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-i-
3ISTDAS 0011 GANHO DilSClt:IIT.AMilf'l'II VA.lIADO :
Yyt TIOIICA D~ AllALl$J
JO SI LUCJ.5 140UIÃO lU.IOJL DT'l'O
Uma tese_ submetiia ae Cerpe Decente eia . Oeerdena,9ãe C!les ?r,c+-•t.na~ :Pés-Oraduades
de ln~enharia ia U.P.I.J. c•m• parte des :. ·~ ..,
requisites péé8si;)iries. para a eptepça,
11'1 ,rau à.e Mestre em Ci&noia ( 11. l!e. ) •
A.prevaia per
-ii-
J.GIW>JCIJIUTO
A meus pais, pe·r tuê.e •
.A. Carles Táv,ra, P•r sua l'Hteiêneia.
-1-
FÔlha t! tulo •••••••••••••• º ••• º ••• º ••••••• • • º ••••••••••.••.•••.••••.• º • • • i
Agradec:Ltnento • •• º •••• •·•. • • • • ••• •. •·• ••••• .,. • ••• • ., •.•••• •. • .. º • •••••• • • • • ii
Índice
amiário
o••••o••••••••••••••••o•••••••••o••••••••••o•o••• .. •••••••••••••
o•~•oo•••••••.,•••••••••••••••••••••••••••••••••••o••••o•••oo-••
I Introdução ..
• definiçoes ••••• •·• •• º • .......... •• •·•• •·• ...... ••. Oap.
Oap.
Cap.
Gap.
Oap.
II
IIÍ
, .
Analise da resposta do sistema estudado ••••••••••o•••••••
Primeiro tipo de aplicações (.AGGD) ••••••••º••••••·••••·•
IV _Segundo tipo de aplicações (Chopper) o ••.•••••••••••••• - •
V - Conclusões . .................................................. .
1
2
3
16
21
Bibliografia ••••••••••••••.••••.••••••••• •-• ..••••••••• •-• •• •·• ••••• •-·• • ..... 30
Um .méteà.e de anilise .õaseadê numa relaçâe entre 0perad@res
& àesenv0lvide, para sistemas lineares variantes n0 tempe que aâmitam em@
àêl© apresentad©. Aplicações dêste mét0de si0 apresentadas, 00m0 exemple,p,!_
ra amplifioaà@res cem ganho digitalmente contr0lad0, e amplificaderes tipe
ch0pper.
Capítulo I - INTRODUÇÃO E DEI!'IHIÇÕ~S
I.l - Sistema a ser estudado
- Apresentação do mod;lo
-3-
Seja o sistema S (representado na. Fig 1 (a) , cujos estJgios
s-
L. -l
(a)
(b)
Fig I.l 1. , i= 1, 2, .. º, n são passiveis de decomposição em subsistt!lmas, como indicado
J.
na Fig 1 (b) , onde
(a) ,
G. e um subsistema, J..
cuja entrada E. 1 (t) e cuja saida l-
E! (t) se relacionam da forma abaixo : J.
E! (t) ::: g.(t) E. 1(t) ,
]. J. ].-i = 1, 2, ••• , n (l)
onde
0 io t < e:-,
ºn e t t .e: t"~ l - ,:,
••••• o 1) ••• '& •••••••••••
g. (t) ;:: · J. ºilc (2~
••••••••••••••••••••••
sendo os c:i.k constantes reais finitas.
(b) H. ~ um subsistema linear, invariante no tempo, caracteri-1.
zado por sua resposta ao impulso hi(t) , de
saida E.(t) se encontrem relacionadas por: J.
sendo
h.(t)=O ]. . \f t < o
maneira que sua entrada E' (t) e sua i
(3)
(4)
Io2 - Caracteristicas do modêlo
(a) Garacteristicas de S
-4-
(i) Consideremos como entrada do sistemas, a função , en-,
trada de 11 , e, como suas saídas, r , .
as saidas de seue estagies L., i = 1, 2, ••• n 1
e, dessa maneira, teremos n saidas: E_i_, E2 , E3 , ••• , En º Por extensão, escre
veremos:
E = tf o (5)
(ii) Resüringiremos as funções de entrada do sistema, ~quelas
funções 4' limitadas no intervalo ( - 00 , t] , ou seja, exigiremos ;
(-00 ,12] (iii) Das definições anteriores, se depreende ser linear o
•, N ,
sistema S, Ja que o sao os seue elementos conectados em cascata, G. e H. ºSe, e,n 1 1
tretanto, variante no tempo, j; que o são os subsistemas G .• 1
(b) Caracteristicas de G .• 1
(i) Uma forma alternativa de se expressar g.(t) J.
onde
, alem de
g. = - L dik u, 1 k=O K
- ciO
ci k-1 - cik
k = O
k = 1, 2, ••• p
k = O,l, .• _., p
, e a saguinte:
(6)
(.7)
(B)*
*Ocaso em que um ganho constante existe no sistema, para todo t anterior a to-.,
dos os outros considerados, pode ser tratado, fazendo-se, formalmente, 'C"O = - co
e u0 =u(t+W)=l.
-5-
(ii) G. pode ser interpretado, como veremos nas aplicações, J.
como um sistema cujo ganho salta bruscamente, em cada instante ~, do valor
ci k-l para o wlor cik: , dando portanto um salto de - dik = cik - ci k-l º
(c) Caracteristicas de H .• J; que, como foi indicado anteriormente, h.(t) = O J. 1
if t <O, o sistema , , ,
H. , alem de linear, e causal. Podemos escrever tambem: J.
Ei (t) ::: J t hi (t-t 1 ) Ei (t 1 ) dt 1 (9) -00
o que decorre de
equivalente a (4).
h. ( t-t 1 ) = O V- t 1 > t J.
I.3 - Operadpres associados a G. e H .• 1 1
(10)
Para simplificar a notação, vamos introduzir agora dois ope-n 1tf A ,4 N
radores, 'íl'i e l~i, como aqueles que, operan~o sobre as funçoes de entrada dos N ' N
blocos Gi e Hi , nos fornecem as respectivas sa1das, ou seja, aquêles operadores
tais que as equações
~i [ Ei-1 (t) J = E! (t) J.
e }0. [ E! (t) ] = E. (t)
J. 1. . 1
sejam, pela definição, equivalentes ;s equações (2) e (3) •
Assim,
íl . E. l = g. E. l õ1 1- 1 1-
J1o. E! = J t h. (t-t 1 ) E! (t') dt' J. 1 -00 l. J.
~ Expressão das saidas E1 , de Li•
Substituindo (11) elJl (12) ,
Ei = 1(,i[ ~i Ei_l] = *· n. E. 1 1 li 1-
--------------
(11)
(12)
(13)
(14) **
(15)
** - Por conveni;ncia, a dependência funcional em t , (t) , ser: omitida. Assim,
g-{ = gi (t) , Ei# = Ei (t) , etc., Depend;ncias funcionais em outras vari;veis se
rão assinaladas.
Portanto, aplicando i v;zes a equação (15), e observando que fizemos E = o
teremos :
Ei = '){,, i q, i )'bi-1 ~i-1 º • • '}bl q,l 4>
ou ainda,
Ei = CL~ < Tu j ~j f e se convencionarmos representar por
i
}I;_Wl
-6-
'
(16)
(17)
o operador correspondente ~ aplicação sucessiva e ordenada dos operadores CW) 1 , 'Wl2,
• •• , 'YY) i , ou seja, o operador mi rw) i-l • • • o/Yl l •
- Jiplicação sucessiva dos operadores q~j e JÍ? j
(a) operador ~j º
de maneira que
ou
(i) Definamos: i
g\t =lf g J. j:-.;=1 j
l
º' = ir ik ·-1 , J-
d* = e* - e* ik i k-J. :Lk
'C L tL t O - ,. l
o •••••••••••••••••••• _._ ••••
g~ = l.
-Ck f t L~+l ... , ...................... .
(18)
(19)
(20)
(21)
(ii) Apliquemos, nessa ordem, a uma função~, os operadores
(J;_ , ~ 2 , •• •ii . O resultado dessa aplic•t~. ser; :
~i ii-1 ••• ~l = (t gj) 4' = g!f (22)
em virtude das definições de () . e gtl' º tJ l.
(b) operador )bj. Definiremos simple~mente, tp i' como o resultado da aplicação su-
cessiva elos operadores )bj, j = l, 2, ••• , i sÔbre a função de entrada ~ 0
-7-
Então, i
1 i = < ! raj ) ~ = i i 16 i-1 .... 161 lf (23)
I.4 - Plano geral do trabalho ,
O presente trabalho se encontra dividido em cinco capitulos,
a saber
I - Introdução e defjniçÕes :. introduz, como foi visto, o
sistema S, suas equações fundamentais, al~m dos operadores que caracterizam os
blocos de S. ,
II - em que a resposta de Se obtida para o caso geral. ,
III e IV - onde a teoria vista e aplicada a dois tipos essen-
cialmente distintos de aplicações: sistemas onde se desja obter uma saida multipla ..
da entrada, por um fator variavel com o tempo, de intervalo para intervalo, e sis
temas onde, em oposição, se deseja apenas amplificar (por um fator constante) a
entrada do sistema. Representa o primeiro tipo, o chamado amplificador de ganho
digitalmente controlado, e o segundo, o amplificador do tipo chopper, que utiliza
um amplificador ac de maneira a obter amplificação numa faixa dj_stinta de frequên
cias, incluindo mesmo o zero. Para ambos os casos, problemas tipicos simples são
examinados.
V - Conclusões, onde se faz uma revista geral dos resultados,
e se mencionam as possibil1dades de aplicação e extensão dêste trabalho.
Capítulo II - ANÁLISE DA RG.SPOSTh DO SISTF.Má ESTUDADO
II.l - Introdução
-8-
Nêste capitulo, utilizando os elementos d.ntroduzidos no ca-, ,
pitulo anterior, chegamos inicialmente a um resultado valido para qmüquer siste-
ma s, expresso na forma de um teorema, com auxilio do qual a resposta do sistema , ~ obtida como a soma de duas parcelas essencialmente distintas, cujas principais
propriedades são analisadas.
II.2 - Lema
Sejam os operadores ¼ e 4 , definidos por :
:l/o f. = L: h(t-t') f(t 1 ) dt 1 (1) p
~ f = g f , sendo g = - T d .k uk ( 2, 3) li=()
onde os d.k são constantes reais finitasº Êsses operadores satisfazem a relação
abaixo :
onde
Demonstra cão :
Temos, por. substituição direta:
¼~r-4dbr= Jbl gr) -g~f =
= .Jb Í - i d k uk f 1 +. :f d k u. ¼,t = l k=O • k=O • 1C
= ta d.k l llic )b ; - ¼ ( f llic ~ em vtitude da linearidade de¼. Em consequência de (1),
ou ainda,
e assim,
1f>lru1J = o
% lr uk} =
:V-- t L~
"¼ ( f uk 1 uk
)ti C}r - ~Jbr =
(4)
(5)
(6):,
(7)
(8)
usando novamente a linearidade de )6. Aplicando (5) em (8), obteremos (4).
-9-
Oorol:rio l : Se considerarmos (ver nota *, cap I ) z: = - ro , u = l e portanto, o o
v = O • Nêsta caso, a relação (4) se escreve : o p
Yoqr-iJíor= {;1
d.kl\:·lb(rvk] (9)
Gorol;rio 2 : Se tivermos :
1b = ~-J j
4 - m~\ qm ( g = gj ' d .k = djk )
f = '-{' j-1
poderemos escrever :
€ •• JJ
(10)
onde definimos p
fjj = ho d~k ~ Kbl t{'j-1 vk} (11)
,ll,3 Teorem~ : Os operadores ~j e ¼j , e a função tf satisfazem a relação
~i; : .• _· ( 12) ,. . ·w
onde
Prova 1
i E: • = lí ··}{o
iJ _._._1
m m-J-..·
(por induçâ'.o finita)
(13)
(a) para i=l, a relação (12) se escreve:
Jbl lb. q}O - ~l 1'fol l{) O = ~\1 (14) ,
o que e um caso particular de (10), quando se faz j=l.
(b) suponhamos que (12) seja v;lida para um dado i. Provare
mos que ela~ então vJlida para i+l. (12) pode ser escrita:
i
* + :::::..L ,.~ = gi 10 i e.
' j=l ij (15)
i .¼ -* i+l gi+l {- E iJ'
J=l
(16)
-10-
Examinaremos agora, de per si, as duas parcelas do segundo membro. Em vista de (4),
fazendo
chegaremos a : - p .
Ji,i+ll ~+l 4'i) = ~+l ¼i+l tf1 + ~ d!+l k "k ~+l [ ~i vk) =
== g* 10 + t i+l li+l i+l i+l (17)
Por outro lado,
(1$)
observando-se (13).
Substituindo agora (18) e (17) em (16), obteremos :
i~l
ou ainda,
como
::: gi+l \f>i+l + 2-;_ Éi+l j
(T[ !b. n \ D ~lf n . j Jb) ,n = ~ j=l J v{j) 1 j=l ÔJ j=l jj 1 j=l
t que riamos obterº
f i+l j
(e) Dessa forma, vistos (a) e (b) , o m;todo da indução fini
ta mostra a validade de (12) para qualquer i.
II.4 - Expressão final das respostas de S - Ei
Como visto no Capitulo I (Eq.I.22),
E. Jf tfo. n _l 1 1 lj=l J ~OJ j Combinando a equação acima com o teorema anterior (Eq. 15), temos:
i
E. ::: gir 10. + L fJ.. j 1 1 11 j=l
E .. =( +t }(? íl ) f .. J.J \m=J+l m Õm JJ
onde
(I.22)
(20)
(21)
-11-
e p ,.. l
f .. = L di!k ul d0 . r (íl. l vk J J k=O .~ {: J L i J-
(22)
Dessa forma, a resposta fica decomposta em duas parcelas,
cujas caracteristicas e propriedades principais relacionamos abaixo: i i
(a) A primeira parcela, g~ ~-, ou seja, ll íl. -li- /\J,...... ,o , i 1 j=l K"J j=l 4~ 1 e
a saida do sistema representado na Fig II.4, e iguala o produto de uma funçaÕ do
tempo, g!, pela resposta ~ide UJil sistema invariante no tempo.
i*~i 1 · ar--r--' ~ ---1 4v. r
Fig II.4
(b). €:: jj pode ser decomposto em uma soma de funções que se
anulam idênticamente antes dos instantes Z'k. Cada uma dessas,funçÕes depende ,_
exclusivamente do sal to djk a ela associado, independendo das outras transições
que o sistema sofreu ou ainda vai sofrer 9
(e} Se aplicarmos os resultados do Ap;ndice II.A ao c:lculo
de fij a partir de ~jj , veremos que a propriedade da decomposiçio do tipo con
siderado ainda permanece, sendo que agora, entretanto, cada uma das parcelas, que , N
vai multiplicar uk contera nao apenas o fator djk , como anteriormente, e sim ta,m
b;m os valores de todos os sal tos ocorridos para t ~ tk , nos est;gios que o si
nal atravessou, ou seja, ~ij vai ser função de djk e dos saltos dmlc , j+l~· m ~ i.
te relacionada com a
sistemas invariantos
... ,... , A importancia das propriedades listadas acima esta diretamen-
utilizaç:o desta teoria, como se pode ver: i
(a) ~i = 1T ~J. co ~ a resposta do sistema composto pelos suJ2 J=l l ,
no tempo, e pode portanto, ser calculada por metodos mais s=i:Jn ,
ples, metodos operacionais, por exemplo as transformadas de Laplace (simples ou bi-
lateral), acrescendo ainda que~ e os ~j são certamente funções mais simples do
que, pv~ exemplo, E. ou g.Ei. J. 1
(b) Sabemos que para usar a trc:,nsformada de Laplace (simples),
devemos ter como funções de entrada(e de saida) funções id;nticamente nulas para
t < o, ou, utilizando UJ!l deslocamento no tempo, para tL e:,, sendo -e positivo ou ne-
-12-
gativo. Dessa forma, podemos calcular por interm;dio das transformadas de Laplace,
os [ .. depois de 1J obtidos os E jj •
(e) Naqueles sistemas em que cada H. (s) = [, [h. (t)] ~ uma fun - 1 J.. -
N l? , N 1• d n N , çao racional de s, cada Gjj e uma combinaçao inear as runçoes proprias do sistema,
em cada intervalo [ c:-k , C:::k+l) , enquanto € ij t uma combinação linear das funções
priprias do sistema Hj_ (s) Hj+l (s) ••• Hi (s) , no mesmo intervalo. Êstes fatos de
correm de q_ue uk Jb j lf vk]; mna combinação linear das funções próprias de H/s) , N , A, li,
uma vez que nao ha termo forçado para t ~ i::k: , por ser f vk = O nesse intervalo.
for outro lado, a resposta de Hi ( s) a mna das funções pr~prias de~,H/s) ~ uma fun
ção pr~pria de Hi (s) H/ s) para quaisquer i e j , ou então wna combinação linear
delas.
lü;rn do ser usada nas simplificações descrites ac:i.Ino, a decom-
po siçê'o efetua da nas , ,.
saídas do sistema , Ei , pode ser usada naqueles casos em que ~-...
um dos termos pode ser identificado com a resposta desejado do sistema (Ver Cap III)
ou. então ser nula, ou ainda desprezivel em relaç~o aos outros t;rmos (Gap IV)
II.5 - Um ~nico instante de transição ( p=l)
' , Vamos agora examinar um caso particular em que somente e neceJl
s;rio uma transição nas funções gi o Usaremos a mesma notação que anteriormente, o-
, . k d d , . bt 1 d mitindo entreatanto o ind11.ce =1, quan o esnecessario, para o er a gumas as pro-
priedades caracteristicnsdo sistema, nêste caso.
onde u = u1 = u (t ,
Alem disso, agora,
e
Ass:i.In,
- d. u J..
ê:j_) = u ( t - e:: ) sendo ~ = - et> e Z:l = r: º
v=l-u
- d~ u J.
Reescrevendo os resultados de II.4,
i
E. = g~• ,o. + L E. • • i i 1i j=l J.J
onde i
f . . = li .Jfu e: E • . J.J m=j+l m '-1Il J J
Gomo E .. = O lf, t ~ e::: e JJ
g = e m m1 Tf-t~c::::.,
i
teremos é. ij
Sejam agora.,
.. .. Em termos dest~s.,
onde
É •• J.J l
i
=T m=j+l ºm1 mll
~ .. = u U,. [ f. l V ] JJ J J-
S .. = [T ")h l €jJ' J.J m=j+l m
t .. =A .. ~ij J.J J.J
i
Aij = d~ ·-ir ºm1 J m=j+l
1f,lll }/êjj =O ift~c:::,
-1.3-
(26)
(27)
(28)
(29)
(30)
(31)
(32)
(33)
... Dessa maneira, neste caso particulur, podemos decompor cada f .. , em um produ
J.J -to A.. ~.. , onde :
J.J J.J
(a) A •• J.J
(b) 3iJ
, ~
so depende das funçoes g1 , g2 , ••• gi •
depende da função de entrada~ e dos sistemas H1 , H2,
••• Hi , e do instante <::: em que se realiza a transição.
O caso A .. = l , cm que € •• = 5 .. , ~ um caso particular 1J J.J J.J
muito importante. Êle pode ser alcançado fazendo-se, por exemplo,
t L C
g -g- =g=l 2 - 3 - ••o n , . -
e pode ser usado como base teorica para dcterminaçao experimental de s.. de vez J.J
-14-'• H '• , t que, se tivermos uma unica transiçao em um unico estagio j, e ob ivermos experimen-
talmente €.. , podnremos simplesmente obter todos os ·-g .. , e depois, calcular os J 1J
E. . a partir das transições sofr.tdas pelo sistema. 1J
ft • t II-A - Apendice ao Capitulo II
p
II.A.l - Demonstração:. Se x = 2_ ~ 1,c k=O
decomposição semelhante:
-15-
p
e y =L. yk ~ , z = x y admite uma k=O
~
onde zk = L ~ Ym m=O
=
=
p
II.A.2 - Demonstração : Se x admite a decomposição (=o ~(t) 1,c então, 1b g,. x
admite decomposição da mesma forma.
p
ou seja, fu~ x = ~ ~ 16[ zk 1,J já que %[zk uk1 = uk 1b l zk ~J em virtude da causalidade de Kb º
-16-
Capítulo III - Primeira típ~ de aplioaç0es ( AOCD)
III.l - lntreduçãe
O amplificador de canho dícitalmente º*ntralado, (também
ehamad0 amplifio~der 00m centrôle aut9mátioa ie canhe dicital - AGCD) é um
sistema em que a sa!ta pede influir sabre e seu «anhe total, «e maneira a
manter e seu nível de saída entre niveis prêfixadea, submetide.aàicienalme.a
te à restriçãe de s0mente variar• canh• por petênoias àe deiso i'um caso
particular de uma série de sistemas ( amplificadores) euje canhQ é brusca
mente varia.de, de uma_ maneira <iepenàen·te, eenforme e sistema, da saída eu
de um comando extern0. Tais sistemas.têm em cemum e fate de que mudanças de
ganhe devem ser transmitidas à saída, e pertant0, de que as mudanças àe canhe em seus estqies amplificadores sãe essenciais, ~end0 os fatores que de
vem cemper a mudança de canhe total aparente à saída. A varieàade desiste
mas assim oonstituides, tem uma c0nstante: a precisãe de canh0 pede ser ob
tida ãessa maneira é bastante superior àquela que pode ser ebtida cem canhes
continuamente variadas, precisão esta difícil de ser obtida.
 análise de um sistema dêase tipe, pretjetade ceme é, para
a ebtençie de um sinal determinad0, deve incluir a definição de um êrro, e,!_
paz de medir,nêste eaao, a inabilidade da saída de atingir imediatamente apés cada transição, 0 valar da saída 00rresp0ndente ae nove «anho instalada
nc sistema, meàinde per tant0 a diferença entre a saída atual do sistema, e
uma· saída desejada, que àeve ser definida incluindo as variaçees de ganhe,
que se des$jam aparentes à saída, e também aquelas deformaç9es que 0 siste
ma introduz no sinal, mesme quando não há nenhuma transiçãe. lste se&"Unde
aspecto pode ser aceite, em consequência de fate de que nenhum sistema fiai
ce, a ganhe c0nstante, que seja, é capaz de reproduzir fielmente uma entra
da aplicada a êle. lo n0ss0 sistema, tais deformaç0es ainda vão existir, e
oontinuarãe aparentes, mesm© quando das transições s@fridas, mas nã0 devem
ser inoluidas em um êrr0 cuja :finalidade é analisar o efei t0 de uma mudança
de ganho na sistema, e assim na saída desejada.
O sistema 3 estudada anteriormente, pode representar e si,.!
-17-
tema ie que tratamos acima, e .nêsse easo, em geral, 0s bleoes o1 representarie
atenuadores variáveis que se alternarão cem est~gios amplificadores H1, carac
terizados per suas funções de transferência H1(s).
De acôrdo com as considerações acima, a saída desejada pode
ser eL =-l l('.>~ , para o estágio Li' e e\\,:::. 4! I.{)-'\,\, vai representar a s1a,ída te tal des.!!_
jadat Observamos que:
(a) * (h caracteriza as mudanças de canho aofrida,s entre os
estág-ios l e L
(b) \()i inclui as deformações que os estágios amplificadores
H1(s) introduzem no sinal, mesmo quando «1= constante.
Des s;;.i, maneira, fi êrro será d efi nid0 com@ E.;_ .:: ti_ e~, sendo o
êrro devido às mudanças de ganho sofridas pelo sistema. A seção seguinte é ded,1
cada às definições, e à expressão de f-é, , obtida através dos resulta.doa ele capí
tulo anterior • .As demais seções examinam exemplos dêste tipo de aplicação.
III.2 - Definição de êrro, e sua expressão
. . Definimos a saída deseja.da para o está~io L1 de sistema s, como aendoei)_fr~:iri'~, onde (), e Jbj são os operadores definidos no capítulo I,
l.1=-' j ':;.\ ~ 01 J ~ ~ & a entrada db sistema.
Definimos o êrro €.;_, devido às transições sofridas pelo si.2,
tema s, à saída de 11 , como sendo igual à diferença entre a saída atual E1 e
a saída desejada e., 1
€i: =- t.l - ei De acôrdo com (II.20), ~- se escreve:
•
sendo é'.,j como
f:_ •• 'j
(1)
(2)
Convém obse;tvar que, nestas condições, ~i ~ o êrr0 total à
saída de 11 , Ejj é o êrro introduzido pelo estári0 j, observado à saída de Lj,
e EU~ o resultado d~ propagação do êrro até o estágio Li, onde é observado,
sendo portanto o êrro a;cerado por Lj ,observado em Li • 111,
O: êrro total, à saída de :3 ( ou de Ln ) é E""'--=- j~ ½ , igual
à aoma dos êrros gerados nos eatá,:ioa anteriores, observados à saída do siste-
ma.
III.) - Jrro de um sistema composto por estágios de primeira ordem, idênticos.
Seja, em particul~r, e sistema 3 representado na p~rina
se,;uinte.
-18-
Fig. III.3
@nde es estágios H1 (idênticos) são earacterizadoe por sua fun9ão de transfe
rência oemum, H( s:) , e as funções g1 sofrem uma únioa. transição em t- z •
ção de )b j , mas,
como surerido no
t- z- à
madamente,
De acôrdo oom o encontrado na seção II. 5 , r;.J, = l,{_ )bj. [ ,o, v-) = u, rt ()l G-ôl(+--t'\o'. (·P) ~(+') dt' =
~j-1 . too 'J-1 :
- oc (t--'Z:-) ) = ~i l z:.) & u., ( l-- z:. ( 3)
Para calcular ~j , podemes empre,:ar as inter;raia de def'-dini
entretanto, é mais simples usar as transformadas de Laplace,
capitule anterior, fazendo-se eorre:aponder, por simplicida.de,
( 5)
(6)
dem deduzir da expressão de Ei. e àa aproxims.ção a.cima.
III.~ - Análise dos resulta.d.os obtidos.
Consideremos o amplificador de ganho bruscamente variado da
seção anterior. Vimos, e~tão, quê o êrro é dado por
onde
Éi,::: z. Âtj~j L"'\
l t>ll\·-~)) l-j
l c-J) ~ se tefininnos, para facilitar a análise, X.::. IX li-- t) •
(8)
-19-
Fodemos ver, das expressões encontradas para Si:_j , que ·s;i: (ou ~j) é uma fu~9ã0 deoresoente de x (ou de t), para x 70, passanà0 por um;
máxime em x•O. (~j = 4!i•{c:,) ), no instante da transição. Além disso, TlJ (1,tj) se
anula. para x-0 , passa per um máxime (ou mínimo::, con:ferme a sinal de tl/.J-c) ), e decai exponencialmente para zero, quande ;i__,, a::>. Observando
~~i = -.e. [ .J..=i - , l (10) Q"l, lj 'X, J
que se anula para x=i-j, vemos que e máximo, nêsse instante, é e~-') i-J -( C-j) w.4'5:· = \Q,ld. J. é (11)
'J J li -j} ! . Ias condições ãa aproxima9ã.0 feita na seção anterior ( ~jx l{J ) , _ 'tlJ· ~ f'unçãQ a-
penas de 1-j, eu seja, de número de estágios que 0 êrro atravessa, desde que
é gerado, até o estágio em que é observado.
Vamos acora considerar o caso em que o sistema, em t-~, S,!,
* * * fre· uma mudança de canho, passando de um ganho e""'º para um ca.nho ~,:::t,LC.M, e em
que se aupae::que +i,penas o estágio k sofre uma tra.nsiçio, passando. de .ganho ~º para o canho \-l~o • Censià.eraremoa ainda válida a aproximação l(l.i'lt-~ , vista ante
riormente. Teremos:
Ci:o -:::. ci, ) i.t- k
µe~ -:::. C~1 ( C-::. k)
:portanto, e~ ~ i,.:: ~ LO = Ci:,,
',li; V, C~-o :::. ~
Ct:, t ~ k.
de manéira que
tl[ =
df -:::::
Assim, ~,j :::
~;~ :::.
Dessa maneira, '\,\,
o * \, ~
C.~o l \_ P-\ 1\ c,\fv\o :::. e,i:o l \ - }A l lvl-::.~+ 1
* VI,
e\¼) l\-\A-) J~ .g-~ -'\,\,-~ ~ 'L j,_;_ v,=.o -J t
em valor absoluto, para
e~~ ·2:_ ~ 171 = .i :.\ "
l ~ )\( \' X ou, e\,\. ~ cl,\,i) - CIAI J ~ (t) G-
0 que mostra que tanto maior será,
o valor de€...., quanto menor fôr k, de maneira que a melhor
(12)
(13)
(14)
(15)
(16) (17)
(18)
j~k (19)
(21)
qualquer x, (eu t),
situação será quan-
do tivermos k,máximo, igual a n. Uma transição, dessa forma, conduz ao menor
êrro, quando se realiza, integralmente, no ultimo est~io.
Podemos provar, nêste caso, que os miximos de¾ não tem correspondente em ~:
<. o
-20-\
(22)
!lrro relativo. Um êrra relativo padaria. ser definido como elA. /(ct1 ({lvJt-)) , di
vidindo o êrre _ ( a.bsolute) encontrado, pelo valer da. sa!d.a àesejada. no instan
te considera.de. Jlais o6mode, entretant0, é usar para representar tf}t-) ~ valor
de ~lt:,) e definir um êrro relativo
e"'" e-t, '{'l t-)
nas condições da aproximagão feita.
Para o easo particular acima,
cl - e!(\-}"-) .i,c: ~Í /* l '\ e c;.,-1/1. - J .J / (,,'IA.\ l(> t, 1
depenàe de um fator \-:::. l~ , sendo µ.
Of_b,IL 1 para e OL I~\ para
(23)
(2~)
(25) (26)
Quando se leva a cab0 uma diminuição de ganho, por um fa
tor µ, , o êrro relativo & bem maior que q_ua.ndo o ganho aumenta, pelo mesmo
fator. Dessa maneira, como uma norma para a escôlha de uma rotina ãas mu4an
ças de i'anhe de um sistema real, deveremos_ escolher par& as diminuições de
canho, os est,gios mais próximos do último • .il&m disso, notemos apenas que
como év.., proporcional a l(>lt:-) ( aproximadamente) se e instante ~ ~ esc0lhido d.e
manei~a a anular ou minimizar ~l~), o mesmo acontecerá, (aproximadamente), a
~ .. Evidentemente, uma análise bem mais detalhada pode ser fei
ta, ma~ isso não é o desejado aqui, onde eia apenas tii111ra como um exemple de
aplioâgão da teoria vista.
Capítulo IV - Segundo tipo de aplicacêts; chopper
IV.l - Introdução
-21-
O amplificador d. o. a vibrador s:f.ncrono pode ter âescri to
o 13e1,1 funcionamento, dizendo-se que êle amplifica sinais de baixa frequência
(d.e.) usando-os para modular um sinal em forma de onda quadrada, que é en
tão amplificado por um amplificador a.e. (cuja faixa de passagem não inclui,
em geral, as frequências da entrada). Um estágio posterior faz a demodulªyão
e a filtragem do sinal, de maneira que a. saída reproduz a entrada amplifica
da. lfão nos cabe aqui discutir ou demonstrar as qualidades e desvantagens do
sistema, nem sequer a sua realização prática. Interessa-nos apenas mostrar
que a teoria desenvolvida anteriormente permite analisar o seu comportamento,
sendo aplicada aqui de maneira inteiramente diversa da encontrada no capítulo
anterior.
Por simplicidade, êate capítulo se divide em quatro seções,
à. saber:
IV~l esta introàu9ã0
IV&2 - generalidades sôbre a apliêação da.teoria ao tipo de
sistema aqui estudado
IV.3 - uma análise sucinta de um modêlo extremamente simpl,i
ficado
IV.4 - oomentários dos resultados de IV.3, em que se estu
d.am as características principais tio sistema em estado permanente ou transi tê
rio
IV.2 - Generalidades
Um sistema como o amplificador ohopper sumáriamente ãescr,i
te em IV.l, pode ser representado pelo sistema S estudade anteriormente, como
abaixo, (fazendo-se, naturalmente, n~2)
Fig.IV.2
º1 e 02 represent~m @s estágios modulador e demodulador.
As funções ~1(t) e g2(t) que os definam, em geral, serio semelhantes ou i
guais. Exemplos para. êles são os ohoppers, simétrico e assimétrico:
(a) chopper assimétrico :
~~ ~T ~ t t,, ( .2.v.-t 1) T 'h ~ t.2.v.'\'1)1 f. t L .i(\A--1-,) T (1) ,1
<t-2-:. \- <à-1 (2)
(b) ohopper simétrico : \ -1
} +I
~1 ~ t L l'2¾-4l)T
( LM_..i., 1\1 f:. t L !Ll 'IA-\-\) ·1
-22-
( 3)
(4) lim continuação, n1 e H2 representam o estágio amplificador
(~.o.) e o filtro. De forma geral, H1 será um sistema passabania ou passaalt0,
e H2 será um sistema pas~abaixo,destinado a eliminar as frequências mais altas
introduzidas no processo.
Ie caso prático, a função tf de entrada será constituída de
frequ~noias inteiramente fora da faixa de passagem de n1, e, nessas condições,
potii ereme s tomar :
( 5)
como uma aproximação suficiente. lo caso em que~• constante, a aproximação
se tornará em igualàade, isto é, teremos realmente %1 l{J:::. O e
lfessas oondigÕ·es, escreveremos :
(6)
e portanto,
( 7)
Como vemes, aqui reside a distinção essencial entre êste
tipo de aplieaçÕos e o anterior, de vez que naquêle, o têrmo mais importante
da resposta é aqui nu.lo ou desprezív·el, e a resposta clesejaà.a do sistema de
ve ser procurada no têrmo E:'.i.1 , que n~quele caso era apena.a uma parcela de êrre.
Observemos apenas, para concluir, que se não tivermos
X,1~~ O polil.eremos sempre levar avante o oê!loulé, e obter os têrmos ez.. e E..i-z..
eia respesta. Entretant0, realmente, repetim0s, o valor de{),-i%,~ poder~, em C,!
ral, ser d«sprezado, frente a f'.i1 , e a~: respasta será dada por éz. 1 •
IV.3 - Análise de um eas0 extremamente simplificado
Censideraremea nesta seção, e na secuinte, um caso particu
lar eJtremamente simplif4cado daquêle encontrado em IV.2 • Faremos, 00m efei-
to, do primeil'o I - de transferência de H1 e H2
,irau as funçoes '
quais sejam,
\-\, (.ç) -::. s -::. \- --!-'+ ~ S-k ~ (8)
\--\2 l s) = O(
(9) .!; -1- \\(
e cem que as funções g1
( t) e c2(t) sejam icuais . .
-23-
'C L Ü
~Í f. t" L(~-1: \) Í (10)
\~-\-l)í ~ \- L ll IM-+ l)T , lvl:0,1, ... Podemas exprimir também r«1(t)=c2(t) na forma já us~da anteriormente,
ro W
4-:: - L d.~~ =- L (-\)1< u. (t--- k-T) (11) \.:.:.o 1':-=-o
0 que nes permite escrever (k-~1)
&. ·l' :: l- 1) (12) ~')
Para que se tenha realmente%\ ~~O, tomaremea para a a
nálise, l.p-:z. Lfo = constante, come função cie entra.eia. A resposta a tfc.l{)0 seri .i.
presentada nesta seção, e suas propriedades principais, na seção seguinte.
Temes :
(13)
(14)
e
Assim,
(16)
Portanto,
Ep 'li,,_ q.,_ i;,, ~ ~i. [ 4- lo d . ._ ti._ 'Xi.[~¾)] (17)
De aeêrdo com o apêndice IV-A, temp.s, para qT f t , (q+l)T
,: _ ,_ _fX'lt--q,T) ~ .- ~lt--t4-1) e.. 1.. _ 1.i.4 6 + º'1- G (18)
onde, 00nforme a pariàad.e de q, (q • 2p eu , ... 2p+l) ,
*) - Nêste caso, u0 J O, e pori o tó i t d d d T · · ss , e 130ma -r o se ex en e -. es e zero, mes-
ma :para o cálculo de éjj ( no cas&, é.11 ) •
- Â soma indicada ( até infinito) representa apenas a soma até q, sende
o intervale [ qT , {q+l)T ) o i11terval0 que centém e ponto t considera.ão.
Bip -;::; lX~º IX-~
B'lf·H-=- o lstes resultados
l -t f:::, - ~ (q, + 1 )'T
\+1::,-foT
serão analisaàos e oomentades na ae9ão sel'fl,inte.
IV. ,4 - A.nâli se dos resulta.d.os obtidos.
(21)
(22)
1m vista das express0es encentradae n0 final ia s~ção an
terior, pedemgs dizer que
(a) Durante o intervale em que c2fo (intervalos onde q & par) a resposta do sistema, uma superposi9ãa à~s expenenciais característi-
( ~ 11,T ) .1 • • ( -~T ) cas do amplifioa.d.Gr ~ 1v , e 1;1.e filtro passa.baixo G. , e nes inte1:
valos em que q é ímpar, (onde ~2-o), apenas a segun~a expenen0ial se aprese!!.
ta, em virtude do desac0plament0 efetuade per g2•0.
(b) Pede-se verificar que a saída 12 é uma funçi0 contínua
(23)
e que
(24)
o que j4 era, naturalmente, esperade.
(e) À medida que q oresee, Ã e B têm dois p0nt0s de acuq q mulagão, eaàa um. la realidade, podemos observar que:
= ~ l _l__ r' ·- GcxT ·i - -E _ _2-off \ :, «-~ l l+6fí l i- 60(1
\-GZOlT \
=- IX\(}o E O(Í r 6 O<T 1 ) - P., +-
Q(-~ l-G°'TL \4-6°'T l.+G~T 1
e
Lw. Âl,\)-\'I ;. l)[~º
~--400 ot-~ l l~b~Tt ,~::: 1 + t-6::T \ =
- (){ \{)º GlXT l \ ~ G~T j -
!X-~ 1-t:0(1 l-+ G"''T
~IM- Bip . 1XlPo + - B \ -f,T
..... p ·--\ OCI 0<.-0 -t t
~-
(25)
(26)
(27)
e, em
sendo
estada permanente, »2 peãe ser esorit0:
~ =- p., + G. -NTo + E,+ é- ~+-o nes intervalos pares
ti. -=- Â- 6 -~+---0 nes intervales ímpares
t 0 a tempo contada a partir do ínici© de intervalo.
(28)
(29) ( 30)
(d) o val<?'médio de E2 poàe ser caloulad0, c@mo sendo, em
estado permanente: r- T
- . 11 ( -+ - txto Ei. =- _I (\ E + :l.T o
( 31)
_l --h l _oc:T 1-t 6 2.~T O( -~\ 1- <:: p.>T ] = ~ lfo =- é + G .
,ií I+ €: ~T ~ \ ..+ E ~•
de maneira que K será o efetivo «anho do sistema. Bum sistema r~àl, deveria-
mos ainda aeresoentar a êste fator K, e ganhe do amplificaâor a.o., que, ne
nosso exemplo, foi ternado unitário, ,, portanto, teríamos um canho efetivo
KK0 , chamandG de K0 êsse outro fatoro
-26-
IV-A - A.pêndice
Cáloul0 de 12 ; lste apênàice centém a demonstração da expressão apresentada
na seção IV.3 •
Come ponte de partida, temos,
t, ~ )b, l 4 [ ,1_,, '-'lc %, e ~,i-.1 J onde
Come
Ora, como ~ k k
- \ - (-1) ·z d, \M ~ l ('--\)V\,\-\, 1 ""'
'h-t::.O 'Z
T ~ (\\A- 1,) 1 (-d'- - é~ fo !c:.T & •'lv\ G ::. ---~---
'lvl::.o 1 + e f!>T e, além disso, usando a transformada de Laplace ( utilizando JOmo tempo t-kT)
1j [ ~ /M +-- llT) ) J r'~, r rx · ~ J - -' l~ lj__ _ _i \) _
teremes :
601- é LL(t-k-T =-- .J.. LJ>-1-o( .s+~ - [ ~-OI.~+()( -t-+fo) -
_ (), \ e.- r,.l+-lcT)_ é- ~l-1--lt.í)\ _r_ I::; ) u (-hk:Tl ~-<X
k - ~\LT (_,, ,.. 6
\+ & pr
l+ C-1) t<
:2,
-21-
Se su:r>usermes t ocrntid0 ne intervalo [ qT , (q+l)T ) , escreveremos :
\+ (-\J lt. )( -t<Ít--!Lf) _ fb(+-l~T)) É - E
2-. 4t · -~·t:-
Vam0s agora calcular os fatores que multiplicam é e G na expressão acima,
oalculande as somas indicadas abaixe •
~ ~ z [ 1-- ,s~k'T (_,) 1' - .1-+ ~<) I<] t=- l>l\t.T = k:--=-O 1-+ G ~T ]
[
1- é l)(lq_+í)í . l-1- 6 loL-fo) (~-1- i) T (-\) ~ -
= 1 +I G (b T 1- <::-ôlT 1-+ é toc - ~) T T 'f. J_ ( ,_ ~ O( l4+1)T + I+ 6.0ll'4+ 1) /-) ') J
- 2 1- éllc'.T l--4- G,blT
~ \ ~\c.T l '\ k I<: ] íl.\ií s =- l \- G ..,... - \ ) .- 1-+ ( -í) b 1" :::
~ ~=- O \-t é ~ I 2-
\ Í 1- é~{ iq.+ \) T _ l-+ ~,) ~ ] = \+ ~ P.,T l 1- E. (b'í
_..L l-1- 6 f1>(1-+1)Í + ,l+éfol':\-+1)T{-l)tq.]
2 l-6/bT 1-+E-jbT
Cam aux!lie dêsses resultad0s, p0derem0s escrever:
ande ¾: O(IPo -O(_ {b
- (>('-Po
e o/-~
~:- .:.!; \::ti= Í~l-_;;..é_~(-:-e?t-f-=-1)_t - \+(-l)q.J-~ [1-t~( ... t,]T ~ 1+lllfl:\_,~l - ~ G )f-t-E~Tl l-e~T '2 2 1- elhT Hf:r,
Se levarmos em conta a paridade (ou não) de q, eu seja, fazendo q•2p (q•2p+l),
eu
Bip =
Bip + 1 ~ o
-28-
V.- Conolus@ea
Como foi visto anteriormente, 0 ponto fundamental ãêste
trabalhe é o estabelecimento de uma relação entre os operadores característ!,.
cos do sistema estudado.
lata relação, apresentada na forma de um teorema, é váli
da para os sistemas passíveis da decomposição em blocos apresentada no Cap.
I. Nessa ocasiãe foram feit~s várias_hipáteses, para assegurar a validade
do teorema, como passamos a discutir:
O teorema é válido, de acârdo com as hipóteses feitas, P,!
ra os op~radores 1(o correspondentes a sistema lineares, causais, invariantes
no tempo. ls duas primeiras restrições, necessárias à demonstração, foi, por
oomodid~de, acrescentada a última., que não é essencial para a. demonstração do
teorema.
As restrições feitas a q,, eu à sua função característica
gi(t) (continuidade e constância por intervalos), foram feitas de maneira a
incluir os casos em que transições são levadas a efeito, em um ou em váries
estágios,.simultâ.neamente ou nie, e a particularização para um único instante
de transição permite analisar não apenas êsse caso específico, mas também o
caso em que as transições si.o suficientemente afastadil,s entre si no tempe, de
maneira que uma influi àesprezívelmente sobre a outra.
Da maneira como f0ram a.presentadas, es instantes de transi
ção são supostos conhecidos, mas na realidade basta que êles sejam função de
um sinal externo qualquer, que pode até mesmo ser a entrada eu outro sinal de
pendem·~e dela. Dessa maneira, esoolhende: se convenientemente os instantes de
t~ansiçia, podemos analisar aquêles sistemas não lineares, que sejam pa~sí
veia de equivalência a um sistema variante no tempo, como 0 oensiderado.
Quanta às aplicações apresentadas nos Capa. III e IV, sua
análise figura apena.s como e:J;ernplo de utilizaçã© da «eoomp@siçãe do sinal pe1:
mi tida pelo teorema estudado.
Assim, no Cap. III, uma saída desejada e um êrra são defi
nidos, e e última calculada, para uma amplificador de 1anh0 bruscamente ( 0 u
discretamente) variade, e, por outro lado, no Cap. IV, a saída é calculada,
para um modêlo simples de amplificador chopper, em estado permanente e esta
ão transitárie, e seu ranho efetivo é determinado.
O trabalho vist0, pode ser ceneralizado e (0u) extendido,
a nosso ver, nas seguintes direções principais:
(a) extensão a sistemas não lineares passíveis de equiva
lência a sistema lineares variantes n0 tempo, eeme o sistema aqui estuàad@.
-29-
(b) extensão aos sistemas variantes no tempo, em que
g.(t) se transforme em uma funçi0 contínua. 1
(e) exame à0 cas0 em que aa comutaçâes.de ~anha sio fei
tas em instantes e (eu) valeres escolhidos aleatóriamente.
(d) análise de ruído no case de transições conhecidas.
-30-
lH:BLIOGRAlf'IA
lo Geophysics, Dez, 1965 - Abstraets ef papers presented at the 35th Annual
Intern~ti0nal SIG meetingo
2. Linear System Analysis - C.A.Deseer e L.A.Zadeh, KcGraw-Hill
3o Principles and Techniques of Ap:plied lfathemi.,tics - JSern~.rd Friedman , J0hn
W;Uey
4. i~near Differential ~quations - Kenneth 5. Killer, Ierten
5, Operational Caloulus - Van der Pele Eremmer, Cambrid«e
6. State Space Anli!.lysis ef C0ntrol Systems - M.Ogata , F'rentioe-IIall