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國 立 交 通 大 學
電機與控制工程學系
碩 士 論 文
獵能系統之升壓型電荷泵轉換電路設計與實現
Design and Implementation of Boost Charge Pump
Circuit of Energy Harvesting System
研 究 生張建智
指導教授林錫寬 博士
中 華 民 國 九 十 八 年 六 月
獵能系統之升壓型電荷泵轉換電路設計與實現 Design and Implementation of Boost Charge Pump
Circuit of Energy Harvesting System
研 究 生張建智 StudentChien-Chih Chang
指導教授林錫寬 博士 AdvisorDr Shir-Kuan Lin
國 立 交 通 大 學
電機與控制工程學系
碩 士 論 文
A Thesis
Submitted to Department of Electrical and Control Engineering
College of Electrical Engineering
National Chiao Tung University
in partial Fulfillment of the Requirements
for the Degree of
Master
in
Electrical and Control Engineering
June 2009
Hsinchu Taiwan Republic of China
中華民國九十八年六月
ii
獵能系統之升壓型電荷泵轉換電路設計與實現
研究生張建智 指導教授林錫寬 博士
國立交通大學電機與控制工程研究所
摘 要
本文針對獵能系統研製出以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構的儲能 電路首先介紹獵能系統包含獵能源交流對直流轉換器直流對直流轉
換器及儲能元件回顧現有的文獻了解應用產品的電壓和功率使用的範圍 以數個 mW 到數十個 mW 等級的能量規格按照此目標進行設計
電荷泵是一種不含電感元件的升壓型電路又稱為無電感交換式直流對
直流轉換器在可攜式電源的設計中占有很重要的地位本文中先敘述電荷
泵的原理與設計方法再以電路模擬軟體模擬後依此理論與規格實現一個
輸出電壓為輸入電壓兩倍的獵能系統以硬體電路的方式來完成其實體的
長寬尺寸為 32mmtimes32mm 實驗過程分為閘極驅動量測電壓轉換量測和獵能系統量測由閘極驅
動量測可知電晶體驅動 IC 能夠得到正確的驅動波形和避免導通狀態重疊由
電壓轉換量測可知電荷泵式直流對直流轉換器的電路充電動作獵能系統量
測首先使用直流電源來驗證分為一般輸入電壓和低輸入電壓的情況再利
用手搖式發電機當作輸入獵能源經過轉換電路後在儲能元件中儲存在本
實驗中藉由電路的分析和電晶體開關導通的穩定控制中得到良好的儲能效
果當輸入電壓大於 4V 時獵能系統的效率超過 67而當輸入電壓為低
電壓時電荷泵式直流對直流轉換器的效率約有 98
iii
Design and Implementation of Boost Charge Pump Circuit of
Energy Harvesting System
StudentChien-Chih Chang AdvisorDr Shir- Kuan Lin
Submitted to Department of Electrical and Control Engineering
National Chiao Tung University
ABSTRACT The paper presents an Energy Harvesting System based on Charge Pump DCDC converter At the beginning introduce to the Energy Harvesting System including an Energy Source an ACDC converter a DCDC converter and an Energy Storage Review technical literatures and realize the voltage and the power range of application products It is designed from several mW to tens of mW Charge Pump is a boost circuit without inductance also called non-inductance switching DCDC converter It is important for portable power supply design The paper firstly states the Charge Pump theorem and the design method Then use the power simulation software to simulate the circuit Implement the output voltage is twice of the input voltage in the Energy Harvesting System by hardware circuit The dimension is 32mmtimes32mm The experiment divides into three parts the gate driver measurement the voltage transfer measurement and the Energy Harvesting System measurement We know MOSFET driver IC exports correct waveforms and avoids cross-conduction in the gate driver measurement We know the charge process of Charge Pump DCDC converter in the voltage transfer measurement The Energy Harvesting System measurement divides into normal input voltages and low input voltages by DC power supply Then use a hand generator as an Energy Source and Energy is stored in the storage device through the converting circuit By the circuit analysis and the stable control of MOSFET switches we can obtain the good storage efficiency When input voltages are greater than 4V the efficiency of Energy Harvesting System exceeds 67 When input is low voltages the efficiency of Charge Pump DCDC converter is about 98
iv
誌 謝
非常感謝指導教授林錫寬博士在研究所的兩年生涯中給予我很多意
見與指導您豐富的學識以及堅持的研究精神都是我所效法的對象其次
非常感謝林法正教授和趙昌博教授在百忙之中來幫我進行論文口試也感
謝各位老師對本論文的建議和指正以及對我個人的勉勵
感謝亞力電機公司研發處副處長方志行博士博士班王超民學長和林資
程學長碩士班羅振國學長吳昱錚學長和呂宜釗學長在我研究過程中的指
導與建議並感謝同窗好友以軒淑婷與學弟元亨家振千綬宗德
威志陪伴我在實驗室做研究的日子給我的鼓勵和支持使我在研究所這兩
年獲益良多
最後我更要感謝我的家人奶奶爸媽叔叔與姑姑們在這段期間
內不曾間斷的鼓勵和關懷讓我可以堅持下去另外也感謝女友絲穎的陪伴
與支持在此謹以本份論文的結果獻給我的家人女友與其他關心幫助過
我的師長及朋友願將這份喜悅與你們分享
v
目 錄
書名頁 i
中文摘要 ii
英文摘要 iii
誌謝 iv
目錄 v
表目錄 viii
圖目錄 ix
第 1 章 緒論 1
11 研究動機與目的 1
12 研究範圍與方法 1
13 論文章節概述 3
第 2 章 獵能系統回顧 5
21 獵能系統介紹 5
22 獵能系統架構 5
221 獵能源 7
222 轉換電路 10
2221 交流對直流轉換器 10
2222 直流對直流轉換器 11
223 能量儲存裝置 12
23 文獻回顧 13
231 壓電材料振動獵能的最佳化 13
232 低能量消耗的獵能電路 16
233 低功率的獵能系統 17
234 微感測器的獵能系統和能源管理 18
vi
235 使用壓電材料對電池充電 19
24 獵能系統應用 19
241 自發電無線滑鼠 19
242 汽車胎壓監測系統 20
243 手電筒 20
244 無線網路模組 20
25 應用產品功率範圍 21
251 100mW 以上 21
252 50mW~100mW 21
253 1 mW~50mW 22
254 1 mW 以下 23
第 3 章 電荷泵發展技術 25
31 Cockcroft-Walton 電荷泵 25
32 Dickson 電荷泵 26
33 Wu 電荷泵 28
34 Makowski 電荷泵 31
35 Kormann 電荷泵 32
第 4 章 電路分析與設計 35
41 電路理論與設計方法 35
411 二極體橋式整流器 35
412 電荷泵式直流對直流轉換器 36
42 設計範例 42
第 5 章 硬體電路實現 46
51 元件選用 46
52 閘極驅動方法 47
vii
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 電路模擬 49
55 電路圖的規劃 51
56 實驗量測結果 53
561 閘極驅動量測 53
562 電壓轉換量測 54
563 獵能系統量測 55
5631 實驗一 55
5632 實驗二（輸入為低電壓） 57
5633 實驗三（手搖式發電機） 60
第 6 章 結論與未來展望 62
61 結論 62
62 未來展望 62
參考文獻 63
viii
表 目 錄
21 Energy source 的能量密度[2] 8
22 常見應用產品的規格 23
22 文獻獵能系統的應用 24
41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ） 42
42 格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ） 43
43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ） 44
44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ） 45
51 IR2111 腳位敘述 48
52 輸入直流電壓實驗結果 56
53 輸入低電壓（09V）實驗結果 58
54 輸入低電壓（05V）實驗結果 59
ix
圖 目 錄
11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖 3
21 獵能系統 6
22 第一級結構的獵能系統 6
23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1] 7
24 第二級結構的獵能系統 7
25 自動上發條手錶[3] 9
26 節能鞋示意圖[4] 9
27 Perpetuum 的能量收集微發電機[5] 9
28 二極體橋式整流器 10
29 加入濾波電容的充放電情形 10
210 直流對直流轉換器[11] 11
211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11] 12
212 壓電元件和交流對直流整流器[6] 13
213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6] 13
214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6] 14
215 傳統的 SSHI 電路[7] 16
216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7] 16
217 SSHI 機械作用示意圖[7] 17
218 TSPaing 等人提出的 buck-boost 電路[8] 18
219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8] 18
220 Sadano 充電電路[10] 19
221 自發電無線滑鼠[12] 19
222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2] 20
31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20] 25
x
32 Dickson 電荷泵[21] 26
33 四階層 Dickson 電荷泵[21] 27
34 電壓變動[20] 27
35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20] 28
36 CTS 電壓變動[20] 29
37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22] 30
38 Makowski 電荷泵[24] 31
39 Kormann 電荷泵[26] 32
310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26] 32
311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26] 33
312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26] 33
41 升壓型電荷泵轉換電路架構 35
42 克西和夫電荷定律 36
43 電荷轉移後重新分配 37
44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 37
45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形 38
46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻 40
51 IR2111 腳位 47
52 輸入和輸出時序圖 48
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 PowerSIM 模擬圖 49
55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果 49
56 電容 Cs 情形 50
57 手搖式發電機的模擬結果 51
58 Protel 99SE 規畫之電路圖 51
xi
59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖 52
510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路 52
511 四組閘極的驅動波形 53
512 停滯時間與導通時間波形 54
513 電容 Cs 充電情形 54
514 獵能裝置方塊圖 55
515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V） 56
516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V） 56
517 系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 關係 57
518 輸出電壓波形（Vs=09V） 57
519 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=09V） 58
520 輸出電壓波形（Vs=05V） 59
521 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=05V） 59
522 實體的手搖式發電機 60
523 手搖式發電機空載之電壓波形 60
524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形 61
1
第 1 章 緒論
11 研究動機與目的
隨著時代的進步科技的發展日新月異生活周遭充滿著各式各樣的電
子產品包含個人電腦影音設備手持式行動電話以及家庭電器等等帶
給了我們快速的資訊和休閒娛樂成為我們生活中不可或缺的一部分而科
技產業蓬勃發展的同時也造成市場上激烈的競爭於是產品的價格數量與
品質就越來越受到重視
由於電子產品的大量使用導致能源的消耗劇增而地球上的資源有限
於是科學家便投入如何降低能源消耗和取得自然能源的方法使得獵能
（Energy Harvesting）技術獲得很多的研究從周圍環境的自然能源如太陽
能風能熱能光能機械震動能中獵取能量經由電力轉換器收集並儲
存於儲能元件中提供無線式產品和可攜式產品的使用電源
各種的電子產品都需要不同規格的電源輸入使它們能夠穩定的運作
故電力轉換器的設計就成為了重要的課題隨著電子產品不斷的小型化複
雜度也在提高於是電源提供的使用壽命元件的體積功率的消耗成為主
要的設計考量近年來的趨勢也朝向體積小效率高成本低的方向發展
其中切換式電力轉換器可達成此目標
12 研究範圍與方法
本文主要探討獵能系統和各種電力轉換器並實現升壓型電荷泵轉換電
路在現今的電力系統中我們需要將未經調整的交流輸入電壓透過電力轉
換器輸出穩定的直流電壓以提供精密的電子產品使用而電力轉換系統分
為兩級結構第一級結構是交流對直流（ACDC）整流器第二級結構是直
流對直流（DCDC）轉換器最後經由儲能元件儲存電能
而第二級的直流對直流電力轉換技術包含有線性調節器和切換式調節
2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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獵能系統之升壓型電荷泵轉換電路設計與實現 Design and Implementation of Boost Charge Pump
Circuit of Energy Harvesting System
研 究 生張建智 StudentChien-Chih Chang
指導教授林錫寬 博士 AdvisorDr Shir-Kuan Lin
國 立 交 通 大 學
電機與控制工程學系
碩 士 論 文
A Thesis
Submitted to Department of Electrical and Control Engineering
College of Electrical Engineering
National Chiao Tung University
in partial Fulfillment of the Requirements
for the Degree of
Master
in
Electrical and Control Engineering
June 2009
Hsinchu Taiwan Republic of China
中華民國九十八年六月
ii
獵能系統之升壓型電荷泵轉換電路設計與實現
研究生張建智 指導教授林錫寬 博士
國立交通大學電機與控制工程研究所
摘 要
本文針對獵能系統研製出以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構的儲能 電路首先介紹獵能系統包含獵能源交流對直流轉換器直流對直流轉
換器及儲能元件回顧現有的文獻了解應用產品的電壓和功率使用的範圍 以數個 mW 到數十個 mW 等級的能量規格按照此目標進行設計
電荷泵是一種不含電感元件的升壓型電路又稱為無電感交換式直流對
直流轉換器在可攜式電源的設計中占有很重要的地位本文中先敘述電荷
泵的原理與設計方法再以電路模擬軟體模擬後依此理論與規格實現一個
輸出電壓為輸入電壓兩倍的獵能系統以硬體電路的方式來完成其實體的
長寬尺寸為 32mmtimes32mm 實驗過程分為閘極驅動量測電壓轉換量測和獵能系統量測由閘極驅
動量測可知電晶體驅動 IC 能夠得到正確的驅動波形和避免導通狀態重疊由
電壓轉換量測可知電荷泵式直流對直流轉換器的電路充電動作獵能系統量
測首先使用直流電源來驗證分為一般輸入電壓和低輸入電壓的情況再利
用手搖式發電機當作輸入獵能源經過轉換電路後在儲能元件中儲存在本
實驗中藉由電路的分析和電晶體開關導通的穩定控制中得到良好的儲能效
果當輸入電壓大於 4V 時獵能系統的效率超過 67而當輸入電壓為低
電壓時電荷泵式直流對直流轉換器的效率約有 98
iii
Design and Implementation of Boost Charge Pump Circuit of
Energy Harvesting System
StudentChien-Chih Chang AdvisorDr Shir- Kuan Lin
Submitted to Department of Electrical and Control Engineering
National Chiao Tung University
ABSTRACT The paper presents an Energy Harvesting System based on Charge Pump DCDC converter At the beginning introduce to the Energy Harvesting System including an Energy Source an ACDC converter a DCDC converter and an Energy Storage Review technical literatures and realize the voltage and the power range of application products It is designed from several mW to tens of mW Charge Pump is a boost circuit without inductance also called non-inductance switching DCDC converter It is important for portable power supply design The paper firstly states the Charge Pump theorem and the design method Then use the power simulation software to simulate the circuit Implement the output voltage is twice of the input voltage in the Energy Harvesting System by hardware circuit The dimension is 32mmtimes32mm The experiment divides into three parts the gate driver measurement the voltage transfer measurement and the Energy Harvesting System measurement We know MOSFET driver IC exports correct waveforms and avoids cross-conduction in the gate driver measurement We know the charge process of Charge Pump DCDC converter in the voltage transfer measurement The Energy Harvesting System measurement divides into normal input voltages and low input voltages by DC power supply Then use a hand generator as an Energy Source and Energy is stored in the storage device through the converting circuit By the circuit analysis and the stable control of MOSFET switches we can obtain the good storage efficiency When input voltages are greater than 4V the efficiency of Energy Harvesting System exceeds 67 When input is low voltages the efficiency of Charge Pump DCDC converter is about 98
iv
誌 謝
非常感謝指導教授林錫寬博士在研究所的兩年生涯中給予我很多意
見與指導您豐富的學識以及堅持的研究精神都是我所效法的對象其次
非常感謝林法正教授和趙昌博教授在百忙之中來幫我進行論文口試也感
謝各位老師對本論文的建議和指正以及對我個人的勉勵
感謝亞力電機公司研發處副處長方志行博士博士班王超民學長和林資
程學長碩士班羅振國學長吳昱錚學長和呂宜釗學長在我研究過程中的指
導與建議並感謝同窗好友以軒淑婷與學弟元亨家振千綬宗德
威志陪伴我在實驗室做研究的日子給我的鼓勵和支持使我在研究所這兩
年獲益良多
最後我更要感謝我的家人奶奶爸媽叔叔與姑姑們在這段期間
內不曾間斷的鼓勵和關懷讓我可以堅持下去另外也感謝女友絲穎的陪伴
與支持在此謹以本份論文的結果獻給我的家人女友與其他關心幫助過
我的師長及朋友願將這份喜悅與你們分享
v
目 錄
書名頁 i
中文摘要 ii
英文摘要 iii
誌謝 iv
目錄 v
表目錄 viii
圖目錄 ix
第 1 章 緒論 1
11 研究動機與目的 1
12 研究範圍與方法 1
13 論文章節概述 3
第 2 章 獵能系統回顧 5
21 獵能系統介紹 5
22 獵能系統架構 5
221 獵能源 7
222 轉換電路 10
2221 交流對直流轉換器 10
2222 直流對直流轉換器 11
223 能量儲存裝置 12
23 文獻回顧 13
231 壓電材料振動獵能的最佳化 13
232 低能量消耗的獵能電路 16
233 低功率的獵能系統 17
234 微感測器的獵能系統和能源管理 18
vi
235 使用壓電材料對電池充電 19
24 獵能系統應用 19
241 自發電無線滑鼠 19
242 汽車胎壓監測系統 20
243 手電筒 20
244 無線網路模組 20
25 應用產品功率範圍 21
251 100mW 以上 21
252 50mW~100mW 21
253 1 mW~50mW 22
254 1 mW 以下 23
第 3 章 電荷泵發展技術 25
31 Cockcroft-Walton 電荷泵 25
32 Dickson 電荷泵 26
33 Wu 電荷泵 28
34 Makowski 電荷泵 31
35 Kormann 電荷泵 32
第 4 章 電路分析與設計 35
41 電路理論與設計方法 35
411 二極體橋式整流器 35
412 電荷泵式直流對直流轉換器 36
42 設計範例 42
第 5 章 硬體電路實現 46
51 元件選用 46
52 閘極驅動方法 47
vii
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 電路模擬 49
55 電路圖的規劃 51
56 實驗量測結果 53
561 閘極驅動量測 53
562 電壓轉換量測 54
563 獵能系統量測 55
5631 實驗一 55
5632 實驗二（輸入為低電壓） 57
5633 實驗三（手搖式發電機） 60
第 6 章 結論與未來展望 62
61 結論 62
62 未來展望 62
參考文獻 63
viii
表 目 錄
21 Energy source 的能量密度[2] 8
22 常見應用產品的規格 23
22 文獻獵能系統的應用 24
41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ） 42
42 格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ） 43
43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ） 44
44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ） 45
51 IR2111 腳位敘述 48
52 輸入直流電壓實驗結果 56
53 輸入低電壓（09V）實驗結果 58
54 輸入低電壓（05V）實驗結果 59
ix
圖 目 錄
11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖 3
21 獵能系統 6
22 第一級結構的獵能系統 6
23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1] 7
24 第二級結構的獵能系統 7
25 自動上發條手錶[3] 9
26 節能鞋示意圖[4] 9
27 Perpetuum 的能量收集微發電機[5] 9
28 二極體橋式整流器 10
29 加入濾波電容的充放電情形 10
210 直流對直流轉換器[11] 11
211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11] 12
212 壓電元件和交流對直流整流器[6] 13
213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6] 13
214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6] 14
215 傳統的 SSHI 電路[7] 16
216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7] 16
217 SSHI 機械作用示意圖[7] 17
218 TSPaing 等人提出的 buck-boost 電路[8] 18
219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8] 18
220 Sadano 充電電路[10] 19
221 自發電無線滑鼠[12] 19
222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2] 20
31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20] 25
x
32 Dickson 電荷泵[21] 26
33 四階層 Dickson 電荷泵[21] 27
34 電壓變動[20] 27
35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20] 28
36 CTS 電壓變動[20] 29
37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22] 30
38 Makowski 電荷泵[24] 31
39 Kormann 電荷泵[26] 32
310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26] 32
311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26] 33
312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26] 33
41 升壓型電荷泵轉換電路架構 35
42 克西和夫電荷定律 36
43 電荷轉移後重新分配 37
44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 37
45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形 38
46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻 40
51 IR2111 腳位 47
52 輸入和輸出時序圖 48
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 PowerSIM 模擬圖 49
55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果 49
56 電容 Cs 情形 50
57 手搖式發電機的模擬結果 51
58 Protel 99SE 規畫之電路圖 51
xi
59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖 52
510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路 52
511 四組閘極的驅動波形 53
512 停滯時間與導通時間波形 54
513 電容 Cs 充電情形 54
514 獵能裝置方塊圖 55
515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V） 56
516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V） 56
517 系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 關係 57
518 輸出電壓波形（Vs=09V） 57
519 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=09V） 58
520 輸出電壓波形（Vs=05V） 59
521 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=05V） 59
522 實體的手搖式發電機 60
523 手搖式發電機空載之電壓波形 60
524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形 61
1
第 1 章 緒論
11 研究動機與目的
隨著時代的進步科技的發展日新月異生活周遭充滿著各式各樣的電
子產品包含個人電腦影音設備手持式行動電話以及家庭電器等等帶
給了我們快速的資訊和休閒娛樂成為我們生活中不可或缺的一部分而科
技產業蓬勃發展的同時也造成市場上激烈的競爭於是產品的價格數量與
品質就越來越受到重視
由於電子產品的大量使用導致能源的消耗劇增而地球上的資源有限
於是科學家便投入如何降低能源消耗和取得自然能源的方法使得獵能
（Energy Harvesting）技術獲得很多的研究從周圍環境的自然能源如太陽
能風能熱能光能機械震動能中獵取能量經由電力轉換器收集並儲
存於儲能元件中提供無線式產品和可攜式產品的使用電源
各種的電子產品都需要不同規格的電源輸入使它們能夠穩定的運作
故電力轉換器的設計就成為了重要的課題隨著電子產品不斷的小型化複
雜度也在提高於是電源提供的使用壽命元件的體積功率的消耗成為主
要的設計考量近年來的趨勢也朝向體積小效率高成本低的方向發展
其中切換式電力轉換器可達成此目標
12 研究範圍與方法
本文主要探討獵能系統和各種電力轉換器並實現升壓型電荷泵轉換電
路在現今的電力系統中我們需要將未經調整的交流輸入電壓透過電力轉
換器輸出穩定的直流電壓以提供精密的電子產品使用而電力轉換系統分
為兩級結構第一級結構是交流對直流（ACDC）整流器第二級結構是直
流對直流（DCDC）轉換器最後經由儲能元件儲存電能
而第二級的直流對直流電力轉換技術包含有線性調節器和切換式調節
2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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ii
獵能系統之升壓型電荷泵轉換電路設計與實現
研究生張建智 指導教授林錫寬 博士
國立交通大學電機與控制工程研究所
摘 要
本文針對獵能系統研製出以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構的儲能 電路首先介紹獵能系統包含獵能源交流對直流轉換器直流對直流轉
換器及儲能元件回顧現有的文獻了解應用產品的電壓和功率使用的範圍 以數個 mW 到數十個 mW 等級的能量規格按照此目標進行設計
電荷泵是一種不含電感元件的升壓型電路又稱為無電感交換式直流對
直流轉換器在可攜式電源的設計中占有很重要的地位本文中先敘述電荷
泵的原理與設計方法再以電路模擬軟體模擬後依此理論與規格實現一個
輸出電壓為輸入電壓兩倍的獵能系統以硬體電路的方式來完成其實體的
長寬尺寸為 32mmtimes32mm 實驗過程分為閘極驅動量測電壓轉換量測和獵能系統量測由閘極驅
動量測可知電晶體驅動 IC 能夠得到正確的驅動波形和避免導通狀態重疊由
電壓轉換量測可知電荷泵式直流對直流轉換器的電路充電動作獵能系統量
測首先使用直流電源來驗證分為一般輸入電壓和低輸入電壓的情況再利
用手搖式發電機當作輸入獵能源經過轉換電路後在儲能元件中儲存在本
實驗中藉由電路的分析和電晶體開關導通的穩定控制中得到良好的儲能效
果當輸入電壓大於 4V 時獵能系統的效率超過 67而當輸入電壓為低
電壓時電荷泵式直流對直流轉換器的效率約有 98
iii
Design and Implementation of Boost Charge Pump Circuit of
Energy Harvesting System
StudentChien-Chih Chang AdvisorDr Shir- Kuan Lin
Submitted to Department of Electrical and Control Engineering
National Chiao Tung University
ABSTRACT The paper presents an Energy Harvesting System based on Charge Pump DCDC converter At the beginning introduce to the Energy Harvesting System including an Energy Source an ACDC converter a DCDC converter and an Energy Storage Review technical literatures and realize the voltage and the power range of application products It is designed from several mW to tens of mW Charge Pump is a boost circuit without inductance also called non-inductance switching DCDC converter It is important for portable power supply design The paper firstly states the Charge Pump theorem and the design method Then use the power simulation software to simulate the circuit Implement the output voltage is twice of the input voltage in the Energy Harvesting System by hardware circuit The dimension is 32mmtimes32mm The experiment divides into three parts the gate driver measurement the voltage transfer measurement and the Energy Harvesting System measurement We know MOSFET driver IC exports correct waveforms and avoids cross-conduction in the gate driver measurement We know the charge process of Charge Pump DCDC converter in the voltage transfer measurement The Energy Harvesting System measurement divides into normal input voltages and low input voltages by DC power supply Then use a hand generator as an Energy Source and Energy is stored in the storage device through the converting circuit By the circuit analysis and the stable control of MOSFET switches we can obtain the good storage efficiency When input voltages are greater than 4V the efficiency of Energy Harvesting System exceeds 67 When input is low voltages the efficiency of Charge Pump DCDC converter is about 98
iv
誌 謝
非常感謝指導教授林錫寬博士在研究所的兩年生涯中給予我很多意
見與指導您豐富的學識以及堅持的研究精神都是我所效法的對象其次
非常感謝林法正教授和趙昌博教授在百忙之中來幫我進行論文口試也感
謝各位老師對本論文的建議和指正以及對我個人的勉勵
感謝亞力電機公司研發處副處長方志行博士博士班王超民學長和林資
程學長碩士班羅振國學長吳昱錚學長和呂宜釗學長在我研究過程中的指
導與建議並感謝同窗好友以軒淑婷與學弟元亨家振千綬宗德
威志陪伴我在實驗室做研究的日子給我的鼓勵和支持使我在研究所這兩
年獲益良多
最後我更要感謝我的家人奶奶爸媽叔叔與姑姑們在這段期間
內不曾間斷的鼓勵和關懷讓我可以堅持下去另外也感謝女友絲穎的陪伴
與支持在此謹以本份論文的結果獻給我的家人女友與其他關心幫助過
我的師長及朋友願將這份喜悅與你們分享
v
目 錄
書名頁 i
中文摘要 ii
英文摘要 iii
誌謝 iv
目錄 v
表目錄 viii
圖目錄 ix
第 1 章 緒論 1
11 研究動機與目的 1
12 研究範圍與方法 1
13 論文章節概述 3
第 2 章 獵能系統回顧 5
21 獵能系統介紹 5
22 獵能系統架構 5
221 獵能源 7
222 轉換電路 10
2221 交流對直流轉換器 10
2222 直流對直流轉換器 11
223 能量儲存裝置 12
23 文獻回顧 13
231 壓電材料振動獵能的最佳化 13
232 低能量消耗的獵能電路 16
233 低功率的獵能系統 17
234 微感測器的獵能系統和能源管理 18
vi
235 使用壓電材料對電池充電 19
24 獵能系統應用 19
241 自發電無線滑鼠 19
242 汽車胎壓監測系統 20
243 手電筒 20
244 無線網路模組 20
25 應用產品功率範圍 21
251 100mW 以上 21
252 50mW~100mW 21
253 1 mW~50mW 22
254 1 mW 以下 23
第 3 章 電荷泵發展技術 25
31 Cockcroft-Walton 電荷泵 25
32 Dickson 電荷泵 26
33 Wu 電荷泵 28
34 Makowski 電荷泵 31
35 Kormann 電荷泵 32
第 4 章 電路分析與設計 35
41 電路理論與設計方法 35
411 二極體橋式整流器 35
412 電荷泵式直流對直流轉換器 36
42 設計範例 42
第 5 章 硬體電路實現 46
51 元件選用 46
52 閘極驅動方法 47
vii
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 電路模擬 49
55 電路圖的規劃 51
56 實驗量測結果 53
561 閘極驅動量測 53
562 電壓轉換量測 54
563 獵能系統量測 55
5631 實驗一 55
5632 實驗二（輸入為低電壓） 57
5633 實驗三（手搖式發電機） 60
第 6 章 結論與未來展望 62
61 結論 62
62 未來展望 62
參考文獻 63
viii
表 目 錄
21 Energy source 的能量密度[2] 8
22 常見應用產品的規格 23
22 文獻獵能系統的應用 24
41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ） 42
42 格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ） 43
43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ） 44
44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ） 45
51 IR2111 腳位敘述 48
52 輸入直流電壓實驗結果 56
53 輸入低電壓（09V）實驗結果 58
54 輸入低電壓（05V）實驗結果 59
ix
圖 目 錄
11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖 3
21 獵能系統 6
22 第一級結構的獵能系統 6
23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1] 7
24 第二級結構的獵能系統 7
25 自動上發條手錶[3] 9
26 節能鞋示意圖[4] 9
27 Perpetuum 的能量收集微發電機[5] 9
28 二極體橋式整流器 10
29 加入濾波電容的充放電情形 10
210 直流對直流轉換器[11] 11
211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11] 12
212 壓電元件和交流對直流整流器[6] 13
213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6] 13
214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6] 14
215 傳統的 SSHI 電路[7] 16
216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7] 16
217 SSHI 機械作用示意圖[7] 17
218 TSPaing 等人提出的 buck-boost 電路[8] 18
219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8] 18
220 Sadano 充電電路[10] 19
221 自發電無線滑鼠[12] 19
222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2] 20
31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20] 25
x
32 Dickson 電荷泵[21] 26
33 四階層 Dickson 電荷泵[21] 27
34 電壓變動[20] 27
35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20] 28
36 CTS 電壓變動[20] 29
37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22] 30
38 Makowski 電荷泵[24] 31
39 Kormann 電荷泵[26] 32
310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26] 32
311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26] 33
312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26] 33
41 升壓型電荷泵轉換電路架構 35
42 克西和夫電荷定律 36
43 電荷轉移後重新分配 37
44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 37
45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形 38
46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻 40
51 IR2111 腳位 47
52 輸入和輸出時序圖 48
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 PowerSIM 模擬圖 49
55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果 49
56 電容 Cs 情形 50
57 手搖式發電機的模擬結果 51
58 Protel 99SE 規畫之電路圖 51
xi
59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖 52
510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路 52
511 四組閘極的驅動波形 53
512 停滯時間與導通時間波形 54
513 電容 Cs 充電情形 54
514 獵能裝置方塊圖 55
515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V） 56
516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V） 56
517 系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 關係 57
518 輸出電壓波形（Vs=09V） 57
519 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=09V） 58
520 輸出電壓波形（Vs=05V） 59
521 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=05V） 59
522 實體的手搖式發電機 60
523 手搖式發電機空載之電壓波形 60
524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形 61
1
第 1 章 緒論
11 研究動機與目的
隨著時代的進步科技的發展日新月異生活周遭充滿著各式各樣的電
子產品包含個人電腦影音設備手持式行動電話以及家庭電器等等帶
給了我們快速的資訊和休閒娛樂成為我們生活中不可或缺的一部分而科
技產業蓬勃發展的同時也造成市場上激烈的競爭於是產品的價格數量與
品質就越來越受到重視
由於電子產品的大量使用導致能源的消耗劇增而地球上的資源有限
於是科學家便投入如何降低能源消耗和取得自然能源的方法使得獵能
（Energy Harvesting）技術獲得很多的研究從周圍環境的自然能源如太陽
能風能熱能光能機械震動能中獵取能量經由電力轉換器收集並儲
存於儲能元件中提供無線式產品和可攜式產品的使用電源
各種的電子產品都需要不同規格的電源輸入使它們能夠穩定的運作
故電力轉換器的設計就成為了重要的課題隨著電子產品不斷的小型化複
雜度也在提高於是電源提供的使用壽命元件的體積功率的消耗成為主
要的設計考量近年來的趨勢也朝向體積小效率高成本低的方向發展
其中切換式電力轉換器可達成此目標
12 研究範圍與方法
本文主要探討獵能系統和各種電力轉換器並實現升壓型電荷泵轉換電
路在現今的電力系統中我們需要將未經調整的交流輸入電壓透過電力轉
換器輸出穩定的直流電壓以提供精密的電子產品使用而電力轉換系統分
為兩級結構第一級結構是交流對直流（ACDC）整流器第二級結構是直
流對直流（DCDC）轉換器最後經由儲能元件儲存電能
而第二級的直流對直流電力轉換技術包含有線性調節器和切換式調節
2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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64
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
iii
Design and Implementation of Boost Charge Pump Circuit of
Energy Harvesting System
StudentChien-Chih Chang AdvisorDr Shir- Kuan Lin
Submitted to Department of Electrical and Control Engineering
National Chiao Tung University
ABSTRACT The paper presents an Energy Harvesting System based on Charge Pump DCDC converter At the beginning introduce to the Energy Harvesting System including an Energy Source an ACDC converter a DCDC converter and an Energy Storage Review technical literatures and realize the voltage and the power range of application products It is designed from several mW to tens of mW Charge Pump is a boost circuit without inductance also called non-inductance switching DCDC converter It is important for portable power supply design The paper firstly states the Charge Pump theorem and the design method Then use the power simulation software to simulate the circuit Implement the output voltage is twice of the input voltage in the Energy Harvesting System by hardware circuit The dimension is 32mmtimes32mm The experiment divides into three parts the gate driver measurement the voltage transfer measurement and the Energy Harvesting System measurement We know MOSFET driver IC exports correct waveforms and avoids cross-conduction in the gate driver measurement We know the charge process of Charge Pump DCDC converter in the voltage transfer measurement The Energy Harvesting System measurement divides into normal input voltages and low input voltages by DC power supply Then use a hand generator as an Energy Source and Energy is stored in the storage device through the converting circuit By the circuit analysis and the stable control of MOSFET switches we can obtain the good storage efficiency When input voltages are greater than 4V the efficiency of Energy Harvesting System exceeds 67 When input is low voltages the efficiency of Charge Pump DCDC converter is about 98
iv
誌 謝
非常感謝指導教授林錫寬博士在研究所的兩年生涯中給予我很多意
見與指導您豐富的學識以及堅持的研究精神都是我所效法的對象其次
非常感謝林法正教授和趙昌博教授在百忙之中來幫我進行論文口試也感
謝各位老師對本論文的建議和指正以及對我個人的勉勵
感謝亞力電機公司研發處副處長方志行博士博士班王超民學長和林資
程學長碩士班羅振國學長吳昱錚學長和呂宜釗學長在我研究過程中的指
導與建議並感謝同窗好友以軒淑婷與學弟元亨家振千綬宗德
威志陪伴我在實驗室做研究的日子給我的鼓勵和支持使我在研究所這兩
年獲益良多
最後我更要感謝我的家人奶奶爸媽叔叔與姑姑們在這段期間
內不曾間斷的鼓勵和關懷讓我可以堅持下去另外也感謝女友絲穎的陪伴
與支持在此謹以本份論文的結果獻給我的家人女友與其他關心幫助過
我的師長及朋友願將這份喜悅與你們分享
v
目 錄
書名頁 i
中文摘要 ii
英文摘要 iii
誌謝 iv
目錄 v
表目錄 viii
圖目錄 ix
第 1 章 緒論 1
11 研究動機與目的 1
12 研究範圍與方法 1
13 論文章節概述 3
第 2 章 獵能系統回顧 5
21 獵能系統介紹 5
22 獵能系統架構 5
221 獵能源 7
222 轉換電路 10
2221 交流對直流轉換器 10
2222 直流對直流轉換器 11
223 能量儲存裝置 12
23 文獻回顧 13
231 壓電材料振動獵能的最佳化 13
232 低能量消耗的獵能電路 16
233 低功率的獵能系統 17
234 微感測器的獵能系統和能源管理 18
vi
235 使用壓電材料對電池充電 19
24 獵能系統應用 19
241 自發電無線滑鼠 19
242 汽車胎壓監測系統 20
243 手電筒 20
244 無線網路模組 20
25 應用產品功率範圍 21
251 100mW 以上 21
252 50mW~100mW 21
253 1 mW~50mW 22
254 1 mW 以下 23
第 3 章 電荷泵發展技術 25
31 Cockcroft-Walton 電荷泵 25
32 Dickson 電荷泵 26
33 Wu 電荷泵 28
34 Makowski 電荷泵 31
35 Kormann 電荷泵 32
第 4 章 電路分析與設計 35
41 電路理論與設計方法 35
411 二極體橋式整流器 35
412 電荷泵式直流對直流轉換器 36
42 設計範例 42
第 5 章 硬體電路實現 46
51 元件選用 46
52 閘極驅動方法 47
vii
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 電路模擬 49
55 電路圖的規劃 51
56 實驗量測結果 53
561 閘極驅動量測 53
562 電壓轉換量測 54
563 獵能系統量測 55
5631 實驗一 55
5632 實驗二（輸入為低電壓） 57
5633 實驗三（手搖式發電機） 60
第 6 章 結論與未來展望 62
61 結論 62
62 未來展望 62
參考文獻 63
viii
表 目 錄
21 Energy source 的能量密度[2] 8
22 常見應用產品的規格 23
22 文獻獵能系統的應用 24
41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ） 42
42 格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ） 43
43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ） 44
44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ） 45
51 IR2111 腳位敘述 48
52 輸入直流電壓實驗結果 56
53 輸入低電壓（09V）實驗結果 58
54 輸入低電壓（05V）實驗結果 59
ix
圖 目 錄
11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖 3
21 獵能系統 6
22 第一級結構的獵能系統 6
23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1] 7
24 第二級結構的獵能系統 7
25 自動上發條手錶[3] 9
26 節能鞋示意圖[4] 9
27 Perpetuum 的能量收集微發電機[5] 9
28 二極體橋式整流器 10
29 加入濾波電容的充放電情形 10
210 直流對直流轉換器[11] 11
211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11] 12
212 壓電元件和交流對直流整流器[6] 13
213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6] 13
214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6] 14
215 傳統的 SSHI 電路[7] 16
216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7] 16
217 SSHI 機械作用示意圖[7] 17
218 TSPaing 等人提出的 buck-boost 電路[8] 18
219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8] 18
220 Sadano 充電電路[10] 19
221 自發電無線滑鼠[12] 19
222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2] 20
31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20] 25
x
32 Dickson 電荷泵[21] 26
33 四階層 Dickson 電荷泵[21] 27
34 電壓變動[20] 27
35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20] 28
36 CTS 電壓變動[20] 29
37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22] 30
38 Makowski 電荷泵[24] 31
39 Kormann 電荷泵[26] 32
310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26] 32
311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26] 33
312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26] 33
41 升壓型電荷泵轉換電路架構 35
42 克西和夫電荷定律 36
43 電荷轉移後重新分配 37
44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 37
45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形 38
46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻 40
51 IR2111 腳位 47
52 輸入和輸出時序圖 48
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 PowerSIM 模擬圖 49
55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果 49
56 電容 Cs 情形 50
57 手搖式發電機的模擬結果 51
58 Protel 99SE 規畫之電路圖 51
xi
59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖 52
510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路 52
511 四組閘極的驅動波形 53
512 停滯時間與導通時間波形 54
513 電容 Cs 充電情形 54
514 獵能裝置方塊圖 55
515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V） 56
516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V） 56
517 系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 關係 57
518 輸出電壓波形（Vs=09V） 57
519 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=09V） 58
520 輸出電壓波形（Vs=05V） 59
521 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=05V） 59
522 實體的手搖式發電機 60
523 手搖式發電機空載之電壓波形 60
524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形 61
1
第 1 章 緒論
11 研究動機與目的
隨著時代的進步科技的發展日新月異生活周遭充滿著各式各樣的電
子產品包含個人電腦影音設備手持式行動電話以及家庭電器等等帶
給了我們快速的資訊和休閒娛樂成為我們生活中不可或缺的一部分而科
技產業蓬勃發展的同時也造成市場上激烈的競爭於是產品的價格數量與
品質就越來越受到重視
由於電子產品的大量使用導致能源的消耗劇增而地球上的資源有限
於是科學家便投入如何降低能源消耗和取得自然能源的方法使得獵能
（Energy Harvesting）技術獲得很多的研究從周圍環境的自然能源如太陽
能風能熱能光能機械震動能中獵取能量經由電力轉換器收集並儲
存於儲能元件中提供無線式產品和可攜式產品的使用電源
各種的電子產品都需要不同規格的電源輸入使它們能夠穩定的運作
故電力轉換器的設計就成為了重要的課題隨著電子產品不斷的小型化複
雜度也在提高於是電源提供的使用壽命元件的體積功率的消耗成為主
要的設計考量近年來的趨勢也朝向體積小效率高成本低的方向發展
其中切換式電力轉換器可達成此目標
12 研究範圍與方法
本文主要探討獵能系統和各種電力轉換器並實現升壓型電荷泵轉換電
路在現今的電力系統中我們需要將未經調整的交流輸入電壓透過電力轉
換器輸出穩定的直流電壓以提供精密的電子產品使用而電力轉換系統分
為兩級結構第一級結構是交流對直流（ACDC）整流器第二級結構是直
流對直流（DCDC）轉換器最後經由儲能元件儲存電能
而第二級的直流對直流電力轉換技術包含有線性調節器和切換式調節
2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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65
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
iv
誌 謝
非常感謝指導教授林錫寬博士在研究所的兩年生涯中給予我很多意
見與指導您豐富的學識以及堅持的研究精神都是我所效法的對象其次
非常感謝林法正教授和趙昌博教授在百忙之中來幫我進行論文口試也感
謝各位老師對本論文的建議和指正以及對我個人的勉勵
感謝亞力電機公司研發處副處長方志行博士博士班王超民學長和林資
程學長碩士班羅振國學長吳昱錚學長和呂宜釗學長在我研究過程中的指
導與建議並感謝同窗好友以軒淑婷與學弟元亨家振千綬宗德
威志陪伴我在實驗室做研究的日子給我的鼓勵和支持使我在研究所這兩
年獲益良多
最後我更要感謝我的家人奶奶爸媽叔叔與姑姑們在這段期間
內不曾間斷的鼓勵和關懷讓我可以堅持下去另外也感謝女友絲穎的陪伴
與支持在此謹以本份論文的結果獻給我的家人女友與其他關心幫助過
我的師長及朋友願將這份喜悅與你們分享
v
目 錄
書名頁 i
中文摘要 ii
英文摘要 iii
誌謝 iv
目錄 v
表目錄 viii
圖目錄 ix
第 1 章 緒論 1
11 研究動機與目的 1
12 研究範圍與方法 1
13 論文章節概述 3
第 2 章 獵能系統回顧 5
21 獵能系統介紹 5
22 獵能系統架構 5
221 獵能源 7
222 轉換電路 10
2221 交流對直流轉換器 10
2222 直流對直流轉換器 11
223 能量儲存裝置 12
23 文獻回顧 13
231 壓電材料振動獵能的最佳化 13
232 低能量消耗的獵能電路 16
233 低功率的獵能系統 17
234 微感測器的獵能系統和能源管理 18
vi
235 使用壓電材料對電池充電 19
24 獵能系統應用 19
241 自發電無線滑鼠 19
242 汽車胎壓監測系統 20
243 手電筒 20
244 無線網路模組 20
25 應用產品功率範圍 21
251 100mW 以上 21
252 50mW~100mW 21
253 1 mW~50mW 22
254 1 mW 以下 23
第 3 章 電荷泵發展技術 25
31 Cockcroft-Walton 電荷泵 25
32 Dickson 電荷泵 26
33 Wu 電荷泵 28
34 Makowski 電荷泵 31
35 Kormann 電荷泵 32
第 4 章 電路分析與設計 35
41 電路理論與設計方法 35
411 二極體橋式整流器 35
412 電荷泵式直流對直流轉換器 36
42 設計範例 42
第 5 章 硬體電路實現 46
51 元件選用 46
52 閘極驅動方法 47
vii
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 電路模擬 49
55 電路圖的規劃 51
56 實驗量測結果 53
561 閘極驅動量測 53
562 電壓轉換量測 54
563 獵能系統量測 55
5631 實驗一 55
5632 實驗二（輸入為低電壓） 57
5633 實驗三（手搖式發電機） 60
第 6 章 結論與未來展望 62
61 結論 62
62 未來展望 62
參考文獻 63
viii
表 目 錄
21 Energy source 的能量密度[2] 8
22 常見應用產品的規格 23
22 文獻獵能系統的應用 24
41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ） 42
42 格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ） 43
43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ） 44
44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ） 45
51 IR2111 腳位敘述 48
52 輸入直流電壓實驗結果 56
53 輸入低電壓（09V）實驗結果 58
54 輸入低電壓（05V）實驗結果 59
ix
圖 目 錄
11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖 3
21 獵能系統 6
22 第一級結構的獵能系統 6
23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1] 7
24 第二級結構的獵能系統 7
25 自動上發條手錶[3] 9
26 節能鞋示意圖[4] 9
27 Perpetuum 的能量收集微發電機[5] 9
28 二極體橋式整流器 10
29 加入濾波電容的充放電情形 10
210 直流對直流轉換器[11] 11
211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11] 12
212 壓電元件和交流對直流整流器[6] 13
213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6] 13
214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6] 14
215 傳統的 SSHI 電路[7] 16
216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7] 16
217 SSHI 機械作用示意圖[7] 17
218 TSPaing 等人提出的 buck-boost 電路[8] 18
219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8] 18
220 Sadano 充電電路[10] 19
221 自發電無線滑鼠[12] 19
222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2] 20
31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20] 25
x
32 Dickson 電荷泵[21] 26
33 四階層 Dickson 電荷泵[21] 27
34 電壓變動[20] 27
35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20] 28
36 CTS 電壓變動[20] 29
37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22] 30
38 Makowski 電荷泵[24] 31
39 Kormann 電荷泵[26] 32
310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26] 32
311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26] 33
312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26] 33
41 升壓型電荷泵轉換電路架構 35
42 克西和夫電荷定律 36
43 電荷轉移後重新分配 37
44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 37
45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形 38
46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻 40
51 IR2111 腳位 47
52 輸入和輸出時序圖 48
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 PowerSIM 模擬圖 49
55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果 49
56 電容 Cs 情形 50
57 手搖式發電機的模擬結果 51
58 Protel 99SE 規畫之電路圖 51
xi
59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖 52
510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路 52
511 四組閘極的驅動波形 53
512 停滯時間與導通時間波形 54
513 電容 Cs 充電情形 54
514 獵能裝置方塊圖 55
515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V） 56
516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V） 56
517 系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 關係 57
518 輸出電壓波形（Vs=09V） 57
519 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=09V） 58
520 輸出電壓波形（Vs=05V） 59
521 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=05V） 59
522 實體的手搖式發電機 60
523 手搖式發電機空載之電壓波形 60
524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形 61
1
第 1 章 緒論
11 研究動機與目的
隨著時代的進步科技的發展日新月異生活周遭充滿著各式各樣的電
子產品包含個人電腦影音設備手持式行動電話以及家庭電器等等帶
給了我們快速的資訊和休閒娛樂成為我們生活中不可或缺的一部分而科
技產業蓬勃發展的同時也造成市場上激烈的競爭於是產品的價格數量與
品質就越來越受到重視
由於電子產品的大量使用導致能源的消耗劇增而地球上的資源有限
於是科學家便投入如何降低能源消耗和取得自然能源的方法使得獵能
（Energy Harvesting）技術獲得很多的研究從周圍環境的自然能源如太陽
能風能熱能光能機械震動能中獵取能量經由電力轉換器收集並儲
存於儲能元件中提供無線式產品和可攜式產品的使用電源
各種的電子產品都需要不同規格的電源輸入使它們能夠穩定的運作
故電力轉換器的設計就成為了重要的課題隨著電子產品不斷的小型化複
雜度也在提高於是電源提供的使用壽命元件的體積功率的消耗成為主
要的設計考量近年來的趨勢也朝向體積小效率高成本低的方向發展
其中切換式電力轉換器可達成此目標
12 研究範圍與方法
本文主要探討獵能系統和各種電力轉換器並實現升壓型電荷泵轉換電
路在現今的電力系統中我們需要將未經調整的交流輸入電壓透過電力轉
換器輸出穩定的直流電壓以提供精密的電子產品使用而電力轉換系統分
為兩級結構第一級結構是交流對直流（ACDC）整流器第二級結構是直
流對直流（DCDC）轉換器最後經由儲能元件儲存電能
而第二級的直流對直流電力轉換技術包含有線性調節器和切換式調節
2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
v
目 錄
書名頁 i
中文摘要 ii
英文摘要 iii
誌謝 iv
目錄 v
表目錄 viii
圖目錄 ix
第 1 章 緒論 1
11 研究動機與目的 1
12 研究範圍與方法 1
13 論文章節概述 3
第 2 章 獵能系統回顧 5
21 獵能系統介紹 5
22 獵能系統架構 5
221 獵能源 7
222 轉換電路 10
2221 交流對直流轉換器 10
2222 直流對直流轉換器 11
223 能量儲存裝置 12
23 文獻回顧 13
231 壓電材料振動獵能的最佳化 13
232 低能量消耗的獵能電路 16
233 低功率的獵能系統 17
234 微感測器的獵能系統和能源管理 18
vi
235 使用壓電材料對電池充電 19
24 獵能系統應用 19
241 自發電無線滑鼠 19
242 汽車胎壓監測系統 20
243 手電筒 20
244 無線網路模組 20
25 應用產品功率範圍 21
251 100mW 以上 21
252 50mW~100mW 21
253 1 mW~50mW 22
254 1 mW 以下 23
第 3 章 電荷泵發展技術 25
31 Cockcroft-Walton 電荷泵 25
32 Dickson 電荷泵 26
33 Wu 電荷泵 28
34 Makowski 電荷泵 31
35 Kormann 電荷泵 32
第 4 章 電路分析與設計 35
41 電路理論與設計方法 35
411 二極體橋式整流器 35
412 電荷泵式直流對直流轉換器 36
42 設計範例 42
第 5 章 硬體電路實現 46
51 元件選用 46
52 閘極驅動方法 47
vii
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 電路模擬 49
55 電路圖的規劃 51
56 實驗量測結果 53
561 閘極驅動量測 53
562 電壓轉換量測 54
563 獵能系統量測 55
5631 實驗一 55
5632 實驗二（輸入為低電壓） 57
5633 實驗三（手搖式發電機） 60
第 6 章 結論與未來展望 62
61 結論 62
62 未來展望 62
參考文獻 63
viii
表 目 錄
21 Energy source 的能量密度[2] 8
22 常見應用產品的規格 23
22 文獻獵能系統的應用 24
41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ） 42
42 格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ） 43
43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ） 44
44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ） 45
51 IR2111 腳位敘述 48
52 輸入直流電壓實驗結果 56
53 輸入低電壓（09V）實驗結果 58
54 輸入低電壓（05V）實驗結果 59
ix
圖 目 錄
11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖 3
21 獵能系統 6
22 第一級結構的獵能系統 6
23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1] 7
24 第二級結構的獵能系統 7
25 自動上發條手錶[3] 9
26 節能鞋示意圖[4] 9
27 Perpetuum 的能量收集微發電機[5] 9
28 二極體橋式整流器 10
29 加入濾波電容的充放電情形 10
210 直流對直流轉換器[11] 11
211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11] 12
212 壓電元件和交流對直流整流器[6] 13
213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6] 13
214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6] 14
215 傳統的 SSHI 電路[7] 16
216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7] 16
217 SSHI 機械作用示意圖[7] 17
218 TSPaing 等人提出的 buck-boost 電路[8] 18
219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8] 18
220 Sadano 充電電路[10] 19
221 自發電無線滑鼠[12] 19
222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2] 20
31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20] 25
x
32 Dickson 電荷泵[21] 26
33 四階層 Dickson 電荷泵[21] 27
34 電壓變動[20] 27
35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20] 28
36 CTS 電壓變動[20] 29
37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22] 30
38 Makowski 電荷泵[24] 31
39 Kormann 電荷泵[26] 32
310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26] 32
311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26] 33
312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26] 33
41 升壓型電荷泵轉換電路架構 35
42 克西和夫電荷定律 36
43 電荷轉移後重新分配 37
44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 37
45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形 38
46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻 40
51 IR2111 腳位 47
52 輸入和輸出時序圖 48
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 PowerSIM 模擬圖 49
55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果 49
56 電容 Cs 情形 50
57 手搖式發電機的模擬結果 51
58 Protel 99SE 規畫之電路圖 51
xi
59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖 52
510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路 52
511 四組閘極的驅動波形 53
512 停滯時間與導通時間波形 54
513 電容 Cs 充電情形 54
514 獵能裝置方塊圖 55
515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V） 56
516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V） 56
517 系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 關係 57
518 輸出電壓波形（Vs=09V） 57
519 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=09V） 58
520 輸出電壓波形（Vs=05V） 59
521 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=05V） 59
522 實體的手搖式發電機 60
523 手搖式發電機空載之電壓波形 60
524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形 61
1
第 1 章 緒論
11 研究動機與目的
隨著時代的進步科技的發展日新月異生活周遭充滿著各式各樣的電
子產品包含個人電腦影音設備手持式行動電話以及家庭電器等等帶
給了我們快速的資訊和休閒娛樂成為我們生活中不可或缺的一部分而科
技產業蓬勃發展的同時也造成市場上激烈的競爭於是產品的價格數量與
品質就越來越受到重視
由於電子產品的大量使用導致能源的消耗劇增而地球上的資源有限
於是科學家便投入如何降低能源消耗和取得自然能源的方法使得獵能
（Energy Harvesting）技術獲得很多的研究從周圍環境的自然能源如太陽
能風能熱能光能機械震動能中獵取能量經由電力轉換器收集並儲
存於儲能元件中提供無線式產品和可攜式產品的使用電源
各種的電子產品都需要不同規格的電源輸入使它們能夠穩定的運作
故電力轉換器的設計就成為了重要的課題隨著電子產品不斷的小型化複
雜度也在提高於是電源提供的使用壽命元件的體積功率的消耗成為主
要的設計考量近年來的趨勢也朝向體積小效率高成本低的方向發展
其中切換式電力轉換器可達成此目標
12 研究範圍與方法
本文主要探討獵能系統和各種電力轉換器並實現升壓型電荷泵轉換電
路在現今的電力系統中我們需要將未經調整的交流輸入電壓透過電力轉
換器輸出穩定的直流電壓以提供精密的電子產品使用而電力轉換系統分
為兩級結構第一級結構是交流對直流（ACDC）整流器第二級結構是直
流對直流（DCDC）轉換器最後經由儲能元件儲存電能
而第二級的直流對直流電力轉換技術包含有線性調節器和切換式調節
2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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vi
235 使用壓電材料對電池充電 19
24 獵能系統應用 19
241 自發電無線滑鼠 19
242 汽車胎壓監測系統 20
243 手電筒 20
244 無線網路模組 20
25 應用產品功率範圍 21
251 100mW 以上 21
252 50mW~100mW 21
253 1 mW~50mW 22
254 1 mW 以下 23
第 3 章 電荷泵發展技術 25
31 Cockcroft-Walton 電荷泵 25
32 Dickson 電荷泵 26
33 Wu 電荷泵 28
34 Makowski 電荷泵 31
35 Kormann 電荷泵 32
第 4 章 電路分析與設計 35
41 電路理論與設計方法 35
411 二極體橋式整流器 35
412 電荷泵式直流對直流轉換器 36
42 設計範例 42
第 5 章 硬體電路實現 46
51 元件選用 46
52 閘極驅動方法 47
vii
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 電路模擬 49
55 電路圖的規劃 51
56 實驗量測結果 53
561 閘極驅動量測 53
562 電壓轉換量測 54
563 獵能系統量測 55
5631 實驗一 55
5632 實驗二（輸入為低電壓） 57
5633 實驗三（手搖式發電機） 60
第 6 章 結論與未來展望 62
61 結論 62
62 未來展望 62
參考文獻 63
viii
表 目 錄
21 Energy source 的能量密度[2] 8
22 常見應用產品的規格 23
22 文獻獵能系統的應用 24
41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ） 42
42 格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ） 43
43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ） 44
44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ） 45
51 IR2111 腳位敘述 48
52 輸入直流電壓實驗結果 56
53 輸入低電壓（09V）實驗結果 58
54 輸入低電壓（05V）實驗結果 59
ix
圖 目 錄
11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖 3
21 獵能系統 6
22 第一級結構的獵能系統 6
23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1] 7
24 第二級結構的獵能系統 7
25 自動上發條手錶[3] 9
26 節能鞋示意圖[4] 9
27 Perpetuum 的能量收集微發電機[5] 9
28 二極體橋式整流器 10
29 加入濾波電容的充放電情形 10
210 直流對直流轉換器[11] 11
211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11] 12
212 壓電元件和交流對直流整流器[6] 13
213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6] 13
214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6] 14
215 傳統的 SSHI 電路[7] 16
216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7] 16
217 SSHI 機械作用示意圖[7] 17
218 TSPaing 等人提出的 buck-boost 電路[8] 18
219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8] 18
220 Sadano 充電電路[10] 19
221 自發電無線滑鼠[12] 19
222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2] 20
31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20] 25
x
32 Dickson 電荷泵[21] 26
33 四階層 Dickson 電荷泵[21] 27
34 電壓變動[20] 27
35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20] 28
36 CTS 電壓變動[20] 29
37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22] 30
38 Makowski 電荷泵[24] 31
39 Kormann 電荷泵[26] 32
310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26] 32
311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26] 33
312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26] 33
41 升壓型電荷泵轉換電路架構 35
42 克西和夫電荷定律 36
43 電荷轉移後重新分配 37
44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 37
45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形 38
46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻 40
51 IR2111 腳位 47
52 輸入和輸出時序圖 48
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 PowerSIM 模擬圖 49
55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果 49
56 電容 Cs 情形 50
57 手搖式發電機的模擬結果 51
58 Protel 99SE 規畫之電路圖 51
xi
59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖 52
510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路 52
511 四組閘極的驅動波形 53
512 停滯時間與導通時間波形 54
513 電容 Cs 充電情形 54
514 獵能裝置方塊圖 55
515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V） 56
516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V） 56
517 系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 關係 57
518 輸出電壓波形（Vs=09V） 57
519 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=09V） 58
520 輸出電壓波形（Vs=05V） 59
521 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=05V） 59
522 實體的手搖式發電機 60
523 手搖式發電機空載之電壓波形 60
524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形 61
1
第 1 章 緒論
11 研究動機與目的
隨著時代的進步科技的發展日新月異生活周遭充滿著各式各樣的電
子產品包含個人電腦影音設備手持式行動電話以及家庭電器等等帶
給了我們快速的資訊和休閒娛樂成為我們生活中不可或缺的一部分而科
技產業蓬勃發展的同時也造成市場上激烈的競爭於是產品的價格數量與
品質就越來越受到重視
由於電子產品的大量使用導致能源的消耗劇增而地球上的資源有限
於是科學家便投入如何降低能源消耗和取得自然能源的方法使得獵能
（Energy Harvesting）技術獲得很多的研究從周圍環境的自然能源如太陽
能風能熱能光能機械震動能中獵取能量經由電力轉換器收集並儲
存於儲能元件中提供無線式產品和可攜式產品的使用電源
各種的電子產品都需要不同規格的電源輸入使它們能夠穩定的運作
故電力轉換器的設計就成為了重要的課題隨著電子產品不斷的小型化複
雜度也在提高於是電源提供的使用壽命元件的體積功率的消耗成為主
要的設計考量近年來的趨勢也朝向體積小效率高成本低的方向發展
其中切換式電力轉換器可達成此目標
12 研究範圍與方法
本文主要探討獵能系統和各種電力轉換器並實現升壓型電荷泵轉換電
路在現今的電力系統中我們需要將未經調整的交流輸入電壓透過電力轉
換器輸出穩定的直流電壓以提供精密的電子產品使用而電力轉換系統分
為兩級結構第一級結構是交流對直流（ACDC）整流器第二級結構是直
流對直流（DCDC）轉換器最後經由儲能元件儲存電能
而第二級的直流對直流電力轉換技術包含有線性調節器和切換式調節
2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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vii
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 電路模擬 49
55 電路圖的規劃 51
56 實驗量測結果 53
561 閘極驅動量測 53
562 電壓轉換量測 54
563 獵能系統量測 55
5631 實驗一 55
5632 實驗二（輸入為低電壓） 57
5633 實驗三（手搖式發電機） 60
第 6 章 結論與未來展望 62
61 結論 62
62 未來展望 62
參考文獻 63
viii
表 目 錄
21 Energy source 的能量密度[2] 8
22 常見應用產品的規格 23
22 文獻獵能系統的應用 24
41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ） 42
42 格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ） 43
43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ） 44
44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ） 45
51 IR2111 腳位敘述 48
52 輸入直流電壓實驗結果 56
53 輸入低電壓（09V）實驗結果 58
54 輸入低電壓（05V）實驗結果 59
ix
圖 目 錄
11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖 3
21 獵能系統 6
22 第一級結構的獵能系統 6
23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1] 7
24 第二級結構的獵能系統 7
25 自動上發條手錶[3] 9
26 節能鞋示意圖[4] 9
27 Perpetuum 的能量收集微發電機[5] 9
28 二極體橋式整流器 10
29 加入濾波電容的充放電情形 10
210 直流對直流轉換器[11] 11
211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11] 12
212 壓電元件和交流對直流整流器[6] 13
213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6] 13
214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6] 14
215 傳統的 SSHI 電路[7] 16
216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7] 16
217 SSHI 機械作用示意圖[7] 17
218 TSPaing 等人提出的 buck-boost 電路[8] 18
219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8] 18
220 Sadano 充電電路[10] 19
221 自發電無線滑鼠[12] 19
222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2] 20
31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20] 25
x
32 Dickson 電荷泵[21] 26
33 四階層 Dickson 電荷泵[21] 27
34 電壓變動[20] 27
35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20] 28
36 CTS 電壓變動[20] 29
37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22] 30
38 Makowski 電荷泵[24] 31
39 Kormann 電荷泵[26] 32
310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26] 32
311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26] 33
312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26] 33
41 升壓型電荷泵轉換電路架構 35
42 克西和夫電荷定律 36
43 電荷轉移後重新分配 37
44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 37
45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形 38
46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻 40
51 IR2111 腳位 47
52 輸入和輸出時序圖 48
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 PowerSIM 模擬圖 49
55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果 49
56 電容 Cs 情形 50
57 手搖式發電機的模擬結果 51
58 Protel 99SE 規畫之電路圖 51
xi
59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖 52
510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路 52
511 四組閘極的驅動波形 53
512 停滯時間與導通時間波形 54
513 電容 Cs 充電情形 54
514 獵能裝置方塊圖 55
515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V） 56
516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V） 56
517 系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 關係 57
518 輸出電壓波形（Vs=09V） 57
519 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=09V） 58
520 輸出電壓波形（Vs=05V） 59
521 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=05V） 59
522 實體的手搖式發電機 60
523 手搖式發電機空載之電壓波形 60
524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形 61
1
第 1 章 緒論
11 研究動機與目的
隨著時代的進步科技的發展日新月異生活周遭充滿著各式各樣的電
子產品包含個人電腦影音設備手持式行動電話以及家庭電器等等帶
給了我們快速的資訊和休閒娛樂成為我們生活中不可或缺的一部分而科
技產業蓬勃發展的同時也造成市場上激烈的競爭於是產品的價格數量與
品質就越來越受到重視
由於電子產品的大量使用導致能源的消耗劇增而地球上的資源有限
於是科學家便投入如何降低能源消耗和取得自然能源的方法使得獵能
（Energy Harvesting）技術獲得很多的研究從周圍環境的自然能源如太陽
能風能熱能光能機械震動能中獵取能量經由電力轉換器收集並儲
存於儲能元件中提供無線式產品和可攜式產品的使用電源
各種的電子產品都需要不同規格的電源輸入使它們能夠穩定的運作
故電力轉換器的設計就成為了重要的課題隨著電子產品不斷的小型化複
雜度也在提高於是電源提供的使用壽命元件的體積功率的消耗成為主
要的設計考量近年來的趨勢也朝向體積小效率高成本低的方向發展
其中切換式電力轉換器可達成此目標
12 研究範圍與方法
本文主要探討獵能系統和各種電力轉換器並實現升壓型電荷泵轉換電
路在現今的電力系統中我們需要將未經調整的交流輸入電壓透過電力轉
換器輸出穩定的直流電壓以提供精密的電子產品使用而電力轉換系統分
為兩級結構第一級結構是交流對直流（ACDC）整流器第二級結構是直
流對直流（DCDC）轉換器最後經由儲能元件儲存電能
而第二級的直流對直流電力轉換技術包含有線性調節器和切換式調節
2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
viii
表 目 錄
21 Energy source 的能量密度[2] 8
22 常見應用產品的規格 23
22 文獻獵能系統的應用 24
41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ） 42
42 格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ） 43
43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ） 44
44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ） 45
51 IR2111 腳位敘述 48
52 輸入直流電壓實驗結果 56
53 輸入低電壓（09V）實驗結果 58
54 輸入低電壓（05V）實驗結果 59
ix
圖 目 錄
11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖 3
21 獵能系統 6
22 第一級結構的獵能系統 6
23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1] 7
24 第二級結構的獵能系統 7
25 自動上發條手錶[3] 9
26 節能鞋示意圖[4] 9
27 Perpetuum 的能量收集微發電機[5] 9
28 二極體橋式整流器 10
29 加入濾波電容的充放電情形 10
210 直流對直流轉換器[11] 11
211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11] 12
212 壓電元件和交流對直流整流器[6] 13
213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6] 13
214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6] 14
215 傳統的 SSHI 電路[7] 16
216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7] 16
217 SSHI 機械作用示意圖[7] 17
218 TSPaing 等人提出的 buck-boost 電路[8] 18
219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8] 18
220 Sadano 充電電路[10] 19
221 自發電無線滑鼠[12] 19
222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2] 20
31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20] 25
x
32 Dickson 電荷泵[21] 26
33 四階層 Dickson 電荷泵[21] 27
34 電壓變動[20] 27
35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20] 28
36 CTS 電壓變動[20] 29
37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22] 30
38 Makowski 電荷泵[24] 31
39 Kormann 電荷泵[26] 32
310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26] 32
311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26] 33
312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26] 33
41 升壓型電荷泵轉換電路架構 35
42 克西和夫電荷定律 36
43 電荷轉移後重新分配 37
44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 37
45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形 38
46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻 40
51 IR2111 腳位 47
52 輸入和輸出時序圖 48
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 PowerSIM 模擬圖 49
55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果 49
56 電容 Cs 情形 50
57 手搖式發電機的模擬結果 51
58 Protel 99SE 規畫之電路圖 51
xi
59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖 52
510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路 52
511 四組閘極的驅動波形 53
512 停滯時間與導通時間波形 54
513 電容 Cs 充電情形 54
514 獵能裝置方塊圖 55
515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V） 56
516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V） 56
517 系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 關係 57
518 輸出電壓波形（Vs=09V） 57
519 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=09V） 58
520 輸出電壓波形（Vs=05V） 59
521 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=05V） 59
522 實體的手搖式發電機 60
523 手搖式發電機空載之電壓波形 60
524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形 61
1
第 1 章 緒論
11 研究動機與目的
隨著時代的進步科技的發展日新月異生活周遭充滿著各式各樣的電
子產品包含個人電腦影音設備手持式行動電話以及家庭電器等等帶
給了我們快速的資訊和休閒娛樂成為我們生活中不可或缺的一部分而科
技產業蓬勃發展的同時也造成市場上激烈的競爭於是產品的價格數量與
品質就越來越受到重視
由於電子產品的大量使用導致能源的消耗劇增而地球上的資源有限
於是科學家便投入如何降低能源消耗和取得自然能源的方法使得獵能
（Energy Harvesting）技術獲得很多的研究從周圍環境的自然能源如太陽
能風能熱能光能機械震動能中獵取能量經由電力轉換器收集並儲
存於儲能元件中提供無線式產品和可攜式產品的使用電源
各種的電子產品都需要不同規格的電源輸入使它們能夠穩定的運作
故電力轉換器的設計就成為了重要的課題隨著電子產品不斷的小型化複
雜度也在提高於是電源提供的使用壽命元件的體積功率的消耗成為主
要的設計考量近年來的趨勢也朝向體積小效率高成本低的方向發展
其中切換式電力轉換器可達成此目標
12 研究範圍與方法
本文主要探討獵能系統和各種電力轉換器並實現升壓型電荷泵轉換電
路在現今的電力系統中我們需要將未經調整的交流輸入電壓透過電力轉
換器輸出穩定的直流電壓以提供精密的電子產品使用而電力轉換系統分
為兩級結構第一級結構是交流對直流（ACDC）整流器第二級結構是直
流對直流（DCDC）轉換器最後經由儲能元件儲存電能
而第二級的直流對直流電力轉換技術包含有線性調節器和切換式調節
2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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ix
圖 目 錄
11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖 3
21 獵能系統 6
22 第一級結構的獵能系統 6
23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1] 7
24 第二級結構的獵能系統 7
25 自動上發條手錶[3] 9
26 節能鞋示意圖[4] 9
27 Perpetuum 的能量收集微發電機[5] 9
28 二極體橋式整流器 10
29 加入濾波電容的充放電情形 10
210 直流對直流轉換器[11] 11
211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11] 12
212 壓電元件和交流對直流整流器[6] 13
213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6] 13
214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6] 14
215 傳統的 SSHI 電路[7] 16
216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7] 16
217 SSHI 機械作用示意圖[7] 17
218 TSPaing 等人提出的 buck-boost 電路[8] 18
219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8] 18
220 Sadano 充電電路[10] 19
221 自發電無線滑鼠[12] 19
222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2] 20
31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20] 25
x
32 Dickson 電荷泵[21] 26
33 四階層 Dickson 電荷泵[21] 27
34 電壓變動[20] 27
35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20] 28
36 CTS 電壓變動[20] 29
37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22] 30
38 Makowski 電荷泵[24] 31
39 Kormann 電荷泵[26] 32
310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26] 32
311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26] 33
312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26] 33
41 升壓型電荷泵轉換電路架構 35
42 克西和夫電荷定律 36
43 電荷轉移後重新分配 37
44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 37
45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形 38
46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻 40
51 IR2111 腳位 47
52 輸入和輸出時序圖 48
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 PowerSIM 模擬圖 49
55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果 49
56 電容 Cs 情形 50
57 手搖式發電機的模擬結果 51
58 Protel 99SE 規畫之電路圖 51
xi
59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖 52
510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路 52
511 四組閘極的驅動波形 53
512 停滯時間與導通時間波形 54
513 電容 Cs 充電情形 54
514 獵能裝置方塊圖 55
515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V） 56
516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V） 56
517 系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 關係 57
518 輸出電壓波形（Vs=09V） 57
519 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=09V） 58
520 輸出電壓波形（Vs=05V） 59
521 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=05V） 59
522 實體的手搖式發電機 60
523 手搖式發電機空載之電壓波形 60
524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形 61
1
第 1 章 緒論
11 研究動機與目的
隨著時代的進步科技的發展日新月異生活周遭充滿著各式各樣的電
子產品包含個人電腦影音設備手持式行動電話以及家庭電器等等帶
給了我們快速的資訊和休閒娛樂成為我們生活中不可或缺的一部分而科
技產業蓬勃發展的同時也造成市場上激烈的競爭於是產品的價格數量與
品質就越來越受到重視
由於電子產品的大量使用導致能源的消耗劇增而地球上的資源有限
於是科學家便投入如何降低能源消耗和取得自然能源的方法使得獵能
（Energy Harvesting）技術獲得很多的研究從周圍環境的自然能源如太陽
能風能熱能光能機械震動能中獵取能量經由電力轉換器收集並儲
存於儲能元件中提供無線式產品和可攜式產品的使用電源
各種的電子產品都需要不同規格的電源輸入使它們能夠穩定的運作
故電力轉換器的設計就成為了重要的課題隨著電子產品不斷的小型化複
雜度也在提高於是電源提供的使用壽命元件的體積功率的消耗成為主
要的設計考量近年來的趨勢也朝向體積小效率高成本低的方向發展
其中切換式電力轉換器可達成此目標
12 研究範圍與方法
本文主要探討獵能系統和各種電力轉換器並實現升壓型電荷泵轉換電
路在現今的電力系統中我們需要將未經調整的交流輸入電壓透過電力轉
換器輸出穩定的直流電壓以提供精密的電子產品使用而電力轉換系統分
為兩級結構第一級結構是交流對直流（ACDC）整流器第二級結構是直
流對直流（DCDC）轉換器最後經由儲能元件儲存電能
而第二級的直流對直流電力轉換技術包含有線性調節器和切換式調節
2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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x
32 Dickson 電荷泵[21] 26
33 四階層 Dickson 電荷泵[21] 27
34 電壓變動[20] 27
35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20] 28
36 CTS 電壓變動[20] 29
37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22] 30
38 Makowski 電荷泵[24] 31
39 Kormann 電荷泵[26] 32
310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26] 32
311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26] 33
312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26] 33
41 升壓型電荷泵轉換電路架構 35
42 克西和夫電荷定律 36
43 電荷轉移後重新分配 37
44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 37
45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形 38
46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻 40
51 IR2111 腳位 47
52 輸入和輸出時序圖 48
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路 49
54 PowerSIM 模擬圖 49
55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果 49
56 電容 Cs 情形 50
57 手搖式發電機的模擬結果 51
58 Protel 99SE 規畫之電路圖 51
xi
59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖 52
510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路 52
511 四組閘極的驅動波形 53
512 停滯時間與導通時間波形 54
513 電容 Cs 充電情形 54
514 獵能裝置方塊圖 55
515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V） 56
516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V） 56
517 系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 關係 57
518 輸出電壓波形（Vs=09V） 57
519 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=09V） 58
520 輸出電壓波形（Vs=05V） 59
521 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=05V） 59
522 實體的手搖式發電機 60
523 手搖式發電機空載之電壓波形 60
524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形 61
1
第 1 章 緒論
11 研究動機與目的
隨著時代的進步科技的發展日新月異生活周遭充滿著各式各樣的電
子產品包含個人電腦影音設備手持式行動電話以及家庭電器等等帶
給了我們快速的資訊和休閒娛樂成為我們生活中不可或缺的一部分而科
技產業蓬勃發展的同時也造成市場上激烈的競爭於是產品的價格數量與
品質就越來越受到重視
由於電子產品的大量使用導致能源的消耗劇增而地球上的資源有限
於是科學家便投入如何降低能源消耗和取得自然能源的方法使得獵能
（Energy Harvesting）技術獲得很多的研究從周圍環境的自然能源如太陽
能風能熱能光能機械震動能中獵取能量經由電力轉換器收集並儲
存於儲能元件中提供無線式產品和可攜式產品的使用電源
各種的電子產品都需要不同規格的電源輸入使它們能夠穩定的運作
故電力轉換器的設計就成為了重要的課題隨著電子產品不斷的小型化複
雜度也在提高於是電源提供的使用壽命元件的體積功率的消耗成為主
要的設計考量近年來的趨勢也朝向體積小效率高成本低的方向發展
其中切換式電力轉換器可達成此目標
12 研究範圍與方法
本文主要探討獵能系統和各種電力轉換器並實現升壓型電荷泵轉換電
路在現今的電力系統中我們需要將未經調整的交流輸入電壓透過電力轉
換器輸出穩定的直流電壓以提供精密的電子產品使用而電力轉換系統分
為兩級結構第一級結構是交流對直流（ACDC）整流器第二級結構是直
流對直流（DCDC）轉換器最後經由儲能元件儲存電能
而第二級的直流對直流電力轉換技術包含有線性調節器和切換式調節
2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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xi
59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖 52
510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路 52
511 四組閘極的驅動波形 53
512 停滯時間與導通時間波形 54
513 電容 Cs 充電情形 54
514 獵能裝置方塊圖 55
515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V） 56
516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V） 56
517 系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 關係 57
518 輸出電壓波形（Vs=09V） 57
519 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=09V） 58
520 輸出電壓波形（Vs=05V） 59
521 轉換器效率 ηc 對整流器功率 Ps 關係（Vs=05V） 59
522 實體的手搖式發電機 60
523 手搖式發電機空載之電壓波形 60
524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形 61
1
第 1 章 緒論
11 研究動機與目的
隨著時代的進步科技的發展日新月異生活周遭充滿著各式各樣的電
子產品包含個人電腦影音設備手持式行動電話以及家庭電器等等帶
給了我們快速的資訊和休閒娛樂成為我們生活中不可或缺的一部分而科
技產業蓬勃發展的同時也造成市場上激烈的競爭於是產品的價格數量與
品質就越來越受到重視
由於電子產品的大量使用導致能源的消耗劇增而地球上的資源有限
於是科學家便投入如何降低能源消耗和取得自然能源的方法使得獵能
（Energy Harvesting）技術獲得很多的研究從周圍環境的自然能源如太陽
能風能熱能光能機械震動能中獵取能量經由電力轉換器收集並儲
存於儲能元件中提供無線式產品和可攜式產品的使用電源
各種的電子產品都需要不同規格的電源輸入使它們能夠穩定的運作
故電力轉換器的設計就成為了重要的課題隨著電子產品不斷的小型化複
雜度也在提高於是電源提供的使用壽命元件的體積功率的消耗成為主
要的設計考量近年來的趨勢也朝向體積小效率高成本低的方向發展
其中切換式電力轉換器可達成此目標
12 研究範圍與方法
本文主要探討獵能系統和各種電力轉換器並實現升壓型電荷泵轉換電
路在現今的電力系統中我們需要將未經調整的交流輸入電壓透過電力轉
換器輸出穩定的直流電壓以提供精密的電子產品使用而電力轉換系統分
為兩級結構第一級結構是交流對直流（ACDC）整流器第二級結構是直
流對直流（DCDC）轉換器最後經由儲能元件儲存電能
而第二級的直流對直流電力轉換技術包含有線性調節器和切換式調節
2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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1
第 1 章 緒論
11 研究動機與目的
隨著時代的進步科技的發展日新月異生活周遭充滿著各式各樣的電
子產品包含個人電腦影音設備手持式行動電話以及家庭電器等等帶
給了我們快速的資訊和休閒娛樂成為我們生活中不可或缺的一部分而科
技產業蓬勃發展的同時也造成市場上激烈的競爭於是產品的價格數量與
品質就越來越受到重視
由於電子產品的大量使用導致能源的消耗劇增而地球上的資源有限
於是科學家便投入如何降低能源消耗和取得自然能源的方法使得獵能
（Energy Harvesting）技術獲得很多的研究從周圍環境的自然能源如太陽
能風能熱能光能機械震動能中獵取能量經由電力轉換器收集並儲
存於儲能元件中提供無線式產品和可攜式產品的使用電源
各種的電子產品都需要不同規格的電源輸入使它們能夠穩定的運作
故電力轉換器的設計就成為了重要的課題隨著電子產品不斷的小型化複
雜度也在提高於是電源提供的使用壽命元件的體積功率的消耗成為主
要的設計考量近年來的趨勢也朝向體積小效率高成本低的方向發展
其中切換式電力轉換器可達成此目標
12 研究範圍與方法
本文主要探討獵能系統和各種電力轉換器並實現升壓型電荷泵轉換電
路在現今的電力系統中我們需要將未經調整的交流輸入電壓透過電力轉
換器輸出穩定的直流電壓以提供精密的電子產品使用而電力轉換系統分
為兩級結構第一級結構是交流對直流（ACDC）整流器第二級結構是直
流對直流（DCDC）轉換器最後經由儲能元件儲存電能
而第二級的直流對直流電力轉換技術包含有線性調節器和切換式調節
2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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2
器早期是使用傳統的線性調節器但它的缺點是效率差和體積大後來發
展了切換式調節器則有效率高和體積小的優點隨著積體電路和被動元件
的發展使得切換式調節器的可靠度提升在電子系統中扮演了舉足輕重的
角色
獵能系統是近年來在能源技術上相當重要的研究方向不同於一般發電
機的產生電能方式將環境中可得的能源轉換成使用的電能以達到能源再
利用的概念也有相當多的文獻和應用例如由 Ottman[6]等人提出從壓電材
料中找最佳化的方法來獵取能量Makihara[7]提出了低能量消耗的獵能系
統減少二級體橋式整流器造成的壓降損失TSPaing[8]則是利用低電壓來
產上最大的電能並應用在無線感測裝置上Cantatore[9]則是研究了幾種可
以用來獵能的材料有微機電式振動發電機光電能板和熱電式發電機等等
Sadano[10]則是實驗了兩種壓電材料的效率和電池充電時間的關係另外著
名的美國麻省理工學院的媒體實驗室所發展的節能鞋是將壓電材料裝置在
鞋子下方當人在走路時可將機械能轉為電能
而直流對直流電力轉換器分為升壓式（Boost）降壓式（Buck）升降壓
式（Buck-Boost）返馳式（Flyback）順向式（Forward）推挽式（Push-Pull）
諧振式（Resonant）與電荷泵式（Charge Pump）等等如圖 11 的直流對直
流 電 力 轉 換 器 分 類 樹 狀 圖 本 文 的 電 荷 泵 式 轉 換 器 又 可 細 分 為
Cockcroft-Walton 電荷泵Dickson 電荷泵Wu 電荷泵Makowski 電荷泵
Kormann 電荷泵等等各有其特點詳述於後面章節
本實驗的電荷泵式轉換器是一種不包含電感元件的升壓型電路故又稱
為無電感交換式直流對直流轉換器由於都是使用電容元件轉換效率比線
性調節器高不使用電感元件其電磁干擾（EMI）較低在可攜式電源的
設計中佔有很重要的地位
3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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3
DCDC電力轉換器
線性式轉換器(Linear)
切換式轉換器(Switching)
降壓式(Buck)
諧振式(Resonant)升壓式(Boost) 升降壓式
(BuckBoost)
1順向式(Forward) 2半橋式
(Half-Bridge)3全橋式
(Full-Bridge)4推挽式
(Push-Pull)
1返馳式
（Flyback）
2CUK式 多諧振半諧振一般諧振
電荷泵式(Charge Pump)
圖 11 直流對直流電力轉換器分類樹狀圖
13 論文章節概述 本文提供了獵能系統的介紹與文獻整理及電荷泵技術的演進結合成
電以荷泵式直流對直流轉換器為基礎的獵能系統並對此電路做分析與設計
的推導再經由模擬與實際量測來驗證結果本文架構可以分成六個章節
第一章緒論 說明此研究的動機和目的以及研究的範圍和方法
第二章獵能系統回顧 敘述獵能系統與架構以現有的文獻做範例式的說明及介紹相關的應用產
品範圍並將文獻和應用產品做表格的整理
第三章電荷泵發展技術 介紹電荷泵的發展歷史和各種不同類型的電荷泵技術進而對電荷泵有概略
性的了解和認識
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
4
第四章電路分析
針對獵能系統提出的電荷泵式直流對直流轉換器提出電路的理論和分析的
方法為實作前的理論依據
第五章硬體電路實現
首先完成電路的模擬再以硬體電路的方式實現並由實驗結果中量測數據
進行分析和比較
第六章結論與未來展望
對上述幾章的內容做個結論並提出未來可繼續研究和發展的方向
5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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5
第 2 章 獵能系統回顧
21 獵能系統介紹 獵能系統（Energy Harvesting System）是指從周圍環境中獵取能量並且
轉換成電能延長電子系統的電源使用時間或提供無盡的電力在自然界中
能量以各種形式存在包括太陽能風能熱能光能機械振動能電磁
能和聲能等等皆可利用能量收集技術轉換成電能以提供無線式產品和可攜
式產品使用 這些自然能量廣泛地存在於我們的生活中如何將這些自然能量轉換成
可用的電能是許多科學家努力研究的目標若能透過獵能系統來轉換成電能
並儲存於儲能元件中透過重覆使用的充電儲能元件可以減少拋棄式化學電
池的使用降低能源的消耗及污染延長電池的使用壽命也可以減少更換電
池上的成本因此如何有效的使用獵能系統將越來越受到注目
22 獵能系統架構 獵能系統主要可分為三個架構如圖21所示 1 獵能源（Energy Source）從周圍環境中獵取能量 2 轉換電路（Harvesting Circuit）交流對直流轉換電路直流對直流轉換電
路 3 能量儲存裝置（Energy Storage）能量儲存於電容或電池
6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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6
太陽能
振動能
電磁能
風力
熱能
獵能裝置 儲能元件能量使
用
圖21 獵能系統 如圖22所示為第一級結構的獵能系統圖23為第一級結構的獵能系統硬
體電路包含了交流轉直流轉換器以及能量儲存裝置一般的交流轉直流轉
換器使用二極體橋式整流器能量儲存裝置使用可充電式電池或超級電容來
儲能圖23為第二級結構的獵能系統第二級結構則是增加了直流對直流轉
換器
Cp
Energy Source ACDC Rectifier
Vbat
Energy Storage 圖22 第一級結構的獵能系統
7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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7
圖23 第一級結構的獵能系統硬體電路[1]
Cp Cret
Energy Source ACDC Rectifier Harvesting Circuit
Vbat
Energy Storage
DCDC Converter
圖24 第二級結構的獵能系統
221 獵能源
表21顯示了幾種獵能源的能量密度（power density）其中以機械振動和
光能的獵能技術研究較多也有較多的相關應產品機械振動的獵能技術以
壓電材料舉例當壓電材料振動時受到張力作用時產生電壓變化便可以透
過獵能系統儲存起來另外微發電機也是微小電力系統的主要來源微發
電機主要有壓電式電磁式和熱感式等等可以透過許多方法來發電例如
人體運動時會產生熱能便可以將它轉變成電能儲存起來汽車火車行進
時會產生振動也可以將它轉變成電能儲存起來以達到充分利用能源的效
果
8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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8
表21 Energy source的能量密度[2]
Harvesting technology power density
( ) Solar cells outdoor 315 mW cm ( ) Piezoelectric shoe inserts 3330 W cmμ
( )Vibration small microwave oven 3160 W cmμ
(10 )Thermoelectric C gradientdeg 340 W cmμ Acoustic noise (100dB) 3960 nW cm
早在1920年代就有著利用自然能源的觀念當時有位鐘錶匠製造出自動 上發條的手錶如圖25[3]是以機械的方式從戴手錶的人手中晃動來獲取能
量重新上緊手錶發條
到了1990年代微發電機的研究有著快速的發展便利用壓電效應（當
特定的晶體物質受到機械性壓力時便會放電）設計出一種節能鞋如圖
26[4]將壓電陶瓷（PZT）和壓電薄膜（PVDF﹚裝置在鞋子下方當人在
走路時可將機械能轉為電能
英國的Perpetuum公司推出一種能量收集微發電機（Energy Harvesting Microgenerator）如圖27[5]可為需要準確的監控發電設備和機械工作狀態
的感測器微處理器和發射器提供電力而且不需要電池昂貴的纜線或者
維修此微發電機將以50Hz或60Hz頻率運轉設備振動產生的動能轉化成電能
使用
美國喬治亞理工學院的華裔科學家利用了奈米技術和壓電效應發明了
奈米發電機將單根紡織纖維用氧化鋅製成奈米線包覆起來另外的纖維用
金線包覆因為所有纖維是緊密交織在一起的經過拉扯後相互作用的壓力
就可以產生電力奈米發電機的電力輸出功率達到10毫伏特以及800奈安培
9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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9
圖25 自動上發條手錶[3]
圖26 節能鞋示意圖[4]
圖27 Perpetuum的能量收集微發電機[5]
10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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10
222 轉換電路
2221 交流對直流轉換器
獵能系統的收集與轉換電路主要由交流對直流轉換器和直流對直流轉換
器組成一般常見的交流轉直流轉換器是使用二極體整流器或稱為二極體
橋式整流器如圖 28 所示二極體橋式整流器使用四個二極體當輸入 Vi
為正電壓時二極體 D1D2 順向偏壓電流通過輸入 Vi 為負電壓時二
極體 D3D4 順向偏壓電流通過因此可以讓全週期通過只是負週期會
反相通過
Vi
+
-
D1
D4 D2
D3
Vo
+
-
D1
D4 D2
D3
Vi
+
-Vo
+
-
i
i
圖28 二極體橋式整流器
而二極體橋式整流器的輸出呈現週期性的脈動直流以漣波 （ripple）電壓型式出現因此必須加入濾波電容以得到平穩的直流電壓如下圖 29所示為二極體橋式整流器加入濾波電容的充放電情形當輸入電壓對濾波電
容充電至最大值 Vm 時濾波電容電壓下降開始放電至負載直到下一週
期循環再開始充電而電容的容量越大能儲存的電量也越多於是放電電
壓下降較小放電較慢反之電容的容量越小電壓下降較大放電時間也
較快故濾波電容對漣波電壓的影響很大
圖 29 加入濾波電容的充放電情形
11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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11
2222 直流對直流轉換器
直流對直流轉換器包含了降壓式升壓式升降壓式邱克式（CUK）
等等這四種轉換器的基本架構如圖 210 所示直流對直流轉換器有連續電
流導通模式（Continuous Current Condition）以及非連續電流導通模式
（Discontinuous Current Condition）這兩種特性不同因此要根據各模式的
操作來設計轉換器
例如在連續電流導通模式時降壓式轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓
VI 的關係為 VoVI = D升壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = 1（1-D）
升降壓式轉換器的輸出和輸入關係為 VoVI = D（1-D）邱克轉換器的輸入
和輸出的關係為 VoVI = D（1-D）
DC
Vin VoutL
D1 C Rout
Q1
DC Rout
VoutL
Q1
Vin
C
D1
(a) Buck converter
(b) Boost converter
DC
Vin Vout
L
D1
C Rout
Q1
(c) BuckBoost converter
DC
Vin L1
D1
C
Q1
(d) CUK converter
L2 Vout
Rout
圖210 直流對直流轉換器[11]
直流對直流轉換器依其用途主要分為三大類分別是降壓升壓和升
降壓其他更多的轉換器也都是依此衍成出來的圖 211[11]顯示直流轉直
流轉換器的開關利用率開關利用率是指額定輸出功率與開關額定功率之比
值POPT其中 PO =VOIOPT =VTITVT 和 IT 分別為開關的峰值電壓和
峰值電流所以由圖 211[11]中可以看出降壓式和升壓式的開關利用率較佳
升降壓式的開關利用率較低且最大值會發生在責任週期（Duty Cycle）為 05
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
12
的時候
1005D
PoPT
10
08
06
04
02
00
升壓式
降壓式
升降壓式
圖 211 直流轉直流轉換器的開關利用率[11]
223 能量儲存裝置 從獵能裝置中得到的能量儲存在儲能元件中一般使用充電電池或超級
電容（super capacitor）常見的充電電池的規格如 NiMH AAA1000mAh
12Vgt1A maxLi 412 1mAh3V015mA maxLIR 203240~60mAh
36V20mA max
超級電容有別與傳統的介電電容（dielectric capacitor）為一功能介於電
池與傳統電容器之間的儲能元件它的儲能機構不同於傳統介電電容器反
而是類似充電電池但其功率密度更高於一般充電電池並且有很高的循環
壽命與穩定性其功率密度可達到千瓦公斤（kWkg）數量級以上循環壽
命在萬次以上超級電容利用電荷經過電解質傳遞到電極來儲存能量這樣
的原理與一般電池相近主要的差別在於超級電容器在充放電時沒有化學反 應只有靜電現象發生因此超級電容會有較高的功率密度常見的超級電
容的規格有 0022F~25F55Vleakage currentlt1mA
13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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13
23 文獻回顧
231 壓電材料振動獵能的最佳化 Ottman[6]等人提出最佳化的方法從壓電材料的振動中獵取能量利用非
連續模式（Discontinuous Condition Mode DCM）的方法找到一個最佳的責
任週期來控制電流量獲取最大的能量實驗的結果發現其獵取能量的功率
大約可增加 325
圖212 壓電元件和交流對直流整流器[6]
圖213 壓電元件和交流對直流整流器的電壓和電流波形[6]
14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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14
由圖212電壓 pV 從 ( )0p rectV V= minus 到 p rectuV Vω⎛ ⎞ =⎜ ⎟⎝ ⎠
可由電容 pC 決定得
( ) 2cos 1 prect
p
V Cu Iω= minus （21）
而 ( )oi t 可表示成
( ) ( )
0 0
sin rectop
rect p
t uCi t I wt u t
C C
ω
ω π ω
le le⎧⎪= ⎨ le le⎪ +⎩
（22）
如果 gtgtrect pC C 則
( )22 rect po
oV CIi t
ωπ π
= minus （23）
並與 rectV 相乘得到
( ) ( )2 rectp rect p
VP t I V Cωπ
= minus （24）
峰值輸出功率發生時
2p
rectp
IV
Cω= （25）
圖 214 Ottman 等人提出的能量收集電路[6]
如上圖 214[6]是 Ottman 等人提出的能量收集電路經由壓電材料振動
產生且經過整流的電壓
2p
rectp
IV
Cω= （26）
15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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15
由 DCM 的輸出電壓與電流關係[11]可表示成
1out inbattery
DV V VD
= =+ Δ
（27）
( )1 12out s
outbatteryV TI I D
L= = + Δ Δ （28）
其中 D 1Δ 分別是電晶體 ONOFF 的時間
考慮轉換器的的輸入電流
( )2
2in in outs
DI V VLf
= minus （29）
將（23）代入（29）可得
( )22 2
2p rect p
in outs
I V C D V VLf
ωπ π
minus = minus （210）
解得 2
2
22
22
pout
srect
p
s
I D VLfV CD
Lf
πωπ
+=
+ （211）
將（211）和（23）相乘得到
2
2
22
2 2 22
2 22
p p pout out
sin
s p
s
I C I DV VLfDP
Lf C DLf
ωπ π π
ωπ
⎛ ⎞⎛ ⎞minus +⎜ ⎟⎜ ⎟
⎝ ⎠⎝ ⎠=⎛ ⎞
+⎜ ⎟⎝ ⎠
（212）
由（210）解得
2 22 p rect ps
rect out
I V CLfDV V
ωπ
minus=
minus （213）
由（25）知
2p rect pI V Cω= （214）
將（214）代入（213）且輸出為一固定電壓 batteryV 得
4 p srectopt
rect battery
V LC fDV V
ωπ ⎛ ⎞
⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
=minus
（215）
16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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16
若輸出電壓比輸入電壓大很多此時
4 p sopt
LC fD
ωπ
= （216）
於是可以根據壓電材料振動的頻率開關切換頻率電感和壓電元件的電容
設計出最佳的導通週期
232 低能量消耗的獵能電路 Makihara[7] 等 人 提 出 了 一 個 低 能 量 消 耗 的 獵 能 電 路 以 SSHI（Synchronized Switch Harvesting on Inductor）電路如圖 215[7]做比較傳統
的 SSHI 電路需要四個二極體做為橋式整流器新型的電路如圖 216[7]只使
用兩個二極體減少了兩極體的壓降損耗實驗結果得到在能量收集時效率
增加了 120
圖 215 傳統的 SSHI 電路[7]
圖 216 Makihara 等人提出的 SSHI 電路[7]
17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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17
圖 217 SSHI 機械作用示意圖[7]
Makihara 的電路是由開關連接在 point 1 或 2 來控制電流的流向動作簡
述如下（參照圖 216[7]和圖 217[7]） 當機械位移達到峰值而且 Vp 為正值（t＝t1）Vp 極性反轉由正到負 開關連接 point 2電路動作為 A B E F G L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr 當-Vp 達到 Vs（t＝t2）電路動作為 H L G F C B Ararr rarr rarr rarr rarr rarr 當機械位移達到峰值而且 Vp 為負值（t＝t3）Vp 極性反轉由負到正 開關連接 point 1電路動作為 H L D C B Ararr rarr rarr rarr rarr 當 Vp 達到 Vs（t=t4）電路動作為 A B E F C D L Hrarr rarr rarr rarr rarr rarr rarr
233 低功率的獵能系統
TSPaing[8]等人提出了從低電壓中獲取最大能量的無線感測裝置從三
種獵能源中獲取分別是整流天線風力發電和機械振動選擇的直流對直
流轉換器是升降壓式轉換器透過推導電路中的元件功率消耗以及控制參數
選擇設計出此獵能裝置如下圖218[8]所示低頻振盪器的電力直接由輸
出提供在固定的k倍週期也轉換成高頻振盪器的電力高頻振盪器的方波脈
衝寬度t1用來驅動功率開關Q1電阻Rt和電容Ct用來設定低頻振盪器的頻率tlf
和k值電阻Rset設定高頻振盪器的頻率fhf=05t1如圖219[8]是使用DC電源
和理論的效率比較實驗使用直流電源測試輸入電壓大約為025V~07V
輸出電壓設定在33V此裝置的輸出功率為50μW效率有65
18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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18
圖 218 TSPaing 等人提出的 Buck-Boost 電路[8]
圖 219 TSPaing 等人使用 DC 電源和理論的效率比較[8]
234 微感測器的獵能系統和能源管理
Cantatore[9]等人研究了幾種獵能的方法分別是光電能板微機電式振
動發電機和熱電式發電機想要使感測系統散布在環境中且不被發覺體積
的尺寸設定是 3100mm 光電能板是最可行的且發電功率為 100μW 已足夠
供給微感測器使用微機電式振動發電機在毫米的規格下可以產生 1mW的功率而微振動元件共振頻率與外部振動來源的振動頻率必須一致才有
可能達到這樣的效率否則振動式結構的電能轉換並不太有效率熱電式的
使用則更受限制只有一些特定的環境適合使用例如緊貼在皮膚上的元件
19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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19
235 使用壓電材料對電池充電
Sadano[10]等人利用兩種壓電材料 PZT（Piezoelectric）和 MFC（Macro Fiber Composites）藉由振動獲取能量儲存於電池中由實驗中研究壓電材料
的效率和電池充電的時間MFC 有較高的輸出電壓但電流低功率小較不
適合充電PZT 則適合充不同的電池下圖 220 是 Sadano 充電電路[10]
圖 220 Sadano 充電電路[10]
24 獵能系統應用
241 自發電無線滑鼠 無線滑鼠是個很熱門的產品不使用 USB 傳輸線而是使用電池來提供電
力而如果內建有微發電裝置靠著手的移動就能使用滑鼠而不用電池工
研院機械所就研發了這種的自發電無線滑鼠如圖 221[12]裝置在自發電無
線滑鼠內的高效自發電充電裝置吸收的動能可以有效地轉換成電能整體
轉換效率可高達 60主要的原因在於內藏的高效能迷你往復式發電機利
用堆疊排列的磁鐵與良好的磁通路徑在低速運動時即可達到極佳的能量
密度
圖221 自發電無線滑鼠[12]
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
20
242 汽車胎壓監測系統 胎壓的問題和生命安全有關同時涉及耗油的問題汽車胎壓監測系統
（Tire Pressure Monitoring System TPMS）系統可讓駕駛者在駕駛儀表中顯
示各輪胎的胎壓及溫度狀況並於有問題時可即時明確的顯示問題點因
此可提升駕駛安全並有效節省油耗使用量而獵取能量的方法就是從汽車
行進時的輪胎震動轉換成電能儲存起來使用
243 手電筒 市面上常見的手電筒需要更換電池如果有裝置微發電機的手電筒就
可以透過手搖式或手壓式發電經由交流馬達感應產生電能透過交流轉直
流整流器和直流轉直流轉換器來收集電能即可照明使用
244 無線網路模組 從無線感測網路節點所處的環境中收集各種可利用的能源如太陽能
風能振動能中收集能量並儲存起來供電於各個元件例如模數轉換器微
控制器射頻收發器等等因此延長無線網路模組的壽命和降低成本將是研
究的核心要能使無線感測器的電源實現長期有效的電力使用如圖 222[2]為一個太陽能能量收集無線嵌入式系統的硬體電路圖
圖222 太陽能能量收集無線嵌入式系統[2]
21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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21
25 應用產品功率範圍 表 22 列出了七項儲能系統可應用的產品分別是手電筒無線電對
講機無線滑鼠生醫感測器家電遙控器無線射頻傳輸模組以及計步
器將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類並列出這些產品的工作電
壓以及額定電流可以分成100mW 以上50mW~100mW1mW~50mW
及 1mW 以下的四種功率區間這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池
的額定電壓適合本文所設計獵能系統的應用表 23 是將各相關文獻分別
依其獵能源輸入電壓輸出電壓輸出功率以及其應用做整理獵能源
最多研究使用的是壓電材料及太陽能其他像是 RF熱能等也都可以做為
轉換成電能的獵能源由這些文獻和應用中了解常見產品的電壓和功率使
用範圍進而設計出一個獵能系統其功率在數個 mW 到數十個 mW 之間
並以電荷泵式直流對直流轉換器為主架構來實現
251 100mW 以上 文獻 ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo [14]從太陽能中收集的能量可至 100mW
手電筒
工作電壓36V額定電流100mA 以上
無線電對講機
工作電壓45V額定電流50mA（待機）~500mA（接收）
252 50mW~100mW
文獻 ldquoDesign considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo [2]從太陽能收集的能量大約為 50mW~100mW電池電壓 258V負
載電流數十 mA
無線滑鼠
工作電壓3V額定電流25mA
22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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22
253 1mW~50mW 文獻 ldquoOptimized Piezoelectric Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo [7]從壓電材料中收集的能量大
約 30mW 文獻 ldquoPower management for energy harvesting applicationsrdquo [13]從熱感
應式發電機收集的能量大約 14mW電池電壓為 22V
電子血壓計
原理為將人體血壓的柯氏音經由麥克風放大所以不需如傳統的血壓
計需要使用聽診器來量測就可以輕易檢測到血壓脈動的聲音 工作電壓6V額定電流數 mA
電子血糖計
原理以電化學氧化－還原反應進行血液中血糖濃度的測量配合血
糖感測試紙的使用可快速地量測出血糖濃度 工作電壓3V額定電流數 mA
電子耳溫槍
原理是利用紅外線測量從鼓膜釋放的熱能當耳溫槍前端感測元件
感測到熱能後會把它轉換成電訊號再經數位化處理後成為可判讀的
資料 工作電壓3V額定電流數 mA
家電遙控器（電視冷氣）
工作電壓 3V額定電流電視 3~5mA冷氣 6~9mA
無線射頻傳輸模組
無線射頻傳輸模組包含了發射模組和接收模組做為 PC 無線週邊
裝置發射模組工作電壓22V額定電流45mA接收模組工作電
壓55V額定電流75mA
23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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23
254 1mW 以下 文獻 ldquoResistor emulation approach to low- power energy harvestingrdquo [8]從 RF 收集的能量大約在 100μW電池電壓為 33V 文獻 ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo [9] 收 集 的 能 量 10μW（MEMS）~100μW (Photovoltaic)
計步器
原理是靠步行過程中產生的軀幹上下震動改變了計步器的水平位
置並傳導到計步器內部上下擺振裝置進而啟動計數器的計數功能
於是把移動過程轉換為步數並累計最終結果就呈現在計步器的螢幕上 工作電壓3V額定電流10μA
表 22 常見應用產品的規格 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 36V 100mA 以上
無線電對講機 100mW 以上 45V
50mA（待機）
500mA（接收）
無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA
生醫感測器 3V 數 mA
家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸
模組
1mW-50mW 22V（發射）
55V（接收） 45mA（發射）
75mA（接收）
計步器 1mW 以下 3V 10μA
24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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24
表 23 文獻獵能系統的應用
文獻 獵能源 輸入電壓 輸出電壓 輸出功率 應用
[14] 太陽能 7V 以下 37V 130mW 無線感測
器網路
[2] 太陽能 4V 以下 28V 150mW 無線嵌入
式系統
[13] 熱感式 250mV 22V 14mW 無線傳感
器
[8] RF 05V 33V 125μW 無線傳感
器
[10] 壓電材料 08V~1V 12V 014mW~02mW
感應器
致動器
[15] 壓電材料 338V 5V 18mW RFID 傳
送器
[16] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[17] 壓電材料 數十 V 3V 數十 mW 遠端電源
供應
[18] 壓電材料 16V~55V 48V 200μW~15mW 自主式感
測網路
[19] RF與微波
訊號 013V~065V
42V 23μW~545μW 微功率無
線裝置
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
25
第 3 章 電荷泵發展技術
隨著電子技術的微小化積體電路的蓬勃發展傳統電力轉換器的大體
積和電磁干擾嚴重已漸漸不再適用而電荷泵可以解決以上的缺點應用
面也越來越廣泛電荷泵是一種不包含電感元件的電路其電磁干擾較低
又稱為無電感交換式直流對直流轉換器特色是輸出端電壓為輸入端電壓的
倍數俗稱倍壓器（Voltage Doubler）由於都是使用電容元件轉換效率比
線性調節器高在可攜式電源的設計中佔有很重要的地位 電荷泵的發展技術早在1932年被提出經過了數十年的演進已發展成
各種不同類型的電荷泵每一種都有自己的優缺點和特色以下介紹幾種常
見且典型的電荷泵進而對電荷泵有概略性的了解和認識
31 Cockcroft-Walton 電荷泵
想要將輸出電壓提升超過兩倍可以利用兩個以上的電容以串聯的方式
疊接（cascade）起來這個技術最早是由Cockcroft和Walton於1932年提出的
當 時 是 用 來 產 生 800000V 的 穩 定 電 位 來 研 究 原 子 結 構 圖 31 為
Cockcroft-Walton 的電荷泵電路[20]
圖 31 Cockcroft-Walton 電荷泵[20]
電容 CACBCCC1C2 的值皆為 C電容 CA 連接到供應電源 VDD
當相位為φ 時電容 C1 連接到電容 CA 且充電至 VDD當相位切換到φ 時
電容 C1 連接電容 CB 且和電容 CB 分享電荷兩者電位皆為 VDD2再切換為
26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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26
相位φ 時電容 CB 連接電容 C2 且和電容 C2 分享電荷兩者電位皆為 VDD4
經過數個週期後電壓會達穩態此時五個電容都會有 VDD 的電壓此時輸
出電壓 Vout 為電容 CACBCC 的跨壓則
3out DDV V= （31）
此種方法可以很容易的擴充只是要增加更多的電容然而在實際應用上
Cockcroft-Walton 電荷泵並不適合用在積體電路因為會有太大的離散電容
（stray capacitance）產生此外輸出阻抗會隨著升壓的倍數上升而增加
使得效率變差因此J Dickson 提出一種新的電荷泵來改善此缺失
32 Dickson 電荷泵
J Dickson提出的電荷泵如圖32[21]所示電路包含了兩個相位φ 和φ
時脈的電壓為Vψ二極體的順向偏壓為Vd離散電容為Cs
圖 32 Dickson 電荷泵[21]
首先忽略離散電容 Cs 的影響當相位為φ 時也就是φ 為低電位二極
體 D1 導通第一個電容 C 充電至 Vin- Vd當相位切換為φ 電壓為 Vψ節
點 1 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）此時 D1 逆偏而關閉D2 導通第一顆電容 C對第二顆電容 C 充電節點 2 的電壓為 Vin+（Vψ-Vd）- Vd當相位為φ 時
節點 2 的電壓變成了 Vin+2（Vψ-Vd）經過了 N 個階層後輸出電壓 Vout 為
( )out in d dV V N V V Vφ= + sdot minus minus （32）
若考慮離散電容 Cs 的影響相位電壓 Vψ變成原本的s
CC+C 倍因此輸出電壓
Vout 為
27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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27
( )out in d ds
CV V N V V VC C φ⎛ ⎞= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+⎝ ⎠
（33）
再將負載 RL 考慮進去負載會汲取電流 Iout又因每一階層電容充放電的影
響輸出電壓會產生下降量為 VL
( )out
Ls osc
IV C C f=+ sdot
（34）
其中 fosc 電荷泵的操作頻率因此輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in d ds s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （35）
圖 33 四階層 Dickson 電荷泵[21]
而圖 33 為一個實際的四階層 Dickson 電荷泵[20]N=4原二極體的順向偏
壓 Vd 改成 NMOS 的門檻（threshould）電壓 Vtn其輸出電壓 Vout 為
( ) ( )out
out in tn tns s osc
C IV V N V V VC C C C fφ minus⎛ ⎞
= + sdot sdot minus minus⎜ ⎟+ + sdot⎝ ⎠ （36）
圖 34 電壓變動[20]
而在電壓傳遞的過程中由於相位切換會有電壓的變動如圖 34[20]定義
電壓變動量ΔV 在 Dickson 電荷泵中可表示成
28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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28
( )out
s osc s
C IV VC C f C Cφ minusΔ = sdot+ sdot + （37）
再定義電壓泵增益（Voltage Pumping Gain）Gv代表每一階層的增加的電壓
1v N NG V V minus= minus （38）
在 Dickson 電荷泵中可表示成
v tnG V V= Δ minus （39）在升壓的狀況下
( ) 0tnvG V VΔ minus gt （310）
當供應的電壓減少時Vψ也會減少則ΔV 也減少於是 Gv 跟著減少也就
是說Dickson 電荷泵在低壓的情況下較不適合
33 Wu 電荷泵 Wu 電荷泵是由 JWu 於 1998 年提出的[22]利用動態開關來增加電壓泵
增益 Gv基本的觀念是用 MOS 開關取代二極體使開關有明確的切換用以
控制電荷流動並可以消除二極體因為順向偏壓所造成的壓降如圖 35[20]所示為 Wu 電荷泵稱之為 NCP-1（The New Charge Pump）
圖 35 Wu 電荷泵（NCP-1）[20]
若是忽略電荷轉換開關（Charge Transfer Switches CTS） s1M ~ s5M 其
電路操作和 Dickson 是一樣的CTS 的概念是使用節點上的高電壓來控制前
一階的 CTS當開關可以在設定時間內做切換時電荷僅會遵循同一個方向
傳遞而當 CTS 在正常操作下不會因為門檻電壓造成壓降即每一階的輸
入高端電壓會等於後一階的輸出低電壓如圖 36[20]所示
29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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29
圖 36 CTS 電壓變動[20]
而電壓泵增益 Gv 為
2 1vG V V= minus （311）
由式（311）和式（39）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較好
的電壓泵增益 Gv因為少了 Vtn 的影響
在圖 35[20]中當相位為φ 時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3 的
電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV s2M 的閘極（gate）到源極（source）的
電壓差為 2ΔV s2M 要導通的條件是
2 tnV VΔ gt （312）
由式（312）和式（310）相比可知 Wu 電荷泵比 Dickson 電荷泵擁有較多
的ΔV 的選擇輸入電壓也可較小故更適合用在低電壓的操作
然而這個電路在相位切換時會有反相漏電荷當相位時脈φ 為低電位
時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節點 1 多出 2ΔV s2M 的閘極
到源極的電壓差為 2ΔV s2M 要關閉的條件是
2 tnV VΔ lt （313）
因為式（312）在開關導通時成立但式（313）和式（312）矛盾因此 s2M會發生不完全關閉的狀態節點 2 和節點 1 會有電荷分享的情形出現於是
電路的設計上會受到反向漏電荷的影響使得電路的效率降低因此 JWu又提出了一種新的改良電荷泵稱做 NCP-2（The New Charge Pump）
30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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30
圖 37 Wu 電荷泵（NCP-2）[22]
如圖 37[22]所 示 為 改 良 電 荷 泵 NCP-2 是原本的 NCP-1 加上
N1M ~ N4M P1M ~ P4M 用來推動 s1M ~ s4M 提供動態控制的能力可以使
開關有完全的關閉狀態 當 1φ 為高電位 2φ 為低電位時節點 1 和節點 2 的電壓相等節點 3
的電壓則比節點 1節點 2 多出 2ΔV此時 N2M 關閉 P2M 導通導通條件
為
2 thpV VΔ gt （314）
S2M 的閘極到源極的電壓差為 2ΔV此時 S2M 要導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （315）
當 1φ 為低電位 2φ 為高電位時節點 2 和節點 3 的電壓相等而且電壓比節
點 1 多出 2ΔV此時 P2M 關閉 N2M 導通導通條件為
2 thnV VΔ gt （316）
而 N2M 導通使得 P2M 的閘極到源極的電壓差為 0此時 S2M 關閉比較兩
個相位可知式（315）和式（316）可以同時滿足因此不會出現反向
漏電荷也不會有開關不完全關閉的狀態
31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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31
34 Makowski 電荷泵
M S Makowski 於 1997 提出的電荷泵[23]如圖 38[24]所示主要特色為
利用較少的元件達到最大倍數的輸出電壓和輸入電壓比
圖 38 Makowski 電荷泵[24]
相位 1φ 和 2φ 的時脈波形相差180deg相位只用做控制開關的導通不影 響電容充放電的電壓當 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時輸入電壓 Vin 對第一 顆電容 C 充電使節點 A 的電壓充至 Vin而當 1φ 為低電位而 2φ 為高電位時 節點 A 的電壓變成 2Vin對第二顆電容 C 充電此時節點 B 的電壓為 2Vin
再切換回 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時節點 B 的電壓為第一顆電容 C 的跨 壓加上第二顆電容 C 的跨壓等於 3Vin相位再度切換為 1φ 為低電位而 2φ 為 高電位時節點 C 的電壓為第一顆電容 C 的跨壓加上第二顆電壓 C 的跨壓加 上第三顆電容的跨壓等於 8Vin再度切換為 1φ 為高電位而 2φ 為低電位時 Vout 的電壓為第一顆電容 C 到第四顆電容 C 的跨壓等於 21Vin
可發現 Makowski 電荷泵呈現斐波那契（Fibonacci）數列的情形斐波 那契數列為
0 1 1F F= =
2 1 NN NF F F+ += + （317）
可以看出 Makowski 電荷泵的倍數增加相當快但是當倍數高速成長便無 法精準的控制想要的電壓值而且電壓越高也代表開關的控制不易因此必 須注意開關訊號的驅動
32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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32
35 Kormann 電荷泵 BKormann於2000年提出的推挽式電荷泵[25]如圖39[26]所示主要特色
為改善輸出電壓的波動現象如圖310[26]所示
圖 39 Kormann 電荷泵[26]
圖 310 改善之輸出波形（A）單級倍壓器 （B）推挽式倍壓器[26]
33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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33
推挽式倍壓器的兩組電荷泵相位相差180deg當第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）對電容 CF1 充電時第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）的電容 CF2
放電至輸出電容 COUT而當第二組電荷泵（CHARGE PUMP 2）對電容 CF2
充電時第一組電荷泵（CHARGE PUMP 1）的電容 CF1 放電至輸出電容 COUT
所以無論在哪個相位輸出電容 COUT 都有一組電荷泵在對它充電可以使波
動情形減少另外 BKormann 也提出了不同倍數的電荷泵
圖 311 Kormann 3 倍壓電荷泵[26]
圖 311[26]為 Kormann 的 3 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S2
S3S5S6 導通電容 CF1 和 CF2 同時充電至 VIN當相位時脈為φ 時開關
S1S4S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成串聯狀態而對輸出電容 COUT 放電故
輸出電壓 VOUT 為
3 INOUTV V= sdot （318）
圖 312 Kormann 15 倍壓電荷泵[26]
34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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34
圖 312[26]為 Kormann 的 15 倍壓電荷泵當相位時脈為φ 時開關 S3S4S5 導通電容 CF1 和 CF2 串聯分別充電到 05VIN當相位時脈為φ 時
開關 S1S2S6S7 導通電容 CF1 和 CF2 變成並聯狀態而對輸出電容 COUT
放電故輸出電壓 VOUT 為
15 INOUTV V= sdot （319）
所以只要利用電容的串聯或並聯就可以使輸出電壓達到想要的倍數而且
不僅限於整數倍
35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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35
第 4 章 電路分析與設計
41 電路理論與設計方法
本文的升壓型電荷泵轉換電路可分成三個部分第一個部分係因獵能源
為變動電源需構建交流對直流轉換器由輸入電壓源串接二極體橋式整流
器第二部分為電荷泵式直流對直流轉換器將電壓提升至兩倍第三部分
是儲能元件將能量儲存以提供負載使用此獵能裝置之升壓型電荷泵轉換
電路如圖 41 所示
Vi Cp
Q3
Q4
Q2
Q1
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
Vs
二極體橋式整流器 電荷泵式直流對直流轉換器 儲能元件
圖 41 升壓型電荷泵轉換電路架構
411 二極體橋式整流器
交流對直流轉換器使用二極體橋式整流器由四個二極體組成輸出端
會呈現週期性的脈動直流以漣波電壓的型式出現因此必須加入濾波電容 以得到平穩的直流電壓濾波電容儲存的電荷 Qp 和漣波電壓波峰和波谷的電
壓差ΔVp 成正比即
p p pQ C V= sdotΔ （41）
36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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36
且
p p pQ i T= sdot （42）
於是可得
p pp
p
i TC
Vsdot
=Δ
（43）
其中 ip 為輸出端電流Tp 為漣波電壓週期於是可根據上式（43）來選用適
合的電容值
而實際的二極體在導通時會有壓降 Vd當輸入電壓 Vi 經過二極體橋式 整流器後得到的電壓 Vs 會有兩倍的壓降 2Vd 故
2s i dV V V= minus （44）
412 電荷泵式直流對直流轉換器 電荷泵式直流對直流轉換器由四個電晶體開關充電電容 Cs 及輸出電容
Co 組成可將圖 41 的電荷泵式直流對直流轉換器部分簡化成下圖 43而
電壓的轉換動作主要透過週期性的切換開關使電容充放電達到升壓的功能
電荷泵直流對直流轉換電路的穩態數學分析可由幾個方法組成分別是
克西和夫電壓定律（Kirchoffs Voltage Law）克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）和電荷平衡分析（Charge Balance Analysis） 詳細可參考 C C Wang [27]W H Ki [28]及 A Saiz-Vela [29]等人的文獻歸納以上幾個方法
可以得到一個定律相似於克西和夫電流定律（Kirchoffs Current Law）稱
做克西和夫電荷定律（Kirchoffs Charge Law KQL）
在電路系統中電荷轉移的任何瞬時離開某個節點的電荷總數等於零
V2
V3
V1+
+
+
-
-
-
C1
C2
C3
節點a
圖 42 克西和夫電荷定律
37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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37
如圖 42 所示電容 C1C2C3 連接到節點 a假設時間為 t 時對應
的電容電壓為 ( )1V tminus ( )2V tminus ( )3V tminus 當電荷轉移完成時電容電壓為 ( )1V t+ ( )2V t+ ( )3V t+ 根據克西和夫電荷定律即
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 2 3 3 1 1 2 2 3 3C V t C V t C V t C V t C V t C V tsdot minus + sdot minus + sdot minus = sdot + + sdot + + sdot +
（45）
而一個簡單的表示法為初始電荷等於最終電荷
C1 C2 C3+V-
C1 C2 C3+
V1
-
+V2
-
+V3
-
圖 43 電荷轉移後重新分配
如圖 43 所示當電荷轉移後重新分配可以下式（46）表示
( )1 1 2 2 3 3 1 2 3C V C V C V C C C Vsdot + sdot + sdot = + + sdot （46）
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Vo Vo
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
io io
圖 44 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作 （a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通
以下說明電荷泵式直流對直流轉換器的輸出電壓 Vo 和輸入電壓 Vs 之間
的關係從理想狀態的分析到非理想狀態的分析中得到各元件的參數（電
容值切換週期輸出電流及電晶體開關的內阻等）對輸出電壓 Vo 的影響
38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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38
首先考慮理想狀態如圖 44 所示電路動作敘述如下
當時脈相位為φ 時電晶體開關 Q2 和 Q4 導通於是電壓 Vs 對電容 Cs 充電
到 Vs 值當時脈相位為 φ 時電晶體開關 Q1 和 Q3 導通儲存在電容 Cs 上
的電荷會有部分流到輸出電容 Co 上當時脈相位切換回φ 時電壓 Vs 對電容
Cs 再充電到 Vs 值當時脈相位再度切換為 φ 電容 Cs 又有部分電荷流到輸
出電容 Co 上但本來的輸出電容 Co 就存在電荷於是電荷就在輸出電容 Co
中累積最後充電至 2Vs於是由時脈相位的切換中可將輸入電壓和輸出
電壓表示成[20]
( )o s s s sV V C V Cminus sdot = sdot （47）
或
2o sV V= （48）
Vo
Vo1
Vo2
Vo3
Q2Q4導通Phase Φ
T2 T t0 3T2
Q2Q4導通Phase Φ
Q1Q3導通Phase Φ
圖 45 電荷泵式直流對直流轉換器穩態輸出電壓波形
考慮非理想狀態如圖 45 所示當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈
相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( )3 1 1s s o s s oo o oC V C V C V V C Vsdot + sdot = minus + sdot （49）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2os oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （410）
其中 io 為輸出電壓T 為電晶體開關的切換週期當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV下降到 3oV ）輸出電容 Co 放電電容 Co 再度充電到此時
39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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39
( )2 3 2o oo oTC V V isdot minus = sdot （411）
聯立式（49）式（410）式（411）可解得
( )1
2
3
( ) 2 2 2
( ) 2 = ~2
3( ) 2 = ~2 2
o oo so
s s o
oo so
s
o oo so
s o
i T i T TV t V V tC C Ci T TV t V V t TC
i T i T TV t V V t TC C
sdot sdot⎧= = minus + =⎪ +⎪
⎪ sdot⎪ = = minus⎨⎪⎪ sdot sdot
= = minus minus⎪⎪⎩
（412）
將圖45中時間3 = ~
2 2T Tt 的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓Vo均
值 oV
( )1 2 2 31 2
2 2 2 8 8o o o o o o o
o ss s o o
V V V V i T i T i TV VC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（413） 將漣波電壓（ripple voltage）的情況考慮進去定義漣波電壓
2r s oV V VΔ = minus 則
( )2
8 8o o
o o or s o
s s
i T i T i TV V VC C C Csdot sdot sdot
Δ = minus = minus ++
（414）
令
o sC xC= （415）
其中 x 為常數代入式（414）可得
( )1 1 1
8 8r
o s s s s
Vi T C C xC xCΔ
= minus +sdot +
( ) ( )21 1 1 1 8 8 11
8 1 8 8 1s s
x xC x x C x x
⎡ ⎤⎛ ⎞ + += minus + = ⎢ ⎥⎜ ⎟⎜ ⎟+ +⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦
（416）
所以
( )21 8 8 1
8 1r
o s
V x xi T C x x
⎡ ⎤Δ + += ⎢ ⎥
sdot +⎢ ⎥⎣ ⎦ （417）
又令
( )1to s o s s sC C C C xC C x= + = + = + （418）
並代入式（416）可得 28 8 18
r
o to
V x xi T x CΔ + +
=sdot sdot
（419）
40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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40
則 28 8 1
8to
r
o
C x xV x
i T
+ +=
Δsdot
（420）
令28 8 1
8x xA
x+ +
= 計算 toC 的最佳值即 0dAdx
=
則
11 0 28xminus =
（421）
由式（421）得出18
x = 並代入式（417）得
12612os
r
i TCVsdot
= sdotΔ
（422）
根據所需要的漣波電壓 ΔVr 流 io 換週期 T 設計電容 Cs 輸出電容 oC 的值
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Cs
Q3
Q4
Q2
Q1
Co
Vs
Rds
Rds
Rds
Rds
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Phase Φ
Vo Voio io
圖 46 電荷泵式直流對直流轉換器電路動作-考慮電晶體開關的內阻
（a）Q2Q4 導通 （b） Q1Q3 導通 考慮電晶體開關的內阻
當電晶體開關的汲極（drain）和源極導通時會有內阻 Rds 假設電晶體
開關的責任週期是50 在一個週期 T 轉移到輸出端的電荷為
o oQ i T= sdot （423）
當時間為2T
時輸出端的電荷是由電容 Cs 轉移的此時 Q1Q3 導通
41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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41
13 2o qTQ i= sdot （424）
其中 iq13 是流經 Q1Q3 的平均電流由式（423）式（424）可得
13 2 oqi i= （425）
因此流經Q2Q4的平均電流也是
24 2 oqi i= （426）
可知每個電晶體開關的汲極和源極的電壓差為
2q o dsV i RΔ = sdot （427）
再根據圖 46改寫式（49）式（410）式（411）如下 當時脈相位φ 結束（ 3o oV V= ）到時脈相位 φ 開始的瞬間（ 1o oV V= ）此時
( ) ( )3 1 12 2s s q o s q s oo o oC V V C V C V V V C Vsdot sdot sdot sdotminus Δ + = Δ + minus + （428）
當時脈相位為 φ 時（ oV 從 1oV 下降到 2oV ）此時
( ) ( )1 2 2s o oo oTC C V V i+ sdot minus = sdot （429）
當時脈相位為φ 時（ oV 從 2oV 下降到 3oV ）此時
( )( )2 3 2s o oo oTC C V V i+ minus = sdot （430）
同理聯立式（428）式（429）式（430）並將圖 45 中時間3 = ~
2 2T Tt
的梯形面積取平均值可以得到輸出電壓 Vo 的平均值 oV
( )
1 2 2 31 2 82 2 2 8 8
o o o o o o oo s o ds
s s o o
V V V V i T i T i TV V i RC C C C
+ + sdot sdot sdot⎛ ⎞= + = minus + minus minus sdot⎜ ⎟ +⎝ ⎠
（431） 將式（44）代入（431）可得
( ) ( )2 2 8
8 8o o
o o oo i od ds
s s
i T i T i TV V V i RC C C Csdot sdot sdot
= minus minus + minus minus sdot+
（432）
由上式（432）得知輸出電壓平均值 oV 和輸入電壓 Vi 的關係受到二極體導通
壓降 Vd輸出電流 io電晶體開關切換週期 T電容 Cs輸出電容 Co 和電晶
體開關的內阻 Rds 的影響會有些許的壓降
42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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42
42 設計範例
在此說明幾個設計範例如表 41~表 44 所示範例 1 和範例 2 為整個獵能
系統的設計輸入電壓分別是 Vi=4V 及 Vi=3V 的情況而範例 3 和範例 4 為
輸入為低電壓也就是輸入電壓小於 12V分別是 Vs=09V 及 Vs=05V 的情
況此時獵能源無法經由二極體橋式整流器要直接輸入到電荷泵式直流對
直流轉換器來進行升壓轉換
範例1 給定值輸入電壓Vi=4V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=004V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0028V
表41 規格設計步驟（輸入電壓 4ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=004V
fP=1KHz
500μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0028V
Cs=9μF Co=32μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=4V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=9μF Co=32μF
Rds=2Ω
541VoV =
43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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43
範例2
給定值輸入電壓Vi=3V輸入電流ii=20mA二極體導通壓降Vd=06V 電晶體開關切換頻率fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形二極體橋式整流器輸出端電流ip=20mA由 式（425）式（426）可知輸出電流io為輸入電流ip的一半故輸出電流 io=10mA漣波電壓波峰和波谷的電壓差ΔVp為輸入電壓Vi的1所以 ΔVp=003V漣波電壓頻率fP=1KHz輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs的 1所以ΔVr=0018V
表42 規格設計步驟（輸入電壓 3ViV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸入規格代入式（43）ip=20mA
ΔVp=003V
fP=1KHz 667μFpC =
2 將輸出規格代入式（422）和式（415）
fs=50KHz
ip=20mA
ΔVr=0018V
Cs=14μF Co=5μF
3
將步驟 1步驟 2 得到的
設計值給定值及假設值
代入式（432）求得輸出
電壓平均值 oV
Vi=3V
Vd=06V
fs=50KHz
io=10mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
342VoV =
44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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44
範例3（低壓的情況 09VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=09V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=9mV
表43 規格設計步驟（輸入電壓 09VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=9mV
Cs=14μF Co=5μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=09V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=14μF Co=5μF
Rds=2Ω
171oV V=
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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65
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
45
範例4（低壓的情況 05VsV = ）
給定值輸入電壓Vs=05V輸入電流ip=10mA電晶體開關切換頻率 fs=50KHz電晶體開關的內阻Rds=2Ω 假設值不計電流損失的情形由式（425）式（426）可知輸出電流io為 輸入電流ip的一半故輸出電流io=5mA輸出端允許之漣波電壓ΔVr為電壓Vs
的1所以ΔVr=5mV 表44 規格設計步驟（輸入電壓 05VsV = ）
步驟 說明 規格 設計值
1 將輸出規格代入式（422）
和式（415）
fs=50KHz
io=5mA
ΔVr=5mV
Cs=25μF Co=9μF
2
將步驟1步驟2得到的設
計值給定值及假設值代
入式（431）求得輸出電
壓平均值 oV
Vs=05V
fs=50KHz
io=5mA
Cs=25μF Co=8μF
Rds=2Ω
092oV V=
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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[14] J Leong X Jiang and D Culler ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo in Proceedings of the 5th International Conference on Networked Sensing System pp 181-188 2008 [15] J Kymissis C Kendall J Paradiso and N Gershenfeld ldquoParasitic Power
Harvesting in Shoesrdquo Proceeding of the Second IEEE International Conference on Wearable Computing pp 132-139 1998
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piezoelectric energy harvestingrdquo Journal of Sound and Vibration Vol55 No3-5 pp 991-1001 2004
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for Sensorless Power Optimization of Piezoelectric Energy Harvesterrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 22 pp 2018-2025 2007
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papers on analog circuits 2002
65
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operationrdquo IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol 33 pp 592-597 1998 [23] M S Makowski ldquoRealizability conditions and bounds on synthesis of switched-capacitor DC-DC voltage multiplier circuitsrdquo IEEE Transactions on Circuits and Systems I Fundamental Theory and Applications Vol 44
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converter with TPS60100 charge pumprdquo Journal of Analog Applications Texas Instruments Literature No SLYT015 pp 15-18 2000
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circuitsrdquo IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol 32 pp 852-860 1997 [28] W H Ki F Su and C Y Tsui ldquoCharge redistr ibution loss consideration in optimal charge pump designrdquo in proceedings of the IEEE
International Symposium of Circuits and Systems Vol 2 pp 1895-1898 2005 [29] A Saiz-Vela P Miribel-Catala J Colomer M Puig-Vidal and J Samitier ldquoAccurate design of Two-Phase Voltage Doublers based on a compact mathematical modelrdquo in proceedings of the IEEE International Symposium of
Circuits and Systems pp 213-216 2007
46
第 5 章 硬體電路實現
本章敘述獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的硬體實現電路設計完成
後先以電路模擬軟體 PowerSIM 模擬在麵包版上進行電路實驗與模擬
的結果做比較再利用 Protel 99SE 規劃電路圖和 PCB圖 58 為規劃之電路 圖圖 59 為 PCB實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路如圖 510 所示
51 元件選用
二極體橋式整流器
二極體橋式整流器需用到四個二極體在此硬體電路中使用圓形橋式
整流器型號是 PB155M
電容CpCsCo 根據第 42 節的設計範例所敘述電荷泵式直流對直流轉換器所需要決
定的電容為 CpCsCo決定的步驟也如表 41~表 44 所示實驗的輸入電
壓源為 DC 直流電源和手搖式發電機DC 直流電源為穩定的電壓源無漣波
成分做為實驗的驗證之用而手搖式發電機為不穩定的電壓源輸入電壓
Vi範圍約為 0V~ 4V漣波電壓頻率 fp=1KHz
給定的目標為低功率的獵能裝置希望得到的輸出功率範圍為數 mW 到
數十 mW輸出端的最大範圍為輸出電壓 Vo = 55V輸出電流 io= 10mA
將此規格當作最大值來設計得到 Cp=500μFCs =9μFCo =32μF
儲能元件
儲能元件選用的是超級電容電容值是 01F最大操作電壓為 55V型
號是 Panasonic-SD series
電晶體開關
當電晶體開關的汲極和源極導通時會有內阻 Rds產生由式（432）可知
內阻 Rds會影響輸出電壓使電壓降低故電晶體開關要選用較小的 Rds才
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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65
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
47
能減少電壓的下降使用的是 N 型金氧半場效電晶體（N-MOSFET）內阻
Rds=2Ω其型號是 PHILIPS-2N7002
52 閘極驅動方法
電晶體開關的閘極和源極間的電壓差 VGS 要大於門檻電壓 VGS（th）才會導
通選用兩顆高低端 MOSFET Drive IC 來完成四個電晶體開關的閘極驅動
其型號是 International Rectifier-IR2111PbF
IR2111 是一顆 MOSFET 和 IGBT 的驅動器具有高端和低端的兩組輸
出通常應用半橋（half-bridge）電路其輸出驅動特色為有一個高脈衝電流
緩衝級用來減少導通狀態重疊（cross-conduction）而減少導通狀態重疊 會產生停滯時間（dead-time）停滯時間是用來避免兩電晶體開關同時導通
兩組輸出適合用來驅動 N 型的 power MOSFET 或 IGBT高端的電壓最大可
以操作在 600V其腳位如圖 51 所示腳位說明如表 51 所示圖 52 為輸
入和輸出時序圖高端和輸入腳位 IN 相位相同低端則為相反
圖 51 IR2111 腳位
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
參考文獻 [1] M J Guan and W H Liao ldquoOn the efficiencies of piezoelectric energy
harvesting circuits towards storage device voltagesrdquo Smart Materials and Structures Vol 16 pp 498-505 2007
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64
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65
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
48
表 51 IR2111 腳位敘述 腳位 敘述
IN Logic input for high side and low side gate drive outputs（HO amp LO） in phase with HO
BV High side floating supply HO high side gate drive output
SV high side floating supply return Vcc Low side and logic fixed supply LO Low side gate drive output COM Low side return
圖 52 輸入和輸出時序
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
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64
[10] H A Sodano G Park D J Leo and D J Inman ldquoUse of piezoelectric energy harvesting devices for charging batteriesrdquo Proceedings of SPIE Vol 5050
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for Sensorless Power Optimization of Piezoelectric Energy Harvesterrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 22 pp 2018-2025 2007
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Low-Power RF Energy Harvestingrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 23 pp 1494-1501 2008
[20] L Pylarinos ldquoCharge pumps an overviewrdquo University of Toronto Tutorial
papers on analog circuits 2002
65
[21] J F Dickson ldquoOn-chip High-Voltage Generation in NMOS Integrated Circuits Using an Improved Voltage Multiplier Techniquerdquo IEEE Journal of Solid-State
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
49
53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換
電路
如下圖 53 所示為一個包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路電路 架構包含二極體橋式整流器（Bridge1Cp）電荷泵式直流對直流轉換器
（Q1~Q4CsCo）儲能元件（Cst）及驅動方法（IR2111）
Vi Cp
IR2111
D1
U1
Q3
Q4
Q2
Q1C3
D2
C4
IR2111
C1 01uF
C2 01uF
Vcc2
Vcc1
IR2111
Cs Co Cst
Vo
Bridge1
500uF
Vee2
01uF
01uF
9uF 32uF 01F55V
PWM_in
Vs
Vee1
1
2
3
4 5
6
7
8
1
2
U2
3
4
8
5
6
7
圖 53 包含驅動方法之升壓型電荷泵轉換電路
54 電路模擬
硬體電路設計完成後首先使用電路模擬軟體 PowerSIM 來模擬結果 圖 54 為 PowerSIM 模擬之電路圖參數設定使用的設計值也如圖所示其
中輸入電壓使用直流電源模擬和手搖發電機模擬
圖 54 PowerSIM 模擬圖
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
50
圖 55 是輸入電壓 Vi=4V 的結果電壓 Vs=279V輸出電壓 Vo=558V
圖 55 輸入電壓 Vi=4V 的模擬結果
圖 56 為電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關 Q4 的
汲極電壓當電晶體開關 Q2Q4 導通時下板電壓會因為接地而為零在
電晶體開關 Q1Q3 導通時電壓 Vs等於下板電壓 電容 Cs的上板電壓也是電晶體開關 Q2 的汲極電壓當電晶體開關 Q2
Q4 導通時電壓 Vs對電容 Cs 充電上板電壓為 Vs當電晶體開關 Q1Q3導通時電壓 Vs等於下板電壓會使上板電壓同時增加電壓 Vs加上板電壓
本來就存在電壓 Vs故此時上板電壓為 2Vs 故可由圖看出電容 Cs 下板電壓為 0rarrVs而電容 Cs 上板電壓為 Vsrarr2Vs
圖 56 電容 Cs充電情形
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
參考文獻 [1] M J Guan and W H Liao ldquoOn the efficiencies of piezoelectric energy
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64
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65
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converter with TPS60100 charge pumprdquo Journal of Analog Applications Texas Instruments Literature No SLYT015 pp 15-18 2000
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
51
圖 57 為手搖式發電機的模擬結果其中輸入電壓 Vi 為 2V~4V 的弦波
頻率為 1KHz
圖 57 手搖式發電機的模擬結果
55 電路圖的規劃
模擬完成後進行實際的電路實作下圖 58 為使用 Protel 99SE 規劃之
電路圖圖 59 為規劃之 PCB 圖圖 510 為實體的獵能裝置之升壓型電荷泵
轉換電路長寬的尺寸為 32mmtimes32mm
圖 58 Protel 99SE 規畫之電路圖
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
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4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
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電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
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轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
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電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
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轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
參考文獻 [1] M J Guan and W H Liao ldquoOn the efficiencies of piezoelectric energy
harvesting circuits towards storage device voltagesrdquo Smart Materials and Structures Vol 16 pp 498-505 2007
[2] V Raghunathan A Kansal J Hsu J Friedman and M Srivastava ldquoDesign
considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo in Proceedings of the Fourth International Symposium on Information Processing in Sensor Networks pp 457ndash462 2005
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Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 18 pp 696-703 2003
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pp 1493-1498 2006 [8] T S Paing and R Zane ldquoResistor Emulation Approach to Low-Power Energy Harvestingrdquo in Proceedings of 37th IEEE Power Electronics Specialists
Conference pp 331 ndash 337 2006
[9] E Cantatore and M Ouwerkerk ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo Journal of Microelectronics Vol37 pp 1584-1590 2006
64
[10] H A Sodano G Park D J Leo and D J Inman ldquoUse of piezoelectric energy harvesting devices for charging batteriesrdquo Proceedings of SPIE Vol 5050
pp 101-108 2003
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[14] J Leong X Jiang and D Culler ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo in Proceedings of the 5th International Conference on Networked Sensing System pp 181-188 2008 [15] J Kymissis C Kendall J Paradiso and N Gershenfeld ldquoParasitic Power
Harvesting in Shoesrdquo Proceeding of the Second IEEE International Conference on Wearable Computing pp 132-139 1998
[16] G A Lesieutre G K Ottman and H F Hofmann ldquoDamping as a result of
piezoelectric energy harvestingrdquo Journal of Sound and Vibration Vol55 No3-5 pp 991-1001 2004
[17] G K Ottman H F Hofmann A C Bhatt and G A Lesieutre ldquoAdaptive piezoelectric energy harvesting circuit for wireless remote power supplyrdquo IEEE
Transactions on Power Electronics Vol 17 pp 669-676 2002 [18] E Lefeuvre D Audigier C Richard and D Guyomar ldquoBuck-Boost Converter
for Sensorless Power Optimization of Piezoelectric Energy Harvesterrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 22 pp 2018-2025 2007
[19] T Paing J Shin R Zane and Z Popovic ldquoResistor Emulation Approach to
Low-Power RF Energy Harvestingrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 23 pp 1494-1501 2008
[20] L Pylarinos ldquoCharge pumps an overviewrdquo University of Toronto Tutorial
papers on analog circuits 2002
65
[21] J F Dickson ldquoOn-chip High-Voltage Generation in NMOS Integrated Circuits Using an Improved Voltage Multiplier Techniquerdquo IEEE Journal of Solid-State
Circuits Vol 11 No 6 pp 374-378 1976 [22] J T Wu and K L Chang ldquoMOS charge pumps for low-voltage
operationrdquo IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol 33 pp 592-597 1998 [23] M S Makowski ldquoRealizability conditions and bounds on synthesis of switched-capacitor DC-DC voltage multiplier circuitsrdquo IEEE Transactions on Circuits and Systems I Fundamental Theory and Applications Vol 44
pp 684-691 1997 [24] J A Starzyk Y W Jan and F Qui ldquoA DC-DC charge pump design based on voltage doublersrdquo IEEE Transactions on Circuits and Systems I
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converter with TPS60100 charge pumprdquo Journal of Analog Applications Texas Instruments Literature No SLYT015 pp 15-18 2000
[26] B Kormann and J Pelfrey ldquoHigh-efficiency regulated charge pumps for high-current applicationsrdquo Texas Instruments Power Supply Design Seminars
2001 [27] C C Wang and J C Wu ldquoEfficiency improvement in charge pump
circuitsrdquo IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol 32 pp 852-860 1997 [28] W H Ki F Su and C Y Tsui ldquoCharge redistr ibution loss consideration in optimal charge pump designrdquo in proceedings of the IEEE
International Symposium of Circuits and Systems Vol 2 pp 1895-1898 2005 [29] A Saiz-Vela P Miribel-Catala J Colomer M Puig-Vidal and J Samitier ldquoAccurate design of Two-Phase Voltage Doublers based on a compact mathematical modelrdquo in proceedings of the IEEE International Symposium of
Circuits and Systems pp 213-216 2007
52
圖 59 Protel 99SE 規畫之 PCB 圖
圖 510 實體的獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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65
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converter with TPS60100 charge pumprdquo Journal of Analog Applications Texas Instruments Literature No SLYT015 pp 15-18 2000
[26] B Kormann and J Pelfrey ldquoHigh-efficiency regulated charge pumps for high-current applicationsrdquo Texas Instruments Power Supply Design Seminars
2001 [27] C C Wang and J C Wu ldquoEfficiency improvement in charge pump
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International Symposium of Circuits and Systems Vol 2 pp 1895-1898 2005 [29] A Saiz-Vela P Miribel-Catala J Colomer M Puig-Vidal and J Samitier ldquoAccurate design of Two-Phase Voltage Doublers based on a compact mathematical modelrdquo in proceedings of the IEEE International Symposium of
Circuits and Systems pp 213-216 2007
53
56 實驗量測結果
561 閘極驅動量測 將方波訊號輸入 IR2111 會產生兩組高低端的訊號分別是 HO 和 LO
可以用來驅動兩顆電晶體開關的閘極而此電路結構有四顆電晶體開關 Q1Q2Q3Q4故要使用兩顆 IR2111 來驅動四組閘極圖 511 為四組閘極的
驅動波形由上而下分別顯示電晶體開關 Q1~Q4 的閘極到源極間的電壓差
且 Q1Q3 同相位Q2Q4 同相位
0 1000
10
20
Q1閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q2閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
Q3閘
極電
壓(V)
0 1000
10
20
time(μs)
Q4閘極電壓(V
)
圖 511 四組閘極的驅動波形
圖 512 所示為兩相位的閘極電壓放大可以看到停滯時間和導通時間的
關係在半個週期（10μs）裡導通時間約為 94μs停滯時間約為 06μs故電路不會發生導通狀態重疊的情形也就是不會發生不同相位的電晶體開
關同時導通確保電路正常運作
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
12
time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
5
10
15
time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
2
3
4
5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
參考文獻 [1] M J Guan and W H Liao ldquoOn the efficiencies of piezoelectric energy
harvesting circuits towards storage device voltagesrdquo Smart Materials and Structures Vol 16 pp 498-505 2007
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64
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65
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operationrdquo IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol 33 pp 592-597 1998 [23] M S Makowski ldquoRealizability conditions and bounds on synthesis of switched-capacitor DC-DC voltage multiplier circuitsrdquo IEEE Transactions on Circuits and Systems I Fundamental Theory and Applications Vol 44
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International Symposium of Circuits and Systems Vol 2 pp 1895-1898 2005 [29] A Saiz-Vela P Miribel-Catala J Colomer M Puig-Vidal and J Samitier ldquoAccurate design of Two-Phase Voltage Doublers based on a compact mathematical modelrdquo in proceedings of the IEEE International Symposium of
Circuits and Systems pp 213-216 2007
54
92 2212 16 20-2
0
2
4
6
8
10
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time(μs)Q1
Q3閘
極電
壓(V)
92 12 16 20 22-5
0
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time(μs)
Q2
Q4閘
極電
壓(V)
停滯時間(dead-time)=06μs
導通時間=94μs
圖 512 停滯時間與導通時間波形
562 電壓轉換量測
圖 513 為電容電容 Cs充電情形電容 Cs的下板電壓也是電晶體開關
Q4 的汲極電壓下板電壓為 0rarrVs間跳動 電容Cs的上板電壓也是電晶體開關Q2的汲極電壓上板電壓為Vsrarr2Vs
間跳動
0 020
1
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3
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5
6
time(ms)
電壓
(V)
Cs上板電壓
Cs下板電壓
圖 513 電容 sC 充電情形
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
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2
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3
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4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
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2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
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轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
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電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
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轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
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5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
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電壓
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電壓
(V)
電壓
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Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
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圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
參考文獻 [1] M J Guan and W H Liao ldquoOn the efficiencies of piezoelectric energy
harvesting circuits towards storage device voltagesrdquo Smart Materials and Structures Vol 16 pp 498-505 2007
[2] V Raghunathan A Kansal J Hsu J Friedman and M Srivastava ldquoDesign
considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo in Proceedings of the Fourth International Symposium on Information Processing in Sensor Networks pp 457ndash462 2005
[3] httptwwwwmonlinecomviewtopicphpt=3050 [4] httpdbnetncledutwsawebreadaspreadtype=champdocsn=2008023487 [5] httpwwwperpetuumcoukhomephppage_id=11 [6] G K Ottman H F Hofinann and G A Lesieutre ldquoOptimized Piezoelectric
Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 18 pp 696-703 2003
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pp 1493-1498 2006 [8] T S Paing and R Zane ldquoResistor Emulation Approach to Low-Power Energy Harvestingrdquo in Proceedings of 37th IEEE Power Electronics Specialists
Conference pp 331 ndash 337 2006
[9] E Cantatore and M Ouwerkerk ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo Journal of Microelectronics Vol37 pp 1584-1590 2006
64
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Harvesting in Shoesrdquo Proceeding of the Second IEEE International Conference on Wearable Computing pp 132-139 1998
[16] G A Lesieutre G K Ottman and H F Hofmann ldquoDamping as a result of
piezoelectric energy harvestingrdquo Journal of Sound and Vibration Vol55 No3-5 pp 991-1001 2004
[17] G K Ottman H F Hofmann A C Bhatt and G A Lesieutre ldquoAdaptive piezoelectric energy harvesting circuit for wireless remote power supplyrdquo IEEE
Transactions on Power Electronics Vol 17 pp 669-676 2002 [18] E Lefeuvre D Audigier C Richard and D Guyomar ldquoBuck-Boost Converter
for Sensorless Power Optimization of Piezoelectric Energy Harvesterrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 22 pp 2018-2025 2007
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Low-Power RF Energy Harvestingrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 23 pp 1494-1501 2008
[20] L Pylarinos ldquoCharge pumps an overviewrdquo University of Toronto Tutorial
papers on analog circuits 2002
65
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converter with TPS60100 charge pumprdquo Journal of Analog Applications Texas Instruments Literature No SLYT015 pp 15-18 2000
[26] B Kormann and J Pelfrey ldquoHigh-efficiency regulated charge pumps for high-current applicationsrdquo Texas Instruments Power Supply Design Seminars
2001 [27] C C Wang and J C Wu ldquoEfficiency improvement in charge pump
circuitsrdquo IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol 32 pp 852-860 1997 [28] W H Ki F Su and C Y Tsui ldquoCharge redistr ibution loss consideration in optimal charge pump designrdquo in proceedings of the IEEE
International Symposium of Circuits and Systems Vol 2 pp 1895-1898 2005 [29] A Saiz-Vela P Miribel-Catala J Colomer M Puig-Vidal and J Samitier ldquoAccurate design of Two-Phase Voltage Doublers based on a compact mathematical modelrdquo in proceedings of the IEEE International Symposium of
Circuits and Systems pp 213-216 2007
55
563 獵能系統量測
獵能源二極體橋式整流器
Pi
電荷泵式直流對直流轉
換器Ps 儲能元件Po
圖 514 獵能裝置方塊圖
首先將獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路簡化成圖 514 獵能裝置方塊
圖並且定義以下參數
1從獵能源得到的功率稱為輸入功率 Pi 2經過二極體橋式整流器得到的功率等於輸入電荷泵式直流對直流轉換器
的功率稱為整流器功率 Ps 3從電荷泵式直流對直流轉換器輸出的功率稱為輸出功率 Po 4輸出功率 Po 和輸入功率 Pi 的比值稱為系統效率 ηs=PoPi 5輸出功率 Po 和整流器功率 Ps的比值稱為轉換器效率 ηc=PoPs 5631 實驗一
實驗使用直流電源輸入電壓 Vi 從 2V 到 4V輸入電流 ii=209mA 輸入功率 Pi大約 40mW 到 80mW 範圍輸出電壓波形如圖 515圖 516 所 示
輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和系統效率 ηs的結果如表 52 所示將系統效率 ηs 對輸入電壓 Vi 的關係繪製如圖 517 所示可看出當輸
入電壓 Vi=4V 時系統效率 ηs約為 67
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
15
2
25
3
35
4
45
5
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
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63
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International Symposium of Circuits and Systems Vol 2 pp 1895-1898 2005 [29] A Saiz-Vela P Miribel-Catala J Colomer M Puig-Vidal and J Samitier ldquoAccurate design of Two-Phase Voltage Doublers based on a compact mathematical modelrdquo in proceedings of the IEEE International Symposium of
Circuits and Systems pp 213-216 2007
56
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 515 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=4V）
0 200
05
1
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電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vi
Vs
圖 516 輸出電壓波形（輸入電壓 Vi=3V）
表 52 輸入直流電壓實驗結果 輸入 電壓
Vi（V）
輸入 電流
ii（mA）
輸入 功率
Pi（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
系統 效率 ηs
210 209 4389 221 1031 2279 5191
253 209 5288 286 1033 2954 5587
303 209 6333 369 1034 3815 6025
350 209 7315 440 1035 4554 6226
400 209 8360 542 1034 5604 6704
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系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
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電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
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表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
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轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
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電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
參考文獻 [1] M J Guan and W H Liao ldquoOn the efficiencies of piezoelectric energy
harvesting circuits towards storage device voltagesrdquo Smart Materials and Structures Vol 16 pp 498-505 2007
[2] V Raghunathan A Kansal J Hsu J Friedman and M Srivastava ldquoDesign
considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo in Proceedings of the Fourth International Symposium on Information Processing in Sensor Networks pp 457ndash462 2005
[3] httptwwwwmonlinecomviewtopicphpt=3050 [4] httpdbnetncledutwsawebreadaspreadtype=champdocsn=2008023487 [5] httpwwwperpetuumcoukhomephppage_id=11 [6] G K Ottman H F Hofinann and G A Lesieutre ldquoOptimized Piezoelectric
Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 18 pp 696-703 2003
[7] K Makihara J ONoda and T Miyakawa ldquoLow energy dissipation electric circuit for energy harvestingrdquo Smart Materials and Structures Vol15
pp 1493-1498 2006 [8] T S Paing and R Zane ldquoResistor Emulation Approach to Low-Power Energy Harvestingrdquo in Proceedings of 37th IEEE Power Electronics Specialists
Conference pp 331 ndash 337 2006
[9] E Cantatore and M Ouwerkerk ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo Journal of Microelectronics Vol37 pp 1584-1590 2006
64
[10] H A Sodano G Park D J Leo and D J Inman ldquoUse of piezoelectric energy harvesting devices for charging batteriesrdquo Proceedings of SPIE Vol 5050
pp 101-108 2003
[11] N Mohan T Undeland and W Robbins ldquoPower ElectronicsConverters Applications and Designrdquo New York John Wiley and Sons 1995 [12] httpedmitriorgtwenewsepaper9712b01htm [13] P Spies M Pollak and G Rohmer ldquoPower Management for Energy Harvesting Applicationsrdquo Proceedings of 1st Annual nanoPower Forum pp 6ndash11 2007
[14] J Leong X Jiang and D Culler ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo in Proceedings of the 5th International Conference on Networked Sensing System pp 181-188 2008 [15] J Kymissis C Kendall J Paradiso and N Gershenfeld ldquoParasitic Power
Harvesting in Shoesrdquo Proceeding of the Second IEEE International Conference on Wearable Computing pp 132-139 1998
[16] G A Lesieutre G K Ottman and H F Hofmann ldquoDamping as a result of
piezoelectric energy harvestingrdquo Journal of Sound and Vibration Vol55 No3-5 pp 991-1001 2004
[17] G K Ottman H F Hofmann A C Bhatt and G A Lesieutre ldquoAdaptive piezoelectric energy harvesting circuit for wireless remote power supplyrdquo IEEE
Transactions on Power Electronics Vol 17 pp 669-676 2002 [18] E Lefeuvre D Audigier C Richard and D Guyomar ldquoBuck-Boost Converter
for Sensorless Power Optimization of Piezoelectric Energy Harvesterrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 22 pp 2018-2025 2007
[19] T Paing J Shin R Zane and Z Popovic ldquoResistor Emulation Approach to
Low-Power RF Energy Harvestingrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 23 pp 1494-1501 2008
[20] L Pylarinos ldquoCharge pumps an overviewrdquo University of Toronto Tutorial
papers on analog circuits 2002
65
[21] J F Dickson ldquoOn-chip High-Voltage Generation in NMOS Integrated Circuits Using an Improved Voltage Multiplier Techniquerdquo IEEE Journal of Solid-State
Circuits Vol 11 No 6 pp 374-378 1976 [22] J T Wu and K L Chang ldquoMOS charge pumps for low-voltage
operationrdquo IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol 33 pp 592-597 1998 [23] M S Makowski ldquoRealizability conditions and bounds on synthesis of switched-capacitor DC-DC voltage multiplier circuitsrdquo IEEE Transactions on Circuits and Systems I Fundamental Theory and Applications Vol 44
pp 684-691 1997 [24] J A Starzyk Y W Jan and F Qui ldquoA DC-DC charge pump design based on voltage doublersrdquo IEEE Transactions on Circuits and Systems I
Fundamental Theory and Applications Vol 48 pp 350-359 2001 [25] B Kormann and J Pelfrey ldquoSimple design of an ultra-low-ripple dcdc boost
converter with TPS60100 charge pumprdquo Journal of Analog Applications Texas Instruments Literature No SLYT015 pp 15-18 2000
[26] B Kormann and J Pelfrey ldquoHigh-efficiency regulated charge pumps for high-current applicationsrdquo Texas Instruments Power Supply Design Seminars
2001 [27] C C Wang and J C Wu ldquoEfficiency improvement in charge pump
circuitsrdquo IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol 32 pp 852-860 1997 [28] W H Ki F Su and C Y Tsui ldquoCharge redistr ibution loss consideration in optimal charge pump designrdquo in proceedings of the IEEE
International Symposium of Circuits and Systems Vol 2 pp 1895-1898 2005 [29] A Saiz-Vela P Miribel-Catala J Colomer M Puig-Vidal and J Samitier ldquoAccurate design of Two-Phase Voltage Doublers based on a compact mathematical modelrdquo in proceedings of the IEEE International Symposium of
Circuits and Systems pp 213-216 2007
57
22 24 26 28 3 32 34 36 38 40
10
20
30
40
50
60
70
80
系統效率η
s()
輸入電壓Vi 圖 517 系統效率 ηs對輸入電壓 Vi 關係 5632 實驗二（輸入為低電壓）
A獵能源若為輸入低電壓此時無法經由二極體橋式整流器要直接
輸入到電荷泵式直流對直流轉換器來進行升壓轉換輸入的電壓 Vs=09V
輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器功率 Ps大約 3mW 到 10mW 的
範圍輸出電壓波形如圖 518 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 53
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 519 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 98
0 200
02
04
06
08
1
12
14
16
18
2
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 518 輸出電壓波形（Vs=09V）
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
95
100
轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
參考文獻 [1] M J Guan and W H Liao ldquoOn the efficiencies of piezoelectric energy
harvesting circuits towards storage device voltagesrdquo Smart Materials and Structures Vol 16 pp 498-505 2007
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considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo in Proceedings of the Fourth International Symposium on Information Processing in Sensor Networks pp 457ndash462 2005
[3] httptwwwwmonlinecomviewtopicphpt=3050 [4] httpdbnetncledutwsawebreadaspreadtype=champdocsn=2008023487 [5] httpwwwperpetuumcoukhomephppage_id=11 [6] G K Ottman H F Hofinann and G A Lesieutre ldquoOptimized Piezoelectric
Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 18 pp 696-703 2003
[7] K Makihara J ONoda and T Miyakawa ldquoLow energy dissipation electric circuit for energy harvestingrdquo Smart Materials and Structures Vol15
pp 1493-1498 2006 [8] T S Paing and R Zane ldquoResistor Emulation Approach to Low-Power Energy Harvestingrdquo in Proceedings of 37th IEEE Power Electronics Specialists
Conference pp 331 ndash 337 2006
[9] E Cantatore and M Ouwerkerk ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo Journal of Microelectronics Vol37 pp 1584-1590 2006
64
[10] H A Sodano G Park D J Leo and D J Inman ldquoUse of piezoelectric energy harvesting devices for charging batteriesrdquo Proceedings of SPIE Vol 5050
pp 101-108 2003
[11] N Mohan T Undeland and W Robbins ldquoPower ElectronicsConverters Applications and Designrdquo New York John Wiley and Sons 1995 [12] httpedmitriorgtwenewsepaper9712b01htm [13] P Spies M Pollak and G Rohmer ldquoPower Management for Energy Harvesting Applicationsrdquo Proceedings of 1st Annual nanoPower Forum pp 6ndash11 2007
[14] J Leong X Jiang and D Culler ldquoDesign and analysis of micro-solar power systems for Wireless Sensor Networksrdquo in Proceedings of the 5th International Conference on Networked Sensing System pp 181-188 2008 [15] J Kymissis C Kendall J Paradiso and N Gershenfeld ldquoParasitic Power
Harvesting in Shoesrdquo Proceeding of the Second IEEE International Conference on Wearable Computing pp 132-139 1998
[16] G A Lesieutre G K Ottman and H F Hofmann ldquoDamping as a result of
piezoelectric energy harvestingrdquo Journal of Sound and Vibration Vol55 No3-5 pp 991-1001 2004
[17] G K Ottman H F Hofmann A C Bhatt and G A Lesieutre ldquoAdaptive piezoelectric energy harvesting circuit for wireless remote power supplyrdquo IEEE
Transactions on Power Electronics Vol 17 pp 669-676 2002 [18] E Lefeuvre D Audigier C Richard and D Guyomar ldquoBuck-Boost Converter
for Sensorless Power Optimization of Piezoelectric Energy Harvesterrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 22 pp 2018-2025 2007
[19] T Paing J Shin R Zane and Z Popovic ldquoResistor Emulation Approach to
Low-Power RF Energy Harvestingrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 23 pp 1494-1501 2008
[20] L Pylarinos ldquoCharge pumps an overviewrdquo University of Toronto Tutorial
papers on analog circuits 2002
65
[21] J F Dickson ldquoOn-chip High-Voltage Generation in NMOS Integrated Circuits Using an Improved Voltage Multiplier Techniquerdquo IEEE Journal of Solid-State
Circuits Vol 11 No 6 pp 374-378 1976 [22] J T Wu and K L Chang ldquoMOS charge pumps for low-voltage
operationrdquo IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol 33 pp 592-597 1998 [23] M S Makowski ldquoRealizability conditions and bounds on synthesis of switched-capacitor DC-DC voltage multiplier circuitsrdquo IEEE Transactions on Circuits and Systems I Fundamental Theory and Applications Vol 44
pp 684-691 1997 [24] J A Starzyk Y W Jan and F Qui ldquoA DC-DC charge pump design based on voltage doublersrdquo IEEE Transactions on Circuits and Systems I
Fundamental Theory and Applications Vol 48 pp 350-359 2001 [25] B Kormann and J Pelfrey ldquoSimple design of an ultra-low-ripple dcdc boost
converter with TPS60100 charge pumprdquo Journal of Analog Applications Texas Instruments Literature No SLYT015 pp 15-18 2000
[26] B Kormann and J Pelfrey ldquoHigh-efficiency regulated charge pumps for high-current applicationsrdquo Texas Instruments Power Supply Design Seminars
2001 [27] C C Wang and J C Wu ldquoEfficiency improvement in charge pump
circuitsrdquo IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol 32 pp 852-860 1997 [28] W H Ki F Su and C Y Tsui ldquoCharge redistr ibution loss consideration in optimal charge pump designrdquo in proceedings of the IEEE
International Symposium of Circuits and Systems Vol 2 pp 1895-1898 2005 [29] A Saiz-Vela P Miribel-Catala J Colomer M Puig-Vidal and J Samitier ldquoAccurate design of Two-Phase Voltage Doublers based on a compact mathematical modelrdquo in proceedings of the IEEE International Symposium of
Circuits and Systems pp 213-216 2007
58
表 53 輸入低電壓（09V）實驗結果 輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
095 305 290 188 152 286 9862
095 405 385 188 201 378 9821
095 505 480 188 250 470 9797
095 600 570 188 297 558 9796
095 700 665 188 350 658 9895
095 805 765 188 401 754 9858
095 905 860 188 451 848 9862
095 1000 950 188 500 940 9895
3 4 5 6 7 8 985
90
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轉換
器效
率η
c()
整流器功率Ps(mW)
圖 519 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=09V）
B輸入的電壓 Vs=05V輸入的電流 ip=3mA 到 10mA輸入的整流器
功率 Ps大約 15mW 到 5mW 的範圍輸出電壓波形如圖 520 所示 輸出電壓 Vo輸出電流 io輸出功率 Po 和轉換器效率 ηc的結果如表 54
所示將轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps的關係繪製如圖 521 所示可看出
轉換器效率 ηc約為 97
59
0 200
05
1
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電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
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轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
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(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
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(b)
0 101
2
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(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
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6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
參考文獻 [1] M J Guan and W H Liao ldquoOn the efficiencies of piezoelectric energy
harvesting circuits towards storage device voltagesrdquo Smart Materials and Structures Vol 16 pp 498-505 2007
[2] V Raghunathan A Kansal J Hsu J Friedman and M Srivastava ldquoDesign
considerations for solar energy harvesting wireless embedded systemsrdquo in Proceedings of the Fourth International Symposium on Information Processing in Sensor Networks pp 457ndash462 2005
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Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 18 pp 696-703 2003
[7] K Makihara J ONoda and T Miyakawa ldquoLow energy dissipation electric circuit for energy harvestingrdquo Smart Materials and Structures Vol15
pp 1493-1498 2006 [8] T S Paing and R Zane ldquoResistor Emulation Approach to Low-Power Energy Harvestingrdquo in Proceedings of 37th IEEE Power Electronics Specialists
Conference pp 331 ndash 337 2006
[9] E Cantatore and M Ouwerkerk ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo Journal of Microelectronics Vol37 pp 1584-1590 2006
64
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piezoelectric energy harvestingrdquo Journal of Sound and Vibration Vol55 No3-5 pp 991-1001 2004
[17] G K Ottman H F Hofmann A C Bhatt and G A Lesieutre ldquoAdaptive piezoelectric energy harvesting circuit for wireless remote power supplyrdquo IEEE
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for Sensorless Power Optimization of Piezoelectric Energy Harvesterrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 22 pp 2018-2025 2007
[19] T Paing J Shin R Zane and Z Popovic ldquoResistor Emulation Approach to
Low-Power RF Energy Harvestingrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 23 pp 1494-1501 2008
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papers on analog circuits 2002
65
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operationrdquo IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol 33 pp 592-597 1998 [23] M S Makowski ldquoRealizability conditions and bounds on synthesis of switched-capacitor DC-DC voltage multiplier circuitsrdquo IEEE Transactions on Circuits and Systems I Fundamental Theory and Applications Vol 44
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Fundamental Theory and Applications Vol 48 pp 350-359 2001 [25] B Kormann and J Pelfrey ldquoSimple design of an ultra-low-ripple dcdc boost
converter with TPS60100 charge pumprdquo Journal of Analog Applications Texas Instruments Literature No SLYT015 pp 15-18 2000
[26] B Kormann and J Pelfrey ldquoHigh-efficiency regulated charge pumps for high-current applicationsrdquo Texas Instruments Power Supply Design Seminars
2001 [27] C C Wang and J C Wu ldquoEfficiency improvement in charge pump
circuitsrdquo IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol 32 pp 852-860 1997 [28] W H Ki F Su and C Y Tsui ldquoCharge redistr ibution loss consideration in optimal charge pump designrdquo in proceedings of the IEEE
International Symposium of Circuits and Systems Vol 2 pp 1895-1898 2005 [29] A Saiz-Vela P Miribel-Catala J Colomer M Puig-Vidal and J Samitier ldquoAccurate design of Two-Phase Voltage Doublers based on a compact mathematical modelrdquo in proceedings of the IEEE International Symposium of
Circuits and Systems pp 213-216 2007
59
0 200
05
1
15
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
圖 520 輸出電壓波形（Vs=05V）
表 54 輸入低電壓（05V）實驗結果
輸入 電壓
Vs（V）
輸入 電流
ip（mA）
整流器 功率
Ps（mW）
輸出 電壓
Vo（V）
輸出 電流
io（mA）
輸出 功率
Po（mW）
轉換器 效率 ηc
050 305 153 097 151 146 9605
050 404 202 097 202 196 9700
050 500 250 097 250 243 9700
050 605 303 097 302 293 9684
050 700 350 097 350 340 9700
050 805 403 097 401 389 9664
050 905 453 097 448 435 9604
050 1000 500 097 495 480 9603
15 2 25 3 35 4 4585
90
95
100
轉換器效率η
c()
整流器功率Ps(mW) 圖 521 轉換器效率 ηc對整流器功率 Ps關係（Vs=05V）
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
10
(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
4
6
(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
61
0 200
1
2
3
4
5
6
電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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for Sensorless Power Optimization of Piezoelectric Energy Harvesterrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 22 pp 2018-2025 2007
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Low-Power RF Energy Harvestingrdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 23 pp 1494-1501 2008
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65
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Circuits Vol 11 No 6 pp 374-378 1976 [22] J T Wu and K L Chang ldquoMOS charge pumps for low-voltage
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Fundamental Theory and Applications Vol 48 pp 350-359 2001 [25] B Kormann and J Pelfrey ldquoSimple design of an ultra-low-ripple dcdc boost
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[26] B Kormann and J Pelfrey ldquoHigh-efficiency regulated charge pumps for high-current applicationsrdquo Texas Instruments Power Supply Design Seminars
2001 [27] C C Wang and J C Wu ldquoEfficiency improvement in charge pump
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International Symposium of Circuits and Systems Vol 2 pp 1895-1898 2005 [29] A Saiz-Vela P Miribel-Catala J Colomer M Puig-Vidal and J Samitier ldquoAccurate design of Two-Phase Voltage Doublers based on a compact mathematical modelrdquo in proceedings of the IEEE International Symposium of
Circuits and Systems pp 213-216 2007
60
5633 實驗三（手搖式發電機）
獵能源使用手搖式發電機其實體如圖 522 所示而手搖式發電機空載
之低轉速中轉速及高轉速之電壓波形如圖 523 所示手搖式發電機之兩端
輸入電壓為 Vi經過二極體橋式整流器之電壓為 Vs
圖 522 實體的手搖式發電機
0 10
6
8
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(c) time(ms)
電壓
(V)
0 10
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(b)
0 101
2
3
(a)
電壓
(V)
電壓
(V)
Vi
Vi
Vi
Vs
Vs
Vs
圖 523 手搖式發電機空載之電壓波形
（a）手搖低轉速（b）手搖中轉速（c）手搖高轉速 手搖式發電機經由整個獵能系統儲能之電壓波形輸出結果如圖 524 所
示輸入電壓 Vi約為 35V儲存於儲能裝置之輸出電壓 Vo 為 55V
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0 200
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電壓
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time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
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電壓
(V)
time(ms)
Vo
Vs
Vi
圖 524 手搖式發電機經由獵能裝置儲能波形
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
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壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
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63
參考文獻 [1] M J Guan and W H Liao ldquoOn the efficiencies of piezoelectric energy
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Energy Harvesting Circuit Using Step-Down Converter in Discontinuous Conduction Moderdquo IEEE Transactions on Power Electronics Vol 18 pp 696-703 2003
[7] K Makihara J ONoda and T Miyakawa ldquoLow energy dissipation electric circuit for energy harvestingrdquo Smart Materials and Structures Vol15
pp 1493-1498 2006 [8] T S Paing and R Zane ldquoResistor Emulation Approach to Low-Power Energy Harvestingrdquo in Proceedings of 37th IEEE Power Electronics Specialists
Conference pp 331 ndash 337 2006
[9] E Cantatore and M Ouwerkerk ldquoEnergy scavenging and power management in networks of autonomous microsensorsrdquo Journal of Microelectronics Vol37 pp 1584-1590 2006
64
[10] H A Sodano G Park D J Leo and D J Inman ldquoUse of piezoelectric energy harvesting devices for charging batteriesrdquo Proceedings of SPIE Vol 5050
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Circuits and Systems pp 213-216 2007
62
第 6 章 結論與未來展望
61 結論
本文主要以獵能系統為機制針對升壓型電荷泵轉換電路為實驗目標其功
率輸入範圍為數 mW 到數十 mW探討與分析電荷泵式直流對直流轉換器的結
構並以硬體電路的方式呈現其結果整理如下
提供一個獵能裝置之升壓型電荷泵轉換電路的方法說明此電路的分析和設
計流程以理論為依據進行實作先以電路模擬軟體模擬在模擬中可修改
電路的參數和條件避免實作過程中發生問題再與量測儀器進行驗證結
果最後完成 PCB 實體電路
經由實驗量測此獵能裝置之系統效率輸入電壓給定 4V 以上可得到 67以上當輸入為低電壓之轉換器效率更可達到 98故此電荷泵式直流對
直流轉換器為一種高效率的直流對直流轉換器
62 未來展望
本文是使用 MOSFET Drive IC 來完成電荷泵式直流對直流轉換器的電晶體
開關閘極驅動輸出電壓仍會受到高頻之電晶體開關切換的影響而產生漣波電
壓且此驅動方法目前仍需以外部電源提供給工作電壓將找尋能否以獵能源產
生的電壓來替代外部電源的方法未來將以不同的驅動方法為目標例如使用不
同的電晶體開關依照其特性搭配適合的驅動 IC並將此電路以數位的方式
經由場效型可程式化邏輯陣列（Field Programmable Gate Array FPGA）進行控
制使輸出電壓能夠更精準同時也能夠兼具體積小效率高成本低的要求
63
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![DLA-Z1E可以通過將個人電腦連接至此端子來控制投影 機。D[LAN] 端子 (RJ-45) 可以將投影機連接至個人電腦，通過使用電腦網 路將控制命令發送至投影機對投影機進行控制。E[HDMI](https://img.pdfslide.tips/doc/110x75/5f9f3a95e8522115c802428f/dla-eeeeeec-dlan-c.jpg)
