Đường truyền với tham số phân bố trong NC MMIC

1. Khái quát chung

2. Nghiên cứu đường truyền với các tham số phân bố

1) Khái quát chung

Các phần tử thụ động được sử dụng để kết nối với các phần tử tích cực

trong mạch để phục vụ cho các mục đích khác nhau của người thiết kế. Điều

này đúng với các mạch, vi mạch nói chung, chứ không riêng gì với vi mạch

công nghệ MMIC. Các phần tử thụ động được cấu thành từ các phần tử tập

trung như điện trở, tụ điện, và cuộn cảm và các phần tử phân bố như các loại

đường truyền. Mặc dù việc sử dụng các phần tử thụ động có một số ảnh hưởng

đến chất lượng của mạch như băng thông, băng tần, và một số đặc tính điện

khác nữa. Việc sử dụng rộng rãi các phần tử rời rạc trong các thiết kế liên quan

đến MMIC làm cho các thiết kế MMIC trở nên khác biệt so với các thiết kế vi 1

mạch (IC) theo kiểu truyền thống. Cụ thể trong thiết kế MMIC các phần tử thụ

động được dùng làm các bộ phối hợp trở kháng, lựa chọn điểm làm việc DC,

dịch pha, bộ lọc hay cho nhiều mục đích khác. Các phần tử này bao gồm không

chỉ các cuộn cảm tập trung, tụ điện, điện trở mà còn số lượng lớn các thành

phần phân tán khác như đường truyền.

Trong công nghệ MMIC thì việc sử dụng đường truyền được thục hiện

với rất nhiều chủng loại như đường truyền mạch dải, T-junctions. Phần lớn các

đường truyền được thực hiện ở dạng mạch dải, nhưng các dạng khác của đường

truyền cũng được sử dụng như coplanar waveguide (CPW), slotline, thin-film

microstrip. Lợi thế cơ bản khi sử dụng CPW là làm tăng tính tích hợp của vi

mạch và giảm các ảnh hưởng ký sinh của các phần tử ở tần số cao tần. Việc

chuyển giữa các phần tử mạch dải có thể sử dụng các thành phần trung gian,

phụ them vào như baluns. Sự phụ thuộc giữa kích thước và tần số mạch dải

cũng có một số khó khăn nhất định như ở các tần số thấp kích thước, hay cụ thể

hơn là chiều rộng của mạch dải, thường rất lớn do tỉ lệ thuận với bước song để

vượt qua khó khăn này các phần tử cơ bản như bộ chia, bộ định hướng công

suất có thể sử dụng các kỹ thuật tập trung–phân tán. Những hướng giải quyết

này dẫn đến những sự định nghĩa về phần tử thụ động trong công nghệ MMIC.

Có một số vấn đề liên quan đến việc mô tả các phần tử thụ động bởi vì ở

đây sự phụ thuộc vào công nghệ chế tạo là rất lớn. Với quy trình chế tạo MMIC

cụ thể, sự hướng dẫn, quy trình chi tiết của nhà máy có ý nghĩa quyết định đến

sự thành công trong việc chế tạo, như các quy luật thiết kế, cũng như các biểu

thức…Mặc dù vậy, trong nhiều trường hợp những hướng dẫn thiết kế ít có sự

ảnh hưởng bằng việc tuân theo các hướng dẫn trong từng quá trình chế tạo.

2) Nghiên cứu đường truyền với các tham số phân bố

Khi các linh kiện cấu thành nên mạch kết nối với nhau thông qua các

đường dây với tần số nhỏ hơn 1MHz, thì khoảng cách giữa các phần tử là rất 2

nhỏ khi so sánh với độ dài của bước sóng cần truyền, do đó có thể giả sử rằng

mọi điểm trên mạch có biên độ về điện áp bằng nhau. Trong khi đó, khi nói đến

miền ứng dụng ở các tần số cao hơn như miền tần số cao tần, siêu cao tần, và

thậm chí trong miền nhỏ hơn là MMIC thì sự khác biệt ở đây là rất lớn. Điều

này là do khi đó sự so sánh khoảng các giữa các phần tử và bước sóng có thể là

một vấn đề lớn cần lưu tâm trong quá trình thiết kế. Bởi vì tại các điểm khác

nhau trong đường truyền thì biên độ điện áp phụ thuộc không chỉ vào tần số mà

còn vào pha tại điểm đó, do vậy các mối kết nối kim loại khi đó phải được tính

đến như các phần tử có đặc tính như các đường truyền transmission line.

Dạng đường truyền phổ biến sử dụng trong thiết kế MMIC là microstrip

[1, 2], dạng đường truyền này được miêu tả như là một dải kim loại trên nền vật

liệu cách ly với mặt đất không giới hạn ở mặt dưới của tấm vật liệu cách ly, như

trên hình 1. Như trong hình 1 bên dưới độ rộng của đường truyền và chiều cao

là các đại lượng hữu hạn, còn GND plane được coi là vô hạn.

Miền diện trường được giới hạn chủ yếu trong phạm vi bên dưới đường

truyền, nhưng nó cũng có một số tính chất quan trọng ở các vùng bên ngoài

phạm vi vật lý của đường truyền. Các đặc tính cơ bản của đường truyền được

quyết định bởi tỉ số (w/h) giữa độ rộng và chiều cao của đường truyền. Hai

tham số trên ảnh hưởng trực tiếp đến các tham số về điện trường và từ trường.

Như trong hình 1 bên dưới, có nhiều các đường truyền điện hơn ở bên dưới của

chính đường truyền so với vùng bên ngoài. Điều này tương tự như các bản cực

song song của tụ điện, và như vậy giá trị sẽ lớn. Trong hình. 2 bên dưới khi

khảo sát các đường truyền có độ rộng nỏ hơn thì các đường song song ở bên

dưới đường truyền giảm đi, điều này dẫn đến mối quan hệ điện, từ trường ở

trường hợp này giống với các đặc tính ở cuộn cảm hơn. Từ đặc tính về trường

trên hình. 2 có thể đưa ra quy tắc cơ bản cho mối quan hệ giữa độ rộng và các

yếu tố khác như đế bán dẫn như các mảng kim loại cần phải tách rời nhau,

3

khoảng các cạnh đến cạnh phải lớn hơn chiều cao hoặc phải bằng 3 lần độ rộng

của đường truyền. Điều đó cho phép tối ưu về diện tích nhưng tránh được

những phát sinh tác động lẫn nhau giữa hai đường truyền đặt gần nhau.

Hình. 1 Mẫu transmission line và phân bố điện trường, từ trường

Hình. 2 Phân bố điện trường, từ trường ở transmission line có độ rộng nhỏ

4

Sơ đồ mạch tương đương của một đơn vị đường truyền được miêu tả như

trên hình 3, trong đó R là trở kháng, L là cảm kháng, G là điện trở dẫn, và C là

cảm kháng trên từng đơn vị chiều dài. Một transmission line hoàn chỉnh là một

tập hợp bao gồm các đơn vị đường truyền nhỏ như trên hình 3.

Hình. 3 Sơ đồ tương đương của đoạn đường truyền ngắn

Từ mô hình đã xem xét ở trên hình 3 khi áp dụng vào trường hợp của

microstrip, R tương ứng với điện dẫn và điện môi mất mát, G tương ứng với

điện dẫn hữu hạn trên nền điện môi. Những đại lượng trên chỉ gây ra hiệu ứng

nhỏ do đó có thể bỏ qua khi nghiên cứu các đường truyền với mô hình đơn

giản.

Trong trường hợp đó, các đặc trưng đường truyền có thể đưa ra bởi các

công thức sau [3]:

Đặc tính kháng: (1)

Vận tốc truyền sóng: (2)

Biểu thức (1.1) còn chỉ ra rằng với những đường truyền nhỏ với cảm

kháng lớn sẽ có đặc tính kháng lớn hơn những đường truyền lớn mà có thành

phần cảm kháng lớn.

Bên cạnh đó từ hình 3 có thể thấy rằng đặc tính điện trường và từ trường

của sóng truyền dọc theo đường truyền bên trong lớp bán dẫn và phần không

5

gian bên trên nó, từ đó tạo nên những đặc tính riêng biệt của đường truyền.

Điều đó chỉ ra rằng các lien kết trong đường truyền microstrip không hoàn toàn

là song điện từ T nằm ngang (TEM) bởi vì vận tốc truyền sóng ở trong hai môi

trường điện môi khác nhau là khác nhau và đơn sóng điện từ T không thể tồn tại

được. Phương thức thực của truyền sóng là dạng lai giữa TE và TM, ở đó có sự

bằng nhau về vận tốc giữa các môi trường truyền sóng, phương thức đó được

gọi là giả TEM [4]. Trong một số trường hợp cụ thể có thể coi như là thuần

TEM với giả thiết là cùng một môi trường điện môi như nhau, với hằng số hiệu

dụng , hằng số này có giá trị trong khoảng giữa hằng số điện môi của lớp đế

( ) và điện môi của không khí (1), công thức để tính hằng số điện môi hiệu

dụng có thể theo một số công thức sau, các công thức đó sẽ được áp dụng cho

từng trường hợp cụ thể.

Giá trị của hằng số điện môi cho trường hợp đường truyền có độ rộng lớn

sẽ tiến gần đến hằng số điện môi của lớp đế, cũng như các đường truyền, các

đạc trưng điện-từ trường đều tập trung chủ yếu bên dưới đường truyền, còn

trong trường hợp ngược lại, khi đường truyền hẹp giá trị hằng số điện môi hiệu

dụng sẽ tiến gần đến giá trị trung gian của lớp điện môi và phần không gian ở

xung quanh đường truyền.

Giới hạn của giá trị hằng số điện môi hiệu dụng có thể được giới hạn bởi

công thức dưới đây.

(3)

(4)

Gía trị gần đúng của hằng số điện môi hiệu dụng của giả-TEM với sai số 2%

được cho bởi biểu thức (4), trong đó h là chiều cao của tấm đế, w là độ rộng của

đường truyền, là hằng số điện môi của tấm đế. Vận tốc pha của giả-TEM

6

chậm hơn vận tốc của không gian ở hệ số do vậy vận tốc pha của đường

truyền là (5)

Và độ dài bước sóng lan truyền trên đường truyền là

(6)

Còn trở kháng của đường truyên được cho bởi công thức (7) trong đó tỉ số

nhỏ hơn 1 và khi tỉ số đó lớn hơn 1 thì công thức được cho bởi công thức (8).

khi nhỏ hơn hoặc băng 1 (7)

khi lớn hơn hoặc

bằng 1 (8)

Trong quy trình công nghệ của MMIC, ciều cao của lớp đế được cố định

là 100um và 200um, vì vậy trở kháng của đường truyền phụ thuộc vào độ rộng

của đường truyền. thong thường trong công nghệ MMIC độ rộng của đường

truyền từ 6um đến 120um, tương ứng với đó thì trở kháng nằm trong khoảng

120 Ohm trở xuống 40 Ohm.

Các công thức nêu ở phía trên thuận lợi cho việc tính giá trị gần đúng trở

kháng của các đường truyền vi dải, nhưng trong thực tế các đường truyền vi dải

được thực hiện trong quy trình công nghệ MMIC thường rất phức tạp hơn rất

nhiều so với những công thức tính toán ở trên. Do vậy giá trị gần đúng của

chúng thường rát khó để đưa ra bởi những công thức gần đúng như bên trên. Ví

dụ (practical MMIC design, p35), như hình bên dưới chỉ ra rằng, một vài đường

vi dải trong quá trình ăn mòn có thể ở bên trên hay bên dưới tấm đế do vậy mật

độ phân bố trở kháng ở những chỗ này cũng khác và không thể áp dụng công

thức tính toán vào đây được. Ở những trường hợp như thế này, rất nhiều các

quy trình chuyển sang sử dụng công cụ mô phỏng 2.5D để tìm ra giá trị trở

7

kháng.

Hình. 4 Một trường hợp thực tế của quá trình ăn mòn

Đặc trưng trở kháng của đường truyền với chiều cao lớp đế 200um khi sử

dụng công cụ 2.5D để mô phỏng cho kết quả ở hình 5 bên dưới, trên hình mô tả

hai đường bên trên và bên dưới phụ thuộc vào độ rộng của đường truyền.

Hình. 5 đặc tính trở kháng của vi dải phụ thuộc vào lớp trên cùng và dưới cùng

8

của lớp đế GaAs.

Một dạng đường truyền được sử dụng phổ biến trong MMIC là ống dẫn

sóng đồng phẳng (CPW), trong mô hình này đường truyền và mặt đất cùng nằm

trên một mặt phẳng với khoảng cách giữa đường truyền và mặt đất được cố

định như trên hình 6. Trong đó độ rộng của đường truyền và khoảng cách giữa

đường truyền và “mặt đất” là các đại lượng hữu hạn và “mặt đất”, độ rộng,

chiều dài là các đại lượng vô hạn. Chú ý rằng độ rộng của “mặt đất” trong

trường hợp ống dẫn sóng phẳng cũng ảnh hưởng đến đặc tính trở kháng của

đường truyền. Trong trường hợp chung, việc phân tích chiều dài của đường

truyền là không quan trọng, nhưng trong quy trình thiết kế MMIC khi mà “mặt

đất” được giảm xuống để tạo khoảng trống cho các phần tử khác thì những ảnh

hưởng phát sinh có thể tác động lên tổng thể mạch. Trường điện – từ trường

xuất hiện trong lớp đế và phần không gian bên trên nên sự lan truyền sóng điện

từ như trong giả–TEM.

Trường điện từ được giữ trong khoảng giữa đường truyền và “mặt đất” và

không mở rộng xuống mặt đáy của lớp đế. Điều đó có nghĩa là lớp đế không

cần mỏng lại và phần đáy của lớp đế có thể làm sạch hoặc phủ kim loại. Nếu

kim loại được sử dụng ở mặt đáy của lớp đế, đường truyền thì đường truyền

đưuọc biết đến như ống dẫn sóng đồng phẳng được đất hóa (GCPW) nhưng

những tính chất của nó vẫn không thay đổi so với ống dẫn sóng đồng phẳng

CPW.

Các đặc tính của CPW được xác định chủ yếu bởi tỉ số giữa độ rộng

của đường truyền và khoảng cách giữa đường truyền và lớp “mặt đất”. Bởi vì

giá trị của g quyết định chính đến trường điện từ. Các phương pháp xác định

đặc tính của CPW được nêu trong [5] trong đó tỉ số khoảng 2 trong trường

hơp đường truyền 50 Ohm.

Với CPW có tỉ sô cao (điều đó có nghĩa là độ rộng của đường truyền

9

sẽ lớn hơn rất nhiều so với khe hở giữa đường truyền và “mặt đất”) sẽ có trở

kháng thấp bởi vì nhỏ sẽ làm tăng giá trị tụ điện bù ngang và làm giảm mức

độ tập trung của điện từ trường. Còn trong trường hợp ngược lại với CPW có tỉ

số nhỏ sẽ có giá trị của tụ điện ngang nhỏ và các đường dẫn của trường

điện từ sẽ chặt chẽ hơn và chúng nhìn giống như các đường truyền điện thông

thường. Từ đó các đặc tính của cuộn cảm nhiều hơn. Theo lý thuyết, giá trị thực

tế của đường truyền và khe hở giữa đường truyền và “mặt đất” có thể tăng lên

hoặc giảm xuống và giá trị trở kháng sẽ như nhau khi cùng điều kiện tỉ số .

Nhưng khi các kích thước trở nên nhỏ hơn thì chiều dày của đường truyền sẽ có

những sự ảnh hưởng nhất định đến giá trị trở kháng ví dụ như khi đó sự xuy hao

trên đường truyền sẽ tăng lên.

CPW thường sử dụng cho các mạch làm việc ở miền cao tần và miền tần

số cao hơn nữa, ví dụ như module điều chế trực tiếp MMIC ở tấn số 44.5Ghz

được giới thiệu trên hình. 6 bởi vì nếu dùng đường truyền vi dải thì sẽ phát sinh

nhiều nguồn thứ cấp ở tần số đó.

Một số đường truyền khác cũng được dùng vào các thiết kế MMIC như

coplanar strips và slotlines, nhưng chúng có miền ứng dụng hạn chế ví dụ như

dùng chủ yếu trong các bộ trộn và antenna.

Những đường truyền ở trên lớp đế có tính trở thấp thường dễ gặp một số

vấn đề mà dễ dàng bỏ qua ở các lớp đế có tính trở cao. Những vấn đề thường

gặp phải như là hiệu ứng sóng chậm [6], sự tăng xuy hao đường truyền,…Xem

một ví dụ với đế bằng silicon cho quy trinh chuẩn của CMOS có thành phần trở

trong khoảng 1 đến 20Ohm/cm, theo đó các phần tử thụ động và đường truyền

trên lớp đế đó có hệ số tổn hao lơn và hệ số phẩm chất Q nhỏ, đặc biệt khi tần

số ứng dụng của chúng là ở miền tiền số cao như tấn số vô tuyến và sóng mm.

Để vượt qua những khó khăn đó có một số giải pháp được áp dụng như sử dụng

đế bán dẫn có tính trở lớn (ví dụ 1500Ohm/cm), loại bỏ silicon xung quanh các

10

phần tử. Những kỹ thuật trên cho phép đạt được các kết quả tối ưu nhất cho

phép đạt được đầy đủ các tính năng khi sử dụng các vật liệu đế có tính trở nhỏ.

Nhưng điều đó vẫn còn rát xa so với các quá trình, quy trình chế tạo thương

mại. Mặc dù vậy, nếu lớp đế có tính trở cao tồn tại trong thư viện thiết kế và

người thiết kế có thể sử dụng các đường truyền như CPW thì khi đó sự xuy hao

có thể giảm xuống ở mức bình thường của đế GaAs.

Khi có một đường truyền trên một lớp kim loại chạy ngang qua một

đường truyền khác ở trên một lớp kim loại khác thì chúng chỉ bị chia cắt bởi lớp

điện môi giữa chúng. Trong trường hợp đó làm xuất hiện điện dung giữa chúng

và giá trị đó có thể tính được như trong trường hợp các tấm kim loại đặt song

song nhau.

3. KẾT LUẬN

11

Tài liệu tham khảo

[1] Bahl, I. J., and R. Garg, Simple and Accurate Formulas for Microstrip with

Finite

Strip Thickness, Proc. IEEE, Vol. 65, 1977, pp. 1611–1612.

[2] Edwards, T. C. Foundations of Microstrip Circuit Design, New York: John

Wiley, 1987, 1981.

[3] Wadell, B. C., Transmission Line Design Handbook, Norwood, MA:

Artech House, 1991.

[4] Postoyalko, V., “Green’s Function Treatment of Edge Singularities in

Quasi-TEM Analysis of Microstrip,”IEEE Trans. Microwave Theory Tech.,

Vol. 34, No. 11, 1986, pp. 1092–1095.

12

[5] Gupta, K. C., et al., Microstrip Lines and Slotlines, 2nd ed., Norwood,

MA: Artech House, 1996.

[6] Hasegawa, H., M. Furukawa, and H. Yanai, “Properties of Microstrip

Line on Si-SiO2 Systems,”IEEE Trans. Microwave Theory Tech., Vol. 19, No.

11, November 1971, pp. 869–881

13