Embed Size (px)
Citation preview
BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TẬP ĐOÀN BCVT VIỆT NAM
HỌC VIỆN CÔNG NGHỆ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG
-------
NGUYỄN QUANG HƯNG
XỬ LÝ ANTEN MẢNG THEO KHÔNG GIAN-THỜI GIAN
TRONG THÔNG TIN VÔ TUYẾN DI ĐỘNG
LUẬN ÁN TIẾN SỸ KỸ THUẬT
HÀ NỘI - 2006
-i-
BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TẬP ĐOÀN BCVT VIỆT NAM
HỌC VIỆN CÔNG NGHỆ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG
-------
NGUYỄN QUANG HƯNG
XỬ LÝ ANTEN MẢNG THEO KHÔNG GIAN-THỜI GIAN
TRONG THÔNG TIN VÔ TUYẾN DI ĐỘNG
Chuyên Ngành: Mạng và kênh thông tin liên lạc
Mã số:2.07.14
LUẬN ÁN TIẾN SỸ KỸ THUẬT
NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC:
1. TS. Đặng Đình Lâm
2. TS. Chu Ngọc Anh
HÀ NỘI - 2006
-ii-
Lời Cam Đoan
Tôi xin cam đoan đây là công trình
nghiên cứu của riêng tôi. Các số liệu, kết
quả nêu trong bản luận án là trung thực và
chưa từng được ai công bố ở đâu và trong
bất kỳ công trình nào khác.
Tác giả
Nguyễn Quang Hưng
-iii-
Lời Cảm Ơn! Tôi xin bày tỏ lời biết ơn sâu sắc tới TS. Đặng Đình Lâm và TS. Chu
Ngọc Anh đã tận tình hướng dẫn trong suốt quá trình làm luận án. Đặc biệt,
sự chỉ bảo tận tình và sự tạo điều kiện thuận lợi trong các hoạt động nghiên
cứu khoa học của TS. Đặng Đình Lâm có ý nghĩa vô cùng to lớn để tôi có thể
hoàn thành được luận án này. Tôi cũng xin cảm ơn PGS. TS. Nguyễn Minh
Dân vì những chỉ dẫn, định hướng quan trọng ngay từ khi xây dựng đề cương
nghiên cứu.
Các kết quả mang tính thực tiễn cao có được là nhờ sự giúp đỡ tạo điều
kiện nghiên cứu tại các phòng thí nghiệm ở Hàn Quốc của TS. Phùng Văn
Vận, TS. Nguyễn Kim Lan, TSKH. Nguyễn Ngọc San. Tôi cũng không thể
không cảm ơn TS. Seung Chan Bang, TS. Byung Han Ryu và các bạn đồng
nghiệp Won Ik Kim, Il Guy Kim tại Phòng thí nghiệm thông tin di động-Viện
nghiên cứu Điện tử Viễn thông Hàn Quốc (ETRI) vì những giúp đỡ quí báu
trong thời gian tôi thực tập tại đây. Xin cảm ơn Won ok Kwon- người bạn
luôn có cảm tình đặc biệt với Việt Nam và vẫn liên tục giữ liên lạc với tôi
trong mấy năm qua qua việc cung cấp tài liệu, trao đổi những thông tin về
những phát triển khoa học công nghệ mới nhất trong lĩnh vực liên quan tại
Viện ETRI.
Cảm ơn TS. Danie van Wyk-Đại học Tổng hợp Nam Phi đã hỗ trợ để tôi
có thể phát triển phần mềm mô phỏng hệ thống W-CDMA từ phiên bản tuân
theo tiêu chuẩn cũ của ông. Bên cạnh đó, sự sẵn sàng trao đổi, giúp đỡ của
GS.TS. Hak Lim Ho- Đại học Tổng hợp Chon-An, Hàn Quốc cũng đã giúp tôi
định hướng một cách rõ ràng hơn trong nghiên cứu.
Cuối cùng, tôi xin cảm ơn bố mẹ, tất cả gia đình, bạn bè, người thân đã
trực tiếp hay gián tiếp giúp đỡ, chia sẻ, động viên tôi rất nhiều để có thể hoàn
thành bản luận án này.
-iv-
Mục Lục
Chữ Viết Tắt .......................................................................................... vii
Mục lục Hình vẽ.....................................................................................ix
Mục lục Bảng biểu................................................................................xii
Mở Đầu....................................................................................................1
Chương 1. Tổng quan vấn đề nghiên cứu .............................................4
1.1. Sơ lược về quá trình phát triển kỹ thuật xử lý tín hiệu mảng ...... 4
1.1.1. Sự phát triển của kỹ thuật anten: ...................................................................................4 1.1.2. Tín hiệu trong miền thời gian, không gian ....................................................................6
1.2. Xử lý không gian-thời gian trong thông tin di động ...................... 9
1.2.1. Mô hình hệ thống không gian-thời gian ........................................................................9 1.2.2. Môi trường thông tin di động ......................................................................................14 1.2.3. Mô hình và đánh giá kênh không gian-thời gian.........................................................21 1.2.4. Ưu, nhược điểm của kỹ thuật xử lý không gian-thời gian...........................................23
1.3. Phân loại anten ................................................................................ 25
1.4. Đặt vấn đề nghiên cứu..................................................................... 27
Chương 2. Kỹ thuật xử lý đối với anten mảng.....................................31
2.1. Kỹ thuật phân tập............................................................................ 31 2.1.1. Kết hợp tỉ lệ cực đại ....................................................................................................36 2.1.2. Tăng ích phân tập ........................................................................................................41 2.1.3. Tăng ích anten .............................................................................................................42 2.1.4. Ảnh hưởng của tương quan nhánh ..............................................................................43
2.2. Kỹ thuật tạo búp sóng..................................................................... 47 2.2.1. Chuyển búp sóng.........................................................................................................47 2.2.2. Tạo búp sóng thích nghi ..............................................................................................50 2.2.3. Các thuật toán thích nghi.............................................................................................55
-v-
2.3. Thuật toán tạo búp thích nghi có hỗ trợ của kênh hoa tiêu cho
đường lên DS-CDMA ................................................................................ 59 2.3.1. Anten thông minh cho DS-CDMA..............................................................................59 2.3.2. Mô hình tín hiệu ..........................................................................................................61 2.3.3. Kết hợp theo không gian ở máy thu trạm gốc .............................................................64
2.4. Tổng kết chương .............................................................................. 67
Chương 3. Hiệu quả về dung lượng của anten thông minh đối với hệ
thống GSM ............................................................................................68
3.1. Đánh giá hiệu quả về dung lượng khi sử dụng anten thông minh
chuyển búp sóng......................................................................................... 68
3.2. Kết quả tính số ................................................................................. 72 3.2.1. Hiệu quả về dung lượng với hệ thống AMPS ............................................................72 3.2.2. Hiệu quả về dung lượng đối với hệ thống GSM ........................................................74 3.2.3. Đề xuất mẫu tái sử dụng tần số cho mạng GSM ở Việt Nam khi sử dụng anten thông
minh .....................................................................................................................................76
3.3. Ảnh hưởng của pha-đinh và che khuất tới việc tái sử dụng tần số
........................................................................................................... 77
3.3.1. Ảnh hưởng của sự che khuất .......................................................................................82 3.3.2. Các vùng nhiễu............................................................................................................83 3.3.3. Đánh giá ảnh hưởng của các nguồn nhiễu đồng kênh trong thực tế............................85
3.4. Hiệu quả về dung lượng của anten chuyển búp sóng với ảnh
hưởng của che khuất và pha-đinh............................................................ 90
3.5. Tổng kết chương .............................................................................. 94
Chương 4. Phối hợp kỹ thuật tạo búp và phân tập cho hệ thống W-
CDMA....................................................................................................96
4.1. Hệ thống W-CDMA......................................................................... 96
4.1.1. Các đặc tính chủ yếu của W-CDMA...........................................................................97
-vi-
4.1.2. Kênh vật lý đường lên .................................................................................................98 4.1.3. Kênh vật lý đường xuống ..........................................................................................100 4.1.4. Môi trường mô phỏng W-CDMA .............................................................................102
4.2. Phối hợp kỹ thuật tạo búp sóng và phân tập cho hệ thống W-
CDMA ....................................................................................................... 107
4.2.1. Chỉ tiêu kỹ thuật tạo búp sóng...................................................................................107 4.2.2. Chỉ tiêu kỹ thuật phân tập thu ...................................................................................112 4.2.3. Đề xuất phối hợp kỹ thuật tạo búp và phân tập cho hệ thống W-CDMA .................115
4.3. Kết quả mô phỏng ......................................................................... 117
4.4. Đo kiểm hệ thống thử nghiệm anten thông minh cho W-CDMA
119
4.4.1. Giới thiệu hệ thống thử nghiệm.................................................................................119 4.4.2. Anten mảng thông minh ............................................................................................120 4.4.3. Cấu hình hệ thống và điều kiện đo ............................................................................122 4.4.4. Kết quả đo kiểm trên hệ thống thử nghiệm ...............................................................129
4.5. Xử lý kết quả đo kiểm và so sánh với kết quả mô phỏng .......... 131
4.6. Tổng kết chương ............................................................................ 133
KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN...........................................134
Kết luận..................................................................................................... 134
Hướng phát triển tiếp theo: .................................................................... 135
Bài báo, Công trình đã công bố..........................................................136
Tài liệu tham khảo ..............................................................................138
Tiếng Việt.................................................................................................. 138
Tiếng Anh ................................................................................................. 139
-vii-
Chữ Viết Tắt
Tiếng Anh Tiếng Việt ABF
AMPS
AWGN
BER
BLER
BPSK
cdf
CIR
CNR
DIV
DPCH
DPCCH
DPDCH
DS
FDD
GSM
LMS
LOS
MIMO
MRC
RF
rms
SIR
SIRtarget
Adaptive beam-forming
Advanced Mobile Phone System
Additive White Gaussian Noise
Bit Error Rate
Block Error Rate
Binary Phase Shift Keying
Cumulative Distribution Function
Carrier-to-Interference Ratio
Carrier-to-Noise Ratio
Diversity
Dedicated Physical Channel
Dedicated Physical Control Channel
Dedicated Physical Data Channel
Direct Sequence
Frequency Division Duplex
Global System for Mobile
Communications
Least Mean Square
Line Of Sight
Multiple-Input Multiple-Output
Maximum Ratio Combiner
probability density function
Radio Frequency
Root Mean Square
Signal-to-Interference Ratio
Signal-to-Interference Ratio Target
Tạo búp sóng thích nghi
Hệ thống điện thoại di động AMPS
Tạp Gauss Trắng Cộng
Tỉ lệ Lỗi Bít
Tỉ lệ lỗi khối
Khoá Chuyển Pha Nhị phân
Hàm Phân bố Tích luỹ
Tỉ số công suất sóng mang trên
nhiễu
Tỉ số công suất sóng mang trên tạp
Phân tập
Kênh vật lý dành riêng
Kênh điều khiển vật lý dành riêng
Kênh dữ liệu vật lý dành riêng
Chuỗi trải phổ trực tiếp
Song công phân tần
Hệ thống thông tin di động toàn cầu
GSM
Trung bình Bình phương Nhỏ nhất
Nhìn thẳng
Nhiều đầu vào Nhiều đầu ra
Bộ kết hợp Tỉ lệ Cực đại
Hàm mật độ xác suất
Cao tần / Tần số vô tuyến
Căn Trung bình Bình phương (Căn
quân phương)
Tỉ số tín hiệu trên nhiễu
Tỉ số tín hiệu trên nhiễu đích (được
-viii-
SNR
TCP
TDD
TDMA
TDTD
UE
UMTS
W-CDMA
Signal-to-Noise Ratio
Trasmission Control Protocol
Time Division Duplex
Time Division Multiple Access
Time Division Transmit Diversity
User Equipment
Universal Mobile
Telecommunications System
Wideband Code Division Multiple
Access
đặt trước trong phép đo)
Tỉ số tín hiệu trên tạp
Giao thức điều khiển truyền
Song công phân thời
Đa truy nhập phân thời
Phân tập phát theo thời gian
Thiết bị đầu cuối
Hệ thống thông tin di động UMTS
3G sử dụng W-CDMA
CDMA băng rộng
-ix-
Mục lục Hình vẽ
Hình Trang
Hình 1.1. Tín hiệu trong không gian
Hình 1.2. Mô hình hệ thống thông tin với N phần tử phát và M phần tử
thu trong môi trường tán xạ.
Hình 1.3. Phân loại kỹ thuật xử lý không gian-thời gian và anten thông
minh
Hình 1.4. Phân loại anten thông minh
Hình 2.1. Anten mảng phân tập M phần tử
Hình 2.2. Hàm phân bố tích luỹ của γs so với γs/Г cho kỹ thuật kết hợp tỉ
lệ cực đại.
Hình 2.3. BER so với ‹γ› = MГ khi M thay đổi
Hình 2.4. Hai phần tử với các tín hiệu tương quan
Hình 2.5. Ảnh hưởng của tương quan nhánh lên phân bố công suất đầu ra
ở bộ kết hợp tỉ lệ cực đại phân tập kép.
Hình 2.6. BER so với ‹γ› (dB) của bộ kết hợp tỉ lệ cực đại 2 nhánh có pha-
đinh tương quan
Hình 2.7. Anten mảng thích nghi
Hình 3.1. Mẫu tái sử dụng tần số trong thông tin di động
Hình 3.2. Tăng dung lượng bằng anten chuyển búp sóng cho nhà khai thác
AMPS có băng thông 12,5 MHz, hệ số tái sử dụng N=7.
Hình 3.3. Tăng dung lượng bằng anten chuyển búp sóng cho nhà khai thác
AMPS có băng thông 12,5 MHz, hệ số tái sử dụng N=4.
Hình 3.4. Tăng dung lượng bằng anten chuyển búp sóng cho nhà khai thác
GSM có băng thông 8 MHz, hệ số tái sử dụng N=4.
Hình 3.5. Tăng dung lượng bằng anten chuyển búp sóng cho nhà khai thác
GSM có băng thông 12,5 MHz, hệ số tái sử dụng N=4.
8
11
14
27
34
40
42
45
46
47
53
69
73
74
75
75
-x-
Hình 3.6. Thay đổi CIR khi hệ số tái sử dụng tần số giảm từ 4 xuống 1
(__: N=4, -x-: N=3, -o-: N=1)
Hình 3.7. Tăng dung lượng bằng anten chuyển búp sóng cho nhà khai
thác GSM có băng thông 8 MHz, hệ số tái sử dụng N=3.
Hình 3.8. Tăng dung lượng bằng anten chuyển búp sóng cho nhà khai thác
GSM có băng thông 12,5 MHz, hệ số tái sử dụng N=3.
Hình 3.9. Vùng có nhiễu và không nhiễu (a) không có pha-đinh (b) có
pha-đinh và che khuất.
Hình 3.10. Xác suất mất liên lạc khi có pha-đinh và che khuất
Hình 3.11. Ranh giới vùng nhiễu với các xác suất nhiễu khác nhau khi có
pha-đinh và che khuất
Hình 3.12. Xác suất nhiễu đồng kênh, với i cho trước, theo Zd.
Hình 3.13. Chỉ ra một điểm của xác suất rớt cuội gọi với sáu ô đồng kênh
cho m=1,6 và 12 búp và dσ =6 và 12 dB.
Hình 3.14. Đồ thị biểu diễn Zd (hình trái) và Ne theo m (hình phải)
(với ζ=0,7, n=4,5, Pout=1%, σd=6dB, qd=22 dB)
Hình 3.15. Hàm hiệu suất phổ tương đối theo số búp sóng
(với ζ=0,7, n=4,5, Pout=1%, σd=6dB, qd=22 dB)
Hình 4.1. Cấu trúc khung của kênh DPDCH/DPCCH đường lên
Hình 4.2. Cấu trúc khung của kênh DPCH đường xuống
Hình 4.3. Sơ đồ khối tổng thể đường lên
Hình 4.4. Sơ đồ khối tổng thể đường xuống
Hình 4.5. Giao diện chính của phần mềm mô phỏng
Hình 4.6. Giao diện để thiết lập các tham số mô phỏng
Hình 4.7. Kết quả mô phỏng đối với phân tập MD = 4 anten, hệ thống tạo
búp MB = 4 anten và hệ thống phối hợp cả phân tập và tạo búp ở môi
trường không nhìn thẳng
Hình 4.8. Cấu hình hệ thống anten thông minh
Hình 4.9. Anten mảng
76
77
77
80
82
84
89
92
92
94
99
102
103
104
105
106
118
120
121
-xi-
Hình 4.10. Hệ thống anten thông minh thử nghiệm tại Viện Nghiên cứu
ETRI
Hình 4.11. Cấu hình hệ thống anten thông minh cho W-CDMA sử dụng
trong đo kiểm
Hình 4.12. Cạc kênh của bộ tạo búp sóng thích nghi (hỗ trợ 3 séc-tơ x 8
anten)
Hình 4.13. Mẫu búp sóng cố định đường xuống
Hình 4.14. Dạng búp sóng đường xuống (chuyển mạch búp sóng) và
đường lên (búp sóng thích nghi)
Hình 4.15. Kết quả đo kiểm SNR trên Testbed theo giá trị SIRtarget đặt
trước
Hình 4.16. Kết quả đo kiểm BLER cho ABF 8-anten và DIV 2-anten
Hình 4.17. Tỉ lệ lỗi bít BER đo được với ABF 8-anten và DIV 2-anten
123
124
125
128
129
130
130
132
-xii-
Mục lục Bảng biểu
Bảng Trang
Bảng 4.1. Các chỉ tiêu kỹ thuật chính của W-CDMA
Bảng 4.2. Các tham số đầu vào để đánh giá chỉ tiêu BER
97
117
-1-
Mở Đầu Các hệ thống thông tin di động đang phát triển bùng nổ trên thế giới và
cả ở Việt Nam. Trước yêu cầu ngày càng cao của người sử dụng dịch vụ
thông tin di động về chất lượng, dung lượng và tính đa dạng của dịch vụ và
đặc biệt là các dịch vụ truyền dữ liệu tốc độ cao và đa phương tiện, việc
nghiên cứu, ứng dụng các công nghệ và kỹ thuật tiên tiến đáp ứng nhu cầu
này luôn là một đòi hỏi cấp thiết.
Một trong số các kỹ thuật để có thể giúp cải thiện đáng kể chỉ tiêu và
dụng lượng của hệ thống đang được tập trung nghiên cứu trên thế giới trong
thời gian gần đây là kỹ thuật xử lý không gian-thời gian. Kỹ thuật này cho
phép sử dụng tối đa hiệu quả phổ tần cho hệ thống thông tin vô tuyến nói
chung và hệ thống thông tin di động tổ ong nói riêng. Nhờ sử dụng nhiều
phần tử anten, kỹ thuật này cho phép tối ưu hoá quá trình thu hoặc phát tín
hiệu bằng cách xử lý theo cả hai miền không gian và miền thời gian tại máy
thu phát.[16,17,19, 28, 36]
Việc tiếp tục nghiên cứu phát triển kỹ thuật này để tiến tới có được các
sản phẩm hữu dụng có chỉ tiêu chất lượng cao, đồng thời phù hợp với khả
năng xử lý, tính toán của các thiết bị hiện có cũng như ứng dụng nó vào trong
các hệ thống thông tin di động hiện có một cách hiệu quả thực sự là vấn đề
cấp thiết. Việc thực hiện tốt những nghiên cứu này sẽ mang lại hiệu quả rất to
lớn về dung lượng cũng như hiện thực hoá khả năng truyền dữ liệu tốc độ cao
cho các hệ thống thông tin di động như GSM hay CDMA hiện tại cũng như
các hệ thống thông tin di động thế hệ mới.
Mục tiêu của luận án là nghiên cứu kỹ thuật xử lý không-gian thời gian
bằng anten thông minh cho thông tin di động với các trường hợp cụ thể anten
thông minh cho mạng GSM ở Việt Nam và các hệ thống CDMA.
-2-
Đối tượng và phạm vi nghiên cứu của luận án là tập trung giải quyết
những vấn đề sau:
- Nghiên cứu thuật toán tạo búp thích nghi có độ phức tạp tính toán thấp
nhưng tốc độ hội tụ cao để phù hợp với khả năng của thiết bị thực tế.
- Đánh giá hiệu quả của việc sử dụng anten thông minh trong hệ thống GSM
có tính đến các điều kiện cụ thể của hệ thống GSM ở Việt Nam để đề xuất
phương án ứng dụng, triển khai nhằm sử dụng tài nguyên một cách hiệu
quả, có xem xét, đánh giá ảnh hưởng của pha-đinh và che khuất.
- Nghiên cứu kỹ thuật nâng cao chỉ tiêu cho hệ thống anten thông minh cho
W-CDMA, hệ thống thông tin di động thế hệ 3 IMT-2000.
Phương pháp nghiên cứu được thực hiện là nghiên cứu lý thuyết kết hợp
với mô phỏng bằng chương trình máy tính để đánh giá kết quả: Với hệ thống
GSM, có tính đến các tham số và điều kiện đặc thù của mạng lưới hiện đang
triển khai ở Việt Nam; Với đề xuất cho hệ thống W-CDMA, kết quả đo kiểm
thực hiện trên hệ thống thử nghiệm được sử dụng để đánh giá độ tin cậy.
Nội dung luận án bao gồm 4 Chương. Sau phần Mở đầu, Chương 1 trình
bày tổng quan về kỹ thuật xử lý mảng theo không gian-thời gian và đặt vấn đề
nghiên cứu. Chương 2 đi sâu vào phân tích các anten mảng nhiều phần tử
được sử dụng trong thông tin di động với hai kỹ thuật phân tập và tạo búp.
Chương này cũng đã đề xuất sử dụng một thuật toán tạo búp thích nghi kết
hợp cả kênh hoa tiêu và lưu lượng cho hệ thống CDMA trải phổ trực tiếp.
Chương 3 đánh giá hiệu quả của việc sử dụng anten thông minh trong các hệ
thống thông tin di động tổ ong, đề xuất sử dụng cho hệ thống GSM ở Việt
Nam có xem xét đến ảnh hưởng của pha-đinh và che khuất. Trên cơ sở nhận
xét về những hạn chế của hệ thống anten thông minh thử nghiệm cho W-
CDMA, qua phân tích các đặc tính của kỹ thuật phân tập và tạo búp trong môi
trường pha-đinh và nhiễu đa truy nhập, Chương 4 đã đề xuất sử dụng kỹ
-3-
thuật phối hợp cho chép đạt được ưu điểm của cả hai kỹ thuật phân tập và tạo
búp cho hệ thống W-CDMA. Kết quả đo kiểm được thực hiện trên hệ thống
anten thông minh thử nghiệm cho W-CDMA tại Viện nghiên cứu Điện tử
Viễn thông Hàn Quốc (ETRI) để đánh giá độ tin cậy của phương án đề xuất.
Cuối cùng là phần kết luận và hướng phát triển tập trung vào những kết quả
mới đạt được của luận án.
-4-
Chương 1. Tổng quan vấn đề nghiên cứu
1.1. Sơ lược về quá trình phát triển kỹ thuật xử lý tín hiệu mảng
1.1.1. Sự phát triển của kỹ thuật anten: Sóng vô tuyến được phát minh ra vào năm 1861 khi Maxell (Đại học
Hoàng Gia Luân đôn) đưa ra lý thuyết sóng điện từ. Hertz (Đại học
Karlsruhe) đã chứng minh sự tồn tại của sóng này bằng thực nghiệm vào năm
1887 bằng sóng đứng (tĩnh). Năm 1890 Branly (Paris) đã xây dựng một “bộ
nhất quán” có thể phát hiện sự có mặt của sóng điện từ bằng một cái chai thuỷ
tinh chứa kim loại. Bộ nhất quán này sau đó được tiếp tục phát triển bởi
Lodge (Anh). Mùa hè 1895, Marconi đã sử dụng máy phát của Hertz, bộ nhất
quán của Lodge và lắp thêm anten để tạo ra một máy phát vô tuyến đầu tiên...
Ứng dụng dân dụng đầu tiên của kỹ thuật vô tuyến là hệ thống điện thoại
vô tuyến 2MHz vào năm 1921 trong ngành Cảnh sát. Những hệ thông được
phát triển tiếp sau đó: FM (Armstrong-1933); Hệ thống thông tin của Bell ở
tần số 150MHz, hệ thống IMTS sử dụng FM của AT&T (1946); Khái niệm
celllular (mạng thông tin di động tổ ong) (Phòng thí nghiệm Bell-1947); Hệ
thống AMPS (1970); Vào những năm 1990s: các hệ thống thông tin đi tổ ong
GSM, IS-136 (TDMA), CDMA IS-95, 3G… ra đời và phát triển một cách
mạnh mẽ [34,36]. Kỹ thuật anten được sử dụng cho các hệ thống thông tin vô
tuyến cũng có sự phát triển như sau:
- 1880- tới những năm1890: Hertz, Marconi, Popov đã thiết kế được các
anten có tần số hoạt động và băng thông tốt hơn .
- Những năm 1900: anten định hướng được sử dụng đã cho phép liên lạc
qua biển Atlantic
- 1905: sử dụng nhiều anten cho phân tập thu.
-5-
- Thập kỷ 1920: Dàn anten Yagi-Uda được phát minh đã đem lại tăng ích và
băng thông tốt hơn.
- Chiến tranh thế giới thứ 2: Dàn anten được sử dụng cho rađa
- Thập kỷ 1970: Ứng dụng xử lý tín hiệu thích nghi ở máy thu vô tuyến để
cải thiện phân tập thu và triệt nhiễu bằng các bộ xử lý tín hiệu số trong
quân sự [29]. Việc sử dụng anten nhiều phần tử ở máy thu trong thông tin
vô tuyến mở ra một chiều mới trong xử lý tín hiệu (chiều không gian), cho
phép cải thiện chỉ tiêu hệ thống. Tuy nhiên, đến trước những năm 1990,
vấn đề được phát triển chủ yếu với anten mảng mới chỉ là kỹ thuật xử lý
riêng theo miền không gian (vd: xác định hướng tới) [16].
- Thập kỷ 1990: Kỹ thuật thu không gian-thời gian (kết hợp cả miền không
gian và thời gian) [29, 38]
+ 1996: Anten nhiều phần tử được sử dụng ở trạm gốc để hỗ trợ nhiều
người dùng trên cùng kênh
+ 1994: Đề xuất kỹ thuật tăng dung lượng kênh vô tuyến bằng cách sử
dụng anten nhiều phần tử ở cả máy phát và máy thu. Ý tưởng này tiếp
tục được phát triển 1995, 1996, 1998 -> bắt đầu một cuộc cách mạng về
lý thuyết truyền thông [25, 28].
- Từ những năm 2000: Kỹ thuật thu-phát không gian-thời gian được tập trung
nghiên cứu và phát triển [19, 20]
Có thể thấy rằng, kỹ thuật xử lý không gian-thời gian với mảng (dàn)
anten nhiều phần tử ở nhiều cấp độ phức tạp khác nhau đã được ứng dụng
trong quân sự từ khá lâu, nhưng do tính chất thay đổi liên tục của môi trường
truyền sóng thông tin di động trong khi khả năng xử lý theo thời gian thực của
máy thu phát còn nhiều hạn chế mà kỹ thuật này mới thực sự được nghiên cứu
ứng dụng trong các hệ thống thông tin di động trong thời gian gần đây [17,
29, 36, 38, 55]. Nhờ sử dụng nhiều phần tử anten kỹ thuật này cho phép tối ưu
-6-
hoá quá trình thu hoặc phát tín hiệu bằng cách dùng cả kỹ thuật xử lý tín hiệu
theo miền không gian và theo miền thời gian tại máy thu phát, nhờ đó cho
phép sử dụng tối đa hiệu quả phổ tần của mạng thông tin tổ ong [19].
1.1.2. Tín hiệu trong miền thời gian, không gian
1.1.2.1. Biểu diễn tín hiệu theo thời gian
Tín hiệu thực s(t) có biến đổi Fourier là S(f). Phép biến đổi Fourier này
thoả mãn biểu thức đối xứng sau:
S(f) = SH(-f) (1.1)
Nếu nói tín hiệu là thực, nghĩa là ta chỉ xét các tần số dương. Gọi z(t) là
đường bao phức của tín hiệu thực s(t), và Z(f) là biến đổi Fourier của z(t)[16].
Đường bao phức cho tần số fc nào đó (tần số sóng mang) được xác định trong
miền Fourier là:
Z(f-fc) = 2u(f)S(f) (1.2)
trong đó hàm bước đơn vị được định nghĩa là:
<≥
=00
01
)(ff
fu
Tín hiệu s(t) là thực và có phổ bằng:
)(21)(
21)( c
Hc ffZffZfS −−+−= (1.3)
Tín hiệu thực s(t) có thể viết là:
tfj cetzts π2)(Re)( = (1.4)
Ký hiệu phần thực và phần ảo của z(t) tương ứng là x(t) và y(t),
z(t) = x(t) + jy(t) (1.5)
Kết hợp với phương trình (1.4) ta có:
s(t) = x(t)cos2πfct - y(t)sin2πfct (1.6)
1.1.2.2. Biểu diễn tín hiệu theo không gian-thời gian
Tín hiệu có thêm chiều không gian (không gian-thời gian) được biểu diễn
[27, 38]:
-7-
s(t,x,y,z) = s(t,r) (1.7)
trong đó r biểu diễn 3 biến không gian (x,y,z)
Trong hệ toạ độ cầu:
x = rsinφcosθ, y = rsinφsinθ, z = rcosθ, r = 222 zyx ++ ,
θ=cos-1
+ 22 yxx (1.8)
φ=cos-1
++ 222 zyx
z
Hình 1.1. Tín hiệu trong không gian
Với hệ có m phần tử anten: tín hiệu theo không gian-thời gian có thể
viết bằng tổng các tính hiệu thành phần như sau:
s(t,r)=∑=
m
kkrts
1),( (1.9)
1.1.2.3. Các kỹ thuật xử lý tín hiệu
Với những biểu diễn tín hiệu như trình bày ở trên rõ ràng là ngoài kỹ
thuật xử lý tín hiệu theo thời gian kinh điển, tín hiệu có thể được xử lý theo
chiều không gian, hoặc cả không gian và thời gian. [16]
Kỹ thuật xử lý chỉ theo miền không gian được dùng để đánh giá tín hiệu,
ví dụ như các đáp ứng máy thu và tần số theo không gian, hướng tới (phương
pháp hợp lý cực đại - ML (1964), phân loại nhiều tín hiệu - MUSIC (1980),
x
y
z
r
φ
θ
-8-
Đánh giá các tham số tín hiệu bằng kỹ thuật quay bất biến - ESPRIT (1985)),
séc-tơ hoá vùng phủ trạm gốc (chia thành nhiều vùng phủ có hướng tới khác
nhau) [49]. Các mô hình không gian được sử dụng do những nguyên nhân
chính sau:
- Không biết thông tin về tín hiệu phát. Mô hình không gian áp dụng cho rất
nhiều tín hiệu khác nhau và cho phép đánh giá vết không gian mà thậm chí
không cần biết tính chất thời gian của tín hiệu phát chẳng hạn như: chuỗi
huấn luyện đã biết, hằng số theo khối, chuỗi mã đã biết... Khi đánh giá
được vết không gian, có thể đánh giá được tín hiệu phát. Tức là, nhiều tín
hiệu có thể được đánh giá và phân biệt khi được bù tần số ở máy phát và
máy thu, mà không cần giải điều chế và đồng bộ. Nếu kết hợp được một
mô hình không gian với các đặc trưng thời gian thì ta có thể cải thiện được
việc đánh giá kênh và vết không gian nói trên.
- Bằng mô hình không gian, ta có thể tính toán được các tham số vật lý của
đường truyền. Những tham số xác định được qua đường lên (vd: vị trí
người sử dụng) có thể được sử dụng cho đường xuống và các phần khác
của hệ thống. Ví dụ: ở chế độ song công theo tần số - FDD (đường lên và
đường xuống sử dụng tần số khác nhau), vị trí của máy phát là tham số
không phụ thuộc vào tần số, nếu vị trí này được xác định nhờ quan sát ở
đường lên thì đường xuống có thể phát chỉ theo hướng vị trí đó để giảm
thiểu nhiễu.
- Phân tích đường truyền: Bằng cách sử dụng các mô hình không gian dựa
trên số liệu đo kiểm, ta có thể biết thêm về môi trường truyền sóng vô
tuyến để sử dụng cho việc thiết kế các hệ thống vô tuyến khác.
Hạn chế của mô hình không gian trong việc đánh giá tín hiệu là chỉ tiêu
của phương pháp sử dụng mô hình này phụ thuộc hoàn toàn vào độ chính xác
của mô hình, trong khi luôn có sự chênh lệch giữa mô hình và hệ thống thực
-9-
tế và anten mảng phải được định cỡ (điều chỉnh) để mô hình không gian này
đúng với hệ thống thực. Nếu kết hợp được một mô hình không gian với các
đặc trưng thời gian thì việc đánh giá kênh và vết không gian có thể được cải
thiện. Kỹ thuật xử lý tín hiệu được thực hiện theo cả miền không gian và thời
gian được gọi là xử lý không gian-thời gian.
1.2. Xử lý không gian-thời gian trong thông tin di động
1.2.1. Mô hình hệ thống không gian-thời gian Kỹ thuật xử lý không gian-thời gian cho phép sử dụng tối đa hiệu quả
phổ tần của mạng thông tin tổ ong. Nhờ sử dụng nhiều phần tử anten kỹ thuật
này cho phép tối ưu hoá quá trình thu hoặc phát tín hiệu bằng cách dùng cả kỹ
thuật xử lý tín hiệu theo miền không gian và theo miền thời gian tại máy thu
phát. Các kỹ thuật phổ biến đã biết như anten dẻ quạt (séc-tơ hoá) (xử lý
không gian), phân tập (xử lý không gian-thời gian) và anten mảng tạo búp
sóng (xử lý không gian-thời gian) có thể được xem như những ví dụ điển hình
của kỹ thuật xử lý theo không gian-thời gian. Trong thực tế, tất cả các hệ
thống anten mảng có thể được xem như bộ xử lý không gian-thời gian. Các bộ
xử lý không gian-thời gian tiên tiến hơn bao gồm cả bộ tách đa người sử
dụng, mã hóa không gian-thời gian,… sẽ tạo thành một hệ đầy đủ về kỹ thuật
xử lý không gian-thời gian.
Để đơn giản hoá việc phân tích hệ thống xử lý không gian-thời gian, ta
cần có một mô hình cơ bản về hệ thống thông tin bao gồm việc xác định các
đầu vào, đầu ra và kênh của hệ thống. Hệ thống xử lý không gian-thời gian
tổng quát có nhiều phần tử anten được sử dụng tại cả máy phát và máy thu
(mô hình Nhiều đầu vào-Nhiều đầu ra: MIMO). Mô hình này có đặc điểm là
tín hiệu mong muốn có nhiều đầu vào kênh thông tin (các anten phát) cũng
như nhiều đầu ra (các anten thu). Một hệ thống MIMO có thể được xem như
-10-
hệ ghép nhiều kênh con một đầu vào / một đầu ra (SISO), dung lượng kênh
của hệ thống MIMO là tổng hợp dung lượng của các kênh con thành phần.
Dung lượng hệ thống MIMO bị ảnh hưởng bởi sự thay đổi phân bố tăng ích
đặc trưng của các kênh con SISO.
Xét Mô hình hệ thống thông tin với N anten phát và M anten thu hoạt
động tại một tần số không lựa chọn, môi trường pha-đinh Rayleigh, như trong
Hình 1.2.
Hình 1.2. Mô hình hệ thống thông tin với N phần tử phát và M phần tử thu trong môi trường tán xạ.
Đường bao phức của véc-tơ tín hiệu phát là TN tststst )](),...,(),([)( 21=s và
của tín hiệu thu là TM trtrtrt )](),...,(),([)( 21=r , trong đó chỉ số T là toán tử chuyển
vị; Biến thời gian t được giả thiết là rời rạc; Không phụ thuộc vào giá trị N,
tổng công suất máy phát là hằng số Pt. Giả sử véc-tơ tín hiệu phát bao gồm N
thành phần công suất bằng nhau, độc lập thống kê sao cho
NtH
T NPttE Iss )/()]()([ = , trong đó IN là ma trận đơn vị NN × và ET(.) là kỳ
vọng trên toàn bộ thời gian xét nhỏ hơn nhiều lần so với nghịch đảo của tốc
độ pha-đinh.
1
2
3
N
Tx
1
2
M
Rx
h11
h12
h1M
hN1
-11-
Giả thiết công suất của các phần tử phát là bằng nhau bởi vì máy phát
không bị ảnh hưởng bởi các tính năng biến đổi của kênh vô tuyến và các phần
tử anten được xem là giống hệt nhau; Công suất trung bình tại đầu ra của mỗi
phần tử là Pr ; Tín hiệu nhận được còn bao gồm véc-tơ tạp Gauss trắng cộng
AWGN, v(t), với các thành phần độc lập thống kê có công suất là 2σ .
Tỉ số công suất sóng mang trên tạp (CNR) tại mỗi nhánh là 2/σrPΓ = ,
phụ thuộc vào M. Ma trận đáp ứng xung kênh g(t) có M hàng và N cột. Biến
đổi Fourier của g(t) là G(f). Với giả thiết băng hẹp, các phần tử của G(f) là
hằng số trên toàn băng đang xét, đại lượng f có thể được loại ra. Ngoại trừ
g(0), g(t) là ma trận '0'. Ma trận đáp ứng xung kênh chuẩn hoá là h(t) với biến
đổi Fourier là H, với sự chuẩn hoá theo HG tr PP = sao cho
)(/)( tPPt tr hg = . Chú ý rằng tỉ số tr P/P là hệ số suy hao trường do suy hao
đường trong không gian tự do. Ma trận hàm truyền của kênh được chuẩn hoá
sao cho 1>=H<2
mn , trong đó dấu ngoặc đơn là toán tử kỳ vọng theo thời
gian, tỉ lệ nghịch với tốc độ pha-đinh.
Ma trận H được giả thiết là được đo tại máy thu. Do đó, trong hầu hết
trường hợp, máy phát không thể biết trước được ma trận kênh, trừ khi kênh vô
tuyến có tính chất thuận nghịch - các đặc tính ở đường xuống và đường lên là
tương tự nhau như trong trường hợp hệ thống song công theo thời gian
(TDD), tần số đường lên và đường xuống là giống nhau.
Hệ thống MIMO tổng quát thường vẫn chưa được sử dụng trong thực tế,
mà người ta thường xét một số cấu hình khác sử dụng một anten tại máy di
động và nhiều anten tại trạm gốc. Các mô hình này có thể được sử dụng cho
trường hợp một người dùng hoặc nhiều người dùng. Trạm gốc có thể sử dụng
kỹ thuật tạo búp hoặc phân tập. Tại máy phát, dữ liệu người dùng có thể được
mã hoá sử dụng kỹ thuật mã hoá không gian-thời gian, trước khi điều chế và
-12-
được phát qua anten MT. Khi xem xét máy phát tại đầu cuối di động, số luồng
dữ liệu bằng 1, trong đó số luồng dữ liệu được mã hoá và được ghép vào
anten phát và K là số người sử dụng tại trạm gốc.
Máy thu của người sử dụng thứ k sẽ phải khôi phục được tín hiệu gốc từ
một hỗn hợp gồm: tín hiệu mong muốn, tạp AWGN và nhiễu đa truy nhập.
Giải pháp sử dụng anten nhiều phần tử tại cả máy thu và máy phát cho phép
khôi phục dữ liệu phát tốt hơn. Hiện tại, các vấn đề nghiên cứu về xử lý ở
máy thu hầu hết được tập trung vào các thuật toán tối ưu hoặc trong miền thời
gian hoặc trong miền mã.
Việc đưa thêm miền không gian vào mạng thông tin di động tổ ong
thông qua việc sử dụng hệ thống anten nhiều phân tử tạo ra nhiều khả năng
mới trong việc phát triển các thuật toán cho máy thu. Đặc biệt, việc dùng
anten nhiều phần tử tại cả máy phát và máy thu cho phép cải thiện quá trình
tách tín hiệu của người sử dụng. Nhờ kỹ thuật không gian-thời gian, mức
nhiễu đa truy nhập và pha-đinh tại máy thu sẽ được giảm xuống đáng kể, do
đó sẽ làm tăng dung lượng của toàn hệ thống.
Như vậy, hệ thống xử lý không gian - thời gian có thể cải thiện chất
lượng kênh truyền theo hai cách: cách thứ nhất là sử dụng phân tập trong hệ
thống để tối thiểu ảnh hưởng của pha-đinh đối với tín hiệu thu được; cách thứ
hai là làm thay đổi thích nghi giản đồ phương hướng của hệ thống anten để
giảm thiểu tổng mức nhiễu đa truy nhập tại máy thu. Năng lực xử lý không
gian - thời gian dựa trên kỹ thuật tạo búp sóng và phân tập được kết hợp trong
việc thiết kế toàn bộ hệ thống. Do vậy, khái niệm xử lý không gian - thời gian
được hiểu như sau:
• Xử lý không gian - thời gian là kỹ thuật giảm thiểu pha-đinh và nhiễu đa
truy nhập (MAI) thông qua việc sử dụng tích hợp anten nhiều phần tử, kỹ
thuật xử lý tín hiệu tiên tiến, cấu trúc máy thu tiên tiến và sửa lỗi trước.
-13-
Hình 1.3. Phân loại kỹ thuật xử lý không gian-thời gian và anten thông minh
Như vậy, các kỹ thuật như: lọc không gian để giảm nhiễu (giảm nhiễu
cho hệ thống thông tin di động ở đường xuống bằng cách tập trung năng
lượng phát xạ điện từ theo hướng một hoặc một nhóm người dùng, tránh vùng
không có thuê bao đang hoạt động), thu độ nhậy cao (sử dụng anten mảng
thông minh ở đường lên để tập trung búp sóng anten vào một người dùng, làm
tăng tăng ích anten ở hướng có người dùng và triệt tín hiệu từ thuê bao gây
nhiễu), đa truy nhập theo không gian… là các dạng khác nhau của xử lý
không gian - thời gian. Trong đó, kỹ thuật xử lý không gian - thời gian được
sử dụng theo các cách khác nhau để giảm pha-đinh và nhiễu đa truy nhập.
Khái niệm Anten thông minh có thể được hiểu như sau:
• Anten thông minh là sự kết hợp của anten với các thuật toán xử lý tín
hiệu để tạo ra một hệ thống anten có các tính năng linh hoạt.
Vi dụ, các tính năng linh hoạt này có thể là một giản đồ phương hướng có
thể thay đổi theo sự chuyển động của thuê bao.
Về cơ bản, anten thông minh được sử dụng để chia nhỏ hơn vùng phủ
hình dẻ quạt, mỗi vùng phủ dẻ quạt sẽ được phủ sóng bằng nhiều búp sóng kế
Tạo búp
Xử lý không gian-thời gian: Giảm thiểu pha-đinh và MAI
Anten thông minh
Các kỹ thuật xử lý tín hiệu cao cấp
Cấu trúc máy thu cao cấp
Sửa lỗi trước (FEC)
Phân tập Chia séc-tơ
-14-
tiếp nhau do anten mảng tạo ra. Số búp sóng trong mỗi vùng phủ dẻ quạt phụ
thuộc vào cấu trúc anten mảng.[19, 28]
Việc tăng tính định hướng của búp sóng có thể làm tăng dung lượng
(thường được áp dụng trong thành phố) và mở rộng vùng phủ sóng (áp dụng
cho vùng nông thôn). Máy đầu cuối di động có thể giảm công suất phát do
tăng ích của anten trạm gốc lớn hơn, nhờ đó kéo dài thời gian sử dụng của
pin.
Như vậy, ta thấy rằng mục đích chính của kỹ thuật không gian - thời gian
cho hệ thống thông tin di động vẫn là đảm bảo một mức chất lượng nhất định
bằng cách tăng tối đa tỷ lệ tín hiệu trên tạp âm và nhiễu (SINR) cho mỗi
người dùng trong hệ thống. Một anten mảng bao gồm MB phần tử có thể tạo ra
tăng ích công suất gấp MB lần đối với tạp âm trắng, nhưng việc triệt nhiễu từ
những người dùng khác trong mạng thông tin di tổ ong thì còn phụ thuộc vào
dạng của tín hiệu nhận được.
1.2.2. Môi trường thông tin di động
Ưu điểm mà xử lý không gian-thời gian có thể đạt được phụ thuộc vào
nhiều tham số, trong đó có một số tham số phụ thuộc vào môi trường. Do đó
chúng phải được mô hình hoá một cách chính xác khi phân tích hệ thống. Hai
tham số ảnh hưởng quan trọng là: đường truyền sóng của tín hiệu, và pha-
đinh thời gian. Ngoài ra, còn có một số tham số về: môi trường tán xạ và phân
bố thuê bao theo góc… có thể tham khảo thêm trong [36]. Những tham số này
ảnh hưởng lớn tới chỉ tiêu hệ thống và cần được đặc biệt chú ý khi thiết kế hệ
thống tối ưu.
1.2.2.1. Đường truyền sóng
Mô hình đường truyền sóng cần tính đến các ảnh hưởng sau:
• Suy hao đường truyền;
-15-
• Sự che khuất: môi trường tán xạ cụ thể (vd: cây cối, toà nhà) trên đường
truyền ở một khoảng cách nào đó sẽ khác nhau đối với các đường truyền
khác nhau, gây ra những sai lệch so với mô hình suy hao đường truyền
chuẩn. Một số đường truyền sóng có suy hao lớn, trong khi các đường
truyền khác bị che khuất ít hơn và có cường độ tín hiệu lớn hơn. Hiện
tượng này được gọi là che khuất hoặc pha-đinh chậm và có thống kê pha-
đinh log-chuẩn);
• Số lượng thành phần đa đường và phân bố các đường bao của chúng (Do
môi trường tán xạ cục bộ xung quanh máy di động và/hoặc trạm gốc quyết
định);
• Pha-đinh thời gian (đặc tính quan trọng trong môi trường vô tuyến di
động);
• Sự tương quan: các thành phần đa đường được tạo ra bởi một vùng tán xạ
cục bộ (nhỏ) có tương quan khá cao - phụ thuộc chủ yếu vào các yếu tố
liên quan tới phân bố không gian của các phần tử tán xạ cục bộ. Tương
quan là khái niệm rất quan trọng trong hệ thống không gian-thời gian do
nó ảnh hưởng tới giản đồ phương hướng anten trong kỹ thuật tạo búp sóng
và độ lớn tăng ích phân tập có thể đạt được trong hệ thống.
Các đặc tính truyền sóng trên có ảnh hưởng lớn đến chỉ tiêu của thuật
toán tạo búp sóng được dùng. Hầu hết các thuật toán tạo búp sóng đều dự trên
giả thiết rằng các tín hiệu tới mỗi phần tử của mảng có tương quan lớn với
nhau ( ijρ >0,8).
Suy hao đường truyền Nếu không xác định được các đặc tính truyền sóng của một kênh vô
tuyến, người ta thường tính suy hao tín hiệu theo khoảng cách bằng suy hao
-16-
trong môi trường không gian tự do - mô hình coi vùng giữa anten phát và
anten thu là vùng không có bất kỳ vật hấp thụ hoặc phản xạ năng lượng sóng
vô tuyến nào. Trong vùng này, khí quyển được xem như môi trường không
hấp thụ và đồng nhất hoàn toàn. Ngoài ra, trái đất được xem như ở rất xa so
với tín hiệu truyền sóng. Trong mô hình không gian tự do, suy hao của năng
lượng sóng vô tuyến tỉ lệ nghịch với bình phương khoảng cách. Công suất thu
được biểu diễn theo công suất phát với hệ số suy hao Ls(R) - được gọi là hệ số
suy hao đường truyền hoặc suy hao không gian tự do. Trong các ứng dụng
thông tin vô tuyến di động, suy hao đường truyền trung bình, )(RLs , là một
hàm phụ thuộc khoảng cách R giữa máy di động và trạm gốc, tương ứng với
nl lần tỉ số R trên khoảng cách tham chiếu r0. Tức là:
ln
srRRL
=
0
)( (1.10)
Khi có hiện tượng dẫn sóng mạnh như khi tín hiệu truyền dọc theo các
đường phố ở đô thị, thì nl có thể nhỏ hơn 2. Khi xuất hiện các vật che khuất, nl
sẽ lớn hơn và nằm trong khoảng giá trị từ 2,5 đến 5 [36, 51]. Các đo đạc thực
nghiệm cho thấy rằng với bất kỳ giá trị nào của R, tổng suy hao đường Lx(R)
là một biến ngẫu nhiên có phân bố log-chuẩn xung quanh giá trị trung bình
phụ thuộc khoảng cách )(RLs . Do đó, suy hao tổng Lx(R) có thể được biểu
diễn bởi )(RLs cộng với một biến ngẫu nhiên σX , như sau (tính bằng dB):
[62]
( ) ( ) ( ) σXrRnrLRL lsx ++= 0100 /log10 (1.11)
Trong đó σX là biến ngẫu nhiên Gauss có trung bình bằng không (tính bằng
dB) và phụ thuộc vào khoảng cách và vị trí trạm gốc. Việc chọn lựa giá trị
cho σX thường dựa trên đo đạc thực tế và phụ thuộc vào loại môi trường
-17-
thông tin tổ ong: macro-ô (ô lớn), micro-ô (ô nhỏ), hoặc picro-ô (ô rất nhỏ),
và các tham số kênh khác. Giá trị thường được sử dụng nằm trong khoảng từ
6 đến 10 dB.
1.2.2.2. Pha-đinh và ảnh hưởng đến vùng phủ sóng
Pha-đinh có thể được chia thành hai loại pha-đinh chậm và/hoặc pha-
đinh nhanh (có tài liệu dùng là pha-đinh large-scale, và small-scale). Pha-đinh
chậm (hay che khuất) có suy hao như được trình bày trong mục 1.2.2.1. Pha-
đinh nhanh biểu hiện hai đặc tính là méo tín hiệu (trải trễ tín hiệu) và sự biến
đổi theo thời gian của kênh. Do sự chuyển động giữa máy phát và máy thu,
kênh truyền sẽ biến đổi theo thời gian khi thay đổi đường truyền sóng. Tốc độ
thay đổi của các điều kiện truyền sóng này được xem như tốc độ biến thiên
nhanh của pha-đinh. Pha-đinh nhanh thường được mô tả thống kê bằng phân
bố Rayleigh, Rice [64] hoặc Nakagami-m [65]. Việc lựa chọn mô hình phù
hợp chủ yếu phụ thuộc vào môi trường hoạt động của hệ thống thông tin. Nếu
số các đường phản xạ đa đường lớn và không có thành phần tín hiệu trong
tầm nhìn thẳng, đường bao của tín hiệu thu thường được mô tả thống kê bằng
hàm mật độ xác suất Rayleigh. Khi có sự xuất hiện của thành phần tín hiệu
không pha-đinh với cường độ mạnh, ví dụ như tín hiệu đến từ đường truyền
trong tầm nhìn thẳng, đường bao pha-đinh nhanh đuợc mô tả bằng hàm mật
độ xác suất Rice. Ngoài các đặc tính toán học đặc biệt của mô hình pha-đinh
Nakagami-m, người ta thấy rằng mô hình này có thể mô tả chính xác đặc tính
pha-đinh của các tín hiệu đa đường và các quá trình tán xạ vật lý khác. [66]
Kích thước của một ô trong hệ thống thông tin di động tổ ong có thể
được xác định bằng tỉ lệ phần trăm vùng nằm trong đường tròn bán kính R mà
trong đó cường độ tín hiệu thu được từ trạm gốc lớn hơn một ngưỡng cụ thể
nào đó. Ta đặt phần vùng có dịch vụ Fu là vùng này (trong đường tròn bán
kính R, cường độ tín hiệu thu được ở anten máy di động vượt quá ngưỡng xo
-18-
cho trước). Nếu oxP là xác suất tín hiệu thu được x lớn hơn xo trong một vùng
dA thì:
∫=R
xu dAPR
Fo
02
1π (1.12)
Giả sử trị trung bình của cường độ tín hiệu x phụ thuộc vào khoảng cách
r-n, trong đó r là khoảng cách từ máy phát và n là hệ số suy hao đường truyền,
thì công suất tín hiệu trung bình (tính bằng dBm) là:
Rrnx log10−=α (1.13)
trong đó α (dBm) là hằng số phụ thuộc vào tăng ích, độ cao anten, công suất
phát,… và bằng tín hiệu trung bình thu được tại r=R.
Giả sử tín hiệu trung bình cục bộ (cường độ tín hiệu trung bình cục bộ
trên pha-đinh Rayleigh) tính bằng dB được biểu diễn bằng một biến ngẫu
nhiên chuẩn x có trị trung bình x (dB) và độ lệch chuẩn σ (dB), x là trị trung
bình theo dự đoán hoặc đo đạc. Tín hiệu x (dB) khi có pha-đinh log-chuẩn
được viết là:
xxx ~σ+= (1.14)
trong đó x~ là trị trung bình bằng không (zero mean) - phương sai đơn vị của
biến ngẫu nhiên Gauss. Vậy, hàm mật độ xác suất của x là :
2
2
2)(
21)( σ
σπ
xx
exp−
−= (1.15)
Phương trình (1.15) cho thấy công suất tín hiệu thu được tức thời biễn
thiên theo khoảng cách là nx r −10/~10σ . Quĩ tích các điểm có công suất tín hiệu
bằng nhau quanh máy phát sẽ không còn là một đường trong nữa mà có dạng
càng bất thường khi σ càng tăng. Ở điều kiện pha-đinh log-chuẩn, xác suất
tín hiệu thu được x lớn hơn xo là:
-19-
)(rPox = Xác suất (x ≥ xo) = ∫
∞
ox
dxxp )( (1.16)
−
−=σ22
121 xxerf o (1.17)
+−
−=σ
α2
/log1021
21 Rrnxerf o (1.18)
+−
=σ
α RrnxQ o /log10 (1.19)
trong đó erf(.) là hàm lỗi kinh điển đã biết :
∫ −=x
t dtexerf0
22)(π
(1.20)
= -erf(-x) (1.21)
và có mối liên quan với hàm Q(.) :
∫∞
=
−=xt
t dtexQ 2/2
21)(π
(1.23)
bằng biểu thức :
=
−=
221)
2(1
21)( xerfcxerfxQ (1.24)
trong đó erfc(.) là hàm lỗi bù.
Chú ý là Q(-x) = 1 – Q(x). Với các giá trị agumen lớn (≥3), Hàm Q có thể
được lấy xấp xỉ bằng biên dưới của nó [61] :
2/2
2112
1~)( xexx
xQ −
−
π (1.25)
Đặt a = (xo-α)/ σ2 và b = 10nlog(e)/ σ2 , ta có
∫
+−=
R
u drRrbaerfr
RF
02 log1
21
(1.26)
-20-
−
−+−=−
baberfeaerf b
ab 11)(121 2
21
(1.27)
−
+=−
babQeaQ b
ab 12)2( 221
(1.28)
−
+=−
babQeRP b
ab
xo
12)( 221
(1.29)
Xác xuất để cường độ tín hiệu trên chu vi của đường tròn lớn hơn xo là
)2()](1[5,0)( aQaerfRPox =−= . Phương trình cuối cho thấy rõ ràng là Fu lớn
hơn )(RPox .
Cho ví dụ, nếu tồn tại α sao cho x = xo tại r=R, thì a = 0, )(RPox = 0,5
và :
)2(21 2
1
bQeF b
u += (1.30)
Vậy, nếu n=3 và σ =9 dB, thì Fu=0,71. Điều này có thể được giải thích
như sau: nếu một nửa số vị trí trên chu vi đường trong bán kính R là nằm trên
ngưỡng thì 71% vị trí phía trong đường tròn sẽ có mức tín hiệu trên mức
ngưỡng đó.
Kích thước của ô có thể được xác định dựa trên vùng/đường biên vùng
phủ cụ thể, mức ngưỡng, hệ số suy hao, mức công suất ở khoảng cách đang
xét hoặc phần bị chặn của phương trình suy hao đường truyền trung bình. Ví
dụ, từ một vùng đường bao cho trước )(RPox =β ta có :
βπα
212
)( −=
−
= oxerfaerf (1.31)
Có thể giải phương trình này theo a rồi α, rồi dựa trên mức công suất theo
khoảng cách để xác định bán kính ô.
-21-
1.2.3. Mô hình và đánh giá kênh không gian-thời gian
Dựa trên các mô hình kênh thực tế của một hệ thống thông tin di động,
các cơ cấu xử lý tín hiệu hiệu quả có thể được sử dụng để cải thiện chỉ tiêu hệ
thống ; việc phân tích hệ thống một cách chính xác cũng cho phép dự đoán
dung lượng và chỉ tiêu hệ thống. Nói chung, các mô hình mô tả tham số như
cường độ tín hiệu thu, đặc tính trễ công suất và phổ Doppler rất quan trọng
cho việc phân tích hệ thống dùng anten đẳng hướng. Nhưng một tham số rất
quan trọng trong các hệ thống không gian-thời gian là hướng tới của tín hiệu
thu lại không có trong các mô hình truyền thống. Dựa trên các khái niệm cơ
bản đã biết về pha-đinh, trải Doppler, tương quan, … các mô hình kênh mới
có thể được xây dựng để có thể đề cập các khái niệm mới như trải trễ,
HƯớNG TớI và hình dạng của anten mảng thích nghi. Nhưng cần chú ý là đặc
tính truyền sóng ở đường lên và đường xuống có thể khác nhau (do sự trải góc
khác nhau ở máy di động và trạm gốc) - điều này rất quan trọng trong việc
phân tích chỉ tiêu hệ thống không gian-thời gian.
1.2.3.1. Mô hình kênh cơ bản
Trong một hệ thống vô tuyến di động, một tín hiệu có thể truyền từ máy
phát tới máy thu qua nhiều đường phản xạ - hiện tượng này được gọi là truyền
sóng đa đường. Hiệu ứng này gây ra sự thay đổi về biên độ, pha và góc tới
của tín hiệu thu được, và được gọi là pha-đinh đa đường.
Giả sử rằng hệ thống không gian-thời gian bao gồm K người sử dụng,
mỗi người sử dụng phát một tín hiệu trên một kênh đa đuờng rời rạc độc lập
với đường truyền L tới máy thu, mỗi tín hiệu có một biên độ, pha và hướng
tới riêng. Phân bố của các tham số này phụ thuộc vào loại môi trường thông
tin di động (macro-ô, micro-ô, hoặc picro-ô).
Hướng tới phụ thuộc vào ba thành phần khác nhau là:
-22-
• Tán xạ tại đầu cuối di động (hiện tượng nhiễu xạ này cũng thường bị ảnh
hưởng bởi tốc độ di động);
• Tán xạ tại trạm gốc;
• Các vật tán xạ ở xa. Loại tán xạ này có thể xuất hiện trong các môi trường
thành thị và nông thôn do các vật thể có cấu trúc lớn như núi đồi, các toà
nhà, ... và có ảnh hưởng nhất định tới kênh thông tin di động kể cả khi các
vật tán xạ này ở xa so với trạm gốc và máy di động. Nếu các vật tán xạ này
nằm trong tầm nhìn thẳng đối với cả trạm gốc và máy di động thì chúng có
thể có vai trò giống như các vật phản xạ rời rạc hoặc vật phản xạ tập trung
theo nhóm. Khi các vật phản xạ được nhóm lại, anten trạm gốc hoặc máy
di động có thể xem như các thành phần tán xạ như ở điểm 1 và điểm 2 nêu
trên.
Ta thấy rằng, mô hình phân bố của môi trường tán xạ chiếm một vai trò
quan trọng trong việc thiết kế hệ thống. Nhiều mô hình phân bố của môi
trường tán xạ khác nhau đã được đề xuất, với các thuộc tính và độ chính xác
khác nhau. Chi tiết về các mô hình kênh có những ứng dụng khác nhau trong
việc phân tích hệ sử dụng anten thông minh có thể tìm thấy trong tài liệu [36].
Một số mô hình đã được phát triển cho thực tế, còn hầu hết mô hình khác có
xu hướng phục vụ cho mục đích mô phỏng.
1.2.3.2. Đánh giá đặc tính kênh không gian
Người ta đã thực hiện nhiều đo đạc thực nghiệm để đánh giá đặc tính của
kênh không gian trong điều kiện thực tế [36]. Một số kết quả đánh giá đáng
chú ý được tóm tắt sau đây:
- Phần lớn năng lượng tín hiệu tập trung trong một khoảng trễ nhỏ và trong
phạm vi hướng tới nhỏ ở môi trường vùng nông thôn, ngoại ô và thậm chí
trong nhiều môi trường thành thị.
- Bằng cánh sử dụng anten định hướng, có thể giảm được sự trải trễ.
-23-
- Trải góc tăng khi độ cao anten trạm gốc giảm.
- Trải góc tăng khi môi trường truyền sóng thay đổi từ nông thôn sang
thành thị.
- Mảng các phần tử anten với búp sóng nhỏ có thể cung cấp khá chính xác
thông tin về hướng tới của máy di động đang di chuyển với tốc độ cao.
- Sự thay đổi theo thời gian của ký hiệu không gian có xu hướng tăng lên
theo tốc độ di chuyển của máy di động.
Người ta cũng thực hiện phép đo tìm hiểu sự biến đổi của ký hiệu không
gian cả về thời gian và tần số. Kết quả đo cho thấy rằng khi máy di động và
các vật xung quanh không chuyển động, tín hiệu không gian thay đổi nhỏ; khi
môi trường và các vật xung quanh chuyển động thì sự thay đổi này ở mức
trung bình; và khi máy di động di chuyển thì sự thay đổi tín hiệu không gian ở
mức lớn nhất. Các kết quả đo cũng cho thấy tín hiệu không gian thay đổi đáng
kể khi tần số sóng mang thay đổi. Trong thực tế, sự thay đổi biên độ tương
đối của ký hiệu không gian có thể lớn hơn 10dB khi tần số thay đổi 10MHz.
Do đó, ký hiệu không gian ở đường lên không thể được áp dụng trực tiếp cho
việc tạo búp sóng ở đường xuống trong hầu hết các hệ thống thông tin di động
tổ ong hiện nay (thường có khoảng cách vài chục MHz giữa đường lên và
đường xuống).
1.2.4. Ưu, nhược điểm của kỹ thuật xử lý không gian-thời gian
Kỹ thuật không gian-thời gian có khả năng cải thiện chỉ tiêu của hệ thống
thông tin di động bằng nhiều cách khác nhau. Các ưu điểm nổi bật của kỹ
thuật không gian-thời gian là:
• Dung lượng tăng (hiệu quả phổ tần tăng) nhờ tăng số người sử dụng tích
cực đối với một giá trị BER cho trước.
-24-
• Giảm nhiễu đồng kênh để cải thiện chất lượng dịch vụ và/hoặc tăng hệ số
tái sử dụng tần số.
• Giảm trải trễ và pha-đinh. Bằng các kỹ thuật tạo búp sóng và phân tập, có
thể cải thiện tỷ số SINR của hệ thống trong môi trường pha-đinh. Liên
quan đến vấn đề này là giảm ảnh hưởng của trải góc của tín hiệu thu được
do các vật tán xạ phân bố xung quanh thuê bao nhờ sử dụng các búp sóng
hẹp để thu tín hiệu từ thuê bao.
• Giảm xác suất mất liên lạc. Bằng cách giảm nhiễu nhờ kỹ thuật không
gian-thời gian, xác suất mất liên lạc có thể được giảm xuống.
• Tăng hiệu quả truyền dẫn. Do tính định hướng và tăng ích của hệ thống
không gian-thời gian cao, bán kính trạm gốc có thể dược mở rộng và thuê
bao có thể chỉ cần phát công suất thấp hơn cho phép kéo dài thời gian sử
dụng pin.
• Gán kênh động. Khi dung lượng của hệ thống tổ ong vượt quá giá trị giới
hạn, có thể thực hiện việc chia tách ô để tạo ra các ô mới, mỗi ô mới sẽ
được phân bổ một trạm gốc cùng với tần số mới, làm cho tỷ lệ chuyển giao
tăng lên. Điều này có thể khắc phục được bằng các bộ xử lý không gian-
thời gian cho phép tạo ra các búp sóng độc lập.
• Cải thiện độ chính xác định vị bằng cách sử dụng anten mảng nhiều phần
tử.
• Giảm chi phí, độ phức tạp về cấu trúc mạng. Do không phải lo ngại về các
vấn đề như chuyển giao mềm, gán kênh động, tạo búp sóng không linh
hoạt.
Tuy nhiên, việc sử dụng anten mảng cũng có một số hạn chế đáng kể về
chi phí và độ phức tạp sau:
-25-
• Tăng các yêu cầu về phần cứng cũng như phần mềm khi tăng số lượng
phần tử anten của mảng.
• Trong các trường hợp thực tế, chỉ tiêu của anten mảng có thể gây ra các
ảnh huởng bất lợi bởi các lỗi mô hình kênh, lỗi định chuẩn (calibration),
lệch pha và tạp âm tương quan giữa các phần tử anten.
1.3. Phân loại anten
Các kỹ thuật anten thông minh có thể được phân thành ba loại chính
[37]: Tạo búp sóng, phân tập, chia séc-tơ. Tùy theo phương thức thực hiện mà
các kỹ thuật tạo búp sóng và phân tập có thể tiếp tục được phân loại cụ thể
hơn nữa như Hình 1.4.
Một anten mảng thích nghi bao gồm một nhóm các phần tử phát xạ được
phân bố theo không gian, mỗi phần tử tương ứng với bản sao có độ tương
quan cao của tín hiệu có ích. Đầu ra của mỗi phần tử được đặt trọng số thích
nghi và kết hợp với các đầu ra khác để tách ra tín hiệu hữu ích bằng cách xếp
chồng các tín hiệu thu được.
Hình 1.4. Phân loại anten thông minh
Anten thông minh
Tạo búp sóng
Phân tập Chia séc-tơ
Thích nghi Chuyển búp
Phát
-26-
Các yếu tố như môi trường tán xạ, phân bố người dùng, môi trường pha-
đinh.v.v. đóng vai trò quan trọng trong việc xác định chỉ tiêu của hệ thống di
động không gian-thời gian. Một hệ thống thông tin di động được thiết kế tốt
phải sử dụng phần truyền dẫn chung sao cho: tổng lưu lượng thông tin phát
trung bình càng lớn càng tốt; xác suất lỗi trung bình ở phía người dùng càng
nhỏ càng tốt; và trễ trung bình càng nhỏ càng tốt. Tuy nhiên không phải mọi
tiêu chí này đều có thể được thoả mãn đồng thời; một thiết kế tốt đòi hỏi phải
cân đối được các tiêu chí này. Ví dụ, kỹ thuật tạo búp sóng có thể được dùng
để giảm xác suất lỗi của hệ thống bằng cách giảm nhiễu CDMA. Điều này
được thực hiện bằng cách kết hợp thông minh các tín hiệu thu được từ nhiều
phần tử anten ở trạm gốc hoặc máy di động.
Trong một hệ thống thông tin di động dùng anten mảng, thành phần tín
hiệu pha-đinh nhanh tạo ra biên độ và pha ngẫu nhiên cho tín hiệu thu được
trên mỗi phần tử anten, làm nhiễu loạn véc-tơ quay của mảng. Trong trường
hợp pha-đinh Rayleigh hoặc Nakagami, pha có thể là giá trị bất kỳ trong
khoảng (0, 2π], và không thể xác định được hướng tới của sóng nếu chỉ giám
sát tín hiệu trong một thời gian ngắn.
Tương tự, khái niệm giản đồ phương hướng của mảng dựa trên giả thiết
sóng phẳng tới các phần tử của mảng có biên độ không đổi. Do đó, trong môi
trường pha-đinh, việc thực hiện các bộ tạo búp để tạo và triệt (null) búp tương
ứng về phía nguồn tín hiệu mong muốn và nhiễu có thể là không hiệu quả.
Khi pha-đinh nhanh có tương quan mạnh giữa các phần tử, nó có thể được coi
như một nhân vô hướng với vec-tơ quay, tác động đều lên các phần tử. Do đó
có thể thực hiện việc khôi phục lại véc-tơ quay này. Tuy nhiên, sẽ không có
được tăng ích phân tập thu do kỹ thuật này dựa trên pha-đinh không tương
quan. Chính vì thế phát sinh mâu thuẫn giữa việc tránh làm nhiễu búp sóng và
mong muốn có được phân tập thu.
-27-
Từ những phân tích ở trên, ta thấy rằng có thể loại bỏ bớt được ảnh
hưởng của kênh với thiết kế máy thu tốt hơn. Tuy nhiên, do yêu cầu hạn chế
độ phức tạp ở máy đầu cuối và do đặc tính của đường xuống, giải pháp được
sử dụng để cải thiện đường xuống sẽ là dùng nhiều anten phát ở trạm gốc, nhờ
đó không làm tăng độ phức tạp của máy đầu cuối.
1.4. Đặt vấn đề nghiên cứu
Nhờ sử dụng nhiều phần tử anten, kỹ thuật xử lý không gian-thời gian
cho phép tối ưu hoá quá trình thu hoặc phát tín hiệu bằng cách xử lý theo cả
hai miền không gian và miền thời gian tại máy thu phát. Các kỹ thuật phổ
biến được biết là sử dụng anten dẻ quạt (séc-tơ) (xử lý tín hiệu theo không
gian), phân tập (xử lý tín hiệu theo không gian-thời gian) và anten mảng tạo
búp sóng (xử lý tín hiệu theo không gian-thời gian) có thể được xem như
những ví dụ điển hình của kỹ thuật xử lý theo không gian-thời gian.
[16,17,19, 28, 36] Trong thực tế, tất cả các hệ thống anten mảng có thể được
xem như bộ xử lý không gian-thời gian. Các bộ xử lý không gian-thời gian
tiên tiến hơn bao gồm cả bộ tách đa người sử dụng, và mã hóa không gian-
thời gian sẽ tạo thành một hệ đầy đủ về kỹ thuật xử lý không gian-thời gian.
[6, 16, 52]
Kỹ thuật MIMO tổng quát dùng nhiều anten ở cả đầu thu và phát sẽ làm
cho dung lượng của hệ thống thông tin vô tuyến lớn hơn đáng kể so với các
hệ thống thông thường. Tuy nhiên, vẫn còn nhiều vấn đề cần nghiên cứu cần
tiếp tục phát triển để có thể áp dụng kỹ thuật này vào thực tế [1, 4, 16, 27].
Luận án nghiên cứu kỹ thuật xử lý không gian thời gian bằng Anten thông
minh.
Anten thông minh ở nhiều cấp độ phức tạp khác nhau đã được ứng dụng
trong quân sự từ khá lâu, nhưng mới thực sự được nghiên cứu sử dụng trong
-28-
các hệ thống thông tin di động trong thời gian gần đây [17, 29, 36, 38, 55].
Việc tăng tính định hướng của búp sóng có thể làm tăng dung lượng (thường
được áp dụng trong thành phố) và mở rộng vùng phủ sóng (áp dụng cho vùng
nông thôn). Nhờ sử dụng nhiều búp sóng, anten thông minh giúp triệt nhiễu
tốt hơn do đó đem lại những ưu điểm sau cho hệ thống: [4, 17, 21, 22, 37]
- Cho phép sử dụng mẫu tái sử dụng tần số chặt hơn;
- Có thể cải thiện chất lượng thông tin thoại trên ô tô nhờ tăng tỉ số C/I;
- Có thể giảm hiệu ứng đa đường, do đó giảm yêu cầu dự trữ công suất.
Việc xử lý tín hiệu trên anten mảng có thể dựa trên hai kỹ thuật chính là
phân tập hoặc tạo búp. Với kỹ thuật phân tập, tín hiệu ở các nhánh anten khác
nhau được giả thiết là không tương quan, nghĩa là chỉ tiêu hệ thống càng tốt
khi mức độ tương quan của tín hiệu ở các nhánh càng nhỏ. Trong khi đó, kỹ
thuật tạo búp lại dựa trên giả thiết là tín hiệu ở các nhánh tương quan với nhau
[1, 25, 34]. Chính vì vậy khoảng cách giữa các phần tử trong anten của hệ
thống tạo búp sóng nhỏ hơn so với hệ thống phân tập.
Trên lý thuyết, đã có rất nhiều các thuật toán khác nhau được phát triển
cho anten thông minh trong thông tin di động [15, 19, 29, 36, 38]. Tuy nhiên,
do tính chất thay đổi liên tục của môi trường thông tin di động, cũng như
những hạn chế về khả năng xử lý của thiết bị thực tế mà các hệ thống thử
nghiệm đều chỉ sử dụng các thuật toán kinh điển như trung bình bình phương
nhỏ nhất, bình phương nhỏ tối thiểu đệ qui [27, 34]... Với hệ thống CDMA
trải phổ trực tiếp, luận án đã đề xuất sử dụng một thuật toán tạo búp thực hiện
kết hợp trên cả kênh hoa tiêu và kênh lưu lượng cho phép đạt được tốc độ hội
tụ nhanh hơn.
Luận án cũng đã nghiên cứu hiệu quả của việc sử dụng anten thông minh
đối với cấu hình hệ thống GSM hiện đang được triển khai [4, 5, 7], làm cơ sở
để đề xuất sử dụng mẫu tái sử dụng tần số mới khi triển khai anten thông
-29-
minh cho mạng GSM ở Việt Nam và xem xét đánh giá ảnh hưởng của pha-
đinh và che khuất với trường hợp nhiễu đồng kênh trong mạng thông tin di
động tổ ong thực tế.
Phân tích sâu sắc hơn nữa, ta thấy rằng kỹ thuật phân tập thu dựa trên
việc kết hợp các tín hiệu không tương quan (do pha-đinh không tương quan)
thu được từ các phần tử khác nhau của anten mảng, hệ thống phân tập không
làm tăng chỉ tiêu trong môi trường tạp Gauss trắng cộng - AWGN [16,17].
Khi mức nhiễu đa truy nhập trong hệ thống CDMA cao thì nó là tác nhân
chính ảnh hưởng đến chỉ tiêu BER và kênh sẽ tiến tới xấp xỉ kênh Gauss nên
hiệu quả của hệ thống phân tập giảm [16, 52, 55]. Trong khi đó, hệ thống tạo
búp (hay thậm chí hệ thống sec-tơ hoá) sẽ làm giảm mức nhiễu bằng cách
“loại bỏ” nhiều người dùng khỏi hệ thống, làm cho chỉ tiêu BER tốt hơn [10].
Khi số người dùng ít và kênh bị pha-đinh mạnh (như trường hợp truyền sóng
ở điều kiện không nhìn thẳng), hệ thống tạo búp không cải thiện được tín hiệu
thu do không bổ sung được thông tin mới nào vào tín hiệu thu được, mà chỉ
hạn chế được nhiễu đa truy nhập. Do đó, hệ thống tạo búp không làm tăng chỉ
tiêu nhiều. Trái lại, hệ thống phân tập kết hợp được một số tín hiệu bị pha-
đinh mạnh sẽ làm cải thiện chỉ tiêu hệ thống, đặc biệt khi pha-đinh có tác
động mạnh hơn ảnh hưởng của nhiễu đa truy nhập.[9]
Một hệ thống phối hợp cả tạo búp và phân tập sẽ có được ưu điểm của
việc giảm nhiễu búp sóng mà vẫn có được phân tập thu đặc biệt là trong môi
trường pha đinh khi tín hiệu tới các phần tử anten mảng không bao giờ có thể
là tương quan hoàn toàn. Đây cũng là một đề xuất áp dụng cho WCDMA của
luận án, kết quả đã được thực hiện bằng mô phỏng và so sánh với các kết quả
đo được sử dụng riêng biệt kỹ thuật phân tập (DIV) hoặc tạo búp trên hệ
thống thử nghiệm anten thông minh tại Viện Nghiên cứu Điện tử và Viễn
thông Hàn Quốc (ETRI) để đánh giá độ tin cậy của phương án đề xuất.
-30-
Kết quả mô phỏng cho thấy rằng trong môi trường nhiều người dùng,
pha-đinh mạnh, kỹ thuật phối hợp cả tạo búp và phân tập cho chỉ tiêu tốt hơn
hệ thống tạo búp ở giá trị Eb/No lớn hơn 8dB, mặc dù dưới giá trị này chỉ tiêu
của hệ thống tạo búp vẫn lớn hơn. Như vậy, có thể thấy rằng kỹ thuật phối
hợp được luận án đề xuất sẽ đặc biệt có ý nghĩa để triển khai các dịch vụ
truyền dữ liệu tốc độ cao, đòi hỏi có tỉ số Eb/No lớn.
Kết quả đo kiểm trên hệ thống anten thông minh cho W-CDMA IMT-
2000 tại Viện nghiên cứu ETRI [27] cho trường hợp anten-DIV và anten-ABF
đã được sử dụng để đánh giá độ tin cậy của các kết quả mô phỏng. Ta thấy
rằng kết quả đo chỉ tiêu cho trường hợp anten-DIV rất giống với kết quả mô
phỏng. Còn trường hợp anten-ABF chỉ tiêu đo được tốt hơn kết quả mô phỏng
do hệ thống đo kiểm sử dụng 8 anten để tạo búp trong khi kết quả mô phỏng
được thực hiện cho chỉ 4 anten. Như vậy, kết quả mô phỏng là phù hợp với
các kết quả đo kiểm và chứng tỏ được độ tin cậy của phương án đề xuất. Tuy
nhiên, để áp dụng vào thực tế cần có những nghiên cứu tiếp theo về cấu trúc
cụ thể của anten mảng đáp ứng được cho kỹ thuật này.
-31-
Chương 2. Kỹ thuật xử lý đối với anten mảng
2.1. Kỹ thuật phân tập
Ảnh hưởng của pha-đinh đa đường trong các hệ thống vô tuyến có thể
được giảm bớt bằng cách sử dụng phân tập theo không gian (anten ở máy thu
gồm nhiều phần tử). Trong môi trường pha-đinh, công suất sóng mang cần
phải phát cao hơn công suất trung bình để có thể đạt được một tỉ lệ lỗi bít
(BER) mong muốn nào đó. Trong một anten mảng, tín hiệu thu được bởi các
phần tử khác nhau có thể được lấy trọng số phù hợp để tạo ra tín hiệu kết hợp
biến thiên chậm hơn từng tín hiệu thành phần. Anten mảng này sẽ yêu cầu
công suất thấp hơn so với trường hợp chỉ sử dụng anten một phần tử, mà vẫn
đạt được BER mong muốn.
Để hệ thống phân tập không gian hoạt động một cách hiệu quả, các tín
hiệu thu được từ các nhánh anten khác nhau phải không hoặc ít tương quan
với nhau để nếu tín hiệu ở một phần tử bị pha-đinh sâu thì vẫn có thể phục hồi
được bằng cách thu nó ở phần tử anten khác. Điều này có thể thực hiện được
bằng cách chọn khoảng cách giữa các phần tử một cách phù hợp.
Khoảng cách yêu cầu giữa các phần tử anten để đảm bảo độ không tương
quan (giải tương quan) phụ thuộc vào việc nối ghép cặp giữa các phần tử
anten và vị trí của các vật tán xạ gây ra truyền dẫn đa đường. Ví dụ, khi
không có ảnh hưởng của việc nối ghép cặp thì khoảng cách cần thiết giữa các
phần tử anten của máy di động có các vật tán xạ đồng nhất bao quanh phải là
khoảng λ/2. Trong khi đó, khoảng cách này phải là 10λ hoặc lớn hơn để đảm
bảo giá trị giải tương quan tương đương ở trạm gốc. Điều kiện thứ hai cần
thiết để cho kỹ thuật phân tập là cường độ tín hiệu trung bình của các đường
truyền phân tập phải xấp xỉ bằng nhau. Những nghiên cứu sâu về các kỹ thuật
kết hợp tuyến tính đã được đưa ra trong [32] và [53]. Một số phát triển gần
-32-
đây của việc ứng dụng phân tập anten trong thông tin di động được phân tích
trong [55].
Trong phần này, ta sẽ xem xét cơ sở của các kỹ thuật kết hợp phân tập
không gian. Giả sử các phần tử anten có khoảng cách phù hợp sao cho hoàn
toàn không có tương quan giữa các nhánh khác nhau (một nhánh có thể được
coi là 1 anten), ta hãy xem xét khả năng cải thiện của anten mảng với các kỹ
thuật kết hợp phân tập khác nhau; Sau đó mới phân tích đến ảnh hưởng của sự
tương quan nhánh gây ra do nối ghép giữa các phần tử anten hoặc trải góc của
tín hiệu đến. Chỉ tiêu BER của các cơ cấu điều chế cơ bản với anten mảng
phân tập cũng được đánh giá.
Có 3 cách cơ bản để kết hợp tín hiệu:
- Chọn lọc: Bộ chọn lọc là phương pháp đơn giản nhất trong các kỹ thuật
phân tập: từ một tập hợp M phần tử anten, nhánh có tỉ số tín hiệu trên
nhiễu lớn nhất được chọn ra và kết nối trực tiếp tới máy thu. Như vậy,
anten mảng có M càng lớn thì khả năng có được tỉ lệ tín hiệu trên
nhiễu càng lớn.
- Tỉ lệ cực đại: Phương pháp kết hợp tỉ lệ cực đại tận dụng tốt nhất khả
năng của các nhánh phân tập trong hệ thống. Tất cả M nhánh được
nhân trọng số với các tỉ số tín hiệu tức thời trên nhiễu tương ứng. Sau
đó tín hiệu từ các nhánh được đồng pha trước khi lấy tổng tín hiệu sao
cho tất cả các nhánh được gộp vào nhau theo pha sao cho tín hiệu đầu
ra có tăng ích phân tập lớn nhất. Tín hiệu tổng chính là tín hiệu đầu ra
thu được của mảng. Phương pháp Tỉ lệ cực đại có nhiều ưu điểm so
với phương pháp phân tập lựa chọn nhưng phức tạp hơn; do phải đảm
bảo tín hiệu từ các nhánh là hoàn toàn đồng pha với nhau và các trọng
số phải được cập nhật chính xác.
-33-
- Tăng ích đều: Là một biến thể của kỹ thuật kết hợp tỉ lệ tối đa; Trong
trường hợp này tất cả các giá trị tăng ích của các nhánh đều bằng nhau
và không thay đổi trong quá trình hoạt động. Giống với trường hợp
trước, đầu ra sẽ là tổng của các tín hiệu đồng pha của tất cả các nhánh.
Hình 2.1. Anten mảng phân tập M phần tử
Tín hiệu thu được bởi các phần tử được kết hợp tuyến tính như trong
Hình 2.1. Trọng số để kết hợp được chọn là *1w , *
2w ,... *Mw , trong đó ký hiệu *
là biểu diễn liên hợp phức. Ký hiệu liên hợp phức được sử dụng trong biểu
diễn trọng số chỉ nhằm tiện lợi về mặt toán học để đầu ra kết hợp có thể được
viết gọn là wHs. Trong phần này, giả thiết rằng các nhánh là không tương
quan. Tín hiệu thu được ở mỗi phần tử sẽ không phải là hằng số, mà dao động
theo hệ số pha-đinh. Hệ số pha-đinh phụ thuộc vào tốc độ của máy di động và
tần số tín hiệu vô tuyến và được chứng minh là xấp xỉ bằng biến đổi Doppler
cực đại. Biến đổi Doppler cực đại fdM tương ứng với tần số fG (tính bằng GHz)
và với máy di động di chuyển ở tốc độ v là:
fdM = 1,4815 fG v (2.1)
W1* W2* Wm* WM*
∑
1 2 ... m M Phần tử
d Sn(t)
Đầu ra kết hợp U(t)
-34-
Theo đặc tính của kênh vô tuyến, thời gian nhất quán của kênh vô tuyến
xấp xỉ bằng nghịch đảo của hệ số pha-đinh. Môi trường đa đường giữa anten
phát và anten thu được coi như một bộ lọc tuyến tính thay đổi theo thời gian
và mỗi nhánh M được đặc trưng hoá bằng một hàm truyền đạt thông thấp
tương đương Tm(f;t), m = 1,...,M, với biến số (agumen) t biểu diễn những thay
đổi theo thời gian của đáp ứng kênh vô tuyến và biến số f biểu diễn tính chất
chọn tần của kênh. Giả sử rằng pha-đinh ở mỗi nhánh phân tập là không chọn
tần (hay pha-đinh phẳng), ta có thể biểu diễn hàm truyền đạt bằng
Tm(f;t)=gm(t), trong đó gm(t) là một đại lương thống kê Gauss phức trung
bình-bằng không (zero-mean). Như vậy các tín hiệu thu được ở các nhánh
phân tập có thể được biểu diễn dưới dạng:
sm(t) ])()([])([ 22 tfjm
tfjm
cc etutgeetre ππ ℜ=ℜ=∆
(2.2)
trong đó: fc là tần số sóng mang danh định,
u(t) là đường bao phức của tín hiệu phát, và
rm(t) là đường bao phức của tín hiệu thu.
Giả sử pha-đinh là phẳng cho trường hợp truyền dẫn băng hẹp, trễ xuất
hiện trong các thành phần đa đường đều nhỏ hơn nhiều so với khoảng thời
gian của một ký hiệu. Và giả sử rằng khoảng thời gian của ký hiệu Ts nhỏ hơn
nhiều so với nghịch đảo của tốc độ pha-đinh sao cho mẫu pha-đinh trên đó là
không thay đổi. Để thuận tiện, ta chuẩn hoá tín hiệu phát sao cho công suất
trung bình là hằng số
1|)(|1)|)((|2/
2/
22 == ∫−
∆
dttuT
tuEs
s
T
TsT (2.3)
trong đó:
ET là toán tử kỳ vọng-thời gian hay trung bình-theo thời gian.
-35-
Đường bao phức của tạp cộng trong nhánh máy thu thứ m được giả thiết
là νm(t) với mật độ trung bình trên mỗi khoảng thời gian ký hiệu hoặc dài hơn
bằng
mommT PPtutE === 22 |)(|21)|)((|
21 ν (2.4)
trong đó:
- dấu ngoặc nhọn biểu diễn trung bình thống kê, và
- giả thiết rằng mọi Pm đều bằng Pmo.
Ta định nghĩa tỉ số sóng mang-trên-tạp (CNR) tức thời (γm) và trung bình
(Гm) cho nhánh thứ m là:
γm moinhanhptrungbinhcongsuatta
moinhanhgbinhcucbongmangtruncongsuatso∆
= (2.5)
mo
mT
P
trE )|)(|21( 2
= (2.6)
≈mo
m
Ptg
2|)(| 2
, (do gm(t) ≈ hằng số trên Ts ) (2.7)
Γm moinhanhptrungbinhcongsuatta
kemoinhanhgbinhthongngmangtruncongsuatso∆
= (2.8)
= ⟨γm⟩mo
o
PP∆
= (2.9)
trong đó: Po là công suất trung bình thống kê bằng |gm|2/2 trên khoảng pha-
đinh (khoảng thời gian nhất quán).
Chú ý rằng do phép chuẩn hoá (2.3), ta đã sử dụng vùng cục bộ của
đường bao tín hiệu thu được trên mỗi nhánh là: 2222 |)(||)(||)((|)|)((| tgtutgEtrE mmTmT ≈= (2.10)
Như vậy, |gm(t)| có thể được coi là đường bao trung bình cục bộ của tín
hiệu thu được. Giả sử pha-đinh là pha-đinh Rayleigh, hàm mật độ xác xuất
cho đường bao tín hiệu thu được là: [27]
-36-
p(|gm|) = om Pg
o
m ePg 2/|| 2|| − (2.11)
và hàm của γm là
p(|γm|) = m
m
em
Γ−
Γ
γ1 (2.12)
Trong phần sau, ta chỉ tập trung vào phương pháp kết hợp tỉ lệ cực đại
cho đường lên từ máy di động đến trạm gốc. Phương pháp kết hợp tỉ lệ cực
đại hay được sử dụng trong mô phỏng, có chỉ tiêu tốt nhất, nhưng cũng phức
tạp nhất khi thực hiện.
2.1.1. Kết hợp tỉ lệ cực đại
Trong kỹ thuật kết hợp tỉ lệ cực đại (MRC), tín hiệu ở các nhánh được
lấy trọng số và kết hợp sao cho đạt được CNR tức thời cao nhất có thể với các
kỹ thuật kết hợp tuyến tính. Sử dụng phương trình (2.2), đường bao phức tổng
ở nhánh thứ m có tạp cộng νm(t) có thể được viết là
zm(t) = gm(t)u(t) + νm(t) (2.13)
Nếu tín hiệu thu được được lấy trọng số bằng wm* thì đầu ra kết hợp U(t)
của mảng là:
U(t) = wHz = u(t)wHg + wHν, (2.14)
trong đó:
H ký hiệu liên hợp Hermitian (liên hợp phức, chuyển vị),
w = [w1,...,wm]T, ν = [ν1,...,νm]T, g = [g1,...,gm]T.
Giả sử rằng mỗi thành phần tạp là độc lập với nhau, thì tổng công suất
tạp đầu ra Pmo(o/p) là:
Pmo(o/p)=21 ⟨|wHν|2⟩ = m
M
mm Pw 2
1|*|∑
=
(2.15)
Do đó CNR đầu ra tức thời là:
-37-
( )
∑
∑=
∑=
=
=
=
N
nmm
M
mmm
M
mmm
HT
Pw
gw
Pw
gwtuE
1
2*
2
1
*
1
2*
2
||
21
||
|)(|21
γ (2.16)
Các trọng số tối ưu được xác định khi các biến thiên trong γ liên quan
đến phần thực và phức của wm bằng không. Nói cách khác, các trọng số này
có thể thu được bằng cách áp dụng bất đẳng thức Schwarz vào phương trình
(2.16). Viết wm= ξ + jη và tách γ hoàn toàn theo hai tham số ξ và η và đặt
bằng không ta có:
wm* = m
m
Pg*
(2.17)
với ý nghĩa là các tín hiệu này phải được kết hợp với trọng số tỉ lệ thuận với
liên hợp phức của tín hiệu ở các nhánh và tỉ lệ nghịch với công suất tạp trên
các nhánh đó. Như vậy, các nhánh có CNR cao sẽ được lấy trọng số lớn hơn
các nhánh có CNR thấp. Cũng cần chú ý rằng các tín hiệu đã lấy trọng số đều
cùng pha và là cộng nhất quán. CNR đầu ra với các trọng số ở trên là:
∑∑==
==∑
∑=
=
=M
mm
M
m m
m
Pg
Pg
Pg
M
mmm
M
mmm
11
2
/|*|
/|| ||21
21
1
2
2
1
2
γγ (2.18)
Đại lượng này được coi là tổng CNR của từng nhánh. Việc thực hiện bộ
kết hợp tỉ lệ cực đại sẽ tốn kém do các trọng số cần bám cả biên độ và pha của
đáp ứng kênh (gm(t)s). Hơn nữa, cần có các bộ chuyển pha và bộ khuyếch đại
tuyến tính trên một dải dộng rộng các tín hiệu đầu vào. Do đó, kỹ thuật kết
hợp tỉ lệ cực đại mang tính lý thuyết cao và thường được dùng được dùng để
so sánh với các chỉ tiêu của các kỹ thuật kết hợp tuyến tính khác.
Do biểu diễn tổng trong (2.18), các phân bố thống kê của CNR đầu ra
trong trường hợp này có thể được dễ dàng rút ra từ hàm đặc trưng của nó. Một
-38-
lần nữa, trường hợp mà mọi nhánh có CNR trung bình bằng nhau lại tiếp tục
được xem xét. Do mỗi CNR đều là đại lượng dương, việc dùng biến đổi
Laplace để xác định hàm đặc trưng sẽ tiện hơn so với biến đổi Fourier. Xét
biến đổi Laplace F(s)
∏∫=
−∞
−∆
− ===M
m
ssmrcM
s mm eedPesF10
)()( γγγ γγ
Sử dụng hàm mật độ xác suất trong (2.12), ta có
∏= Γ+
=M
m mssF
1 11)( (2.19)
Nghịch đảo Laplace của phương trình trên cho ta hàm mật độ xác suất
)(γmrcMp . Vậy, hàm mật độ xác suất cho bộ kết hợp tỉ lệ cực đại M-nhánh là:
∫∏
∞+
∞−
=
Γ+=
jc
jcM
mm
smrcM ds
s
ej
p
1
)1(21)(
γ
πγ , c ≥ 0
= Γ−−
Γ−/
1
)!1(1 γγ e
M M
M
, Γm = Γ (2.20)
Hàm mật độ xác suất này có phân bố Erlang [48] – do cộng M phân bố
theo hàm mũ độc lập và giống nhau. CNR trung bình ở đầu ra của bộ kết hợp
là
⟨γ⟩ = ∑∑==
Γ=Γ=M
m
M
mn M
11γ (2.21)
Hàm phân bố tích luỹ (c.d.f) tương ứng là
∫∫Γ
−−
−==<=
/
0
1
0 )!1(1)()(obPr)(
ss
dxexM
dpP xMmrcMss
mrcM
γγ
γγγγγ
= ∑−
=
Γ−
Γ
−1
0
/
!11
M
m
ms
me s
γγ (2.22)
-39-
= ∑∞
=
Γ−
ΓMm
ms
me s
!1/ γγ (2.23)
=1/
1 )!1()(
−Γ−
−
Γ−
−M
ss
mrcM M
ePs γγγ
(2.24)
Hình 2.2 trình bày hình vẽ hàm phân bố tích luỹ )(γmrcMP của kỹ thuật kết
hợp tỉ số cức đại với M là tham số. Ta thấy rằng 99% dộ tin cậy phân tập tỉ lệ
cực đại tiết kiệm 12dB công suất với hai nhánh và tiết kiệm 19 dB với bốn
nhánh. Cũng cần chú ý rằng hàm mật độ xác suất bị giới hạn khi M -> ∞. Từ
(2.20) và (2.21), dễ dàng thấy rằng hàm mật độ xác suất tiệm cận hàm delta
với M lớn
)()(lim)( γγδγγ −==∞>−
∆
∞mrc
Mm
mrc PP (2.25)
Tức là, hàm mật độ xác suất này giảm đến hàm của tín hiệu thu được
trong môi trường không gian tự do không có pha-đinh.
-40 -30 -20 -10 0 101E-4
1E-3
0.01
0.1
1-40 -30 -20 -10 0 10
1E-4
1E-3
0.01
0.1
1
Pmrc
M(g
ama s)
10log(gamas/I_)
M=1 M=2 M=3 M=4
Hình 2.2. Hàm phân bố tích luỹ (c.d.f) của γs so với γs/Г cho kỹ thuật
kết hợp tỉ lệ cực đại.
-40-
Chỉ tiêu của mọi kỹ thuật điều chế số ở điều kiện phân tập có thể được
đánh giá bằng cách xem xét tỉ lệ lỗi bít (BER) với γ không đổi và lấy trung
bình kết quả trên hàm mật độ xác suất của γ. Ví dụ, với điều chế BPSK nhất
quán, BER cho kỹ thuật kết hợp tỉ lệ cực đại với giả thiết tạp giống nhau trên
mọi nhánh là:
∫∫∞
Γ−−∞
Γ−==
0
/1
0 )!1(1)(
21)( γγγγγ γ de
MerfcdpPP M
MmrcMBPSK
mrcBPSK
∫∞
−−Γ−
=0
1)()!1(2
1 dxexxerfcM
xM
= ∑=
++−
−
−
M
m
mM
mmM
M 0 21
!)!1(
21
)!1(1 µµ (2.26)
~ )!1(!
)!12(41
−−
Γ MM
MM
với Γ >> 1 (2.27)
trong đó
γγ
µ+
=Γ+
Γ=
M1 (2.28)
Ta thấy rằng BER giảm theo tỉ lệ 1/ГM với M và Г đủ lớn. Tại giới hạn
khi M ->∞, BER bằng
nhkhongphadiBPSK
mrcBPSK PerfcP == )(
21 γ (2.29)
Kết quả này đúng như mong muốn vì đầu ra của bộ kết hợp sẽ tiến tới
một giá trị bền (ổn định) khi M lớn. Hình 2.3 trình bày hình vẽ BER so với
‹γ› = MГ cho BPSK với M là tham số.
-41-
-10 0 10 20 301E-6
1E-5
1E-4
1E-3
0.01
0.1
1-10 0 10 20 30
1E-6
1E-5
1E-4
1E-3
0.01
0.1
1
BER
<gama>=(MI_) (dB)
khong pha-dinh M=4 M=2 M=1
Hình 2.3. BER so với ‹γ› = MГ khi M thay đổi
2.1.2. Tăng ích phân tập
Tăng ích phân tập của một mảng M-phần tử được xác định bởi phần cải
thiện năng lượng đường truyền ứng với một chỉ tiêu kỹ thuật nhất định khi sử
dụng kỹ thuật phân tập. Chỉ tiêu kỹ thuật này thường là tỉ lệ lỗi bít (BER). Ví
dụ, trong Hình 2.3, ta thấy rằng để có BER bằng 10-2 với BPSK nhất quán, tỉ
số tín hiệu trên tạp (CNR) trung bình phải là 4,3 dB và 13,8 dB tương ứng khi
không có và có pha-đinh Rayleigh. Như vậy, công suất đầu ra trung bình
trong trường hợp có Pha-đinh Rayleigh phải cao hơn 9,5 dB. Việc dùng 2
anten (tức là 2 nhánh phân tập) giảm yêu cầu về công suất xuống 8,4 dB, và ta
có thể nói rằng mảng 2 phần tử tạo ra tăng ích phân tập là 5,4 dB (=13,8-8,4).
Rõ ràng là tăng ích phân tập cực đại có thể đạt được với nhiều anten kết hợp tỉ
lệ cực đại là 9,5 dB ở mức BER này, và giá trị này sẽ đạt tiệm cận với M lớn
như chứng minh trong (2.29). Ta cũng thấy rằng tốc độ tăng của tăng ích phân
tập giảm khi M tăng. Do đó tăng ích phân tập khi M di chuyển từ M=10 đến
M=20 thấp hơn nhiều khi M chạy từ 1 đến 2.
-42-
2.1.3. Tăng ích anten
Ta cần phân biệt rõ tăng ích phân tập với tăng ích anten (được định nghĩa
là tỉ số của tỉ số sóng mang-trên-tạp đầu ra của mảng trên tỉ số sóng mang-
trên-tạp đầu ra của một phần tử đối với các tín hiệu đầu vào có tính tương
quan cao- ví dụ như một sóng tới phẳng). Như đã biết với một sóng tới phẳng,
đáp ứng ở các phần tử khác nhau chỉ khác nhau bởi một hệ số exp(jα), trong
đó α = kodcosф phụ thuộc vào khoảng cách các phần tử, tần số cao tần, và
góc tới của sóng phẳng so với trục của anten mảng. Tín hiệu đầu vào cho tăng
ích anten sẽ được giả thiết là có dạng u(t) oP2 [1, exp(jα), exp(j2α), ...,
exp(j[M-1]α)]T ψoPtu 2)(∆
= , trong đó Po là công suất trung bình của mỗi
nhánh. Với kỹ thuật kết hợp chọn lọc, chỉ một nhánh được kích hoạt tại một
thời điểm, do đó không có tăng ích anten. Ở trường hợp kết hợp tỉ lệ cực đại
và kết hợp tăng ích đều các trọng số tương ứng sẽ bằng hoặc là một phần của
w= ψoP2 /Pmo, trong đó Pmo là công suất tạp đầu vào ở mỗi nhánh. Tín hiệu
kết hợp cộng với điện áp tạp cho một sóng phẳng tới là:
U(t) = ])(2[2
νψψψ HHo
mo
o tuPP
P+ = νψ H
mo
o
mo
o
PP
tuPMP 2
)(2
+ (2.30)
Công suất sóng mang trung bình ở đầu ra là ET(|[2MPou(t)/Pmo]2|)/2 =
2M2(Po/Pmo)2, trong khi công suất tạp ở đầu ra là Po2/ mo
HH Pψννψ =2MPo/Pmo,
giả sử tạp là không tương quan ở các nhánh và dùng )(2 tmυ =2 moP . CNR đầu
ra khi đó bằng:
mo
o
PMP
=γ (2.31)
Từ đó ta thấy rõ ràng là tăng ích anten mảng bằng M. Chú ý rằng mức cải
thiện CNR trung bình của bộ kết hợp tỉ lệ cực đại là như nhau bất kể các
-43-
nhánh có tương quan với nhau hay không. Vấn đề này sẽ được tiếp tục đề cập
chi tiết hơn ở phần sau.
Kết quả trên cũng có thể thu được từ lý thuyết anten chuẩn. Lý thuyết
này dự đoán mức độ định hướng của một anten mảng theo độ dài của nó. Sự
định hướng của một mảng theo chiều rộng, phân bố đều M phần tử phụ thuộc
vào d/λ với hệ số M. Với d = nλ/2, n là số nguyên, độ định hướng của mảng
bằng M. Với các khoảng cách khác giữa các phần tử, độ định hướng dao động
quanh M, tiến tới tiệm cận M ở d/λ lớn. Với d = nλ, trong đó n là số nguyên,
độ định hướng bị giảm mạnh do tác động của các búp bên.
2.1.4. Ảnh hưởng của tương quan nhánh
Chỉ tiêu kỹ thuật phân tập sẽ giảm khi các nhánh không hoàn toàn bất
tương quan với nhau - vấn đề này cũng đã được đề cập trong [32] hoặc [53].
Sự tương quan nhánh có thể bị ảnh hưởng bởi một số yếu tố như sự giải-trải
góc của các sóng tới hay việc nối ghép cặp giữa các phần tử anten. Ví dụ, với
một sóng tới phẳng, hai nhánh sẽ luôn tương quan với nhau bất kể khoảng
cách giữa chúng là bao nhiêu.
Để minh hoạ ảnh hưởng này, ta xét trường hợp hai nhánh dùng kỹ thuật
kết hợp tỉ lệ cực đại, tín hiệu Gauss phức ở các nhánh là tương quan với nhau
với hệ số tương quan phức là ρ12. Hệ số này xác định mức độ tương quan giữa
các tín hiệu thu được ở hai điểm cách nhau một khảng cách d. Với sóng phẳng
từ mặt phẳng xy, hệ số tương quan này được định nghĩa là: φρ cos
12djkoe−= (2.32)
trong đó:
- dấu ngoặc nhọn biểu thị trung bình thống kê đối với biến góc ф.
- d là khoảng cách tương ứng với khoảng cách d giữa các phần tử trong
Hình 2.4.
-44-
Hình 2.4. Hai phần tử với các tín hiệu tương quan
Đường bao tương quan giữa 2 nhánh là ρe ≈ |ρ12|2. Trong trường hợp có
tương quan giữa các nhánh, hàm phân bố tích luỹ của tín hiệu kết hợp trong
(2.23) sẽ được biến đổi thành: [32]
[ ]Γ−−Γ+− −−+−= |)|1/(12
|)|1/(12
12
1212 |)|1(|)|1(||2
11)( ργργ ρρρ
γ ss eeP s (2.33)
và hàm mật độ xác suất tương ứng sẽ trở thành:
[ ]Γ−−Γ+− −Γ
= |)|1/(|)|1/(
12
1212
||21)( ργργ
ργ ss eep (2.34)
CNR trung bình của tín hiệu kết hợp sẽ duy trì ở ‹γ› = 2Г (độc lập với
|ρ12|) và có thể được kiểm tra dễ dàng từ (2.34). Tuy nhiên, phân bố của γ sẽ
phụ thuộc vào |ρ12| như thấy trong Hình 2.5. BER cho cơ cấu điều chế cơ bản
như BPSK nhất quán có thể được thực hiện như phần trước và bằng
∫∞
=0
)()(21 γγγ dperfcPe
Γ−+
−−+
Γ++
−+=
|)|1(11
11|)|1(
|)|1(11
11|)|1(||4
1
12
12
12
1212
ρ
ρ
ρ
ρρ
(2.35)
ρ12 d
-45-
-20 -10 0 101E-5
1E-4
1E-3
0.01
0.1
1-20 -10 0 10
1E-5
1E-4
1E-3
0.01
0.1
1
P(γ s)
10log(γs/I_)
|ro12|2 =0.00 |ro12|2=0.50 |ro12|2=0.75 |ro12|2=1.00
Hình 2.5. Ảnh hưởng của tương quan nhánh lên phân bố công suất đầu ra ở
bộ kết hợp tỉ lệ cực đại gồm 2 nhánh phân tập.
Với trường hợp đặc biệt là tương quan hoàn hảo, tức là ρ12=1, biểu diễn
trên có thể rút gọn tương ứng với trường hợp M=1 (chỉ có 1 nhánh anten). Hệ
số tương quan phụ thuộc vào phân bố của sóng tới theo góc tà - phụ thuộc vào
vị trí phân bố của các vật tán xạ nằm giữa anten phát và anten thu. Nếu các
sóng tới phân bố đồng đều theo mặt phẳng nằm ngang từ mọi góc, như đối
với trường hợp máy thu di động nằm trong môi trường có nhiều vật tán xạ
xung quanh, thì có thể áp dụng mô hình 2D Clarke cổ điển. Ngược lại, các
sóng thu được ở trạm gốc ở trên cao sẽ có hướng tới nằm trong một góc tương
đối hẹp, và ta cần dùng mô hình tán xạ tròn để mô tả trường hợp này. Trong
mô hình tán xạ tròn, các vật tán xạ được giả thiết là phân bố đều trong đướng
tròn bán kính R quanh máy di động. Sóng truyền từ máy di động đến trạm gốc
được coi như truyền qua một cạnh tán xạ của vật tán xạ. Do vùng tán xạ là
hữu hạn, các sóng phát ra từ máy di động sẽ tới trạm gốc trong phạm vi một
góc nhỏ quanh hướng từ trạm gốc tới máy di động. Nếu khoảng cách giữa
-46-
máy di động và trạm gốc là D, thì tương quan không gian giữa hai phần tử với
mô hình tán xạ tròn là:
DdRkDdRkJ
o
o
/)/(
2 112 =ρ (2.36)
trong đó: Jn(.) là hàm Bessel loại một bậc n.
Góc trải của sóng tới sẽ phụ thuộc vào kích thước tương đối của R và D.
Sử dụng d/λ = 5, chỉ tiêu BER được tính từ (2.35) cho các giá trị độ trải góc
khác nhau được trình bày trong Hình 2.6 theo ‹γ› (tính bằng dB). Với mô
hình đã chọn, căn trung bình bình phương độ trải góc là 1o (xét từ trạm gốc)
làm tăng đường bao tương quan lên bằng 0,74. Rõ ràng là, khi độ trải góc
tăng, tín hiệu ở các nhánh ít tương quan hơn và đường BER tiến tới đường
phân tập 2-nhánh (ρ12=0) lý tưởng. So sánh với Hình 2.3, ta thấy rằng khi giá
trị căn trung bình bình phương của độ trải góc bằng 2o thì hai tín hiệu hầu như
không tương quan với nhau. Ở giá trị BER=10-2, tăng ích phân tập cho trường
hợp phân tập 2-nhánh giảm đi khoảng 5 dB (= 14-9 dB) khi tín hiệu thay đổi
từ không tương quan sang tương quan hoàn toàn.
-10 -5 0 5 10 15 201E-4
1E-3
0.01
0.1
1-10 -5 0 5 10 15 20
1E-4
1E-3
0.01
0.1
1
P e
<γs>=2I_
phi rms=0 (ro=1) phi rms=0.5 (ro=0.93) phi rms=1 (ro=0.74) phi rms=1.5 (ro=0.49) phi rms=2 (ro=0.26)
Hình 2.6. BER so với ‹γ› (dB) của bộ kết hợp tỉ lệ cực đại 2 nhánh có pha-
đinh tương quan
-47-
2.2. Kỹ thuật tạo búp sóng
2.2.1. Chuyển búp sóng Anten chuyển búp sóng gồm nhiều búp sóng kề nhau mà đầu ra của
chúng có thể thay đổi để chiếu tới một hoặc nhiều máy thu nhất định. Do đó,
một ô trong hệ thống sẽ được chia nhỏ bởi một nhóm các búp sóng liên tục.
Anten mảng bám pha động cũng có thể được coi là một loại anten chuyển búp
sóng, nhưng nó sử dụng thêm thông tin hướng tới từ người dùng mong muốn
để quay hướng cực đại búp sóng về phía người đó nên có chỉ tiêu tốt hơn
anten chuyển búp sóng thông thường. Còn đối với anten thích nghi, cấu trúc
búp sóng có thể biến đổi thích nghi với môi trường tín hiệu cao tần, định
hướng búp sóng tới người sử dụng mong muốn, đồng thời làm suy giảm tăng
ích anten ở hướng gây nhiễu. Tuy có chỉ tiêu tốt hơn, nhưng anten mảng thích
nghi thường phải sử dụng những xử lý số phức tạp nên có chi phí tốn kém
hơn hệ thống chuyển búp sóng.
Hệ thống chuyển búp sóng đơn giản chỉ bao gồm một mạch tạo búp
sóng, một chuyển mạch cao tần có điều khiển logic để chọn búp sóng mong
muốn. Mỗi máy thu phải có một cơ chế lựa chọn búp sóng để có thể chọn
được búp sóng mong muốn dựa vào các vector trọng số đã định. Cơ chế để
lựa chọn búp sóng hiệu quả là khá phức tạp và tuỳ thuộc vào phương pháp
truy nhập theo CDMA, TDMA hay FDMA.
Anten chuyển búp sóng tạo ra một tập hợp cố định các búp sóng tương
đối hẹp. Đầu ra cao tần tới các búp sóng này có thể là tín hiệu cao tần hoặc tín
hiệu đã qua xử lý băng gốc số. Mỗi vùng phủ dẻ quạt (120o) được phục vụ bởi
một mảng các chấn tử phát xạ nối với nhau qua mạch chuyển búp sóng. Trong
trường hợp lý tưởng, các búp sóng được tạo ra là độc lập với nhau. Số búp
sóng có thể thay đổi, ví dụ: sáu búp sóng có độ rộng 20o hay bốn búp sóng có
độ rộng 30o cho mỗi vùng phủ dẻ quạt.
-48-
Với anten mảng tuyến tính, độ rộng búp sóng theo phương nằm ngang
được xác định bởi chiều dài của mảng và bước sóng. Ở chiều thẳng đứng, các
phần tử anten được xếp chồng lên nhau để giảm độ rộng búp sóng theo chiều
này. Điều đó cũng làm tăng tăng ích anten vì tăng ích này phục thuộc vào cả
độ rộng búp sóng theo chiều nằm ngang và thẳng đứng. Tăng ích có thể tính
bằng:
G = ηGd(θ,φ) (2.37)
trong đó:
η là hiệu suất anten,
Gd là tăng ích định hướng,
θ và φ là độ rộng búp sóng tương ứng theo phương nằm ngang và thẳng
đứng, tính bằng độ [o].
Mạch thông dụng nhất để tạo lập búp sóng trong kỹ thuật chuyển búp
sóng là ma trận Butler [49]. Ma trận tạo búp sóng Butler của hệ thống 8 búp
sóng liên tiếp có 8 cổng vào và 8 cổng ra. Đây là một cấu trúc thuận nghịch,
mỗi đầu có thể là cả đầu vào hoặc đầu ra cao tần. Ma trận này gồm 4 bộ
chuyển đổi hay bộ nối ghép cặp theo hướng và các bộ chuyển pha cố định thụ
động. Số lượng mỗi loại phục thuộc vào số búp sóng phát ra. Ví dụ, với anten
mảng tuyến tính M phần tử, số lượng bộ nối ghép cặp là:
c = (M/2) log2M (2.38)
trong đó: M là số búp sóng.
Số bộ chuyển pha số định là:
s = M/2 log2(M-1) (2.39)
Khi số cổng (búp sóng) lớn, thì giá trị trên là khá lớn. Tuy nhiên, trong
các ứng dụng thông tin di động tổ ong, giá trị này ở mức có thể chấp nhận
được.
-49-
Các mảng Butler có thể lập lên mọi mẫu búp sóng là bội số nhân của 2: 2,
4, 8, 16, 32 .v.v. Số búp sóng sẽ bằng số phần tử của mảng. Các kỹ thuật tạo
búp sóng có thể sử dụng trong các mảng hai chiều bằng cách phối hợp đầu ra
các cột phần tử anten thành các ma trận, sau đó phối hợp các đầu ra của ma
trận cột này thành một nhóm ma trận hàng.
Ở giữa băng thông của anten, khi khoảng cách giữa các phần tử anten bằng
1/2 độ dài bước sóng, vị trí của búp sóng tính bằng:
sinθ = 2k - 1 / M (2.40)
trong đó: θ là góc lệch, và
k là số búp sóng
Độ rộng búp sóng và khoảng cách búp sóng biến đổi ngược nhau so với
tần số, nên có thể duy trì mức giao cắt không đổi ở giữa các búp sóng.
Ngoài xử lý bằng kỹ thuật tương tự (analog) như trên, anten chuyển búp
sóng cũng có thể được thực hiện bằng kỹ thuật xử lý số. Khi đó, tín hiệu cao
tần được biến đổi xuống trung tần, rồi xuống băng gốc. Sau đó được chuyển
đổi thành tín hiệu số trong bộ chuyển đổi tương tự/số (A/D). Tín hiệu này tiếp
tục được xử lý ở máy thu số rồi chuyển đến mạch tạo búp sóng số.
Các hệ thống anten thông minh chuyển búp sóng có ưu điểm là đơn giản
và chi phí không quá cao, nhưng vẫn có một số nhược điểm sau:
- Thứ nhất là không tránh được nhiễu của các thành phần đa đường đến từ
các hướng gần với hướng của tín hiệu mong muốn, do hệ thống dựa vào
mạch tạo búp sóng cố định mà thường nhậy cảm với tán xạ góc của các
thành phần đa đường hơn là các hệ thống dựa vào các bộ xử lý mảng thích
nghi.
- Thứ hai là không có khả năng lợi dụng được ưu điểm của phân tập đa
đường bằng cách kết hợp các thành phần đa đường.
-50-
- Thứ ba là công suất nhận được từ thuê bao sẽ bị thăng giáng khi thuê bao
di chuyển vòng tròn quanh trạm gốc do hiện tượng vỏ sò (scalloping) -
một đường đẳng mức của giản đồ phương hướng anten phụ thuộc hướng
tới thay đổi theo đường kính của mỗi búp sóng được tạo ra bởi mạch tạo
búp sóng; Thông thường các mạch này tạo ra các búp sóng đan chéo nhau,
do đó cường độ tín hiệu của thuê bao thay đổi khi thuê bao di chuyển từ
giữa búp sóng đến biên vùng phủ của một búp sóng nào đó.
Mặc dù có những nhược điểm như trên song hệ thống chuyển búp sóng
vẫn được sử dụng phổ biến vì các lý do sau:
- Có khả năng mở rộng phạm vi phủ sóng từ các hệ thống phức tạp. Tuỳ
theo môi trường truyền sóng, các hệ thống chuyển búp sóng có thể làm
giảm độ trải trễ, hỗ trợ môi trường thuê bao tốc độ cao...
- Vì việc tạo búp sóng cố định là trường hợp đơn giản nhất của kỹ thuật
Anten thông minh nên chi phí thiết kế và vấn đề sử dụng các hệ thống này
sẽ thấp hơn các kỹ thuật phức tạp khác.
Khả năng tăng dung lượng khi sử dụng anten thông minh chuyển búp
sóng trong các hệ thống thông tin di động được đánh giá cụ thể trong Chương
3. Với anten thích nghi, chắc chắn chỉ tiêu hệ thống đạt được còn tốt hơn nữa.
2.2.2. Tạo búp sóng thích nghi Kỹ thuật tạo búp sóng thích nghi cho phép hiệu chỉnh một cách mềm dẻo
giản đồ phương hướng của anten mảng để tối ưu một số đặc tính của tín hiệu
thu được. Trong quá trình quay búp sóng, búp sóng chính của mảng có thể
thay đổi hướng một cách liên tục hoặc theo từng bước nhỏ.
Anten mảng sử dụng kỹ thuật tạo búp sóng thích nghi có thể loại bỏ tín
hiệu gây nhiễu có hướng tới khác hướng tín hiệu mong muốn. Anten mảng đa
phân cực cũng có thể loại bỏ các tín hiệu gây nhiễu có các trạng thái phân cực
khác trạng thái phân cực của tín hiệu mong muốn, ngay cả khi chúng có cùng
-51-
hướng tới với tín hiệu mong muốn. Những khả năng đặc biệt này có thể được
sử dụng để cải thiện dung lượng của hệ thống thông tin vô tuyến.
Dạng hình học của anten mảng và các yếu tố khác như giản đồ phương
hướng, hướng, phân cực của các phần tử đều có ảnh hưởng trực tiếp đến chỉ
tiêu chất lượng của anten mảng.
Các trọng số phức của mỗi phần tử trong anten mảng có thể được tính
toán nhằm tối ưu một số đặc tính của tín hiệu thu được. Điều này không phải
luôn luôn thực hiện được; ngay cả với một anten mảng có một búp sóng định
hướng tối đa theo tín hiệu mong muốn vẫn có thể không tạo ra được tín hiệu
anten mảng đầu ra tối ưu. Thông thường, việc tối ưu anten mảng được thực
hiện bằng cách tạo ra các búp có giá trị bằng không (null) theo hướng tín hiệu
gây nhiễu. Kỹ thuật tạo búp sóng thích nghi là một phép lặp xấp xỉ của tạo
búp sóng tối ưu.
Với một anten mảng tổng quát, tín hiệu đầu ra của mảng y(t) là tổng có
trọng số của các tín hiệu nhận được si(t) ở các phần tử mảng có giản đồ
phương hướng gm(θ,φ ) (tăng ích) và tạp âm nhiệt n(t) từ các máy thu nối với
các phần tử (Hình 2.7). Trong trường hợp chúng ta đang xét, s1(t) là tín hiệu
mong muốn, và có L tín hiệu khác được xem như là nguồn gây nhiễu. Trong
một hệ thống thích nghi, trọng số wm được xác định theo phương pháp lặp dựa
trên tín hiệu đầu ra y(t), một tín hiệu tham khảo d(t) – là tín hiệu gần đúng của
tín hiệu mong muốn, và các trọng số quá khứ (được xác định ở các bước lặp
trước). Tín hiệu tham khảo được giả thiết là giống hệt với tín hiệu mong
muốn. Trong thực tế giả thiết này có thể đạt được hoặc gần đúng khi chúng ta
sử dụng một chuỗi huấn luyện hoặc chuỗi đồng bộ hoặc một mã trải phổ
CDMA mà đã được máy thu biết trước.
Ở đây, ta sẽ xác định các thành phần trọng số tối ưu cho phép tối thiểu
hoá lỗi bình phương trung bình ε(t) giữa tín hiệu đầu ra của anten mảng và tín
-52-
hiệu tham khảo. Tín hiệu mong muốn s1(t), L tín hiệu gây nhiễu, và tạp âm
Gauss trắng cộng được coi là cùng một nguồn. Giản đồ phương hướng không
nhất thiết phải giống nhau đối với mọi phần tử anten.
Hình 2.7. Anten mảng thích nghi
Đầu ra của mảng được tính bằng:
y(t)=wHx(t) (2.41)
trong đó wH là biến đổi liên hợp phức chuyển vị của vectơ trọng số w.
2.2.2.1. Vectơ đáp ứng của mảng
Vectơ đáp ứng của mảng đối với một tín hiệu có hướng tới là ),( φθ và
trạng thái phân cực P có thể được viết như sau:
=
),,(:
),,(),,(
),,( 2
12
1
Pge
PgePge
Pa
Mj
j
j
M φθ
φθφθ
φθ
ζ
ζ
ζ
(2.42)
Điều khiển
-53-
Trong đó:
mζ là dịch pha tương ứng với trễ pha không gian của mặt sóng phẳng của
tín hiệu tới theo hướng ),( φθ , và
),,( Pgm φθ là hệ số giản đồ phương hướng anten của phần tử thứ m.
2.2.2.2. Vết không gian-phân cực
Vết không gian-phân cực là đáp ứng tổng của mảng đối với tín hiệu có N
thành phần đa đường và được biểu diễn như sau:
∑=
=N
nnnnn Pa
1
),,( φθαν (2.43)
Trong đó:
nα là biên độ và pha của thành phần thứ n.
nnn P,,φθ là góc tới và trạng thái phân cực của thành phần thứ n.
2.2.2.3. Ma trận vết không gian-phân cực Đáp ứng của mảng đối với nhiều tín hiệu (trong trường hợp một tín hiệu
mong muốn và L tín hiệu gây nhiễu) có thể được biểu diễn theo ma trận vết
không gian-phân cực. Các cột của ma trận là các vết không gian-phân cực của
bản thân các tín hiệu. Ma trận được viết như sau:
[ ][ ]id
L
UUU
|...| 121
== +ννν
(2.44)
Trong đó:
Ud là đáp ứng đối với tín hiệu mong muốn s1(t),
Ui là đáp ứng đối với các tín hiệu gây nhiễu.
Đầu ra của M máy thu trước khi thực hiện nhân trọng số là:
x(t)=U s(t)+n(t) (2.45)
-54-
2.2.2.4. Tín hiệu và tạp âm Các tín hiệu tới (bất kể hướng tới và phân cực) có thể được viết là:
1 2 +1( ) = [ ( ), ( ),..., ( )] = [ ( ) | ( )]T TL d is t s t s t s t s t s t (2.46)
Trong đó:
sd(t)=s1(t) là tín hiệu mong muốn, và
si(t) là các tín hiệu còn lại (tín hiệu gây nhiễu).
Trong trường hợp tất cả các tín hiệu được xem như không tương quan
với nhau và có dạng sk(t)= ks uk(t)ejωt trong đó ks là biên độ của tín hiệu
và uk(t) là tín hiệu điều chế băng gốc chuẩn. Tạp âm tại M máy thu được tính
bằng:
n(t) = [n1(t), n2(t), ...,nM(t)]T (2.47)
Tạp âm tại các nhánh máy thu khác nhau là không tương quan.
2.2.2.5. Trọng số tối ưu Để tối ưu các trọng số ở mỗi phần tử, chúng ta cần giảm thiểu lỗi trung
bình bình phương giữa đầu ra của mảng và tín hiệu chuẩn d(t). Việc tối ưu
hoá SINR sẽ làm cho các trọng số lệch đi một đại lượng nhân vô hướng so với
các trọng số trình bày ở đây. Xử lý chênh lệch này như đối với trường hợp các
phần tử đẳng hướng, và nghiệm của các trọng số tối ưu là [78]: -1=opt xx xdw R r (2.48)
trong đó:
)()( txtxR Hxx = là ma trận hiệp biến (covariance) của tín hiệu, và
)()(* txtdrxd = là ma trận tương quan chéo giữa d(t) và x(t)
Kết quả này giống với biểu diễn các trọng số tối ưu đối với anten mảng
bao gồm các phần tử đẳng hướng [78]. Tuy nhiên, trong trường hợp này, Rxx,
rxd, và do đó cả wopt đều phụ thuộc vào góc tới của L+1 tín hiệu, và giản đồ
phương hướng của các phần tử.
-55-
Như vậy, vấn đề là cần cập nhật trọng số tối ưu với một thuật toán nào đó
có chỉ tiêu tốt nhưng vẫn đảm bảo được khả năng thực hiện với thiết bị thực
tế.
2.2.3. Các thuật toán thích nghi Các thuật toán tạo búp thích nghi thực hiện các phép lặp tiến tới xấp xỉ
các trọng số tối ưu nói trên. Có rất nhiều thuật toán định dạng thích nghi đã
được phát triển. Ưu nhược điểm của một số thuật toán cơ bản hay được sử
dụng trong kỹ thuật tạo búp sóng cho thông tin di động được tóm tắt sau đây.
2.2.3.1. Trung bình bình phương nhỏ nhất Thuật toán trung bình bình phương nhỏ nhất (LMS) sử dụng phương
pháp có bước giảm dần và tính toán vectơ trọng số đệ quy sử dụng phương
trình:
][][]1[)( 1*
11 npnnwnw LMSpεµ+−= (2.49)
trong đó: pµ là hằng số tăng ích và điều khiển tốc độ thích nghi.
Thuật toán LMS yêu cầu biết trước thông tin về tín hiệu mong muốn.
Điều này có thể thực hiện được trong một hệ thống số bằng cách phát theo
chu kỳ một chuỗi huấn luyện được máy thu biết trước, hoặc sử dụng mã trải
phổ trong trường hợp hệ thống CDMA trải phổ trực tiếp. Thuật toán này hội
tụ chậm nếu dải véc-tơ riêng của Rxx lớn.
Ưu điểm: Luôn luôn hội tụ
Nhược điểm: Yêu cầu tín hiệu tham khảo
2.2.3.2. Nghịch đảo ma trận liên hợp lấy mẫu trực tiếp Công thức cập nhật trọng số trong thuật toán này vẫn là công thức (2.48),
nhưng Rxx và rxd được đánh giá từ dữ liệu được lấy mẫu trên một khoảng
thời gian xác định. Đánh giá các tham số này là:
-56-
,)()(ˆ2
1
∑=
=N
Ni
Hxx ixixR (2.50)
∑=
=2
1
)()(*ˆN
Nixd ixidr (2.51)
Ưu điểm: Luôn luôn hội tụ; Tốc độ hội tụ nhanh hơn LMS.
Nhược điểm: Yêu cầu tín hiệu tham khảo; tính toán phức tạp
2.2.3.3. Thuật toán bình phương tối thiểu đệ quy
Thuật toán bình phương tối thiểu đệ qui (RLS) ước lượng Rxx và rxd sử
dụng các tổng trọng số như sau:
(2.52)
và (2.53)
Nghịch đảo ma trận hiệp biến có thể thực hiện bằng cách đệ quy, và điều
này dẫn đến phương trình cập nhật trọng số:
)]()1(ˆ)(*)[()1(ˆ)(ˆ nxnwndnqnwnw H −−+−= (2.54)
trong đó:
)()1()(1)()1()( 11
11
nxnRnxnxnRnq
xxH
xx
−+−
= −−
−−
γγ (2.55)
và
)]1()()()1([ 1111 −−−= −−−− nRnxnqnRR xxxxxx γ (2.56)
Ưu điểm: Luôn luôn hội tụ; Tốc độ hội tụ nhanh gấp 10 lần so với LMS
Nhược điểm: Yêu cầu đánh giá ban đầu về Rxx-1 và tín hiệu tham khảo.
2.2.3.4. Các thuật toán quyết định trực tiếp Trong thuật toán quyết định trực tiếp, các trọng số có thể được cập nhật
bằng bất kỳ thuật toán nào ở trên, nhưng tín hiệu chuẩn được lấy ra từ quá
-57-
trình thực hiện giải điều chế tín hiệu y(t), tức là không yêu cầu thông tin
chuẩn từ bên ngoài. Tuy nhiên, thuật toán này không đảm bảo sự hội tụ vì y(t)
có thể khác d(t).
2.2.3.5. Thuật toán hằng số theo khối Thuật toán hằng số theo khối là thuật toán mù dược đề xuất bởi Goddard,
Treichler và Agee [17]. Thuật toán này không yêu cầu biết trước thông tin về
tín hiệu mong muốn. Thay vào đó, nó tận dụng các thuộc tính biên độ không
đổi hoặc gần như không đổi của hầu hết các khuôn dạng điều chế được sử
dụng trong thông tin vô tuyến. Bằng cách xem tín hiệu thu được có biên độ
không đổi, thuật toán hằng số theo khối sẽ khôi phục được tín hiệu mong
muốn. Công thức cập nhật trọng số được tính bằng:
w(n+1) = w(n) + µx(n)ε*(n) (2.57)
trong đó:
ε(n) = [1-|y(n)|2]y(n)x(n) (2.58)
Khi thuật toán hằng số theo khối hội tụ nó sẽ hội tụ tới nghiệm tối ưu,
nhưng sự hội tụ của thuật toán này không được đảm bảo bởi vì hàm chi phí ε
không lồi và có thể có các giá trị cực tiểu sai. Một vấn đề tiềm ẩn khác là nếu
có nhiều hơn một tín hiệu có cường độ mạnh, thuật toán có thể đưa ra quyết
định nhầm đối với tín hiệu không mong muốn. Có thể khắc phục vấn đề này
nếu có thêm thông tin về tín hiệu mong muốn. Các biến thể hiện tại của thuật
toán hằng số theo khối sử dụng các hàm chi phí khác nhau.
Thuật toán hằng số theo khối trung bình tối thiểu là một biến thể của
thuật toán hằng số theo khối sử dụng phép nghịch đảo ma trận trực tiếp.
Trọng số có thể được tính toán như sau: -1= xx xdw R r (2.59)
-58-
Trong đó Rxx và rxd được mô tả như ở (2.48), ngoại trừ việc sử dụng
ước lượng khối không đổi của tín hiệu mong muốn là || y
yd = .
Các phiên bản nhiều đích của thuật toán hằng số theo khối sử dụng quá
trình trực giao Graham-Schmidt để tạo ra hai hoặc nhiều hơn tập các trọng số
trực giao. Thuật toán hằng số theo khối nhiều đích có thể phân tách (phân
biệt) số tín hiệu bằng số phần tử của anten mảng. Có thể sử dụng trực giao
mềm hoặc trực giao cứng. Với phép trực giao cứng, ban dầu, với anten mảng
N phần tử, N véc-tơ trọng số trực giao được sử dụng. Mỗi vectơ trọng số được
cập nhật độc lập với nhau sử dụng thuật toán hằng số theo khối như trong
(2.57) hoặc (2.59). Tất cả các vectơ trừ vectơ đầu tiên được khởi tạo lại định
kỳ như sau nhằm tránh trường hợp có nhiều hơn một vectơ hội tụ tới cùng
một giá trị.
(2.60)
Ưu điểm: Không yêu cầu tín hiệu tham khảo
Nhược điểm: Về mặt lý thuyết, có thể không hội tụ.
2.2.3.6. Các kỹ thuật khác
Các phương pháp tạo búp sóng thích nghi khác có thể kể đến là kỹ thuật
khôi phục tự tương quan phổ (SCORE), là một thuật toán thích nghi mù sử
dụng đặc tính ổn định theo chu kỳ của tín hiệu. Bộ ước luợng chuỗi giống
nhau nhất cũng có thể được sử dụng để thực hiện tạo búp sóng thích nghi.
Trong các mảng thích nghi theo không gian, chỉ một số phần tử được lấy
trọng số thích nghi. Kỹ thuật này có nhiều ưu điểm đối với anten mảng lớn.
Hoạt động thích nghi theo không gian cho phép mảng loại bỏ được các tín
hiệu nhiễu và yêu cầu mức độ tính toán ít hơn so với trường hợp cập nhật tất
cả các trọng số phần tử.
-59-
2.2.3.7. Nhận xét
Ta thấy rằng mỗi thuật toán khác đều có những ưu nhược điểm riêng. Do
tính chất thay đổi liên tục của môi trường thông tin di động, cũng như những
hạn chế về khả năng tính toán tức thời khi thực hiện trong thiết bị thực tế mà
các hệ thống thử nghiệm đều chỉ sử dụng các thuật toán kinh điển không đòi
hỏi quá trình tính toán quá phức tạp. Đổi lại tốc độ hội tụ của thuận toán có
thể chậm hơn hoặc thậm chí không được đảm bảo như với trường hợp thuật
toán hằng số theo khối. Phần sau sẽ đề xuất một thuật toán kết hợp tận dụng
cả kênh hoa tiêu và kênh lưu lượng để giải quyết vấn đề trên mà không làm
tăng độ phức tạp tính toán.
2.3. Thuật toán tạo búp thích nghi có hỗ trợ của kênh hoa tiêu cho đường lên DS-CDMA
2.3.1. Anten thông minh cho DS-CDMA Khả năng thực tế của hệ thống anten thông minh phụ thuộc vào việc ứng
dụng công nghệ vô tuyến xác định bằng phần mềm sử dụng các thuật toán
phân tập và tạo búp thích nghi. Hệ thống vô tuyến xác định bằng phần mềm
thông thường cho hệ thống anten thông minh gồm có các bộ đổi tần xuống-
biến đổi tín hiệu thu được về trung tần. Tại đó, tín hiệu tiếp tục được lấy mẫu
và số hoá bởi một bộ biến đổi tương tự/số (A/D) tốc độ cao. Phần còn lại của
quá trình xử lý được thực hiện bởi phần mềm. Mỗi phần tử của anten mảng M
phần tử có bộ đổi tần xuống và biến đổi tương tự/số riêng được nối với mạch
tạo búp sóng. Việc giải điều chế được thực hiện bởi phần mềm và được dùng
chung cho tất cả các phần tử. Quá trình tạo búp sóng này có thể được thực
hiện bằng cách sử dụng các khối xử lý số (DSP) hoặc phần cứng. Thông
thường, người ta sử dụng các thuật toán thích nghi để cập nhật các véc-tơ
trọng số. Các véc-tơ trọng số thường được tính toán linh hoạt sử dụng hoặc
-60-
không sử dụng chuỗi hướng dẫn. Các thuật toán phổ biến hay được sử dụng
trong thực tế là các thuật toán đơn giản như đề cập ở phần trước.
Bằng cách sử dụng anten mảng thông minh trong hệ thống CDMA, nhiều
người sử dụng hơn có thể đồng thời dùng chung một băng tần; kỹ thuật tạo
búp sóng giúp mỗi người sử dụng có được SINR cao hơn. Ngoài các thuật
toán đơn giản nêu trên, nhiều thuật toán phức tạp khác đã được đề xuất cho
các hệ thống DS-CDMA để đảm bảo đáp ứng yêu cầu dung lượng cao.
Phần dưới đây sẽ đề xuất một thuận toán mà vẫn dùng các thuật toán
kinh điển nói trên để không làm tăng độ phức tạp tính toán, nhưng có sự kết
hợp thêm của kênh hoa tiêu để đạt được chỉ tiêu tốt hơn. Với một hệ thống
DS-CDMA 3G cụ thể, ta thấy rằng đường lên của hệ thống là nhất quán [3].
Để tách tín hiệu nhất quán, phải có một kênh hoa tiêu ở đường lên. Do đó,
phần này sẽ đề xuất sử dụng một thuật toán tạo búp thích nghi cho đường lên
DS-CDMA nhất quán. Thuật toán này khác các thuật toán khác ở chỗ có sự
hỗ trợ thêm của kênh hoa tiêu.
Ta xét đường lên của một hệ thống DS-CDMA gồm có kênh hoa tiêu và
kênh lưu lượng và sử dụng tách nhất quán ở trạm gốc bằng anten nhiều phần
tử. Để bù méo biên độ và pha của tín hiệu thu khi đi qua các kênh truyền sóng
vô tuyến, một tín hiệu hoa tiêu biết trước sẽ được sử dụng ở máy thu. Hai
phương pháp phát tín hiệu hoa tiêu hay được sử dụng là: ký hiệu hoa tiêu
hoặc kênh hoa tiêu.
Phương pháp hỗ trợ kênh hoa tiêu được sử dụng để phục hồi méo pha và
biên độ. Với kênh hoa tiêu, nhiều kỹ thuật tạo búp dựa trên thuật toán trung
bình bình phương nhỏ nhất (LMS), bình phương tối thiểu đệ qui có thể được
sử dụng. Trong đề xuất ở đây, cả kênh hoa tiêu và kênh lưu lượng được sử
dụng cho kỹ thuật tạo búp sóng. Ngoài thuật toán LMS để cập nhật các trọng
số của bộ tạo búp sóng cho kênh hoa tiêu, thuật toán hằng số theo khối cũng
-61-
được sử dụng để tận dụng thông tin trên kênh lưu lượng. Nhờ phép cập nhật
kết hợp này, tốc độ hội tụ của bộ tạo búp thích nghi sẽ nhanh hơn.
2.3.2. Mô hình tín hiệu
2.3.2.1. Kênh đường lên DS-CDMA nhất quán Xét kênh đường lên trong hệ thống DS-CDMA. Giả sử rằng có K người
sử dụng trong hệ thống, mỗi người sử dụng có ít nhất hai kênh truyền: một
kênh lưu lượng và một kênh hoa tiêu. Kênh lưu lượng thứ k có thể được biểu
diễn bằng:
);(][)( nnTtdnsAtr kn
kkk −= ∑∞
−∞= (2.61)
trong đó:
T là độ dài của ký hiệu,
kA là biên độ,
Ssk ∈ là ký hiệu thứ n,
);( ntdk là dạng sóng trải phổ ở ký hiệu thứ n và kênh thứ k.
Ở đây, S là ký hiệu mà S = ±1 đối với khoá chuyển pha nghị phân
BPSK và S = (±1±j)/ 2 đối với khoá chuyển pha tứ phân QPSK. Dạng
sóng trải phổ được viết là:
)(];[);(1
0c
N
lkk lTtnlcntd −=∑
−
=
ϕ (2.62)
trong đó:
cT là độ dài chíp,
N=T/ cT là tăng ích xử lý,
Snlck ∈);( là phần tử thứ l của chuỗi trải phổ đối với ký hiệu thứ
n của kênh thứ k,
φ(t) là dạng sóng chíp.
-62-
Ngoài kênh lưu lượng, kênh hoa tiêu có thể được biểu diễn là:
);()( nnTtdsAtr kn
kk −= ∑∞
−∞= (2.63)
trong đó:
kA là biên độ,
s là ký hiệu hoa tiêu không đổi,
);( ntd k là dạng sóng trải phổ của kênh hoa tiêu thứ k.
Trong đó, sóng trải phổ có dạng:
)(];[);(1
0c
N
lkk lTtnlcntd −=∑
−
=
ϕ (2.64)
trong đó:
);( nlck là phần tử thứ l của chuỗi trải phổ đối với kênh hoa tiêu thứ k.
Thông thường, biên độ của kênh lưu lượng lớn hơn kênh hoa tiêu, tức là
kA > kA . Để có thể tách nhất quán, phải lấy được thông tin về pha của kênh
pha-đinh qua kênh hoa tiêu.
2.3.2.2. Véc-tơ vết không gian
Giả sử rằng trạm gốc được trang bị một anten mảng có M phần tử. Ký
hiệu a(θ) là đáp ứng của mảng đối với một tín hiệu có biên độ đơn vị với góc
tới là θ. ∆θ là góc trải của góc tới danh định θ. Cùng với kênh này, vết không
gian có thể được xác định bằng:
)~(1
q
Q
qqav θθα +=∑
= (2.65)
trong đó:
| qθ~ | ≤ ∆θ/2,
Q là số tín hiệu tán xạ cục bộ, và
qα là hệ số suy hao.
-63-
Nếu cấu tạo mảng đủ trơn và ∆θ không lớn, đặt d(θ)=da(θ)/dθ, ta có thể
lấy xấp xỉ a(θ+θ~ ) bằng:
a(θ+ ≅)~θ a(θ)+βd(θ) (2.66)
Dựa vào công thức (2.66) trên, việc đánh giá vết không gian đã được
nghiên cứu trong [36]. Mặt khác, nếu ∆θ đủ nhỏ, vết không gian có thể được
viết là:
v=αa(θ) (2.67)
trong đó: ∑ ==
Q
q q1αα
Nói chung, α có thể được coi là một biến ngẫu nhiên.
Các mô hình cho véc-tơ không gian v ở trên là các mô hình tham số. Để
sử dụng các mô hình tham số này, ta cần biết thông tin về hình dạng của mảng
anten. Hơn nữa, các mô hình tham số này chỉ có giá trị khi ∆θ rất nhỏ. Trong
phần này, ta không sử dụng các mô hình tham số của véc-tơ vết không gian để
xây dựng véc-tơ tạo búp sóng (véc-tơ tạo búp sóng không được tính toán từ
các tham số θ, α, và β). Do đó, mô hình tham số sẽ không được xem xét và
không cần thông tin về hình dạng của mảng anten.
2.3.2.3. Mô hình tín hiệu véc-tơ Ký hiệu vk là vết không gian của kênh thứ k. Tín hiệu thu được không có
trễ truyền sóng của kênh lưu lượng thứ k có thể được viết là:
)()( kkkk trvtr τ−= (2.68)
trong đó: kτ là trễ truyền sóng.
Cùng thời gian này, kênh hoa tiêu cũng tới máy thu. Kênh hoa tiêu thứ k
thu được có thể được viết là:
)()( kkkk tpvtp τ−= (2.69)
Tín hiệu thu được ở trạm gốc bây giờ là:
-64-
)())()(()(1
twtptrtyK
kkk ++=∑
= (2.70)
trong đó w(t) là tạp nền.
2.3.3. Kết hợp theo không gian ở máy thu trạm gốc
2.3.3.1. Cấu trúc của bộ kết hợp
Đặt y[n] biểu diễn chuỗi lấy mẫu của y(t) từ bộ biến đổi tương tự sang số
(A/D) sau bộ lọc trùng khít cho dạng sóng chip φ(t). Giả sử rằng tín hiệu
mong muốn là tín hiệu đầu tiên. Không làm mất tính tổng quát, ta giả sử rằng
τ1=0. Do đó, với dạng sóng chíp hình chữ nhật, có thể viết: [76]
∫+
= c
c
Tn
nTc
dttyT
ny)1(
)(1][ (2.71)
Trong phương pháp trải phổ thông thường, với một tập các bộ tương
quan cho tín hiệu truyền dẫn đầu tiên [r1(t) và p1(t)], véc-tơ tín hiệu giải trải
phổ cho tín hiệu kênh truyền dẫn lưu lượng và hoa tiêu thứ k tương ứng bằng:
];[][1][ *1
1
01 nlclnNy
Nnr
N
l+= ∑
−
= (2.72)
và ];[][1][ *1
1
01 nlclnNy
Nnp
N
l+= ∑
−
= (2.73)
trong đó: ];[1 nlc là phần tử thứ l của chuỗi trải phổ cho ký hiệu thứ n
của kênh hoa tiêu thứ 1 .
Từ mô hình véc-tơ tín hiệu, ta có:
][][][ 1,1111 ninsAvnr r+= (2.74)
và ][][ 1,111 nisAvnp p+= (2.75)
trong đó ][1, nir và ][1, nip là chuỗi véc-tơ nhiễu-cộng-tạp tương ứng trong kênh
lưu lượng và hoa tiêu. Chú ý rằng ];[];[*1
0
nlcnlc kk
N
l∑−
= = Nnlcnlc kk
N
l
=∑−
=
];[];[*1
0
-65-
2.3.3.2. Thuật toán kết hợp cho tạo búp
Để có được đánh giá ký hiệu dữ liệu từ ][1 nr trong (2.74), cần phải có
một bộ tạo búp. Định nghĩa véc-tơ trọng số của bộ tạo búp cho kênh hoa tiêu
đầu tiên là: T
Lw ]...[ 1,1,21,11 ωωω= (2.76)
Đánh giá ký hiệu được viết là:
][][ˆ 111 nrwns H= (2.77)
Trong máy thu có bộ tạo búp, véc-tơ trọng số 1w phải được tính để có thể
đánh giá tốt ký hiệu. Nếu biết ][1 ns , tiêu chí lỗi trung bình bình phương
(MSE) có thể được sử dụng để tính 1w :
[ ]211111 |][][|minarg nrwnsAEw H
w−= (2.78)
Nhưng do không biết ][1 ns , cách tiếp cận trên là không thể thực hiện
được. Tuy nhiên, nhờ có kênh hoa tiêu, tiêu chí lỗi bình phương nhỏ nhất để
tính w1 có thể tính bằng
)(minarg1 wCw pw
= (2.79)
trong đó [ ]21111 |][][|)( nrwnsAEwC H
p −= (2.80)
Từ lỗi bình phương nhỏ nhất trong (2.79), một thuật toán LMS để tính
toán véc-tơ trọng số thích nghi có thể được rút ra. Do đó:
][][]1[)( 1*
11 npnnwnw LMSpεµ+−= (2.81)
trong đó LMSε là hàm lỗi tính bằng
][]1[][ 111 npnwsAn HLMS −−=ε (2.82)
và µp là tăng ích thích nghi của thuật toán LMS.
Như đề cập ở trên : 1A < 1A , tức là biên độ của kênh hoa tiêu nhỏ hơn
kênh lưu lượng. Như vậy, véc-tơ trọng số từ (2.81) có thể không đủ để đánh
-66-
giá tốt ký hiệu ][][ˆ 111 nrwns H= . Nếu có thể, kênh lưu lượng sẽ được tận dụng để
tìn một véc-tơ trọng số tốt hơn w1[n].
Kênh lưu lượng có thể được tận dụng để tìm véc-tơ trọng số w1 bằng
cách sử dụng thuật toán Thuật toán hằng số theo khối. Mặc dù ][1 ns là không
biết, nhưng biên độ thì lại cố định và biết được [tính chất hằng số theo khối].
Từ đó, hàm chi phí có thể được xác định để tìm véc-tơ trọng số w1 như sau:
[ ]22111 )|][|()( nrwAEwC H
r −= (2.83)
Thuật toán hằng số theo khối gắn với )(wCr này được viết là:
][][]1[][ 1*
11 nrnnwnw CMSrεµ+−= (2.84)
trong đó CMSε là hàm lỗi tính bằng:
][]1[)|][]1[|(][ 12
111 nrnwnrnwAn HHCMS −−−=ε (2.85)
và µr là tăng ích thích nghi của thuật toán hằng số theo khối.
Thuật toán hằng số theo khối không đảm bảo chắc chắn hội tụ, trong khi
thuật toán LMS thì lại đảm bảo. Để có véc-tơ trọng số tốt hơn w1[n], ta sẽ sử
dụng kết hợp đồng thời hai thuật toán này.
Không làm mất tính tổng quát, giả sử rằng A1=1 và 1A =a. Định nghĩa
hàm chi phí kết hợp là:
)()1()()( 1 wCwCwC rp λλ −+= (2.86)
trong đó 0≤λ≤1. Thuật toán thích nghi gắn với hàm chi phí hỗn hợp tính bằng:
][][)1(][][]1[][ 1*
1*
11 nrnnpnnwnw CMSrLMSp εµλελµ −++−= (2.87)
So sánh (2.87) với công thức cập nhật trọng số LMS (2.81), ta thấy rằng
với thuật toán kết hợp LMS và hằng số theo khối, phần cập nhật trọng số có
thêm một đại lượng là phần cuối trong công thức (2.87), do đó rõ ràng là tốc
độ hội tụ sẽ nhanh hơn. Tuy nhiên, thuật toán hằng số theo khối không phải
lúc nào cũng đảm bảo tính hội tụ. Như vậy, trong trường hợp xấu nhất, tốc độ
hội tụ của thuật toán đề xuất ít nhất cũng bằng tốc đội hội tụ của LMS.
-67-
2.4. Tổng kết chương
Việc xử lý tín hiệu trên anten mảng có thể dựa trên hai kỹ thuật chính là
phân tập hoặc tạo búp. Với kỹ thuật phân tập, tín hiệu ở các nhánh anten khác
nhau được giả thiết là không tương quan, nghĩa là chỉ tiêu hệ thống càng tốt
khi mức độ tương quan của tín hiệu ở các nhánh càng nhỏ. Trong khi đó, kỹ
thuật tạo búp lại lợi dụng tính tương quan của tín hiệu ở các nhánh, do đó phát
sinh mâu thuẫn giữa việc tránh làm nhiễu búp sóng và mong muốn có được
phân tập thu.
Trên lý thuyết, đã có rất nhiều các thuật toán khác nhau được phát triển
cho kỹ thuật tạo búp của anten thông minh trong thông tin di động. Tuy nhiên
do tính chất thay đổi liên tục của môi trường thông tin di động, cũng như
những hạn chế khi thực hiện trong thiết bị thực tế mà các hệ thống thử nghiệm
đều chỉ sử dụng các thuật toán kinh điển như trung bình bình phương nhỏ
nhất, bình phương tối thiểu đệ qui, .v.v.
Cấu trúc đường lên DS-CDMA gồm có kênh hoa tiêu và kênh lưu lượng
và tách nhất quán được sử dụng ở trạm gốc với nhiều phần tử anten. Chương
này cũng đã đề xuất sử dụng thuật toán dùng cả kênh hoa tiêu và kênh lưu
lượng cho kỹ thuật tạo búp. Ngoài thuật toán trung bình bình phương nhỏ
nhất để cập nhật các trọng số của bộ tạo búp cho kênh hoa tiêu, thuật toán
hằng số theo khối cũng được sử dụng để tận dụng thông tin trên kênh lưu
lượng. Nhờ phép cập nhật kết hợp cả thuật toán này, tốc độ hội tụ của bộ tạo
búp thích nghi sẽ nhanh hơn.
-68-
Chương 3. Hiệu quả về dung lượng của anten thông minh đối với hệ thống GSM
3.1. Đánh giá hiệu quả về dung lượng khi sử dụng anten thông minh chuyển búp sóng
Trong hệ thống thông tin di động tổ ong, nếu tổng số kênh phân bổ cho
một nhà cung cấp dịch vụ là Nt, thì số kênh này thường được chia đều để sử
dụng cho các ô trong một cụm (cluster), cấu trúc cụm này được tái sử dụng
(lặp lại) trong toàn hệ thống[4]. Nếu số ô trong một cụm là N thì số kênh trên
một ô là:
Nc=Nt/N (3.1)
Số kênh trên một ô tăng khi kích cỡ cụm N giảm.
Khoảng cách D giữa các ô sử dụng kênh giống nhau được gọi là khoảng
cách tái sử dụng (xem Hình 3.1). Các ô sử dụng cùng một tập kênh được gọi
là ô cùng kênh. Trong hệ thống tổ ong, có thể có vô số các ô cùng kênh. Số ô
gây nhiễu cùng kênh ở lớp thứ nhất (gần với ô bị nhiễu nhiều nhất) là Ni = 6.
Vì ô có hình lục giác, chỉ có thể có các giá trị hạn chế nhất định kích cỡ cụm
theo công thức N = i2 + ij + j2, trong đó i, j là các số nguyên không âm. Do
đó, kích cỡ cho phép của ô hình lục giác là N = 1, 3, 4, 7, 9, 13, 16… Số
nguồn nhiễu cùng kênh ở các vòng xa hơn thứ n (n là số nguyên) bằng 6n.
Nếu R là bán kính của mỗi ô, hình dạng lục giác tạo ra một liên quan giữa
kích cỡ ô và khoảng cách tái sử dụng:
D = R N3 (3.2)
Công thức tính diện tích của một hình lục giác theo bán kính là
S =3 3 R2/2 (3.3)
-69-
Hình 3.1. Mẫu tái sử dụng tần số trong thông tin di động
Khoảng cách tái sử dụng tăng khi kich cỡ cụm tăng với bán kính ô không
đổi. Khoảng cách tái sử dụng lớn sẽ làm cho công suất nhiễu cùng kênh nhỏ
hơn, do tín hiệu vô tuyến suy hao khi khoảng cách tăng. Do đó công suất
nhiễu giảm khi N tăng. Tuy nhiên, như đã nói ở trên, số kênh cho một ô sẽ
giảm khi N tăng.
Xét ô trung tâm là ô mong muốn của một máy di động di chuyển trong ô
đó và giả thiết rằng mọi anten trạm gốc phát xạ công suất như nhau và bị bao
quanh bởi các vật cản như nhau, công suất sóng mang trên nhiễu C/I nhận
được bởi một máy di động nằm ở rìa ô không mong muốn, do nhiễu phát sinh
từ các nguồn nhiễu ở lớp gần nhất là:
∑∑==
≈=ii N
k
n
n
N
k
nk
n
D
R
dK
RKIC
11/1
/1
/
/=
i
n
NN 2/)3(
(3.4)
-70-
Trong đó K là hằng số phụ thuộc vào công suất phát xạ và các tham số
anten và dk là khoảng cách giữa máy di động và máy phát cùng kênh thứ k.
Xấp xỉ dk ~ D được sử dụng trong (3.4). Đại lượng n là hệ số suy hao đường
truyền và mô tả tỉ lệ suy hao đường truyền trong môi trường nhất định với
khoảng cách d từ máy phát. Trong không gian tự do, hệ số suy hao đường
truyền này là 2, trong khi trên mặt đất bằng phẳng thì giá trị này xấp xỉ 4. Sử
dụng n=4, N = 7 và Ni = 6 trong (3.4), thì ta có C/I = 72,5 ~ 18,7 dB. Với các
nguồn nhiễu ở lớp đầu tiên, kết quả xấp xỉ tốt hơn cho khoảng cách là dk = D,
D+R, D-R, D+R/2, D-R/2 [51]. Với N ≥ 7, chênh lệch giữa C/I tính theo hai
cách này sẽ nhỏ hơn 1 dB.
Từ phương trình (3.4), ta thấy cách giảm nhiễu và tăng tỉ số C/I là dùng
anten có vùng phủ dẻ quạt ở trạm gốc, chia mặt phẳng nằm ngang thành nhiều
phần. Ví dụ, nếu dùng ba anten có vùng phủ dẻ quạt 120o ở trạm gốc thay cho
một anten đẳng hướng thì số nguồn nhiễu của hệ thống 7-cụm sẽ giảm từ 6
xuống 2. Sau đó mỗi ô lại được chia thành 3 ô con. Việc áp dụng vùng phủ dẻ
quạt 120o sẽ tăng C/I của hệ thống lên 3 lần hay bằng xấp xỉ 5 dB. Tỉ số C/I
tăng lên này có thể được tận dụng theo nhiều cách: giảm tỉ lệ lỗi bít của hệ
thống, tăng kích thước ô, hoặc tăng số người sử dụng. Tuy nhiên, việc tạo
vùng phủ dẻ quạt có nhược điểm là số kênh trên một vùng dẻ quạt giảm nên
hiệu quả trung kế giảm.
Với CIR (xác định bởi các ràng buộc khác của hệ thống thông tin di
động) và n, Ni cho trước, phương trình (3.4) có thể biến đổi thành:
N =n
ICNi
/2
31
(3.5)
Trong đó chỉ số đẳng hướng (omni) đã được loại bỏ khỏi C/I
Trong vùng mật độ dân số cao, có thể giả thiết rằng các nguồn nhiễu
được phân bố đồng nhất trong không gian. Nếu một anten chuyển búp sóng có
-71-
m búp sóng, mỗi búp sóng có độ rộng ∆φ radian, được sử dụng ở trạm gốc
thay cho anten đẳng hướng thì số nguồn nhiễu trên một búp sóng giảm đi
∆φ/2π = 1/m. Do đó, CIR cho một anten chuyển búp sóng là
nsb N
Nim
IC /2)3(= (3.6)
Công thức này cho thấy CIR được tăng tỉ lệ thuận với số búp sóng m. Ưu
điểm này đạt được giống như trường hợp sử dụng anten có vùng phủ dẻ quạt.
Tuy nhiên, khác với anten có vùng phủ dẻ quạt, số kênh khả dụng trong hệ
thống chuyển búp sóng không bị chia ra giữa các búp sóng. Trái lại, mọi kênh
đều là khả dụng cho búp sóng được chọn, phương trình (3.5) có thể được
dùng để tính CIR với m, Ni, N và n cho trước. Ngược lại, với CIR, n và m cho
trước, phương trình (3.6) có thể được chuyển đổi để xác định kích cỡ cụm
hiệu dụng Ne
Ne = nn
NmIC
mNi /2
/2
31 −=
(3.7)
Phương trình trên cho thấy rằng kích cỡ cụm giảm khi m tăng với CIR
không đổi. Nếu Nt là tổng số kênh trên một cụm và Nc = Nt/N là số kênh trên
một ô, thì số kênh hiệu dụng trên một ô Nce bằng
Nce = NcNcmNm
NtNeNt n
n ≥==−
/2/2 (3.8)
Với một xác suất nghẽn cho trước p, mật độ lưu lượng E/Nk trên một
kênh có thể được biểu diễn theo số kênh có Nk. Với một giá trị xác suất nghẽn
cụ thể là 0,01, có thể sử dụng biểu diễn xấp xỉ sau [37]:
E/Nk ≈ 0,855 tanh(0,07Nk) – 1,41x10-3Nk2e-0,07Nk (3.9)
Nếu giả sử lưu lượng tiêu biểu của người sử dụng là Eu, số người sử
dụng K hỗ trợ trên một kênh là (E/Nk)/Eu. Để tính lưu lượng với anten chuyển
búp sóng, số kênh trên tổng kênh cần được dùng trong (3.9) là số kênh hiệu
-72-
dụng trên một ô, Nce. Tổng số thuê bao trên ô, Ksb = kNce, với hệ thống
chuyển búp sóng có p=0,01 là
Ksb = EuNce [0,855 tanh(0,07Nce) – 1,41x10-3Nce
2e-0,07Nce] (3.10)
Trái lại số người dùng trên một ô với anten đẳng hướng, Komni, và với
anten sector m-búp sóng, Ksec với p = 0,01 là:
Komni = EuNc [0,855 tanh(0,07Nc) – 1,41x10-3Nc
2e-0,07Nc] (3.11)
Ksec = EuNce [0,855 tanh(
mNce07,0 ) – 1,41x10-3 m
Nce
em
Nce 07,02 −
]
Chú ý rằng số trung kế trong hệ thống m-sector bằng m và số kênh trong
tổng số kênh có thể dùng giảm theo tỉ lệ thuân Nce/m.
Cũng cần chú ý rằng phương trình (3.9-3.10) có ý nghĩa cho CIR không
đổi, cần giữ CIR là hằng số khi độ rộng búp sóng bị hẹp đi 1/m, kích cỡ cụm
đã được chuyển thành Ne như chỉ ra trong phương trình (3.7).
3.2. Kết quả tính số
Dựa trên bài toán thiết lập ở trên, chúng tôi đã xây dựng một phần mềm
dựa trên ngôn ngữ lập trình Matlab. Môi trường hoạt động yêu cầu của
chương trình:
- Matlab 6.0 [40]
- Windows 95
Kết quả tính toán khả năng tăng dung lượng bằng anten chuyển búp sóng
cho các nhà khai thác AMPS và GSM với các cấu hình khác nhau được đưa ra
sau đây.
3.2.1. Hiệu quả về dung lượng với hệ thống AMPS
Nhà khai thác hệ thống AMPS có tổng băng thông là 12,5 MHz, mỗi
kênh thoại chiếm 30 kHz thì tổng số kênh là 12,5MHz/30kHz ≈ 416. Mẫu tái
-73-
sử dụng (N) thông thường trong AMPS là 7, với lưu lượng mỗi thuê bao là
0,04 Erlang, tỉ lệ nghẽn p = 0,01, n = 4,5, và Ni = 6, kết quả tăng dung lượng
khi áp dụng vùng phủ dẻ quạt và sử dụng anten chuyển búp sóng được cho
trong Hình 3.2. Ta thấy rằng, với ba búp sóng, dung lượng hệ thống tăng
đáng kể so với trường hợp anten đẳng hướng (một búp sóng), trong đó anten
thông minh phục vụ được 2000 thuê bao lớn hơn so với anten có vùng phủ dẻ
quạt (khoảng 1600 thuê bao). Với 12 búp sóng, khả năng tăng dung lượng của
anten thông minh lớn hơn so với anten có vùng phủ dẻ quạt khoảng 70 %.
Hình 3.2. Tăng dung lượng bằng anten chuyển búp sóng cho nhà khai
thác AMPS có băng thông 12,5 MHz, hệ số tái sử dụng N=7.
Như đã nói ở trên, khi sử dụng anten chuyển búp sóng, tỉ số CIR sẽ tăng
do đó nhà khai thác có thể giảm hệ số tái sử dụng tần số. Trong trường hợp
nhà khai thác AMPS giảm hệ số tái sử dụng xuống 4 thì dung lượng hệ thống
tăng lên rất nhiều, xem Hình 3.3. Với 3 búp sóng, số thuê bao có thể phục vụ
bởi anten có vùng phủ dẻ quạt là 3200 trong khi anten chuyển búp sóng là
3600.
-74-
Hình 3.3. Tăng dung lượng bằng anten chuyển búp sóng cho nhà khai thác AMPS có băng thông 12,5 MHz, hệ số tái sử dụng N=4.
3.2.2. Hiệu quả về dung lượng đối với hệ thống GSM
Tổng băng thông của một nhà khai thác di động ở Việt Nam hiện nay là
8 MHz cho một chiều lên hoặc xuống. Với hệ thống GSM, mỗi kênh tần số
cần băng thông là 200 kHz và có thể mang 8 kênh lưu lượng (thoại) thì tổng
số kênh lưu lượng Nt = 8 MHz/200 kHz x 8 = 320. Thực tế, một số kênh sẽ
phải dùng làm kênh điều khiển cho các việc như phân bổ kênh, nhắn tin,
thông báo.v.v. Với các mẫu tái sử dụng N=4 CIR cho anten đẳng hướng là
16,5 dB. Kết quả cải thiện dung lượng của anten chuyển búp sóng có thể đạt
khoảng 30% so với anten có vùng phủ dẻ quạt, xem Hình 3.4.
-75-
Hình 3.4. Tăng dung lượng bằng anten chuyển búp sóng cho nhà khai thác
GSM có băng thông 8 MHz, hệ số tái sử dụng N=4.
Hình 3.5. Tăng dung lượng bằng anten chuyển búp sóng cho nhà khai thác
GSM có băng thông 12,5 MHz, hệ số tái sử dụng N=4.
Trường hợp nhà khai thác GSM có băng thông 12,5MHz, Nt =
12,5MHz/200 kHz x 8 = 500 dung lượng hệ thống lớn hơn nhiều so với hệ
thống AMPS, xem Hình 3.5.
-76-
3.2.3. Đề xuất mẫu tái sử dụng tần số cho mạng GSM ở Việt Nam khi sử dụng anten thông minh
Như kết quả tính số trong Hình 3.6, với các mẫu tái sử dụng N=4 CIR
cho anten đẳng hướng là 16,5 dB. Khi số búp sóng được tăng lên tới 12 thì
CIR tăng lên tới 25,5 dB - lớn hơn nhiều so với CIR yêu cầu. Với N=3, CIR
tăng từ 13,5 dB lên 24 dB khi chuyển từ anten đẳng hướng sang anten thông
minh 12 búp sóng – cũng lớn hơn hiều so với giá trị CIR =16,5 dB của trường
hợp anten đẳng hướng, N=4. Với N=1 (mỗi trạm gốc có thể sử dụng tất cả các
tần số giống nhau, như đối với CDMA), CIR chỉ đạt 13,5 dB khi sử dụng 12
búp sóng- giá trị này lớn hơn CIR yêu cầu đối với hệ thống GSM (8-9dB)
[49] tuy nhiên có thể không đủ dự trữ để chống lại pha-đinh.
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12
5
10
15
20
25
30
So beam, m
CIR
, dB
Hình 3.6. Thay đổi CIR khi hệ số tái sử dụng tần số giảm từ 4 xuống 1
(__: N=4, -x-: N=3, -o-: N=1)
Như vậy ta có thể đề xuất Mẫu tái sử dụng tần số N=3 cho mạng GSM ở
Việt Nam khi có sử dụng anten thông minh. Kết quả là, hệ thống sẽ được cải
thiện dung lượng đáng kể. Với hệ số tái sử dụng N = 3, dung lượng hệ thống
-77-
đạt hơn 4000 thuê bao so với hơn 3000 thuê bao khi N=4 với trường hợp 3
búp sóng, Xem Hình 3.7. Với băng thông 12,5MHz dung lượng hệ thống còn
lớn hơn nữa, xem Hình 3.8.
Hình 3.7. Tăng dung lượng bằng anten chuyển mạch búp sóng cho nhà
khai thác GSM có băng thông 8 MHz, hệ số tái sử dụng N=3.
Hình 3.8. Tăng dung lượng bằng anten chuyển mạch búp sóng cho nhà
khai thác GSM có băng thông 12,5 MHz, hệ số tái sử dụng N=3.
-78-
3.3. Ảnh hưởng của pha-đinh và che khuất tới việc tái sử dụng tần số
Phần này sẽ xem xét, đánh giá xác suất nhiễu đồng kênh trong thông tin
di động khi tín hiệu thu bị biến thiên do các ảnh hưởng của sự che khuất và
pha-đinh.
Xét một máy di động có đường bao tín hiệu thu rw từ trạm gốc mong
muốn - được giả thiết là đặt tại trung tâm một ô có bán kính R. Máy di động
này cũng sẽ đồng thời thu tín hiệu ri từ một trạm gốc khác gần đó cũng sử
dụng cùng tần số này (nguồn nhiễu đồng kênh). Trước hết, ta chỉ xét trường
hợp có một nguồn nhiễu đồng kênh. Gọi D là khoảng cách giữa trạm gốc
mong muốn và trạm gây nhiễu. Để kết nối giữa máy di động và trạm gốc
mong muốn hoạt động được, đường bao rw phải lớn hơn ri một hệ số bảo vệ
q>1 nào đó tức là rw>qri. Giá trị chính xác của hệ số bảo vệ này tuỳ thuộc vào
phương pháp điều chế được sử dụng. Nhìn chung, hệ số bảo vệ là thấp hơn
đối với các phương pháp điều chế băng rộng hơn, chẳng hạn điều chế FM có
hệ số bảo vệ nhỏ hơn so với các phương pháp đièu chế cơ sở như AM hay
SSB. Ví dụ, truyền dẫn thoại sử dụng điều chế FM 25 kHz có thể đảm bảo
chất lượng với giá trị CIR (hay là q) = 18 dB.
Hiện tượng mất liên lạc sẽ xẩy ra khi mức nhiễu quá cao và hệ số bảo vệ
không được đảm bảo. Xác suất mất liên lạc được xác định bằng xác suất mà
rw≤qri. Khi không có pha-đinh và che khuất, tín hiệu chỉ bị suy giảm bởi suy
hao đường truyền, mối quan hệ giữa các đường bao tín hiệu thu được từ trạm
gốc mong muốn và trạm gốc gây nhiễu được biểu diễn như sau:
2/
2/
1
1
ni
i
nw
w
dr
dr
∝
∝
(3.12)
-79-
trong đó:
n là hệ số mũ suy hao đường truyền, và
dw , di tương ứng là khoảng cách từ máy di động tới trạm gốc mong
muốn và trạm gốc gây nhiễu.
Giá trị của hệ số bảo vệ tuỳ thuộc vào công suất phát, tăng ích anten,
chiều cao Ht so với mặt đất... Giả thiết các thông số của cả hai trạm gốc này là
như nhau, thì quỹ tích những điểm thoả mãn rw=qri xác định bởi phương trình
sau:
2/ ni
w
d qd
= (không có pha-đinh và che khuất) (3.13)
Nếu anten của trạm mong muốn có toạ độ (0,0,Ht) và của trạm gây nhiễu
là (D,0,Ht) trên mặt phẳng nằm ngang, thì quĩ tích này là một đường tròn tâm
tại (-D/(q4/n-1),0) với bán kính là Dq2/n/(q4/n-1). Hình 3.9 cho thấy vùng bị
nhiễu (bị che khuất) và không nhiễu (không bị che khuất) giới hạn bởi đường
tròn. Nếu chịu ảnh hưởng của pha-đinh và che khuất có phân bố log-chuẩn,
thì đường bao tín hiệu thu trong điều kiện không nhìn thẳng có dạng như sau:
[27, 49, 79]
υσ .10.1 20/2/
dgnd
r ∝ (3.14)
Trong đó:
g là phương sai đơn vị Gauss có trung bình bằng không (zero-mean),
υ là phương sai Rayleigh, với trị trung bình / 2π , và
dσ (dB) là độ lệch chuẩn của phân bố log-chuẩn.
Trong điều kiện có pha-đinh và che khuất, quĩ tích tức thời của các điểm
thoả mãn rw=qri sẽ không còn có dạng đường tròn nữa, mà được xác định
bằng phương trình sau: [27]
-80-
ngg
n
i
w
w
i dwwdiiqdd 10/)(
/2
10 σσ
υυ −
= (3.15)
trong đó:
gw, υw, và dwσ : tương ứng là phương sai phân bố Gauss, Rayleigh và độ
lệch chuẩn của phân bố log-chuẩn của tín hiệu mong muốn
gi, υi, và diσ : tương ứng là phương sai phân bố Gauss, Rayleigh và độ
lệch chuẩn của phân bố log-chuẩn của tín hiệu (gây nhiễu).
Hình 3.9. Vùng có nhiễu và không nhiễu (a) không có pha-đinh (b) có pha-đinh và che khuất.
Hình 3.9(b) cho thấy vùng nhiễu và không nhiễu khi tính đến pha-đinh
và che khuất. Rõ ràng là nhiễu có thể xẩy ra ngay cả khi máy di động ở rất
gần vị trí của trạm gốc mong muốn. Hàm mật độ xác suất của đường bao tín
hiệu thu khi có cả pha-đinh và che khuất sẽ có dạng như sau: [27]
( )2
2 2/10 /10( ) exp exp
10 4 108 2d d
d ddr r
d d
rr rp r d rµπ π
σ σ
+∞
−∞
− = − − × ∫ (3.16)
trong đó:
rd=20logr là đường bao trung bình cục bộ tính bằng dB, và
Nhiễu
Không nhiễu
Trạm mong muốn Trạm gây
nhiễu
dw di
Nhiễu
Không nhiễu
Trạm mong muốn Trạm gây
nhiễu
dw di
-81-
dd rµ = là trung bình của đường bao trung bình cục bộ, tính bằng dB.
Hiện tượng mất liên lạc xẩy ra khi ri≥ rw/q. Xác suất xẩy ra điều này có
thể tính được bằng cách đặt rw=x, rồi tìm xác suất để ri≥x/q:
/
( / ) ( )i i ix q
P r x q p r dr∞
≥ = ∫ (3.17)
và sau đó tích hợp mọi giá có thể có của x
Hàm mật độ xác suất này thoả mãn bởi ri hoặc rw có dạng công thức
(3.16). Vậy, ta có xác xuất mất liên lạc là:
ww
iwdididwdwout rdqrrPrpqP ∫
∞
≥=0
)()();,,,( σµσµ (3.18)
2
( 2 ) /10
1 exp( )1 10 ddZ t
t dtσπ
∞
−−∞
−=
+∫ (3.19)
trong đó, kết quả cuối cùng trên được tính bằng cách thay thế các đường bao
hàm mật độ xác suất có dạng (3.16) vào (3.18) và (3.17) sau đó rút gọn tích
phân thu được.
Trong (3.19) ta giả thiết là:
d w di dσ σ σ= = , và
ZZd log20∆
= = ddidw q−− µµ với qd=20logq là hệ số bảo vệ tính bằng dB.
Với 0dσ = dB, tích phân trên có thể tính gần đúng với dạng
Pout=1/(1+Z2), trường hợp này tương ứng với chỉ có pha-đinh mà không có
che khuất.
-82-
Hình 3.10. Xác suất mất liên lạc khi có pha-đinh và che khuất
Tích phân (3.19) được tính bằng phương pháp số và kết quả được vẽ
trong Hình 3.10. Xác xuất mất liên lạc theo Zd, với dσ là tham số. Ta thấy
rằng, mức nhiễu cao xảy ra thậm chí ở ngay gần máy phát, nơi có mức tín
hiệu mong muốn trung bình cao hơn nhiều so với mức trung bình của nhiễu.
Ví dụ, nếu didw µµ += 40 và hệ số bảo vệ là 20 dB, thì xác suất mất liên lạc là
khoảng 1%, 4% và 15% tương ứng với dσ = 0, 6, và 12 dB. Chú ý rằng Pout
không phụ thuộc vào các mức tín hiệu tuyệt đối, mà chỉ phụ thuộc vào các
mức tương đối được thể hiện trong d ddw diZ qµ µ= − −
3.3.1. Ảnh hưởng của sự che khuất Trong trường hợp chỉ có ảnh hưởng của hiệu ứng che khuất, đường bao
tín hiệu sẽ có dạng:
grd
r dddg
nd σµσ +=⇒∝ 20/
2/ 10.1 (3.20)
-83-
Thực hiện phân tích tương tự như phần trước, xác suất mất liên lạc khi
không có pha-đinh là:
0
2
/ 2
( , , , , ) ( ) ( )
exp( )2
( )2
dd
wdw diout w i wdw di
Z
d
d
rP q p r P r drq
t dt
ZQ
σ
µ σ µ σ
σ
∞
∞
= ≥
= −
=
∫
∫ (3.21)
trong đó hàm Q(.) là hàm như được định nghĩa trong Chương 1.
Hình 3.10 cũng vẽ đường cong biểu diễn xác suất mất liên lạc theo Zd
với dσ là tham số khi tín hiệu chỉ bị tác động bởi sự che khuất. Ví dụ, với
Zd=20 dB như đề cập ở mục trước, xác suất mất liên lạc khi chỉ có che khuất
chỉ còn 1% và 11% tương ứng với dσ =6 và 12 dB. Ngược lại, để khống chế
xác suất mất liên lạc nhỏ hơn 1%, thì Zd phải ít nhất là 20 dB trong trường
hoặc chỉ có pha-đinh hoặc chỉ có che khuất mà dσ =6 dB. Giá trị này tăng tới
27 dB khi pha-đinh được tính trên đỉnh của che khuất. Chênh lệch về Zd là 7
dB của 27dB, tức là khoảng 26%. Cũng xét tương tự như trên, Zd phải ít nhất
là 39.5 dB khi dσ =12 dB và có thể tăng lên tới 44 dB khi có thêm pha-đinh.
Chênh lệch so với trường hợp không có pha-đinh là 3.5 dB tức là khoảng
10%. Rõ ràng ảnh hưởng của pha-đinh càng giảm khi giá trị dσ tăng. Vì thế ở
khu vực đa đường ( dσ lớn) thì hiện tượng mất liên lạc chủ yếu là do sự che
khuất.
3.3.2. Các vùng nhiễu Các vùng nhiễu và không nhiễu trong môi trường không có pha-đinh và
che khuất đựơc chỉ ra trong Hình 3.9(a). Khi có ảnh hưởng của pha-đinh và
che khuất thì ranh giới giữa các vùng nhiễu và không nhiễu không còn một là
đường đơn giản nữa vì nhiễu đồng kênh có thể xẩy ra ngay cạnh máy phát cần
-84-
thu. Biên giới tạm thời trong Hình 3.11 sẽ biến đổi bất thường và thay đổi khi
tín hiệu cần thu và tín hiệu gây nhiễu thay đổi. Để nghiên cứu một cách định
lượng, ta xét vùng phủ sóng có xác xuất 1w iZ qµ µ= ≥ và / 2n
iw
i w
dd
µµ
=
,
đường giới hạn vùng nhiễu với một xác suất cụ thể nào đó được vẽ bằng cách
xác định Z từ Hình 3.10 và tham chiếu nó theo khoảng cách bằng công thức:
( )2 / ni
w
d qZd
= (3.22)
Quĩ tích các điểm thoả mãn (3.22) là đường giới hạn xác suất yêu cầu,
đường này có dạng đường tròn tâm tại (-D/([qZ]4/n-1),0), bán kính là
D[qZ]2/n/([qZ]4/n-1). Tất cả những điểm ngoài đường tròn này sẽ có xác xuất
nhiễu lớn hơn các điểm nằm trong đường tròn. Hơn nữa, tâm của đường tròn
di sẽ chuyển gần hơn tới trạm gốc mong muốn. Như vậy, xác suất nhiễu thấp
chỉ xuất hiện trong một khu vực nhỏ xung quanh trạm gốc này. Hình 3.11 cho
thấy một tập các đường viền xác suất nhiễu đồng kênh. Trạng thái gây nhiễu
xấu nhất là khi máy di động nằm ở mép ô.
Hình 3.11. Ranh giới vùng nhiễu với các xác suất nhiễu khác nhau khi có pha-đinh và che khuất
-85-
Hệ số tái sử dụng kênh (hoặc tần số) QD, được định nghĩa là tỉ số của
khoảng cách giữa các ô đồng kênh trên bán kính của ô đang xét:
( )2 /1 1 niD
w
dDQ qZR d
= = + = + (3.23)
trong đó, dw=R ứng với trường hợp xấu nhất. Với mô hình ô lục giác, kích
thước cụm N có quan hệ với hệ số tái sử dụng tần số theo biểu thức:
( )[ ]3
13
2/22 nD qZQ
N +== (3.24)
Kích thước cụm thực phải nằm xung quanh giá trị xác định trong (3.24),
với lưới ô hình lục giác, kích thước này được tính bằng i2+ij+j2 trong đó i và j
là những số nguyên không âm. Công thức (3.23) và (3.24) cũng có thể được
sử dụng trong trường hợp không gian tự do bằng cách thay Z=1.
Công trình [27] đã chỉ ra rằng, với yêu cầu nghiêm ngặt hơn về xác xuất
mất liên lạc (Pout nhỏ), pha-đinh và che khuất có thể làm thay đổi mạnh hệ số
tái sử dụng tần số và kích thước cụm (mẫu tái sử dụng tần số) khi xuất hiện
một trạm gây nhiễu; kích thước cụm lớn hơn so với trường hợp không gian tự
do.
3.3.3. Đánh giá ảnh hưởng của các nguồn nhiễu đồng kênh trong thực tế
Ở phần trước, ta mới giả thiết rằng chỉ có một nguồn nhiễu đồng kênh.
Trong khi thực tế là một hệ thống thông tin di động tổ ong chia ô lục giác có
vô số nguồn nhiễu. Tuy nhiên, những nguồn nhiễu quan trọng vẫn là ở những
ô gần nhất so với ô đang xét. Lớp đầu tiên của các ô gây nhiễu gồm có 6 ô.
Trong mục này ta chỉ quan tâm đến 6 ô có cùng khoảng D đến ô đang xét này
với giả sử các tín hiệu đồng kênh là độc lập và có tầm quan trọng như nhau.
Trong trường hợp nhiễu đa đường, máy di động thu đường bao tín hiệu rw từ
-86-
trạm gốc mong muốn và đường bao rk, k=1,...,NI=6 từ các trạm gây nhiễu.
Đường bao tổng với i nguồn nhiễu là:
∑=
=i
kki rR
1 (3.25)
Nhiễu đồng kênh sẽ xảy ra nếu Ri≥ rw/q. Do đó, xác suất mất liên lạc với
tổng nhiễu đồng kênh là:
∑=
<=IN
kiwout ipiqRrPP
1)()|( (3.26)
trong đó:
( )w iP r qR i< là xác suất có điều kiện của nhiễu tạo ra do i ô gây nhiễu,
p(i) là hàm mật độ xác suất của i.
Hàm mật độ xác suất của mỗi tín hiệu nhiễu có phân bố Suzuki cho trong
(3.16). Nhưng tổng của i>1 phân bố Suzuki hoặc Rayleigh (xảy ra với dσ =0)
lại không còn có dạng như vậy. Muammar và Gupta [29] giả thiết rằng tổng
của i phân bố Rayleigh có dạng xấp xỉ phân bố Gauss với trị trung bình:
exp( )2
dii i
Cµ
µ = (3.27)
và phương sai bằng:
4( ) exp( ) 1diivar R i
Cµ
π = −
(3.28)
trong đó: C=10/ln10.
Ngoài ra, Muammar và Gupta cũng cho rằng nếu ta xét đến tổng (3.25),
thì mỗi phân bố Suzuki có thể xấp xỉ bằng phân bố log-chuẩn khi ta cân chỉnh
trị trung bình và phương sai của nó với giá trị tương ứng của phân bố thực.
Như vậy, hàm mật độ xác suất trong (3.16) có thể lấy xấp xỉ bằng:
-87-
[ ]2
2
2 1( ) exp( )2 2
d de
de de
rCp rr
µσ π σ
− −= (3.29)
trong đó: ( )πµµ /4lnCdide −= (3.30)
( )πσσ /4ln4 222 Cdide += (3.31)
là trị trung bình và phương sai của phân bố log-chuẩn tương đương.
Lưu ý rằng hệ số 2C/r trong công thức p(r) phát sinh từ phép biến đổi
Jacobi giữa đường bao thực r và biểu diễn bằng dB của nó (rd) . Tổng của i
phân bố log-chuẩn cũng xấp xỉ là một phân bố log-chuẩn khác [58] có trị
trung bình là:
22
2 ln4 4
idedei C i
C Cσ σµ µ= + + − (3.32)
và phương sai:
22
4 ln 1 ln2
dei C exp i i
Cσσ
= + − −
(3.33)
Xác suất có điều kiện của nhiễu đồng kênh có thể được tính bằng cách
thay (3.29) vào (3.18), rồi đơn giản hoá [60]. Kết quả ta có:
=< )|( iqRrP iw
=
++×
+−
+ +−
21
21
222
21
21
21
4221
21 2
12
2
KKerfe
KKerf K
ηπ
η
ηπ
ηη ηππη
(chỉ pha-đinh)
= dxdyyxyxK
+−×
−−− ∫ ∫
∞
∞−
∞
∞− 2exp
),(4exp1
211
22
22
ππ
(cả pha-đinh và che khuất) (3.34)
trong đó:
π
πη−
=−=4
;log20ln 21
iiZKC d (3.35)
-88-
iddei
d yxi
CC
ZKC σσπ
σσ−+
+
−+= 2
2222
4ln4
ln (3.36)
ddidwd qZ −−= µµ (3.37)
trong đó d dw diσ σ σ= = .
Tích phân kép trong (3.34) có thể viết dưới dạng thích hợp hơn để có thể
tính số. Ta đặt:
0
4exp()1(
4116
4exp
162
22
32
2
2222
>
−−+
=
−+−=
CiZ
iCC
Zi
d
deid
σππσσπα (3.38)
cos , sinx t y tθ θ= = (3.39)
cos , sind iCs Csσ β σ β= = (3.40)
thì:
224
d ix yexp exp expK Cπ σ σα
− −= − −
(3.41)
[ ]( )exp exp stcosα θ β = − − + (3.42)
Tích phân kép trên được rút gọn thành:
2
/ 4/ 2
0 0
1 1( ) 12
stcos tcost e ew iP r qR i te e e dtd
θ θπ
α α θπ
−∞
− − − < = + − − ∫ ∫ (3.43)
trong đó ta đã sử dụng tính chất tuần hoàn theo θ của cos(θ β+ ) và giá trị của
hàm cosθ bằng –1 khi θ =π .
Sau khi tính số phương trình (3.43), ta vẽ được đồ thị như Hình 3.12 với
i=1, 6 và dσ =6, 12 dB. Hình vẽ này cũng biểu diễn xác suất nhiễu đồng kênh
với trường hợp chỉ có pha-đinh ( dσ =0) theo công thức (3.34). Như đã dự
đoán, ảnh hưởng kết hợp của pha-đinh và che khuất gây nhiễu lớn hơn nhiều
-89-
so với trường hợp chỉ có pha-đinh. Hơn nữa, ứng với một giá trị dσ xác định,
P(rw<qRi i) càng lớn khi i càng lớn.
Để đánh giá hiệu quả của các hàm mật độ xác suất gần đúng được dùng
trong mục này, các đường có i=1 cho hai trường hợp dσ =0 và 6 dB trong
Hình 3.11 được so sánh với các đường cong tương ứng trong Hình 3.10 .
Hình 3.10 sử dụng hàm mật độ xác suất chính xác (tức là tuân theo phân bố
Suzuki), còn ở Hình 3.11 lại dùng phân bố chuẩn với dσ =0 dB và một phân
bố log-chuẩn với dσ >0 dB. Ta thấy các đường cong ứng với phân bố gần
đúng hầu như trùng với các phân bố chuẩn, do đó có thể sử dụng công thức
gần đúng trong việc tính toán nhiễu đồng kênh.
0 10 20 30 40 50 601E-6
1E-5
1E-4
1E-3
0.01
0.1
10 10 20 30 40 50 60
1E-6
1E-5
1E-4
1E-3
0.01
0.1
1
P(r w<
qRl|i)
Zd(dB)
i=1, ximad=6dB i=1, ximad=12dB i=6, ximad=6dB i=6, ximad=12dB i=1, ximad=0dB i=6, ximad=0dB
Hình 3.12. Xác suất nhiễu đồng kênh, với i cho trước, theo Zd.
-90-
3.4. Hiệu quả về dung lượng của anten chuyển búp sóng với ảnh hưởng của che khuất và pha-đinh
Khả năng tăng dung lượng khi sử dụng anten chuyển búp sóng trong
điều kiện không có pha-đinh và che khuất đã được xem xét ở phần trước.
Trong phần này chúng ta sẽ tính toán mức tăng dung lượng của hệ thống
anten chuyển búp sóng khi xét tới ảnh hưởng của pha-đinh và che khuất. Ta
vẫn giả thiết là máy phát đặt ở giữa ô và các thuê bao phân bố đều trong ô.
Xét một hệ thống tổ ong có Nc kênh trong một ô và xác suất nghẽn là
pb. Nếu mật độ lưu lượng là E Erlangs trên một ô thì lưu lượng thực tế trên
một kênh là:
( )1 b
c
E pN
ς−
= (3.44)
Đại lượng này được gọi là hệ số tải. Như ta biết, hệ số tải luôn nhỏ hơn
1 vì luôn có một khoảng thời gian kênh rỗi khác không. Hệ thống anten
chuyển búp sóng tạo ra m búp hẹp để bao phủ toàn bộ mặt phẳng nằm ngang.
Tại một thời điểm bất kỳ, chỉ có một trong số m búp sóng là tích cực và tất cả
Nc kênh sẽ được dùng trong búp sóng này. Xác suất để một búp trong ô đồng
kênh hướng tới máy di động trong ô đang xét là 1/m. Xác suất để có một
kênh tích cực trong ô đồng kênh bằng tỉ số của số kênh tích cực E(1-pb) cấp
cho mỗi búp sóng trên tổng số kênh khả dụng của búp sóng đó (Nc). Tỉ số này
chính là hệ số tải ς . Giả sử máy di động trong ô đang xét đã đăng ký một
kênh thì xác suất pc để tìm thấy kênh đó trong ô đồng kênh có búp sóng
hướng tới máy di động trong ô đang xét là:
cpmς
= (3.45)
-91-
Như đã giả thiết, xác suất để i kênh đồng kênh đều ở trạng thái tích cực
là p(i). Nói cách khác p(i) là xác suất i ô nhiễu đồng kênh sử dụng cùng kênh
hướng tới máy di động đang xét. Nếu tổng số ô đồng kênh là NI=6 và nếu
chúng hoạt động độc lập với nhau thì p(i) là kết qủa xác suất gieo xúc xắc sáu
mặt được mô tả bằng phân bố binominal. Do đó:
( )66( ) 1 ii
c cp i p pi
− = −
(3.46)
Từ phương trình (3.26) và (3.45), tổng xác suất mất liên lạc khi có sáu
nguồn nhiễu là:
1
( ) ( )i
out w ik
P P r qR i p i=
= <∑
=ii
iiw mmi
iqRrP−
=
−
<∑
66
1
16
)|( ςς (3.47)
Công thức trên cũng có thể áp dụng cho trường hợp anten đẳng hướng
bằng cách thay m=1. Hình 3.13 mô tả xác suất mất liên lạc khi có 6 nguồn
nhiễu đồng kênh trong các trường hợp m=1, 6, 12 búp sóng và dσ =6, 12dB.
Có thể thấy rằng với một giá trị dσ cố định, xác suất mất liên lạc giảm khi số
búp tăng. Với cùng số búp sóng thì xác suất này tăng khi dσ tăng. Với một xác
xuất mất liên lạc Pout và một hệ số tải ς cho trước, thì giá trị Zd yêu cầu có thể
xác định được cho mỗi giá trị của m. Hình 3.14 biểu diễn các giá trị Zd để có
Pout=1% và hệ số tải ς =0,7. Với mỗi giá trị của Zd, hệ số suy hao đường
truyền n và hệ số bảo vệ q, thì kích thước cụm hiệu dụng có thể tính được từ
(3.24) bằng:
2/1 ( )
3
n
e
qZN
+ = (3.48)
-92-
Hình 3.13. Chỉ ra một điểm của xác suất rớt cuội gọi với sáu ô đồng kênh cho m=1,6 và 12 búp và dσ =6 và 12 dB.
Hình 3.14 cũng biểu diễn kích thước cụm hiệu dụng theo m ứng với
n=4,5 và qd=22 dB, đồng thời thể hiện quan hệ giữa Ne và m. Rõ ràng cả Ne
và Zd đều giảm khi số búp m tăng. Ví dụ, khi m tăng từ 1 tới 12, Zd yêu cầu
giảm từ 38,5 dB xuống 22,5 dB và kích thước hiêu dụng cụm giảm từ Ne
=179 xuống còn 39. Với một tổng số kênh trong cụm cho trước, số kênh trong
ô tăng theo hệ số 4,6 (=179/39) khi m tăng từ 1 tới 12. Vì vậy hệ thống có
m=12 sẽ tăng dung lượng khoảng 5 lần so với hệ thống đẳng hướng.
Hình 3.14. Đồ thị biểu diễn Zd (hình trái) và Ne theo m (hình phải) (với ζ=0,7, n=4,5, Pout=1%, σd=6dB, qd=22 dB)
5 10 1520
22
24
26
28
30
32
34
36
38
40
Z d(dB)
m
Zd
5 10 1530
60
90
120
150
180
Ne
m
Ne
0 10 20 30 40 50 601E-6
1E-5
1E-4
1E-3
0.01
0.1
10 10 20 30 40 50 60
1E-6
1E-5
1E-4
1E-3
0.01
0.1
1
P out
Zd(dB)
m=1, ximad=6dB m=1, ximad=12dB m=6, ximad=6dB m=6, ximad=12dB m=12, ximad=6dB m=12, ximad=12dB
-93-
Thực tế thì hiệu suất phổ sη được dùng để so sánh các cấu trúc mạng
khác nhau trong thông tin vô tuyến. Đó chính là là số kênh/độ rộng băng
(MHz)/km2 và được định nghĩa là:
/1
t c
ts
e c e
B BB
AN B ANη = = (3.49)
trong đó:
Bt[MHz] là độ rộng băng tần khả dụng trong cụm,
Bc(MHz) là độ rộng kênh, và
A(km2) là diện tích của ô.
Tất cả các thông số khác vẫn là hằng số, thì hiệu suất phổ tỉ lệ nghịch với
Ne. Do đó, quan hệ giữa hiệu suất phổ của hệ thống anten chuyển búp sóng
với anten đẳng hướng là:
( )( )
( )( )
. .. .
s e
s e
s b N omniomni N s b
ηη
= (3.50)
trong đó s.b. là viết tắt của hệ thống chuyển búp sóng. Phương trình (3.50)
được tính số và vẽ trong Hình 3.15. Hình vẽ cũng cho thấy hiệu suất phổ
tương đối m2/n khi không có pha-đinh và che khuất như tính bởi phương trình
(3.7). Ta thấy rằng độ tăng hiệu suất phổ khi dùng anten chuyển búp sóng
trong môi trường pha-đinh và che khuất thậm chí còn lớn hơn trong không
gian tự do. Vì vậy, cần xem xét việc sử dụng các anten nhiều búp sóng khi có
pha-đinh và che khuất để có tăng ích lớn hơn. Tất nhiên, số lượng tuyệt đối về
số người dùng được hỗ trợ trong điều kiện pha-đinh và che khuất sẽ nhỏ hơn
trong không gian tự do.
-94-
5 10 151
2
3
4
5
6
1
2
3
4
5
6
nuy s(s
.b)/n
uys(o
mni
)
m
khong gian tu do pha-dinh va che khuat
Hình 3.15. Hàm hiệu suất phổ tương đối theo số búp sóng (với ζ=0,7, n=4,5, Pout=1%, σd=6dB, qd=22 dB)
3.5. Tổng kết chương
Khả năng tăng dung lượng cho các hệ thống băng hẹp (FDMA, TDMA)
của anten thông minh chuyển búp sóng nói riêng và anten thông minh nói
chung là rất đáng kể so với anten có vùng phủ dẻ quạt nhờ hiệu quả sử dụng
trung kế cao hơn và đều lớn hơn rất nhiều so với anten đẳng hướng. Trong
Chương này, lưu lượng của mỗi thuê bao được giả thiết là 0,04 Erlang lớn
hơn lưu lượng thực của hệ thống GSM ở nước ta hiện nay (0,025 Erlang), các
hệ thống được thiết kế có chất lượng cao với tỉ lệ nghẽn là 1% (hệ thống hiện
tại thường được thiết kế chấp nhận chất lượng thấp hơn với tỉ lệ nghẽn là 2%),
nên số thuê bao có thể phục vụ trong thực tế còn lớn hơn nữa. Bằng chương
trình phần mềm, chúng ta có thể dễ dàng đánh giá được khả năng cải thiện
dung lượng khi thay đổi hệ số suy hao truyền sóng (với các loại địa hình khác
nhau).
-95-
Việc ứng dụng anten thông minh chuyển búp sóng ở các hệ thống thông
tin di động GSM hiện tại (N=4) có thể làm dung lượng hệ thống tăng thêm
30% so với anten dẻ quạt, và lớn gấp 3 lần (khi số búp sóng của anten là 12)
so với anten đẳng hướng. Việc sử dụng mẫu tái sử dụng tần số mới N=3 được
đề xuất trong luận án có thể tiếp tục làm tăng dung lượng hệ thống lên thêm
30% nữa.
Mẫu tái sử dụng tần số mới N=3 cho hệ thống GSM khi sử dụng anten
thông minh là khả thi do tỉ số CIR hiện tại được tính toán, so sánh đã bao gồm
mức dự trữ công suất từ 7,5dB đến 8,5dB đủ dự phòng cho các ảnh hưởng của
pha-đinh và che khuất. Bên cạnh đó, hiệu suất phổ khi dùng anten chuyển búp
sóng so với anten đẳng hướng trong môi trường pha-đinh và che khuất đã
được chứng minh là lớn hơn trong không gian tự do. Vì vậy, cần xem xét việc
sử dụng các anten nhiều búp sóng khi có pha-đinh và che khuất để có tăng ích
lớn hơn. Tất nhiên, số lượng tuyệt đối về số người dùng được hỗ trợ trong
điều kiện pha-đinh và che khuất vẫn nhỏ hơn trong không gian tự do.
-96-
Chương 4. Phối hợp kỹ thuật tạo búp và phân tập cho hệ thống W-CDMA
4.1. Hệ thống W-CDMA
Hệ thống thông tin di động thế hệ mới 3G được triển khai phổ biến nhất
sẽ là một hệ thống kết hợp giao diện vô tuyến CDMA băng rộng (W-CDMA)
với mạng lõi của hệ thống GSM. W-CDMA đã được ITU chấp nhận làm tiêu
chuẩn cho hệ thống thông tin di động thế hệ 3 IMT-2000 và hiện đã được
triển khai rộng rãi ở nhiều nước trên thế giới [7, 8, 16]. Tiêu chuẩn này chủ
yếu dựa trên hệ thống UMTS của ETSI (Viện Tiêu chuẩn Châu Âu ) và còn
được biết đến với cái tên Truy nhập Vô tuyến mặt đất UMTS (UTRA). Tiêu
chuẩn này được xây dựng với mục đích tận dụng ưu điểm của kỹ thuật W-
CDMA trong khi vẫn đảm bảo được các ưu điểm của mạng GSM hiện có. Cơ
cấu truy nhập của UTRA là đa truy nhập theo mã trải phổ trực tiếp (DS-
CDMA). Thông tin truyền được trải trên một băng tần rộng xấp xỉ 5 MHz. Do
độ rộng băng lớn, nên được gọi là hệ thống CDMA băng rộng (W-CDMA).
Hệ thống có hai chế độ thiết lập đường lên và đường xuống khác nhau
là: song công theo tần số (FDD) và song công theo thời gian (TDD). Ở chế độ
FDD, đường lên và đường xuống sử dụng 2 băng tần khác nhau, một cặp băng
tần có khoảng cách cố định được phân bổ cho một kết nối. Ở chế độ TDD,
đường lên và đường xuống được truyền trên cùng một tần số bằng cách sử
dụng các khoảng thời gian đồng bộ; Các khe thời gian trong một kênh vật lý
được chia thành hai phần phát và thu. Do mỗi khu vực cụ thể có nhu cầu phân
bổ tần số khác nhau, việc khai thác ở cả chế độ FDD hoặc TDD cho phép sử
dụng hiệu quả phổ tần hiện có.
Máy thu được mô tả trong chương này dùng cho hệ thống W-CDMA ở
chế độ FDD. Do đó, chương này chỉ mô tả lớp vật lý ở chế độ FDD.
-97-
4.1.1. Các đặc tính chủ yếu của W-CDMA
Các đặc tính kỹ thuật chính của giao diện vô tuyến W-CDMA là:
- Hỗ trợ truyền dẫn tốc độ cao: 384 kbps cho vùng phủ rộng, 2 Mbps
cho vùng phủ trong nhà.
- Linh động về dịch vụ: hỗ trợ đồng thời nhiều dịch vụ tốc độ khác
nhau trên mỗi kết nối.
- Hỗ trợ cả FDD và TDD
- Hỗ trợ các kỹ thuật nâng cao dung lượng và vùng phủ trong tương lai
như anten thích nghi, cấu trúc máy thu tiên tiến và phân tập phát
- Hỗ trợ chuyển giao liên tần và chuyển giao sang hệ thống khác, kể cả
chuyển giao sang GSM
- Truy nhập dữ liệu chuyển mạch gói hiệu quả.
Các chỉ tiêu kỹ thuật chính của giao diện vô tuyến W-CDMA được giới
thiệu trong Bảng 4.1.
Bảng 4.1. Các chỉ tiêu kỹ thuật chính của W-CDMA
Cơ cấu đa truy nhập DS-CDMA Cơ cấu song công FDD/TDD Dịch vụ gói Hai chế độ (kênh phối hợp và dùng
riêng) Cơ cấu tốc độ thay đổi/ đa tốc độ hệ số trải thay đổi và đa mã Tốc độ chíp 3,84 Mcps Khoảng cách sóng mang 4,4-5,2 MHz (khoảng bảo vệ 200
kHz) Độ dài khung 10 ms Đồng bộ liên trạm gốc FDD: không cần đồng bộ chính xác Cơ cấu mã hoá kênh Mã chập (tốc độ 1/2 và 1/3)
Tốc độ chíp có thể mở rộng lên gấp 2 hoặc 3 lần tốc độ tiêu chuẩn 3,84
Mcps để đáp ứng các tốc độ dữ liệu cao hơn 2 Mbps. Khoảng bảo vệ sóng
mang được chọn là 200 kHz để đáp ứng yêu cầu hoạt động chung với các hệ
thống GSM.
-98-
4.1.2. Kênh vật lý đường lên
Kênh tần số được xác định theo 2 chiều mã/tần số. Ở đường lên, các
luồng thông tin khác nhau có thể được phát trên nhánh I và Q. Do đó, một
kênh vật lý sẽ phụ thuộc vào tần số sóng mang, mã cụ thể và pha tương ứng
(0 hoặc 90o).
Kênh vật lý đường lên dành riêng có 2 loại là kênh dữ liệu vật lý dành
riêng đường lên (DPDCH) và kênh điều khiển vật lý dành riêng (DPCCH).
Trên mỗi đấu nối lớp 1, số lượng kênh DPDCH có thể là 0, 1, hoặc vài kênh.
Thông tin điều khiển lớp 1 bao gồm các bít hoa tiêu biết trước để hỗ trợ đánh
giá kênh cho tách nhất quán, các câu lệnh điều khiển công suất phát (TPC),
chỉ thị khuôn dạng truyền dẫn được chọn (TFCI) và thông tin hồi tiếp (FBI)
(mức nhiễu). Chỉ thị khuôn dạng truyền dẫn được chọn thông báo cho máy
thu biết các tham số hiện thời của các kênh truyền dẫn khác nhau được ghép
trên kênh DPDCH đường lên. Chỉ có duy nhất một kênh DPCCH đường lên ở
mỗi kết nối lớp 1.
4.1.2.1. Trải phổ và điều chế đường lên
Ở đường lên dữ liệu điều chế của cả kênh DPDCH và kênh DPCCH là
khoá chuyển pha nhị phân (BPSK). Kênh DPCCH đã điều chế được nối tới
kênh Q, còn kênh DPDCH đầu tiên được nối tới kênh I. Các kênh DPDCH
tiếp theo được nối tuần tự tới kênh I hoặc kênh Q. Điều chế trải phổ dùng
trong đường lên là QPSK lưỡng kênh; Băng thông của tín hiệu trải là 3,84
Mcps; Mỗi người sử dụng ở đường lên chỉ có một kênh DPDCH duy nhất.
Các ký hiệu dữ liệu lưỡng cực trên nhánh I và Q được ghép một cách độc
lập bởi các mã hoá kênh khác nhau. Mã hoá kênh ở đây là mã hệ số trải phổ
biến thiên trực giao. Tín hiệu thu được được nhân với một mã trải phổ phức.
Mã trải phổ phức này là một chữ ký duy nhất cho mỗi máy di động. Tín hiệu
-99-
trộn có dạng hình xung. Bộ lọc Cosine nâng căn-quân phương với hệ số uốn
0,22 được sử dụng để tạo lập dạng xung. Tín hiệu hình xung này tiếp tục được
biến đổi lên. Hệ số trải cho kênh điều khiển luôn được đặt ở giá trị cao nhất là
256.
4.1.2.2. Cấu trúc khung
Hình 4.1 trình bày cấu trúc khung của đường lên DPCH. Mỗi khung có
độ dài 10 ms được chia thành 15 khe (mỗi khe có độ dài Tslot = 0,666 ms)
tương ứng với một lần khoảng thời gian điều khiển công suất. Siêu khung
tương ứng với 72 khung liên tiếp, có nghĩa là siêu khung có độ dài 720 ms.
Hệ số trải (SF) có thể nằm trong dải từ 256 xuống đến 4 (SF=256/2k).
Kênh DPDCH và DPCCH đường lên trên cùng lớp 1 thường có tốc độ khác
nhau, nghĩa là có hệ số trải khác nhau. Có thể thực hiện được tính năng đa mã
cho kênh DPCH đường lên. Khi truyền dẫn đa mã được sử dụng, nhiều kênh
DPDCH song song được phát với các mã kênh khác nhau. Với kênh DPCCH
thỉ chỉ có 1 kênh duy nhất cho một kết nối.
Hình 4.1. Cấu trúc khung của kênh DPDCH/DPCCH đường lên
-100-
4.1.2.3. Kênh vật lý đường lên chung
Kênh vật lý truy nhập ngẫu nhiên được sử dụng để truyền tải kênh truy
nhập ngẫu nhiên. Kênh này được phân bổ dựa trên cách chia khe ALOHA
(cho phép phát khi có dữ liệu cần phát). Khoảng bù thời gian khác nhau được
gọi là các khe truy nhập và được sử dụng để truyền tải các “burst” truy nhập.
Thông tin về các khe truy nhập này được cung cấp trong ô hiện thời bằng
cách phát quảng bá trên kênh quản bá BCCH. Cấu trúc của “burst” truy nhập
gồm 2 phần: phần mào đầu (2 khe), và phần bản tin.
- Phần mào đầu: gồm một “chữ ký” dài 16 ký hiệu phức (±1 ±j). Mỗi
ký hiệu mào đầu được trải với một mã Gold trực giao 256-chíp. Có
tổng số 16 “chữ ký” khác nhau, dựa trên tập mã Gold trực giao là 16.
- Phần bản tin: Có cấu trúc giống kênh vật lý dành riêng (DPCH)
đường lên. Nó bao gồm một phần dữ liệu tương ứng với DPDCH
đường lên, và một phần điều khiển lớp 1, tương ứng với DPCCH
đường lên. Các phần dữ liệu và điều khiển được phát đồng thời. Hệ số
trải của phần dữ liệu bị giới hạn là một trong các giá trị sau SF Є
256,128,64,32 tương ứng với các tốc độ bít của kênh. Thông tin về
tốc độ truyền cho biết mã hoá kênh (hay hệ số trải mã của kênh) được
sử dụng trên phần dữ liệu.
4.1.3. Kênh vật lý đường xuống
4.1.3.1. Trải phổ và điều chế đường xuống
Khoá chuyển pha tứ phân (QPSK) được áp dụng cho điều chế dữ liệu
đường xuống. Từng cặp hai bít được biến đổi nối tiếp-sang-song song tương
ứng tới các nhánh I và Q. Dữ liệu trong các nhánh I và Q được trải tới tốc độ
chíp bằng cùng một mã hoá kênh. Mã hoá kênh này cũng sử dụng hệ số trải
phổ biến thiên trực giao như ở phần đường lên. Tín hiệu trải phổ này sau đó
-101-
được trộn bởi một mã trộn cụ thể của ô. Người dùng ở đường xuống có một
kênh DPDCH và một kênh DPCCH. Các kênh DPDCH bổ sung được điều
chế QPSK và được trải phổ với những mã hoá kênh khác.
Chúng ta có thể thấy được sự khác biệt giữa việc trải phổ và điều chế ở
đường xuống so với đường lên. Điều chế dữ liệu là QPSK ở đường xuống
trong khi đó ở đường lên là BPSK. Tốc độ dữ liệu trên các kênh I và Q ở
đường xuống là bằng nhau, còn ở đường lên là khác nhau. Mã trải chỉ trong
một ô cụ thể ở đường xuống, trong khi mã trải chỉ cụ thể một máy di động ở
đường lên.
Giống như đường lên, các bộ lọc Cosine nâng căn quân phương với hệ số
uốn 0,22 được sử dụng để tạo dạng xung. Tín hiệu dạng xung này sau đó
được chuyển đổi lên.
4.1.3.2. Cấu trúc khung đường xuống
Cấu trúc khung của kênh vật lý dành riêng (DPCH) đường xuống được
trình bày trong Hình 4.2. Giống như đường lên, mỗi khung 10ms được chia
thành 15 khe. Mỗi khe có độ dài 2560 chíp, tương ứng với một khoảng thời
gian điều khiển công suất. Một siêu khung ứng với 720 ms, tức là một siêu
khung gồm 72 khung.
Tham số k ứng với hệ số trải phổ của kênh vật lý là SF = 512/2k. Như
vậy có thể sử dụng thêm hệ số trải 512 ở đường xuống. Các bít điều khiển
khác nhau có ý nghĩa giống như ở đường lên.
-102-
Hình 4.2. Cấu trúc khung của kênh DPCH đường xuống
4.1.4. Môi trường mô phỏng W-CDMA
4.1.4.1. Hệ thống mô phỏng
Phần mềm mô phỏng bằng Matlab có khả năng mô phỏng cả đường lên
và đường xuống của một hệ thống W-CDMA tương tự như UMTS. Các khối
chính dựa trên xử lý khung và khe (một khung phát có nhiều khe) cho cả chức
năng thu và phát. Ở máy phát, việc xử lý dựa trên khung bao gồm cả kỹ thuật
chèn và giải mã.
Ở đường lên, chỉ một anten phát được sử dụng, còn ở đường xuống có
thể có Mt anten phát, sử dụng CDTD hoặc TDTD. Các thành phần cùng pha
(in-phase) và toàn phương của tín hiệu phát được ghép bởi cơ cấu ngẫu nhiên
của một đường bao phức của kênh pha-đinh đã được tạo ra từ trước. Mô hình
kênh được mô phỏng là các mô hình trong nhà, ngoài trời-vào-trong nhà/đi bộ
và trên xe của UMTS. Các tín hiệu thu được được cộng lại và sau đó bổ sung
thêm AWGN.
-103-
Với mỗi người dùng, dữ liệu kênh vật lý bao gồm một chuỗi thông tin có
điều khiển. Toàn bộ độ dài của chuỗi thông tin và tỉ lệ mã hoá tạo ra ký hiệu
nhị phân sẽ phát trên nhánh I và Q của bộ điều chế; nhờ đó tạo ra tăng ích xử
lý cho mỗi người dùng. Người dùng với tốc độ thông tin cao hơn sẽ có tăng
ích trải phổ thấp hơn. Ngoài việc xác định tăng ích xử lý, kích thước chèn
khung mã hoá, giải mã chập, turbo cũng được xác định bởi tốc độ dữ liệu
thông tin.
Hình 4.3. Sơ đồ khối tổng thể đường lên
Bộ mã hoá kênh
Bộ chèn kênh
Tạo khung
Ký hiệu hoa tiêu, TCP
Bộ điều chế QPSK
Bộ trải phổ phức
KĐ công suất
Kết hợp không gian và MUD
Bộ phối hợp RAKE PSA
Bộ phối hợp RAKE PSA
Bộ lọc trùng khít
Bộ lọc trùng khít
Bộ phối hợp RAKE PSA
Bộ phát lệnh đ/k công suất
Bộ giải-chèn kênh
Bộ giải mã kênh
Máy phát
Máy thu
Nguồn dữ liệu
Dữ liệu ra
SIR
1
MR
-104-
Hình 4.4. Sơ đồ khối tổng thể đường xuống
Ở máy thu, trước tiên tín hiệu được xử lý bởi bộ lọc trùng khít chíp. Sau
đó, máy thu RAKE gồm nhiều bộ tương quan (nhánh) hoạt động song song
được sử dụng để xử lý tín hiệu này. Mỗi nhánh đối chiếu sự tương quan của
một phiên bản của tín hiệu thu với chuỗi trải phổ cho người dùng mong muốn.
Những thay đổi khác nhau tương ứng với trễ khác nhau cho mỗi thành phần
đa đường thu được ở máy đầu cuối di động. Đầu ra của các nhánh của máy
thu RAKE phải được kết hợp lại (mỗi khoảng thời gian ký hiệu một lần) để có
thể đánh giá ký hiệu thu được. Ở chế độ phân tập phát, ngoài hoạt động chuẩn
của máy thu RAKE, việc đánh giá kênh còn được thực hiện trên mỗi đường
truyền riêng biệt, và được dùng trong một bộ kết hợp RAKE hỗ trợ ký hiệu
hoa tiêu (PSA) để phân giải từng luồng phát từ nhiều anten phát.
Bộ giải mã S-T
Bộ giải-chèn kênh
Ký hiệu hoa tiêu, TCP
Bộ phối hợp RAKE PSA
Bộ lọc trùng khít
Tạo
khung
Bộ điều chế QPSK
Bộ điều chế QPSK
KĐ công suất
KĐ công suất
Bộ phối hợp RAKE PSA
Bộ phát lệnh đ/k công suất
Bộ chèn kênh
Bộ mã hoá S-T
Máy phát
Máy thu
Nguồn dữ liệu
Dữ liệu ra
SIR đích
1
MT
Bộ trải phổ phức
Bộ trải phổ phức
-105-
Điều khiển công suất vòng kín được sử dụng trên kênh dùng riêng để
giảm sự không cân bằng về công suất thu (hiệu ứng gần xa). Trường hợp lý
tưởng là trạm gốc điều chỉnh công suất phát của máy di động sao cho trạm
gốc biết trước được SNR sẽ xảy ra. Cả ký hiệu hoa tiêu và dữ liệu đều được
sử dụng trong việc đo công suất tín hiệu thu tức thời, ký hiệu hoa tiêu được
dùng trong phép đo nhiễu tức thời cộng công suất tạp nền. Sau đó, SIR đo
được lại được so sánh với giá trị đích để quyết định lệnh điều khiển công suất.
Câu lệnh này được gửi tới máy phát ở máy di động để tăng hoặc giảm đi 1
hoặc 2dB công suất phát cuối mỗi khe.
Giao diện chính của chương trình phần mềm mô phỏng được cho trong
Hình 4.5. Các tham số mô phỏng có thể được thay đổi bằng cách bấm vào nút
“Dat transceive/Channel” trên giao diện chính, khi đó ta có thể đặt các tham
số mô phỏng như trong Hình 4.6.
Hình 4.5. Giao diện chính của phần mềm mô phỏng
-106-
Hình 4.6. Giao diện để thiết lập các tham số mô phỏng
4.1.4.2. Giả thiết mô phỏng chung
- Nhiễu Inter-cell không được mô phỏng
- Nhiễu băng hẹp không được mô hình hoá như một thành phần của mô
hình kênh
- Bộ khuyếch đại công suất là tuyến tính ở cả máy phát và thu.
- Mô phỏng đường lên và đường xuống hoạt động ở chế độ FDD.
- Với tất cả các kiểu máy thu, giả thiết rằng máy thu có thể đồng bộ với
tín hiệu thu. Trong mô phỏng không tính đến lỗi về đồng bộ.
- Máy thu RAKE có độ trễ đủ lớn để xử lý từng thành phần đa đường.
- Máy thu dựa trên kỹ thuật triệt nhiễu có đánh giá kênh lý tưởng. Thực
tế là chỉ tiêu bộ đánh giá kênh trong môi trường triệt nhiễu sẽ tốt hơn các
-107-
trường hợp khác do nhiễu đa người dùng được giảm di nhiều trong tín hiệu
cấp cho bộ đánh giá kênh.
- Máy phát lựa chọn anten – phân tập phát theo thời gian (AS-TDTD) và
bộ giải mã Cực đại sau (MAP) turbo được cung cấp các điều kiện kênh đã
đánh giá
4.2. Phối hợp kỹ thuật tạo búp sóng và phân tập cho hệ thống W-CDMA
4.2.1. Chỉ tiêu kỹ thuật tạo búp sóng
Trong phần này, ta giả sử một ô có trạm gốc ở giữa, người sử dụng di
động được phân bố khắp trong ô theo góc tính từ trạm gốc. Mỗi người dùng di
động có các vật tán xạ cục bộ xung quanh với mật độ Gauss, làm cho tín hiệu
đa đường được tạo ra với hướng tới có độ trải góc nhất định. Ở đường lên K
người dùng cùng phát tín hiệu trên các kênh đa đường không thay đổi theo
thời gian (mỗi kênh có L thành phần đa đường) tới trạm gốc.
Xét trường hợp chỉ một anten phát (MT =1), một nhánh phân tập thu (MD
=1) và MB phần tử anten tạo búp được sử dụng với một máy thu RAKE có LR
“nhánh”. Bộ tạo búp MB phần tử tạo ra mẫu búp anten trùng với hàm mật độ
xác suất của hướng tới của tín hiệu người sử dụng. Kỹ thuật tạo búp này làm
tăng tối đa tỉ số tín hiệu trên tạp (SNR) thu được của tín hiệu từ người dùng.
Bộ tạo búp được sử dụng ở đây không thực hiện việc triệt búp (null-steering)
để giảm thiểu nhiễu từ các nguồn nhiễu công suất cao cụ thể. Có rất nhiều
các thuật toán khác nhau để xác định tập hợp trọng số w(k) đã được đề xuất
trong thời gian gần đây. Nhưng cần chú ý rằng kết quả phân tích chỉ tiêu tỉ lệ
lỗi bít (BER) không phụ thuộc vào những giá trị trọng số anten cụ thể. Hơn
nữa, các phần tử anten được giả thiết là đặt cách nhau đủ gần để đảm bảo sự
-108-
tương quan cao ở mỗi phần tử anten. Nếu tín hiệu thu được mà không tương
quan, thì mẫu búp anten sẽ bị ảnh hưởng.
Trong hệ thống không gian-thời gian, đầu ra của người sử dụng k có thể
được biểu diễn như sau:
)](exp[)()(Re)( )()()()()( kc
kkkk tjtatbAts θω +−= (4.1)
Trong đó A(k) là biên độ tín hiệu thu, )()( tb k là chuỗi dữ liệu nhị phân có
thời gian ký hiệu Ts giây, tức là:
)()( tb k = ∑=
−P
is
ki iTtub
0
)( )/( (4.2)
trong đó: u(t) = 1 0 ≤ t ≤ 1
0 mọi t khác
với P+1 ký hiệu được phát, )()( ta k là tín hiệu trải phổ nhị phân với độ lợi
xử lý N, do đó chu kỳ chip là Tc=Ts/N. Nếu chu kỳ tín hiệu trải phổ bằng Ts ,
thì chuỗi trải phổ tương ứng được gọi là chuỗi mã ngắn. Ngược lại, với chu
kỳ trải phổ lớn hơn Ts thì chuỗi trải phổ được gọi là chuỗi mã dài. Ngoài ra,
sử dụng điều chế BPSK chuẩn với tần số sóng mang ωc rad/s và pha sóng
mang kθ là một biến ngẫu nhiên phân bố đều trong khoảng [0,2π ]. Tín hiệu
được phát đi trên kênh vô tuyến được mô hình hoá như là kênh thay đổi theo
thời gian, pha-đinh đa đường rời rạc có đáp ứng thông thấp tương đương là:
][)).(exp().()(1
)()()()( ∑=
−=L
l
kl
kl
kl
ki ijih ττδϕβτ (4.3)
Mỗi đường tín hiệu được đặc trưng bởi biến ngẫu nhiên )()( iklβ biểu diễn
cường độ của đường tín hiệu l từ người dùng k tại khoảng thời gian ký hiệu i.
Mỗi biến ngẫu nhiên này có thể được mô hình hoá theo phân bố Rayleigh
hoặc phân bố Nakagami-m tuỳ theo mô hình kênh của toàn bộ hệ thống. Mỗi
đường cũng có một tham số dịch pha )(klϕ (i), phân bố đều trong khoảng [0,
2π) và trễ truyền dẫn )(klτ , phân bố đều trong khoảng [0,Ts). Ở đây, chúng ta
-109-
giả sử rằng trễ đa đường không biến đổi theo thời gian. Định nghĩa quá trình
pha-đinh phức theo thời gian cho người dùng k, thành phần đa đường l là:
∑=
−=P
is
kl
kl iTtuictc
0
)()( )/()()(ˆ (4.4)
trong đó:
))(exp()()( )()()( ijiic kl
kl
kl ϕβ= (4.5)
Ta giả thiết P=0, nghĩa là chỉ một ký hiệu được tách (không giống như
trường hợp đa người dùng, quá trình tách phụ thuộc vào P=1 bít tách được),
và do đó (4.2) rút gọn thành:
)/()exp()(ˆ )()()(s
kl
kl
kl Ttujtc ϕβ= (4.6)
Trong tất cả các trường hợp xem xét ở đây, số nhánh RAKE LR có thể
bằng, lớn hơn hoặc nhỏ hơn số tín hiệu đa đường thu được L. Do đó tín hiệu
thu được đầu tiên sẽ được xử lý bởi bộ tạo búp, sau đó mới được trải phổ.
Biến quyết định của bít thứ i của người dùng j ở đầu ra máy thu RAKE có thể
được viết như sau [26]
∑=
=RL
n
jn
j iS1
)()( )(ζ + )()( iI jsin
+ )()( iI jmain
+ )()( ijnη (4.7)
Để thu được biểu thức BER của hệ thống tạo búp có một máy thu
RAKE, ta cần tính toán công suất tín hiệu 2SU và tổng công suất nhiễu 2
Tσ . Khi
đã biết các biến này, SNR tính được bằng:
SNR = 2
2
T
SUσ
(4.8)
Bộ tạo búp tuyến tính cách đều ULA cho người dùng đang xét (k=j) sẽ
tính chuẩn của trọng số: 2)( jw = ( ) 2
)()( cos)1(exp(),...,cosexp(,1 TjxB
jx dMjdj φχφχ −
= ( ) )()( kj
Hj ww = B
M
iii Mww
B
=∑=1
* (4.9)
-110-
Để đơn giản hoá phân tích này, giả sử rằng tổng nhiễu của (4.7) là phân
bố Gauss [24, 26, 50, 52]. Giả thiết này đã cho thấy sự chính xác, kể cả với
các giá trị K nhỏ khi BER bằng 10-3 hoặc lớn hơn. Do đó, khai triển kết quả
của [24,26] để bao hàm kỹ thuật tạo búp, biến thiên của mỗi đại lượng nhiễu
trên “nhánh” RAKE thứ n, có điều kiện về tham số pha-đing )( jnβ , có thể viết
là:
( )2)( jsin
σ = ( ) )(
1
2)()()( ||||4
jl
L
nll
jjjjn
sb REwNTE
Ω∑≠=
β (4.10)
( )2)( jmai
nσ = ( ) )(
1
2)()()(
1
||||6
kl
K
jkk
jkkjn
L
l
sb REwNTE
Ω∑∑≠= =
β (4.11)
( )2)(2 .4
jn
os NT βσ = (4.12)
trong đó )(klΩ biểu diễn công suất tín hiệu trung bình của dường truyền l thu
được từ người dùng k. Đại lượng tổng nhiễu trở thành:
( ) ( )( )∑=
++=R
qnn
L
n
jmai
jsiT
1
22)(2)(2 σσσσ (4.13)
trong đó LR biểu diễn số nhánh của máy thu RAKE. Hơn nữa, đầu ra tín hiệu
mong muốn của máy thu phối hợp RAKE có thể được viết là:
( )∑=
=RL
n
jn
jsbS wTEU
1
2)()( ||||2
β (4.14)
Trong công thức trên, ta giả sử rằng máy thu RAKE sẽ khôi phục thành
phần đa đường LR mạnh nhất (tức là công suất tín hiệu thu trung bình lớn
nhất). Để thuận tiện, và không làm mất tính tổng quát, thành phần đa đường
mạnh nhất này được coi là thành phần tới máy thu đầu tiên.
Sự thay đổi của các tham số pha-đinh của mỗi người dùng gây nhiễu
E ( )2)( jnβ bằng công suất tín hiệu trung bình thu được từ người dùng đó )(k
lΩ .
-111-
Sự thay đổi này tạo ra do các quá trình tán xạ vật lý xảy ra ở máy di động.
Ảnh hưởng của mảng được gói gọn trong tham số tương quan không gian này
(được giảm thiểu nếu mảng triệt búp ở một hướng tín hiệu đa đường gây
nhiễu cụ thể tới trạm gốc, bằng cách giảm thiểu công suất tín hiệu thu được
trong bình từ thành phần nhiễu đa đường). Giả thiết rằng thành phần đa đường
này được đặc trưng hoá bởi đặc tính mật độ đa đường (MIP) theo hàm mũ
[26], nghĩa là )(k
lΩ = dlk e δ)1()(1
−−Ω , 0>dδ (4.15)
trong đó )(1
kΩ là cường độ tín hiệu trung bình tương ứng với đường tới đầu
tiên của người dùng k và δd là tỉ lệ suy hao công suất trung bình.
Với điều chế nhất quán, BER có điều kiện trên SNR tức thời S có thể
được biểu diễn như sau [56]
).( 0| sQP Se σ= (4.16)
trong đó Q(x) = ∫∞ −
x
t dte 2/2
21π
là hàm-Q [15]. SNR đầu ra (như định nghĩa
trong(4.8)) có thể được viết theo dạng yêu cầu của (4.16) là:
∑=
=RL
n
jnS
1
2)( )(β (4.17)
và
( )
Ω= ∑
≠=
)(
1
2)(
0 21 j
l
L
nll
jiRE
Nσ ( )
1
2)(0
1
)(
1
2)(
||||2
31
−
≠= =
+Ω+ ∑∑ j
b
K
jkk
kl
L
l
jk
wENRE
N(4.18)
giả thiết ||w(k)||2 bằng nhau với mọi k.
Để thu được BER trung bình, (4.16) phải được lấy trung bình trên hàm
mật độ xác suất của S. Phân bố của S phải đáp ứng các giá trị khác nhau của
tham số pha-đinh m cho các đường thu khác nhau. Nếu ta giả sử rằng biên độ
của pha-đinh )( jnβ là phân bố Nakagami, công suất ( )( j
nβ )2 của biên độ pha
-112-
định tín hiệu thu được sẽ là phân bố gamma. Từ (4.17) ta thấy cần có hàm mật
độ xác suất của tổng LR biến ngẫu nhiên phân bố gamma để tính tỉ lệ lỗi trung
bình. Hàm mật độ xác suất tổng quát cho tổng số lượng tuỳ ý các biến ngẫu
nhiên phân bố gamma tương quan được đưa ra, và ta có:
pS(s) = ∫∞
∞−
−Φ dtet itsS )(
21π
(4.19)
trong đó Φs(t) là hàm đặc trưng. BER cho hệ thống tạo búp có 1 máy thu
RAKE bây giờ có thể biểu điễn như sau:
Pe = ∫∞
∞−dsspP SSe )(| (4.20)
Biển thức này có thể giải được bằng các phương pháp số.
Với trường hợp đặc biệt khi tham số pha-đinh Nakagami của mọi thành
phần đa đường là phân bố Rayleigh và bằng nhau, nghĩa là ml=1, và cường
độ tín hiệu trong bình Ωl = Ω, (4.19) rút gọn thành:
)/exp()!1(
1)( 1 Ω−Ω−
= − ssL
sp R
R
LL
RS (4.21)
Hơn nữa, ta thấy rằng (4.16) có thể rút gọn thành
−+=
−10
3)1(
2 NK
EN
QPb
e (4.22)
cho trường hợp điều kiển công suất hoàn hảo, không truyền dẫn đa đường và
sử dụng anten đẳng hướng. Điều này phù hợp với kết quả thu được bởi
Prusley [50] ở điều kiện tương tự.
4.2.2. Chỉ tiêu kỹ thuật phân tập thu
Trong phần này, chỉ tiêu BER của hệ thống phân tập thu kết hợp tỉ lệ
cực đại với pha-đinh bất kỳ trên mỗi nhánh máy thu sẽ được đề cập. Ở kỹ
thuật tạo búp ta giả thiết rằng một tập hợp L thành phần đa đường không
tương quan hoàn toàn giống nhau tới các phần tử của mảng tạo búp. Như vậy,
-113-
sự tương quan giữa các đường bao tín hiệu tại mỗi phần tử trong mảng đều
bằng 1 do mỗi tín hiệu đa đường đều bao gồm chính xác L tín hiệu không
tương quan.
Với hệ thống phân tập, tình trạng trên thay đổi do các phần tử của mảng
phân tập cách nhau xa hơn. Nghĩa là L tín hiệu đa đường không tương quan
đến phần tử thứ nhất của mảng phân tập không giống thành phần đa đường
không tương quan ở các phần tử khác của mảng. Thực tế, khi một số phần tử
của mảng phân tập được đặt cách xa nhau (20λ hoặc lớn hơn), thì L tín hiệu
đa đường không tương quan thu được ở một phần tử trong mảng phân tập
hoàn toàn khác với L tín hiệu đa đường thu được ở các phần tử khác. Ý nghĩa
vật lý của điều này là vùng tán xạ phát ra các phản hồi đa đường cho 1 phần
tử của mảng phân tập hoàn toàn khác vùng tán xạ phát ra cá thành phần đa
đường ở một phần tử bất kỳ khác của mảng. Ngoài ra, khi có từ 2 phần tử
phân tập trở lên bắt đầu thu Ls (Ls < L) thành phần đa đường giống nhau, sự
tương quan giữa các đường bao pha-đinh cấu thành thu được tăng từ 0 đến
một giá trị nhỏ hơn 1. Nếu Ls=L thì sự tương quan giữa các đường bao pha-
đinh cấu thành thu được tại mỗi phần tử của hệ thống phân tập sẽ bằng 1.
Để xác định BER của hệ thống phân tập kết hợp tỉ lệ cực đại, cần phải
xác định phân bố hàm mật độ xác suất của tỉ số tín hiệu trên tạp SNR tại đầu
ra của máy thu kết hợp tỉ lệ cực đại. Hàm mật độ xác suất của SNR phụ thuộc
vào:
+ Đặc tính của thành phần tín hiệu thu được ở mỗi nhánh phân tập (giá trị
hiệu dụng của tham số pha-đinh Nakagami m). Người ta đã chứng minh
được rằng các thành phần đa đường không tương quan, kết hợp nhất quán
có tham số pha-đinh Nakagami hiệu dụng meff tính bằng: [24,56]
meff = ∑=
RL
llm
1 (4.23)
-114-
Nếu một phần tử anten trong mảng phân tập thu 3 tín hiệu đa đường, mỗi
tín hiệu có tham số pha-đinh Nakagami ml = 1 và bộ kết hợp RAKE được
sử dụng để kết hợp nhất quán các tín hiệu này, thì tín hiệu pha-đinh tổng
hợp sẽ có tham số Nakagami hiệu dụng là meff = 3. Giả sử mọi nhánh phân
tập khác đều thu và kết hợp tối ưu số thành phần đa đường không tương
quan như nhau, thì mỗi phần tử của mảng phân tập sẽ đều thu một tín hiệu
đa đường tổng hợp có tham số pha-đinh Nakagami meff = 3
+ Sự tương quan giữa các tín hiệu thu được ở các nhánh. Sự tương quan
giữa các đường bao pha-đinh tổng hợp thu được ở mỗi nhánh phân tập là
một hàm phụ thuộc vào độ cao anten và môi trường tán xạ.
Xuất phát từ phần trình bày định tính ở trên, biến quyết định của hệ
thống phân tập có thể được viết là:
∑=
=D
D
D
M
m
jm
j
1
)()( ζζ (4.24)
trong đó: )()( j
mj
m DDS=ζ + )( j
si DmI + )( j
mai DmI +
Dmη (4.25)
và biểu diễn đầu ra của máy thu RAKE trên một nhánh phân tập cụ thể.
Đầu ra của nhánh phân tập này có dạng giống như đầu ra của bộ tạo búp mô
tả trong (4.7), với LR=1, MB=1 và m=meff. Từ (4.25), rõ ràng là đầu ra của MD
máy thu RAKE lại được phối hợp nhất quán như được thực hiện bởi bộ phối
hợp RAKE dùng trong bộ tạo búp. Như vậy, kết quả phân tích của BER trình
bày trong phần 2 vẫn có giá trị. Do đó, từ [6] và (4.16), cũng có thể tính BER
điều kiện của hệ thống phân tập bằng:
).( 0| sQP Se σ= (4.26)
-115-
trong đó biến ngẫu nhiên công suất tín hiệu thu được S sẽ có hàm mật độ xác
suất khác với ở công thức (4.16). Với pha-đinh Rayleigh (tham số pha-đinh
Nakagami m =1) có độ lớn đường truyền bằng nhau (Ω=Ωl) và tương quan
bằng nhau, trường hợp đặc biệt cho hàm mật độ xác suất của S là như sau:
×
ΩΓΩ
=−1
22 )(1)(
DM
DS
sM
sp )1()1(
)1)(1(,,1.
)1(exp
)1(
212
DM
D
DD
MM
spMMFs
D ρρρρρρρ
+−−
Ω+−−
Ω−
−
− (4.27)
trong đó MD là số nhánh phân tập của bộ kết hợp tỉ lệ cực đại.
So sánh với (4.26), các biến chưa biết cần thiết để xác định chỉ tiêu BER
của hệ thống phân tập là đại lượng nhiễu σo và ma trận tương quan. Đại lượng
nhiễu đã được xác định trong (4.18) cho CDMA dùng kỹ thuật tạo búp. Tuy
nhiên, như đã trình bày, phân tích này có giá trị tương đương cho phân tập thu
với MB =1 phần tử. Sử dụng hàm mật độ xác suất mô tả bởi (4.19) cùng với
(4.26), chỉ tiêu BER có thể được xác định bằng phương pháp trình bày trong
phần 2 và phép tích phân số.
4.2.3. Đề xuất phối hợp kỹ thuật tạo búp và phân tập cho hệ thống W-CDMA
Về mặt định tính, do phân tập thu dựa trên việc kết hợp các tín hiệu
không tương quan (do pha-đinh không tương quan) thu được từ các phần tử
khác nhau của anten mảng, hệ thống phân tập không làm tăng chỉ tiêu trong
môi trường AWGN. Hơn nữa, khi mức nhiễu đa truy nhập trong hệ thống
CDMA cao thì nhiễu đa truy nhập là tác nhân chính ảnh hưởng đến chỉ tiêu
BER và kênh sẽ tiến tới xấp xỉ kênh Gauss (giả thiết là Gauss chuẩn) nên ảnh
hưởng của hệ thống phân tập giảm. Trái lại, hệ thống tạo búp (hay thậm chí
hệ thống sec-tơ hoá) sẽ làm giảm mức nhiễu bằng cách “loại bỏ” nhiều người
dùng khỏi hệ thống, làm cho chỉ tiêu BER tốt hơn. Khi số người dùng ít và
kênh bị pha-đinh mạnh (như trường hợp truyền sóng ở điều kiện không nhìn
-116-
thẳng: NLOS), hệ thống tạo búp không cải thiện được tín hiệu thu do không
bổ sung được thông tin mới nào vào tín hiệu thu được, mà chỉ hạn chế được
nhiễu đa truy nhập. Do đó, hệ thống tạo búp không làm tăng chỉ tiêu nhiều.
Trong khi đó, hệ thống phân tập kết hợp được một số tín hiệu bị pha-đinh
mạnh sẽ làm cải thiện chỉ tiêu hệ thống, đặc biệt khi pha-đinh có tác động
mạnh hơn ảnh hưởng của nhiễu đa truy nhập.
Chính vì vậy có thể nói rằng kỹ thuật tạo búp cho chỉ tiêu tốt hơn trong
môi trường nhiều người dùng (nhiễu đa truy nhập lớn), pha-đing ít, còn kỹ
thuật phân tập cho chỉ tiêu tốt trong môi trường ít người dùng pha đinh mạnh.
Một hệ thống phối hợp cả tạo búp và phân tập sẽ có được ưu điểm của
việc giảm nhiễu búp sóng mà vẫn có được phân tập thu đặc biệt là trong môi
trường pha đinh khi tín hiệu tới các phần tử anten mảng không bao giờ có thể
là tương quan hoàn toàn. Ở hệ thống phối hợp, mỗi bộ tạo búp sẽ là một
nhánh của hệ thống phân tập, nhiễu tác động lên phần tử tạo búp sẽ được sử
dụng để tạo ra tăng ích phân tập ở hệ thông phân tập. Ý tưởng này chính là đề
xuất của phần này để áp dụng kỹ thuật phối hợp tạo búp và phân tập cho hệ
thống W-CDMA. Chỉ tiêu BER cụ thể của hệ thống sẽ tiếp tục được phân tích
sau đây.
Như đã phân tích trong phần 3, chỉ tiêu BER của hệ thống phân tập kết
hợp tỉ lệ cực đại tương tự chỉ tiêu BER của bộ tạo búp sóng, chỉ khác phần
nhiễu. Như vậy để xác định chỉ tiêu BER của 1 hệ thống kết hợp tạo búp và
phân tập, phương trình (4.26) và (4.17) vẫn có thể dược sử dụng. Khi đó, từng
nhánh trong số MD nhánh phân tập bao gồm một bộ tạo búp MB phần tử. Như
vậy, khi thành phần nhiễu tác động lên mỗi phần tử trong hệ thống tạo búp
được xác định thì công thức (4.17) được sử dụng. Sau đó phần nhiễu thu được
này lại dược sử dụng trong (4.26) cho từng nhánh trong số MD nhánh phân
tập. Hơn nữa, với hệ thống kết hợp phân tập và tạo búp, hàm mật độ phân bố
-117-
xác suất của SNR đầu ra là một phân bố gamma với MD bậc tự do và trong đó
tham số Nakagami mỗi nhánh được xác định bằng (4.23).
Giả thiết mỗi bộ tạo búp gồm 2 phần tử anten (MB =2) và một bộ tạo búp
hoàn chỉnh là 1 nhánh của hệ thống phân tập, tổng số 2x2 anten được sử dụng.
Kết quả mô phỏng tính BER cho kỹ thuật phối hợp phân tập và tạo búp so
với hệ thống hoặc tạo búp hoặc phân tập được đưa ra ở phần sau.
4.3. Kết quả mô phỏng
Bảng 4.2. Các tham số đầu vào để đánh giá chỉ tiêu BER
Tham số Giá trị Môi trường
Tham số pha-đinh không nhìn thẳng của mỗi thành phần đa đường (Nakagami) Số tín hiệu đa đường Số người dùng Số RAKE fingers Số phần tử tạo búp
Không nhìn thẳng m=1 L=5 K=10 LR=2 MB =2
Do chênh lệch chỉ tiêu BER giữa các hệ thống, tạo búp, phân tập và kết
hợp cả tạo búp và phân tập, ta sẽ phải lựa chọn một kỹ thuật cho tăng ích lớn
nhất ở điều kiện cụ thể nào đó. Các tham số mô phỏng được cho trong Bảng
4.2. Cả 2 hệ thống đều có số anten như nhau (MB = MD =4), nghĩa là chi phí
thực hiện 2 hệ thống này là bằng nhau. Trước tiên, với chỉ tiêu của hệ thống
phân tập, rõ ràng là sự tương quan giữa các phần tử phân tập có ảnh hưởng
đến chỉ tiêu BER. Do đó, khi thiết kế hệ thống phân tập, không thể sử dụng
giả thiết các tín hiệu thu ở các phần tử là không tương quan nhau trong tính
toán BER. Cụ thể, có tương quan giữa các đường bao pha-đinh của tín hiệu
thu ở các nhánh phân tập khác nhau sẽ làm tăng chỉ tiêu BER. Chỉ tiêu hệ
thống tạo búp, kết quả BER với MB =4 anten tốt hơn nhiều so với hệ thống
phân tập MD =4 anten.
-118-
Ở điều kiện không nhìn thẳng, giá trị BER kém hơn do pha-đinh mạnh
hơn, mặc dù chỉ tiêu bộ tạo búp bị tác động nhiều hơn nhưng vẫn tốt hơn chỉ
tiêu phân tập.
So sánh hệ thống tạo búp và hệ thống kết hợp cả tạo búp và phân tập
được trình bày trong Hình 4.7. Cả hai hệ thống đều sử dụng 4 anten. Bộ tạo
búp dùng mảng tuyến tính cách đều với MB =4 phần tử, còn ở hệ thống phối
hợp MB = 2 phần tử. Có thể thấy ngay rằng hệ thống phối hợp 2 kỹ thuật nhạy
cảm hơn với các giá trị tương quan lớn – trái ngược với hệ thống phân tập
chuẩn đề cập ở trên. Tiếp đến là bộ tạo búp vẫn tiếp tục có chỉ tiêu tốt hơn hệ
thống phối hợp ở các giá trị Eb/No nhỏ. Ở các giá trị Eb/No lớn hơn 8 dB, cơ
cấu phối hợp tạo búp và phân tập thực hiện tốt hơn so với bộ tạo búp.
0 2 4 6 8 10 12 14 161E-6
1E-5
1E-4
1E-3
0.01
0.1
Pe
Eb/No
DIV BF PhoihopDB
Hình 4.7. Kết quả mô phỏng đối với phân tập MD = 4 anten, hệ thống tạo búp
MB = 4 anten và hệ thống phối hợp cả phân tập và tạo búp ở môi trường không nhìn thẳng
-119-
4.4. Đo kiểm hệ thống thử nghiệm anten thông minh cho W-CDMA
4.4.1. Giới thiệu hệ thống thử nghiệm
Hệ thống anten thông minh cho W-CDMA IMT-2000 được phát triển
dựa trên ba khối chức năng: khối tài nguyên dịch vụ, điều khiển dịch vụ và
quản lý dịch vụ. Để kiểm tra hoạt động của các khối này một cách hiệu quả,
Viện nghiên cứu ETRI đã phát triển một hệ thống thử nghiệm anten thông
minh cho W-CDMA. Trong hệ thống này, thiết bị đầu cuối của người dùng
(UE) được sử dụng là thiết bị thương mại có trên thị trường, phần thiết bị thử
nghiệm tập trung chủ yếu vào phần mạng truy nhập vô tuyến [27].
Một trạm của hệ thống anten thông minh cho W-CDMA cũng gồm có 3
séc-tơ để có thể triển khai dễ dàng với hệ thống W-CDMA IMT-2000 hiện có.
Mỗi séc-tơ có một hệ thống anten mảng gồm 8 phần tử - tạo ra tối đa 12 búp
sóng. Sự khác nhau của đặc tính truyền sóng giữa các đường truyền giữa các
phần tử anten và máy thu được định cỡ trong hệ thống. Với đường xuống từ
Nút-B tới UE, dạng búp là cố định; còn với đường lên từ UE đến Nút-B, búp
sóng được tạo lập thích nghi với môi trường thay đổi. hệ thống thử nghiệm
anten thông minh cho W-CDMA có giao diện Uu theo tiêu chuẩn của Dự án
đối tác hệ thống thế hệ thứ 3 (3GPP). Các dịch vụ được cung cấp là dịch vụ
chuyển mạch kênh như thoại 12,2 kbps và hình H.263 384 kbps. Kỹ thuật
điều khiển công suất vòng mở và vòng kín đều được sử dụng và hỗ trợ cả
chuyển giao mềm và mềm hơn.
Chỉ tiêu của hệ thống di động CDMA bị hạn chế bởi các đặc tính của
kênh vô tuyến như nhiễu, sự che khuất, pha-đinh, trễ, trải phổ.v.v. Để vượt
qua được các giới hạn về chỉ tiêu nhiễu, các kỹ thuật bù kênh như điều khiển
công suất, máy thu RAKE, anten phân tập .v.v. đã được sử dụng. Tuy nhiên,
vẫn khó đạt được yêu cầu của các hệ thống thông tin di động tương lai (cung
-120-
cấp cả các dịch vụ đa phương tiện với các mức chất lượng dịch vụ khác nhau)
bằng những kỹ thuật này. Anten thông minh là một trong những kỹ thuật có
triển vọng nhất có thể đáp ứng những yêu cầu này.
Hệ thống anten thông minh cho W-CDMA được phát triển để cải thiện
chỉ tiêu của hệ thống W-CDMA IMT-2000. Hệ thống W-CDMA này hiện
cung cấp chất lượng dịch vụ không được tốt lắm, đặc biệt là cho các dịch
vụ thông tin di động tốc độ truyền dữ liệu cao. Cấu trúc của hệ thống thông
tin di động thế hệ 3 của một nhà khai thác có thể sẽ sử dụng hệ thống W-
CDMA thông thường làm cơ sở (triển khai rộng khắp) và hệ thống anten
thông minh cho W-CDMA để phủ sóng các điểm nóng, nới yêu cầu nhiều
dịch vụ chất lượng cao (cấu trúc như vậy cũng đã được đề xuất sử dụng ở Hàn
Quốc). Hệ thống anten thông minh cho W-CDMA chấp nhận cả kỹ thuật tạo
búp sóng thích nghi (ABF) và chuyển búp sóng (SBF). Để kiểm tra mọi khả
năng của hệ thống anten thông minh cho W-CDMA một cách hiệu quả, hệ
thống thử nghiệm được thiết kế đơn giản tối đa.
4.4.2. Anten mảng thông minh
Hình 4.8. Cấu hình hệ thống anten thông minh
MÁY PHÁT
Rx A/D
Rx A/D
Rx A/D
Định cỡ
Bộ
tạo
búp
số
Gia
o diện
-Iub
& D
em.
Điều khiển
Gia
o diện
-Iub
& M
od.
Bộ
tạo
búp
số
Điều khiển
Tx A/D
Tx A/D
Tx A/D
Định cỡ
MÁY THU
-121-
Anten thông minh sử dụng một mảng các phần tử anten, mỗi anten có
một véc-tơ tín hiệu riêng. Bằng cách lấy trọng số các véc-tơ tín hiệu khác
nhau, ta có thể tạo ra nhiều búp sóng và điều khiển hướng của mỗi búp sóng.
Búp sóng mong muốn có thể được tạo lập sao cho tỉ số tín hiệu-trên-tạp âm
(SNR) của tín hiệu mong muốn tăng đáng kể. Anten thông minh thường được
lắp đặt tại trạm gốc (Nút-B), vì khó có thể lắp anten mảng ở máy đầu cuối do
hạn chế về kích thước. Ở đây ta sẽ chỉ xem xét trường hợp anten thông minh
lắp ở trạm gốc.
Ở đường xuống từ trạm gốc tới máy đầu cuối, Trạm gốc phát tín hiệu
cho máy đầu cuối theo hướng mong muốn. Để điều khiển hướng phát, Trạm
gốc được trợ giúp bởi tín hiệu thu từ máy đầu cuối. Ở đường lên từ máy đầu
cuối tới Trạm gốc, Trạm gốc sẽ điều khiển hướng búp sóng về phía tín hiệu
thu được và tách ra tín hiệu mong muốn. Ở các hai đường, máy thu, máy đầu
cuối hoặc trạm gốc có thể thu tín hiệu mong muốn của riêng nó mà không bị
nhiễu bởi các đướng truyền tín hiệu khác. Như vậy, dung lượng hệ thống sẽ
tăng lên khi số búp sóng và SNR tăng. Cấu trúc anten thông minh bao gồm:
- Mảng anten:
Hình 4.9. Mảng anten
1/2 λ(63mm)
Duplexer
-122-
Anten dùng nhiều phần tử để thiết lập mẫu búp sóng mong muốn. Khi số
phần tử tăng, chỉ tiêu hệ thống tăng do góc búp sóng nhỏ. Thông thường,
người ta chỉ sử dụng từ 4-12 phần tử anten – có kiểu cách đều tuyến tính
hoặc hình tròn cách đều.
- Máy thu phát vô tuyến:
Số máy thu phát vô tuyến cho 1 séc-tơ bằng số phần tử anten. Ở đường
xuống, tín hiệu RF phát được đi qua các khối như bộ khuyếch đại công
suất cao, bộ đổi tần lên từ băng gốc,... Ở đường lên, tín hiệu RF thì đi qua
bộ khuyếch đại tạp âm thấp, bộ đổi tần xuống băng gốc,...
- Bộ tạo búp sóng:
Các véctơ trọng số cho mỗi anten được tính toán ở khối này để thiết lập
mẫu búp sóng mong muốn. Thông thường với kỹ thuật chuyển búp sóng,
số búp sóng là cố định và véctơ trọng số là không đổi. Tuy nhiên với kỹ
thuật tạo búp thích nghi, các véc-tơ trọng số thay đổi động tuỳ theo mẫu
búp sóng mong muốn. Các véc-tơ trọng số được đánh giá dựa trên hướng
tới hoặc tham chiếu thời gian. Các véc-tơ này phải được xử lý trong thời
gian thực, do đó yêu cầu khả năng tính toán phải rất nhanh.
- Khối định cỡ RF:
Để đảm bảo chỉ tiêu yêu cầu của anten thông minh, các phần tử anten
phải có đặc tính giống nhau. Chỉ cần một khác biệt nhỏ cũng gây ra ảnh
hưởng lớn lên cường độ hoặc độ trễ của sóng mang. Khối định cỡ RF có
nhiệm vụ bù trừ những khác biệt đó sao cho các phần tử anten có chỉ tiêu
giống hệt nhau.
4.4.3. Cấu hình hệ thống và điều kiện đo
Hệ thống thử nghiệm anten thông minh cho W-CDMA đã được phát
triển để đo kiểm các khả năng của hệ thống anten thông minh cho W-CDMA
một cách hiệu quả. Hệ thống thử nghiệm anten thông minh có bốn phần
-123-
chính: thiết bị người dùng (UE), phân hệ RF (RFS); phân hệ xử lý số (DPS)
và phân hệ mô phỏng mạng (NSS). Các phân hệ này được thực hiện dựa trên
mô hình tham chiếu hệ thống chuẩn của Dự án đối tác hệ thống thế hệ thứ 3 -
3GPP . Các giao thức mạng và báo hiệu tuân thủ theo cấu trúc của Dự án đối
tác hệ thống thế hệ thứ 3 .
Hình 4.10. Hệ thống anten thông minh thử nghiệm tại Viện Nghiên cứu ETRI
Hệ thống thử nghiệm anten thông minh cho W-CDMA IMT-2000 được sử
dụng dể đo kiểm tại Viện Nghiên cứu ETRI có những đặc trưng chính sau:
[27]
+ Khối RF/IF:
o Định cỡ tức thời
o IF kỹ thuật số
-124-
SA-RTS
ABFCC#0
Sect.1
BFNC
Sect.2
BFNC SPDM(PC)
Sector 1
Sect.3
BFNC
...ANT # 8
ANT # 1
ABFCC#1
Hub
BFDisplay
(PC)
SMAT
Commercial UECommercial UE
CKURECAU
RECU(8way)
TRCU(8way)
TRCAU
CALU(8way)
RFFU(8way)
Sector 2Sector 3
12345678
RF/IF Digital
UE thương mại
o 8 anten/ séc-tơ (4 tần số (FA)/séc-tơ)
+ Khối xử lý số
o Đường xuống: bộ chuyển búp sóng, 12 búp cố định / 1 séc-tơ
o Đường lên: Bộ tạo búp thích nghi, sử dụng thuật toán Trung bình
Bình phương Nhỏ nhất chuẩn
o Bộ giải điều chế: mỗi nhánh có thể hoạt động ở ba chế độ: tạo búp
thích nghi, chuyển búp sóng và phân tập 2 anten.
+ Điều kiện đo kiểm:
o Bộ mô phỏng thiết bị đầu cuối người sử dụng (UE): Công cụ phân
tích modem anten thông minh
o Máy đầu cuối W-CDMA thương mại của Samsung
o Bộ mô phỏng lớp 2/3 ở trạm gốc BS: Khối giám sát phân tích chỉ
tiêu anten thông minh (SPDM)
Hình 4.11. Cấu hình hệ thống anten thông minh cho W-CDMA sử dụng trong đo kiểm
Hình 4.11 trình bày cấu trúc khối chức năng của hệ thống thử nghiệm
anten thông minh cho W-CDMA. UE là một máy cầm tay thương mại do
Samsung sản xuất. Phân hệ RF bao gồm: bộ khuyếch đại công suất cao, bộ
-125-
khuyếch đại tạp âm thấp, bộ đổi tần phát (TRCU), Bộ đổi tần thu (RECU), và
bộ định cỡ (CALU); Bộ đổi tần lên và xuống tương ứng trong Bộ đổi tần phát
và Bộ đổi tần thu. Bộ lọc đáp ứng impulse hữu hạn cho tín hiệu I- và Q- băng
gốc được lắp trong Bộ định cỡ CALU. Mỗi bộ khuyếch đại công suất cao và
bộ khuyếch đại tạp âm thấp tương ứng với một Bộ đổi tần phát và Bộ đổi tần
thu. Mỗi hệ thống hỗ trợ tối đa 4 tần số (FA) hoặc anten; Một bộ định cỡ hỗ
trợ một tần số. Do mảng 8 anten được sử dụng và mỗi séc-tơ hỗ trợ tối đa 4
tần số, nên 8 bộ khuyếch đại công suất cao, 8 Bộ đổi tần phát, 8 bộ khuyếch
đại tạp âm thấp, 8 Bộ đổi tần thu và 4 Bộ định cỡ CALU sẽ được lắp đặt trong
một séc-tơ. Hệ thống anten thông minh cho W-CDMA hỗ trợ tối đa 3 séc-tơ
và lên tới 192 tín hiệu băng gốc (2 tín hiệu băng gốc/anten x 8 anten/séc-tơ x
4 tần số x 3 séc-tơ), với tốc độ 30,72 Mcps (384 kcps x 8 bít/chip) được
truyền từ khối xử lý số qua đường báo hiệu vi sai điện áp thấp (LVDS).
Hình 4.12. Cạc kênh của Bộ tạo búp thích nghi (hỗ trợ 3 séc-tơ x 8 anten)
-126-
Phân hệ xử lý số bao gồm bộ điều khiển mạch tạo búp sóng, hệ thống
modem, bộ điều khiển modem, và bộ xử lý trung tâm (DCPU). Bộ điều khiển
mạch tạo búp sóng định truyến tín hiệu băng gốc giữa Bộ định cỡ và hệ thống
modem. Hệ thống modem trong hệ thống thử nghiệm anten thông minh cho
W-CDMA được thực hiện nhờ vi mạch có thể lập trình và sẽ có kiểu chíp là
mạch tổ hợp riêng cho ứng dụng (ASIC). Bộ điều khiển modem và bộ xử lý
trung tâm được thực hiện bằng cách sử dụng bộ xử lý tín hiệu số và cạc kênh
tương ứng. Bộ xử lý chính của cạc kênh xử lý các bản tin báo hiệu giữa UE và
Phân hệ mô phỏng mạng. Một bộ điều khiển mạch tạo búp sóng hỗ trợ 1 séc-
tơ và truyền tải tối đa 64 tín hiệu băng gốc 30,72 Mcps. Với một tần số, 12
búp sóng được tạo lập trong 1 séc-tơ và có thể đáp ứng tối đa 360 người sử
dụng đàm thoại đồng thời trong 1 sec-tơ. Mỗi cạc kênh hỗ trợ tối đa 64 kênh,
và cần 6 cạc kênh để hỗ trợ 1 séc-tơ có 1 tần số. Có thể trang bị tối đa 18 cạc
kênh trong một giá xử lý số - ứng với 3 séc-tơ x tần số.
- Định cỡ:
+ Mục đích: bù đắp những phần không trùng khít của các đường truyền
đẫn RF để tạo lập búp sóng một cách chính xác.
+ Đặc điểm: Đánh giá mỗi hàm truyền bằng một tín hiệu định cỡ khác
nhau. Tính toán hiệu quả định cỡ phức từ các hàm truyền đã được đánh
giá bằng bộ điều khiển DSP. Ghép các tín hiệu phát hoặc tín hiệu thu
dựa vào hiệu quả định cỡ.
+ Thực hiện tương ứng trên máy phát và máy thu
Phân hệ mô phỏng mạng bao gồm Khối giao diện mạng, Khối quản lý lưu
lượng, bộ xử lý trung tâm và khối giao diện người sử dụng. Nền của phân hệ
mô phỏng mạng là một máy tính PC và các nhiệm vụ đều được thực hiện
bằng phần mềm. Khối giao diện mạng được nối với bộ xử lý trung tâm của
phân hệ xử lý số qua mạng Ethernet. Lưu lượng được xử lý trong Khối quản
-127-
lý lưu lượng mạng. Bộ xử lý trung tâm là bộ xử lý chính của phân hệ mô
phỏng mạng và làm nhiệm vụ xử lý các bản tin báo hiệu. Khối giao diện
người sử dụng cung cấp cho người dùng dịch vụ thoại hoặc hình. Chức năng
của Khối quản lý lưu lượng mạng, bộ xử lý trung tâm, và Khối giao diện
người sử dụng tương ứng với lớp 2, lớp 3, và lớp ứng dụng của giao thức của
Dự án đối tác hệ thống thế hệ thứ 3 . Các khối chức năng này liên tục với khối
giao thức tương ứng của UE.
- Bộ điều chế:
+ Kênh không truyền dẫn: Kênh hoa tiêu chung - CPICH, Kênh đồng bộ -
SCH, Kênh báo chiếm kênh - AICH, Kênh báo nhắn tin - PICH
+ Tối đa 32 kênh truyền dẫn: kênh vật lý điều khiển chung sơ cấp -
PCCPCH, kênh vật lý điều khiển chung thứ cấp - SCCPCHs, kênh vật lý
dành riêng - DPCHs
+ Mỗi kênh kênh vật lý dành riêng DPCH có thể hoạt động ở cả chế độ
phân tập và chế độ tạo búp sóng chuyển mạch
+ Tạo búp sóng đường xuống: 12 búp sóng cố định (số búp sóng trên một
séc-tơ là 12).
- Bộ giải điều chế:
+ Cấu trúc dùng chung nhánh
+ Mỗi nhánh có thể hoạt động ở 3 chế độ: tạo búp sóng thích nghi, tạo búp
sóng cố định, 2 anten phân tập
+ Thuật toán Trung bình bình phương nhỏ nhất chuẩn được sử dụng cho
ABF ở đường lên
+ Tín hiệu tham chiếu chuẩn để đánh giá kênh, bám thời gian, đánh giá
SIR và ABF là kênh điều khiển vật lý dành riêng-DPCCH ở đường lên.
- Bộ dò tìm:
-128-
+ Bộ dò tìm ban đầu: của sổ tìm kiếm là 256 chíp, chỉ ở chế độ phân tập
(đẳng hướng)
+ Bộ dò tìm đa đường: dò trễ và búp sóng (chuyển búp sóng)- của sổ dò
tìm là 64, số búp sóng là 12; Kết quả tìm kiếm có thể được sử dụng cho kỹ
thuật Chuyển búp sóng ở đường xuống; có thể hoạt động cả ở chế độ phân
tập (đẳng hướng)
- Khối xử lý số:
+ Mã hoá và giải mã kênh truyền dẫn: Turbo/Viterbi
+ Giao diện với lớp cao hơn qua bộ xử lý trung tâm
+ Điều khiển modem: điều khiển thủ tục kênh truy nhập ngẫu nhiên, điều
khiển công suất ban đầu, điều khiển Chuyển búp sóng đường xuống, điều
khiển ABF đường lên, thuật toán phân bổ nhánh cho đường lên.
Hình 4.13. Mẫu búp sóng cố định đường xuống
-80 -60 -40 -20 0 20 40 60 80-20
-15
-10
-5
0
5
10
Độ
Công suất
8 phần tử anten, 12 búp sóng, khoảng cách:63mm, 2000 MHz
-129-
4.4.4. Kết quả đo kiểm trên hệ thống thử nghiệm
Kết quả giám sát búp sóng ở đường lên và đường xuống của hệ thống thử
nghiệm.
Hình 4.14. Dạng búp sóng đường xuống (chuyển mạch búp sóng) và
đường lên (búp sóng thích nghi)
Kết quả đo kiểm chỉ tiêu:
Hình 4.15 và Hình 4.16 giới thiệu chỉ tiêu hệ thống khi dùng ABF trong
hệ thống thử nghiệm. Trong Hình 4.15, ta thấy tỉ số tín hiệu trên tạp âm tăng
thêm khoảng 3,5-4,5dB khi dùng ABF 8-anten so với khi sử dụng phân tập 2
-130-
anten (DIV). Hình 4.16 cho thấy sự cải thiện thêm 1,2dB khi dùng ABF 8-
anten thay cho DIV 2-anten. Như vậy, tổng thể chỉ tiêu của hệ thống được cải
thiện khoảng 5,5 đến 6 dB khi dùng ABF 8-anten so với DIV 2-anten.
Hình 4.15. Kết quả đo kiểm SNR trên Hệ thống thử nghiệm theo giá trị
SIRtarget đặt trước
Hình 4.16. Kết quả đo kiểm BLER cho ABF 8-anten và DIV 2-anten
1 2 3 4 5 6 7-2
0
2
4
6
8
3.5 dB
3.5 dB
4.5 dB
Mea
sure
d SN
R
Target SIR(For ABF)
ABF DIV
-4 -3 -2 -1 0 1
0.01
0.1
1
1.2 dB
Upl
ink
BLER
Target SIR(ABF and DIV respectively)
ABF DIV
-131-
Qua việc phát triển hệ thống thử nghiệm anten thông minh cho W-CDMA,
chúng ta có thể khẳng định rằng hệ thống anten thông minh sẽ làm tăng đáng
kể dung lượng hệ thống. Trong hệ thống thử nghiệm, 12 búp sóng được tạo
lập trong 1 séc-tơ và dung lượng hệ thống tăng khoảng 4 lần.
4.5. Xử lý kết quả đo kiểm và so sánh với kết quả mô phỏng
Để có thể so sánh kết quả đo kiểm và kết quả mô phỏng, trước tiên ta cần
chuyển đổi từ kết quả đo BLER theo SIR sang BER theo Eb/No.
Trong cấu trúc đường lên W-CDMA, kênh vật lý dành riêng - DPCH
gồm kênh dữ liệu vật lý dành riêng - DPDCH (với các hệ số trải phổ có thể là:
4, 8, 16, 32, 64, 128, 256) và kênh điều khiển vật lý dành riêng - DPCCH (chỉ
với hệ số trải phổ là 64). Hai kênh này tuỳ theo hệ số trải phổ của mình sẽ có
công suất tương ứng là βd, và βc. Đại lượng tỉ số công suất được định nghĩa là
β=c
d
ββ .
Đề xuất công thức chuyển đổi Eb/No và SIRtarget:
Trong hệ thống thử nghiệm anten thông minh cho W-CDMA, luồng bít
thông tin được mã hoá với tỉ lệ 1/3 cho điều chế ký hiệu, như vậy năng lượng
bít thông tin bằng 3 lần năng lượng ký hiệu kênh DPDCH, tính bằng dB:
Eb=Es|DPDCH + 10log3= Es|DPDCH+4,77 (dB) (4.28)
Theo tỉ lệ tuyến tính:
Es|DPDCH = β2.Es|DPCCH.256
|DPDCHfactS (4.29)
Định nghĩa:
χ = 256
|DPDCHfactS (4.30)
Es|DPDCH tính bằng dB có thể được tính theo công thức sau:
-132-
0 1 2 3 4 5 6 71E-5
1E-4
1E-3
0.01
0.1
5 dB
BER
Eb/No
ABF DIV
Es|DPDCH = β2 + Es|DPCCH + χ (dB) (4.31)
Thay (4.31) vào (4.28), Eb có thể được tính theo công thức sau (tính bằng dB)
Eb = β2 + Es|DPCCH + χ + 4,77 (dB) (4.32)
Trong hệ thống thử nghiệm sử dụng trong đo kiểm, Sfactor của DPDCH =
64, Sfactor của DPCCH = 256, như vậy χ = 64/256 = ¼ (hay bằng –6dB). βd
=15, βc=8 nên β =15/8,
Như vậy: β2(dB) = 5,45 dB
Với SIRtarget = t
DPCCHS
IE | = 1dB (trong đó It là tổng nhiễu) thì Eb/No bằng:
Eb/No = 5,45 + 1 – 6 + 4,77 = 5,22 dB (4.33)
Nói cách khác, có thể chuyển đổi
Eb/No = SIRtarget + 4,22 dB (4.34)
Với hệ thống W-CDMA, tỉ lệ lỗi bít khối BLER thấp hơn BER khoảng 10
lần (nghĩa là nếu BLER =10-2 thì BER xấp xỉ cỡ 10-3) [33]. Như vậy, kết quả
đo có thể được biểu diễn lại như Hình 4.17.
Hình 4.17. Tỉ lệ lỗi bít BER đo được với ABF 8-anten và DIV 2-anten
-133-
Kết quả đo chỉ tiêu cho trường hợp DIV 2-anten rất giống với kết quả mô
phỏng cho kỹ thuật phân tập. Còn trường hợp ABF 8-anten chỉ tiêu đo được
tốt hơn kết quả mô phỏng do hệ thống đo kiểm sử dụng 8 anten để tạo búp
trong khi kết quả mô phỏng được thực hiện cho chỉ 4 anten.
4.6. Tổng kết chương
Chương này đã đề xuất một kỹ thuật phối hợp cho chép có được ưu điểm
của cả hai kỹ thuật phân tập và tạo búp cho hệ thống W-CDMA. Hệ thống
này sẽ tận dụng được ưu điểm của việc giảm nhiễu búp sóng mà vẫn có được
phân tập thu, đặc biệt là trong môi trường pha đinh khi tín hiệu tới các phần tử
anten mảng không bao giờ có thể là tương quan hoàn toàn.
Kết quả mô phỏng cho thấy rằng trong môi trường nhiều người dùng,
pha-đinh mạnh, kỹ thuật phối hợp cả tạo búp và phân tập cho chỉ tiêu tốt hơn
hệ thống tạo búp ở giá trị Eb/No lớn hơn 8dB, mặc dù dưới giá trị này chỉ tiêu
của hệ thống tạo búp vẫn lớn hơn. Như vậy, có thể thấy rằng kỹ thuật phối
hợp được luận án đề xuất sẽ đặc biệt có ý nghĩa để triển khai các dịch vụ
truyền dữ liệu tốc độ cao, đòi hỏi có tỉ số Eb/No lớn.
Kết quả đo kiểm trên hệ thống thử nghiệm anten thông minh cho W-
CDMA tại Viện nghiên cứu ETRI cho trường hợp DIV 2-anten và ABF 8-
anten đã được sử dụng để đánh giá độ tin cậy của các kết quả mô phỏng. Để
có thể so sánh kết quả mô phỏng và đo kiểm, công thức chuyển đổi giữa
SIRtarget và Eb/No cho hệ thống W-CDMA cũng đã được xây dựng. Qua đó, ta
thấy rằng kết quả mô phỏng phù hợp với các kết quả đo kiểm và chứng tỏ
được độ tin cậy của phương án đề xuất.
-134-
KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN Kết luận 1. Thuật toán tạo búp thích nghi kết hợp trung bình bình phương nhỏ nhất và
hằng số theo khối trên cả kênh hoa tiêu và kênh lưu lượng được sử dụng
cho đường lên hệ thống DS-CDMA có tốc độ hội tụ nhanh hơn nhờ phép
cập nhật trọng số kết hợp. Thuật toán kết hợp này hoàn toàn dựa trên hai
thuật toán kinh điển, không làm tăng độ phức tạp tính toán và phù hợp với
khả năng xử lý của các thiết bị hiện nay.
2. Việc ứng dụng anten thông minh chuyển búp sóng ở các hệ thống thông
tin di động GSM hiện tại (N=4) có thể làm dung lượng hệ thống tăng thêm
30% so với anten dẻ quạt, và lớn gấp 3 lần (khi số búp sóng của anten là
12) so với anten đẳng hướng. Việc sử dụng mẫu tái sử dụng tần số mới
N=3 được đề xuất trong luận án có thể tiếp tục làm tăng dung lượng hệ
thống lên thêm 30% nữa.
3. Mẫu tái sử dụng tần số mới N=3 cho hệ thống GSM khi sử dụng anten
thông minh là khả thi do tỉ số CIR hiện tại được tính toán, so sánh đã bao
gồm mức dự trữ công suất từ 7,5dB đến 8,5dB đủ dự phòng cho các ảnh
hưởng của pha-đinh và che khuất. Hơn nữa, hiệu suất phổ khi dùng anten
chuyển búp sóng so với anten đẳng hướng trong môi trường pha-đinh và
che khuất đã được chứng minh là lớn hơn trong không gian tự do.
4. Trong môi trường pha-đinh, tín hiệu tới các phần tử anten mảng không bao
giờ là tương quan hoàn toàn. Kỹ thuật phối hợp tạo búp và phân tập được
đề xuất cho hệ thống W-CDMA tận dụng được ưu điểm của việc làm giảm
nhiễu búp sóng mà vẫn có được phân tập thu. Kết quả mô phỏng cho thấy
trong môi trường nhiều người dùng, pha-đinh mạnh, kỹ thuật phối hợp tạo
-135-
búp và phân tập cho chỉ tiêu tốt hơn hệ thống tạo búp ở giá trị Eb/No lớn
hơn 8dB – phù hợp để triển khai các dịch vụ truyền dữ liệu tốc độ cao.
5. Kết quả đo kiểm trên hệ thống thử nghiệm anten thông minh cho W-
CDMA tại Viện nghiên cứu ETRI - Hàn Quốc cho thấy chỉ tiêu tổng thể
của hệ thống được cải thiện khoảng 5,5 đến 6 dB khi dùng anten tạo búp
sóng thích nghi so với anten phân tập thông thường, tương ứng dung lượng
hệ thống có thể tăng khoảng 4 lần. Thông qua công thức chuyển đổi giữa
SIRtarget và Eb/No được xây dựng cho hệ thống W-CDMA, kết quả đo
kiểm giống kết quả mô phỏng cho trường hợp phân tập và trường hợp tạo
búp, chứng tỏ kết quả mô phỏng kỹ thuật phối hợp tạo búp và phân tập cho
hệ thống W-CDMA cũng đáng tin cậy.
Hướng phát triển tiếp theo:
1. Triển khai áp dụng vào thực tiễn thuật toán tạo búp kết hợp trung bình
bình phương nhỏ nhất và hằng số theo khối cho hệ thống W-CDMA.
2. Đánh giá ảnh hưởng của pha-đinh và che khuất khi sử dụng anten thông
minh cho các điều kiện địa hình, thành phố cụ thể khi triển khai.
3. Nghiên cứu cấu trúc anten mảng phù hợp cho kỹ thuật phối hợp tạo búp và
phân tập đã đề xuất cho hệ thống W-CDMA.
4. Nghiên cứu bài toán áp dụng anten mảng nhiều phần tử cả ở trạm gốc và
máy di động - MIMO cho W-CDMA với kỹ thuật mã hoá không gian-thời
gian.
-136-
Bài báo, Công trình đã công bố 1. Nguyễn Quang Hưng và Đặng Đình Lâm, “Phát triển thuật toán tạo búp sóng
thích nghi cho hệ thống CDMA trải phổ trực tiếp”, Tạp chí Khoa học và Công nghệ, Tập 43 - Số 45, 11/2005.
2. Đặng Đình Lâm, Nguyễn Minh Dân, Chu Ngọc Anh, Il Guy Kim, Nguyễn Quang Hưng. “Phối hợp kỹ thuật tạo búp sóng và phân tập cho hệ thống W-CDMA trong môi trường pha-đinh”, Tạp chí BCVT&CNTT, Chuyên san các Công trình nghiên cứu-triển khai viễn thông và Công nghệ thông tin, Hà Nội, Số 13, tháng 12/2004.
3. Dang Dinh Lam, Nguyen Minh Dan, Chu Ngoc Anh, and Nguyen Quang Hung, “Capacity improvement of cellular systems by switched beam antennas” Proceedings of Vietnam Conference on Radio&Electronics (REV’04), Hanoi, 11/2004.
4. Nguyen Quang Hung and Dang Dinh Lam, “Capacity improvement of GSM systems by switched beam antennas”, Proceedings of The 9th International Conference on CDMA, Seoul, Korea, 25-28/10/2004.
5. Đặng Đình Lâm và Nguyễn Quang Hưng, “Nâng cao dung lượng hệ thống thông tin di động băng hẹp bằng anten thông minh chuyển mạch búp sóng”, Tạp chí BCVT&CNTT, Chuyên san các Công trình nghiên cứu-triển khai viễn thông và Công nghệ thông tin, Hà Nội, Số 10, tháng 10/2003.
6. Đặng Đình Lâm và Nguyễn Quang Hưng, “Xây dựng cấu trúc mạng thông tin di động 3G”, Kỷ yếu Hội thảo khoa học quốc gia lần thứ nhất về Nghiên cứu, Phát triển và Ứng dụng Công nghệ thông tin và Truyền thông (ICT.rda), trang 401-410, Hà Nội, 03/2003.
7. Nguyen Quang Hung et.al. ”Comparisons of investment scenarios for mobile networks toward 3G in Vietnam”, Asian info-communications Council (AIC) 28th Conference, Manila, Philippines, 11/2002.
8. Nguyen Quang Hung et al., “Capacity enhancements of CDMA systems by spatial processing“, The 5th Info-communications seminar between ETRI&PTIT, DaeJeon, Korea, 06/2002
9. Nguyen Quang Hung et.al., “Initial proposals for network evolution towards 3G in Vietnam”, The 5th Info-communications seminar between ETRI&PTIT, DaeJeon, Korea, 06/2002
-137-
10. Dang Dinh Lam, Nguyen Minh Dan, Chu Ngoc Anh, Nguyen Quang Hung, “Potential models toward 3G mobile network in Vietnam”, Asian info-communications Council (AIC) 26th Conference, Hanoi, Vietnam, 11/2001.
11. Nguyen Quang Hung, Chu Ngoc Anh, Nguyen Minh Dan, “ W-CDMA Radio Network Dimensioning and Co-planning with GSM”, Proceedings of The 2nd Conference on Information Technology in Asia (CITA’01), Sarawak, Maylaysia, Oct. 2001
12. Nguyen Quang Hung and Chu Ngoc Anh, “An estimation on multiple-operator interference of W-CDMA systems”, The 4th Information Technology Seminar between PTIT and ETRI, Ha Noi, Aug., 2001.
13. Nguyen Quang Hung et.al., "Simple calculations for W-CDMA radio network dimensioning”, The 4th Information Technology Seminar between PTIT and ETRI, Ha Noi, Aug., 2001.
14. Nguyen Minh Dan, Nguyen Quang Hung, and Chu Ngoc Anh, “Spatial Processing for wireless systems with smart antnennas”, The 4th Information Technology Seminar between PTIT and ETRI, Ha Noi, Aug., 2001.
15. Nguyen Quang Hung & Chu Ngoc Anh, “Studying on deployments of high speed data services on GSM networks in Viet Nam”, Asian info-communications Council (AIC) 25 Conference, Shanghai, China, 04/2001.
-138-
Tài liệu tham khảo
Tiếng Việt
[1]. Phan Anh, Lý thuyết và kỹ thuật anten, bản in lần 4, Nhà Xuất bản Khoa học và Kỹ thuật, Hà Nội 2002.
[2]. Lê Xuân Công, Nghiên cứu lý thuyết và thực nghiệm hệ số suy giảm môi trường truyền sóng thông tin di động dải tần 900 MHz, Luận án Tiến sỹ, Học Viện CN Bưu chính Viễn thông, Hà Nội, 2001.
[3]. Nguyễn Phạm Anh Dũng, Thông tin di động số thế hệ 3, Nhà Xuất Bản Bưu Điện, Hà Nội, 2002.
[4]. Nguyễn Quang Hưng, “Nghiên cứu kỹ thuật xử lý theo không gian cho thông tin di động”, Đề tài Học Viện CN BCVT, 12/2002.
[5]. Nguyễn Quang Hưng, Chu Ngọc Anh, “Nghiên cứu ảnh hưởng của dịch vụ thoại và dữ liệu trên hệ thống GSM/GPRS”, Đề tài TCT Bưu chính Viễn thông VN, 2002.
[6]. Nguyễn Quang Hưng, Lương Lý, “Nghiên cứu ứng dụng các kỹ thuật truyền dẫn vô tuyến dùng anten nhiều phần tử nhằm nâng cao dung lượng, chất lượng các hệ thống thông tin di động”, Đề tài Bộ Bưu chính, Viễn thông, 2004.
[7]. Đặng Đình Lâm và nnk., Hệ thống thông tin di động 3G và xu hướng phát triển, Nhà Xuất bản Khoa học và Kỹ thuật, Hà Nội 2004.
[8]. Đặng Đình Lâm, Nghiên cứu tiếp thu và phát triển công nghệ điện thoại di động 3G, Đề tài cấp nhà nước KC.01.06, Hà Nội, 2003.
[9]. Phạm Minh Hà, Kỹ thuật mạch điện tử, Nhà xuất bản Khoa học&Kỹ thuật, Hà Nội 1997.
[10]. “Qui hoạch Phát triển mạng viễn thông”, Viện Kinh tế Bưu Điện, Nhà xuất bản Khoa học&Kỹ thuật, 2000.
[11]. Đỗ Văn Lưu, Giải Tích Hàm, Nhà Xuất bản Khoa học và Kỹ thuật, Hà Nội 1999.
[12]. Nguyễn Quốc Trung, Xử lý tín hiệu và lọc số - Tập I, Nhà Xuất bản Khoa học và Kỹ thuật, Hà Nội 2002.
[13]. Nguyễn Quốc Trung, Xử lý tín hiệu và lọc số -Tập 2 , Nhà Xuất bản Khoa học và Kỹ thuật, Hà Nội 2003.
-139-
[14]. Phạm Công Ngô, Lý thuyết điều khiển tự động, Nhà Xuất bản Khoa học và Kỹ thuật, Hà Nội 1998.
Tiếng Anh
[3]. [15]. M. Abramowitz and I.Stegun, Handbook of Mathematical Functions. Dover, 1972
[Alam02].
[16]. F. Alam, Space Time Processing for Third Generation CDMA systems, Ph.D Desseration, VirginiaTech, 2002
[Al-Jazzr00].
[17]. Saleh Al-Jazzar, A report on “Smart Antennas in Wireless Communications”, University of Cincinnati, 06/2000.
[Bang02]. [18]. Seung Chan Bang, et. al., “BER performance of W-CDMA/FDD and TDD based smart antenna system in vector channel model”, The 5th Information Technology Seminar between PTIT&ETRI, Daejeon, Korea, June 2002.
[2]. [19]. A.O. BOUKALOV and S.G. HAGGMAN, “System aspects of smart-antenna technology in cellular wireless communications- An overview”, IEEE tran. on micr. theory and tech., vol 48, No.6, June 2000.
[Choi02]. [20]. Seungwon Choi, “Experimental results from a smart antenna BTS for IS2000 1X”, The 4th smart antenna workshop for IMT-2000, Seoul, Korea, 05/2002.
[Dam99] [21]. H. Dam et.al., “Performance evaluation of adpative antenna base station in a commercial GSM network”, Proceeding of VTC 1999-fall.
[22]. G. Montalbano, Array Processing for Wireless Communications, Doctoral thesis, 1998.
[Der02]. [23]. A Derneryd, Technology for advanced antenna systems, Ericsson ISART’02, 03/2002.
[2]. [24]. G. Efthymoglou, V. Aalo, and H. Helmken, “Performance analysis of coherent DS-CDMA in Nakagami fading channel with arbitrary parameter,” IEEE Trans. Veh. Tech., vol. 46, pp. 289-297, 05/1997.
[60]. [25]. P. Eggers, “TSUNAMI: Spatial radio spreading as seen by directive antennas,” Tech. Rep. COST 231 TD(94) 119, EURO-COST, 09/2004.
[1]. [26]. T.Eng and L. Milstein, “Coherent DS-CDMA performance in Nakagami multipath fading”, IEEE Trans. Comm., vol.43, 02-03-04/1995.
-140-
[7]. [27]. ETRI, WCDMA Smart Antenna, 02/2004.
[1]. [28]. L.C. GODARA, “Applications of antenna arrays to mobile communications”, Part I & II, Proceeding of the IEEE, Vol.85, No.7, July 1997.
Haykin [29]. Simon Haykin, Adaptive Filter Theory, 4th Edition, Prentice Hall, 2002.
[Holma01].
[30]. Harri Holma & Antti Toskala, W-CDMA for UMTS: Radio Access for third generation mobile communications, John Wiley & Sons, 2001.
[SA]. [31]. “Smart Antennas”, IEEE Personal Communications, February 1998, Vol.5 No.1
[53]. [32]. W.C. Jakes, Microwave Mobile Communications, IEEE Press Classic Reissue, Piscatsaway, New Jersey, IEEE Press, 1994
[8]. [33]. Keiji T., W-CDMA: Mobile Communications System, John Wiley & Sons, 2002
[Kuchar99].
[34]. A. Kuchar et.al., “Field trial with GSM/DCS1800 Smart Antenna Base Station”, Proceeding of VTC 1999-fall.
[195]. [35]. Kenvin Laird, et.al., “A-Peak-to-Average Power Reduction Method for Third Generation CDMA Reverse Links,” Pro. IEEE VTC, 1999.
[5]. [36]. J. S. LIBERTI, JR and T. S. RAPPAPORT, Smart antennas for wireless communications: IS-95 and Third Generation CDMA Applications, Prentice Hall, 1999.
[9]. [37]. A.R. Lopez, “Performance predictions for cellular switched-beam intelligent antenna systems”, IEEE Communications Magazine, pp.152-154, 10/1996
[Manolakis00].
[38]. D.G. Manolakis et.el., Statistical and Adaptive Signal Processing, McGraw-Hill, 2000.
[Martinez01].
[39]. Ramon Martinez et.al., “Smart antennas peroformance evaluation and capacity increase for W-CDMA UMTS”. Proceeding of VTC 2001-Spring.
[10]. [40]. Matlab Curriculum Series, Mastering Matlab 5.0, “A comprehensive Tutorial and Reference”
[Metawa] [41]. Metawave, “CDMA solutions seminar series”, 1999-2000.
[42]. E. Lindskog, Space-time processing and equalization for wireless communications, Ph.D. Dessertation, Uppsala University, 1999.
-141-
[43]. P. Pelin, Space-time Algorithms for Mobile Communications, Ph.D. Dessertation, Chalmers University of Technology, Sweden, 1999.
[44]. T. Svantesson, Antennas and Propagation from a Signal Processing Perspective, Ph.D. Dessertation, Chalmers University of Technology, Sweden, 2001.
[Nguyen04b]
[45]. Nguyen Quang Hung, “Smart Antenna in GSM and Space-time processing in W-CDMA: problem raising” Team’s Seminar, Daejeon, Korea, 07/2004.
[46]. A. Paulraj et.al., Introduction to Space-Time Wireless Communications, Cambridge University Press, 2003.
[Nguyen04c].
[47]. Nguyen Van Yen and Nguyen Quang Hung, “3G Evolution and the trial system for VNPT network”, Symposium AP-NeGeMo’04, Hanoi, 02/2004.
[94]. [48]. A.Papoulis, The Fourier Integral and its Appilcations, New York: McGraw-Hill, 1962.
[3]. [49]. B. PATTAN, Robust Modulation Methods and Smart Antenna in Wireless Communications, Pretice Hall, 2000
[4]. [50]. M. Prusley, “Performance evaluation for phase-coded spread-spectrum multiple access communications – Part I: system analysis,” IEEE Trans. Commun., vol.COM-25, 08/1977.
[8]. [51]. T.S. RAPPAPORT, Wireless Communications, 2nd Edition, Prentice Hall, 2002.
[5]. [52]. P. van Rooyen and R. Kohno, “DS-CDMA performance with maximum ratio combining and multiple-antenna transmit diversity for capacity space-time coded DS/CDMA.” in Proc. IEEE MILCOM (Atlantic City, U.S.A.), 1999.
[113]. [53]. M.S. shwartz, et.al., Communication Systems and Techniques, An IEEE Press Classic Reissue, Piscatsaway, New Jersey, IEEE Press, 1996
[Tho92]. [54]. H.J. Thomas, et.al., “A Novel Dual Antenna Measurement of the Angular Distribution of Received Waves in the Mobile Radio Environment as a Function of Position and Delay time,” IEEE Vehicular Technology Conf., Vol.1, 1992.
[121]. [55]. R.G. Vaughan and J.B. Andersen, “Antenna diversity in mobile communications”, IEEE Trans. Veh. Tech. 36(4), 11/1987.
[6]. [56]. A. Wojnar, “Unknown bounds on performance in Nakagami channels,” IEEE
-142-
Trans. Comm., vol. COM-34, pp.22-24, 01/1986.
[57]. Savo G. Glisic, Adaptive WCDMA: Theory and Practice, John Wiley & Sons, 2003
[10] [58]. N.C. Beaulieu et.al., “Estimating the distribution of a sum independent log-normal random variables” IEEE Tran. Comm. Vol.43(12), pp. 2869-2873, Dec. 1995.
[37] [59]. R.C. French, “The effect of fading and shadowing on channel reuse in mobile radio”, IEEE Trans. Veh. Tech., vol. VT-28(3), pp. 171-181, Aug. 1979
[88] [60]. R. Muammar and S.C.Gupta, “Cochannel interference in high-capacity mobile radio system”, IEEE Trans. Comm., vol. COM-30(8), pp. 1973-1982, Aug. 1982.
[130] [61]. J.M. Wozencraft and I.M. Jacobi, Priciples of Communication Engineering, New York: John Willey&Son, 1965.
[209] [62]. T. Rappaport, Wireless Communications. Upper Saddle River, NJ: Prentice Hall, 1996
[250] [63]. B. Sklar, “Rayleigh fading channels in mobile digital communications systems Part I: Characterization,” IEEE Comm. Mag., pp. 90-100, July, 1997
[205] [64]. J.G Proakis, Digital communications, McGraw-Hill, 3rd Edition, 1995
[255] [65]. G.S Tuber, Fundamentals of Mobile communications, Kluwer Academic Publisher, 1998.
[35] [66]. W.Brawn and U. Dersch, “ A physical mobile radio channel model”, IEEE Trans. Veh. Tech., Vol.40, pp. 472-483, May 1991.
[67]. Ertel R.B. et.al., “Overview of Spatial Channel Models for Antenna Array Communication Systems”, IEEE Personal Communications 02/1998.
[68]. Kohno R., “Spatial and Temporal Communication Theory Using Adaptive Antenna Array”, IEEE Personal Communications 02/1998.
[69]. Paparristo G., “Array Processing Algorithms for multipath fading and co-channel interference in wireless systems”, Ph.D. thesis, University of Southern California, 12/1998.
[70]. Paulraj A.J. & Boon Chong Ng, “Space-Time modems for wireless personal communications”, IEEE Personal Communications 02/1998.
[71]. Reial, Andres, “Concatenated space-time coding for large antenna arrays”,
-143-
Ph.D. thesis, University of Virginia, 2000.
[72]. Tian, Zhi, “Blind multiuser detection with space-time adaptive processing for CDMA wireless communications”, Ph.D. Desertation, George Mason university, 2000.
[73]. Torlak M. and G. Xu, “Minimum distance of space-division-access channels”, Proc. IEEE Vehicular Technology Conf., vol.3, pp 2223-2227, 05/1997.
[74]. Torlak M. et.al., “A capacity measure for space-division-multiple-access channels”, Proc. IEEE Asilomar Conf. On Signals, Systems, and Computers, Nov.1-4,1998
[75]. Tranter W.H., Wireless Personal Communications – Channel Modeling and Systems Engineering, Kluwer Academic Publishers, 1999
[76]. Wennstrom M., “Smart antenna implementation issues for wireless communications”, Ph.D. thesis, Uppsala University, 10/1999.
Astely99 [77]. D. Astely, “Spatial and Spatio-Temporal Processing with Antenna arrays in Wireless Systems”, Ph.D Deserstation, Royal Institute of Technology, Sweden, 1999
Litva96 [78]. J. Litva and T.K-Y. Lo, Digital Beamforming in Wireless Communications, Artech House, 1996.
[79]. P.R.P. Hoole and D.Phil. Oxon, Smart Antennas and Signal Processing for Communications, Biomedical and Radar Systems, WIT Press, 2001
[80]. W. H. Tranter et.al., Principles of Communication Systems Simulation with Wireless Applications, Prentice Hall, 2004.
