully Compatible with Most TTL and DTLCircuíts
TYPICAL AVERAGE TYPICALTYPE PROPAGATION DELAY TIME POWER
DATA INPUTTO WOUTPUT DISSIPATION
'150 11 ns 200 mW'151A S n s 145 mW'152A Bns 130 mW'LSI 51 11 nst 30 mW'LS152 11 ns+ 28 mW'S151 4.5 ns 225 mW
Tentativo dota
description
These monolithíc data selectors/multíplexers contain
full on-chíp binary decoding to select the desired datasource. The '150 selects one-of-síxteen data sources;
the '151A, '152A, 'LS151, 'LS152, and 'S151 selectone-of-eight data sources. The '150, '151A, 'LS151,and 'S151 have a strobe Input whích must be at a lowloglc level to enable these devíces. A high level at thestrobe torces the W output high, and the Y output (asapplicable) low.
The "151A, 'LS151, and 'S151 feature complemen-tary W and Y outputs whereas the '150, '152A, and'LS152 have an inverted (W) output only.
The '151A and '152A incorpórate address bufferswhích have symmetrical propagatíon delay timesthrough the complementary paths. This reduces thepossíbility of transients occurnng at the output{s)due to changes made at the select ínputs, evenwhen the '151A outputs are enabled {i.e., strobe low).
'150'
JOR NDUAL-IN-LINEORW FLAT PACKAGE (TOP VIEW)
r- 17
1 1 Ia i
c
( i * n j_n. ' n * n" n" n" il l t O , II«O«l _ W _ _ D OW¡
(KII O*I*nJT Mitct
iitivB loglc: sfle (unctíon tabla
'151 A, 'LS151,'S151J OR N OUAL-IN-LINE OR
W FLAT PACKAGE (TOP VIEW)
positiva loglc: so e (unctíon table
'152A, 'LS152W FLAT PACKAGE
(TOP VIEW)
positiva logíc: sea funcilon table
294 TEXAS INSTRUMENTSINCORPORATED
III)
DECEMBER 1972
TYPES SN54150, SN54151A, SN54152A, SN54LS151, SN54LS152, SN54S151,SN74150, SN74151A, SN74152A.- SN74LS151, SN74LS152, SN74S151
DATA SELECTORS/MULTIPLEXERS
logic'150
FUNCTION TABLE,'LS1S7,'S161
FUNCTJON TABLE
'152A, 'LS1S2
FUNCTION TABLE
INPUTS I
(_ SELECT |
FD c_X X
L L
U L
L L
-L Lr .HL H
L H
L H
H L
H L
H L
H L
H H
H H
H H
LH H
_ B A 1
~x xL LL H
H L
"H H
L L
L H
H L
H H
L L
L H
H L
H H
L L
L H
H L
. H H j
ISTROBE]L. S
1 H
i L
1 L
1 L
L
1 L
i L
í L
j L
i L
1 L
L
L
- L• L
1 L
[ L J
1 1
'OUTPUTl w11 H
| EO
l ÉT
1 E2
1 "1 E?
^1 E6
1 E7
E8
1 E9
1 E10'
ETT
ET2
E13
E14
L E15 j
INPUTS
SELECT
C B A
X X X
L L . L
L ' L H
L H L
L H H
H L L
H L H
H H L
H H H
STROBE
S
H
L
L
L
L
L
L
L
L
OUTPUTS
Y W
L H
DO DO
DI DI
D2 02
D3 D3
D4 04
05 05
D6 06
07 D7
SELECT 1j INPUTS |
[C B A 1
|L L M
U L H
L H L
M- - H H
H L L
H L H
H H L
L" H Hj
' 1| OUTPUT
W
^^ /DO
DI
D2
03
04
' D5
06
— £LJ
H(_" hlflh levgl, L - low l«v«l, X • IrrelovantEO, El ...E15 - th« compl.m.nt of th» lavo! of thoDO, D1 ,. . D7 - th« leval of ihe D rotpectív* Input
'151A, 'LS151, 'S151
functional block diagrams
'150
'152A. 'LS152
AODRESS BUFFERS FOR ,51A, ,52A ADDR^ ^ .
t-CSl
TEXAS INSTRUMENTSINCORPORATED
295
TYPES SN54150, SN54151A, SN54152A, SN74150, SN74151A, SN74152A
DATA SELECTORS/MULTIPLEXERS
absolute máximum ratings over operating free-air temperature range (unless otherwise noted)
Supply voltage, VCG (see Note 1) 7 VInput voltage (see Note 2) 5.5 VOperating free-air temperature range: SN54'Círcuits —55°Cto125C
SN74' Circuits . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 0°C to 70°C
Storage temperature range: —65 C to 150 C
NOTES: 1. Voltage valuó» oro wlth rospect to network o round torminal.2. For trie '150, Input voltogo* must b« zero or positiva wlth rotpect to network ground terminal.
recommended operating conditions
•Supply voltaga, VCG
Hlgh-Icvel output currant, IQH
Low-level output current, IQLOperating free-aír temperatura, T/\'
MIN NOM MAX
4.5 5 5.5
-800
16
-55 125
SN74'
MIN NOM MAX
4.75 5 5.25
-800
1G
0 70
UNIT
V
JJA
mA
"C
electrical characteristics over recommended operating free-air temperature range (unless otherwise noted)
PARAMETER
VjH High-lcvoi ínput voltageVIL Low'lnve! inpui voltageV| Input clamp voltage
\/OH High-level output voltage
VQL Low-level output voltage
l[ Input current ai máximum input voltage
I|H High-level Ínput curremI|L Low-level Ínput current
'OS Short-círcuii output current§
'CC Supplv current
TESTCONDITIONSt
VCG * MIN, l| " —12 mAVCC-MIN, VIH -2 v,VIL." o.a v, IQH " -8oo MAVCC-MIN, V IH -^V ,VIL • 0.8 V, IQL • 16mA
VCG * MAX, V j - 5.5 V
VC C-MAX, V | -2 .4VVCC-MAX, V | - o . 4 V
SN54'
ut- SN74''150
-Ul*.. ' _ ' '151AM52A
'150
MIN TYPÍ MAX2
0,8
2.4 3.4
0.2 0,4
1
40
-1.6-20 -35
-18 -5540 68
'151A, '152A
MIN TYPÍ MAX2
0.8
-1.5
2.4 3.4
0.2 0.4
1
40
-1.6-20 -55-18 -55
29 4826 43
UNIT
V
V
V
V
V
mA
fíA
mA
mA
mA
JFor condftiont ihown ai M1N or MAX, uie tho appropriate ualu* ipecldad UncUr tecommsnded operntlno conditloni ¡or th« applicabU dawicalypo.
ÍAII tvplcat vuluíi at Vcc - 5 V, TA - 25°C.Sf-Jot mora than ono output oi ttio '151A ihould b« fhornd at a timo.NOTE 3: lcc U mamured wjth th* ttrobe and data >al«ct Inputi at 4.5 V, atl oth«r Inputi and outpuli opnn.
296 TEXAS I N S T R U M E N T SINCORPORATED
MAX
5.25
•800
16
70
UNIT
V
M
mA
°C
i noted)
i1AX
tO.8-1.5
0.4
• 1
40
-1.6-55-55
48
'43
UNIT
V
V
V
V
V
mA
ÍJA
mA
mA
mA
j
1
1
i
TYPES SN54150, SN54151A, SN54152A, SN74150, SN74151A, SN74152A
DATA SELECTORS/MULTIPLEXERS
switchíng cháracteristics, VCG = 5 V, TA - 25°C
PARAMETERÜ
'PLH
<PHL
*PLHtPHL'PLH
tpHL
'PLHtpHL-
. 'PLH
tPHLIPLH
"*PHL
FROM
(INPUT)A, B, or C(4 levéis)
A, B, C, or D(3 levéis)
Sirobe
Stfobe
DO thru D7
GO thruEIS, orDO ihru D7
TO
(OUTPUT)
Y
W
Y
W
Y
W
TEST ,CONDITJONS
CL- is PF,RL-400n,Seo Note 4
'150
M1N TYP MAX
23 3522 33
15.5 2421 30
13 20
8.5 14
'151A, '152AMIN TYP MAX
25 3825 38
17 2619 3021 33
22 3314 2115 23
13 20
18 27
8 148 14
UNIT
DS
ns
ns
ni
ns
ns
"tpLH s propagatlon dolny timo, low-to-hlgh-leval outputtpHi_spropaaatlon delny time, hlgh-to-lowlevol ouiput
NOTE 4: Load clrcuh and voltage w^ueformí are shown on pofle 148.
schematics of inputs and outputs
EQUIVALENT OF EACH INPUTOF '150
EOUIVALENT OF EACH INPUTOF '151A, '152A
TYPICAL OF ALL OUTPUTSOF '150, M51A, MS2A
•«72
¿*
TEXAS I N S T R U M E N T SINCORPORATED
297
( DEFECTIVE CRYSTALS: . All International-i Crystals are guaranteed against defective ma-. terials and -\vorkmanship for an unlimited time-' when used in thé correct equipment or oscilla-• 'tor load. These crystals are custom niade toi your order and are not stock ítems, therefore,
;(
i the guarantee appiies only to thei ,. crystat ;in the "fíeld. - . ......: When it' is-necessary to request replacement'; crystals by phone, wire or letter, the crystals
AVill be forwarded and bílled, or shipped COD -as the case may be. • - • - : • - --*
If replacements are ordered, the defective crys-tal when returned will be tested and inspectedfor operation in the-circuít.for which they were—originally pfocessed,.and 1f.fo"und to be defec-'ftive because of defective material or poor work~manship, will be repaired or replaced on a no- ,-charge basis and returned as spares. Physicaldamage to the crystal does'not come under this vwarranty, and if the crystal has beeri found tobe broken it cannot be xepaired or replaced on :a no-charge basis. It is^véry impórtant thatvcrystals "be checked immediately upon receiptsince credit will not be allowed for crystals :;damaged in themail, unless they are reported..within 10'days after recejpt of the order. Crys-tals found defective because of operation incircuits producing excessive drive will be re--turned to the customer with no action.taken.V..
crystals returnéd because;.; --'••-v- - of customer error: " .. v>-
When crystals are returned due to an errormade on a customer's part in specifying .thecrystal's frequency, the crystal will fall in oneof two groups. ' - - _ - •-. •
1. Frequency change required is .01% or less.
Crystals in this group can normally be openedand the calibration plating adjusted to makethe required frequency change. All aging andtest cycles must be repeated. Cost per unit:50% of catalog price.
2. Frequency change required is more than.01%.
Crystals in this group require a complete new._unit including regráding of the blank, new
plating, new:cover sid base, calibration, andall aging and test cycles.' Cost per unit: 80%of catalog price.
It should be explainsd that upon receipt of areturned crystal, the cnit cannot be stocked forreasons stated above, It is therefore, necessaryto dismantle the crysfal unit and salvage suchmaterial possible. Ñormally, the crystal blankcan be removed,-and the crystal base salvaged.'.
HOLDER NOMENCLATURE1. GP — general purpcsa - calibrated ± .01% when
opcrated into 10,-20, or 32 pf load capacitance onfundameníal and seriia: resoñance or anti-resonance(AH) on the overtoze. GP crystals 'will hold tem-perature tolerance ai ±: .005% frora —30° to. 60° C.
2. "CS—commercial sttnfcird — calibrated ± .0025% as. ---speciíied.for operaüoB in, oscíllator. CS crystal wáll
hold temperature tdlenaoce ih .003% —30° to +60° C-. CS-1—• same as abont except calibration tolerance•" zh .001%. Note 1: Infame instances we xise CS-1 to
cover 'special paransíers other • than calibration,however it "will. (CS-I)) be followed by the -word
, special (SP). .... -/ -"3. HA—hígh'áccuracy—(cailbralion tolerance ± .0025.%.. . • as specified for openñirm in oscUlator. HA. crystal
-';.. will-hold better than rt .002% —30° C to -f-60_° C.-. ' Note 1 valí apply. . . - .-- , HA-5 — same as ab¿3«t except -will hold better than
zt.0005% from —10° C to -j-GO°. C..Note 1 wUl apply.Also could be ± .003%- calibration, but not neces-
. sarily temperature teterance. . - .Holder
EXAMPI :
HA-M2
High Accuracy
CS-05
CommercialStandard
TTsedOn Order Actual S&lder05
.09 ,MI • -JM2M3 -12700NSL1413ShortSPWGL
F-fitB
FM-1 ' „
FM^Í' F-632
NotcrPinsSUmíúneFI-4F-13ShoiitCanSpariiiíWifb ground lead
INTERNATIONAL CRYSTAL takes con-siderable effort to rasure that the customerreceives Lhe corred -arystal. However, in caseswhere insuffícient imiformaüon is not presented,it is not possible to determine any error thecustomer may have made in calculating hiscrystal frequency. 7his company cannot bercsponsible in such cases.
ULJU D
Technical data, crystalsan, andt; 80%
ipt of a:ked for¡cessaryge suchJ blankdvaged.
EL% whenítance onresonancetold tem- -to-60°-C..0025% asystal-will ',la +600 C.tolerance
e CS-1 toalibration, :the "word
.LA. crystal*'5 rf 60J iCÚ,
etter Ü¿rT:"vlll apply.lot .neces- .
ELE:
UM2
gh Accuracy
1-05
immercialandard
Jces con-custoraer, in casesresented,;rror thealing hismnot be
FIGURE 2
.001
10 K OUTPUT
TABLÉ 2
RlR2ClC2aL1 .. .
3MHzto 10 MHz•100 K330 u
22 mmf12 mmf75 mmf '
- • 5 MHz
1 MHz to 3 MH3
1 Mcg.3.9 K
22 mmf1 2 mmf75 mmf
- ' 7.5 KHz
-"-FIGURE 3
FIGURE 1
The plated crystal consísts of a quartz blank with elcctrodespíated directly on the blanlc. Sllver and gold are thc commonmetáis us«d for the electrodes. Plating Is done by one oíthree methods: evnporation under hlgh vacuum; sputteringwith low vacuum; or a system of furnace-fíring sllver or goldpalnts.
After^platlng, the blank Is mountod on a base similar to thatshowñ In figure 1. Spring loops on the ends of the mountingwires hold the blank, and also make electrical contact withthe elcctrodes. Additional mechanlcal and electrlcal contactis made by placing a small amount of conductive, thermal-settlng cement at the contact points. The blank mounted onIts base is then callbrated to Its final írequency, after whichthe can and base are soldered together. The entíre unlt Isevacuated and either sealed off. under vacuum or íílled withdry alr and then scaled off. The plated crystal_ has the advan-tage over the pressurc mounted crystal oí greater mechanlcalstabllity. permitting closer calibratíng and temperature toler-ances.
The plated crystal has the dísadvantage of not being able todlsslpate as much Interna! heat as the pressure mounted crys-tal. and will therefore not opérate with as high-drive levéis.
Room temperature stability in the order of a few cycles canbe obtained from the plated crystal when operated properly.
-. Oyer. driving "causes heatlng, instablLity, and may result indamage if excessive drive levéis are used. .: , '
.-FUNDAMENTAD CRYSTAL CIRCUITS -••
The, crystal osclllatlng In its fundamental "mode should be•used In clrcults where the drlve level is Ümlted to 10 -müll-watts below,10,OÓQ KHz^ánd to five mllll watts between 10,000kc and 1S.OOO KHi. The. mocUíied Colpltts type ot.clrcult- isbecoraing widely used. This. clrciüt !n...triode form, is ahownIn f i g u r e 2 . - • - - . - , • .
^.The output of 'thla drcult wlth a cr>'stal of averafie activíty,- wlth various píate voltage, can-be found in figures 3 and 4.The crystal drive is also Indlcated írom UÍese''lÍgures. Thech-cult in figure 2 Is deslgned to offer a load capacitance oí32 mmf -tp the crystal. • . . .-" - '
The correct load capacitance of the osclllator is extnemelyimportant in opcration of the crystal, if the frequency oíoscÜlatlon U to be withln tolerance for which the crystal wasmanuíactured. DeviaÜon from. the speclfled load capacitancecauses a :shlft In the frequency of thc crystal. This shiít be-
• comea larger the .hlgher the crystal frequency, and the greaterth* deviaüon.
The CS crystals, In the fundamental range can be furnlshedto opérate Into 32 mmf. The GP type in íhe fundamental
. range are furnlshed only for a 32 mmf Joad.
To reproduce 32 mmf - preciaely. lead lengtha and posltionmust be taken into account. In figure 2, capacitors Cl, C2 andC3, together with tube and wlring capacitance determine thefrequency.
Further Information on oscillator design wlll be furnishedupon request. • -
PLATED OVERTONE CRYSTALS
The use of overtone crystals Is becomlng common In hlgh ,írequency Communications. Crystals oscUlating In thls man-ner, actually genérate energy on the overtone frequency.ellminnllng «everal multipUer rtages requlred when thecrj'stnl Is oscíllatlng on lis fundamental. In equlpment designthls elimina tes many spurlous rcsponses.
The plated crystal for overtbne use is processed In the samemanncr as that íor fundamental use, wlth thc exccptlon ofblank finiíh. Normally. aJ flner Ünlsh Is use'd. eipeclally forthe hlgher .frequencles.
The crystal opcrated on one of its overtone modes oscillalesin scveral laycrs, deperíding upon the mode. The írcquencyof oscillatlon is approximately the mode number times theblank írequency. Crystals calibrated íor overtone operaíionare finíshed at the mode írequency, and the blank .funda-mental does not cnter the calibratlon. For example, ah 8,000KHz crystal when operated in an overtone oscillator, tuned to24 MHz. oscllíates somewhat above 24,000 KHz.* Since theovertone frequency is not an even múltiple of the funda-mental, in mnking on overtone crystal, íhe frequency ofoscillation must be measured with the crystal osclllating on itsoveríone frequency. '(*or about 24,010 }CHz).
OVERTONE CRYSTAL CJRCUITS
International ^overtone crystala are calibrated to opérate atanÜ-resonance into an unloaded grld clrcuit. When osclllatingat series resonance, the crystal írequency wlll be between 1KHz and 2 KHz lower. . _ "
In the operátton oí overtone crystals, the energy xeturned tothe crystal must be oí overtone .írequency. Thís requires thatthe overtone crystal oscillator olways use a tuned clrcuit. Thecircuit shown in figure 5 urthe simplest^overtone clrcuit to
-construct. Jhis circuit will' opérate up to*60 MHz, .using 3rd'overtone crystals. Here again.-iow-drive level is the Importahtthing. The crystal should be used to genérate a stable signalvoltage and the power oblained in succeeding stages. Over-tone crystals in the'hlgher írequencíes are only a few mílsthlck. Ejccessive drive will -damagc them. The círcuit shownin figure 5 provides stable oscillaííon and reasonable output.Operaüon on the third.modc produces better overall resúlU,than uaing the higher'modes. A máximum drive level oí 2mili I watts should be observed with overtone crystals. In-ternaüonnl plated overtone-crystals have high acüvlty, andare constructed especially-íor overtone use. • .
Over-driving the overtone crystaj will cause unstable opera-tion. Most problems encountéred in the use oí plated overtonecrystals can be traced to excessive drive.
SELECTING THE PROPER CRYSTAL
Several facts should be consldered other than freauency. Thefinal oscillating frequency of the crystal is affected by theassocíated oscillator circuit' through íhe reactive load anddrive levéis. For cióse tolerance operation and oven use, theambíent temperature also must be consldered. Table 1 in-dlcates the magnltude of change in the freauency of a givencrystal when varying the load capacitance into which it isoperating. - _ _ _ . . •
In the manufacture 7oí. crystals, certaln limits must be ad-hered to when ílnishing the unit. Such limits are oíten heldto better than .001% for commercial applícatíons. Tolerancesof thls magnJtude mean nothing unless the oscillator In whichthe crystal is to opérate is an exact reproductíon of theoscillator in which the crystal was calibrated. This same thingapplies lo wider tolerances. Persons doing- work where closertolerances are required (Broadcast, Commercial Two-Way.Civil Deíense, CAP. etc.) ahould keep this in mínd.
For overtone oporation, crysta] unlts especially processed Xormode operation produced betler results than fundamentallypes. Overtone crystals are calibrated on their overtoneírequency and, thereíore are accurate frequency control unlts.Overtone cryslnls are valuable íor receivcr-converter appli-catíons nnd are normnlly not used in transmltters, slnce onlya small amounl «f power Is availablé under stable operatlngconditlonj. Ovortune cryítaU are calibrated either for serieiresonance or pnrnl le l r**onnnce operatlon. Temperature — Allcryatflls proce«st>d by International use "Zero Cocfficicnt"culs. Blank onulua ore held to closer tolerance In the CSunlts and, llieroíore, wlll chango less over a given tem-pcrature range thun th* GP unlts. Tolerances are Usted Intable 3. '
• crotM. parn uvu. • m.
FIGURE 4 . -
Lood Capocítom MMF
M l. tr,¡~ «. „«,«( = F.-t. MMi . í
TABLE 1
Typo
CS
es
liundjrwnUII
CP(Uirrtonr]
oc Qiclltitar
Spccilird by nislumt-i(Use in cnnin*fcial
SpeCilieú th ¡iiütmner(Unr m CDnm>tir:inl
equipnurn
32 mml unly}
Anli-reson^li' ¡iifi, ilion*llhoul íiddUClllll lojd.
(5pf citcuil wjft) luysUl)
Tolenncc ínSpecilied Load
±.0025%
=.0025%
--.01%
í.01%
Temp. Toltnnc»—30 C lo EO C
±.003% J
^..003% 1
^.005% J
x.005% 1
TABLE 3~:ii«r.inct'b hitfil iippl/ only lo AT eul lypc $;--.MI in lo*' Ircquoticy finses. usmR otfieju.i'í. Un* [olt-fantes *ill bv plus or iiiinus 07"J,
19
flí
i Médium frequency crystals\0 KHz-22,000 KHz
FUNDAMENTAL TYPE
TYPE SPECIFICATIONS
1. GENERAL PURPOSE (GP) crystals will be cali-bra ted to wíthin .01% of frequency when operated into10, 20 or 32 pf load capacitance only (32 pf will be used '
"•when none is specified). :
GP crystals will hold temperature tolerance of ±.005%from —30' to 60"C.
2. COMMERCIAL STANDARD (es) crystals will becalibrated to either-,0025% or .001% as specified foroperation in customer's load. CS crystal will hold temper-ature tolerance ±.003% —30° to 60*C.
3. A caübration tolerance of ±.001% (or special) can onlybe obtaíned when a definite circuit load capacitance and
" drive level are specified. Where a definite load capacitance 'Is not specified and correlation is required from a copy of,the intended circuit a tolerance of ±.01%» should beexpected. :
4. I4IGH ACCURACY (HA) crystals are for use in..circuíts where tolerances better than ±.002% —30* to 60'C.are" required.. Tolerances of,.0005% over the range —30*to 60*C will require circuit cdmpensatíon. Without compen-saÜon tha range will be.limited to —10" to-60*C. Com-
• pefisatdrs'are not includ'ed with the crystals and tojeronceís for ..crystals only and does not allow for any change incircuit parameters over the temperature range. . . .
mode of oscíllation1,000-22,000 KHz FaceshearAT
shunt capacitance 7 pf (max,). 7 pf (Max.)
resistance1,000- 1,499 KHz 490 ohms
- 1,500- 1,999 KHz 375 ohms2,000- 2,999 KHz 270 ohms3,000- 3,999 KHz 150 ohms4,000-22,000 KHz 75 to 25 ohms
drive (max.)1,000- 9,999 KHz 10 milliwatts
10,000-22,000 KHz 4 milliwatts
WHEN ORDER1NG — SPEC1FY THEFOLLOWING FOR-.EACH CRYSTALA. CrystaLfrequencyB. Type — GP, CS, or HA 'C. Caübration tolerance — .0025% or .001.% / Special (not
. required for GP as thís type Ís supplied only in .01%).D.' Caübration temperature (room temperature or over 60"C,
75'C, 85*C)E. Holder (see ábove) .. -F. Circuit load and correlation data *,' Note: For GP specify 10, 20 or 32 pf. Do not spccity equipiwnt types":.-in the case oí GP crystals. These are made only to lo, 20 or 32 pl• load. When not specified costáis will be córrela ted far a 32 pf toad.
G'. Special holder markíngs (not avaílable on GP type)
A-yti <•••;. í ri- . f~tf*fi"*~>Jfm
¡MIL..,.J;' ^^á^^ ' :'?^yS-S 5v>:,J; ,-st¡4t- •£** • iv^4- 'rfHá ' ÉíM*r.'& 0 f1s|g¡ll¡ÉíSipJpl ' '&fc lfeSÍW^-**
HVu¿' > ?<&••
. .-V 61-Í10 "
-'.•""••'/!r.'f:"--i '" "'" "f""^1-••'""-'"•'£•*•*ií.'-**^''- •" -"' .' • ¿*fc"L~£ •* ->..í :í".v« 'íií' í¿ í ' 1 ' * vif
^.::vf*s?&^'-''?^''$' ':'•! S'í
High frequency crysíals10 MHz-160 MHz , .i-Crystals for use in military equipment can "be sup-plied to conform to specifications of MIL-C-3098E
'MODE OF OSCILLAT10N ~ "RESISTANCE "(Max.)10- 60 MHz.... Face shear third 10- 14.9 MHz..: 60 ohms
mechanical overtone AT,'.:-. 15- 60 MHz :_:. - . • 40 ohms^Facc shear fifth :"- ."-. 6Q-110 MHz. : .™. w.. '60 ohmsmechanical overtone AT.-" 110-140 MHz_~~~-. 80 ohmsFace shear seventh ; 140-160 MHz .... 100 ohmsmechanícal overtone AT Orive (Max.).-.:...™.; 2 milliwatts
141-160 MHz.... Face shear ninth • . . . :mechanical overtone AT '- ..' -í." 7" . . .
Shunt Capacitance;..,..., 7 pf (Max.) - :. " ' - -.
:, '; ' TYPE SPECIFICATIONS^ T .General;Purpose (GP) crystals.wllt be calibrated to wtthin ±.01%'of frequency"•when óperated-Into^the customer's specified.;circuifc load only. When none Ísspecified series resónancc Will be used. - - . - •GP overtone crystals will hold temperature tolerance of ±.005% from—30° to 60'C.-.V • ., 71- "-•Í*" . • .... ' - ' j ' '-- "'- . " - ' . . ' . " - • •
Commercial 'Standard"(CS)-crystals" will be calibrated to either .0025% or,001% as specified for operation in, customer's load. CS-crystal will holdtemperature ±;003% -^-30* to 60'C:-.*..• • - "- • . •-•-" -•
.111-140 MHz.._
A catíbration tolerance. .gf ±.001% (or-special) can only.be obtained when adefinite círcuit load and dríve-level are specified. Where a definite load Ís notspecified and correlation is requíred from a copy of the intended círcuit atolerance oí:,.01%.should be expected. -
High Accuracy (HA) crystals are for use ¡n clrcuits. where tolerances better' ;• than ±.002% —30* tb 60'C are required. Tolerances^'of .0005% ovér the range
— 30"-to 60*C wilt- require circuit compensatíon. Without compensatíon therange will be "límited to — 10* to 60*C. Compensators are not included wíth
x-the. crystáls-and .-tolerance --is-for-crystals only and'does not allow for anychange in círcuít parameters over the temperature range.
; WHEN ORDERING — SPECIFY THE FOLLOWINÍ3 FOR EACH CRYSTAL
A. Crystal frequency - - ; - • - • • ;
B. Type — GP, CS, or HA . .
C. Calíbration tolerance — .0025% or .001°,£ / Specíal (not required for GP as this.type is supplied only in .01%) '.-
D. Calibration temperature — Room temperature or oven 85*C
E. Holder (see above)
F. Circuit load and correlation data — normal series resonate oranti-resonate.Note: .Do not specify equlpment types In.lhe case of CP cryítiU.
G. Special holder marklngs (not available on GP type)
F R E Q U E N C Y M H z
10- 60 (3rd)61- 79 (5th)80-110 (5th)
111-139 (7th)140-160 (9th)
TYPE
Ceiefi l Purpoi((1)
Cil ibrj t loB ToleriBte
.01%
í 4.906.108.15
10.1515.25
Címotrciil Stindird(2)
CiI ihra t l iR Tilinncí(31 CS-1
.0023% .001%/tMClil
$ 7.15 $ 8.2511.25 12.2515.25 16.25.15.25 16.2518.25 19.25
Hiib AccuncT(4}
Cilifcritisi Ttteriact0)
.IH25N .Wl\/i»tc¡jl
59.50 $11.00
*0lher dímonslons samo as F-6Q5Not supplíod bolow 15 MHz
iAvaltablo In FM-1 nnd FM-2 holdor only abovt» 20 MMí
5 DCr»TICICDC IN ORDER OF (1) PIV, (2) MAX AVG FW. n t O 1 1 r 1 1 n o • m TEMPERATURE, amí w TYFB
LIMENo.
123
• 456789
1011121314*15161718192021¿223*24*252627582930313233343536373839404 142
uTYPE
No.
A3C1A3C5A3C9S3CiB3C5B3C9COÓIS3¿S92ATS2ÜPI2069UPI2069AXS17XS17AZS1721N441B1N5381N1082A1N16471N20921N26111N32391N43651S412G8A3C30200H200M69SM20SM20*1N14401N24821N24851N32771N28601N3193lN3¿531N3639CER69S8¿1N15571N1101
43 ÉM40244* 1S240245T#GU-1Z
46*47#484950515253545556575859*60*61*6263T*64*65t666768697071727374*7576*7778798081*82*
84*858687*88899091929394*95
97*93*99*
SRÍPM41S1343K4C5INéió1N610AA4C1A4C5A4C9B4C1B4C5B4C9SM120SM?50DS131DS132DS133ST120D302KD202ENS1002 'SK3030-RT100R2BA5C1A5C5A5C9B5C1B5C5B5C9E21SD2¿SY124UR12001N50051N50561N52111S2372A1S2375AGU-32SM1-021N3248JAN1N43831S2270AA5C2AA200CJ2CL2C3CM2EM2
HA200K5C5
PIV
(V)200200200200200200¿00200200200200200200200200 T200 t200200 t200 t200200200200200200 t200200200200200¿00200200200200200200200200¿06200299200200200200200
2992002002002002002002002002002ÓÓ200200200200
299200200200200200200200200200200200200200200200 t200 t200 1200200200200200200 S200200200200200200200200200200
MAX AVG FWDOC CURRENT
2Jlo
(A)
.75
.75
.75
.75
.75
.75
.75
.75750m750m.75.75750m
,75.75.75.75.75.75750m.75.75.75.75.75.75.75.75750m.75.75.75.75750m.75750m750m.75.75.75-.77.8080Qm800m800m.80,80.80.80.85.85.85,85.85.85.85.85900m900m900m.951.01.01.01.01.01.01.01.01.01.01.01.0 ,1.0 <¿1.01.01.01.01.01.01.01.0
1.01.01.01.01.01.01.01.01.01.01.01.0
P200 |200 | 1.0RAÍZ 200 1.0BM1Z '200 i 1.0
3JatTEMPreí25252525 .252525 S25 S25A25A25A252525A50A50A
• 50S50A50A50A50A50A50A50A50A50505050$50S55A5555A70A75A75A75A75A75A8ÚÍ
100C55A¿540A4040A50A50
160A100A2525252525255095060606055A
2525252525252525A25A2525A40A40A40A40A40A4040A50A50A5050505050A5050SOA-SO5050A50A50
MAX RATINGS @ 25'CSURGE CUR.PEAK ¡f1 Cy L(Al6060606060603525252222151570 515153515153 O1
153525153515155035353030752516
.40-404815
505035§64060
3.03.0
606060606060453540404075
60
606060606060603050402035 530 550 530306045205035601550505075 I451560505050
100;* .SMB02 200 i 1.0 50A 45101 '1N4245 200 ' 1,0 ' 55A • 25102 1ÍÍ4245GP 20O T 1.0 55 25 '
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MAX.TEMP
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175175A175A175A175A175A175A150J100A150J175A150A125A175A135J135J140125J175S200A175J175100150150A150175175J17515QC175J130J130
lóm M2SJ8.3m (160A8.3 m 160A
103 EM5O2 20O , 1.0 55A» 50 i j104 S2A 20O | 1.0 55A ' 50 '8.3m105 S12Q 200 • 1.0 55A 50 ¡8.3m ' !1O6 SCA2 20O t 1.0 ¡ 5 5 * 50 1 j107 1W3866 20O 1.0 60A 10 i ' ! ;1O3= 1S1336 20O 1.0 65A 6O
MÁXIMUM FOHWARDVOLTAGE DROP
Vi
!so.50.50.50.501.1.901.2 •1.21.0
1.21.51.01.0
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1.S1.5.50
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1.01.01.01.01.0300m1.01.2
2.0.50.50.50.50.50.501.2 A1.01.11.01.3 11.4 r1.2
1.051.05
1.31.01.11.2 í1.21.0.901.11.11.11.11.0.90
95Óm950m1,01.21.2
150A i Í.1200A 1,2150A ! 1.075
1OOA50J
1.21.11-2
at lí
(A)
.801.2.75500m500m
750m.75.501.0,25.50.50750m.751.0.75.50.75.75
.50500m.75.75
.75500m.50750m750m
•7Ü
.6012
.803.0 .
3^0,80.50.40
1.5.50900m900m900m
1,01.0 t1.0
1.0
1.01.01.0 .1.0 01.01.01.0EOOm500m1.01.01.03.01.01.01.01.01.61.0t.o1.01.0.0
\'.o1.0í.O1.0-0
1.01.01,01.0.0-5
atTEMPfC]150150150150150
2525A25A25A
25A25A¿5A25
150A85A25A50A2525A25A252525¿S2525
• 55A55
2575A25A.75A75A
100
25
25A
25A2525A25A
159leo150150150150
• 25A25A25A
25•15015015015015015025C25A
25A40A50A75A25C25 C2525A5ÓA252525255050A5025252525
1.025A
55A
25A25A252525A
MAX. REVERSE CURRENTIr
@25'C& Vr,fA)J.OuS.Ou
ÍOul.Óu5.0u
ÍOu1.6u950u5.0u
ÍOuS.Ou100USOu
5.0u.75u
ÍOuIQu
ÍOu
I.OuS.Ou750n
10u¿S.OuS.Ou
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5.0 u*
lOuó¿6u
tOu .ÍOuÍOuÍOu10u0
S.Ou25u¿
I.OuA.Ou
5. 6ÜÍOu
I.OuSlou
ÍOu10u.
.OluÍOuÍOuÍOu
I.OmSOOní
ÍOu
5.0uI.Ou5.0u
ÍOut.OuS.Ou• IQu
S.OulOu
3.0u
ÍOuÍOuÍOuÍOu
I.Ou5.0u
ÍOuS.Ou5.0uS.Ou5.0u2.0u
SOuS.OuS.Ou
25S.OuS.Ou
ÍOuI.OuI.Ou
I.Ou'ÍOu
Ira t T& Vr
JA).50m.50m".50m.50m.50ni.50m '
200u500u
150u100m.¿Om
.25m0
.50m250Ü.30m.25 m
.SOmtí
I.OmI.Om
400uC,20m200 u200u,20m
I.Om
.20m300u
30Úu.50m0-50m
.SOm
.SOm
.50m*
.50m
.50m
.SOm
.¿Om
3.QU
.50m
.SOm
.SOm
.SOm
.50m
.SOm
.50m200u
SOuI.Om.¿5m.20 m
250u200u
SOm
200u200u200u
50u300u
50mÍOu
TEMPT
re»1501501501:50150150
100A100A
100A15ÓA15ÓA
150A85A
150A•50A
175 '150A
150
55A55
100A75A75A75A
100
100A15QA65 A
130J
130J150J100C
150156150150150150
15025 A25A¿SA
70A1¿6A
100150150150150150150125 A
1.00Á40A
100A75A
50A150.
150
1001ÓÓA100100100
100C
25u-- 12525U 25 '
TESTVOLT
Vr(VI
200200200200200200¿002OO
¿002002002ÓÓ200200¿60200'200200200'200200200200 •56o200200
2002005oo200200200200200200200200500200
?99500200200¿66200
59¿60200200¿00200
188200
200200500200
50¿00200
¿00200200200200200200200200200200200200200200¿Oo2OO
299206200
299¿66200220 •220220. .220200200?99loa200
?99260200
AVALAN CHERATINGS
MAX VBKDN.
(V)
100
100
100
100
100
100
250
-
Í0m , 56 j¿0025u '100 ,¡200 360SOu ( lOOAi200 I
.Ou I SOm M25 , 200 ¡lOn S.Ou Il25 ¡200 1
UOOm 150J. 2OO
MINSLOPEIA/V)
200u
200u
Mri
SI
5r-S!Si
SÍ
5'SISISI.
ka
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• fSL
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isT3SISís>,í-5SIISL
'*
200u
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200u
200u
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SI5isist,SISI
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11SI
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sfsiSI
Si
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Si
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51-sist§'si
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i
SI
S
iID3 -1113757 2OO Í.O 70A 3O I50A J.O 15 25 i.Óu ¿¿>0 3ÍIIO IW2360A 20O r 1.0 75A 40 i 135 ' 1-2 * 1-0 75A '.SOm i 135 200 Si '
321 D.A.T.A. SYMBOLS AND CQDESEXPLAINED IN KSffERP'RÉTÉR1'"
LINEAR IffTEGRATED CiRCUITS?1
DESCRIPTIONThe LM109 and LM309 are complete 5 volt reguíatorsfabrícated on a single silicon chip. These regulators .aredesignad for local "on card" regulatíon to elimínate manyoí the noíse and ground loop problems associated withsíngie-point regulation. They employ internal current limít-íng, thermal shutdown, and safe-area compensation whíchmakes the círcuitry essentially blow-out proof. If adequateheat sínkíng is provided, the devices can deliver outputcurrents ¡n excess of 200mA from the TO-5 package, and1A from the TO-3 package. In addition to theír use asfixed 5'volt regulators, these devices may be used withexternal components tb obtain adjustable output levéis.They may also be used as the power pass element ínprecisión regulators.
FEATURES• OUTPUT CURRENTS IN EXCESS OF.1 amp
• INTERNAL THERMAL OVERLOAD PROTECTiON
• INTERNAL CURRENT LIMIT1NG
• NO EXTERNAL COMPONENTS REQUIRED
PIN CONFIGURATIONS
ABSOLUTE MÁXIMUM RATINGSInputVoltage 35V
Power DissipattonOperating Junction Temperature FJange
LM109 •LM309
Storage Temperature RangeLead Temperature (Soldering, 10 sec)
EQUIVALENT CIRCUIT
Internally Limited
-55°Cto 150°C0°Cto 125°C
-65°Cto 150°C. 300°C
H PACKAGE(Bottom Víew)
1. Input
2. Ouiput
3. Ground
OROER PART NOS. LM1 09H/LM309H
KPACKAGE(Bottom Vi«w)
1. Input-.
•2. Qutpui
Caí* ii conn»ct*d to (¡round.
ORDER PART NOS. LM109K/LM3O9K " .
4
93
LM109/LM309 - FIVE VOLT REGULATORS
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (Note 1)
PARAMETER
Output Voltage
Une Regulation
Load Regulation
TO-5
TO-3
Output Voliage
Quieicent Curren!
Quíescent Curren! Change
Output Noíse Vollage
Long Term Stabilíty
Thermal Resistance
Junction to Case (Note 2)
TO-5
TO-3
CONDITIONS
T. - 25°C
T. - 25°C
7V<V[ N<25V
T. - 25°C
5mA<lOUT<0.5A
5mA<lOUT<1.5A
7V<V| N<25V
P<Pmax7V<V| N<2SV
7V<VJ N<25V
5mA<lOUT<!mox
TA - 25°C
10H*<f <100 kHz
'
LM109
MlKl
4.7
4.6
TYP
5.05
4
20
50
5.2
40
15
3
MAX
5.3
50
50
100
5.4
10
0.5
0.8
10
LM3O9
MIN
4.8
4,75
TYP
• 5.05
4
20 .
50
A
5.2
40
15
3
MAX
5.2
50
50
100
5.25
10
OvS
OÁ
20
.
'-.
UNITS
V
mV
mV
mV
y
mA
mA
mA
fíV
'mV
°C/W
°C/W
NOTES;1,* Unían otherwít* tp*clf¡ed, thexa *p»clflcat!oni apply for
-55°C < T¡ < 150°C for the 51O9 or 0°C < T¡ < 125°C
lor tha 5309, V j N - 1OV «nd IOUT
» pack»o« or IOUT
10V «nd IOUT - 0.1A for th« TO-5
0.5A for th» TO-3 packag*. For th« TO-5
2. Whhout • h««t ilnk, th« th«rm«l rcsUtanca o( th« TO-5 p»ck»(>o
It «bout 150 C/W, whll* th«t of th» TOO p»ck«o* U mpproxi-
m«t«ly 35°C/W. Wlth a h««t ilnk. th« «ff«ctlv» th«rnn«l r»«Iit»nc«
c«n only «pproach th» v.lu«t tpcclflvd, d«p*ndlno onf-.th«
•fflcUncy of th« »Ink.
TYPICAL' APPLICATIONS
FIXED 5V REGULATOR
NOTES; *Requír«d If rwgutaior li Ioc*t»d «n »ppr«cl»bl«
diitcnct from powsr lupply flltvr.
tAlthough no output capacitor It n«ad«d tor•tabllity, It do«s Improv* tr»ni!«nt r»tpont».
NOTES: *R«gulatlon b«rt«r than 0.01% loxJ, Un» «nd t«mptr«tur«,
can b« obtalnad.
tOatarmin«t i«nor currcnt. May b* od]uil*d to mlnlrnii»
tharmal drlft.
ÍSolid tantalum.
ADJUSTABLE OUTPUT REGULATOR CURRENT REGULATOR
NOTES: *D«tBrm!n*« output curr«nt.
i.rál descripíionL?20 Seríes are ihree'-terminal negar/re regu-t--rith a fixed oút'pút vbltage of -5V, -5.2V,-ind -15V and up to 1.5A load.currení cap- .These devices ne'ed only one externa! com~— a cojTipensation capacitor at theoutput,•thenveasv "to appiy.- Worst-casc-gusrantees,.put.voJi.age. deviatíon due .to ^ny combm-f Une, loácí~or téñiperatuFe-'váHafíoriassüre;*'/tory_systerrroperation.- • j -
¡onal effort has .been-Tríade to make theSeríes ¡rnmune to -overload corxTnions.
gulators have curren t limí-tíng vvhích is ín-ent pf temperatura, combined with thermal ¿.d protcction. Interna! curren't límJtíng pro-(aínst momentary faults while therrnal shut-revents ¡unctíon temperatures from exceed-i límits duríng prolongad overloads.
gh i primarily ¡ntended for fíxed- outputapplications, the LMÍ20 Series may be pro-
grammed.for hígher output voltages with a simpleresistivo divider. The low quiescentdrain curren t ofthe devices alfuws, this technique to be used with'good regulatton.
The LM320'Series is aváilable ¡n TO-5 ünd TO-3packages. The.TO-5 is rated at.200 mA.and 2W;the TO-3 at 1A, and 2fJW.v- - " . - ' * . . "-•-' ' •.
^features -
° 'Preset output voltage error.less than ±3%.°~ Preset current'limíto Interna! thermal shutdown
° Opera tes with input-output voltage differentialdown to 1V x
° Excellent rípple rejectionn 50 mV load regulatíon
\
"electrical characteristics (-15V) (Note i)matic and connection diagrams
-5V & -5.2V
-12V& -15V
i' PARAWlETt^R "
t •'' '
: Output Voltaget .. . ._- .. ^i Une ReguIatíb'h'fNotG 2}
! i
. LoadjReguJatíon
! "'P«**B (Noto 2)KPa.ckage
' Output Voltage
.1 puiescent Current
' Quiescent Current Change.••i • • ' . .
• Output Noise Voltage
LongTerm Stability
COIMDITIONS
T, = 25°C
*? _ oc0*-I¡ = ¿b L.•5 mA^louT^^*2A
5 mA^lQUT^I.OA
— 35V<^V i<C~17V
b ETlA^lQiJTSilM AX
•"-P'CP
— 3GV<CV i^C— 1 7V
Tj = 25°C
5 mA^ouS'MAX
LM:
MIN
-15.4
15.6
• i
MAX
" -14.6
20 .
4080
" 14.4
4
150
UN
rr
:
i
i
\.
Order Numbers:
TO-3 (Kl
LM32QK-OS LM320K-5.2 LM32QK-12 LM320K-15
Unlecs oiherwisc ipeciíied, tliese spüdíicaiiom aopJy: -55°C<T¡<15D'C (or ihc LM120; ~25'C<Tj<150*C forí20,andOaC<Tj<125°Cíorthe LM320;V|N = t\'cuT +-^vl an^ IQUT * O-1 A '°r the TO-5 packagcand IOUT " °-5A
TO-3 eüfcifje, For tho TO-S pacítage, IMAX * C:2'Jl and PMAX c 2-cr'1/- Por the TO-3 packaqc, IMAX E 1-OA and' 2OW. Alihougii povver dissipatíon !s intcrnaílv éinited, elccuical specifications apply oniy f3r power levéis up toFor calculBtiom oí ¡unction icmperaturc rix due o pow?r dissipalíon, use a íhcrmal resistance o( ISO'C/W íor the>d 3S"CAV íor tho TO-3. Wiíii an infinite ht»t jin'<, the thermal rciiítpnce is 15°C/W and 3"C/W rcjpcctivcly,
Regulation is mcasured at conslanl junctíon lyztraiutc. Changes ¡n output voltoge due to hualing cfíects musí belo Bccmirtt scparately.To cnsure constan! junciio» tcmperature, pulse tcsting with a low duty cyclc íi used.
