Uoc Luong Va Can Bang Thich Nghi Cho Kenh Truyen Trong Hthong OFDM

Chương 1: Giới thiệu về kỹ thuật điều chế OFDM

1

Chương 1

GIỚI THIỆU VỀ KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ OFDM

1.1 Lịch sử phát triển

FDM là một phương pháp truyền khá phức tạp trên kênh vật lý, nguyên lý cơ bản của phương pháp là sử dụng kỹ thuật đa sóng mang để truyền một lượng lớn ký

tự tại cùng một thời điểm. Sử dụng kỹ thuật OFDM có rất nhiều ưu điểm, đó là hiệu quả sử dụng phổ rất cao, khả năng chống giao thoa đa đường tốt (đặc biệt trong hệ thống không dây) và rất dễ lọc bỏ nhiễu (nếu một kênh tần số bị nhiễu, các tần số lân cận sẽ bị bỏ qua, không sử dụng). Ngoài ra, tốc độ truyền Uplink và Downlink có thể thay đổi dễ dàng bằng việc thay đổi số lượng sóng mang sử dụng. Một ưu điểm quan trọng của hệ thống sử dụng đa sóng mang là các sóng mang riêng có thể hoạt động ở tốc độ bit nhỏ dẫn đến chu kỳ của ký tự tương ứng sẽ được kéo dài . Ví dụ, nếu muốn truyền với tốc độ là hàng triệu bit trên giây bằng một kênh đơn, chu kỳ của một bit phải nhỏ hơn 1 micro giây. Điều này sẽ gây ra khó khăn cho việc đồng bộ và loại bỏ giao thoa đa đường. Nếu cùng lượng thông tin trên được trải ra cho N sóng mang, chu kỳ của mỗi bit sẽ được tăng lên N lần, lúc đó việc xử lý vấn đề định thời, đa đường sẽ đơn giản hơn.

Kỹ thuật OFDM do R.W Chang phát minh năm 1966 ở Mỹ. Trong những thập kỹ vừa qua nhiều công trình khoa học về kỹ thuật này đã được thực hiện ở khắp nơi trên thế giới. Đặc biệt là công trình khoa học của Weistein và Ebert đã chứng minh rằng phép điều chế OFDM có thể thực hiện được thông qua các phép biến đổi IDFT và phép giải điều chế OFDM có thể thực hiện được bằng phép biến đổi DFT. Vào đầu những năm 80, đội ngũ kỹ sư phòng thí nghiệm CCETT (Centre Commun d'Etudes en Télédiffusion et Télécommunication) dựa vào các lý thuyết Wienstein và Ebert đã đề xuất phương pháp điều chế số rất hiệu quả trong lĩnh vực phát thanh truyền hình số, đó là OFDM (Orthogonal Frequency Divionsion Multiplex). Phát minh này cùng với sự phát triển của kỹ thuật số làm cho kỹ thuật điều chế OFDM được sử dụng ngày càng trở nên rộng rãi. Thay vì sử dụng IDFT và DFT người ta có thể sử dụng phép biến đổi nhanh IFFT cho bộ điều chế OFDM, sử dụng FFT cho bộ giải điều chế OFDM.

Ngày nay kỹ thuật OFDM còn kết hợp với các phương pháp mã kênh sử dụng trong thông tin vô tuyến. Các hệ thống này còn được gọi với khái niệm là COFDM (Coded OFDM). Trong các hệ thống này tín hiệu trước khi được điều chế OFDM sẽ được mã kênh với các loại mã khác nhau với mục đích chống lại các lỗi đường truyền. Do chất lượng kênh (độ fading và tỷ lệ tín hiệu trên tạp âm) của mỗi sóng mang phụ là khác

O


2

nhau, người ta thực hiện điều chế tín hiệu trên mỗi sóng mang với các mức điều chế khác nhau. Hệ thống này mở ra khái niệm về hệ thống truyền dẫn sử dụng kỹ thuật OFDM với bộ điều chế tín hiệu thích ứng (adaptive modulation technique). Kỹ thuật này hiện đã được sử dụng trong hệ thống thông tin máy tính băng rộng HiperLAN/2 ở Châu Âu. Trên thế giới hệ thống này được chuẩn hóa theo tiêu chuẩn IEEE.802.11a.

1.2 Các ưu và nhược điểm

Bên cạnh những ưu điểm kể trên của kỹ thuật OFDM, các hệ thống sử dụng kỹ thuật này còn có nhiều ưu điểm cơ bản khác liệt kê sau đây:

* Hệ thống OFDM có thể loại bỏ hoàn toàn nhiễu liên ký tự (Intersymbol Interference- ISI) nếu độ dài chuỗi bảo vệ (Guard interval length) lớn hơn trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh.

* Phù hợp cho việc thiết kế hệ thống truyền dẫn băng rộng ( hệ thống có tốc độ truyền dẫn cao), do ảnh hưởng của sự phân tập về tần số (frequency selectivity) đối với chất lượng hệ thống được giảm nhiều so với hệ thống truyền dẫn đơn sóng mang.

* Hệ thống có cấu trúc bộ thu đơn giản.

Bên cạnh đó, kỹ thuật OFDM cũng có một vài nhược điểm cơ bản đó là:

* Một trong những vấn đề của OFDM là nó có công suất đỉnh cao hơn so với công suất trung bình. Khi tín hiệu OFDM được điều chế RF, sự thay đổi này diễn ra tương tự đối với biên độ sóng mang, sau đó tín hiệu được truyền đi trên môi trường tuyến tính, tuy nhiên độ tuyến tính rất khó giữ khi điều chế ở công suất cao, do vậy méo dạng tín hiệu kiểu này hay diễn ra trên bộ khuyếch đại công suất của bộ phát. Bộ thu thiết kế không tốt có thể gây méo dạng trầm trọng hơn. Méo dạng gây ra hầu hết các vấn đề như trải phổ, gây ra nhiễu giữa các hệ thống khi truyền trên các tần số RF kề nhau.

* Việc sử dụng chuỗi bảo vệ có thể tránh được nhiễu ISI nhưng lại làm giảm đi một phần hiệu suất đường truyền, do bản thân chuỗi bảo vệ không mang thông tin có ích.

* Do yêu cầu về điều kiện trực giao giữa các sóng mang phụ, hệ thống OFDM rất nhạy cảm với hiệu ứng Doppler cũng như là sự dịch tần (frequency offset) và dịch thời gian (time offset) do sai số đồng bộ.

- Ảnh hưởng của sự sai lệch thời gian đồng bộ: OFDM có khả năng chịu đựng tốt các sai số về thời gian nhờ các khoảng bảo vệ giữa các symbol. Với một kênh truyền không có delay do hiệu ứng đa đường, time offet có thể bằng khoảng bảo


3

vệ mà không mất đi tính trực giao, chỉ gây ra sự xoay pha của các sóng mang con mà thôi. Nếu lỗi time offset lớn hơn khoảng bảo vệ thì hoạt động của hệ thống suy giảm nhanh chóng. Nguyên nhân là do các symbol trước khi đến bộ FFT sẽ bao gồm một phần nội dung của các symbol khác, dẫn đến ISI (Inter-Symbol Interference). - Ảnh hưởng của sự sai lệch đồng bộ tần số: Một trong những vấn đề lớn của OFDM là nó dễ bị ảnh hưởng bởi offset về tần số. Giải điều chế tín hiệu OFDM có thể gây ra sai về tốc độ bit. Điều này làm cho tính trực giao giữa các subcarrier bị mất đi (kết quả của ICI và sự xoay pha không sửa chữa được ở bộ thu).

Sai số về tần số diễn ra chủ yếu theo 2 nguồn chính: lỗi của bộ dao động và hiệu ứng Doppler. Bất kỳ một sự bất đồng bộ nào giữa bộ phát và bộ thu đều có thể gây ra offset về tần số. Offset này có thể được bù bằng cách dùng bộ bám tần số, tuy nhiên chỉ khắc phục mà thôi, hoạt động của hệ thống vẫn bị ảnh hưởng. Sự di chuyển tương đối giữa bộ thu và bộ phát gây ra dịch chuyển Doppler của tín hiệu. Điều này có thể hiểu là sự offset tần số trong môi trường truyền tự do, nó có thể khắc phục bằng một bộ bù tại bộ dao động. Một vần đề quan trọng của hiệu ứng Doppler là trải Doppler, nó gây nên bởi sự di chuyển giữa bộ phát và bộ thu trong môi trường đa đường. Trải Doppler gây nên bởi vận tốc tương đối giữa các thành phần tín hiệu phản xạ lại, tạo ra quá trình "điều chế tần số" cho tín hiệu. Quá trình này diễn ra ngẫu nhiên trên các subcarrier do trong môi trường bình thường, một lượng lớn phản xạ đa đường xảy ra. Trải Doppler khó được bù và làm suy giảm chất lượng tín hiệu.

Ngày nay OFDM đã được tiêu chuẩn hóa là phương pháp điều chế cho các hệ thống phát thanh số DAB và DRM, truyền hình mặt đất DVB-T, mạng máy tính không dây tốc độ cao HiperLAN/2...

1.3 Sự ứng dụng của kỹ thuật OFDM ở Việt Nam

Có thể nói mạng internet băng rộng ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line) rất quen thuộc ở Việt Nam, nhưng ít người biết rằng sự nâng cao tốc độ đường truyền trong hệ thống ADSL chính là nhờ công nghệ OFDM. Nhờ kỹ thuật điều chế đa sóng mang và sự cho phép chồng phổ giữa các sóng mang mà tốc độ truyền dẫn trong hệ thống ADSL tăng lên một cách đáng kể so với các mạng cung cấp dịch vụ internet thông thường.

Bên cạnh mạng cung cấp dịch vụ ADSL hiện đang được sử dụng rất rộng rãi ở Việt Nam hiện nay, các hệ thống thông tin vô tuyến như mạng truyền hình số mặt đất DVB-T cũng đang được khai thác sử dụng. Các hệ thống phát thanh số như DAB và DRM chắc chắn sẽ được khai thác sử dụng trong một tương lai không xa. Các mạng về thông


4

tin máy tính không dây như HiperLAN/2, IEEE 802.11a, g cũng sẽ được khai thác một cách rộng rãi ở Việt Nam.

1.4 Các hướng phát triển trong tương lai

Kỹ thuật OFDM hiện được đề cử làm phương pháp điều chế sử dụng trong mạng thông tin thành thị băng rộng Wimax theo tiêu chuẩn IEEE 802.16a và hệ thống thông tin di động thế hệ thứ tư. Trong hệ thống thông tin di động thế hệ thứ tư, kỹ thuật OFDM còn có thể kết hợp với các kỹ thuật khác như kỹ thuật đa anten phát và thu (MIMO technique) nhằm nâng cao dung lượng kênh vô tuyến và kết hợp với công nghệ CDMA nhằm phục vụ dịch vụ đa truy cập của mạng. Một vài hướng nghiên cứu với mục đích thay đổi phép biến đổi FFT trong bộ điều chế OFDM bằng phép biến đổi Wavelet nhằm cải thiện sự nhạy cảm của hệ thống đối với hiệu ứng dịch tần do mất đồng bộ gây ra và giảm độ dài tối thiểu của chuỗi bảo vệ trong hệ thống OFDM. Tuy nhiên khả năng ứng dụng của công nghệ này cần phải được kiểm chứng cụ thể hơn nữa trong tương lai.

1.5 Các cột mốc và ứng dụng quan trọng của OFDM

1957: Kineplex, multi-carrier HF modem 1966: Chang, Bell Labs: thuyết trình và đưa ra mô hình OFDM 1971: Weinstein & Ebert đề nghị sử dụng FFT và khoảng bảo vệ 1985: Cimini mô tả ứng dụng của OFDM trong thông tin di động 1987: Alard & Lasalle: áp dụng OFDM cho digital broadcasting 1995: Chuẩn ETSI DAB: chuẩn OFDM cơ bản đầu tiên 1997: Chuẩn ETSI DVB-T 1998: Dự án Magic WAND trình diễn OFDM modems cho mạng WLAN 1999: Chuẩn IEEE 802.11a và ETSI BRAN HiperLAN/2 cho Wireless LAN 2000: Được dùng trong truy cập vô tuyến cố định (V-OFDM, Flash-OFDM) 2001: OFDM được đề cử cho những chuẩn mới 802.11 và 802.16 2002: Được dùng trong chuẩn IEEE 802.11g chuẩn cho WLAN 2003: OFDM được đề cử cho UWB (802.15.3a) 2004: Được dùng trong chuẩn IEEE 802.16-2004 chuẩn cho mạng WMAN

(WiMAX) Được dùng trong chuẩn Chuẩn ETSI DVB-H Được đề cử cho chuẩn IEEE 802.15.3a, mạng WPAN (MB-OFDM) Được đề cử cho chuẩn IEEE 802.11n, thế hệ kế tiếp của mạng WLAN 2005: Được đề cử cho chuẩn di động tế bào 3.75G (3GPP & 3GPP2) Được đề cử cho chuẩn 4G (CJK)

Chương 2: Lý thuyết về kỹ thuật điều chế OFDM

5

Chương 2

LÝ THUYẾT VỀ KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ OFDM

2.1 Tính trực giao trong OFDM

RTHOGONAL là thuật ngữ đề cập đến một mối quan hệ toán học chính xác giữa các tần số của các sóng mang trong hệ thống OFDM. Trong hệ thống FDM thông

thường, nhiều sóng mang được đặt cách nhau một khoảng phù hợp để tín hiệu thu có thể nhận lại bằng cách sử dụng các bộ lọc và các bộ giải điều chế thông thường. Trong các hệ thống như vậy, các khoảng bảo vệ giữa các sóng mang khác nhau cần được dự liệu trước và việc đưa vào các khoảng bảo vệ này làm giảm hiệu quả sử dụng phổ của hệ thống .

Tuy nhiên có thể sắp xếp các sóng mang trong OFDM sao cho các dải biên của chúng che phủ lên nhau mà các tín hiệu vẫn có thể thu được chính xác mà không có sự can nhiễu giữa các sóng mang. Muốn được như vậy các sóng mang phải trực giao về mặt toán học. Máy thu hoạt động như một bộ gồm các bộ giải điều chế, dịch tần mỗi sóng mang xuống mức DC, tín hiệu nhận được lấy tích phân trên một chu kỳ của symbol để phục hồi dữ liệu gốc. Nếu tất cả các sóng mang khác đều được dịch xuống tần số tích phân của sóng mang này (trong một chu kỳ symbol τ), thì kết quả tính tích phân cho các sóng mang khác sẽ là zero. Do đó các sóng mang độc lập tuyến tính với nhau (trực giao) nếu khoảng cách giữa các sóng là bội số của 1/τ. Bất kỳ sự phi tuyến nào gây ra bởi can nhiễu giữa các sóng mang ICI (Inter-Carrierinterference) cũng làm mất đi tính trực giao .

Việc xử lý (điều chế và giải điều chế) tín hiệu OFDM được thực hiện trong miền tần số, bằng cách sử dụng các thuật toán xử lý tín hiệu số DSP (Digital Signal Processing ). Nguyên tắc của tính trực giao thường được sử dụng trong phạm vi DSP. Trong toán học, số hạng trực giao có được từ việc nghiên cứu các vectơ. Theo định nghĩa, hai vectơ được gọi là trực giao với nhau khi chúng vuông góc với nhau hay là tích của 2 vectơ là bằng 0. Điểm chính ở đây là ý tưởng nhân hai hàm số với nhau, tổng hợp các tích và nhận được kết quả là 0.

Hình 2.1 : Tích 2 vectơ trực giao bằng 0

O


6

Đầu tiên ta chú ý đến hàm số thông thường có giá trị trung bình bằng không (ví dụ giá trị trung bình của hàm sin dưới đây ). Nếu cộng bán kỳ dương và bán kỳ âm của dạng sóng sin như dưới đây chúng ta sẽ có kết quả là 0. Quá trình tích phân có thể được xem xét khi tìm ra diện tích dưới dạng đường cong. Do đó diện tích của 1 sóng sin có thể được viết như sau:

2

0

sin( ) 0k

t dtπ

ω =∫ (2.1)

Quá trình tính tích phân có thể được xem như là quá trình tìm ra diện tích bên dưới đường cong tín hiệu. Do đó, diện tích của một sóng sin có thể được viết như sau :

Hình 2.2 : Giá trị trung bình của sóng sin bằng 0

Nếu chúng ta nhân và cộng (tích phân) hai dạng sóng sin có tần số khác nhau.Ta nhận thấy quá trình này cũng bằng 0.

Hình 2.3 : Tích phân các sóng sin có cùng tần số


7

Nếu hai sóng sin có cùng tần số như nhau thì dạng sóng hợp thành luôn dương, giá trị trung bình của nó luôn khác không (hình trên). Đây là cơ cấu rất quan trọng cho quá trình giải điều chế OFDM. Các máy thu OFDM biến đổi tín hiệu thu được sang miền tần số nhờ dùng kỹ thuật xử lý tín hiệu số gọi là biến đổi nhanh Fourier (FFT).

Việc giải điều chế chặt chẽ được thực hiện kế tiếp trong miền số (digital domain) bằng cách nhân từng sóng mang được truyền đến máy thu với từng sóng mang được tạo ra trong máy thu có cùng tần số và pha một cách chính xác. Sau đó phép tích phân được thực hiện, kết quả là tất cả các sóng mang khác sẽ về không ngoại trừ sóng mang được nhân, nó được dịch lên trục x, được tách ra một cách hiệu quả và giá trị symbol của nó khi đó đã được xác định. Toàn bộ quá trình này được lặp lại khá nhanh chóng cho mỗi sóng mang, đến khi tất cả các sóng mang đã được giải điều chế. Nhiều lý thuyết chuyển đổi được thực hiện bằng chuỗi trực giao.

2.1.1 Dạng biểu diễn toán học của sự trực giao

Hai hàm thực f(t) và g(t) được gọi là trực giao (orthogonal) với nhau trên đoạn { ,0t 1t }

nếu:

∫ =1

0

0)()(t

t

dttgtf (2.2)

Nếu f(t) và g(t) là hai hàm phức, tính chất trên được định nghĩa là :

∫∫ ==1

0

1

0

0)()()()( **t

t

t

t

dttgtfdttgtf (2.3)

Trong đó f*(t) là lượng liên hợp phức của f(t)

Nhận xét : từ định nghĩa có thể chứng minh rằng:

Tập hợp các hàm (cosn t0ω ,sinm t0ω ) trực giao từng đôi một trên đoạn

000

2. ωπkttt +≤≤ với m, n 0≠ , nm ≠ và k nguyên dương, nghĩa là :

∫+

=0

0

0

2.

00 0)cos()cos(ω

π

ωωkt

t

tmtn (2.4)

∫+

=0

0

0

2.

00 0)sin()cos(ω

π

ωωkt

t

tmtn (2.5)


8

∫+

=0

0

0

2.

00 0)sin()sin(ω

π

ωωkt

t

tmtn (2.6)

Hình 2.4 : Cấu trúc của tín hiệu OFDM trong miền thời gian.

Do vậy ta có thể dùng tập hợp trên như một tập hàm vectơ cơ sở trực giao.

Sóng mang con trong một tín hiệu OFDM được đặt chồng lấp lên nhau mà vẫn duy trì tính trực giao giữa chúng. Tín hiệu OFDM được tạo thành từ tổng các tín hiệu sin, với mỗi tín hiệu sin tương ứng một sóng mang con. Tần số băng gốc của mỗi sóng mang con được chọn là số nguyên lần nghịch đảo thời gian ký tự, kết quả là tất cả các sóng mang đều có một số nguyên lần chu kỳ trên một ký tự OFDM. Vậy các sóng mang con trực giao với nhau. Hình 2.4 thể hiện cấu trúc của một tín hiệu OFDM với 4 sóng mang con.

2.1.2 Trực giao trong miền tần số

Một cách khác để xem xét tính trực giao của tín hiệu OFDM là xem xét trong miền tần số của nó. Trong miền tần số mỗi sóng mang con có đáp ứng tần số là sinc =

xx /)sin( như ta thấy trong hình 2.5. Đó là kết quả của thời gian ký tự tương ứng với nghịch đảo khoảng cách sóng mang. Xa hơn bộ thu là liên quan đến mỗi ký tự OFDM truyền trong một khoảng thời gian cố định ( FFTT ) với việc không bóp nhọn tại đầu cuối của ký tự. Thời gian ký tự này tương ứng với biến đổi ngược của khoảng cách sóng mang con của 1/ FFTT Hz. Tín hiệu có dạng chữ nhật trong miền thời gian thì sẽ có đáp ứng tần số là sinc trong miền tần số. Hình dạng sinc có một búp chính hẹp, với nhiều búp cạnh suy giảm chậm với biên độ của tần số khác nhau từ trung tâm. Mỗi sóng


9

mang con có đỉnh tại tần số trung tâm và khoảng cách rỗng với lỗ hổng tần số bằng khoảng cách sóng mang.

Bản chất trực giao của việc truyền là kết quả của đỉnh sóng mang con và đáp ứng rỗng với các sóng mang con còn lại. Khi tín hiệu được tách bằng cách sử dụng DFT, phổ không phải liên tục như hình 2.5(a) mà gồm các mẫu rời rạc, điểm lấy mẫu được ký hiệu “o” như trong hình. Nếu DFT được đồng bộ thời gian, tần số lấy mẫu của DFT tương ứng đúng với đỉnh của sóng mang con, vì vậy sự chồng lấp trong miền tần số giữa các sóng mang con không ảnh hưởng đến bộ thu. Giá trị đỉnh của các sóng mang còn lại tương ứng với đáp ứng rỗng, dẫn đến sự trực giao giữa các sóng mang con.

Hình 2.5 : Đáp ứng tần số của sóng mang con trong tín hiệu OFDM 5 tone

a. chỉ phổ của mỗi sóng mang con, và mẫu tần số rời rạc xem xét bởi bộ thu. Chú ý mỗi sóng mang định dạng trong miền tần số là sinc (sin(x)/x)

b. chỉ sự kết hợp toàn bộ đáp ứng 5 sóng mang con ( đường đen dày)

2.2 Biểu thức của tín hiệu OFDM

Như đã biết, một sóng mang là một dao động điều hòa có thể được mô tả bởi :

[ ]{ })().(Re)( ttjcc

ccetAtS ϕω += (2.7)

với Ac(t) và ϕc(t) là biên độ và pha của sóng mang trong từng symbol. Chẳng hạn như với điều chế QPSK, symbol thứ p trong khoảng thời gian (p-1)τ < t < pτ, ϕc(t) sẽ nhận một trong 4 giá trị 00, 900, 1800, 2700.

Trong OFDM có nhiều sóng mang, ví dụ N sóng mang, tín hiệu sẽ có dạng :

[ ]{ }∑

−

=

+=1

0

)().(Re)(N

n

ttjns

nnetAtS ϕω (2.8)

trong đó : ωn = ω0 + nΔω.


10

Tín hiệu phát ra cho mỗi symbol OFDM từ thời điểm t = Δ đến thời điểm t = Ts là :

( )max minmax

min

( ) 222( ) Re c u

k K KK j tj f t T

kk K

S t e C eπ

π− −

−Δ

=

⎧ ⎫= ⎨ ⎬

⎩ ⎭∑ (2.9)

k : hệ số biểu diễn cho sóng mang.

Kmax : chỉ số sóng mang lớn nhất, Kmax = Ncarrier - 1.

Kmin : chỉ số sóng mang nhỏ nhất, Kmin = 0.

fc : tần số trung tâm của tín hiệu RF.

Tu : thời gian symbol tích cực.

Δ : khoảng thời gian bảo vệ.

Ck : biểu thức của sóng mang thứ k ở dạng phức. .eAC k

j

kkψ=

2.3 Tạo tín hiệu OFDM

Những chòm sao phức cho mỗi sóng mang và cho bước điều chế được cung cấp bởi bộ tiền xử lý LCA (Logic Cell Array) để tạo các sóng mang điều chế. Các symbol điều chế được xác định theo phần thực và phần ảo (tổ hợp của phần thực và ảo này chính là symbol điều chế theo mã Gray). Các sóng mang được tập hợp trong thanh ghi ngõ vào của chip IFFT, khi có đủ N sóng mang thì IFFT hoạt động, biến đổi các sóng mang từ miền tần số sang miền thời gian. Các tín hiệu I/Q qua bộ biến đổi D/A, theo sau đó là bộ điều chế I/Q đưa tín hiệu OFDM vào băng thông kênh truyền.

Bộ điều chế I/Q gồm có hai bộ điều chế Double-Sideband AM (DSB AM) với sóng mang dịch pha 900, các tín hiệu ngõ ra được tổ hợp tạo ra tín hiệu OFDM ở dạng analog, bộ điều chế I/Q chỉ tạo ra một phổ duy nhất mặc dù sử dụng hai bộ điều chế DSB. Bộ phát OFDM tạo ra N dòng phổ trong băng tần hẹp, mỗi dòng phổ tương ứng được xác định trong thời gian từng chu kỳ symbol, nhằm tạo ra tín hiệu OFDM có N sóng mang với điều chế đã lựa chọn.

Trong suốt chu kỳ symbol, quan hệ biên độ và pha là cố định. Nhờ công nghệ xử lý tín hiệu số thực hiện phép biến đổi Fourier nhanh IFFT, tính toán các mẫu tín hiệu thời gian là thành phần thực và ảo, sau đó cung cấp lại dạng nhị phân tại ngõ ra. Các hệ số Fourier phức được thiết lập bằng giá trị phức của các sóng mang phụ điều chế, chỉ có một số của N giá trị ngõ vào tương ứng với số sóng mang OFDM được sử dụng, vì thế có thể sử dụng các bộ lọc thông thấp có độ dốc giới hạn phía sau bộ biến đổi D/A.


11

D/ADSB AM

+Pre-proc (LCA)

Re

ZF

QIm RF

Clock

1

D/A

BPF

I

ImIF

N

90

IFFT

Synthesizer

Gross data rate

f

LPF

RF

IFLPF

BPF0

f12-16 bit

Re

f-

REF Hình 2.6 : Điều chế OFDM.

2.4 Mô hình hệ thống

Hình 2.7: Mô hình hệ thống OFDM

2.4.1 Mã hoá kênh truyền

Kỹ thuật mã hoá kiểm soát lỗi có thể tách và sửa lỗi xảy ra khi thông điệp được truyền trên hệ thống thông tin số. Để thực hiện điều này, mã hoá không chỉ truyền ký tự thông tin mà nó còn truyền một hoặc nhiều ký tự dư. Bộ giải mã sử dụng ký tự dư để tách và chỉnh sửa lỗi xuất hiện trong khi truyền. Mã hóa FEC (forward error control: kiểm soát lỗi tiến) trong hệ thống thông tin số gồm :

• Mã hoá khối : mã hoá khối bao gồm mã hoá Reed-Solomon, BCH, vòng, Hamming, và mã hoá khối tuyến tính generic.


12

• Mã hoá chập : Mã hoá chập và giải mã Viterbi.

Với hệ thống OFDM để sửa sai bit khi sóng mang con của hệ thống bị ảnh hưởng của fading chọn lọc tần số và ICI gây ra bởi fading nhanh thường sử dụng FEC là mã hóa khối Reed-Solomon và mã hóa chập.

2.4.2 Kỹ thuật phân tán dữ liệu

Do fading chọn lọc tần số của các kênh truyền vô tuyến điển hình, các sóng mang con OFDM nhìn chung có biên độ rất khác nhau. Suy hao nhiều trong phổ tần số có thể làm cho sóng mang con ít tin cậy hơn sóng mang khác. Vì vậy chúng thường hay tạo ra chùm lỗi liên tiếp hơn là lỗi phân tán ngẫu nhiên (như dưới tác động của nhiễu Gaussian). Hầu hết các mã tiền sửa lỗi FEC không được thiết kế để giải quyết lỗi chùm. Vì vậy việc phân tán ký tự nhằm ngẫu nhiên hoá sự xuất hiện của những bit lỗi trước khi giải mã. Tại máy phát bằng cách nào đó người ta sẽ hoán vị các bit sau khi mã hoá sao cho mỗi bit kế cận cách nhau nhiều bit sau khi interleaving. Tại máy thu, việc hoán vị ngược lại sẽ được thực hiện trước khi giải mã. Kỹ thuật interleaving thông thường là kỹ thuật phân tán theo khối (block interleaving), hay cũng có thể là phân tán dạng chập (convolution interleaving). Nhìn chung thì mục đích cuối cùng của việc thực hiện Interleaving là đảm bảo cho xác suất xuất hiện bit 1 và bit 0 là đều nhau.

2.4.2.1 Kỹ thuật phân tán khối ( Block Interleaving)

Hình 2.8 : Thuật toán block interleaving/ deinterleaving.

Luồng bit sau khi mã hoá được đọc vào theo từng dòng của ma trận có kích thước p×m và đọc ra theo cột, trong đó p là chu kỳ của bộ interleaver và m=N/p. Động tác này sẽ thay thế p-1 ký tự vào giữa mỗi 2 ký tự số ban đầu. Nét tinh tế của kỹ thuật này là các ký tự mà ta thực hiện động tác xen chính là các biên độ của các sóng mang được điều chế. Vì vậy, kỹ thuật phân tán dữ liệu có tác động phân tán trong miền tần số. Khi


13

ký tự OFDM thu về, quá trình deinterleaving được thực hiện, kết quả các lỗi chùm được chia thành những lỗi bit riêng lẻ, điều này nâng cao đáng kể hiệu quả sửa lỗi của bộ giải mã hệ thống FEC.

2.4.2.2 Kỹ thuật phân tán dạng chập ( convolution interleaving)

Hình 2.9 : Sơ đồ khối bộ convolutional interleaver/ Deinterleaver

Hình 2.9 mô tả sơ đồ khối bộ convolution interleaver được Ramsey và Forney giới thiệu lần đầu tiên. Các ký tự mã hóa được dịch vào một bộ N thanh ghi, mỗi thanh ghi tiếp theo cho phép lưu nhiều hơn thanh ghi trước đó tới J ký tự. Thanh ghi số 0 xem như không có chức năng ghi dịch (ký tự được đi thẳng vào). Với mỗi ký tự mã hoá mới, bộ chuyển mạch sẽ chuyển sang một thanh ghi mới, và ký tự mới này sẽ được dịch vào. Trong khi ký tự trước đó của thanh ghi trước, sẽ dịch chuyển ra bộ điều chế hay máy phát. Sau (N-1) thanh ghi, bộ chuyển mạch lại quay về thanh ghi 0 và quá trình được thực hiện lặp lại. Bộ giải phân tán thực hiện động tác ngược lại, và cả hai bộ chuyển mạch tại đầu phát và thu cần phải được hoạt động đồng bộ.

Bộ phân tán ký tự dạng này có chất lượng tương đương với dạng khối nhưng ưu điểm đặc biệt là nó gây trễ đầu phát tới đầu thu chỉ bằng M(N-1) ký tự. Trong đó, M=NJ và số phần tử nhớ trong các thanh ghi dịch là M(N-1)/2 tại cả 2 đầu kênh. Bởi vậy bộ phân tán dạng chập giảm được một nửa bộ nhớ cũng như độ trễ cho hệ thống so với dạng khối.


14

2.4.3 Chuyển đổi Serial/Parallel và Parallel/Serial

Hình 2.10: a) Hệ thống đơn sóng mang

b) OFDM với 1

3 B

fT

Δ =

Theo Shanon tốc độ dữ liệu cao nhất cho một kênh truyền chỉ có nhiễu trắng AWGN (không có fading) là:

[ ]max 2log 1 SC B bpsN

⎛ ⎞= +⎜ ⎟⎝ ⎠

(2.10)

B là băng thông của kênh truyền [Hz].

S/N là tỉ số tín hiệu trên nhiễu của kênh truyền.

Vì vậy muốn truyền dữ liệu với tốc độ cao hơn Cmax ta phải chia nhỏ luồng dữ liệu tốc độ cao thành các luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn Cmax bằng cách sử dụng bộ Serial/Parallel (nối tiếp sang song song).

Tức là chia luồng dữ liệu vào thành từng frame nhỏ có chiều dài k x b bit k <= N, với b là số bit trong mô hình điều chế số, N số sóng mang. k, N sẽ được chọn sao cho các


15

luồng dữ liệu song song có tốc độ đủ thấp, để băng thông tương ứng đủ hẹp, sao cho hàm truyền trong khoảng băng thông đó có thể xem là phẳng. Bằng cách sử dụng bộ S/P ta đã chuyển kênh truyền từ frequency selective fading thành kênh truyền flat fading.

Ngược lại với phía phát, phía thu sẽ dùng bộ Parallel/Serial để ghép N luồng dữ liệu tốc độ thấp thành một luồng dữ liệu tốc độ cao duy nhất.

2.4.4 Điều chế các sóng mang con

Hình 2.11: Cho ta thấy quan hệ giữa tốc độ symbol và tốc độ bit phụ thuộc vào số bit

trong một symbol.

Mỗi một symbol b bit trong một frame sẽ được đưa vào bộ mapping, mục đích là để nâng cao dung lượng kênh truyền. Một symbol b bit sẽ tương ứng một trong M=2b trạng thái hay một vị trí trong constellation (giản đồ chòm sao).

* BPSK sử dụng 1 symbol có 1 bit 0 hoặc 1 sẽ xác định trạng thái pha 00 hoặc 180O , tốc độ Baud hay tốc độ symbol sẽ bằng tốc độ bit symbol bR R=

* QPSK sử dụng 1 symbol 2 bit (Dibit), / 2symbol bR R=

* 8-PSK hay 8-QAM sử dụng 1 symbol 3 bit (Tribit), / 3symbol bR R=

* 16-PSK hay 16-QAM sử dụng 1 symbol 4 bit (Quabit), / 4symbol bR R=


16

Số bit được truyền trong một symbol tăng lên (M tăng lên), thì hiệu quả băng thông

[ ]2log /befficiency

T

RB M b bps HzB

= = = tăng lên, tuy nhiên sai số BER cũng sẽ tăng

lên.

Nyquist đã đưa ra công thức dung lượng kênh tối đa trong môi trường không nhiễu:

22 logC B M= trong đó B là băng thông của kênh truyền. Do đó ta không thể tăng M lên tuỳ ý được, công thức trên cho phép ta xác định M lớn nhất, số bit lớn nhất có thể truyền trong một symbol.

Một số phương thức điều chế số thường dùng trong bộ Mapping:

* M-PSK (Phase Shift Keying)

* M-DPSK (Differential Phase Shift Keying)

* M-QAM (Quarature Amplitude Modulation)

2.4.4.1 M-PSK (M-Phase shitf keying)

Sóng mang chỉ thay đổi về pha phụ thuộc bit vào, mà không thay đổi biên độ, nên công suất của tín hiệu không đổi. Một số dạng PSK thường gặp:

* BPSK có 2 trạng thái pha phụ thuộc 1 bit vào.

* QPSK có 4 trạng thái pha phụ thuộc 2 bit (Dibit) vào.

* 8-PSK có 8 trạng thái pha phụ thuộc 3 bit (Tribit) vào.

* 16-PSK có 16 trạng thái pha phụ thuộc 4 bit (Quadbit) vào.

Phương pháp này đòi hỏi phía thu phải khôi phục được chính xác sóng mang.

M-PSK có biểu thức tổng quát như sau:

2 2( ) cos 2s

i c

s

E is t f tT M

ππ⎛ ⎞= +⎜ ⎟⎝ ⎠

(2.11)

0 , 0,1,...., 1st T i M≤ ≤ = −

sE : năng lượng 1 symbol

sT : độ rộng một symbol

cf : tần số sóng mang

i : giá trị tương ứng với b bit


17

Hình 2.12: Giản đồ chòm sao M-PSK

Viết theo dạng IQ: ( ) ( ) ( )i I I Q Qs t x t x tφ φ= + (2.12)

Với: 2( ) cos(2 ) 0I ct f t t TT

φ π= ≤ ≤

2( ) sin(2 ) 0Q ct f t t TT

φ π= ≤ ≤

2cosI

ix EMπ⎛ ⎞= ⎜ ⎟

⎝ ⎠

2sinQ

ix EMπ⎛ ⎞= − ⎜ ⎟

⎝ ⎠


18

Pha của sóng mang có giá trị là 1 trong M góc pha:

2 0,1,..., 1i

i i MMπθ = = −

2.4.4.2 M-QAM

M-QAM là dạng điều chế số, sóng mang bị điều chế cả về biên độ và pha, phương pháp này được sử dụng rất phổ biến trong các đường truyền vô tuyền số tốc độ cao.

Hình 2.13: Giản đồ chòm sao QAM

Sau đây là biểu thức tổng quát của tín hiệu M-QAM:

1 1 2 2( ) ( ) ( ) 1,...,i i is t a t a t i Mφ φ= + = (2.13)

1

2( ) cos(2 )c

s

Et f tT

φ π= 2

2( ) sin(2 )c

s

Et f tT

φ π=

với 0 st T≤ ≤

1ia và 2ia là một trong các mức của symbol được điều chế PAM

1ia , 2ia = ± a, ± 3a, ± 5a,... ± ( 2log M -1)a

sT là độ rộng một symbol

cf là tần số sóng mang

2.4.4.3 DPSK (Differential Phase Shift Keying)

Đây là một dạng của M-PSK, trước khi đi vào bộ M-PSK tín hiệu sẽ được xử lý sai biệt, kí tự ra khỏi bộ này chứa đựng thông tin về sự khác nhau giữa hai kí tự liên tiếp.


19

Bộ giải điều chế sẽ so sánh sự khác biệt về pha giữa 2 kí tự liên tiếp để xác định kí tự thu được. Thông thường nhiễu tác động lên 2 kí tự liên tiếp gần như nhau, sai biệt giữa 2 kí tự liên tiếp sẽ giống nhau trong trường hợp có nhiễu và không có nhiễu.

Ưu điểm của phương pháp này là không cần khôi phục sóng mang. Tuy nhiên để có sai số như PSK, tín hiệu DPSK vào bộ giải điều chế cần có tỷ số tín hiệu trên nhiễu S/N lớn hơn từ 1 đến 3dB so với PSK. Hình 2.14, 2.15 và 2.16 cho ta thấy cách thức điều chế và giải điều DBPSK.

Hình 2.14 : Sơ đồ điều chế DBPSK

Hình 2.15: Chuỗi bit vào và pha của sóng mang tương ứng

Hình 2.16: Sơ đồ giải điều chế DBPSK

2.4.5 Bộ IFFT và FFT ( Inverse Fast Fourier Transform, Fast Fourier Transform)

Phép biến đổi IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) cho phép ta tạo tín hiệu OFDM dễ dàng, tức là điều chế N luồng tín hiệu song song lên N tần số trực giao một cách chính xác và đơn giản. Phép biến đổi DFT (Discrete Fourier Transform) cho phép ta giải điều chế lấy lại thông tin từ tín hiệu OFDM. Nhờ sử dụng phép biến đổi IDFT


20

và DFT mà ta tinh giản được bộ tổng hợp tần số phức tạp ở phía phát và phía thu. Nếu không sử dụng IDFT và DFT bộ tổng hợp tần số phải tạo ra một tập tần số cách đều nhau chính xác và đồng pha, nhằm tạo ra tập tần số trực giao hoàn hảo, điều này không hề đơn giản một chút nào.

Biến đổi DFT phức có thể được xem như là cách xác định biên độ và pha của những thành phần sóng sin và cosin cấu thành nên tín hiệu phân tích.

1

0

1[ ] [ ] cos 2 sin 2N

n

kn knX k x n jN N N

π π−

=

⎛ ⎞⎛ ⎞ ⎛ ⎞= −⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎝ ⎠∑ (2.14)

Trong đó mảng X[k] chứa N giá trị biên độ của các thành phần tần số, mảng x[n] chứa N mẫu của tín hiệu miền thời gian.

kn/N biểu thị tần số của sóng sin/cosin ứng với k ∈[0,N-1], n thay đổi giữa 0 và tổng số mẫu miền thời gian. Thông số k định nghĩa số chu kỳ sóng sin/cosin hoàn chỉnh xảy ra qua N điểm tín hiệu miền thời gian được lưu trữ trong mảng x[n]. Thông số n biểu thị cho số mẫu miền thời gian thu được.

Công thức (2.14) định nghĩa biến đổi Fourier phức nên cả hai mảng miền thời gian và miền tần số đều lưu trữ những giá trị phức.

Mảng X[k] bao gồm cả tần số dương và âm, trong đó chỉ số k=0,..,N/2 biểu thị cho tần số dương và k=N/2+1,..., N-1 biểu thị cho tần số âm.

Hình 2.17: Ví dụ về phổ phức thay thế cho tín hiệu miền thời gian hoàn toàn thực.

Có hai cách chính để ứng dụng biến đổi DFT phức vào hệ thống điện tử:


21

* Tín hiệu miền thời gian được giả sử là tất cả đều là số thực: Phần thực của tín hiệu miền tần số có đối xứng chẵn và phần ảo có đối xứng lẻ.

* Tín hiệu miền thời gian được giả sử là hoàn toàn phức: tần số dương và âm độc lập với nhau.

Hình 2.18: Giải thuật DFT và IDFT phức. Đường nét đứt tượng trưng cho DFT và đường nét đậm tượng trưng cho IDFT. Mảng tần số chứa các giá trị tần số dương và

âm. Tần số dương chạy từ 0 đến N/2

Công nghệ ADSL (Asynchronous Digital Subscriber Line) sử dụng tín hiệu miền thời gian hoàn toàn thực. Tín hiệu miền thời gian phức được dùng trong chuẩn ứng dụng W-LAN 802.11a IEEE.

Điều cuối cùng cần chú ý đối với DFT là khoảng cách tần số giữa mỗi mẫu trong miền tần số (thường gọi là độ phân giải - the resolution) phụ thuộc vào tần số lấy mẫu sf và chiều dài N của bộ biến đổi FFT:

sfFN

Δ = (2.15)

2.4.5.1 Phép biến đổi ngược Fourier rời rạc IDFT

Phép biến đổi Fourier rời rạc DFT sẽ phân tích tín hiệu thành những thành phần sóng sin có khoảng cách đều nhau trong khoảng tần số.

Ngược lại phép biến đổi ngược Fourier rời rạc IDFT sẽ tổng hợp tất cả các sóng sin và cos có biên độ lưu trữ trong mảng X[k] để tái tạo trở lại tín hiệu phát miền thời gian:


22

[ ] [ ]1

0cos(2 sin(2

N

k

kn knx n X k jN N

π π−

=

⎛ ⎞= +⎜ ⎟⎝ ⎠

∑ (2.16)

X[k]= Re X[k] + j Im X[k] (2.17)

Thế (2.17) vào (2.16):

Trong công thức trên nếu thay Re{X[k]}+ jIm{X[k]} bằng X[k] và đem ra ngoài phép tính thì ta sẽ rút ra được kết luận sau:

* Mỗi giá trị của phần thực trong miền tần số góp 1 phần để tạo ra tín hiệu miền thời gian: phần thực là sóng cos, phần ảo là sóng sin.

* Mỗi giá trị của phần ảo trong miền tần số cũng góp một phần vào tín hiệu miền thời gian: phần thực là sóng sin, phần ảo là sóng cos.

Nói cách khác, mỗi giá trị miền tần số đều tạo ra cả tín hiệu sin thực và tín hiệu sin ảo trong miền thời gian.

Cộng tất cả các tín hiệu sin đó lại với nhau sẽ tái tạo lại được tín hiệu phát.

Dạng sóng cos và sin trong (2.14) và (2.16) có thể được hiểu như là những tín hiệu thực được phát ra bởi các mạch vật lý.

2.4.5.2 Phép biến đổi Fourier nhanh

Việc tính toán DFT một cách trực tiếp trong trường hợp N lớn sẽ tiêu tốn rất nhiều thời gian. Thời gian tính toán cần thiết tăng theo 2N . Tuy nhiên nếu ta sử dụng số sóng mang N là lũy thừa của 2 thì có cách tính hiệu quả hơn nhiều là FFT.

2.4.6 Chèn khoảng bảo vệ (Guard Interval Insertion và Guard Interval Removal)

Giả thiết một mẫu tín hiệu OFDM có độ dài là ST . Chuỗi bảo vệ là một chuỗi tín hiệu

có độ dài là GT ở phía sau sao chép lên phần phía trước của tín hiệu này. Sự sao chép


23

này có tác dụng chống lại nhiễu ISI gây ra bởi hiệu ứng đa đường. Nguyên tắc này được giải thích như sau:

Giả thiết máy phát phát đi 1 khoảng tín hiệu hình sin có chiều dài là ST . Sau khi chèn

chuỗi bảo vệ tín hiệu này có chu kỳ là T= ST + GT . Do hiệu ứng đa đường tín hiệu này sẽ đến máy thu qua nhiều tuyến đường truyền với trễ truyền dẫn khác nhau. Để đơn giản cho việc giải thích nguyên lý này, hình 2.19 chỉ mô tả tín hiệu thu được từ hai tuyến truyền dẫn, trong đó một tuyến truyền dẫn không có trễ, tuyến còn lại trễ so với tuyến đầu tiên là maxτ . Ở tuyến đầu tiên ta nhận thấy mẫu tín hiệu thứ (k-1) không chồng lấn lên mẫu tín hiệu thứ k. Điều này là do ta giả sử rằng tuyến đầu tiên không có trễ truyền dẫn. Tuy nhiên ở tuyến 2, mẫu tín hiệu thứ (k-1) bị dịch sang mẫu tín hiệu thứ k một khoảng là maxτ do trễ truyền dẫn. Tương tự như vậy mẫu tín hiệu thứ k bị

dịch sang tín hiệu thứ (k+1) một khoảng cũng là maxτ . Tín hiệu thu được ở máy thu sẽ là tổng của tín hiệu tất cả các tuyến. Sự dịch tín hiệu do trễ truyền dẫn trong các phương pháp điều chế thông thường sẽ gây ra nhiễu ISI. Tuy nhiên trong hệ thống OFDM có sử dụng chuỗi bảo vệ sẽ loại bỏ được nhiễu này. Trong trường hợp

maxGT τ≥ như mô tả ở hình 2.19, thì phần bị chồng lấn tín hiệu gây nhiễu ISI chỉ nằm

trong khoảng của chuỗi bảo vệ. Khoảng tín hiệu có ích có độ dài ST không bị chồng lấn bởi các mẫu tín hiệu khác. Ở phía thu, chuỗi bảo vệ sẽ bị gạt bỏ trước khi gửi đến bộ giải điều chế OFDM. Điều kiện quyết định để đảm bảo hệ thống OFDM không bị ảnh hưởng bởi nhiễu ISI là:

maxGT τ≥ (2.18)

Hình 2.19: Mô tả ứng dụng của chuỗi bảo vệ trong việc chống nhiễu ISI


24

Việc sử dụng chuỗi bảo vệ sẽ đảm bảo được tính trực giao của các sóng mang phụ, do vậy đơn giản hóa cấu trúc bộ ước lượng kênh truyền, bộ cân bằng tín hiệu ở phía máy thu. Tuy nhiên chuỗi bảo vệ không mang thông tin có ích nên phổ tín hiệu của hệ thống bị giảm đi một hệ số là :

S

S G

TT T

η =+

(2.19)

Direct

Delay

TG TFFT

Sampling period

Hình 2.20 : Trải trễ nhỏ hơn khoảng bảo vệ sẽ không gây ra ISI và ICI.

Hình 2.21 : Tín hiệu thu bị dịch pha do ảnh hưởng của tín hiệu đa đường.

Như trên hình 2.20, ta có thể thấy rằng nếu trải trễ nhỏ hơn khoảng bảo vệ sẽ không có hiện tượng giao thoa giữa ký tự trước và ký tự hiện tại, do đó sẽ không gây ra ISI và ICI. Tuy nhiên, do tín hiệu nhận được tại máy thu là tổng của nhiều thành phần đa đường nên sẽ gây ra sự dịch pha cho các sóng mang như ở hình 2.21. Việc ước lượng kênh ở máy thu sẽ khắc phục sự dịch pha này.


25

Hình 2.22: Các thành phần của ký tự OFDM thu được sau khi truyền qua kênh truyền multipath: a) không có khoảng bảo vệ; b) có khoảng bảo vệ


26

Hình 2.23: Những ký tự OFDM thu được sau khi truyền qua kênh truyền multipath: a) không có khoảng bảo vệ b) có chèn khoảng bảo vệ

Hình 2.22 minh họa khái niệm chèn khoảng thời gian bảo vệ trong hệ thống OFDM và hình 2.23 minh họa ý tưởng dùng khoảng bảo vệ để loại bỏ khoảng ISI giữa những ký tự OFDM, ở hình 2.23 (a) thì ký tự OFDM thu được bị can nhiễu bởi ký tự OFDM trước nó, ở hình 2.23 (b) thì ký tự OFDM thu được không còn bị ảnh hưởng của ký tự OFDM trước đó.

Trong khoảng thời gian bảo vệ, máy thu bỏ qua tất cả các tín hiệu, như vậy có nghĩa là khoảng bảo vệ là khoảng vô ích, nó không mang dữ liệu có ích. Lựa chọn khoảng bảo vệ liên quan đến thời gian trễ của echo, đồng thời cũng liên quan mật thiết đến số lượng sóng mang. Trong thực tế khoảng thời gian bảo vệ được tạo ra bằng cách lặp lại một tỷ lệ của dòng bit tích cực trong chu kỳ trước đó, khoảng bảo vệ được chọn dựa vào khoảng thời gian tích cực của symbol, có thể là 1/4, 1/8, 1/16, 1/32 thời gian symbol tích cực.


27

Thât ra ý tưởng của phương pháp này có từ giữa những năm 1980. Nhưng do lúc đó còn hạn chế về mặt công nghệ (khó tạo ra các bộ điều chế và giải điều chế đa sóng mang giá thành thấp theo biến đổi nhanh Fourier (Inverse Fast Fourier Transform –IFFT) nên cho tới nay dựa trên những thành tựu của công nghệ mạch tích hợp, phương pháp này mới được đưa vào thực tiễn .

2.4.7 Bộ biến đổi D/A và A/D

Chuỗi symbol rời rạc s[n] sau khi được chèn khoảng bảo vệ Δ G, sẽ được đưa vào bộ biến đổi từ số sang tương tự D/A và bộ lọc thông thấp (low pass filter) tạo ra tín hiệu liên tục s(t) để có thể đưa ra kênh truyền vô tuyến.

Ở phía thu, bộ A/D làm động tác ngược lại bộ D/A, bộ A/D sẽ lấy mẫu tín hiệu OFDM thu được s’(t), lượng tử và mã hóa cho ra tín hiệu số rời rạc, sau đó tín hiệu rời rạc này sẽ đi qua bộ Guard Interval Removal để loại bỏ khoảng bảo vệ.

2.4.8 Cửa sổ

Trong bất kỳ hệ thống truyền dẫn vô tuyến nào, tín hiệu trước khi được truyền đi đều được nhân với xung cơ bản. Mục đích của phép nhân này là giới hạn phổ của tín hiệu phát sao cho phù hợp với bề rộng cho phép của kênh truyền. Trong trường hợp bề rộng phổ của tín hiệu phát lớn hơn bề rộng kênh truyền cho phép thì tín hiệu phát này sẽ gây ra nhiễu xuyên kênh đối với các hệ thống khác. Trong hệ thống OFDM, tín hiệu trước khi phát đi được nhân với xung cơ bản s’(t). Xung cơ bản có bề rộng đúng bằng bề rộng của một mẫu tín hiệu OFDM. Sau khi chèn chuỗi bảo vệ thì xung cơ bản ký hiệu là s(t) có độ rộng là S GT T+ . Dạng xung cơ bản đơn giản nhất là xung vuông mô tả như hình sau:

Hình 2.24: Xung cơ sở

0 ,( )

0 , erG SS T t T

s toth− ≤ ≤⎧

= ⎨⎩

(2.20)

Trong thực tế xung cơ sở thường được sử dụng là bộ lọc cos nâng (raised-cosine).


28

Dạng xung vuông có băng thông rất lớn vì phổ của nó có dạng hàm sinc nên các búp phổ phụ sẽ chiếm băng thông rất nhiều. Cửa sổ là một kỹ thuật phổ biến để làm suy giảm mức biên độ của các búp phổ phụ này và do đó sẽ giảm công suất phát ra ngoài dải băng thông. Dạng xung cửa sổ của bộ phát có dạng hàm cos nâng (raised-cosine) có thể được xem như là tích chập của dạng xung vuông mở rộng có độ dài là T với một tín hiệu sin nửa sóng như hình minh họa sau đây:

Hình 2.25: a) Dạng và phổ của bộ lọc thu OFDM; b)Xung vuông có chiều dài T và phổ của nó; c) Sóng sin nửa sóng được dùng để định dạng xung và phổ của nó; d) Dạng xung nguyên mẫu phía phát w(t) và phổ của nó; e) Phổ của (b)-(d) trên thang logarithm.


29

Khi chuyển qua miền tần số thì phép tính tích chập này tương ứng với phép nhân giữa phổ của xung vuông có dạng sinc với phổ của tín hiệu hình sin nửa sóng. Theo hình minh họa ở trên ta thấy kết quả của phép nhân này sẽ làm giảm các búp phổ phụ của dạng xung của bộ phát.

2.4.9 Tiêu chuẩn IEEE 802.11a (cấu tạo khung miền tần số)

Tiêu chuẩn IEEE 802.11a đề nghị ứng dụng bộ biến đổi IFFT 64 điểm vào tiến trình xử lý điều chế sóng mang. Ở đây cũng đã đề cập sự khác nhau giữa lý thuyết và thực tế là không đáng kể nhưng lại vô cùng quan trọng. Có một kết luận được rút ra từ lý thuyết đó là nếu một hệ thống truyền dẫn OFDM sử dụng tất cả 64 sóng mang thì có thể sử dụng hết tất cả 64 sóng mang này để truyền dữ liệu. Điều này là không đúng! Lý do đưa ra để lý giải cho điều này đó là ranh giới trái ngược giữa lý thuyết và thực tế.

Không có gì để nói về việc truyền dẫn dùng tất cả 64 sóng mang được điều chế bằng bộ IFFT. Nhưng vấn đề rắc rối sẽ bắt gặp khi tiến hành thu nhận tín hiệu.

Dựa theo lý thuyết lấy mẫu Nyquist, tín hiệu chỉ có thể được lấy mẫu đúng nếu nó

không bao gồm những thành phần tần số lớn hơn 12 sf ( trong đó sf là tốc độ lấy

mẫu). Nếu những yêu cầu này không thõa mãn thì ở miền tần số sẽ xảy ra hiện tượng chồng lấn (aliasing).

Vì vậy rất cần thiết phải lọc một phần phổ tín hiệu có khả năng phá hủy thông tin sau

khi xảy ra aliasing ( nghĩa là cần phải lọc tất cả những thành phần tần số trên 12 sf ).

Để làm được điều này người ta dùng một bộ lọc tương tự (analog) chống aliasing (antialias filter). Antialias filter là một mạch thông thấp được thiết kế sao cho nó chỉ cho những thành phần tần số nào nhỏ hơn tần số cắt (cutoff frequency) đi qua và không cho những thành phần tần số lớn hơn tần số cắt đi qua. Những thông số quan trọng của mạch này đó là: suy hao dải dừng (stopband attenuation) và hệ số roll-off của bộ lọc.

Những mạch tốt nhất thì hệ số roll-off có giá trị khoảng 0.1 sf và có độ suy hao dải dừng khoảng vài trăm dB. Những giá trị này so với trường hợp lý tưởng vẫn còn một khoảng cách khá xa. Điều này đưa đến hậu quả tất yếu là: dải tần số ở khoảng giữa 0.4 sf và 0.5 sf sẽ bị phí phạm vì hệ số roll-off của bộ lọc chậm (the filters slow roll-off) và suy hao dải dừng không lý tưởng.


30

Xem xét tất cả các trường hợp này thì trong khung tần số những mẫu định nghĩa biên độ của tín hiệu giữa 0.4 sf và 0.5 sf sẽ không được truyền bất kỳ dữ liệu nào vì dù có truyền như thế nào đi nữa thì nó cũng mất. Do vậy tiêu chuẩn 802.11a đề xuất chỉ sử dụng 52 trên tổng số 64 sóng mang để truyền dữ liệu.

Bên cạnh đó Chuẩn 802.11a cũng đề nghị không dùng thành phần DC để tránh làm suy yếu tín hiệu từ hiện tượng rò sóng mang (carrier leakage) và dịch DC (DC offset) gây ra bởi các mạch tương tự (analog circuit).

2.4.10 Lấy mẫu và phổ tín hiệu

Hình 2.26: Lý thuyết lấy mẫu. Nhân tín hiệu trong miền thời gian tương ứng với lấy

tích chập trong miền tần số. sf =1/T

Từ lý thuyết lấy mẫu, việc chuyển đổi tín hiệu từ tương tự sang số có thể được thực hiện bằng cách lấy tín hiệu nhân với chuỗi xung delta thường được gọi là chuỗi xung biên độ đơn vị (hình 2.26). Kết quả cho ra tín hiệu số có dạng là một chuỗi xung


31

(impulse train). Mặc dù trong thực tế rất khó đạt được tín hiệu delta có độ rộng đủ hẹp. Thay vào đó, bộ ADCs (Analog to Digital Converters) sẽ giữ lại giá trị cuối cho đến khi mẫu kế tiếp được thu. Quá trình xử lý này gọi là zero-order hold.

Như đã nói ở trên, tín hiệu rời rạc trong miền này sẽ là tuần hoàn trong miền kia. Hơn nữa, ngay cả khi tín hiệu gốc miền thời gian có chiều dài vô hạn thì cũng cần phải cắt ra thành những khung (frame) hữu hạn. Mỗi khung được xem như là một chu kỳ đơn ( của một tín hiệu tuần hoàn vô hạn) của tín hiệu DFT ngõ vào.

Do đó, cả hai phương pháp lấy mẫu: với chuỗi xung và giữ bậc zero, đều tuần hoàn nhưng có phổ không đồng nhất. Phổ tần số của chuỗi xung đơn vị cũng chính là chuỗi xung biên độ đơn vị với đỉnh xung xảy ra tại các vị trí có tần số bằng số nguyên lần tần số lấy mẫu sf , 2 sf , 3 sf , 4 sf ...(xem hình 2.26). Do tín hiệu miền thời gian là tích của dữ liệu và chuỗi xung nên trong miền tần số phổ của nó có phân bố tại các vị trí

sf ,2 sf ,3 sf ,... ứng với mỗi vị trí là bản sao của phổ trung tâm. Trong trường hợp tín hiệu dạng bậc thang thì phổ của nó sẽ được nhân thêm hàm sinc:

sin( ) sinS

S

ff

H f cfff

π

π

⎛ ⎞⎜ ⎟⎝ ⎠= = (2.21)

Hình 2.27: So sánh phổ tín hiệu được lấy mẫu theo chuỗi xung và giữ bậc zero


32

Phương trình trên mô tả sự suy giảm biên độ ở những tần số cao vì thực hiện giữ bậc zero (zero-order hold). sf là tần số lấy mẫu. Khi f = 0 thì H(f) = 1 ( xem hình 2.27 ).

Chương 3: Môi trường truyền dẫn vô tuyến

33

Chương 3

MÔI TRƯỜNG TRUYỀN DẪN VÔ TUYẾN

hương này đề cập đến những vấn đề chính của việc truyền sóng vô tuyến và những khó khăn mà chúng gây ra trong hệ thống truyền dẫn thông tin số. Những

ảnh hưởng của truyền sóng vô tuyến như suy hao đường truyền, fading phẳng, fading chọn lọc tần số, trải Doppler, trải trễ đa đường (multipath) … làm giới hạn hiệu quả của truyền thông vô tuyến. Do đó, việc thiết lập mô hình kênh truyền và xác định các ảnh hưởng bị gây ra trong một kênh truyền cụ thể là vấn đề rất quan trọng.

3.1 Suy hao đường truyền và sự suy giảm tín hiệu (Path loss and Attenuation)

Trong suốt quá trình truyền, tín hiệu vô tuyến bị yếu dần theo khoảng cách, bởi vì sóng của tín hiệu vô tuyến lan truyền sẽ bị lan tỏa ra và do đó mật độ công suất sẽ bị suy giảm. Trong không gian tự do, sóng truyền sẽ bị lan tỏa ra có dạng hình cầu và dẫn đến mật độ công suất sẽ giảm tỷ lệ với diện tích bề mặt của hình cầu này.

Diện tích của hình cầu là 24 Rπ , tỷ lệ với bình phương bán kính R của hình cầu, do đó trong không gian tự do, cường độ trường RF sẽ bị suy giảm tỷ lệ với bình phương khoảng cách. Phương trình (3.1) biểu diễn công suất thu được theo công suất phát trong không gian tự do.

2

4⎟⎠⎞

⎜⎝⎛=

RGGPP RTTR π

λ (3.1)

Với PR là công suất thu được (W), PT là công suất phát (W), GR là độ lợi của anten thu (chú ý là anten đẳng hướng), GT là độ lợi của anten phát, λ là bước sóng của sóng mang RF (m), và R là khoảng cách truyền (m).

Nếu truyền trong không gian tự do thì có thể dự đoán được, có thể được sử dụng trong mô hình của thông tin vệ tinh và những hướng nối kết không bị vật cản, như là những nối kết điểm-điểm của viba tầm ngắn. Tuy nhiên, hầu hết những mô hình truyền thông mặt đất như là điện thoại di động, hệ thống LAN không dây, môi trường có sự phức tạp hơn nhiều dẫn đến mô hình truyền sẽ bị khó khăn hơn.

3.2 Định nghĩa Fading

Nếu đường truyền vô tuyến từ phía phát đến phía thu có chướng ngại vật thì ta sẽ gặp hiệu ứng fading. Trong trường hợp này, tín hiệu sẽ đến nơi thu từ nhiều đường khác nhau, mỗi đường là một bản sao của tín hiệu gốc. Tín hiệu trên mỗi đường này có độ

C


34

trải trễ khác nhau không đáng kể và độ lợi cũng khác nhau không đáng kể. Sự trải trễ này làm cho tín hiệu từ mỗi đường bị dịch pha so với tín hiệu gốc và ở phía thu sẽ tổng hợp các tín hiệu từ các đường này dẫn đến tín hiệu thu được tổng cộng bị suy biến (degraded).

kα : Độ lợi đường thứ k.

0τ : Độ trễ truyền dẫn được chuẩn hóa tương ứng với đường truyền thẳng LOS (Light of sight).

0k kτ τΔ = − : Độ lệch thời gian giữa đường thứ k so với đường LOS.

Hình 3.1: Fading là một vấn đề lớn ảnh hưởng đến tín hiệu và làm mất tín hiệu. Đồng thời nó cũng là một vấn đề điển hình khi đường truyền có sự thay đổi như khi di chuyển bằng xe hơi hay đang ở bên trong một tòa nhà hay trong một đô thị đông đúc với những tòa nhà cao tầng.

Trong fading, những tín hiệu phản xạ bị trễ được cộng vào tín hiệu chính và gây ra hoặc là tăng cường độ mạnh của tín hiệu hoặc là fading sâu (deep fades). Khi xảy ra fading sâu thì gần như tín hiệu bị mất, mức tín hiệu quá nhỏ để bộ thu có thể nhận biết dữ liệu thu được là gì.


35

Hình 3.2: Tín hiệu phản xạ đến phía thu bị trễ và gây can nhiễu đến tín hiệu chính LOS. Trong trường hợp kênh truyền Rayleigh fading thì sẽ không có tín hiệu chính (LOS), tất cả các thành phần đều là tín hiệu phản xạ.

Độ trải trễ cực đại được xem như là độ trải trễ của tín hiệu trong môi trường. Độ trải trễ này có thể nhỏ hơn hoặc lớn hơn thời gian ký tự. Trong cả hai trường hợp đều gây ra những loại suy biến (degradation) tín hiệu khác nhau. Độ trải trễ của tín hiệu thay đổi khi môi trường thay đổi.

Hình 3.3 - (a) flat fading (b) fading chọn lọc tần số (c) Với truyền dẫn OFDM thì dữ liệu được truyền trong nhiều sóng mang con, nên tại tần số bị fading thì chỉ một tập hợp nhỏ dữ liệu phát bị mất.

Hình 3.2 cho ta thấy phổ của tín hiệu, đường đen đậm là đáp ứng kênh truyền. Có thể tưởng tượng đáp ứng kênh truyền như một cánh cửa để cho tín hiệu có thể truyền qua. Nếu cánh cửa đủ lớn thì tín hiệu truyền qua mà không hề bị uốn cong hay méo dạng. Đáp ứng kênh truyền fading được mô tả như hình 3.3b, ta chú ý rằng tại một vài tần số trong dải tần thì kênh truyền sẽ không cho phép truyền thông tin đi qua, vì thế những tần số này được gọi là tần số fading sâu (deep fades frequency). Dạng đáp ứng tần số kênh truyền này được gọi là fading chọn lọc tần số (frequency selective fading) bởi vì


36

nó không xảy ra đều trên toàn dải tần mà chỉ xảy ra ở tại một vài tần số mà kênh truyền chọn lọc. Nếu kênh truyền thay đổi thì đáp ứng của nó cũng thay đổi theo.

Rayleigh fading là một thuật ngữ được dùng khi không có thành phần tín hiệu truyền thẳng từ nơi phát đến nơi thu ( Light of sight) và tất cả các tín hiệu đến đều là tín hiệu phản xạ. Loại môi trường này được gọi là Rayleigh fading.

Nhìn chung khi thời gian trải trễ nhỏ hơn thời gian một ký tự, ta có kênh truyền fading phẳng (flat fading). Khi thời gian trải trễ lớn hơn thời gian một ký tự thì kênh truyền này gọi là kênh truyền chọn lọc tần số.

Tín hiệu OFDM có thuận lợi khi truyền trong kênh truyền chọn lọc tần số. Khi gặp fading thì chỉ một vài sóng mang con bị ảnh hưởng còn các sóng mang khác thì hoàn toàn không bị ảnh hưởng gì. Thay vì mất toàn ký tự thì sẽ chỉ mất một tập hợp nhỏ của (1/N) bit. Nếu ta sử dụng mã hóa ở chuỗi bit phát thì tại bộ thu có thể sửa được các bit sai.

3.3 Hiện tượng Multipath

Tín hiệu RF truyền qua kênh truyền vô tuyến sẽ lan tỏa trong không gian, va chạm vào các vật cản phân tán rải rác trên đường truyền như xe cộ, nhà cửa, sông, núi… gây ra các hiện tượng sau đây:

* Phản xạ (reflection): khi sóng đập vào các bề mặt bằng phẳng. (hình 3.4)

Hình 3.4: Hiện tượng phản xạ

* Tán xạ (scaterring): khi sóng đập vào các vật có bề mặt không bằng phẳng và

các vật này có chiều dài so sánh được với chiều dài bước sóng.(Hình 3.5)

Hình 3.5: Hiện tượng tán xạ

* Nhiễu xạ (diffraction): khi sóng va chạm với các vật có kích thước lớn hơn


37

nhiều chiều dài bước sóng.(Hình 3.6 )

Hình 3.6: Hiện tượng nhiễu xạ

Hình 3.7: Các hiện tượng xảy ra trong kênh truyền vô tuyến

Khi sóng va chạm vào các vật cản sẽ tạo ra vô số bản sao tín hiệu, một số bản sao này sẽ tới được máy thu. Do các bản sao này phản xạ, tán xạ, nhiễu xạ trên các vật khác nhau và theo các đường dài ngắn khác nhau nên:

* Thời điểm các bản sao này tới máy thu cũng khác nhau, tức là độ trễ pha giữa các thành phần này là khác nhau.

* Các bản sao sẽ suy hao khác nhau, tức là biên độ giữa các thành phần này là khác nhau.

Tín hiệu tại máy thu là tổng của tất cả các bản sao này, tùy thuộc vào biên độ và pha của các bản sao:

* Tín hiệu thu được tăng cường hay cộng tích cực (constructive addition)

khi các bản sao đồng pha.

* Tín hiệu thu bị triệt tiêu hay cộng tiêu cực (destructive addition) khi các

bản sao ngược pha.


38

Hình 3.8:Tín hiệu gốc và 2 thành phần multipath

Hình 3.9: Kênh truyền chọn lọc tần số và biến đổi theo thời gian.

Tùy theo đáp ứng tần số của mỗi kênh truyền mà ta có kênh truyền chọn lọc tần số (frequency selective fading channel) hay kênh truyền phẳng (frequency nonselective fading channel), kênh truyền biến đổi nhanh (fast fading channel) hay biến đổi chậm (slow fading channel). Tuỳ theo đường bao của tín hiệu sau khi qua kênh truyền có phân bố xác suất theo hàm phân bố Rayleigh hay Rice mà ta có kênh truyền Rayleigh hay Ricean.

Hình 3.9 mô tả đáp ứng của kênh truyền chọn lọc tần số và biến đổi theo thời gian, khi ta lần lượt phát các xung vuông ra kênh truyền tại những thời điểm khác nhau, tín hiệu thu được có hình dạng khác xung ban đầu và khác nhau khi thời điểm kích xung khác nhau.


39

3.4 Kênh truyền chọn lọc tần số và kênh truyền phẳng (Frequency Selective & Frequency Nonselective Fading Channels) do trải trễ đa đường gây ra

Kênh truyền chọn lọc tần số là kênh truyền có đáp ứng tần số khác nhau trên một dải tần số, tức đáp ứng tần số không bằng phẳng trong toàn bộ dải tần đó, do đó tín hiệu tại các tần số khác nhau khi qua kênh truyền sẽ có sự suy hao và xoay pha khác nhau. Một kênh truyền có bị xem là chọn lọc tần số hay không còn tùy thuộc vào băng thông của tín hiệu truyền đi. Nếu trong toàn khoảng băng thông của tín hiệu đáp ứng tần số là bằng phẳng, ta nói kênh truyền không chọn lọc tần số (frequency nonselective fading channel), hay kênh truyền phẳng (flat fading channel), ngược lại nếu đáp ứng tần số của kênh truyền không phẳng, không giống nhau trong băng thông tín hiệu, ta nói kênh truyền là kênh truyền chọn lọc tần số (frequency selective fading channel). Mọi kênh truyền vô tuyến đều không thể có đáp ứng bằng phẳng trong cả dải tần vô tuyến, tuy nhiên kênh truyền có thể xem là phẳng trong một khoảng nhỏ tần số nào đó.

Hình 3.10a cho ta thấy kênh truyền sẽ là chọn lọc tần số đối với tín hiệu truyền có băng thông lớn nằm từ 32 MHz đến 96 MHz. Hình 3.10b cho ta thấy nếu tín hiệu có băng thông nhỏ khoảng 2 MHz thì kênh truyền sẽ là kênh truyền fading phẳng.

Hình 3.10 (a): Đáp ứng tần số của kênh truyền chọn lọc tần số.


40

Hình 3.10 (b): Đáp ứng tần số của kênh truyền phẳng.

Vừa rồi ta mới mô tả định tính kênh truyền, bây giờ ta sẽ xét định lượng các thông số của kênh truyền.

Hình 3.11: Tín hiệu tới phía thu theo L đường

Tín hiệu tại máy thu là tổng các thành phần tín hiệu đến từ L đường như hình 3.11 (chưa tính đến nhiễu) có dạng :


41

1

( ) ( )L

i ii

y t x tα τ=

= −∑ (3.2)

( )i i i tα α φ= ∠ : Hệ số suy hao có giá trị phức (suy hao biên độ và xoay pha).

( )i i tτ τ= : Thời gian trễ có giá trị thực.

( ) ( ). ( , ) ( )* ( , )y t x t h t d x t h tτ τ τ τ∞

−∞

= − =∫ (3.3)

Với [ ]1

( , ) ( ). ( )L

i ii

h t t tτ α δ τ τ=

= −∑ (3.4)

( , )h t τ là đáp ứng xung thay đổi theo thời gian của kênh truyền.

Từ (3.4) ta có đáp ứng hàm truyền thay đổi theo thời gian:

2( , ) ( , ) j fH t f h t e dπ ττ τ∞

−

−∞

= ∫ (3.5)

Mỗi kênh truyền đều có một đáp ứng xung, do đó mỗi kênh truyền có thể đặc trưng bằng hàm tự tương quan ACF (AutoCorrelation Function):

[ ] [ ]1 2 1 2 1 1 2 2 1 1 1 1( , , , ) *( , ). ( , ) *( , ). ( , )hR t t E h t h t E h t h t tτ τ τ τ τ τ τ= = + Δ + Δ

(3.6)

( [ ]( ) ( ). ( ).XE f x f x p x dx∞

−∞

= ∫ )

Hàm tự tương quan ACF quá phức tạp (theo 4 biến 1t , 2t , 1τ , 2τ ) nên để đơn giản

trong phân tích ta giả sử các thành phần phản xạ là dừng theo nghĩa rộng và không

tương quan WSSUS (Wide Sense Stationary Uncorrelated Scatter).

WSS: quá trình dừng theo nghĩa rộng tức là ACF chỉ phụ thuộc vào 2 1t t tΔ = −

US: các thành phần phản xạ là độc lập nhau

Khi quá trình là WSSUS ta có hàm tự tương quan ACF:

1 1 1 1 1 1 2( , , , ) ( , ) ( , ). ( )h h hR t t t R t P tτ τ τ τ τ δ τ τ+ Δ + Δ = Δ = Δ − (3.7)

1( , )hP t τΔ là mật độ phổ công suất chéo trễ (Delay Cross PDF)


42

Khi tΔ =0, (, ) ( , )h hP P tτ τ= Δ được gọi là profile trễ công suất (Power Delay Profile hay Multipath Delay Profile hay Multipath Intensity Profile), mô tả công suất trung bình của tín hiệu sau khi qua kênh truyền. Do đó công suất ra của tín hiệu được tính theo công thức:

( )HP P dτ τ+∞

−∞

= ∫ (3.8)

Lấy biến đổi Fourier (3.7) ta được:

2( , ) ( , ) j fH hR t f R t e dπ ττ τ

+∞− Δ

−∞

Δ Δ = Δ∫ (3.9)

Ta sẽ dùng công thức này để phân loại kênh truyền chọn lọc tần số (Frequency

Selective fading) hay kênh truyền phẳng (Frequency Nonselective Fading), kênh

truyền biến đổi nhanh (fast fading) hay biến đổi chậm (slow fading).

Nếu 0tΔ = ta có hàm tương quan ACF phân tán theo tần số, mô tả tương quan giữa các khoảng tần số fΔ của kênh truyền.

2( ) (0, ) ( ) j fH H hR f R f R e dπ ττ τ

+∞− Δ

−∞

Δ = Δ = ∫ (3.10)

Mọi kênh truyền đều có một khoảng tần số ( )cfΔ , tại đó tỉ số ( )(0)

H

H

R fR

Δ xấp xỉ 1. Tức

là đáp ứng của kênh truyền được xem là bằng phẳng trong khoảng ( )cfΔ .

Khoảng tần số này gọi là Coherence bandwith.

* Nếu kênh truyền có ( )cfΔ nhỏ hơn nhiều so với băng thông của tín hiệu

được truyền, thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền chọn lọc tần số

(frequency selective channel). Tín hiệu truyền qua kênh truyền này sẽ bị

méo nghiêm trọng.

* Nếu kênh truyền có ( )cfΔ lớn hơn nhiều so với băng thông của tín hiệu

được truyền, thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền không chọn lọc tần

số (frequency nonselective channel) hay kênh truyền phẳng (flat channel).

Những kênh fading phẳng cũng được xem là kênh truyền thay đổi biên độ và đôi khi được đề cập như là những kênh băng hẹp (narrowband) vì băng thông tín hiệu


43

nhỏ hơn băng thông kênh truyền. Những kênh fading phẳng gây ra hiện tượng fading sâu, do đó yêu cầu công suất truyền lớn hơn 20 hoặc 30 dB để đạt được tốc độ lỗi bit thấp trong suốt thời gian fading sâu so với những hệ thống hoạt động trên kênh truyền non-fading. Sự phân bố độ lợi tức thời của kênh fading phẳng thì quan trọng cho việc thiết kế kết nối vô tuyến, và hầu hết sự phân bố biên độ là phân bố Rayleigh. Mô hình kênh truyền fading Rayleigh phẳng được giả sử là những kênh truyền mà gây ra biên độ thay đổi theo thời gian dựa trên sự phân bố Rayleigh.

Tương tự như Coherence bandwith, hai thông số quan trọng thường được dùng khi xét kênh truyền có chọn lọc tần số hay không người ta thường xét tới thời gian trễ giới hạn trung bình AEXT (Average Excess delay) và thời gian trải trễ hiệu dụng RMSτ (RMS delay spread) của kênh truyền:

1

1

.L

k Kk

LAEX

kk

PT

P

τ=

=

=∑

∑ (3.11)

( )2

1

1

.L

k AEX kk

LRMS

kk

T P

P

ττ =

=

−=

∑

∑ (3.12)

kτ thời gian trễ của bản sao thứ k

kP là công suất của bản sao thứ k

Thông thường kênh truyền là chọn lọc tần số nếu RMSτ so sánh được với symbolT .

3.5 Kênh truyền biến đổi nhanh và kênh truyền biến đổi chậm (Fast fading & slow fading channels) do sự trải Doppler gây ra

Kênh truyền vô tuyến sẽ có đáp ứng tần số không đổi theo thời gian nếu như cấu trúc của kênh truyền không đổi theo thời gian. Tuy nhiên mọi kênh truyền đều biến đổi theo thời gian, do các vật thể tạo nên kênh truyền luôn luôn biến đổi, luôn có vật thể mới xuất hiện và vật thể cũ mất đi, xe cộ luôn thay đổi vận tốc, nhà cửa, công viên, có thể được xây dựng thêm hay bị phá hủy đi, sông, núi, biển có thể mở rộng hoặc bị thu hẹp lại…Hình 3.12 cho thấy công suất tín hiệu thu được thay đổi theo thời gian dù tín hiệu phát đi có công suất không đổi tức là kênh truyền đã thay đổi theo thời gian.


44

Hình 3.12 Kênh truyền thay đổi theo thời gian.

Khái niệm kênh truyền chọn lọc thời gian hay không chọn lọc thời gian chỉ mang tính tương đối, nếu kênh truyền không thay đổi trong khoảng thời gian truyền một kí tự

symbolT thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền không chọn lọc thời gian (time

nonselective fading channel) hay kênh truyền biến đổi chậm (slow fading channel), ngược lại nếu kênh truyền biến đổi trong khoảng thời gian Tsymbol , thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền chọn lọc thời gian (time selective fading channel), hay kênh truyền biến đổi nhanh (fast fading channel). Môi trường trong nhà (indoor) ít thay đổi nên có thể xem là slow fading, môi trường ngoài trời thường xuyên thay đổi nên được xem là fast fading. Trong các cell di động, khi thuê bao MS (mobile staion) di chuyển, sẽ liên tục làm thay đổi vị trí giữa MS và trạm gốc BS (base station) theo thời gian, tức là liên tục làm thay đổi địa hình, cấu trúc của kênh truyền theo thời gian. Điều này có nghĩa là kênh truyền của ta liên tục thay đổi theo thời gian gây ra hiệu ứng Doppler làm dịch tần sóng mang của máy phát tại máy thu một lượng tần số :

0

vf fc

Δ = ± (3.13)

0f : tần số tại máy phát

v: vận tốc của thuê bao MS

c: vận tốc ánh sáng

MS di chuyển càng nhanh thì fΔ càng lớn và ngược lại.

Sau đây ta sẽ xét kĩ hơn các thông số xác định kênh truyền là slow fading hay fast

fading.

Ở phần 3.3 ta đã có công thức (3.9):

2( , ) ( , ) j fH hR t f R t e dπ ττ τ

+∞− Δ

−∞

Δ Δ = Δ∫


45

Nếu fΔ = 0 ta có hàm tương quan ACF phân tán theo thời gian, mô tả tương quan

giữa các khoảng thời gian tΔ của kênh truyền.

( ) ( , )H hR t R t dtτ+∞

−∞

Δ = Δ∫ (3.14)

Phổ công suất Doppler được định nghĩa là biến đổi Fourier của ( )HR tΔ :

2 2( ) ( ) ( ) ( )j f t j f tH H H HD f R t e d t R t D f e dfπ π

+∞ +∞− Δ + Δ

−∞ −∞

= Δ Δ ⇔ Δ =∫ ∫ (3.15)

Mọi kênh truyền đều có một khoảng thời gian ( )ctΔ , tại đó ( )(0)

H

H

R tR

Δ xấp xỉ 1. Tức là

đáp ứng của kênh truyền được xem là biến đổi không đáng kể trong khoảng ( )ctΔ

Khoảng thời gian đó được gọi Coherence time.

* Nếu kênh truyền có ( )ctΔ nhỏ hơn nhiều so với chiều dài của một ký tự

symbolT của tín hiệu được truyền, thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền

chọn lọc thời gian (time selective channel) hay kênh truyền nhanh (fast channel).

* Nếu kênh truyền có ( )ctΔ lớn hơn nhiều so với chiều dài của một ký tự

symbolT của tín hiệu được truyền, thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền

không chọn lọc thời gian (time nonselective channel) hay kênh truyền chậm (slow channel).

3.6 Kênh truyền Rayleigh và kênh truyền Ricean

Tuỳ theo địa hình kênh truyền mà giữa máy phát và máy thu có thể tồn tại hoặc không tồn tại đường truyền thẳng LOS (Light Of Sight, đường LOS là đường mà ánh sáng có thể truyền trực tiếp từ máy phát tới máy thu mà không bị cản trở). Nếu kênh truyền không tồn tại LOS, bằng thực nghiệm và lý thuyết người ta chứng minh được đường bao tín hiệu truyền qua kênh truyền có phân bố Rayleight nên kênh truyền được gọi là kênh truyền Rayleigh fading. Khi này tín hiệu nhận được tại máy thu chỉ là tổng hợp của các thành phần phản xạ, nhiễu xạ và khúc xạ. Nếu kênh truyền tồn tại LOS, thì đây là thành phần chính của tín hiệu tại máy thu, các thành phần không truyền thẳng NLOS (Non Light Of Sight) không đóng vai trò quan trọng, tức là không có ảnh


46

hưởng quá xấu đến tín hiệu thu, khi này đường bao tín hiệu truyền qua kênh truyền có phân bố Rice nên kênh truyền được gọi là kênh truyền Ricean fading.

Ta đã biết tín hiệu tại máy thu có dạng:

1

( ) ( )L

i ii

y t x tα τ=

= −∑ (3.16)

các hệ số suy hao iα là các hệ số phức nên có thể viết dưới dạng:

( )( ) ( ) ( ) tr it j t a t eφα α α= + = (3.17)

Biên độ 2 2( ) ( ) ( )r ia t t tα α= + (3.18)

Góc pha 1 ( )( )( )

i

r

tt tgt

αφα

−= (3.19)

Nếu có rất nhiều bản sao tín hiệu đến từ rất nhiều đường khác nhau tại máy thu, thì ta có thể áp dụng thuyết giới hạn trung tâm (central limit theorem), lúc này có thể xem các hệ số ( )r tα và ( )i tα là các quá trình ngẫu nhiên Gauss.

Nếu ( )r tα và ( )i tα là các quá trình Gauss có giá trị trung bình bằng 0 thì:

* a(t) sẽ có đặc tính thống kê theo hàm phân bố xác suất PDF Rayleigh

2

222

( ) .aap a e σ

σ= 0 a≤ ≤ ∞ (3.20)

2 var( ( )) var( ( ))r it tσ α α= = là phương sai của quá trình Gauss

* 1 ( )( )( )

i

r

tt tgt

αφα

−= có phân bố đều trong khoảng [ ]0,2π

Ta nói kênh truyền là Rayleigh fading.

Nếu ( )r tα và ( )i tα là các quá trình Gauss có giá trị trung bình khác 0 thì:

* a(t) sẽ có đặc tính thống kê theo hàm phân bố xác suất PDF Rice:

2 2

2202 2

( ) . .AAp I e

ασα αα

σ σ

+−⎛ ⎞= ⎜ ⎟

⎝ ⎠ 0 α≤ ≤ ∞ (3.21)

0 ( )I x là hàm Bessel loại 1 bậc 0: 2

cos0

0

1( )2

xI x e dπ

θ θπ

= ∫


47

2A là công suất của đường LOS của kênh truyền.

Ta nói kênh truyền là Ricean fading.

Đặt 2

22AKσ

= , K được gọi là hệ số Ricean. K=0 tương ứng A=0 hàm phân bố Ricean

trở thành hàm phân bố Rayleigh.

Hình 3.13 biểu diễn hàm phân bố xác suất PDF Rayleigh ( 0K hay k= = −∞ [dB])

và Ricean với hệ số K = 3 [dB] và K = 9 [dB].

Hình 3.13: Hàm mật độ xác suất Rayleigh và Ricean.

Chương 4 :Ước lượng và cân bằng thích nghi cho kênh truyền trong hệ thống OFDM

48

Chương 4

ƯỚC LƯỢNG VÀ CÂN BẰNG THÍCH NGHI CHO KÊNH TRUYỀNTRONG HỆ THỐNG OFDM

4.1 Giới thiệu

ỹ thuật điều chế có thể được phân làm hai loại là điều chế vi sai (differential) và điều chế kết hợp (coherent). Khi dùng kỹ thuật điều chế vi sai thì không cần phải ước lượng kênh truyền vì khi đó thông tin đã được mã hóa sao cho có sự

sai biệt nhau giữa hai ký tự liên tiếp nhau. Đây là một kỹ thuật được dùng phổ biến trong hệ thống thông tin vô tuyến vì khi không yêu cầu phải ước lượng kênh truyền thì độ phức tạp ở phía thu sẽ giảm đi. Điều chế vi sai được dùng trong chuẩn DAB (Digital Audio Broadcast) của Châu Âu. Điều gây trở ngại khi dùng kỹ thuật điều chế này là nó sẽ làm gia tăng nhiễu thêm 3dB và ta cũng không thể sử dụng những kỹ thuật điều chế chòm sao đa biên độ một cách hiệu quả được (efficient multiamplitude constellations). Một trong số các kỹ thuật DPSK được quan tâm là điều chế khóa dịch pha biên độ vi sai (differential amplitude phase shift keying), khi đó ta sẽ có được hiệu quả phổ tốt hơn DPSK nếu sử dụng tốt mã hóa biên độ vi sai. Hiển nhiên điều này yêu cầu sự phân phối biên độ không đồng đều (non uniform amplitude distribution). Tuy nhiên trong hệ thống thông tin có dây thì kênh truyền sẽ không thay đổi theo thời gian nên kỹ thuật điều chế kết hợp là sự lựa chọn hiển nhiên. Nhưng trong hệ thống không dây, hiệu quả của kỹ thuật điều chế kết hợp giúp nó trở thành sự lưu chọn lý tưởng khi hệ thống yêu cầu tỷ lệ lỗi bit BER (Bit Error Rate) cao như trong hệ thống DVB.

Ước lượng kênh truyền trong hệ thống có dây thì không phức tạp, kênh truyền được ước lượng ngay tại thời điểm bắt đầu và kể từ thời gian đó kênh truyền là như nhau, do vậy không cần phải liên tục ước lượng kênh truyền. Tuy nhiên trong khuôn khổ của luận văn này chỉ đề cập ước lượng kênh truyền trong hệ thống OFDM vô tuyến.

Có hai vấn đề chính trong việc thiết kế bộ ước lượng kênh truyền cho hệ thống vô tuyến. Vấn đề thứ nhất liên quan đến việc chọn lựa pilot thông tin sẽ được truyền như thế nào. Ký tự pilot cùng với ký tự dữ liệu có thể được truyền trong một số cách khác nhau và mỗi cách sẽ cho một hiệu quả khác nhau. Vấn đề thứ hai là việc thiết kế bộ lọc nội suy với hai yêu cầu kèm theo là phải có độ phức tạp thấp và hiệu suất tốt. Hai vấn đề này có mối liên hệ với nhau, do vậy hiệu suất của bộ nội suy phụ thuộc vào việc Pilot thông tin được truyền đi như thế nào.

K


49

4.1.1 Cân bằng

Mặc dù thời gian bảo vệ (Guard time) có khoảng thời gian dài hơn độ trải trễ của kênh truyền đa đường có thể loại bỏ nhiễu liên ký tự (ISI) do ký tự trước đó gây ra, nhưng vẫn còn có một vài nhiễu liên ký tự gây ra bởi sự chọn lọc tần số của kênh truyền. Để bù vào sự méo dạng này, ta cần đến bộ cân bằng kênh truyền one-tap (one-tap channel equalizer). Tại ngõ ra của bộ chuyển đổi FFT ở phía thu, những mẫu được lấy tại mỗi sóng mang con được nhân cho hệ số của bộ cân bằng kênh truyền tương ứng. Hệ số của bộ cân bằng được tính toán dựa trên tiêu chuẩn zero-forcing (ZF) hay tiêu chuẩn cực tiểu trung bình bình phương lỗi (Minimum mean square error – MMSE). Tiêu chuẩn ZF tác động lên nhiễu liên ký tự bắt buộc chúng phải bằng không tại thời điểm lấy mẫu của mỗi sóng mang. Hệ số của một bộ cân bằng one-tap ZF được tính như sau:

1n

n

CH

= (4.1)

Trong đó nH là đáp ứng tần số kênh truyền trong khoảng băng thông của sóng mang con thứ n (n-th subcarrier). Bất lợi của tiêu chuẩn ZF là nó chỉ cải tiến nhiễu tại sóng mang con thứ n nếu như nH nhỏ, điều này tương ứng với phổ null (spectral nulls).

4.1.2 Ước lượng kênh truyền

Phương trình 4.1 cho thấy cần phải thực hiện ước lượng kênh truyền để đạt được trọng số cho bộ cân bằng trên mỗi sóng mang con. Chuỗi ký tự huấn luyện (Training symbols) được biết đến như là chuỗi ký tự Pilot (Pilot symbols), thường được dùng để thực hiện ước lượng kênh truyền. Trong OFDM, vì bộ cân bằng được thực hiện ở miền tần số nên đáp ứng tần số của kênh truyền phải được ước lượng. Trong môi trường đa đường , ký tự được điều chế nX trên sóng mang thứ n tại ngõ ra của bộ FFT không có ISI và ICI (Intercarrier interference) có thể được biểu diễn bởi phương trình 4.2 :

21

0(0)

nlGI jN

n l n nl

Y H e X Nπ− −

=

⎡ ⎤= +⎢ ⎥

⎣ ⎦∑ (4.2)

Trong đó GI là số phần tử đa đường (multipath components), nN là biến đổi FFT của AGWN (Additive White Gaussian Noise) tại sóng mang con thứ n và (0)lH là đáp ứng tần số kênh truyền của phần tử đa đường thứ l tại tần số thứ zero (zero-th frequency). Để ước lượng đáp ứng tần số kênh truyền, chuỗi huấn luyện pilot được chèn vào các sóng mang con trong miền tần số, nghĩa là chúng được chèn vào trước khi tiến hành biến đổi IFFT tại phía phát. Đặt nH là đáp ứng tần số kênh truyền ứng với ký tự điều chế nX trên sóng mang thứ n, nghĩa là :


50

21

0(0)

nlGI jl Nn

lY H e

π− −

=

= ∑ (4.3)

Đáp ứng tần số kênh truyền được trải qua bởi ký tự huấn luyện Pilot nP trên sóng mang con thứ n có thể được ước lượng như sau :

ˆ nn n

n

NH HP

= + (4.4)

Vì những ký tự pilot thường chỉ chiếm một lượng nhỏ của băng thông đối với hiệu quả phổ, nên phép nội suy qua miền tần số được sử dụng để ước lượng đáp ứng tần số kênh truyền ở những nơi không có đặt ký tự pilot. Đáp ứng tần số kênh truyền tại sóng mang con thứ m ˆ

mH có thể được nội suy tuyến tính như sau :

1 2, 1 2ˆ ˆ ˆ1m p p

m mH H H p m pN N

⎡ ⎤= − + ≤ ≤⎢ ⎥⎣ ⎦ (4.5)

Trong đó : 1ˆ

pH và 2ˆ

pH là những đáp ứng tần số kênh truyền được ước lượng bởi những

ký tự pilot trên sóng mang con thứ 1p và 2p . Hơn nữa, nếu kênh truyền đa đường thay đổi theo thời gian, khi đó phép nội suy qua miền thời gian cũng có thể cần đến bám theo kênh truyền.

4.2 Ước lượng kênh truyền

Tổng quan một hệ thống OFDM được trình bày ở hình 4.1. Nguồn tín hiệu là một luồng bit được điều chế ở băng tần cơ sở thông qua các phương pháp điều chế như QPSK, Mary-QAM. Tín hiệu dẫn đường (Pilot symbols) được chèn vào nguồn tín hiệu, sau đó được điều chế thành tín hiệu OFDM thông qua bộ biến đổi IFFT và chèn chuỗi bảo vệ. Luồng tín hiệu số được chuyển thành luồng tín hiệu tương tự qua bộ chuyển đổi số/tương tự trước khi truyền trên kênh truyền vô tuyến qua anten phát. Tín hiệu truyền qua kênh vô tuyến bị ảnh hưởng bởi nhiễu fading và nhiễu trắng AWGN.

Tín hiệu dẫn đường pilot là mẫu tín hiệu được biết trước cả ở phía phát và phía thu, và được phát cùng với nguồn tín hiệu có ích với nhiều mục đích khác nhau như việc khôi phục kênh truyền và đồng bộ hệ thống.

Máy thu thực hiện các chức năng ngược lại như đã thực hiện ở máy phát. Tuy nhiên để khôi phục được tín hiệu phát thì hàm truyền của kênh vô tuyến cũng phải được khôi phục. Việc thực hiện khôi phục hàm truyền kênh vô tuyến được thực hiện thông qua pilot nhận được ở phía thu. Tín hiệu nhận được sau khi giải điều chế OFDM được chia làm hai luồng tín hiệu. Luồng tín hiệu thứ nhất là tín hiệu có ích được đưa đến bộ cân


51

bằng kênh. Luồng tín hiệu thứ hai là pilot được đưa vào bộ khôi phục kênh truyền. Kênh truyền sau khi được khôi phục cũng sẽ được đưa vào bộ cân bằng kênh để khôi phục lại tín hiệu ban đầu.

Hình 4.1 : Tổng quan một hệ thống OFDM

Trong phần tiếp theo, nguyên lý của việc thực hiện khôi phục kênh truyền thông qua mẫu tin dẫn đường sẽ được trình bày.

4.2.1 Điều chế ký tự pilot thêm vào (Pilot Symbol Assisted Modulation)

Ước lượng kênh truyền thông thường cần một số loại pilot thông tin như một điểm tham khảo. Ước lượng kênh truyền thường đạt được bằng cách ghép những ký tự đã biết, được gọi là ký tự pilot vào trong chuỗi dữ liệu, và kỹ thuật này được gọi là điều chế thêm vào ký tự pilot (Pilot Symbol Assisted Modulation - PSAM). Phương pháp này tiến hành chèn những phần đã biết vào luồng ký tự thông tin có ích với mục đích thăm dò kênh truyền. Những ký tự pilot này cho phép bộ thu rút ra được suy hao của kênh truyền và độ xoay pha để ước lượng cho mỗi ký tự thu được, giúp cho việc bù fading đường bao và pha.

Một kênh truyền fading yêu cầu việc bám (tracking) kênh truyền không ngừng, vì vậy mà pilot thông tin ít nhiều gì cũng phải được truyền liên tục. Pilot thông tin được truyền có thể ở dạng pilot rời rạc hoặc phân tán hoặc cả hai. Nhìn chung thì kênh truyền fading có thể được xem như là một tín hiệu 2-D (thời gian và tần số), kênh truyền fading này được lấy mẫu tại những vị trí có pilot và suy hao kênh truyền ở những vị trí nằm giữa những pilot này được ước lượng bằng nội suy.


52

Hình 4.2: Ví dụ về việc truyền pilot liên tục và phân tán ở những vị trí sóng mang biết

trước.

4.2.2 Sự sắp xếp các pilot (Pilot Arrangements)

Việc sử dụng những ký tự pilot để ước lượng kênh truyền như đã giới thiệu ở trên và trong khi sử dụng thì điều mong muốn là phải đạt được số ký tự pilot càng ít càng tốt. Vấn đề phải quyết là phải chèn pilot ở đâu và chèn như thế nào. Khoảng cách giữa các pilot phải đủ nhỏ sao cho quá trình ước lượng kênh truyền đạt được độ tin cậy.

Việc ước lượng kênh truyền có thể được thực hiện bằng cách hoặc là chèn pilot vào tất cả các sóng mang của ký tự OFDM theo chu kỳ ở miền thời gian hoặc là chèn pilot vào mỗi sóng mang của ký tự OFDM ở miền tần số hoặc chèn pilot ở cả miền tần số và miền thời gian.

4.2.2.1 Sắp xếp Pilot dạng khối

Dạng thứ nhất được gọi là ước lượng kênh truyền theo pilot dạng khối và thường được sử dụng đối với kênh truyền fading chậm, cách sắp xếp pilot này cho kết quả tốt khi hàm truyền của kênh truyền không có sự thay đổi quá nhanh. Nếu đáp ứng của kênh truyền biến đổi nhanh thì việc ước lượng kênh truyền sẽ không còn đúng nữa và sẽ dẫn đến giải mã sai chuỗi bit nhận được. Khi đó người ta sẽ dùng một bộ cân bằng hồi tiếp quyết định để cập nhập lại các giá trị ước lượng cho mỗi sóng mang con mang dữ liệu ở giữa các ký tự pilot dạng khối.


53

Hình 4.3 : Kiểu chèn pilot dạng khối.

Tuy nhiên, nếu kênh truyền là fading nhanh thì bộ cân bằng hồi tiếp quyết định sẽ chỉ làm giảm đến mức tối thiểu sự thiếu hụt thông tin trạng thái của kênh truyền. Cho nên bắt buộc phải tăng chu kỳ cập nhập của sóng mang pilot, và điều này sẽ dẫn đến làm giảm băng thông có ích dùng để truyền dữ liệu hoặc phải chuyển qua dùng cách sắp xếp pilot dạng lược.

Ở kiểu sắp xếp pilot dạng khối thì kênh truyền được ước lượng bằng kỹ thuật bình phương nhỏ nhất (Least Square - LS) hoặc cực tiểu trung bình bình phương lỗi (Minimum Mean Square Error - MMSE).

4.2.2.2 Sắp xếp Pilot dạng lược

Hình 4.4: Kiểu chèn pilot dạng lược.

Dạng thứ hai là cách sắp xếp pilot dạng lược, dạng này có thể được sử dụng để bám kênh truyền biến đổi nhanh, thậm chí trong trường hợp sự biến đổi này xảy ra bên trong một chu kỳ thời gian của một ký tự OFDM đơn. Những ký tự pilot được sắp xếp tuần hoàn tại một vài vị trí sóng mang trong mỗi ký tự OFDM nên phía thu sẽ liên tục có được thông tin về trạng thái kênh truyền. Tuy nhiên những thông tin về trạng thái kênh truyền có được từ những pilot này vẫn chưa hoàn chỉnh. Việc ước lượng kênh truyền tại vị trí các sóng mang pilot có thể được tính toán bằng kỹ thuật LS hoặc MMSE, trong khi đó kênh truyền tại vị trí các sóng mang con mang dữ liệu được ước


54

lượng bằng cách thực hiện nội suy từ đáp ứng giữa những sóng mang pilot. Nhiều kỹ thuật nội suy có thể được sử dụng bao gồm nội suy tuyến tính, nội suy bằng đa thức, nội suy spline, và nhiều kỹ thuật khác với độ chính xác và hiệu quả khác nhau. Hình ảnh sắp xếp của pilot dạng khối và dạng lược được minh họa như hình (4.3), (4.4).

4.2.2.3 Nguyên tắc chèn pilot ở miền tần số và miền thời gian

Hình 4.5 : Sự sắp xếp pilot và mẫu tin có ích ở miền tần số và miền thời gian

Hình 4.6: Mối liên hệ giữa hiệu ứng Doppler và trễ kênh truyền trong sự lựa chọn sự sắp xếp các pilot (ở hình trên : CIR là đáp ứng xung của kênh truyền - Channel Impulse Response).

Pilot có thể chèn cùng với mẫu tin có ích cả ở miền tần số và miền thời gian như trình bày ở hình 4.3 và hình 4.4. Tuy nhiên khoảng cách giữa hai pilot liên tiếp nhau phải tuân theo qui luật lấy mẫu cả ở miền tần số và miền thời gian. Ở miền tần số, sự biến đổi của kênh vô tuyến phụ thuộc vào thời gian trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh maxτ (maximum propagation delay). Với ký hiệu fr là tỷ số lấy mẫu (oversampling rate) ở

miền tần số, sf là khoảng cách liên tiếp giữa hai sóng mang phụ, khoảng cách giữa hai pilot ở miền tần số fD phải thỏa mãn điều kiện sau đây:

1 1ff s max

rD f τ

= ≥ (4.6)


55

Tỷ số lấy mẫu tối thiểu ở miền tần số fr phải là 1. Tỷ số này có thể lớn hơn 1, khi đó

số pilot nhiều hơn cần thiết và kênh truyền được lấy mẫu vượt mức (oversampling). Trong trường hợp khoảng cách giữa hai pilot không thỏa mãn điều kiện lấy mẫu như ở phương trình (4.6), có nghĩa là fr <1 thì kênh truyền không thể được khôi phục lại

được hoàn toàn thông qua pilot.

Tương tự như ở miền tần số, khoảng cách ở miền thời gian của hai pilot liên tiếp tD cũng phải thõa mãn tiêu chuẩn lấy mẫu ở miền thời gian. Sự biến đổi của hàm truyền vô tuyến ở miền thời gian phụ thuộc vào tần số Doppler , axD mf . Theo tiêu chuẩn lấy

mẫu ở miền tần số, khoảng cách tD phải thỏa mãn điều kiện :

, ax

1 12 ( )t

D m t S G

rf D T T

= ≥+

(4.7)

Tỷ số tr được gọi là tỷ số lấy mẫu ở miền thời gian. Trong trường hợp điều kiện ở phương trình (4.7) không thõa mãn thì hàm truyền kênh vô tuyến cũng không thể khôi phục hoàn toàn được ở máy thu.

4.2.3 Ước lượng theo kiểu sắp xếp pilot dạng khối

Kiểu sắp xếp pilot dạng khối giúp cho việc tính đáp ứng kênh truyền không phức tạp bởi vì X(k) tại mọi sóng mang con đều đã được biết. Ngõ ra của bộ thu có thể được viết ở dạng ma trận như sau:

Y=XFh + W = XH + W

Trong đó: X = diag{X(0), X(1), . . . ,X(N-1) }

Y = [Y(0) Y(1) . . . Y(N-1)]T W = [W(0) W(1) . . . W(N-1)]T H = [H(0) H(1) . . . H(N-1)]T = DFTN{h}

⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

=−−−

−

)1)(1(0)1(

)1(000

NNN

NN

NNN

WW

WWF

K

MOM

K

2 ( / )1nk j n N kNW e

Nπ−=

h : vectơ kênh truyền trong miền thời gian.

W: nhiễu kênh truyền.

F : ma trận DFT.


56

4.2.3.1 Ước lượng bằng tiêu chuẩn MMSE

Phương pháp MMSE sử dụng những thống kê kênh truyền bậc hai và giả sử rằng đáp ứng kênh truyền h là Gauss và không tương quan với nhiễu w. Với giả thiết này thì việc ước lượng MSSEh được xây dựng từ ma trận auto-covariance YYR và ma trận

covariance chéo hYR . Giả sử rằng ma trận auto-covariance của kênh truyền là hhR và

phương sai nhiễu (noise variance) 2nσ đã được biết. Ta có :

hh( ) {( )( ) }=FRH H HHHR E HH E Fh Fh F= = (4.8)

HhY hhR ( ) { ( W) }=RH H HE hY E h XFh F X= = + (4.9)

2YYR ( )H H H

hh NE YY XFR F X Iσ= = + (4.10)

Người ta đã tìm ra được công thức để tính ước lượng MMSE như sau :

1MSSEh hY YYR R Y−= (4.11)

Lấy biến đổi DFT để có được đáp ứng tần số, ta có:

2 1 -1SE SE HH[R ( ) ]H

MM MM HH N LSH Fh R XX Hσ −= = + (4.12)

Trong đó SLH là ước lượng bình phương cực tiểu LS. Kỹ thuật ước lượng MMSE có hiệu quả tốt hơn so với ước lượng LS đặc biệt dưới điều kiện SNR thấp. Tuy nhiên, MMSE có độ phức tạp tính toán cao hơn do yêu cầu phải lấy ma trận nghịch đảo mỗi lần X thay đổi.

4.2.3.2 Ước lượng theo tiêu chuẩn LS

Bộ ước lượng bình phương nhỏ nhất sẽ thực hiện cực tiểu giá trị bình phương của lỗi ( ) ( )hY XFh Y XFh− − . Ước lượng LS được biểu diễn bởi:

1SLH X Y−= (4.13)

Ước lượng LS có dạng rất đơn giản và thích hợp với những ứng dụng yêu cầu tính toán nhanh với số phép tính tối thiểu. Tuy nhiên, bộ ước lượng MMSE nêu trên cũng có thể được thay đổi bằng bộ ước lượng MMSE cải tiến.

4.2.3.3 Bộ ước lượng MMSE cải tiến (Modifided MMSE Estimator)

Bộ ước lượng MMSE thực hiện đơn giản hóa 3 vấn đề để giảm độ phức tạp tính toán của bộ ước lượng MMSE thông thường. Bộ ước lượng MMSE cải tiến này còn được gọi là ước lượng MMSE hạng thấp tối ưu (optimal low-rank MMSE (ORL-MMSE)). Ba vấn đề cần đơn giản hóa là:


57

1. Thay thế thừa số ( ) 1HXX−

trong phương trình (4.12) với giá trị kỳ vọng giả thiết là những tín hiệu ánh xạ của tất cả các pilot đều giống nhau và có xác suất bằng nhau cho tất cả các điểm trên giản đồ chòm sao.

( ){ }2

1H 1X( )

E X EX k

− ⎧ ⎫⎪ ⎪= ⎨ ⎬⎪ ⎪⎩ ⎭

(4.14)

SNR trung bình và hằng số β được định nghĩa chỉ phụ thuộc vào những thuộc tính của chòm sao ánh xạ:

{ }2

2

E X(k)R=

N

SNσ

, { }{ }

2

2

E X(k)=

1/ ( )E X kβ (4.15)

Do đó: 2 H 1( X )RN X I

SNβσ − ⎛ ⎞≈ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ (4.16)

2. Sự đơn giản hóa thứ hai là sử dụng giả thiết rằng hầu hết năng lượng tín hiệu trong h đều tập trung ở (L+1) tap đầu tiên trong đó L=( hT /T)M. hT là tổng độ trải trễ và M là chiều dài của bộ biến đổi DFT hay là kích thước của X. T là thời gian lấy mẫu. Mặt khác, phần lớn năng lượng tín hiệu sẽ tập trung vào trong số ít những lần phản xạ đầu tiên trong kênh truyền đa đường h. Tín hiệu đến tại thời điểm tức thời sau đó được giả sử rằng có mức năng lượng thấp hơn do sự hấp thụ và nhiễu xạ và có thể bỏ qua một cách an toàn . Với việc sử dụng giả thiết này ta có thể chỉ dùng góc trên bên trái của ma trận hhR . Đây được gọi là xấp xỉ cấp thấp và đơn giản hóa hạng của hhR (the rank of hhR ) . Do đó độ phức tạp tính toán sẽ giảm.

3. Sự đơn giản hóa thứ ba là sử dụng SVD ( Singular value decomposition). SVD là kỹ thuật làm đơn giản hóa một ma trận thành ba ma trận con. Áp dụng kỹ thuật SVD để tách ma trận HHR thành tích của ba ma trận con như sau:

HHR = HUAU , trong đó A là ma trận đường chéo với giá trị đơn kλ (the singular value kλ ) trên đường chéo.

Kết hợp cả ba sự đơn giản hóa này, bộ ước lượng MMSE cải tiến chọn hạng (rank) p của bộ ước lượng để nó không nhỏ hơn L+1 theo tiêu chuẩn đơn giản hóa thứ 2. Sau đó tính toán β , SNR, U và giá trị kλ . Áp dụng sự đơn giản hóa ở trên vào phương trình (4.12) để phân thành ma trận NxN:

, 0,..., 1

R0 , 0,..., 1

k

kp

k pdiag

SNk N

λβλ

⎛ ⎞⎧ = −⎜ ⎟⎪⎪ +⎜ ⎟Δ = ⎨⎜ ⎟⎪⎜ ⎟= −⎪⎩⎝ ⎠

(4.17)


58

Do đó, phương trình (4.12) trở thành:

ORL-MMSE S

Hp LH U U H= Δ (4.18)

4.2.4 Ước lượng theo kiểu sắp xếp pilot dạng lược

Việc ước lượng đáp ứng kênh truyền tại mỗi pilot có thể được tính bằng cách dùng giải thuật LS, MMSE hoặc bất kỳ dạng cải tiến nào của chúng. Tuy nhiên, đáp ứng kênh truyền tại các sóng mang dữ liệu mới là cái mà bộ thu thật sự quan tâm và những giá trị này được nội suy từ những đáp ứng kênh truyền đã được ước lượng tại những tần số sóng mang pilot.

Có nhiều dạng nội suy cho kết quả tốt, nhưng vì độ phức tạp trong tính toán của một số phương pháp và hầu hết hệ thống OFDM yêu cầu truyền dữ liệu ở tốc độ cao, cho nên chỉ một vài phương pháp nội suy được xem xét, đó là nội suy sử dụng hàm tuyến tính (linear interpolation), nội suy bậc hai, nội suy low-pass...

(Một số phương pháp nội suy sẵn có trong phần mềm Matlab như nội suy tuyến tính, nội suy đa thức hay nội suy spline thông qua lời gọi hàm 'interp1' cho phép nội suy một chiều hoặc 'interp2' cho phép nội suy hai chiều).

Giả sử pN pilot có phân bố đều và được biểu diễn như sau:

)()( lmLXkX +=

= ( ), 0inf . 1, , 1

px m ldata l L

=⎧⎨

= −⎩ KK (4.19)

Trong đó : pN là số Pilot, L = (số sóng mang con)/ pN , ( )pX m là giá trị của sóng

mang con pilot thứ m.

Định nghĩa { ( )pH k , k = 0, 1, . . . , pN } là đáp ứng tần số của kênh tại sóng mang

con pilot (giải thuật LS)

4.2.4.1 Nội suy tuyến tính ( Linear Interpolation)

Ở phép nội suy tuyến tính, hàm truyền tại vị trí mẫu tin có ích được nội suy chỉ thông qua hai điểm kế cận của hai mẫu tin dẫn đường.

Kênh truyền tại sóng mang con dữ liệu thứ k nằm giữa hai pilot kế cận mL<k<(m+1)L được định nghĩa như sau:

LllmLHkH ee <≤+= 0)()(

)())()1(( mHLlmHmH ppp +−+= (4.20)


59

Hình 4.7: Nội suy tuyến tính

Hình 4.7 minh họa phương pháp nội suy tuyến tính. Phương pháp này có lợi thế là đơn giản, nhưng phương pháp nội suy bậc 2 sẽ cho kết quả đáp ứng kênh truyền tốt hơn.

4.2.4.2 Nội suy bậc 2 (Second-Oder Interpolation)

Kỹ thuật nội suy bậc 2 sử dụng đường cong được điều chỉnh cho vừa bằng ba giá trị ước lượng pilot gần nhất. Kỹ thuật này được định nghĩa như sau:

)1()()1()()( 101 +++−=+= − mHcmHcmHclmLHkH PPpee (4.21)

Với

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

+=

=+−−=

−=

− 2)1(

,)1)(1(

2)1(

1

0

1

αα

ααα

αα

c

Llc

c

Hình 4.8 là một ví dụ về kỹ thuật nội suy bậc 2. Tuy nhiên ở phép nội suy bậc 2, hàm truyền của mẫu tin có ích được nội suy thông qua nhiều điểm khác nhau của mẫu tin dẫn đường. Do vậy nội suy bậc 2 có chất lượng tốt hơn so với nội suy tuyến tính nhưng độ phức tạp lại cao hơn.

Nội suy bậc 2 cho kết quả tốt hơn nội suy tuyến tính, nhưng kỹ thuật nội suy low-pass sau đây lại cho kết quả tốt hơn nội suy bậc 2.


60

Hình 4.8: Nội suy SI và nội suy đa thức

4.2.4.3 Nội suy low-pass (nội suy SI)

Kỹ thuật này đầu tiên sẽ chèn zero vào chuỗi dữ liệu gốc và sau đó đưa qua bộ lọc thông thấp FIR để cho dữ liệu gốc có thể đi qua bộ lọc mà không bị thay đổi và thực hiện cực tiểu hóa trung bình bình phương lỗi (MSE) giữa những điểm được nội suy và những giá trị lý tưởng của chúng. Kỹ thuật này có thể được thực hiện một cách hiệu quả bằng các bộ xử lý số tín hiệu DSP và thường được lựa chọn trong thực tế vì nó có thể cho kết quả tốt dưới điều kiện SNR thấp.

Những kỹ thuật ước lượng được nêu ở trên thuộc dạng ước lượng 1 chiều (one-dimension) hoặc là trong miền thời gian , hoặc là trong miền tần số. Sau đây ta sẽ đề cập đến kỹ thuật ước lượng hai chiều (two-dimension). Bộ ước lượng hai chiều có thể được thiết kế như bộ lọc 2D, cụ thể là bộ lọc Wiener 2D. Tuy nhiên độ phức tạp của kỹ thuật này càng cao khi kích thước DFT càng tăng. Hầu hêt các hệ thống OFDM đều dùng kích thước bộ DFT lớn hơn 256.


61

Hình 4.9 : Sơ đồ khối của giải thuật ước lượng kênh truyền dựa trên kiểu sắp xếp pilot

dạng lược dùng bộ lọc thông thấp FIR.

Hình 4.10: Nội suy bằng bộ lọc thông thấp FIR

4.2.4.4 Nội suy sử dụng bộ lọc tối ưu Wiener (Wiener filter)

Hình 4.11: Bộ lọc Wiener

Bộ lọc Wiener được ứng dụng rộng rãi trong các kỹ thuật cân bằng tín hiệu hay ước lượng kênh truyền. Trong nhiều tài liệu khác thì bộ lọc tối ưu Wiener được gọi là bộ


62

lọc lỗi bình phương tối thiểu (MMSE - Minimum mean square error). Cấu trúc bộ lọc được mô tả như hình 4.11.

Đầu vào của bộ lọc là các giá trị hệ số kênh truyền ', 'i nH(

tại các mẫu tin dẫn đường.

Các giá trị của kênh truyền được nhân với các hệ số của bộ lọc ', ', 'i n i nω như ở phương

trình dưới đây:

{ }

, ', ', ' ', '', '

ˆi n i n i n i n

i n PH Hω

∀ ∋= ∑

( (4.22)

Ở phương trình này, tập P là tập tất cả các giá trị của i',n'. Có nghĩa là một giá trị ,ˆ

i nH

được nội suy từ các phần tử ', 'i nH(

khác nhau ở cả miền tần số và miền thời gian. Khi đó

người ta gọi phép nội suy là nội suy hai chiều ( two dimentional Wiener interpolation - 2D Wiener interpolation). Phép nội suy này mang lại tính chính xác cao tuy nhiên lại có độ phức tạp cao. Peter Hoeher trong bài báo ‘‘TCM on Frequency-Selective Land-Mobile Fading Channels’’ đã chứng minh được rằng bộ lọc Wiener hai chiều có thể tách thành hai bộ lọc Wiener một chiều (một bộ lọc thực hiện ở miền thời gian và một bộ lọc thực hiện ở miền tần số). Nhờ đó mà sự phức tạp khi thực hiện bộ lọc giảm đi nhiều, tuy nhiên chất lượng tín hiệu lọc không giảm đáng kể.

Nếu ta biểu diễn các giá trị đầu vào ', 'i nH(

ở dạng vectơ cột như sau:

1,1

', '

( 1) 1,( 1) 1 )

(1)...

( )...

(t t f f

i n

l D l D tap

H

h H k

H N− + − +

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

=

(

( (

(

Và các hệ số bộ lọc ', ', 'i n i nω dưới dạng vectơ dòng :

Ti,nW = ', ', ,1,1,i,n ( 1) 1,( 1) 1, ,,..., ,...,

t t f fi n i n l D l D i nω ω ω − + − +⎛ ⎞⎜ ⎟⎝ ⎠

Như vậy phương trình (4.22) được biểu diễn lại như sau:

,ˆ

i nH = Ti,nW h(

(4.23)


63

Ở hình 4.11, tapN là số các hệ số của bộ lọc, tương đương với số các tín hiệu đầu vào

', 'i nH(

sử dụng để nội suy cho một giá trị đầu ra. Nếu các hệ số của bộ lọc được thiết kế

một cách tối ưu, thì lỗi bình phương giữa kết quả nội suy ,ˆ

i nH và giá trị lý tưởng ,i nH

là tối thiểu. Sự tính toán các hệ số tối ưu cho bộ lọc dựa trên phương trình của Wiener-Hop như được trình bày dưới đây.

Phương trình của Wiener-Hop:

Phương trình của Wiener-Hop sử dụng để tính các hệ số của bộ lọc. Mục đích của bộ lọc là để tối thiểu lỗi bình phương giữa hệ số lý tưởng của kênh và hệ số được ước lượng khi dùng bộ lọc. Ta bắt đầu bằng phép biểu diễn lỗi giữa hệ số lý tưởng của

kênh ,i nH và hệ số được ước lượng khi dùng bộ lọc ,ˆ

i nH :

,i nε = ,i nH - ,ˆ

i nH (4.24)

Trị trung bình lỗi bình phương tương ứng được viết lại là:

( )( )2, , , , , ,

*ˆ ˆi n i n i n i n i n i nE E H H H HJ ε ⎡ ⎤⎡ ⎤= = − −⎢ ⎥⎣ ⎦ ⎣ ⎦

(4.25)

Thay phép biểu diễn của ,ˆ

i nH như ở phương trình (4.23) vào phương trình (4.25) ta

có:

( )( )

( )( )

( )( )

2, , , , , ,

T T, i,n , i,n

T * *, i,n , i,n

2 * T *, , i,n i,n ,

T *i,n i,n

*

*

*

ˆ ˆ

W W

W W

W W

W W

i n i n i n i n i n i n

i n i n

Hi n i n

Hi n i n i n

H

E E H H H H

E H h H h

E H h H h

E H E H h E hH

E hh

J ε ⎡ ⎤⎡ ⎤= = − −⎢ ⎥⎣ ⎦ ⎣ ⎦⎡ ⎤= − −⎢ ⎥⎣ ⎦⎡ ⎤= − −⎢ ⎥⎣ ⎦⎡ ⎤ ⎡ ⎤ ⎡ ⎤= − −⎣ ⎦ ⎣ ⎦⎢ ⎥⎣ ⎦

⎡ ⎤+ ⎣ ⎦

( (

( (

( (

((

(4.26)

* Thành phần thứ nhất của phương trình trên : 2

,i nE H⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦

= 2,i nσ là phương sai của

kênh.

* Kỳ vọng của phép nhân hệ số kênh ,i nH với vectơ Hh(

cho ta vectơ tương quan

chéo (cross-correlation) của giá trị lý tưởng hệ số của kênh và các giá trị đầu vào bộ lọc Hh

(. Vectơ tương quan chéo do vậy được biểu diễn như sau:


64

,T

i nP = ,H

i nH hE ⎡ ⎤⎣ ⎦(

(4.27)

Ta cũng có thể biểu diễn như sau:

*,

Hi nh HE ⎡ ⎤⎣ ⎦

(= ( ),

HTi nP = *

,i nP (4.28)

* Kỳ vọng của phép nhân HhhE ⎡ ⎤⎣ ⎦((

cho ta kết quả là một ma trận tự tương quan của

các giá trị đầu vào của bộ lọc như sau:

R= HhhE ⎡ ⎤⎣ ⎦((

= (4.29)

=

1,1

* *', ' 1,1 ', ' ( 1) 1,( 1) 1

( 1) 1,( 1) 1 )

(1)...

( ) ,..., ( ),..., ( )...

(

t t f f

t t f f

tapi n i n l D l D

l D l D tap

H

H k H H k H N

H N

E − + − +

− + − +

⎡ ⎤⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥

⎛ ⎞⎢ ⎥⎢ ⎥ ×⎜ ⎟⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎝ ⎠⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦⎣ ⎦

(

( ( ( (

(

Nếu ta định nghĩa r(k-m) = *( ) ( )H k H mE ⎡ ⎤⎣ ⎦( (

thì ma trận R được viết lại:

(0) .. ( 1)

( 1) .. .. .. .

(1 ) .. (0)

tap

tap

r r N

r

r N r

R

−⎡ ⎤⎢ ⎥

−⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥

−⎢ ⎥⎣ ⎦

= (4.30)

Với sự biểu diễn của vectơ tương quan chéo ,T

i nP như ở phương trình (4.27) và ma trận

tương quan R ta có thể viết lại phép biểu diễn của giá trị trung bình lỗi bình phương như sau :

2 * * T *, , , i,n i,n , i,n i,nW W W WT T

i n i n i n i nP P RJ σ= − − + (4.31)

Lấy đạo hàm theo vectơ i,nW ta được kết quả sau:


65

i,n

i,n

T, i,n

T, i,n

(W )W

0 2 0 2 W

2 2 W

T

i n

T

i n

dJd

P R

P R

Δ =

⎡ ⎤= − − + ⎣ ⎦

⎡ ⎤= − + ⎣ ⎦

(4.32)

Hiển nhiên là giá trị trung bình lỗi bình phương ,i nJ sẽ đạt giá trị tối thiểu khi mà vectơ

đạo hàm Δ là một vectơ với mọi phần tử của nó là 0. Điều này có nghĩa là :

,T

i nP = Ti,nW R (4.33)

Phương trình trên cũng tương đương với :

Ti,nW = ,

Ti nP 1R− (4.34)

Phương trình (4.34) được gọi là phương trình Wiener-Hop cho phép tính vectơ hệ số bộ lọc T

i,nW sao cho giá trị trung bình lỗi bình phương là tối thiểu. Điều kiện để tính

được các hệ số của bộ lọc là ma trận tương quan của kênh R và vectơ tương quan chéo của kênh ,

Ti nP phải được biết trước. Để minh họa sự tối thiểu của trị trung bình lỗi bình

phương thông qua sự tối ưu các hệ số của bộ lọc ta xem xét ví dụ sau:

Ví dụ: Giả thiết ma trận R và vectơ ,T

i nP được cho như sau:

1.0009 0.84650.8465 1.009

R ⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦

=

,

0.67490.9602i nP ⎡ ⎤

= ⎢ ⎥⎣ ⎦

Dựa vào phương trình (4.5.17) ta có thể tính được giá trị hệ số tối ưu của bộ lọc như sau:

xi,n

y

W 0.4806W 1.3675

W ⎛ ⎞ −⎛ ⎞= =⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠⎝ ⎠

4.2.5 Cân bằng kênh cho hệ thống OFDM

Ở phần này giả sử kênh truyền không biến đổi (hoặc gần như không biến đổi) trong một khoảng thời gian của một mẫu tín hiệu OFDM và trong một khoảng tần số là bề rộng của hai sóng mang phụ kế tiếp nhau. Điều đó có nghĩa là ở miền thời gian:

( ; ) ( ; )H j t H j kTω ω= với ( 1)kT t k T≤ ≤ + (4.35)

Và ở miền tần số:


66

( ; ) ( ; )SH j t H jn tω ω= với 1 12 2S Sn nω ω ω⎛ ⎞ ⎛ ⎞− ≤ ≤ +⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠ (4.36)

Khi đó hệ số hàm truyền tương ứng với sóng mang phụ thứ n và mẫu tin OFDM thứ k được biểu diễn dưới dạng :

( ; ) ( ; )SH j t H jn kTω ω= với

( 1)1 12 2S S

kT t k T

n nω ω ω

≤ ≤ +⎧⎪⎨⎛ ⎞ ⎛ ⎞− ≤ ≤ +⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎪⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎩

(4.37)

Tín hiệu sau khi giải điều chế được viết lại:

, ,( ; )k n S k nd H jn kT dω=% (4.38)

Tín hiệu phát được khôi phục lại thông qua phép chia của tín hiệu sau khi giải điều chế với hệ số hàm truyền như sau:

, ,

1( ; )k n k n

S

d dH jn kTω

= % (4.39)

Phương trình trên chứng tỏ bộ cân bằng kênh cho hệ thống OFDM được thực hiện một cách rất đơn giản khi hàm truyền kênh vô tuyến đã được khôi phục. Bộ cân bằng kênh được thực hiện đơn giản bằng phép chia tín hiệu nhận được cho hệ số hàm truyền của kênh.

4.3 Cân bằng

Nhiễu giao thoa liên ký tự là một loại nhiễu phổ biến trong các hệ thống viễn thông. Nhiễu này xuất hiện ở các kênh truyền phân tán theo thời gian. Chẳng hạn trong một môi trường tán xạ đa đường, một ký hiệu có thể được truyền theo các đường khác nhau, đến máy thu ở các thời điểm khác nhau, do đó có thể giao thoa với các ký hiệu khác. Để khắc phục hiện tượng nhiễu ISI và cải thiện chất lượng hệ thống, có nhiều phương pháp khác nhau nhưng phương pháp được đề cập nhiều nhất là sử dụng bộ cân bằng để bù lại đặc tính tán xạ thời gian của kênh truyền.

Bộ cân bằng về cơ bản là một bộ lọc hay tổng quát hơn là một hệ thống các bộ lọc với mục đích là loại bỏ những ảnh hưởng không mong muốn của kênh truyền. Trong hệ thống thông tin số, vấn đề phải đối mặt thường xuyên chính là nhiễu liên ký tự (Intersymbol Interference – ISI). ISI xảy ra là do kênh truyền có sự phân tán về biên độ và pha. Sự phân tán này gây ra hiện tượng tín hiệu bị can nhiễu với những phần khác của nó. Ảnh hưởng này gây ra ISI. Tín hiệu xung để mang dữ liệu được thiết kế


67

sao cho đạt cực tiểu ảnh hưởng của ISI. Tiêu chuẩn Nyquist được yêu cầu cho dạng xung này như sau:

1 0

( )0 0k

kp kT p

k=⎧

= = ⎨ ≠⎩ (4.40)

Trong đó p(t) là một hàm có dạng xung nhưng do ảnh hưởng của kênh truyền nên dạng xung này bị làm méo đi. Do vậy, để giải quyết vấn đề này tại bộ thu thì phải thiết kế một bộ cân bằng. Bộ cân bằng tổng quát sẽ có dạng sao cho ảnh hưởng của nó nghịch đảo lại với hoạt động của kênh truyền. Nhưng trong quá trình thực hiện thì những kết quả không mong muốn có thể xảy ra tại những điểm mà bộ cân bằng khuyếch đại tín hiệu để loại bỏ ISI. Sự khuyếch đại này không chỉ khuyếch đại tín hiệu mà còn khuyếch đại luôn cả nhiễu. Vì vậy, việc thiết kế cấu trúc và độ lợi của bộ cân bằng để vừa loại bỏ ISI trong khi vẫn cực tiểu các nhiễu khác là một yêu cầu quan trọng.

Bộ cân bằng đơn giản nhất là bộ cân bằng tuyến tính được thực thi như một bộ lọc có đáp ứng xung hữu hạn (FIR). Lý do để dùng bộ lọc này là vì độ phức tạp thấp và giá thành rẻ nhưng vì hiệu quả của nó không đủ đáp ứng những mong đợi cao hơn .

Bộ cân bằng tuyến tính có ưu điểm là đơn giản nhưng hiệu quả triệt nhiễu không được tốt. Do vậy một số loại cân bằng phi tuyến được nghiên cứu. Bộ cân bằng phi tuyến phổ biến nhất là bộ cân bằng hồi tiếp quyết định (Decision Feedback Equalizer – DFE). Bộ cân bằng này có trung bình bình phương lỗi (MSE) thấp hơn so với bộ cân bằng tuyến tính, nhưng nó lại gặp sự bất lợi của việc lan truyền lỗi (error propagation) trong vòng lặp hồi tiếp của nó.

Trong thực tế hầu như hàm truyền của hệ thống và kênh truyền là không được biết trước và đáp ứng xung của kênh truyền có thể thay đổi theo thời gian và suy giảm dần, kết quả là bộ cân bằng thông thường không thể thiết kế được. Do vậy người ta thường là khai thác bộ cân bằng thích nghi. Bộ cân bằng thích nghi thường dùng giải thuật thích nghi để hội tụ những hệ số của nó về giá trị đúng và điều lợi là nó có thể bám (tracking) được sự thay đổi đáp ứng xung của kênh truyền. Bên cạnh đó để đạt được điều này thì cấu trúc bộ thu phải phức tạp hơn.

Ngoài ra thuật toán thích nghi đóng vai trò quan trọng đối với hiệu quả của bộ cân bằng. Thuật toán phổ biến nhất về phương diện hiệu quả và độ phức tạp là thuật toán trung bình bình phương nhỏ nhất (Least Mean Square – LMS). Thuật toán này có độ phức tạp thấp và hiệu quả tốt. Nó hội tụ hoàn toàn nếu những giá trị mong muốn đã cho là đúng. Điều gây cản trở của giải thuật LMS đối với bộ cân bằng nếu những ký tự mong muốn không đúng là nó không hội tụ. Vì vậy bộ cân bằng dùng giải thuật LMS yêu cầu một sự suy diễn ký tự đã biết trong trường hợp quyết định của bộ cân bằng là sai. Giải thuật tốt hơn đó là giải thuật bình phương cực tiểu hồi quy ( Recursive Least


68

Squares- LMS). Giải thuật này có đặc tính hội tụ tốt hơn giải thuật LMS nhưng nó cũng đòi hỏi độ phức tạp tính toán cao hơn. Nhìn chung độ phức tạp của giải thuật RLS tăng theo bình phương của số hệ số bộ cân bằng. Cũng có giải thuật RLS có độ phức tạp tính toán tăng tuyến tính với hệ số của bộ cân bằng, những giải thuật này gọi là thuật toán RLS nhanh (fast RLS).

Để đạt được kết quả vừa ý từ bộ cân bằng thích nghi, bộ cân bằng phải được thực hiện thích nghi với một chuỗi ký tự đã biết trước đặc biệt là ngay tại thời điểm bắt đầu thông tin. Giai đoạn cân bằng này có thể làm cho bộ cân bằng đạt đến điểm hoạt động gần với mức tối ưu, nhưng hầu hết khoảng thời gian này là hao phí. Lý do là chuỗi huấn luyện không hiện diện hay không thể gửi trong hầu hết thời gian.

Khi chuỗi huấn luyện không hiện diện, bộ cân bằng sẽ hoạt động khó khăn. Bộ cân bằng tuyến tính thông thường cần phải biết đặc tính khởi đầu của kênh truyền. Nếu không biết những đặc tính của kênh truyền thì bộ cân bằng không thể hội tụ. Cách giải quyết vấn đề này là dùng bộ cân bằng mù. Bộ cân bằng mù dùng giải thuật thích nghi khác, giải thuật thích nghi này khai thác những đặc tính thống kê bậc cao hơn. Đối với bộ cân bằng mù, giải thuật phổ biến nhất và được chấp nhận rộng rãi là giải thuật modul không đổi (Constant Modulus Algorithm – CMA).

Các bộ cân bằng có thể được phân loại thành ba lớp:

- Các bộ cân bằng tuyến tính

- Các bộ cân bằng hồi tiếp quyết định

- Các bộ cân bằng MLSE (Maximum – Likelihood Sequence Estimation)

Các bộ cân bằng MLSE sử dụng giải thuật Viterbi, còn các bộ cân bằng tuyến tính và cân bằng hồi tiếp quyết định là các bộ cân bằng thích nghi. Cơ sở hoạt động của nó dựa trên các giải thuật thích nghi, bao gồm :

- Giải thuật bình phương trung bình cực tiểu (LMS – Least Mean Square)

- Giải thuật LMS có dấu ( Signed LMS)

- Giải thuật LMS chuẩn hóa ( Normalized LMS)

- Giải thuật LMS có kích thước bước nhảy thay đổi (Variable-step-size LMS)

- Giải thuật bình phương cực tiểu đệ quy ( RLS-Recursive Least Square )

- Giải thuật module không đổi (CMA – Constant Modulus Algorithm)


69

Hình 4.12 : Sơ đồ khối hệ thống thông tin sử dụng bộ cân bằng thích ứng ở máy thu

Bộ cân bằng thường thực hiện tại băng tần gốc hoặc tại IF của máy thu. Vì biểu thức đường bao phức băng gốc có thể sử dụng để biểu diễn dạng sóng băng thông, đáp ứng kênh truyền, tín hiệu đã giải điều chế và thuật toán bộ cân bằng thích ứng thường mô phỏng và thực hiện ở băng tần gốc.

Hình trên mô tả sơ đồ khối của một hệ thống thông tin sử dụng bộ cân bằng thích ứng tại máy thu. Nếu x(t) là tín hiệu thông tin gốc, f(t) là đáp ứng xung băng tần kết hợp của máy phát, kênh truyền, và bộ phận RF/IF của máy thu, tín hiệu nhận được tại bộ cân bằng có thể biểu diễn là :

)()()()( * tntftxty b+⊗= (4.41)

với f*(t) là liên hợp phức của f(t), nb(t) là nhiễu băng gốc tại ngõ vào bộ cân bằng, và là phép tích chập. Nếu đáp ứng xung của bộ cân bằng là heq(t), thì ngõ ra của bộ cân

bằng là:

)()()()(

)()()()()()(ˆ *

thtntgtx

thtnthtftxtd

eqb

eqbeq

⊗+⊗=

⊗+⊗⊗= (4.42)

với g(t) là đáp ứng xung kết hợp của máy phát, kênh truyền, bộ phận RF/IF của máy thu và bộ cân bằng. Đáp ứng xung băng gốc phức của bộ cân bằng lọc ngang cho bởi :

∑ −δ=n

neq nTtcth )()( (4.43)

với cn là các hệ số bộ lọc phức của bộ cân bằng. Ngõ ra mong muốn của bộ cân bằng là x(t), dữ liệu nguồn gốc. Giả sử nb(t) = 0. Để d(t) = x(t) trong phương trình (4.42), g(t) phải bằng :

)()()()( * tthtftg eq δ=⊗= (4.44)


70

Mục đích cân bằng là thỏa mãn phương trình (4.44). Trong miền tần số, phương trình (4.44) được biểu diễn là :

1)()( * =− fFfHeq (4.45)

với Heq(f) và F(f) là biến đổi Fourier của heq(t) và f(t).

Phương trình (4.45) cho thấy bộ cân bằng thực sự là bộ lọc nghịch đảo của kênh truyền. Nếu kênh truyền chọn lọc tần số, bộ cân bằng nâng cao những thành phần tần số có biên độ nhỏ và làm giảm những thành phần tần số có biên độ mạnh trong phổ tần số nhận được để cho đáp ứng tần số nhận được bằng phẳng phức hợp và đáp ứng pha tuyến tính. Đối với kênh truyền thay đổi theo thời gian, bộ cân bằng thích ứng được thiết kế để lần theo sự thay đổi kênh truyền sao cho thỏa mãn gần chính xác phương trình (4.45).

4.3.1 Bộ cân bằng thích nghi tổng quát

Bộ cân bằng thích nghi là một bộ lọc thay đổi theo thời gian phải luôn luôn được tự điều chỉnh. Cấu trúc cơ bản của một bộ cân bằng thích nghi cho ở hình dưới với k là chỉ số rời rạc thời gian.

Bộ cân bằng thích nghi là bộ lọc có khả năng tự điều chỉnh hàm truyền của nó dựa vào một thuật toán tối ưu. Bởi vì sự phức tạp của thuật toán tối ưu nên hầu hết bộ cân bằng đều là những bộ lọc số .

Hình 4.13: Sơ đồ bộ cân bằng thích nghi

Ý tưởng của sơ đồ khối này là bộ lọc thay đổi (Variable Filter) sẽ tạo ra một sự ước lượng đối với tín hiệu mong muốn.

Tín hiệu vào x(n) bằng tổng của tín hiệu mong muốn d(n) và can nhiễu v(n)

x (n) = d(n) + v(n) (4.46)

Bộ lọc biến đổi là bộ lọc FIR (có đáp ứng xung hữu hạn). Theo sơ đồ khối trên thì đáp ứng xung bằng với hệ số của bộ lọc. Đối với bộ lọc bậc p thì hệ số bộ lọc được xác định bởi :

[ ]n n n nw w (0) , w (1) ,..., w ( ) Tp= (4.47)

http://en.wikipedia.org/wiki/Image:AdaptiveFilter_C.png

http://en.wikipedia.org/wiki/Image:AdaptiveFilter_C.png


71

Tín hiệu lỗi hay là hàm trị giá (cost function) chính là sự khác biệt giữa tín hiệu mong

muốn d(n) và tín hiệu ước lượng ( )d n∧

:

( ) ( ) ( )e n d n d n∧

= − (4.48)

Bộ lọc biến đổi sẽ ước lượng tín hiệu mong muốn bằng cách chập tín hiệu ngõ vào với đáp ứng xung :

Tn( ) w ( )d n X n

∧

= (4.49)

Trong đó : [ ]( ) ( ), ( 1),..., ( ) TX n x n x n x n p= − − là vectơ tín hiệu ngõ vào.

Hơn nữa hệ số của bộ lọc sẽ được cập nhập như sau :

n+1 n nw w w= + Δ (4.50)

Với nwΔ là nhân tố sữa sai cho hệ số của bộ lọc . Thuật toán thích nghi tạo ra nhân tố này dựa trên tín hiệu vào và tín hiệu lỗi . Điển hình cho thuật toán cập nhập hệ số đó là LMS (Least Mean Square) và RLS ( Recursive Least Square )

Tổng quát, cấu trúc cơ bản của một bộ cân bằng thích nghi cho ở hình 4.14 với k là chỉ số rời rạc thời gian.

Chú ý ở hình 4.14 có một ngõ vào tại một thời điểm. Giá trị yk phụ thuộc trạng thái tức thời của kênh truyền vô tuyến và giá trị cụ thể của nhiễu.Vì thế yk là ngẫu nhiên. Cấu trúc bộ cân bằng thích nghi cho ở trên gọi là bộ lọc ngang, và trong trường hợp này có N thành phần trễ, có N+1 nhánh và N+1 điều chỉnh đa phần, gọi là trọng số (weights). Trọng số của bộ lọc được mô tả bằng vị trí vật lý của nó trong cấu trúc đường trễ và có một chỉ số thứ hai, k, chỉ sự thay đổi của chúng theo thời gian. Những trọng số này được cập nhật liên tục bằng thuật toán thích nghi.

Tín hiệu lỗi ek điều khiển bộ cân bằng thích nghi. Tín hiệu lỗi này rút ra từ so sánh

giữa ngõ ra của bộ cân bằng, kd∧

, với tín hiệu dk là tín hiệu đúng với tín hiệu phát xk, hoặc có tính chất biết trước của tín hiệu phát. Thuật toán thích nghi sử dụng ek để giảm thiểu hàm trị giá (cost function) và cập nhật trọng số bộ cân bằng bằng cách giảm hàm trị giá. Ví dụ thuật toán trung bình bình phương nhỏ nhất (least mean squares_LMS) tìm các trọng số bộ lọc tối ưu hoặc gần tối ưu bằng cách thực hiện các bước lặp lại sau:

Các trọng số mới = các trọng số trước+(hằng số)*(lỗi trước)*(vector vào hiện tại)

Với: lỗi trước = ngõ ra mong muốn trước –ngõ ra thực trước

và hằng số có thể điều chỉnh bằng thuật toán để điều khiển độ thay đổi các trọng số bộ lọc giữa các lần liên tiếp. Chương trình lặp các bước trên để hội tụ và nhiều kỹ thuật


72

khác nhau (như các thuật toán gradient hay steepest decent) có thể sử dụng để giảm thiểu lỗi. Khi đạt được độ hội tụ, thuật toán thích nghi chốt các trọng số bộ lọc cho đến khi tín hiệu lỗi vượt quá mức cho phép hoặc cho đến khi chuỗi huấn luyện mới gởi đi.

Hình 4.14 : Bộ cân bằng tuyến tính cơ bản

Dựa trên lý thuyết cân bằng, hàm trị giá thông thường nhất là trung bình bình phương sai số (MSE) giữa tín hiệu mong muốn và tín hiệu ngõ ra của bộ cân bằng. MSE biểu thị bởi E[e(k)e*(k)] và khi bản sao tín hiệu phát được yêu cầu có ở ngõ ra của bộ cân bằng (nghĩa là khi dk được gán bằng xk), chuỗi huấn luyện biết trước phải được phát tuần hoàn. Khi phát hiện ra chuỗi huấn luyện, thuật toán thích ứng ở máy thu có thể tính và giảm thiểu hàm trị giá bằng cách thay đổi trọng số.

Để nghiên cứu bộ cân bằng thích ứng ở hình trên, chúng ta thường sử dụng vector và ma trận đại số. Định nghĩa tín hiệu vào bộ cân bằng là vector yk với:

[ ]TNkkkkk yyyyy −−−= ...21 (4.51)

Dễ thấy rằng ngõ ra của bộ cân bằng thích ứng là một vô hướng như sau:

nk

N

nnkk yd −

=∑ω=

0

ˆ (4.52)

Từ phương trình (6), vector trọng số là:

[ ]TNkkkkkw ωωωω= ...210 (4.53)

Sử dụng phương trình (4.51) và (4.52), phương trình (4.53) được viết lại như sau:


73

kTkk

Tkk yyd ω=ω=ˆ (4.54)

Nếu ngõ ra bộ cân bằng mong muốn đã biết (nghĩa là dk=xk) thì tín hiệu lỗi là:

kkkkk dxdde ˆˆ −=−= (4.55)

Và từ (4.54):

kTkkk

Tkkk yxyxe ω−=ω−= (4.56)

Để tính trung bình bình phương sai số |ek|2 tại thời điểm k, bình phương phương trình (4.56) ta được :

kTkkk

Tkk

Tkkk yxyyxe ω−ωω+= 222 (4.57)

Lấy giá trị kỳ vọng của |ek |2 trên miền k (thực tế là phép tính trung bình thời gian)

[ ] [ ] [ ] [ ] kTkkk

Tkk

Tkkk yxEyyExEeE ω−ωω+= 222 (4.58)

Chú ý rằng các trọng số bộ lọc ωk không tính trung bình thời gian, vì thế, để thuận tiện, chúng ta giả sử rằng chúng hội tụ về giá trị tối ưu và không thay đổi theo thời gian.

Phương trình (4.58) sẽ đơn giản nếu xk và yk độc lập. Tuy nhiên, điều này không thực sự tổng quát đúng vì vector vào tương quan với ngõ ra mong muốn của bộ cân bằng (nói cách khác, bộ cân bằng rất khó lấy ra tín hiệu mong muốn theo thời gian). Thay vì thế, vector tương quan chéo p giữa đáp ứng mong muốn và tín hiệu vào được định nghĩa như sau:

[ ] [ ]TNkkkkkkkkkk yxyxyxyxEyxEp −−−== ...21 (4.59)

và ma trận tương quan ngõ vào được định nghĩa là ma trận vuông R cấp (N+1)x(N+1) với :

[ ]⎥⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

==

−−−−−−

−−−−−−

−−−

221

1212

11

212

*

...................

...

...

NkkNkkNkkNk

Nkkkkkkk

Nkkkkkkk

kk

yyyyyyy

yyyyyyyyyyyyyy

EyyER (4.60)

Ma trận R đôi khi gọi là ma trận sai biệt ngõ vào (input covariance matrix). Đường chéo chính của R chứa giá trị trung bình bình phương mỗi mẫu ngõ vào, và khái niệm chéo chỉ ra khái niệm tự tương quan có được từ tín hiệu vào lấy mẫu bị trễ.

Nếu xk và yk là cố định thì các phần tử trong R và p là cách thống kê thứ hai không đổi theo thời gian. Sử dụng phương trình (4.59) và (4.60), phương trình (4.58) có thể viết lại như sau:


74

Trung bình bình phương sai số 2 2T TkE x R pξ ω ω ω≡ = + −⎡ ⎤⎣ ⎦ (4.61)

Bằng cách cực tiểu hóa phương trình (4.61) theo vector trọng số ϖk, phương trình (4.61) dùng chỉnh bộ cân bằng thích nghi để có được đáp ứng phổ bằng phẳng (cực tiểu ISI ) ở tín hiệu thu được. Điều này có được khi tín hiệu vào yk và đáp ứng mong muốn xk là cố định, trung bình bình phương sai số (MSE) là phương trình bậc hai theo ϖk , và cực tiểu hóa MSE dẫn đến giải pháp tối ưu cho ϖk.

4.3.2 Các giải thuật cân bằng thích nghi

Các kỹ thuật cân bằng truyền thống sử dụng một khe thời gian dùng để cung cấp tín hiệu huấn luyện, tín hiệu này đã được biết tại máy thu, dựa vào mối quan hệ giữa tín hiệu huấn luyện thu được và tín hiệu huấn luyện có đựợc ở máy thu. Máy thu sẽ hiệu chỉnh bộ cân bằng để có được chất lượng kênh truyền tối ưu.

Những gì bộ cân bằng thích nghi thực hiện đó là tiến hành cập nhập cơ bản những hệ số của nó với ký tự đang đến bộ cân bằng. Những tài liệu truyền thống về OFDM chưa bao giờ thật sự đề cập việc sử dụng bộ cân bằng thích nghi một cách chính thức bởi vì nó thật sự không khai thác được những mặt thuận lợi của kỹ thuật OFDM.

Hai bộ cân bằng thích nghi được tìm hiểu sau đây hoạt động trên miền thời gian trên những ký tự dải nền. Hầu hết các tài liệu về OFDM đều dùng bộ cân bằng hồi tiếp quyết định (Decision Feedback Equalizer_DFE) bao gồm một bộ lọc ngang tiến và một bộ lọc ngang hồi tiếp (forward and backward transversal filter) nhưng trong khuôn khổ cuốn luận văn này sẽ không đề cập đến bộ cân bằng DFE. Ở đây sẽ quyết định đi sâu vào tìm hiểu hai giải thuật cân bằng thích nghi nổi tiếng là LMS và RLS và tìm ra những điểm thuận lợi và bất lợi của chúng khi áp dụng vào cân bằng cho kênh truyền trong hệ thống OFDM. Giải thuật thứ nhất dựa vào phương pháp steepest descent. Giải thuật thứ hai hình thành trên cơ sở bộ lọc Kalman.

4.3.2.1 Phương pháp Steepest descent

Phương pháp Steepest descent là một kỹ thuật thích nghi dựa trên cơ sở Gradient. Để hiểu ý tưởng cơ bản, ta định nghĩa một hàm trị giá (cost function) J kết hợp với trung bình bình phương lỗi như sau:

[ ] 2[ ] *[ ] [ ]J E e n e n E e n⎡ ⎤= = ⎣ ⎦ (4.62)

Trong đó e[n] là vector lỗi. Thường thì J là hàm của những hệ số của bộ cân bằng w, nghĩa là J(w). Ta có thể biểu diễn hệ số phức thứ k như sau:

k k kw a jb= + , k=0,1,2…. (4.63)

Điều này cho phép ta định nghĩa toán tử gradient như sau:


75

k

k k

ja b∂ ∂

∇ = +∂ ∂

, k=0,1,2… (4.64)

Áp dụng toán tử gradient ∇ vào hàm trị giá J, ta có được vector gradient ∇ J cho phần tử thứ k như sau:

k

k k

J JJ ja b

∂ ∂∇ = +

∂ ∂ k=0,1,2… (4.65)

Bây giờ ta có thể mô tả giải thuật steepest descent như sau:

1( 1) ( ) ( )2

w n w n J wμ+ = − ∇ (4.66)

Trong đó μ là kích thước bước, w(n) là vector trọng số của bộ cân bằng tại thời điểm thứ n. Phương trình (4.66) cho thấy thủ tục đệ quy trong việc cập nhập trọng số của bộ cân bằng. Câu hỏi được đặt ra là làm thế nào để tìm ( )J w∇ và thông số kích thước bước μ dùng để làm gì?

Ta có vector gradient có thể biểu diễn theo hàm của vector tương quan chéo p và ma trận tự tương quan R như các phương trình sau:

( ) 2 2 ( )J w p Rw n∇ = − + (4.67)

Trong đó: ( ) ( )HR E x n x n= ⎡ ⎤⎣ ⎦ (4.68)

Với x(n) là vector ngõ vào bộ lọc tại thời điểm thứ n. Ta có thể thấy rằng R là ma trận tương quan có kích thước MxM của x(n) với chiều M. Và: [ ]( ) *( )p E x n d n= (4.69)

P là vector tương quan chéo gồm m phần tử giữa ngõ vào bộ lọc và đáp ứng mong muốn d(n).

Sau đây ta sẽ đi vào tìm hiểu giải thuật LMS

4.3.2.2 Giải thuật LMS

Như ta đã thấy trong trường hợp bộ lọc Wiener, ta phụ thuộc rất nhiều vào hàm tương quan chéo [ ]YXR m và hàm tự tương quan [ ]XXR m và phải biết trước các ma trận này. Nhưng trong nhiều trường hợp ta không thể đoán đầu ước lượng chúng để có thể cố định những trọng số của bộ lọc. Hơn nữa, những giá trị thống kê thay đổi chậm theo thời gian nên từ đó ta có thể xấp xỉ thô và cố định giá trị trọng số một cách dần dần.


76

Giải thuật trung bình bình phương cực tiểu LMS không yêu cầu ta phải bám giữ những ngõ ra của bộ cân bằng để thực hiện ước lượng thống kê nhưng vẫn có một nhược điểm đó là việc thích nghi diễn ra chậm.

Giải thuật LMS mà ta thực hiện yêu cầu phải được phức hóa vì những ký tự thu được trong miền tần số ở phía thu (frequency downconverted symbols) có giá trị phức. Dạng phức của giải thuật LMS được đề xuất bởi Widrow-McCool-Ball vào năm 1975. Để có thể tìm được giá trị của vector gradient ( )J w∇ tại thời điểm n một cách chính xác thì yêu cầu phải biết trước ma trận tương quan R và vector tương quan chéo p. Vì vậy những gì cần phải làm trong giải thuật LMS là sử dụng những giá trị ước lượng tức thời của R và p rồi thay thế chúng vào phương trình (4.67). Giá trị ước lượng tức thời của R và p được định nghĩa như sau:

ˆ ( ) ( )HR x n x n= (4.70)

Và ˆ ( ) *( )p x n d n= (4.71)

Thay thế (4.70) và (4.71) vào phương trình (4.67) ta được:

ˆ( ) 2 ( ) *( ) 2 ( ) ( ) ( )HJ w x n d n x n x n w n∇ = − + (4.72)

Kế tiếp thay thế ngược trở lại phương trình (4.66), ta được:

ˆ ˆ ˆ( 1) ( ) ( ) *( ) ( ) ( )Hw n w n x n d n x n w nμ+ = − −⎡ ⎤⎣ ⎦ (4.73)

Từ những kết quả trên ta rút ra được 3 bước để thực hiện giải thuật LMS:

1. Tính ngõ ra bộ lọc ˆ( ) ( ) ( )Hy n w n x n= (4.74)

2. Tính toán lỗi ( ) ( ) ( )e n d n y n= − (4.75)

3. Cập nhập trọng số ˆ ˆ ˆ( 1) ( ) ( ) *( )w n w n x n e nμ+ = + (4.76)

Ở đây y(n) là ngõ ra của bộ lọc cân bằng và e(n) là vector lỗi thể hiện sự khác nhau giữa tín hiệu mong muốn và tín hiệu đã được lọc.

Vì ta thực hiện phép nhân tức thời giữa e*(n) và ˆ( )x n thay vì lấy kỳ vọng thống kê nên giá trị xấp xỉ của ta hầu như không chính xác. Nhưng nếu ta chỉ điều chỉnh một lượng nhỏ hệ số của bộ lọc tại mỗi bước thời gian, nghĩa là nhân với hệ số bước μ <1, khi đó có thể đạt được giá trị trung bình của các lỗi xấp xỉ tức thời và cuối cùng hệ số của bộ lọc sẽ dịch chuyển chậm dần hướng đến giá trị tối ưu.

Có nhiều bài báo viết về cách chọn giá trị của μ nhưng nhìn chung thì nếu chọn giá trị μ lớn thì sẽ tăng tốc độ hội tụ nhưng cũng sẽ dẫn đến xu hướng dao động xung


77

quanh những giá trị hệ số tối ưu. Thông thường khi mời bắt đầu ta sẽ chọn giá trị của μ lớn và sau đó khi thuật toán đã hội tụ thì ta sẽ chuyển qua dùng giá trị μ nhỏ hơn.

Thông số μ có thể được thiết lập như sau:

max

20MS

μ< < (4.77)

Trong đó: maxS là giá trị mật độ phổ công suất cực đại của ngõ vào bộ lọc x(n) và M là chiều dài của bộ lọc.

4.3.2.3 Giải thuật đệ quy bình phương nhỏ nhất RLS

Tốc độ hội tụ của thuật toán LMS dựa trên gradient rất chậm, đặc biệt khi eigenvalue của ma trận sai biệt ngõ vào RNN trải rất lớn, nghĩa là λmaz /λ min >>1. Để đạt được độ hội tụ nhanh hơn, các giải thuật phức tạp đòi hỏi thêm những thông số khác. Các giải thuật có độ hội tụ nhanh hơn dựa trên kỹ thuật bình phương nhỏ nhất, đối lập với kỹ thuật thống kê sử dụng trong giải thuật LMS. Đó là, độ hội tụ nhanh dựa trên phép đo sai số biểu diễn trung bình thời gian tín hiệu thu được thực tế thay vì trung bình thống kê. Giải thuật đệ quy bình phương nhỏ nhất (RLS) giúp cải thiện độ hội tụ của bộ cân bằng thích ứng.

Sai số bình phương nhỏ nhất dựa trên trung bình thời gian được định nghĩa là:

( ) ( ) ( )∑=

−λ=n

i

in nienienJ1

* ,, (4.78)

với λ là hệ số trọng số gần bằng 1, nhưng nhỏ hơn 1, e*(i,n) là liên hợp phức của e(i,n), và sai số e(i,n) là:

e( i,n) = x(i) – yTN(i)ϖN(n) (4.79)

và yN(i) = [y(i),y(i-1),……,y(i-N+1)]T (4.80)

với yN(i) là vector dữ liệu vào tại thời điểm i, và ϖN(n) là vector độ lợi mới tại thời điểm n. Do đó, e(i,n) là sai số sử dụng độ lợi mới tại thời điểm n để kiểm tra dữ liệu cũ tại thời điểm i, và J(n) là sai số bình phương lũy tích của những độ lợi mới trên tất cả dữ liệu cũ.

Cách giải RLS là cần tìm vector độ lợi của bộ cân bằng ϖN(n) để sai số bình phương lũy tích J(n) được cực tiểu hóa. Nó sử dụng tất cả dữ liệu trước đó để kiểm tra những độ lợi mới. Thông số λ là hệ số gán trọng số dữ liệu, đo độ tĩnh của dữ liệu mới trong việc tính toán, vì thế J(n) có khuynh hướng bỏ qua dữ liệu cũ trong môi trường không ổn định. Nếu kênh truyền tĩnh, λ có thể gán bằng 1.


78

Để đạt được cực tiểu sai số bình phương nhỏ nhất J(n), gradien của J(n) trong phương trình (4.78) bằng zero.

( ) 0=ω∂∂ nJ

N

(4.81)

Sử dụng phương trình (4.79) –(4.81), rút ra

RNN(n)ϖN(n) = pN(n) (4.82)

với ϖN là vector độ lợi tối ưu của bộ cân bằng RLS.

( ) ( ) ( )iyiynR TN

n

iN

inNN ∑

=

−λ=1

* (4.83)

( ) ( ) ( )∑=

−λ=n

iN

inN iyixnp

1

* (4.84)

Ma trận RNN(n) trong phương trình (4.83) là ma trận tương quan quyết định theo dữ liệu vào của bộ cân bằng yN(i), và pN(i) trong phương trình (4.84) là vector tương quan chéo quyết định giữa các ngõ vào của bộ cân bằng yN(i) và ngõ ra mong muốn d(i), với d(i) = x(i). Để tính toán vector trọng số bộ cân bằng ϖN sử dụng phương trình (4.82), cần phải tính R-1

NN(n).

Từ định nghĩa RNN(n) trong phương trình (4.83), chúng ta có thể thu được một phương trình đệ quy biểu diễn RNN(n) theo RNN(n-1) :

( ) ( ) ( ) ( )nynynRnR TNNNNNN +−λ= 1 (4.85)

Ba biến trong phương trình (4.85) đều là những ma trận NxN, một bổ đề nghịch đảo ma trận được sử dụng để rút ra việc cập nhật đệ quy cho R-1

NN theo nghịch đảo trước đó, R-1

NN(n -1).

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )( ) ⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡μ+λ

−−−−

λ=

−−−−

nnRnynynRnRnR NN

TNNNN

NNNN1111 11

11 (4.86)

với: ( ) ( ) ( ) ( )nynRnyn NNNTN 11 −=μ − (4.87)

Dựa trên những phương trình đệ quy này, cực tiểu hóa RLS dẫn đến các phương trình cập nhật trọng số sau :

ωN(n) = ωN(n-1) + kN(n) e*(n,n-1) (4.88)

với

( ) ( ) ( )( )n

nynRnk NNN

N μ+λ−

=− 11

(4.89)


79

Giải thuật RLS có thể được tóm tắt như sau :

Đầu tiên cho ω(0) = k(0) = x(0) = 0 , R-1(0)= δINN, với INN là ma trận đồng nhất NxN, và δ là hằng số dương lớn.

Tính có thể tóm tắt quá trình cập nhập trọng số cho giải thuật RLS thành 5 bước:

1. Tính toán ngõ ra của bộ lọc ( ) ( ) ( )nynnd T 1ˆ −ω= (4.90)

2. Tính toán lỗi ( ) ( ) ( )ndnxne ˆ−= (4.91)

3. Tính vector độ lợi ( ) ( ) ( )( ) ( ) ( )nynRny

nynRnk T 111

1

−+λ−

= −

−

(4.92)

4. Cập nhập ma trận tương quan ngược

( ) ( ) ( ) ( ) ( )[ ]111 111 −−−λ

= −−− nRnynknRnR T (4.93)

5. Cập nhập trọng số ( ) ( ) ( ) ( )nenknn *1 +−ω=ω (4.94)

Trong phương trình (4.93), λ là hệ số gán trọng số có thể thay đổi hiệu suất của bộ cân bằng. Nếu kênh truyền không thay đổi theo thời gian, λ có thể cho bằng 1. Thường cho 0,8<λ<1. Giá trị của λ không làm ảnh hưởng đến tốc độ hội tụ, nhưng có tác dụng xác định khả năng lần theo của bộ cân bằng RLS. λ càng nhỏ, khả năng của bộ cân bằng càng tốt. Tuy nhiên, nếu λ quá nhỏ, bộ cân bằng sẽ không ổn định. Giải thuật RLS như nói ở trên, gọi là giải thuật Kalman, sử dụng (2,5N2 + 4,5N) phép toán số học mỗi vòng lặp.

Tóm lại:

Có một số biến thể của các thuật toán RLS và LMS thích ứng bộ cân bằng. Chú ý rằng các giải thuật RLS có độ hội tụ và đặc tính lần theo tương tự nhau, nhưng tốt hơn nhiều so với giải thuật LMS. Tuy nhiên, các giải thuật RLS này thường yêu cầu tính toán cao và cấu trúc chương trình phức tạp. Cũng vậy, một vài giải thuật RLS có khuynh hướng mất ổn định. Thuật toán bộ lọc ngang nhanh cần số phép tính ít nhất trong các giải thuật RLS, và có thể sử dụng một biến cứu nguy để tránh mất ổn định.

4.3.3 Các tiêu chuẩn dùng để đánh giá hiệu quả bộ cân bằng

Hiệu suất của giải thuật được đánh giá theo các chuẩn sau :

* Tốc độ hội tụ: là số lần lặp lại cần thiết của giải thuật, với ngõ vào không hay đổi, hội tụ đến gần đúng giải pháp tối ưu. Tốc độ hội tụ nhanh cho phép giải thuật thích ứng nhanh môi trường tĩnh chưa được thống kê. Hơn nữa, nó cho


80

phép giải thuật lần theo thay đổi có tính thống kê khi hoạt động trong môi trường không ổn định.

* Độ mất điều chỉnh: thông số này cung cấp phép đo định lượng tổng số giá trị cuối cùng của trung bình bình phương sai số, trung bình toàn bộ các bộ lọc thích ứng, phương sai của trung bình bình phương sai số nhỏ nhất tối ưu.

* Độ phức tạp tính toán : là số phép tính cần thiết để hoàn thành vòng lặp của giải thuật.

* Các đặc tính số : Khi một giải thuật thực hiện bằng số, sai số sẽ xuất hiện vì làm tròn nhiễu, và sai số đặc trưng trong máy tính.Các loại sai số này ảnh hưởng đến tính ổn định của giải thuật.

Trong thực tế, giá phải trả cho việc tính toán, công suất budget, và đặc tính truyền vô tuyến chi phối việc lựa chọn cấu trúc bộ cân bằng và giải thuật cho nó. Trong các ứng dụng vô tuyến cầm tay, công suất pin tại thuê bao được xem xét hơn cả, như thời gian đàm thoại cần phải đạt tối đa. Các bộ cân bằng chỉ được thực hiện nếu chúng có thể cho phép tăng mối liên kết đồng thời đảm bảo năng lượng và giá cả.

Các đặc tính kênh truyền vô tuyến và thiết bị thuê bao sử dụng cũng là vấn đề then chốt. Tốc độ di chuyển của di động xác định tốc độ fading kênh truyền và trải Doppler, ảnh hưởng trực tiếp đến thời gian phù hợp của kênh truyền. Việc lựa chọn giải thuật và tốc độ hội tụ tương ứng của nó, phụ thuộc vào tốc độ dữ liệu kênh truyền và thời gian phù hợp.

Độ trải trễ thời gian kỳ vọng tối đa của kênh truyền quyết định số khối sử dụng trong việc thiết kế bộ cân bằng. Bộ cân bằng chỉ có thể cân bằng trên khoảng trễ nhỏ hơn hoặc bằng độ trễ tối đa trong cấu trúc bộ lọc. Ví dụ, nếu mỗi thành phần trễ trong bộ cân bằng cho phép trễ 10µs, và bộ cân bằng sử dụng bốn thành phần trễ tạo thành bộ cân bằng năm khối, do đó độ trải trễ tối đa có thể cân bằng thành công là 4x10µs = 40µs. Truyền trải trễ đa đường vượt quá 40µs không thể cân bằng. Vì độ phức tạp mạch điện và thời gian xử lý tăng theo số khối và các thành phần trễ, do đó biết được số tối đa các thành phần trễ là rất quan trọng trước khi lựa chọn một cấu trúc bộ cân bằng và giải thuật của nó.

Chương 5 : Ứng dụng của kỹ thuật OFDM

81

Chương 5

ỨNG DỤNG CỦA KỸ THUẬT OFDM

5.1 Hệ thống DRM

RM là hệ thống phát thanh số thay thế cho hệ thống phát thanh điều tần truyền thông AM. Tần số sóng mang cho hệ thống DRM tương đối thấp, cụ thể là nhỏ hơn

30 MHz, phù hợp cho việc truyền sóng ở khoảng cách lớn. Môi trường truyền sóng của hệ thống là kênh truyền đa đường có sự tham gia phản xạ của mặt đất và tầng điện li như mô tả ở hình 8.1. Phạm vi phủ sóng của DRM do vậy rất lớn, có thể là đa quốc gia hoặc liên lục địa. Do sử dụng kỹ thuật số và công nghệ OFDM, chất lượng tín hiệu của hệ thống DRM tương đối tốt.

Hình 5.1: Môi trường truyền sóng của hệ thống DRM

Hình 5.2 mô tả sơ đồ khối của hệ thống DRM, trong đó hệ thống có thể truyền tải cả dữ liệu và âm thanh và các dịch vụ khác. Việc sử dụng mã hóa kênh cho phép sửa lỗi ở phía thu.

Các tham số cơ bản của hệ thống:

- Bề rộng băng tần B=9.328 kHz

- Độ dài FFT FFTN =256

- Độ dài chuỗi bảo vệ GT = 5.3ms

- Số sóng mang sử dụng để truyền tin CN =198

D


82

Hình 5.2: Sơ đồ khối hệ thống DRM

Từ mô hình kênh truyền dẫn ta thấy kênh truyền dẫn có trễ truyền dẫn lớn, có nghĩa là kênh tương đối phụ thuộc vào tần số. Tần số Doppler tương đối nhỏ so với khoảng cách giữa hai sóng mang. Hệ thống DRM được thiết kế chỉ cho các máy thu tĩnh hoặc xách tay. Điều này khác hẳn so với hệ thống DAB, hệ thống này được thiết kế cho cả các máy thu có tốc độ chuyển động tương đối lớn như ôtô, tàu hỏa, v.v…

5.2 Phát thanh số DAB (Digital Audio Broadcasting)

DAB là hệ thống sử dụng thương mại đầu tiên của kĩ thuật OFDM. Sự phát triển của DAB đã bắt đầu vào năm 1987 và đưa vào sử dụng dịch vụ ở U.K và Thụy Điển vào năm 1995. DAB là một sự thay thế cho phát thanh quảng bá FM, bằng việc cung cấp âm thanh số chất lượng cao và những dịch vụ thông tin. DAB sử dụng kĩ thuật OFDM bởi vì khả năng chống được truyền đa đường. Những hệ thống quảng bá hoạt động với một khoảng cách truyền rất dài (20-100 km), dẫn đến multipath là vấn đề chính xảy ra trong đường truyền, và hiệu ứng multipath này là nguyên nhân chính gây ra ISI.

DAB có 4 mode truyền sử dụng các thông số OFDM khác nhau được liệt kê trong bảng 5.1.


83

Bảng 5.1 : Thông số truyền DAB cho mỗi Mode.

Mode truyền Thông số

I II III IV

Băng thông 1.536 MHz 1.536 MHz 1.536 MHz 1.536 MHz

Điều chê DQPSK DQPSK DQPSK DQPSK

Tần số sóng mang ≤ 375 MHz ≤ 1.5 GHz ≤ 3 GHz ≤ 1.5 GHz

Số sóng mang phụ 1536 384 192 768

Khoảng kí hiệu 1000 μs 250 μs 125 μs 500 μs

Khoảng bảo vệ 246 μs 62 μs 31 μs 123 μs

Thời gian tổng kí hiệu 1246 μs 312 μs 156 μs 623 μs

Khoảng cách tối đa giữa các trạm phát trong mạng SFN

96 km 24 km 12 km 48 km

Khả năng chống lại multipath của kỹ thuật OFDM cho phép sử dụng mạng đơn tần SFN (Single Frequency Network), mạng này sử dụng những trạm lặp để phủ sóng một vùng rộng lớn hơn mà vẫn đạt được hiệu quả phổ. Trong phương pháp quảng bá FM truyền thống, những thành phố cạnh nhau phải sử dụng những tần số RF khác nhau cho cùng một trạm vô tuyến, để tránh multipath gây ra bởi những tín hiệu quảng bá lập lại tại cùng một tần số. Tuy nhiên, với DAB, nó có thể sử dụng cùng tín hiệu để quảng bá tới mỗi vùng yêu cầu được bao phủ, loại bỏ việc phải sử dụng những tần số khác nhau tại những vùng lân cận. Trong mạng đơn tần SFN, một máy thu nhận cùng một tín hiệu từ một vài trạm khác nhau, do đó giá trị trải trễ trong mạng SFN là rất lớn. Đối với các hệ thống đơn sóng mang thì khó lòng mà giải quyết được vấn đề này. Tuy nhiên đối với OFDM thì vấn đề này có thể được giải quyết bằng cách chọn khoảng bảo vệ lớn hơn giá trị trải trễ cực đại của mạng SFN.

Trong DAB, tín hiệu audio được mã hóa với tần số 48 kHz (so với đĩa CD là 44.1 kHz) và độ phân giải 22bit/mẫu. Luồng số sau đó được nén xuống còn 32 đến 384 kbps phụ thuộc vào chất lượng mong muốn. Tín hiệu được chia thành các khung 24


84

ms. Bắt đầu mỗi khung là các kí hiệu Null với thời khoảng lớn hơn một chút so với thời khoảng của kí hiệu OFDM. Sau đó một kí hiệu OFDM tham khảo được gửi đi để phục vụ cho việc giải điều chế DQPSK ở máy thu.

Dữ liệu ngõ vào được mã hóa với bộ mã chập tốc độ 1/4, chiều dài hữu hạn bằng 7 và được phân tán nhờ bộ phân tán khối (block interleaver) để tránh ảnh hưởng của lỗi chùm, sau đó được điều chế OFDM để phát qua kênh truyền.

Bảng 5.2 : Các chuẩn truyền dẫn không dây sử dụng OFDM.

Chuẩn Ý nghĩa Dải tần Tốc độ (Mbps) Ứng dụng

DAB Phát thanh số quảng bá

FM 0.008 – 0.384 Phát thanh quảng bá

DVB-T Truyền hình số quảng bá

UHF 3.7 – 32 Truyền hình số quảng bá

IEEE 802.11a LAN vô tuyến 5.2 GHz 6 – 54 Mạng vô tuyến

IEEE 802.16.3 Truy nhập vô tuyến cố định

21 GHz 0.5 – 12 Truy nhập thoại/Internet

5.3 Truyền hình số mặt đất DVB–T (Digital Video Broadcasting-Terrestrial)

5.3.1 Truyền hình số mặt đất DVB-T

Ở Châu Âu, dựa vào sự thành công của DAB, Viện tiêu chuẩn viễn thông Châu Âu ETSI (European Telecommunications Standards Institute) đã đưa ra tiêu chuẩn về truyền hình số mặt đất DVB-T vào năm 1996. Bảng 5.3 biểu diễn 2 mode được định nghĩa trong DVB-T. Năm 1998, DVB-T được sử dụng đầu tiên ở UK (United Kingdom) với việc sử dụng mạng lưới đa tần MFN (multifrequency network), mode 2K, phương pháp điều chế 64 QAM, khoảng bảo vệ 7 μs, mã chập Rc = 2/3, và tốc độ truyền 24.13 Mbps.

Trong DVB-T, việc thực hiện mode 8K phức tạp hơn, khiến chi phí máy thu đắt tiền hơn. Nhưng thời khoảng kí tự dài (896 μs) và khoảng bảo vệ lớn cho khả năng thu tín hiệu rất tốt, ngay cả khi có sóng phản xạ từ rất xa. Điều này không chỉ cho phép thu di động, mà còn tạo điều kiện cho việc xây dựng mạng đơn tần SFN trong một phạm vi rộng. Việc thực hiện mode 2K đơn giản hơn, cho phép giảm giá thành của máy thu.


85

Nhưng khoảng bảo vệ nhỏ sẽ làm giảm chất lượng của tín hiệu thu được khi có sóng phản xạ từ xa. Vì vậy không phù hợp với mạng đơn tần.

Bảng 5.3 : Các thông số của DVB-T.

Mode truyền 2k 8k

Băng thông 7.61 MHz 7.61 MHz

Số lượng sóng mang 1705 6817

Điều chế QPSK, 16QAM, 64 QAM

Khoảng kí hiệu có ích (ts) 224 μs 896 μs

Khoảng cách giữa các sóng mang phụ (Δf)

4.464 kHz 1.116 kHz

Khoảng bảo vệ (TG) ts/4 ts/8 ts/16 ts/32

56μs 28μs 14μs 7μs

ts/4 ts/8 ts/16 ts/32

224μs 112μs 56μs 28μs

FEC (mã trong) Mã chập R = 1/2, 2/3,3/4, 5/6, 7/8

FEC (mã ngoài) Mã Reed-Solomon (204,188)

Interleaving(phân tán) Phân tán bit trong miền thời gian - tần số

Tốc độ truyền 4.98 – 31.67 Mbps

C/N 3.1 dB – 20.1 dB

Mô hình mô phỏng hệ thống truyền hình số mặt đất bằng Simulink trong matlab :


86

Hình 5.3 : Mô hình mô phỏng hệ thống DVB-T trong matlab.

5.3.2 Điện thoại di động trong hệ thống truyền hình số mặt đất DVB-T

Song song với sự phát triển của các loại hình dịch vụ như GSM, CDMA, …thì dịch vụ truyền hình số mặt đất DVB-T đã và đang phát triển rất mạnh mẽ, phần nào đáp ứng được nhu cầu của người sử dụng hiện tại và trong tương lai. Gần đây đã có những tập đoàn lớn hoạt động trong lĩnh vực thông tin đã cho ra đời loại điện thoại di động có thể thu được truyền hình số mặt đất. Cơ sở hoạt động của loại điện thoại di động này là:

♦Thứ nhất là giải mã tuân theo nguyên tắc ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM) nhở chip vi xử lý mRD61530 LSI cho phép thu phân đoạn từng phần. Đây là một trong những phương pháp điều chế mà ở Việt Nam, Nhật Bản, và các nước Châu Âu đang áp dụng trong truyền hình số mặt đất.

♦Thứ hai là về băng tần : chủ yếu băng tần nằm trong dải tần UHF từ kênh 13 đến kênh 62.

♦Thứ ba là hệ thống ghép kênh : hệ thống ghép kênh MPEG-2.

♦Thứ tư là mã hóa hình tuân theo chuẩn MPEG-4 (vẫn còn đang trong thời gian thử nghiệm), còn mã hóa tiếng tuân theo chuẩn MPEG-2.

Điện thoại di động DVB-T sử dụng đường xuống (downlink) nhờ hệ thống DVB-T. Điện thoại di động dùng trong truyền hình số mặt đất sử dụng OFDM có những ưu điểm nổi bật đó là : độ nhạy cao, khả năng thu di động tốt, tránh được nhiễu sang các


87

kênh bên cạnh, loại bỏ được hiện tượng fading đa đường, cho phép thu được hình ảnh; âm thanh cũng như truy cập Internet tốc độ cao. Tốc độ dữ liệu có thể lên tới 15 Mbps nếu như sử dụng băng tần 8 MHz và điều chế 64-QAM. Loại điện thoại di động này có thể cho phép thu được cả mạng đơn tần (SFN) cũng như mạng đa tần (MFN). Để làm được điều này, máy di động có thể lựa chọn dựa trên 3 thông số cơ bản sau : kiểu điều chế, tỷ lệ mã hóa và khoảng bảo vệ. Trong thông tin di động, ví dụ như hệ thống GSM hay CDMA người ta thường để ý đến hiệu ứng dịch tần Doppler cũng như fading, nhưng trong hệ thống DVB-T thì vấn đề này người ta có thể khắc phục dễ dàng nhờ khoảng bảo vệ trong hệ thống OFDM. Bảng 5.3 thể hiện các chuẩn truyền dẫn không dây sử dụng OFDM .

Bằng việc chèn các khoảng bảo vệ trước tín hiệu OFDM đã cho phép máy di động có thể loại bỏ được tiếng vang và khả năng thu kể cả khi có hiện tượng Doppler cũng sẽ tốt hơn. Còn khi nói đến lỗi, điện thoại di động tính đến hai kiểu lỗi là lỗi sau giải mã Viterbi và lỗi điểm. Trong hệ thống DVB-T cho phép lỗi sau giải mã Viterbi là 2.10-4 và sau giải mã RS là 2.10-11, điều này có nghĩa là sẽ có một bit lỗi trong khoảng 5 giờ với tốc độ dữ liệu 5 Mbps. Đối với lỗi điểm, nó cho phép đánh giá được chất lượng hỉnh ảnh và thường dựa vào thông số SFP (subjective failure point). Một điều cũng cần phải nói tới ở đây là mỗi máy thu di động sử dụng một sóng mang dẫn đường (được gọi là kí tự pilot). Số lượng của các pilot tùy thuộc vào kiểu pilot trong hệ thống OFDM.

Tóm lại, điện thoại di động trong DVB-T sẽ làm thay đổi lớn trong cuộc sống hằng ngày của chúng ta. Trong tương lai không xa, bạn có thể ngồi trên xe ô tô cũng có thể xem được truyền hình số, có thể nhắn tin bằng điện thoại di động qua mạng DVB-T trong khi xe của bạn chạy với tốc độ 360 km/h. Điện thoại DVB-T cũng sẽ cung cấp nhiều dịch vụ đòi hỏi tốc độ cao như hình ảnh, âm thanh và truy cập Internet hay các hệ thống đa phương tiện tốc độ cao. Hơn nữa, bạn cũng có thể ngồi ở nhà chỉ với một chiếc điện thoại di động cũng có thể đặt vé máy bay, vé tàu hay chơi game qua mạng DVB-T.

Bảng 5.4 : Các thông số chính trong chip vi xử lý mRD61530 LSI.

Tốc độ lấy mẫu 20 MHz

Chu kì chip 50 ns

Số lượng điểm FFT 64

Số lượng sóng mang phụ 52


88

Số lượng sóng mang dữ liệu phụ 48

Số lượng sóng mang pilot phụ 4

Chu kỳ kí tự OFDM 4 μs (80 chip)

Tiền số vòng 0.8 μs (16 chip)

Chu kỳ kí tự FFT 3.2 μs (64 chip)

Kiểu mã hóa BPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM

Tốc độ dữ liệu (Mbps) 6, 9, 12, 18, 24, 36, 48, 54

5.4 Dịch vụ quảng bá số mặt đất ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting- Terrestrial)

Ở Nhật, Hiệp hội công nghiệp và thương mại vô tuyến ARIB (Association of Radio Industries and Businesses) đã đưa ra tiêu chuẩn về dịch vụ quảng bá số mặt đất ISDB-T vào thánh 6 năm 2000. Bảng 5.5 biểu diễn 3 mode được định nghĩa trong ISDB-T cho truyền hình và bảng 5.6 cho truyền thanh. Dịch vụ này được đưa vào sử dụng thương mại vào năm 2003.

So sánh bảng 5.3 (tiêu chuẩn truyền hình số mặt đất ở Châu Âu DVB-T) và bảng 5.5 (tiêu chuẩn truyền hình số mặt đất ở Nhật ISDB-T) : số lượng sóng mang phụ trong DVB-T hơi ít hơn ISDB-T so với băng thông lớn hơn. DVB-T chỉ sử dụng phương pháp điều chế kết hợp (coherent), còn ISDB-T không những sử dụng phương pháp điều chế kết hợp mà còn sử dụng phương pháp điều chế vi sai. Trong ISDB-T, băng thông sử dụng hẹp hơn và sử dụng những bộ tách vi sai được thiết kế cho thu di động bới vì chúng có thể chống lại tốt fading chọn lọc tần số với SNR thấp.

Tóm lại, ISDB-T có khá nhiều điểm giống với DVB-T, cũng sử dụng kĩ thuật OFDM, ISDB-T thực chất là một biến thể của DVB-T.

Bảng 5.5 : Các thông số của ISDB-T (truyền hình).

Mode truyền Mode 1 Mode 2 Mode 3

Băng thông (MHz) 5.575 5.573 5.572

Số sóng mang phụ 1405 2809 5617


89

Điều chế QPSK, 16QAM, 64QAM, DQPSK

Khoảng kí tự có ích (ts) 252μs 504μs 1008μs

Khoảng cách sóng mang phụ (Δf)

3.968 kHz 1.984 kHz 0.992kHz

Khoảng bảo vệ (TG) ts/4 (63μs)

ts/8 (31.5μs)

ts/16 (15.75μs)

ts/32 (7.875μs)

ts/4 (126μs)

ts/8 (63μs)

ts/16 (31.5μs)

ts/32 (15.75μs)

ts/4 (252μs)

ts/8 (126μs)

ts/16 (63μs)

ts/32 (31.5μs)

FEC (mã trong) Mã chập R = 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8

FEC (mã ngoài) Mã Reed-Solomon (204,188)


Tốc độ truyền 3.65 – 23.2 Mbps

C/N 3.1 dB – 20.1 dB

Bảng 5.6 : Các thông số ISDB-T (truyền thanh).

Mode truyền Mode 1 Mode 2 Mode 3

Băng thông 429 kHz*

1.27 MHz**

Số sóng mang phụ 109*

325**

217*

649**

433*

1297**

Điều chế QPSK, 16-QAM, 64-QAM, DQPSK

Khoảng kí tự có ích(ts) 252μs 504μs 1008μs

Khoảng cách sóng mang phụ(Δf)

3.968 kHz 1.984 kHz 0.992kHz


90

Khoảng bảo vệ(TG) ts/4 (63μs)

ts/8 (31.5μs)

ts/16 (15.75μs)

ts/32 (7.875μs)

ts/4 (126μs)

ts/8 (63μs)

ts/16 (31.5μs)

ts/32 (15.75μs)

ts/4 (252μs)

ts/8 (126μs)

ts/16 (63μs)

ts/32 (31.5μs)

FEC(mã trong) Mã chập R = 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8

FEC(mã ngoài) Mã Reed-Solomon (204,188)


Tốc độ truyền 280.8 – 840 Kbps

( * 1-segment transmission, ** 3-segment transmission ).

5.5 Hệ thống HiperLAN/2 (IEEE802.11a)

Hệ thống HiperLAN/2 tương đương với tiêu chuẩn IEEE802.11a được thiết kế cho mạng máy tính không dây WLAN. Tốc độ truyền dẫn lớn nhất hệ thống có thể cung cấp được vào khoảng 54 Mbits/s tùy thuộc vào môi trường truyền dẫn. Bề rộng băng tần sử dụng là 20 MHz và được khai thác ở vùng tần số khoảng 5 GHz. Môi trường trường truyền dẫn là ở trong nhà và giữa các tòa nhà. Khoảng cách truyền dẫn tương đối nhỏ khoảng vài mét đến vài trăm mét.

Các tham số cơ bản của hệ thống được liệt kê như sau:

- Bề rộng băng tần: B=20 MHz

- Độ dài FFT: FFTN =64

- Chu kỳ lẫy mẫu 1

at B= =50ns

- Độ dài chuỗi bảo vệ 0.4GT sμ= đối với môi trường truyền dẫn trong nhà và khoảng 0.8 sμ đối với môi trường truyền dẫn ngoài trời.

5.6 Hệ thống WiMax (IEEE 802.16 a, e)

WiMax[IEEE-1] ra đời nhằm cung cấp một phương tiện truy cập Internet không dây tổng hợp có thể thay thế cho ADSL và WLAN. Hệ thống WiMax có khả năng cung cấp đường truyền với tốc độ lên đến 70 Mbps và với bán kính của một trạm anten phát


91

lên đến 50 km. Mô hình phủ sóng của mạng WiMax tương tự như mạng điện thoại tế bào. Một hệ thống WiMax như mô tả ở hình 5.4 gồm 2 phần:

- Trạm phát: giống như các trạm BTS trong mạng thông tin di động với công suất lớn có thể phủ sóng một vùng rộng tới 8000 2km .

- Trạm thu: có thể là các anten nhỏ như các Card mạng cắm vào hoặc được thiết lập sẵn trên Mainboard bên trong các máy tính, theo cách mà WLAN vẫn dùng.

Hình 5.4: Mô hình truyền thông của WiMax

Các trạm phát BTS được kết nối tới mạng Internet thông qua các đường truyền tốc độ cao riêng hoặc có thể được nối đến một BTS khác như một trạm trung chuyển bằng đường truyền thẳng (line of sight), và chính vì vậy WiMax có thể phủ sóng đến những vùng rất xa

Các anten thu/phát có thể trao đổi thông tin với nhau qua các tia sóng truyền thẳng hoặc các tia phản xạ. Trong trường hợp truyền thẳng LOS (line of sight), các anten được đặt cố định trên các điểm cao, tín hiệu trong trường hợp này ổn định và tốc độ truyền có thể đạt tối đa. Băng tần sử dụng có thể dùng ở tần số cao đến 66 GHz vì ở tần số này tín hiệu ít bị giao thoa với các kênh tín hiệu khác và băng thông sử dụng cũng lớn hơn. Đối với trường hợp có vật chắn NLOS (Non line of sight), WiMax sử


92

dụng băng tần thấp hơn, 2-11 GHz, tương tự như ở WLAN, tín hiệu có thể vượt qua các vật cản thông qua phản xạ, nhiễu xạ, uốn cong, vòng qua các vật thể để đến đích.

Hệ thống WiMax có các đặc điểm chính sau:

- Khoảng cách giữa các trạm thu và phát có thể lên đến 50 km.

- Tốc độ truyền có thể thay đổi, tối đa 70 Mbps.

- Hoạt động trong cả hai môi trường truyền dẫn: đường truyền tầm nhìn thẳng LOS và đường truyền che khuất NLOS.

- Dải tần làm việc 2-11 GHz và từ 10-66 GHz hiện đã và đang được tiêu chuẩn hóa.

- Trong WiMax hướng truyền tin được chia thành hai đường lên và xuống. Đường lên có tần số thấp hơn đường xuống và đều sử dụng công nghệ OFDM để truyền. OFDM trong WiMax sử dụng tối đa 2048 sóng mang, trong đó có 1536 sóng mang dành cho thông tin được chia thành 32 kênh con mỗi kênh con tương đương với 48 sóng mang. WiMax sử dụng điều chế nhiều mức thích ứng từ BPSK, QPSK đến 256-QAM kết hợp các phương pháp sửa lỗi dữ liệu như ngẫu nhiên hóa, với mã sửa lỗi Reed Solomon, mã xoắn tỷ lệ từ 1/2 đến 7/8 .

- Độ rộng băng tần của WiMax từ 5 MHz đến trên 20 MHz được chia thành nhiều băng tần con 1.75 MHz. Mỗi băng con này được chia nhỏ hơn nữa nhờ công nghệ OFDM, cho phép nhiều thuê bao có thể truy cập đồng thời một hay nhiều kênh một các linh hoạt để đảm bảo tối ưu hiệu quả sử dụng băng tần. Công nghệ này gọi là công nghệ đa truy cập OFDMA (OFDM access).

- Cho phép sử dụng cả hai công nghệ TDD (Time Division Duplexing) và FDD (Frequency Division Duplexing) cho việc phân chia truyền dẫn của hướng lên (uplink) và hướng xuống (Downlink).

- Về cấu trúc phân lớp, hệ thống WiMax được phân chia thành 4 lớp: Lớp con tiếp ứng (Convergence) làm nhiệm vụ giao diện giữa lớp đa truy nhập và các lớp trên, lớp đa truy nhập (MAC layer), lớp truyền dẫn (Transmission) và lớp vật lý (Physical). Các lớp này tương đương với hai lớp dưới của mô hình OSI và được tiêu chuẩn hóa để có thể giao tiếp với nhiều ứng dụng lớp trên.


93

5.7 Thế hệ thông tin di động 4G

So sánh với các thế hệ di động 2G, 3G thì 4G nổi trội hơn về băng tần (2-8 GHz) và tốc độ dữ liệu trên 20 Mbps. Chuẩn 4G sử dụng phương pháp điều chế đa sóng mang, có 2 loại khác nhau của MCM dùng cho 4G là MC-CDMA và OFDM dùng TDMA.

MC-CDMA là sự kết hợp của OFDM và CDMA, các user được ghép kênh với mã trực giao để phân biệt với nhau. Trong MC-CDMA, mỗi thuê bao có thể dùng vài mã, nơi dữ liệu được trải rộng trên miền thời gian hay miền tần số. Trong OFDM với TDMA, thuê bao dùng các khe thời gian để truyền tải dữ liệu.

Sự khác nhau giữa hai phương pháp này có thể được nhận thấy trong phương pháp điều chế được sử dụng trên sóng mang phụ. MC-CDMA dùng QPSK, trong khi OFDM sử dụng TDMA có thể dùng phương pháp điều chế đa mức cao như M-QAM (M từ 4 tới 256).

5.8 Những ứng dụng khác

5.8.1 IEEE802.11g

Chuẩn IEEE 802.11b có khả năng truyền dữ liệu với tốc độ 11 Mbps trong băng tần 2.4 GHz, được gọi là băng tần ISM thuộc lĩnh vực “công nghiệp, khoa học và y tế”. Để nâng cao tốc độ trong băng tần ISM này, năm 2002 IEEE đã đưa ra tiêu chuẩn IEEE 802.11g hỗ trợ truyền tốc độ lên tới 56 Mbps, và lớp vật lý của chuẩn này cũng tương tự như 802.11a.

5.8.2 IEEE 802.11h

Ở Châu Âu, băng tần 5.15 – 5.35 GHz và 5.45 – 5.725 GHz được sử dụng cho HIPERLANs, một số băng tần yêu cầu cho việc truyền công suất điều khiển TCP (transmission power control) và sự chọn lựa tần số dynamic DFS (dynamic frequency selection) để tồn tại cùng với những hệ thống rada. Do đó, chuẩn IEEE 802.11a không thể áp dụng trực tiếp được. Để tạo ra hệ thống LAN không dân dựa trên IEEE 802.11a, IEEE 802.11 đã đưa ra một chuẩn mới gọi là IEEE 802.11h được áp dụng trong TCP và DFS.

5.8.3 IEEE 802.16a

IEEE 802.16a là chuẩn được áp dụng cho những mạng lưới trong trung tâm MANs (metropolitan area network), chuẩn này sử dụng truy cập không dây băng thông rộng, được đưa ra để thay thế cho những hệ thống truy cập bằng dây như cable modem và đường thuê bao số (DSL). Tiêu chuẩn IEEE 802.16a hoàn thành vào cuối năm 2002, sử dụng băng tần 2 tới 11 GHz. IEEE 802.16a có 3 dạng đặc biệt sau :


94

♦ WirelessMAN-SC2 : sử dụng phương pháp điều chế đơn sóng mang.

♦ WirelessMAN-OFDM : sử dụng kỹ thuật OFDM có 256 sóng mang phụ, phương pháp truy cập TDMA.

♦ WirelessMAN-OFDMA : sử dụng phương pháp truy cập OFDM (OFDMA) với 2048 sóng mang phụ.

Hệ thống này thực hiện đa truy cập bằng cách dùng đa sóng mang phụ trên mỗi máy thu cá nhân. Hệ thống cũng sử dụng kiểu trải phổ nhảy tần để tránh giao thoa.

Chương 6 : Mô phỏng

95

Chương 6

MÔ PHỎNG

hần mềm mô phỏng Matlab 7.0 dùng để mô phỏng kỹ thuật điều chế OFDM và các phương pháp ước lượng và cân bằng thích nghi cho kênh truyền đã được tìm hiểu trong phần thực tập tốt nghiệp. Tín hiệu phát là file văn bản, file âm thanh

và file hình ảnh (khi chọn Pushbutton Truyền file) hoặc có thể là chuỗi bit ngẫu nhiên ( khi chọn Pushbutton Cân bằng hoặc Pushbutton Ước lượng).

Hình 6.1 : Sơ đồ khối tổng quát mô phỏng hệ thống OFDM.

Pushbutton Truyền file : Dữ liệu là file văn bản (*.txt), âm thanh (*.wav), hình ảnh (*.bmp) được đọc từ một file tùy ý, sau đó được chuyển thành chuỗi dữ liệu nhị phân, chuỗi dữ liệu nhị phân được cho qua khối phát OFDM, tín hiệu nhận được là tín hiệu OFDM băng gốc dạng phức. Sau đó, cho tín hiệu qua kênh truyền và cộng nhiễu AWGN. Ở phía thu tín hiệu thực hiện ngược lại so với phía phát và kết quả được ghi vào file result (có phần mở rộng là đuôi .txt hoặc .wav hoặc .bmp).

Pushbutton Cân bằng hoặc Pushbutton Ước lượng : Dữ liệu vào là chuỗi bit ngẫu nhiên, chuỗi dữ liệu nhị phân được cho qua khối phát OFDM, tín hiệu nhận được là tín hiệu OFDM băng gốc dạng phức. Sau đó cho tín hiệu qua kênh truyền và cộng nhiễu AWGN. Bên thu, tín hiệu thực hiện ngược lại so với bên phát. Tín hiệu bị nhiễu qua kênh truyền và tín hiệu sau khi áp dụng giải thuật ước lượng hoặc cân bằng thích nghi sẽ được vẽ lên trên biểu đồ chòm sao để thấy được sự phân tán của tín hiệu khi bị fading và sự hội tụ khi được cân bằng.

P


96

6.1 Giới thiệu các khối

6.1.1 Khối đọc dữ liệu và chuyển thành chuỗi nhị phân

Khối này có nhiệm vụ đọc file (văn bản, âm thanh, hình ảnh), sau đó chuyển dữ liệu thành chuỗi nhị phân nối tiếp. Các tín hiệu này được mã hóa 8 bit.

♦ File *.txt : Xét chuỗi “LVTN” gồm 4 ký tự, mã hóa 8 bit sẽ tạo thành chuỗi nhị phân 32 bit nối tiếp.

LVTN→ Mã ASCII: 76 86 84 78 → Mã nhị phân: A = [ 0 1 0 0 1 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1 0 ] ♦ File *.wav : sử dụng hàm wavread(filename) để đọc dữ liệu từ một file *.wav (dữ liệu âm thanh này có giá trị thuộc khoảng [-1,1]), sau đó dữ liệu này được chuyển thành giá trị thập phân có giá trị trong khoảng [0,255] và được mã hóa 8 bit. Như vậy, mỗi mẫu thuộc [-1,1] được mã hóa thành giá trị nhị phân 8 bit.

♦ File *.bmp : sử dụng hàm imread(filename). Nếu file ảnh có dạng gray-scale, dữ liệu là ma trận 2 chiều (số hàng, số cột). Nếu là dạng ảnh màu, dữ liệu nhận được là ma trận 3 chiều (số hàng, số cột, 3). Sau đó, dữ liệu sẽ được mã hóa 8 bit thành chuỗi nhị phân nối tiếp.

6.1.2 Khối phát OFDM

Dữ liệu vào là chuỗi bit nhị phân nối tiếp, dữ liệu ra là tín hiệu OFDM băng gốc (dạng phức). Dữ liệu OFDM băng gốc sau đó được đưa đến kênh truyền.

Hình 6.2 : Sơ đồ khối phát OFDM.

♦ Khối S/P : có nhiệm vụ chuyển dữ liệu nhị phân từ nối tiếp sang song song, sử dụng hàm reshape(bits, n, 1), n là vectơ hàng: biểu diễn số bit trong Bits input.

♦ Khối QAM mapping : khối này có nhiệm vụ điều chế tín hiệu QAM băng gốc. Sử dụng hàm dmodce(symbols,1,1,’qam’, M_ary), với symbols là ma trận tín hiệu nhị phân (số hàng : số symbol QAM, số cột : số bit trong một symbol QAM), M_ary : dạng điều chế QAM.


97

Ví dụ : với chuỗi dữ liệu trên, sau khi qua khối S/P và QAM mapping (16-QAM) có dạng :

B =

⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

3.0000i - 3.0000 1.0000i + 3.0000 1.0000i + 3.0000 1.0000i + 3.0000-

1.0000i - 3.0000 1.0000i + 3.0000- 3.0000i + 3.0000

1.0000i + 3.0000

♦ Khối Insert pilot: nếu bên thu có sử dụng ước lượng hoặc cân bằng thích nghi kênh truyền thì khối này được sử dụng. Có 2 dạng insert pilot, pilot dạng khối và pilot dạng lược ( khi dùng các giải thuật ước lượng ), chèn chuỗi huấn luyện ( khi dùng các giải thuật cân bằng thích nghi) .

• Pilot dạng khối : tín hiệu pilot được insert có dạng :

NnjeAnX /2

][ π⋅= với n = 0, 1, …, N-1

Với N : số sóng mang con, A : biên độ của symbol huấn luyện.

Chuỗi huấn luyện này có một đặc tính quan trọng là biến đổi IFFT của nó sẽ tạo thành chuỗi có biên độ là hằng số. Do đó, tín hiệu pilot truyền có tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình bằng 1 trong miền thời gian. Các pilot được insert trên tất cả các sóng mang con của một symbol OFDM. Trong phần mô phỏng, chu kỳ của khối pilot là Dt = 4.

• Pilot dạng lược : các pilot được insert đồng nhất với dữ liệu, số pilot được insert tùy thuộc vào tỷ số giữa pilot và số sóng mang con. Chu kỳ ký tự pilot trong mỗi ký tự OFDM : Df = 4.

• Chuỗi huấn luyện : nó được chèn lên mỗi sóng mang con , nó là chuỗi bit thông thường và được biết trước tại nơi thu, số lượng kí tự huấn luyện được nhập từ ô Training Symbol và khoảng từ 5 đến 10 kí tự

♦ Khối IFFT : sử dụng hàm ifft(X,n). Với X : tín hiệu sau điều chế QAM, mỗi symbol QAM sẽ được gắn vào một sóng mang con (tương ứng với một mẫu IFFT), trường hợp số sóng mang con nhỏ hơn số điểm IFFT thì những mẫu IFFT không được sử dụng sẽ được thiết lập bằng zero; n là kích thước khối IFFT.


98

♦ Khối P/S : chuyển đổi dữ liệu từ song song sang nối tiếp. Sử dụng hàm: reshape (X,1,n).

♦ Khối Add Cyclic Prefix : có nhiệm vụ chèn khoảng bảo vệ. Thời khoảng bảo vệ là Tguard .

Như vậy, dữ liệu sau khi qua bộ P/S và cộng thêm khoảng bảo vệ sẽ tạo thành tín hiệu OFDM băng gốc. Thời khoảng của một ký tự OFDM là : TSymbol = TFFT + Tguard.

6.1.3 Khối kênh truyền

Phần mô phỏng được tiến hành thực hiện trong 3 môi trường truyền sóng: indoor (vmax = 3 km/h), pedestrian (vmax = 30 km/h), vehicular (vmax = 250 km/h). Những thông số liên quan của từng môi trường được liệt kê trong phần phụ lục.

Kênh truyền chịu ảnh hưởng của multipath Rayleigh fading, sử dụng hàm rayleighchan(ts, fd, tau, pdb) trong matlab (ts : thời gian lấy mẫu [s], fd : độ dịch Doppler max [Hz], tau : vectơ thời gian trễ [s], pdb : vectơ độ lợi công suất (dB)).

Sau khi chịu ảnh hưởng của multipath Rayleigh fading, tín hiệu chịu thêm ảnh hưởng của nhiễu AWGN. Nhiễu AWGN được thực hiện bằng hàm awgn(outsignal, snr, 'measured','dB'). Với outsignal là tín hiệu sau khi qua kênh truyền multipath Rayleigh fading, snr tỷ số công suất tín hiệu trên công suất nhiễu sau khi đã bị suy hao do khoảng bảo vệ (mức suy hao : 10log10((NFFT+G)/NFFT), NFFT : số điểm FFT, G: số khoảng bảo vệ).

6.1.4 Khối thu OFDM

Hình 6.3 : Sơ đồ khối thu OFDM khi sử dụng ước lượng

Tín hiệu vào là tín hiệu từ kênh truyền, tín hiệu ra là chuỗi bit nhị phân nối tiếp. Tín hiệu nhị phân này sau đó được đưa đến khối chuyển bit nhị phân thành dạng dữ liệu phát.

♦ Khối Remove Cyclic Prefix : có nhiệm vụ loại bỏ khoảng bảo vệ.

♦ Khối FFT : sử dụng hàm fft(X) để chuyển tín hiệu miền thời gian sang miền tần số với X là tín hiệu sau khi đã được loại bỏ khoảng bảo vệ.


99

♦ Khối Channel estimation : tùy theo dạng pilot được insert bên phía phát là dạng lược hay khối, từ đó bên thu sẽ dùng giải thuật tương ứng để ước lượng. Nếu bên phát không insert pilot thì bên thu không sử dụng khối này.

• Ước lượng dạng khối : gồm 2 giải thuật ước lượng :

- LS.

- MMSE.

• Ước lượng dạng lược: đáp ứng kênh truyền tại những tần số pilot sẽ được ước lượng theo giải thuật LS. Sau đó, đáp ứng kênh truyền tại những tần số mang dữ liệu có ích sẽ được xác định bằng các phương pháp nội suy từ những giá trị đáp ứng kênh truyền đã được ước lượng tại những sóng mang pilot. Trong chương trình mô phỏng này sẽ thực hiện mô phỏng 4 phương pháp nội suy sau:

- Linear.

- Second order.

- Lowpass : sử dụng hàm interp(H_pilot,Pilot_Distance), H_pilot: đáp ứng kênh truyền tại những tần số pilot, Pilot_Distance : chu kỳ pilot.

- Spline cubic : sử dụng hàm spline(x,H_pilot,xx), x: chỉ số pilot, H_pilot : đáp ứng kênh truyền tại những tần số pilot, xx : chỉ số của đáp ứng kênh truyền.

Serial to

Parallel

Parallelto

Serial IFFT D/A

Channel

.

.

.

.

.

.

.

.

Tx Data

Transmitter

xn,l x (t)

A/D

Receiver

yn,l

(2 )cj f te π

Serialto

Parallel

.

.

.

.

FFT

Xk,l

Parallelto

Serial

Rx Data .

.

.

.

Yk,l

One-TapEQ

.

.

.

. [2 ( ) ]cj f f te π− +Δ

Up conversion

Down conversion

Hình 6.4 : Sơ đồ khối phát thu OFDM khi sử dụng cân bằng thích nghi One-Tap


100

♦ Khối One-Tap EQ: Khối này sử dụng các giải thuật cân bằng thích nghi RLS, LMS để cân bằng tín hiệu dựa vào chuỗi kí tự huấn luyện được chèn từ bên phát.

♦ Khối De-QAM mapping : có nhiệm vụ giải điều chế QAM băng gốc, được thực hiện bằng hàm ddemodce(d,1,1,’QAM’, M_ary), với d là tín hiệu sau khi đã được ước lượng kênh truyền.

6.1.5 Khối chuyển đổi nhị phân thành dữ liệu và hiển thị kết quả

Chuỗi nhị phân từ khối thu OFDM được chuyển thành dạng dữ liệu đầu vào (văn bản, âm thanh, hình ảnh).

♦ File *.txt : dữ liệu nhị phân nối tiếp được chuyển thành dạng mã ASCII và được lưu vào file result.txt.

♦ File *.wav : sử dụng hàm wavwrite(input,11025,8,filename), dữ liệu được lấy mẫu với tần số Fs = 11025 Hz, mã hóa 8 bit. filename : file mà kết quả được lưu vào (file result.wav).

♦ File *.bmp : sử dụng hàm imwrite(output, filename), với output là tín hiệu nhị phân, filename : tên file kết quả được lưu vào (result.bmp).

6.2 Lưu đồ giải thuật

6.2.1 Bên phát

Trong chương trình mô phỏng các lưu đồ chỉ khác nhau ở giải thuật sử dụng để ước lượng hoặc cân bằng và mục đích hiển thị tín hiệu lên biểu đồ chòm sao hay truyền file mà các khối cuối của mỗi lưu đồ có thể khác nhau.

Hình 6.5 : Lưu đồ giải thuật ở bên phát khi chọn có tiến hành thực hiện ước lượng hoặc cân bằng ở bên thu.


101


102

Begin

Load dữ liệu

Chuyển dữ liệu thành chuỗi nhị phân

Biến đổi chuỗi nhị phân từ nối tiếp sang song song

Lấy các thông số nhập vào: * Số điểm FFT * Số sóng mang con * M-QAM * Khoảng bảo vệ

Điều chế M-QAM

Cân bằng

Chèn kí tự huấn luyện

Biến đổi IFFT

Tạo khoảng bảo vệ

Parallel To Serial

End

No

Yes


103

6.2.2 Kênh truyền

Hình 6.6: Lưu đồ giải thuật kênh truyền


104

6.2.3 Bên thu

Begin(tín hieäu töø keânh

truyeàn)

Remove khoaûng baûo veä

Chuyeån döõ lieäu töø noái tieáp sang song song

Bieán ñoåi FFT

Giaûi ñieàu cheá M-QAM

Chuyeån döõ lieäu nhò phaân töø song song sang noái tieáp

Chuyeån chuoãi bit nhò phaân thaønh daïng döõ lieäu ban ñaàu

Löu keát quaû

End

Extract pilot

Öôùc löôïng ?

Yes

No

Hình 6.7 : Lưu đồ giải thuật bên thu khi ước lượng


105

Hình 6.8 : Lưu đồ giải thuật bên thu khi dùng cân bằng

Remove khoảng bảo vệ

Chuyển dữ liệu từ nối tiếp sang song song

Giải điều chế M-QAM

Chuyển dữ liệu nhị phân từ song song sang nối tiếp

End

Biến đổi FFT

Cân bằng

Tách kí tự huấn luyện

No

Yes

Chuyển dữ liệu nhị phân thành dạng dữ liệu ban đầu

Begin


106

6.3 Giao diện chương trình

Pushbutton Cân bằng: sẽ mở ra giao diện ‘CÂN BẰNG’ để có thể nhập các thông số mô phỏng và giải thuật cân bằng.

Pushbutton Ước lượng : sẽ mở ra giao diện ‘ƯỚC LƯỢNG’ để có thể nhập các thông số mô phỏng và giải thuật ước lượng.

Pushbutton Truyền file: sẽ mở ra giao diện ‘TRUYỀN FILE’ để có thể nhập các thông số mô phỏng và truyền file qua kênh truyền.

Ba giao diện khi click vào ba nút trên sẽ được lần lượt trình bày dưới đây.


107


108

Pushbutton Thoát : khi được click, chương trình sẽ hiển thị thông báo :

Nếu click ‘yes ‘thì sẽ thoát khỏi giao diện ‘GIAO DIỆN CHÍNH’. Click ‘no’ thì chương trình trở lại bình thường.

Giải thích hoạt động :

♦ Panel Input :(Chỉ có trong giao diện TRUYỀN FILE, các giao diện khác không có vì dữ liệu vào khi đó là bit ngẫu nhiên). Có 3 radiobutton (Text, Sound, Image) để chọn loại tín hiệu mô phỏng. Pushbutton (…) để chọn file, đường dẫn của file được chọn sẽ hiển thị trong pop-up menu file.


109

♦ Panel Settings :

• Edit Fc : giá trị tần số RF, nó có ảnh hưởng tới độ dịch Doppler. Giá trị mặc định là 5 GHz, nếu muốn thay đổi thì nhập giá trị vào đó. Khi giá trị nhập không phải là số dương sẽ hiển thị thông báo lỗi :

• Edit Bandwidth : giá trị băng thông tổng, nó có ảnh hưởng tới chu kỳ lấy mẫu tín hiệu. Giá trị mặc định là 20 MHz, nếu muốn thay đổi thì nhập giá trị vào đó. Khi giá trị nhập không phải là số dương sẽ hiển thị thông báo lỗi :

• Edit NFFT : số điểm FFT mặc định là 64, nếu muốn thay đổi số điểm FFT thì nhập giá trị vào đó. Khi nội dung nhập không phải là số nguyên dương sẽ hiển thị thông báo lỗi :

• Edit numcarr : số sóng mang phụ mặc định là 52, nếu muốn thay đổi thì nhập giá trị vào đó. Khi nội dung nhập không phải là số nguyên dương sẽ hiển thị thông báo lỗi :


110

• Edit M-QAM : biểu diễn phương pháp điều chế. Phương pháp mặc định là 4-QAM. Nếu muốn thay đổi (16-QAM, 64-QAM, …) thì nhập giá trị vào đó. Khi giá trị nhập không hợp lý sẽ hiển thị thông báo lỗi :

• Edit Guard : biểu diễn khoảng bảo vệ, giá trị mặc định là 0, khi muốn thay đổi thì nhập giá trị vào đó. Nếu giá trị nhập không phải là số nguyên dương sẽ hiển thị thông báo lỗi :

♦ Panel Channel :

• Checkbox AWGN Noise : nếu chương trình mô phỏng có xét đến ảnh hưởng của nhiễu AWGN thì tick vào đó, khi đó edit SNR sẽ ‘enable’ và có thể nhập giá trị SNR cần mô phỏng vào đó.

• Checkbox Multipath : nếu được tick, kênh truyền sẽ chịu ảnh hưởng của multipath Rayleigh fading. Khi đó, edit Velocity, 3 radiobutton (indoor, pedestrian, vehicular) sẽ ‘enable’. Edit Velocity biểu diễn vận tốc di chuyển của mobile. Nếu chọn radiobutton Indoor: môi trường mô phỏng là indoor; radiobutton Pedestrian : môi trường thuộc về đi bộ (tương tự như môi trường thành thị); radiobutton Vehicular : môi trường vehicular.


111

♦ Panel Equalizer :

Khi checkbox này được chọn, chương trình mô phỏng sẽ dùng các giải thuật cân bằng thích nghi. Trong đó có pop-up menu Aglorithm cho phép chọn giải thuật LMS hoặc RLS, hai editbox Training Symbol và Stepsize cho phép nhập các giá trị bằng tay. Số Training Symbol là số ký tự huấn luyện, giá trị step size là hệ số μ trong giải thuật

LMS, hoặc là giá trị λ (hệ số quên) trong giải thuật RLS.

♦ Panel Estimation :

Nếu checkbox Estimation không được chọn, mô phỏng không sử dụng ước lượng kênh truyền. Ngược lại, mô phỏng sẽ sử dụng ước lượng kênh truyền. Khi sử dụng ước lượng kênh truyền, 2 radiobutton (Block, Comb) sẽ ở trạng thái ‘enable’. Nếu radiobutton Block được chọn, pop-up menu Block sẽ ‘enable’ và có thể chọn một trong 2 giải thuật ước lượng dạng khối (LS, MMSE) để mô phỏng. Nếu radiobutton Comb được chọn, pop-up menu Comb sẽ tích cực và có thể chọn một trong 4 phương pháp nội suy (Linear, Second Order, Lowpass, Spline Cubic) để ước lượng.

♦ Panel Execution :

• Pushbutton Pause : khi click, chương trình đang chạy sẽ tạm ngưng và chờ cho đến khi một nút (hoặc phím) bất kì được click.

• Pushbutton Reset : nếu click, các thông số và giao diện trở về trạng thái ban đầu như phần giao diện mô phỏng trên.

• Pushbutton Ber : sẽ hiển thì đồ thị Ber theo SNR của tín hiệu bit tương ứng với file và các thông số được thiết lập trên giao diện. SNRmin = 0 dB và SNRmax = 25 dB.

• Pushbutton Close : nếu được click, nó sẽ hiển thị thông báo :

Nếu click ‘yes’, chương trình sẽ thoát giao diện mô phỏng. Click ‘No’ hoặc ‘Cancel’, chương trình sẽ trở lại bình thường.

• Pushbutton RUN :Nếu được click , chương trình sẽ bắt đầu thực hiện mô phỏng hệ thống OFDM , kết quả hiển thị gồm có:


112

- Biểu đồ chòm sao tín hiệu OFDM qua kênh truyền bị nhiễu tán xạ và tín hiệu sau khi được cân bằng hoặc ước lượng.

- Tổng số bit phát, bit lỗi.

• Pushbutton OFDM : nếu được click, chương trình sẽ thực hiện mô phỏng hệ thống OFDM. Các kết quả được hiển thị bên phần Results gồm :

- Dạng phổ tín hiệu OFDM trước và sau khi qua kênh truyền.

- Tổng số bit phát, bit lỗi.

- Nếu truyền file văn bản : hiển thị 2 pushbutton Open để liên kết tới tín hiệu phát và thu.

- Nếu truyền file âm thanh: hiển thị dạng sóng âm thanh phát và thu, 2 pushbutton Play để nghe âm thanh tín hiệu phát và thu.

- Nếu truyền file hình ảnh : hiển thị hình ảnh gốc và hình ảnh thu được sau được truyền qua hệ thống OFDM.

• Text thời gian: hiển thị thời gian thực hiện quá trình mô phỏng.

• Text Ready: khi hiển thị ‘Ready!’, chương trình đang trong trạng thái chuẩn bị và chờ được mô phỏng. Nếu chương trình đang chạy mô phỏng, text này sẽ hiển thị ‘Running!’, và khi hoàn thành mô phỏng sẽ hiển thị ‘Complete!’.

6.4 Kết quả mô phỏng với các giải thuật cân bằng (giao diện ‘CÂN BẰNG’)

6.4.1 Cân bằng thích nghi dùng giải thuật RLS

* Nhận xét ( cho ba hình dưới về giải thuật RLS)

- Khi tốc độ của thiết bị di động tăng lên , tần số doppler tăng tỉ lệ lỗi tăng lên (từ 0 bit lỗi lên 115)

- Ở trong cùng một điều kiện v=3km/h giải thuật RLS hoạt động khá ổn định khi hệ số λ thay đổi, nhưng với v=15km/h thì λ =0.9 cho kết quả tốt hơn và trong giải thuật RLS thìλ càng lớn càng tốt ( nhỏ hơn 1).


113


114

6.4.2 Cân bằng thích nghi dùng giải thuật LMS


115


116

* Nhận xét ( cho ba hình trên về giải thuật LMS):

- Với giải thuật LMS hệ số Step size khá quan trọng, nó quyết định bộ cân bằng hoạt động có hiệu quả hay không, với LMS người ta thường chọn giá trị step size nhỏ. Trong 3 hình trên giá trị step size tăng từ 0.2; 0,25; 0,4 khi đó số bit lỗi lần lượt là 0 ; 3761 ;17431.

- Trong cùng điều kiện giải thuật LMS thường có tốc độ thực thi nhanh hơn giải thuật RLS do độ phức tạp trong tính toán thấp hơn, nhưng về chất lượng thì bộ RLS cho tỷ lệ lỗi thấp hơn.

- Hình dưới đây thực hiện với vận tốc v=15 km/h khi đó số bit lỗi là 135 với giải thuật LMS , và số bit lỗi là 115 với giải thuật RLS

6.5 Kết quả mô phỏng với các giải thuật ước lượng kênh truyền ( giao diện ‘ƯỚC LƯỢNG’)

Khi thực hiện mô phỏng với cùng điều kiện khi mô phỏng các giải thuật cân bằng thích nghi ta có những nhận xét sau giữa cân bằng và ước lượng:


117

- Các giải thuật ước lượng chạy với thời gian lâu hơn (khoảng 15 giây) so với các giải thuật cân bằng (khoảng 7 giây), điều này hợp lý vì các giải thuật ước lượng phải tính toán nhiều hơn, tính toán trên từng symbol OFDM (với ước lượng dạng lược) hoặc theo block chu kỳ Dt =4 (với ước lượng dạng khối ). Trong khi đó giải thuật cân bằng chỉ cần các hệ số cân bằng, có được khi đang ở chế độ huấn luyện, và sử dụng các hệ số đó cho chuỗi dữ liệu theo sau.

- Các giải thuật cân bằng cho số bit lỗi thấp hơn (khoảng 100 bit lỗi) , ước lượng khoảng trên 500 bit lỗi ở vận tốc v= 15 km/h. Như vậy đối với kênh truyền biến đổi nhanh theo thời gian thì dùng khi dùng bộ cân bằng thích nghi sẽ tốt hơn là dùng ước lượng kênh truyền.

Các nhận xét này được rút ra từ hai hình dưới đây :


118

6.5.1 So sánh kết quả ước lượng khi dùng các mức điều chế khác nhau


119


120

Nhận xét :

- Trên các hình trên thực hiện với giá trị M-QAM khác nhau, khi số mức M-QAM tăng thì số bit lỗi tăng vì khi đó các điểm trên biểu đồ chòm sao gần nhau hơn, để có tỷ lệ lỗi chấp nhận được ta phải tăng SNR. Nhưng bù lại thời gian mô phỏng nhanh hơn vì số symbol dữ liệu ít lại (mỗi symbol khi đó là 3 hoặc 4 bit thay vì 2 bit như trong trường hợp 4-QAM).

- Trong môi trường kênh truyền biến đổi chậm thì trong cùng điều kiện mô phỏng như nhau thì các giải thuật ước lượng dạng khối (LS , MMSE) cho tỉ lệ lỗi thấp hơn các giải thuật ước lượng dạng lược.

6.5.2 Ảnh hưởng của khoảng bảo vệ

Với các khoảng bảo vệ , hệ thống có thể chống lại ISI. Vì khi đó trải trễ của kênh truyền chỉ ảnh hưởng lên khoảng bảo vệ mà thôi. Thông thường thì khoảng bảo vệ càng nhiều càng tốt, nhưng phải phù hợp trễ cực đại của kênh truyền và không làm mất mát quá nhiều SNR của hệ thống. Hai hình dưới đây cho thấy ảnh hưởng của khoảng bảo vệ , với G=5 số bit lỗi là 388 nhưng khi tăng G=10 thì số bit lỗi là 92.


121

6.6 Kết quả mô phỏng truyền các file (giao diện ‘TRUYỀN FILE’)

6.6.1 Truyền file văn bản

Trường hợp 1 : kênh truyền lý tưởng (không có nhiễu AWGN và multipath)


122

Trường hợp 2 : kênh truyền có nhiễu, multipath, không ước lượng

Trường hợp 3 : kênh truyền có nhiễu, multipath, ước lượng dạng khối (giải thuật LS)

Trường hợp 4 : kênh truyền có nhiễu, multipath, ước lượng dạng lược (nội suy

Lowpass)


123

♦ Trong cả 4 trường hợp trên, tín hiệu phát được lấy từ file transmit.txt, nếu muốn hiển thị nội dung thì click vào pushbutton Open bên phần tín hiệu phát, chương trình sẽ liên kết và mở file được chọn.

♦ Tín hiệu thu được lưu trong file result.txt, muốn xem nội dung văn bản thu được thì click vào pushbutton Open bên phần tín hiệu thu và file này sẽ được mở.

♦ OFDM Spectrum biểu diễn đồ thị phổ tín hiệu OFDM trước khi qua kênh truyền (bên phần Transmit) và sau khi qua kênh truyền (bên Receive), trục hoành biểu diễn tần số của sóng mang con (được chuẩn hóa theo số điểm FFT), trục tung biểu diễn biên độ của tín hiệu OFDM (dB).

Nhận xét :

♦ Trường hợp 1 : tín hiệu được truyền trên kênh truyền lý tưởng, không bị nhiễu AWGN, multipath và Doppler. Do đó, tín hiệu thu giống với tín hiệu phát, phổ trước khi qua kênh truyền và sau khi qua kênh truyền hoàn toàn giống nhau.

♦ Trường hợp 2 : kênh truyền có nhiễu AWGN, multipath và bên thu không được ước lượng :

• NFFT = 64, numcarr = 52, điều chế 4-QAM, khoảng bảo vệ G = 10, tỷ số công suất tín hiệu trên nhiễu SNR = 20 dB. Vậy mức suy hao SNR do khoảng bảo vệ gây ra :

SNRloss = 10 63.0log10 ≈+

NFFTGNFFT (dB)


124

• v = 3 (km/h), f = 5 (GHz), c = 8103 ⋅ (m/s). Suy ra tần số Doppler cực đại :

fdmax = 9.13)/(103

)(5)/(38 ≈

⋅×

=⋅

=smGHzhkm

cfvv

λ (Hz)

• Môi trường truyền là Indoor (kênh truyền B trong bảng 1 phần phụ lục):

Do bị ảnh hưởng của nhiễu AWGN, multipath, dịch Doppler, bên thu không được ước lượng nên tín hiệu nhận được bị sai nhiều (tổng bit phát : 304, số bit lỗi : 140), dạng phổ của tín hiệu OFDM trước và sau khi qua kênh truyền có sự khác nhau.

♦ Trường hợp 3 : tương tự như trường hợp 2. Tuy nhiên, bên thu sử dụng giải thuật LS trong ước lượng dạng khối để ước lượng kênh truyền. Khi sử dụng ước lượng kênh truyền, tỷ lệ lỗi bit đã giảm (trong trường hợp này số bit lỗi là 0).

♦ Trường hợp 4 : tương tự như trường hợp 3, nhưng bên thu sử dụng phương pháp nội suy Lowpass trong ước lượng dạng lược để ước lượng kênh truyền.

6.6.2 Truyền file âm thanh



125


Trường hợp 3 : kênh truyền có nhiễu, multipath, ước lượng dạng khối (giải thuật MMSE)

Trường hợp 4 : kênh truyền có nhiễu, multipath, ước lượng dạng lược (nội suy

Second order)


126

♦ Trong cả 4 trường hợp, tín hiệu phát được lấy từ file Hello.wav, nếu muốn nghe âm thanh của file này thì click vào pushbutton Play (bên Transmit).

♦ Tín hiệu thu được lưu trong file result.wav, nếu muốn nghe âm thanh kết quả thì click vào pushbutton Play (bên Receive).

♦ 2 đồ thị phổ cũng tương tự như file văn bản.

♦ Đồ thị Transmit : vẽ dạng sóng âm thanh của tín hiệu phát (trục hoành biểu diễn thứ tự mẫu, trục tung biểu diễn biên độ).

♦ Đồ thị Receive : vẽ dạng sóng âm thanh của tín hiệu thu được. Nếu quá trình truyền không bị lỗi, thì dạng sóng tương tự với bên Transmit. Ngược lại, nếu có hiện tượng lỗi xảy ra, dạng sóng sẽ khác với bên Transmit.

Nhận xét :

♦ Trường hợp 1, 2 : tương tự với tín hiệu văn bản.

♦ Trường hợp 3, 4 : có hiện tượng bit lỗi (do số bit truyền nhiều hơn file văn bản, nên kết quả đánh giá chính xác hơn).

6.6.3 Truyền file hình ảnh



127



128

Trường hợp 3: kênh truyền có nhiễu, multipath, ước lượng dạng khối (giải thuật LS)

Trường hợp 4 : kênh truyền có nhiễu, multipath, v = 0 (km/h) ước lượng dạng khối

(LS)


129

Nhận xét :

♦ Trường hợp 1 : tương tự như truyền file văn bản.

♦ Trường hợp 2 : kênh truyền có nhiễu AWGN, multipath, v = 10 (km/h), Fd =46,3 Hz và bên thu không được ước lượng : do không được ước lượng nên tín hiệu thu bị lỗi rất nhiều (Số bit phát : 517920, số bit lỗi : 221927).

♦ Trường hợp 3 : các thông số tương tự như trường hợp 2. Tuy nhiên, bên thu sử dụng giải thuật LS trong ước lượng dạng khối để ước lượng kênh truyền. Số bit lỗi đã giảm đáng kể so với trường hợp 2 (số bit lỗi : 14940). Tuy số bit lỗi trong trường hợp này lớn nhưng từ hình thu được ta thấy chất lượng vẫn chấp nhận được , có thể lỗi rơi vào tần số cao của ảnh, nó không chứa nhiều thông tin quan trọng của ảnh.

♦ Trường hợp 4 : kênh truyền không bị ảnh hưởng bởi sự dịch Doppler (fdmax = 0) nên số lượng bit lỗi giảm đáng kể so với trường hợp 3 (số bit lỗi : 1616).

6.7 Xem xét ảnh hưởng của các loại nhiễu lên hệ thống

Trong chương trình mô phỏng sử dụng ba loại nhiễu : nhiễu trắng, multipath và Doppler, các hình mô phỏng dưới đây sẽ cho thấy các loại nhiễu sẽ ảnh hưởng như thế nào đến biểu đồ chòm sao của tín hiệu.


130

Trong hình trên ta xét hệ thống chỉ có nhiễu trắng, dễ dàng nhận thấy rằng nhiễu trắng sẽ làm cho tín hiệu bị nhòe tại vị trí đúng của nó, nhưng ít làm xoay pha tín hiệu, nhiễu trắng có thể loại bỏ bằng cách tăng tỉ số tín hiệu trên nhiễu (SNR). Khi mô phỏng ta thấy rằng các giải thuật cân bằng và ước lượng chỉ hoạt động hiệu quả với hiện tượng multipath và doppler, hiện tượng làm xoay pha tín hiệu rất lớn và biến thiên biên độ.

Nếu giả sử rằng trên kênh truyền không có nhiễu trắng, các giải thuật cân bằng có thể hoạt động tốt với vận tốc doppler lớn.

Các nhận xét trên được rút ra từ hai hình dưới đây.

* Nếu chỉ có multipath và doppler, tín hiệu dễ dàng được cân bằng :

* Giải thuật RLS hoặc LMS hoạt động rất hiệu quả với doppler lớn.


131

6.8 Kết quả mô phỏng BER theo SNR của các giải thuật và các yếu tố khác

6.8.1 Ảnh hưởng của khoảng bảo vệ

Thông số mô phỏng :

Băng thông : B = 20 MHz. Suy ra thời gian lấy mẫu : ts = 1/B = 50 (ns).

Tần số sóng mang : fc = 5 GHz.

Số điểm FFT : NFFT = 64.

Số sóng mang con : numcarr = 52.

Vận tốc mobile: v = 3 (km/h). Tần số dịch Doppler cực đại : fdmax = 14≈cvf

Môi trường : Indoor (kênh truyền B).

Điều chế : 16-QAM.

Giải thuật ước lượng : LS(dạng khối).


132

Hình 6.9 : Đồ thị BER vơi khoảng bảo vệ khác nhau.

Nhận xét:

Kênh truyền mô phỏng có độ trải trễ cực đại τmax = 700 (ns) (tương ứng với 14 mẫu). Khi khoảng bảo vệ nhỏ hơn τmax thì tín hiệu bị ISI, do đó tỷ lệ lỗi bit cao (G = 0, 4, 8). Khoảng bảo vệ lớn hơn τmax thì loại bỏ hoàn toàn ISI nên giảm tỷ lệ lỗi bit (G = 16, 20). Tuy nhiên, nếu khoảng bảo vệ quá lớn (G = 20) sẽ làm suy hao SNR của hệ thống, dẫn đến tỷ số BER lại tăng. Như vậy, việc chọn khoảng bảo vệ phù hợp với trải trễ kênh truyền cực đại là cần thiết.

6.8.2 Ảnh hưởng của phương pháp điều chế


Băng thông : B = 20 MHz.




Vận tốc mobile: v = 3 (km/h).


Khoảng bảo vệ : G = 16.



133

Hình 6.10 : Đồ thị BER với phương pháp điều chế khác nhau

Nhận xét :

Ứng với nguyên lý điều chế QAM, M-ary càng lớn thì xác suất lỗi đối với tín hiệu thu càng cao, điều này do không gian góc pha giữa các điểm IQ sẽ càng nhỏ khi M tăng. Do đó, khi ứng dụng nguyên lý điều chế có M-ary lớn thì đòi hỏi SNR phải cao để có tỷ số BER chấp nhận được.

6.8.3 Ảnh hưởng của số sóng mang con mang dữ liệu






Vận tốc mobile: v = 3 (km/h).




134


Hình 6.11 : Đồ thị BER với số sóng mang con mang dữ liệu khác nhau.

Nhận xét :

Số sóng mang con mang dữ liệu càng lớn thì tỷ lệ lỗi bit càng tăng, điều này phù hợp với lý thuyết. Tuy nhiên, nếu sử dụng số sóng mang ít so với số điểm FFT thì sẽ giảm hiệu suất truyền.

6.8.4 Xem xét các giải thuật ước lượng trong các môi trường

Chương trình mô phỏng theo thông số đang nghiên cứu của IEEE 802.16e, xem xét hệ thống cố định và di động trong OFDM (256 điểm FFT).



Tần số sóng mang : fc = 2.6 GHz.

Số điểm FFT : NFFT =256.



135



Suy ra, thời gian lấy mẫu ts = 1/B = 0.2 (μs).

Môi trường Indoor : Xét kênh truyền B trong bảng 1 phần phụ lục, trải trễ cực đại τmax = 700 (ns), vận tốc dịch chuyển cực đại vmax = 3 (km/h). Vận tốc mô phỏng v = 3 (km/h). Suy ra, fdmax ≈ 7.2 (Hz).

Hình 6.12 : Đồ thị BER theo SNR với các giải thuật ước lượng khác nhau trong môi trường Indoor.

Môi trường Pedestrian : Xét kênh truyền B trong bảng 2 phần phụ lục, trải trễ cực đại τmax = 3.7 (μs), vận tốc dịch chuyển cực đại vmax = 30 (km/h). Vận tốc mô phỏng v = 30 (km/h). Suy ra, fdmax ≈ 72.2 (Hz).


136

Hình 6.13 : Đồ thị BER theo SNR với các giải thuật ước lượng khác nhau trong môi trường Pedestrian.

Môi trường Vehicular : Xét kênh truyền B trong bảng 3 phần phụ lục, trải trễ cực đại τmax = 5.2 (μs), vận tốc dịch chuyển cực đại vmax = 250 (km/h). Vận tốc mô phỏng v = 100 (km/h). Suy ra, fdmax ≈ 240.7 (Hz).


137

Hình 6.14 : Đồ thị BER theo SNR với các giải thuật ước lượng khác nhau trong môi trường Vehicular.

Nhận xét :

Trong 3 trường hợp trên, nếu bên thu sử dụng ước lượng kênh truyền sẽ cho kết quả tốt hơn nhiều so với không ước lượng. Bao gồm 2 phương pháp ước lượng được mô phỏng : dạng khối và dạng lược.

♦ Dạng khối : gồm 2 giải thuật : LS và MMSE. Kết quả cho thấy tỷ số BER của giải thuật MMSE thấp hơn.

♦ Dạng lược : sử dụng giải thuật LS để ước lượng tại những tần số pilot, sau đó dùng các phương pháp nội suy để ước lượng đáp ứng kênh tại tần số sóng mang dữ liệu. Gồm 4 phương pháp nội suy : linear (tuyến tính), second order (bậc 2), lowpass, spline cubic. Trong đó, nội suy lowpass cho kết quả tốt nhất.

Nội suy spline cubic so với nội suy linear và second order, trong môi trường pedestrian và vehicular, spline cubic cho kết quả nội suy tốt hơn. Tuy nhiên, trong môi trường indoor, nó cho kết quả nội suy kém hơn. Vì : môi trường indoor có đáp ứng kênh truyền thay đổi chậm theo thời gian (so với pedestrian và vehicular), nên đối với nội suy spline cubic (nội suy smooth giữa hai điểm) sẽ gây ra lỗi nhiều hơn.


138

6.8.5 Nhận xét chung

Thông qua lý thuyết và mô phỏng, kênh truyền sẽ gây ra nhiều ảnh hưởng lên tín hiệu truyền như : ISI, ICI, fading, . . . Việc chọn một khoảng bảo vệ phù hợp giúp cho hệ thống chống được ISI hoàn toàn và hạn chế sự suy hao SNR bị gây ra bởi khoảng bảo vệ. Thông thường khoảng bảo vệ được chọn không vượt quá 1/4 số điểm FFT để suy hao do nó gây ra nhỏ hơn 1 (dB).

Kết quả cho thấy bên thu sử dụng ước lượng cân bằng kênh truyền sẽ thu được kết quả tốt hơn nhiều so với không sử dụng ước lượng hoặc cân bằng. Do đó, việc ước lượng kênh để bù cho những suy hao do nhiễu, Doppler, fading . . . gây ra trong kênh truyền làm suy hao biên độ và sự mất trực giao sóng mang con là rất quan trọng, nếu ước lượng kênh hoặc cân bằng thích nghi kênh tốt sẽ giúp cải thiện được chất lượng của hệ thống. Việc ước lượng và cân bằng kênh truyền đã cho kết quả tương đối tốt (như mô phỏng), hệ thống thực tế còn sử dụng các phương pháp mã hóa kênh( ví dụ như mã chập và giải mã bằng Viterbi) ; phân tập tín hiệu (inter-leaving) sẽ giúp cải thiện tỷ lệ lỗi bit tốt hơn nữa.

Trong 2 phương pháp mô phỏng dùng pilot trong ước lượng dạng khối và lược, đối với những kênh truyền thay đổi nhanh, phương pháp ước lượng dạng lược cho kết quả tốt hơn nhiều so với dạng khối, điều này do khả năng bám theo kênh truyền của phương pháp dạng lược tốt hơn.

Đối với ước lượng dạng khối, giải thuật MMSE cho kết quả tốt hơn so với giải thuật LS. Vì MMSE sử dụng sự tương quan giữa đáp ứng kênh truyền với tín hiệu thu, sự tương quan của tín hiệu thu. Tuy nhiên, việc áp dụng nó sẽ phức tạp hơn so với LS.

Đối với ước lượng dạng lược, nội suy lowpass cho kết quả tốt hơn các nội suy còn lại, vì nó nội suy giữa những giá trị gốc (đáp ứng kênh ước lượng tại tần số pilot) để MSE giữa những điểm nội suy và những giá trị gốc tương ứng là nhỏ nhất. Nội suy bậc 2 cho kết quả tốt hơn nội suy tuyến tính, do nội suy bậc 2 sử dụng tới 3 tín hiệu chuẩn để thực hiện nội suy, trong khi nội suy tuyến tính chỉ sử dụng 2 tín hiệu chuẩn. Đối với những kênh truyền thay đổi rất chậm thì spline cubic cho kết quả không tốt (do đặc tính giải thuật của spline cubic), khi kênh truyền thay đổi nhanh hơn thì nó cho kết quả tốt hơn so với nội suy tuyến tính; bậc 2. Tuy nhiên, những giải thuật có kết quả tốt thì lại phức tạp hơn trong thiết kế và thi công, do đó, việc ứng dụng nội suy lowpass sẽ có sự phức tạp hơn nhiều so với những phương pháp nội suy khác (như tuyến tính, bậc 2).

Việc nghiên cứu các phương pháp ước lượng khác nhau đối với kênh truyền thay đổi chậm hay nhanh (thay đổi ngay trong một ký tự OFDM) cho phép chúng ta đưa ra những giải pháp tốt hơn cho việc cân bằng giữa tính hiệu quả và độ phức tạp của các giải thuật ước lượng.


139

Như vậy, tùy theo từng ứng dụng (như WLAN, truyền hình số, phát thanh số, di động . . .), môi trường (nhiễu, fading nhanh hay chậm) cụ thể sẽ có những phương pháp, những thông số (như khoảng bảo vệ, số điểm FFT, số sóng mang con, nguyên lý điều chế . . .) và giải thuật ước lượng phù hợp để giúp cho chất lượng thu chấp nhận được mà vẫn đảm bảo sự ứng dụng trong thực tiễn.

Chương 7 : Kết luận và hướng phát triển đề tài

140

Chương 7

KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN ĐỀ TÀI

7.1 Kết luận

hông qua toàn bộ cuốn luận văn này, chúng em đã trình bày vắn tắt lịch sử phát triển, ưu và nhược điểm chính, lý thuyết cơ bản của kỹ thuật điều chế OFDM, bên

cạnh đó là mô hình kênh truyền trong thông tin vô tuyến và những ảnh hưởng mà nó gây ra cho những tín hiệu truyền qua. Đồng thời trong phần chính của luận văn chúng em đã trình bày các phương pháp ước lượng kênh truyền dựa vào các kiểu sắp xếp Pilot khác nhau và phương pháp cân bằng thích nghi cho kênh truyền OFDM dùng giải thuật LMS và RLS. Trong phần mô phỏng, chúng em đã tiến hành truyền các dạng tín hiệu như hình ảnh, văn bản qua từng môi trường kênh truyền Indoor, Pedestrian và Vehicular sau đó ở phía thu sẽ lần lượt dùng từng phương pháp ước lượng và cân bằng để khôi phục lại kênh truyền, cân bằng tín hiệu thu được. Cuối cùng rút ra nhận xét và tiến hành so sánh hiệu quả các phương pháp này với nhau.

7.2 Hạn chế của đề tài

Trong phần lý thuyết có thể còn một số nội dung trình bày chưa rõ ràng, hợp lý. Trong phần mô phỏng, đối với phương pháp cân bằng thích nghi, chúng em chỉ mới thực hiện cân bằng 1-tap cho từng giải thuật LMS và RLS. Còn khi nâng lên cân bằng bằng nhiều tap thì chương trình vẫn chưa cho được kết quả hợp lý. Bên cạnh đó phần mô phỏng vẫn chưa thực hiện được khối mã hóa và xáo trộn dữ liệu để có thể cải thiện được đồ thì BER ở phía thu.

7.3 Hướng phát triển của đề tài

Tiến hành khắc phục những hạn chế mà trong khuôn khổ cuốn luận văn này chưa thực hiện được. Đồng thời có thể đi sâu vào nghiên cứu bộ cân bằng ứng dụng cho một số hệ thống thực tế sử dụng kỹ thuật OFDM: Hệ thống truyền hình số mặt đất DVB-T, WiMax…

Tóm lại, với những đặc điểm nổi trội như tiết kiệm băng thông, khả năng chống nhiễu ISI, dịch tần số, truyền dữ liệu tốc độ cao … OFDM đã và đang chứng tỏ được những ưu điểm của mình trong các hệ thống viễn thông trên thực tế, đặc biệt là trong phát thanh, truyền hình số và cả trong thông tin di động.

T

Tài liệu tham khảo

141

TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1] Kamran Arshad, Channel estimation in OFDM systems, Department of Electrical Engineering, King Fahd University of Petroleum and Minerals, Dhahran, Saudi Arabia, Master Thesis, August 2002

[2] Eric Lawrey Be, Adaptive Techniques for Multiuser OFDM, Ph.D Thesis, 2001.

[3] Cheng-Xiang Wang, Nguyễn Văn Đức.(2006). Bộ sách kỹ thuật thông tin số (Tập 1), Các bài tập Matlab về thông tin vô tuyến. Nhà Xuất Bản Khoa Học và Kỹ Thuật.

[4] Nguyễn Văn Đức. (2006). Bộ sách kỹ thuật thông tin số (Tập 2), Lý thuyết và các ứng dụng của kỹ thuật OFDM. Nhà Xuất Bản Khoa Học và Kỹ Thuật .

[5] Sinem Coleri, Mustafa Ergen, Anuj Puri, Ahmad Bahai. A Study of Channel Estimation in OFDM Systems.

[6] Ben Fellows, Channel Estimation Techniques for OFDM, University of California, Riverside, March, 2007

[7] Alan C. Brooks, Stephen J. Hoelzer.(2001). Design and Simulation of Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) Signaling. Final Report.

[8] Ramjee Prasad. (2004). OFDM for Wireless Communications Systems. Universal personal communications, Artech House, Boston, London.

[9] Shinsuke Hara, Ramjee Prasad. (2003). Multicarrier Techniques for 4G Mobile Communications. Universal personal communications, Artech House, Boston, London.

[10] Ahmad R. S. Bahai, Burton. R. Saltzberg. Multi-Carrier Digital Communications Theory and Applications of OFDM. Kluwer Academic Publishers, New York, Boston, Dordrecht, London, Moscow.

[11] Alfonso Luis Troya Chinchilla. Synchronization and Channel Estimation in OFDM: Algorithms for Efficient Implementation of WLAN Systems. Ph.D Thesis, Faculty of Informatics at the Brandenburgische Technische Universitat (BTU) Cottbus.

[12] Sebastian Prot, Kent Palmkvist. TSTE91 System Design, Communications System Simulation Using Simulink, Part V OFDM by IFFT Modulation. Electronic Systems, Department of Electrical Electronic, LiTH

Tài liệu tham khảo

142

[13] Tạ Hồng Hà. Tìm hiểu kỹ thuật ghép kênh theo tần số trực giao. Đồ án môn học 1. Khoa Điện-Điện Tử, Đại học Bách khoa Tp.Hồ Chí Minh.

http://www-mtl.mit.edu/~perrott

http://www.skydsp.com/publications

http://www.matworks.com

http://www-mtl.mit.edu/~perrott

http://www.skydsp.com/publications

http://www.matworks.com/

Documents

Uoc Luong Va Can Bang Thich Nghi Cho Kenh Truyen Trong Hthong OFDM