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제 장 서론1

본 연구개발의 필요성1.1.

정보화 사회가 급속히 발전됨에 따라 모든 사람은 시간과 위치 장소에 구애받지 않고 자유

롭게 의사와 정보를 교환할 수 있는 통신 시스템을 필요로 하고 있으며 이러한 요구조건을

만족시킬 수 있는 통신기법 중의 하나는 이동통신 시스템이며 이러한 통신기기들은 소형ㆍ

경량화되어 이동하기가 편리하고 휴대가 간단하여 그 사용자가 기하급수적으로 증가되었으

며 국내에서는 년 서비스를 개시한 이후 년에는 만명 이상이 이용하고 있으, 1984 1992 20

며 년대에는 백만명 이상이 사용하리라 예측하고 있다 이와 같이 사용자 증가에 따른, 2000 .

대용량의 정보를 수용하고 한정된 주파수 자원을 효율적인 방법으로 해결하기 위한 무선통,

신기술과 통신방식 및 신호처리 기술의 발전을 도모하게 되었으며 그림 과 같이 기존의(1)

단일 반송전력증폭기에서 다채널 전력증폭 방식으로 가지국의 전력증폭시스템의 발전이 요

구되고 있다 표 은 세계에서 의 경향을 보여주고 있다. (1) Cellular Phone .

이와 같은 통신기술에서는 디지털 설계법과는 달리 아날로그에 의한 설계방법이 적용되어

지금까지는 국내에서 기술축적의 효과를 나타내지 못하였거나 저잡음 증폭기를 비롯한 극,

히 한정된 무선통신 기술영역에서만 연구 및 개발을 수행함으로써 무선 통신시스템의 일부,

분에 적용되어 왔다.

무선 통신분야에서 전체 시스템의 구축을 위하여 무선 통신기술의 가장 핵심 부분인 대출력

전력 증폭기 에 대한 연구 개발이 필연적으로 수행되어야만 비로소(High Power Amplifier) ,

세기의 국내 무선통신 전체시스템의 국산화가 이루어질 수 있으므로 본 연구 개발의 필21 ,

요성이 절실하였다.

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표 의 동향1. Cellular phone .

large-Capacity Cellular Telephone Used in World

System NTT AMPS TACS NMT C450

Frequency(KHz)Base stationMobile station송수신 SpacingChannel spacing

수Channel수럼구간음성신호 변조주파수 편차(KHz)

신호변조Control주파수 편차(KHz)

전달비Data

870~885925~94055256005~10FM± 5FSCK

870~890825~84545306662~20FM± 12FSCK± 810

935~960890~915452510002~20FM± 9.5FSCK± 6.48

463~467.5453~457.510251801.8~40FM± 5FSCK± 3.51.2

461.3~465.74451.3~455.7410202225~30FM± 4FSCK

일본

미국카나다홍콩한국

영국홍콩

Scandinavia 독일

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그림 다중반송 전력증폭기를 위한 시스템 블럭1.

기존방법 개선된 방법(a) (b)

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본 연구개발의 추진 방향1.2.

연구개발의 필요성에 의하여 본 연구팀에서 그림 과 같이 전력증폭기의(3) Power budget

을 설정하여 대학 연구소 아주대 전자 통신 연구소 를 중심으로 대출력 증폭기를 이론적 설( )

계 근거와 전력 증폭기의 설계방법에 대한 연구를 중점적으로 수행하여 현재 소자, RF

형 등 와 수동소자(Combline B.P. Filter, Cavity BP Filter, Isolator, Dummy load ) RF

및 안테나를 전문적으로 설계 및 양산하고 있는 주 에이스 안테나의 연구 개발실에서는( )

대학연구소에서 설계된 대출력 전력증폭기의 설계법에 의한 개발 과 양산과정(Development)

을 수행함으로써 산, ㆍ학간의 실제적이고 긴밀한 를 구축하여 제조업 경쟁력을 강화시R&D

킴으로써 외국의 경쟁사와 비교 손색이 없는 제품들을 개발 완료시킬 수 있으며 더 성능이,

우수하도록 특성개선에 대한 연구 및 개발을 진행시키고자 한다.

본 연구의 차년도 추진 결과는 아래와 같다2 .

고효율 전력증폭기의 기본사양 결정(1)

소요부품의 결정과 특성비교(2)

대출력 전력증폭기 결정(3) Block diagram

부품구매와 대신호 모델링 및 측정기법 확보(4) load-pull

각 증폭단의 임피던스 정합법 구현(5)

대출력 전력증폭기 구성에 따른 효율 분석(6)

열 소모 분석과 방열판 제작(7)

(8) Computer Simulation

대출력 증폭기 구현(9) Prototype

가 급의 단( ) 6W Predriver

나 급의 단( ) 12W Driver

다 급의 주 전력 증폭기( ) 24W

증폭단의 개발(10) Predriver

대출력 전력증폭단의 측정(11)

대출력 전력증폭기의 제작(12) housing

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차후 년도에는 전력증폭기의 고효율을 얻기 위한 능동소자의 특성을 분석하고 이를 모델링

하여 선형화를 하기 위한 연구가 수행되어져야 하며 증폭기의 각종 비선형 분석과 선형화

과정의 연구가 수행되어야 하며 특히 고조파 잡음을 제거시키는 방법이 연구되어 전력증폭,

기의 성능을 향상시키도록 하여야 한다 그리고 신뢰도 측정을 하여 에서도 증. worst case

폭기의 성능이 저하되지 않도록 회로보완 연구가 요구된다.

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제 장 전력증폭능동소자 특성분석2

증폭시스템과 능동소자2.1. RF

고출력 전력증폭시스템 을 설계함에 있어서 우선RF (High Power RF Amplifier System)

고려되어야 할 사항은 신호를 고출력 레벨과 저출력 레벨로 구분하여 신호를 증폭시RF RF

키는 전력소자 선택에 있다(Power Device) .

이러한 전력용 능동소자는 최종 출력단의 설계규격에 따라 특성에 알맞는 소자를 선택해야

하며 이상의 초고출력의 경우 진공관 또는 특수한 증폭 형태가 고려되나 일반적으, 1 Kwatt ,

로 고출력 쌍극자 트랜지스터 나 전계효과 트랜지스터 가 사용된다 이동통신 기(BJT) (FET) .

지국용에서는 경제성과 설계 용이도를 고려하여 소자를 주로 사용하며 대출력 증폭시스BJT

템에 사용되는 트랜지스터의 선택에 있어서 우선적으로 고려되어야 할 사항은 다음과 같RF

다.

증폭단 시스템 설계시 고려 사항2.1.1.

첫째 동작주파수 범위에 따른 트랜지스터 형태의 선택이다: .

동작전압 이득 출력 전력의 값 및 트랜지스터 외형형태가 동작주파수에 따라 여러 가지, ,

형태의 소자가 존재하고 있다 고출력 트랜지스터의 경우 및 특수한RF . 7.5V, 12,5V 28V

경우 의 공급전원이 있으나 일반적으로 설계 목적에 알맞는 주파수에서고전압 트랜지50V ,

스터를 사용하는 것이 바람직하며 규정 전압으로 동작시킬 경우 설계에서 설정한 효율을,

얻을 수 있다.

둘째 트랜지스터의 경제성이다: RF .

분리 트랜지스터는 저주파수 급에서 사용되는 트랜지스터보다 비싸며 특히(Discrete) RF ,

트랜지스터의 형태에서 패키지에 의한 기생효과를 최소화하고 충분한 전력소산RF (power

을 처리할 수 있는 외형형태를 갖고 있어야 하므로 저주파 소자에 비하여 비용dissipation)

이 추가된다 그러므로 전력 증폭단 시스템에 적용되는 트랜지스터의 선택에 있어서 패. RF

키지 형태 기생효과 동작특성과 안정도 및 경제성을 고려하여 능동소자를 선택해야 한, . RF

다.

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셋째 설계목적에 맞는 능동소자의 적용이다: RF .

능동소자가 설계에 적합한 증폭도와 공급전압 등이 고려되어야 하며 장착 방RF , (Mounting)

법 전력소산 등을 고려하여 선정되어야 한다 특히 능동소자의 경우 저주파 소자와는 달, . RF

리 입 출력단에서의 임피던스 정합이 이루어 져야하며 임피던스 정합은 광대역 협대역에,ㆍ ㆍ

따라 임피던스 정합방법이 다르게 설계되어야 한다.

일반적으로 트랜지스터의 선택순서는 그림 과 같다RF (2-1) .

그림 설계목적에 적합한 트랜지스터 선택과정(2-1). RF

저출력 트랜지스터의 선택2.1.2. RF

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저출력 트랜지스터의 선정정 방법은 설계목적과 응용에 따라 달라진다 저잡(Low power) .

음 증폭기 의 경우 트랜지스터의 선택은 동작 주파수와 잡음지수(LNA) RF (Noise Figure ;

값을 고려해야 하며 대부분의 경우에 있어서 제조회사에서 설계에 필요한 잡음 파라메NF) ,

터 최소 잡음지수 잡음저항성 과 최소잡음지수의 저항원 및 잡음지수에 대하여 그래프( , Rn )

와 바이어스 조건 및 동작주파수에 따른 자료를 제공해 준다.

저출력의 경우 저출력 트랜지스터는 거의 유사한 항복전압 을 갖고, (Break down Voltage)

있기 때문에 저잡음 증폭단이나 고출력 증폭단 소자에 비하여 간단하게 설정(High power)

할 수 있으며 저출력 증폭기 설계에 있어서 설계목적에 알맞은 전류비와 충분히 큰 차단주

파수 를 갖는 소자를 선정해야 설계목적에 맞는 동작주파수 범위에서 원(cutoff frequency)

하는 이득을 얻을 수 있다.

특히 저출력 트랜지스터 선정에 있어서 가장 고려되어야 할 사항은 트랜지스터의 패키지RF

형태이다 금속 캔. (metal can), Plastic SOE(Stripline Opposed Emitter), Surface mount,

패키지 형태가 있으나 트랜지스터의 경우 패키지를hermetical scaled metal-ceramic , RF

작게 할수록 기생효과는 작게 나타나므로 능동소자의 성능을 우수하게 나타내고 경제성RF

있는 패키지를 고려해야 한다.

고출력 트랜지스터의 선택2.1.3. RF

수 이상의 고출력 트랜지스터의 경우 선택의 폭이 비교적 넓기 때문에 고출력 소Watt RF ,

자 선정에는 동작전압 동작주파수 출력전력을 고려하여 선정되어야 한다, , .

특히 고출력 트랜지스터에서 필연적으로 고려되어야 할 사항은 직선성 과 대역RF (linearity)

폭 효율과 변동부하유지 능력 부하 변동에 따른 트랜지스터의 동작유지 정, (Ruggedness :

도 및 열적 안정이 필요조건이다 동작전압의 경우 설계시에 미리 설정되므로 낮은 공급) .

전원과 높은 공급 전원 전압의 사용에 따른 장단점을 고려해야 한다 이 경우에 있어서 고.

출력 트랜지스터의 입력 임피던스의 정합방법에 대하여 큰 변화는 없으나 출력 임피던RF ,

스는 동작전압과 전력 출력 레벨에 따라 변화되므로 가능한 설계시에 부하 임피던스 보통(

에 임피던스 변환에 의한 정합회로를 설계할 수 있도록 동작 전압을 설계해야 한다50 ) .Ω

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다단 증폭시스템의 설계에 있어서 드라이버단 이나 전치드라이버단(driver stage) (Predriver

은 최종 출력단에 비하여 비교적 낮은 전원전압을 사용하며 다음 단의 입력 임피던stage) ,

스와 정합을 쉽게 하도록 해야 한다.

동작 주파수 관점에서 트랜지스터의 선택은 쉽게 할 수 있다 제조회사에서 고출력RF . RF

트랜지스터의 전원전압과 주파수에 대하여 등급이 미리 설정되어 있으므로 설계에 맞는 주,

파수 대역폭에서 충분한 이득 값을 갖도록 선택할 수 있으며 이때 증폭소자의 안정도 부, ,

하변동 유지능력 과 경제성이 고려된다(Ruggedness) .

고출력 트랜지스터 제조회사에서는 비교적 낮은 입력 임피던스와 고출력을 위한 값의RF Q

경감을 위하여 능동소자 패키지내에 내부입력 정합회로 를 형성시켜 트(internal matching)

랜지스터의 임피던스 값을 크게 하며 또 임피던스 값을 변화시켜 리액턴스 성분을 감소시,

킴으로서 값을 저하시키기도 한다 이와 같은 내부정합회로를 갖는 트랜지스터를 선정Q . RF

함으로서 설계목적에 맞는 대역폭 문제를 해결할 수 있다.

입력단 내부정합회로를 갖는 능동소자는 대개 이하에서 주로 사용하며 출력단 내부정1GHz ,

합을 형성하기도 한다 내부정합회로는 과 로서 지역통과 필터 형태가 주로 사용된다 고. L C .

출력 증폭시스템의 설계에 있어서 증폭기의 효율과 직선성 은 증폭기를 변(linearity) Analog

조와 변조 신호형태에 적용하느냐에 따라 구성할 수 있다 아날로그 변조에 적용되Digital .

는 증폭 시스템은 그림 와 같이 을 설정할 수 있다(2-2) power budget .

이러한 증폭 시스템의 효율을 좋게 하기 위하여 높은 효율의 동작급수가 되거나 각 증폭단

에서 가 매우 작게 흐르도록 이상적인 경우 지만 바이어스 전압은 동작idle current ( zero )

급수에 따라 증폭단을 동작시켜야 한다 각 증폭단에서의 과구동 이나 포화상태. (overdrive)

에 의하여 정도의 초과 이득을 갖도록 설계되기도 하나 최종 출력단(saturation) 1~2 dB ,

에서는 가능한 정격을 유지함이 바람직하다.

과구동 된 경우 신호의 왜곡 을 초래할 수 있으며 과 의 경우 증폭단의(distortion) AM SSB ,

선형성을 절대적으로 필요로 하고 의 경우 신호레벨이 에서 최고 전력, SSB Zero (peak

까지 변화되므로 모든 변조시스템에서 가능한 큰 동작범위 를 요구power) (Dynamic Range)

한다.

이 경우 증폭기의 동작범위 는 반도체 소자 특성에 따르기 보다는 바이어(Dynamic Range)

스와 회로설계에 따라 결정되므로 이러한 관계를 고려하여 큰 동작범위를 갖도록 증폭기 시

스템을 설계해야 한다.

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그림 급 전력 증폭 시스템(2-2). (a) 25W Power budget.

그림 에 의한 대출력 증폭시스템 구성(2-2). (b) Power budget

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트랜지스터의 기본 특성2.2 RF

트랜지스터는 기본적으로 와 동작에 따라 특성을 구분할 수 있다RF DC AC .

특성으로는DC

항복전압(1) (Breakdown Voltage),

누설전류(2) (Leakage Current),

(3) hFE (DC Beta)

용량성 으로 구분할 수 있으며(4) (capacitance) ,

특성은AC

이득(1) (Gain)

변동부하유지능력(2) (Ruggedness)

잡음지수(3) (Noise Figure)

입력 및 출력 임피던스(4) (Zin, Zout)

산란계수(5)

왜곡 등으로 구분한다(6) (Distortion) .

전력용 트랜지스터의 특성2.2.1. RF DC

항복 전압(a) (Breakdown Voltage)

트랜지스터의 선택의 가장 민감한 부분은 항복전압으로 증폭기 설계의 인가전압과 밀접RF

한 관계가 있다 이동통신기기에서는 보통 또는 를 이용하며 기지국. 6volt 9volt , (base

에서는 에서 사이의 고전압을 사용하여 고전압 사용에 따른 우수station) 24 Volts 50 Volts

한 특성을 이용하는 장점이 있다.

누설 전류(b) (Leakage Current)

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트랜지스터의 내부에서 에벌런치 항복전압전에 발생되는 역 바이어스의 접합전류로 정RF

의되는 누설전류는 반도체 물질의 결함 마스크의 불완전성 또는 웨이퍼 처리과정(defect),

에서 원하지 않은 불순물의 투입 등에 의하여 나타난다 반도체 구조에 따라. Oxide

에서 오염된 이동 이온입자에 의하여 유입된 채널에서 발생되는 누설전류는 시간(Sodium)

에 따라 변화되거나 누설전류를 증가시켜 반도체소자의 이용을 불가능하게 한다 결국 누, .

설전류의 제한점등을 고려하여 전력용 소자를 완전하게 이용할 수 있어야 한다RF .

(c) hFE와 Cob 출력 캐패시턴스( )

소자에서 비교적 무 바이어스 전력트랜지스터에 대한RF hFE는 중요한 의미가 없다 소자. RF

에서는 응용에서 사용하려는 주파수에 대한 이득 의 값이 주어지기 때문이다 그러나(Gain) .

그림 과 같이 의 이득과 의 이득을 비교할 때 곡선의 형태가 유사함을 알 수 있(2-3) DC AC

으므로 비교적 낮은 주파수대에서의 이득을 예측할 때 이득 곡선이 참고된다 베이스 콜DC .

렉터 접합에 의하여 형성되는 출력캐패시턴스는 기생 캐패시턴스가 일정하다고 할 때 그림

와 같이 전압에 따라 변화됨을 알 수 있다 그러므로 소자의 선정에 있어서 주어진(2-4) . RF

캐패시턴스가 나타나는 전압값에 주의할 필요가 있다 이 전압값은 와 동일한 전압이. Vcc

권장된다.

전력 소산(d) (Power Dissipation ; Pd)

전력용 트랜지스터에서의 전력 소산 는 열저항RF Pd :θJC 과 밀접한 관(thermal resistance)

계가 있다 최대 전력소산 는 실제적으로 트랜지스터의 케이스 온도가 로 유지한다. Pd 25

는 가정에 의한 값이므로 증폭기가 출력전력, RF P0에서 동작하는 동안 반도체 소자의 케이

스는 온도변화가 있으므로 온도의 변화를 가지고 열저항(Tc) θJC를 측정하여 다음과 같은

식에 의하여 계산한다.

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여기에서 는 반도체 소자의 케이스 온도Tc , TJ는 온도Die , Pin은 입력전력, P0는 출력전력

이다.

최대 콜렉터 전류(e) (:Icmax)

전력용 트랜지스터의 최대전류 수용 능력은 트랜지스터 내부의 금도RF (Current Handling)

선 의 수에 따라 결정된다 최대 콜렉터전류(Gold Wire) . (Icmax 의 결정은 금속의 형태 온도) , ,

전류 도에 의한 를 결정하는 콜렉터 값을 나타낼alf MTBF (mean time between failures)

수 있다 고출력 전력증폭기 설계에 있어서 최대 콜렉터 전류값이 증폭기 설계에 주요 관점.

으로 된다면 반도체 소자 제조회사의 추천을 따르는 것이 매우 바람직하다.

그림 트랜지스터의 및 동작이득(2-3). DC AC

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그림 모토로라 의 접합캐패시턴스와 공급전원 관계(2-4). Tr

전력용 트랜지스터의 특성2.2.2. RF AC

전력을 트랜지스터의 선택은 동작주파수 출력전력의 레벨 원하는 증폭이득 동작전압RF , , , ,

그리고 증폭단회로 구현을 위한 증폭 소자 형태로 이루어진다 이러한 전력용 트랜지스. RF

터의 동작특성은 동작이득 반사 전력효율 및, 변동부하유지능력(Ruggedness) 등으로 나타

낼 수 있으며 특성을 측정하기 위하여 반도체 제조회사에서 제안하는 측정기법을 도입해야,

한다.

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변동부하유지능력(a) (Ruggedness)

전력용 트랜지스터의 특성에서 부하변동유지능력 이 매우 중요한 파라RF AC (Ruggedness)

메터이다 변동유지능력은 부하값이 변하여 부정합상태에서 트랜지스터의 동작능력 또는 신.

뢰성의 변화없이 얼마나 특성을 유지하는가를 의미한다 여러 가지 회로 조건 즉 기지국 또.

는 휴대용 시스템에 대하여 안테나에 의한 전력트랜지스터의 임피던스 값의 변화Cellular

에는 제한이 있다 전력 증폭 트랜지스터는 안테나의 파손이나 안테나의 존재 유무와 같. RF ,

은 부하의 부정합에 대하여도 지속적인 동작에 아무런 영향을 주지 않고 성능을 나타낼 수

있어야 한다 결국 부하변동유지능력에 대한 전력 트랜지스터의 궁극적인 테스트는 입력. RF

전력 이 출력전력 를 발생하는데 필요한 입사 전력의 최대 이상 증가시켰을 때Pin Po 50%

대한 시험으로 를 약 증가시키고 그 위상각이 가능한 에서 로 가변시켰을Vcc 25% , 0° 360°

때 부하단 반사계수의 크기를 로 유지하고 있어야 한다 이러한 부하변동유지능력시험 후1 .

에도 전력트랜지스터가 아무런 변화없이 동작을 해야 하므로 제조회사에서는 부하변동RF ,

유지능력을 에서 까지의 범위에서 부하 부정합 에 대2:1 VSWR 30:1 VSWR (load mismatch)

한 입력과 출력전력의 관계를 고출력 트랜지스터의 자료에 명시한다 이러한 대출력 트랜지.

스터를 형성시키기 위하여 개까지의 저전력 트랜지스터를 병렬로 연결하고 에미터 저1000 ,

항을 직렬로 놓아 트랜지스터 상태에서 더 우수한 전력조절능력을 갖도록 설계되어 있Die

다.

전력용 트랜지스터의 대신호 입력(b) RF ㆍ출력 임피던스

전력용 트랜지스터의 입력단과 출력단에서의 임피던스 정합법은 저잡음용 증폭기RF (LNA)

의 임피던스 정합방법과는 달리 전력트랜지스터의 입력 임피던스 Zin과 출력 임피던스 Zout

값을 측정하여 정합회로를 설계한다 전력 트랜지스터의 입력 및 출력 임피던스 값의 측정.

은 여러 가지 방법이 있지만 일반적으로 제조회사에서 대신호 임피던스 파라미터에 대하여

제공해 주고 있다 이 값은 도표상에 주파수에 대한 임피던스 값의 변화를 나타내거. Smith

나 도표로 수치 값이 주어진다 방식에 의한 입력과 출력 임피던스의 측정은 기. Load-Pull

준면을 패키지의 가장자리로 가정하여 벡터회로 분석기 에 의하여 회로의 반사계수를(VNA)

측정하여 구하며 이때 가 최대 전력을 갖도록 한 후 방식 또는DUT Tuning Short Adapter

방식을 가지고 측정한다 회로 설계시 정합회로는. Zin과 Zout값을 가지고 마이크로웨이브 프

로그램 등 에 의하여 과 에 의한 정합회로를 설계한다(MDS, LINMIC+, Libra, MIMP ) L C .

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전력용 의 특성(c) RF Module

고출력 전력 증폭시스템을 설계하기 위하여 전력 증폭단에서 이용되는 증폭모듈은 다음RF

과 같이 분류된다.

형태의 증폭기는 형태로 단 또(a) Linear Module : Linear Module Push-Pull Cascode 2

는 그이상의 증폭단을 구성하여 규격에 맞는 이득을 갖도록 설계되어 있다 이러한. Linear

은 주파수에 대한 이득 특성곡선이 균일하도록 증폭단이 설계되며 주로 전Module 24Volts

압이 표준으로 사용되므로 증폭기로써 많이 사용되고 있다CATV .

이동통신 기지국 등에서는 기지국 를 통하여 원하는 신호레(b) Power Module : Antenna

벨의 전파를 발사하기 위하여 쌍방향 신호를 전송하는 전력증폭단이 구성되어야(two-way)

하므로 최종전력 증폭시스템의 구성은 로서 설계된다Power Module .

이러한 은 높은 효율을 갖기 위하여 급 동작을 사용하고 에미터 접지 형태Power Module C

로써 입출력 임피던스가 을 갖도록 증폭기가 구성된다 종종 레벨에서는 급 동작50 .( Low AΩ

을 함 이 은 형태로 이루어) Power Module HMIC(Hybrid Microwave Integrated Circuit)

지며 이러한 은 동작전압 주파수 출력전력과 이득 및 물리적인 형태에 의, Power Module , ,

하여 설계자가 원하는 설계방식에 따라 선정된다 이 의 중요한 특성은 안정. Power Module

도와 효율로써 나타낼 수 있다 의 안정도는 회로설계법 및 부하 및 신호원. Power Module

의 임피던스에 공급 전원 및 입력신호의 양에 따라 크게 좌우된다 이 외RF . Power Module

부 영향 요소에 대하여 안정도가 높을 때 시스템은 안정 동작이 보증되므로 Power

에 의한 증폭시스템 설계시 안정성이 가장 먼저 고려되어야 한다Module .

이동통신 전력 증폭시스템에서 효율 은 중요한 특성이다(Efficiency) .

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증폭기 설계에서 원하는 증폭효율을 효율과 효율특성으로 구분할 수 있다 효율은 출RF DC .

력 전력비례로서 규정할 수 있으므로 바이어스와 각 증폭단에서의 전류 등의 규정값에 알맞

도록 조건을 만족시켜야 한다 대부분의 은 온도에 대한 출력 전력의 관계를. Power Module

보여주는 도표 곡선 가 제공되며 최대온도에서 최소출력 전력관계 와 출력( ) Power Slump (; )

전력에 비례한 전력값의 관계를 제공하므로 고출력 의 온도관계를 주의해야Power Module

한다 고출력 전력모듈의 온도관계에서 크게 두가지 요인으로 구분된다. .

첫째 최대 케이스온도를 초과하게 되면 온도가 이상을 초과하게 되어 동작능력, die 200 ,

의 감소 등 최종적으로 파괴를 초래한다 두 번째는 이므로 열적으로 상승. Hybrid-Module

되며 등에 의하여 회로에 부착된 소자의 납땜 이 와해된다 결국 전력모SMT L, C (Soldering) .

듈에서의 전력소모 되는 전력은 출력전력과 의 최소효율에 의하여 결정되어야 한RF Module

다 이동기지국에서 사용하기 위하여 에서 고려되어야할 사항은 동작범위. Power Module

이다 대부분의 전력모듈은 각 증폭단에 인가되는 전압을 변화시켜 증폭(Dynamic Range) .

단의 이득을 제어할 수 있다 이러한 이득조정은 매우 민감하여 이득제어 전압에 따른 출력.

전압의 관계를 알 수 있다 한편 전력모듈의 입력단에 등의 감쇄에 의하여. Pin Diode RF

입력신호에 따라 의 출력전력이 가변될 수 있도록 하여 입력신호에 따라 이Module , Module

최적이득 값을 갖도록 할 수 있어야 한다.

와 의 비교 및 접지형태2.2.3. BJT FET

와 의 비교(a) BJT MOSFET

전력용 능동소자는 크게 형태와 형태로 구분된다 의 경우 잘 알려져 있는RF BJT FET . BJT

것과 같이 형과 형이 있으며 형의 경우 에 비하여 성능의 저하에도 불구PNP NPN PNP NPN

하고 지상이동 통신장비 에서 기본적으로 많이(Ground Mobile Communication Equipment)

사용되나 및 그 이상의 주파수대에서는 전자의 이동도 에 의하여 을 사UHF (mobility) NPN

용한다.

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의 경우 및 가 있으나FET SIT(Static Induction Transistor), GaAs MESFET MOSFET RF

전력용으로서는 수직채널 형 가 주로 사용된다 와 가 증폭기Si MOSFET . BJT MOSFET RF

사용에의 근본적인 차이점의 하나는 베이스 게이트 바이어스 전압의 필요성이다 는 선/ . BJT

형동작을 시킬 때만 베이스에 바이어스 전압을 걸어주어야 하며 바이어스 급 급 및(A , AB

급 사이와 급 사이에는 전력이득은 약간 차이가 있다 바이어스를 가하지 않는B ) C .

에서는 게이트 입력전력의 변동은 를 으로 전환시키는데enhancement mode FET FET "ON"

필요한 게이트 전압이상이어야 하며 약 가 되는 가 있기도 한다 표threshold 6Volt FET . (1)

은 와 특성을 비교한 것이다 와 사이의 임피던스 정합에서의 가장BJT MOSFET . BJT FET

큰 차이점은 의 경우 게이트 소스 임피던스는 무한대의 특성을 보어주고 있으나MOSFET -

는 베이스 에미터 사이에 바이어스 다이오드의 임피던스 특성을 보임으로 주파수의BJT RF

경우 소자의 물리적 크기와 본드 인덕턴스 및 게이트 소스 캐패시턴스, wire - (CISS 에 의하여)

의 임피던스 보다 낮고 더 복잡한 임피던스 형태가 되며 출력 캐패시턴스는 증폭기의BJT

효율에 크게 영향을 미치게 된다 출력 캐패시턴스에 의한 전력 손실은.

로 되며 는 전력 손실 단일 주파수이다Ps , f ; .

효율은 Pout/(Pout + PS 로써 나타낼 수 있다) .

- 19 -

표 와 의 특성비교1. BJT MOSFET RF

특성 BJT MOSFET

입력임피던스Zin 예( )

낮은 주파수때 예. ) 3.80-j2.0높은 주파수때 예. ) 0.4+j1.5

. 9.0 - j 3.0 Ω

. 0.6 - j 0.65 Ω

부하임피던스(ZoI)

같은 트랜지스터에 대하여 거의 동.일공급전원과 출력전력에 따라 변함.

바이어스선형동작시 사용.큰전류. (Ic/hPR 때 균일한 전압이 필)요함

선형동작시 사용.게이트 전압은 기능에 따. AGC라 가변될 수 있음

선형성(linearity)

의 규모에 따라 저차 발생. Tr die고차 는 에미터 안정저항. IMD

값에 따라 달라짐(ballast resistor)

동일 조건의 보다 저차. BJT는 나빠짐IMD

고차 는 비선형 귀환에 의. IMD하여 양호함

안정도(stability)

베이스 에미터 정합에서 바렉터 효. -과에 의하여 안정도가 저하입력임피던스 대 귀환 캐패시턴스.비가 낮다.

다이오드 정합효과가 없으므로.안정도가 높다입력임피던스 대 귀환캐패시터.

의 비가 높다

부하변동유지능력

(Ruggedness)

열 폭주에 의한 부하변동 유지능력.저하과전류에 의한 과전력소산 발생으.로 능력저하

게이트 에 의한. punch through부하변동유지능력 저하과전력소산에 의한 능력저하.

장점단점

경제성.낮은 콜렉터 에미터 포화전압으로. -낮은 전압 동작가능낮은 입력 임피던스.내부정합회로가 필요.

입력임피던스가 거의 균일.안정도가 보다 높다. BJT .큰 의 구조가 필요. die높은 드레인 소스 포화상태로. -

고출력이 거의 불가능

- 20 -

전력용 트랜지스터의 분석2.3. RF

대신호 분석과정과 등가모델2.3.1.

대신호 동작 증폭기에서는 순방향 전력이득이나 역방향 전력이득에 대한 완전한 증폭회로의

파라메터의 측정은 쉽지 않다 결과적으로 순방향 역방향 전력에 의하여 측정되는 소신호.

동작에서의 산란계수 에 의한 설계법은 대신호 동작 증폭기 설계에서는 아무(S-parameter)

런 의미가 없게 된다.

소신호 증폭기에서는 소자에 대한 파라메타를 이용하여 전력이득 안정도 등의 설계 파S- ,

라메터를 정확하게 예측할 수 있으나 대신호용 전력트랜지스터에서는 출력전압이 크게 변,

하여 신호 주기동안에 이용 가능한 모든 현상이 대출력 트랜지스터에서 나타나게 되며RF ,

산란계수에 의하여 포화상태 상태 안정도 전류 몰입 포화된, Cut-off , , (current crowding),

출력전력과 콜렉터 효율 등을 표현할 수 없다 대신호 증폭기의 파라메타등은 콜렉터 부하.

임피던스의 함수이므로 일반적으로 대출력 전력증폭기 설계에서는 소자의 성능을 예측RF

하기 위하여 능동소자의 입력과 출력 임피던스를 결정해야 하며 이에 따른 입력과 출력, ,

임피던스 정합회로를 설계함으로서 증폭기의 임피던스 정합에 따른 증폭기의 효율 안정도, ,

및 변동부하유지능력 을 알 수 있다(ruggedness) .

이와 같은 능동소자에 대한 측정은 백터회로 분석기와 를 사용하고 트랜지RF Test fixture

스터의 동조 를 시행함으로서 최소입력전력 반사계수와 최대 출력임피던스에 의하(Tuning)

여 능동소자의 특성을 알아낼 수 있다 능동소자의 특성을 알아내기 위한 방법은 다음과 같.

다.

전력용 트랜지스터의 물리적 파라메터와 특성에 의한 입력단과 출력단 임피던(1). RF DC

스의 모델링

모델한 출력 임피던스를 으로 변환시키는 임피던스 정합회로의 차 설계(2). 50 1 .Ω

능동소자는 최대전력이득과 최소반사계수를 갖도록 상태에서 동조(3). Fixture .

- 21 -

동조된 상태에서 입력과 출력 임피던스의 측정(4). .

측정(5). Load-Pull .

최종 임피던스 정합회로의 설계(6). .

능동소자의 성능에 대한 분석과 최적화가 이루어져야 한다(7). .

대신호 등가모델과 파라메터2.3.2.

고출력 전력용 트랜지스터의 입력과 출력 임피던스등의 파라메터는 패키지형태에 근거하여

예측할 수 있다 전력용 증폭기의 성능은 주로 부하임피던스에 크게 영향을 받으므로 능동. ,

소자의 단자 임피던스가 콜렉터 전압 주파수 구동입력정도에 따라 얼마만큼 변하는가, , RF

에 대한 이해가 무척 중요하다.

급동작 전력증폭기에서는 에미터 접지 증폭기보다 더 큰 전력이득을 나타내기 때문에 일C

반적으로 베이스접지형 증폭기로서 동작시키며 고출력 전력용 트랜지스터의 대신호 등, RF

가회로는 그림 과 같은 물리적 구조에 따라 나타낼 수 있다(2-6) .

트랜지스터의 출력단 모델은 콘덕턴스와 콜렉터 베이스 캐패시턴스로 단락된 전류원으로-

가정되며 이론적으로 전달전력은 입력단 임피던스와 공액 정합 되었(Conjugate matching)

을 때 부하에 전달된 최대전력으로 전달이득을 구한다 그러므로 전류원을 단락시킨 등가.

출력저항성은 부하저항성과 같으며 출력전압은 에 의한 주기 동안에서, Vcesat negative

값이 제한되어 정현파 상태가 된다 주파수에서 는 포화전압보다 더 중Vcc . RF Vcesat DC

요한 의미를 갖는다 그러므로 출력전력. Po는

이나 실제적으로 포화회로 파형이 나타나게 되므로 등가 출력전력은 값을 도입하며K [ ]Ω

부하값은 다음과 같다.

- 22 -

(a) Cdb 콜렉터 베이스 캐패시턴스: -

마이크로파대에서 매우 주요한 의미를 갖고 있으며 역 바이어스된 콜렉터 베이스 간의 공, -

핍캐패시턴스 의 값으로 트랜지스터의 금속패드의 기생용량과 패키(depletion capacitance)

지 캐패시턴스의 합성이다 이 값은 저주파때의 값. Cdb의 배 정도가 되며 접합1.2 , Abrupt-

에 의한 캐패시턴스의 값 Cdb는 다음과 같다.

그림 전력용 트랜지스터의 물리적 구조에 따른 등가회로(2-6) (a)

그림 대신호 등가회로(2-6) (b)

- 23 -

그림 간략화된 등가회로(2-6) (c)

그림 급동작의 파형 클리핑(2-6) (d) C

- 24 -

그림 정현파 클리핑 현상(2-6) (e)

한편 의 경우 아래식과 같다silicon , .

입력단에서 저항은 r bb는 베이스 확산 저항 이며 베이스에(base-spreading resistance)

전압과 전류가 분배되므로 베이스영역에서의 저항성과 기하학적인 구조에 따라 달라진다.

r② e 는 에미터 합성영역과 에미터 안정 저항 사이에 측정된 저항을 의미한다 결' (ballast) .

과적으로 베이스 확산저항- (rbb 에미저저항'), (re 콜렉터 베이스캐패시턴스'), - Cdb 및 등가 출

력저항 (R0 가 매우 중요한 등가소자이다)

기생소자 모델 고주파대에서는 능동소자의 패키지형태에 따른 기생효과가 나타나며 입:③

출력 임피던스에 매우 큰 영향을 미치게 된다.

- 25 -

한편 그림 은 입력단에 저역통과 임피던스 정합회로인 출력임피던스 정합부를 갖고(2-11) LC

다수의 칩으로 구성된 정력 트랜지스터의 형태이며 이와 같은 전력용 트랜지스터의 패, RF

키지에서 발생되는 기생효과는 입력단과 출력단 임피던스에 중요한 영향을 미친다 즉 증폭.

기 임피던스 정합용 프린트기관 의 분포캐패시턴스(printed circuit board) (distrjbuted

여러개의 콘덕턴스와 캐패시턴스 등은 매우 복잡한 회로를 구성capacitance), wire-bond

하게 되므로 모든 성분에 대한 정확한 해석을 하기 위하여 다음과 같은 성분이 고려된다.

인덕턴스로서 자기인덕턴스와 상호인덕턴스 성분bond-wire ,

discrete capacitance②

parasitic pad capacitance③

특성임피던스(Z④ 0 와 전기적 길이 에 의한 전송선로 특성이 포함되어) (electric length : )θ

야 한다.

고출력 전력용 트랜지스터에서는 약 개선 정도의 를 갖고 있으며 임피던스100 bond-wire

정합에 영향을 미치며 보통 이러한 금선 의 인덕턴스 값은 정도의 범위(wire) 0.1 ~ 0.2nH

를 갖고 있어 고주파 영역에서 사용하려면 모델링이 필요로 한다.

내부 외부 상호인덕턴스를 고려한 전체인덕턴스에 대한 모델링한 수식은 다음과 같다, , .

윗식에서 Lint은 원형 의 내부 자기 인덕턴스Wire

. Lext은 원형 의 외부 자기 인덕턴스Wire

. Lm는 의 상호인덕턴스 분Wire (coplanar 50 )

. Lp는 의 병렬에 따른 상호인덕턴스Wire

이며 Lint과 Lext되는 그림 와 같이 주어지며 일반적인 식은 각각 다음과 같다(2-14) .

길이 반경l ; , a ;

- 26 -

이며;skin depth Lδ M과 는 다음과 같다LP .

대부분의 전력용 트랜지스터의 패키지는 거의 동일한 형태를 갖고 있으며 이와 같은 패키지

의 기본구조를 기생효과의 분석에 도움이 된다 트랜지스터의 와 내부 정합회로에 대한. die

은 다층 하게 봉합된 세라믹으로 구성되며 를 기본으로 금housing hermetical beryllia(BeO)

속화 시킨다 세라믹은 를 사용하고 이유는 우수한 열전도 특성을 나타내기 때문. base BeO

이며 패키지의 열면과 마니크로 스트립 피드는 알루미나(Al2O3 를 가지고 까지 우수) 1500°F

한 열적성질을 이용한다 표 는 전력용 소자의 패키지에서 사용되는 여러 가지. (2) RF

과 에 대한 특성을 보여주고 있으며 그림 은 전력용 트랜지스터의 패키ceramic meta1 , (2-7)

지에 따른 기생 리액턴스 형성을 보여주고 있다.

- 27 -

그림 전력 트랜지스터의 내부(2-7).

그림 전력 트랜지스터의 외부 인덕턴스의 성분(2-8).

- 28 -

그림 외부 인덕턴스의 계산법(2-9).

- 29 -

트랜지스터의 동작 급수와 효율2.3.2. RF

가 급 증폭. A

그림 의 에미터접지 급 전력증폭기는 소신호 증폭기 형태와 유사하다 전력증폭기(2-10) A .

응용에 있어서 부저항은 능동소자 단락저항과 리액턴스를 무시할 수 있도록 충분히 작은 값

이 된다 능동소자의 동작점 를 트랜지스터가 동작하는 동안에 합성영역을 유지하도록 선. Q

택한다면 능동소자는 그림 과 같이 전류원 와 등가형태가 된다 병렬(2-10) (current source) .

동조회로 또는 능동소자가 완전하게 선형특성을 나타낼 수 없으므로 동조회로나 필터회로-

를 부가시켜 부하에서 나타나는 조화전류성분 을 방지할 수 있다(Harmonic current) .

그림 의 증폭회로에서 구동신호와 베이스에 인가되는 바이어스에 의하여 그림 에 보(a) (c)

여진 것과 같이 콜렉터 전류 ic 가 나타난다고 하면( )θ

가 성립한다. ic 의 하모닉 성분은 윗식에서 생략하였다 이 하모닉 성분은 급 증폭기의( ) . Aθ

전력 또는 효율 에 큰 영향을 미치지 않기 때문이다( ) . ic 의 및 성분은 쵸크 와( ) ac DC (RFC)θ

캐패시터(Cb 를 통하여 흐름으로써 입력전류) Id=ICQ가 되며 출력전류 i0( )=Iθ cm 가 된다sin .θ

하모닉 전류는 능동소자의 비선형특성에 의하여 발생되며 병렬 동조회로에 의하여 접지면으

로 바이패스 된다. ic 의 모든 캐리어주파수 성분은 부하저항 을 통하여 흐르며 이때 출( ) Rθ

력전압은 다음과 같다.

콜렉터전압은 공급전압과 같은 성분이 있으며 출력전압과 동일한 성분으로 구성되므로dc ac

Vc 는 다음식과 같다( ) .θ

- 30 -

그림 급 증폭기의 예(2-10) A

회로도 파형(a) (b)

- 31 -

능동소자의 전류원 동작은 Vc 가 일 때만 유지할 수 있으므로 출력전압( ) (+) Vθ om을 V2oc보

다 작을 때까지 유지할 필요가 있다.

한편 콜렉터전류 ic 는 가 되므로( ) (+) Iθ dc=ICQ으로 놓거나 약간 크게하여 최대출력전류는

I om=V omR≤V ocR이 된다.

결과적으로 입력전압은

이며 출력전압은

이 되고 이에 따라 효율은

이 된다 트랜지스터에서 소산되는 전력. Pd는 Pi와 P0의 차이로서 구해지며 그림 는, (2-11)

급 증폭기의 효율과 전력관계를 보여주고 있다A .

급 증폭기의 최대값을A Pi Pㆍ d가 되어 무신호 또는 감소된 신호조건을 갖게 함이 좋은 설

계기법이다.

그림에서 급 전력증폭기가 최대출력이 나타나도록 구동되는 파형관계를 보여주고 있다A .

피크 순간 콜렉터 전압과 전류는 VCmax 2Vㆍ cc 및 2ICQ=2Vcc 이 된다 정규화시킨 전력은/R .

다음과 같다.

급 증폭하는 두개의 능등소자를 형태 상보 로 연결시킨다면A push-pull ( ) Pmax 이 되며=1/4 ,

이러한 상보대칭형태는 능동소자의 비선형특성에 의하여 하모닉 전류가 발생된다 해도 대부

분 출력에서는 제거되어 나타난다 이러한 급 증폭기는 단에서 마이크로파까지 응용되. A RF

고 있다.

- 32 -

그림 급 동작의 콜렉터 전압변화에 대한 전력 및 효율 관계(2-11) A

나 급 동작 증폭. B

선형 증폭의 경우 증폭기의 급 동작은 급 동작에 비하여 효율은 높아진다 급 동작RF B A . B

증폭기는 중전력 또는 고전력 전력증폭기 에서 주로 사용하는 동작급수이다 급 증폭(PA) . B

의 가장 보편적인 형태는 변환기 결합으로 그림 의 형태로 나타낼 수 있push-pull (2-12)

다 또 다른 형태로는 동조형으로 단일종단 형으로 협대역 선형증폭기에 적용. (single-ended)

한다 전력증폭기의 급 동작이론은 두개의 트랜지스터를 위상차이를 갖도록 구동. RF B 180°

시킴으로써 각각의 트랜지스터가 반주기 동안 동작하고 나머지 반주기 동안에 차단되는 반

복동작을 함으로써 이루어진다 두개의 트랜지스터가 동시에 동작된다면 증폭기는 필연적으.

로 전류원 이 발생된다 급 동작의 효율이 급보다 높아지는 것은 트랜지(current source) . B A

스터의 콜렉터 전압이 최대로 높아질 때 제로콜렉터 전류에 기인하는 것으로 볼 수 있다.

- 33 -

급 동작 증폭에서 능동소자가 자체로서 증폭기의 입력신호를 증폭시킬 수 없으므로 신호B ,

는 두 부분으로 분리되어 충분하게 증폭된 후 다시 합성시킴으로써 증폭신호를 얻을 수 있

다 능동소자가 완전하게 선형특성을 갖고 있고 각각의 트랜지스터가 그림 와 같이. (2-12)

최대크기 Im의 반주기전류원에 의하는 것으로 가정하면 주어진 반주기 동안 변성기, , T1의

차권선에서 반주기에서만 전류를 전달한다 차측이 번 차측이 번 권선된 변성기에서1 . 1 m , 2 n

의 정현파 출력전류 io 는( )θ

이며 이 때 출력전압, Vo 는 다음과 같다( ) .θ

이 전압에 대하여 차측 권선에 나타나는 콜렉터 전압파형은1

이며 콜렉터 전압 변동분은,

이다 윗식에서 은 권선수에서 차측이 개방되었을 때 차측의 반주기 동안에 나타나는. R 2 1

양단저항이다 콜렉터 전압을 유지하기 위하여. (+) Vcm V≤ cc를 만족시켜야 하며 출력전력은,

다음과 같다.

- 34 -

그림 급 증폭기의 예(2-12) B

회로도 파형(a) (b)

중앙 탶전류 iCT( )=Iθ cm 은 두개의 콜렉터전류의 합성성분이다 입력전류|sin | . Iθ dc는 중간

탶의 성분이므로dc

이 되며 이 때 급 증폭기의 효율은 다음과 같다B .

피크 콜렉터전압이 Voc+Vcm 2V≤ cc가 되며 피크 콜렉터전류는 Icm V≤ cc 이므로 최대전력/R

Pmax는 다음과 같다.

- 35 -

각 트랜지스터에서 소산되는 전력 Pd는 Pi와 Po차이의 절반이 되어야 하므로

이며, V cm=2V ocπ가 될 때 나타난다 그림 참고.( (2-13) ).

그림 급 증폭기의 콜렉터 접압변화에 따른 효율 및 전력관계(2-13) B

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다 급 동작 증폭. C

대부분의 협대역 동조형 의 동작은 급 혼합 동작시키며 이것은 종래의 급 동작 모SSPA C C

드 기법과는 달리 증폭기의 응용에 따라 명명된다.

정확하게 반도체소자 를 적용시켜 급 동작시에는 바이어스나 구동신호 등의 어려움(BJT) C

이 수반되므로 정확한 급 동작을 시킬 수 없으며 급 동작 혼합모드라고 함이 더 정확한C C

표현이다.

급 혼합모드동작은 매우 복잡하며 증폭기에 따라 매우 다양하게 동작이 달라진다 그러므C , .

로 그림 와 같이 간략화시켜 동작이론을 고찰한다 쵸크는 반송주파수에 대하(2-14) . RFC1

여 가장 높은 리액턴스를 갖는 것으로 가정하여 직접적으로 쵸크를 통하여 전류가 흐르는

것으로 한다.

유사하게 출력단 회로는 값이 높은 것으로 가정한다 이렇게 함으로써 반송주파수를 제외Q .

한 다른 성분의 통과를 방지한다.

트랜지스터를 이상적인 동작영역에 따라 스위칭 동작하고 있으며 캐패시터 Cs에 의하여 단

락된 것으로 가정한다 이것은 트랜지스터의 외부 분리소자로서 이루어지기 보다도 트랜지.

스터의 고유한 값으로 나타나는 것으로 가정한다 단일 신호주기 동안 트랜지스터는 차. RF ,

단 합성영역 및 포화영역으로 그림 와 같이 구분되어 구동한다(cut-off), (2-14b) .

트랜지스터 캐패시터 전류사이- [is( )θ icm 의 차이와 출력전류( )]θ i0 는( )θ Idc공급전류가 되어

야 하므로 트랜지스터가 합성영역에서 동작할 때 콜렉터전압 Vc 는( )θ dc 출력 및 트랜지스,

터 전류 단락 캐패시터- Cs를 충전하는 공급전류 사이의 차이에 의하여 결(Source Current)

정된다.

트랜지스터가 차단활성영역에서는 합성영역과 유사하나 ic 이다 트랜지스터가 포화되( )=0 .θ

었다면 Nc( )=θ Vset이며 대부분의 전류는 Cs주위를 바이패스하며 콜렉터전류는 dc공급전류

와 출력전류의 차이가 된다 그림 는 트랜지스터의 동작영역에 따른 파형관계를 보여. (2-14)

주고 있다. dc입력전류의 크기와 출력전류는 파형에 관련되어 여러개의 파형을 동시에RF

압축에 의하여 결정된다 특별히 출력전압과 콜렉터전압의 기본 주파수 성분은. L0-C0의 순

수 기본주파수 리액턴스 양단의 기본 주파수 전압과는 달라야 한다 유사하게 콜렉터 전압.

의 dc성분은 Vcc와 같으며, dc공급전류 Idc는 콜렉터전류의 dc성분과 같다.

- 37 -

급 혼합모드동작의 일반적인 해법은 매우 복잡하고 구하기 불가능함이 당연하다 출력전력C .

을 예측하여 풀어보면

이 된다 대신호 임피던스 값을 구해야 하나 그 값을 알지 못한다고 하며 최대 콜렉터 전. ,

압과 전류는 공급전압과 전류의 배로 추측할 수 있으며 출력전력과 최대 전압 전류 값3~4 ,

은 전력증폭기에 따라 달라진다.

급 혼합모드 전력증폭기의 동작은 수치적으로만 예측할 수 있으며 트랜지스터가 합성영역C

또는 차단영역에서 동작한다고 할 때 예측하는 콜렉터전압은

로서 표현이 가능하며 Δt=t2-t1이다 회로소자에 의한 수식은 회로동작 상태에 따라 시스템.

동작으로 발전시킬 수 있다.

결국 급 혼합모드 동작에 대한 정확한 해석은 에 의하여 수치해석적C computer simulation

으로 구할 수 밖에 없다.

- 38 -

그림 급 혼합모드 동작(2-14) C

회로도 파형(a) (b)

- 39 -

전력용 트랜지스터의 전력 측정 방법2.4. RF

고출력 전력용 트랜지스터의 출력 전력특성을 측정하기 위한 실험장치의 구성은 그림RF

와 같다 전력 측정은 듀티사이클을 측정된 평균전력으로 나누어 최고치 전력을 계산(2-15) .

하며 입력전력과 반사된 입사전력은 두개의 방향성결합기를 사용하여 측정된다 측정시스, .

템에서 서큘레이터는 신호원의 보호와 일정한 입사 임피던스를 유지하기 위해서 사용한다.

트랜지스터의 공액정합 입력임피던스는 출력단 전력에 의하여 측정되며 부하측 을, VSWR 1

정도로 유지한 상태에서 정밀한 값을 측정할 수 있다 트랜지스터의 전압과 전류: 1.1 . DC

의 값에 의하여 콜렉터 효율을 계산할 수 있으며 스펙트럼 분석기를 가지고 증폭기, (DUT)

의 성분과 주파수의 크기를 측정할 수 있다 전력용 트랜지스터의 제harmonic spurious . RF

반특성을 측정하기 위하여 에 대한 을 시켜야 한다DUT Tunning .

본 연구에서 이득은 및 효율의 소자특성을 갖도록 설계하25watt, CW 900MHz, 7dB 45%

고자 한다면 소자의 정격이득에서 정도 범위내에서 전력과 정도의 콜렉터 효율, 2dB 15%

오차범위에서 입력정합이 약 이 되도록 임피던스 정합회로를 설계해야 한다2.5 : 1 VSWR .

회로 손실은 회로소자의 저임피던스값과 외부 튜너 사이의 전송로길이에 축적되며 회로손실

은 트랜지스터의 동작 상태에 대하여 중요한 의미를 갖고 있다 그림 의 의 증. (2-14) 25watt

폭기 특성을 갖는 콜렉터 부하임피던스를 보여주고 있다 첫번째 튜닝하기전에 콜렉터 부하.

임피던스가 점에 있다고 할 때 는 에서 최대 출력전력이 되는 부하임Y Tunner 2.5 - j6.5 Ω

피던스에 전력을 전달시키는데 비효율적인 상태가 된다 점을 중심으로 외부튜너의 범위를. Y

보여주고 있으며 이 경우 는 실제적으로 제한된다 각 동작점에서4 : 1 VSWR (900MHz) .

된 증폭기의 경우 능동소자의 동작범위 를 평가할 수 있다Tuned , (Dynamic Range) .

급 동작 증폭기의 경우 출력이 선형특성을 나타내기 위하여 입력 전력은 매우 작은 범위C

를 갖게 된다 동작점을 포화상태의 직전에서 선택하면 높은 효율을 얻을 수 있으며 반주기.

동안 콜렉터 전압은 단지 의 절반 값 정도가 되나CW BVce , Short pulse, low duty cycle

동작에서 매우 중요한 의미를 갖게 된다 구동은 능동소자의 전력전달 특성을 결정하기. RF

위하여 변화된다.

- 40 -

입력 전력은 매우 낮은 레벨에서부터 출력전력이 도달할 수 있는 점까지 변화되므로 외부

가변 스텁튜너를 사용하여 조정은 구동의 변화에 따라 출력전력을 조정되어야 한Tuning

다.

능동소자의 출력임피던스는 출력레벨의 변화에 따라 변화되므로 구동입력이 증가함에 따라

출력측 정합상태는 주의하여 유지되어야 하며 능동소자의 입 출력 임피던스 정합회로가, ㆍ

거의 최적상태가 될 때까지 로 유지시켜 동작시켜야 한다low pulse, low duty(1Ous,10%) .

구동전압이 증가됨에 따라 콜렉터 전류(IC 콜렉터 전압), (VCC 및 입 출력 전력) RF (Pin,ㆍ

및 접합온도는 정확하게 기록하여 이득 콜렉터 효율 소모전력 열저항과 회귀손실Pout) · , ,

등을 결정할 수 있다 능동소자의 동작점은 평균 출력전력 주파수 구동 및(return loss) . , ,

열적 조건에 따라 변화되므로 이득에서 최고 효율이 나타나며 콜, 0.1~0.6dB Compression ,

렉터 전압의 증가는 출력전력과 이득은 다음과 같이 증가하며 약 관계가 된다0.25dB/V .

효율은 콜렉터 전압이 감소됨에 따라 감소된다 최대 회귀손실 을 갖는 전원 임. (return loss)

피던스와 최대출력전력을 갖는 부하임피던스를 측정한다.

- 41 -

그림 전력 능동소자 측정장치(2-15).

- 42 -

제 장 전력 증폭기의 설계3

반도체 소자를 이용한 전력증폭기의 주요 형태는 크게 사용하는 소자에 따라 또는BJT

의 형태로 구분할 수 있으며 접지형태 에 따라 전력증폭기의 특성이 달라진다FET , (CE, CB) .

대출력 전력증폭기를 형성하기 위하여 단일종지 형과 퓨쉬풀(1) (Single-Ended) (2)

형으로 구분할 수 있으며 각각의 형태는 주파수 스펙트럼 대역폭 및 전력레벨(Push-pull) ,

등 응용회로에 따른 전력증폭회로에 따라 적용된다.

전력 증폭기의 형태3.1.

접지형태의 이점 분석3.1.1.

에미터접지와 베이스접지 형태가 전력 증폭기에서 가장 많이 사용하는 증폭기의 접지형RF

태이나 는 비교적 낮은 주파수에서 대까지의 증폭기에서 주로 사용하며 는CE UHF , CB UHF

때 이상 마이크로파대까지 사용하는 것으로 예전에는 관례화되었으나 최근에는 방CE, CB

식에 혼용하여 증폭기 설계목적에 따라 응용된다.

형태의 이점[1] CE

형태의 경우 우수한 안정도와 높은 전력 이득 및 양호한 선형성 을 보여주고CE (linearity)

있으며 또 입력과 출력의 위상이 반전되는 특성이 있다 형태의 증폭기의 안정도는 트랜. CE

지스터의 귀환캐패시턴스의 영향에 의하여 위상이 에 가까울 때의 주파수에서 안정도180°

가 저하되며 그외에서는 안정도가 향상되는 특성이 있다.

에서 인덕턴스가 증가되면 리액턴스에 의한 부환귀환에 의하여 전력이득이 저하되므로CE

에서는 트랜지스터가 정상적으로 동작시키기 위하여 가능한 인덕턴스를 작게 함이 중요CE

하다 증폭기 형태의 이득은 주파수에 역비례하며. CF β 에 도달할 때까지cutoff 5dB/octave

로 증가되며 이득은 최고 까지 가능하다 형태로 광대역 증폭기를 설계할 경우, 30~40dB . CE

퓨쉬 풀 형태로 임피던스정합이 용이하다 다단 증폭시스템을 형성할 경우 중간 증폭단의- . ,

임피던스 정합은 이하에서 이루어져야 하며 때로는 더 낮은 임피던스 변환을 하므로50 ,Ω

증폭 형태가 사용된다CE .

- 43 -

형태의 이점[2] CB

를 이용한 증폭 회로는 에서 대에서 주로 사용하며 이것을BJT CB UHF M/W α특성이 β특성

보다 높기 때문이다 이것에 의하여 높은 전력이득은 트랜지스터의 베이스 접지 사이의 인. -

덕턴스가 나타난다면 이로 인하여 정귀환이 일어나게 되어 이득이 증가하는 현상이 된다.

더 많은 인덕턴스 성질이 나타나며 이득은 증폭기의 불안정한 상태까지 증가하게 되고 그,

이후에는 정합회로가 공진주파수까지 지속적인 발진의 조건이 나타나게 된다 모든 트랜. CB

지스터는 정귀환 특성을 갖고 있으며 이것은 베이스 본딩 와 베이스 리드의 내부에 의wire

하여 발생된다 증폭기에서와 같이 트랜지스터의 이득은 주파수에 역비례하며. CE CB ,

의 형태로서5dB/octave Slope α 에 까지 나타난다 증폭기에서 입력전력의 관통cutoff . CB

가없으므로 에서와 같이(feed through) CE P0 + Pin이 아니라 출력전력이 실제적으로 나타

난다 이러한 특성에 의하여 증폭기에서는 트랜지스터의 변동부하유지능력. CB (ruggedness)

성능이 더 개선되며 전력소모는 감소한다 회로에서 전류가 에미터를 통하여 흐르므로 입. ,

력정합회로 또는 에미터 회귀 쵸크 가DC (Return Choke) IS+IC를 치리할 수 있어야 한다.

증폭회로에서 출력캐패시턴스CB (Cob 와 귀환캐패시턴스는) (Crb 로 역전되며 가 보) , Crb Cob

다 수 배 더 큰값이 되는 바이어스전압이 낮을 때를 제외하고 이 값은 거의 같다 증폭. CB

기의 경우 단일주파수증폭기로나 협대역 증폭기로서 가능하나 광대역 증폭은 내부정합피로,

를 필요로 할 경우에 설계하는데 매우 어렵다 증폭의 경우 안정도를 증가시키기 위하여. CB

중화회로를 사용하기도 하나 퓨쉬 풀 설계를 제외하고 중화회로의 구성이 쉽지 않다 고출- .

력 증폭 회로에서 선형동작모드의 바이어스를 시키기에는 어려운 점이 있으며 구동으로, RF

바이어스 전압은 감소시키기도 한다 고출력에서는 형태의 퓨쉬 풀 회로는 잘 사용하지. CB -

않는다 하지만 급에서는 퓨쉬 풀 회로를 이용한다. 0.5-1W - CB .

- 44 -

단일종지 형3.1.2. (Single-Ended)

단일종지 형태의 전력증폭기는 반도체소자의 최적 성능상태를 유지하도록 설(Single-Ended)

계되며 증폭기의 전력이득 효율등의 설계에 적합한 특정목적의 증폭기 설계에 채택되는, ,

형태이다.

단일종지형 전력증폭기의 회로에서 적용되는 수동 소자는 일반적으로 주파수대가 500MHz

까지는 소자를 사용하여 회로가 구성되며 그 이상의 주파수대에서는 마이크로스트lumped ,

립 선로 설계법이 적용된다 그림 는 일반적인 단일종지 형태의 전력증폭기 회로를. (3-1(a))

나타내 보이고 있다 그림에서 형의 수동소자를 사용한 방법으로 이 형태는 단일. (a) lumped

주파수 또는 협대역을 찾는 증폭기에 적합한 회로로서 및 소자를 적용하여RF lumped L C

방식을 적용할 수 있다 입력과 출력단의 임피던스 정합회로에 수동소자의 사SMT . lumped

용은 시스템에서 저전력단에서 응용이 가능하며 수동소자의 가변특성을Cellular , lumped

이용하여 증폭기의 최적특성과 트랜지스터 파라메터의 오차를 조정할 수 있는 특성이 있다.

이 방식에서는 에미터접지 방식을 필연적으로 적용하며 트랜지스터가 장착되는 영역에 접지

면이 동시에 형성된다 수동소자 과 는 표면에 장착되므로 전력이득이 큰 경우 및. L C (SMT)

연속동작으로 증폭기의 온도가 상승되었을 때 이 소자의 접합 납땜이 녹는 경우가 있어 저

전력 증폭시스템에서 많이 사용된다 그림 는 임피던스 정합회로가 마이크로스트립. (3-1(b))

전송선로로 구성된 일반적인 전력증폭기의 형태를 보여준다 이러한 회로의 설계에 있어서.

에미터 접지의 경우를 포함한 정확한 마이크로스트립 선로의 비유전율( ) (εr 을 정확히 알아)

야 전력 증폭기의 규정한 대역폭내에서의 최대이득변 등이 입력 및 출력 임피던스를 에50Ω

정합시키는데 사용한 리액티브 소자의 수에 의하여 결정된다 인덕터의 경우 설계된 스트. ,

립선로의 길이와 폭에 의하여 결정되며 캐패시터의 경우 전송선로의 스텊 개방 에 의하여, ( )

결정된다 일반적으로 리액턴스 소자의 수에 따라. n 일 때와= 1 n 일 때의 리플은 대략=4

의 차이가 있으며 정합회로로서 설계하여 마이크로스트립3~4dB , Cheby- schevf lumped

형태로서 전환시켜 정합회로를 구성하게 된다 이와 같은 회로를 설계하기 위하여 이용되는.

프로그램은 등이 있으며 전력MSD(Microwave design system), S-C0mpact, Touchstone

증폭기의 회로의 구현에 있어서 증폭기를 안정하게 동작시키기 위한 안정도 문제가 중요하

게 되므로 베이스와 접지 에미터와 접지 사이의 인덕턴스값을 가능한 최소화시키는 것이 매( )

우 중요하다 근래에는 트랜지스터 패키지 형태가 직접 방열판에 장착시킬 수 있는 형태가.

있어 리드를 직접 가장자리에 접지 시킬 수 있다.

- 45 -

에미터접지 증폭기의 형태는 이득의 손실을 방지하고 에미터 접지간의 인덕턴스를 최(CE) -

소화시키기 위하여 를 사용한다wrap around emitter metalization package .

이 방식의 장점은 설계가 용이하며 리액턴스 소자를 적게 사용하고 대량생산이 가능하다, , .

단점은 주파수 대역에 제한이 있고 회로설계기판이 유전율에 경제성이 좌우되며 동작시CW

전력한계상 제한이 있다.

그림 소자의 다일 종지형 전력증폭소자(3-1) (a) Lumped

- 46 -

그림 마이크로스트립형(3-1) (b)

- 47 -

퓨쉬 풀 형3.1.3. - (Push - Pull)

퓨쉬 풀 형 전력증폭기는 단일종지형 전력증폭기보다 큰 전력을- (Push-pull) (Single-Ended)

갖는 특성이 있으므로 비교적 대출력 전력 증폭기를 설계할 때 사용된다 퓨쉬 풀 형태는. -

대출력 전력의 특성을 갖기 때문에 퓨쉬 풀 형태에 적용되는 트랜지스터는 매우 낮은 임피-

던스값과 반도체 소자가 상호간에 임피던스가 정밀하게 정합되지 않을 경우 전력분배 문제

등이 발생한다 일반적으로 주파수대역까지는 퓨쉬 풀 형태의 전력증폭 회로의 이용. UHF -

이 가능하나 그 이상의 주파수대에서는 우수차 고조파 의 억압이 중(Even order Harmonic)

요한 특성 문제로 제기되므로 응용에 제한이 있다 퓨쉬 풀 형태에서 두개의 반도체 소자가. -

정밀한 임피던스정합이 이루어졌을 때 높은 효율을 얻는 이점이 있으며 대역폭등의 이점이,

있다 그림 는 퓨쉬 풀 회로의 형태를 보여주고 있다 퓨쉬 풀 전력증폭기의 형태는 단. (3-2) - . -

일종지 형태에 대한 이점과 병렬트랜지스터 설계의 장점을 합친 형태이다.

그림에서 변환기 를 이용하여 광대역 임피던스정합 특성을 얻을 수 있으나 트(Transformer)

랜스의 증간템의 표류 에 의하여 오차를 나타낼 수 있다 그림 에서 퓨쉬 풀 전(floating) . (b) -

력 증폭기의 입력단에 트랜스를 설치하여 두개의 트랜지스터 입력을 정확하게 균형되게 구

동시키는 특성이 있다 그림 와 같이 고정값을 갖는 수통소자의 퓨쉬 풀 전력증. (a) lumped -

폭기는 회로 동작시 정확한 위상전이 를 필요로 하므로 이 조건을 맞추기180° (phase shift)

위하여 형태를 주로 사용한다 그림에서와 같이 중간 임피던스Hybrid . (intermediate

의 초기정합은 과 로써 이루어지며 의 위상전이는 또는 의 전송impedace) L C 180° 4:1 ( 1:4)

선로 변환기에 의하여 간편하게 이룰 수 있다 중간 임피던스 정합회로는 마이크로스트립으.

로 이용하여 대까지 적용된다 그림UHF ( b).

- 48 -

(a)

(b)

그림 형 전력 증폭회로(3-2). Push-Pull

마이크로스트립 형(a)

형 트랜스 사용(b) lumped ( )

- 49 -

병렬형3.1.4.

전력 증폭기에서 병렬형은 대출력 전력레벨을 이루기 위한 방법으로 단일 트랜지스터가RF

갖는 최대전력을 이용한 것으로 이 경우 임피던스 값은 입력단에서 매우 낮게되는 단점이,

있다 이와 같은 단점을 피하기 위하여 손실 정합회로의 구성으로 과의 임피던스 정합. 50Ω

이 어려우므로 중간 임피던스 를 으로 설정하여 각각의, (intermediate impedance) 1O~25Ω

능동소자의 임피던스를 변환시킴으로서 중간 임피던스가 병렬로 이루게되어 으로 전환50Ω

되므로 추가적으로 정합회로를 갖는다 그림 는 병렬형 전력 증폭기의 형태를 보여주고. (3-3)

있다.

그림 병렬형 전력 증폭기(3-3)

- 50 -

대신호 임피던스 및 정합회로3.2.

대신호 임피던스3.2.1.

급 증폭기를 포함한 전력증폭기의 설계에서 가장 고려되어야 할 사항은 수치함수적인 방C

법에 의한 설계에만 의존하면 안된다는 점이다 다행히도 능동소자의 제조회사에서 대신호.

임피던스에 대한 자료를 제공하여 주어진 회로에 대한 임피던스정합을 할 수 있다 그러나.

대신호 입피던스는 주의 깊게 이용해야 이것은 특정 주파수에 한정한 값으로 특정회로 상태

에서의 전력관계를 나타내고 있기 때문이다 일반적으로 대신호 임피던스는 다음과 같은 방.

법으로 결정된다.

설계하려는 주파수 점과 공급전압에 의한 바이어스 점에서 선정한 트랜지스터의 출력전압

성능에 대하여 반복 측정하여 최적값을 찾으며 회로상태에서 능동소자를 제거하고 반송주파

수점에 대하여 콜렉터와 베이스에서 본 임피던스를 측정한다 측정된 임피던스는 복소공액.

값이며 주파수 출력전력 등의 조건에 대한 트랜지스터의 대신호 임피(complex conjugate)

던스가 된다.

출력전력은 일반적으로 설계에 따라 최적화 되나 출력임피던스는 최대전력이득 또는 효율,

에 대한 특정조건을 규정하는 것과 같이 이용할 수 있다 일반적으로. RF전력용 트랜지스터

의 대신호 출력임피던스 ZC는 수음과 약간의 용량성 리액턴스 값으로 이루어진다 이와 같.

은 것은 트랜지스터의 Cob와 Rp=V2cc/2P0의 병렬조합에 의하여 값이 결정되는 것으로 예Zc

측할 수 있다 이러한 예상값은 급 콜렉터파형과. B Cob의 비선형 성분을 무시한 것이므로 정

확한 것이 아니다.

대신호 임피던스는 설계상에서 설정한 주파수 점과 측정한 전력레벨에 한정하여 이용해야

하며 대신호 등가회로에서 비선형 변수가 여러 가지로 존재하므로 주파수 구동신호 출력, , ,

전력 공급바이어스 전압등에 가변할 수 있음을 숙지해야 한다 그러므로 전력트랜지스터, . RF

는 대신호 임피던스에 의하여 제 차 설계에 매우 유용하게 이용되는 파라메터이다1 .

- 51 -

급 동작에 대한 최대 비율은 콜렉터 전압과 전류파형이 동작에서 측정이 어려우므로C RF

제조회사에서는 공급전원 와 전류 값을Vcc Idc Vcmax와 icmax를 대신하여 제공하고 있으나

이 값을 정확하게 설정하기는 어렵다 최대순간 비율이 설명되고 최대순간 값을 안다 해도. ,

이러한 파라메터를 알맞게 사용하기에는 주파수에 따라 그 값이 변화되므로 어려움이 있다.

한편 급 동작증폭기에서 동작시간 동안 단락된다면 콜렉터 전압이 최대 안정 콜렉터를C dc

초과하게 되며 이러한 경우는 전력증폭기에서 자주 나타난다 결국 고출력 전력증폭기RF . RF

의 안전한 설계법은 제조회사가 제공하는 트랜지스터의 자료를 이용하는 방법이 가장 좋다.

전력용 트랜지스터의 입력 임피던스와 출력임피던스는 비교적 크기가 작으며 매우 작은 리

액티브한 복소수 값으로 나타나며 특히 능동소자의 전력 출력 이 증가함에 따라 그 값이, ( )

낮아지는 특성이 있다 이러한 복소수 형태의 낮은 임피던스 값이 으로 정합되기 위하. 50Ω

여 전력용 트랜지스터의 경우는 소신호 임피던스 정합방법과 달리 대신호 에(large-signal)

의한 입력임피던스와 출력임피던스를 측정해야 한다 산란계수 는 급 동작에. (S-parameter) A

의한 소신호 모델을 표준으로 측정한 능동소자의 특성을 나타내는 파라메터이나 전력용 트

랜지스터에서는 대신호 조건 아래에서 동작되므로 산란계수는 적합하지 않으며 에 의CAD

한 전력용 트랜지스터의 동작특성을 분석하여야 한다 전력용 트랜지스터의 동작특성은RF .

측정법을 주로 사용하며 측정에 의하여 부하 임피던스에 대한 출력 전load-pull load-pull

력 전력 이득 콜렉터 효율등의 특성을 측정할 수 있다 이 방법은 측정시간이 많이 소모되, , .

며 자동 측정시스템을 가지고 측정되어야 한다 이 방식의 특성을 설계자에게 부하 임피던.

스가 최적상태에 비하여 부하값이 변화되었을 때 출력 전력이 얼마나 변화되는가는 쉽게 알

수 있도록 보여 주는 특성이 있다 대신호 임피던스. Zin과 ZOL 데이터에 의한 전력 트랜지스

터 임피던스 정합을 첫째 수동소자 형태로 입력 임피던스lumped Zin과 부하 임피던스 ZOL*

를 정합시키는 회로를 설계하고 이 값을 중심으로 최적 값을 찾는 방법이며 둘째 lumped

수동 소자에 의한 정합회로를 분포형 소자 값으로 변환시켜 마이크로 스트립(distributed)

전송선로에 의한 정합회로를 구현한다.

- 52 -

임피던스 정합이론3.2.2.

전력증폭기는 일반적으로 협대한 주파수 범위에서 동작시키므로 저항성과 리액턴스로 구RF

성되는 출력 및 입력 임피던스를 나타낸다 이러한 능동소자는 증폭기 구성회로에 따라. RF

주기 동안에 포화점에서 구동되도록 동작시키며 출력전력은 콜렉터 공급전압과 부하임피던

스의 함수가 되며 원하는 콜렉터 부하임피던스 값은 급 전력증폭기 설계에 매우 중요한C

파라메터이다 정합회로의 가장 근본적인 목적은 부하 또는 구동임피면스 값을 콜렉터 부하.

임피던스 Z*c로 전환하거나 특정된 공급전압과 주파수 점에서 원하는 출력전력을 찾을 수

있도록 베이스 구동 임피던스 입력단( ZB 값으로 전환시키는데 있다 출력정합회로는 종종) .

출력단에서 설계특성상 허용할 수 있는 범위의 하모닉을 찾도록 하모닉의 세기를 감소시킨

다.

정합회로는 반송주파수의 하모닉에 대하여 콜렉터 또는 베이스의 원하는 임피던스 값을 찾

도록 설계할 수 있다 측정된 임피던스 값· ZC와 ZB를 사용하며 정합회로를 변화시키면 하모,

닉 주파수에서 임피던스의 변화를 초래한다 이러한 관계는 급 전력증폭기가 설계한 의도. C

대로 동작하지 않는 가장 큰 원인이다.

원하는 임피던스를 정합시키고 전환시키는 방법은 어러 가지가 있다 기존에는 변환기의 권.

선수 관계나 전송선의 변환기에 의하여 채배 내지는 임피던스 분배를 시켰으나 ZC와 ZB에

정합시키기 위한 리액턴스 성분을 부가시킬 수 없으므로 변환기 소자 또는 소, , R.L.C R.L.C

자와 전송선로의 혼합방식을 설계편의에 따라 설정하여 임피던스 정합을 시킬 수 있다.

정합회로[1] Lumped

의 수동소자에 의하여 임피던스를 정합시키는 방안은 다양하다 일반적으로 전력증폭R.L.C .

기에서 사용하는 임피던스 정합형태는 형 회로로서 직렬인덕터와 단락캐패시터에 의하여L-

정합회로를 설정한다 임피던스 정합 회로의 과 값을 선정하는 방법은 회로상에서 값의. L C Q

설정에 따라 달라지며 값을 설계목적에 따라 선정된다면 을 구하고 를 구하는 방법으, Q L C

로 이루어진다.

- 53 -

과 에 따라 회로의 변환관계는 그림 와 같이 주어진다 그림 는 일반적으로R,L C (3-4) . (3-4)

급 동작을 시키기 위한 형 회로에 의한 부하임피던스C L- Z*C와의 임피던스 정합회로를 보

여주고 있다 회로에서 는 무한임피던스로서 쵸크 일이며. RFC ? CB는 방지 캐패시터로DC

임피던스로서 가정한다Zero . C1과 L1A의 값은 콜렉터 부하임피던스 Z*C의 저항성분 를Rc

R0에 변환 시킬 수 있도록 선정되며 인덕터 L1B는 Z*C의 리액턴스 성분이다 실제적으로.

L1A와 L1B는 단일 인덕터 L1을 형성하며 와RFC CB의 효과를 고려되어야 한다 하모닉 전류.

를 콜렉터 회로에 흐르도록 허용하여 하모닉 주파수에서 L1의 리액턴스값이 결정된다 단일.

형 정합회로의 단점은 회로성분의 값의 선택이 고정된다는 점이다 그 결과 원하는 성분L- .

이 실현불가능 하거나 원하지 않는 값을 사용할 수 있으며 전력증폭기의 설계시 대역폭이

고정된다 이러한 이류로 인하여 임피던스 정합을 또는 의 형 정합회로를 택하며 그. 2 3 L-

림 와 같이 나타낼 수 있다(b) . L2와 C2소자를 중간단 가상저항 R1으로 R0를 변환시키며 소

자 L1과 C1을 원하는 콜렉터 부하임피던스 Z*C으로 R1을 변화시켜 정합을 이루게 한다 이.

렇게 하면 대역폭은 값에 따라 최대로 할 수 있다 중간의 가상저항 에서Q . Rc R0 즉(

R1/Rc=R0/R1의 관계로 로 기하학적 파정형태를 가지고 선택할 수 있다) .

- 54 -

그림 분리 수동소자에 의한 정합회로(3-4)

단일 형 출력 중 형 형 단일 형 입력(a) L- (b) 2 L (c) T- (d) L

- 55 -

여러 가지 회로선택으로 각각의 형은 부하의 저항성의 예측에 따라 반응하게 되며 전체L-

회로의 값은 각각 회로에서의 값의 자승 즉 이 된다 그러나Q Q Q_T^2=Q_1^2+Q_2^2 .

이러한 방법은 정합회로에 대하여 개략적인 반응을 예측할 수 있을 뿐이다 전체적인 정합.

회로에 대한 응답은 값을 갖는 트랜지스터를 대치시켜 수치함수적으로 예측하는 것이 정Zc

확한 방법이다 이때 가정한 선형전압원이 급 동작 트랜지스터에 비하여 매우 개략적으로. C

나타나는 값이므로 수치함수적인 반응값도 역시 개략적이다 회로의 입력단 정합회로는 주.

파수점의 수에 따라 수치적으로 계산할 수 있으며 콜렉터 부하임피던스에 대한 제조회사별

성능을 특정화시켜 데이터를 제공한다 임피던스정합회로를 설계할 때 성능은 형 정합회. L-

로가 수용되는 것보다 높은 값으로 설계하려 하면 다음 두가지 방법이 있다Q .

첫째는 그림 에서와 같이 형 정합회로를 택하면 된다(c) T- . R0보다 큰 어느 정도의 가상저

항을 갖는 역 중 형 정합회로의 쌍으로 고려하여 설계한다 두번째 방법은2 L- . L1값을 원하

는 임피던스 변환보다 더 크게 하여 설계하는 방법이며 이때 CB값은 감소시켜 L1에 부가되

는 정도의 효과를 없앤다 순수 와. CB L1의 리액턴스는 임피던스 변환에 필요로 하는 값으

로 설정되나 이와 같은 방법은 하모닉을 유발한다 그림 는 입력임피던스 정합을 단일. (d)

형 회로를 가지고 대신호 임피던스L- ZB를 정합시키는 방법을 보여주고 있다 이때 구동임.

피던스는 R0이다 쵸크는 매우 높은 임피던스이며 베이스로 전류경로가 있는 것으로. RFC dc

가정한다 캐패시터. C2는 ZB의 등가 임피던스 성분을 없애기 위하여 사용하였다 형. L- (L1

과 C1 는) ZB의 저항성분 RB를 구동저항 RD로 변환시킨다 일반적으로. L1이 하모닉 주파수

에서 큰 임피던스를 가지므로 베이스임피던스의 구동에 의하여 형성되는 하모닉 전류는 베

이스 에미터- C2경로에 한정한다.

마이크로스트립 기법[2]

전송선로에서 마이크로스트립 선로는 형태를 취하며 증폭기 및 주파수대에서 많PCB , RF RF

이 사용한다 전송선로상에서 특성 임피던스. Z0일 때 길이 l 에 대한 입력임피던스 식은

이며, K=ZL-Z0/ZL+Z0으로 반사계수를 나타내며 는 전파상수로서 이며 일 때를+j 0γ α β α≒

무손실로 취급한다 이 관계식에 의하여 첫째 그림 와 같이 인덕티브 성질과 개패시. (3-5)b c

티브 성질을 갖는 선로를 설계할 수 있다.

- 56 -

둘째 선로를 이용하여 두개의 저항성 부하는 쉽게 정합시킬 수 있거나 임피던스 값을/4λ

변화시킬 수 있다 또 부하임피던스를 어드미턴스로 변환시킬 때 이용하기도 한다 세째로. .

는 반파장 선로의 경우 그림 와 같이 큰 변화 없이 부하임피던스를 반복하여 나타낼(3-5)

수 있다.

전송선로에 의하여 리액티브 소자는 분리된 수동소자를 사용하는 것과 같이 정합회로에 이

용할 수 있으나 수동소자와는 다른 양상으로 형성된다.

마이크로스트립에 의한 임피던스 인버터는 단락용 등가 직렬소자로서 전환하여 이용할 수

있으며 변환기 정합 변환기는 수동 분리소자로서 해결할 수 없는 것이다 전송선로의 길/4 .λ

이와 임피던스 값에 의하여 특정한 리액턴스 저항값 콘덕턴스 서셉턴스 성분을 그림, , , ,

와 같이 구성하여 이용할 수 있다 마이크로스트립의 임피던스(3-5) . Z0는 주파수에 따라 크

기가 달라지므로 그림 와 같이 마이크로스트립 구조와 두께 및 동판두께등 기하학적(3-5)

구조에 따른 임피던스 값과 그림 와 같이 유전물질의 상수에 따른 관계 및 특성 임피(3-5)

던스값 실효유전율 관계를 알아야 한다, .

- 57 -

(a)

(b)

- 58 -

(c)

그림 마이크로스트립 전송선로(3-5)

구조 특성임피던스(a) (b)

실효유전상수와 마이크로스트립 두께(c)

- 59 -

입력임피던스 정합회로3.2.3.

전력용 트랜지스터의 입력단 정합회로를 설계하기 위하여 그림 과 같은 직렬 공진회로(3-6)

와 병렬 공진회로 사이의 변환 관계식을 알아야 한다 일반적인 경우 전력용 트랜지스터의.

입력 임피던스가 에서 이라고 가정하자 이 값을 과 임피던스 정합800MHz 1.0 + j2.0 . 50Ω

을 시키기 위하여 그림 과 같은 의 사다리 형태의 정합회로를 구상할 수 있으며 입(3-7) LC

력 임피던스를 다음 단계를 거쳐 과 정합된다50 .Ω

(a)

(b)

그림 병렬 직렬 등가회로값 변환(3-6).(a) /

구상한 입력단 임피던스 정합회로 형태(b)

- 60 -

1)Zin = 1+j2 Qβ 선택= 2= Rs+jXs1

2)

병렬회로 전환RP1 = Rs(1+Q

2) = 5

X Π = X S1 (1+Q 2

Q 3) = j2.5

3)정합회로의 첫 번째 부가LC C

XC1 = -j2.5

4)

두 번째 부분의LC Q2값 선정QS = 2RP2 = RS2 = 5.0XS2 = Q2RS2= j2.(5)

5)

병렬회로로 전환RP2 = RS2(1+Q

2)=25Ω

X P2 = X S2(1+Q 2

Q 3) = j12.5

- 61 -

6)정합회로의 두번째 부가LC C

XC2 = -j12.5

7)

RP2를 으로 귀환시키기 위한50 LCΩ의 세 번째란 사용

설계된 입력 임피던스 회로

f0 에 대한 입력등가회로의 예= 800MHz

- 62 -

출력 임피던스 정합3.2.4.

전력 트랜지스터의 출력 임피던스는 공급 전원전압 및 출력 전력레벨에 따라 다소간 영향을

받게되며 일반적으로 출력 임피던스 형태는 캐패시티브 성향을 갖는다 출력 임피던스를, .

으로 정합시키는 방법은 입력 임피던스의 정합방법보다 용이하며 일반적으로 많이 사용50Ω

되는 정합회로는 그림 과 같다(3-8) .

그림 에서 정합시켜야 할 출력단의 실수부가 보다 작을 때 사용하는 방식이며 형의A 50 ,Ω π

그림 는B R1이 클 때 사용하는 방식이다. R1이 보다 작은 경우 값은 실제적으로 이용50 LΩ

하지 못 할 정도의 값을 갖고 C1과 C2는 매우 큰 값을 갖는 특성이 있다.

형을 사용할 경우 중 형태의 정합회로를 구성하면 첫 번째 형에서 낮은 값2 (cascade) Qπ π

을 갖도록 값을 선정함이 바람직하다L,C .

그림 를 두가지 형태로 나눌 수 있으며C R1이 보다 작을 경우 정합시킬 때 응용된다50 .Ω

그림 는 형태로 많이 사용하는 방법이다 이 방법은 높은 콜렉터효율을 나타내는 특성E Tee .

이 있다.

의 때 출력임피던스 이므로 이 값을 병렬형태로 변환시키면MRF890 800MHz 22.5-j48.3

가 된다 그림의 형태로서 와 가 적합한 형태이므로 형을 채택하면121.7-j59.25 . B D B

가 되며 출력임피던스 정합회로를 구할 수 있다.

- 63 -

그림 출력단 임피던스 정합회로(3-7).

- 64 -

출력단 임피던스 정합을 위한 자료

- 65 -

전력증폭기의 비선형 특성분석3.3.

전력증폭기의 비선형동작 이론3.3.1.

증폭 시스템에서의 선형성이란 입력전력 x1, x2에 대한 출력 전력을 y1, y2라 가정할 때 입,

력전력 a1x1 + b2x2에 따라 출력이 ay1 + by2와 같은 형태로서 나타내는 시불변(Time-

회로로 표현된다 이와 같은 선형성을 갖는 시불변 시스템의 가장 중요한 특성은invariant) .

입사신호에 따라 출력단에서 새로운 주파수 항이 나타나지 않음에 있다 그러나 비선형 증.

폭회로에서는 새로운 주파수 항이 많이 발생하게 되며 이러한 점이 선형회로와 비선형회로

로 구분할 수 있는 중요한 요인이다 비선형 회로는 크게 구분하여 강 비선형. (strongly

와 약 비선형 로서 나누어진다 비선형에 대한 정확한 구분은nonlinear) (weakly nonlinear) .

없으나 일반적으로 약 비선형은 몇 급수이하로서 멱 급수 전개항에 의하여 비선형(Power)

전류 전압 특성을 정확하게 나타낼 수 있다- .

그러므로 약 비선형 시스템 해석방법은 멱급수 나 에 의하여(power series) volterra series

분석되며 강 비선형 시스템은 해석 또는 방법으로 해석harmonic-balance Time-domain

된다 비선형 회로시스템은 단자 비선형 과 전달회로 비선형. 2 (two-terminal nonlinearity)

으로 나타낼 수 있으며 단자 비선형회로는 저항 캐패시터 인덕터(transfer-nonlinearity) , 2 , ,

의 극대상태의 동작에서 나타나는 비선형으로 전압제어 전류제어의 한개 독립변수의 함수,

가 된다.

혼변조와 주파수 발생[1]

전달회로 특성 중 가장 일반적인 것은 입력 신호에 출력 파형에서 새로운 주파수대의 형성

에 의한 왜곡현상 이 있으며 이러한 비선형 현상에 의한 주요 왜곡은 아래와 같(Distortion) ,

다.

° Harmonic generation

° Intermodulation Distortion (IMD)

° Cross Modulation Distortion (XMD)

- 66 -

° AM/PM conversion

(1) Frequency Generation

입력신호 Ei에 대한 진폭 증폭기의 비선형 전달함수에 의하여 출력신호 E0를 멱급수(Power

로 표현하면 다음과 같다series) .

윗식에 대하여 증폭기의 비선형 특성은 멱급수 의 승항으로도 충분히 표현(Power series) 3

될 수 있다.

단일주파수 입력시(a) (Single frequency Input)

윗식에 E1=Acosω1 의 신호가 입력된다면t E0는

이 되며 윗식을 정리하면

가 된다 윗식에서와 같이 항. DC , ω1항, 2ω1항 및 3ω1항의 주파수가 발생됨을 알 수 있다.

개 주파수 입력시(b) 2 (Two-frequency Input)

E1=A(cosω1t+cosω2 로서 두개의 신호가 동일 크기를 가졌다고 가정할 때 두개 신호에 의t)

한 비선형 증폭기의 출력은

- 67 -

가 된다.

윗식에 대하여 고찰해 보면 출력단에서의 신호를 성분, DC , ω1과 ω2의 기본 주파수 성분, 2

ω1과 2ω2 및 3ω1과 3ω2의 제 고조파와 제 고조파 성분이 있으며2 3 ω1±ω2의 제 차2 IMP

개(intermodulation p duct), 2ω2土ω1의 제 차 으로서 구성된다3 IMP .

증폭기의 동작주파수가 옥타브보다 작다고 할 때1 ω1±ω2, 2ω1, 2ω2, 2ω1+ω12, 2ω2+ω1, 3

ω1 및, 3ω2의 고조파 성분은 대역통과 이외에서 나타나게 되고 필터 에(bana pass) (filter)

의하여 제거할 수 있으나 2ω1-ω2성분과 2ω2-ω1성분은 대역통과 영역내에 존재하게 되며 ω1

과 ω2의 기본주파수의 원하는 신호를 왜곡시키게 된다 이와 같은 제 차. 3

의 관계를 그림으로 도시하면 그림 과 같다IMD(intermodulation distortion) (3-8) .

- 68 -

그림 혼변조 신호와 신호(3-8) spurious

그림 기본 제 차 제 차항 증폭기 곡선과 교차점(3-9) , 2 , 3 (intercept point)

- 69 -

교차점 의 해석[2] (: Intercept Point)

의 정의(a) IP

에 대한 정의는 그림 와 같이 기본주파수IP (3-9) ω1에 대한 출력전력 P(ω1 과) 2ω1-ω2에 대

한 출력전력 P(2ω1-ω2 의 교차점 을 의미한다) (intercept) .

그림 과 같이 입력전력에 대한 기준점 점을(3-9), (3-10) IP IPi라고 하고 출력전력의 기준점

를IP IP0라고 하면 IP1와 IP0는 증폭기의 입출력단에서 특정 전력레벨에 상응하는 것으로

다단증폭기의 경우 증폭단간의 이득에 관계된다 그러므로 이 관계를 로 계산하면. dB

이때 는 증폭단의 이득 를 의미한다 또 그림 에 의하여 점은 다음과 같다G (dB) . (4-4) IP .

점은 증폭기 소자의 특성과 동작조건에 의하여 결정되므로 점은 일정한 값을 갖는 파라IP IP

메터로 간주하고 증폭기의 제 차 즉 원하지 않는 출력을 제거비n IMD (Undesired

를 계산할 수 있다Response rejection Ratio: URr) .

이득 를 갖는 증폭기에 전력G Pi1을 입력시켰다면 그림 에서(3-11)

- 70 -

제 차m : n Slope

fd : desired output frequency

fu : undesired output frequency

P0 : desired output power

URR : fd와 fu 전력의 차

한편 의 계산은 그림 에서slop (3-11)

d = IP0-P0 = IPi+G-P0이므로

URr : undesired response rejection ratio

IPi 입력: IP점

Pi 입력전력:

기울기의 결정(b) IMD

증폭기의 비선형 특성에 대한 전달 함수를 멱급수로써 전개하면

이 되며 를 합성신호 성분으로써x

윗식에서 차 항에 대하여 전개하면n

- 71 -

이 되고 개 신호x x = A+B에 대하여 n차 항을 고려하자.

이고 Ki(i=0,1,2, ,… n 은 전개 급수이다) .

에 대한 항을 나타내면IM

가 되며 3A2B이 제 차 성분이 되므로3 IMD

결국 개 신호2 A,B에 대하여 증가되면 원하지 않는 차 은 증가하게 되므로1dB 3 IM 3dB

제 차 의 는 이 된다3 IMD slope m = 3 .

그림 교차점 와(3-10). (IP) MD slope

- 72 -

(a)

(b)

그림 교차점 와 증폭단 출력과의 관계(3-11). (a) (IP)

기본주파수 출력과 에 의한 출력 비교(b) IMD

- 73 -

다단증폭기의 교차점 계산[3] (IP)

그림 과 같이 단일 증폭단에 대한 교차점 의 관계를 나타낼 수 있다(3-10) IP .

그림에서 두 신호의 차 은URR

이며 앞식 에 의하여(1~4) IP0 = Pd + URRβ 이므로 두식에 의하여

윗 식은 출력 IP0와 차 출력 전력과의 관계를 보여준다 개의 증폭단이 직렬 연결되었M IM . 2

다 하자

Pd1 증폭단 의 원하는 출력: 1

Pd2 증폭단 의 원하는 출력: 2

Pu1 증폭단 의 차 출력전력: 1 m (IMD)

Pu2 증폭단 의 차 출력전력: 2 m (IMD)

식 에 의하여(8)

이 되며 Pd2 = Pa_2^m/G_2^m

증폭단 에 의한 부하w 1 ZL간의 출력 Pu1G2는

- 74 -

또 증폭단에 의한 Pu2는

와 식에 의하여(9) (10) ZL에서의 신호전압IMD Vu1과 Vu2는 각각

ZL에서 전체 신호전압IMD VT는 VT = Vu1 + Vu2

ZL양단에서의 전체 전력undesired PuT는

또 의 정의에 의하여URR

- 75 -

점에서IP URR=1, Pd2=IP0T가 되므로

g =m-12 라 하면

또 IP iT=IP OTG T

=IP OTG 1G 2

이므로

또 IP01 Gㆍ 1IPi1, IP02 = G2IPi2이므로

가 된다 일반적인 형태로 쓰면.

- 76 -

이며 g =m-12 를 의미한다, m = slope .

단 증폭기의 제 차 의 경우 이므로2 3 IMD m=3

의 관계가 된다.

- 77 -

전력증폭기의 비선형 동작과 고려사항3.3.3.

혼변조 유사잡음 형태[1]

일반적으로 신호의 대역폭은 반송파 주파수에 의하여 매우 협소하므로 증폭기의 비선형RF

특성에 의하여 전력증폭기 출력에서 나타나는 원하지 않는 신호를 다음과 같이 가지로 분2

류할 수 있다.

그림 에서와 같이 혼변조 신호 차 하모닉 신호 및 제 차(3-8) (Intermodulation : IMD), 2 3

하모닉 신호로 구분된다 혼변조 신호는 차 항으로 발생하며 반송파 주파수에 매우 근접. 5,7

하여 발생되어 이 신호에 의하여 수신호 신호에서 왜곡의 원인이 되며 근접채널 사이에서,

간접 을 일으킨다 또 다른 원하지 않는 신호는 기생발진 신호와 부가 하모닉(interference) .

발진 또는 이들의 혼합 형태로 나타난다 이러한 신호는 또는 슈프리어스 라. spur (spuious)

하며 전력증폭기에서 하모닉 성분과 은 대역필터를 가지고 제거할 수 있으나 반, RF spuious

송주파수에 근접된 혼변조 신호는 면밀히 분석할 필요가 있다.

혼변조 왜곡 은 반송주파수와 근접하여 나타나며 그 결과 전(intermodulation distortion) RF

력증폭기의 입력신호에 대한 정확한 신호 포락선과 위상신호를 재생할 수 없게 된다. IMD

발생의 주요 원인은 증폭기의 크로스오버 효과와 고출력으로 높이기 위한 높(cross over) ,

은 전류에서 나타나는 이득의 감소 현상으로 구분된다 또 다른 발생원인은 능동소자의. IMD

포화점에서의 동작과 콜렉터 전압에 의한 콜렉터 캐패시턴스 변화에 기인한다.

능동소자의 포화영역 동작은 포락선을 균일상부 와 원하지 않는 축적시간 효(flat-Topping)

과에 의한 위상변조를 나타낸다 이 포화동작은 증폭기를 동작급수에 대한 최대출력을 초과.

시키지 않고 증폭기를 과구동 시키지 않으면 이 과정을 없앨 수 있다 전압과 가변캐패시턴.

스는 반도체 접합구조상 피할 수 없는 성분이나 일반적으로 전력증폭기 응용에서 이 효과는

큰 영향을 미치지 않는다 혼변조 왜곡은 두개의 동일 크기 신호를 범위로 분리시. 1~2KHz

켜 로서 측정할 수 있으며 그 결과를 스펙트럼 분석기로서 차 차 등의 값을Two-test 3 , 5

측정하게 된다 혼변조의 측정에서는 가장 큰 혼변조 값 차 과 반송파 주파수의 진폭 크기. (3 )

의 비로서 나타내며 일반적으로 값을 기준으로 하여 증폭기의 값을 나타낸다-30dB IMD .

측정에 있어서 동일 포락선 왜곡 또는 위상왜곡의 결과 상 하측파 가 발생하는데IMD , lMD

이것은 동일차수의 비균등 혼변조에 의하여 동일 포락선과 위상왜곡을 의미한다.

- 78 -

한편 잡음형태신호를 가지고 증폭기의 선형성을 시험하기도 하는데 band-limited white

의 경우noise(BLWN) fc-fm~fc+fm까지 균일 전력스펙트럼을 나타내며 이 대역을 벗어난 점

에서 값을 나타낸다 이러한 신호가 증폭기에 입사되며Zero . , fc+fm 이상 또는 fc-fm 이하의

출력신호가 증폭기의 비선형특성에 의하여 나타난다 정확하게. fc+fm에서 fc-fm까지 펄스형

태의 스펙트럼을 형성시키기가 어려우므로 크기를 갖는 잡음형태신호를 사용하며 이러Zero

한 신호의 스펙트럼은 +Is와 -Is의 유사잡음 시퀀스에 의한 반송(pseudorandom noise) AM

파로서 이용할 수 있다 이러한 신호는. ±fm, ± 3fm, ± 5fm에서 점이 나타나며Zero fm이

인 캐리어에 의한다 이러한 주파수 점에서 나타나는 출력에너지는 증폭Chipping (bit) rate .

기의 비선형성으로 측정된다 잡음형태의 시험신호의 이점은 에 의한 것보. Two-tone Test

다 음성신호의 효과에 의한 것처럼 정확한 측정을 묘사할 수 있다.

크로스오버 왜곡과 바이어스 관계[2]

등과 같은 설계적 능동소자를 급 동작시킬 때 능동소자의 차단모드에서 합성영역모드BJT B

선형전류원 로 급격하게 변경시킬 수 없다 실제적으로 동작모드 변화는 서서히 진행시켜( ) .

야 하며 비선형적이므로 오프셋 전압을 포함하게 된다 이렇게 함으로서 발생되는 왜곡을.

크로스오버 왜곡이라 하며 능동소자가 차단영역에 있고 또 다른 능동소자가 활성영역에 있

을 때의 변환에서 파형을 변형시킨다 이러한 효과는 비교적 작은 세기의 신호에서 발생한.

다고 말한다.

최대 출력에 비하여 크로스오버 왜곡은 콜렉터에서 매우 작은 무활동전류를 발생하는 소PA

자의 경우 의 베이스의 바이어스를 최소화시키며 이때 입력신호가 어떤 크기점 이하로BJT

되어 매우 작은 무동작전류로 인하여 출력이 나타나지 않을 경우도 있다 한편 바이어스전.

압은 너무 크게 걸어주면 작은 크기 신호에 대하여 초과이득의 결과를 초래한다 이 때 최.

소왜곡이 되도록 무동작전류의 양은 실험적으로 결정되며 이론적으로 매우 복잡하여 어렵

다 일반적으로 최소 는 의 최고 콜렉터의 사이의 무동작전류. 1MD BJT 1~10% (quiescent

에서 나타난다 능동소자의 특성상 주기의 반사이클 보다 약간 길게 구동되어 나current) . RF

타나므로 정확한 값을 설정하기가 어렵다 이렇게 됨으로서 급 동작을 유도하게 되며 무. AB

동작전류의 사용에 대한 급 동작처리 하기도 한다B .

- 79 -

포화상태에서의 영향[3]

포화전압(1)

전력증폭기의 경우 전하축적효과에 의하여 콜렉터 전류파형의 왜곡을 초래하게 되어 효RF

율을 저하시킨다 그러나 이러한 관계는. f<0.1fT에서는 심각한 왜곡이 발생된다 의 경. BJT

우 크게 포화영역에 있을 동안 일정한 콜렉터 에미터 전압에 의하여 특징을 나타낼 수 있-

다 전력증폭회로에서 전력증폭기가 최소 콜렉터 전압이 포화전압. Vsat와 동일하게 되기 위

하여 충분히 구동될 때에 능동소자는 포화상태에 있게 되며 이 포화상태를 피하기 위하여,

구동신호는 콜렉터 전압의 변동이 Veff=vcc-Vsat이하를 유지할 수 있도록 작아야 한다.

최대출력 출력전력 출력전류는 실효공급전압, , Veff를 가지고 계산할 수 있으며 입력전력은

Vcc에 의하여 계산된다 이와 같은 계산에 의하여. Veff/Vcc인수로 나타나므로 최대효율은 감

소하게 되며 급 및 급 동작시 포화전압에 의하여A B12(V eff/V cc)와

π4(V eff/V cc) 값으로

효율이 낮아지게 된다.

포화저항(2)

의 포화저항BJT Ron은 최대출력을 제한하며 능동소자의 활성영역에서의 동작에 영향을 미

치지는 않는다 최소 순간 콜렉터 전압이 콜렉터전류와 포화저항의 곱과 같을 때 포화가 발.

생하며 급 동작모드에서B Vcc-IcmR=IcmRon이 된다 이와 같은 포화동작을 피하기 위하여.

Vcm은 Veff=R/(R+Ron)Vcc 실효공급전압 보다 작아야 하며 급 동작 또는 단일종단 동조형A ,

급 전력증폭기의 경우 포화저항B Ron의 효과는 배수가 되므로2 Veff=VccR/R+2Ron으로 계산

되어야 한다 두가지 경우에 있어서 최대 출력전압과 전력 및 입력전류는. Veff에 의하여 계

산되어야 하며 입력전력은, Vcc에 의하여 계산된다.

- 80 -

리액티브성 부하[4]

대부분의 설계 부하에서는 어느 정도의 리액턴스 성질을 갖고 있으며 전력증폭기 설계 기법

에서는 이러한 부하리액턴스 값을 무시하여 설계하고 있으나 동조주파수에 대한 필터 임피

던스의 변동 변환기 임피던스 및 안테나 임피던스변화 등을 포함하여 부하 리액턴스의 원,

인이 된다.

부하리액턴스의 효과는 효율의 감소 전력의 소산 및 증가된 차 항복 스트레스 등을 일으, 2

킨다 표준적인 회로분석기법으로는 임의의 수동선형회로를 대치하여 단일 서셉턴스에 대한.

단일 콘덕턴스로 단락시켜 사용하고 있으며 B0와 1/R0의 관계를 나타내주며 T1 차측권선1

양단 어드미턴스로 변환된다 트랜지스터는 전류원으로 동작되므로 출력전류Y=(1/R)+jB . i0

는 앞식 와 같으나 출력전압( ) (12-9) Vθ 0 는 그 크기가 변하여( )θ

이며 여기에서 는ρ

이 되며 이로 인하여 출력단에서 위상의 변이와 콜렉터 전류위상이 변한다 이에 따라 동일.

안 출력전력을 갖기 위하여 공급전류와 입력전력 역시 만큼 증가되어야 하며 리액턴dc 1/ρ

스가 나타나지 않는다 하더라도 이러한 관계는 유지되어야 한다 결과적으로 효율은 에 의. ρ

하여 감소한다 급 동작증폭기의 경우 리액티브 부하는 만큼의 최대 효율이 된다 각. B , ( /4) .π ρ

각의 능동소자의 최대전력 소산 Pd는

- 81 -

이 되며 콜렉터전압이 Vcm=2Vcc 에서 일어난다/ .πρ

이로 인하여 더 큰 방열판을 필요로 하며 설계자는 순간 콜렉터전압 전류의 곱관계를 고려-

해야 한다 안전 동작영역은 저주파수 전력트랜지스터에 대한 데이터가 주어지므로 이러한.

데이터를 이용한다면 설계시에 여러개의 콜렉터전압 전류의 순간값을 간단하게 결정할 수

있으며 데이터에 주어진 것에 의하여 검토할 수 있다 전력트랜지스터에 대한 데이터는. RF

일반적으로 로서 주어지며 은 부하임피던스로 주어지므로 그 값을 결정할 수VSWR VSWR

있다.

전력 증폭기의 비선형 해석3.4.

약한 비선형 문제를 해석하는 두가지 방법이 있다 첫번째는 멱급수 해석 방법으로(weak) .

서 회로에 적용하기는 용이하나 회로가 오로지 비선형성을 만족한다memoryless transfer

는 비현실적인 단순화 가정을 필요로 하며 두번째는 급수 또는 비선형 전달함수, Volterra

해석 방법으로 앞의 방법에 사용한 가정을 필요로 하지 않는 매우 효과적인 방법이다 멱급.

수 해석은 급수 해석중 전달함수가 전달 비선형성을 만족하는 경우와Volterra memoryless

동일한 방법이라 생각할 수 있다.

멱급수 해석3.4.1.

대부분의 비선형 시스템과 회로들은 선형회로와 비선형 전달함수로 모델화 되memoryless

어진다 비선형부의 전달함수인 는. w(t)

또는

- 82 -

로 나타내어질 수 있으며 위의 전달함수 변수들이 와 는 소신호 증분전류 혹은 전, w(t) u(t)

압으로서 비선형부는 비선형 전류 전압 전달 저항 혹은 트랜스 컨덕턴스 증폭기들로 표, , , ,

시되어 진다.

이 모델에서 비선형 전달특성 함수 는 단일 값을 가지며 약 비선형 성질을 만족한다는f(u)

사실은 회로 해석에 매우 중요하다 선형부의 전달특성 함수인 는 여파기 혹은 정합회. H( )ω

로들로 구성되어 진다.

등가 모델에서 전압신호와 전류신호FET us 와 는 그리고 에 상응(t), us(t) I(t) s(t), u(t) (t)ω

하는 변수들로서 선형부 전달함수 는H( )ω

로 표시할 수 있다 게이트 공핍전압 와 드레인 전류 사이의 비선형 전달함수. v(t) i(t) i=f(v)

는 멱급수 전개를 이용하여

단, Vg10는 커패시터 양단의 전압으로 표시되어진다DC bias .

일반적으로 인가되는 신호 는 최소한 다른 두개의 주파수 성분을 포함하고 있으므로s(t) ,

us 는(t)

로 표시할 수 있다.

인가 및 응답전압 함수에 성분은 존재하지 않는다고 가정하면 선형부의 출력 전압DC , v(t)

는

- 83 -

과 같으며 위의 식으로부터 전체 응답 전류 는, i(t)

로 표시할 수 있다.

이는 비선형성에 의하여 새로운 주파수 성분들이 생성되는 현상을 나타낼 수 있다.

급수 해석3.4.2. Volterra

멱급수 해석은 선형부와 비선형부가 분리된 모델을 사용하였다 하지만 급수 해석. Volterra

은 그림 와 같이 선형부와 비선형부가 분리되지 않는 모델을 사용한다4.4 .

앞 절에서 논의한 멱급수 모델을 적용하면 여기신호 에 대한 응답s(t)

와 같이 표현 가능하다.

여기에 급수 해석을 적용하면Volterra

- 84 -

위 두식의 차이점은 멱급수 해석에서 사용한 선형 전달함수의 곱[αnH(ωq1) H(ωㆍ q2) H(ωqn)]

대신에 단일 전달함수 [Hn(ωq1, ωq2, ωqn 을 사용하는 점이다 이러한 함수)] . [Hn(ωq1, ωq2,

ωqn 를 차 비선형 전달함수라 부른다)] n .

급수 해석의 다른 접근은 비선형 전류 방법으로 이 기법은 고조파 입력 방법의Volterra ,

전달함수와 같이 전류 성분들을 낮은 차수의 전압으로부터 계산을 하는 것이다 그때 전압.

성분은 동일 차수의 전류 성분들로부터 구할 수 있다 전압 소오스와 선형 저항 그리고 비.

선형 컨덕턴스로 구성되어진 간단한 약 비선형 회로의 경우 비선형 컨덕턴스에 흐르는 전,

류 와 양단에 걸린 는i(t) v(t)

관계식에 의해I/V

를 만족하며 와 는 소신호 증분 전류와 전압을 나타내주고 있다 전압 는, i(t) v(t) . v(t)

v(t)=v1(t)+v2(t)+v3(t)+

단 vn 차 혼합 곱의 합과 같이 모든 차수의 혼합 곱으로 구성된다(t); n .

비선형 컨덕턴스가 선형 컨덕턴스와 일련의 전류 소오스로 대치될 수 있으므로

가 성립하며 이 등가회로를 전류원에 의하여,

- 85 -

로 표시되어 질 수 있다.

비선형의 등가회로에서 두가지 중요한 사항을 포함하고 있다 첫째는 등가회로의 전류성분.

은 여러차수 전압의 비선형 함수로 표현되지만 전체 등가회로는 선형회로이며 둘째로는, 1

차 전압성분 V1 는 차 전압원(t) 1 Vs 에 의해서 생성되고 차 전류(t) , 2 i2 는(t) V1 의 함수이(t)

며 차 전류3 i3 는(t) V1 및(t) V2 의 함수란 사실이다 그러므로 각 차수의 전류들은 낮은(t) .

전압들의 함수로 표시된다는 점이다 이러한 사실을 이용하여 비선형전류 해석방법은 다음.

과 같은 절차를 거쳐 해석되어 진다.

전류원을 으로 설정한 뒤0 , V s 여기 상황하에 선형해석을 이용하여 차 전압(t) 1 V1 를(t)

구한다.

V② s 를 으로 설정한 뒤(t) 0 , i2(t)=g2 에 의하여 차 전압 를 구한다V_1^2(t) 2 V2(t) .

V③ s(t)=i2 으로 설정한 뒤 차 전류(t)=0 3 i3 를 구하고 차 전압을 구한다(t) , 3 .

등가회로는 선형 회로이기 때문에 전계전압 를 구할 수 있다V(t) .④

- 86 -

제 장 전력증폭기의 선형화4

(Linearization)

전력증폭기의 선형화 방안4.1.

이동통신 마이크로파 통신시스템에서 진력용 반도체 소자의 이용에 따라 전력용 반도체 소

자의 제 차 등 비선형 특성에 의한 신호 왜곡 특성에 대하여 분석해야 하며 이러한 비3 IMD

선형 특성을 감소시키기 위한 방법에 대하여 고찰하고지 한다.

4.1.1. Feed-Forward Linearization

방법은 선형성이 기본적으로 요구되는 대전력 증폭기의 성능을 증진시키기 위한 방법FFL

이다 이 방식은 무선 중계기 공동캐리어 시스템. (Radio relay system), (Common Carrier

등 기지국과 같은 비교적 큰 시스템에 적용되는 방식이며 이동통신 무선 기지국의System) ,

다중채널에서 비교적 우수한 선형증폭기의 필요성이 절실히 요구되고 있어 방식에 의한FFL

고효율 전력증폭기에 적용하고 있다 시스템에서는 증폭기의 비선형특성에 의하여 제. FEL 3

차 신호IMD 2f1-f2와 2f2-f1신호 세기를 억제시키기 위하여 그림 과 같은 시스템의 구(4-l)

성이 요구된다 두개의 주파수. f1과 f2가 주전력 증폭단에 입사되면 결합기 를 통하여 이DC

신호의 일부는 지연선로 와 결합기를 통하여 부증폭기(Time-delay element) T (Auxiliary

로 입력된다Amplifier) .

주전력 증폭단에서의 출력은 그림에서와 같이 증폭소자의 비선형 특성에 의하여 두개의 캐

패시터 주파수에 대하여 제 차 신호3 IMD 2f1-f2와 2f2-f1신호를 갖게 되며 3f1, 2f1 + f2,

f1 + 2f2 및 3f2는 주파수대역에서 벗어나므로 필터작용으로 억제 기능하므로 제 차항, 2

주파수IMD f2-f1, 2f1, f1 + f1 및 2f2 역시 큰 문제가 되지 않는다 이 제 차 에 의한. 3 IMD

혼합된 신호가 결합기를 통하여 지연선로 에 입력되며 다시 부증폭단에서 나오는 신호와(T)

결합기를 통하여 신호가 합성된다.

- 87 -

이때 부 증폭단의 신호는 주 증폭단에서의 혼합신호 제 차 를 통합한 와 시간지연을 거( 3 IMD )

친 기본신호를 상호작용으로 제거함으로서 제 차 신호 중심으로 증폭시키며 이 신호를3 IMD

다시 결합기에 입력시킴으로써 최종결합기에서는 신호의 왜곡현상을 나타내는 제 차3 IMD

신호를 억압시켜 최종출력단에서는 기본 주파수 성분만 출력시키게 하는 방식으로 대전력

증폭기의 선형성을 증진시키는 결과를 갖게 된다 그림 에서는 개의 방향성 결합기와. (4-1) 4

감쇄기 및 두개의 지면 회로를 보여주고 있으며 부 증폭기는 주 증폭기의 정도의A 1/10

전력값을 갖는 증폭기이다 두개의 신호. f1과 f2가 결합기 C1을 통하여 주 증폭기 시스템에

입사되며 동시에 지연회로 T1과 결합기 C1를 통하여 부 증폭단에 입사된다 주 증폭단에서.

는 제 차 신호3 IMD 2f1 - f2과 2f2 - f1을 갖고 있으며 결합기 C3와 지연회로 T2를 통하여

결합기 에 입력된다 한편 결합기C4 . C3를 통하여 주 증폭 시스템에서의 출력의 일부분이

감쇄 를 통하여 결합기A C2에 입사되며 결합기 C2에 의하여 기본 주파수 f1과 f2 성분은 상

쇄된다. C1T1C2를 통한 신호와 C3AC2를 통한 두개의 신호가 작용되기 때문이다 이와 같은.

효과는 T1과 를 조정하여 신호의 크기와 위상을 제어하므로 가능하다 작용 부 증폭A (loop ).

기에서의 신호는 2f1 - f2과 2f1 - f1의 제 차 성분만 증폭하게 되며 이 신호는 결합3 IMD ,

기 C4에 입사되므로 주 증폭기와 결합기 C3 및 지연회로 T2를 통한 신호와 결합되어 제 차3

성분은 제거된다 이와 같은 차 제거 역시 위상과 진폭크기가 조정되어야 한다IMD . 2 .

주 증폭단과 부 증폭단에 의한 전력이득 변화는 제 차 제 차 신호제거에 영향을 미치나1 , 2 ,

주 증폭단에서 제 차 신호세기 변화에 대해서는 영향을 미치지 않는다3 IMD . Feed foward

회로상의 복잡성 이외에 형태는 형태이므로 무조건 안정한 상태가 된다FFL Open loop .

이 의 가장 큰 장점은 제 차 레벨의 큰 감소를 이를 수 있다는 점이며 이와 같은FFL 3 IMD ,

방식의 주요 이점은 신호를 크게 감소시키는 것이며 이동통신 기지국용에 적용할FFL IMD

때 다 채널 송신기 설계에서 아이솔레이터 및 필터를 사용하지 않음으로써 경제적일 수 있

다.

이와 같은 방식에 대하여 동작 급수에 따른 비의 규정위상오차 온도와 부하정도에FFL IMD ,

따른 변화등이 요구되고 있으므로 적용 제어 방식의 도입으로 실시간 변환에 따(Adaptive)

른 증폭기 시스템을 유지시키는 방식이 도모되고 있다 이와 같은 방식을 보완한 방식. FFL

이 대전력 증폭기 시스템에서의 효율을 높이는 방식이 있다.

- 88 -

그림 전방 귀환 선형화 회로(4-1)

- 89 -

전치왜곡기 에 의한 선형화4.1.2. (Predistorter)

이동통신시스템에서 균일한 포락선 변조 특성을 갖는 증폭기의 선형화를 필요하므로 입력단

에 전치왜곡기 를 설치하여 전력증폭기의 선형화 특성을 개선하는 방식이 그(Predistorter)

림 과 같다(4-2) .

그림에서 전치왜곡기에 의한 신호 Vd 증폭기 출력(t), Va 와 복조에 의한(t) Vf 신호에 의하(t)

여 전력증폭기의 선형화 과정을 형성한다.

그림에서 변조기 는(MOD) Vd 신호를 대역통과 신호성분으로 형성되어 전력증폭기에 입력(t)

시키며 귀환 과정은 전력증폭기의 출력을 결합기를 통한 대역통과 필터와 신호의 포락선을

복원하기 위한 복조기 에 의하여 형성되며 복조기의 출력(DEMOD) , Vf 는 변조기의 위상과(t)

Va 신호의 지연과정을 거쳐 크기를 조정한다 이 신호가 다시 전치왜곡기에 입력되어 출력(t) .

신호의 비선형 과정을 개선시키게 되는 원리이다 이와 같은 과정은 앞절에서의 방식. FFL

에서 증폭기 입력신호가 원하는 신호 Vm 와 측정전 신호(t) Vf 의 차에 비례한 단순 귀환방(t)

식이어서 선형성과 대역폭이 에 밀접한 관계를 갖게 되어 안정성 이loop delay (stability)

에 따라 변화하는 단점이 있으므로 전치왜곡기를 설치함으로써 증폭기의 비선형 특성loop

을 전치왜곡기의 비선형의 적용방식 에 의한 귀환방식으로 개선된 방식이다 지(Adaptation) .

금까지 보고된 바에 의하면 전치왜곡기에 의하여 전력증폭기의 제 차 성분을 신호에3 IMD

따른 적용제거 가 능함이 보고되었으며 제 차 제 차 성분 제거가(Adaptively cancel) 5 , 7 IMD

가능하도록 연구되고 있다.

또 다른 전치왜곡기의 형태를 특정변조형태에 제한하여 에 의한RAM LUT(Lookup table)

방식을 채택한 것이 있으며 그림 와 같다 그림 에 의하여 증폭기의 입력(b) . (b) Vd와 출력 Va

의 관계는

- 90 -

로 표시할 수 있으며 xd = |Vd|2이며 증폭기의 이득 G(xd 는 과 특성을 나) AM/AM AM/PM

타낸다 증폭기의 이득. G(xd 가 입력단의 순간전력에 대한 함수로 나타난다면 비교적 큰 입)

력 레벨에 대하여 출력단에서 비선형 특성이 있음을 알 수 있다 전체왜곡기의 입력과 출력.

포락선과의 관계는

으로 표현할 수 있으며 어떤 크기의 입력 신호에 대하여도 이득이 인 전치 왜곡기의 최적, F

값은 전치 왜곡기 주 증폭기 비선형 비율에 의하여 일정한 이득값 가 되도록 함PD/PA ( / ) K

수화되어 결정할 수 있다.

값은 증폭기의 이득 중앙점 이득의 중심점 보다 약간 작게 선택한다K ( ) .

식과 식에 의하여(1) (2)

또는

가 된다. F(xm 의 적용에 대한 계산은 얼마나 실시간 처리되느냐가 문제시 되고 있으며 선)

형적 수렴기법과 방법등을 이용한 계산 방안이 제시되고 있으나secant F(xm 의 실시간 계)

산 방법에 대한 연구가 요구된다.

F(xm 은 균등 간격의 입력 신호) xm에 대한 로서 나타내어 개 주파수 신호에 의한 제LUT 2

차 에 대한 계산식을 구할 수 있다3 IMD ·

전력증폭기 단에 적용되는 신호에 따라 전치왜곡기의 형태는 적용이 실시간 처리되도록 수

렴회로에 대하여 를 적용하여 구성해야 하므로 이 방식에 대해서는 및DSP Analog Digital

변조방식에 의한 전치 왜곡기 시스템 연구가 요구되고 있다.

- 91 -

(a)

(b)

그림 선형화(4-2) Predistoration

회로(a) (b) LUT

- 92 -

선형화 전력증폭기 해석4.2. Feed-Forward

선형화의 장단점4.2.1. Feed-Forward

방식은 일찍이 년부터 에서 특허출원이 되어왔으나 년Feed-Forward 1929 Bell Lab , 1960

대에 에 의하여 귀환방식에 의한 군지연 에 따른 증폭기의 안정도 문제Seldel (group delay)

를 개선하고자 연구가 재개되었다 귀환증폭에 비하여 전방귀환 증폭시스템의 이점은 다음.

과 같다.

증폭기의 이득을 감소시키지 않는다(1) .

이득 대역폭 관계가 보존된다(2) - .

증폭기 지연의 크기와 형태에 무관하다(3) .

신호 흐름이 인지되며 알맞는 제어회로를 보충할 수 있다(4) .

증폭단수에 의하여 설계규격에 적합한 오차를 갖는다(5) .

선형화를 택함으로서 증폭기를 상태로 동작시킨(6) Feed Forward unconditional stable

다.

선형화는 주증폭기의 이득과 오차교정 사이에는 아무런 관련이 없다(7) Feed Forward .

보조 증폭기는 단지 오차신호만을 증폭하게 되므로 낮은 전력 저잡음 특성을 갖게 되(8) ,

며 그 결과 를 좋게 한다N/F .

이와 같은 장점이 있으면서도 근래에 전력증폭기의 선형화문제가 대두될 때까지 이 방법을

적용하지 않은 이유를 분석한 결과 다음 세가지로 압축된다.

선형화 시스템이 형태이므로 시간에 따른 능동소자의 특성(1) Feed Forward open-loop

변화를 보상할 수 없는 단점이 있으며,

회로소자의 전달특성이 주파수 대역에 대하여 의 분수값으로 미소하게 정의되고 미(2) dB ,

세조정이 힘들다.

경제적으로 보조 증폭기를 사용해야 한다는 점이다(3) .

이러한 특성을 갖는 전방귀환 선형화 증폭기의 동작이론은 다음과 같다.

- 93 -

전방귀환 선형과 증폭기의 동작이론4.2.2.

전방귀환 선형화 동작에서 가장 중요한 것은 증폭된 신호를 출력단자에서 기준신호와 비교,

한다는 점이다 기준신호 는 증폭단에서의 군지연 과 같은. (reference signal) (group delay)

시간지연 과정을 거침으로써 출력신호와 시간격으로 동일한 상태를 적용한다(time delay) .

이와 같은 과정을 갖고자 전방귀환 선형과 회로는 그림 과 같이 나타낼 수 있다(4-1) .

회로 구성에서 입력단과 출력단의 결합기는 는 주신호경로에 큰 영향을 미치지 않10:1,(10

을 만큼 충분히 큰 것으로 가정한 의 전압 결합비를 갖고 있다 실제적으로 이 결합에서의) .

신호감쇄가 나타남을 알 수 있다 주증폭기의 이득이 군지연이 이고 원하지 않은 도입. A, T

된 왜곡신호의 크기를 로 표현된다Vd .

주증폭회로에서 출력되는 전력은 출력단 결합기를 통하여 표본화되며 출력된 신호는 감쇄기

를 통하여 로 감쇄되어 비교기에 입력되며 감쇄된 신호는 시간지연을 거친 동일크기의1/A

입사단 신호와 비교기에서 혼합된다.

이 때 시간지연과 군지연의 관계에서 T1=T2+T3의 관계가 성립되어야 한다 비교기에 의한.

출력된 신호는 값이 되며 이 신호가 보조증폭기의 입력신호로서 왜곡신호와 잡음으Vd/AB

로 구성되며 주증폭기의 이득과 위상특성의 변화에 의한 왜곡신호성분이다.

회로에서 주증폭전 신호의 지연 즉 Ts가 T2+T4의 값으로 되면 원하지 않은 왜곡신호 는Vd

출력단의 결합기에서 그 값의 차로 없어지게 된다 이러한 과정은 지속적인 순방향신호는.

분리된 신호경로를 따라 흐르게 되며 재순환과정을 통하여 안정도 문제가 발생되지 않음을

알 수 있다 지연선로 감쇄기 결합기 비교기등 전방귀환증폭기의 기본소자에 대하여 기. ( , , , )

술하였으나 수동소자의 특성을 면밀히 검토함으로써 전방귀환증폭기의 설계를 정확하게 할,

수 있다.

전방귀환 소자 분석< >

비교기는 두개의 입력단과 두개의 출력단을 갖는 무손실 결합기로서 쉽게 고려할 수3dB

있다 두개의 입력신호의 크기가 동일할 때. V1=v2 이면 출력단자 에서=Vcos t 3ω 2Vcosωt

이며 단자 에서는 신호가 나타나지 않는다 전방귀환 회로에서 보조증폭기를 단4 . balanced

자 에 연결할 경우 보조증폭기에 신호전력이 입사되지 않는다4 .

- 94 -

부가적으로 보조증폭기로 주증폭기에 들어가는 입력단 중의 한 선로에 도입시킨다면 단자

과 사이에 신호크기는 동일하게 분리되며 보조증폭기에 오차신호를 입사하게 된다3 4 .

만약 주증폭기의 이득이 정상값에서부터 변화되었다면 비교기에 입력되는 신호는 V1=Vcos

t, Vω 2 가 되며 단자 에서의 출력신호는=kVcos t 4ω (1-k) 2V cos ωt가 되고 는 주증(1-k)

폭기 이득의 변화분에 의한 것이다 주증폭기가 이득과 위상이 변화되어 그림 과 같. (3-17)

이 된다면 비교기에 입사되는 신호성분은 V1=Vcos t, Vω 2 가 되며 단자 에=kVcos t( t+ ) 4ω ω φ

서 나타나는 전압성분은 |V4| = V(2+2k2-4kcos )φ 1/2이 된다.

이 관계를 그림으로 표현하면 그림 과 같다 그림에서 주증폭기 이득과 위상 변화에(4-3) .

대한 보조증폭기에서 조정할 수 있는 전력관계를 보여주고 있다 주증폭기의 이득이 만. 6dB

큼 격하되면 두개의 증폭기는 동일한 전력 보조증폭기가 선형동작으로 가정 을 갖게 된다( ) .

이와 같은 비규칙적인 동작과정은 전방귀환 선형화 회로의 출력단 결합기 과정에서 여과한

다.

만약 주증폭기의 이득변화가 없다는 주증폭단의 출력과 전방귀환증폭기의 출력사이에는 출

력단의 결합기 에 의한 손실분으로 차이가 나타나게 되며 보조증폭기에서는 신호(3dB) 3dB ,

가 입사되지 않는다.

주증폭기의 이득이 만큼 떨어지면 주증폭기와 보조증폭기는 전체 출력전력의 을 갖6dB 1/2

게 되며 출력단에서 정상적인 값보다 떨어지게 된다 그림 은 보조증폭기의 이3dB . (3-18)

득과 위상 및 주증폭기의 왜곡 위상을 알 수 있게 필요한 사항을 정의하고 있으며 주증폭기

가 만큼 이득이 만큼 전력을 전달하므로 출력단에서 임의적인 감쇄를 부가해야2dB -12dB

한다 혼변조 의 형태의 왜곡이 나타난다면 원하는 신호에 비하여. (intermodulation) ( -20dB)

이것은 보조증폭기 출력안은 주증폭기 이득변화에 의하여 달라진다.

- 95 -

(a) (b)

그림 주 증폭기 이득 위상변화의 왜곡과 백터 다이어그램(4-3) (a) (b)

그림 주 증폭기 전력과 보조 증폭기 전력관계(4-4)

- 96 -

최종 출력단에서 주증폭기에서 증폭된 신호 이득과 왜곡신호를 포함한 와 보조증폭기의 출( )

력 왜곡신호 을 최종단에서 재결합시켜 왜곡성분이 제거된 주증폭기의 이득신호만 출력하는( )

출력단 재결합기에 대하여 고려하면 출력단의 결합기 재결합기 를 결합기로 할 때 이, ( ) 3dB

결합기의 동작은 앞절에서 언급한 결합기와 기능은 유사하다 이 결합기의 단자 을 출력단. 3

자로 사용함으로써 원하지 않은 왜곡신호성분을 제거하게 된다.

보조증폭기의 이득과 위상의 변화분에 의하여 왜곡신호 제거정도를 결정하기 위하여 이 결,

합기에 대한 수식과 고려사항은 비교기와 유사하며 그 결과를 그림 와 같이 나타낼(4-5)

수 있다.

그림 에서 이득 증가에 따른 곡선을 구할 수 있다 이득 변화분까지에 대한 차이(4-5) . 1dB

는 매우 작다 이득변화는 약 이득변화와 유사한 값으로 나타난다 그림에서(-1dB 0.9dB ).

보조증폭기의 이득과 위상변화에 의한 원하지 않는 신호의 제거범위를 나타내고 있다.

의 중요한 두개 특성은 이 그림으로부터 얻을 수 있다 첫째 회로를 설정하Feed Forward . ,

는 동안 비교기의 균형은 보조증폭기 전력을 결정하며 재결합기의 균형을 왜곡신호 보정의

양을 결정하게 된다.

둘째 중요한 특성은 보조증폭기 이득과 위상특성을 정교하게 제어함으로써 지속적인 왜곡,

신호를 제거할 수 있다는 점이다.

이와 같은 결과는 왜곡신호제거의 실제적인 제한점을 얻는데 있으며 이것은 보조증폭기에,

서 왜곡신호 정도에 의하여 결정된다 두신호 교차에서 혼변조 세기를. (Two-tone Test)

얻고자 할 때 최대 왜곡감쇄가 이며 차 루프를 사용하지 않-30dB 30dB 2 Feed Forward

는 한 얻을 수 있는 최대값이 된다 이와 같은 신호레벨점은 보조증폭기가 처리할 수 있는.

신호전력에 의하여 저하시킬 수 있다.

이득제어4.2.3. (Gain control)

앞절에서 언급한 바와 같이 증폭기 회로는 주증폭기의 이득변화를 보정한Feed Forward

다 그림 은 주증폭기와 보조증폭기 이득변화에 따른 증폭기의 이득변. (4-6) Feed Forward

화관계를 보여주고 있다 위상의 미소변화는 이 경우에는 중요한 역할을 나타내고 있지 않.

음을 볼 수 있다.

- 97 -

보조증폭기 이득4.2.4.

그림 에서 보조증폭기의 이득을 로 표현하였다 이와 같은 관계는 입력과 출력 결합(4-1) AB .

기가 동일한 것으로 가정하고 재결합기에서 손실이 없을 경우에 한정된다 실제적으로 재결.

합기를 결합기를 사용하여 원하는 신호전력의 감쇄를 줄인다10dB .

출력결합기는 결합기가 될 것이며 이 때 입력 결합기와 감쇄기는 보조증폭기 이득에20dB

맞출 수 있도록 선정되어야 한다 또 증폭기 이득의 범위를 넓게 하여 쉽게 오차이득을 수.

용할 수 있어야 한다.

그림 보조 증폭기 이득 및 위상변화에 따른 보조 증폭기 신호의 감쇄방안(4-5)

- 98 -

그림 주 보조 증폭기 이득 위상변화에 따른 전방귀환 증폭기의 이득(4-6)

- 99 -

잔방귀환 증폭기의 동작수행 효과4.2.5.

앞절에서 기본적인 동작형태와 특성에 대하여 고찰하였으며 수동소자에 의한 적절한 설계범

위를 고찰해 보자.

잡음 관계(1)

전방귀환증폭기의 잡음지수는 보조증폭기의 잡음지수와 입력결합기의 입력 신호와 합성으로

이루어진다 이와 같은 것은 실제적인 경우에 있어서 전체적인 잡음지수는 보조증폭기의 잡.

음지수와 유사한 값을 갖게 된다 입력결합기와 비교기는 기준신호에 아무런 감쇄를 주지.

않도록 연결되어야 한다 이러한 결과는 주증폭기 이득이 입력결합기의 결합계수에 의하여.

감소된다 전체적으로 전방귀환증폭기는 보조증폭기의 잡음지수 성분을 갖으나 주증폭기의.

전력범위를 갖게 한다.

증폭기 이득과 전력(2)

최종 출력단의 전력은 증폭기 이득보다 중요한 특성이다 입력결합기의 선택에 의한 증폭기.

이득 손실은 출력단의 결합기와 재결합기에 의한 전력손실에 비하여 중요도가 떨어진다 만.

약 출력단 결합기의 비가 이고 재결합기의 결합도가 라 하면 신호감쇄는 매우 작20dB 10dB

게 변화하며 이 때 보조증폭기의 처리 전력은 주증폭기의 처리전력보다 매우 작아 큰 의미

가 없으며 이득 변화가 작아지며 초기 왜곡은 또는 그 이하를 유지한다-20dB .

주파수 응답과 대역폭(3)

부귀환증폭기에 비교하여 전방귀환증폭기에서 증폭기의 성능과 다른 수동소자는 설계하려는

주파수 대역범위가 특정히 규정할 필요가 있다 증폭기의 안정에 관련된 이득의 개념과 위.

상이득은 고려할 필요가 없으며 이것은 전방귀환증폭기가 무조건 안정하기 때문이며 안정도

가 이득과 위상 및 지연시간에 무관하기 때문이다.

- 100 -

증폭기의 동작수행 효과4.2.5. Feed Forward

앞절에서 기본적인 동작형태와 특성에 대하여 고찰하였으며 수동소자에 의한 적절한 설계범

위를 고찰해 보자.

잡음 관계(1)

증폭기의 잡음지수는 보조증폭기의 잡음지수와 입력결합기의 입력 신호와Feed Forward

합성으로 이루어진다 이와 같은 것은 실제적인 경우에 있어서 전체적인 잡음지수는 보조증.

폭기의 잡음지수와 유사한 값을 갖게 된다 입력결합기와 비교기는 기준신호에 아무런 감쇄.

를 주지 않도록 연결되어야 한다 이러한 결과는 주증폭기 이득이 입력결합기의 결합계수에.

의하여 감소된다 전체적으로 증폭기는 보조증폭기의 잡음지수 성분을 갖으. Feed Forward

나 주증폭기의 전력범위를 갖게 한다.

증폭기 이득과 전력(2)

최종 출력단의 전력은 증폭기 이득보다 중요한 특성이다 입력결합기의 선택에 의한 증폭기.

이득 손실은 출력단의 결합기와 재결합기에 의한 전력손실에 비하여 중요도가 떨어진다 만.

약 출력단 결합기의 비가 이고 재결합기의 결합도가 라 하면 신호감쇄는 매우 작20dB 10dB

게 변화하며 이 때 보조증폭기의 처리 전력은 주증폭기의 처리전력보다 매우 작아 큰 의미

가 없으며 이득 변화가 작아지며 초기 왜곡은 또는 그 이하를 유지한다-20dB .

주파수 응답과 대역폭(3)

부귀환증폭기에 비교하여 증폭기에서 증폭기의 성능과 다른 수동소자는 설Feed Forward

계하려는 주파수 대역범위가 특정히 규정할 필요가 있다 증폭기의 안정에 관련된 이득의.

개념과 위상이득은 고려할 필요가 없으며 이것은 증폭기가 무조건 안정하기Feed Forward

때문이며 안정도가 이득과 위상 및 지연시간에 무관하기 때문이다.

- 101 -

왜곡 IMD3의 발생을 억제하여 반송파 크기에 비하여 이 신호의 크기를 최대로 작게 함으로

서 출력전력 증폭기의 선형화를 성취할 수 있다 한편 제 차 혼변조왜곡 신호의 크기는. 3

전달함수 관계식으로 구할 수 있으며 전력증폭기에 입력되는 근접한 주파수를 갖Volterra

는 두개의 신호에 의하여 제 차항 출력은 제 고조파항 세개의 비트 혼변3 3 , (triple beats),

조 IMD3항 억압파 및 교차억압파 항이 나타나며, (self-compression) (cross-compression)

가장 큰 영향을 미치는 제 차 혼변조를 전개하면3

이 된다 윗식으로부터 기본 반송파와 제 차 에 의한 신호세기 관계를 정의하면 식 와. 3 1M (4)

식 로부터 다음과 같다(7) .

선형화 전력증폭시스템에 대한 회로는 그림 과 같이 나타낼 수 있다Feed Forward (3-21) .

주증폭기의 전달함수를 전달함수를 적용하여 기본반송파와 혼변조왜곡을 나타내는Volterra

제 차항만을 고려하여 기본 반송파에 대한 증폭이득을3 G1 으로 하고 제 차 혼변조에 의(j ) 3ω

한 이득을 G3(jω1,jω2,jω3 으로 나타내었으며 보조증폭기는 선형증폭기로서 비선형특성이 없)

는 것으로 가정하여 이득을 A2 로 표현하였다 그림 에서 선형화 시(j ) . (4-7) Feed Forwardω

스템에서 사용되는 결합기의 결합도를 각각 Kt, K2, K3라 하고 시간 지연선로에서의 지연시

간을 각각 τ1가 τ2라 하여 전체 선형화 증폭시스템에 대한 전체 전Feed Forward Volerra

달함수를 각각 주증폭기의 항에 따라kernel H1(j )Hω 3(jω1,jω2,jω3 으로 할 때 그림 과) , (4-7)

같이 전체 시스템에 대한 전달함수로 나타낼 수 있다 이때 선형화에 의한. Feed Forward

출력은 다음과 같다.

주증폭 기의 이득G ; · ,

A2 부증폭기의 이득; ,

시스템의 전달함수H ; Feed Forward

- 102 -

τ1, τ2 시간지연; ,

는 결합도로서K

의 관계가 성립한다bar K_i = [1-k_i^2]^1/2 (i = 1,2,3) .

윗 식에 대하여 정리하면 입력 신호 에 대하여, x

여기에서 은 연산자이다 윗식에서 미지의 함수는 시스템에 대한 전달함수* cascading . F/F

H1 와(j ) Hω 3(jω1,jω2,jω3 이므로 이 미지함수는 선형함수항과 제 차항에 대한 방정식을 수립) 3

하여 그 값을 구할 수 있다 주증폭기와 전체 시스템에 대하여 제 차와 제 차. F/F 1 3

전달함수를 표현하면Volterra

선형증폭기 시스템 구성(a) F/F

- 103 -

선형증폭기 시스템 모델링(b) F/F

선형증폭 시스템의 전달함수(c) F/F

그림 선형화 증폭 시스템의 모델 및 전달함수 관계(4-7) F/F

이며 변환을 적용하면, Fourier

이 된다 앞식에 의하여 전방귀환 전력증폭기의 제 차혼변조. 3 IMD3에 대한 값은 식 과(12)

식 에서(8)

- 104 -

이 된다 윗식에서 제 차. 3 IMD3에 대하여 선형화시스템이 비선형 특성이Feed Forward

없는 완전한 선형 증폭시스템으로서 작동된다면 G3(2ω1-ω2 값은 이 되어야) 0 IMD3가 발생

하지 않아야 하므로 식 에서 이 조건을 적용하면(13)

가 성립되어야 하므로 읫식을 정리하면

가 된다 결국 보조증폭단을 거치는 루프에서 위상과 이득이 균형을 이루지 못할 때. Feed

전력증폭기 시스템의Forward IMD3가 나타남을 알 수 있다 그러므로 그림 의 최종. (4-7)

출력결합기에서 주중폭기를 통한 루프신호와 보조증폭단을 통하여 나타나는 루프신호 사이

의 정교한 균형교정에 따라 전력증폭기의 선형성이 개선됨을 알 수 있다Feed Forward .

보조증폭기의 불균형성으로 인하여 위상이 만큼 이득이 만큼 오차가 발생한다면 이득오δ α

차 와 위상오차 는 각각 식 에서(14)α δ

로 놓을 수 있다 이때 보조증폭기에 의한 위상오차를· φ2로 하였다 이득과 위상의 오차관.

계를 식 에 대입하면(12)

이 되며 윗식에서 3=argGβ 3, Ψ = tan-1 aδ1-a 및 로 하였다 전| |<<1 . Feed Forwardαδ

력증폭기에서 주증폭기 출력단에서 직접적으로 출력으로 나오는 루프신호는

- 105 -

로 표현되며 β1=argG1이다 식 과 식 에 의하여 전방귀환회로를 통과한. (16) (17) IMD3의 관

계식을 정립하면

이 되며 식 과 식 에 의하여 증폭시스템에 의한 과정을 거지지 않을 때의 조건(16) (17) F/F

식은

이다 식 과 의 비교에 의하여 의 마진 은, (18) (19) IMD (Margin)

이 된다.

- 106 -

제 장 전력증폭기의 설계 제작 및 측정결과5

전력증폭소자 분석5.1.

전력증폭단 소자 선택과정5.1.1.

급 전력증폭기를 설계하고 제작하기 위하여 본 연구에서는 그림 과 같이 각단에서25W (5-1)

의 전력관계를 고려하여 에 의한 전력증폭 시스템을 구성하였다 각 증폭간에power budget .

대하여 이론적인 근거는 앞장에서 언급한 바와 같으며 각 증폭단의 설계에 있어서 가장 크

게 고려된 사항은 구체적으로 아래와 같다.

전력증폭소자 선정요건[1]

각 증폭단 전치구동단 구동단 및 주 증폭단 에서 사용되는 반도체 소자는 설계 목적에 적( , )

합한 규격을 나타내는 소자가 되어야 한다 전치구동단 에서 신호 증폭. (predrjver srage) RF

용 반도체 소자는 저잡음 증폭기 가 아니더라도 잡음지수 관계를 고려(low-noise amplifier)

해야 하며 전치구동단의 입력 신호는 저잡음 증폭단에 의한 저잡음 신호가 입력되므로, RF

저잡음 증폭단에 대한 신호가 어느 정도의 잡음지수 를 나타낸다고 가정하여(Noise Figure)

단에서 일반범용의 증폭소자를 선정하여 입력단 신호세기가 수십 또는 에서 수RF ( 100)mW

와트 본 연구에서 전치 구동단은 의 증폭이 이루어지도록 설계되어야 한다( 3W) .

한편 구동단 과 주증폭간 에서의 소자선정은 그림 에서, (Driver) (Main Amplifiers Stage) (5-1)

와 같이 설계목적에 적합한 출력전력이 나타나도록 전력용 반도체 소자를 선정하였다RF .

이와 같은 반도체 소자를 선정함에 있어서 고려된 주요 특성은 다음과 같다.

출력 전력 레벨(1) (Output Power level)

전력 이득(2) (Power Gain)

- 107 -

콜렉터 효율(3) (Collector Efficiency)

전원 공급 전압(4) (Supply Voltage)

주파수 대역(5) (Frequency band)

제 차 와(6) 3 IMD IP(Third order Intermediate Distoration Intercept Point)

부하변동 유지능력 이상(7) (Reggedness) 30:1

최적 조건 의 선택[2] (Optimum Condition)

전력용 반도체 소자에 의하여 증폭기를 구동시키기 위하여 대 신호 에 의한(large-signal)

입력 임피던스와 출력임피던스 및 증폭소자의 효율의 선택에 있다 입력과 출력 임피던스의.

값을 구하기 위하여 대신호 임피던스 측정기법을 적용해야 하며 이러한 임피던스 값의 측,

정은 특정 출력전력 값 전원공급 전압 및 주파수에 따라 임피던스 값이 변화되어 이 값의,

변화는 전력 증폭기의 설계에 막대한 영향을 미치므로 전력증폭단의 설계 및 성공여부는 대

신호 임피던스값 데이터의 정확성에 있다 한편 전력용 반도체 소자의 콜렉터 효율을 가. RF

능한 높이기 위하여 출력단을 일반적으로 급 전력 증폭기에 의한 임피던스 비정합으로 한C

후 튜닝하여 원하는 특정한 출력전력을 달성할 수 있다.

이동통신 기지국용 전력증폭시스템의 전력증폭기 설계의 경우 에서 대에860MHz 900MHz

이르는 비교적 광대역의 주파수 범위를 갖으므로 주파수 대역에 대한 여러개의 주파수 점에

서의 최적 임피던스값을 결정해야 정확한 주파수에 대한 입력과 출력단의 임피던스를 결정

할 수가 있다.

이와 같은 정확한 임피던스 값과 출력전력 과 전력이득 및 콜렉터 효율을 동(output power)

시에 특정할 수 있는 방법은 측정법에 의한 데이터이나 이 방식의 특정법은 비교load-pull

적 시간이 많이 소요되며 자동 측정 시스템구성 에, (Automatic Measuring System setup)

의하여 일반적으로 제조회사에서 전력용 반도체 소자의 제반 특성을 제공해 주므로 소자를,

선정할 때 제공된 반도체 소자의 특성이 방법에 의하여 측정되었는가를 확인하여load-pull

야 한다.

- 108 -

각 증폭단에서의 임피던스 정합[3]

고효율 전력증폭기 시스템을 설계함에 있어서 가장 중요한 부분은 전력용 반도체 소자의 입

력과 출력임피던스의 임피던스 정합이 임피던스 정합회로를 설계하기 위하여 제 장에서3

언급한 임피던스 정합이론을 적용하여 된 소자에 의한 임피던스 정합회로를 가지고lump

등의 마이크로파 임피던Computer Simulation(MMP, TOUCH-STONE, S-compect, MDS

스 정합용 프로그램을 사용 에 의하여 원하는 증폭성능을 보여주는가 확인하고 만족할만한)

시뮬레이션 결과가 되지 않을 경우 소자값을 변화시켜 가면서 시뮬레이션의 결과, lumped

가 원하는 증폭기 특성을 나타내도록 시뮬레이션을 반복 수행하여 최적화 시켰다.

대신호 입출력 임피던스 데이터 값에 의하여 소자 형태의 초기입출력 정합회로 구lumped

성은 기본적인 임피던스 정합기법을 적용하고 다시 프로그램에 의하여 이상적인Computer

무손실 정합회로로서 구현시켜야하므로 소자에 의한 임피던스 정합회로 설계시에, lumped

가능한 값을 작게하여 광대역성을 유지하도록 하였으며 특히 정합피로의 첫번째 소자는Q ,

단락 캐패시터로서 시작하며 임피던스 정합회로의 시뮬레이션에서 스미스도표의 실수축에

근접하도록 하는 것이 설계 경험에 의하여 좋은 결과를 얻음을 알 수 있었다 임피던스 정.

합회로에서 입력단은 저역통과 형태를 단 또는 단 연결하여 가능한 낮은 값을 유지L 2 ( 3 ) Q

하도록 그 값이 선정되었으며 이것으로 설계 소자값에 의한 균일 회귀손실, (Flat Return

를 달성할 수 있다 임피던스 정합회로 설계시 두번째 단에 과 에 의한 공진회로가Loss) . L C

되도록 구성함이 바람직하므로 공진회로의 효과를 갖도록 구성함으로서 반도체 소자의 임피

던스 최적값에 알맞는 주파수 대역과 위상회전을 유지할 수 있는 이점이 있다.

- 109 -

그림 고효율 전력증폭 시스템의 구성(5-1)

- 110 -

본 연구 적용 전력증폭소자 비교 분석5.1.2

본 연구에서 고려한 소자 특성비교는 다음과 같다.

본 연구에서 고려한 전력 증폭소자의 특성[1]

- 111 -

최종 증폭단 소자[2]

본 연구에서 에 적용하고자 전력 증폭기용 구성하는 전력용 소자의 주파수 대Base-station

역에 대한 이득과 효율관계는 다음과 같다.

분석에 의하면 다음과 같은 소자의 특성을 나타낼 수 있다.

주파수에 따라 이득과 효율이 증가PH0810-35 : .

이득 가장 큰 이득값이나 약 가 변화- : 1dB

효율 로 변화폭이 큼- : 32% 57%→

주파수에 따라 이득과 효율이 감소SD1658 : .

이득 이득은 가장 작으나 변화폭이 로 가장 적음- : 0.4dB .

효율 로 변화폭이 가장 작음- : 63% 60% .→

에서 가장 크고 양쪽 끝쪽에서 감소MRF898 : 900MHz

이득 이득은 중간이고 변화도 중간 정도임- : .

효율 약 로 중간 변화폭을 가짐- : 10% .

주파수대역에 따라 경제성이 좋다 임피던스정합이 용이MRA1000 : .( )

(a) PH0810-35

그림 본 연구에서 고려한 전력 증폭소자의 이득 및 효율과 주파수 관계(5-2)

- 112 -

(b) MRF-898

(c) SD1658

- 113 -

전력증폭기의 비교 분석[3]

그림 전력증폭단 소자의 주요 특성분석(5-2)

출력전력 비교(a)

- 114 -

최소이득 비교(b)

- 115 -

최소 콜렉터 효율비교(c)

- 116 -

주파수 대역비교(d)

소자항목

PH0810-35 SD1658 MRF898

출력전력 (W)

이 득(dB)

효 율 (%)

IMD3 (dBc)

VSWR

소자의 주요 우위 비교(e)

- 117 -

측정5.2. Load-pull

대신호 전력증폭기의 특성5.2.1.

전력증폭기는 통상 이상의 출력을 갖는 증폭기를 말한다 나 전력0.5W . GaAs Power FET

트랜지스터를 이용한 전력증폭기는 보다는 그 출력범위는 작지만 신뢰성이 뛰어나고TWTA

내구성이 강해 광범위하게 여러 분야에서 연구 개발되고 있다 초고주파대 증폭기에 사용, .

되는 능동소자의 특성은 일반적으로 소신호 전력증폭기에서는 각 소자의 파라미터 값들을

동작점에서 선형적으로 근사화하여 해석할 수 있기 때문에 비교적 다루기가 쉬워서 소신호

산란계수를 이용하여 예측할 수 있으나 신호의 크기가 증가하면 입력신호에 대한 출력신호,

가 포화되는 영역에서 동작하기 시작하기 때문에 이에 따르는 비선형적인 동작 특성들이 나

타나기 시작하여서 전력증폭기와 같이 능동소자는 비선형 영역에서 동작하기 때문에 소신호

산란계수는 전력 증폭기 설계에 유용하지 않다.

소신호 산란계수는 급 동작하는 대신호 전력증폭기에 사용할 수 있으나 급 급 급 동A AB ,B ,C

작을 위하여는 설계목적에 적합하지 않다 대신호의 전력 증폭기를 설계하고자 한다면 신. ,

호가 동작하는 전범위 내에서 이러한 비선형적인 입출력 관계가 일어나게 하는 소자의 내부

성분에 대한 특성을 알아야 된다 또한 이러한 성분들이 서로 종속적인 관계에 있기 때문에.

이를 해석하기 위해서는 컴퓨터를 사용한 비선형 모의 실험기 를 사(Nonlinear Simulator)

용하지 않으면 안된다 그리고 전력 트랜지스터의 소신호 산란계수를 사용하는 대신 소자의.

대신호 입력 임피던스는 원하는 공급전원과 출력레벨에서 소자가 정합된 증폭기로써 동DC

작할 때 측정할 수 있다 이 경우 정합된 증폭기는 소스와 부하에 대하여 각각 입력과 출력.

임피던스가 공액 정합된 조건을 말한다.

전력증폭기의 또 다른 중요한 사항은 입력과 출력의 비가 선형을 이루는 동작법의(Dynamic

Range, DR 이다 이득 감소점) . 1dB (1dB gain compression point, G1dB 은 트랜지스터의 비)

선형지역의 전력이득을 소신호 전력이득에 대하여 줄인 전력이득으로써 결정된다1dB .

- 118 -

여기서 G0 는 소신호 전력이득이다(dB) .

전력이득은 다음과 같이 정의된다.

P1dB로써 정의되는 이득 감소점에서 출력전력은 다음과 같다1-dB .

낮은 전력 레벨에서는 잡음지수 혹은 신호를 인지할 수 있는 최소의 전력으로 정의되며 실

온에서의 열잡음 보다 높은 전력에서는 입력신호의 이득이 감소(Thermal Noise) 3dB 1dB

하는 이득 감소점 P1dB에 의해 결정된다 즉 최소 감지신호. (MDS)out은 아래와 같이 구한다.

k = Boltzman Constant

절대온도T =

주파수 대역폭B =

상온인 경우 kTB = -114dBm /MHz

F = Noise Figure

선형 동작 범위 DR은 그림 과 같이 최소 감지전력(5-3) PD,mds에서 이득 감소점 까지를1dB

말하며 다음과 같이 나타낸다.

- 119 -

그림 증폭기의 동작범위(5-3)

- 120 -

대신호 전력 증폭기의 특성은 우선적으로 바이어스에 의한 입출력 관계를 보면 그림DC

과 같이 급에서 급 급으로 갈수록 증폭기의 이득이 감소됨을 볼 수 있다 또한(5-4) A B ,C . ,

이득 감소점을 보면 급에서 급으로 갈수록 커짐을 볼 수 있다 즉 증폭기 설계에1-dB A C .

있어서 이득과 출력은 서로 역비례하게 나타나게 된다 전력증폭기의 특성은 입출력 정합회.

로에 의해서도 크게 변화한다.

그림 급의 입출력 전력(5-4) A, B, C

- 121 -

소신호 파라미터를 대신호 전력증폭기에 그대로 적용하여 입출력 정합회로를 꾸민다면S-

대신호에 의한 비선형성인 여러 성분값의 변화에 의해 Γin 및 Γout값이 변화되기 때문에 원

하는 정합상태를 이룰 수 없게 된다 따라서 최적의 정합회로의 값을 찾아내는 것이 대신. ,

호 전력 증폭기 설계에서 가장 큰 문제가 된다 정합회로를 소신호 튜닝하였을 때와 최적전.

력 튜닝하였을 때에 대한 입출력 관계를 그림 에 보였다 여기에서 최적 전력 튜닝에(5-5) .

의해서 이득 압축점에서의 전력이 상당히 증가됨을 볼 수 있다 이때에도 최대 출력1-dB .

전력과 전력 이득은 역비례하는 것을 볼 수 있다.

대신호 전력 증폭기 제작의 기술은 가지의 방법으로 나누어 질 수 있다 첫째는 측정된 로3 .

드풀 특성에 의해 최적의 입출력 정합회로를 설계하는 방법이다 두번째로는(Load-pull) .

특성 곡선상에서 소자의 최대전력영역을 가질 수 있도록 을 계산하는 방DC I-V Ropt Cripps

법이다 세번째로는 소신호 파라미터를 이용하여 대신호 비선형 모델링을 하여 비선형. S-

모의실험기를 사용하여 최적의 입출력 정합회로를 설계하는 방법이다.

최대 출력전력과 측정5.2.2. load-pull

전력소자에 있어서 최대 출력전력을 얻기 위해서는 최적 부하임피던스를 알아야 하며 소자,

를 최대출력으로 구동하기 위해서는 꼭 필요한 값이다 이득압축점에서, . 1-dB , P1dB는 소자

의 최대 전력 수용 특성을 규정짓는 값이다. G1dB이며 소신호 선형전력 이득에 비해 전력,

이득이 감소될 때의 이득으로 정의되어져 있다 따라서 식 에서1dB . (1) G1dB(dB) = G0(dB)

이며- 1 , G0는 소신호 선형 전력이득이다 최대의. P1dB를 얻기 위해서는 소오스와 부하의

임피던스가 중요하다 소신호 정합을 했을때는 전반적으로 높은 이득을 가지나 소자의 포화.

전력이 작아지며 대신호 정합을 했을 때는 다소 이득은 작아지나 출력을 향상시킬 수 있,

다.

- 122 -

그림 소신호 정합과 최적 전력 정합(5-5)

- 123 -

즉 소자가 포화되기 직전의, P1dB가 커질 뿐이며 선형 영역 선형영역에서의 이득은 오히려

감소한다 그러므로 전력용 소자의 최대 이득과 최대 출력 전력은 서로 일치되지 않으며. ,

최대출력을 얻기 위해서는 실제 측정에 의해서만 얻을 수 있다.

대신호 전력 증폭기의 설계 방법중에서 최대 출력을 얻기 위에서 로드풀 방법을 이용하는

것을 제안할 수 있다 로드풀 방법은 그림 와 같은 블럭도를 보면 분리가능한 튜닝. (5-6)(a)

회로에 를 놓고 원하는 동작조건에서 최대 전력을 얻기 위하여DUT(Device under Test)

입력과 출력 회로를 조정한다 그런후 튜닝회로의 입력과 출력단지를 종단시키고 소자를 제.

거한 후 소자쪽으로부터 바라본 임피던스를 측정한다 입력측의 튜닝회로를 바라본 임피던.

스가 입력 임피던스의 공액이고 출력축을 바라본 임피던스가 최대출력전력을 얻기 위한 출,

력부하 임피던스의 공액이다 그림 에 대신호 측정을 위한 로드풀 방법의 장치도를. (5-6)(b)

블럭도로 나타내었으며 소자의 동작 바이어스점과 주파수 및 입력전력에 따라 최대출력을,

위한 최적 부하 임피던스는 달라지므로 각각에 대하여 측정을 해야 한다 전력 소자를 최대.

로 구동하기 위하여 신호원을 필요한 만큼 증폭하는 증폭기가 필요로 하며 가변 감쇄기와,

아이솔레이터가 포함되고 측정소자에 입사되는 출력과 반사출력을 측정하기 위하여 전력 측

정기 와 결합기가 사용되어야 한다 그림 에서 전력 측정기 는 반사(Power Meter) . (5-6)(b) A

전력을 는 입사전력을 측정하며 반사전력이 최소화하도록 튜너 를 조정한다 그, B (Tunner) .

다음에 출력측 튜너를 조정하여 출력 전력이 최대가 되도록 하며 다시 앞의 과정을 반복하,

여 출력측 임피던스에 맞추어 입력측 튜너를 조정하여 반사전력을 최소화 시킨다 최종 조.

정된 출력측 튜녀를 분리하여 임피던스를 측정함으로써 최적 부하 임피던스를 결정한다 그.

런데 로드풀 방법은 튜닝회로의 임피던스를 기본파에서만 측정하고 합성하여 고조파

임피던스는 무시하므로 고조파 특성이 큰 영향을 주는 전력 증폭기(harmonic frequency)

효율 개선에 응용이 제한되어 있으며 측정된 임피던스 데이타를 일반 비선형 회로 설계 시

뮬레이터에 통합하여 사용하기가 곤란하다.

- 124 -

그림 측정 방법(5-6) (a) load-pull

- 125 -

그림 측정 장치 블럭도(5-6) (b) Load-Pull

- 126 -

위에서 살며본 로드풀 방법을 간략화하여 실제 소자에 적용하기 쉽도록 개선하고 중전력,

소자에 적용하여 타당성을 타진해 본다.

종래의 방법은 튜너와 다른 회로들이 소자와는 다른 평면상에 접속되어 있으므로 접속 부,

분에서 손실이 많이 생기고 불필요한 반사가 일어난다 또한 중간 와 어댑터의 특. launcher

성과 전송선로 부분들이 정확히 되어야만 정확한 임피던스를 구할 수 있기De-embedding

때문에 반복적으로 측정할 때 신뢰도가 감소한다 대부분의 회로를 하이브리드화 하고 한.

기판내에 완성하여 손실과 반사를 줄일 수 있다.

측정하고자 하는 소자의 입력측에 필요한 정합회로는 소신호 산란행렬의 값으로부터 구성한

다 대전력에 관계없이 입력측 파라미터들은 거의 무관하기 때문이다 출력측 임피던스는. .

전력의 크기에 따라 크게 변하며 이 값이 측정하고자 하는 값이다 출력측은 선로와, . 50 Ω

캐패시터 및 바이어스를 공급하기 위한 회로로 구성되어 있으며 설계 튜닝을DC Blocking

위해서 개의 튜닝패드가 병렬로 존재하며 이 패드를 이 로드풀에 사용되는 출력 튜너로2

동작한다 마이크로스트립 선로로 구성하기 때문에 편리하고 간단히 제작할 수 있으며 소. ,

자의 출력측과 튜너부가 일체형으로 조립되기 때문에 오차가 줄어서 정확한de-embedding

부하 임피던스를 측정할 수 있다 단 전력선로의 특성상 수 십 이상의 아주 높은 고. , Watt

전력에서는 사용될 수 없으며 수 내지 수십 의 중전력 소자에 적합하다, Watt .

개선된 방법과 마이크로스트립 튜너5.2.3 load-pull

기존의 로드풀 측정 시스템은 위에서 언급한 것과 같이 여러 문제를 가지고 있어서 실제 최

적 부하 임피던스를 추출할 때에는 어려움이 많다 그래서 간단하고 쉬운 로드풀 방법을 사.

용하여서 최적 부하 임피던스를 추출하고자 한다 이 방법은 동일한 기판 내에서 튜너를 두.

고서 증폭기가 최대전력을 전달하도록 튜닝되었을때 튜너의 최적 부하 임피던스 추출을 어,

드미턴스 계수의 계산에 의해서 할 수 있다.

- 127 -

의 최대 전력을 전달하는 최적 임피던스를 계산할 때 우선 입력단은 의 소신MESFET , DUT

호 산란계수를 측정하여서 S11의 공액정합을 한다 이것은 입력단에 최대 신호를 전달하기.

위해서 소신호 공액정합을 한 것이다 소신호 산란계수는 소자의 바이어스의 함수이다 또. .

한 입력이 정합된 회로의 소신호 산란계수도 바이어스의 함수이다 그때의 출력단의 반사계.

수 ΓTS(VGS, VDS 를) S22에서 구한다 그림 그런 후 최대전력 전달을 위해서 출력. [ (5-7)(a)]

단에 튜너를 연결한 후 튜닝한다 이때의 소신호 산란계수를 앞의 바이어스 조건과 같이하.

여서 측정한다 이 소신호 산란계수로부터 튜너가 달린 회로의 반사계수. MΓ TS(VGS, VDS 를)

구할 수 있다 여기서 튜너를 달기 전과 달고 난 후 바이어스에 의존하는 어드미턴스 계수.

YTS(VGS, VDS), YM

S(VGS, VDS 를 식 에서 구할 수 있다) (7),(8) .

그런데 튜너의 고유 어드미턴스는 바이어스에 의존하지 않는, (Yij 을 가진다 이때는) . ΓMS는

그림 에서 유도된 식 과 같은 관계식이 성립한다(5-7)(b) (9) .

- 128 -

그림 개선된 방법 블럭도(5-7) (a) Load-Pull

- 129 -

그림 출력단에서 어드미턴스 계수(5-7) (b)

- 130 -

이런 관계식에서 식 과 같은 방정식이 생긴다(10) .

여러 바이어스에서 측정된 YTS, YM

S는 튜너의 Yij 를 계산할 때 식 과 같은 (11) error

에 적용되어진다function F .

여기서 YGSn, YDS

n은 번째 바이어스점에서의 드레인 소오스 전압과 게이트 소오스 전압이n - -

다 이때 튜너는 이상적인 수동소자라 가정하면 어드미턴스 계수는 식 과 같이 나타난. (12)

다.

그리고 소신호 어드미턴스 YTS, YM

S들은 식 들과 같이 번째의 바이어스점들에서(13),(14) n

복소수로 나타난다.

- 131 -

는 식 과 같이 표현되어질 수 있다Error function F (15) .

여기서 D = AC- B2이다 그리고 를 최소화하는 는 각각의 매개변. error function F A, B, C

수 도함수식인 식 들의 연립방정식에 계산되어질 수 있다(16),(17),(18) .

이렇게 계산된 는 튜너의 어드미턴스 계수A, B, C Yij 이다 이 어드미턴스 계수는 부하반 .

사계수 Γx를 식 에서와 같이 유도된다(19), (20) .

- 132 -

튜너를 동일한 평면상에서 그 부하값을 다른 바이어스점들에서 유도된 어드미턴스 계수를

이용하여서 계산할 수 있다.

동일 평면상의 튜너를 개의 병렬 패드를 마이크로 스트립 라인으로 구현하였다 그림2 . [

선로상에 의 간격을 두고 개의 스터브로 이루어져 있으며 튜닝의 편리함을(5-8)] 500 /4 2λ

위해 용량성으로 구성된다 마이크로 스트립 튜너를 초고주파 내에서 그 특. simulator MDS

성등을 모의 실험하였다 우선 그림 은 마이크로 스트립 튜너의 반사특성을. (5-9) θ1과 θ3가

일 때30°, 60°, 90° θ2가 의 변화에 따른 변화를 스미스 도표상에서 보인 것이다0°~90° .

이 도표에서 다양한 반사특성을 보이고 있으며 큰 반사까지 얻을 수 있다 그러나 실제 마.

이크로 스트립으로 스터브간의 길이를 변화시키기 어려움으로 스터브의 길이를 변화시키면

서 튜닝해야 한다.

그림 마이크로 스트립 스터브 튜너(5-8)

- 133 -

그림 스터브 튜너(5-9) θ2에 따르는 반사 특성

- 134 -

스터브간의 간격 θ2는 이고90° θ3를 로 고정했을때O°, 30°, 60°, 90°, 120°, 150° θ1을 0°

에서 로 튜닝했을때 반사특성은 그림 와 같이 나타난다 이와 반대로90° (5-10) . θ1을 0°,

로 고정하고30°, 60°, 90°, 120°, 150° θ3를 에서 로 튜닝한 결과 그 반사특성은 그0° 90°

림 에 나타내었다 이렇게 튜닝된 결과는 스미스 도표상에서 보았듯이 하반부의 태극(5-11) .

무늬로 나타난다 이런 구조는 전계 임피던스중에서 반을 튜닝할 수 있다. .

그림 스터브 튜너(5-10) θ1에 따르는 반사 특성

- 135 -

그림 스터브 튜너(5-11) θ3에 따르는 반사 특성

- 136 -

그런데 튜너로서 역할을 하려면 의 임피던스를 가질 수 있어야 한다 이를 위해 나머O~ .∞

지 반의 임피던스 튜닝을 하기 위해서 적당한 길이의 전송선로를 사용하였다 그림.[ (5-12)]

이 전송선로의 길이를 까지 변화시켰을때 튜너의 임피던스가 스미스 도표의 점0°~90° 50Ω

을 중심으로 임피던스의 태극무늬가 회전함을 그림 이 보여주고 있다(5-13) .

그림 임피던스 변환된 스터브 튜너(5-12)

- 137 -

그림 스터브 튜너(5-13) (a) θ4에 따르는 반사 특성

- 138 -

그림 스터브 튜너(5-13) (b) θ4에 따르는 반사 특성

- 139 -

그림 스터브 튜너(5-13) (c) θ4에 따르는 반사 특성

- 140 -

위에서 두개의 튜닝 패턴안으로 스미스 도표의 대부분에 걸쳐 튜닝을 할 수 있게 되었다.

그러나 경계면과 태극무늬의 말단 부분에서의 튜닝은 불가능하므로 실제는 개 정도의 튜3

닝패턴이 완전한 튜닝을 제공해 준다 그리고 패턴의. θ4는 로 하는 것이 적절O°, 3O°, 90°

하다.

내에서 어드미턴스 계수를 이용한 튜너의 임피던스 계산을 검증하였다 우선 소자를MDS .

내의 모델화된 사의 을 이용하였다 이 소자의 소MDS Avanteck GaAs MESFET ATF13736 .

신호 산란계수는 그림 와 같이 나타난다 그리고 기본 주파수(5-14) . fo 에서=3.3GHz VGS=

-0.7V, VDS 상태에서 최대 전력을 전달하는 임피던스를 구하려 하였다 여기서 입력단= 3V .

은 소신호 산란계수 S11으로 공액정합을 하였다 그림 는 입력전력이 에서. (5-15) -20dBm

까지 변할 때 출력단에서의 전력을 보이고 있다 이 그림에서 알 수 있듯이 입력이18.5dBm .

까지는 출력전력이 선형적으로 증가하다가16dBm P1dB점에서 찌그러지는 모양을 나타내고

있다 또 그림 에서는 이 바이어스상태에 나올 수 있는 최대전력을 나타내고 있다 여. (5-16) .

기서 최대 의 출력을 얻을 수 있었다 이 조건은 이득 압축점으로써 이득은19.65dBm . 1-dB

정도를 나타내었다 이런 상태를 유지한 후에 튜너로 튜닝하기 전에11.7dB .

소신호 산란계수를 (VGS= -0.7, VDS= 3), (VGS= -0.7, VDS= 4), (VGS= -0.7, VDS 점= 5) 3

의 바이어스 상태에서 모의 실험하여서 ΓTS로부터 YT

S값들을 구하였다.

- 141 -

그림 모의실험에 사용된 회로(5-14)

- 142 -

그림 모의실험에 사용된 의 산란계수 도표(5-15) ATF13736

- 143 -

그림 입력과 출력 전력 특성(5-16)

- 144 -

그림 튜너변화에 따른 출력 전력(5-17)

- 145 -

그리고 튜너를 달은 후에 소신호 산란계수를 얻기 위해서 모의 실험한 후에 ΓMS로부터 YM

S

값들을 구하였다·

이렇게 구한 값들을 식 들에 대입하여서 연립방정식을 를 이용해(16), (17), (18) mathmetica

서 그 해를 구하였다 그 값들은. A=0.03198, C=0.0278999, D=-0.000192115,

로 구해졌다 따라서 튜너의 어드미턴스 계수 행렬은 식 와 같이 나타난다B=0.0321658 . (21) .

- 146 -

그런 후 상에서 그 마이크로 스트립 튜너의 어드미턴스 계수를 모의 실험하여 구한 값MDS

들은 식 로 나타났다(22) .

식 에서 나타난 값은 마이크로 스트립 튜너가 실제 손실 탄젠트값을 가지므로 손실을 의(22)

미하는 어드미턴스의 실수값들이 표시되어 있다 그러나 어드미턴스의 허수값들은 계산된.

어드미턴스 값들과는 어느 정도의 차이는 보이고 있으나 거의 같은 값들로 인식될 수 있다.

식 에서 표현한 에 계산으로 구한 값들을 대입하여서 가지는 최소(15) error function F

값을 계산하면error ,

F = 9.64462E-13

으로 나타난다 그리고 에서 구한 어드미턴스 계수와 계산된 계수와 오차는. MDS 2.59%,

들로 나타났다2.53%, 0.36% .

그런후 구해진 어드미턴스 계수들을 이용하여 튜너의 임피던스를 계산할 때 그림 에(5-17)

의해서 Γx를 튜너의 어드미턴스 계수들의 관계식으로 유도할 수 있다 유도된 관계식 은. (23)

튜너가 가지는 어드미턴스는 반사계수로부터 식 와 같이 유도할 수 있다(24) .

- 147 -

그림 튜너의 입력단 반사계수(5-18)

- 148 -

따라서 에서 구한 튜너의 어드미턴스 계수로 구한 튜너의 입력 어드미턴스값과 반사계MDS

수는 YL 와= 0.018 + j0.0056 Γx 로 계산되었다 그리고 제안된 계산식에= 0.04 - j0.157 .

의해서 구한 어드미턴스 계수를 이용한 튜너의 입력 어드미턴스값과 반사계수는 YL =

와0.018 + j0.0057 Γx 로 계산되었다 위 두 종류의 값에서 약간의 오차= 0.041 - j0.158 .

는 있거나 거의 미세하게 나타났다.

- 149 -

전치 구동 증폭단 설계5.3.

구동용 증폭기 설계 개요5.3.1.

구현된 전치 구동 증폭기 는 급 고전력 증폭기(PRE-DRIVE AMPLIFIER) 25Watt RF (High

의 구동을 원활히 할 수 있도록 적정한 출력을 증폭할 수 있도록power RF amplifier) RF

설계되었으며 혼변조 현상과 가 최대화 되도록 급형 증폭기로 설계하였, Dynamic range A

다.

또한 전력 트랜지스터는 정상 동작시나 이상 동작시에 발생되는 내부열을 증폭기 외부로 용

이하게 전달되어 열에 의한 피해를 최소화 할 수 있도록 구조적 특징을 갖는 를, HOUSING

갖추었으며 증폭기에 적용된 들이 내부변화나 외부 환경변화에 영항을 받아 이상동작이, TR

발생하여 무리한 전원의 공급에 기인한 부품의 파괴 현상을 최소화하기 위하여 항시 일정한

최적안정전원 회로를 설계 구현하였으며 이 회로는 특히 열적 변화에 기인된 이상 현상에,

적합하도록 설계되었다.

그림 구동 증폭기 구성도(5-19) BLOCK .

- 150 -

그림 은 구현된 구동 증폭기의 별 구성도를 나타낸 것으로 그림에서 와(5-19) block 1st 2nd

단은 구동 증폭기의 전치증폭단으로 에서 약 의 최적 이득을 갖는800MHz 11.5dB Philips

사의 로 선정하였으며 주 증폭단인 단은 사의 로 선BFQ 34 , 3rd Motolora MRA1000-3.5L

정하였다.

특히 주증폭단에 적용한 씨리즈 들은 입출력 정합도 및 최적이득 반사계수들이 유MRA TR

사한 특성을 가지고 있어 주증폭단의 대체가 상당히 용이하였으며 이러한 점에서 주증폭단,

의 를 대체가 용이하도록 분리형으로 제작하였다PCB .

구현된 구동 증폭기의 주요 제원을 요약하면 다음과 같다.

사용주파수1) : 860MHz - 900MHz

최대출력2) : 3Watt, 6Watt

최소입력3) : -120dBm

이득4) : 30dB

잡음지수5) : 5dB, 7dB

동작전원6) : 24Vdc

전류소모7) : 1.5A, 3.0A

제 고조파 이하8) 2 : 75dBc

와 계열(1) BFQ 34 MRA 1000

본 는 구동단이나 최종 증폭단에 적용하기에 용이한 로 최적 온Transistor NPN Transistor

도를 지속적으로 유지하도록 구현된 부품이다 또한 본 은 높은 출력단 전압에 잘 견디. TR

는 특징을 갖고 있으며 쎄라믹 뚜껑 으로 덮여진 구조로 되어 있다, (1/4”) .

본 이 구동 증폭기에 적용되는 부위는 전치 증폭기인 와 단이며 최대 허용 이TR 1’st 2’nd

득을 계산한 결과 약 로 회로에 장착 구현할 수 있었다11dB .

의 주요 제원을 보면 전기적인 것과 기구적인 특징으로 구분될 수 있으며 이것을BFQ 34 , ,

순차적으로 나열하면 다음과 같다.

한편 계열은 광대역 급 증폭기에 적당하도록 고안된 것으로 광대역 동작에 적MRA 1000 A

합한 자체 정합회로를 내장하고 있으며 부품의 신뢰성을 향상시키기 위하여 금도장을 한,

광대역 안정화 설계 적용 부품이다.

- 151 -

전기적 특성( )

Collector-base voltage(open emitter)Collector-emitter voltage(open base)Collector current(d.c)Total power dissipationOperating junction temperatureOutput power at 1dB gain compressionThird order intercept point

MAX.25 VMAX.18 VMAX.150mAMAX.2.25WMAX.200 Ctyp +26 dBmtyp +45 dBm

기구적 특징( )

그림 의 전기적 특성과 기구 도식(5-20) BFQ34

- 152 -

(2). MRA1000-3.5L

MAXIMUM RATINGS

Rating Symbol Value Unit

Collector-Emitter voltage VCEO 28 Vdc

Collector-base voltage VCEO 50 Vdc

Emitter-Base voltage VCEO 3.5 Vdc

Total Device Dissipation @ TC = 25

PD 220.125

WattsW/C

Operating Junction Temperature TJ 200

Storage Temperature Range Tstg -65 to + 200

THERMAL CHARACTERISTICS

Characteristic Symbol Max Unit

Thermal Resistance, Junction to Case (TC = 7 R JCθ 8 /W

ELECTRICAL CHARACTERISTICS

Characteristic Symbol Min Typ Max Unit

ON CHARACTERISTICS

DC Current Gain (IC=250mA, VCE=5V) hFE 20 - 90 -

DYNAMIC CHARACTERISTICS

Output Capacitance (VCB = 24 V, iE = 0, f = 1 hFE 20 - 90 -

ELECTRICAL CHARACTERISTICS - continued

Characteristic Symbol Min Typ Max Unit

FUNCTIONAL TESTS

Common-Emitter Ampllfier Small-Signal Gain(VCE = 19 V, Pin = 1 mW, f = 1 GHz, iC =

GSS 10 - - dB

Load Mismatch(VCE = 19 V, iC = 600 mA, Pout = 3.5 W, f =1 GHz, Load VSWR = :1, All Phase Angles)∞

ψNo Degradation in Output

Power

Overdrive (VCE = 19 V, iC = 600 mA, f = 1GHz)

Pinover - - 1.75 W

그림 전치 구동 전력증폭 소자 특성(5-20) (a)

MRA1000-3.5L

- 153 -

그림 의 입력 임피던스와 출력 임피던스 및 전력 관계(5-20) (b) MRA1000 35L→

- 154 -

MAXIMUM RATINGS

Rating Symbol Value Unit

Collector-Emitter voltage VCEO 28 Vdc

Collector-base voltage VCEO 50 Vdc

Emitter-Base voltage VCEO 3.5 Vdc

Total Device Dissipation @ TC = 25

PD 420.25

WattsW/C

Operating Junction Temperature TJ 200

Storage Temperature Range Tstg -65 to + 150

THERMAL CHARACTERISTICS

Characteristic Symbol Max Unit

Thermal Resistance, Junction to Case (TC = 7 R JCθ 4 /W

ELECTRICAL CHARACTERISTICS

Characteristic Symbol Min Typ Max Unit

ON CHARACTERISTICS

DC Current Gain (iC = 1 A, VCE = 5V) hFE 20 - 90 -

DYNAMIC CHARACTERISTICS

Output Capacitance (VCB = 24 V, iE = 0, f = 1 Cob - - 22 pF

ELECTRICAL CHARACTERISTICS - continued

Characteristic Symbol Min Typ Max Unit

FUNCTIONAL TESTS

Common-Emitter Ampllfier Smatl-Signal Gain(VCE = 19 V, f = 1 GHz, IC = 1.2 A)

GSS 9 10 - dB

Load Mismatch(VCE = 19 V, iC = 1.2 A, Pout = 7 W, f = 1GHz, Load VSWR = :1, All Phase Angles)∞

ψNo Degradation in Output

Power

Overdrive (VCE = 19 V, iC = 1.2 A, f = 1GHz)

Pinover - - 3.5 W

Output Power, 1 dB Compression Point(VCE = 19 V, f = 1 GHz, IC = 1.2 A)

Po1dB 7 - - W

그림 전력증폭소자 특성(5-20) (c)MRA1000-7L

- 155 -

그림 의 입력 임피던스와 출력 임피던스 및 전력관계(5-20) (d) MRA1000-7L

- 156 -

증폭단 및 정합부 설계(3).

이상에서 선정된 의 주요 제원에 따라 구동 증폭기의 각 단 및 종합 회로를 설계하였다TR , .

설계된 각 단은 크게 정합부 전치 증폭단 주 증폭단으로 구분되며 이러한 구분은, ,

로 가능한 것을 기준하였다Harmonicar software .

가 정합부 설계.

정합부의 설계에서 주로 고려된 사항은 가지로 첫째 입력단 정합부에 있어서 단 과2 1’st TR

정합 및 에 기능부여이며 둘째 중간단 정합부는 와500hm Impedance RF filtering , 2nd

단 사이에 적용되는 회로로 두 간의 간섭 및 을 최소화 되도록 감쇄기능을3rd TR feedback

부여하여 설계하였다.

설계된 두 정합부의 결과 및 구현회로는 아래 그림과 같다simulation .

입력단 정합부(a) 중간단 정합부(b)

그림 정합부 회로도(5-21) (a) PCB

그림 와 는 입력단과 중간단 정합부의 입출력 정합도를 도표에 도시(5-22a) (5-22b) smith

한 것으로 그림에서 보이듯 정합 부위에서 약간의 이동이 보이는데 이것은 정합부, 500hm ,

사이에 놓이는 전치 증폭단의 정합을 위하여 인위적 변환을 준것이다.

- 157 -

그림 입력단 정합부(5-22) S11,S22

그림 중간단 정합부(5-23) S11,S22

- 158 -

그림 입력단 중간단 정합부 삽입 손실(5-24)

그림 는 정합부의 삽입 손실을 나타낸 것으로 네모꼴 표시가 중간단 정합부이며 세모(5-24) ,

꼴이 입력단 정합부의 삽입 그래프이다.

그래프에서 중간단이 입력단에 비하여 약 에서 정도의 삽입손실을 갖는데 이, 0.8dB 1.3dB ,

것은 중간단 정합부가 전치 증폭단과 주증폭단 사이에 놓이면서 전치와 주 증폭단의 전파

완충 작용을 위하여 회로에 감쇄특성을 갖는 를 저항과 인덕터를 이용 회로에 삽입하choke

였기 때문이다.

이러한 회로의 역할은 전파의 이나 증폭단의 입출력 비정합도를 완화시켜 증폭기feedback

가 절대 이득을 얻을 수 있는 큰 역할을 담당하는 주요 정합기능 회로이다.

- 159 -

나 전치 증폭단 단 설계. [1st, 2nd )

구동증폭기의 전치 증폭단 설계는 우선 자체의 적정 유효이득을 구한 후 도표 상tr , smith

에 이득 원을 도시 최대 전력이득 및 최소 잡음지수 구현에 적합한 입출력 반사계수를 설,

정하였으며(f0 에서 까지의 정합을 위하여 를 예측=850MHz), 800MHz 960MHz S-parameter

하였다.

그림 의 반사계수 도표상 표시(5-25) BFQ 34 SMITH

그림 는 도표상에 주파수에 따른 정합용 입출력 반사계수를 나타낸 것으로(5-25) smith tr , 2

장에서 열거한 공식을 이용 최대 이득원을 구한 후 최적 잡음 원과 중첩되는 지점 중 구, ,

현하기 좋은 한 점들을 주파수별로 선택 도시한 것이다.

- 160 -

그림내 그래프에서 세모꼴은 입력단 정합용 반사 계수를 나타내며 나머지는 출력단 정합, ,

용 반사 계수를 나타낸 것이다.

그림 전치 증폭단 회로도(5-26) PCB

와 증폭단은 를 고유함(1st 2nd PCB .)

그림 전치증폭 단의 입출력 정합도 도표 도시(5-27) 1 smith

- 161 -

그림 은 에 를 장착한 후 한 입출력단에서의 값을(5-27) PCB BFQ 34 simulation impedance

도표에 도시한 것으로 세모꼴이 입력단 측의 주파수별 를 의미한다smith impedance .

그림 는 두 단으로 구성된 전치 증폭단의 주파수대 이득그래프로 그래프에서 세모꼴(5-28)

이 이득 곡선을 나타낸다 전치 증폭단의 이득이 를 넘지 못하고 에 머물고 있는. 20dB 1OdB

것은 입출력단의 정합을 정합부와 주 증폭단의 정합도를 고려하여 설계되었기 때문이다.

그림 주파수에 따른 이득 곡선(5-28)

- 162 -

다 주 증폭단 단 설계. (3’rd )

앞절의 정합방식과 동일한 절차로 하였으며 방법중 잡음지수 고려 반사계수SIMULATION ,

보다는 최대이득에 맞추어 설계하였다 그림에 대한 모든 사항이 앞절과 동일하다, . .

그림 반사계수 도표상 도시(5-29) MRA1000-3.5L SMITH

그림 회로도(5-30) PCB

- 163 -

그림 입출력 정합도 도표 도시(5-31) SMITH

그림 주파수에 따른 이득 곡선(5-32)

- 164 -

라 종합 설계.

지금까지의 결과를 토대로 구동증폭단 전체를 한 결과를 토대로 전체시스템을 구simulation

성하면 다음과 같다.

그림 구동 증폭기 회로도 도표 도시(5-33) PCB SMITH

- 165 -

Absolute Maximum Ratings at 25

Parameter Symbol Rating Units

Collector-Base Voltage VCRO 60 V

Collector-Emitter Voltage VCES 60 V

Emitter -Base Voltage VE Oθ 3.0 V

Collector Current IC 0.7 A

Power Dissipation PD 19.5 W

Junction Temperature TJ 200

Storage Temperature TSTG -55 to +150

Thermal Resistance θJC 7.5 /W

Electrical Characteristics at 25 (*per side)

Parameter Symbol Min Max Units Test Condition

C o l l e c t o r - Em i t t e rBreakdown Voltage

BVCES 60 - V IC=5 mA

Co l l e c t o r - Em i t t e rLeakage Current

ICES - 2.0 mA VCE=24.0 V

C o l l e c t o r - Em i t t e rBreakdown Voltage

BVCEO 22 - V IC=5 mA

E m i t t e r - B a s eBreakdown Voltage

BVEBO 3.0 - V I3=2.5 mA

DC Forward Current hfE 15 120 - VCE=5.0V, IC=0.1 A

Power Gain Gp 14 - dBVCC=24V, ICO=30 mA,POUT=4 W, F=900 MHz

Collector Efficiency ηc 45 - %VCC=24V, ICO=30 mA,POUT=4 W, F=900 MHz

Inpu Return Loss 기 10 - dBVCC=24V, ICO=30 mA,POUT=4 W, F=900 MHz

Load MismatchTolerance

VSWRTㆍ

- 10:1 -VCC=24V, ICO=30 mA,POUT=4 W PEP,F=900 MHz, F=100Δ

3rd Order IMD IMD3 - -30 dBcVCC=24V, ICO=30 mA,POUT=4 W PEP,F=900 MHz, F=100Δ

Typical Optimum Device Impedances

F(MHz) ZMM( )Ω ZLOAD( )Ω

850 3.0 + j3.5 10.6 + j15.9

900 4.0 + j2.4 11.2 + j16.9

960 3.0 + j1.0 11.3 + j17.5

그림 전치 구동 전력증폭 소자 특성(5-34)

PH 0810-4

- 166 -

PH0810-4 Input Matching Circuit

그림 의 입력 정합회로(5-35) (a) PH0810-4

- 167 -

Input Matching Result of PH0810-4

그림 의 입력삽입손실(5-35) (b) PH0810-4

- 168 -

PH0810-4 Output Matching Circuit

그림 의 출력정합회로(5-35) (c) PH0810-4

- 169 -

Output Matching Result of PH0810-4

그림 의 출력삽입손실(5-35) (d) PH0810-4

- 170 -

PH0810-4 Matching Amplifier

그림 의 증폭기 회로(5-35) (e) PH08104

- 171 -

PH0810-4 Amplifier Layout

그림 의 증폭기(5-35) (f) PH08104 layout

- 172 -

그림 전치 증폭단의 억압 및 전력이득(5-36) (a) 1dB

f = 881.5 MHz

- 173 -

그림 전치 증폭단의 억압 및 전력이득(5-36) (b) 1dB

f = 887 MHz

- 174 -

그림 전치 증폭단의 억압 및 전력이득(5-36) (c) 1dB

f = 894 MHz

- 175 -

구동 증폭단 설계5.4.

구동 증폭단 설계개요5.4.1.

전치구동단에서 출력된 급의 전력을 설계목적에 맞는 급으로 나타내기 위하여 전3W 25W

치 구동 증폭단과 최종 출력증폭단 사이에 구동증폭단을 설치하여야 한다 대신호 입력임피.

던스 과 출력 임피던스 의 값을 구하여 임피던스 정합회로를 결정한다 주파수Zin Zout , . UHF

대에서 정합회로는 전형적으로 칩 또는 가변 캐패시터 권선 인덕(chip) (tuning capaciteo),

터 직렬 전송선로 병렬 전송선로 스터(wire-wound inductor), (series transmission line),

브 로 구성한다 실제 전력 증폭기에서 정합은 직렬 인덕터(shunt transmission line stub) .

와 병렬 캐패시터로 구성된 사다리 형태의 정합회로로 설계한다 사다리 형태의 정합LC . LC

회로의 수는 낮은 부하시의 값을 유지하고 실제적인 부품값과 균일한 회귀손실Q (flst gain

을 이루기 위하여 선택되어진다 본 연구에서는 중 사다리 형태의 정합회로로 구loss) . 2 LC

성하였으며 입력 임피던스를 다음과 같은 단계를 거쳐 으로 정합시켰다50 .Ω

여기서 가상저항 은 하나의 사다리 형태에 병렬이고 다른 사다리(virtual resistor) LC LC

형태에 직렬로 연결되어 있다 이 가상저항의 값은 가장 작은 종단 임피던스. (termination

와 가장 큰 종단임피던스 사이의 값이어야 한다 이와 같은 방식의 정합방법은impedance) .

단일 사다리 형태의 정합방식보다 훨씬 낮은 값을 갖는다 회로의 부하시 는LC Q . (loaded) Q

다음과 같이 정의한다.

여기서 가상저항, R =

Rsmaller 가장 작은 종단저항=

Rlarger 가장 큰 종단저항=

이와 같은 회로는 다음과 같은 식으로 설계할 수 있다.

Xs1=QR

- 176 -

Xp1=R/q

Xp2=QRL

Xp2=Rs/Q

본 연구에서는 구동증폭단으로 와 와 을 선정하였는데 이MRF 1000-14L MRF892 SD1423

것에 대한 입력과 출력임피던스 전력레벨 효율등의 데이터는 그림 에 나타내었다, , (5-22) .

예를 들어서 는 에서 입력 임피던스MRF892 880MHz Zin 이다 정합방법에 있어=0.95+j4.49 .

서 더 작은 값을 적용하기 위하여 병렬로 의 캐패시터를 연결하였다 이때의 입력임Q 21pF .

피던스Zin1 로 변화하였다 먼저 직렬 인덕터 을 같은 값의 직렬캐패시터=3.94+j8.47 . , j8.47

로 공진시킨다 그리고나서 가상저항 의 값을 선택한다 여기서는- j8.47 . (virtual resister) .

가상저항 을 로 가정하였다 첫번째 사다리 형태의 값은 이고R 36 . LC Q 2.85 XΩ s2 이=j11.23

며, Xp2 이다 다음은 두번째 사다리 형태의 값을 결정한다 이 값은 이고=-j12.63 . LC Q . Q 0.62

이때의 Xs1 이며=j11.23 , Xp1 이다 이값을 적용한 최종 입력임피던스 정합회로의 구=-j12.63 .

성 과정은 그림 에 나타내었다(5-36) .

그러나 본 연구에서 정합회로의 크기를 작게 만들기 위하여 가상저항 을, (virtual resister)

복소 임피던스로 선택하였다 선택한 가상 복소 임피던스. ZR 이다 이와 같이 가=25+j16.59 .

상 임피던스를 복소수로 할 경우 정합방법은 앞에서 설명한 방법과는 약간의 차이점이 있

다 앞에서의 방법과 같이 병렬로 의 캐패시터를 연결하면 이때의 입력 임피던스. 21pF

Zin1 로 변화하였다 첫번째 사다리 형태를 정합하는데 있어서 값을 결정하=3.94+j8.47 . LC Q

여야 한다 여기서 값은 가상저항을 로 가정할 때의 값과 같은 로 선택한다 이. Q 36 2.85 .Ω

값의 결정은 이 값을 이용하는 것이 아니라Q Q ZR 를 이용한다=25+j16.59 . ZR값의 직렬 ZR

값은 로 된다36 .Ω

이때의 캐패시터의 값이 Xp2의 값이 된다 그리고 두번째 사다리 형태는. , LC ZR=25+j16.59

를 부하로 생각하고 단일 사다리 형태의 정합 방법과 같은 방법으로 하며LC , Xp1 이=-j50

다 이와 같은 방법으로 정합회로 설계과정이 그림 에 나타나 있다 그림. (5-36) . (5-36)(c)

은 최종적으로 소자를 이용 설계된 입력 임피던스 정합회로를 나타낸 것이다lumped .

- 177 -

이 두가지 방법의 결과를 비교하여 볼 때 두 방법 모두 회귀손실 은 이상(return loss) 40dB

이나 후자의 방법이 정합회로의 크기를 상당히 줄일 수 있다.

다음 순서는 이와 같이 소자로 설계된 정합 회로를 평면 전송선로lumped (planar

설계 마이크로 스트립과 바이어스 급전회로 포함 회로로 변환한다 이transmission line) ( ) .

변환 과정에서 직렬 인덕터를 나타내는 직렬 마이크로 스트립 선로의 길이는 다음1umped

과 같이 구하여 진다.

XL 직렬인덕터의 리액턴스=

여기서, 마이크로스트립 선로의 특성임피던스Zo=

마이크로스트립 선로의 파장=λ

이다.

이 식에서 낮은 임피던스 선로와 긴 전송선로는 전송선로 자체의 분포 캐패시턴스

에 의하여 손실이 존재한다 이와 같이 마이크로 스트립으로 변환(distribute capacitance) .

함으로써 생기는 손실은 회로를 최적화 함에 의하여 줄일 수 있다 그리고(optimization) . DC

급전 구조는 회로에서 좋은 분리 와 증폭기에서 최소의 로딩 을RF (good isolation) (loading)

위하여 낮은 임피던스 선로에 연결한다 그리고 가능한한 전력 트랜지스터 가까운 곳에 급.

전 구조를 연결하는 것이 좋다.

이와 같이 마이크로 스트립 선로로 변환할 회로도가 그림 에 나타나 있고 이 변(5-36)(e) ,

환된 회로를 모의실험을 통하여 최적화한 결과가 나타나 있다 그림에서 보면 알 수 있듯이.

회귀손실 은 의 좋은 결과를 얻었다 이와 같은 방식으로 입력 정합회로(return loss) 49.4dB .

가 설계되면 다음 순서는 출력 정합회로를 설계하는 것이다 출력 정합회로도 입력 정합회.

로에서와 마찬가지 방법으로 중 사다리 형태의 정합 방식으로 설계하였는데 입력 정합2 DC

회로를 구현하는 방식과 동일한 방법으로 구현하면 된다.

소자로 설계한 회로가 그림 에 나타나 있으며 그림 는 마이크로 스트립으로lumped (c) , (e)

변환된 회로이고 이것을 모의실험 한 결과가 그림 에 나타나 있다, (d) .

- 178 -

이와 같은 방식으로 설계된 입출력 정합회로를 포함한 증폭기의 전체 회로도가 그MRF892

림 에 나타나 있고 그것에 대한 회로 패턴이 그림 에 나타나 있다(e) (f) .

에 대한 입출력 임피던스 정합회로도 의 입출력 임피던스 정합회로를 설계SD1423 MREB92

한 방식과 같은 방법으로 설계하면 된다 그림 은 에 대한 입력 임피던스 정. (5-40) SD1423

합회로 소자로 설계한 회로며 그림 은 마이크로 스트립으로 변환된 회로이lumped , (5-40)

고 이것을 모의실험 한 결과가 나타나 있다 그리고 에 대한 출력 임피던스 정합회, . SD1423

로는 소자로 설계한 회로가 그림에 나타나 있으며 그림은 마이크로 스트립으로 변환lumped ,

된 회로이다.

그림 은 제작된 및 에 대한 구동증폭단의 전력이(5-41) f = 885.5MHz, 887MHz 894MHz

득 및 억압점을 보여주고 있다1dB .

- 179 -

그림 입력 정합회로 구성과정(5-37)

- 180 -

구동 증폭단의 설계과정5.4.2.

구동증폭기 설계과정[1] MRF892

그림 임피던스 정합회로(5-38) (a) MRF892

- 181 -

그림 입력 임피던스 정합과정(5-38) (b)

- 182 -

MRF892 Input Matching Circuit

그림 입력단 정합회로(5-38) (c)

- 183 -

MRF892 S11, S22 of Input Matching Circuit

그림 입력단 삽입손실(5-38) (d)

- 184 -

그림 출력 정합회로(5-38) (e) MRF892

- 185 -

그림 출력 임피던스 정합회로(5-38) (f)

- 186 -

MRF892 Output Matching Circuit

그림 출력단 정합회로(5-38) (g) MRF892

- 187 -

KRF892 S11, S22 0f Output Matching Circuit

그림 출력단 삽입손실(5-38) (h)

- 188 -

MRF892 LAYOUT

그림 구동증폭기(5-39) (a) MRF892 Layout

- 189 -

MRF892 AUTO LAYOUT

그림 구동증폭기 회로(5-39) (b)

- 190 -

MRF892

Pin-Pout curve

그림 구동증폭기의 주파수 이득(5-40) (a) ,

- 191 -

MRF892

Pin-Pout curve

그림 전류이득 관계(5-40) (b)

- 192 -

구동증폭기 설계과정[2] SD1423

SD1423 Input Matching Circuit

그림 의 입력 임피던스 정합회로(5-41) (a) SD1423

- 193 -

SD1423 S11, S22 0f Input Matching Circuit

그림 입력삽입손실(5-41) (b)

- 194 -

Sd1423 Output Matching Circuit

그림 출력 정합회로(5-41) (c)

- 195 -

SD1423 S11, S22 of Output Matching Circuit

그림 출력 삽입손실(5-41) (d)

- 196 -

Amplifier using SD1423

그림 구동 증폭회로(5-41) (e) SD1423

- 197 -

Layout of SD1423 Amplifier

그림 구동 증폭기(5-41) (f) SD1423 Layout

- 198 -

그림 제작된 구동증폭기의 억압점 및 전력관계(5-42) (a) 1dB

f=881.5 MHz

- 199 -

그림 때 전력관계(5-42) (b) f=887MHz

- 200 -

그림 때 전력관계(5-42) (c) f=894MHz

- 201 -

주 증폭단의 설계5.5.

주 증폭단의 설계 개요5.5.1.

주 증폭단의 기능은 설계 목적에 맞는 출력 전력을 나타내어야 하므로 가능한 소자 선택에,

있어서 대출력 소자가 고려되며 부하값 변동에 따른 부하 변동유지능력 가 큰(ruggedness)

값을 갖는 대출력 전력증폭기를 선정하여야 한다.

본 연구에서는 주증폭단으로 과 을 선정하였다MRF898 PH0810-35, SD1658 .

주증폭단에 대한 입출력 임피던스 정합회로도 앞절의 구동증폭단의 입출력 임피던스 정합회

로를 설계한 방식과 같은 방법으로 설계하면 된다 그림 는 에 대한 입력 임. (5-42) MRF898

피던스 정합회로를 소자로 설계한 회로며 모의실험한 결과가 그림 에 나타나 있lumped , (b)

다 그리고 에 대한 출력 임피던스 정합회로는 소자로 설계한 회로가 그림. MRF898 lumped

에 나타나 있으며 그림 은 마이크로 스트립으로 변환된 회로이고 이것을 모의실험한(c) , (d) ,

결과가 그림 에 나타나 있다 증폭기의 전체 회로도가 그림 에 나타나 있다 그(d) . MRF898 (e) .

림 은 주 증폭기의 전력 측정값을 보여주고 있다(5-43) .

그림 는 에 대한 입력 임피던스 정합회로를 소자로 설계한 회로(5-44) PH0810-35 lumped

며 모의실험한 결과가 그림 에 나타나 있다 그리고 출력 임피던스 정합회로는 소, (b) . lumped

자로 설계한 회로가 그림 에 나타나 있으며 모의실험한 결과가 그림 에 나타나 있다(c) , (d) .

그림 는 전력증폭소자에 대한 증폭기 설계 과정을 보여주고 있다(5-45) SD1658 ·

그림 은 에 대한 전력이득 관계를 측(5-46) f = 881.4MHz, f = 886.9MHz, f = 893.9MHz

정하였다 이 과정에서 감쇄를 사용하였으며 전치구동 증폭단이나 구동증폭단과 달. 40dB , ,

리 전력이 큰 관계로 감쇄기를 이용한 스펙트럼 분석기를 사용하였다.

- 202 -

주 증폭단의 설계과정5.5.2.

주 증폭단 설계[1] MRF898

그림 의 입력정합회로(5-43) (a) MRF898

- 203 -

MRF898 Input Matching Circuit

그림 입력정합회로(5-43) (b)

- 204 -

MRF898 S11, S22 of Input Matching Circuit

그림 입력 삽입손실(5-43) (c)

- 205 -

그림 집중소자로 정합된 출력회로(5-43) (d)

- 206 -

MRF898 OUTPUT MATCHING CIRCUIT

그림 출력정합회로(5-43) (e)

- 207 -

MRF S11, S22 of Output Matching Circuit

그림 출력단 삽입손실(5-43) (f)

- 208 -

MRF898 LAYOUT

그림 주증폭단(5-43) (g) MRF898 Layout

- 209 -

MRF898 AUTO LAYOUT

그림(5-43) (h) Auto Layout

- 210 -

MRF898

Pin-Pout curve

그림 주증폭단의 주파수 대 전력이득(5-44) (a)

- 211 -

MRF898

Pin-Pout curve

그림 전력관계(5-44) (b)

- 212 -

주 증폭단 설계[2] PH0810-35

PH0810-35 Input Matching Circuit

그림 의 입력정합관계(5-45) (a) PH0810-35

- 213 -

Input Matching Circuit of PHO810 - 35

그림 입력삽입손실(5-45) (b)

- 214 -

PH0810 - 35 Output Matching Circuit

그림 출력정합회로(5-45) (c)

- 215 -

Output Matching Circuit of PH0810 - 35

그림 출력삽입손실(5-45) (d)

- 216 -

PH0810-35 Matching Amplifier

그림 주증폭단 회로(5-45) (e) PHO810-35

- 217 -

PH0810-35 Amplifier Layout

그림 주 증폭단(5-45) (f) Layout

- 218 -

주 증폭단 설계[3] SD1658

SD1658 Input Matching Circuit

그림 입력정합회로(5-46) (a) SD1658

- 219 -

SD1658 S11, S22 of Input Matching Circuit

그림 입력삽입손실(5-46) (b)

- 220 -

SD1658 Output Matching Circuit

그림 출력정합회로(5-46) (c)

- 221 -

SD1658 S11, S22 of Output Matching Circuit

그림 출력삽입손실(5-46) (d)

- 222 -

Amplifier using SD1658

그림 주증폭단 회로(5-46) (e) SD1658

- 223 -

Amplifier Layout of SD1658

그림 주 증폭단(5-46) (f) Layout

- 224 -

그림 급 주증폭기의 전력측정(5-47) (a) 24

f=881.4MHz

- 225 -

그림(5-47) (b) f=886.97MHz

- 226 -

그림(5-47) (c) 893.97MHz

- 227 -

설계된 의 자료5.6. SSPA

[1] PCB Layout

- 228 -

측정자료[2] Two-tone Test

그림 주파수 억압점 입력 에서의(5-48) (a) 886.97MHz 1dB , 6.59dBm

감쇠 로 나타난3dB Two-tone Test

- 229 -

그림 주파수 간격(5-48) (b) 870KHz

- 230 -

그림 주파수 간격(5-48) (c) 900KHz

- 231 -

그림 입력 에서(5-49) (a) f=886.97MHz, 2.90dBm

구동 증폭단Two-tone test( )

- 232 -

그림 주파수 간격(5-49) (b) 920KHz

- 233 -

그림 출력 주파수 간격(5-50) 100mW, 920KHz

- 234 -

그림 출력 주파수 간격(5-51) 100mW, 10KHz

- 235 -

그림 출력 주파수간격(5-52) 100mW, 10.8KHz

- 236 -

그림 출력 주파수 간격(5-53) 100mW, 1000KHz

- 237 -

그림 출력 주파수 간격(5-54) 100mW, 1.25MHz

- 238 -

제 장 대출력 전력증폭기 방열판6 .

방열체 설계 및 제작6.1.

이동통신에 사용되는 대전력 증폭기 설계시 온도상승에 기인하는 열처리 기술은 중요한 문

제로 신뢰성과 성능에 영향을 미치는 중요한 문제이다 특히 시스템 구성요소인 마이크로.

전력용 반도체 소자의 열전도와 접합온도는 소자와 시스템 설계에서 매우 중요하다.

일반적으로 열전도는 높은 열전도를 갖는 금속들과 접촉하여 또는 주위에 온도에 의하여, ,

매우 증가될 수 있으며 이러한 금속 조각을 핀 이라 한다 핀 구조를 변화시켜 변화는, (Fins) .

열전도 응용에 이용할 수 있으며 하나의 핀에서 열 흐름을 결정하여 핀에 온도분포를 알,

수 있다 이러한 열전도에 관한 분석은 많은 연구자들에 의해 다양한 핀 모양에 대하여 조.

사되었으며 이론적으로 핀을 통한 열흐름비와 온도분포에 대하여 많은 발전이 되었다.

방열처리의 구조를 단일 평판상태 혼합매질 전도체 그리고 핀 으로 나누어 열전도 및, , (Fin)

거리에 따른 온도분포를 컴퓨터 시뮬레이션 할 수 있으며 은 삼각형 핀, Fin (Rectanguar

구조와 직사각형 핀 으로 구분된다 그리고 방열체의 제작은 방열량Fin) (Rectangular Fin) .

및 온도 변화가 삼각형 핀일 때 제일 우수하다.

방열체의 재료는 열전도율이 우수하고 가벼우며 그리고 가격도 비교적 저렴한 알루미늄을, ,

중심으로 고찰하고자 한다.

온도변화6.1.1.

전력용 트랜지스터 소자에서 발생된 열은 발생부에서 패키지쪽으로 전도되는 과정에 온도

변화를 형성한다 따라서 접합과 용기사이의 소산전력. P0에 비례하는 정상상태의 온도차 (Δ

TJC 가 발생한다 비례상수는 열전달에 대한 저항 즉 열저항) . , Rth또는 로 정의한다 여기JC .θ

서 의 첨자는 온도측정의 두 점을 나타낸다 따라서. ,θ

- 239 -

이며 만약, PD(θJC 를 전류 저항 로 보면) I( R) , TΔ JC는 전압강하 로 볼 수 있으므로 전기V ,Δ

회로의 이론을 적용할 수 있다.

그러므로 전기적 등가회로를 이용하여 전력흐름에 대한 직류회로 모델을 도시하면 그림

과 같으며 위 식의 관계에서(6-1) , TJ는 다음과 같다.

열저항의 값은 트랜지스터의 크기 주변으로서 대류 또는 복사 강제 송풍냉각 및 소자와, ,

금속샤시 또는 흡열판과의 열적접합 등에 의존함을 알 수 있다.

그림 열적인 시스템의 전기적 등가회로(6-1).

- 240 -

열 소산 방법6.1.2.

전력 트랜지스터의 평균 수명 은 수명 테스트 결과RF (MTF : Median Time to Failure) RF

접합온도 감소에 대해 거의 배가 됨을 타당성 있게 받아들여지고 있다 이 때문에12[ ] 2 .

채널온도를 내리기 위한 열소산 방법에 대한 방열체의 설계로 매우 중요한 의미가 있다 가.

스의 온도를 내리기 위해 기지국용으로는 일반적으로 강제공냉이나 자연공냉이 이용되고 있

으며 냉각 방법으로는 자연대류 강제대류 액체대류의 가지 방법이 가능하다 이러한 경, , , 3 .

우 분산되어야 할 전력 최대 채널온도와 최대 주변온도 에 대한, , (Ambient Temperature)

적정표를 작성하는 것이 필수적이며 사용될 냉각방식은 활용되는 물리적인 공간의 크기, ,

통풍기에 활용되는 에너지물 또는 다른 냉각 유동체원의 활용도를 고려하여 결정된다 고, , .

출력 반도체 소자에 대한 주된 문제는 합성영역을 유지하는 동안 소자내에 생성된 열을 효

율적으로 없애주는 것이다 에서 의 최대 채널온도는 대부분의 소자에 대하. Si BJT 150 [ ]

여 수용할 것으로 가정되므로 전력증폭기의 구동이 증가할 때 효율은 증, Si-BJT RF , RF-DC

가하고 전력분산은 최대치가 된다 열 소산 방열체는 최소한 전력증폭기의 자료에. 220[W](

의하여 나타나는 열소산 전력의 합계 이상을 소산할 수 있어야 한다 그러므로 소자) . Si BJT

로부터의 열 소산을 향상시키고 칩의 열적 저항을 감소시키기 위한 열적 기술은 다음과 같,

은 방법이 고려된다 즉 첫째는 와 방열체 기지부의 두께를 얇게 하였으며 둘째는. , Carrier ,

태프론 기판 패턴에 주기적인 은 기판 앞면의 접지부분과 뒷면에 에 구리hole(via) Carrier

선으로 관통하여 열전달을 더욱 효과적으로 하게 하였으며 세째는 전력 소자와, BJT

그리고 와 방열체 사이에 공기충을 제거하기 위해 를 얇게 도포Carrier Carrier Air Grease

하는 등 효율적인 열 소산 방법을 고려할 수 있다.

- 241 -

열소산 방열체의 설계 및 분석6.2.

단일 평판 전도체6.2.1.

그림 에서는 차원적 평판상태를 통해 흐르는 열을 나타내었다 내부와 외부온도(6-2) 1 . Ta

와 Tb로 유지된다고 가정하며 평판 도체를 통한 전체 열전도 는 다음과, (total heat flow) q

같다.

Ta, Tb 외부와 내부 온도:

열저항 은 다음 식에 의해 주어지며 은 평판도체의 두께 는 열전도도 는 평판도체R , L , K , A

의 면적을 의미한다.

방열체 표현 층에서 온도분포 는 내부표현으로부터 측장된 거리 의 함수로 주어지며T x , r

좌표에서 좌표까지를 구간으로 정하여 다음과 같이 표시된다- x = r-ra .

만약 열전도 가 온도에 의존하면 유효 열전도는 다음 식으로 주어진다 유효 열전도, K(T) , .

Keff는 다음과 같다.

- 242 -

이와 같은 이론을 근거로 단일평판형태의 방열체를 가정하여 컴퓨터 시뮬레이션 하였다.

본 연구에서는 소자를 선택하였다 자료에 의하면 소산되는 열량은 이며MRF-893 . 175[W] ,

전치단 증폭기에서 소산되는 열량은 이므로 전력 증폭기에서 발생하는 전체 소산열44[W] ,

량은 이다 그림 와 같은 혼합 평판매질에서 열량 온도변화220[W] . (6-2) , 220[W], 11O

이고 열효율 이상을 충족하는 방열체의 외형크기는 단일 평판도체 구조의 방열체[ ] , 95%

설계 치수는 가로 세고 높이 이다 그리고 열전도도는 알56.3 [Cm], 15.0[Cm], 1.0[Cm] .

류미늄의 열전도도인 이다 그리고 외부온도160 [W/m.K] . (Ta 와 내부온도) (Tb 는 각각)

이며 이때 식 에 의해 전체 열전도량은 이다 그리고150[ ], 149.721[ ] , (6-3) 220.826W .

이러한 조건에서 식 에 의해 전체방열체의 거리에 따른 온도분포는 표 과 같다, (6-5) (6-1) .

그림 단일 평판 전도체(6-2).

- 243 -

표 거리 에 대한 온도 분포(6-1). (d)

혼합 매질6.2.2. (Composite Medium)

혼합매질의 열전도는 각각의 다른 열전도를 갖는 여러 층으로 구성된 매질을 통하여 발생할

수 있다.

그림 혼합 평판매질(6-3).

- 244 -

그림 은 평판들이 여러층으로 구성된 혼합 구조를 보여주고 있다 매질에서 에너지 발(6-3) .

생은 없으므로 와 에서 외부 표현에서의 경제조건은 온도함수로써 나타내며 열 흐, r=a r=b ,

름이나 일정한 온도에서 주위 환경으로 열전달계수를 갖는 대류를 나타낸다 열저항의 개념.

은 열흐름비(reat flow) q(n)의 결과 식은 다음과 같다.

여기서

평판일 경우n = 0

층의 수M =

q(n) 혼합구조에 의한 총 열전달비=

위 식에서 파라메타 αa,βa,fa는 표현 에서 경제조건에 의하여 결정되는 상수이며 파라메r=a ,

타 αb,βb,fb는 경계표면 에서 경계조건의 유형에 따라 결정된다 경계조건을 구하기 위하r=b .

여 표면온도 표면 열흐름 주어진 온도전달계수의 세가지 현상으로 일정 온도에서 주위 환, ,

경에 대한 대류를 가지고 표현하면 개의 경계조건의 현상을 나타낼 수 있다 와 인9 . r=a r=b

양쪽 경계에서 나타낸 열 흐름의 경우 유일한 해를 갖지 못하는 현상이 있으므로 경계면,

와 에서 경계조건의 유형에 의존한 파라메타r=a r=b αa,βa,fa와 αb,βb,fb는 표 에 나타낸(5-2)

것처럼 선택할 수 있다 이 표에서 파라메타. ha와 hb는 경계표현 와 에서 각각의 열r=a r=b

전달 계수이다.

식 에서 파라메타(6-8) , An 는 기하학적인 구조에 따라 나타내므로(n=0,1,2) ,

- 245 -

이며 식 에서 층의 열저항 파라메타 역시 방열체의 물리적인 구조에 따라, (6-1) i- R_i^(n)

변차되므로

으로 표현하여 일반화시킬 수 있다.

표 파라메타(6-2) αa,βa,fa와 αb,βb,fb의 값

에서 경계 표면(a) r=a

αa βa fa1 0 Value of prescribed surface temperature

0 1 Value of prescribed surface heat flux

1 1/ha Value of prescribed surface surrounding temperature

에서의 경계 표면(b) r=b

αb βb fb1 0 Value of prescribed surface temperature

0 1 Value of prescribed surface heat flux

1 1/hb Value of prescribed surface surrounding temperature

한편 층과 층 사이에 열접촉 전도나 저항을 고려하여 열 흐름비율에 대한 접촉 저항의 영,

향은 층 사이에서 접촉저항과 동일한 열저항을 갖는 미소한 두께의 등가적인 가공층의 접촉

저항으로 다루어 계산할 수 있다.

층과 층 사이에 접촉 전도도i-1 i- hi를 찾는다고 가정하면 다음 식처럼 열저항 을, R_i^(n)

표현할 수 있다.

- 246 -

여기서 은 평판 도체의 경우에 이다 식 에서 정의된 열저항 의 식, n 0 . (6-9) R_i^(n) (6-10)

의 분모에 나타낸 합의 항으로 나타낸다 평판 도체에서 주어진. hi나 Ri를 만족하는 가공층

의 열전도도나 두께를 결정하기 위한 식은 다음 같다.

Li에서 값을 정한 후에 식, (6-11) hi의 값을 만족하기 위하여 Ki를 결정한다 이와 같은 이.

론을 근거로 혼합구조의 시뮬레이션을 하였다 그림 와 같은 단일 평판도체 구조의 경. (5-2)

우 이동통신 기지국용 전력 증폭기의 마지막 단에서 가 열적으로 소산되기 위한, 220[W]

내부온도(Tb 는 로 계산되었으나 혼합매질의 경우 로 소산되는) 149.721[ ] , , 149.721[ ]

열량은 만이 소산되는 것으로 계산되었으며 이상 열치 소산되기 위한 내부온도16 W , 220W

(Tb 는 이하 이다 그림 과 같이 도체와 다른 도체로 구성하며 금속과 금) 149.12[ ] . (6-3) ,

속사이에 틈은 없다고 한다 그리고 혼합구조 전도체 황동 와 알루미늄 전도체 의. (Carrier( ) )

설계치수는 가로 세로 두께 이며 이층으로 구성하였다 또56.3[Cm], 15.0[Cm], 1.0[Cm] , .

한 열전도도는 황동 알루미늄 이다 도체의 두께는 각각111[W/m.K]( ),160[W/m.K]( ) . 1.0cm

이며 위와 같은 조건에서 전도된 열이 이상 되려면 외부온도, 230W , (Ta 가 일 때) 150 [ ] ,

대부온도 (Tb 는 가 되어야 한다 그리고 위와 같은 조건에서 황동 의 두) 149.12[ ] . Carrier

께를 변화시켰을 때 열전달 변화는 그림 에서 나타내었다 즉 열전달 변화값이 매우, (5-8) .

미소한 것을 알 수 있다.

또한 위와 같은 조건에서 방열량 변화는 방열체 알루미늄 의 두께를 증가함에 따라 열전달( )

의 변화가 거의 없었으며 그림 에 나타내었다, (6-4) .

또한 위와 동일한 조건에서 황동 층 알루미늄 방열체 층 그리고 공기층의 두께 변, Carrier , ,

화에 따른 열전달량을 그림 에 나타내었다 즉(6-5) .

- 247 -

CARRIER VAR.(NON-AIR)

그림 의 두께에 따른 열전달 변화(6-4). Carrier

- 248 -

HEAT SINK VAR.(COMPOSITE)

그림 방열체의 두께에 따른 열전달 변화(6-5).

- 249 -

LAYER VAR.(COMPOSITE)

그림 층 방열체 층 그리고 공기층 두께에 따른 열전달의 변화(6-6). Carrier , ,

- 250 -

공기층이 없을 때 약 이상 전달되던 열량은 공기층의 두께 가 존재하면, 230[W] 0.2[Cm]

로 감소한다 즉 공기층은 층이나 방열체 층에 비해 열전달에 절대적인79.299[W] . , Carrier ,

요소임을 알 수 있다.

핀의 구조6.2.3.

핀의 열전도에 관한 식은 열전도 계산을 쉽게 하기 위한 핀 효율 과 관련된(fin efficiency)

다 이 절에서는 삼각형과 직사각형 구조를 중심으로 이론적 해석을 하며 핀의 효율과 핀. ,

의 거리에 따른 온도분포에 대하여 조사하였다.

실제적인 응용에서 하나의 핀을 통한 열 전도율, (θfin 이 핀의 효율 의 량과 관련되며 다음) ,η

식으로 정의한다.

핀의 효율이 알려지면 하나의 핀을 통한 열전도, qfin은 다음과 같다.

qideal 핀을 통한 이상적인 열전도:

그림 와 같은 직사각형 구조의 핀은 깊이 높이 핀의 두께(6-7) L, b, σ0의 형태를 가지며,

좌표축 가 핀의 상부로부터 측정된다x .

핀을 통한 온도분포는 다음 식에 의하여 주어진다.

Tb 정해진 핀 기지부 온도:

Ts 주위에 대기온도:

- 251 -

그림 직사각형 모양의 핀(6-7).

핀의 효율 은 다음 식으로부터 결정된다.η

과 는 다음 식으로 정의된다M x .

b 핀 높이:

hav 평균 열 전달 계수:

K 핀의 열적인 전도도:

H 핀의 기지부 두께:

한편, qideal은 다음 식과 같으며,

- 252 -

θideal은 다음과 같다.

식 에서 주어진 효율에 관한 식은 핀의 끝 부분을 부도체로 가정하였으며 핀 끝(6-16b) ,

부분으로부터 열 손실이 없는 것으로 가정하였다 종단손실 의 효과는 매우 짧. (End Loss)

은 핀에서 중요하므로 다음과 같은 식으로 정의된 교정된 핀의 높이 bc를 사용하여 보상할

수 있다 교정된 핀의 높이. bc는

결과 오차는 약 보다 작게 나타난다8 .

그림 와 같이 직사각형 핀 구조는 두께(6-7) σ0 높이 깊이 를 갖으며 혼합 전도체 매, b, L ,

질에서 소산하는 총 열량이 일 때 내부온도220W , (Tb 를 핀의 기지부 온도로) 149.12[ ]

설정하고 자연 대류의 열전달 계수, h=5~25(W/m2 중에 안정도를 고려하여 열전달 계K)ㆍ

수가 가장 낮은 값(h=5(W/m2 으로 컴퓨터 시뮬레이션 하였다K)) .ㆍ

- 253 -

이때 직사각형 핀 구조의 두께(σ0 높이 깊이 이며 열전도도)0.3Cm, (b) 5Cm, (L) 15Cm , (k)

160(W/m2 열전달 계수K), (h) 5(W/mㆍ 2 핀의 기지부 온도 주변온도K), 149.12[ ], 40ㆍ

로 파라미터를 설정하였으며 계산된 핀의 효율 은 이며 그리고 개의 핀에서[ ] , ( ) 98.9% , 1η

방열되는 열은 그리고 온도변화는 이다 이와 같은 조건에서 식20176[W], 1.794[ ] .

를 이용한 핀의 높이에 대한 온도변화는 표 과 그림 과 같다(5-16a) (6-3) (6-8) .

즉 직사각형 핀 개에서 방열량이 이므로 전력 증폭기의 총소산열량 약, 1 2.176W , 230[W]

를 만족하려면 약 개 이상의 핀이 필요함을 알 수 있다 또한 개의 핀에서 온도변화, 110 . , 1

는 이므로 전체 온도변화 이상을 만족하려면 최소한 약 개 이상의1.794[ ] , 150[ ] , 58

직사각형 핀이 필요하다·

- 254 -

표 직사각형 핀의 높이에 따른 온도(6-3).

그림 직사각형 핀 구조의 높이에 따른 온도변화(6-8).

- 255 -

그림 와 같은 삼각형 구조의 방열체 핀의 경우 구조물의 물리적인 크기는 깊이 높(6-9) , L,

이 그리고 두께 인 삼각형 구조의 핀 으로 나타낸다b, H (Triangular Fin) .

그림 삼각형 구조의 핀(6-9).

좌표축 는 핀의 끝부분으로부터 측정되며 핀을 따라 온도분포는 다음 식으로 주어진다x , .

Tb 정해진 핀 기지주 온도:

주위에 대기온도Ts :

그리고 핀 효율 은 다음 식으로부터 결정된다, .η

과 는 식 에서 정의하였다 부가적으로M X (6-14a,b) . Tb와 Ts는 핀 하단부와 주위 공기온도

이며, θideal은 식 에서 정의하였다(6-15b) . I0와 I1은 변형된 함수이다Bessel .

- 256 -

한편 그림 와 같이 삼각형 핀 구조는 두께, (6-9) δ0 높이 깊이 을 갖으며 혼합 전도체, b, L ,

매질에서 계산된 총소산 열량이 일 때 내부온도220 W , (Tb 는 이므로 이 온도) 149.12[ ] ,

를 핀의 기지부 온도로 설정하고 자연 대류의 열전달 계수, h = 5~25[W/m2 중에 안정K]ㆍ

도를 고려하여 열전달 계수가 가장 낮은 값 h = 5[W/m2 을 사용하여 컴퓨터 시뮬레이K]ㆍ

션을 하였다.

이때 삼각형 핀 구조의 두께 (δ0 높이 깊이 이며 열) = O.3[Cm], (b) = 4[Cm], (L)=5[Cm] ,

전도도(k) = 160[W/m2 열전달 계수K], (h) = 5[W/mㆍ 2 그리고 핀의 기지부 온도K], =ㆍ

주변온도149.12[ ], (T s 로 각각 파라미터를 설정하였다 핀의 효율 은) = 40[ ] . ( 98.4%η

이었으며 개 핀에서의 방열량은 그리고 온도 변화는 이었다 이와, 1 2.164 [W], 2.929 [ ] .

같은 조건에서 핀의 높이에 따른 온도변화는 표 과 그림 에 나타내었다(6-4) (6-10) .

즉 삼각형 핀 개에서 방열량이 이므로 전력 증폭기의 총 소산열량 약, 1 2.1644[W] , 230 W

를 만족하려면 약 개 이상의 핀이 필요하다 또한 개의 핀에서 온도변화는, 110 . , 1 2.929[ ]

이므로 전체 온도변화 를 만족하려면 최소한 개 이상의 삼각형 핀이 필요하다, 150[ ] , 51 .

표 삼각형 핀의 높이에 따른 온도변화(5-4).

- 257 -

그림 삼각형 핀 구조의 높이에 따른 온도변화(6-10).

- 258 -

한편 지금까지 직사각형 핀 구조와 직사각형 핀 구조의 시뮬레이션 결과를 서로 비교 분석,

하려고 한다 직사각형 핀 구조와 삼각형 핀 구조의 높이 깊이. (b) = 4 [Cm], (L) = 5 [Cm]

이며 열전도도, (k)=160[W/m2 열전달 계수K], (h) = 5[W/mㆍ 2 그리고 핀의 기지부K],ㆍ

온도 주변온도= 149.12[ ], (T s 로 각각 같게 파라미터를 고정하였다 위와) = 40 [ ] .

같은 조건에서 핀의 두께(δ0 를 변화하여 방열량과 온도변화를 그림 와 그림 에) (6-11) (6-12)

각각 나타내었다 즉 온도변화는 핀의 두께를 변화시킴에 삼각형 핀이 사각형 핀보다 더 심.

하게 감소하였으며 방열량은 두 핀 모두 미소하게 증가하였다 다음은 위와 동일한 조건 핀, . (

의 두께(δ0 깊이 에서 두 핀의 높이 를 각각 변화시킬 경우 방열량)=0.3[Cm], (L)=5[Cm] (b) ,

은 핀의 높이가 증가함에 따라 두핀 모두 직선적으로 비슷하게 증가하였으며 그림 에, (6-13)

나타내었다 또한 온도변화는 두 핀 모두 직선적으로 증가하지만 삼각형 핀이 직사각형 핀. ,

보다 약 배 이상씩 증가하였으며 그림 에 나타내었다 다음은 위와 동일한 조건핀2 , (6-14) .

의 두께(δ0 높이 에서 두 핀의 깊이 를 각각 변화시킬 경우 방열량)=0.3[Cm], (b)=4[Cm] (L) ,

은 핀의 깊이가 증가함에 따라 두 핀의 모두 직선적으로 증가하였으며 그림 에 나타, (5-15)

내었다 또한 온도변화는 직사각형 핀의 경우 에서 삼각형 변의 경우 에서 원. , 1.8[ ] , ,J6[t1

의 깊이가 증가하여도 변화가 없으며 그림 에 나타내었다 마지막으로 삼각형 핀, (6-16) . ,

구조의 두께(δ0 높이 깊이 이며 열전도도)=0.3[Cm], (b) = 4 [Cm], (L) = 5 [Cm] ,

(k)=160[W/m2 열전달 계수K], (h) = 5[W/mㆍ 2 그리고 핀의 기지부 온도K], = 149.12ㆍ

주변온도[ ], (T s 에서 개의 직사각형 핀과 개의 삼각형 핀의 효율 방열량) = 40[ ] , 1 1 , ,

그리고 온도변화를 각각 표 에 나타냈으며 핀의 효율과 방열량은 직사각형 핀이 삼각(6-5) ,

형 핀보다 조금씩 우수하나 온도 변화는 삼각형 핀이 직사각형 핀보다 더 큰 변화를 보였,

다.

- 259 -

4.0 Cm Al Fin

Thickness Var.(Heat Transfer)

그림 핀의 두께 변화에 따른 방열량(6-11).

- 260 -

4.0 Cm Al Fin

Thickness Var.(TEMPERATURE)

그림 핀의 두께 변화에 따른 온도변화(6-12).

- 261 -

4.0 Cm Al Fin

Height Var.(Heat Transfer)

그림 핀의 높이 변화에 따른 방열량(6-13).

- 262 -

4.0 Cm Al Fin

Height Var.(Temperature)

그림 핀의 높이 변화에 따른 온도변화(6-14).

- 263 -

4.0 Cm Al Fin

Depth Var.(Heat Sink)

그림 핀의 깊이 변화에 따른 방열량(6-15).

- 264 -

4.0 Cm Al Fin

Depth Var.(TEMPERATURE)

그림 변의 깊이 변화에 따른 온도변화(6-16).

표 개 핀의 효율 방열량 그리고 온도변화(6-5). 1 , ,

- 265 -

열 소산 방열체의 제작6.3.

열소산 방열체 설계는 단일 평판매질 도체와 핀 그리고 혼합매질 도체와 핀으로 구성된 구,

조를 각각 설계하여 혼합매질 구조의 계산치를 이용하여 단일 평판매질에 핀을 추가한 구조

로 제작하였다 즉 전력 증폭기의 에 방열체가 부착될 것을 고려하여 계산하였다. , Carrier .

또한 방열체의 재료는 가볍고 열전도가 우수하며 그리고 가격도 비교적 저렴한 알루미늄, ,

을 선택하여 밀링머신으로 가공하였으며 방열체의 기지부는 가로 세로, 56.3[Cm],

두께 이다 핀의 구조는 삼각형 핀의 구조로 제작하였으며 그림15.0[Cm], 1.0[Cm] . ,

에 나타내었다 또한 삼각형 핀의 치수는 두께 높이 그리고 깊이(6-17) . 0.3 Cm, 4.0Cm

이다15.0Cm .

고출력 전력 증폭 시스템에서 고효율 전력 증폭기의 성능개선을 위한 부분으로 설계시 발생

하는 열의 효율적인 처리를 위한 방열체를 설계하기 위하여 다음과 같은 결론을 내릴 수 있

다 본 전력 증폭기에서 발생하는 전체 소산열량은 이며 열전달 계수. 220 [W] , (h) =

5[W/m2 를 만족하는 열소산 방열체를 알루미늄을 사용하여 제작하였다K] .ㆍ

첫째 단일 평판매질의 경우 열량 온도변화 그리고 열효율 이상, , 220[W], 110[ ], 95[%]

을 충족하는 방열체 치수는 가로 세로 두께 이다 열전도도56.3[Cm], 15.0[Cm], 1.0[Cm] .

는 160 [W/m2 외부온도K], (Tㆍ a 와 내부온도) (Tb 는 각각 일 때 계) 150 [ ], 149.721[ ] ,

산된 열전도량은 이다 둘째 평판매질 구조 황동과 알루미늄 의 설계치수는 가로220.826W . , ( )

세로 높이 이고 두께는 각각 인 층으56.3[Cm], 15.0[Cm], 1.0[Cm] , 1.0[Cm], 1.0[Cm] 2-

로 구성된다 열전도도는. 111 [W/m2 황동K], ( ), 160[W/mㆍ 2 알루미늄 이며 외부온도K]( ) ,ㆍ

(Ta 는 이다 위와 같은 조건에서 방열량 를 만족하는 내부온도) 150[ ] . 220W (T b 는)

이다 그리고 청동 매질의 두께 알루미늄 방열체 매질의 두께 그리고149.12[ ] . Carrier , ,

공기층의 두께 변화에 대한 방열량을 비교하였다.

- 266 -

셋째 직사각형 핀 구조의 설계는 두께, (δ0 높이 깊이 이며 열)=0.3[Cm], (b)=4 Cm, (L)=5Cm ,

전도도(k)=160[W/m2 열전달계수K], (h) = 5[W/mㆍ 2 이다 핀이 기지부 온도는 혼합매K] .ㆍ

질에서 계산된 내부온도 이며 주변온도는 로 파라미터를 선정하였다 계149.12[ ] , 40[ ] .

산된 핀의 효율 은 이며 개의 핀에서 방열되는 열은 그리고 온도변( ) 98.9[%] , 1 2.176[W],η

화는 이다1.808[ ] .

넷째 삼각형 핀 구조의 설계는 두께, (δ0 높이 깊이 이며 열전)=0.3[Cm], (b)=4 Cm, (L)=5Cm ,

도도(k)=160 [W/m2 열전달계수K], (h) = 5[W/mㆍ 2 이다 핀이 기지부 온도K] . = 149.12ㆍ

주변온도 로 각각 파라미터를 설정하였을 때 이때 계산된 핀의 효율 은[ ], = 40[ ] , ( )η

이며 개의 핀에서 방열되는 열은 그리고 온도변화는 이었으98.4[%] , 1 2.164[W], 2.929[ ]

며 핀의 효율과 방열량은 직사각형 핀이 삼각형 핀보다 조금씩 우수하나 온도변화는 삼각, ,

형 핀이 직사각형 핀보다 더 큰 변화를 보였다.

다섯째 방열체의 기지부는 가로 세로 두께는 각각 이며 핀, 56.3[Cm], 15.0[Cm], 0.5[Cm] ,

의 구조는 삼각형 핀의 구조로 제작하였으며 삼각형 핀의 치수는 두께 높이, 0.3Cm, 4.0

그리고 깊이 이다Cm, 5.0Cm .

고효율 전력 증폭기의 출력단에서 결합되는 개별 소자에서 발생하는 열이 내RF- housing

에 축적되지 않게 하며 외부로 효과적으로 방출될 수 있는 열소산 방열체는 소자의 열손상,

을 막으며 증폭기의 효율을 유지할 수 있도록 고려하여 설계 및 제작하였다, .

- 267 -

제 장 특성회로 및 보완회로 설계7

의 보호 회로7.1. SSPA VSWR

대부분의 손상은 높은 전류 모드를 수반하는 부하의 부정합으로부터 발생한다 따라서SSPA .

전력소비용이 증가하는 원인을 제공하기도 한다.

일반적으로 고출력 트랜지스터의 온도 시간정수가 이기 때문에 모든 보호장치RF 0.5~1ms

는 이 시간 보다 더 빨리 동작을 하여야 한다 와 사이의(protection system) . Source load

임피던스 부정합은 부하에서 입력신호를 반사하게 만든다 이러한 반사신호는 궁극적으로.

쪽으로 다시 입력되어 고전력 송신기에서는 과 같은 심각한 손상source second breakdown

을 트랜지스터에 입히게 된다 이러한 관계로 고출력 트랜지스터 제조회사들은 출력측에서.

데이터를 제공해 주고 있다 따라서 우리는 이러한 부정합으로 인한 트랜지스터에VSWR .

손상이 가기 전에 자동적으로 구동단에서 신호를 먼저 감소시킴에 따라 최종단의 증폭기RF

출력이 저하되도록 하는 회로를 설계하였다 출력 전력의 감소는 부하로부터의 반사전력을.

줄임으로써 출력단의 트랜지스터를 보호할 수 있는 것이다, .

전체 시스템의 구성도는 그림 과 같고 각 의 자세한 회로도는 그림 와 그(7-1) , block (7-2)

림 에 각각 나타내었다 출력단에서 결합기를 사용하여 반사된 전력을 그대로(7-3) . -15dB

에 전달하기 위한 정합회로를 구성하였으며 이를 통해 나은 신호는 그림signal detector ,

의 검파기를 거쳐 첨두치 전압으로 신호가 변환된다(7-2) .

또한 그림 에서 보는 것처럼 변환된 의 전압은 어떤 기준전압, (7-3) dc-level (reference

즉 임계전압 과 비교되어서 그 비교값이 임계값보다 높으면 스voltage), (threshold voltage)

위치에 의해서 자동적으로 전압이 차단되어서 는 되고 그렇지DC pre-drive stage shutdown

않으면 정상적인 동작을 하도록 구성되었다 이 스위치의 경우 한개를 사용해서. , NPN BJT

동작을 하도록 설계하였다on, off .

- 268 -

그림 (7-1). Automatic Shutdown System

- 269 -

그림 신호 검파 회로(7-2).

- 270 -

그림 비교기 및 전치단 스위치 회로(7-3).

- 271 -

설계7.2. Housing

나 가 다른 들과 되어 화되는 과정에서 에 의해 구성AMP MIXER unit assembly MIC housing

되어지므로 이러한 은 다음과 같은 점을 고려하여 설계하여야 한다 기계적 전기, housing . ,

적 화학적 영향에 대해 잘 견딜 수 있도록 견고해야 하며 부속하게 될 장비와 기계적 전, ,

기적으로 분리가 가능해야 한다 가장 중요한 것은 회로에 의해 발생된 일을 제거할 수 있.

도록 회로소자와 의 사이의 열저항이 작아야 한다 또한 근접한 곳에서housing heat sink . ,

예기치 않은 전자파 방사로 인한 영향을 최소화하도록 고안되어져야 한다 따라서. package

은 주변 환경에 잘 적용되어야 하는데housing H2S, SO2와 같은 기체물질 까지, -50~120

의 열진동 그외의 습기 등과 같은 요소들에 강해야하며 또한 은 가벼워야 하고, , housing ,

회로의 전기적 특성 즉 이나 공진 등에 영향이 없어야 한다, field distortion package .

이러한 점들을 감안해서 본 연구에서는 로 을 사용Microstrip substrate CGP-500 Teflon

했으며 또한 가볍고 견고한 로 을 사용하였다 표 과 표, housing material Aluminum . (7-1)

에서 보는 바와 같이 이 두가지 물질은 각각 열팽창 계수가 으로 거의 같(7-2) 20~24ppm

은 요소를 갖는 특성이 있으므로 고전력 증폭기에 적합한 것으로 사료된다 만약 소형화에.

치중할 경우 비유전율이 큰 와 를 함께 사용하는 것이 타당하나 이 경우 기, Alumna Cover

계적 제작에 상당한 어려움이 수반될 것으로 생각된다.

또한 과 사이의 접지를 위해 과 공기층의 캡을 최소화하기, housing substrate through hole

위해 나 등을 이용하여 접착시킨다 제 차년도에는 이 점을 더 보완하고Epoxy-glue Indium . 2

열문제를 최소화하기 위하여 이미 에 알루미늄이 붙어있는 기관을 사용함으로써substrate ,

회로의 특성이 고효율화되도록 설계할 예정이다 그리고 의 는 실효 비. housing case cover

유전율에 영향을 주지 말아야 하므로 최적의 높이를 유지하도록 고안되었다.

그 관계식은 다음 아래와 같다.

- 272 -

qE 무한높이 경우에 대한 충전지수:

qt 유한 유전체 두께에 대한 교정지수:

qc 유한 차폐에 대한 교정지수:

표 열팽창 계수 비교(7-1).

표 사용된 제원(7-2). PCB

CGP - 500 Factor CGP - 500 Factor

비유전율 2.6 열팽창 계수 20 ppm/

Dissipation Factor 0.0022 Nomianl thickness 0.6 mm

Water absorption 0.02% Peel strength3 kg/cm(RoomTemp)

1.5 kg/cm(200 )

- 273 -

그림 에서는 전체 에 기지국용 전력증폭기의 각 단별 구성도를 나타내었고(7-4) Housing ,

그림 와 은 각각 의 평면도 및 측면도를 도시하였다 그림에서 볼 수 있(7-5) (7-6) Housing .

는 바와 같이 완성된 의 크기는 기지국용으로 사용하는 증폭기이므로 외형상에 관Housing

계없이 성능에 주력하였다.

- 274 -

제 장 결 론8

본 연구는 이동통신기지국에 적용하기 위하여 이동통신기지국용에 사용가능한 고효율 전력

증폭기의 설계와 제작에 연구의 최종 목표를 두고 개년도의 계획중에서 차년도 연구 결3 2

과에 대한 것이다.

제 차년도의 연구를 통하여 본 연구팀에서는 다음과 같은 연구결과를 얻었다2 .

첫째 대전력증폭기의 설계기술과 측정기법의 확립이다 대전력증폭기를 설계함에 있어서, .

가장 고려해야할 사항은 대전력을 수용하고 신호처리 할 수 있는 전력소자의 특성에 관한

분석이다.

본 연구에서는 측정된 및 특성과 이에 대한 등가회로를 이용한 최적 모형의 설정과DC RF

등가 모델에 대하여 모의 실험하였다 한편 전력소자는 소신호 모델과 달리 산란계수를 측. ,

정하지 못하고 최적부하에 따른 최대 전력관계를 규명해야 하므로 방식을 도입한load-pull

전력증폭소자의 최대전력을 위한 최적부하점을 구해야 하다 그래서 본 연구에서 출력이. ,

비교적 작은 급 이하를 중심으로 측정법을 개발하였다 본 연구팀에서 적용한3W load-pull .

방법을 대출력 소자에 적용하기에는 벡터 회로망 측정기 의 파손 위험이 많이 수반되(VNA)

므로 전력제한을 두었다 그러나 차후년도에는 전력크기를 높일 수 있는 방안에 대하여 모. ,

색하고자 한다.

둘째 선형화된 전력증폭기의 설계방안이다 본 연구에서는 에 따라 구성된, . power budget

전력 증폭시스템을 최적 상대로 동작시키고자 전력증폭기의 선형성과 최대 전력에서의 효율

관계를 수학적 배경으로 규명하였다 특히 전력 증폭기의 비선형 특성중 혼변조 를 억. (IMD)

압시키고자 급수에 의한 전방궤환 선형화회로를 분석하였고 이에 따른 전방궤환 선Volterra

형화 회로 부품을 설계하였다 차후년도에는 대출력 전력증폭기에 적용하고자 을 중심. FFL

으로 실용화 단계가 목표이다.

- 275 -

세째 대전력 증폭기의 프로토형 제작을 하였다 전력증폭단을 전치구동단 구동증폭단 및, . ,

주전력증폭단으로 구분하여 증폭모듈을 설계하였으며 설계목표에 알맞는 능동소자를 선정,

하여 최적조건에서 측정된 대신호 입출력 임피던스에 의한 정합회로를 초고주파 simulator

인 에 적용하여 설계하였다 설계된 정합회로를 마이크로 스트립으로 제작하여 전력시MDS .

스템을 구현하였으며 벡터 회로망 분석기와 전력측정기를 적용하여 실험하였다, HP8510C .

증폭기 설계에 있어서 가능한 고효율 및 선형특성을 위한 하모닉 튜닝을 이용하여 준선형

증폭기 로서 동작시켰다(Quasi-linear Amplifier) .

넷째 설계된 전력증폭기가 열적 안정한 상태로 동작시키고자 열적손실의 효과를 고려하고, , ,

온도특성의 분석과 온도특성의 열분포 계산에 의한 방열판의 제작과 전력증폭기의 안정된

와 보호회로에 대한 연구를 수행하였다bias .

본 연구팀에 의한 연구결과 기술공학적인 측면에서 증폭기 설계에 따른 신뢰도에 대한 연,

구는 차년도에서 수행될 예정이며 차우 전력증폭기의 선형화의 특허에 대한 분석과 자체3 ,

개발의 선형화 방안이 연구의 초점이 될 것으로 예측되며 구체적인 국산형 시스템에, CDMA

적용할 전력증폭기의 사양이 결정될 경우 본 연구결과를 효율적으로 이용가능하다고 사료,

된다.

향후 본 연구의 결과로서 전력증폭기의 신뢰도 분석이 완수될 경우 대외 경쟁력을 갖춘 설,

계기법의 확립으로 산학 협동 연구의 결과 국내외적으로 이동통신 부품의 우위를 확보할 수

있다고 사료된다.