Budapesti M¶szaki és Gazdaságtudományi EgyetemVillamosmérnöki és Informatikai Kar

Szélessávú Hírközlés és Villamosságtan Tanszék

Több csatornás DVB-T alapú passzív radar

TDK dolgozat

Készítette Konzulens

Pet® Tamás Dudás Levente

2013. október 25.

Tartalomjegyzék

1. Passzív koherens radarok alapvet® m¶ködése 71.1. Bisztatikus radar rendszerek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71.2. Bisztatikus radar geometriája . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71.3. A céltárgy helymeghatározása . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.3.1. Bisztatikus radaregyenlet . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81.4. Bisztatikus Doppler hatás . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101.5. Passzív radar céltárgy detektálási mechanizmusa . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111.6. Megvilágító jel megválasztása . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 121.7. Passzív radarok korlátozó tényez®i . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141.8. Passzív radarok jelfeldolgozási igényei . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

2. Fázisvezerelt antennarendszerek 162.1. Antennák és antennarendszerek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

2.1.1. Antennasorok . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 162.2. Fázisvezérelt antennarendszerek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

2.2.1. Antennasor nyalábpozicionálása . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 182.2.2. Nyalábformálás . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

2.3. Nyalábformáló algoritmusok . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 202.3.1. MMSE (Minimum Mean Square Error) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 212.3.2. MSINR (Maximum Signal to Interference and Noise Ratio) . . . . . . . . 21

2.4. Iránymér® algoritmusok . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 222.4.1. Bartlett(Fourier) eljárás . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 232.4.2. Capon . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 242.4.3. MEM (Maximális Entrópia Módszer) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

2.5. Nyalábformáló és iránybecsl® algoritmusok szimulációja . . . . . . . . . . . . . . 25

3. Fázisvezérelt passzív koherens radar 263.1. Adaptív antennarendszer használata passzív radar alkalmazásokban . . . . . . . . 263.2. Nyalábformálás . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

3.2.1. Passzív radar digitális nyalábformálása . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 283.2.2. DPIS megvalósítása direkt analóg nyalábformálással . . . . . . . . . . . . 30

4. Többcsatornás koherens vev®egység tervezése és megvalósítása 314.1. Rendszer specikáció . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 314.2. NI 5641R adó-vev® modul . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 334.3. Többcsatornás koherens RF front end modul . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

4.3.1. RF er®sít® . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 354.3.2. RF Sávsz¶r® . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 374.3.3. Közepes teljesítmény¶ er®sít® . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

1

4.3.4. Kever® . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 384.3.5. Középfrekvenciás sávsz¶r® . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 404.3.6. Középfrekvenciás er®sít® . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 404.3.7. Helyi oszcillátor forrás . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 414.3.8. Rendszer szimuláció . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

4.4. Vev®egység mérési eredményei . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

5. Egycsatornás passzív radar tesztmérés 455.1. Mérési koncepció . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

5.1.1. Teljesítményszintek és Doppler frekvenciák kiszámítása . . . . . . . . . . . 455.2. Passzív radar tesztmérési elrendezése . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 475.3. Yagi antenna tervezése a tesztméréshez . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 475.4. Repül®téri mérési eredmények . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 485.5. Mérési eredmények kivizsgálása . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 495.6. Matlab alatt készített szimulációs program forráskódja . . . . . . . . . . . . . . . 54

Ábrák jegyzéke 69

2

Kivontat

A passzív radar rendszerek anélkül képesek detektálni és követni céltárgyakat, hogy a céltárgyatmegvilágító forrásokkal együttm¶ködnének. Az egyik ilyen, igen kedvez® tulajdonságokkal ren-delkez® forrás a digitális földfelszíni m¶sorszórásban használt televíziós jel.

A m¶sorszóró jelek megvilágító forrásként való felhasználásával a radarnak nem szükségesdedikált adó egységet tartalmaznia, ezáltal egyrészt meglehet®sen alacsonyak a gyártási és üze-meltetési költségei, másrészt detektálhatatlan a környezetbe kisugárzott jelei alapján.

A passzív elven m¶köd® lokátorok hatótávolságának egyik legnagyobb korlátozó tényez®je,a nagy teljesítmény¶ direkt úton érkez® referenciajel által okozott elfedés, amelyre kézenfekv®megoldást nyújt a fázisvezérelt antennarendszer használata.

A fázisvezérelt antennarendszerek alkalmazása számos kritikus problémára nyújthatnak meg-oldást. A propagáló elektromágneses hullámok különböz® térbeli pontokon lév® mintavételezésé-vel olyan többletinformációhoz jutunk a környezetben jelen lév® jelekr®l, amely felhasználásávala kisugárzott jelek térbeli eloszlására illetve a sugárzó források antennarendszerhez képesti hely-zetére következtethetünk.

A passzív antennarendszerr®l érkez® jelek csatornánkénti feldolgozásával a detektálni kívántcéltárgyak irányába nagy érzékenység¶ keskeny nyalábokat tudunk kialakítani, míg a nemkívá-natos zavaró jeleket pedig hatásosan csillapíthatjuk.

Az aktív rendszer¶ radaroknál már jól kiforrott nyalábpásztázó és adaptív nyalábformálótechnikák egyszer¶ implementálása mellett szükség van a módszerek olyan egyedi testreszabá-sára, amellyel azok eektíven képesek felvenni a versenyt a passzív radarok m¶ködése soránfelmerül® nehézségekkel.

Dolgozatom f® témája egy olyan négy-csatornás koherens vev®egység tervezése és megvaló-sítása, amellyel lehet®ség nyílik a fázisvezérelt antennarendszert alkalmazó passzív radarok ha-tékonyságnövelési eljárásainak vizsgálatára. A tanulmányozni kívánt passzív rendszer¶ lokátora digitális földfelszíni televíziós m¶sorszórás(DVB-T) jeleit használja fel a céltárgyak detektá-lására, így a tervezett vev®egység a jelenlegi UHF sávban üzemel® DVB-T adótornyok jeleittranszponálja a többcsatornás digitalizáló egység m¶ködési frekvenciájára. A dolgozat során be-mutatom a koherens vev®egység tervezési, szimulációs és mérési eredményeit, valamint az eszközalkalmazhatóságát a passzív rendszer¶ radarokban.

3

Abstract

Passive radar systems are able detect and track targets with non-cooperative sources of illumi-nation. One of these transmitters of opportunity that has a numerous benecial properties isthe digital terestrial television broadcast system.

A radar system which exploits existing broadcast signals as illuminators of opportunity, doesnot need to conatin active transimitter unit which results the possibility of low cost surveillance.On the other hand passive radar operation does inherently imply that the system can not bedetected by its emitted signals.

One of the major limitation in detection range for most passive radar systems is the maskingdue to the large direct reference signal. An obvious solution for this principal problem is theapplication of phased array antenna systems.

Phassed array antennas can provide solutions for several critical problems. By samplingthe propagating electromagnetic waves in dierent spatial locations we are able to obtain extrainformation about signals in our environment. These extra informations then can be used todetermine the spatial distribution and the direction of the radiated signals.

By processing the individual channels which comes from a passive antenna system we areable to synthesize pencil beams in the direction of the desired target. In addition, we can alsosuppress unwanted interferenece signals eectively.

Beside the basic implementation of beam scanning and adaptive beamforming algorithms itis required to customize these methods in order to takle the challanges arising from the operationof passive coherent locations radars more eectively.

The major theme of my thesis is the design and implementation of a 4-channel coherentreceiver which can be used to analyze the performance improvement methods of the phassedarray passive radars. Since the investigated passive radar is based on digital video broadcastterestrial signals, the designed receiver module conditions and mixes signals from the UHF bandto the operation frequency of the digitizer. My thesis will present the design, simulation, imp-lementation and verication steps and results of the designed device. The applicability of themultichannel receiver in passive radars will also be presented.

4

Bevezet®

Aktív radarral történ® felderítés során a rendszer kisugároz egy jól specikált radarjelet, amelyeta céltárgyról reektálva majd detektál. A passzív radarok ezzel ellentétben nem sugároznak,hanem a környezetükben lév®, egyéb forrásoktól származó jeleket használják fel a céltárgyak ész-lelésére. Ilyen rádiójelek lehetnek például kommunikációs vagy m¶sorszóró csatornák.A passzív radaroknak számos el®nyük van az aktív rendszerekkel szemben. A konvencionálisaktív radarok egy adó és egy vev®rendszerb®l állnak, melyek összehangolt munkája szükségesa m¶ködéshez. Az adójel kisugárzása után, a rendszer azt az id®t határozza meg, amíg a jeleljut a céltárgyig, majd reektálódva onnét visszajut a vev®höz. A passzív radarok ett®l eltér®módon el®ször veszik az adótól származó direkt úton érkez® jelet, majd valamivel kés®bb veszika céltárgyról visszaver®dve szintén ugyanezt a jelet. A mért beérkezési id®különbségb®l ezutánmeghatározható a céltárgy távolsága. Mivel az ilyen módon m¶köd® radaroknak nincs szüksé-gük dedikált adóegységre, emiatt az üzemeltetésük és gyártásuk is jelent®s mértékben olcsóbb.A hardveres költségük relatíve alacsony. Fizikai méretük pedig elenyész® az aktív radarokhozképest, így telepítésük is jóval egyszer¶bb. A civil szférában történ® felhasználásuk mellett akatonai alkalmazásokban is órási a jelent®ségük, hiszen a passzív elven m¶köd® radarokat szintelehetetlen bemérni a környezetbe sugárzott jeleik alapján.Az imént említett el®nyös tulajdonságai miatt napjainkban a radarkutatások egyik meghatározóirányvonalát képviselik az ezen az elven m¶köd® lokátorok. Az elve maga korántsem újkelet¶,azonban most, hogy a modern jelfeldolgozó rendszerek már képesek valós id®ben megvalósítanihatékonyan m¶köd® algoritmusokat, az ilyen irányba történ® fejlesztések ismét el®térbe kerültek.A távérzékeléshez felhasznált megvilágító forrás megválasztása alapvet® jelent®ség¶ a rendszerm¶ködésének szempontjából, ugyanis a jel felépítése szabja majd meg a radar detektálási ké-pességeit. A televíziós m¶sorszórásban használt DVB-T jelnek számos el®nyös jellemz®je vana radar m¶ködésének szempontjából. A jel viszonylag széles spektruma jó távolságfelbontás,míg a jel el®állítása során használt OFDM modulációs eljárás kedvez® korrelációs tulajdonságotbiztosít a radar számára. Mivel a m¶sorszóró adótorony által kisugárzott jel céltárgyról valóreexióját praktikusan korreláció analízissel keressük meg a vett jelben, ezért a megvilágító jelautokorrelációs függvényének dinamikatartománya szabja meg azt is, hogy mekkora lesz a radarmaximális hatótávolsága.Az adótorony által kisugárzott referenciajel viszonylag magas a teljesítményszinttel érkezik apasszív radar antennájához, ami a céltárgyakról reektált jelek elfedését okozza. A hatótávolságnöveléséhez ezért a vett jelben ki kell oltani a nagy szint¶ referenciajelet. A referenciajel kioltásátpraktikusan segédantennák , illetve antennarendszer alkalmazásával oldhatjuk meg.A dolgozat témája egy, olyan több- csatornás koherens vev®egység tervezése, amely használatávalreferenciajel céltárgycsatornában való kioltása a gyakorlatban is tesztelhet®. A kutatás fejlesztés-hez a rendelkezésre áll egy négy csatornával rendelkez® középfrekvenciás vev®egység. Az egységkizárólag középfrekvenciás jelek mintavételezését képes elvégezni ezért az eszköz használatáhozegy többcsatornás lekever® egység tervezése szükséges. A középfrekvenciás vev®egység emellettrendelkezik egy beépített FPGA (programozható kaputömb) áramkörrel, amelynek felprogra-

5

mozásával a passzív elven m¶köd® radarok egy igen kritikus problémájában, a jelfeldolgozásisebesség gyorsításában nyújthat óriási segítséget.

Az els® fejezetben bemutatásra kerülnek a passzív elven m¶köd® radarok m¶ködésének alapgon-dolatai. A radar geometria elrendezésén keresztül a detektáláshoz szükséges feltélek, valamintfuttatott jelfeldolgozó algoritmusok m¶ködését is prezentálom. A fejezet befejez® szakaszábanrészletesebben kitérek azokra a problémákra amelyekre a kutatás során megoldást keresek.

A második fejezetben összefoglalom a fázisvezérelt antennarendszerek m¶ködésének mibenlétét,ezáltal alapot nyújtok a megfogalmazott passzív radar problémákra megoldást nyújtó lehet®sé-gek elméleti hátterének megismerésére.

A harmadik fejezetben az el®z® szakaszban ismertetett technikák passzív radar rendszerben valóátültetését mutatom be. Kitérek az alkalmazott algoritmusok használatának indoklására, to-vábbá betekintést adok a valóságban való realizálási módszereikre is.

A negyedik fejezetben a több-csatornás koherens vev®egység tervezési és megvalósítási lépései,valamint az elkészült szimulációs és mérési eredmények kerülnek prezentálásra.

Az utolsó fejezetben a radar egy elkészült részegységével végzek el próbaméréseket, amely ered-ményeivel ismertetem az elkészített egység m¶köd®képességét.

6

1. fejezet

Passzív koherens radarok alapvet®m¶ködése

1.1. Bisztatikus radar rendszerek

A passzív radarok felépítésének megértéséhez nélkülözhetetlen, hogy megismerjük a bisztatikusradar mérési elvét, valamint azokat a f®bb paramétereket amelyek alapvet®en befolyásolják amérés pontosságát.

A bisztatikus radarrendszerek f® tulajdonsága, hogy a céltárgyak megvilágítására szolgálóadóegység és a detektálást végz® vev®egység egymástól térben elkülönítettek. A kezdetben m¶-ködtetett radarok mindegyike bisztatikus elven m¶ködött, ugyanis eleinte technológiailag nemvolt megoldható az adó és a vev®ág korrekt szétválasztása. Abban az esetben, ha több vev®egysé-get használunk fel a detektálásra, amelyek jeleit egy központi feldolgozó egységben kombináljukössze, a rendszert multisztatikus radarnak nevezzük. A bisztatikus radarok céltárgy észlelésimechanizmusa hasonlóképen történik, mint monosztatikus esetben, azaz a céltárgyról visszavertjel id®eltolódását mérjük az adáshoz képest, azonban a geometria elrendezésb®l adódó különbsé-gek miatt más paramétereket tudunk csak közvetlenül meghatározni a céltárgyra vonatkozólag.A radar egyértelm¶ségi felbontása, a céltárgyról reektált jel Doppler-eltolódásának mértékevagy a maximálisan mérhet® távolság, ezek mind-mind olyan jellemz®i a rendszernek amelyekgyelembevétele feltétlenül szükséges a radar tervezésénél. A továbbiakban ezen paraméterekbemutatására kerül sor bisztatikus esetben. [1],[11]

1.2. Bisztatikus radar geometriája

A lenti 1.1 ábrán látható a bisztatikus radar elrendezése. A síkot, amin az elrendezést repre-zentáljuk, szokás bisztatikus síknak is nevezni, az adó-céltárgy-vev® álltal alkotott háromszögetpedig bisztatikus háromszögnek. Az adótorony és vev®rendszer közötti távolságot az L f®vonalmenti távolság jelöli. Abban az esetben ha ez a távolság nulla, akkor az adó és vev® kollokált,így a radar struktúrája megegyezik a monosztatikus esettel. A ϑt és a ϑr a céltárgy-adó illetvea céltárgy-vev® által bezárt szögeket jelölik. A bisztatikus szög β, a céltárgy szemszögéb®l vett,adó és vev® által bezárt szöget jelöli, ami az el®bbiek alapján : β = ϑt− ϑr. A céltárgy-adó és acéltárgyra-vev® közötti távolságok rendre Rt és Rr.

[1],[11]

7

Adó Vevő

Céltárgy

L

Rt Rr

ϑt ϑr

β

1.1. ábra. Bisztatikus radar geometriája

1.3. A céltárgy helymeghatározása

A céltárgy pozíciójának meghatározása ezek alapján úgy történik, hogy az adó által sugárzottjelet a vev® adott ttx késleltetéssel veszi, ami megfelel az L távolságból adódó terjedési késlel-tetésnek. Valamivel ezután megérkezik majd a céltárgyról reektálódott jel is, amely Rt + Rrúton érkezik be ttarget késleltetési id®vel. A mérhet® mennyiség a két késleltetési id® különbségeamely alapján:

ttx − ttarget =(L− (Rt +Rr))

c

, ahol c a fénysebesség.Az L távolság ismeretében innét már meghatározható a céltárgy-adó és céltárgy-vev® távolsá-gok összege (Rt + Rr). Ha meggyeljük az elrendezés geometriáját észrevehetjük, hogy adottRt + Rr = konstans távolság betartása mellett a céltárgy lehetséges pontjai egy ellipszisenhelyezkednek el, melynek fókuszpontjai az adó és vev® pontjai. Mivel a céltárgy helyének meg-határozása során az Rt + Rr távolságot tudjuk közvetlen meghatározni az id®különbségekb®l,ezért egyéb információ ismerete nélkül a céltárgy bárhol elhelyezkedhet ezen az ellipszisen.

Az 1.2 ábrán feltüntetett elipszis vonalat azonos távolságú kontúrnak is nevezzük.

1.3.1. Bisztatikus radaregyenlet

A bisztatikus radaregyenletet a monosztatikus esethez hasonló módon határozhatjuk meg. Avev® által vett teljesítményszintet a következ® képen írhatjuk fel

Pr =PtGt

4πRt2σb

1

4πRr2

Grλ2

4π(1.1)

,ahol a paraméterek jelentése

• Pt-az adó teljesítménye

• Gt-adó antenna nyeresége

• Rt-az adó és a céltárgy közötti távolság

• σb-bisztatikus RCS (Radar cross-section)

8

Adó Vevő

Céltárgy

1.2. ábra. Bisztatikus radar geometriája

• Rr-a vev® és a céltárgy közötti távolság

• Gr-vev® antenna nyeresége

• λ-hullámhossz

Ebb®l pedig a vev®nél lév® jel/zaj viszony felírható az alábbi alakban

S

N=

PtGtσbGrλ2

(4π)3Rt2Rr

2kT0B(1.2)

,ahol az S/N jelentése a jel/zaj viszony, k - a Boltzmann-állandó , T0 pedig a rendszer h®mér-séklete. Ezt a jel/zaj viszony értéket még tovább rontják a jel terjedése során, a szóródásbóladódó veszteségek, valamint a vev® és az adó egységek bels® veszteségei. Szerencsére azonbana jelfeldolgozás során valamelyest javítani is tudunk majd a jel/zaj viszony értékén koherensintegrálás használatával.A rendszer maximális hatótávolságát az 1.2 egyenlet átrendezéséb®l kapjuk azzal a feltétellel,hogy a jel/zaj viszony megegyezik azzal a minimális értékkel amivel a céltárgyat még detektálnitudjuk.

(RtRr)max =

√PtGtσbGrλ2

(4π)3(S/N)minkT0B(1.3)

Adott jel/zaj viszony érték mellett az el®bbi egyenlet bal oldalára (RtRr szorzatra) konstansértékeket kapunk. Ha az így kapott konstansra ábrázoljuk azoknak a pontoknak a halmazátamelyeken a bisztatikus távolság állandó, akkor megkapjuk azt a görbét amelyen a céltárgyrólvisszavert jelnek azonos a jel/zaj viszonya.

A modell feltételezi, hogy az adó, a vev®, és a céltárgy között direkt rálátás van, valamint,hogy a céltárgy bisztatikus RCS-e σb, valamint a terjedési veszteségek függetlenek céltárgy hely-zetét®l (Rt, Rr, ϑt, ϑr). Ez az egyszer¶sített elképzelés természetesen nem helytálló egy valóshelyzetben, azonban nyújt némi támpontot a jel/zaj viszony korlátairól és céltárgy pozíciójávalvaló kapcsolatáról. [1],[2][11]

9

1.4. Bisztatikus Doppler hatás

A szakaszban röviden meghatározom a céltárgyról reektált jel Doppler-eltolódásának mértékéta bisztatikus radarelrendezés geometriai paramétereinek használatával, a kapott formulára a ké-s®bbi szakaszokban majd többször is hivatkozom. A céltárgyról visszavert jel Doppler-eltolódásaa céltárgy bisztatikus távolságának id®beli változásától függ. A jel fázisának megváltozása azadótól a céltárgyig, majd a céltárgytól a vev®ig

φ =Rt +Rr

λ2π (1.4)

Adó Vevő

Céltárgy

L

Rt Rr

ϑt ϑr

β/2β/2

δ

v

1.3. ábra. Bisztatikus Doppler hatás geometriája

Legyen az 1.3 ábra szerint, a céltárgy sebességének, az adó és a céltárgyat összeköt® egyenesrevaló vetülete vt. A céltárgyat és a vev®t összeköt® egyenesre való vetülete pedig vr. Így az adóés a vev® szempontjából a céltárgy sebessége

vt =dRtdt

= V cos(δ − β/2) (1.5a)

vr =dRrdt

= V cos(δ − β/2) (1.5b)

Így a jel fázisváltozását felírhatjuk a következ® alakban

dφ

dt=

2π

λ

[dRtdt

+dRrdt

](1.6)

Ahonnét a Doppler-frekvencia értéke

fd =1

2π

dφ

dt=

1

λ

[dRtdt

+dRrdt

]=

1

λ[vt + vr] (1.7)

Írjuk be az egyenletbe a sebességvektor megfelel® vetületeit.

fd =1

λ[vcos(δ − β/2) + vcos(δ + β/2)] (1.8)

alkalmazva a megfelel® trigonometrikus összefüggést, a következ®t kapjuk a Doppler- frekvenciára

fd =2v

λcos(δ)cos(β/2) (1.9)

[2],[15]

10

1.5. Passzív radar céltárgy detektálási mechanizmusa

A szakaszban bemutatásra kerül a passzív radarok egy egyszer¶sített m¶ködési elve, amelyb®lkiindulva meghatározhatóak azok a követelmények melyek elengedhetetlenek egy m¶köd® rend-szer megalkotásához . Az 1.4 ábrán a rendszer céltárgy detektálási eljárásáról egy egyszer¶sítettábra látható.

Referencia jel

Céltárgy reflexió

+ Dop

pler

frek

venc

ia

1.4. ábra. Passzív radar f®bb elemei

A céltárgyak detektálásához két különböz® csatornát használunk. Az egyik csatornán közvet-lenül vesszük az adótoronytól érkez® jelet. Nevezzük ezt a csatornát a továbbiakban referenciacsatornának. A másik csatornán pedig, a céltárgyaktól érkez® reektált jeleket szeretnénk venni.Ez a csatorna a céltárgy, vagy más néven meggyel®,felderít® csatorna. A referencia csatornáhoztartozó antennát az adótoronyra, a céltárgy csatornához tartozó antennát pedig a meggyelnikívánt területre irányítjuk. Az antennákra érkez® jeleket az RF vev® egységek kondicionálják, éselvégzik a szükséges keverési m¶veleteket. Az alapsávi jeleket ezután mintavételezzük és el®ké-szítjük a további feldolgozásra.

A referencia csatornán megkapjuk az eredeti kisugárzott m¶sorszóró jelet, a céltárgycsator-nán pedig ugyanezen jel repül®gépr®l reektált változatát. A reektált jel az eredeti jelhez képestmind id®ben, mind pedig Doppler-frekvenciában is eltolódik. A vett jelek alapján a repül®gépdetektálását ezek után úgy végezzük el, hogy kiszámítjuk a két csatorna keresztkorrelációját. Akiszámított korrelációs függvénynek ott lesz maximuma ahol a két csatornáról érkez® jel a leg-jobban fedi egymást. Mivel a mozgó repül®gépr®l visszavert jel a repül®gép sebességét®l függ®enDoppler-eltolódást is szenved, egy valós céltárgyról érkez® reexiót annak Doppler-frekvenciájávaltudjuk majd elkülöníteni az egyéb statikus tereptárgyakról érkez® visszaver®désekt®l.

A detektálás során tehát els® lépésként az 1.4 ábrán feltüntetett módon el®állítjuk a vettreferenciajel különböz® Doppler-frekvenciában eltolt változatait, majd az így el®állított segédjelekmindegyikét végigkorreláltatjuk a céltárgycsatornán vett jelel. Az egyes korrelációs függvényeksokaságából így egy kétdimenziós függvényt kapunk, amelynek maximumai azokat az id®pontokatés Doppler-frekvenciákat jelölik ahol a céltárgycsatornán vett jel a lehet® legjobban illeszkedik am¶sorszóró adótorony által sugárzott aktuális jellel.

A korreláció számítás során valójában egy olyan illesztett sz¶r® bankot készítünk el, amelynekegyütthatói megegyeznek és folyamatosan változnak az éppen aktuálisan kisugárzott m¶sorszórójel és annak Doppler-frekvenciában eltolt változatainak értékeivel.

Másképpen mondva tehát, a referencia csatornára érkez® direkt jel alapján elkészítjük adaptívmódon a hozzá tartozó illesztett sz¶r® bankot, majd ezen a sz¶r® bankon áteresztve a céltárgycsatorna jelét akkor lesz maximális az adott sz¶r® kimenetén lév® jelünk, amikor a sz¶r®bank

11

megfelel® tagja pontosan illeszkedik a céltárgyról reektált jelre.

Illesztett szűrő bank

Illesztett szűrő (fDoppler 1)

Illesztett szűrő (fDoppler 2)

Illesztett szűrő (fDoppler n)

1.5. ábra. Illesztett sz¶r® bank

Vegyünk példaképpen néhány céltárgyat, amelyek a radar számára különböz® Doppler- frek-venciával mozognak. A nulla Doppler-frekvenciával rendelkez® referencia jelb®l készített sz¶r®kimenetén az épületekr®l, tereptárgyakról érkez® reexiók jelennek meg, azonban a repül®gépek-r®l érkez® jelek nem, mert a róluk érkez® frekvenciában eltolódott jel nem korrelál jól az eredetireferencia jellel. A céltárgyakról visszaver®dött Doppler-frekvenciával rendelkez® jelek, azoknaka sz¶r®knek a kimenetein fognak megjelenni, amelyek a megfelel® frekvenciában eltolt referen-ciajelhez lesznek illesztve.

A gyakorlatban természetesen végtelen hosszú adatokon nem dolgozhatunk, ezért a referen-ciacsatornából egy ablakot választunk majd ki, amellyel kereszt korreláltatjuk a céltárgycsatornajelét. Az ablak optimális hosszának megválasztása szintén a radar által használt jel korrelációstulajdonságaitól függ.

Ezek után igen fontos tehát gyelmet fordítani a radarjelként választott m¶sorszóró jel kor-relációs tulajdonságainak vizsgálatára. [11]

1.6. Megvilágító jel megválasztása

A radarok tervezésénél az egyik legfontosabb feladat a kisugározandó radarjel alakjának helyesmegválasztása illetve megtervezése. A radar fontosabb jellemz®inek nagy részét ugyanis a ra-darjel különböz® tulajdonságai fogják meghatározni. Egy passzív m¶sorszóró rendszert használóradar esetében ez azt jelenti, hogy meg kell választani egy olyan m¶sorszórásra használt jeletamely a lehet® legtöbb kedvez® tulajdonsággal rendelkezik a radar számára.Amint az el®z® szakaszban is rámutattam, a jel korrelációs tulajdonságainak vizsgálata megha-tározó jelent®ség¶ a rendszer m¶ködésének szempontjából. Egy m¶sorszóró jel radarjelként való

12

alkalmazásában rejl® lehet®ségeket a jel egyértelm¶ségi függvényének kiszámításával végezhetjükel. A függvény kiszámításával a jel korrelációs tulajdonságait elemezhetjük.

|χ(τ, fd)| =∣∣∣∣∫ ∞−∞

s(t)s∗(t+ τ)ej2πfdtdt

∣∣∣∣ (1.10)

A függvényt ábrázolva egy háromdimenziós felületet kapunk, amelynek egyik tengelye az id®,a másik tengelye pedig a frekvencia. Ez a függvény, az illesztett sz¶r® kimenetét reprezentálja.Adott τ és fd értéknél (χ(τ, fd)) megadja, hogy a jel mennyire korrelál jól saját maga id®ben ésfrekvenciában eltolt változatával. A kétdimenziós autokorrelációs függvényt kiszámítva a (τ, fd =0, 0) pontban, megkapjuk annak az illesztett sz¶r®nek a kimenetét amelyik tökéletesen illeszkedika rajta áthaladó jelre. Amennyiben egy jel, a Doppler-frekvenciában eltolt változataival igenjól korrelál, az azt jelenti, hogy az illesztett sz¶r® bank nem tud hatékonyan m¶ködni, merta sz¶r®k kimenetei között nincs elegend®en nagy dinamika. Egy adott Doppler-frekvenciávalrendelkez® céltárgyról érkez® jel, a sz¶r®k nagy részén átjut, így egyrészt nem lehet hatékonyanmeghatározni a céltárgy sebességét, másrészt a detektálásban is problémát okoz, ugyanis a sz¶r®kközötti "szivárgások" csökkentik a detektálásra használtató dinamikatartományt.

Egy elméletben ideális radarjel egyértelm¶ségi függvénye egyetlen Dirac impulzusból állnaa χ(0, 0) pontban. A valóságos jelek képei ehelyett egy véges nagyságú kiszélesedett csúcsbólállnak, valamint ezen kívül megjelennek, számos egyéb a jel struktúrájából adódó kiemelések éshullámzások is.

Általánosságban elmondható, hogy egy jel akkor rendelkezik számunkra kedvez® korrelációstulajdonságokkal, ha zajszer¶ a felépítése. A jel ekkor véletlenszer¶, így mentes az olyan pe-riodikusan ismétl®d® szakaszoktól amelyek egymással jól korrelálnak, és ezáltal a korrelációsfüggvényben kiemelked® melléknyalábokat hoznak létre. A spektrumát megvizsgálva egy ilyenzajszer¶ magatartást mutató jelnek, azt gyelhetjük meg, hogy az egyes spektrális komponensekegymáshoz képest jól kiegyenlítettek, valamint egyenletesen szétterítettek. A cél ezért a lehet®-ségekhez mérten olyan jelet találni amely a fent említett tulajdonságokkal rendelkezik.A Digitális földfelszíni televíziós m¶sorszóró jel számos olyan tulajdonsággal rendelkezik, amelyalkalmassá teszi a radarjelként való felhasználásra. Ezen kedvez® sajátosságai a jelnek legf®kép-pen az alkalmazott OFDM modulációs technikának tudhatóak be. OFDM moduláció használatasorán ugyanis az átvinni kívánt információt, egymáshoz relatíve közel lév® szinuszos viv®k soka-ságára ültetjük rá. A moduláció alkalmazásával tehát a jel spektrálisan jól szétterít®dik, ezáltalzajszer¶ viselkedést kölcsönöz a jelnek. A jel sávszélessége elegend®en nagy ahhoz, hogy meg-felel® egyértelm¶ségi felbontást biztosítson egy radaros alkalmazásában. Természetesen a jelnagy sávszélességének a hátránya, a keletkez® nagy adatmennyiség valós idej¶ feldolgozásánaknehézsége.

Az 1.6 ábrán a DVB-T jel egyértelm¶ségi függvénye látható. Megállapítható, hogy a jelDoppler-frekvenciában eltolt változatai nem korrelálnak jól az eredeti DVB-T-jellel, ily módona jel elegend®en nagy Doppler-felbontást és nagy dinamikatartományt biztosít. A DVB-T jelegyértelm¶ségi függvényében kevés és viszonylag alacsony szint¶ hamis korrelációs csúcs jele-nik meg, ez elengedhetetlenül fontos ahhoz, hogy a céltárgy reexiója okozta korrelációs csúcsegyértelm¶en azonosítható legyen. A jel ezen kiváló tulajdonságaiból következ®en az alkalma-zott illesztett sz¶r® bank képes hatékonyan m¶ködni, ezáltal könnyebé válik a mozgó céltárgyrólérkez® reexió elkülönítése a többi detektálást megnehezít® jelt®l. A DVB-T autokorrelációsfüggvénye megközelít®leg 40 dB-es dinamikatartománnyal rendelkezik, ami már elegend® ahhozhogy céltárgyról visszaver®dött jeleket kell® biztonsággal azonosíthassuk. Ez a dinamikatar-tomány azonban a maximális hatótávolság tekintetében nem elegend® többre, mint körülbelül10 km . A hatótávolság kiterjesztéséhez ezért valamilyen módon felül kell kerekedni a felhasznált

13

1.6. ábra. DVB-T jel egyértelm¶ségi függvénye

DVB-T jel korlátozó tényez®in. A dolgozat további fejezetei során els®sorban erre módszerremutatok be megoldást, valamint a probléma igazolására mutatok be mérési eredményeket.

[8],[11]

1.7. Passzív radarok korlátozó tényez®i

A radar eredményességének egyik fontos korlátozó tényez®je, a relatíve nagy teljesítmény szintenbeérkez® referencia jelek által okozott elfed® hatás. A különböz® adótornyoktól érkez® referenciajeleket nagyságrendekkel kell csökkenteni a vett jelben ahhoz, hogy a céltárgyról érkez® ree-xió korrelációs csúcsa a detektáláshoz elegend®en kiemelkedjen a referenciaként használt adásokkorrelációs függvényének küszöbszintje alól. Erre a feladatra a leghatékonyabb megoldás a refe-renciajelek kioltása (vagy legalább elégséges mértékben való csillapítása) a vett jelben. Ennekmegvalósításához antennarendszerre és egy többcsatornás koherens vev®egységre van szükség. Areferenciajel kioltásának módszerét a következ® fejezetekben mutatom be.

1.8. Passzív radarok jelfeldolgozási igényei

A megfelel® dinamikatartomány eléréséhez a gyakorlatban igen hosszú id® ablakon vagyunkkénytelenek elvégezni a jelfeldolgozást. A készített el®zetes szimulációk alapján a DVB-T jelhasználatával nagyságrendileg 0.1 s-os ablakhosszra van szükség a 40 dB -es dinamikatartománymegközelítéséhez. Ez 10 MS/s (MegaSample / sec) -os mintavételi sebesség esetén 1 millió mintátjelent. A keresztkorrelációt ilyen hatalmas mennyiség¶ mintára elvégezni már egyszer is, igenjelent®s id®be telhet. A feldolgozás során azonban nem is csak egyszer, hanem több százszorkell elvégeznünk ugyanezt a m¶veletet a különböz® Doppler-frekvenciákkal korrigált referenciajelfelhasználásával. Valóságos értékekkel, a Doppler-eltolódást ±500 Hz-re kiszámítva a számításközel 10 percet is igénybe vehet. A számítások gyorsítására a keresztkorrelációt Fourier transzfor-mációval jelent®s mértékben gyorsíthatjuk, azonban a kétdimenziós keresztkorrelációs függvényszámítása így is akár néhány percet is igénybe vehet.

14

Reference signal

Reflected signal

Time

Pow

er

Limit of detection

1.7. ábra. Céltárgy detektálási küszöb sematikus ábrája

A radar fejlesztéséhez rendelkezésre áll egy olyan újrakonguráható adó-vev® egység amely tar-talmaz FPGA ( eld-programmable gate array ) áramkört is. A radar m¶ködésének kipróbá-lásához nagy segítséget nyújthat az említett egység. A jelfeldolgozó algoritmusok FPGA-banvaló implementálásával akár közel valós id®ben is futtathatóak a detektálási eljárások. A passzívradarkutatás mérési elveinek fejlesztéséhez tehát kézenfekv® kihasználni a kártya által nyújtottlehet®ségeket. A szóban forgó adó-vev® egység ezen kívül több egymástól független csatornávalis rendelkezik, amelyek kihasználhatóak egy többcsatornás adaptív antennarendszert alkalmazóradar megvalósításához is. Az egység hátránya, hogy kizárólag középfrekvenciás, maximum né-hányszor 10 MHz-es jelek koherens vételére, ezért a tesztrendszer felállításához szükséges egyolyan többcsatornás koherens vev®egység tervezése, a DVB-T adásokat a középfrekvenciás vev®-egység m¶ködési frekvenciájára keveri le. A dolgozat második felében ennek a vev®egységnek atervezését és kivitelezését mutatom be.

15

2. fejezet

Fázisvezerelt antennarendszerek

2.1. Antennák és antennarendszerek

Az antennák a radarok els®dleges érzékel®i, amelyeken keresztül a rendszer érintkezik a kör-nyezetben terjed® elektromágneses hullámokkal. A m¶ködés szempontjából létfontosságú, hogynagy gyelmet fordítsunk az alkalmazott antennák gondos tervezésére hiszen a radar els® fo-kozataként óriási hatást gyakorolnak annak m¶ködésére. Egy vev® irányban m¶köd® antenna,alapvet®en átmeneti struktúraként m¶ködik a szabad tér és a hullámvezet® anyag között(koaxiáliskábel,cs®tápvonal..) Az antennák rendszerint eltér® érzékenységi tulajdonságokat mutatnak a térkülönböz® irányiban. Hasonlóan a sávsz¶r®k frekvenciafügg® viselkedéséhez. Így az antennát arádiófrekvenciás hullámok egy térbeli sz¶r®jének is tekinthetjük. Ennek megfelel®en az antennageometria kialakítását úgy formáljuk, hogy a sugárzási irányok megfeleljenek az igényeinknek.

Antennarendszereknek az egymástól térben elkülönített különböz® geometriai konguráció-ban elhelyezett antennák együttesét nevezzük. Az egyes antenna elemek által keltett hullámokegyes helyeken er®sítik egymást, míg máshol kioltják egymás hatását, így létrehozva az egészantennarendszerre jellemz® sugárzási karakterisztikát. Az antennarendszerek kialakításával elér-hetjük, hogy a hasznos jel szempontjából kívánatos irányba nagy nyereség¶, keskeny szélesség¶nyalábot állítsunk el®, a nem kívánatos, zavaró források irányába pedig nullhelyeket tegyünk be.Az antennatömbökkel ugyancsak megvalósítható a f®nyalábbal való pásztázás is. Az ilyen módonm¶ködtetett antennatömböket nevezzük fázisvezérelt antennarendszereknek. Az ilyen rendszerekegyik f® hátránya a komplex hardver implementáció, valamint az esetlegesen használt adaptívalgoritmusok nagy konvergencia ideje.

2.1.1. Antennasorok

A fejezetben röviden bemutatásra kerülnek az N elem¶ lineáris antennasorok. Általánosságbanelmondható, hogy a valóságos antennarendszert jellemz® iránykarakterisztikát a tömbre jellemz®iránytényez® és az elemekre érvényes sugárzási karakterisztikák szorzataként kapjuk. Az irány-tényez® magának az antennarendszernek a sugárzási jellemz®it írja le az egyes elemek különböz®sugárzási viselkedésének gyelembevétele nélkül. Az iránytényez® kizárólag az elemek geometria,egymáshoz képesti elrendezését®l és a rájuk adott gerjeszt® jelekt®l függ.

Teljes Iránykarakterisztika=Elem tényez® × Iránytényez® (2.1)

A lineáris antennasor felépítését a 2.1 ábrán láthatjuk. Az elemek legyenek ekvidisztánsak ésizotróp sugárzónak feltételezettek. Az antennarendszerre θ szögben bees® hullám hullámfrontjakülönböz® id®pillanatokban éri el az antennarendszer egyes elemit, ezáltal az elemeken megjelen®

16

jelek egymáshoz képest valamekkora fáziseltéréssel rendelkeznek. A fáziseltérés mértéke attól atávolságtól függ amit a hullámnak meg kell tenni két antennaelem között. Az egyes elemek ahullámot azonos amplitúdóval, azonban, egymáshoz képest ∆ϕ haladó fázistolással érzékelik.(Az els® elemen 0, a másodikon ∆ϕ, a harmadikon 2∆ϕ ... fázistolás lép fel.)

Az N elem¶ lineáris antennasorra érvényes iránytényez® kifejezését az alábbi módon írhatjukfel:

AFN = 1 + ejβdcos(θ)+∆ϕ + ej2(βcos(θ)+∆ϕ) + e3j(βdcos(θ)+∆ϕ) + ...+ ej(N−1)(βdcos(θ)+∆ϕ) (2.2)

A fenti egyenlet (2.2) egy mértani sor, amelynek összege felírható zárt alakban:

AFN =N∑n=1

e+j(n−1)(βdcos(θ)+∆ϕ) =N∑n=1

e+j(n−1)ψ (2.3)

, ahol ψ = βdcos(θ) + ∆ϕ

+ΔΦ

r2

d co

s(Θ

)

d co

s(Θ

)

d co

s(Θ

)

d co

s(Θ

)

z

r1

r3

rN

d d d

Θ Θ Θ Θ1. 2. 3. 4. N.

+2ΔΦ +3ΔΦ +(N-1)ΔΦ

hullámfront

2.1. ábra. N elem¶ antennasor geometriai elrendezése

Az iránytényez® matematika alakjának felhasználásával a továbbiakban bemutatásra kerülnekazok a módszerek, amelyek felhasználásával az iránytényez®t a számunkra kívánt módon vagyunkképesek befolyásolni.

[3],[4],[10]

2.2. Fázisvezérelt antennarendszerek

Ebben a fejezetben olyan speciális gerjesztés¶ antennarendszereket mutatok be, amelyeknek aziránykarakterisztikája m¶ködés közben változtatható. Az elemeket gerjeszt® jelek progresszívfázistolásának helyes megválasztásával a f®nyalábot bármely irányban irányítani tudjuk. Line-áris antennasor esetén kizárólag egy vonal mentén tudunk pásztázni, antennaráccsal azonban af®nyalábot mindkét szögkoordináta szerint eltéríthetjük. Az ilyen antennarendszerek egyik leg-nagyobb el®nye, hogy mozgó alkatrészek nélkül képesek szkennelni a f®nyalábbal, így a korszer¶radaroknál el®szeretettel alkalmazzák. Az antennarács elemein megfelel®en megválasztva a ger-jeszt® együtthatók amplitúdóját kialakíthatjuk az iránykarakterisztika formáját, a fázistolásokbeállításával pedig irányíthatjuk azt a kívánt irányba. Az ilyen módon vezérelt antennarendsze-rek képesek egyidej¶leg akár több céltárgy egyidej¶ követésére is.

17

2.2.1. Antennasor nyalábpozicionálása

A tárgyalás során adóantenna szempontjából vizsgáljuk meg a f®nyaláb eltérítésének lehet®ségét.Legyen θ0 az az irány, amelybe a f®nyalábot irányítani szeretnénk (0 ≤ θ0 ≤ 180). Ahhoz,hogy az iránytényez® maximumot adjon ebben az irányban, az egyes vektoroknak egy iránybakell mutatniuk, vagyis

ψ = βdcos(θ) + ∆ϕ∣∣θ=θ0

= βdcos(θ0) + ∆ϕ = 0 (2.4)

innét pedig megkapjuk a beállítandó progresszív fázistolás értékét

∆ϕ = −βdcos(θ0) (2.5)

Az alábbi két ábrán 2.2,2.3 egy négy elem¶ egyforma amplitúdógerjesztés¶ antennasor irány-karakterisztikája látható f®irányban θ = 90, illetve 30-al elforgatva polár illetve descartes ko-ordináta rendszerben ábrázolva. Az els®ben logaritmikus, míg a másodikban lineáris léptékbena maximumra normalizálva.

2.2. ábra. Elforgatott iránykarakterisztika polár koordináta rendszerben

[3]

2.2.2. Nyalábformálás

Az antennarendszerek nyalábformálásánál a célunk, hogy az antenna iránykarakterisztikájátelektronikus vezérléssel befolyásolni tudjuk. Az el®z®ekben láttuk, hogy az antennarendszerekáltal kialakított ered® iránykarakterisztikát befolyásolni tudjuk az elemeket gerjeszt® együtthatókváltoztatásával. Az egyes elemek gerjesztéseinek amplitúdóját helyesen megválasztva kialakít-hatjuk a számunkra ideális karakterisztika formáját, a fázisukat beállítva pedig elforgathatjukazt a kívánt irányba. A hasznos jel irányába, irányíthatjuk a f®nyalábot, a zavaró interferenciaforrások irányába pedig nullhelyeket illeszthetünk, ezzel is növelve jel-zaj viszonyt. Ezen kívül,a nyalábforma kialakításával és folyamatos forgatásával pásztázást is tudunk végezni, ezáltalhatékonyan valósíthatunk meg jó hatásfokkal m¶köd® iránymér® rendszereket.

18

0 20 40 60 80 100 120 140 160 1800

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

|AF

(Θ)|

antennarendszerrel bezárt szög (Θ)

2.3. ábra. Elforgatott iránykarakterisztika descartes koordináta rendszerben

Digitális nyalábformálás

Vev®antenna szempontjából, a mer®legesen, f®irányból érkez® hullám azonos fázisban érkezikmeg az antenna elemeire. Ha azt szeretnénk, hogy egy, a mer®legest®l eltér® irányból érkez® jel(θ0) ugyanúgy t¶njön, mintha az mer®leges irányból érkezett volna, nincs más dolgunk, mint azegyes antennaelemekre érkez® jelek egymástól nβdcos(θ0) szögben eltér® fázistolódásait vissza-forgatjuk. Az antenna elemekre érkez® jeleket fázishelyesen kell vennünk, hiszen így kaphatunkcsak információt a beérkez® hullámok fázis helyzetér®l. A vett jelet, amely a fázisinformációt istartalmazza, egy komplex érték¶ vektorral tudjuk reprezentálni. Ezek után a visszaforgatást úgytudjuk megvalósítani, hogy az antenna elemekr®l érkez® jeleket megszorozzuk egy-egy komplexszámmal, majd ezután végezzük el a jelek összegzését. A megfelel® komplex szorzó számokatalkalmazva kompenzálhatjuk az elemeken fellép® haladó fáziseltéréseket, ezáltal maximális jel-szintet kapunk θ0 irányból is.

Fontos megállapítás, hogy vev®antennák esetében a komplex számmal való szorzást, az an-tennaelemek által vett jel bemintavételezése után hajtjuk végre, ami azt jelenti, hogy az antennaa térbeli sz¶rését egyedül a jelfeldolgozás szabja meg. Tehát ugyanazon vett jelvektort, több kü-lönböz® iránykarakterisztika forgató vektorral végigszorozva, az antennarendszer úgy viselkedik,mintha egyszerre lenne, több különböz® irányba fordított irányított antennánk. Jó példa leheterre egy ház falán épült ablak, amelyre levetít®dik a kinti környezet teljes képe, azonban egy mö-götte álló meggyel® ebb®l csak egy szeletet lát. Attól függ®en, hogy a meggyel® milyen szögbennéz ki az ablakon, a kinti környezet egy adott részletét fogja csak látni. Az antennára(ablakra)leképz®dik a teljes EM környezet, a meggyelni kívánt irányt pedig egyedül a használt komplexszorzó vektor (az ablak mögött lév® meggyel® helyzete) szabja majd meg. Tehát ilyen mó-don feldolgozva a vett jeleket, több információhoz jutunk, mintha csak egy irányított antennáthasználnák. A 2.4 ábrán, egy négyelem¶ fázisvezérelt antennasor elvi felépítését láthatjuk.

[9]

Adaptív nyalábformálás

Adaptív nyalábformálás esetén a célunk, hogy az antenna iránykarakterisztikáját az eddigiekbenmegismert lehet®ségekkel élve úgy alakítsuk ki, hogy az a lehet® legjobban illeszkedjen az aktu-

19

2.4. ábra. Fázisvezérelt vev®antenna rendszer elvi felépítése

ális EM környezethez. Vev® antenna esetén, a f®nyalábot a venni kívánt jel irányába irányítjuk,a zavaró interferencia források irányába pedig nullhelyeket illesztünk. Tehát úgy alakítjuk ki azantennáról érkez® jelek feldolgozása során használt komplex súlyozó együtthatókat, hogy maxi-mális jel-zaj viszonyt érjünk el. Az alapvet® koncepció szerint, az ismert adatok függvényébenegy lineáris egyenletrendszert megoldva megkaphatjuk azokat a koecienseket, amelyek adottkonguráció esetén a legjobb vételt biztosítják. Erre azonban a legtöbb esetben nincs lehet®ség,ugyanis a vett EM környezet, a benne lév® zajjal és interferenciával együtt folyamatosan válto-zik. A megoldás a problémára olyan adaptív algoritmusok alkalmazása, amelyek folyamatosanalkalmazkodnak a mindenkori EM környezethez és kiszámítják azokat a súlyozó együtthatókat,amelyekkel mindig a legoptimálisabb vételhez jutunk. Az együtthatók számítása során olyanköltségfüggvényeket próbálunk meg csökkenteni, amelyek inverz kapcsolatban állnak a vett jelmin®ségével. Így a költségfüggvények minimalizálásával a vett jel min®ségét maximalizáljuk. Akövetkez® szakaszban bemutatásra kerülnek a legismertebb adaptív nyalábformáló algoritmusok.[3],[4],[9],[10]

2.3. Nyalábformáló algoritmusok

A tárgyalás során olyan nyaláb formáló módszerek kerülnek bemutatásra, amelyek a venni kívántjel valamely paramétereinek ismeretében kiszámítják a vétel során használt súlyozó együttható-kat. Az algoritmusok folyamatosan adaptálódnak a mindenkori EM környezethez, így biztosítvaoptimális vételt. Az eljárások bemutatásához vezessük be az alábbi jelölésrendszert:

• s(t) - A venni kívánt jel id®tartományban

• S(θ)- A venni kívánt jel irányvektora. Komplex érték¶ sorvektor, amely a bees® hullámszögének függvényében reprezentálja az antennaelemeken lév® relatív fázisértékeket.S(θ)[1 ejβdcos(θ) ej2βdcos(θ)... ej(N−1)βdcos(θ)]

• I(t)- A vételt zavaró interferencia jel

• I(θ)- Az antennára érkez® interferáló jel irányvektora

20

• N(t)- Olyan sorvektor, amely az antenna elemein lév® komplex zajt írja le.N(t) = [n1(t) n2(t) ...nn(t)]

• X(t)- az antenna elemeir®l bemintavételezett jel, amelynek alakja szintén komplex sorvek-tor.

• WH - Az antennarendszer által használt súlyozó vektor

Korrelációs mátrix. Az algoritmusok részletes taglalása el®tt, vezessük be a korrelációs mát-rix fogalmát, amelyet a legtöbb nyalábformáló algoritmusnál felhasználunk. Egy adott jelvektorautokorrelációs mátrixa azt adja meg, hogy a jelvektor mennyire hasonlít önmagára, tehát, aztkapjuk meg, hogy az antennaelemek által vett jelek mennyire korrelálnak egymással. A számítá-sát az alábbi összefüggéssel végezzük el. Számítsuk ki az X jelvektor autokorrelációs mátrixát.

X = [x1 x2 x3 ...xn] (2.6)

Rxx

= E [XX∗] (2.7)

E

x1

x2...xn

[ x∗1 x∗2 · · · x∗n] = E

x1x

∗1 x1x2∗ · · · x1x

∗n

x2x∗1 x2x2∗ · · · x2x

∗n

......

. . . · · ·xnx

∗1 xnx2∗ · · · xnx

∗n

(2.8)

A korrelációs mátrixot mérések alapján tudjuk meghatározni. Mivel azonban végtelen ideignem tudunk mérni, ezért a mátrixnak, csak egy közelítését tudjuk el®állítani, ami jelen esetbenazt jelenti, hogy a várható érték képzést átlag számítással közelítjük.

Rxx = E[XXH

]⇒ lim

M→∞

1

M

M∑i=1

XXH (2.9)

2.3.1. MMSE (Minimum Mean Square Error)

Keressük azokat a súlyozó együtthatókat, amelyeket alkalmazva a vett jel a lehet® legjobbanmegközelíti a venni kívánt hasznos jelet. Ezt úgy érjük el, hogy a két jel közötti eltérésb®l adódóhibafüggvény négyzetének várható értékét próbáljuk meg minimalizálni.

Az optimális MMSE súlyozó vektort a következ® alakban írhatjuk fel:

WMMSE = R−1xxσ2S(θ) (2.10)

Láthatjuk, hogy a komplex szorzó együtthatókat abban az esetben tudjuk meghatározni, haismerjük a hasznos jel teljesítményét, valamint a forrásának irányát. A forrás irányának meg-határozása jól közelíthet® iránymér® algoritmusok használatával, azonban a teljesítményénekismerete már okozhat problémát.

2.3.2. MSINR (Maximum Signal to Interference and Noise Ratio)

A súlyozó együtthatók meghatározására során optimalizáljuk a jel/zaj viszonyt úgy, hogy ahasznos jel irányba maximális érzékenységet alakítunk ki, a zavaró interferencia forrásokat pediga lehet® legjobban megpróbáljuk elnyomni.

21

Keressük tehát azokat a W együtthatókat, amelyekkel maximális jel/zaj viszonyt érhetünkel.

maxW

S

N + I

(2.11)

Ezzel a feltételezéssel szintén kiszámíthatjuk a beállítandó komplex súlyozó együtthatókat,amikre levezetés nélkül a következ® formulát kapjuk:

WMSINR = µR−1nnS(θ)∗ (2.12)

A fenti optimális együtthatókat használva, maximális jel/zaj viszonyt kapunk

S

I +N

∣∣∣∣∣max

= S(θ)HR−1nnS(θ)∗ (2.13)

, ahol Rnn

az antennaelemeken mérhet® zaj korrelációs mátrixa. Az algoritmussal kapcsolatbanfontos megjegyeznünk, hogy a zajkorrelációs mátrix közvetlenül nem mérhet® és számíthatóezért a megvalósítások folyamán minden esetben a zaj és a hasznos jel együttes korrelációsmátrixát tudjuk csak el®állítani. Mindazonáltal a zaj elengedhetetlenül szükséges is az eljárásm¶ködéséhez, ugyanis annak jelenléte nélkül a korrelációs mátrix nem invertálhatóvá válik és ígyaz algoritmus összeomolhat.

[9],[10],[12]

2.4. Iránymér® algoritmusok

Az iránymér® algoritmusok használata során a célunk, hogy az antenna apertúrájára érkez® jelekalapján meghatározzuk az antennát körülvev® sugárzó források irányát. Tehát, hogy kiszámít-suk azt a PAD(θ) (Power Angular Density) függvényt, amely leírja a teljesítmény eloszlását,az antennával bezárt szög függvényében, majd ezután megkeressük annak maximumait. Kü-lönböz® számítási módszereket felhasználva ezt a függvényt szeretnék a lehet® legpontosabbanmeghatározni. A hivatkozott irodalmakban számos iránymér® vagy angol nevén (DOA Directionof Arrival) algoritmus leírását találhatjuk meg, a tárgyalás során azonban most csak néhányatvizsgálunk meg ezek közül.A részletes tanulmányozás el®tt, vezessünk be néhány jelölést :

• S(θ)- Keres® vektor, egy segéd változó, amely pásztázva végigfut a vizsgált szögtartomá-nyon. Az alakját tekintve megegyezik a θ irányból érkez® jel irányvektorával.S(θ)[1 ejβdcos(θ) ej2βdcos(θ)... ej(N−1)βdcos(θ)]

• PAD(θ) Az antennára bees® átlagteljesítmény s¶r¶ségfüggvénye, amelynek dimenziója[Wrad

]• R

nn- A zaj és interferencia együttes térbeli korrelációs mátrixa.

• Rxx

- A vett jelvektor korrelációs mátrixa

22

2.4.1. Bartlett(Fourier) eljárás

Az egyik legkorábban kifejlesztett ilyen iránybecslési eljárás, a konvencionális vagy más névenBartlett becslés. A becslés ideje alatt az antenna egyenletes súlyozó együtthatókat használ.

A Bartlett iránymérésnél egyszer¶en azt a képességét használjuk ki a fázisvezérlet antenna-rendszernek, hogy az elemeir®l érkez® jeleket egy meghatározott súlyozó vektorral megszorozva,elforgathatjuk annak vétel során használt iránykarakterisztikáját. Ahhoz, hogy egy θ iránybólérkez® jelet maximális jelszinttel vegyünk, olyan súlyozó vektort kell használnunk a jelfeldolgozássorán, amellyel a bees® hullám által létrehozott haladó fázistolás értékeket visszaforgathatjuk.Tehát, a beérkez® jel irányvektorának komplex konjugáltját.

W(ϑ) = S(ϑ)∗ (2.14)

Az iránybecslést úgy végezzük el, hogy a súlyozó vektorok értékének folyamatos változtatásá-val végigpásztázunk a f®nyalábbal (mint térbeli sz¶r®vel), miközben a vett teljesítményértékeketmegmérjük. A mérés hasonlatos ahhoz, amikor egy irányított antennával lassan körbefordulunk,úgy hogy minden egyes szögértékhez feljegyezzük az éppen aktuális antennáról lejöv® teljesít-ményszintet. A mérés nem ad teljesen pontos eredményt, ugyanis egy adott szögre fordulvaa f®nyalábbal, a mért teljesítményt nem egyedül a f®nyaláb irányából érkez® jel adja, hanemehhez hozzáadódik, a melléknyalábokon keresztül besz¶r®d® források energiája is. Következés-képpen, az iránymérés felbontóképessége, függ az antenna f®nyalábjának szélességét®l (Rayleighfelbontás) és az iránykarakterisztika alakjától.

Θ

F(Θ) Θ1

2.5. ábra. Bartlett iránybecslés

A módszert alkalmazva a teljesítmény szögbeli eloszlását az alábbi képlet segítéségével szá-míthatjuk ki:

PAD(θ)Barttlett = S(θ)HRxxS(θ) (2.15)

A Bartlett becslés eredménye nem más, mint az Rxx

térbeli korreláicós mátrix Fourier transz-formáltja. A becslést ezért is hívják másnéven Fourier becslésnek.

A 2.5 ábrán egy illusztrációt láthatunk az eljárás m¶ködésér®l. A kékkel jelölt iránykarak-terisztika az egység súlyozással kialakított iránykarakterisztika, a zöld pedig annak egy eltoltváltozata, amelynek f®iránya éppen a θ1 irába mutat. Látható, hogy a maximális jelszintet azöld iránykarakterisztika alkalmazásakor kapjuk, azonban miközben végigpásztázunk a f®nyaláb-bal, a θ1 irányból érkez® jel beszivárog a többi iránykarakterisztika melléknyalábjain. Ezáltalromlik az iránymérés dinamikatartománya. A mérésnek ezenkívül van még egy problémája. Mi-vel a korrelációs mátrixot csak véges mennyiség¶ mért adatból határozom meg, ezért nem kapokteljes képet a környezetr®l sem.

23

2.4.2. Capon

A Bartlet becslés során olyan súlyozó együtthatókat választottunk a pásztázás során, amellyela maximális jelszintet tudtuk venni az adott irányban. Vagyis a célunk a kimeneti teljesítménymaximalizálása volt. A Capon, vagy minimum variancia módszer lényege abban áll, hogy ajelteljesítmény maximalizálása helyett a jel/zaj viszonyt optimalizálását próbáljuk meg elérni.Ezt úgy tesszük, hogy az antenna iránykarakterisztikáját elektronikusan végigforgatva, mindenegyes szögre elvégezzük a fentiekben bemutatott MSINR nyalábformálást. Ennek következté-ben kisz¶rjük a melléknyalábokon besz¶r®d® és az egyéb mérési eredményt meghamisító jeleket.Mindezt azzal a megszorítással tesszük, hogy a vizsgált jel átvitele egységnyi legyen. A jelremegalkotott feltételt gyelembe véve a jel/zaj viszony értéke

S

I +N

∣∣∣max

=1

I(θ) +N(θ)

∣∣∣max

=1

PAD(θ)

∣∣∣max=

S(θ)HR−1nnS(θ) (2.16)

A zaj és az interferncia együttes értéke nem más, mint a mérend® EM környezet. Behelyettesítvemajd átrendezve, kapjuk a Capon becslés eredményét.

PAD(θ)Capon =1

S(θ)HR−1nnS(θ)

(2.17)

Érdemes megemlítenünk, hogy a Capon becslés eredményeképpen nem a teljesítmény szögbélieloszlását kapjuk, mint ahogyan az a Bartlett algoritmusnál történt, mivel a ktív jel teljesít-ményét egységnyire választottuk és így a mért jel/zaj viszony reciprokát kapjuk. A mérés soránvoltaképpen, minden szögpozíció esetén adaptív módon kiszámítjuk azt az optimális F (θ) irány-karakterisztikát, amellyel θ irányból érkez® jelet a legnagyobb jel/zaj viszonnyal vesszük. Majdezeket az értékeket kapjuk meg eredményként. A becslés egyik fontos követelménye, hogy mértkorrelációs mátrix ne legyen szinguláris, azaz invertálható legyen.(Megemlítend®, hogy léteznekmódszerek, amelyekkel a mátrix ilyen esetekben is invertálhatóvá tehet®.)

2.4.3. MEM (Maximális Entrópia Módszer)

A maximum entrópia módszer vagy más néven Burg módszer hasonlóképpen m¶ködik, mint afent bemutatott Fourier becslés, tehát a teljesítmény szögbéli eloszlását a korrelációs mátrix Fo-urier transzformáltjaként állítja el®, azzal a megkötéssel, hogy annak entrópiáját maximalizálja.A Fourier becslés során az autokorrelációs mátrix ismeretlen értékeit önkényesen nullának vet-tük, amellyel ezáltal eltorzítottuk a becslést. A maximális entrópia módszer számítása soránezt a hibát szeretnénk kiküszöbölni úgy, hogy maximális bizonytalansággal élünk a nem ismertinformációkra vonatkozóan, a mért adatokat pedig teljes egészében torzítás nélkül használjuk fel.A bizonytalanság mértéke az entrópia, amelynek maximalizálásával teljesíthetjük a kívánt felté-teleket. Abban az esetben, ha ismernénk az autokorrelációs mátrixot teljesen pontosan és nempedig mért értékekb®l próbálnánk meg közelíteni az értékét, akkor a konkrét teljesítmény s¶r¶-ségfüggvényt közvetlenül el®állíthatnánk Fourier transzformációval. A mérés során tehát olyanfüggvényeket keresünk, amelyek maximális entrópiával rendelkeznek az ismeretlen adatokra vo-natkozóan. A maximum entrópia módszer számítását az alábbi összefüggéssel végezhetjük el:

PAD(θ)MEM =1

S(θ)HrjrHj S(θ)(2.18)

,ahol rj az Rxx

térbeli korrelációs mátrix inverzének egy oszlopa. A ME módszer a Caponmódszernél is jobb felbontással rendelkezik. [3],[4],[5],[9],[12],[6],[10]

24

2.5. Nyalábformáló és iránybecsl® algoritmusok szimulációja

A bemutatott digitális nyalábformálás, valamint az adaptív algoritmusok kipróbálásához elkészí-tettem egy MATLAB kódot, amellyel a fent ismertetett eljárások m¶ködése tesztelhet® szimulá-ciós szinten. Az ábrán a el®z®ekben bemutatott iránybecsl® algoritmusok szimulált eredményeitláthatjuk két egymástól 20 fokra elhelyezett forrás esetén. Az ábráról azonnal kit¶nik, hogy alegnagyobb dinamikatartománnyal rendelkez® eredményeket a Maximum Entrópia Módszer adtavissza.

0.8

0.9

1

BartlettCaponMEM

beesésimszög

0.7

0.6

0.5

0.4

0.3

0.2

0.1

0 20 40 60 80 100 120 140 160 180

norm

aliz

áltma

mpl

itúdó

2.6. ábra. Matlab szimuláció az iránybecsl® algoritmusokra

A kés®bbi fejezetekben bemutatott eljárásokhoz ezért célszer¶ lesz majd ezt a módszert al-kalmazni a forrás irányának meghatározásához.

A szimuláció MATLAB forráskódja, a függelékben megtalálható.[6]

25

3. fejezet

Fázisvezérelt passzív koherens radar

A jelenlegi folyó passzív radar kutatások legf®képpen a detektáláshoz használt jelfeldolgozó el-járásokra koncentrálnak és viszonylag kevés gyelem fordul a rendszer hardveres támogatásánakfejlesztésére. A fázisvezérelt antennarendszerek pedig számos olyan problémára nyújtanak meg-oldást rendszerekben, amelyek hagyományos antennák alkalmazása mellett még igen bonyolultjelfeldolgozó eljárások használatával sem érhet®ek el. A többcsatornás antennarendszerek a ha-gyományos egycsatornás rendszerekhez képest jóval több információt gy¶jtenek be a körülöttüklév® elektromágneses környezetr®l illetve a közegben terjed® hullámokról. A hullámokról olyaninformációkhoz jutunk, amelyek legf®képpen a hullámok térbeli terjedési irányaira illetve el-oszlására jellemz®ek. Ezen többletinformáció ismeretében képesek vagyunk a rádiófrekvenciáshullámok térbeli feldolgozására.A passzív antennarendszerr®l érkez® jelek csatornánkénti feldolgozásával az antennarendszer vé-teli irányban m¶köd® iránykarakterisztikáját vagyunk képesek manipulálni. A venni kívánt jelekirányába nagy érzékenység¶ keskeny nyalábokat tudunk kialakítani, míg a nemkívánatos zavarójeleket pedig hatásosan csillapíthatjuk. Egy radarrendszer esetén ez azt jelenti, hogy olyan nyalá-bokat tudunk kialakítani amelyek folyamatosan képesek követni mozgás közben is a céltárgyakat,ezáltal biztosítva a detektáláshoz szükséges jelszintet. A nyalábtérben való jelfeldolgozás hasz-nálatával emellett lehet®ségünk nyílik a szándékos zavaró források, interferenciák, vagy akár astatikus tereptárgyakról visszaver®d® nagy szint¶ jelek elnyomására.A fejlesztés f® célja, a passzív elven m¶köd® radarok hatékonyságnövelési lehet®ségének vizsgá-lata fázisvezérelt antennarendszer használatával.

3.1. Adaptív antennarendszer használata passzív radar alkalma-

zásokban

Az aktív rendszer¶ radaroknál már jól kiforrott nyalábpásztázó és adaptív nyalábformáló tech-nikák egyszer¶ implementálása mellett szükség van a módszerek olyan egyedi testreszabására,amellyel azok eektíven képesek felvenni a versenyt a passzív radarok m¶ködése során felmerül®nehézségekkel.

A passzív radarok maximális hatótávolságának egyik legnagyobb korlátozó tényez®je, a nagyteljesítmény¶ direkt úton érkez® referenciajel által okozott elfedési jelenség. Azt a reexiót,amely teljesítményszintje a direkt úton érkez® referenciajel vett teljesítményszintje alá kerül, areferenciajel korrelációs függvényének dinamikatartományával, azt a rendszer már nem képes de-tektálni. Ez esetben a vett jelben lév® referenciajel elfedi a céltárgyról visszaver®dött reexiót.A probléma kiküszöbölésére a detektáláshoz két különböz® csatornát használunk fel, amelyek

26

Coherent multichannelreceiver

Adaptive beamforming

CLEAN algorithm

Passive radar signal processing (Cross correlation)

Reference channel

Surveillance channel

Direct path interference supressionSNR maximalization

3.1. ábra. Adaptív nyalábformáló rendszer passzív radar alkalmazásban

közül az egyik tisztán csakis a referenciajelet tartalmazza, a másik csatorna pedig kizárólag acéltárgyról érkez® reexiókat. A gyakorlatban ez egy legalább kételem¶ antennarendszer haszná-latával valósítható meg. A két antenna közül az egyiket közvetlenül az adótoronyra irányítjuk,a másikat pedig ett®l eltér®en a meggyelni kívánt területre. Ezek után a céltárgy csatornajelét az alapkoncepció szerint úgy állítjuk el®, hogy a meggyelési területre irányított antennajeléb®l fázishelyesen kivonjuk az adótoronyra irányított antenna jelét. Így viszonylag egyszer¶enel®állíthatjuk a kívánt jelekkel üzemel® referencia és céltárgycsatornákat. Ennél jóval kinomul-tabb az megoldás melynek során egy több elemb®l álló antennasor és nyalábformáló algoritmusoksegítségével állítjuk el® a két csatornát. Az eljárás m¶ködését a 3.1 ábra mutatja be. Az an-tennarendszerr®l érkez® jeleket egy koherens többcsatornás vev®egység lekeveri alapsávra majdelvégzi az analóg csatornák mintavételezését. A vev®egység feladata az antennákról érkez® jelekfázishelyes egyidej¶ vétele és digitalizálása. Az RF jelek el®készítése után az egyes csatornákfeldolgozásával a nyalábformáló algoritmusok két kimeneti csatornát állítanak el® amelyek meg-felelnek referencia és a céltárgy csatornának. A nyalábformáló algoritmusok az el®z®ekben leírtelvárásoknak megfelel®en szintetizálják a két csatornához tartozó nyalábformát. A referenciacsa-torna jelét ,amely már a csak az adótoronytól származó m¶sorszóró jelet tartalmazza átvezetünkegy simító algoritmuson ami a referenciajel autokorrelációs függvényét hivatott megtisztítani a jelstruktúrájából adódóan megjelen® korrelációs csúcsoktól. A referenciajel megtisztításáért felel®smetódussal jelen dokumentumban nem foglalkozom.

A két különböz® csatorna el®állítása után nincs más dolgunk, mint elvégezni az 1.5 szakaszbanbemutatott detektálási eljárást. Mivel a céltárgycsatorna már nem, vagy csak igen alacsonyteljesítményszinttel tartalmazza a referenciajelet, ezért a keresztkorreláció kiszámítása során nemfogja kimaszkolni a reexiók okozta korrelációs csúcsokat ezáltal drasztikusan megn® a rendszerhatótávolsága.

3.2. Nyalábformálás

A DPIS (Direct Path Interference Supression) eljárás a céltárgycsatorna, referenciajelt®l valómegtisztítását végzi el. A egyszer¶ jelkioltáson kívül a metódus a nyalábformálás felhasználá-

27

sával ugyancsak elvégezheti a reexiók észlelését megnehezít® jelek kisz¶rését, vagyis a jel-zajviszony növelését. A referenciacsatorna el®állításánál a célunk az antennarendszer segítségé-vel egy olyan sz¶rt jel elkészítése amely a felhasználni kívánt adótorony kisugárzott jelén kívülsemmilyen egyéb más jelet nem tartalmaz. A kisz¶rend® zavaró jelek származhatnak egyéb m¶-sorszóró adótornyoktól, reexiókról a tereptárgyakról vagy a repül®gépekr®l vagy akár szándékosradarzavaró jelekt®l is. Ezeknek a jeleknek a kisz¶réséhez célszer¶en olyan iránykarakteriszti-kát kell kialakítanunk amely keskeny éles f®nyalábbal, a venni kívánt adótorony irányába, azeltüntetni kívánt zavaró források irányába pedig nullhelyekkel rendelkezik. A A 2.3.2 szakaszbanbemutatott MSINR nyalábformáló algoritmus éppen az ilyen esetekben nyújt optimális megol-dást. A referenciacsatorna iránykarakterisztikájának elkészítése mellett a céltárgycsatorna jelét ispraktikusan adaptív nyalábformálással tanácsos elkészíteni. A céltárgycsatorna iránykarakterisz-tikájában nullhelyet illetve nullhelyeket illesztünk a megvilágító forrásként használt m¶sorszóróadótornyok irányába. Az adótornyok pontos relatív irányát az antennarendszer síkjához képestcélszer¶en iránybecsl® algoritmusokkal tudjuk meghatározni. Az adótornyok relatív irányát ké-s®bb felhasználjuk a referenciacsatorna el®állításánál használt MSINR algoritmusnál valamintcéltárgycsatorna nullhelyillesztési algoritmusánál is.Egy kiforrottabb rendszer esetében hasonló módszerekkel több különböz® céltárgycsatorna

Reference channel pattern Target channel pattern

3.2. ábra. Passzív radar nyalábformái

is szintetizálható, melyek mindegyike a DPIS megvalósításán túl olyan iránykarakterisztikákatalakít ki a csatornákra, melyek a mozgó céltárgyakat folyamatosan képesek követni nagy nye-reség¶ keskeny nyalábokkal. A fennmaradó er®források kihasználásával emellett a rendszerneklehet®sége nyílhat olyan nyalábot is el®állítani, amelynek célja, a pásztázással újabb céltárgyakfelkutatása.

3.2.1. Passzív radar digitális nyalábformálása

A nyalábformálás megvalósítása történhet digitális és analóg módon is. Az analóg nyalábformálása csatornákba beépített analóg fázistolók, csillapítók és összegz®hálózatok használatával oldhatómeg még az analóg digitális átalakítók el®tt. A digitális nyalábformálás ezzel szemben a konver-terek után a digitális jelek feldolgozásával történik. A digitális nyalábformálás egyik nagy el®nyeaz analóg változattal szemben, hogy a hardveres követelményei jóval gyengébbek, ezenkívül adigitalizált csatornákból el®állítható vételi iránykarakterisztikák számát egyedül a jelfeldolgozókapacitás korlátozza. A digitális nyalábformálást és ezzel a vétel során használt iránykarakterisz-tikák kialakítását ugyanis úgy végezzük el, hogy ugyanazon digitális jeleket más-más komplex

28

3333DOAEstimation

Channel31

3333MSINRBeamformer

3333333DPIS3333Null3Insertion

Reference3ch

Target3ch

Channel32Channel33

Channel33N

3.3. ábra. Digitális nyalábformálás megvalósítása

vektorokkal szorozzuk meg. Az egyes komplex vektorok együtthatóit pedig a nyalábformálóalgoritmusok segítségével számítjuk ki.

AD

C

Front - end Receiver

AD

C

Front - end Receiver

AD

C

Front - end Receiver

3.4. ábra. Digitális nyalábformáló hálózat sematikus ábrája

A digitális nyalábformáló hálózat felépítését a 3.3 ábra szemléltei. Az antennáról érkez® jele-ket az RF front-end egységek er®sítik, sz¶rik valamint lekeverik alapsávra ahol a digitális analógátalakítók konvertálják a vett jeleket. A referencia és céltárgycsatornák el®állítása a további-akban az antennákról érkez® csatornák digitális jeleinek csillapításával, fázistolásával majd azösszegez® hálózatra adásával történik. A jelek el®állítását a következ® matematikai összefüggésírja le:

Y (t) = X(t) ∗WMSINR(t) (3.1)

29

Yreference(t) =N∑i=1

xi(t) ∗WMSINR(t)i (3.2)

, ahol Yreference a referencia csatorna jele ami egy skalár érték¶ id®függvény, N az antennarend-szer csatornáinak száma, xi(t) a vett jel i-edik csatornájának komplex jelértéke, a WMSINR i

pedig a nyalábformáló algoritmus komplex együtthatójának i-edik értéke. A céltárgycsatornajele hasonlóképpen írható fel:

Ytarget(t) =

N∑i=1

xi(t) ∗WDPIS(t)i (3.3)

A digitális nyalábformálás viszonylag egyszer¶ megvalósíthatósága miatt a passzív radar adaptívnyalábformálásának kipróbálására ezért ezt az módszert implementálom. A következ® fejezet arendszer front-end egységének tervezését és gyakorlatban való kivitelezését mutatja majd be.

3.2.2. DPIS megvalósítása direkt analóg nyalábformálással

Habár az imént bemutatott digitális módon elvégzett direkt jel kioltás igen eredményesen ké-pes m¶ködni, a módszer analóg módon való kiegészít® megvalósítása tovább növelheti a teljesrendszer hatékonyságát. A direkt úton érkez® jel antennarendszeren fellép® teljesítményszintjemeghatározza a csatornába beépíthet® illetve bekapcsolható maximális er®sítés értékét, ugyanisa legmagasabb teljesítményszinttel érkez® referenciajelnek sem szabad az analóg-digitális konver-tereket túlvezérelnie. A beállított csatorna er®sítés és az ADC dinamikatartománya megszabjaazt a minimális teljesítményszintet amit a rendszer még érzékelni tud. Tehát az imént említettokok miatt a minimálisan érzékelhet® teljesítményszint minél lejjebb nyomását a referenciajel ma-gas szintje korlátozza. Az ADC bemenetén megjelen® referenciajel teljesítményszintjét a többihasznos jel csillapítása nélkül ismét nyalábformálás alkalmazásával tudjuk csökkenteni. Mivela nyalábformálást még az ADC-k el®tt kell elvégeznünk ezért egyértelm¶en ezt analóg módonkell kivitelezni. Az antennákról érkez® jeleket két csatornára bontjuk, majd az egyik csatornábaanalóg fázistolókat és csillapítókat építünk be. Az analóg csillapítók és fázistolók értékét a kívántiránykarakterisztika megvalósításához szükségesen állítjuk be, majd a jeleket összegezzük. Az ígylétrejöv® analóg jelben voltaképpen a fentiekben ismertetett DPIS-t valósíthatjuk meg még azanalóg-digitális konverzió el®tt. Ezek után nincs más dolgunk, mint digitalizálni a nyers és areferenciajelt®l mentesített analóg csatornákat.A most bemutatott analóg direkt jel kioltással a dolgozat további részében nem foglalkozom.

30

4. fejezet

Többcsatornás koherens vev®egységtervezése és megvalósítása

A m¶ködési elv gyakorlatban való kipróbálásához, mind a hardveres, mind pedig a szoftverestámogatás kidolgozása is szükségszer¶. A hardveres támogatás magában foglalja a jelek több-csatornás vételéhez szükséges antennarendszert és az ahhoz tartozó koherens vev® egységet. Azantennarendszer tervezése folyamán fontos, hogy olyan elemstruktúrát és antennaelem típustválasszunk meg, amely segítségével a majd kés®bbiekben használt nyalábformáló algoritmusok-kal a számunka kívánt iránykarakterisztikákat tudjuk kialakítani. A vev®rendszer szempontjábólels®sorban a csatornák együtt futása a legfontosabb tervezési szempont, ugyanakkor az egyescsatornák érzékenysége is komoly hatást gyakorol a rendszer teljesít®képességére. A fázisvezé-relt antennarendszer m¶ködtetéséhez szükség van egy olyan többcsatornás vev®egységre amely ajelenleg m¶ködtetett DVB-T adótornyok m¶ködési frekvenciatartományából a rádiófrekvenciásjeleket alapsávra tudja transzponálni, valamint azokat digitalizálni is tudja a kés®bbi jelfeldolgozóalgoritmusok számára. A fejlesztés során rendelkezésre állt egy többcsatornás középfrekvenciásadó-vev® egység (a 4.2 szakaszban részletesen bemutatásra kerül), amely néhányszor 10 MHz-es tartományban képes a jelek vételére és digitalizálására. Az eszköz felhasználása mellett am¶ködési elv vizsgálatához, így már csak egy többcsatornás RF front-end egység szükséges. Afejezetben ennek a vev®egységnek a tervezésér®l és kivitelezésér®l lesz szó.

Az RF front-end modul az antennarendszer egyes antennaelemir®l érkez® jeleket egymástólfüggetlenül kondicionálja valamint elvégzi a csatornák lekeverését. Az ilyen módon létrehozottcsatornáknak (független jelutaknak), továbbá a rajtuk végzett m¶veleteknek egymáshoz képesttökéletesen szinkronban kell lenniük.

Az egyes csatornák ered® átvitele mind amplitúdóban mind pedig fázisban a lehet® legjobbanmeg kell egyezzen a kés®bb használandó eljárások minél tökéletesebb m¶ködéséhez.

4.1. Rendszer specikáció

A koherens vev®egység megtervezéséhez els® lépésként a rendszer specikációját szükséges felál-lítani.Az Antenna Hungária által közzétett lefedettségi adatok alapján a telepített DVB-T adótornyokaz alábbi frekvenciatartományokon sugároznak.[13] 1

Az RF egységek m¶ködési frekvenciáját az üzemeltetett DVB-T adótornyok adási frekven-ciája határozza meg. A sáv teljes vételéhez ez a tartomány 480 MHz − 800 MHz-re adódik.

1A táblázatban feltüntetett frekvencia értékek a 2013-as éve nyarán közzétett értékeket tükrözik

31

DVB-TMultiplex FrekvenciasávA Multiplex 498-850 HzB Multiplex 482-770 HzC Multiplex 610-858 Hz

4.1. táblázat. Antenna Hungária által üzemeltetett DVB-T adók m¶ködési frekvenciái

(A 800 MHz felett üzemeltetett adótornyok adásfrekvenciát a digitális átállás után áthelyezikalacsonyabb frekvenciákra) A használható középfrekvenciás sávot az adatgy¶jtésre használt (ké-s®bb ismertetett 4.2 ) NI5641R adó-vev® egység tulajdonságai szablyák meg. Az adatgy¶jt®kénthasznált adó-vev® egység mintavételi frekvenciája, valamint az azt megel®z® alulátereszt® sz¶r®vágási frekvenciája alapján, az adatgy¶jtés lehetséges lenne az els® Nyquist zónából (0−50 MHz)valamint a második Nyquist zóna alsó feléb®l (50−80 MHz). Az esetlegesen felmerül® interferen-ciák elkerülése végett a középfrekvenciát 40 MHz- re választottam. A DVB-T jel sávszélességealapján a vev®egység középfrekvenciás sávszélessége 10 MHz. A KF sávszélességet azért nemszükséges keskenyebbre választani, mert a digitalizáló egység ennél jóval nagyobb analóg sáv-szélességgel dolgozik, ezért a jel keskeny sávra sz¶rése kés®bb digitális módon is megvalósíthatójóval meredekebb és pontosabb sz¶r®kkel is. A rendszer bemeneti reexiójának minimálisan el-vért értéke −10 dB, ekkor az antennákról érkez® jel legalább 90%-a bejut a vev®egységbe, amimár kielégít®nek mondható. A vev®láncba szükséges er®sítés meghatározásához kiszámítottamaz adótoronytól érkez® referenciajel hozzávet®leges teljesítményszintjét az alábbi képlet felhasz-nálásával.

Preference =PtGtGrλ

2

(4π)2L2(4.1)

Egy 100 kW- os adó esetén 10 km-es távolságban ez körülbelül −30 dBm-−40 dBm -et jelent.(Gt = Gr = 1, λ = 0.5 m, L = 10 km) A digitalizáló egységét +8.5dBm- es jelszinttel a bemene-tén tudjuk maximálisan kihasználni. Ekkor az analóg digitális konvertereket még nem vezéreljüktúl és ezzel együtt az átalakítók teljes dinamikatartományát ki tudjuk használni. Ezek alapjánmegszabható a minimálisan szükséges er®sítés, ami 40 dB -re adódik. A továbbiakban vizsgáltrendszer paraméterek az egység érzékenységre hatnak számottev®en. A vev®egység megvaló-sításának els®dleges célja a nyalábformálás passzív radarokban való felhasználásának kivizsgá-lása, ezért a fejlesztése során nem cél az egyes csatornák vételi érzékenységre való kiélezése. Acsatornák zajtényez®jére és torzítási paramétereire ezért nem fogalmazok meg túlságosan er®skritériumokat sem.

A rendszert így az alábbi paraméterekkel specikálhatjuk:

RF frekvenciasáv 480 MHz - 800 MHz

KF frekvenciasáv 35 MHz - 45 MHz

Minimális Bemeneti reexió (RL) 10 dB

Minimális csatorna er®sítés 40 dB

4.2. táblázat. Rendszer specikáció

32

LPF ADCDDC

FPGA

LPF

PLL(VXCO)

ADCDDC

CH 1

CH 2

PCI EXPRESS

CLK IN

PXIe CLK100

4.1. ábra. NI 5641R blokkvázlata

4.2. NI 5641R adó-vev® modul

A fázisvezérelt elven m¶köd® passzív radar kutatásához és fejlesztéséhez rendelkezésre állt aRadarkutató Csoport és Mikrohullámú Távérzékelés laboratóriumában (V1 504) kett® darabNational Instruments által gyártott adó-vev® egység valamint a hozzá tartozó PXI Express vezérl®és adattovábbító egység.

Az eszköz alapvet®en középfrekvenciás jelek mintavételezésére és jelfeldolgozására szolgál.Egy adott adó-vev® kártya kett®-kett® darab koherens adó illetve vev® láncal rendelkezik. Azegyes csatornák vev®láncainak blokkvázlat szint¶ felépítését a 4.1 ábrán láthatjuk. A közép-frekvenciás jel el®ször egy alulátereszt® sz¶r®re kerül, amely vett magasabb Nyquist zónábanlév® jelek alapsávba való átlapolódását hivatott megakadályozni. A nem kívánatos magasabbfrekvenciájú jelösszetev®k sz¶rése után a vett jel az analóg-digitális konverterre (ADC) kerül.Ezek után a jel közvetlenül (egy IC tokon belül) a direkt digitális konverterre (DDC) jut, amelyelvégzi a digitális jel alapsávra való lekeverését, sz¶rését , decimálását és ezzel el®állítja a vettjel alapsávi komplex szám alapú reprezentációját (IQ minták).

Az egyes csatornák jeleit a DDC áramkörök a egy FPGA-ra továbbítják ahonnét a csatornákdigitalizált jelei továbbítódnak a jelfeldolgozást futtató számítógépre. Az egyes adó vev® kártyákösszeszinkronizálására a kártyákat befogadó alaplapi kártyán elhelyezett központi órajelforrásrólilletve a kártyák dedikált órajel bemenetér®l van lehet®ség. A két adóvev®kártya közös órajelr®lvaló járatásával egy négycsatornás szinkron középfrekvenciás vev®egységet kapunk.

A kártya lényegesebb paramétereit az alábbi táblázat foglalja össze:

ADC bitszám 14 bit

Mintavételi sebesség 30 MS/s - 100 MS/s

Jelszint a maximális kivezérléshez 8.5 dBm

Bemeneti reexió < −15 dB

Maximális KF sávszélesség 20 MHz

Átviteli sáv hullámossága < 0.5 dB

Csatorna áthallás < −60 dB

4.3. táblázat. Rendszer specikáció

A gyártó által közzétett átviteli karakterisztika az alábbi 4.2 ábrán látható.

33

–40

–50

–60

–80

–70

–10

0

–20

–30

0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200

Frequency (MHz)

Gai

n (d

B)

4.2. ábra. NI 5641R átviteli karakterisztikája széles frekvenciatartománybanForrás : [14]

[14]

4.3. Többcsatornás koherens RF front end modul

Az RF jelek vételéhez szükséges egy négy csatornás RF front end egységre, amely a elvégezi az RFjelek megfelel® kondicionálását valamint a középfrekvenciára való lekeverést az NI5641R több-csatornás középfrekvenciás vev®modult megel®z®en. A megfelel® szint¶ m¶ködés biztosításáhozegy jól átgondolt vev®struktúra tervezése szükséges.

LNA BPF MPA

Mixer

BPF AMPRF INPUT IF OUTPUT

LO signal

4.3. ábra. UHF front end felépítésének sematikus ábrája

A front end egység legfontosabb feladata a fentiekben specikált er®sítés, a megfelel® frek-vencia szelektivitás, és a középfrekvenciára való lekeverés biztosítása a zajtényez® valamint atorzítási termékek minimális szinten tartása mellett.

A vev®lánc felépítését a 4.3 ábra szemlélteti. Egy több fokozatból álló rendszer ered® zajté-nyez®jét a 4.2képlet alapján írhatjuk fel. Amint az a formulából is kit¶nik a front end egységered® zajtényez®jét dominánsan az els® fokozat zajtényez®je határozza meg, ugyanis az utánalév® fokozatok zajtényez®je már leosztódik az azokat megel®z® egységek kaszkádosított er®síté-sével. A rendszer els® fokozata ezért egy kis zajú el®er®sít® amelynek szükségszer¶en a lehet®legalacsonyabb zajúnak kell lennie.

34

F = F0 +F1 − 1

G0+F2 − 1

G0G1+ . . .+

Fn − 1

G0G1 . . . Gn−1(4.2)

Az er®sít®t követ® egység egy vételi frekvenciasávra hangolt sávátereszt® sz¶r®. A sz¶r® egy-részt a megfelel® frekvenciaszelektivitást másrészt a további er®sít® egységek közötti elválasztásthivatott biztosítani.

A kívánt er®sítés eléréséhez a sávátereszt® sz¶r® után egy újabb er®sít® blokk következik.A vev®láncban következ® második er®sít® egy közepes teljesítmény¶ er®sít®, amelynek feladataa teljes lánc ered® er®sítésének megfelel® szintre emelése, azzal a megkötéssel, hogy a sávbonbelül járulékosan keletkez® torzítási termékek a lehet® legalacsonyabb szinten maradjanak. Egyközepes teljesítmény¶ er®sít® a kezelend® teljesítményszintekhez képest már viszonylag nagyobbszint¶ jeleket is képes a közelít®leg lineárisan m¶köd® tartományában er®síteni, ezáltal a keletkez®torzítási termékek alacsony szinten maradnak az er®sítend® hasznos jel teljesítményszintjéhezképest. A teljes láncra érvényes ered® harmadrend¶ torzítási pont (IP3) az alábbi képlet alapjánírható fel

1

OIP3=

1

GnGn−1 . . . G2OIP31+

1

GnGn−1 . . . G3OIP32+ . . .+

1

OIP3n(4.3)

A formulából (4.3) észrevehet®, hogy a kaszkádosított OIP3-as pont abban az esetben lesznagy érték¶, ha az egymást követ® fokozatok IP3-as pontjai növekv®ek. Ennek érdekében alánc felépítését ajánlott úgy megtervezni, hogy az egyes fokozatok teljesítménykezelési és ezzel alineáris tartományai egyre növekv® tendenciát mutassanak.

A kívánt er®sítés elvégzése után a vett RF jel a közepes teljesítmény¶ er®sít® kimenetér®l akever®re kerül, ahol alsó keverés használatával a rádiófrekvenciás hasznos jel középfrekvenciárakeveredik le.

A középfrekvenciás egység els® eleme egy sávátereszt® sz¶r®, amely a mintavételezés el®tt el-engedhetetlen hasznos frekvenciasáv kiválasztását valósítja meg. A sz¶r® egyrészt az alacsonyabbfrekvenciasávokon történ® kommunikációból származó interferenciákat, másrészt a második Ny-quist zónába még lekevered® RF jelekt®l és középfrekvenciás zavaroktól sz¶ri meg a venni kívántjelet.

A front end egység utolsó eleme egy középfrekvenciás er®sít®, amely az esetlegesen er®sítés-ben felmerül® hiányt hivatott pótolni. Az er®sít® használatát alapvet®en a rendszer m¶ködésikörülményei és környezete szabja meg. A többleter®sítés felhasználásával azonban körültekint®enkell eljárni az analóg digitális konverterek túlvezérelhet®sége miatt.

[7]

4.3.1. RF er®sít®

Az er®sít® megválasztása során els®sorban az egyszer¶ megvalósíthatóságot tartottam szem el®tt,ezért a választás a Mini-Circuits által gyártott MAR-3SM+ széles sávú er®sít®re esett. Az er®sít®IC-t igen egyszer¶en, minimális kiegészít® áramköri elemek felhasználásával lehet a vev®láncbanfelhasználni. A bementi reexió széles sávban kiillesztett az er®sítése pedig az igényeknek éppenmegfelel® hozzávet®legesen 10 dB. Az er®sít® nem viszonylag nagy zajtényez®vel rendelkezik egyspeciális bementi fokozatra tervezett kis zajú el®er®sít®höz képest, azonban az egyszer¶ felhasz-nálhatósága miatt a rendszer egy els®dleges teszteléséhez megfelel®. Az áramkör egy kés®bbiváltozatában ajánlott az er®sít® lecserélése egy széles sávban m¶köd® kis zajú el®er®sít®re.

Az er®sít® szimulációjának kapcsolási rajza AWR Microwave Oce-ban a 4.4 ábrán lát-ható. Az er®sít® S-paraméteres leírását touchstone le formátumban(.S2P) értem el a gyártóhonlapjáról. Az er®sít® blokkot kimeneti és bementi 100 pF-os csatoló kondenzátorokkal AC

35

DCVSID=V1V=7UV

RESID=R1R=57.6UOhm

INDID=L1L=220UnH

CAPID=C4C=100UpF

CAPID=C3C=10UpF

CAPID=C2C=100UpF

CAPID=C1C=100UpF

PORTP=2Z=50UOhm

PORTP=1Z=50UOhm

1 2

SUBCKTID=S1NET=KMAR_3SM____35mA___Plus25degCK

4.4. ábra. UHF er®sít® szimulációja AWR-ben

300 350 400 450 500 550 600 650 700 750 800 850 900

FrequencyS[MHz]

UHF Amplifier S Parameters

-30-25-20-15-10

-505

101520

800SMHz12.88SdB

480SMHz13.06SdB

DBt|St1,1)|)

DBt|St2,1)|)

Am

plitu

deS[d

B]

4.5. ábra. UHF er®sít® S-paraméterek

leválasztottam. Az er®sít® táplálása 7V -ról történik egy munkapont beállító soros ellenállásonés egy 220 nH-s fojtó tekercsen keresztül. A táplálás nagyfrekvenciás hidegítését egy 100 pF ésegy 10 pF-os kondenzátor beiktatásával végzem el. Az áramkör szimulátorban való felépítéseután lefuttattam egy két portos szórási paraméter szimulációt. A kapott eredmények a 4.5 ábránláthatóak

Az ábrán kijelölt pontok az átviteli sáv elejét és végét jelölik. Az ábráról látható, hogy abementi reexió a hasznos sávban jóval −20 dB alatt található, az er®sítés pedig az adatlapszerinti 12dB, illetve annál nagyobb értékeknek felel meg.

36

L1=20 C1=3.3

C2=10L2=6.8CAPQID=C4C=C1hpFQ=QcFQ=700hMHzALPH=1

INDQID=L2L=L1hnHQ=50FQ=700hMHzALPH=1

INDQID=L3L=L2hnHQ=50FQ=700hMHzALPH=1

INDQID=L1L=L1hnHQ=50FQ=700hMHzALPH=1

PORTP=1Z=50hOhm

PORTP=2Z=50hOhm

CAPQID=C6C=C1hpFQ=QcFQ=700hMHzALPH=1

CAPQID=C5C=C2hpFQ=QcFQ=700hMHzALPH=1

4.6. ábra. UHF sávsz¶r® szimulációja AWR-ben

4.3.2. RF Sávsz¶r®

Az RF sávsz¶r® tervezését a Filter Solutions sz¶r®tervez® program használatával, majd a to-vábbi szimulációk elvégzését AWR-el végeztem el. A tervezett sávátereszt® sz¶r® egy 3-ad rend¶Chebyshev sz¶r® koncentrált paraméter¶ hálózati elemekkel megvalósítva. A sz¶r® szimulációhozelkészített kapcsolási rajzát a 4.6 ábra szemléltei.

A sávátereszt® sz¶r® fokszámát magasabb értékre állítva a sz¶r® sajnos nem kihangolható.A megvalósítás során a sz¶r® 5-öd rend¶ változatának mért paraméterei elfogadhatatlanok arendszerbe való beépítéshez. A problémát els® sorban a sz¶r® nagy relatív sávszélesség igényeokozza. Másrészr®l a tesztelésre kialakított áramkör bevitt parazita hatásai mellett a sz¶r® re-alizálását az áramkör elosztott paraméter¶ viselkedése is már számottev®en megnehezítheti. Asz¶r® mérési eredményei a kés®bbi fejezetben kerülnek bemutatásra (4.4). A kés®bbi tovább-fejlesztett áramkörben célszer¶ lehet a sz¶r®t a jelenlegit®l eltér® struktúrával is megpróbálnimegkonstruálni.

300 375 450 525 600 675 750 825 900 975 1050

Frequency)[MHz]

UHF BPF S parameters

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0 DB(|S(1,1)|)

DB(|S(2,1)|)

Am

plitu

de)[d

B]

4.7. ábra. UHF sávsz¶r® S-paraméterek

4.3.3. Közepes teljesítmény¶ er®sít®

Az RF vev®lánc második er®sít®fokozata egy közepes teljesítmény¶ er®sít®. Az er®sít® típusa azAnalog Devices által gyártott ADL5535-ös. Az er®sít® IC igen magas IP3-as ponttal rendelkezikamellett, hogy széles sávban 50 Ω-ra kiillesztett. A szimulációhoz elkészített kapcsolást a 4.8ábra illusztrálja.

37

DCVSID=V1V=5NV

CAPID=C6C=10NpF

CAPID=C2C=100NpF

CAPQID=C1C=100NpFQ=100FQ=500NMHzALPH=1

CAPQID=C4C=100NpFQ=100FQ=500NMHzALPH=1

PORTP=2Z=50NOhm

1 2

SUBCKTID=S1NET="ADL5535_deembed_5V_Rev0"

INDQID=L3L=220NnHQ=41FQ=900NMHzALPH=1

PORTP=1Z=50NOhm

4.8. ábra. UHF közepes teljesítmény¶ er®sít® szimulációja AWR-ben

Az er®sít® küls® áramköri elemei megegyeznek az els® fokozatéval. A ki- és a bemenetencsatolókondenzátorokat, a DC tápláló hálózatba pedig fojtó tekercset és hidegít® kondenzátorokathelyeztem. Az er®sít® szimulált S-paramétereit az alábbi 4.9 ábrán tekinthet® meg.

200 275 350 425 500 575 650 725 800 875 950

FrequencyS[MHz]

UHF MPA S parameters

-40-35-30-25-20-15-10

-505

10152025 800SMHz

15.38SdB480SMHz15.81SdB DBt|St1,1)|)

DBt|St2,1)|)

DBt|St2,2)|)

Am

plitu

deS[d

B]

4.9. ábra. UHF közepes teljesítmény¶ er®sít® S-paraméterek

Az er®sít® blokk bemeneti reexiója −15 dB-alatt, az er®sítése 15dB felett található a gyártóáltal mellékelt S-paraméterek felhasználásával készült szimuláció szerint. Az er®sít® továbbiillesztése a kimeneten és a bemeneten elhelyezett egyszer¶ L tagú illeszt®hálózattal az elvégzettmérési eredmények alapján a gerjedés megel®zése nélkül nem lehetséges. A kés®bbiekben ajánlottlehet az illeszt®hálózat további fejlesztése a gerjedés megakadályozása mellett.

4.3.4. Kever®

A kever®áramkör egy egyszer¶ felépítés¶ Y-kever® IC, az ADL5350-es. A kever® nem igényelnagy bemeneti lokál oszcillátor jelszintet (néhány dBm) a benne található LO buer er®sít®nekköszönhet®en. Az alacsony jelszint igénye miatt ezért jól használható a kés®bb ismertetésre

38

kerül® használni kívánt lokáljel forrással.

PORTP=2Z=50sOhm

PORTP=1Z=50sOhm

INDID=L1L=9.5snH

CAPID=C1C=5.6spF

INDID=L2L=15snH

CAPID=C2C=3.9spF

CAPID=C3C=5.6spF

INDID=L3L=9.5snH

INDID=L4L=15snH

CAPID=C4C=3.9spF

PORTP=1Z=50sOhm

PORTP=2Z=50sOhm

RFsBandsPasssFilter

RFsBandsStopsFilter

4.10. ábra. Kever® bemeneti és kimeneti portjának sz¶r® áramkörei

Mivel a kever® felépítéséb®l adodólag az RF és a KF lábak össze van kötve, ezért a KFkimeneten közvetlenül megjelenik az RF jel is csillapítás nélkül, és fordítva. Az RF jel KFkimenetre jutását, valamint a KF jel RF bemenetre jutását egyszer¶ másodfokú sz¶r® áramkörökbeiktatásával akadályoztam meg. Az RF bemenetre sávátereszt® sz¶r®t, a KF kimenetre pedigsávzáró sz¶r®t helyeztem el. A sz¶r®k kapcsolása, és az átvitelük szimulációja a 4.10 és a 4.11ábrán láthatóak. Az RF sávátereszt® sz¶r® két rezonanciával rendelkezik, a soros LC tag kicsi

400 450 500 550 600 650 700 750 800 850 900

Frequency)[MHz]

Mixer filters S parameters

-40

-30

-20

-10

0DBt|St1,1d|dRF)BSF

DBt|St2,1d|dRF)BSF

DBt|St1,1d|dRF)BPF

DBt|St2,1d|dRF)BPFA

mpl

itude

)[dB

]

4.11. ábra. A Kever® áramkör kiegészít® sz¶r®inek S-paraméterei

míg a párhuzamos LC-tag nagy impedanciát mutat rezonanciafrekvencián ezért a sz¶r®nek ottkis csillapítása lesz. Az RF sávzáró sz¶r® az el®z®leg ismertetett struktúra inverze. A sorosrezg®tag föld felé vezeti le rezonanciafrekvencián az RF jelet, míg a párhuzamos tag nem engediát azt a kimenetre. Az sávátereszt® és a sávzáró sz¶r® elemértékei tagonként megegyeznek.

39

4.3.5. Középfrekvenciás sávsz¶r®

A középfrekvencián használt sávátereszt® sz¶r® egy másod rend¶ egyszer¶ felépítés¶ hangolhatósz¶r®, melynek kapcsolását a 4.12 ábrán láthatjuk. A bemenetén és a kimenetén találhatókapacitív osztó segítségével a portok impedanciatranszformálási aránya állítható be. A sz¶r®kivitelezéséhez hangolható induktivitásokat használtam fel, így a korrekt m¶ködés az áramkörösszeszerelése során még pontosítható. A rezonáns tagokat egy kis kapacitás érték¶ néhány pF-oskondenzátor csatolja össze.

C1=47

L1=346

C2=130

PORTP=2Z=50 Ohm

PORTP=1Z=50 Ohm IND

ID=L2L=L1 nH

INDID=L1L=L1 nH

CAPID=C5C=6.8 pF

CAPID=C4C=C2 pF

CAPID=C3C=C1 pF

CAPID=C2C=C2 pF

CAPID=C1C=C1 pF

4.12. ábra. Középfrekvenciás sávsz¶r® kapcsolási rajza AWR-ben

20 25 30 35 40 45 50 55 60

Frequency)[MHz]

S parameters

-40

-30

-20

-10

035.4)MHz

-3)dB44.48)MHz

-3)dBDB(|S(1,1)|)

DB(|S(2,1)|)

Am

plitu

de)[d

B]

4.13. ábra. Középfrekvenciás sávsz¶r® szimulált S paraméteri

4.3.6. Középfrekvenciás er®sít®

A vev®lánc utolsó fokozata egy nagy er®sítéssel rendelkez® széles sávú er®sít®. A következ®ábrák (4.14 és a 4.15 a szimulációhoz elkészített kapcsolást és a szimulált S- paraméterek értékeitábrázolják.

40

PORTP=1Z=502Ohm

1 2

SUBCKTID=S1NET=eMAR_8SM____36mA___Plus25degCe

CAPID=C4C=1002nF

CAPID=C3C=12nF

DCVSID=V1V=72V

RESID=R1R=88.72Ohm

INDID=L1L=4.72uH

CAPID=C2C=12nF

PORTP=2Z=502Ohm

CAPID=C1C=12nF

CAPID=C5C=0.12nF

4.14. ábra. Középfrekvenciás er®sít® kapcsolási rajza AWR-ben

20 25 30 35 40 45 50 55 60

Frequencyp[MHz]

IF Amplifier S parameters

-10

-5

0

5

10

15

20

25

30

35

40

DB(|S(1,1)|)

DB(|S(2,1)|)

Am

plitu

dep[d

B]

4.15. ábra. Középfrekvenciás er®sít® szimulált S paraméteri

4.3.7. Helyi oszcillátor forrás

A kever®áramkörök m¶ködéséhez szükséges helyi oszcillátor jelet a Silicon Labs Si446x-es típus-számú adó-vev® IC segítségével állítom el®. Az áramkör adás kimenete beállítható úgy, hogyazon egy el®re beállított modulálatlan tiszta szinuszos jelet kapjunk. Az áramkör felprogramo-zása és a kívánt oszcillátor jel frekvenciájának beállítása egy PIC mikrokontroller segítségévelSPI (Serial Peripheral Interface) buszon keresztül történik. Az áramkör igen el®nyös tulajdon-sága, hogy relatíve nagy teljesítmény is kiadható az adó kimenetén, ami akár 16 − 20 dBm islehet. Ez azért fontos, mert az el®állított oszcillátor jelet a csatornák kever®ihez koherensen egyforrásról kell el®állítanunk és eljuttatnunk. A kever® áramkörök 6 dBm-es bemen® jelszint mellett

41

m¶ködnek optimálisan, alacsony keverési veszteséggel. Az oszcillátor jelét az egyes csatornákhozrezisztív teljesítmény osztón keresztül osztom le négy felé. A rezisztív osztó 1:4- es osztásaránytmegvalósítva 12 dB-t csillapít a jelen, mivel a teljesítmény felét az ellenállások minden osztásnáleldisszipálják. Az így kapott 4−8 dBm -es jelszint pedig éppen megfelel® a kever®k m¶ködéséhez,így nem szükséges külön er®sít® áramkört használni a oszcillátor jelének er®sítéséhez.

4.3.8. Rendszer szimuláció

A vev®lánc egyes blokkjainak szimulációi után, az AWR rendszer szimulációs programjának hasz-nálatával elvégeztem a vev®lánc teljes szimulációját. A szimulációs áramkör felépítését a 4.16ábra szemléltei. Az egyes blokkok sorrendjét a 4.3 ábrán bemutatottak szerint vittem be a szi-mulációs szoftverbe. Az egyes er®sít® és sz¶r® blokkok kapcsolásai az el®bbiekben bemutatott

LIN_SID=S5NET=WUHF6AMPWINPORT=vOUTPORT=5NOISE=Auto

TPID=RF6Input

TPID=IF6Output

LOADID=SvZ=_Zy6Ohm

TONEID=AvFRQ=.vy6MHzPWR=iXy6dBmPHS=y6DegCTRFRQ=6SMPFRQ=6ZS=_Zy6OhmT=_TAMB6DegKNOISE=AutoPNMASK=6PNOISE=No6phase6noise

LIN_SID=SGNET=WUHF_ChebyhevI_VWINPORT=vOUTPORT=5NOISE=Auto

LIN_SID=SXNET=WMPA_ADLVVXVWINPORT=vOUTPORT=5NOISE=Auto

IN OUT

LO

MIXER_BID=AGMODE=DIFFFCOUT=Gy6MHzRFIFRQ=6GCONV=i.496dBPvDB=vr6dBmIPX=5V6dBmLO5OUT=i5r6dBIN5OUT=i5y6dBLO5IN=ivX6dBOUT5IN=i5V6dBPLO=.6dBmPLOUSE=Spur6reference6onlyPIN=ivV6dBmPINUSE=IN5OUTH6OnlyNF=.496dBNOISE=Auto

TONEID=AVFRQ=V.y6MHzPWR=.6dBmPHS=y6DegCTRFRQ=6SMPFRQ=6ZS=_Zy6OhmT=_TAMB6DegKNOISE=AutoPNMASK=6PNOISE=No6phase6noise

LIN_SID=S.NET=WIf6ampWINPORT=vOUTPORT=5NOISE=Auto

LIN_SID=SVNET=WIF6filterWINPORT=vOUTPORT=5NOISE=Auto

TPID=RF6Output

4.16. ábra. Teljes csatorna szimulációja AWR-ben

áramköri felépítéssel egyeznek meg. Az er®sít®ket a gyártók által közzétett S-paraméter fáj-lok felhasználásával, valamint az ismertetett kiegészít® áramköri elemekkel szimuláltam, a sz¶r®áramköröket pedig a programban elérhet® koncentrált paraméter¶ LC elemekb®l építettem fel.A szimulációban szerepl® kever®áramkört a programban beépített egyszer¶ viselkedést szimulálókever® blokkal helyettesítettem.

10 20 30 40 50 60 70 80 90Frequencyd[MHz]

Transfer Function

-20-15-10

-505

1015202530354045505560

Am

plitu

ded[d

B]

4.17. ábra. Teljes csatorna átvitelének szimulációja

42

A kapott eredményeket a 4.17 és a 4.18 ábrák mutatják be. Az el®bbi ábrán a rendszer teljesátviteli függvénye látható. A szimuláció során kapott er®sítés valamivel több, mint 40 dB.

Az utóbbi ábra az RF lánc bementeni és kimeneti reexiójának szimulációját ábrázolja. A

300 350 400 450 500 550 600 650 700 750 800 850 900

Frequencyp[MHz]

Return Loss

-30

-27.5

-25

-22.5

-20

-17.5

-15

-12.5

-10

-7.5

-5

-2.5

0

S11p[dB]S22p[dB]

Am

plitu

dep[d

B]

4.18. ábra. RF egységek együttes bemeneti és kimeneti reexiójának szimulációja

szimuláció alapján összességében elmondható, hogy a tervezett vev®egység a specikációban meg-fogalmazott kritériumokat teljesíteni tudja.

4.4. Vev®egység mérési eredményei

A vev®egység elkészült prototípus csatornáján megmértem az egyes modulok m¶ködési képes-ségeit. A méréseket vektor hálózat analizátor használatával végeztem el. Az alábbi ábrák amért értékeket ábrázolják. Sorrendben az els® ábra 4.19 a csatorna bemenetén lév® RF er®sít®bementi reexióját és átvitelét ábrázolja. A bemeneti reexió számottev®en eltér a gyártó általszolgáltatott S-paraméter fájlok értékeit®l, azonban az er®sít® így is elfogadhatóan m¶ködik ahasználni kívánt sávon belül.

4.19. ábra. RF er®sít® mért szórási paraméterei

A második ábra 4.20 a rádiófrekvenciás sávsz¶r® S-paramétereit ábrázolja. A sz¶r® els® meg-valósítás során a tervezett frekvenciától jóval alacsonyabb frekvencián rezonált, az ábrán láthatóeredmények a hangolás utáni értékeket tükrözik. A függelékben megtalálható sávátereszt® sz¶r®kapcsolásában a már hangolás utáni korrigált értékek láthatóak. A közepes teljesítmény¶ er®sít®

43

4.20. ábra. RF sávsz¶r® mért szórási paraméterei

bemeneti reexiója és er®sítése a szimulációs eredményekkel jól egyezik. A mért eredményeka 4.21 ábrán tekinthet®ek meg. A középfrekvenciás er®sít® szintén az adatlapban közölteknek

4.21. ábra. RF közepes teljesítmény¶ er®sít® mért szórási paraméterei

megfelel®en m¶ködött. A kés®bbiekben ajánlott lehet a bemeneti reexió illesztése a használt35− 45 MHz-es középfrekvenciás sávban.

4.22. ábra. KF er®sít® mért szórási paraméterei

44

5. fejezet

Egycsatornás passzív radar tesztmérés

A fejezetben bemutatom a tervezett koherens vev®egység egy elkészült csatornájával végzettpasszív radar tesztmérés eredményeit. A tesztmérés célja a passzív elven m¶köd® radar realizál-hatóságának gyakorlatban való kipróbálása az elkészült vev®egység egy csatornájának használa-tával. A megel®z® kutatásokban sikerült meghatározni azokat az eljárásokat, amelyek alapjánegy m¶köd® rendszer tervezhet®. A mérés folyamán az eddigiekben csak elvi síkon felállítottcéltárgy detektálási módszereket teszteltem.

5.1. Mérési koncepció

A mérés helyszínéül a megfelel® teljesítményszintek biztosításának érdekében célszer¶ a repül®-teret választani, ugyanis a közel elhaladó repül®gépekr®l reektált teljesítmény itt igen nagy. Amérés irányának megválasztásánál az adótornyoktól érkez® direkt jel elválaszthatóságát vettemgyelembe ezért a repül®gépet ajánlatos az adótornyokkal ellentétes irányban meggyelni. Amérés felállását az 5.1 ábra szemlélteti.

5.1.1. Teljesítményszintek és Doppler frekvenciák kiszámítása

A méréshez els® lépésként kiszámítottam a mérést alapjaiban befolyásoló paramétereket. Avárható teljesítményszinteket a következ® egyszer¶sített képletek alapján számítottam ki:

Preflected =PtGtσGrλ

2

(4π)3Rt2Rr

2 (5.1a)

Preference =PtGtGrλ

2

(4π)2L2(5.1b)

A céltárgyról érkez® rektált jel Doppler eltoldódásának mértéke az alábbi összefüggésb®lszámítható ki:

fDoppler =2v

λcos (θ) cos

(β

2

)(5.2)

(Az értékek kiszámítása során nem vettem gyelembe a terjedési, valamint az épített vev®-rendszer veszteségeit.) Az els® számítások elvégzése során az adó antenna és a vev® antennanyereségét egységnyinek vettem. (Gt = 1, Gr = 1) A feltételezett céltárgy vev®t®l való távolsá-gát és sebességét a FlighRadar24 él® légtér forgalomgyel® weboldal által szolgáltatott repülési

45

5.1. ábra. Adótorony pozíciók

adatok felhasználásával határoztam meg. A szimulált repül®gép földfelszínt®l való magasságáthozzávet®legesen h ' 300 m, a sebességét v ' 300 km/h-nak határoztam meg a detektálás meg-könnyítésének szempontjából. Az adó, a céltárgy és a radar közötti távolságok értékét a Googleearth program segítségével határoztam meg, valamint a bisztatikus RCS értékét 100-nak vettem,ami egy utasszállító repül®gép nagyságát tekintve tipikus mondható(σ = 100). Az adótornyokteljesítményszintjeinek megállapításához az Antenna Hungária által közzétett lefedettségi adat-bázist használtam fel. A Budapest körzetében m¶köd® földfelszíni m¶sorszóró adótornyok atartalom függvényében három különböz® frekvencián is sugároznak. A frekvenciákat és hozzájuktartozó teljesítményszinteket a 5.1 táblázat foglalja össze.

610 MHz "A" Multiplex 746 MHz "B" Multiplex 802 MHz "C" MultiplexSzáva utca 6.2 kW 7.1 kW 6.8 kW

Széchenyi-hegy 100 kW 39.8 kW 100 kW

Hármashatárhegy 9.5 kW 9.8 kW 8.9 kW

5.1. táblázat. Budapest körzetében m¶köd® DVB-T adótornyok teljesítményszintjei

A tesztméréshez a 610 MHz-es adásfrekvenciát választottam, így a számításokat az ezen a frek-vencián kisugárzott teljesítményszintek gyelembevételével végeztem el.A fenti képletekbe (5.1, 5.2) behelyettesítve az alábbi eredményeket kaptam: Termikus zajszintértéke B = 10 MHz sávszélesség¶ jelre:

Pzaj = kTB = 0.048 pW→ −103 dBm (5.3)

46

Adótorony neve Preference [dBm] Preflected [dBm] fDoppler [Hz]

Száva utca -40 -115 337Széchenyi-hegy -35 -107 338

Hármashatárhegy -45 -118 336

5.2. táblázat. Számított vételi jelparaméterek

A kiszámított értékekb®l láthatjuk, hogy az adótornyoktól érkez® jelek vett teljesítmény-szintje hozzávet®legesen 70 dB-lel van a céltárgyról érkez® reektált jel teljesítményszintje felett.A jelenleg elvégzend® mérés során kizárólag egy elkészült csatornát használok, ezért a direktjel kioltás a jelenlegi helyzetben nem megoldható. Ebb®l következ®en a mérés elvégzésénél cél-szer¶ olyan antennát használni, amellyel a 70 dB-es teljesítményszint különbség csökkenthet®legalább 40 dB-re, ugyanis ekkora melléknyaláb elnyomással rendelkezik a DVB-T jel korrelációsfüggvénye. A repül®gép közeledésével a 70 dB-es különbség valamelyest csökkenni fog és így acéltárgyról érkez® reexió korrelációs csúcsa is jó eséllyel észrevehet®vé válik.

5.2. Passzív radar tesztmérési elrendezése

Jelen esetben a tesztmérés elvégzéséhez az el®z®ekben többször említett középfrekvenciás újra-kongurálható NI5641R adó-vev® egységet és a hozzá tervezett többcsatornás koherens vev®egy-ség egy elkészült prototípus csatornáját használtam fel. A méréshez tervezett Yagi antennárólérkez® jeleket az RF front-end egység lekeveri 40 MHz-es középfrekvenciára, majd NI5641R egy-ség mintavételezi azt és továbbítja egy a méréshez elkészített Labview program számára. Aprogram a kapott adatokon elvégzi a szükséges jelfeldolgozási m¶veleteket és végül megjeleníti akiszámított eredményeket.

5.3. Yagi antenna tervezése a tesztméréshez

A teljesítményszintbeli különbségek megközelítik a 70 dB-t, azonban ezt az értéket legalább 40 dBalá kell csökkenteni ahhoz, hogy a céltárgy detektálhatóvá váljon. Az antenna tervezésénél azegyik legfontosabb kritérium a méréshez elegend®en nagy el®re-hátra viszony biztosítása, amellyellehet®vé válik a közvetlen úton érkez® referencia jel és a céltárgyról reektált jel közötti dinami-katartománybeli különbség áthidalása.

Az antenna tervezését a 4nec2 programmal végeztem el. A tervezett 8 elemes Yagi antennaaz 5.2 ábrán látható. Az antenna tervezése során a megfelel® nagyságú el®re hátra viszonyt adirektor elemek hosszának folyamatos csökkentésével és az elemek egymástól való távolságánakalacsony értéken tartásával értem el. Az antenna direktor elemeinek hosszai a táplált elemt®lkezd®d®en folyamatosan csökkennek, a köztük lév® távolságok azonban egyenl®ek. Ennek akialakításnak az el®nye, hogy viszonylag kevés paraméterrel rendelkezik, így az optimalizálás isigen egyszer¶en elvégezhet®.

A tervezett antenna hátránya az alacsony bemeneti impedancia, amely miatt az antennacsak keskeny sávban illeszthet® ki. Az elkészített antenna illesztését gamma taggal végeztem el.Az antenna bemeneti reexióját vektor hálózat analizátorral ellen®riztem. Az ehhez vonatkozószimulációs és mérési eredmények az 5.4 ábrán láthatóak. Az antenna iránykarakterisztikájátaz 5.3 ábra szemléltei. Az iránykarakterisztikákról leolvasva hozzávet®leges 30 dB-es el®re hátra

47

viszonnyal rendelkezik az antenna a szimuláció szerint. A valóságos mérések ennél jóval keveseb-bet, körülbelül 15 dB-es el®re-hátra viszonyt mutattak.

5.2. ábra. A tervezett Yagi antenna struktúrája a 4Nec2 programban

5.3. ábra. A Yagi antenna iránykarakterisztikája

5.4. Repül®téri mérési eredmények

A repül®téri mérés elvégzésekor a fentiekben ismertetett mérési elrendezés a felszálló repül®gépekkifutópályájának végében lett telepítve.

Az egyes rögzített adatcsomagok kétdimenziós keresztkorrelációs függvényét kiszámítva, majdazokat egymásra rajzolva az 5.5,az 5.6 ábrákon illusztrált eredményeket kaptam. Az el®zetesenkiszámított 300 Hz-nek megfelel® Doppler-frekvencián megjelenik egy korrelációs csúcs, amelyaz id® elteltével mind távolságban, mind pedig Doppler-frekvenciában elmozdul a kiszámítottkeresztkorrelációs függvényeken. Az 5.5 ábrán egyértelm¶en azonosítható a detektált céltárgykorrelációs csúcsának távolságban valamint Doppler-frekvenciában való mozgása.

48

560 570 580 590 600 610 620 630 640 650 660−60

−50

−40

−30

−20

−10

0

FrequencyB[MHz]

Am

plitu

deB[d

B]

InputBreflection

MeasuredSimulated

5.4. ábra. A Yagi antenna bemeneti reexiója

5.5. ábra. Detektált céltárgy a kétdimenziós keresztkorrelációs függvényen

A korrelációs függvényt megvizsgálva, 0 Hz-en meglehet®sen sok olyan csúcsot találunk, ame-lyek nem a DVB-T jel felépítéséb®l adódóan vannak jelen. A radar tehát rengeteg olyan am¶sorszóró adótoronytól származó jelet vett, amelyek a környez® tereptárgyakról visszaver®dve,többutas terjedésen keresztül jutottak a vev® antennájára.

A radar hatékonyságának növelésében ezért kulcsfontosságú szerepet tölt be a referenciajelelnyomásának megvalósítása.

5.5. Mérési eredmények kivizsgálása

A fejezet els® szakaszában 5.1.1 kiszámított teljesítményszinteket megvizsgálva, a legmagasabbteljesítményszinttel érkez® referenciajel −35 dBm-el vehet® a repül®tér közvetlen közelében. Atervezett antenna mérési eredményeit felhasználva tudjuk, hogy maximálisan 15 dB-lel nyomhat-juk el a referenciajelet az antenna el®re-hátra viszonyával. A DVB-T korrelációs függvényénekismeretében pedig azt tudjuk, hogy mekkora az a minimális jelszint, amellyel a referenciajel

49

5.6. ábra. Detektált céltárgy a keresztkorrelációs függvény háromdimenziós ábráján

teljesítményszintje alá mehetünk a detektálás biztosításához. Az el®z®ekben összefoglaltak sze-rint, az antenna megfelel® beállításával a céltárgyról visszavert −65 dBm-es jelszint¶ reexió avev® pontján −50 dBm-es szintjel fog megegyezni. A keresztkorrelációs számítás során azonbana reexió jelszintje a referenciajel szintje alá 40dB-el kerülhet, hogy még éppen kiemelkedjen akorrelációs függvény zaja alól. Ennek köszönhet®en a minimálisan detektálható jelszint −90dBmkörül várható. (Ez a teljesítmény érték már a termikus zajszintet közelíti meg)

A minimálisan detektálható jelszint felhasználásával kiszámítottam a maximális távolságot,ahonnét még a céltárgy detektálható ezzel a mérési elrendezéssel.

Pmin = Pref − FBRant − PSLcorr = −35 dBm− 15 dB− 40 dBm = −90 dBm (5.4)

RtRr =

√Ptσλ2

(4π)2Pmin(5.5)

ahonnét a maximális távolság 7.3 km-re adódik. (A jelölések megegyeznek az els® fejezetbenfelírt bisztatikus radaregyenletnél használtakkal 1.1) A repül®gépr®l érkez® reektált jel okoztakorrelációs csúcs a számítások szerint tehát ett®l a távolságtól kezdve válik észlelhet®vé. A mérésieredmények ábráin feltüntetett id®eltolódást átszámítva távolságra, a 20µs-ra 6 km-t kapunk.Az eredményeket összevetve, elmondhatjuk, hogy a kiszámítottaknak megfelel® eredményeketkaptunk. A radar mérési alapelve tehát helytállónak mondható. A nagy teljesítménnyel érkez®direkt jel pedig az el®re becsült módon fedte el a céltárgyról távolabbról reektálódó jeleket.

50

Összefoglalás

A dolgozat els® fejezetén keresztül bemutatásra kerültek a passzív radarok fundamentális m¶kö-dési elvei, a detektáláshoz használt jelfeldolgozó eljárások alapjai, valamint az els® fejezet végs®szakaszában rámutattam azokra nehézségekre, amelyek els®sorban korlátozzák a radar m¶kö-dési hatékonyságát. A detektálási algoritmusok óriási számításigénye meglehet®sen visszaveti arendszer használhatóságát. Az algoritmusok közvetlen implementálása processzoros architektú-rákon nem járható út, egy robosztusan, gyorsan m¶köd® passzív radar kialakítása során. Azeljárásokat ezért hardveres módon célszer¶ gyorsítani. A rendelkezésre álló NI5641R adó-vev®egység olyan beépített hardveres FPGA támogatással rendelkezik, amely kielégít® lehet a passzívradarrendszer jelfeldolgozási igényeinek tekintetében. A beépített újrakongurálható áramkör afeldolgozandó jeleket az eszköz középfrekvenciás adó-vev® kártyái keresztül kapja meg. Mivelazonban a vev®-kártyák kizárólag középfrekvenciás vételre szolgálnak, a magasabb frekvenciákonüzemel® DVB-T adótornyok jeleit a kártyák számára feldolgozhatóvá kellett tenni. Az adó-vev®egységhez ezért terveztem és a gyakorlatban is megvalósítottam egy több- csatornával rendelkez®koherens RF front-end egységet.

A passzív radarok eredményes m¶ködésének további lényeges korlátozója a direkt úton érkez®nagyszint¶ referenciajel által okozott elfedés. A radar hatótávolságának kiterjesztéséhez a céltár-gyakat meggyel® csatornán ezt a referenciajelet ki kell oltanunk. Mivel az el®bbiekben említettközépfrekvenciás adó-vev® egység egymástól négy darab független csatornával rendelkezik, ezértkézenfekv® megoldás az egység felhasználásával olyan adaptív antennarendszert megvalósítani,amely hatékony veheti fel a versenyt az adódó problémával szemben. Az elkészítend® fázisvezéreltantennarendszer elméleti hátterét és az alkalmazandó algoritmusok m¶ködését a második és har-madik fejezetben mutattam be az ott említett irodalmi anyagokra támaszkodva. A fejezetekbena direkt jel kioltás, és az adaptív nyalábformálás gyakorlatban való megvalósításához foglaltamössze a szükséges elméleti hátteret, amelyek m¶ködésének létjogosultságát a bemutatott szimu-lációval is igazoltam. Az ezt követ® szakaszban ismertettem a rendelkezésre álló adó-vev® egységképességeit és az ahhoz elkészített többcsatornás RF front-end egység tervezésének lépéseit, szi-mulációs eredményeit, és a megvalósított részegységek közül néhány mérési eredményeit is. Adolgozat záró fejezetében, az elkészült többcsatornás vev®egység egy tesztszint¶ elkészített csa-tornájával próbamérést végeztem a repül®tér felszálló repül®gépeinek észlelésére. Az elvégzettmérések alapján kijelenthet®, hogy a tervezett vev®egység az elvártnak megfelel®en m¶ködik,valamint a passzív radarok céltárgy detektálási elve a gyakorlatban is helytállónak bizonyult.

A továbbiakban a rendszer teljes teszteléséhez a végrehajtott próbamérés megismétlése lesz szük-séges az elkészült csatornákkal, és a fázisvezérelt antennarendszerrel. A tervezett mérés célja abemutatott passzív radar nyalábformálási eljárások gyakorlatban való tesztelése. A rendszertovábbi fejlesztési lehet®ségeinek f®bb irányvonala a jelfeldolgozási eljárások implementálása azalkalmazott közép frekvenciás adó-vev® egység FPGA áramkörében.

51

Függelék

52

5.6. Matlab alatt készített szimulációs program forráskódja

Az alábbi forráskód az iránybecsl® algoritmusok szimulációját végzi el, két forrás beállítása ese-tén.

c l e a r a l l ;j=sq r t (−1);s=[1 1 ] ;Rss=[1 0 ; 0 1 ]sigman=0.1 ;

% Források e l k é s z í t é s ean1=80∗pi /180;% f o r r a s 1an2=100∗pi /180;% f o r r a s 1

f o r n=1:1:6as1t (n)=exp ( ( n−1)∗ j ∗ pi ∗ s i n ( an1 ) ) ;a s2t (n)=exp ( ( n−1)∗ j ∗ pi ∗ s i n ( an2 ) ) ;

endas=[ as1t ' as2t ' ] ;I=sigman∗ eye (6 , 6 )∗ eye ( 6 , 6 ) ;%k o r r e l á c i ó s mátrixRxx=as∗Rss∗as '+ I ;Rxxinv=inv (Rxx ) ;Rxxj=Rxxinv (1 , : ) ;% osz l op vá l a s z t á s a MEM−hez

ang le =1;f o r t h e t a c i k l =0:1:180

theta=t h e t a c i k l ∗2∗ pi /360 ;f o r n=1:1:6

at (n)=exp ( ( n−1)∗ j ∗ pi ∗ s i n ( theta ) ) ;end

PB( ang le )=at ∗Rxx∗at ' ;PC( ang le )=1/( at ∗Rxxinv∗at ' ) ;PM( ang le )=1/( at ∗Rxxj '∗Rxxj∗at ' ) ;ang le=angle +1;

endPBnorm=abs (PB)/max( abs (PB) ) ;PCnorm=abs (PC)/max( abs (PC) ) ;PMnorm=abs (PM)/max( abs (PM) ) ;p l o t (PBnorm , ' b ' ) ;hold onp lo t (PCnorm , ' r ' ) ;p l o t (PMnorm, ' g ' ) ;g r i d on ;shg ;

53

UHF Multichannel receiver

1 OF 32Peto Tamas

<DATE>

21

J1

1

5 4 3 2

J5

1

5 4 3 2

J4

1

5 4 3 2

J3

1

5 4 3 2

J2

1

5432

J9

1

5432

J8

1

5432

J7

1

5432

J6

21R5

21R4

21R3

21

R2

21

R1

VCC_3V3

VCC_3V3

VCC_3V3

VCC_3V3

VCC_3V3

VCC_3V3

VCC_7V

I7

30OHM

I11

I23

I22

I12

I24

30OHM

30OHM

I30

I28

I9 I1

I20

I18

I19

I16

I15

0VI21

I29

I3

30OHMI8

I13

I2I10

VCC_7V

I27

VCC_7V I17I4

VCC_5VVCC_7V

I25

I26

I31

I5

30OHM

VCC_5V

I14

VCC_7V

VCC_5V

VCC_5V

VCC_5V

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

R1 2

R1 2LO_SOURCE

LO_OUT

VCC_3_3V

NIRQSELSDNMISOMOSISCLK

POWER_SUPPLY

V_OUT_7VV_OUT_5V

V_OUT_3_3VV_IN_12V

UHF_RECEIVER_CHANNEL

IF_OUTLO_SIGNALRF_INVCC_3.3VVCC_5VVCC_7V

CON 2P21

UHF_RECEIVER_CHANNEL

IF_OUTLO_SIGNALRF_INVCC_3.3VVCC_5VVCC_7V

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

UHF_RECEIVER_CHANNEL

IF_OUTLO_SIGNALRF_INVCC_3.3VVCC_5VVCC_7V

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

UCONTROLLER

VCC_3_3VNIRQ

SEL

MISO

CLKMOSI

SDN

R1 2

R1 2

R1 2

UHF_RECEIVER_CHANNEL

IF_OUTLO_SIGNALRF_INVCC_3.3VVCC_5VVCC_7V

UHF Multichannel receiver

1 OF 32Peto Tamas

<DATE>

I7

30OHM

I11

I23

I22

I12

I24

30OHM

30OHM

I30

I28

I9 I1

I20

I18

I19

I16

I15

0VI21

I29

I3

30OHMI8

I13

I2I10

I27

I17I4

I25

I26

I31

I5

30OHM

I14

J1

J5

J4

J3

J2

J9

J8

J7

J6

R5

R4

R3

R2

R1

VCC_3V3

VCC_3V3

VCC_3V3

VCC_3V3

VCC_3V3

VCC_3V3

VCC_7V

VCC_7V

VCC_7V

VCC_5VVCC_7V

VCC_5V

VCC_7V

VCC_5V

VCC_5V

VCC_5V

21

1

5 4 3 2

1

5 4 3 2

1

5 4 3 2

1

5 4 3 2

1

5432

1

5432

1

5432

1

5432

21

21

21

21

21

R1 2

R1 2LO_SOURCE

LO_OUT

VCC_3_3V

NIRQSELSDNMISOMOSISCLK

POWER_SUPPLY

V_OUT_7VV_OUT_5V

V_OUT_3_3VV_IN_12V

UHF_RECEIVER_CHANNEL

IF_OUTLO_SIGNALRF_INVCC_3.3VVCC_5VVCC_7V

CON 2P21

UHF_RECEIVER_CHANNEL

IF_OUTLO_SIGNALRF_INVCC_3.3VVCC_5VVCC_7V

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

UHF_RECEIVER_CHANNEL

IF_OUTLO_SIGNALRF_INVCC_3.3VVCC_5VVCC_7V

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

SMA CON_90

RF_SIGNAL

GND

1G

ND2

GND

4G

ND3

UCONTROLLER

VCC_3_3VNIRQ

SEL

MISO

CLKMOSI

SDN

R1 2

R1 2

R1 2

UHF_RECEIVER_CHANNEL

IF_OUTLO_SIGNALRF_INVCC_3.3VVCC_5VVCC_7V

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

2 OF 32

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

MIXER_IF_PORT

I4

VCC_3.3V

RF_IN

LO_SIGNALMIXER_RF_PORT

VCC_3.3V

VCC_5VVCC_7V

MIXER_RF_PORTI5

VCC_7V

I14 I13 IF_OUT

VCC_7V

MIXER_IF_PORTI6

VCC_5V

I3

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

INUHF_FRONT_END_RECEIVER_MIXER

VCC_3.3V

IF_OUTPUTRF_INPUTLO

UHF_MPAVCC_5VRF_INPUT RF_OUTPUT

UHF_BPF_V02RF_INPUT RF_OUTPUT

UHF_AMPRF_INPUTVCC_7V

RF_OUTPUT

OUTIF_BPF

IF_INPUT IF_OUTPUTIF_AMP

IF_INPUTVCC_7V

IF_OUTPUT

IN

IN

IN

IN

2 OF 32

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

I4 I5

I14 I13

I6

I3

MIXER_IF_PORT

VCC_3.3V

RF_IN

LO_SIGNALMIXER_RF_PORT

VCC_3.3V

VCC_5VVCC_7V

MIXER_RF_PORT

VCC_7VIF_OUT

VCC_7V

MIXER_IF_PORT

VCC_5V

INUHF_FRONT_END_RECEIVER_MIXER

VCC_3.3V

IF_OUTPUTRF_INPUTLO

UHF_MPAVCC_5VRF_INPUT RF_OUTPUT

UHF_BPF_V02RF_INPUT RF_OUTPUT

UHF_AMPRF_INPUTVCC_7V

RF_OUTPUT

OUTIF_BPF

IF_INPUT IF_OUTPUTIF_AMP

IF_INPUTVCC_7V

IF_OUTPUT

IN

IN

IN

IN

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

3 OF 32

U4_1

_1

U1_1_1

U2_1_1

U5_1_1

U6_1_1

U7_1_1

U3_1

_1

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

31

4 2

21

21

21

212

1

21

I19

100PF

RF_OUTPUT

I13100PF

0VI14

100PFI16

57OHM

I4

RF_INPUT

I18

VCC_7V

10PF

I8

I5

I12220NH

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

R1

2

C1 2

MAR-3SM+

GND

2

RFOUT/DCIN

GND

1

RFIN

C1 2

IN

C1 2

OUTC

1 2

L2

1

IN

3 OF 32

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

I19

100PFI13100PF

0VI14

100PFI16

57OHM

I4

I1810PF

I8

I5

I12220NH

U4_1

_1

U1_1_1

U2_1_1

U5_1_1

U6_1_1

U7_1_1

U3_1

_1

RF_OUTPUTRF_INPUT

VCC_7V

31

4 2

21

21

21

212

1

21

R1

2

C1 2

MAR-3SM+

GND

2

RFOUT/DCIN

GND

1

RFIN

C1 2

IN

C1 2

OUTC

1 2

L2

1

IN

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

4 OF 32

U7_2_1U6_2_1

U5_2_1U4_2_1

U3_2_1U2_2_1

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

2121

21

21

2121

I48.2PF

I9

5.6NH

RF_OUTPUT

I1 I218NH

I3

RF_INPUT

0V

2.7PF 18NHI5

2.7PFI6

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

C1 2

L21

C 12

L2

1

C1 2 OUTIN

L21

4 OF 32

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

I48.2PF

I9

5.6NH

I1 I218NH

I3

0V

2.7PF 18NHI5

2.7PFI6U7_2_1U6_2_1

U5_2_1U4_2_1

U3_2_1U2_2_1

RF_OUTPUTRF_INPUT2121

21

21

2121 C1 2

L21

C 12

L2

1

C1 2 OUTIN

L21

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

5 OF 32

U5_3_1

U11_3_1U2_3_1

U9_3_1

U8_3_1

U6_3

_1

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

21

212

1

31

2

2121

VCC_5V

100PFI12

I1110PF

I20220NHI10

I5

100PFI3

RF_OUTPUT

I4

I170V

100PF

RF_INPUT

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

ADL 5535RFOUT

GND

RFINC

1 2C

1 2

IN

OUTIN

C1 2

C1 2

L2

1

5 OF 32

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

100PFI12

I1110PF

I20220NHI10

I5

100PFI3 I4

I170V

100PF

U5_3_1

U11_3_1U2_3_1

U9_3_1

U8_3_1

U6_3

_1

VCC_5V

RF_OUTPUTRF_INPUT

21

212

1

31

2

2121ADL 5535

RFOUT

GND

RFINC

1 2C

1 2

IN

OUTIN

C1 2

C1 2

L2

1

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

6 OF 32

U13_4_1

U11_4_1

U10_4_1

U4_4_1U3_4_1

U2_4_1C2_4_1

C1_4_1

U9_4_1

U1_4_1

U5_4_1

U7_4

_1

U6_4_1

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

100PF

I13

9

RF_INPUT

1 2

I95.6PF

9.5NH

6

15NH

I27

I7

5.6PF 100PF

VCC_3.3V

LO

I20

I5

I2

I4

I6

I25

100PF

3.9PF

I21

I11

15NH

I18

I120V

3.9PF

I19220NH

100PF

I1I8I28

IF_OUTPUT

9.5NH

5 23

47

1 81 2

12

12

12

12

1 2

12

12

1 2

1 2 1 21 2

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

C1 2

L21

C 12

L2

1

C 12

L2

1

L21

C1 2

C1 2

IN

IN

C1 2

C1 2

L2

1

C 12

OUTIN

ADL5350

VPO

SG

ND1

GND

2

EP

RFIF2RFIF LOIN

6 OF 32

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

100PF

I13

I95.6PF

9.5NH

15NH

I27

I7

5.6PF 100PF

I20

I5

I2

I4

I6

I25

100PF

3.9PF

I21

I11

15NH

I18

I120V

3.9PF

I19220NH

100PF

I1I8I289.5NHU13_4_1

U11_4_1

U10_4_1

U4_4_1U3_4_1

U2_4_1C2_4_1

C1_4_1

U9_4_1

U1_4_1

U5_4_1

U7_4

_1

U6_4_1

RF_INPUT

VCC_3.3V

LO

IF_OUTPUT

9

1 2

6 5 23

47

1 81 2

12

12

12

12

1 2

12

12

1 2

1 2 1 21 2C

1 2

L21

C 12

L2

1

C 12

L2

1

L21

C1 2

C1 2

IN

IN

C1 2

C1 2

L2

1

C 12

OUTIN

ADL5350

VPO

SG

ND1

GND

2

EP

RFIF2RFIF LOIN

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

7 OF 32

U5_5_1

U3_5_1

U4_5_1

U2_5_1

U1_5_1

U8_5_1U7_5_1U6_5_1

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

21

21

21

21

21

2131

4 2

21

I5

88.7OHM

I11100NF

I21NF

1NF

I10

0VI6

I3

I8

I9

I12100PF1NF

4.7UH

I4

VCC_7V

IF_OUTPUTIF_INPUT

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

R1 2

OUT

L2

1

C1 2

MAR8A+

GND

2

RFOUT/DCIN

GND

1

RFINC

1 2

IN

C 12

C 12

C 12

IN

7 OF 32

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

I5

88.7OHM

I11100NF

I21NF

1NF

I10

0VI6

I3

I8

I9

I12100PF1NF

4.7UH

I4

U5_5_1

U3_5_1

U4_5_1

U2_5_1

U1_5_1

U8_5_1U7_5_1U6_5_1

VCC_7V

IF_OUTPUTIF_INPUT

21

21

21

21

21

2131

4 2

21

R1 2

OUT

L2

1

C1 2

MAR8A+

GND

2

RFOUT/DCIN

GND

1

RFINC

1 2

IN

C 12

C 12

C 12

IN

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

8 OF 32

U3_6_1

U7_6_1

U6_6_1

U2_6_1

U1_6_1

U4_6_1

U5_6_1

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

21

21

21

21

21

21

21

I26.8PF

IF_OUTPUT

I10

130PF

0VI12

I747PF

47PF

IF_INPUT

I6

I5

I4

I3

I11

I1350NH

130PF

I13

350NH

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

OUTIN L2

1

C 12

C 12

C 12

C 12

C1 2

L2

1

8 OF 32

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

I26.8PF

I10

130PF

0VI12

I747PF

47PF

I6

I5

I4

I3

I11

I1350NH

130PF

I13

350NHU3_6_1

U7_6_1

U6_6_1

U2_6_1

U1_6_1

U4_6_1

U5_6_1 IF_OUTPUTIF_INPUT

21

21

21

21

21

21

21

OUTIN L2

1

C 12

C 12

C 12

C 12

C1 2

L2

1

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

30 OF 32

U4_5

U5_5

D1_5

C1_5

U8_5

I2_5

I1_5

U6_5

U9_5

U3_5

I3_5

U7_5

U1_5

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

I8

10UFI1

4

1

I3

I2110UF

I19

I180VI34

10UFI4

I11

10UFI32

I290V

150OHMI2

680OHMI6

I10I37

I36100UF

V_OUT_7V

I1310UF

I12

V_OUT_5V

I30

10UFI24

I23

V_OUT_3_3V

V_IN_12V

I25

I38

12

12

1

5 8

2367

12

12

12

1

5 8

4 2367

12

12

1

5 8

4 2367

12

2

A C

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

OUT

R1

2

C 12

D

CA

C 12

IN

OUT

C 12

MC33269VIN

GND

/ADJ

VOUT1VOUT2

NC1

VOUT3VOUT4

NC2

MC33269VIN

GND

/ADJ

VOUT1VOUT2

NC1

VOUT3VOUT4

NC2

C 12

OUT

C 12

R1

2

MC33269VIN

GND

/ADJ

VOUT1VOUT2

NC1

VOUT3VOUT4

NC2

C 12

C 12

30 OF 32

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

I8

10UFI1

I3

I2110UF

I19

I180VI34

10UFI4

I11

10UFI32

I290V

150OHMI2

680OHMI6

I10I37

I36100UF

I1310UF

I12

I30

10UFI24

I23 I25

I38

U4_5

U5_5

D1_5

C1_5

U8_5

I2_5

I1_5

U6_5

U9_5

U3_5

I3_5

U7_5

U1_5

V_OUT_7V

V_OUT_5V

V_OUT_3_3V

V_IN_12V4

1

12

12

1

5 8

2367

12

12

12

1

5 8

4 2367

12

12

1

5 8

4 2367

12

2

A COUT

R1

2

C 12

D

CA

C 12

IN

OUT

C 12

MC33269VIN

GND

/ADJ

VOUT1VOUT2

NC1

VOUT3VOUT4

NC2

MC33269VIN

GND

/ADJ

VOUT1VOUT2

NC1

VOUT3VOUT4

NC2

C 12

OUT

C 12

R1

2

MC33269VIN

GND

/ADJ

VOUT1VOUT2

NC1

VOUT3VOUT4

NC2

C 12

C 12

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

31 OF 32

J1_7

R1_7

D1_7

U2_7

U1_7

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

21

21

21 54321

19

8

20

18

17

16

15

14

13

12

11

28

27

26

25

24

23

22

217

6

5

4

3

2

10

9

1 MISO

I6

NIRQ

MOSI

SEL

I1

I10 1UFI11

57OHM

CLK

I13SDN

I12

I14

VCC_3_3V

0V

I9

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

Connector 5

54321

IN

IN

IN

OUT

OUT

OUT

OUT

R1

2

LED

CA

C1 2

PIC18f2321

RB7/KBI3/PGD

RB6/KBI2/PGC

RB5/KBI1/PGM

RB4/KBI0/AN11

RB3/AN9/CCP2

RB2/INT2/AN8

RB1/INT1/AN10

RB0/INT0/FLT0/AN12

VDD

VSS2

RC7/RX/DT

RC6/TX/CK

RC5/SDO

RC4/SDI/SDA

RC3/SCK/SCL

RC2/CCP1

RC1/T1OSI/CCP2

RC0/T1OSO/T3CKI

OSC2/CLKO/RA6

OSC1/CLKI/RA7

VSS

RA5/AN4/SS/HLVDIN/C2OUT

RA4/T0CKI/C1OUT

RA3/AN3/VREF+

RA2%AN2/VREF-/CVREF

RA1/AN1

RA0/AN0

MCLR/VPP/RE3

31 OF 32

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

I6

I1

I10 1UFI11

57OHMI13

I12

I14

0V

I9J1_7

R1_7

D1_7

U2_7

U1_7

MISO

NIRQ

MOSI

SEL

CLK

SDN

VCC_3_3V

21

21

21 54321

19

8

20

18

17

16

15

14

13

12

11

28

27

26

25

24

23

22

217

6

5

4

3

2

10

9

1

Connector 5

54321

IN

IN

IN

OUT

OUT

OUT

OUT

R1

2

LED

CA

C1 2

PIC18f2321

RB7/KBI3/PGD

RB6/KBI2/PGC

RB5/KBI1/PGM

RB4/KBI0/AN11

RB3/AN9/CCP2

RB2/INT2/AN8

RB1/INT1/AN10

RB0/INT0/FLT0/AN12

VDD

VSS2

RC7/RX/DT

RC6/TX/CK

RC5/SDO

RC4/SDI/SDA

RC3/SCK/SCL

RC2/CCP1

RC1/T1OSI/CCP2

RC0/T1OSO/T3CKI

OSC2/CLKO/RA6

OSC1/CLKI/RA7

VSS

RA5/AN4/SS/HLVDIN/C2OUT

RA4/T0CKI/C1OUT

RA3/AN3/VREF+

RA2%AN2/VREF-/CVREF

RA1/AN1

RA0/AN0

MCLR/VPP/RE3

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

32 OF 32

U1_6

U3_6

U4_6

U2_6

C2_6

U6_6

C1_6

U5_6

I1_6

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

10P 1N

VCC_3_3V

12

I3220N

I9

1

1

3

I5

16

I4

I21

78 6 1UF

1SDN

4

SELMISO

22 I1

12 MOSI

100P

LO_OUT 1

VCC_3_3V

I11

I7VCC_3_3V

I12

SCLK

1N

NIRQ

0V

I20

I6

I21

I22

I23

100N

18910

1920

5

11

15

32

1413

17

2

2

12

1 2

2

2

1 4 2

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

IN

C1 2

C 12

C 12

L2

1

C 12

TCXO30VCC

OUTGND

SEL

C1 2

C1 2

ININ

OUTOUT

IN

IN

IN

SI446x

GND

2G

PIO

3G

PIO

2G

ND XIN

XOUT

NSELSDI

SDOSCLKNIRQ

GPI

O1

GPI

O0

VDD2

TXRA

MP

VDD

NCTXRXNRXPSDN

32 OF 32

UHF Multichannel receiver

Peto Tamas

<DATE>

10P 1N

I3220N

I9

I5 I4

I21UF

I1

100P

I11

I7

I121N

0V

I20

I6

I21

I22

I23

100N

U1_6

U3_6

U4_6

U2_6

C2_6

U6_6

C1_6

U5_6

I1_6VCC_3_3V

SDN

SELMISO

MOSILO_OUT

VCC_3_3V

VCC_3_3V

SCLKNIRQ

12

1

1

3

16

1

78 6

1

4

22

12

1

18910

1920

5

11

15

32

1413

17

2

2

12

1 2

2

2

1 4 2

IN

C1 2

C 12

C 12

L2

1

C 12

TCXO30VCC

OUTGND

SEL

C1 2

C1 2

ININ

OUTOUT

IN

IN

IN

SI446x

GND

2G

PIO

3G

PIO

2G

ND XIN

XOUT

NSELSDI

SDOSCLKNIRQ

GPI

O1

GPI

O0

VDD2

TXRA

MP

VDD

NCTXRXNRXPSDN

INFOCOMMUNICATIONS

AND REMOTE SENSING GROUPRADAR RESEARCH

AND

2

D

C

A

B

D

C

B

A

1234

4 15

5

DATE:TITLE:

BUDAPEST UNIVERSITY OFTECHNOLOGY AND ECONOMICS

OFDEPARTMENTELECTROMAGNETIC THEORY

PAGE:

3

ENGINEER:

ART FILM - TOP

ART FILM - TOP

J1_7

J1

U7_5

I3_5U9_5

U4_6

U3_6

U3_5U4_5

C2_6

C1_6

U6_6U2_6 I1_6

R1_7

U1_7

U2_7

D1_5

C1_5

U1_5

I1_5U5_5

U1_6

U5_6

D1_7

U3_6_1

U6_5

U5_6_1

I2_5U8_5

J2

U1_1_1

U2_1_1

U7_1_1U3_2_1

U2_2_1U7_2_1U2_3_1

U11_3_1U1_4_1 U2_4_1U13_4_1

U2_6_1

U7_6_1

U1_5_1

U2_5_1

U4_5_1U3_5_1

U4_1_1

U6_1_1U5_1_1

U3_1_1

U4_2_1

U6_2_1U5_2_1

U6_3_1

U5_3_1U9_3_1U8_3_1

U4_4_1

U7_4_1

U3_4_1

C1_4_1

U6_4_1

U9_4_1 U11_4_1

U5_4_1

U10_4_1

U12_4_1 C2_4_1

U1_6_1

U4_6_1

U6_6_1

U7_5_1

J6

U3_6_2

U5_6_2

U8_5_1

U6_5_1

U5_5_1

J3

U2_2_2U7_2_2U2_3_2

U11_3_2U2_4_2

U13_4_2U1_5_2

U2_5_2

U4_5_2U3_5_2

U1_1_2

U2_1_2

U4_1_2

U6_1_2U5_1_2

U3_1_2

U7_1_2U4_2_2

U3_2_2U5_2_2U6_2_2

U6_3_2

U5_3_2U9_3_2U8_3_2

U1_4_2

U4_4_2C1_4_2

U7_4_2

U3_4_2

U6_4_2

U9_4_2 U11_4_2

U5_4_2

U10_4_2

U12_4_2 C2_4_2

U1_6_2U2_6_2

U4_6_2U6_6_2

U7_6_2

J7

R2R3

U3_6_3

U5_6_3

U8_5_2

U6_5_2

U5_5_2

U7_5_2

R1

R4R5J4

U2_2_3U1_5_3

U2_5_3

U4_5_3U1_1_3

U2_1_3

U4_1_3

U6_1_3U5_1_3

U3_1_3

U7_1_3

U4_2_3

U6_2_3

U3_2_3U5_2_3

U7_2_3U2_3_3

U6_3_3

U5_3_3U9_3_3U8_3_3 U11_3_3U1_4_3

U4_4_3C1_4_3

U3_4_3 U2_4_3

U6_4_3

U11_4_3

U5_4_3

U10_4_3

U12_4_3 C2_4_3U13_4_3

U1_6_3U2_6_3

U4_6_3

U7_6_3U6_6_3

U3_5_3

J8

U7_4_3

U9_4_3

U8_5_3

U6_5_3

U5_5_3

U7_5_3

J5

U3_6_4

U5_6_4

U1_1_4

U2_1_4

U4_1_4

U6_1_4U5_1_4

U7_1_4U2_2_4U4_2_4

U6_2_4

U3_2_4U5_2_4

U7_2_4U2_3_4

U6_3_4

U5_3_4U9_3_4U8_3_4 U11_3_4U1_4_4

U4_4_4C1_4_4

U3_4_4 U2_4_4

U6_4_4

U11_4_4

U5_4_4

U10_4_4

U12_4_4 C2_4_4U13_4_4

U1_6_4U2_6_4

U4_6_4

U7_6_4U6_6_4

U1_5_4

U2_5_4

U4_5_4U3_5_4

J9

U3_1_4

U7_4_4U9_4_4

U8_5_4

U6_5_4

U5_5_4

U7_5_4

ART FILM - BOTTOM

ART FILM - BOTTOM

Ábrák jegyzéke

1.1. Bisztatikus radar geometriája . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81.2. Bisztatikus radar geometriája . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91.3. Bisztatikus Doppler hatás geometriája . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101.4. Passzív radar f®bb elemei . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111.5. Illesztett sz¶r® bank . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 121.6. DVB-T jel egyértelm¶ségi függvénye . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141.7. Céltárgy detektálási küszöb sematikus ábrája . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

2.1. N elem¶ antennasor geometriai elrendezése . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 172.2. Elforgatott iránykarakterisztika polár koordináta rendszerben . . . . . . . . . . . 182.3. Elforgatott iránykarakterisztika descartes koordináta rendszerben . . . . . . . . . 192.4. Fázisvezérelt vev®antenna rendszer elvi felépítése . . . . . . . . . . . . . . . . . . 202.5. Bartlett iránybecslés . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 232.6. Matlab szimuláció az iránybecsl® algoritmusokra . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

3.1. Adaptív nyalábformáló rendszer passzív radar alkalmazásban . . . . . . . . . . . 273.2. Passzív radar nyalábformái . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 283.3. Digitális nyalábformálás megvalósítása . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 293.4. Digitális nyalábformáló hálózat sematikus ábrája . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

4.1. NI 5641R blokkvázlata . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 334.2. NI 5641R átviteli karakterisztikája széles frekvenciatartományban Forrás : [14] . 344.3. UHF front end felépítésének sematikus ábrája . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 344.4. UHF er®sít® szimulációja AWR-ben . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 364.5. UHF er®sít® S-paraméterek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 364.6. UHF sávsz¶r® szimulációja AWR-ben . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 374.7. UHF sávsz¶r® S-paraméterek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 374.8. UHF közepes teljesítmény¶ er®sít® szimulációja AWR-ben . . . . . . . . . . . . . 384.9. UHF közepes teljesítmény¶ er®sít® S-paraméterek . . . . . . . . . . . . . . . . . . 384.10. Kever® bemeneti és kimeneti portjának sz¶r® áramkörei . . . . . . . . . . . . . . 394.11. A Kever® áramkör kiegészít® sz¶r®inek S-paraméterei . . . . . . . . . . . . . . . . 394.12. Középfrekvenciás sávsz¶r® kapcsolási rajza AWR-ben . . . . . . . . . . . . . . . . 404.13. Középfrekvenciás sávsz¶r® szimulált S paraméteri . . . . . . . . . . . . . . . . . . 404.14. Középfrekvenciás er®sít® kapcsolási rajza AWR-ben . . . . . . . . . . . . . . . . . 414.15. Középfrekvenciás er®sít® szimulált S paraméteri . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 414.16. Teljes csatorna szimulációja AWR-ben . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 424.17. Teljes csatorna átvitelének szimulációja . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 424.18. RF egységek együttes bemeneti és kimeneti reexiójának szimulációja . . . . . . 434.19. RF er®sít® mért szórási paraméterei . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 434.20. RF sávsz¶r® mért szórási paraméterei . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

67

4.21. RF közepes teljesítmény¶ er®sít® mért szórási paraméterei . . . . . . . . . . . . . 444.22. KF er®sít® mért szórási paraméterei . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

5.1. Adótorony pozíciók . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 465.2. A tervezett Yagi antenna struktúrája a 4Nec2 programban . . . . . . . . . . . . . 485.3. A Yagi antenna iránykarakterisztikája . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 485.4. A Yagi antenna bemeneti reexiója . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 495.5. Detektált céltárgy a kétdimenziós keresztkorrelációs függvényen . . . . . . . . . . 495.6. Detektált céltárgy a keresztkorrelációs függvény háromdimenziós ábráján . . . . . 50

68

Irodalomjegyzék

[1] Merrill I. Skolnik Radar Handbook McGraw-Hill Professional; 2 edition (January 1, 1990)

[2] Nicholas J. Willis Bistatic Radar 2005 by SciTech Publishing Inc

[3] Constantine A. Balanis Antenna Theory: Analysis and Design, John Wiley & Sons,Inc,Hoboken, New Jersey, 3rd Edition, 2005,

[4] Constantine A. Balanis Modern Anntena Handbook John Wiley & Sons, Inc, 2008,

[5] Lal Chand Godara Smart Antennas by CRC Press LLC, 2004

[6] Rank B. Gross Smart Antennasfor WirelessCommunications With MATLAB, The McGraw-Hill Companies, Inc. , 2005

[7] David M. Pozar University of Massachusetts at AmherstJohnWiley &Microwave Engineering

Fourth Edition 2012, 2005, 1998 by John Wiley & Sons, Inc.

[8] Radmard, M. Electr. Eng. Dept., Sharif Univ. of Tech., Tehran, Iran Behnia, F. ; Bastani,M. Cross ambiguity function analysis of the '8k-mode' DVB-T for passive radar application

Radar Conference, 2010 IEEE , 10-14 May 2010

[9] Dr. Seller Rudolf , Nagyfrekvenciás rendszerek órai jegyzet, BME

[10] Pet® Tamás Fázisvezérelt Antennarendszerek Iránymérési Algoritmusainak Implementálása

Labview környezetben BSc szakdologozat 2012

[11] Pet® Tamás M¶sorszóró rendszeren alapuló passzív radar BME Önálló laboratórium beszá-moló 2012

[12] www.antenna-theory.com

[13] Antenna Hungária Zrt. DVB-T lefedettségi térképForrás:http://ahrt.hu/les/tiny_mce/Mus_terj/Technikai%20informacio_2012_11_07.pdfLetöltés : 2013 szeptember

[14] NI5641R eszköz specikációs dokumentumForrás: http://www.ni.com/pdf/manuals/375120d.pdfLetöltés : 2013 szeptember

[15] www.radartutorial.eu

69