Tai Lieu Tim Hieu Va Thiet Ke Bo Bien Tan 3 Pha

Diễn đàn Biến tần Việt Nam

Website: http://bientan.hnsv.com

TÀI LIỆU: TÌM HIỂU VÀ THIẾT KẾ

BỘ BIẾN TẦN 3 PHA



MỤC LỤC

PHẦN I: CƠ SỞ LÝ THUYẾT ...............................................................................4

CHƯƠNG 1: TỔNG QUAN VỀ ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA ..........4

CHƯƠNG 2: CÁC VẤN ĐỀ LIÊN QUAN ĐẾN ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ ĐIỆN

KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA ..............................................................................14

1. Các yêu cầu đặt ra đối với việc điều khiển động cơ .................................14

2. Các phương pháp điều chỉnh tốc độ động cơ không đồng bộ ba pha........16

3. Điều chỉnh động cơ không đồng bộ bằng cách thay đổi tần số nguồn ......16

4. Phương pháp điều chỉnh U/f = const.......................................................17

CHƯƠNG 3: BIẾN TẦN ......................................................................................21

1. Biến tần và tầm quan trọng của biến tần trong công nghiệp .....................21

2. Phân loại biến tần ....................................................................................23

3. Cấu trúc cơ bản của một bộ biến tần........................................................25

4. Phương thức điều khiển...........................................................................27

PHẦN II: THIẾT KẾ SƠ BỘ ................................................................................45

1. Sơ đồ cấu trúc .........................................................................................46

2. Sơ đồ tính năng .......................................................................................49

PHẦN III: THIẾT KẾ CHI TIẾT ..........................................................................50

CHƯƠNG 1: THIẾT KẾ PHẦN CỨNG ...............................................................50

1. Tính toán các thông số động cơ ...............................................................50

2. Thiết kế tầng nghịch lưu và tầng mạch kích ............................................50

2.1. Giới thiệu về module công suất IRAMX16UP60A..................................51

2.2. Tính chọn tụ boostrap .............................................................................57

3. Thiết kế mạch theo dõi dòng điện............................................................59

4. Thiết kế mạch điều khiển ........................................................................63

5. Thiết kế bộ nguồn ...................................................................................66

CHƯƠNG 2: GIẢI THUẬT VÀ LƯU ĐỒ THUẬT TOÁN ..................................70

1. Phân tích khảo sát phương pháp điều chế độ rộng xung SPWM ..............70



2. Phương pháp điều chế tín hiệu SPWM ba pha theo luật U/f=const sử dụng

PSoC Error! Bookmark not defined.

PHỤ LỤC..............................................................................................................84

TÀI LIỆU THAM KHẢO .....................................................................................91



PHẦN I

CƠ SỞ LÝ THUYẾT

CHƯƠNG I

Tổng quan về động cơ điện không đồng bộ ba pha

1. Nguyên lý hoạt động

Như đã biết trong vật lý, khi cho dòng điện ba pha vào ba cuộn dây đặt lệch

nhau 120o trong không gian thì từ trường tổng mà ba cuộn dây tạo ra trong là một từ

trường quay. Nếu trong từ trường quay này có đặt các thanh dẫn điện thì từ trường

quay sẽ quét qua các thanh dẫn điện và làm xuất hiện một sức điện động cảm ứng

trong các thanh dẫn.

Nối các thanh dẫn với nhau và làm một trục quay thì trong các thanh dẫn sẽ có

dòng điện (ngắn mạch) có chiều xác định theo quy tắc ban tay phải. Từ trường quay

lại tác dụng vào chính dòng điện cảm ứng này một lực từ có chiều xác định theo

quy tắc ban tay trái và tạo ra momen làm quay roto theo chiều quay của từ trường

quay.

Tốc độ quay của roto luôn nhỏ hơn tốc độ quay của từ trường qua. Nếu roto

quay với tốc độ bằng tốc độ của từ trường quay thì từ trường sẽ quét qua các dây

quấn phần cảm nữa nên sdd cảm ứng và dòng điện cảm ứng sẽ không còn, momen

quay cũng không còn. Do momen cản roto sẽ quay chậm lại sau từ trường và các

dây dẫn roto lại bị từ trường quét qua, dòng điện cảm ứng lại xuất hiện và do đó lại

có momen quay làm roto tiếp tục quay theo từ trường nhưng với tốc độ luôn nhỏ

hơn tốc độ từ trường.

Đồng cơ làm việc theo nguyên lý này gọi là động cơ không đồng bộ (KDB) hay

động cơ xoay chiều.



Hình 1-1: Nguyên lý làm việc của động cơ không đồng bộ ba pha

Nếu gọi tốc độ từ trường quay là ωo (rad/s) hay no (vòng/phút) thì tốc độ quay

của roto là ω ( hay n ) luôn nhỏ hơn ( ω < ωo ; n < no ). Sai lệch tương tối giữa hai

tốc độ gọi là độ trượt s:

o

o

s

(1-1)

Từ đó ta có:

ω = ωo(1 – s) (1-2)

hay

n = no(1 – s) (1-3)

Với:

2 n60

(1-4)



o 1o

2 n 2 f60 p

(1-5)

f1 - tần số điện áp đặt lên cuộn dây stato.

Tốc độ ωo là tốc độ lớn nhất mà roto có thể đạt được nếu không có lực cản nào.

Tốc độ này gọi là tốc độ không tải lý tưởng hay tốc độ đồng bộ.

Ở chế độ động cơ, độ trượt s có giá trị 0 ≤ s ≤ 1.

Dòng điện cảm ứng trong cuộn dây phần ứng ở roto cũng là dòng điện xoay

chiều với tần số xác định bởi tốc độ tương đối của roto đối với từ trường quay:

o2 1

np(nf6

) s0

f (1-6)

2. Đặc tính cơ của động cơ điện không đồng bộ ba pha

2.1. Phương trình đặc tính cơ

Theo lý thuyết máy điện, khi coi động cơ và lưới điện là lý tưởng, nghĩa là ba

pha của động cơ đối xứng, các thông số dây quấn như điện trở và điện kháng không

đổi, tổng trở mạch từ hóa không đổi, bỏ qua tổn thất ma sát và tổn thất trong lõi

thép và điện áp lưới hoàn toàn đối xứng, thì sơ đồ thay thế một pha của động cơ như

hình vẽ 1-2



Hình 1-2: Sơ đồ thay thế một pha động cơ không đồng bộ

Trong đó:

U1 – trị số hiệu dụng của điện áp pha stato (V)

Iµ, I1, I’2 – dòng điện từ hóa, dòng điện stato và dòng điện roto đã quy đổi về

stato (A)

Xµ, X1, X’2 – điện kháng mạch từ hóa, điện kháng stato và điện kháng roto đã

quy đổi về stato (Ω)

Rµ, R1, R’2 – điện trở tác dụng mạch từ hóa, mạch stato và mạch roto đã quy

đổi về stato (Ω)

Phương trình đặc tính cơ của động cơ không đồng bộ biểu diễn mối quan hệ

giữa mômen quay và tốc độ của động cơ có dạng:

'

'

21 2

2

2o 1 nm

3UMRs R Xs

R ,[Nm]

(1-7)

Trong đó:

Xnm – điện kháng ngắn mạch, Xnm = X1 + X’2

2.2. Đường đặc tính cơ

Với những giá trị khác nhau của s (0 ≤ s ≤ 1), phương trình cho những giá trị

của M. Đường biều diễn M = f(s) trên trục tọa độ sOM như hình vẽ 1-4, đó là

đường đặc tính cơ của động cơ điện xoay chiều không đồng bộ ba pha.



Hình 1-3: Đường đặc tính cơ của động cơ không đồng bộ ba pha

Đường đặc tính cơ có điểm cực trị gọi là điểm tới hạn K. Tại điểm đó:

dM 0ds

(1-8)

Giải phương trình ta có:

2th 2 2

1 nm

'

RRs

X (1-9)

Thay vào phương trình đặc tính cơ ta có:

21

th 2 2o 1 1 nm

3UM2 (R R X )

(1-10)

Vì ta đang xem xét trong giới hạn 0 ≤ s ≤ 1 ( chế độ động cơ ) nên giá trị sth và

Mth của đặc tính cơ trên hình ứng với dấu (+).



Đặc tính cơ của động cơ điện xoay chiều KDB là một đường cong phức tạp có

hai đoạn AK và BK, phân bởi điểm tới hạn K. Đoạn AK gần thẳng và cứng. Trên

đoạn này momen động cơ tăng khi tốc độ giảm và ngược lại. Do vậy động cơ làm

việc trên đoạn này sẽ ổn định. Đoạn BK cong với độ dốc dương. Trên đoạn này

động cơ làm việc không ổn định.

Trên đường đặc tính cơ tự nhiên, điểm B ứng với tốc độ ω = 0 ( s = 1 ) và

momen mở máy:

21 2

mm 2 2o 1 2

'

nm'

RR )

3UX

M(R

(1-11)

Điểm A ứng với momen cản bằng 0 ( Mc = 0 ) và tốc độ đồng bộ:

1o

2 fp

(1-12)

3. Ảnh hưởng của tần số nguồn f1 đến đặc tính cơ:

Khi thay đổi f1 thì theo (1-5) tốc độ đồng bộ ωo thay đổi, đồng thời X1, X2 cũng

bị thay đổi ( vì X = 2πfL ), kéo theo sự thay đổi của cả độ trượt tới hạn sth và

momen tới hạn Mth.

Quan hệ độ trượt tới hạn theo tần số sth = f(f1) và momen tới hạn theo tần số Mth

= f(f1) là phức tạp nhưng vì ωo và X1 phụ thuộc tỷ lệ với tần số f1 nên có thể từ các

biểu thức của sth và Mth rút ra:



th1

th 21

s

1

1f

Mf

(1-13)

Khi tần số f giảm, độ trượt tới hạn sth và momen tới hạn Mth đều tăng nhưng Mth

tăng nhanh hơn.

Khi giảm tần số f1 xuống dưới tần số định mức f1dm thì tổng trở của các cuộn

dây giảm nên nếu giữ nguyên điện áp cấp cho động cơ sẽ dẫn đến dòng điện động

cơ tăng mạnh. Vì vậy khi giảm tần số nguồn xuống dưới giá trị định mức cần phải

đồng thời giảm điện áp cấp cho động cơ theo quan hệ:

1

1

u constf (1-14)

Như vậy Mth sẽ giữ không đổi ở vùng f1 < f1dm. Ở vùng f1 > f1dm thì không thể

tăng điện áp nguồn mà giữ U1 = U1dm nên ở vùng này Mth sẽ giảm tỉ lệ nghịch với

bình phương tần số, đồng thời phải điều chỉnh điện áp theo quy luật

f c/ tU ons để giữ cho động cơ không bị quá tải về công suất.

Hình 1-4: Họ đặc tính cơ khi thay đổi tần số nguồn



Hình 1-5: Đặc tính cơ của động cơ KDB khi thay đổi tần số nguồn kết hợp với thay

đổi điện áp

4. Ứng dụng của động cơ không đồng bộ

Ngày nay các hệ thống truyền động điện được sử dụng rất rộng rãi trong các

thiết bị hoặc dây truyền sản xuất công nghiệp, trong giao thông vận tải và trong các

thiết bị điện dân dụng… Ước tính có khoảng 50% điện năng sản xuất ra được tiêu

thụ bởi các hệ thống truyền động điện.

Hệ thống điện có thể hoạt động với tốc độ không đổi hoặc tốc độ thay đổi được.

Hiện nay có khoảng 75 – 80% các hệ truyền động là loại hoạt động với tốc độ

không đổi. Với các hệ thống này, tốc độ của động cơ hầu như không cần điều khiển

trừ các quá trình khởi động và hãm. Phần còn lại là các hệ thống có thể điều chỉnh

được tốc độ để phối hợp đặc tính động cơ với đặc tính tải theo yêu cầu. Với sự phát

triển mạnh mẽ của kỹ thuật bán dẫn công suất lớn và kỹ thuật vi xử lý, các hệ thống

điều tốc sử dụng kỹ thuật điện tử ngày càng được sử dụng rộng rãi và công cụ

không thể thiếu trong quá trình tự động hóa.



Động cơ không đồng bộ có nhiều ưu điểm như sau: kết cấu đơn giản, làm việc

chắc chắn, hiệu suất cao, giá thành hạ, có khả năng làm việc trong môi trường độc

hại hoặc nơi có khả năng cháy nổ cao. Vì những ưu điểm này nên động cơ không

đồng bộ được sử dụng rất rộng rãi trong các ngành kinh tế quốc dân với công suất

từ vài chục đến hàng nghìn kW. Trong công nghiệp, động cơ không đồng bộ thường

được dùng làm nguồn động lực cho các máy cán thép loại vừa và nhỏ, cho các máy

công cụ ở các nhà máy công nghiệp nhẹ… Trong nông nghiệp, được dùng làm máy

bơm hay máy gia công nông sản phẩm. Trong đời sống hàng ngày, động cơ không

đồng bộ ngày càng chiếm một vị trí quan trọng với nhiều ứng dụng như: quạt gió,

động cơ trong tủ lạnh, trong máy điều hòa… Tóm lại cùng với sự phát triển của nền

sản xuất điện khí hóa và tự động hóa, phạm vi ứng dụng của động cơ không đồng

bộ ngày càng rộng rãi.

Bên cạnh đó thì nhược điểm của động cơ không động bộ là so với máy điện một

chiều, việc điều khiển máy điện xoay chiều gặp nhiều khó khăn bởi vì các thông số

của máy điện xoay chiều là các thông số biến đổi theo thời gian cũng như bản chất

phức tạp về mặt cấu trúc của động cơ điện xoay chiều.

Để có thể điều khiển độc lập từ thông và momen của động cơ điện xoay chiều

đòi hỏi một hệ thống tính toán cực nhanh và chính xác trong việc quy đổi các giá trị

xoay chiều về các biến đơn giản. Vì vậy cho đến gần đây, phần lớn động cơ xoay

chiều làm việc với các ứng dụng có tốc độ không đổi do các phương pháp điều

khiển trước đây dùng cho máy điện thường đắt và có hiệu suất kém.

5. Khả năng dùng động cơ xoay chiều thay thế động cơ điện một chiều

Những khó khăn trong việc ứng dụng động cơ điện xoay chiều chính là làm thế

nào để có thể dễ dàng điều khiển được tốc độ của nó như việc điều khiển động cơ

một chiều. Vì vậy một ý tưởng về việc biến đổi một máy điện xoay chiều thành một

máy điện một chiều trên phương diện điều khiển đã ra đời. Đây chính là điều khiển



vector. Điều khiển vector sẽ cho phép điều khiển từ thông và momen hoàn toàn độc

lập với nhau thông qua điều khiển giá trị tức thời của dòng (động cơ tiếp dòng) hoặc

giá trị tức thời của áp (động cơ tiếp áp).

Điều khiển vecto cho phép tạo ra những phản ứng nhanh và chính xác của cả từ

thông và momen trong cả quá trình quá độ cũng như quá trình xác lập của máy điện

xoay chiều giống như máy điện một chiều. Cùng với sự phát triển của kỹ thuật bán

dẫn và những bộ vi xử lý có tốc độ nhanh và giá thành hạ, việc ứng dụng của điều

khiển vector ngày càng được sử dụng rộng rãi trong nhiều hệ truyền động và đã trở

thành một tiêu chuẩn công nghiệp.

Với sự phát triển nhanh chóng, ngành công nghiệp tự động luôn đòi hỏi sự cải

tiến thường xuyên của các loại hệ truyền động khác nhau. Những yêu cầu cải tiến

cốt yếu là tăng độ tin cậy, giảm khẳ năng tiêu thụ điện năng, giảm thiểu chi phí bảo

dưỡng, tăng độ chính xác và tăng khả năng điều khiển phức tạp. Vì vậy, những hệ

truyền động với động cơ điện một chiều đang dần bị thay thế bởi những hệ truyền

động với động cơ xoay chiều sử dụng điều khiển vector. Lý do chính để sử dụng

rộng rãi động cơ một chiều trước kia là khả năng điều khiển độc lập từ thông và

momen cũng như cấu trúc hệ truyền động khá đơn giản. Tuy nhiên chi phí mua và

bảo trì động cơ cao, đặc biệt là khi số lượng máy điện phải dùng lớn. Trong khi đó,

các ứng dụng thực tế của lý thuyết điều khiển vector đã được thực hiện từ những

năm 70 với các mạch điều khiển liên tục. Nhưng các mạch liên tục không thể đáp

ứng được sự đòi hỏi phải chuyển đổi tức thời của hệ quy chiều quay do điều này đòi

hỏi một khối lượng tính toán trong một thời gian ngắn.

Sự phát triển của những mạch vi xử lý đã làm thay đổi việc ứng dụng của lý

thuyết điều khiển vector. Khả năng tối ưu trong điều khiển quá độ của điều khiển

vector là nền móng cho sự phát triển rộng rãi của các hệ truyền động xoay chiều ( vì

giá thành của động cơ xoay chiều rẻ hơn so với động cơ một chiều ).



Ngoài những phát triển trong điều khiển vector, một sự phát triển đáng chú ý

khác chính là phát triển mạng neural ( neural network ) và logic mờ ( fuzzy logic )

vào điều khiển vector đang là những đề tài nghiên cứu mới trong nghiên cứu truyền

động. Hai kỹ thuật điều khiển mới này sẽ tạo nên những cải tiến vượt bậc cho hệ

truyền động xoay chiều trong một tương lai gần. Triển vọng ứng dụng rộng rãi của

hai kỹ thuật này phụ thuộc vào sự phát triển của bộ vi xử lý bán dẫn (

Semiconductor Microprocessor ).

Với sự phát triển mạnh mẽ của các bộ biến đổi điện tử công suất, một lý thuyết

điều khiển máy điện xoay chiều khác hẳn với điều khiển vector đã ra đời. Đó là lý

thuyết điều khiển trực tiếp momen lực ( Direct Torque Control hay viết tắt là DTC )

do giáo sư Noguchi Takahashi đưa ra vào cuối năm 80. Tuy nhiên kỹ thuật DTC

vẫn chưa hoàn hảo và cần được nghiên cứu thêm.



CHƯƠNG 2

CÁC VẤN ĐỀ LIÊN QUAN ĐẾN ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ ĐIỆN KHÔNG

ĐỒNG BỘ BA PHA

1. Các yêu cầu đặt ra đối với việc điều khiển động cơ

Những động cơ trước đây thường được chế tạo để làm việc với tải không đổi

trong suốt quá trình làm việc. Điều này làm cho hiệu suất làm việc của hệ thống

thấp, một phần đáng kể công suất đầu vào không được sử dụng hiệu quả. Hầu hết

thời gian momen động cơ sinh ra đều lớn hơn momen yêu cầu của tải.

Khi khởi động trực tiếp từ lưới nguồn, dòng khởi động rất lớn. Điều này làm tổn

thất công suất lớn trên đường truyền và trong roto, làm nóng động cơ, thậm chí có

thể làm hỏng lớp cách điện. Dòng khởi động lớn có thể làm sụt điện áp nguồn, ảnh

hưởng đến các thiết bị khác dùng chung nguồn với động cơ.

Khi chạy không tải, dòng điện chạy trong động cơ chủ yếu là dòng từ hóa, tải

hầu như chỉ có tính cảm. Kết quả là hệ số công suất ( PF: Power Factor ) rất thấp,

khoảng 0,1. Khi tải tăng lên dòng điện làm việc bắt đầu tăng. Dòng điện từ hóa duy

trì hầu như không đổi trong suốt quá trình hoạt động từ không tải đến đầy tải. Vì

vậy khi tải tăng hệ số công suất cũng lên. Khi động cơ làm việc với hệ số công suất

nhở hơn 1, dòng điện trong động cơ không hoàn toàn sin. Điều này cũng làm giảm

chất lượng công suất nguồn, ảnh hưởng đến các thiết bị khác dùng chung nguồn với

động cơ.

Trong quá trình làm việc, nhiều lúc cần dừng khẩn cấp hoặc đảo chiều động cơ.

Độ chính xác trong tốc độ, khả năng dừng chính xác, đảo chiều tốt làm tăng năng

suất lao động cũng như chất lượng sản phẩm. Trong các ứng dụng trước đây các

phương pháp hãm cơ được sử dụng. Lực ma sat giữa phần cơ và má phanh có tác

dụng hãm. Tuy nhiên việc hãm này rất kém hiệu quả và tổn hao nhiệt lớn.



Trong nhiều ứng dụng, công suất đầu vào là một hàm phụ thuộc vào tốc độ như

quạt, máy bơm. Ở những tải loại này, momen cản tỷ lệ với bình phương tốc đô,

công suất tỷ lệ với lập phương của tốc độ. Do đó việc điều chỉnh tốc độ, điều này

phụ thuộc vào tải, có thể tiết kiệm điện năng. Tính toán cho thấy việc giảm 20% tốc

độ động cơ có thể tiết kiệm được 50% công suất đầu vào. Mà điều này là không thể

thực hiện được đối với những động cơ sử dụng trực tiếp điện áp lưới.

Khi lưới điện cấp cho động cơ có hệ số công suất nhỏ hơn đơn vị, dòng điện

trong động cơ chứa nhiều thành phần điều hòa bậc cao. Điều này làm tăng tổn thất

trong động cơ dẫn đến giảm tuổi thọ của động cơ. Momen sinh ra bởi động cơ bị

gợn sóng. Các thành phần điều hòa bậc cao có thể loại bỏ khi hoạt động ở tần số cao

bởi tính chất cảm của động cơ. Nhưng ở tần số thấp động cơ chạy sẽ bị rung, làm

ảnh hưởng đến các vòng đồng của roto. Động cơ làm việc ở lưới nguồn không ổn

định nếu không được bảo vệ sẽ làm giảm tuổi thọ của động cơ.

Từ những phân tích trên ta thấy rằng cần phải có một hệ điều khiển thông minh.

Sự phát triển của các van công suất, công nghệ sản xuất IC tích hợp cao cho ra đời

những bộ vi xử lý có tốc độ xử lý ngày càng nhanh và sự phát triển của kỹ thuật tính

toán đã dẫn đến việc điều khiển động cơ không đồng bộ có thể đạt được chất lượng

cao.

2. Các phương pháp điều chỉnh tốc độ động cơ không đồng bộ ba pha

Có nhiều phương pháp điều chỉnh tốc độ động cơ như:

- Điều chỉnh bằng cách thay đổi điện trở phụ trong mạch roto Rf

- Điều chỉnh bằng cách thay đổi điện áp stato

- Điều chỉnh bằng cách thay đổi số đôi cực từ

- Điều chỉnh bằng cuộn kháng bão hòa

- Điều chỉnh bằng phương pháp nói tầng



- Điều chỉnh bằng cách thay đổi tần số nguồn f1

Trong các phuơng pháp trên thì phương pháp điều chỉnh bằng cách thay đổi tần

số cho phép điều chỉnh cả momen và tốc độ với chất lượng cao nhất, đạt đến mức

độ tương đương như điều chỉnh động cơ điện một chiều bằng cách thay đổi điện áp

phần ứng. Ngày nay các hệ truyền động sử dụng động cơ không đồng bộ điều chỉnh

tần số đang ngày càng phát triển. Sau đây xin trình bày phương pháp điều chỉnh

động cơ không đồng bộ bằng cách thay đổi tần số nguồn f1.

3. Điều chỉnh động cơ không đồng bộ bằng cách thay đổi tần số nguồn

Như ta đã biết, tốc độ đồng bộ của động cơ phụ thuộc vào tần số nguồn và số đôi

cực từ theo công thức:

1o

2 fp

(2-1)

Mà ta lại có, tốc độ của roto động cơ quan hệ với tốc độ đồng bộ theo công thức:

o (1 s) (2-2)

Do đó bằng việc thay đổi tần số nguồn f1 hoặc thay đổi số đôi cực từ có thể điều

chỉnh được tốc độ của động cơ không đồng bộ. Khi động cơ đã được chế tạo thì số

đôi cực từ không thể thay đổi được do đó chỉ có thể thay đổi tần số nguồn f1. Bằng

cách thay đổi tần số nguồn có thể điều chỉnh được tốc độ của động cơ. Nhưng khi

tần số giảm, trở kháng của động cơ giảm theo ( X=2πfL ). Kết quả là làm cho dòng

điện và từ thông của động cơ tăng lên. Nếu điện áp nguồn cấp không giảm sẽ làm

cho mạch từ bị bão hòa và động cơ không làm việc ở chế độ tối ưu, không phát huy

đuợc hết công suất. Vì vậy người ta đặt ra vấn đề là khi thay đổi tần số cần có một

luật điều khiển nào đó sao cho từ thông của động cơ không đổi. Từ thông này có thế

là từ thông stato Φ1, từ thông của roto Φ2, hoặc từ thông tổng của mạch từ hóa Φµ.



Vì momen động cơ tỉ lệ với từ thông trong khe hở từ trường nên việc giữ cho từ

thông không đổi cũng làm giữ cho momen không đổi. Có thể kể ra các luật điều

khiển như sau:

- Luật U/f không đổi: U/f = const

- Luật hệ số quá tải không đổi: λ = Mth/Mc = const

- Luật dòng điện không tải không đổi: Io = const

- Luật điều khiển dòng stato theo hàm số của độ sụt tốc: I1 = f(Δω)

4. Phương pháp điều chỉnh U/f = const

Sdd của cuộn dây stato E1 tỷ lệ với từ thông Φ1 và tần số f1 theo biều thức:

1 1 1 1 1 1K f U I ZE (2-3)

Từ (2-3) nếu bỏ qua sụt áp trên tổng trở stato Z1, ta có E1 ≈ U1, do đó:

11

1

UKf

(2-4)

Như vậy để giữ từ thông không đổi ta cần giữ tỷ số U1/f1 không đổi. Trong

phương pháp U/f = const thì tỷ số U1/f1 được giữ không đổi và bằng tỷ số này ở

định mức. Cần lưu ý khi momen tải tăng, dòng động cơ tăng làm tăng sụt áp trên

điện trở stato dẫn đến E1 giảm, nghĩa là từ thông động cơ giảm. Do dó động cơ

không hoàn toàn làm việc ở chế độ từ thông không đổi.

Ta có công thức tính momen cơ của động cơ như sau:

21

2 220 1

'2

'1 2

'3U R / sM

[(R ) ]R (X X )s

(2-5)



Và momen tới hạn:

21

th 20 1 1 1 2

'

3UM2 ( RR X(X ))

(2-6)

Khi hoạt động ở định mức:

21dm

dm2 22

0dm 1 1dm 2d

'2

'

m'

3U R / sM[(R )R

s(X X ) ]

(2-7)

21dm

thdm 2 20dm 1 1 1dm 2dm

'

3UM2 (R (XR X ))

(2-8)

Ta có công thức sau:

1dm

1a ff

(2-9)

Với f1 – là tần số làm việc của động cơ, f1dm – là tần số định mức. Theo luật U/f=

const :

1 1dm 1 1

1 1dm 1dm dm

U U U f af f U f

(2-10)

Ta thu được:

1 1dm

1 1dm

U aUf af

(2-11)



Phân tích tương tụ, ta cũng thu được ωo = aωodm; X1 = aX1dm; X’2 = aX’

2dm . Thay

các giá trị trên vào (2-5) và (2-6) ta thu được công thức tính momen và momen tới

hạn của động cơ ở tần số khác định mức:

2 2'

'

1dm

2 21 2o1 2

'

3R R ) X )a a.

RUa.sM

( (Xs

(2-12)

21dm

th 2o 21 1 '

1 2

32 R R X )

a a

UM

(X

(2-13)

Dựa theo công thức trên ta thấy, các giá trị X1 và X’2 phụ thuộc vào tần số trong

khi R1 lại là hằng số. Như vậy khi hoạt động ở tần số cao, giá trị (X1 + X’2) >> R1/a,

sụt áp trên R1 rất nhỏ nên giá trị E suy giảm rất ít dẫn đến từ thông được giữ gần

như không đổi. Momen cực đại của động cơ gần như không đổi.

Tuy nhiên khi hoạt động ở tần số thấp thì giá trị điện trở R1/a sẽ tương đối lớn so

với giá trị của (X1 + X’2) dẫn đến sụt áp nhiều trên điện trở stato khi momen tải lớn.

Điều này làm cho E bị giảm, dẫn đến suy giảm từ thông momen cực đại.

Để bù lại sự suy giảm từ thông ở tần số thấp, ta sẽ cung cấp thêm cho động cơ

điện một điện áp Uo để từ thông của động cơ định mức khi f = 0. Từ đó ta có quan

hệ sau:

U1 =Uo + Kf1 (2-14)

Với K là một hằng số được chọn sao cho giá trị U1 cấp cho động cơ U=Udm tại f

= fdm . Khi a > 1 (f > fdm ), điện áp được giữ không đổi và bằng định mức. Khi đó



động cơ hoạt động ở chế độ suy giảm từ thông. Sau đây là đồ thị biểu thị mối quan

hệ giữa momen và điện áp theo tần số trong phương pháp điều khiển U/f=const:

Hình 2-1:Đồ thị biểu thị mối quan hệ giữa momen và điện áp theo tần số theo luật

điều khiển U/f=const

Từ (hình 2-1) ta có nhận xét sau:

- Dòng điện khởi động yêu cầu thấp hơn

- Vùng làm việc ổn định của động cơ tăng lên. Thay vì chỉ làm việc ở tốc

độ định mức, động cơ có thể làm việc từ 5% của tốc độ đồng bộ đến tốc độ định

mức. Momen tạo ra bởi động cơ có thể duy trì trong vùng làm việc này.

- Chúng ta có thể điều khiển động cơ ở tần số lớn hơn tần số định mức

bằng cách tiếp tục tăng tần số. Tuy nhiên do điện áp đặt không thể tăng trên điện áp

định mức. Do đó chỉ có thể tăng tần số dẫn đến momen giảm. Ở vùng trên vận tốc

cơ bản các hệ số ảnh hưởng đến momen trở nên phức tạp.

- Việc tăng tốc giảm tốc có thể được thực hiện bằng cách điều khiển sự

thay đổi của tần số theo thời gian.



CHƯƠNG 3

BIẾN TẦN

1. Biến tần và tầm quan trọng của biến tần trong công nghiệp

Với sự phát triển như vũ bão về chủng loại và số lượng của các bộ biến tần, ngày

càng có nhiều thiết bị điện – điện tử sử dụng các bộ biến tần, trong đó một bộ phận

đáng kể sử dụng biến tần phải kể đến chính là bộ biến tần điều khiển tốc độ động cơ

điện.

Trong thực tế có rất nhiều hoạt động trong công nghiệp có liên quan đến tốc độ

động cơ điện. Đôi lúc có thể xem sự ổn định của tốc độ động cơ mang yếu tố sống

còn của chất lượng sản phẩm, sự ổn định của hệ thống… Ví dụ: máy ép nhựa làm

đế giầy, cán thép, hệ thống tự động pha trộn nguyên liệu, máy ly tâm định hình khi

đúc… Vì thế, việc điều khiển và ổn định tốc độ động cơ được xem như vấn đề

chính yếu của các hệ thống điều khiển trong công nghiệp.

Điều chỉnh tốc độ động cơ là dùng các biện pháp nhân tạo để thay đổi các thông

số nguồn như điện áp hay các thông số mạch như điện trở phụ, thay đổi từ thông …

Từ đó tạo ra các đặc tính cơ mới để có những tốc độ làm việc mới phù hợp với yêu

cầu của phụ tải cơ. Có hai phương pháp để điều chỉnh tốc độ động cơ:

Biến đổi các thông số của bộ phận cơ khí tức là biến đổi tỷ số truyền chuyển

tiếp từ trục động cơ đến cơ cấu máy sản xuất.

Biến đổi tốc độ góc của động cơ điện. Phương pháp này làm giảm tính phức

tạp của cơ cấu và cải thiện được đặc tính điều chỉnh, đặc biệt linh hoạt khi ứng dụng

các hệ thống điều khiển bằng điện tử. Vì vậy, bộ biến tần được sử dụng để điều

khiển tốc độ động cơ theo phương pháp này.



Khảo sát cho thấy:

Chiếm 30% thị trường biến tần là các bộ điều khiển moment.

Trong các bộ điều khiển moment động cơ chiếm 55% là các ứng dụng quạt

gió, trong đó phần lớn là các hệ thống HAVC (điều hòa không khí trung tâm),

chiếm 45% là các ứng dụng bơm, chủ yếu là trong công nghiệp nặng.

Nâng cấp cải tạo các hệ thống bơm và quạt từ hệ điều khiển tốc độ không đổi

lên hệ tốc độ có thể điều chỉnh được trong công nghiệp với lợi nhuận to lớn thu về

từ việc tiết giảm nhiên liệu điện năng tiêu thụ.

Tính hữu dụng của biến tần trong các ứng dụng bơm và quạt

Điều chỉnh lưu lượng tương ứng với điều chỉnh tốc độ Bơm và Quạt.

Điều chỉnh áp suất tương ứng với điều chỉnh góc mở của van.

Giảm tiếng ồn công nghiệp.

Năng lượng sử dụng tỉ lệ thuận với lũy thừa bậc ba của tốc độ động cơ.

Giúp tiết kiệm điện năng tối đa.

Như tên gọi, bộ biến tần sử dụng trong hệ truyền động, chức năng chính là thay

đổi tần số nguồn cung cấp cho động cơ để thay đổi tốc độ động cơ nhưng nếu chỉ

thay đổi tần số nguồn cung cấp thì có thể thực hiện việc biến đổi này theo nhiều

phương thức khác, không dùng mạch điện tử. Trước kia, khi công nghệ chế tạo linh

kiện bán dẫn chưa phát triển, người ta chủ yếu sử dụng các nghịch lưu dùng máy

biến áp. Ưu điểm chính của các thiết bị dạng này là sóng dạng điện áp ngõ ra rất tốt

(ít hài) và công suất lớn (so với biến tần hai bậc dùng linh kiện bán dẫn) nhưng còn

nhiều hạn chế như:

- Giá thành cao do phải dùng máy biến áp công suất lớn.

- Tổn thất trên biến áp chiếm đến 50% tổng tổn thất trên hệ thống nghịch lưu.

- Chiếm diện tích lắp đặt lớn, dẫn đến khó khăn trong việc lắp đặt, duy tu, bảo

trì cũng như thay mới.



- Điều khiển khó khăn, khoảng điều khiển không rộng và dễ bị quá điện áp

ngõ ra do có hiện tượng bão hoà từ của lõi thép máy biến áp.

Ngoài ra, các hệ truyền động còn nhiều thông số khác cần được thay đổi, giám

sát như: điện áp, dòng điện, khởi động êm (Ramp start hay Soft start), tính chất tải

… mà chỉ có bộ biến tần sử dụng các thiết bị bán dẫn là thích hợp nhất trong trường

hợp này.

2. Phân loại biến tần

Biến tần thường được chia làm hai loại:

- Biến tần trực tiếp

- Biến tần gián tiếp

2.1. Biến tần trực tiếp

Biến tần trực tiếp là bộ biến đổi tần số trực tiếp từ lưới điện xoay chiều

không thông qua khâu trung gian một chiều. Tần số ra được điều chỉnh nhảy cấp và

nhỏ hơn tần số lưới ( f1 < flưới ). Loại biến tần này hiện nay ít được sử dụng.

2.2. Biến tần gián tiếp

Các bộ biến tần gián tiếp có cấu trúc như sau:



Hình 3-1: Sơ đồ cấu trúc của biến tần gián tiếp

Như vậy để biến đổi tần số cần thông qua một khâu trung gian một chiều vì vậy

có tên gọi là biến tần gián tiếp. Chức năng của các khối như sau:

a) Chỉnh lưu: Chức năng của khâu chỉnh lưu là biến đổi điện áp xoay chiều

thành điện áp một chiều. Chỉnh lưu có thể là không điều chỉnh hoặc có điều chỉnh.

Ngày nay đa số chỉnh lưu là không điều chỉnh, vì điều chỉnh điện áp một chiều

trong phạm vi rộng sẽ làm tăng kích thước của bộ lọc và làm giảm hiệu suất bộ biến

đổi. Nói chung chức năng biến đổi điện áp và tần số được thực hiện bởi nghịch lưu

thông qua luật điều khiển. Trong các bộ biến đổi công suất lớn, người ta thường

dùng chỉnh lưu bán điều khiển với chức năng làm nhiệm vụ bảo vệ cho toàn hệ

thống khi quá tải. Tùy theo tầng nghịch lưu yêu cầu nguồn dòng hay nguồn áp mà

bộ chỉnh lưu sẽ tạo ra dòng điện hay điện áp tương đối ổn định.

b) Lọc: Bộ lọc có nhiệm vụ san phẳng điện áp sau chỉnh lưu.

c) Nghịch lưu: Chức năng của khâu nghịch lưu là biến đổi dòng một chiều thành

dòng xoay chiều có tần số có thể thay đổi được và làm việc với phụ tải độc lập

Nghịch lưu có thể là một trong ba loại sau:

- Nghịch lưu nguồn áp: trong dạng này, dạng điện áp ra tải được định dạng

trước (thường có dạng xung chữ nhật) còn dạng dòng điện phụ thuộc vào tính chất



tải. Nguồn điện áp cung cấp phải là nguồn sức điện động có nội trở nhỏ. Trong các

ứng dụng điều kiển động cơ, thường sử dụng nghịch lưu nguồn áp.

- Nghịch lưu nguồn dòng: Ngược với dạng trên, dạng dòng điện ra tải được

định hình trước, còn dạng điện áp phụ thuộc vào tải. Nguồn cung cấp phải là nguồn

dòng để đảm bảo giữ dòng một chiều ổn định, vì vậy nếu nguồn là sức điện động thì

phải có điện cảm đầu vào đủ lớn hoặc đảm bảo điều kiện trên theo nguyên tắc điều

khiển ổn định dòng điện.

Nghịch lưu cộng hưởng: Loại này dùng nguyên tắc cộng hưởng khi mạch hoạt

động, do đó dạng dòng điện (hoặc điện áp) thường có dạng hình sin. Cả điện áp và

dòng điện ra tải phụ thuộc vào tính chất tải.

3. Cấu trúc cơ bản của một bộ biến tần

Cấu trúc cơ bản của một bộ biến tần như hình ()



Tín hiệu vào là điện áp xoay chiều một pha hoặc ba pha. Bộ chỉnh lưu có nhiệm

biến đổi điện áp xoay chiều thành một chiều.

Bộ lọc có nhiệm vụ san phẳng điện áp một chiều sau chỉnh lưu.

Nghịch lưu có nhiệm vụ biến đổi điện áp một chiều thành điện áp xoay chiều có

tần số có thể thay đổi được. Điện áp một chiều được biến thành điện áp xoay chiều

nhờ việc điều khiển mở hoặc khóa các van công suất theo một quy luật nhất định.

Bộ điều khiển có nhiệm vụ tạo tín hiệu điều khiển theo một luật điều khiển nào

đó đưa đến các van công suất trong bộ nghịch lưu. Ngoài ra nó còn có chức năng

sau:

- Theo dõi sự cố lúc vận hành

- Xử lý thông tin từ người sử dụng



- Xác định thời gian tăng tốc, giảm tốc hay hãm

- Xác định đặc tính – momen tốc độ

- Xử lý thông tin từ các mạch thu thập dữ liệu

- Kết nối với máy tính.

- …

Mạch kích là bộ phận tạo tín hiệu phù hợp để điều khiển trực tiếp các van công

suất trong mạch nghịch lưu. Mạch cách ly có nhiệm vụ cách ly giữa mạch công suất

với mạch điều khiển để bảo vệ mạch điều khiển.

Màn hình hiển thị và điều khiển có nhiệm vụ hiển thị thông tin hệ thống như tần

số, dòng điện, điện áp,… và để người sử dụng có thể đặt lại thông số cho hệ thống.

Các mạch thu thập tín hiệu như dòng điện, điện áp nhiệt độ,… biến đổi chúng

thành tín hiệu thích hợp để mạch điều khiển có thể xử lý được. Ngài ra còn có các

mạch làm nhiệm vụ bảo vệ khác như bảo vệ chống quá áp hay thấp áp đầu vào…

Các mạch điều khiển, thu thập tín hiệu đều cần cấp nguồn, các nguồn này

thường là nguồn điện một chiều 5, 12, 15VDC yêu cầu điện áp cấp phải ổn định. Bộ

nguồn có nhiệm vụ tạo ra nguồn điện thích hợp đó.

Sự ra đời của các bộ vi xử lý có tốc độ tính toán nhanh có thể thực hiện các thuật

toán phức tạp thời gian thực, sự phát triển của các lý thuyết điều khiển, công nghệ

sản xuất IC có mức độ tích hợp ngày càng cao cùng với giá thành của các linh kiện

ngày càng giảm dẫn đến sự ra đời của các bộ biến tần ngày càng thông minh có khả

năng điều khiển chính xác, đáp ứng nhanh và giá thành rẻ.

4. Phương thức điều khiển



4.1. Phương pháp điều chế độ rộng xung (PWM)

Nội dung của phương pháp điều chế độ rộng xung là tạo ra một tín hiệu sin

chuẩn có tần số bằng tần số ra và biên độ tỷ lệ với biên độ điện ra nghịch lưu. Tín

hiệu này sẽ được so sánh với một tín hiệu răng cưa có tần số lớn hơn rất nhiều tần

số của tín hiệu sin chuẩn. Giao điểm của hai tín hiệu này xác định thời điểm đóng

mở van công suất. Điện áp ra có dạng xung với độ rộng thay đổi theo từng chu kỳ.

Hình 3-2: Dạng sóng đầu ra theo phương pháp điều chế độ rộng xung

(vo1 là thành phần sin cơ bản, v ilà điện một chiều vào bộ nghịch lưu, vo là điện áp

ra )

Trong quá trình điều chế, người ta có thể tạo xung hai cực hoặc một cực, điều

biến theo độ rộng xung đơn cực và điều biến theo độ rộng xung lưỡng cực. Trong

đề tài này em sử dụng phương điều chế độ rộng xung đơn cực.

Có hai phương pháp điều chế cơ bản là:

- Điều chế theo phương pháp sin PWM (SPWM)

- Điều chế vectơ

4.1.1. Điều chế theo phương pháp SPWM

Để tạo ra điện áp xoay chiều bằng phương pháp SPWM, ta sử dụng một tín hiệu

xung tam giác vtri (gọi là sóng mang) đem so sánh với một tín hiệu sin chuẩn vc (gọi

là tín hiệu điều khiển). Nếu đem xung điều khiển này cấp cho bộ nghich lưu một



pha, thì ở ngõ ra sẽ thu được dạng xung điện áp mà thành phần điều hòa cơ bản có

tần số bằng tần số tín hiệu điều khiển vc và biên độ phụ thuộc vào nguồn điện một

chiều cấp cho bộ nghịch lưu và tỷ số giữa biên độ sóng sin mẫu và biên độ sóng

mang. Tần số sóng mang lớn hơn rất nhiều tần số tín hiệu điều khiển. Hình 3-3

miêu tả nguyên lý của của phương pháp điều chế SPWM một pha:

Hình 3-3: Nguyên lý điều chế SPWM một pha

Khi:

vc > vtri , VA0 = Vdc/2

vc < ttri , VA0 = -Vdc/2

Đối với nghịch lưu áp ba pha có sơ đồ như hình 3-4. Để tạo ra điện áp sin ba pha

dạng điều rộng xung, ta cần ba tín hiệu sin mẫu.



Hình 3-4: Nghịch lưu áp ba pha

Nguyên lý điều chế và dạng sóng như sau:



Hình 3-5: Nguyên lý điều chế SPWM ba pha

Hệ số điều chế biên độ ma được định nghĩa là tỷ số giữa biên độ của tín hiệu điều

khiển với biên độ của sóng mang:

ca

tri

VmV

(3-1)

ma - hệ số điều biến

Vc - biên độ sóng điều khiển

Vtri - biên độ sóng mang

Trong vùng tuyến tính (0 < ma < 1), biên độ của thành phần sin cơ bản VA01

(điện áp pha) trong dạng sóng đầu ra tỷ lệ với hệ số điều biến theo công thức:

dcA01 a

VmV2

(3-2)

Đối với điện áp dây là:

dcAB1 aV 3Vm

2 (3-3)

Như vậy trong phương pháp này biên độ điện áp dây đầu ra bộ nghịch lưu chỉ có

thể đạt 86,67% điện áp một chiều đầu vào trong vùng tuyến tính (0 < ma < 1).

Hệ số điều chế tỷ số mf là tỷ số giữa tần số sóng mang và tần số tín hiệu điều

khiển:



trif

c

fmf

(3-4)

mf - hệ số điều chế tỷ số

ftri - tần số sóng mang, bằng tần số PWM

fc - tấn số tín hiệu điều khiển

Giá trị của mf được chọn sao cho nên có giá trị dương và lẻ. Nếu mf là một giá

trị không nguyên thì trong dạng sóng đầu ra sẽ có các thành phần điều hòa phụ

(subharmonic). Nếu mf không phải là một số lẻ, trong dạng sóng đầu ra sẽ tồn tại

thành phần một chiều và các hài bậc chẵn. Giá trị của mf nên là bội số của 3 đối

nghịch lưu áp ba pha vì trong điện áp dây đầu ra sẽ triệt tiêu các hài bậc chẵn và hài

là bội số của ba.

Như vậy, nếu điện áp một chiều đầu vào không đổi, để điều chỉnh biên độ và tần

số của điện áp đầu ra ta chỉ việc điều chỉnh biên độ và tần số của tín hiệu sin chuẩn

vc. Đặc trưng cơ bản của phương pháp này là thành phần sóng điều hòa của điện áp

ra. Muốn giảm các sóng điều hòa bậc cao cần phải tăng tần số sóng mang hay tần số

PWM. Tuy nhiên càng tăng tần số PWM thì tổn hao chuyển mạch lại tăng lên.

4.1.2. Phương pháp điều chế vectơ không gian (SVPWM)

Phương pháp điều chế vectơ không gian khác với các phương pháp điều chế độ

rộng xung khác. Với phương pháp điều chế PWM khác, bộ nghịch lưu được xem

như ba bộ biến đổi đẩy kéo riêng biệt với ba điện áp pha độc lập nhau. Đối với

phương pháp điều chế vectơ không gian, bộ nghịch lưu được xem như một khối duy

nhất với 8 trạng thái đóng ngắt từ 0 đến 7.

4.1.2.1. Thành lập vectơ không gian



Đối với nguồn áp ba pha cân bằng, ta luôn có phương trình sau:

a b c(t) u (t) u ( ) 0u t (3-5)

Và bất kỳ ba hàm số nào thỏa mãn phương trình trên đều có thể chuyển sang hệ

tọa độ hai chiều vuông góc. Ta có thể biểu diễn phương trình trên dưới dạng ba

vectơ gồm [ua 0 0]T, trùng với trục x, vectơ [0 ub 0]T lệch một góc 120o và vectơ [0 0

ua]T lệch một góc 240o so với trục x, như hình vẽ sau:

Hình 3-6: biểu diễn vectơ không gian trong hệ tọa độ x0y

Từ đó ta xây dựng được phương trình của vectơ không gian trong hệ tọa độ phức

như sau:

2 2j j3 3

a b cu(t) 2 u u .e u .e3

(3-6)

Trong đó 2/3 là hệ số biến hình. Phân tích u(t) trong phương trình trên thành

phần thực và phần ảo.



t x yu uu j (3-7)

Ta xây dựng được công thức chuyển đổi hệ tọa độ từ ba pha abc sang hệ tọa độ

phức x-y bằng cách cân bằng phần thực và phần ảo trong phương trình (3-6), ta có:

a b

x a b

y b

ax

c

c

by

c

c2 u u cos(2 / 3) jsin(2 / 3) u cos( 2 / 3) jsin( 2 / 3)3

2u u u cos(2 / 3) u cos( 2 / 3)32u u sin(2 / 3) u sin( 2 / 3)3

1 1 u1u 2 2 2 uu 3 3 3 u0

u(t)

2 2

(3-8)

Tiếp theo hình thành tọa độ quay α-β bằng cách cho hệ tọa độ x-y quay với vận

tốc góc ωt. Ta có công thức chuyển đổi hệ tọa độ như sau:

x x

y y

cos( t) cos( t)u u ucos( t) sin( t)u uu sin( t) cos( t)sin( t) co

2

2s( t)

(3-9)

Nguồn áp ba pha tạo ra là cân bằng và sin nên ta có thể viết lại phương trình

điện áp pha như sau:

a

b

mc

m

m

sin( t)sin( t 2 / 3)

u Vu Vu V sin( t 2 / 3)

(3-10)



Từ phương trình (3-9) ta xây dựng được phương trình sau:

j j t

r reV eu(t) V (3-11)

Thể hiện vectơ không gian có biên độ Vr quay với vận tốc góc ωt quanh gốc tọa

độ 0. Phương trình điện áp dây theo phương trình (3-8) như sau:

Ls 3

5

1

L

1 12 3 2 2V3 2 3 3

q1Vq

Vq0

2 2

(3-11)

Trong đó 2 để chuyền từ giá trị biên độ sang giá trị hiệu dụng, 3 để chuyển

giá trị điện áp pha thành điện áp dây. Vectơ điện áp dây sẽ sớm pha hơn vectơ điện

áp pha một góc π/6. Nếu lồng ghép các trạng thái có thể có của q1, q3 và q5 vào

phương trình (3-11) ta thu được phương trình điện áp dây (trị biên độ) theo các

trạng thái của các khóa.

j(2n 1) /6n

2 2 (2n 1 ) (2n 1 )e cos jsin6

2.63 3

V

(3-12)

Với n = 0,1,2,…,6 ta thành lập được 6 vectơ không gian V1 – V6 và hai vectơ 0

là V0 và V7 như hình sau:



Hình 3-7: Các vectơ không gian từ 1 đến 6

Hình 3-8: Trạng thái đóng ngắt của các van



Bảng 3-1: Giá trị điện áp các trạng thái đóng ngắt và vectơ không gian tương ứng

(Ghi chú: độ lớn điện áp phải nhân với Vdc)

4.1.2.2. Tính toán thời gian đóng ngắt

Xét trường hợp vectơ Vr nằm trong vùng 1 như hình sau:

Hình 3-9: Vectơ không gian Vr trong vùng 1

Giả sử tần số băm xung fPWM đủ cao để trong suốt chu kỳ điều rộng xung Ts,

vectơ Vr không thay đổi vị trí. Nhờ đó ta có thể phân tích Vr theo các vectơ V1, V2

và vectơ V0 hoặc V7 như phương trình sau:



1 1 2r s

s 1 2

2 0 7 0

0 7

7V T V T V T VT

TTT T

(3-13)

Với: Ts là chu kỳ điều rộng xung

Tn là thời gian duy trì ở trạng thái Vn

Chuyển sang hệ tọa độ vuông góc, ta có phương trình sau – suy ra từ phương

trình (3-11) và (3-12):

s 1 1 0 7

cos cos cos2 2m T T T .03 3sin s

6 6 2

insiT

6 26n

(3-14)

Cân bằng phần thực và phần ảo, ta có:

s 1 1

s 1 1

2 2mcos cos cos3 3

2 2ms

T T T6 6 2

T T Tin sin sin6 6 23 3

(3-15)

Giải phương trình trên để tìm T1 và T2:



1 s s

1 s s s

2 s s

2 s

3 3m m

T T cos

cos cos6 6T T T

2 2 3cos6 2

6T cos T sin

3m sin mcos

T m s

2 3 3

T T T sin2 6 6 6

T cos cos6

n6

i6

2 s sT T msin

sin6

6T msin(

6)

(3-16)

Suy ra:

1 s

2 s

0 7 s 2

T msin( / 3 )T msin( )

TTT T T 1 T

(3-17)

Trong đó:

m - tỷ số điều biên

Ts - chu kỳ điều rộng xung

θ - góc lệch pha giữa Vr và Vn

Ta nhận thấy việc giải phương trình (3-13) để tìm T1, T2 và Ts không phụ thuộc

vào hai vectơ giới hạn vùng đó:



Hình 3-10:Vectơ không gian Vr trong vùng bất kỳ

Dựa trên kết quả trên phương trình (3-17), ta xây dựng công thức tổng quát

trong phương trình (3-18) sau đây:

A s

s

0 7 s A B

B

msin( / 3 )msi

T TT TT T

n( )T T

(3-18)

4.1.2.3. Phân bố các trạng thái đóng ngắt

Vẫn xét trường hợp Va nằm trong vùng 1, với kết quả từ phương trình (3-17):

1 s

2 s

0 7 s 1 2

T msin( )T msi

TTT T

n( )T T

(3-18)

4.1.2.4. Kỹ thuật thực hiện vectơ không gian

Thông thường một trong những tiêu chuẩn để lựa chọn giản đồ đóng kích linh

kiện là giảm thiểu tối đa số lần chuyền mạch của linh kiện, để giảm tổn hao trong



quá trình đóng cắt của chúng. Số lần chuyển mạch sẽ ít nếu ta trình tự điều khiển

sau:

Hình 3-11: Giản đồ đóng cắt linh kiện

4.1.2.5. Giản đồ đóng cắt các khóa để tạo ra vectơ Vs trong từng sectơ:

Các van công suất trong từng nhánh đóng ngắt đối nghịch nhau. Để đơn giản

hóa sơ đồ, ta chỉ vẽ trạng thái của 3 van công suất phía trên. Ba van còn lại có trạng

thái đối nghịch với ba van trên theo từng cặp:

o S0 – S1

o S2 - S3

o S4 – S5



Hình 3-12: Vectơ Vs trong các vùng từ 0-6



Nhận xét:

- Dạng điện áp đầu hoặc dòng điện đầu ra của phương pháp SVPWM ít bị méo

hơn do chứa ít các thành phần điều hòa hơn so với phương pháp SPWM.

- Hiệu suất sử dụng điện áp đầu vào của phương pháp SVPWM cao hơn so với

phương pháp SPWM

4.2. Phương pháp điều khiển trực tiếp momen (DTC: Direct Torque

Moment)

Sự khác nhau giữa phương pháp điều chế SVPWM và phương pháp DTC là

phương pháp DTC không sử dụng khuôn mẫu chuyển mạch cố định (fixed

switching pattern). Phương pháp này chuyển mạch bộ nghịch lưu theo yêu cầu của

tải. Vì không sử dụng khuôn mẫu chuyển mạch cố định, phương pháp này đáp ứng

cực nhanh theo sự biến động của tải. Độ chính xác vận tốc của phương pháp này lên

tới 0,5%, mặc dù không cần phải sử dụng một thiết bị phản hồi nào.

Trái tim của phương pháp này là khâu thích ứng động cơ. Khâu thích ứng này

dựa trên mô hình toán học cơ bản của động cơ. Khâu thích ứng yêu cầu thông tin về

rất nhiều thông số động cơ, như điện trở stato, điện cảm tương hỗ, hệ số bão hòa,..

Thuật toán này lấy các thông tin này về động cơ lúc khởi động mà không làm quay

động cơ. Nhưng việc làm quay động cơ trong vòng vài giây sẽ giúp cho việc điều

chỉnh của khâu thích ứng. Hiệu chỉnh càng tốt, việc điều khiển tốc độ và momen

càng có độ chính xác càng cao. Từ điện áp một chiều, dòng điện dây và vị trí

chuyển mạch hiện thời, khâu thích ứng này tính toán ra từ thông và momen thực tế

của động cơ. Những giá trị này được đưa tới bộ so sánh hai lớp từ thông và momen

tương ứng. Đầu ra của các bộ so sánh này là tín hiệu tham chiếu momen và từ thông

cho bảng lựa chọn chuyển mạch tối ưu. Vị trí chuyển mạch được lựa chọn được đưa

thẳng tới bộ nghịch lưu mà không cần điều chế do đó có đáp ứng rất nhanh.



Tín hiệu tham chiếu tốc độ đặt từ bên ngoài được giải mã để tạo ra từ thông và

momen tham chiếu. Vì thế, trong phương pháp điều khiển trực tiếp momen, từ

thông và momen động cơ là những biến được điều khiển trực tiếp vì thế có tên là

điều khiển trực tiếp momen.

Ưu điểm của phương pháp này tốc độ đáp ứng rất nhanh, không cần các thiết bị

phản hồi, giảm được sử hỏng hóc về cơ khí, hiệu suất gần bằng máy điện một chiều

mà không có phản hồi. Nhước điểm của phương pháp này là sự trễ vốn có của bộ so

sánh dẫn đến từ thông và momen bị nhấp nhô. Vì chuyển mạch được thực hiện ở tần

số thấp nên câc thành phần điều hòa bậc thấp tăng lên



PHẦN II

THIẾT KẾ SƠ BỘ

Từ cơ sở lý thuyết trên, trong đề tài này em lựa chọn thiết kế bộ biến tần kiểu

gián tiếp, sử dụng chỉnh lưu cầu, bộ nghịch lưu có sơ đồ nghịch lưu cầu ba pha

nguồn áp, điều khiển theo luật U/f không đổi bằng phương pháp điều chế độ rộng

xung SPWM (Sinusoidal PWM).

Các thông số của bộ biến tần như sau:

- Điện áp vào xoay chiều một pha 220V/50Hz

- Đầu ra điện áp xoay chiều ba pha 220V

- Tần số ra nhảy cấp có fmin = 10hz, fmax = 50Hz

- Chống quá nhiệt

- Chống quá dòng

- Tăng tốc, giảm tốc

- Điều khiển động cơ có thông số như sau: tốc độ định mức 1410rpm, điện áp

định mức (Y/Δ) 380/220, tần số định mức 50Hz, công suất định mức 0,75kW.



1. SƠ ĐỒ CÂU TRÚC

Hình (1-1):Sơ đồ cấu trúc

a) Khâu chỉnh lưu: Khâu chỉnh lưu sử dụng sơ đồ chỉnh lưu cầu một pha không

điều khiển. Các van công suất trong sơ đồ là các diode công suất. Chức năng của

khâu chỉnh lưu là biến đổi điện áp xoay chiều đầu vào thành điện áp một chiều.

b) Lọc: Chức năng của bộ lọc là san phằng điện áp sau chỉnh lưu.

c) Nghịch lưu: Bộ nghịch lưu sử dụng nghịch ưu áp ba pha có nhiệm vụ biến đổi

điện áp đầu vào một chiều thành điện áp xoay chiều có tần số và biên độ có thể thay

đổi được cấp cho động cơ. Các van công suất sử dụng trong bộ nghịch lưu là IGBT.

d) Mạch lái: Mạch lái có nhiệm vụ nhận tín hiệu điều khiên từ bộ điều khiển tạo

ra các tín hiệu điều khiển trực tiếp các van công suất trong bộ nghịch lưu. Trong đề

tài này, em sử dụng module công suất thông minh (IPM: intelligent power module)

của hãng International Rectifier.



Hình (1-2): Sơ đồ biến tần điều khiển động cơ sử dụng bộ nghịch lưu nguồn áp ba

pha

e) Bộ điều khiển: Bộ điều khiển được thiết kế sử dụng vi điều khiển PSoC. Bộ

điều khiển có nhiệm vụ tạo tín hiệu PWM theo một luật nào đó điều khiển các van

công suất trong bộ nghịch lưu thông qua mạch lái. Luật điều khiển em sử dụng

trong đề tài này là phương phap điều chế độ rộng xung SPWM (Sinusoidal PWM).

Ngoài ra, bộ điều khiển còn có nhiệm vụ xử lý tín hiệu từ bộ theo dõi nhiệt độ và

bộ phản hồi dòng.

Bộ điều khiển nhận tín hiệu điều khiển từ phím bấm. Các yêu cầu điều khiển bao

gồm khởi động, dừng, đảo chiều, đặt tốc độ.

f) Mạch theo dõi nhiệt độ: Mạch theo dõi nhiệt độ cấp tín hiệu điện áp tỷ lệ với

nhiệt độ trong module công suất mà thực chất chính là nhiệt độ của van công suất.

g) Mạch phản hồi dòng: Mạch phản hồi dòng có nhiệm vụ biến đổi điện áp trên

điện trở shunt thành tín hiệu phù hợp cấp cho bộ điều khiển. Khi có quá dòng xảy

ra, bộ điều khiển sẽ tạo ra tín hiệu khóa module công suất lại, cắt công suất đầu ra.



Hình (1-3): Sơ đồ mắc điện trở shunt để theo dõi dòng điện

h) Phím: Người sử dụng có thể đặt lệnh điều khiển bộ biến tần thông qua phím

tác dụng.

i) Nguồn: Nguồn có chức năng tạo ra các mức điện áp thích hợp (5VDC và

15VDC) có công suất đủ cho các mạch điều khiển, mạch lái. Bộ nguồn lấy điện áp

sau bộ lọc.



2. SƠ DỒ TÍNH NĂNG

Hình (1-4): Sơ đồ tính năng bộ biến tần

Giải thích sơ đồ tính năng:

- Tín hiệu điều khiển từ bàn phím bao gồm khởi động, dừng, đảo chiều, và

đặt vận tốc thông qua việc đặt tần số điều khiển. Khi điều chỉnh tốc độ thông qua

việc đặt tần số, cân phải có thời gian chuyển từ tần số này sang tần số mới để tránh

hiện tượng động cơ bị giật mạnh. Thời gian động cơ chuyển từ tần số điều khiển

này sang tần số điều khiển mới được xử lý trong khâu xác định tần số điều khiển

mới. Khi đảo chiều cũng vậy, phải đưa động cơ về giá trị đủ nhủ rồi mới thực hiện

đảo chiều quay để tránh moment xoắn tác động lên động cơ.

- Sau khi xác định được tần số điều khiển mới, bảng sin mới được tính lại

sao để giữ cho tỷ số U/f ở đầu ra không đổi

- Bộ PWM có nhiệm vụ tạo tín hiệu PWM cấp cho các van công suất. Các

tín hiệu này được điều chế theo phương pháp SPWM.



PHẦN III

THIẾT KẾ CHI TIẾT

1. Tính toán các thông số của động cơ

Các thông số cho trên động cơ:

Pdm = 0,75kW fdm = 50Hz Udm(Y/Δ)=380/220V

ndm = 1410 vòng/phút p = 2 cosφdm = 0,88

ηdm = 0,885

Tốc độ góc định mức của động cơ:

dmdm

2 n 2. 141 14060

7,65(rad /0

)6

s (1-1)

Dòng điện định mức :

dm1dm

1dm dm

PIco

2,5s

A /1,5A( / )3U

(1-2)

Momen định mức:

dmdm

dm

P 750M14

5,083(Nm)7,67

(1-3)

Công suất tác dụng động cơ tiêu thụ:

dmdtdm

P 750P0

847.45(W).885

(1-4)

Tốc độ đồng bộ:

02 f 2 50

p 2157(rad / s)

(1-5)

Hệ số trượt định mức

0 dm

0

157 147s157

0,064

(1-6)

2. Thiết kế tầng nghịch lưu và tầng mạch kích



Với việc sử dụng module công suất IRAMX16UP60A của International

Rectifier thì việc thiết kế mạch nghịch lưu cũng như mạch kích trở nên đơn giản

hơn rất nhiều. Sơ đồ mạch nguyên lý như hình ():

Hình (1-1): Sơ đồ nguyên lý mạch nghịch lưu và mạch lái sử dụng IRAMX16UP60A

2.1. Giới thiệu về module công suất IRAMX16UP60A



Các module công suất tích hợp điều khiển động cơ đang là một xu thế phát triển

hiện tại bởi những ưu điểm mà nó mang lại như tiết kiệm không gian mạch in và dễ

dàng lắp ráp. Tuy nhiên việc sử dụng rộng rãi các module này bị hạn chế bởi giá

thành cũng như là khả năng thiếu mềm dẻo trong thiết kế. Một seri module công

suất thông minh (IPM: intelligent power module) giá thành thấp mới đã được phát

triển cho các ứng dụng điều khiển động cơ, nhằm giải quyết những yếu tố trên. Đặc

tính của các module công suất thông minh mới này cho phép tổn thất công suất

chung thấp hơn so với các công nghệ cạnh tranh hiện tại. Một sự cải tiến đáng kể

nữa là khả năng giảm nhiễu điện từ (EMI) của hệ thống mặc dù tần số chuyển mạch

có thể rất cao nhờ vào công nghệ đóng vỏ đặc biệt.

Module công suất IRAMX16UP60A của International Rectifier làm một module

công suất tích hợp được phát triển và tối ưu cho các ứng dụng điều khiển động cơ

như máy giặt, các bộ truyền động máy nén điều chỉnh tốc độ trong các hệ thống

điều hòa không khí trong nhà và các tủ lạnh thương mại. Công nghệ PlugNDrive

đưa ra một bộ điều khiển động cơ xoay chiều hiệu suất cao, kết cấu siêu gọn trong

một vỏ cách ly đơn cho một thiết kế đơn giản.

Cấu hình hở emitter ở IGBT phía thấp cho phép dễ dàng phản hồi dòng, theo dõi

quá dòng để có thể điều khiển với độ an toàn và chính xác cao.

Chức năng bảo vệ quá dòng và theo dõi nhiệt độ dựng sẵn, cùng với chức năng

ngắt khi thấp áp tích hợp bên trong cho phép hoạt động an toàn và bảo vệ ở mức

cao.



Việc kết hợp diode boostrap cho mạch lái phía cao và chỉ cần nguồn cấp đơn

cực cho mạch phía trong làm đơn giản hóa việc sử dụng module và đưa ra sự thuận

lợi cho việc giảm giá thành hơn nữa.

Đặc tính của module IRAMX16UP60A:

- Tích hợp mạch kích và diode boostrap

- Chức năng theo dõi nhiệt độ

- Cắt khi quá dòng hoặc quá nhiệt độ

- Đóng vỏ đơn hoàn toàn

- Công nghệ IGBT Non Punch Through, điện áp VCE (on ) thấp

- Chức năng khóa khi điện áp thấp cho tất cả các kênh

- Trễ lan truyền như nhau cho tất cả các kênh

- Chân emiter của IGBT phía thấp để hở cho việc điều khiển dòng điện

- Đầu vào logic Schmit-triggered

- di/dt thấp làm cho việc chống nhiễu tốt hơn

- Giải công suất 0,75kW~2kW/85~253Vac

- Điện áp cách ly thấp nhất 2000Vrms

Ưu điểm của giải pháp sử dụng module công suất tích hợp

IRAMX16UP60A

Bên cạnh những ưu điểm như nhỏ gọn hơn, tin cậy hơn, đơn chíp so với việc sử

dụng linh kiện rời, module IPM còn giúp cho các kỹ sư thiết kế tránh khỏi những lỗi

thường gặp khi thiết kế bộ nghịch lưu dùng IGBT:

- Độ tự cảm của mạch thấp hơn so với linh kiện rời làm giảm xung điện áp

kim và khả năng hoạt động ở tần số đóng cắt cao với tổn hao ít hơn.

- Kết nối công suất đơn giản, bao gồm chân V+, Le1, Le2, Le3 và các chân nối

với động cơ gồm U,V, W.

- Mạch kích tích hợp bên trong yêu cầu 6 đầu vào logic (cả mức 3,3V) và 3 tụ

boostrap được chọn theo tần số đóng cắt.



- Trễ lan truyền thấp cho cả IGBT phía thấp và phía cao được làm cho phù

hợp với việc ngăn chặn DC core flux tác động vào động cơ.

- Bộ điều khiển deadtime bên trong ngăn trùng dẫn

- Chế độ an toàn sự cố được bảo đảm bởi tính năng tự ngắt dựng sẵn khi quá

dòng hoặc quá nhiệt.

- Có các chân cho phép theo dõi nhiệt độ và dòng điện pha.

Ưu điểm chính khi sử dụng module IPM là dễ dàng thiết kế một hệ điều khiển

động cơ tối ưu, tin cậy. Kỹ sư thiết kế có thể được giải phóng khỏi những vấn đề

khó khăn sau:

- Làm sao có thể tạo ra một khoảng thời gian trễ hợp lý (deadtime) để tránh

trùng dẫn.

- Làm sao để thiết kế mạch bảo vệ quá dòng cho các van công suất IGBT.

- Làm sao để thiết kế mạch kiểm tra quá nhiệt độ mà thực tế là theo dõi nhiệt

độ của IGBT.

- Làm sao để làm cho thời gian trễ lan truyền phù hợp trong mạch kích để

ngăn không cho dòng một chiều chạy vào cuộn dây của stato động cơ.

- Làm sao để lựa chọn thời gian chuyển mạch tối ưu để hạn chế nhiễu điện từ

đạt được hiệu suất cao nhất.

- Làm sao để giảm kích thước cuộn lọc để giảm quá điện áp khóa IGBT.

Cấu trúc của module công suất IRAMX16UP60A



Hình (1-2): Sơ đồ cấu trúc bên trong của IRAMX16UP60A

Module IRAM 600V bao gồm 6 khóa IGBT cùng với mỗi điện trở cực cửa cho

mỗi khóa, ba diode liên lạc cho mỗi pha, mạch kích dịch mức (level shifting), ba

diode boostrap cùng với điện trở hạn chế dòng và cặp nhiệt điện trở, điện trở cho

việc cắt khi quá nhiệt độ. Mạch cắt khi quá dòng đáp ứng với điện áp đầu được tạo

ra từ một cảm biến bên ngoài như biến áp dòng hay nhiệt điện trở. Chân đầu vào

cho mạch cắt thực hiện chức năng đôi sau:

- Đầu vào cho tín hiệu quá dòng

- Đầu ra analog cho module theo dõi dõi nhiệt độ.

Vì đảm bảo hai chức năng trên nên phải có một mạch bên ngoài tương tự như sơ

đồ sau:



Hình (1-3): Sơ đồ mạch ITRIP

Điều quan trọng là tụ lọc giữa chân Vcc và chân GND phải đặt gần module

IRAM để ngăn nhiễu truyền vào mạch Itrip circuit gây ra việc cắt sai. Transitor hở

collector, điều khiển quá dòng luôn ở trạng thái mở và cấm chức năng khóa dòng.

Mạch bảo vệ quá nhiệt luôn đuợc kích hoạt và được xếp chồng bởi mạch bảo vệ quá

dòng.

Tín hiệu vào

Một hệ điều khiển động cơ vòng hở, đầy đủ gồm nguồn tạo tín hiệu điều khiển,

tầng mạch kích và tầng công suất. Động cơ ba pha ở đây có thể là động cơ không

đồng bộ hoặc động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu. Module IRAM tích hợp tầng

công suất và tầng mạch kích. Nhưng bộ não của hệ thống phải tạo được tín hiệu

điều khiển PWM hoặc thông tin PFM để hoàn chỉnh chức năng của một hệ điều

khiển.

Hệ thống điều khiển ở mức logic 5V được sử dụng thông dụng hơn theo quan

điểm chống nhiễu nhưng tín hiệu điều khiển cấp cho module này có thể là 3,3V

mức hoặc bất kỳ mức nào từ 3,3V tới Vcc (+15V).

Tín hiệu điều khiển vào mạch kích yêu cầu tích cực mức thấp để điều khiển đầu

ra. Tín hiệu đầu vào Itrip là 4,3V và điện áp ngắt khi xảy ra thấp áp là 11V.



Miêu tả chân IRAMS10UP60A

Hình (1-4): Bảng miều tả chân IRAMX16UP60A

2.2. Tính chọn tụ boostrap

IGBT là phần tử điều khiển bằng điện áp, giống như MOSFET, nên yêu cầu điện

áp phải có mặt liên tục trên cực điều khiển và emitter để xác định chế độ khóa, mở.

Đối với IGBT phía cao trong một kênh của bộ nghịch lưu, điện áp tại chân emitter

luôn thay đổi thường là giữa đất và điện áp dương của nguồn một chiều. Do đó cần

phải tạo ra một nguồn điện áp trôi cho mạch lái phía cao để điều khiển cực cửa của

IGBT trong khi tín hiệu điều khiển từ vi xử lý chỉ có mức điện áp +5V so với đất.

Có nhiều phương pháp để thực hiện điều này một trong những cách đó la sử dụng

mạch boostrap. Mạch boostrap bao gồm một điện trở và một tụ điện được nối theo



sơ đồ như hình (1-5). Phương pháp này có ưu điểm là giá thành thấp và dễ thực hiện

nhưng bị hạn chế bởi yêu cầu xả điện tích trên tụ boostrap.

Hình (1-5): Sơ đồ mạch boostrap

Điện áp Vbs (điện áp giữa chân Vb và Vs của IC) cấp nguồn cho mạch kích phía

cao của IC. Điện áp này đòi hỏi phải được giữ ở trong khoảng từ 10V đến 20V để

mở hoàn toàn van công suất. Một số IC của Interational Rectifier tích hợp cả mạch

dò điện áp thấp đối với Vbs để đảm bảo rằng IC sẽ không xuất tín hiệu điều khiển

nếu điện áp Vbs thấp hơn giá trị nào đó (được quy định trong datasheet). Điều này

ngăn không cho van công suất hoạt động trong chế độ quá tải.

Nguyên lý hoạt động như sau: khi IGBT phía thấp mở, tụ Cbs nạp điện qua diode

Dbs, điện trở Rbs và van S2 tới gần giá trị 15V, vì điện thế chân Vs gần như bằng 0.

Tụ Cbs được chọn sao cho giữ được hầu hết điện tích khi IGBT phía thấp khóa lại và

Vs đạt đến gần giá trị điện áp dây. Sau đó, Vbs xấp xỉ 15V, mạch phía cao của IC lái

được phân cực bởi tụ Cbs. Việc lựa chọn tụ, diode và điện trở phụ thuộc vào các yếu

tố sau:

- Điện áp Vbs phải được duy trì ở giá trị lớn hơn điện áp khóa (under-voltage

lockout) của IC điều khiển.

- Cbs không nạp đến chính xác 15V khi van phía dưới mở do điện áp sụt rên

diode Vbs (Vfbs) và điện áp Vceon của S2.

- Khi van phía trên mở, tụ xả điện chủ yế bằng những cơ chế sau:

+ Điện tích Qg cho việc mở van phía trên.



+ Dòng điện tĩnh (quiscient current) Iqbs cho mạch phía trên của IC.

+ Điện tích dịch mức (level-shift) QLS yêu cầu bởi mạch dịch mức (level-

shifters) trong IC.

+ Dòng điện rò (leakage current) Idl trên diode boostrap Dbs.

+ Dòn điện rò trên tụ Icbs (bỏ qua nếu dùng tụ nonelctrolytic)

+ Điện tích phục hồi đảo diode boostrap Qrrbs.

Giá trị tụ boostrap theo tài liệu của nhà sản xuất được tính theo công thức sau:

QBS DLg RSBS LS

sw sw

FBS CEON(Sc )c 2

I IQ Qf fC

0,01 V

Q

V V

(1-7)

Trong đó:

Qg - điện tích cực cửa cho viêc mở IGBT

QRRBS - điện tích phục hồi đảo diode boostrap

IQBS - dòng điện tĩnh mạch lái phía cao của IC

QLS - điện tích dịch mức bởi bộ dịch mức trong IC

IDL - dòng điện rò trên diode

fsw - tần số băm xung

Vcc - điện áp nguồn cho mạch kích phía cao

VFBS - điện áp rơi trên diode

VCEON(S2) - điện ráp giữa cực C và cực E khi IGBT phía thấp dẫn

Các thông số trên có thể tra trong datasheet của nhà sản xuất. Với tần số băm

xung fsw = 5,2kHZ, em chọn giá trị tụ boostrap Cbs = 10µF.

3. Thiết kế mạch theo dõi dòng điện

Cực emitter của các IGBT phía thấp trong module IRAMX16UP60A không

được nối với nhau cho phép vi điều khiển hay DSP có thể theo dõi nhiệt độ trong

mỗi pha bằng các điện trở cả biến dòng mắc trên mỗi pha. Mục đích của sự lưu ý



này là chỉ ra một giải pháp riêng cho việc cung cấp phản hồi dòng cho bộ A/D trong

sơ đồ hệ thống.

Khi điện trở shunt được mắc vào mạch nối giữa cực emitter của IGBT và cực

âm của nguồn một chiều (V-), dòng điện được cảm ứng trên mỗi pha. Hình sau chỉ

ra một sơ đồ điển hình.

Hình (1-6): Sơ đồ mắc điện trở shunt

Tín hiệu điện áp được thao tác dễ dàng hơn so với tín hiệu dòng điện, do dó điện

trở shunt làm việc giống như một bộ chuyển đổi dòng điện sang điện áp.

Trong nhưng ứng dụng điều khiển động cơ đặc trưng, điện áp trên điện trở shunt

có thể âm hoặc dương so với điểm đất (V-). Bộ A/D lại chỉ được phép lấy đầu vào

tín hiệu dương. Đây là một hạn chế lớn và không cho phép người sử dụng có thể sử

dụng trực tiếp thông tin từ điện trở shunt.

Tín hiệu từ điện trở shunt phải tương thích với đầu vào động của bộ A/D. Nó

cần phải được lệch đi một giá trị thích hợp.

Một mạch như vậy có thể tham khảo trong tài liệu của nhà sản xuất như sau:



Hình (1-7): Sơ đồ mạch phản hồi dòng

Đó là một bộ khuếch đại điện áp hai đầu vào. Để so thể đơn giản hóa biểu thức

liên hệ giữa đầu ra và đầu vào, ta đưa ra sử dụng một số giả thiết, kết quả thu được

công thức sau:

b 3out d r

a 3 4

R RVR R

V VR

(1-8)

Trong đó, Vd là tín hiệu đầu vào hay chính là điện áp rơi trên điện trở shunt, Rb

= R5 và Ra = R2 xác định hệ số khuếch đại áp, Vr và tỉ số R3/(R3 + R4) thiết lập độ

lệch đầu vào.

Mạch theo dõi dòng điện có sơ đồ như hình sau ():



Hình (1-8): Sơ đồ nguyên lý mạch phản hồi dòng

Biên độ điện áp trên điện trở shunt phụ thuộc vào giá trị điện trở và dòng điện

lớn nhất cho phép. Theo datasheet của IRAMX16UP60A, ta có dòng điện lớn nhất

cho phép là 16A. Theo khuyến cáo trong tài liệu của nhà sản xuất, người thiết kế

phải cung cấp một mạch ngoài cấp tín hiệu vào trân T/Itrip để tắt hệ thống nhanh

nhất có thể khi giá trị dòng điện đạt gần đến giá trị lớn nhất cho phép. Vòng bảo vệ

phải tắt hệ thống nhanh hơn 10µs nếu không IGBT sẽ bị phá hủy.

Từ công thức (1-8) ta tính được:

3 admax outM r

3 4 b

R R 100k 2,49kV V VR R 100k 100k 49,9k

5V 5V 0,125VR

(1-9)

3 admax outm r

3 4 b

R R 100k 2,49kV V VR R 100k 100k 4

0V 5V 0,125VR 9,9k

(1-10)



Cho phép dòng điện lớn nhất là 12,5A, ta tính được giá trị của điện trở shunt như

sau:

dSHUNT

LEG

V 0,125VRI 12

10,5A

m (1-11)

4. Thiết kế mạch điều khiển

Trong đề tài này em xử dụng chíp PSoC cho việc điều chế tín hiệu sin PWM.

PSoC là từ viết tắt của cụm từ tiếng anh Programmable System on Chip, nghĩa là

hệ thống khả trình trên một chíp. Các chíp chế tạo theo công nghệ PSoC cho phép

thay đổi được cấu hình đơn giản bằng cách gán chức năng cho các khối tài nguyên

có sẵn trên chíp. Hơn nữa nó còn có thể kết nối tương đối mềm dẻo các khối chức

năng với nhau hoặc giữa các khối chức năng với các cổng vào ra. Chính vì vậy mà

PSoC có thể thay thế cho rất nhiều chức năng nền của một hệ thống cơ bản chỉ bằng

một chíp đơn. Thành phần của chip PSoC bao gồm các khối ngoại vi số và tương tự

có thể cấu hình được, một bộ xử lý 8 bit, bộ nhớ chương trình (EEPROM) có thể

lập trình được và bộ nhớ RAM khá lớn. Việc cấu hình cho chip như thế nào là tùy

thuộc vào người lập trình thông qua một số thư viện chuẩn. Người lập trình thiếp

lập cấu hình trên chíp chỉ đơn giản bằng cách muốn chip có những chức năng gì thì

kéo chức năng đó và thả vào khối tài nguyên số hoặc tương tự, hoặc cả hai tùy theo

từng chức năng (phương pháp lập trình kéo thả). Việc thiết lập ngắt trên chân nào,

loại ngắt là gì, các chân vào ra được hoạt động ở chế độ như thế nào đều tùy thuộc

vào việc thiết lập của người lập trình khi thiết kế và lập trình cho PSoC. Với khả

năng đặt cấu hình mãnh mẽ này, một thiết bị điều khiển, đo lường có thể gói gọn

trên một chíp duy nhất. Chình vì lý do đó, hãng Cypress MicroSystems đã không

gọi sản phẩm của mình là vi điều khiển (µC) như truyền thống, mà gọi là “thiết bị

PSoC” (PSoC device), và họ hy vọng rằng với khả năng đặt cấu hình mạnh mẽ,

người sử dụng sẽ có được những thiết bị điều khiển, thiết bị đo có giá rẻ, kích thước



nhỏ gọn và sản phẩm PSoC của ho sẽ thay thế được hầu hết các thiết bị dựa trên vi

xử lý hoặc vi điều khiển đã có từ trước đến nay.

Chíp PSoC (CY8C29Xxxx) cung cấp:

- Bộ vi xử lý cấu trúc Harvard

o Tốc độ vi xử lý lên đến 24MHz

o Lệnh nhân 8 bit × 8 bit, thanh ghi tích lũy là 32 bit

o Hoạt động ở tốc độ cao mà năng lượng tiêu hao ít

o Dải điện áp hoạt động từ 3.0 đến 5.25V

o Điện áp hoạt động có thể giảm xuống 1.0V sử dụng chế độ kích điện

áp

o Hoạt động trong dải nhiệt độ -40oC đến 85oC

- Các khối ngoại vi có thể được sử dụng độc lập hoặc kết hợp

o 12 khối ngoại vi tương tự có thể được thiết lập để làm các nhiệm vụ

sau:

Các bộ ADC lên đến 14 bit

Các bộ DAC lên đến 9 bit

Các bộ khuếch đại có thể lập trình hệ số khuếc đại

Các bộ lọc và các bộ so sánh có thể lập trình được

o 8 khối ngoại vi số có thể được thiết lập để làm các nhiệm vụ:

Các bộ định thời đa chức năng, đếm sự kiện, đồng hồ thời gian

thực, bộ điều chế độ rộng xung có và không có dải an toàn

(deadband)

Các module kiểm tra lỗi (CRC module)

Hai bộ truyền thông nối tiếp không đồng bộ hai chiều

Các bộ truyền thông SPI Master hoặc Slave có thể cấu hình

được

Có thể kết nối với tất cả các chân vào ra

- Bộ nhớ linh hoạt trên chip

o Không gian bộ nhớ chương trình Flash từ 4K đến 16K, phụ thuộc vào

từng loại chíp với chu kỳ ghi xóa cho bộ nhớ Flash là 50.000 lần



o Không gian bộ nhớ RAM là 256 ký tự

o Chíp có thể lập trình thông qua chuẩn nối tiếp (ISSP)

o Bộ nhớ Flash có thể được nâng cấp từng phần

o Chế độ bảo mật đa năng, tin cậy

o Có thể tạo được không gian bộ nhớ Flash trên chip lên tới 2,034 byte

- Có thể lập trình được cấu hình cho từng chân của chip

o Các chân vào ra ba trạng thái sử dụng Trigger Schmitt

o Đầu ra logic có thể cung cấp dòng 25mA với điện trở treo cao hoặc

thấp bên trong

o Thay đổi được ngắt trên từng chân

o Đường ra tương tự có thể cung cấp dòng tới 40mA

o Đường ra đa chức năng có từ 6 đến 44 chân tùy thuộc vào từng chip

- Xung nhịp của chip có thể lập trình được

o Bộ tạo dao động 24/48MHz ở bên trong (độ chính xác là 2,5%, không

cần thiết bị ngoài)

o Có thể lựa chọn bộ dao động ngoài lên tới 24MHz

o Bộ tạo dong động thạch anh 32,768kHz bên trong

o Bộ tạo dao động tốc độ thấp bên trong sử dụng cho Watchdog và

Sleep

- Ngoại vi được thiết lập sẵn

o Bộ định thời Watchdog và Sleep phục vụ chế độ an toàn và chế độ

nghỉ

o Module truyền thông I2C Master và I2C Slave tốc độ tới 400kHz

o Module phát hiện điện áp thấp được cấu hình bởi người sử dụng

- Công cụ phát triển

o Phầm mềm phát triển miễn phí (PSoCMTM Designer)

o Bộ lập trình và bộ mô phỏng với đầy đủ chức năng

o Mô phỏng ở tốc đô cao



Hình (1-9): Sơ đồ khối bên trong của chip PSoC

5. Thiết kế bộ nguồn

Để xác định yêu cầu về công suất của bộ nguồn chung ta phải đánh giá các

nguồn tiêu hao công suất. Các nguồn đó là:

- Tổn hao điều khiển các van công suất



- Yêu cầu công suất cho việc tạo tín hiệu điều khiển

- Tổn thất tĩnh của IC lái và tổn thất dịch mức

- Tổn thất trên diode boostrap

- Các tổn thất phụ khác như cho led báo, …

Vì có 6 van IGBT nên tổn thất điều khiển cho các van này Ps được xác định bởi

công thức sau:

Ps = 6 × Qg × Vge × f (25)

Trong đó Qg là điện tích cần để mở và khóa một IGBT trong một chu kỳ. Vge là

biên độ điện áp giữa cực G và cực E và f là tần sô băm xung. Trong trường hợp xấu

nhất, giá trị của Qg có thể lấy bằng 80nC trong họ module này, giá trị điện áp lớn

nhất cho phép của điện áp cực G là 20V và tần số trong những ứng dụng điều khiển

động cơ điện lớn nhất là 20kHz. Từ đó giá trị lớn nhất có thể của Ps là:

Ps = 6 × 80 × 10-9 × 20 ×20 × 103 ×103 ≈ 200(mW)

Tổn thất khi dẫn trong diode boostrap được cho bởi công thức:

Pd = 3 × Qd × Vd × f

Trong đó Qd là điện tích chuyển qua diode nạp co tụ boostrap. Vd là điện áp rơi

trên diode và f là tần số PWM. Những diode này chứa trong module vì thế tất cả các

thông số đều được cho trong datasheet của nhà sản xuất. Qd có giá trị là 100nC,

điện áp lớn nhất rơi trên diode khi phân cực thận là 1V và tần số băm xung vẫn là

20kHz. Thay vào công thức trên ta được:

Pd ≈ 6(mW)

Như vậy công suất tổng tiêu hao trên IC lái là:

Pt = Ps + Pd + Pic = 200mW + 6mW + 100mW = 306 (mW)

Nhân giá trị trên với hệ số dữ trữ bằng 2 cộng với các công suất phụ khác la cần

một công suất xấp xỉ 1W với nguồn 15V.

Đối với mạch điều khiển và mạch đo dòng điện phản hồi, mạch theo dõi nhiệt

độ, công suất yêu cầu lấy xấp xỉ 1,5W. Các mạch này đều sử dụng nguồn 5V.

Như vậy yêu cầu về nguồn như sau:

- Hai mức điện áp đầu ra là 5VDC và 15VDC



- Công suất đối với nguồn s5VDC là 1,5W

- Công suất đố với nguồn 15VDC là 1W. Như vậy công suất nguồn yêu cầu là

2,5W.

Từ phân tích trên, em chọn phương án sử dụng IC ổn áp 7805 và 7815. Sơ đồ

nguyên lý:

Hình (1-10): Sơ đồ nguyên lý nguồn cung cấp

Sơ đồ nguyên lý của mạch:





CHƯƠNG 2

Giải thuật và lưu đồ thuật toán

1. Phân tích khảo sát phương pháp điều chế độ rộng xung SPWM

Để tạo ra điện áp xoay chiều bằng phương pháp SPWM, ta sử dụng một tín hiệu

xung tam giác vtri (gọi là sóng mang) đem so sánh với một tín hiệu sin chuẩn vc (gọi

là tín hiệu điều khiển). Nếu đem xung điều khiển này cấp cho bộ nghich lưu một

pha, thì ở ngõ ra sẽ thu được dạng xung điện áp mà thành phần điều hòa cơ bản có

tần số bằng tần số tín hiệu điều khiển vc và biên độ phụ thuộc vào nguồn điện một

chiều cấp cho bộ nghịch lưu và tỷ số giữa biên độ sóng sin mẫu và biên độ sóng

mang. Tần số sóng mang lớn hơn rất nhiều tần số tín hiệu điều khiển. Hình 3-3

miêu tả nguyên lý của của phương pháp điều chế SPWM một pha:

Hình 2-1: Nguyên lý điều chế SPWM một pha

Khi:

vc > vtri , VA0 = Vdc/2



vc < ttri , VA0 = -Vdc/2

Đối với nghịch lưu áp ba pha có sơ đồ như hình 3-4. Để tạo ra điện áp sin ba pha

dạng điều rộng xung, ta cần ba tín hiệu sin mẫu.

Hình 2-2: Nghịch lưu áp ba pha

Nguyên lý điều chế và dạng sóng như sau:



Hình 2-3: Nguyên lý điều chế SPWM ba pha

Hệ số điều chế biên độ ma được định nghĩa là tỷ số giữa biên độ của tín hiệu điều

khiển với biên độ của sóng mang:

ca

tri

VmV

(2-1)

ma - hệ số điều biến

Vc - biên độ sóng điều khiển

Vtri - biên độ sóng mang



Trong vùng tuyến tính (0 < ma < 1), biên độ của thành phần sin cơ bản VA01

(điện áp pha) trong dạng sóng đầu ra tỷ lệ với hệ số điều biến theo công thức:

dcA01 a

VmV2

(2-2)

Đối với điện áp dây là:

dcAB1 aV 3Vm

2 (2-3)

Như vậy trong phương pháp này biên độ điện áp dây đầu ra bộ nghịch lưu chỉ có

thể đạt 86,67% điện áp một chiều đầu vào trong vùng tuyến tính (0 < ma < 1).

Hệ số điều chế tỷ số mf là tỷ số giữa tần số sóng mang và tần số tín hiệu điều

khiển:

trif

c

fmf

(2-4)

mf - hệ số điều chế tỷ số

ftri - tần số sóng mang, bằng tần số PWM

fc - tấn số tín hiệu điều khiển

Giá trị của mf được chọn sao cho nên có giá trị dương và lẻ. Nếu mf là một giá

trị không nguyên thì trong dạng sóng đầu ra sẽ có các thành phần điều hòa phụ

(subharmonic). Nếu mf không phải là một số lẻ, trong dạng sóng đầu ra sẽ tồn tại

thành phần một chiều và các hài bậc chẵn. Giá trị của mf nên là bội số của 3 đối

nghịch lưu áp ba pha vì trong điện áp dây đầu ra sẽ triệt tiêu các hài bậc chẵn và hài

là bội số của ba.



Như vậy, nếu điện áp một chiều đầu vào không đổi, để điều chỉnh biên độ và tần

số của điện áp đầu ra ta chỉ việc điều chỉnh biên độ và tần số của tín hiệu sin chuẩn

vc. Đặc trưng cơ bản của phương pháp này là thành phần sóng điều hòa của điện áp

ra. Muốn giảm các sóng điều hòa bậc cao cần phải tăng tần số sóng mang hay tần số

PWM. Tuy nhiên càng tăng tần số PWM thì tổn hao chuyển mạch lại tăng lên.

2. Phương pháp điều chế tín hiệu Sin PWM ba pha theo luật U/f=const sử

dụng PSoC

Để tạo tín hiệu sin PWM ba pha, em sử dụng ba bộ PWMDB 8 bit kết hợp với

một bộ Timer 16 bit có trong PSoC.

PWMDB là một module bao gồm một bộ điều chế độ rộng xung PWM 8 hoặc

16 bit kết hợp với một bộ DB 8bit có chức năng tạo dải an toàn. Bộ PWM tạo

xung có biên độ và chu kỳ có thể lập trình được. Xung này sau đó được đưa đến bộ

DB.

Chức năng tạo dải an toàn sẽ tạo ra trên cả hai đầu ra chính và đầu ra phụ của

khối. Chức năng này sinh ra xung nhịp không gối lên nhau. Hai pha xung nhịp đó

không bao giờ ở mức cao trong cùng một thời điểm và khoảng thời gian ở giữa hai

pha đó gọi là dải an toàn. Độ rộng của dải an toàn được xác định bởi giá trị đặt

trước của thanh ghi. Trong trường hợp này, nguồn xung nhịp cấp cho bộ tạo giải an

toàn DB là một PWM, hai đầu ra của bộ DB Phase1 và Phase2 là hai PWM đảm

bảo không gối lên nhau. Một tín hiệu tích cực trên đầu vào ‘Kill’ sẽ khóa cả hai đầu

ra này ngay lập tức.

Module PWM được cấu hình sử dụng một hay hai khối số để tạo ra một bộ

PWM 8 bit hay PWM 16 bit. Ở đây em sử dụng ba bộ PWMDB 8 bit. Việc sử dụng

PWMDB 16 bit cũng tương tự. Mỗi bộ PWMDB 8 bit có hai đầu ra phase1 và



phase2, hai đầu ra này là hai tín hiệu cấp cho hai van trong cùng một kênh của bộ

nghịch lưu áp ba pha.

Cách hoạt động của module PWMDB 8, 16 bit cũng như bộ Timer 16 bit có thể

tham khảo trong datasheet của các module này trong phần phụ lục. Ở đây, em chỉ

trình bày các chức năng chính phục vụ cho việc điều chế sin PWM ba pha.

Bộ PWM 8 có ba thanh ghi chính sau:

- Thanh ghi đếm (Counter Register), giá trị của nó được ký hiệu là c(i)

- Thanh ghi chu kỳ (Period Register), giá trị của nó ký hiệu là p(i)

- Thanh ghi so sánh (Compare Register), hay còn gọi là thanh ghi độ rộng

xung (PulseWidth Register), giá trị của nó được ký hiệ là w(i)

Trong đó I ký hiệu cho chu kỳ PWM thứ i. Nếu chỉ viết c,p,w thì có nghĩa là

đang đến chu kỳ bất kỳ.

Giá trị trong thanh ghi đếm giảm dần từ giá trị trong thanh ghi chu kỳ mỗi khi có

sườn lên của xung nhịp đầu vào. Khi đạt giá trị tới hạn, giá trị của thanh ghi đếm

được nạp lại giá trị trong thanh ghi chu kỳ. Quá trình đó cứ lặp đi lặp lại liên tục

(khi có tín hiệu cho phép và bắt đầu chạy của bộ đếm). Giá trị trong thanh ghi chu

kỳ gọi là giá trị chu kỳ (PeriodeValue), giá trị này có thể lập trình để thay đổi được.

Trong mỗi chu kỳ, giá trị trong thanh ghi đếm được so sánh với giá trị trong

thanh ghi so sánh. Khi giá trị trong thanh ghi đếm nhỏ hơn (less than) hoặc nhỏ hơn

hoặc bằng (less than or equal) giá trị trong thanh ghi so sánh, đầu ra được đặt lên

cao, ngược lại đầu ra sẽ có mức thấp. Đầu ra của bộ PWM sẽ luôn giữ ở mức cao

(HIGH) nếu thiết lập để giá trị thanh ghi so sánh lớn hơn giá trị thanh ghi chu kỳ (w

> p), và luôn giữ ở mức thấp nếu giá trị thanh ghi so sánh bằng 0 (w = 0).

Trong thiết kế này, ta sử dụng phép so sánh nhỏ hơn (less than) do đó công thức

tính độ rộng xung PWM đầu ra như sau:



d wP 1

(2-5)

d - độ rộng xung (duty cylce)

w - giá trị trong thanh ghi so sánh

P - giá trị trong thanh thi chu kỳ

Tần số băm xung được xác định như sau:

clkpwmf f

P 1

(2-6)

fpwm - tần số băm xung

fclk - tần số xung nhịp đầu vào

Tần số xung nhịp đầu vào được sử dụng cho cả bộ PWM và DB cũng như cho cả

ba bộ PWMDB. Hình () minh họa một xung PWM với các thông số được thiết lập

như sau:

- P = 3

- W = 0,1,2,3,4

- fclk = 100kHz



Hình 2-4: Giản đồ miêu tả hoạt động của bộ PWM khi thay đổi giá trị thanh ghi so

sánh

Việc chọn tần số băm xung là sự lựa chọn dung hòa giữa nhiều yếu tố. Tần số

băm xung lớn nghĩa là tần số chuyển mạch của các van công suất (hay các khóa

điện tử) trong bộ nghịch lưu lớn dẫn đến tăng tổn hao do chuyển mạch nhưng lại

làm giảm các điều hòa bậc cao trong dạng sóng dòng điện do đó làm giảm tổn hao

chung trong động cơ. Mạch từ của động cơ, ứng với tần số của điện áp, có các tổn

hao từ lớn và gây tiếng ồn. Việc chuyển mạch nhanh của các linh kiện cũng gây

tiếng ồn lớn. Ngoài ra tốc độ băm xung cũng phụ thuộc vào khả năng đáp ứng của

các khâu cách ly, khâu mạch kích và khẳ năng đóng cắt của van. Trong chương

trình này, em cấu hình như sau, fclk = 4/3MHz, P = 255, do đó tần số băm xung là: 3

pwm4 / 3.10 kHz 5,2kHz

255 1f

(2-7)

Một điểm cần lưu ý là khi một giá trị mới được ghi vào thanh ghi chu kỳ, nó sẽ

có tác dụng sau khi thanh ghi đếm đã đếm về 0 và sẽ nạp lại giá trị mới từ thanh ghi

chu kỳ. Trong khi đó, việc ghi vào thanh ghi so sánh, sẽ có tác dụng ngay lập tức.

Xung PWM từ bộ PWM đưa đến bộ tạo dải an toàn DB. Đầu ra Phase1 và

Phase2 tạo ra hai tín hiệu PWM điều khiển hai van công suất trên cùng một kênh

qua tầng cách ly và tầng mạch kích. Do các van trong bộ nghịch lưu là cac IGBT

(các van này yêu cầu thời gian đóng lâu hơn thời gian mở) nên để tránh trùng dẫn

phải tạo ra một khoảng trễ giữa thời điểm mở khóa này và đóng khóa kia. Thời gian

trễ này được tính theo giá trị trong thanh ghi trễ DeadTime (DeadTime Register)

như sau:

Ttrễ = (Giá trị trong thanh ghi trễ +1)*Tclk (2-8)

Ttrễ - thời gian trễ

Tclk - chu kỳ xung nhịp đầu vào



Trong chương trình này, em cấu hình như sau: fclk = 4/3MHz nên Tclk = 1/fclk =

0,75µs, giá trị thanh ghi trễ là 2, và do đó Ttrễ = 3.0,75 = 2,25µs.

Hoạt động của bộ PWMDB có thể được giải thích qua giản đồ thời gian sau:

Hình 2-5: Giản đồ thời gian miêu tả hoạt động bộ PWMDB8

Để tạo ra tín hiệu sin, giá trị độ rộng xung (PulseWitdhValue) được điều chế

theo một hàm sin. Để giải quyết bài toán này, em sử dụng một bộ Timer16 và một

bảng sin.

Bảng sin này chứa các giá trị từ 0 đến 2π. Một câu hỏi đặt ra ở đây là bao nhiêu

giá trị trong bảng sin là hợp lý. Không có một câu trả lời chính xác cho câu hỏi này.

Quá ít giát trị sẽ làm cho dạng dòng điện trong đầu ra bộ nghịch lưu có dạng bậc

thang, làm tổn hao trong động cơ tăng lên. Nếu quá nhiều điểm sẽ làm tốn bộ nhớ

của MCU. Ta có thể áp dụng luật sau để xác định số giá trị trong bảng sin:



pwm(max)

modulation(max)fN

f (2-9)

N - số giá trị trong bảng sin

fpwm(max) - tần số băm xung lớn nhất

fmodulation(max) - tần số điều chế lớn nhất mong muốn

Tần số băm xung em chọn là 5,2kHz, tần số đầu ra lớn nhất là 50Hz. Áp dụng

công thức trên, N = 100. Ở đây em chọn N = 255. Bảng sin này có thể tạo ra bằng

cách sử dụng chương trình Exel trong gói Microsoft Office.

Một biến con trỏ được sử dụng để chỉ đến một giá trị trong bảng sin. Các giá trị

trong bảng sin được đọc ra theo mỗi chu kỳ ngắt được xác định bởi Timer16. Các

giá trị này được biến đổi để phù hợp với tần số đầu ra nhằm đảm bảo luật

U/f=const, sau đó được ghi vào thanh ghi so sánh của bộ PWM.

Để đi hết một bảng sin cần 255 chu kỳ ngắt Timer. Như vậy chu kỳ và do dó, tần

số đầu ra sẽ phụ thuộc vào khoảng thời gian giữa hai lần ngắt. Có thể tính tần số đầu

ra theo công thức sau:

aout

ng t

1(N 1)T

f =

(2-10)

fout - tần số sóng sin đầu ra

N - số giá trị trong bảng sin

Tngat - chu kỳ ngắt của Timer

Chu kỳ ngắt được xác định theo giá trị trong thanh ghi chu kỳ (Period Register)

của bộ Timer theo công thức sau:



ngat clk .(PeriodValuT 1T e ) (2-11)

PeriodValue - giá trị thanh ghi chu kỳ của bộ Timer16

Tclk - chu kỳ xung nhịp đầu vào, Tclk = 1/fclk với fclk là tần số xung nhịp đầu

vào bộ Timer16.

Để điều chỉnh tần số đầu ra, ta điều chỉnh giá trị của thanh ghi chu kỳ của bộ

Timer16 theo công thức sau:

clk

out

Pe f 1(N 1)

riodVa ef

lu

(2-12)

Với cấu hình đã chọn: fclk = 4/3MHz, N=255 ta có công thức tính giá trị thanh

ghi chu kỳ của bộ Timer16 theo tần số điều khiển fcontrol (fcontrol ≡ fout) như sau:

control

52PeriodVal 08f

u 1e (2-12)

Để giữ cho từ thông và momen cực đại trên trục động cơ không đổi khi điều

chỉnh tốc độ động cơ theo tần số ta phải đảm bảo tỷ số U1/f1 là không đổi. Mà biên

độ của sóng sin đầu ra tỷ lệ với độ rộng xung. Độ rộng xung đạt giá trị lớn nhất tại

đỉnh của hình sin. Khi chạy ở tần số định mức (50Hz), điện áp đầu ra đạt giá trị định

mức là 220V (giá trị hiệu dụng), giá trị đỉnh sẽ là 310V, tức là bằng giá trị dương

của điện áp một chiều. Khi đó ma = 1, độ rộng xung lớn nhất là 100% tại đỉnh của

hình sin. Để thay đổi biên độ của điện áp đầu ra, ta sẽ thay đổi độ rộng xung tại mỗi

chu kỳ PWM sao tỷ số U/f là không đổi bằng giá trị này ở định mức (U1dm/f1dm =

220/50 ≈ 4,4). Cụ thể, sau khi có được giá trị tần số điều khiển, ta tính được chu kỳ

ngắt để xác định giá trị thanh ghi chu kỳ của bộ timer. Một hàm udateU_f nằm

trong vòng lặp chính được sử dụng để tính lại các giá trị trong bảng sin sao cho biên

độ đầu ra tương ứng với tần số điều khiển. Trong mỗi chu kỳ ngắt, giá trị thanh ghi

so sánh trong bộ PWM sẽ được truy xuất từ bảng sin (đã được tính lại theo giá trị

của tần số điều khiển) bởi biến con trỏ, sau đó biên con trỏ được tăng lên để chỉ đến

giá trị mới trong bảng sin. Khi biến con trỏ này đạt đến giá trị tới hạn, sẽ được nạp

lại giá trị ban đầu.



Để tạo ra tín hiệu ba pha ta cần ba biến con trỏ lệch nhau 120o, ta sử dụng ba

biến con trỏ tương ứng với ba bộ PWMDB. Giá trị của ba biến con trỏ này lệc nhau

120o.

Lưu đồ thuật toán:

Chương trình chính

Vòng lặp chính

Khởi tạo hệ thống bao gồm, khởi tạo 3 bộ PWMDB8, khởi tạo Timer16, khởi

tạo ngắt.



Hàm udateU_f:

Chương trình con updateU_f



Chương trình con tinhsin()

Chương trình ngắt Timer16



PHỤ LỤC

Code chương trình điều khiển

Chương trình chính main.c

//----------------------------------------------------------------------------

// C main line

//----------------------------------------------------------------------------

#include <m8c.h> // part specific constants and macros

#include "PSoCAPI.h" // PSoC API definitions for all User Modules

#include "ports.h"

#include "dieuche.h"

//#define PULSEWIDTH 127

//#define MAXPWM PULSEWIDTH-7

unsigned int nhay;

int Fset=60; // Tan so dat

unsigned char ku=150;

unsigned char

overload=0, // Qua tai

overcurrent=0; // Qua dong

unsigned char state=0;

void lock()

{

Port0_4(1);

}

void unlock()



{

Port0_4(0);

}

#pragma interrupt_handler overcurrent_ISR

void overcurrent_ISR() // qua dong 75%: Cat cong suat hoan toan.

{

lock();

}

#pragma interrupt_handler overload_ISR

void overload_ISR() // qua dong 50%: Giam cong suat.

{

lock();

}

void nhayled()

{ unsigned char led;

if(++nhay>100)

nhay=0;

led=(nhay>50);

Port2_0(led);

}

void main()

{

PRT0DR=0xFF;

M8C_EnableGInt; // enable all interrups, nescessery

M8C_EnableIntMask(INT_MSK0 , INT_MSK0_ACOLUMN_0);

M8C_EnableIntMask(INT_MSK0 , INT_MSK0_ACOLUMN_2);



PWMDB8_1_WritePeriod(255);

PWMDB8_1_WritePulseWidth(0);

PWMDB8_1_WriteDeadTime(2);







Timer16_1_EnableInt();

Timer16_1_WritePeriod(500);

Timer16_1_Start(); // start timer

PWMDB8_1_Start();

PWMDB8_2_Start();

PWMDB8_3_Start();

unlock();

while(1)

{

nhayled();

updateU_F(Fset);

if ((PRT0DR & 0x02)==0)

Fset=70;



else

Fset=6;

}

}

Chương trình dieuche.c

#include "sintable.h"

#include "PSoCAPI.h" // PSoC API definitions for all User Modules

#define MS 100

unsigned char u_f=100;

unsigned char Fmin=5;

unsigned char sinU[LEN];

unsigned char sinA=0, sinB=0, sinC=0;

unsigned int TimeA=0, TimeB=LEN/3, TimeC=2*LEN/3;

#pragma interrupt_handler Timer16_1_ISR

int Fcontrol=20; // Tan so dieu khien

void Timer16_1_ISR()

{

PWMDB8_1_WritePulseWidth(sinA);

PWMDB8_2_WritePulseWidth(sinB);

PWMDB8_3_WritePulseWidth(sinC);

if (++TimeA>=LEN)

TimeA=0;

if (++TimeB>=LEN)



TimeB=0;

if (++TimeC>=LEN)

TimeC=0;

sinA=sinU[TimeA];

sinB=sinU[TimeB];

sinC=sinU[TimeC];

} .

void tinhsin(unsigned char kU)

{

unsigned int i;

if (kU>MS)

kU=MS;

for (i=0;i<LEN;i++)

{

int u=tablesin[i];

u*=kU;

u/=MS;

if (u>254)

sinU[i]=254;

else

sinU[i]=u;

}

}

int time=25000;

void updateU_F(unsigned char f)



{

unsigned int t=u_f;

// Luat tang toc - giam toc

if (++time>500)

{

time=0;

if (f!=Fcontrol)

{

if (f>Fcontrol)

{

if ((Fcontrol<Fmin)&&(f>Fmin))

Fcontrol=Fmin;

else

Fcontrol++;

}

else if (f<Fcontrol)

Fcontrol--;

t*=Fcontrol;

t/=50;

tinhsin(t);

// tinh lai chu ky ngat timer

Timer16_1_WritePeriod(5000/(Fcontrol));

}

}

}



Bảng sin nằm trong sintable.c

#include "sintable.h"

const unsigned char tablesin[LEN]={

250 ,246 ,243 ,239 ,235 ,231 ,228 ,224 ,220 ,216 ,212 ,208 ,

204 ,200 ,196 ,192 ,188 ,184 ,180 ,176 ,172 ,168 ,164 ,160 ,

156 ,152 ,148 ,144 ,140 ,136 ,132 ,128 ,124 ,120 ,116 ,112 ,

109 ,105 ,101 ,97 ,94 ,90 ,87 ,83 ,80 ,76 ,73 ,70 ,67 ,63 ,60 ,57 ,54 ,52 ,49 ,46 ,43 ,

41 ,38 ,36 ,34 ,31 ,29 ,27 ,25 ,23 ,21 ,20 ,18 ,17 ,15 ,14 ,12 ,11 ,10 ,9 ,8 ,8 ,7 ,6 ,6 ,

6 ,5 ,5 ,5 ,5 ,5 ,5 ,6 ,6 ,7 ,7 ,8 ,9 ,10 ,11 ,12 ,13 ,14 ,16 ,17 ,19 ,21 ,22 ,24 ,

26 ,28 ,30 ,32 ,35 ,37 ,40 ,42 ,45 ,47 ,50 ,53 ,56 ,59 ,62 ,65 ,68 ,71 ,75 ,78 ,81 ,85 ,88 ,92 ,

96 ,99 ,103 ,107 ,110 ,114 ,118 ,122 ,126 ,130 ,134 ,138 ,142 ,

146 ,150 ,154 ,158 ,162 ,166 ,170 ,174 ,178 ,182 ,186 ,190 ,

194 ,198 ,202 ,206 ,210 ,214 ,218 ,222 ,226 ,230 ,233 ,237 ,

241 ,244 ,248 ,252 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,

255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,

255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 255 ,

255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,

255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,

255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,

255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,

255 ,255 ,255 ,255 ,255 ,};



TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1] Nguyễn Văn Nhờ. Giáo trình điện tử công suất tập 1. Nhà xuất bản đại học

Quốc Gia TP. Hồ Chí Minh , 2005.

[2] Lê Văn Doanh, Nguyễn Thế Công và Trần Văn Thịnh. Điện tử công suất.

Nhà suất bản khoa học và kỹ thuật.

[3] Võ Minh Chính, Phạm Quốc Hải và Trần Trọng Minh. Điện tử công suất.

Nhà suất bản khoa học và kỹ thuật, 2007.

[4] Cyril W.Lander. Điện tử công suất và điều khiển động cơ điện. Nhà suất bản

khoa học và kỹ thuật, 1997.

[5] Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn, Phạm Quốc Hải và Dương Văn Nghi.

Điều chỉnh tự động truyền động điện. Nhà xuất bản khoa học và kỹ thuật, 2008.

[6] Prof. Ali Keyhani. Lecture 25, Pulse - width modulation (PWM) technique.

Department of Electrical and Computer Engineering, The Ohio State University.

[7] Dr. Zainal Salam. Power Electronics and Drivers (Version 2). 2002

[8] Muhammad H.Rashid. Power Electronics Handbooks.

[9] Bimal K.Bose. Model Power Electronics and AC Drivers. Pentice Hall, Inc,

2002.

Các trang web:

http://www.bientan.hnsv.com

http://www.dientuvietnam.net

http://www.picvietnam.com

http://www.cypress.com

http://www.psocdeveloper.com

http://www.microchip.com

Documents

Tai Lieu Tim Hieu Va Thiet Ke Bo Bien Tan 3 Pha