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Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Departamento de Ingeniería Electrónica
TESIS DE MAESTRÍA EN CIENCIAS
Convertidor Integrado para Sistemas Fotovoltaicos Conectados a la Red Eléctrica
presentada por
Juan Carlos Vega Rodríguez Ing. Eléctrico Electrónico por la UNAM
como requisito para la obtención del grado de: Maestría en Ciencias en Ingeniería Electrónica
Director de tesis: Dr. Jorge Hugo Calleja Gjumlich
Cuernavaca, Morelos, México. 7 de agosto de 2009
ÍNDICE
ÍNDICE
INTRODUCCIÓN I
1. ANTECEDENTES
1.1. Demanda energética en la actualidad 1
1.2. Justificación 2
1.3. Ubicación del problema 4
1.4. Objetivos generales 5
1.4.1. Objetivos particulares 5
1.5. Aportaciones 6
1.6. Alcances 6
1.7. Referencias 6
2. ESTADO DEL ARTE
2.1. Tipos de sistemas fotovoltaicos 7
2.2. Sistemas fotovoltaicos conectados a la red eléctrica 8
2.2.1. Seguimiento del punto de máxima potencia 10
2.2.2. Desacoplamiento de potencia 12
2.2.3. Calidad de la energía y sistema de protecciones 16
2.3. Configuraciones de sistemas fotovoltaicos con conexión a la red 16
2.4. Convertidores integrados (Módulos de CA) 17
2.5. Esquemas de control CCM y VCM 19
2.6. Vida útil de los módulos de CA 20
2.7. Diseño basado en confiabilidad 21
2.7.1. Temperatura de operación 21
2.7.2. Aspectos térmicos 22
2.7.3. Topologías y sus componentes 24
i
ÍNDICE
2.8. Topologías para módulos de CA 25
2.9. Referencias 29
3. DISEÑO DEL MÓDULO DE CA PROPUESTO
3.1. Especificaciones del panel fotovoltaico C125PI 32
3.2. Selección de la topología 33
3.3. Tercera etapa: El Inversor 34
3.3.1. Selección de la estrategia de control 34
3.3.2. Modulación de dos niveles 34
3.3.3. Modulación de tres niveles 36
3.3.4. Simulaciones del inversor 39
3.4. Conexión en cascada de convertidores elevadores 42
3.4.1. Diseño de la primera etapa 43
3.4.2. Diseño de la segunda etapa 44
3.4.3. Seguimiento del punto de máxima potencia 45
3.4.4. Simulaciones del MPPT 46
3.5. Desacoplamiento de Potencia 48
3.6. Simulaciones del sistema completo 48
3.6.1. Funcionamiento del módulo de CA 48
3.6.2. Esfuerzos en los componentes del módulo de CA 54
3.7. Referencias 57
4. IMPLEMENTACION Y PRUEBAS
4.1. Factores limitantes en la implementación 58
4.1.1. Disipadores de calor 58
4.2. Controladores digitales de señales 59
4.3. Selección de componentes para los convertidores elevadores 59
4.3.1. Inductores 59
4.3.2. Capacitores 60
4.3.3. Elementos semiconductores 60
4.3.4. Drivers de compuerta 60
ii
ÍNDICE
4.4. Monitoreo del panel fotovoltaico 61
4.5. Construcción de los convertidores elevadores 62
4.6. Pruebas realizadas con los convertidores elevadores 63
4.6.1. Eficiencia 63
4.6.2. Características del panel fotovoltaico 63
4.6.3. Elevación de tensión 64
4.6.4. MPPT y Feedforward 65
4.7. Selección de componentes para el inversor 67
4.7.1. Inductor de salida 67
4.7.2. Elementos semiconductores 67
4.7.3. Drivers de compuerta 68
4.8. Electrónica de control para el inversor 68
4.8.1. Amplificador diferencial 70
4.8.2. Amplitud de la señal de referencia y potenciómetro digital 71
4.8.3. Sensor de corriente 71
4.8.4. Protecciones 73
4.8.5. Control por banda de histéresis 75
4.9. Construcción del inversor 77
4.10. Pruebas realizadas con el inversor 77
4.11. Pruebas al sistema completo 79
4.12. Referencias 80
5. RESULTADOS Y CONCLUSIONES
5.1 Topologías sin transformador 81
5.2. Incremento de la vida útil 83
5.2.1. Convertidor de bajo perfil 83
5.2.2. Solución para el manejo de la temperatura 83
5.3. Confiabilidad de capacitores electrolíticos 84
5.4. Convertidores elevadores en cascada 90
5.5. El inversor 91
5.6. Trabajos Futuros 93
iii
ÍNDICE
5.6.1. Estudio de la Vida Útil 93
5.6.2. Convertidores Elevadores 93
5.6.3. El inversor: conexión a la red eléctrica 94
5.7. Referencias 96
APÉNDICES
Apéndice A (Circuitos Impresos)
Apéndice B (Software en lenguaje ensamblador)
Apéndice C (Hojas de datos)
iv
CAPÍTULO 1 ANTECEDENTES
Este capítulo enfatiza la urgencia e importancia de valorar los sistemas de generación de energía eléctrica basados en fuente renovables. Se enfoca principalmente en los sistemas de generación fotovoltaicos, para finalmente establecer los puntos que definen el porqué resulta interesante éste trabajo de investigación. 1.1. Demanda energética en la actualidad
Desde hace unas décadas, todos los días aparece en la prensa alguna noticia relacionada con el petróleo, con la generación de electricidad, la inauguración de una nueva central hidroeléctrica o nuclear, etc. La energía está en boca de todos porque nuestra civilización se caracteriza por un enorme consumo de energía. A principios del siglo XX comenzó el uso en gran escala del petróleo. No es una casualidad que este hidrocarburo se haya impuesto en tan pocos años, ya que es líquido y, por lo tanto, su transporte y almacenamiento es relativamente sencillo; además, tiene mayor poder calórico por kilogramo que el carbón. La alimentación de las calderas y de otras fuentes generadoras de calor es más fácil puesto qué puede automatizarse el flujo de combustible. Estas características llevaron al incremento vertical del consumo de petróleo que, en solo tres décadas desplazó totalmente al carbón en los usos industriales y domésticos. Este ascenso se realizó sobre la base de consumos cada vez mayores, que eventualmente llegaron a ser excesivos.
Los depósitos subterráneos de petróleo tienen capacidad limitada, pero la extracción se
llevó a cabo como si fueran inagotables. Grave error. Un día, al perfilarse su escasez, los países que guardan en sus entrañas el preciado mineral comenzaron a demandar más y más dinero por él, con efectos inflacionarios sobre la economía. Mientras que, desde 1900 hasta 1970, el precio se mantuvo prácticamente constante; entre 1970 y 1980 (es decir, en solo 10 años) se multiplicó por 25. En 1970 un barril de petróleo costaba 1.40 dólares, en la actualidad (datos de 2007) cuesta entre 50 y 65 dólares. Una escalada escalofriante. Esta inflación aparentemente sin fin ha producido un descalabro en la economía de las naciones que dependen de las importaciones de crudo. Estos países tienen que pagar cada día más dinero por la misma cantidad de energía.
1
Aunado a esto, se encuentran los problemas ambientales relacionados con la generación
de energía eléctrica. De acuerdo con el Energy Information Administration de los Estados Unidos, el consumo de energía eléctrica se incrementará de 13,934 TWh en el 2001, a 24,637 TWh en el 2025, a una taza promedio anual de 2.4% [1]. Debido a que cada vez más países han aceptado el acuerdo de Kyoto que apunta a la reducción de emisión de gases de efecto invernadero, las exigencias para incrementar la capacidad de generación de energía eléctrica no pueden satisfacerse en su totalidad con los métodos tradicionales de generación, los cuales consisten en la quema de combustibles fósiles.
Es por esto que las energías alternas, sobre todo las de naturaleza renovable, empiezan a
jugar un papel importante: se vuelven económicamente atractivas. El costo de la tecnología para aprovechar las energías renovables se ha ido reduciendo, y se espera que se reduzca todavía más conforme se incremente su demanda y producción.
1.2. Justificación
El uso de sistemas fotovoltaicos para la generación de electricidad es una práctica cada vez más común en el ámbito internacional. Durante los últimos 30 años, el desarrollo tecnológico en este campo ha permitido una reducción de 95 % en el costo de los módulos fotovoltaicos comerciales, a la par de un incremento cercano al 200% en su eficiencia [2,3,4]. Un dato que puede servir como referencia para dimensionar el nivel de penetración de esta tecnología en estos últimos años son los más de 2000 MW de potencia pico instalada a nivel mundial, ver figura 1.1. Esta capacidad instalada se ha dado con una tasa de crecimiento anual del orden de 16 %, sólo superada por la energía eólica, como se muestra en la figura 1.2 [2,3].
Figura 1.1. Potencia pico instalada a nivel mundial [2].
2
Figura 1.2. Crecimiento de diferentes fuentes de energía en los últimos años [2].
Muchos de los sistemas que se emplean actualmente para la generación de energía eléctrica consisten en unidades generadoras distribuidas, conectadas a la red eléctrica en el nivel de distribución. Para el caso específico de energía fotovoltaica, se estima que los sistemas con mayor demanda en un futuro inmediato son los de tipo distribuido, interconectados a red, con potencias entre 1 kW y 5 kW [4,5]. Ver figura 1.3.
Figura 1.3. Tendencia de los sistemas de generación de energía eléctrica [4].
En términos generales, los generadores fotovoltaicos conectados a la red pueden aportar beneficios importantes a los sistemas de distribución, dependiendo de las características y condiciones operativas de la red eléctrica, y de la localización de éstos dentro de la misma. Los beneficios potenciales más importantes son [5]:
• Suavizar los picos de demanda cuando existe cierto grado de coincidencia entre el perfil de
generación fotovoltaica y el perfil de consumo del inmueble o alimentador.
3
• Alivio térmico a equipos de distribución, lo que implica también la posibilidad de postergar inversiones de capital para incrementar su capacidad o reemplazo.
• Disminución de pérdidas por transmisión y distribución.
• Soporte de voltaje en alimentadores de distribución.
• Compensación de potencia reactiva en el alimentador.
Pese a las ventajas que ofrecen los sistemas fotovoltaicos interconectados a la red eléctrica y la constante reducción en su costo, existen barreras de naturaleza no tecnológica que frenan su crecimiento. Las siguientes son algunas de las barreras no tecnológicas identificadas con mayor frecuencia [6]: • Alto costo en las tecnologías disponibles para energías renovables, en comparación con las
disponibles para fuentes de energía convencional.
• Opciones de financiamiento inadecuadas en proyectos que involucran energías renovables.
• Falta de conciencia en los consumidores.
• Difícil instalación.
• Falta de fuerza laboral calificada para realizar las instalaciones.
• Alto costo de mantenimiento.
• Necesidad de reparar o sustituir viejos sistemas.
• Falta de compatibilidad entre componentes, lo que dificulta el incrementar la capacidad de generación del sistema instalado.
• Falta de códigos adecuados y estándares para las instalaciones.
• Carencia de estética en las instalaciones de sistemas fotovoltaicos. 1.3. Ubicación del problema
Con lo comentado hasta ahora es posible identificar ciertos problemas, cuya solución puede abordarse desde el punto de vista del diseño de la etapa de potencia del sistema fotovoltaico. En concreto, es necesario explorar soluciones a los puntos que se listan a continuación: • Costo del sistema fotovoltaico, tanto de fabricación como de mantenimiento.
• Complejidad de las instalaciones, que requieren mano de obra calificada.
• Falta de modularidad, lo que dificulta el expandir la capacidad de generación del sistema fotovoltaico.
4
Con base en la problemática en torno a la demanda de energía eléctrica y a las barreras no tecnológicas que tienen que romper los sistemas fotovoltaicos interconectados a red para continuar con su crecimiento, se ubican los siguientes problemas a resolver. • Conseguir que los sistemas fotovoltaicos sean más sencillos de instalar.
• Dotar a los sistemas fotovoltaicos con la posibilidad de expandirse con facilidad, para lograr instalaciones de mayor potencia.
• Incrementar la vida útil.
Figura 1.4. Problemática en sistemas fotovoltaicos. 1.4. Objetivo general
Identificar la problemática asociada con los módulos de CA, con la finalidad de desarrollar un convertidor integrado que pueda utilizarse en aplicaciones fotovoltaicas interconectadas a la red eléctrica. 1.4.1. Objetivos particulares
El desarrollo del convertidor se realizará tomando en cuenta los siguientes factores: • Confiabilidad del sistema fotovoltaico, tomando en cuenta que un módulo integrado por lo
general se ubica contiguo al panel solar y, por lo tanto, está sujeto a condiciones extremas de operación (principalmente altas temperaturas).
5
• Conjuntando el hecho de que el tiempo promedio a la primera falla en la etapa de potencia es de 5 años y que estudios económicos arrojan datos dudosos sobre las ventajas de extender demasiado la vida útil de la etapa de potencia se encuentra razonable lograr vidas útiles para el inversor de entre 10 y 15 años.
• Cumplimiento de la normatividad aplicable a sistemas fotovoltaicos. 1.5. Aportaciones
La aportación principal consiste en identificar los problemas y dificultades que existen para el desarrollo de un sistema fotovoltaico basado en módulos de CA (convertidores integrados). Esto permitirá, en una etapa posterior, el desarrollo de un producto de altas prestaciones con posibilidades sólidas de transferencia tecnológica.
Por otro lado, este trabajo continúa con la línea de investigación en materia de sistemas fotovoltaicos existente en la institución, y además, deja la puerta abierta a la posibilidad de colaboración con otras instituciones. 1.6. Alcances
El prototipo que se desarrolle será a nivel de laboratorio, y tendrá una potencia máxima de 125W, acorde a las capacidades típicas de los paneles fotovoltaicos. 1.7. Referencias [1] “Developing a next generation PV inverter” Sandia National Laboratories Report SAND
2002-1673C.
[2] Miroslav Bejovic. “Green Power: Status and Perspectives”. Proceedings of the IEEE, vol 89, No.12, December 2001. Pages(s): 1374-1743.
[3] “A Review of PV Inverter Technology Cost and Performance Projections”, National Renewable Energy Laboratory, January 2006.
[4] Muhammad H. Rashid. “Power electronics Handbook. Academic Press”. 2001
[5] Frede Blaabjerg. “Power Electronics as Efficient Interface in Dispersed Power Generation Systems” Power Electronics, IEEE Transactions on Volume 19, Issue 5, Sept. 2004 Page(s):1184–1190
[6] “Nontechnical Barriers to Solar Energy Use: Review of Recent Literature National” Renewable Energy Laboratory, January 2006.
6
CAPÍTULO 2 ESTADO DEL ARTE
En este capítulo se presentan los resultados de la revisión del estado del arte, de la que se desprenden las conclusiones que permitirán plantear alternativas de solución a los puntos definidos en la ubicación del problema. 2.1. Tipos de sistemas fotovoltaicos
Los sistemas de generación de energía eléctrica por medios fotovoltaicos se pueden clasificar de la siguiente manera [1]: • Sistemas autónomos, también conocidos como tipo Stand alone
• Sistemas híbridos
• Sistemas conectados a la red eléctrica
Los sistemas autónomos se usan en áreas remotas donde no existe posibilidad de conexión a la red eléctrica convencional, ver figura 2.1a. Algunos de estos sistemas con frecuencia se basan en generadores diesel que operan continuamente, o sólo por algunas horas. La operación prolongada de este tipo de generadores bajo condiciones de baja carga incrementa significativamente los costos de mantenimiento y reduce su vida útil. Las fuentes de energía renovable, como la fotovoltaica, pueden combinarse con los generadores diesel para suministrar energía a lo largo del día de una forma económica y eficiente; a este tipo de sistemas de generación se les conoce como híbridos, ver figura 2.1b. En aplicaciones fotovoltaicas conectadas a la red eléctrica, los paneles se conectan a la red a través de inversores; estos sistemas pueden prescindir de baterías, ver figura 2.1c. Los inversores que interactúan con la red eléctrica deben estar sincronizados con ésta tanto en frecuencia como en tensión. En este trabajo sólo se abordan los conceptos relacionados con los sistemas fotovoltaicos con conexión a la red eléctrica.
7
Figura 2.1. Tipos de sistemas fotovoltaicos
2.2. Sistemas fotovoltaicos conectados a la red eléctrica
Los principales componentes de un sistema fotovoltaico conectado a la red son [1, 2]: el arreglo fotovoltaico, que es el elemento encargado de transformar la luz del sol en electricidad, y un elemento acondicionador de la potencia producida (un inversor CD/CA), cuya función es adecuar la energía generada por el arreglo a las características eléctricas de la red y poder así realizar la conexión. Ver figura 2.2.
8
Figura 2.2. Componentes básicos de un sistema fotovoltaico.
Un arreglo fotovoltaico está constituido por un conjunto de módulos o unidades
fotovoltaicas individuales. El número de unidades depende de la potencia nominal requerida en el arreglo y de la potencia pico de los módulos seleccionados. La potencia nominal de los módulos comerciales normalmente está entre 50 y 200 W, aunque hoy en día algunos fabricantes ofrecen módulos con potencias superiores a los 200 W [1, 2, 3, 4]. El material más comúnmente usado en la fabricación de los módulos es el silicio. La eficiencia típica en condiciones estándar de irradiancia y temperatura (i.e., 1,000W/m2, 25°C) se encuentra entre 12 y 15% para silicio monocristalino, entre 11 y 14 %, para silicio policristalino; y entre 5 y 7 % para los de silicio amorfo [1].
Dado que la potencia eléctrica que es posible obtener de los paneles fotovoltaicos se
ve afectada por la temperatura e irradiancia en el ambiente, es necesario incluir en el sistema un mecanismo que se encargue de extraer, bajo cualquier condición de operación, la máxima potencia disponible en el arreglo fotovoltaico. Debido a esto, el inversor incorpora entre sus funciones un elemento de control que sigue permanentemente el punto de máxima potencia del arreglo fotovoltaico (Maximum Power Point Tracking) mediante un ajuste continuo de la impedancia de carga [5].
Otro elemento importante con el que debe contar un sistema fotovoltaico, en caso de
encontrarse conectado a una red monofásica, es un elemento de desacoplamiento de potencia. La necesidad surge por el hecho de que la potencia que se transfiere a la red eléctrica es pulsante, con una frecuencia del doble de la tensión presente en esta [6, 7, 8]. Si no se evitan o minimizan estas fluctuaciones de potencia los paneles fotovoltaicos no podrán operar en el punto de máxima potencia [1].
9
El acondicionamiento de la potencia eléctrica generada por el arreglo fotovoltaico (un voltaje de directa) se realiza mediante un inversor que se encarga de convertir la corriente directa producida por el generador fotovoltaico en corriente alterna, en fase y a la frecuencia de la red para transferir potencia activa [2, 4]. Tradicionalmente, es un solo inversor de la capacidad adecuada el que maneja la potencia nominal de todo un arreglo fotovoltaico. Sin embargo, cada vez es más popular el uso de varios inversores conectados en paralelo, cada uno manejando una fracción de la potencia total del arreglo. Incluso, en algunos casos, el inversor se monta directamente en el respaldo del módulo de manera individual (módulos de CA) [2, 4, 9].
Finalmente, debe mencionarse que todo sistema fotovoltaico conectado a la red
eléctrica debe ser capaz de garantizar que la forma de onda a la salida del inversor cumpla con lo que se encuentra establecido en estándares tales como el IEEE-929 [10]. 2.2.1. Seguimiento del punto de máxima potencia
Dado el costo inicial elevado, uno de los objetivos que se persiguen al recurrir a sistemas fotovoltaicos, sobre todo en áreas residenciales, es minimizar el tiempo de recuperación de la inversión. Por ello, el convertidor encargado de acondicionar la potencia del sistema de generación debe garantizar que el panel, o arreglo de paneles fotovoltaicos, estén operando siempre en el punto de máxima potencia MPP, que es la condición de operación en la cual se conseguirá la mayor transferencia de energía hacia la red eléctrica. Uno de los aspectos a cuidar para conseguirlo, es que tanto las fluctuaciones de tensión como de corriente en las terminales del módulo fotovoltaico sean pequeñas [2], ver figura 2.3.
Figura 2.3. Curvas típicas del comportamiento de un panel fotovoltaico.
Para valorar la importancia de implementar el MPPT con la mayor eficiencia
posible, a modo de ejemplo, en la figura 2.4 se comparan dos sistemas de generación, ambos de 3kW. Con base en estos dos sistemas se evalúa, aunque de una manera muy simplificada, el impacto económico producido por ambos sistemas. El impacto económico desde luego, depende de los recursos energéticos de la región en que se encuentre instalado
10
el sistema fotovoltaico, lo que provoca que el costo del kWh difiera bastante de una a zona a otra, ver tabla 2.1.
Tabla 2.1. Previsión de caídas de precios de la electricidad en algunas ciudades del mundo. Energía solar fotovoltaica.
Ciudad 2005 €/kWh
2010 €/kWh
2015 €/kWh
2020 €/kWh
Berlín 0,40 0,30 0,26 0,19 París 0,36 0,27 0,24 0,18 Washington 0,30 0,23 0,20 0,15 Hongkong 0,28 0,21 0,18 0,13 Sidney 0,26 0,19 0,17 0,13 Bombai 0,26 0,19 0,17 0,13 Bangkok 0,23 0,17 0,15 0,11 Dubai 0,20 0,15 0,13 0,10
Fuente: Solar Generation (EPIA www.epia.org)
Figura 2.4. Importancia de realizar el MPPT con la mayor eficiencia.
El primer sistema realiza el seguimiento del MPP con una eficiencia del 99.7% mientras que el segundo lo hace con una eficiencia del 95%. Por simplicidad, la diferencia en la potencia de salida de ambos sistemas de generación se mantendrá constante a lo largo del tiempo de operación (12 horas). Finalmente se consideran dos casos para el precio del kWh para sistemas fotovoltaicos: el primero será de 0.4 Euros, que es el caso de la ciudad de
11
Berlín; y el segundo de 0.2 Euros, que es el caso de Dubai, un país con una riqueza en materia energética considerable. Cabe resaltar que el resultado obtenido para el caso de Dubai bien puede ser similar al de nuestro país.
En la figura 2.4 se muestra el razonamiento seguido para el caso de la ciudad de Dubai; evidentemente el de la ciudad de Berlín se obtiene de manera similar. Para la ciudad de Dubai se tendría una perdida en pesos mexicanos de 35,478 mientras que para la ciudad de Berlín la pérdida económica sería del doble. Ahora bien, esto es para el caso de un solo sistema de 3kW; si habláramos ahora de varios sistemas y además con mayor capacidad de generación, las pérdidas económicas cobrarían cada vez más relevancia.
Para el seguimiento del punto de máxima potencia existen numerosas técnicas reportadas en la literatura. A los métodos de MPPT que más se recurre son:
a) perturbar y observar,
b) conductancia incremental,
c) control de caída de tensión en el bus de CD, y
d) control en un solo ciclo.
De manera breve se puede decir que los métodos más populares son el de perturbar y observar y el de conductancia incremental, debido a la facilidad de implementación, el sencillo principio de operación e independencia del deterioro de las celdas. El método de control de tensión en el capacitor del bus de CD es el mas económico ya que sólo requiere de mediciones de tensión; sin embargo, al estar sujeto a las oscilaciones en el bus de CD y la lentitud en la respuesta, se convierte en el método de seguimiento más ineficiente de los tres. Finalmente, el control en un solo ciclo es el que requiere un diseño más complejo; además, se ve afectado por el deterioro de las celdas. En [5] se puede encontrar un buen resumen de ellas para la diversidad de aplicaciones fotovoltaicas. 2.2.2. Desacoplamiento de potencia
En inversores que interactúan con la red eléctrica monofásica se genera una potencia pulsante en el bus de CD con una frecuencia del doble de la existente en la red. Esto ocurre como una consecuencia de la relación entre la potencia proveniente del panel fotovoltaico y la potencia transmitida a la red eléctrica. Esta relación se explica a continuación [8]:
Si el nivel de irradiancia se mantiene constante sobre un panel fotovoltaico, la potencia de entrada que entrega el panel también lo es; por otro lado, la potencia de salida hacia la red es variante en el tiempo y, como ya se dijo, presenta una frecuencia del doble de la existente en la red, ver figura 2.5. Matemáticamente se tiene:
inp
outp
12
)sin()( tVtv mac ω= (2.1)
)sin()( tIti mac ω= (2.2)
)(sin)()()( 2 tPtitvtp macacout ω== (2.3)
Las variables , y mV mI ω son la tensión pico, la corriente pico y la frecuencia angular de la red, respectivamente; = ( ) es la potencia pico instantánea en la red. La figura 2.5 ilustra la relación entre y . En régimen permanente el valor promedio de es igual a . Esto es:
mP mV mI
inp outp outp
inp
22)(
21
2
0
mmmoutin
IVPdttpp === ∫ωπ
π (2.4)
Figura 2.5. Consecuencias de la relación entre Pin y Pout.
Por otra parte, el capacitor Cdc a la entrada del inversor actúa como un elemento que
absorbe la diferencia de energía generada entre y . La figura 2.5 describe el perfil
de baja frecuencia de la tensión en Cdc, con variando entre los valores límite inp outp
)(tvdc MINdcV _~
y MAXdcV _~ alrededor de un nivel constante . Entonces: dcV
dcdcMAXdc vVV Δ+=_
~ (2.5)
dcdcMINdc vVV Δ−=_~ (2.6)
13
donde:
2
~~__ MINdcMAXdc
dc
VVv
−=Δ (2.7)
Como se muestra en la figura 2.5, el voltaje vdc se incrementará si > , y viceversa.
Entonces: inp outp
outin pp > para ,4
3πωπ −≤≤− t ,44πωπ
≤≤− t πωπ≤≤ t
43
outin pp < para ,44
3 πωπ−≤≤− t
43
4πωπ
≤≤ t
Consideremos el intervalo de tiempo ,44πωπ
≤≤− t : aquí se incrementa de )(tvdc
MINdcV _~ a MAXdcV _
~ . De este modo, la diferencia de energía en el capacitor, en el intervalo
44πωπ
≤≤− t queda como:
[ ] ( )[ ]tsinPdt)t(p)t(pV~C)t(vC mt
outinMIN_dcdcdcdc ωωπ
2142
121
4
22 +=−=− ∫−
(2.8)
Sustituyendo 4πω =t y MAXdcdc Vv _
~)4
( =π en 2.8 se puede mostrar que
dcdc
mdc VC
Pvω4
=Δ (2.9)
Más aun:
)2sin()( tvVtv dccddc ωΔ+= (2.10)
Las oscilaciones de baja frecuencia en el bus de CD traen consigo dos consecuencias
principales. La primera es que pueden propagarse hasta las terminales del arreglo de paneles fotovoltaicos, comprometiendo de manera importante el seguimiento del punto de máxima potencia. La segunda consecuencia toma importancia cuando se utiliza un inversor de fuente de voltaje como medio para transferir energía a la red eléctrica, ya que éste requiere que la tensión en el bus de CD sea en todo momento superior a la tensión instantánea en la red eléctrica; las oscilaciones antes mencionadas pueden provocar que esta condición no se satisfaga en todo momento.
14
Para salvar estas dificultades, la electrónica encargada de acondicionar la energía de los paneles debe contar con un mecanismo que realice la función de desacoplamiento de potencia. Para esta tarea se puede recurrir a métodos pasivos o activos, o a una combinación de ambos. El método de desacoplamiento pasivo más común consiste en colocar un capacitor en el bus de CD. A partir de la ecuación 2.9 se puede obtener una expresión que permita calcular el valor de la capacitancia en el bus de CD. Esta ecuación se muestra a continuación.
dcdc
mdc Vv
PCΔ
=ω4
(2.11)
A modo de ejemplo, consideremos las dos topologías de la figura 2.6. En la
topología de la figura 2.6a el capacitor de desacoplamiento de potencia se encuentra ubicado justo en las terminales del panel fotovoltaico, mientras que en la topología de la figura 2.6b se encuentra en el bus de CD que alimenta a un inversor puente completo.
Figura 2.6. Método pasivo para lograr el desacoplamiento de potencia.
Para la topología de la figura 2.6a consideremos lo siguiente:
• potencia fotovoltaica disponible de 125W, • frecuencia de la línea es de 60Hz, • tensión en el bus de CD (i.e.: la tensión en terminales del panel fotovoltaico) es de 17V, • y que las oscilaciones en el bus serán del 5% de la tensión nominal en él.
Con estos datos y aplicando la expresión 2.11 se obtiene que el capacitor del bus de CD debe tener un valor mínimo de 5800 uF.
Ahora bien, para la segunda topología sólo cambia la tensión en el bus de CD y se tendrá
ahora un valor de 220V. Con estos datos se obtiene que el valor mínimo del capacitor del bus de CD es de 35 uF. En ambos casos, para lograr tales valores de capacitancia de un modo práctico es necesario recurrir a capacitores electrolíticos. Cabe mencionar que en numerosos artículos se les señala como los principales responsables de la limitada vida útil de la etapa de potencia en sistemas fotovoltaicos. Estos valores de capacitancia, desde luego, sólo son un
15
indicativo de por dónde se encuentra el valor mínimo necesario para lograr el desacoplamiento, ya que hay otros factores que pueden ayudar a minimizar este valor de capacitancia; por ejemplo, los mecanismos encargados del MPPT y el control del inversor.
Para minimizar las fluctuaciones de potencia, los métodos activos de desacoplamiento,
como los propuestos en [4,5], se valen de redes auxiliares y algoritmos de control complejos. Estas estrategias de desacoplamiento prometen reducir el valor de capacitancia con respecto al calculado mediante la expresión 2.11. 2.2.3. Calidad de la energía y sistema de protecciones
Para conectar un sistema de generación fotovoltaico a la red eléctrica es necesario cumplir con ciertos parámetros relacionados con la seguridad del sistema y con la calidad de la forma de onda que se inyecte a la red.
Lo referente a la calidad de la forma de onda se verifica a través de tres parámetros. El primero es el contenido armónico de la corriente que inyecta el inversor, especificado individualmente para cada armónico, y a través del %THD (Total Harmonic Distorsion) que debe ser inferior al 5%; ambos son indicativos de en qué medida se asemeja la salida del sistema fotovoltaico a una sinusoide ideal de frecuencia fija. El segundo parámetro es el factor de potencia, que cuantifica el defasamiento entre la tensión de la red y la corriente que inyecta el inversor; el factor de potencia debe ser superior a 0.85. Finalmente, el tercer parámetro se relaciona con la generación de corriente directa, cuya magnitud no debe ser mayor al 0.5% de la corriente nominal del inversor.
Por otra parte, el sistema de generación también debe ser capaz de detectar anomalías en las condiciones de operación de la red eléctrica: variaciones en la tensión y en la frecuencia de la red, y la condición conocida como islanding. En el último caso es necesario detectar la ausencia de la tensión de la red eléctrica y ordenar al inversor que deje de transferir energía a la red.
En estándares como el IEEE-929 [10] se detallan los parámetros relacionados con la calidad de la energía y los márgenes permisibles para las variaciones de tensión y frecuencia que hay que monitorear. Se especifica también el número máximo de ciclos en los que se debe llevar a cabo el proceso de desconexión entre el inversor y la red eléctrica. 2.3. Configuraciones de sistemas fotovoltaicos con conexión a la red
De acuerdo al nivel de potencia que generan, al número y forma de conexión de los paneles fotovoltaicos, y a la electrónica usada para realizar el acondicionamiento de energía, los sistemas fotovoltaicos se pueden clasificar en sistemas centralizados, sistemas en cadena y en módulos de CA. En la tabla 2.2 se listan algunas de las características más relevantes y distintivas de las diferentes configuraciones [2, 3, 7, 9, 13].
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Tabla 2.2. Características distintivas de las diferentes configuraciones en sistemas PV.
Tipo Esquema
centralizado Esquema Serie (String)
Módulos de CA
Topología de circuito acondicionador de potencia
Bus de CD Alto voltaje Alta Corriente
Alto voltaje Baja Corriente
Alto Voltaje Baja Corriente
Características -Instalaciones de gran potencia. -Sistemas robustos y poco flexibles -Alto costo -Instalaciones complejas -Altas perdidas de potencia
-MPPT independiente para cada cadena -Sistemas medianamente robustos y poco flexibles. -Instalaciones complejas -Gran eficiencia a costos razonables.
- Seguimiento del MPPT de manera individual -Alta modularidad -Alto costo …¿?. Se apuesta por un gran volumen de producción. -Fácil instalación. -Buena eficiencia.
Aplicación Potencias mayores a 5kW
Potencias entre 2 y 5kW
Potencias entre 90 y 500W
2.4. Convertidores integrados (Módulos de CA)
Un módulo fotovoltaico de CA, o simplemente módulos de CA, consta en un solo panel fotovoltaico dotado de su propio convertidor CD-CA “montado en la parte trasera del panel” y con capacidad de interactuar con la red eléctrica, ver figura 2.7. Esta idea ya tiene tiempo de haber sido concebida; sin embargo, es hasta los últimos años, con los avances en electrónica de potencia, circuitos integrados, microprocesadores, etcétera, que ha ido cobrando forma [11, 12].
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Figura 2.7. Módulo fotovoltaico de CA.
Muchos autores opinan que los módulos de CA se convertirán en un producto de
consumo masivo en el sector doméstico y tendrán una contribución importante en la cada vez más creciente demanda de energía eléctrica en todo el mundo [2, 4, 11].
Los módulos de CA ofrecen numerosas ventajas sobre otros esquemas, muchas de las cuales se enfocan a superar barreras tanto de tipo tecnológico como no tecnológico. Con los módulos de CA se busca que la introducción al mercado de los sistemas de generación fotovoltaicos sea cada vez más fácil. A continuación se listan algunas de las ventajas que ofrecen. • El tamaño reducido que los caracteriza facilitaría su introducción en el mercado.
• No existen restricciones en cuanto a la orientación del arreglo, exposición solar o a la sombra; ya que cada módulo cuenta con su propio mecanismo encargado del seguimiento del punto de máxima potencia.
• Se evitan perdidas al no tenerse la conexión en cadena de paneles.
• Con la producción masiva de inversores es posible una reducción considerable de costos en el proceso de manufactura.
• Debido a la estandarización del producto, se reduce el costo relacionado con el diseño e instalación.
• Al existir interactividad entre los módulos de CA y la red eléctrica no se desaprovecha energía aun cuando la carga que se alimente localmente sea menor que la capacidad de generación del sistema fotovoltaico.
• Los módulos de CA son inherentemente más seguros que los sistemas fotovoltaicos convencionales que utilizan tensiones de CD elevadas.
• Los módulos de CA mejoran la confiabilidad del sistema de generación debido al hardware distribuido.
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Ahora bien, los módulos de CA también tienen desventajas. Algunos estudios concluyen que esquemas fotovoltaicos como el centralizado resultan ser una mejor opción, desde el punto de vista del convertidor CD-CA. Esto sucede en instalaciones cuya capacidad de generación no requiera incrementarse y supere los 50kW [11, 12].
Los convertidores integrados sufren de un intervalo de operación limitado ante
variaciones en el voltaje de entrada, lo que podría comprometer el desempeño del sistema. Otra característica en contra de este tipo de convertidores es la baja capacidad de potencia que pueden manejar de manera individual; sin embargo, mediante la conexión en paralelo de varias de estas unidades se pueden conseguir instalaciones de mayor potencia [13, 14]. Ver figura 2.7.
Probablemente uno de los retos más grandes para los módulos de CA es el relacionado con la vida útil de la electrónica encargada de acondicionar la potencia proveniente del panel fotovoltaico. Este tema se tratará con mayor profundidad en el apartado 2.7. (Vida útil de los módulos de CA). 2.5. Esquemas de control CCM y VCM
Para inyectar tanto potencia activa como reactiva a la red eléctrica, los inversores cuentan con controladores, ya sea en modo tensión (VCM) o en modo corriente (CCM) según la idea bajo la que se hayan concebido. El controlador debe contar con un cierto nivel de precisión, a fin de evitar problemas en la transferencia de potencia hacia la red eléctrica debido a errores en la sincronización, ya que éstos pueden provocar condiciones de sobrecarga en el inversor. El controlador también debe responder rápidamente ante las perturbaciones en la tensión que alimenta al inversor (ver apartado 2.2.2)
En la literatura existen estudios comparativos entre los dos tipos de controladores [16, 20]. Con frecuencia se concluye que en aplicaciones que demandan regulación de corriente, como es el caso de los sistemas fotovoltaicos conectados a la red eléctrica, el control en modo corriente ofrece mayores ventajas, sobre todo desde la óptica de la trasferencia de potencia debido a errores en la sincronización, la respuesta ante perturbaciones en el bus de CD y la calidad de la forma de onda generada, por lo que con frecuencia se le señala como la mejor opción.
Existen varias técnicas de control en modo corriente para inversores de fuente de voltaje, las que se pueden clasificar como técnicas de control lineal o no lineal [18].
Los controladores lineales generan un voltaje variable que alimenta a un bloque
modulador de ancho de pulso (PWM) para generar las señales de conmutación para las ramas del inversor. Los controladores lineales se caracterizan por una frecuencia de conmutación constante, lo que resulta conveniente desde el punto de vista del diseño del filtro a la salida del inversor. Por otro lado, presentan limitaciones en su dinámica provocadas principalmente por retrasos asociados con el cálculo de señales de error y el proceso de modulación.
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Por su parte, los controladores no lineales basan su funcionamiento en bandas de histéresis y su operación consiste en obtener una señal de error (restando la corriente de referencia con la corriente proveniente de algún sensor), y mantenerla dentro de una banda de histéresis. Estas técnicas producen frecuencias de conmutación variables, a menos que se apliquen estrategias que varíen el ancho de la banda de histéresis [19]; por otra parte, ofrecen tiempos de respuesta rápidos ante eventos transitorios, independencia de los parámetros de la carga y buena estabilidad. La implementación resulta sencilla salvo que se opte por esquemas que persiguen una frecuencia de conmutación constante.
2.6. Vida útil de los módulos de CA
A menudo se cuestiona el tiempo de vida esperado para los módulos de CA, ya que normalmente se montan en la parte trasera del arreglo fotovoltaico, en donde fácilmente se alcanzan temperaturas superiores a 80ºC. Tomando también en cuenta la disipación del mismo inversor, la temperatura de operación de los módulos de CA puede llegar a los 100ºC. Es bien sabido que el funcionamiento a altas temperaturas tiene un efecto negativo sobre el tiempo de vida de los circuitos electrónicos.
Por otra parte, la confiabilidad de la etapa de potencia tiene un impacto considerable
en el costo de la vida útil del sistema fotovoltaico. Los inversores contribuyen con un 10-20% del costo inicial del sistema y a menudo necesitan remplazarse cada 5 años. Por otro lado, los módulos fotovoltaicos y otros componentes del sistema de generación tienen vidas útiles de hasta 25 años, 5 veces mas que la etapa de potencia [21]. Es por esto que en la actualidad los esfuerzos se enfocan a extender de 3 a 5 veces la vida útil de la etapa de potencia. Claro está que los beneficios de incrementar la confiabilidad deben ponderarse a la luz del costo agregado para lograr esta meta ya que, como se observa en la figura 2.8, el precio de los inversores también se reduce con el paso de los años. Por esta razón, muchos fabricantes no encuentran conveniente el lograr vidas útiles del orden de 20 años en la etapa de potencia [21].
Figura 2.8. Flujo de efectivo típico requerido por un sistema fotovoltaico.
20
Conjuntando el hecho de que el tiempo promedio a la primera falla en la etapa de
potencia es de 5 años y que algunos estudios económicos arrojan datos dudosos sobre las ventajas de extender demasiado la vida útil de la etapa de potencia, se encuentra razonable lograr vidas útiles para el inversor de entre 10 y 15 años. Para incrementar la vida útil de los módulos de CA es necesario identificar los puntos débiles y utilizar la información en combinación con un enfoque de diseño basado en criterios de confiabilidad. 2.7. Diseño basado en confiabilidad
La confiabilidad es la probabilidad de que un producto funcione bajo condiciones dadas y por un periodo de tiempo especificado sin exceder los niveles aceptables de fallas [22, 23]. Un diseño basado en confiabilidad toma en consideración los siguientes puntos: • Selección de la topología.
• Selección y calidad de componentes.
• Confiabilidad de los componentes en la aplicación.
• Diseño térmico.
• Degradación y esfuerzos en los componentes.
• Consideraciones de diseño (PCB y diseño mecánico).
Entonces, para conseguir una mayor longevidad en los convertidores integrados, es necesario identificar los fenómenos físicos, químicos y mecánicos que puedan mermar la vida útil del convertidor y, lo más importante, identificar sobre qué elementos se puede ejercer alguna acción desde la óptica del diseño de la electrónica de potencia.
Durante la revisión del estado del arte se identificaron varios puntos que atentan contra
la vida útil de los módulos de CA. Estos puntos se pueden englobar en dos grupos: el primero trata los aspectos relacionados con la temperatura de operación, mientras que el segundo involucra a las topologías y a los componentes. 2.7.1 Temperatura de operación
Resulta difícil definir la temperatura de operación en los módulos de CA ya que, como se mencionó, están pensados para ubicarse en la parte trasera del panel fotovoltaico, por lo que constantemente se encuentran sometidos a severos esfuerzos termomecánicos. Para tener una mejor idea, la figura 2.9 muestra la frecuencia con la que se alcanzan ciertos niveles de temperatura en la parte trasera de los paneles [24].
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Figura 2.9. Comportamiento de la temperatura en la parte trasera de los paneles.
Para los aspectos relacionadas con el análisis y el diseño del módulo de CA conviene asumir este mismo intervalo de temperatura de operación, ya que así se estará diseñando para las condiciones extremas. En el siguiente apartado se tratarán los aspectos relacionados con la geometría del gabinete que albergue al inversor y el montaje de este en el panel fotovoltaico. 2.7.2. Aspectos térmicos
La temperatura juega un papel muy importante en la vida útil de los sistemas electrónicos y los módulos de CA no son la excepción. Durante la revisión del estado del arte se encontró que pueden seguirse varios enfoques para reducir la temperatura a la que los módulos de CA se encuentran sometidos; dichos enfoques se pueden englobar en los siguientes tres puntos:
a) montaje del convertidor en el panel fotovoltaico,
b) selección del material para encapsular al módulo de CA, y
c) convertidor de “bajo perfil” [24, 25]. Montaje del convertidor
Muchos fabricantes no recomiendan utilizar pegamento para adherir el inversor al panel fotovoltaico, ya que se puede contribuir al deterioro de las celdas del panel. Otra razón es que no se garantiza la confiabilidad y duración de las uniones hechas con pegamento. En contraposición, al atornillar el inversor al marco del panel fotovoltaico se obtiene estabilidad y confiabilidad a largo plazo en las conexiones, ya que el convertidor puede retirarse fácilmente y remplazarse en caso de falla. Además, se aprovecha la buena conductividad térmica del marco del panel ya que éste usualmente está hecho de aluminio; se ha encontrado que la temperatura en el marco del panel puede ser hasta 10ºC menor a la de las celdas del panel, ver figura 2.10.
22
Figura 2.10. Montaje del módulo de CA en el panel fotovoltaico. Materiales para encapsular
Al encontrarse unido al panel fotovoltaico, el convertidor integrado también se encuentra sometido a las inclemencias del clima. Por esta razón, debe encapsularse convenientemente para dotarlo de resistencia a la humedad; aunado a esto, resulta altamente deseable que el material utilizado para el encapsulado cuente con alta conductividad térmica. Sin embargo, algunos análisis comparativos entre materiales utilizados para encapsular tarjetas electrónicas muestra que existe un compromiso entre la conductividad térmica y la resistencia a la humedad, ver figura 2.11. Convertidor de bajo perfil
Desde la óptica del desempeño térmico, el desarrollo de un convertidor de baja altura tiene consecuencias interesantes. En la figura 2.11 se muestran los resultados de un estudio
23
que evalúa el impacto que tiene la altura del convertidor integrado (altura) sobre la temperatura interna del mismo.
Figura 2.11. Consecuencias de optar por un convertidor de bajo perfil.
Tomando en cuenta estos tres aspectos, en el diseño se podría duplicar la vida útil de los
módulos de CA si se considera la bien conocida regla “Cada reducción de 10ºC en la temperatura lleva a un incremento del 100% en el tiempo de vida” 2.7.3. Topologías y sus componentes
La selección adecuada de una topología confiable es el primero y más importante paso durante el diseño. Aunque es posible utilizar diversas topologías para llevar a cabo una misma tarea, cada una de estas tiene sus limitaciones y desventajas; puntos que con seguridad impactarán en la confiabilidad del convertidor. Al escoger una topología deberán tomarse en cuenta los siguientes factores: límites del ciclo de trabajo, características de aislamiento, EMI, número de salidas, tipo de operación (continua o discontinua), modo de control (voltaje o corriente), tipo de conmutación (dura o suave) y esfuerzos en los dispositivos [22]. Sin importar qué topología se utilice en el diseño, un convertidor de potencia está conformado principalmente por uno o varios dispositivos de conmutación (p.e. MOSFET, IGBT), circuitos integrados, transformadores, inductores, capacitores etcétera. La figura 2.12 indica que los capacitores de tipo electrolítico (No.1) son los elementos más propensos a fallar y aportan la mayor contribución a la tasa de fallo global. En orden de importancia le siguen los dispositivos de conmutación (No.2), Circuitos integrados (No.3) y capacitores cerámicos (No. 4).
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Figura 2.12. Tasa de fallo de componentes en convertidores de potencia.
Así pues, para alargar la vida útil del convertidor, es imprescindible una búsqueda minuciosa en materia de dispositivos semiconductores, sobre todo en cuestión de encapsulados; y también de elementos pasivos, principalmente en capacitores de tipo electrolítico. Todo esto con la finalidad de explotar las nuevas tecnologías, en donde se han logrado avances importantes en lo que atañe al desempeño térmico [27].
Resulta curioso el hecho de que en numerosos artículos no se consideren las mejoras que ha sufrido el sector de los dispositivos electrónicos con el paso de los años [27, 28, 29] llegándose incluso, en muchas ocasiones, a subestimar su desempeño. Un claro ejemplo de esto son los capacitores electrolíticos. En el capitulo 5 se presentan una serie de cálculos cuya intención es demostrar que resulta viable el recurrir a capacitores de tipo electrolítico en aplicaciones como la que persigue este trabajo. 2.8. Topologias para módulos de CA
Gran parte de este trabajo se enfocó en la búsqueda y, en la medida de lo posible, el estudio de las topologías reportadas en la literatura. Esto se hizo así con la finalidad de identificar los problemas asociados con la implementación de los módulos de CA, y de establecer un criterio para seleccionar la topología que mejor satisficiera los requerimientos de los sistemas fotovoltaicos tipo módulos de CA. Los requisitos mínimos con los que debe cumplir un módulo de CA se establecieron y definieron a lo largo de este capítulo. A modo de resumen se presentan a continuación en forma de lista.
• Seguimiento del MPP
• Tiempo de vida útil de al menos 10 años
• Evitar el efecto de islanding
• Protecciones contra variaciones en la tensión y frecuencia de la red eléctrica
25
• Mantener un compromiso con la densidad de potencia
• Calidad de la forma de onda generada de acuerdo a los estándares existentes
• Mantener un compromiso con la eficiencia total del sistema de generación
• Funciones de desacoplamiento de potencia
• Tensión en el bus de CD que alimenta al inversor en todo momento superior a la tensión existente en la red.
En un principio se estableció que el módulo de CA estaría conformada por una o
dos etapas de conversión de energía; sin embargo, después de revisar algunas de las topologías existentes en la literatura (alrededor de 15), se encontró que muchas de ellas no satisfacen los requisitos básicos de un sistema fotovoltaico con módulos de CA. Algunas no cuentan con un seguimiento eficiente del MPP, o parten de variables de entrada relativamente más favorables (p.e. tensiones de entrada alrededor de 50V) reduciendo así el número de convertidores necesarios para elevar la tensión. También se recurre a elementos como los capacitores electrolíticos que amenazan la longevidad del inversor. Además, muchas de las topologías pueden resultar engañosas si se les considera sólo desde el punto de vista de los convertidores de potencia. ya que la electrónica extra necesaria para implementarlas puede resultar más compleja que otras topologías no tan atractivas a primera vista. Para seleccionar la topología adecuada es necesario un criterio que permita descartar las topologías menos apropiadas. Evidentemente, no se puede ser muy inflexible al momento de evaluar las topologías, ya que difícilmente existirá alguna que cumpla con todos los parámetros establecidos en el criterio de selección. Los puntos que se definieron para realizar la selección de la topología son los siguientes: • Cumplimiento de los requerimientos que exigen los sistemas fotovoltaicos
• Compromiso con la densidad de potencia
• Sencillez en el principio de operación
• Facilidad de implementación
• Confiabilidad de la topología
• Aplicación de algunos criterios de diseño basados en confiabilidad (v.g.: esfuerzos en semiconductores, tipo de capacitores, cantidad de circuitos integrados, etcétera).
La aplicación de los puntos establecidos anteriormente al total de las topologías
revisadas dio origen a las siguientes cuatro propuestas: Propuesta 1
Se recurre a un convertidor elevador para realizar el seguimiento del MPP y a un inversor puente completo para generar la forma de onda sinusoidal que se inyectará a la red eléctrica, ver figura 2.13.
26
Figura 2.13. Convertidor elevador mas inversor puente completo.
Esta propuesta permite dos formas de operación; la primera consiste en operar el
convertidor elevador en modo de conducción continua y al inversor puente completo bajo alguno de los muchos esquemas de modulación PWM; la segunda consiste en operar el convertidor elevador de tal forma que genere a su salida una onda de corriente con la forma de una sinusoide rectificada, algo similar a lo que se hace en la corrección del factor de potencia, y utilizar el inversor puente completo para desdoblar dicha forma de onda.
El inconveniente de la propuesta radica en la limitada capacidad del convertidor elevador para incrementar la tensión en el bus que alimenta al inversor. En la práctica, el convertidor elevador pierde su capacidad de elevar tensión cuando el valor del ciclo de trabajo supera el 80% [32], ver figura 2.14.
Figura 2.14. Comportamiento de la ganancia en el convertidor elevador.
La solución a esta dificultad está en la elección del panel fotovoltaico. Éste debe presentar un nivel de tensión en terminales superior a los 50V.
Propuesta 2
Esta consiste en la conexión en cascada de dos convertidores elevadores operando en modo de conducción continuo, los cuales, de manera conjunta, realizan el seguimiento del MPP. La generación de la onda de corriente que se inyecta a la red eléctrica corre por
27
cuenta de un inversor puente completo que puede gobernarse con alguno de los múltiples esquemas de modulación existentes, ver figura 2.15.
Figura 2.15. Dos convertidores elevadores en cascada más inversor puente completo.
Esta topología se puede aplicar a paneles fotovoltaicos que presentan niveles de tensión
inferiores a los 50V; el inconveniente, desde luego, es que consta de tres etapas de conversión de energía, lo que puede deteriorar de manera importante la eficiencia del sistema fotovoltaico; además, si no se eligen adecuadamente los componentes, la densidad de potencia también puede verse afectada. Propuesta 3
Esta propuesta se encuentra conformada por un convertidor push-pull alimentado en corriente, a cargo del seguimiento del MPP, y de un inversor puente completo que generará la forma de onda de corriente que se inyectará a la red eléctrica, ver figura 2.16.
Figura 2.16. Push-Pull alimentado en corriente más inversor puente completo.
Esta topología permite las mismas dos formas de operación que la propuesta 1 y no
presenta problemas relacionados con la elevación de tensión gracias a la presencia del transformador, lo que permite la conexión de paneles fotovoltaicos con tensiones inferiores a los 50V. Esta propuesta, aunque consta de sólo dos etapas de conversión de energía, requiere prácticamente el mismo número de componentes que la propuesta 2, por lo que los detalles relacionados con la eficiencia y densidad de potencia se encuentran latentes.
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Propuesta 4
La última propuesta consiste en una modificación del convertidor elevador tradicional. La modificación permite ganancias más elevadas (la misma que los dos convertidores elevadores en cascada) para el mismo valor de ciclo de trabajo que el convertidor elevador original con un solo interruptor. El convertidor elevador modificado, operando en modo de operación continua, se encarga de realizar el seguimiento del MPP mientras que el inversor puente completo, como en las propuestas anteriores, se encarga de producir la forma de onda de corriente que se inyectará a la red, ver figura 2.17.
Figura 2.17. Convertidor elevador modificado mas inversor puente completo.
Debido a la ganancia que se logra, es posible trabajar con paneles fotovoltaicos que presenten tensiones inferiores a los 50V en sus terminales. Sin embargo, esta topología también puede resultar engañosa desde la óptica de la eficiencia y la densidad de potencia ya que, a pesar de ser de dos etapas, el número de elementos requerido para su implementación es muy similar al de las propuestas 2 y 3. Por otra parte, el interruptor se encuentra sometido a una combinación de esfuerzos de tensión y corriente que resultan menos convenientes que en las topologías mostradas en las propuestas 2 y 3, lo que podría impactar desventajosamente en la confiabilidad. 2.9. Referencias [1] Muhammad H. Rashid. “Power electronics Handbook”, Academic Press, 2001.
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29
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[8] Billy M. T. Ho, Henry Shu-Hung “An Integrated Inverter With Maximum Power Tracking for Grid-Connected PV Systems”, IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 20, no. 4, July 2005.
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30
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[30] Life-Limiting Factors in Electrolytic Capacitors (and how to improve them), Evox Rifa, 2001.
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31
CAPÍTULO 3 SELECCIÓN Y DISEÑO DEL
MÓDULO DE CA
En este capitulo se selecciona y diseña la topología que dará origen al módulo de CA. El diseño se hará con la intención de que el módulo sea capaz de manejar la potencia máxima que el panel fotovoltaico pueda proveer. Esto último puede resultar obvio; sin embargo, algunos autores manejan la conveniencia de involucrar en el diseño los estudios climatológicos de la zona en donde operará el sistema FV, con la finalidad de dimensionar mejor el diseño. Evidentemente, esto se refiere a la potencia de operación, lo que se traduciría en una mejor selección de componentes y mejoras en la eficiencia. Claro está que este enfoque resulta poco práctico.
Resulta complicado establecer los parámetros de diseño del módulo de CA
propuesto, ya que debe manejar un margen relativamente amplio de potencia. Además, dependiendo de las condiciones climáticas del sitio en donde se instale el sistema fotovoltaico, se puede llegar, o no, a trabajar con la máxima potencia que el panel fotovoltaico es capaz de proveer. 3.1. Especificaciones del panel fotovoltaico C 125PI Como punto de partida es necesario atender a las especificaciones del panel fotovoltaico con el que se va a trabajar, el modelo C125PI de Conergy. Con base en ellas se seleccionará la topología que mejor satisfaga los requerimientos listados en el apartado 2.8. Las características relevantes se muestran en la tabla 3.1. En el apéndice C, ubicado dentro del disco, se encuentra la ficha técnica del panel mencionado.
Tabla 3.1. Características del panel fotovoltaico.
Datos técnicos Conergy C 125PI Potencia máxima (Pmax) 125W
Tensión MPP (Vmpp) 17.2V Corriente MPP (Impp) 7.3A
Tensión en circuito abierto (Voc) 21.7V Corriente de cortocircuito (Isc) 8.14A
32
Resulta interesante observar que la tensión máxima disponible en las terminales del
panel fotovoltaico es de 17.2V, lo que puede resultar un inconveniente en el caso de utilizar un inversor de fuente de voltaje (Voltage Source Inverter) sin transformador, ya que, para poder inyectar corriente a la red, la tensión en el bus de CD siempre debe ser superior a la tensión pico de la red eléctrica, para nuestro caso 180V. Asumir, por ejemplo, un bus de CD de 220V implica elevar la tensión en las terminales del panel en un factor de 13.
Otro aspecto que salta a la vista es la corriente que es capaz de entregar el panel y
que, aunque no es muy elevada, puede crear dificultades relacionadas con el aspecto de la densidad de potencia, ya que los elementos magnéticos y disipadores de calor pueden resultar voluminosos. 3.2. Selección de la topología
En el apartado 2.8 se presentaron 4 opciones que pudieran dar origen al prototipo que se desea construir; por la característica de baja tensión que ofrece el panel FV, la primera propuesta automáticamente queda descartada. Por su parte la propuesta 4, aunque ofrece la ventaja de utilizar un interruptor, tiene el detalle de que la combinación de esfuerzos de tensión y corriente que sufre el interruptor resulta menos confiable que las exhibidas por las propuestas 2 y 3, lo que seguramente llevará a la selección de encapsulados más grandes y, posiblemente, también a requerir un disipador de calor de mayor tamaño.
Es difícil decidir a priori entre las topologías 2 y 3, ya que para ello sería necesario
realizar un análisis más completo que establezca los pros y contras entre estas dos topologías. No obstante, al final se optó por la propuesta 2, que se muestra nuevamente en la figura 3.1, debido a las siguentes razones:
a) La primera se debe a que, en la revisión del estado del arte, con frecuencia se
encontró que las topologías que recurren a transformadores reportan una menor eficiencia que las topologías que no requieren de estos elementos [2].
b) En otras instituciones del país se ya se estudia la problemática alrededor de los
módulos de CA con topologías que recurren a transformadores de alta frecuencia.
c) La segunda radica en que el diseño de un convertidor elevador resulta más sencillo que el de un push-pull alimentado en corriente.
En los apartados siguientes se muestran el diseño de las tres etapas de la propuesta seleccionada y una serie de simulaciones cuya intención, desde luego, es mostrar que la idea propuesta para el módulo de CA es funcional, y poder así proseguir con la construcción del prototipo.
33
Figura 3.1. Convertidores elevadores en cascada más inversor puente completo.
3.3. Tercera etapa: El Inversor
En el capítulo 2 se estableció la relación existente entre la potencia proveniente del panel fotovoltaico y la que se transfiere a la red eléctrica, y es precisamente el inversor el encargado de lidiar con esta relación. Así pues, para poder establecer los parámetros de diseño para los convertidores CD/CD, es necesario iniciar el diseño del módulo de CA partiendo de la corriente que se inyecte a la red y, por ende, del inversor mismo.
En esta sección se presenta el diseño de un control por banda de histéresis con
modulación de dos y tres niveles para el inversor. Además, se establecen las ventajas y desventajas que ofrece este tipo de control en sistemas fotovoltaicos tipo módulos de CA.
3.3.1. Selección de la estrategia de control
En el apartado 2.5 se estableció que el control en modo corriente ofrece mayores ventajas en aplicaciones como la que persigue este trabajo. A su vez, los controladores que basan su comportamiento en bandas de histéresis (control no lineal) reportan un mejor desempeño que los controladores lineales.
La regulación de corriente mediante banda de histéresis para sistemas monofásicos a menudo utiliza una modulación de dos niveles, debido principalmente a que la electrónica requerida para generar las señales de control es muy sencilla. Sin embargo, se sabe que el contenido armónico de la modulación de dos niveles es inferior al producido por la modulación de tres niveles [3, 4], lo que obviamente resulta perjudicial desde el punto de vista de la calidad de la onda de corriente que se inyectará a la red eléctrica. Otra razón para optar por una modulación de tres niveles es que la frecuencia máxima de conmutación en el inversor es menor que la que se obtiene con la modulación de dos niveles para el mismo inductor de salida. 3.3.2. Modulación de dos niveles
Si esta estrategia se usa para generar la corriente que habrá de inyectar a la red eléctrica un inversor como el de la figura 3.2 a través de un inductor, entonces la frecuencia de conmutación puede determinarse de la siguiente manera. Según la figura 3.2, en cualquier instante la razón de cambio de la corriente de fase está dada por la
34
expresión 3.1, donde es la tensión en el bus de CD, es la tensión de la red eléctrica y L es el inductor a la salida del inversor.
CDV LineV
LVV
tI
dtdI LineCD −
=ΔΔ
= (3.1)
Figura 3.2. Formas de onda típica de una modulación de dos niveles.
Un ciclo de conmutación abarca de . De se tiene que = +V, Tt →→ 10 10 t→ CDV
IΔ =B y = . Por lo tanto de la expresión 3.1 obtenemos: tΔ 1t
LineCD VVBLt−
=1 (3.2)
Para el intervalo que va de se tiene que = -V, Tt →1 CDV IΔ =-B y = T- . Por lo
tanto, de la expresión 3.1 obtenemos: tΔ 1t
LineCD VVBLtT−−
−=− 1 (3.3)
Combinando las expresiones 3.2 y 3.3 se obtiene la expresión que define el periodo y
por ende a la frecuencia de conmutación. Esta queda definida por la siguiente expresión.
BLVVVfs
CD
LineCD
2
22 −= (3.4)
Tomando la derivada de la frecuencia de conmutación con respecto a la tensión de la
línea se obtiene que la frecuencia de conmutación máxima ocurre cuando = 0. De esta manera la frecuencia de conmutación máxima queda definida por la expresión 3.5.
LineV
BLVfs CD
MAX 2= (3.5)
35
3.3.3. Modulación de tres niveles
La frecuencia de conmutación para un inversor de tres niveles se obtiene de manera similar, ver figura 3.3.
Figura 3.3. Formas de onda típicas de una modulación de tres niveles.
La expresión 3.1 conserva su validez independientemente de la estrategia de
modulación utilizada. Un ciclo de conmutación va de . De se tiene que = 0,
Tt →→ 10 10 t→
CDV IΔ =-B y = . Por lo tanto, de la expresión 3.1 obtenemos: tΔ 1t
LineVBLt
−−
=1 (3.6)
Para el intervalo que va de se tiene que = +V, Tt →1 CDV IΔ =B y = T- . Por lo
tanto, de la expresión 3.1 obtenemos: tΔ 1t
LineCD VVBLtT−
=− 1 (3.7)
Combinando las expresiones 3.6 y 3.7 se obtiene la expresión que define el periodo y
por ende a la frecuencia de conmutación para una modulación de tres niveles, definida por la siguiente expresión.
( )BLV
VVVfsCD
LineCDLine −= (3.8)
Tomando la derivada de la frecuencia de conmutación con respecto a la tensión de la
línea se obtiene que la frecuencia de conmutación máxima ocurre cuando = /2. De esta manera, la frecuencia de conmutación máxima queda definida por la expresión 3.9.
LineV CDV
BLVfs CD
MAX 4= (3.9)
De las expresiones 3.5 y 3.9 se concluye que la frecuencia de conmutación en un
inversor de tres niveles es menor que en la modulación de dos niveles para el mismo
36
inductor, ancho de la banda de histéresis y nivel de tensión en el bus de CD. En la figura 3.4 se muestra gráficamente el comportamiento de la frecuencia de conmutación para ambos esquemas de modulación a lo largo de un ciclo de línea.
0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.0180
1
2
3
4
5
6
7x 104
Tiempo [s]
Frec
uenc
ia d
e C
onm
utac
ion
[Hz] Modulación de
dos niveles
Modulación de tres niveles
Figura 3.4. Frecuencia de conmutación en la modulación de 2 y 3 niveles.
Es necesario recalcar el hecho de que, en las gráficas anteriores, se asumió que la
tensión en el bus de CD permanece constante. Ya se mostró que en inversores monofásicos que interactúan con la red eléctrica esto no siempre sucede, por lo que, para tener una mejor aproximación del comportamiento de la frecuencia de conmutación bajo el esquema de control por banda de histéresis, se sustituyó la expresión 2.10, que define el comportamiento variable de la tensión en el bus de CD para un valor de capacitancia de 15uF, en las expresiones 3.4 y 3.8. La figura 3.5 muestra el comportamiento de la frecuencia de conmutación para ambos esquemas de modulación con esta modificación.
0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.0160
1
2
3
4
5
6
7x 104
Tiempo [s]
Frec
uenc
ia d
e C
onm
utac
ion
[Hz]
Modulación de dos niveles
Modulación de tres niveles
Figura 3.5. Frecuencia de conmutación con tensión variable en el bus de cd.
37
Al comparar las figuras 3.4 y 3.5 se puede apreciar un ligero incremento en la frecuencia de conmutación para la modulación de tres niveles; sin embargo, este no resulta demasiado grande como para causar alguna preocupación. Generación de los tres niveles
Para agregar el tercer nivel (cero) a la forma de onda de tensión que entrega un inversor puente completo como el de la figura 3.6, es necesario modificar la manera en que se comandan los interruptores.
Figura 3.6. Inversor puente completo monofásico.
La tabla 3.2 muestra todos los posibles estados (validos) en los que pueden estar los
interruptores que conforman el inversor de la figura 3.6. Ahora bien, mientras que para generar una forma de onda de dos niveles sólo es necesario utilizar los estados 1 y 2, para generar el tercer nivel es necesario trabajar con los estados 1, 2, 3 y 4.
Tabla 3.2. Estados de los interruptores en un inversor puente completo monofásico.
Estados de los interruptores Estado Tensión de salida A+ A- B+ B- (Vo) 1 0 0 1 1 VCD 0 1 1 0 2 - VCD 1 0 1 0 3 0 0 1 0 1 4 0 0 0 0 0 5 HiZ
Sean CH la salida del comparador de histéresis, y ZC una señal que indica si la tensión de la red eléctrica se encuentra en el semiciclo positivo o en el negativo. La tabla 3.3 indica el estado en que se deben encontrar los interruptores del inversor de la figura 3.6, dependiendo del estado de los parámetros CH y ZC. Con base en esta tabla se obtiene el circuito lógico encargado de controlar los interruptores A+, A-, B+ y B- para generar los tres niveles.
Tablas 3.3. Tabla de verdad para el diseño de la lógica de control. CH ZC A+ A- B+ B- 0 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 0 0 1
38
Las funciones lógicas para las señales de mando a los transistores son las siguientes:
A+ = ZCCHZCCH ⋅+⋅_____
A- = ZCCHZCCH ⋅+⋅ B+ = ZCCHZCCH ⋅+⋅ B- = ZCCHZCCH ⋅+⋅
En la figura 3.7 se muestra la electrónica encargada de controlar los interruptores del inversor. Está conformada por un comparador de histéresis, un detector de cruce por cero y los circuitos lógicos resultantes de la tabla 3.3. Iref e Isens son tensiones que representan la corriente de referencia y la corriente que el inversor inyecta a la red eléctrica respectivamente, obtenida esta última del sensor de corriente.
Figura 3.7. Circuito electrónico encargado del control del inversor. 3.3.4. Simulaciones del inversor
Considérese que el panel fotovoltaico se encuentra en el mayor MPP posible, que es la condición en la que se encontrarían disponibles los 125W, y que no existen pérdidas de potencia en ninguna de las etapas de conversión. Recurriendo a la expresión 2.4, se tiene que el inversor del sistema fotovoltaico propuesto tiene la capacidad de generar una sinusoide de corriente con una amplitud máxima de 1.4A aproximadamente.
En el bus de CD se aplicará una tensión de 220V; para la red eléctrica se considera una sinusoide con amplitud de 180V a una frecuencia de 60Hz, y el ancho de la banda de histéresis será de 0.4. Con la finalidad de mantener el inductor a la salida del inversor (L) en un tamaño aceptable se propone una frecuencia de conmutación máxima de 35Khz, lo que nos da un inductor de 4mH aproximadamente. La figura 3.8 muestra el diagrama esquemático realizado en PSIM para las simulaciones relacionadas con el inversor.
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Figura 3.8. Diagrama esquemático del inversor elaborado en PSIM.
En la figura 3.9 se muestran la corriente que inyecta el inversor a la red eléctrica, sincronizada con la onda de tensión de la red, y la tensión de tres niveles presente a la salida del inversor. La amplitud de la onda de corriente inyectada, como ya se dijo anteriormente, queda establecida por la variable Iref; para el caso de la simulación Iref tiene una amplitud de 1.4V.
Figura 3.9. Formas de onda a la salida del inversor.
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Según el análisis anterior, se sabe que la frecuencia de conmutación máxima ocurrirá
cuando la tensión de la línea tenga un valor de Vcd/2; es decir, 110V. Cuando la tensión de la línea alcanza los 110V se tiene una frecuencia de conmutación de 35Khz, tal y como se propuso en el diseño. Esto se muestra en la figura 3.10.
Figura 3.10. Frecuencia de conmutación máxima del inversor.
Finalmente, la figura 3.11 ilustra el contenido armónico de la corriente inyectada. Prácticamente no se perciben componentes de orden superior al de la fundamental, que es de 60Hz, con una amplitud de 1.4A.
Figura 3.11. Contenido armónico de la corriente inyectada a la red.
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3.4. Conexión en cascada de convertidores elevadores
Para continuar con el diseño del módulo de CA es necesario saber qué sucede tanto con la corriente como con la tensión a la entrada del inversor, ya que ambas variables son proporcionadas por la conexión de los dos convertidores CD/CD. La figura 3.12 muestra la forma de onda de la corriente a la entrada del inversor. Como se puede apreciar, ésta tiene la forma de una sinusoide rectificada. Esta forma de onda tiene una amplitud ligeramente superior a la de la corriente inyectada a la red, es decir, 1.4A, y presenta un valor promedio de 555mA.
Figura 3.12. Corriente a la entrada del inversor puente completo.
En las simulaciones la tensión se fijó de manera arbitraria a 220V. Sin embargo, no hay que olvidar que la tensión en el bus de CD dependerá de la ubicación del MPP. Ahora bien, si consideramos que los convertidores elevadores sólo proporcionan el nivel de tensión constante en el bus de CD, ver ecuación 2.10, y que además no existen pérdidas de potencia en ellos, tenemos que la relación entre la corriente promedio obtenida (555mA) y la corriente que se demanda a la fuente (7.3A), ver apartado 3.1, da una ganancia en corriente de 0.076. Como la tensión de entrada a los convertidores CD/CD es de aproximadamente 17V, ver apartado 3.1, obtenemos que la tensión en el bus de CD debe estar alrededor de 225V. No está de más recalcar que esta combinación de tensión y corriente promedio a la entrada del inversor corresponden al máximo MPP que puede lograr el panel fotovoltaico.
Procediendo de manera similar se desarrolló la tabla 3.4 para diferentes niveles de
potencia fotovoltaica disponible (Ppv), con la finalidad de poder establecer referencias de comparación con simulaciones posteriores y tener una mejor idea de cómo se comporta la tensión en el bus de CD, ya que esta tensión se encuentra íntimamente ligada a la ganancia que deben proveer ambos convertidores CD/CD.
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Tabla 3.4. Simulaciones para diferentes niveles de potencia de entrada. Ppv [W] Ired [A] Ibus_CD [A] Vbus_CD [V]
125 1.4 0.555 225 110 1.22 0.477 230 100 1.11 0.434 230 90 1 0.391 230 80 0.89 0.348 229 70 0.77 0.301 232 60 0.66 0.258 232 50 0.55 0.215 232
Para nomenclatura ver fig. 3.8. 3.4.1. Diseño de la primera etapa
Para el primer convertidor elevador lo primordial es conseguir un rizo de corriente de entrada reducido, con la finalidad de seguir al MPP de manera más eficiente. Por esta razón se propone una amplitud para el rizo de 5 y 10% de la corriente de entrada. En principio, el rizo de tensión a la salida del convertidor no es tan importante ya que el producto final de la etapa de potencia es una forma de onda de corriente y, como se verá en simulaciones posteriores, el rizo de tensión en el bus de CD no afecta de manera crítica el desempeño del inversor.
Las expresiones utilizadas en el diseño del convertidor elevador, el que se
muestra en la figura 3.13, son las siguientes [5, 6, 7].
Figura 3.13. Convertidor elevador
out
in
VVD −=1 (3.10)
fsiDVL
L
in
Δ= (3.11)
fsVVDPC
outout
out
Δ= (3.12)
( )DVDPI
out
outQ −=
1 (3.13)
out
outD V
PI = (3.14)
LfsDV
DIi inout
pk 21+
−= (3.15)
43
Partamos de que en el bus de CD se deben tener 225V y 555mA (valores promedio) cuando el sistema fotovoltaico se encuentra operando en el máximo MPP, ver tabla 3.4. Esto indica que la conversión CD/CD debe lograr una ganancia de 13, ya que la tensión en el máximo MPP es de 17.2V. Además, la señal de control que se aplica a ambos convertidores elevadores es la misma; también se considerará que no hay pérdidas de potencia. Los requerimientos del primer convertidor elevador quedan definidos de la siguiente manera:
• Vin = 17.2V (Vmpp)
• Ganancia = 3.61
• Vout = 62.2V
• Po = 125W
• ΔVout = 5V
• Δ Iin = 5% y 10% de Iin
• fs = 100kHz
Los resultados del diseño se muestran en la tabla 3.5.
Tabla 3.5. Resultados del diseño del primer convertidor elevador. Δ Iin %D L1 C1 I_Q1 I_D1 Ipk 5% 72.3 340uH 3uF 5.2A 2.06A 7.44A 10% 72.3 172uH 3uF 5.2A 2.06A 7.6A
3.4.2. Diseño de la segunda etapa
El segundo convertidor contribuye con la elevación de la tensión de salida de la primera etapa a un nivel superior al pico de la forma de onda de tensión de la red eléctrica (180V). En esta etapa el rizo de corriente ya no es relevante, por lo que se pueden proponer variaciones de corriente más grandes con la finalidad de reducir el tamaño del inductor. Los requerimientos de esta etapa son:
• Vin = 62.2V
• Ganancia = 3.61
• Vout = 225V
• Po = 125W
• ΔVout = 10V
• Δ In = 10% de Iin
Los resultados se muestran en la tabla 3.6.
Tabla 3.6. Resultados del diseño del segundo convertidor elevador. Δ Iin %D L2 C2 I_Q2 I_D2 Ipk 10% 72.3 2.2mH 400nF 1.45A 0.555A 2.11A
44
Cabe mencionar que el capacitor de la tabla anterior no será capaz de realizar la tarea de desacoplamiento de potencia, por lo que deberá reemplazarse por un valor más apropiado. El cálculo de este valor de capacitancia se presenta en el apartado 3.6.
3.4.3. Seguimiento del punto de máxima potencia
Idealmente, la conexión en cascada de ambos convertidores elevadores transferirá toda la potencia disponible en el panel fotovoltaico a la entrada del inversor, por lo que la señal de control producida por el mecanismo encargado de realizar el MPP se aplicará a ambos convertidores elevadores.
Para el seguimiento del MPP se optó por el método de Perturbar y Observar, la
principal razón es la sencillez que ofrece su implementación. Además, el realizar el seguimiento del MPP directamente desde las terminales del panel fotovoltaico provee al sistema de inmunidad ante las oscilaciones existentes en el bus de CD. Esto resulta benéfico, ya que permite que el valor de capacitancia en el bus de CD se reduzca y que el seguimiento del MPP se haga con mayor eficiencia. Método de Perturbar y Observar
Este método relaciona los cambios en la potencia del módulo FV con cambios en la variable de control del convertidor encargado de extraer la potencia al módulo. Este algoritmo es muy popular debido a que no requiere de un estudio previo o de un proceso de modelado de las características de la fuente; además, puede lidiar con fenómenos como envejecimiento de la celda u ocurrencias de sombreado La figura 3.14 muestra el diagrama de flujo correspondiente al algoritmo de este método en una de sus formas más simples.
Figura 3.14. Algoritmo del método perturbar y observar.
45
Naturalmente, existen algoritmos más sofisticados como los propuestos en [8, 9]; sin embargo, para los fines de este trabajo el algoritmo básico de la figura 3.14 es suficiente.
3.4.4. Simulaciones del MPPT
Una vez diseñados los convertidores elevadores y descrito el mecanismo que se utilizará para seguir el MPP, resulta conveniente ejecutar una serie de simulaciones que muestren la operación de esta parte del módulo de CA. La figura 3.15 muestra el diagrama esquemático utilizado para las simulaciones de este apartado.
Figura 3.15. Diagrama esquemático para realizar el MPPT.
Por facilidad y falta de disponibilidad de curvas que describan la forma en la que se
comporta el panel fotovoltaico, la tensión en las terminales de éste se mantiene constante en todas las simulaciones (17.2V), salvo que se indique lo contrario, y el parámetro que se varió fue la potencia disponible Pref que es el “set point”, ver figura 3.15. Para empezar, la figura 3.16 muestra el aspecto de la corriente que se extraería del panel en el máximo MPP; esta corriente tiene un valor promedio de 7.26A, valor muy cercano al 7.3A que se encuentra en las especificaciones del panel. Esto indica que se estarían extrayendo los 125W del panel fotovoltaico.
Figura 3.16. Corriente demandada a la fuente.
46
Otro aspecto de interés en esta sección de simulaciones consiste en ver la forma en la que se transfiere la potencia del panel hacia la carga, ya que, en simulaciones posteriores, dicha carga se sustituirá con el inversor. La figura 3.17 muestra la corriente en la resistencia de carga, con un valor promedio de 555mA, valor que coincide con el de las simulaciones del inversor para la misma cantidad de potencia disponible, ver tabla 3.4.
Figura 3.17. Corriente en la resistencia de carga.
Procediendo de manera similar, se llenó la tabla 3.7 para diferentes niveles de potencia fotovoltaica disponible, con la finalidad de establecer una comparación con los requerimientos a la entrada del inversor de la tabla 3.4.
Tabla 3.7. Resultados de la simulación del MPPT. Ppv[W] Vout [V] Ipv[A] R_carga [ohms] Iout [A]
125 225 7.26 405 0.555 110 230 6.39 480.9 0.478 100 230 5.8 529 0.435 90 230 5.23 587.77 0.390 80 229 4.65 655.51 0.349 70 232 4.06 768.91 0.301 60 232 3.48 897.01 0.258 50 232 2.9 1076.48 0.213
Para nomenclatura ver fig. 3.15.
Comparando la corriente promedio que demanda el inversor Ibus_CD, ver tabla 3.4, con la corriente promedio que entrega la conexión en cascada de convertidores elevadores para el mismo nivel de potencia Iout, ver tabla 3.7, se puede afirmar que los
47
convertidores CD/CD, en conjunto con el mecanismo para seguir el MPP propuesto, tienen la capacidad de alimentar la terminales del inversor de manera apropiada. 3.5. Desacoplamiento de potencia
En el capítulo 2 se establecieron los conceptos relacionados con este fenómeno, así como
las consecuencias que puede traer el realizar esta tarea de manera inadecuada (ver apartados 2.2 y 2.2.2). Para lograr el desacoplamiento de potencia en el módulo de CA se optó por el método pasivo que, como ya se mencionó, consiste en colocar un capacitor de valor adecuado en el bus de CD. Este capacitor absorberá la diferencia entre la energía generada por el panel y la que se transfiera a la red eléctrica. Capacitancia en el bus de CD
Utilizando la expresión 2.11, (véase el capitulo 2), se puede calcular de manera aproximada la capacitancia necesaria en el bus de CD. Se considerará que la potencia disponible es de 125W, que la frecuencia de la línea es de 60Hz, que la tensión en el bus de CD es de 225V; si se permite que la amplitud de las oscilaciones en éste sean de 30V, se obtiene que el capacitor del bus de CD debe tener un valor mínimo (comercial) de 15uF. 3.6. Simulaciones del sistema completo
En esta última sección de simulaciones se integran los tres bloques: el inversor, la conexión de convertidores CD/CD con sus respectivos esquemas de control, y el elemento encargado de realizar el desacoplamiento de potencia. Nuevamente, salvo que se indique lo contrario, todas las imágenes mostradas corresponden al caso del máximo MPP; es decir, cuando el panel fotovoltaico tiene la capacidad de entregar 125W.
La secuencia en que se presentan los resultados es similar a la seguida durante la
etapa de diseño. La finalidad es mantener un orden en la explicación de la integración del sistema fotovoltaico, y poder así resaltar algunos puntos que habrá que tener en cuenta cuando llegue el momento de la implementación. 3.6.1. Funcionamiento del módulo de CA propuesto
La figura 3.18 muestra el diagrama esquemático utilizado en este apartado. En la figura 3.19 se muestra nuevamente la tensión a la salida del inversor y la forma de onda de corriente que, idealmente, generaría el inversor cuando se encuentra operando en el máximo MPP. Esta corriente, desde luego, también se encuentra sincronizada con la tensión de la red eléctrica. Gracias a las bondades que ofrece el control en modo corriente seleccionado, la forma de onda que se inyecta a la red prácticamente no se ve afectada por las variaciones de tensión en el bus de CD, no así la tensión a la salida del inversor.
48
Figura 3.18. Diagrama esquemático del sistema completo.
Figura 3.19. Corriente y tensión generada por el inversor.
La figura 3.20 muestra el comportamiento de las tensiones en el bus de CD y en la red eléctrica. La tensión promedio en el bus de CD es de 215V, valor cercano al que se tenía cuando la conexión en cascada de los dos convertidores elevadores alimentaba a una carga resistiva en simulaciones anteriores. Por otra parte, la amplitud de las oscilaciones en el bus de CD es aproximadamente 20V más grandes que la establecida en el diseño. Esto, sin embargo, no resulta crítico, ya que en estado estable la tensión en
49
el bus de CD es siempre superior a la tensión instantánea de la red eléctrica, ver figura 3.20.
Figura 3.20. Variación de la tensión en el bus de CD.
Cabe recalcar que fue el esquema de control seleccionado para el inversor el principal responsable de que la capacitancia en el bus de CD pudiera reducirse hasta el valor de 15uF propuesto ya que, como se mostró en la figura 3.19, la corriente generada no sufre ningún tipo de deformación debido a las oscilaciones en el bus de CD y sigue perfectamente la forma de la señal de referencia. Para resaltar la importancia de este punto, es conveniente comparar con otro esquema de control para el inversor. En la figura 3.21 se muestra la misma topología propuesta hasta ahora, lo único que cambia es el control del inversor, usándose ahora uno con índice de modulación constante.
Figura 3.21. Control del inversor con SPWM e índice de modulación constante.
50
En la figura 3.22 se muestra la forma de onda de la corriente generada por el inversor y el comportamiento de la tensión en el bus de CD con el esquema de control de la figura 3.21 cuando el capacitor encargado de realizar el desacoplamiento de potencia tiene un valor de 15uF (valor utilizado en el control por banda de histéresis). Los resultados hablan por si solos: es evidente la presencia de una componente a 120Hz en la corriente de salida.
Figura 3.22. Corriente generada con una capacitor de 15uF en el bus de CD.
Para lograr mejores resultados con el esquema de la figura 3.21 es necesario reducir
las oscilaciones en el bus de CD de manera considerable. La figura 3.23 muestra nuevamente las formas de onda, usando ahora un capacitor de 100uF en el bus de CD.
Figura 3.21. Corriente generada con un capacitor de 100uF en el bus de CD.
51
En el apartado 2.2.2 se estableció que la tensión en el bus de CD se incrementará si la potencia proveniente del panel es superior a la que se quiere entregar a la red eléctrica, y viceversa. Para ejemplificar esto, en la figura 3.24, se provocaron las tres formas posibles de relacionar la potencia de entrada y la potencia de salida. Se partió del hecho de que la potencia disponible es de 125W, lo que indica que el inversor puede inyectar una corriente con una amplitud de 1.4A.
Comandar al inversor para generar una corriente sinusoidal con esta amplitud
ocasiona que la potencia de entrada sea igual a la de salida; por lo tanto, la tensión en el bus de CD se mantiene constante. Ahora bien, si se pide al inversor generar una onda de corriente con una amplitud inferior a los 1.4A, cuando se tienen disponibles los mismos 125W, se establece la condición en la que la potencia de entrada es superior a la de salida, y la tensión en el bus de CD se incrementa. Finalmente, si se exige al inversor una onda de corriente con una amplitud superior a los 1.4A, se da pie a la condición en que la potencia de salida es superior a la potencia de entrada, y la tensión en el bus de CD disminuye.
Figura 3.24. Relación entre la potencia fotovoltaica y la potencia transferida a la red.
El fenómeno mostrado en la figura 3.24 es de suma importancia, ya que es la base de la electrónica que ajustará la amplitud de la señal de referencia para el gobierno del inversor. Además, resulta importante tomar en cuenta que el mecanismo que se encargue de realizar esta tarea debe actuar con rapidez, ya que la tensión en el bus de CD se incrementa con rapidez, alcanzando valores considerables en pocos ciclos de línea, pudiendo sobrepasar las especificaciones del capacitor ubicado en el bus de CD.
Volviendo a las cuestiones relacionadas con el funcionamiento del sistema en estado estable, en la figura 3.25 se muestra la corriente que demanda el inversor a la conexión en cascada de convertidores elevadores; ésta tiene un valor promedio de 587 mA, equiparable al que se obtuvo en las simulaciones del apartado 3.5, tabla 3.4.
52
Figura 3.25. Corriente que demanda el inversor a los convertidores elevadores.
Por otra parte, también es importante verificar que la forma de la corriente que se
demanda al panel fotovoltaico permanezca constante. En la figura 3.26, ésta tiene un valor promedio de 7.26 A, que coincide con el de simulaciones anteriores, ver tabla 3.7. Esto se logró al proponer un mecanismo para el seguimiento del MPP que utiliza directamente las variables eléctricas asociadas con el panel (tensión y corriente), lo que también significa que las fluctuaciones de potencia no afectan el seguimiento del MPP y se tiene una operación más eficiente.
Figura 3.26. Corriente demandada a la fuente por los convertidores elevadores.
Procediendo como hasta ahora, se creó la tabla 3.8, que contiene los valores de la
corriente promedio que demanda el inversor (Ibus_CD), la tensión promedio en el bus de CD (Vbus_CD), y la corriente demandada al panel fotovoltaico (Ipv) para diferentes
53
valores de amplitud de la corriente de referencia (Isense) y de la potencia fotovoltaica disponible (Pref).
Tabla 3.8. Simulaciones del sistema completo para diferentes niveles de potencia. Pref [W] Isens[A] Ipv[A] Ibus_CD [A] Vbus_CD [V] Vbus_max [V]
125 1.4 7.26 0.587 215 265 110 1.22 6.38 0.507 217 253 100 1.11 5.8 0.472 211 248 90 1 5.22 0.405 222 245 80 0.89 4.64 0.392 203 233 70 0.77 4.06 0.326 213 230 60 0.66 3.48 0.283 210 226 50 0.55 2.9 0.244 202 215
Para nomenclatura ver fig. 3.18.
Comparando las tablas 3.4 y 3.8 se pueden apreciar ligeras diferencias en los parámetros que ambas contienen, sobre todo en la corriente promedio que demanda el inversor y la tensión en el bus de CD; sin embargo, lo que vale rescatar aquí es el hecho de que el sistema propuesto tiene la capacidad de inyectar corriente a la red eléctrica para un amplio margen de potencia disponible en el panel fotovoltaico, y con un capacitor de desacoplamiento de potencia relativamente pequeño.
En conclusión, dado que los resultados de las simulaciones son satisfactorios, es posible dar luz verde a la construcción del prototipo. 3.6.2. Esfuerzos en los componentes del módulo de CA.
Este apartado contiene información relacionada con los esfuerzos de corriente y tensión a los que se encuentran sometidos los elementos que conforman el sistema fotovoltaico. Evidentemente, los datos que aquí se presentan tienen la intención de ayudar a realizar una mejor elección de los dispositivos para el prototipo, de manera que se logre incrementar la vida útil del módulo de CA.
La tabla 3.9 contiene los esfuerzos máximos de tensión y corriente esperados en el primer convertidor elevador, y la tabla 3.10 corresponde al segundo convertidor. Cabe recalcar la importancia de la corriente eficaz que fluye en el capacitor, ya que este valor permite predecir la vida útil de capacitores electrolíticos, según el procedimiento que se describe en el apartado 5.3.
Tabla 3.9. Esfuerzos sobre los componentes del primer convertidor elevador. %D_max I_max I_Q1 VQ1_max I_D1 VD1_max IC1_rms VC1_max
0.73 7.5A 5.2A 68V 2.1A 68V 3.3A 68V Para nomenclatura ver fig. 3.1.
Tabla 3.10. Esfuerzos sobre los componentes del segundo convertidor elevador. %D_max I_max I_Q2 VQ2_max I_D2 VD2_max IC2_rms VC2_max
0.73 2.5A 1.5A 265V 0.6A 265V 1.11A 265V Para nomenclatura ver fig. 3.1.
54
Para reportar los esfuerzos en el inversor resulta más conveniente mostrar el
comportamiento de la tensión y corriente en cada uno de los interruptores. Esto se muestra en las figuras 3.27 y 3.28 respectivamente. En la figura 3.27 se observa que los interruptores deben tener una capacidad de bloqueo superior a los 265V. Otro aspecto que resulta interesante comentar es que la frecuencia de conmutación en la rama de la derecha es muy superior a la de la izquierda, lo cual seguramente se traducirá en un mayor calentamiento de los interruptores en ella. Por su parte, de la figura 3.28 se establece que los interruptores deben tener una capacidad de conducción superior a los 1.5A; en esta figura también se aprecia que la frecuencia de conmutación en la rama derecha del inversor es mayor.
Figura 3.27. Tensión de bloqueo en los interruptores.
Figura 3.28 Corriente en los interruptores bajo una modulación de tres niveles.
Desde el punto de vista de la confiabilidad del inversor resulta interesante notar la
modulación de tres niveles no sólo contribuye en la reducción de la frecuencia de
55
conmutación, lo que reduce las pérdidas; sino que también existen mejoras en la forma en la que se da la conducción de corriente en los interruptores que conforman el inversor. Para intentar aclarar esto, en las figura 3.29 se muestra la trayectoria de la corriente en los interruptores del inversor cuando se genera el semiciclo positivo de la corriente que se inyecta a la red para la modulación de dos y tres niveles. Además, en la figura 3.30 se muestran las formas de onda de las corrientes en los cuatro interruptores del inversor puente completo cuando se recurre a una modulación de dos niveles.
Figura 3.29. Trayectoria de la corriente en los interruptores del inversor.
Figura 3.30. Corriente en los interruptores bajo una modulación de dos niveles.
56
Recurriendo a las figuras 3.28, 3.29 y 3.30 se pueden hacer las siguientes observaciones:
• En la modulación de tres niveles sólo se necesitan los diodos en antiparalelo de los
interruptores de la rama derecha, mientras que en la modulación de dos niveles se requiere de todos los diodos;
• En la modulación de tres niveles la frecuencia de conmutación de los interruptores de la rama izquierda es sumamente baja; además cada uno de los interruptores de esta rama pasa medio ciclo de línea sin conducir. Si a estas características agregamos la ya mencionada reducción en la frecuencia de
conmutación; no hay razones para no pensar que optar por una modulación de tres niveles también ofrece ventajas desde la óptica de la confiabilidad del inversor.
3.7. Referencias
[1] Muhammad H. Rashid. “Power electronics Handbook. Academic Press”. 2001
[2] Yi Huang, Fang Z. Peng, “Survey of the Power Conditioning System for PV Power Generation”, IEEE Power Electronics Specialists Conference, 18 June 2006.
[3] G.H. Bode, D.G. Holmes, “Implementation of Three Level Hysteresis Current Control for a Single Phase Voltage Source Inverter”, IEEE 2000.
[4] G.H. Bode, D.G. Holmes, “Load Independent Hysteresis Current Control of a Three Level Single Phase Inverter with Constant Switching Frequency”, IEEE 2001.
[5] Carlos Aguilar Castillo, “Notas sobre sistemas de alimentación conmutados”, Cenidet 2007.
[6] Robert W. Erickson, “Fundamentals of Power Electronics”, Springuer 2001.
[7] Simon S. Ang, “Power Switching Converters”, CRC Press 2005.
[8] Youngseok Jung, Junghun So, “Improved Perturbation And Observation Method (Ip80) Of Mppt Control For Photovoltaic Power Systems”, IEEE 2005.
[9] Cristinel Dorofte, Uffe Borup “A Combined Two-Method Mppt Control Scheme For Grid-Connected Photovoltaic Systems” EPE 2005.
57
CAPÍTULO 4 IMPLEMENTACIÓN Y
PRUEBAS
En este capítulo se describen los aspectos relacionados con la implementación del prototipo y las pruebas realizadas para validar su funcionamiento. Con la finalidad de minimizar problemas inherentes a la construcción se recurrió a las siguientes fuentes [1, 2, 3]. En el anexo A se encuentra el diseño de todos los PCB presentados en este apartado. 4.1. Factores limitantes en la implementación
En el apartado 3.6.2 se reportaron los esfuerzos máximos que se esperan en los dispositivos que conforman el módulo de CA. A su vez, en el apartado 2.7.2 se mencionó que reducir la altura del módulo de CA tiene resultados positivos en la reducción de la temperatura, parámetro de principal importancia en la vida útil de sistemas electrónicos. La altura del módulo de CA queda limitada por el marco de aluminio del panel fotovoltaico. En este trabajo se utilizó un panel cuyo marco tiene una altura de 4cm.
Sin embargo, no hay que olvidar que uno de los objetivos de este trabajo de investigación es localizar y poner en práctica ideas, que en conjunto, consigan alargar la vida útil de la etapa de potencia. Una vez comentado lo anterior, se infiere que los elementos que tienden a dificultar la construcción de un convertidor de bajo perfil son: los disipadores de calor, los elementos magnéticos y los capacitores. 4.1.1. Disipadores de calor
Los avances logrados en el área de los elementos semiconductores facilitan el proceso de selección, aunque el problema no radica tanto en los elementos semiconductores, sino en los disipadores de calor que se necesitan, ya que muchos de estos presentan una altura y diseño que pueden dificultar la meta que se persigue. Para ilustrar la diversidad de opciones, en la figura 4.1 se muestran cuatro disipadores diferentes, todos ellos adecuados para empaques TO220.
58
Figura 4.1. Disipadores de calor de bajo perfil.
Además, la potencia disipada por los interruptores no es la única fuente de
calentamiento en el módulo de CA. Como no existirá un flujo directo de aire que contribuya al enfriamiento, hay que seleccionar un disipador que tome en cuenta este comportamiento.
A nivel de prototipo de laboratorio, la selección óptima de los disipadores no resulta
excesivamente complicada, ya que primero hay que enfocar los esfuerzos en conseguir que el prototipo funcione. Posteriormente podrán hacerse modificaciones que mejoren los aspectos relacionados tanto con el desempeño, como con la construcción de la electrónica. 4.2. Controladores digitales de señales
En aplicaciones que demandan la ejecución de múltiples tareas y un alto grado de integración, resulta imprescindible el recurrir a dispositivos electrónicos que proporcionen al sistema cierto nivel de inteligencia. Para este trabajo se seleccionó el Dspic30F1010 de Microchip [4, 5, 6], un circuito integrado que mezcla características de los microcontroladores con los procesadores digitales de señales. El Dspic30F1010 pertenece a una familia de dispositivos planeada específicamente para aplicaciones de electrónica de potencia, ya que cuentan con convertidores AD de alta velocidad y generadores PWM avanzados. Los programas escritos para este dispositivo se encuentran en el apéndice B incluido en el disco. 4.3. Selección de componentes para los convertidores elevadores 4.3.1. Inductores
Inicialmente, los inductores para ambos convertidores elevadores se diseñaron con el método de la constante geométrica, pero resultaron muy voluminosos, sobre todo el del primer convertidor. Por esta razón, se invirtió tiempo en la búsqueda de otro tipo de elementos magnéticos que ofrecieran diseños menos voluminosos sin entrar en cuestiones demasiado complicadas o poco prácticas para la infraestructura con la que se cuenta, como es el caso del diseño de elementos magnéticos planos [7].
Como resultado de la búsqueda se decidió recurrir a estructuras de tipo toroidal. De este modo, el inductor seleccionado para el primer convertidor elevador es el 6721, mientras que para el segundo se escogió el 6723, ambos de J.W. Miller. Ambos toroides tienen una altura máxima de 2 cm y un diámetro de 5.3 cm.
59
4.3.2. Capacitores
Para el primer convertidor elevador se utilizó un capacitor de polipropileno metalizado de la serie PHC de Illinois Capacitors. Los capacitores de este tipo prometen más de 100,000 horas de operación a temperaturas relativamente altas (más de 70ºC).
Recordando que el capacitor del segundo convertidor elevador es señalado con frecuencia como el máximo responsable de la limitada vida útil de los módulos de CA, se plantean las siguientes dos alternativas:
• La primera se basa en el hecho de que, gracias al esquema de control
seleccionado para el inversor, es posible permitir grandes oscilaciones de tensión en el bus de CD; esto permite recurrir a un valor de capacitancia tal, que no se requiere de capacitores de tipo electrolítico. La primera opción entonces consiste de dos capacitores de polipropileno metalizado de la serie PCH de Illinois Capacitors, ambos de 10uF @ 400V; estos tienen un diámetro de 2.5cm.
• La segunda alternativa consiste en colocar un capacitor de tipo electrolítico
basándose en el hecho de que su uso puede no resultar tan grave como se encontró en la literatura revisada, ver apartado 5.3. La segunda alternativa consiste en un capacitor electrolítico de Cornell Dubilier de 22uF @ 400V, con un diámetro de 1.6cm.
La primera opción, al prescindir del capacitor electrolítico promete una mayor
confiabilidad, sin embargo, es más costosa y demanda más espacio. En la segunda propuesta sólo persiste la interrogante de la durabilidad, ya que, en cuestiones de costo y espacio, resulta mucho mejor. 4.3.3. Elementos semiconductores
Los convertidores elevadores trabajan con ciclos de trabajo elevados, lo que implica que los interruptores conducen la mayor parte del tiempo; por esta razón conviene tener resistencias de encendido reducidas, lo cual minimizará las perdidas por conducción. Para el primer convertidor se seleccionó un IRF3710; y para el segundo se optó por un SPP21N50C3.
El diodo seleccionado para ambos convertidores elevadores es el 15ETX06; la razón
principal fue su reducido tiempo de recuperación inversa, que ayudará a disminuir las pérdidas por conmutación. 4.3.4. Drivers de compuerta
Una de las ventajas del convertidor elevador radica en que el driver necesario para manipular el interruptor es sumamente sencillo, ya que la referencia de la señal de compuerta es la misma que la del circuito de control. Existen numerosos drivers que se adaptan a nuestra aplicación y, por cuestión de disponibilidad, se utilizó el MIC442X.
60
El encapsulado de este dispositivo y sus requerimientos de conexión se muestran en la figura 4.2.
Figura 4.2. Driver MIC4222.
4.4. Monitoreo del panel fotovoltaico
El algoritmo para el seguimiento del punto de máxima potencia se basa en los valores de la corriente y tensión instantáneas que entrega la celda. Para monitorear la corriente que se extrae al panel fotovoltaico se utilizó un sensor de efecto Hall matrícula ACS712-20B; éste es de tamaño reducido y requiere pocos componentes externos para su funcionamiento. Como el rizo en la corriente del inductor no es relevante se encontró viable su utilización en esta parte de la aplicación, aunque su ancho de banda máximo es de 80Khz. La figura 4.3 muestra los componentes y conexiones que requiere el sensor, así como la característica de transferencia.
Figura 4.3. Sensor de efecto hall ACS712-20B.
Dentro del Dspic30F1010 es necesario aplicar la expresión 4.1 para obtener
nuevamente la información correspondiente a la corriente extraída al panel.
[ ] [ ] 2510 −= VVAI outP (4.1)
Para sensar el nivel de tensión en las terminales del panel fotovoltaico basta con utilizar un divisor de tensión, ya que la impedancia de entrada de los canales analógicos del DSpic es suficientemente elevada. La figura 4.4 consiste en el diagrama
61
esquemático que muestra la forma en la que se conectan los elementos sensores al primer convertidor elevador.
Figura 4.4. Sensores y elemento de control para los convertidores elevadores.
La figura 4.5 muestra la tarjeta de circuito impreso que contiene la electrónica encargada del sensado de la corriente y la tensión en las terminales del panel fotovoltaico.
Figura 4.5. PCB de los sensores que monitorean el panel fotovoltaico. 4.5. Construcción de los convertidores elevadores
La figura 4.6 muestra el aspecto final de los convertidores elevadores. Se puede
apreciar la existencia de dos headers horizontales en el primer convertidor elevador. En uno de ellos se conecta la tarjeta que contiene la electrónica encargada del sensado de la corriente y la tensión del panel, mientras que en el otro se conecta la tarjeta responsable de realizar las labores de control. En el segundo convertidor elevador aparecen los mismos headers mencionados anteriormente, sin embargo, en estos no se conecta ninguna tarjeta.
62
Figura 4.6. Convertidores elevadores en cascada.
4.6. Pruebas a los convertidores elevadores 4.6.1. Eficiencia
Para evaluar la eficiencia a plena carga de los convertidores (i.e.: bajo las condiciones de corriente y tensión que corresponden al máximo MPP, 7.35A, 17V y 125W respectivamente) se desarrolló un programa en el Dspic para generar una señal de control a una frecuencia de 100kHz y un ciclo de trabajo del 72.5%. Una vez definido el ciclo de trabajo es posible establecer el valor de la resistencia de carga, ésta debe ser de aproximadamente 405 Ω. Para reducir errores, las mediciones de potencia de entrada y salida se realizaron con el mismo equipo. Los valores de potencia de entrada y salida registrados fueron de 125W y 112.2W respectivamente, lo que da una eficiencia de 89.8%. 4.6.2. Características del panel fotovoltaico
La razón principal para estas pruebas de caracterización es observar cómo se comporta la tensión en las terminales del panel fotovoltaico. No hay que olvidar que, en las simulaciones, la tensión en las terminales del panel se fijó siempre en 17 V porque en su ficha técnica el fabricante sólo proporciona la tensión en el máximo MPP (17.3 V).
Para esto se escribió un nuevo programa para el DSpic, que permite variar el ciclo de trabajo de la señal de control mediante un potenciómetro conectado a uno de los canales del convertidor analógico-digital; la frecuencia de operación de la señal de control es de 100kHz. La idea consiste en crear una resistencia variable, cuyo valor dependa del ciclo de trabajo que se aplica al convertidor elevador. Ver expresión 4.2.
( ) OUTIN RDR 21−= (4.2)
La prueba se corrió en un par de ocasiones. La figura 4.7 muestra los resultados del día en que se extrajo la máxima cantidad de potencia a la celda, y que coincide con la menor tensión registrada en el MPP: aproximadamente 14V.
63
2 4 6 8 10 12 14 16 18 2010
20
30
40
50
60
70
80
90
Tension en terminales del panel [W]
Pot
enci
a fo
tovo
ltaic
a [V
]MPP en (82.4W,13.3V)
18-06-2008 de 12:00 p.m. a 12:25 p.m.
Figura 4.7. Curva típica de un panel fotovoltaico.
4.6.3. Elevación de tensión
El nivel de tensión mínimo en las terminales del panel fotovoltaico trae nuevas interrogantes. Es necesario averiguar si, en la práctica, la conexión en cascada de los convertidores elevadores tiene la capacidad de llevar la tensión en las terminales del panel a niveles alrededor de los 220V, que fue el valor más elevado de tensión promedio registrado durante las simulaciones para poder inyectar corriente a la red eléctrica, ver columna Vbus_CD en la tabla 3.8.
Para esta prueba se aplicó entonces una tensión de entrada de 14V, y el nivel de
potencia se estableció en 80W, tal como marca la figura 4.7. La figura 4.8 muestra el comportamiento de la ganancia de los convertidores elevadores conforme se incrementa el ciclo de trabajo.
20 30 40 50 60 70 80 900
2
4
6
8
10
12
14
16
18
Ciclo de Trabajo
Gan
anci
a
Zona de operacion
Figura 4.8. Comportamiento experimental de la ganancia de la conexión en cascada.
64
La gráfica 4.8 indica que la conexión en cascada tiene la capacidad de elevar la tensión a los niveles deseados siempre que la tensión de entrada sea superior a 13.75 V, que es cuando se recurriría al valor de ganancia máximo posible, alrededor de 16. Aunque la conexión en cascada tiene la capacidad de realizar la tarea encomendada, hay que resaltar el hecho de que se estaría trabajando cerca de la zona en donde pierde su capacidad de elevación. 4.6.4. MPPT y Feedforward
En el apartado 3.4.3 se comentó el método seleccionado para realizar el MPPT. Debido a las condiciones climáticas existentes durante el periodo de pruebas y a que el funcionamiento del algoritmo (perturbar y observar) ya se probó en trabajos anteriores dentro de la institución, se decidió obviar esta parte del desarrollo, aunque la primera versión del programa ya está lista. El diagrama de flujo en que se basa el programa escrito para el Dspic se muestra en la figura 4.9.
Figura 4.9. Diagrama de flujo del MPPT implementado.
Para seguir una metodología similar a la presentada en el capítulo 3, fue necesario desarrollar un control de tipo feedforward [9, 10]. Este permite regular la potencia que se transfiera al inversor en pruebas posteriores. La figura 4.10 muestra las versiones analógicas de las dos opciones contempladas. La idea, desde luego, es trabajar con la versión digital, programada en el Dspic, de alguna de las dos.
65
Figura 4.10. Opciones para el control tipo feedforward.
La contraparte digital de la opción uno, sólo requiere de ligeras modificaciones al
algoritmo seleccionado para realizar el MPPT, ver figura 4.9. La contraparte digital de la opción dos, que es una versión basada en banda de histéresis, es prácticamente idéntica a una parte que ya se había programado para el inversor (ver apartado 4.8.5).
Al final, se decidió por la opción uno, debido a la similitud en el principio de
operación, con el mecanismo encargado de seguir el MPP. El diagrama de flujo se muestra en la figura 4.11. El principio de operación es muy sencillo: el ciclo de trabajo se incrementa o se reduce dependiendo de la diferencia existente entre la corriente de referencia y la corriente sensada. Es conveniente mencionar que en el proceso de adquisición fue necesario incluir una subrutina para promediar las lecturas provenientes del convertidor analógico-digital. También fue necesario incluir condiciones límite para el ciclo de trabajo.
Figura 4.11. Diagrama de flujo del control tipo feedforward implementado.
Las pruebas consistieron en valorar la capacidad del feedforwad para mantener la demanda de corriente constante para 7.3A, 6A y 4A ante variaciones de la tensión de entrada (17V) de 3V y variaciones de la resistencia de carga. Los resultados fueron ±
66
satisfactorios; la demanda de corriente promedio se mantuvo prácticamente constante en los tres casos, ver figura 4.12.
14 15 16 17 18 19 203
3.5
4
4.5
5
5.5
6
6.5
7
7.5
8
Tension de entrada [V]
Cor
rient
e de
ent
rada
[A]
7.3A
6A
4A
Figura 4.12. Demanda de corriente ante variaciones de la tensión de entrada. 4.7. Selección de componentes para el inversor 4.7.1. Inductor de salida
Para el inductor ubicado a la salida del inversor también se recurrió a un toroide de la serie 6700 de J.W. Miller; el modelo es el 6724, el que tiene las mismas dimensiones que los inductores seleccionados para los convertidores elevadores. 4.7.2. Elementos semiconductores
Con la finalidad de lograr un mayor grado de integración, inicialmente se planeó utilizar módulos de potencia inteligentes, como el FSBS10CH60 de Fairchild, ver figura 4.13. Estos módulos ofrecen, dentro del mismo encapsulado, los interruptores con sus respectivos drivers de compuerta lo que, además de facilitar la implementación del inversor, incrementaría su confiabilidad [12]. Se abandonó esta idea debido a que el esquema de control seleccionado alcanza frecuencias de conmutación de hasta 35kHz, y estos módulos están limitados a frecuencias de operación máximas de 20kHz. Esto ocasionó que el inversor puente completo se implementara con elementos discretos; el interruptor seleccionado fue el SPP21N50C3.
67
Figura 4.13. Módulos de potencia inteligentes: FSBS10CH60.
4.7.3. Drivers de compuerta
Para aplicar las señales de mando a las compuertas de los cuatro interruptores del inversor se utilizaron dos integrados matrícula IR2110. El principio de operación de este circuito ofrece la ventaja de que permite crear el driver para los interruptores superiores con relativamente pocos componentes. El único detalle a cuidar esta en la elección del capacitor de bootstrap. Ante la naturaleza variable de la frecuencia de operación del inversor es necesario garantizar la correcta operación del IR2110; para esto hay que asegurar que este capacitor suministre la carga apropiada para cualquier frecuencia de conmutación. La expresión 4.2 muestra la forma en la que se calcula:
(4.2)
Para calcular el capacitor mínimo es necesario aplicar en esta expresión el valor de la frecuencia de conmutación mínima, la que se puede obtener de la figura 3.4. Una vez hecho esto, se tiene que el valor de capacitancia mínimo (comercial) es de 33uF. El fabricante sugiere, de ser posible, evitar el uso de capacitores electrolíticos debido al gran porcentaje de variación que los caracteriza; por lo tanto, se empleó un capacitor de tantalio de 33uF a 25V. 4.8. Electrónica de control para del inversor
La cantidad de tareas que debe realizar la electrónica asociada con el control del inversor es numerosa. Para mantener un orden en la fase de desarrollo, las tareas se dividieron en diferentes bloques funcionales, estos se muestran en la figura 4.14.
68
Figura 4.14. Diagrama de bloques de la electrónica que gobierna el inversor.
Es necesario comentar que, por limitaciones de tiempo, no fue posible implementar la totalidad los bloques mostrados en la figura 4.14. Sin embargo, en el apartado 5.5.2, se presenta una explicación clara de las funciones que deben realizar los bloques faltantes.
La electrónica que si se alcanzó a implementar, se muestra en la figura 4.15 a nivel de diagrama de bloques y es suficiente para generar una forma de onda de corriente con las características deseadas, y aplicarla a una carga resistiva.
Figura 4.15. Diagrama de bloques reducido de la electrónica que gobierna el inversor.
69
A continuación se describe la función que desempeña cada uno de los bloques de la figura 4.15, así como la forma en que interactúan para generar la forma de onda de corriente. 4.8.1. Amplificador diferencial
La función de este bloque es obtener una señal con la forma y la frecuencia de la onda de tensión en la red pero con una amplitud pico de 1.4V. Para conseguir esto se propuso utilizar un divisor de tensión, compuesto por tres resistores, en paralelo con la red eléctrica y en combinación con un amplificador diferencial, ver figura 4.16. Este arreglo permite obtener una réplica del voltaje presente en la línea de un modo muy sencillo.
Figura 4.16. Amplificador diferencial.
La expresión que rige el comportamiento de la red de la figura 4.16 es la siguiente:
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛+
+⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛+
+=TH
TH
TH
TH
RRRV
RRRVVout
21
4 (4.3)
Donde
( )
3212180
31//2
RRRRV
RRRR
TH
TH
++=
+=
Si R = 10kΩ , R1 = R3 = 1MΩ y R2 = 75kΩ , tendremos como voltaje de salida de este circuito una sinusoide con una amplitud de 1.42V. Este valor corresponde a la amplitud máxima de la sinusoide que, en teoría, puede generar el sistema fotovoltaico. En la figura 4.19 se muestra la tarjeta que alberga la electrónica descrita en este apartado.
70
4.8.2. Amplitud de la señal de referencia y potenciómetro digital
Para actuar sobre la señal proveniente del amplificador diferencial y obtener la señal de referencia, se seleccionó un potenciómetro digital con interfaz SPI [13]. La figura 4.17 muestra el diagrama de bloques y el diagrama de flujo del programa principal, el cual, de acuerdo con las variaciones de tensión en uno de los canales analógicos del Dspic, determina la posición del tap del potenciómetro digital para establecer así la amplitud de la señal de referencia.
Figura 4.17. Electrónica encargada de definir la amplitud de la señal de referencia. 4.8.3. Sensor de corriente
Como sensor de corriente se pensó en utilizar un ACS712 como el descrito en el apartado 4.4, pero con una capacidad de detección de 5A. Sin embargo, el ancho de banda, el tiempo de respuesta y la poca resolución que dicho sensor ofrece no son suficientes para esta parte de la aplicación. Una nueva búsqueda llevó a seleccionar un LAH 25-NP de LEM, ver figura 4.18. Este sensor, también de efecto Hall, presenta características muy superiores al AD712-5B, aunque necesita una etapa de acondicionamiento más complicada.
Figura 4.18. Sensor de corriente LAH 25-NP.
71
Dado que la corriente a sensar tiene un valor máximo de 1.4A, conviene configurar
el dispositivo con una relación de vueltas de 3:1000; de este modo, el sensor es capaz de sensar corrientes de hasta 8A. En la tabla 4.1 se muestran las conexiones recomendadas para las terminales 1 a 6 para esta relación de transformación.
Tabla 4.1. Relaciones de transformación para el LAH-25NP/SP7.
El siguiente paso es seleccionar el valor de la resistencia de medición Rm. Para la relación de vueltas seleccionada los 1.4A se convertirán en 4.2mA a la salida del sensor. Al aplicar ley de ohm se tiene:
ohmsRmVRmmA 33.3334.1)2.4( =⇒=
El problema está en que el fabricante establece un intervalo de valores para la resistencia de medición entre 0 Ω y 280 Ω. Para solucionar esto hay que proponer una tensión inferior a los 1.4V. Si la tensión se reduce a 700mV, Rm debe ser de 166.66Ω. Sin embargo, esto provoca que no se pueda hacer la diferencia de manera directa con la señal de referencia, ya que ésta es dos veces mayor. Se agregó entonces un amplificador con ganancia 2 a la señal proveniente de Rm, ver figura 4.19. De este modo se consigue que la señal I_medida sea compatible con la señal de referencia.
Figura 4.19. Electrónica para el acondicionamiento de señal del LAH 25-NP.
72
4.8.4. Protecciones
La tarea de monitorear los parámetros de la red eléctrica, que tienen relación con las protecciones y la detección de la condición de islanding, también la realiza el Dspic. Para esto, se agregó un desplazamiento de 2.5V a la señal proveniente del amplificador diferencial, ver figura 4.14, ya que el convertidor analógico digital sólo trabaja con niveles de tensión positivos. La señal desplazada se utiliza en todos los algoritmos del sistema de protecciones descritos más adelante.
Las tareas relacionadas con protecciones del sistema fotovoltaico que llevará a cabo el Dspic son:
• iniciar la operación del inversor en el cruce por cero de la línea,
• detectar la condición de islanding,
• la detección de anormalidades en la tensión de la red, y
• la detección de anormalidades en la frecuencia de la red. Por limitaciones de tiempo no se trabajó en esta última tarea.
Iniciar la operación del inversor en el cruce por cero de la línea
Para evitar transitorios severos resulta conveniente iniciar la operación del inversor en el instante en que la de tensión de la red eléctrica cruce por cero. El Dspic cuenta con 4 comparadores analógicos. Uno ellos se dedicó a generar una señal de control interna al Dspic que indica cuándo se dan los cruces por cero de la señal que se encuentra en fase con la onda de tensión de la red. Una vez que se cuenta con esta señal de sincronía resulta sumamente sencillo iniciar la operación del inversor en cualquier cruce por cero. Para esto se creó el algoritmo mostrado en la figura 4.20. Al término de su ejecución, el algoritmo habilita los drivers de los transistores del inversor.
Figura 4.20. Inicio de la operación del módulo de ca.
73
Condición de islanding
Detectar la condición de islanding es sencillo debido al esquema de control propuesto. Esta condición la detecta el algoritmo de la figura 4.21 cuando en el convertidor analógico digital del Dspic se repiten consecutivamente (50 veces) las lecturas del nivel de tensión establecido como cero (2.5 V). Al darse la condición de islandig todos los drivers del módulo de CA se deshabilitan.
Figura 4.21. Detección de la condición de islanding. Detección de anormalidades en la tensión de la red
Para detectar niveles anormales en la tensión de la red eléctrica se propone tomar muestras después de 4.16ms de darse el cruce por cero del lóbulo positivo. Posteriormente se calcula un porcentaje de variación respecto a la tensión nominal (127V) y, de acuerdo con la tabla 4.2, se toman las decisiones pertinentes [14].
Tabla 4.2. Respuesta a condiciones anormales de la tensión de la línea [14].
74
La figura 4.22 muestra el diagrama de flujo para obtener el porcentaje de variación en la tensión de la red eléctrica y tomar las decisiones correspondientes. Para validar el funcionamiento del algoritmo se utilizó un generador de funciones, ya que con éste resulta sencillo obtener los diferentes porcentajes de variación.
Figura 4.22. Detección de condiciones anormales de tensión en la red. 4.8.5. Control por banda de histéresis
Con la finalidad de perseguir un mayor nivel de integración en la electrónica que conforma el prototipo, en principio se propuso que la implementación del control por banda de histéresis se hiciera en su mayoría digital. La intención de la figura 4.23 es relacionar el diagrama de flujo del software que realiza la misma tarea, con la electrónica analógica necesaria para lograr la modulación de dos niveles. Mediante software se facilita el paso hacia una modulación de tres niveles.
75
Figura 4.23. Control por banda de histéresis analógico y digital.
Aunque los programas realizados (2 y 3 niveles) operan de manera adecuada, la idea
de realizar el control del inversor con el DSpic tuvo que abandonarse debido a que la velocidad de ejecución fue insuficiente. Con la implementación digital realizada sólo se tiene la posibilidad de lograr frecuencias de conmutación máximas de 8kHz. Esto provocó que se recurriera a elementos analógicos y compuertas lógicas. De esta manera se tiene la capacidad de lograr frecuencias de conmutación hasta de 200kHz. La figura 4.24 muestra las tarjetas desarrolladas para ambos esquemas de modulación.
Figura 4.24. Tarjetas desarrolladas para el control del inversor.
76
4.9. Construcción del inversor
Al igual que en los convertidores elevadores, en el inversor se colocaron headers horizontales en donde se inserta la electrónica relacionada con las tareas de control y sensado. Ver figura 4.25.
Figura 4.25. El inversor.
4.10. Pruebas realizadas con el inversor Corriente generada por el inversor
Los resultados mostrados a continuación se obtuvieron bajo las siguientes condiciones: la tensión de entrada es de 100V, el ancho de la banda de histéresis es de 0.4 y la resistencia de carga es de 50 Ω.
Desde el punto de vista de la corriente generada por el inversor resulta complicado diferenciar entre ambos tipos de modulación, ya que ambos generan un resultado, en función del tiempo, como el de la figura 4.26. Es decir, la forma de onda de la corriente que genera el inversor bajo ambos esquemas de modulación es una sinusoide de 1.4A de amplitud con una componente fundamental a de 60Hz.
Figura 4.26. Corriente generada por el inversor.
77
Una manera mejor de comparar los esquemas de modulación es mediante el contenido armónico que produce cada uno. La figura 4.27 muestra el contenido armónico de la corriente producida por el inversor cuando se utiliza el control por banda de histéresis con modulación de dos niveles. La figura 4.28 muestra un acercamiento a los armónicos de baja frecuencia. Comparando con lo solicitado en [14] , la modulación de dos niveles satisface los requerimientos.
Figura 4.27. Contenido armónico producido por la modulación de dos niveles.
Figura 4.28. Armónicos de orden superior en la modulación de dos niveles.
78
Figura 4.29. Contenido armónico producido por la modulación de tres niveles.
La figura 4.29 muestra el contenido armónico de la corriente producida por el inversor cuando se utiliza el control por banda de histéresis con la modulación de tres niveles. Al comparar las figuras 4.27 y 4.29 se aprecia con claridad que el contenido armónico es más reducido en la modulación de tres niveles, como se esperaba. Esto, desde luego, aunque ya se sabía, valida el funcionamiento de la electrónica propuesta para generar el tercer nivel. 4.11. Pruebas realizadas al sistema completo
En la figura 4.30 se muestra la conexión de los tres convertidores. Los resultados mostrados corresponden a la condición en la que se tienen disponibles 125W a la entrada del inversor. Debido a la eficiencia de la conexión en cascada de los convertidores elevadores fue necesario operar al sistema propuesto con una potencia de entrada de alrededor de 140W; bajo estas condiciones el inversor debe generar una corriente sinusoidal con un amplitud de aproximadamente 1.4A. El ancho de la banda de histéresis se mantuvo en 0.4 y la resistencia de carga se fijo en 127 Ω.
Figura 4.30. Convertidores elevadores en cascada mas el inversor.
79
Figura 4.31. Corriente generada por el sistema completo.
El sistema completo produce la forma de onda de la figura 4.31. El resultado es
muy similar al que se mostró en la figura 4.26; sin embargo, el rizo que se encuentra montado en la sinusoide de corriente tiene una frecuencia mayor. Esto, desde luego, se debe a que la frecuencia de conmutación se eleva cuando la tensión en el bus de CD también se incrementa. 4.9. Referencias [1] Henry W. Ott, “Noise Reduction Techniques in Electronic Systems”, 2nd
Edition, John Wiley & Sons.
[2] “Power supply design seminar”, Texas Instruments, 2005.
[3] “Hardware design techniques”, Analog Devices, 1999.
[4] “DsPIC30F Family Reference Manual”, Microchip, 2005.
[5] “DsPIC30F/33F Programmer’s Reference Manual”, Microchip, 2005.
[6] “DsPIC30F3010/3011 Data Sheet” Microchip, 2007.
[7] Lloyd Dixon, “Designing Planar Magnetics”, Texas Instruments.
[8] “Power Conversion & Line Filter Applications”, Micrometals, 2007.
[9] Maksimovic, D.; Arbetter, B. “Feedforward pulse-width modulator for boost DC-DC power converters”, IEEE Volume 31, Issue 7, 30 Mar 1995.
[10] Simon S. Ang, “Power Switching Converters”, CRC Press 2005.
[11] “Power line chokes Current-compensated ring core chokes”, Epcos 2008.
[12] “Using Integrated Modules to Improve Efficiency, Reliability and Size of Home Appliance Motor Drives”, Fairchild Semiconductors, 2005.
[13] “Single/Dual Digital Potentiometer with SPI Interface” Microchip, 2003.
[14] “IEEE Recommended Practice for Utility Interface of Photovoltaic (PV) Systems.” IEEE Std 929-2000.
80
CAPÍTULO 5 RESULTADOS
YCONCLUSIONES
En este capítulo se presentan las observaciones finales sobre el trabajo de
investigación. Se incluyen resultados y conclusiones interesantes, así como comentarios cuya intención es dejar abierta la puerta a actividades futuras. Esto con la finalidad de continuar el estudio de los módulos de CA dentro de la institución, ya que resultan sumamente prometedores para la evolución y crecimiento de los sistemas fotovoltaicos conectados a la red eléctrica. 5.1. Topologías sin transformador
Dentro de las actividades estuvo el estudio de topologías para módulos de CA. La finalidad era encontrar una topología que diera origen al prototipo. Sin embargo, esto no resultó nada fácil, ya que muchas de las topologías reportadas no cumplían con gran parte de los requerimientos establecidos al principio.
Por otra parte, en otras instituciones del país se está trabajando en la misma problemática, pero haciendo un mayor énfasis en las topologías que utilizan transformadores de alta frecuencia. Debido a esto, y con la finalidad de identificar otras dificultades detrás de los módulos de CA, se optó por explorar el potencial de las topologías sin transformador.
La necesidad de lograr niveles de tensión superiores a los 180V es una de las principales dificultades que enfrentan los módulos de CA. Debido a que la tensión que proveen la mayoría de los paneles fotovoltaicos comerciales es relativamente baja, la etapa de potencia se ve obligada a exhibir valores de ganancia elevados. Esto conlleva problemas relacionados con la eficiencia y la densidad de potencia del sistema.
El estudio de topologías realizado dio origen a cuatro propuestas (una con transformador) que bien podrían retomarse en trabajos futuros. Sin temor a equivocarme, de las cuatro topologías mencionadas, debido a su sencillez la primera resulta la mejor opción. Este es un aspecto que, a final de cuentas, se traduce en una
81
mayor eficiencia y densidad de potencia para el módulo de CA. Sin embargo y como ya se mencionó, el problema con esta topología radica en su limitada capacidad para elevar la tensión a niveles compatibles con el de la red eléctrica. La mayoría de los fabricantes ofrecen paneles fotovoltaicos con una tensión promedio en sus terminales de alrededor de 20V, y el convertidor elevador comienza a perder su capacidad de elevar tensión al operar con ciclos de trabajo del orden del 80%. Esto significa que, en el mejor de los casos, lograríamos elevar la tensión en las terminales del panel a 100V. Este nivel es insuficiente para inyectar corriente a la red eléctrica.
Así pues, un factor clave radica en la selección del panel fotovoltaico. Resulta altamente deseable que éste presente niveles de tensión arriba de los 50V. Los páneles con esta característica son poco comunes actualmente, probablemente debido a que en su fabricación se recurre al silicio amorfo. Este material reporta la menor eficiencia en la conversión de energía solar a eléctrica [1]. No obstante, algunas empresas los ofrecen y un ejemplo son las series MA100 de Mitsubishi, ver figura 5.1, y la HIT de SANYO, ver figura 5.2. El primero entrega una potencia máxima de 100W y presenta una tensión en terminales en el máximo MPP de 100V aproximadamente; el segundo entrega una potencia máxima de 205W y presentan una tensión en terminales en el máximo MPP de 55V.
Figura 5.1. Panel fotovoltaico de 100W con 108V en terminales.
Figura 5.2. Panel fotovoltaico de 205W con 56.7V en terminales.
82
Con paneles así, sólo se requeriría elevar la tensión en un factor máximo de 2.5 y 4.5 respectivamente. Bajo estas premisas, la primera propuesta presentada en el apartado 2.8 sería perfectamente viable. 5.2. Incremento de la vida útil
Una de las metas de este trabajo se enfoca en explorar métodos que permitieran incrementar la vida útil de la etapa de potencia. Al respecto, se encontraron algunos criterios que, de aplicarse, tendrían un impacto importante en la disminución de la temperatura del módulo de CA. La consecuencia de esto, desde luego, es un incremento en la vida útil de la electrónica propuesta. 5.2.1. Convertidor de bajo perfil
Uno de los aspectos que cobra mayor importancia en la reducción de la temperatura
interna del módulo de CA, radica en la construcción de un convertidor con una altura reducida. Esto no es una tarea sencilla ya que, en promedio, la altura del marco del panel se encuentra alrededor de los 3.5cm.
Es necesaria entonces una búsqueda exhaustiva de elementos pasivos, sobre todo
inductores, que se caractericen por poseer un bajo perfil. Los toroides que se seleccionaron en este trabajo cumplen en buena medida con esta exigencia, y lo que valdría la pena modificar es el tipo de material del núcleo, por otro que ofrezca mejores prestaciones a más altas frecuencias (ver apartado 5.4.1). Para trabajos futuros valdría la pena explorar las capacidades de los elementos magnéticos planos; actualmente existen varios fabricantes que se dedican a la construcción de este tipo de componentes (p.e. Payton planar magnetics).
El otro factor que complica la construcción de un convertidor de bajo perfil es la
forma en la que se evacua el calor generado por los elementos semiconductores. Como se comentó, el método “tradicional” compromete la altura del convertidor por el diseño de los disipadores en si. 5.2.2. Solución para el manejo de temperatura
Dentro de los objetivos de este trabajo se encontraba identificar los problemas existentes detrás del concepto de los módulos de CA, y obviamente encontrar posibles soluciones, por lo que encontré conveniente investigar un poco sobre aspectos relacionados con técnicas de montaje de elementos semiconductores. La intención está en recalcar que los requerimientos que demandan los módulos de CA exigen recurrir a conceptos de diseño y construcción más sofisticados.
En aplicaciones de electrónica de potencia donde se persigue reducir el tamaño del circuito impreso y lograr un bajo perfil, con frecuencia se recurre a la conexión en paralelo de interruptores en combinación con el concepto de bottom-side cooling [2]. A través de una región de transferencia térmica creada en el circuito impreso se conduce el calor generado por los interruptores hacia el disipador, que bien podría ser una placa de
83
aluminio o el gabinete que albergue la electrónica; esto, desde luego, resulta sumamente benéfico en la reducción de la temperatura del modulo de CA, ver figura 5.3.
Figura 5.3. Bottom side cooling.
En [3] se encuentra de manera bastante clara muchos de los conceptos detrás de este
tipo de construcción de circuitos impresos. 5.3. Confiabilidad de capacitores electrolíticos
El poder recurrir a valores más grandes de capacitancia en el bus de CD permite
proponer esquemas de control más sencillos y explorar otras tecnologías en materia de elementos semiconductores, tales como los módulos inteligentes reportados en el apartado 4.7.2. En la etapa de búsqueda de componentes realizada en este trabajo se encontró que los valores de capacitancia superiores a 33uF necesariamente llevan a la utilización de capacitores de tipo electrolítico.
Es cierto que, durante mucho tiempo, los capacitores electrolíticos han sido
considerados como un problema desde el punto de vista de la confiabilidad, sobre todo si deben operar en condiciones ambientales extremas. Por otro lado, también es cierto que los materiales y procesos de fabricación han mejorado de manera sustancial, tal y como ha sucedido en otras áreas de la electrónica. Una vez establecido lo anterior podemos decir que es injusto juzgar a los nuevos capacitores por el desempeño de sus predecesores. Así pues, con la finalidad de evaluar si es viable o no el empleo de capacitores electrolíticos en la presente aplicación, a continuación se presentan algunos datos relacionados con la vida útil de capacitores electrolíticos de la compañía Cornell Dubilier.
Supóngase que el capacitor en el bus de CD es de la serie 381LR (cuyas características se muestran en la figura 5.4), y que el valor de capacitancia es de 100uF a 400V.
84
Figura 5.4. Características del capacitor en el bus de CD.
Figura 5.5. Aplicación para el cálculo de vida útil de Cornell Dubilier.
Este fabricante cuenta con una aplicación en línea (applet) que permite estimar la
vida útil LOP de muchos de sus capacitores bajo diferentes condiciones de operación, ver figura 5.5. La forma en que se estima la vida útil se basa en la expresión 5.1 [4, 5, 6, 7, 8].
)()( 21 TfVfLL BOP Δ= (5.1)
donde R
A
VVVf 3.33.4)(1 −= y BThTMTf /
2 2)( −=Δ
La función , en donde es la tensión nominal y es el nivel de tensión
aplicado, considera el impacto producido por el esfuerzo de tensión al que se encuentra )(1 Vf RV AV
85
sometido el capacitor dentro de la aplicación. La función )(2 Tf Δ , en donde es el nivel de temperatura conocido como hot-spot y B es un parámetro que depende del diseño del capacitor, considera los efectos producidos por la temperatura ambiente y las perdidas de potencia internas al capacitor. Finalmente, es la vida esperada del capacitor a la temperatura TM .
hT
BL
Para predecir la vida útil, la aplicación mencionada se basa en la magnitud de la
corriente eficaz que circulará por el capacitor. En las simulaciones (ver Apartado 3.6.2) se obtuvo que el valor eficaz de la corriente en el capacitor es de =ACI 1.11A. Como los valores de ESR varían dependiendo de la frecuencia de operación y de la temperatura, es necesario conocer el espectro en frecuencia de la corriente. En la figura 5.6 se observa que el contenido armónico de la corriente en el capacitor resulta compleja. Sin embargo, podemos proponer las dos distribuciones siguientes:
a) Una componente cuya amplitud es de 368mA @120Hz, y el resto de la corriente
se agrupa como 1.06A @ 20kHz
b) Una componente cuya amplitud es de 368mA @120Hz, y el resto de la corriente se agrupa como 1.06A @ 2kHz
22
22
12 ... nCDRMSI IIII ++++= (5.2)
Figura 5.6. Contenido armónico de la corriente que circula por el capacitor.
Con base en la figura 2.9 se estableció un margen de temperatura ambiente al cual se
encontrará expuesto el capacitor, este va de 50 a 90ºC. El esfuerzo de tensión aplicado fue de 250V a 400V.
La tabla 5.1 muestra los resultados de correr la aplicación de la figura 5.5, con la primera distribución de corrientes, para diferentes combinaciones de temperatura y tensión aplicada al capacitor. De esta tabla se desprenden las figuras 5.7 y 5.8.
86
Tabla 5.1. Horas de operación para diferentes valores de temperatura ambiente y niveles de tensión en el bus de CD (20kHz).
Tensión en el bus de CD Temperatura Ambiente
[ºC] 250 V 300 V 350 V 400 V 50 507400 413900 320300 226800 55 372400 303900 235100 166400 60 272200 222000 171800 121700 65 198300 161800 125200 88600 70 144100 117500 91000 64400 75 104500 85200 65900 46700 80 75500 61600 47700 33800 85 54500 44500 34400 24400 90 39300 32000 24800 17600
50 55 60 65 70 75 80 85 900
1
2
3
4
5
6x 105
Temperatura [ºC]
Vid
a ut
il [h
oras
] 250V
300V
350V400V
Figura 5.7. Vida útil VS temperatura (corriente agrupada a 20kHz).
87
55 60 65 70 75 80 85 900
2
4
6
8
10
12
14x 104
Temperatura [ºC]
Vid
a ut
il [h
oras
]250V
300V
350V
400V44000 horas
Figura 5.8.Vida útil superior a 10 años para las condiciones de operación esperadas.
La tabla 5.2 muestra los resultados de correr la aplicación de la figura 5.5, con la segunda distribución de corrientes, para diferentes combinaciones de temperatura y tensión aplicada al capacitor. De esta tabla se desprenden las figuras 5.9 y 5.10.
Tabla 5.2. Horas de operación para diferentes valores de temperatura ambiente y niveles de tensión en el bus de CD (2kHz).
Tensión en el bus de CD Temperatura Ambiente
[ºC] 250 V 300 V 350 V 400 V 50 495400 404100 312800 221400 55 363300 296300 229400 162400 60 265400 216500 167600 118600 65 193300 157600 122000 86400 70 140300 114500 88600 62700 75 101600 82900 64200 45400 80 73500 59900 46400 32800 85 53000 43200 33500 23700 90 38200 31100 24100 17100
88
50 55 60 65 70 75 80 85 900
0.5
1
1.5
2
2.5
3
3.5
4
4.5
5x 105
Temperatura [ºC]
Vid
a ut
il [h
oras
]
250V 300V
350V
400V
Figura 5.9. Vida útil VS temperatura (corriente agrupada a 2kHz).
55 60 65 70 75 80 85 900
2
4
6
8
10
12
14x 104
Temperatura [ºC]
Vid
a ut
il [h
oras
]
250V
300V
350V
400V44000 horas
Figura 5.10. Vida útil superior a 10 años para las condiciones de operación esperadas
89
Con base en la figura 5.11 se obtiene una aproximación del número de horas que
operará el inversor durante el día. Se estima que la etapa de potencia debe garantizar alrededor de 44000 horas de operación (suponiendo 12 horas diarias), que equivalen a los 10 años que se plantearon en los objetivos.
Figura 5.11. Horas de operación de una celda típica.
El máximo nivel de tensión esperado en el bus de CD se encuentra alrededor de los
250V. De acuerdo con las figuras 5.8 y 5.10, a este nivel de tensión, la vida útil resulta superior a las 44000 horas a temperaturas por arriba de 85ºC
Si consideramos ahora, que los valores de temperatura superiores a los 70ºC son
poco comunes, ver figura 2.9, no hay razones para no pensar que la vida útil del capacitor dentro del inversor puede llegar a ser todavía mayor.
Con base en estos resultados se puede establecer que el recurrir a capacitores electrolíticos en este tipo de aplicaciones puede no resultar tan grave como se afirma en muchos de los artículos revisados. 5.4. Convertidores elevadores en cascada
La función principal de los convertidores CD/CD en cascada es la de seguir el MPP y elevar la tensión proveniente del panel fotovoltaico hasta niveles compatibles con los de la red eléctrica. Al respecto se concluye lo siguiente:
Pese al relativamente bajo nivel de tensión en las terminales del panel fotovoltaico con el que se trabajó, 17V en el máximo MPP, los convertidores CD/CD conectados en cascada consiguieron elevar de manera satisfactoria la tensión por arriba de los 200V. En las pruebas se encontró que el valor de ganancia máximo que son capaces de proveer los convertidores CD/CD está alrededor de 16, lo que nos indica que mientras el panel fotovoltaico presente niveles de tensión por arriba de aproximadamente 13.5V el sistema de generación podrá seguir inyectando corriente a la red eléctrica.
90
El algoritmo que se seleccionó para realizar el MPPT es el método de perturbar y observar, ya probado con éxito dentro de la institución. La aportación en este sentido se encaminó a elevar el grado de integración de la electrónica necesaria para realizar esta tarea. En este trabajo todas las operaciones requeridas por el algoritmo se realizan mediante software en un Dspic. Si bien es cierto que no se realizaron las pruebas prácticas necesarias para validar completamente el funcionamiento de este algoritmo hay que decir que a nivel de simulación, el programa creado se comporta de manera apropiada. Por otra parte se desarrolló un control de tipo feedforward que comparte muchos de los principios del algoritmo seleccionado para seguir el MPP; este control sí se probó a nivel práctico con buenos resultados, por lo que no hay razones para no pensar que el programa creado para realizar el MPPT también funcionará. Sugerencias para mejorar desempeño
La propuesta de dos convertidores elevadores en cascada para realizar el seguimiento del MPP tuvo un inconveniente importante, exhibió una baja eficiencia en comparación con otros trabajos reportados en la literatura. El haber recurrido a dos etapas de conversión de energía para poder realizar la transferencia de potencia del panel fotovoltaico hacia las terminales del inversor es una de las principales causas de la eficiencia reportada, casi 90% a plena carga. Otro aspecto que con seguridad mermó la eficiencia de los convertidores CD/CD fueron los componentes seleccionados para su construcción, ya que, muchos de estos se adquirieron antes de tener el diseño completo.
Para mejorar el aspecto de la eficiencia es conveniente recurrir a interruptores con una resistencia de encendido más reducida; y realizar una mejor selección de los elementos magnéticos involucrados, ya que, durante el proceso de implementación, se descubrió que el material del que esta hecho el núcleo de los inductores utilizados no fue el más adecuado para la aplicación.
Las especificaciones que ofrece J.W. Miller no presentan información sobre el material del que están hechos sus toroides. Esto crea incertidumbre, sobre todo desde el punto de vista de la frecuencia a la que pueden operar. Tras contactar al fabricante, se obtuvo que el material del que están hechos los toroides seleccionados para la aplicación es acero pulverizado, específicamente el material es el -26 de la compañía Micrometals [9]. Esta compañía recomienda ampliamente este material para aplicaciones abajo de los 50kHz. Hay que recordar que los convertidores elevadores operan a 100kHz; esto traerá como consecuencia mayores pérdidas en el núcleo, reduciendo de este modo la eficiencia del sistema.
Para futuras aplicaciones, si se encuentra conveniente el uso de toroides, resultará
mejor optar por el material -52, que presenta menores perdidas para frecuencias de operación más elevadas [9]. 5.5. El inversor
En lo que respecta al inversor, sobresale la electrónica propuesta para realizar el control por banda de histéresis con una modulación de tres niveles. Ésta presentó las siguientes ventajas sobre la modulación de dos niveles:
91
• Genera una onda de corriente de mayor calidad: menor contenido armónico.
• Reduce la frecuencia de conmutación máxima a la mitad reduciendo de este modo las pérdidas por conmutación, lo que incrementa la eficiencia y reduce el calentamiento de los interruptores.
• Provoca un mejor aprovechamiento de la etapa de potencia, lo que bien podría traducirse en un incremento en la confiabilidad del inversor.
Este diseño también permite mejorar el desempeño de otros trabajos desarrollados en
la institución. Sugerencias para mejorar desempeño Controlador digital
Con la finalidad de elevar el grado de integración de la electrónica para el control del inversor, en el futuro convendría trasladar el algoritmo para la modulación por banda de histéresis desarrollado para el Dspic a otra plataforma que ofrezca mejores prestaciones. Comento esto porque, hay que recordar que durante el desarrollo de este trabajo, el Dspic presentó limitantes en el tiempo de ejecución, lo que provocó que parte del sistema propuesto tuviera que implementarse con circuitos analógicos (Ver apartado 4.8.5). Otras compañías como Texas Instruments, dentro de su amplia gama de productos, cuenta con una familia de controladores (C2000) que siguen el mismo concepto que el Dspic propuesto para este trabajo, pero con características de desempeño superiores. El Inductor a la salida del inversor
No esta de más comentar que habría valido la pena probar con power line chokes como el mostrado en la figura 5.12. Este tipo de elementos ofrecen inductancias elevadas y una gran capacidad de conducción de corriente sin sacrificar el aspecto del tamaño [10].
Figura 5.12. Toroide VS power line chokes.
92
Sobrecalentamiento de los interruptores
Uno de los problemas que no se solucionó por completo fue el calentamiento excesivo de los interruptores que conforman el inversor, lo que provoca su destrucción al cabo de cierto tiempo de operación. Este fenómeno se acentúa conforme se va incrementando la tensión en el bus de CD. Las principales sospechas recaen sobre las consecuencias provocadas tanto por el incremento en la frecuencia de conmutación como por las pobres características de desempeño de los diodos en antiparalelo utilizados en el inversor, que son los diodos parásitos de los interruptores.
Para solucionar esto se proponen dos opciones: buscar interruptores cuyos diodos en
antiparalelo tengan mejores características que los seleccionados, o crear arreglos como el de la figura 5.13 para eliminar el efecto de los diodos parásitos y hacer que la corriente circule por diodos que ofrezcan mejor tiempo de recuperación inversa.
Figura 5.13. Conexión para eliminar el efecto del diodo parásito. 5.6. Trabajos futuros 5.6.1. Estudio de la vida útil
El aspecto de la confiabilidad de la electrónica propuesta no se llevó con la profundidad requerida; por lo que es imposible aseverar que la combinación de los resultados de este trabajo de investigación pueda conseguir la vida útil de 10 años fijada como meta. Aunque los resultados documentales relacionados con el incremento de la longevidad de los módulos de CA no carecen de atractivo; es conveniente proponer la realización de un estudio de confiabilidad que evalúe de un modo más formal el impacto que tienen los resultados documentales obtenidos. Para esto es necesario primero optimizar el diseño. 5.6.2. Convertidores Elevadores En lo referente a los convertidores CD/CD se proponen las siguientes actividades:
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• Realizar pruebas prácticas con el programa creado para el Dspic y que contiene el algoritmo para realizar el MPPT.
• Remplazar el material de ambos toroides por el que ofrece mejor desempeño a altas frecuencias.
5.6.3. El Inversor: Conexión a la red eléctrica Drivers de compuerta
El principio de operación de los drivers utilizados en la implementación presentada en el capítulo 4 es suficiente para controlar los interruptores del inversor y generar una onda de corriente con las características deseadas para aplicarla a una carga resistiva.
Sin embargo, para realizar la conexión del inversor a la red eléctrica habría que
evaluar las características y principio de operación del driver seleccionado, ya que es este el que permite manipular los interruptores mientras el inversor se encuentra conectado a la red eléctrica. Y los drivers, tal y como se propusieron en este trabajo, pueden presentar problemas al realizar la conexión con la red. Esto viene a colación debido a que los intentos realizados para conectar el inversor a la red dieron como resultado la repetida destrucción de los capacitores del circuito de bootstrap en los IR2110. La principal sospecha de este hecho cae sobre el tipo de capacitor utilizado. Por el valor de capacitancia necesario se seleccionaron capacitores de tantalio de 33uF @ 35 V, del tipo polarizado. Por lo que, en mi opinión, todo apunta a que pueden ser dos las causas que provocan la falla de este componente dentro del circuito: • Se sobrepasa la tensión nominal del capacitor • Hay instantes en que el capacitor se polariza incorrectamente Implementación inconclusa
En el apartado 4.8 se mencionó que no fue posible implementar todos los bloques de la figura 4.14, lo que dio origen al diagrama de la figura 4.15. En concreto, los bloques faltantes son los encargados de establecer la amplitud de la señal de referencia cuando el inversor se encuentra conectado a la red eléctrica. Esto se consigue actuando sobre el comportamiento de la tensión en el bus de CD, ver apartado 3.6.1. Para más detalles sobre lo que sucede en el bus de CD también se puede consultar el siguiente trabajo de tesis [11]. A continuación se presenta una idea de cómo podrían implementarse las tareas faltantes Eliminación de la componente de 120Hz. Como se mencionó en el apartado 3.6.1, la amplitud de la señal de referencia debe ajustarse de acuerdo al comportamiento de la tensión en el bus de CD. Esta tarea resulta bastante sencilla si se realiza con el Dspic. Para ello es necesario eliminar el rizo de baja frecuencia en el bus de CD y atenuar dicho nivel de tensión para que pueda leerse con uno de los canales analógicos del Dspic. Esto se puede lograr con un divisor de tensión y un filtro paso bajas (características aun por definir), ver figura 5.14.
94
Figura 5.14. Eliminación de la componente de 120Hz.
Amplitud de la señal de referencia
Para actuar sobre la señal proveniente del amplificador diferencial, ver figura 4.16, se seleccionó un potenciómetro digital con interfaz SPI; la señal que se obtiene de este potenciómetro es la referencia que necesita el control por banda de histéresis para generar la corriente deseada. La figura 5.15 muestra el diagrama de bloques y el diagrama de flujo del programa principal, el cual, de acuerdo con las variaciones de la tensión en el bus de CD determina la posición del tap del potenciómetro.
Figura 5.15. Electrónica encargada de definir la amplitud de la señal de referencia.
95
Si se comparan las figuras 4.17 y 5.15 se encuentra que estas resultan muy similares, la única diferencia radica en la tensión que lee el convertidor A/D del Dspic30F1010 para definir la amplitud que debe tener la señal de referencia que entra al control por banda de histéresis. 5.7. Referencias [1] Muhammad H. Rashid. “Power electronics Handbook. Academic Press”, 2001. [2] Christopher Hill , “Enhance MOSFET Cooling with Thermal Vias”, Power
Electronics Technology, February 2006. [3] “Thermal Management Solutions for Electronics”, Arlon Technology Enabling
Innovation. [4] James L. Stevens, “The Service Life of Large Aluminum Electrolytic Capacitors:
Effects of Construction and Application”, IEEE Transactions On Industry Applications, Vol. 38, No. 5, September/October 2002.
[5] S. Parler. “Reliability of CDE Aluminum Electrolytic Capacitors”. Application Note, Cornell-Dubilier Electronics.
[6] Electrolytic Capacitors Application Guide, Evox Rifa. [7] Life-Limiting Factors in Electrolytic Capacitors (and how to improve them),
Evox Rifa, 2001. [8] Leif Eliasson, Joseph Dalay, “Optimize Electrolytic Capacitor Selection” Power
Electronic Technology magazine, Febrero 2003. [9] “Power Conversion & Line Filter Applications”, Micrometals, 2007. [10] “Power line chokes Current-compensated ring core chokes”, Epcos 2008. [11] Eder González Toy, “Sistema fotovoltaico con mínimo almacenamiento de
energía en el enlace de CD”, Director de Tesis: Hugo Calleja Gjumlich, Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico, 2008.
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Capacitores Electrolíticos En Sistemas Fotovoltaicos Bajo El Concepto
De Módulos De CA
Juan Carlos Vega Rodríguez, Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico Resumen
Con frecuencia se señala al capacitor de tipo electrolítico como el principal responsable de la reducida vida útil de sistemas electrónicos, y con justa razón, ya que son de los elementos que cuentan con una de las tasas de fallo mas elevada en cuanto a componentes electrónicos se refiere. En este trabajo se muestra que a pesar de que los capacitores de tipo electrolítico son de los elementos más propensos a fallar, los avances tecnológicos utilizados en su fabricación han hecho que la durabilidad de estos elementos sea mucho mejor que la de sus predecesores, por lo que, no se debe subestimar su desempeño. Módulos de CA
El concepto de los módulos fotovoltaicos de CA, o simplemente módulos de CA, consiste en un solo panel fotovoltaico dotado de su propio convertidor CD-CA “montado en la parte trasera del panel” y con capacidad de interactuar con la red eléctrica, ver figura 1. Esta idea ya tiene tiempo de haber sido concebida; sin embargo, es hasta últimos años, con los avances en electrónica de potencia, circuitos integrados, microprocesadores, etcétera, que ha ido cobrando forma [1, 2].
Figura 1. Módulo fotovoltaico de CA.
Muchos autores opinan que los módulos de CA se convertirán en un producto de
consumo masivo en el sector doméstico y tendrán una contribución importante en la emergente, y cada vez más creciente, ola de demanda de energía eléctrica en todo el mundo [3, 4]. Los módulos de CA ofrecen numerosas ventajas sobre otros esquemas, muchas de las cuales se enfocan a superar barreras tanto de tipo tecnológico como no tecnológico []. Con los módulos de CA se busca que la introducción al mercado de los sistemas de generación fotovoltaicos sea cada vez más fácil.
Vida útil de los módulos de CA
Ahora bien, probablemente uno de los retos más grandes para los módulos de CA es el relacionado con la vida útil de la electrónica encargada de acondicionar la potencia proveniente del panel fotovoltaico. El tiempo promedio a la primera falla en la etapa de potencia en este tipo de sistemas es de 5 años. Si comparamos con la vida útil de los paneles fotovoltaicos, que es de hasta 25 años, estamos hablando de un factor de hasta 5 veces mas. Por esto muchos de los esfuerzos se están concentrando en lograr una mayor longevidad para los módulos de CA.
Temperatura de operación
La temperatura de operación en los módulos de CA resulta difícil de definir ya que, como se mencionó, están pensados para ubicarse en la parte trasera del panel fotovoltaico, por lo que constantemente se encuentran sometidos a importantes esfuerzos termomecánicos. Y es bien sabido que el funcionamiento a altas temperaturas de circuitos electrónicos tiene un impacto negativo sobre su tiempo de vida. Para tener una mejor idea la figura 2 muestra la frecuencia con la que se alcanzan ciertos niveles de temperatura en la parte trasera de los paneles [5].
Figura 2. Comportamiento de la temperatura en la parte trasera de los paneles.
Topologías y sus componentes
Sin importar que topología se utilice en el diseño, un convertidor de potencia está conformado principalmente por uno o varios dispositivos de conmutación (p.e. MOSFET, IGBT), circuitos integrados, transformadores, inductores, capacitores etcétera. Como se muestra en la figura 3, de estos componentes, los capacitores de tipo electrolítico (No.1) son los elementos más propensos a fallar y aportan la mayor contribución a la tasa de fallo global. En orden de importancia le siguen los dispositivos de conmutación (No.2), Circuitos integrados (No.3) y capacitores cerámicos (No. 4).
Figura 3. Tasa de fallo de componentes en convertidores de potencia.
Con la finalidad de incrementar la vida útil de los módulos de CA, se han invertido numerosos esfuerzos en tratar de eliminar el capacitor electrolítico encargado de realizar las labores de desacoplamiento de potencia. Sin embargo, resulta curioso el hecho de que en numerosos artículos no se consideran las mejoras que ha sufrido el sector de los dispositivos electrónicos con el paso de los años [6, 7, 8] llegando incluso, en muchas ocasiones, a subestimar su desempeño. Un claro ejemplo de esto son los capacitores electrolíticos. Una vez establecido lo anterior podemos decir que es injusto juzgar a los nuevos capacitores por el desempeño de sus predecesores. Por lo que a continuación se presenta un análisis cuya intención es demostrar que resulta viable el recurrir a capacitores de tipo electrolítico en aplicaciones como los módulos de CA. Vida útil de capacitores electrolíticos
Así pues, con la finalidad de evaluar si es viable o no el empleo de capacitores electrolíticos en los módulos de CA, a continuación se presentan algunos datos relacionados con la vida útil de capacitores electrolíticos de la compañía Cornell Dubilier.
Primero supóngase que el capacitor en el bus de CD que alimenta al inversor de la figura 4 es de la serie 381LR (105ºC), y que el valor de capacitancia es de 100uF a 400V.
Figura 4. Inversor
Este fabricante cuenta con una aplicación (applet) que permite estimar la vida útil de muchos de sus capacitores (LOP) bajo diferentes condiciones de operación, ver figura 5.
Figura 5. Aplicación para el cálculo de vida útil de Cornell Dubilier.
La forma en que dicha aplicación estima la vida útil se basa en la expresión 1
[9, 10, 11, 12, 13].
)()( 21 TfVfLL BOP Δ= (1)
Donde R
A
VVVf 3.33.4)(1 −= Y BThTMTf /
2 2)( −=Δ
La función , en donde es la tensión nominal y es el nivel de tensión
aplicado, considera el impacto producido por el esfuerzo de tensión al que se encuentra sometido el capacitor dentro de la aplicación. La función
)(1 Vf RV AV
)(2 Tf Δ , en donde es el nivel de temperatura conocido como hot-spot y B es un parámetro que depende del diseño del capacitor, considera los efectos producidos por la temperatura ambiente y las perdidas de potencia internas del capacitor. Finalmente, es la vida esperada del capacitor a la temperatura TM .
hT
BL
Para predecir la vida útil, la aplicación mencionada se basa en la magnitud de la
corriente eficaz que circulará por el capacitor, el esfuerzo de tensión y en la temperatura de operación.
El módulo de CA propuesto en la figura 4 se diseñó para operar con un panel
fotovoltaico cuya capacidad máxima de generación es de 125W. Evidentemente el mayor flujo de corriente a través del capacitor se dará cuando el sistema transfiera la máxima cantidad de energía a la red eléctrica, esta condición se da cuando el inversor inyecta a la red una corriente sinusoidal de 1.4A de amplitud, ver figura 6.
Figura 6. Corriente a través del capacitor de entrada al inversor.
De las simulaciones realizadas al circuito de la figura 4 se tiene que el valor
eficaz de la corriente en el capacitor es de =ACI 1.11A. Sin embargo, la forma de onda de la corriente en el capacitor es algo compleja, y los valores de ESR varían dependiendo de la frecuencia de operación y la temperatura. Como se observa en la figura 7, el contenido armónico de la corriente en el capacitor resulta un verdadero lío. Sin embargo, podemos proponer la siguiente distribución de la corriente eficaz: 368mA @120Hz, y con ayuda de la expresión 2, agrupar el resto de la corriente como 1.06A @2kHz.
22
22
12 ... nCDRMS IIIII ++++= (2)
Figura 7. Contenido armónico de la corriente que circula por el capacitor. Con base en la figura 2 se estableció un margen de temperatura ambiente al cual
se encontrará expuesto el capacitor, este va de 50 a 90ºC. El esfuerzo de tensión aplicado fue de 250V a 400V.
La tabla 1 muestra los resultados de correr la aplicación de la figura 5, con el resto de la corriente agrupada en 2kHz, para diferentes combinaciones de temperatura y tensión aplicada al capacitor. De esta tabla se desprende la figura 8. Tabla 1. Horas de operación para diferentes valores de temperatura ambiente y niveles
de tensión en el bus de CD (20kHz).
Tensión en el bus de CD Temperatura Ambiente [ºC] 250 V 300 V 350 V 400 V 50 507400 413900 320300 226800 55 372400 303900 235100 166400 60 272200 222000 171800 121700 65 198300 161800 125200 88600 70 144100 117500 91000 64400 75 104500 85200 65900 46700 80 75500 61600 47700 33800 85 54500 44500 34400 24400 90 39300 32000 24800 17600
Figura 8. Resultados
Según lo comentado hasta ahora, si asumimos que el sistema fotovoltaico trabaja 12 horas diarias, tenemos que el tiempo a la primera falla se da a las 22000 horas de operación
Por otra parte, el máximo nivel de tensión esperado en el bus de CD se encuentra alrededor de los 250V [Tesis]. De acuerdo con la figura 8, a este nivel de tensión, la vida útil resulta superior a las 44000 horas a temperaturas por arriba de 85ºC. Esto significa más de 10 años en operación.
Si consideramos ahora, que los valores de temperatura superiores a los 70ºC son
poco comunes, ver figura 2, no hay razones para no pensar que la vida útil del capacitor dentro del inversor puede llegar a ser todavía mayor.
Con base en estos resultados se puede establecer que el recurrir a capacitores electrolíticos en este tipo de aplicaciones puede no resultar tan grave como se afirma en muchos de los artículos revisados. Referencias [1] Robert H. Wills, F. Edward Hall, “The AC Photovoltaic Module”, Photovoltaic
Specialists Conference, 1996., Conference Record of the Twenty Fifth IEEE, 13-17 May 1996 Page(s):1231 – 1234
[2] Robert H. Wills, Alec Bulawka, “The AC Photovoltaic Module Concept”. Energy Conversion Engineering Conference, 1997. IECEC-97. Proceedings of the 32nd Intersociety, Volume 3, 27 July-1 Aug. 1997 Page(s):1562 - 1563 vol.3
[3] Frede Blaabjerg. “Power Electronics as Efficient Interface in Dispersed Power Generation Systems” Power Electronics, IEEE Transactions on Volume 19, Issue 5, Sept. 2004 Page(s):1184–1190.
[4] Johanna M.A. Mirzik, “String and Module Integrated Inverters for Single-Phase Grid Connected Photovoltaic Systems”, IEEE PowerTech Conference 2003. IEEE Bologna, Volume 2, 23-26 June 2003 Page(s): 8 pp.
[5] M. Meinhardt, M. Hofmann, “Reliability of Module Integrated Converters for photovoltaic applications” National Microelectronic Research Centre 1998.
[6] Lily Hsiu-shih, “Better power packages make better circuits” Power Electronic Technology Magazine, Mayo 2007.
[7] Mark Gebbia, “Select Power film capacitor termination to fit application”, Power Electronic Technology Magazine, Junio 2001.
[8] Electrolytic Capacitors Application Guide, Evox Rifa.
[9] James L. Stevens, “The Service Life of Large Aluminum Electrolytic Capacitors: Effects of Construction and Application”, IEEE Transactions On Industry Applications, Vol. 38, No. 5, September/October 2002.
[10] S. Parler. “Reliability of CDE Aluminum Electrolytic Capacitors”. Application
Note, Cornell-Dubilier Electronics. [11] Electrolytic Capacitors Application Guide, Evox Rifa. [12] Life-Limiting Factors in Electrolytic Capacitors (and how to improve them),
Evox Rifa, 2001. [13] Leif Eliasson, Joseph Dalay, “Optimize Electrolytic Capacitor Selection” Power
Electronic Technology magazine, Febrero 2003.
RESUMEN
La demanda global de energía eléctrica se encuentra en constante crecimiento y la forma convencional de producirla, basada en combustibles fósiles, tiene sus días contados. Es por esto que resulta imperativo explorar nuevas maneras de generar esta energía. Se piensa que la energía fotovoltaica, de entre todas las fuentes renovables, se volverá la más grande contribuidora en la generación de energía eléctrica para el 2040.
La tendencia en generación de energía eléctrica es hacia pequeños sistemas distribuidos, abajo de 10kW. Y se cree que el sector residencial tendrá un importante papel en este nuevo esquema de generación. Para hacer esto posible es necesario que los sistemas fotovoltaicos sean cada vez más baratos y fáciles de instalar. Con el afán de conseguir esto, nace el concepto de convertidores integrados o módulos fotovoltaicos de CA, donde cada panel cuenta con su propia electrónica de potencia para hacer posible la conexión con la red eléctrica. La idea detrás de este concepto es hacer que los sistemas fotovoltaicos sean tan fáciles de instalar como una cadena de focos.
El objetivo principal de este trabajo de investigación es identificar la problemática asociada con los módulos de CA, con la finalidad de desarrollar un convertidor integrado que pueda utilizarse en aplicaciones fotovoltaicas interconectadas a la red eléctrica.
ABSTRACT
Global demand for electrical energy is constantly growing and the conventional way to produce it, based in fossil combustible, has its days counted. For this reason is imperative to explore new ways to generate this energy. Among the variety of renewable energy sources, Photovoltaic sources have no supply limitations and are predicted to become the biggest contributor to electricity generation among all renewable energy candidates by 2040.
The tendency in electrical generation is toward small distributed systems, below 10kW. And it’s believed that the residential sector will have an important role in this new scheme. To do this possible it’s necessary that the photovoltaic systems be cheaper and easier to install. Trying to get this, the concept of integrated converter or AC photovoltaic module where each panel has it’s own power electronics to make possible the connection with the grid is born. The idea behind this concept is to make photovoltaic systems as easy to install as a string of light bulbs.
The main objective of this job is to identify the drawbacks associated with the AC
modules, with the intention of developing a converter that can be used in grid connected applications.
Agradecimientos
Al Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
por todas las enseñanzas adquiridas.
Al cuerpo de profesores del departamento de electrónica
Por el apoyo al momento de realizar este proyecto
Mención especial me merece el Dr. Jorge Hugo Calleja Gjumlich,
gracias por sus conejos y enseñanzas, pero mas importante
que estos, gracias por brindarme su amistad.
Agradezco al CONACYT y a la DGEST por el apoyo
económico brindado, sin el cual, hubiera sido imposible dedicarme de
tiempo completo al desarrollo de este trabajo de tesis
A todos los compañeros con los que compartí momentos de
singular alegría gracias por ofrecerme su apoyo y amistad
Dedicatoria
A mis padres, Jorge Vega Hernández y
Rosalía Rodríguez Ramos, ya que, debido a su
apoyo, consejo, enseñanza y confianza
logré alcanzar esta meta.
A mis hermanos Jorge y César Rafael
gracias por los buenos ratos y por estar siempre conmigo.
Al resto de mi familia, porque también me brindaron
su apoyo y su cariño. En especial a mis tíos
Humberto y María Elodia, porque siempre están pendientes y
dispuestos a apoyarme en lo que necesite.
También a mi tía Esther, a mi prima Angélica y a mi sobrina
Carolina, gracias por permitirme formar parte de sus
vidas durante mi estancia en Cuernavaca.
