OSCILÁTOR SO SPÍNANÝMI KAPACITORMIdiplom.utc.sk/wan/2535.pdf · 2008. 12. 2. · OSCILÁTOR SO SPÍNANÝMI KAPACITORMI BAKALÁRSKA PRÁCA FRANTIŠEK PUPIK ŽILINSKÁ UNIVERZITA

Žilinská univerzita v ŽilineElektrotechnická fakulta

Katedra experimentálnej elektrotechniky

OSCILÁTOR SO SPÍNANÝMI KAPACITORMI

František Pupik

2008


BAKALÁRSKA PRÁCA

FRANTIŠEK PUPIK

ŽILINSKÁ UNIVERZITA V ŽILINEElektrotechnická fakulta


Študijný odbor: TELEKOMUNIKÁCIE

Vedúci bakalárskej práce: prof. Ing. Dušan Repčík , CSc.

Stupeň kvalifikácie: bakalár (Bc.)Dátum odovzdania bakalárskej práce: 6.6.2008

LIPTOVSKÝ MIKULÁŠ 2008

ABSTRAKT

Práca je venovaná oscilátoru RC s Wienovou vetvou v obvode spätnej väzby, ktorý

pracuje v nízkofrekvenčnom pásme do niekoľko 100 kHz a je realizovaný pomocou

operačného zosilňovača , odpor vo Wienovej vetve nám nahrádza syntetický odpor ktorý

je realizovaný obvodom so spínanými kapacitormi (SC – Switched Capacitor). V práci

uvádzam viaceré možnosti ako riešiť zapojenie RC oscilátora a to hlavne Wienovým –

Robinsonovým mostíkom.

ABSTRACT

The project is devoted to an oscillator RC with Wien`s leg in a feedback circuit,

which is working in AF zone into several 100 kHz. It`s realized with help of a computing

amplifier. Resistor of Wien`s leg is supplied by a synthetic resistor, which is realized by

the circuit with the switched capacitors. In the project, I`m declaring several samples how

to solve an involvement RC oscillator , the main Wien -Robinson`s apron.

Kľúčové slová: RC oscilátor, Spínané kapacitory, Wienov článok,

ANOTAČNÝ ZÁZNAM

Oscilátory RC majú riadiaci obvod usporiadaný zo súčiastok R (rezistorov), C

(kapacitorov) tak, aby tvorili dvojbránu, ktorá umožnuje spolu s prenosovými

vlastnosťami aktívnej dvojbrány splniť amplitúdovú a fázovú podmienku vzniku oscilácií.

Odpor R vo Wien –Robinsonovom článku, ktorý tvorí spätnú väzbu, sme nahradili

obvodom, ktorý jeho vlastnosti simuluje na princípe obvodu so spínanými kapacitormi.

Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta

OBSAH

1. ÚVOD....................................................................................................... 1

2. ANALÝZA NÍZKOFREKVENČNÉHO OSCILÁTORA RCS WIENOVOU – ROBINSONOVOU VETVOU V OBVODESPÄTNEJ VÄZBY................................................................................... 2

2.1 Riadiace dvojbrány RC................................................................... .......... 3

2.2 Výpočet podmienky vznikuoscilácií................................................... .....

8

2.3 Výpočet Wienovho – Robinsonovho článku........................................... . 10

2.4 Mostíkové oscilátory RC.......................................................................... 14

2.5 Oscilátor s Wienovým – Robinsonovým mostíkom............................ ..... 17

3. ROZBOR OBVODU NA REALIZÁCIU REZISTORA OBVODOMSO SPÍNANÝMI KAPACITORMI................................................ ......... 23

3.1 Riadenie pohybu náboja – náhrada pasívneho rezistora........................... 23

3.2 Analýza obvodu so spínanými kapacitormi....................... ....................... 25

4. VYTVORENIE PROGRAMU PRE NÁVRH OSCILÁTORA SOSPÍNANÝMI KAPACITORMI............................................................... 30

5. REALIZÁCIA OSCILÁTORA SO SPÍNANÝMI KAPACITOR MI...... 31

6. ZÁVER..................................................................................................... 33

7. ZOZNAM POUŽITEJ LITERATÚRY.................................................... 34

8. VYHLÁSENIE O SAMOSTATNOSTI VYPRACOVANIABAKALÁRSKEJ PRÁCE........................................................................ 35

9. POĎAKOVANIE..................................................................................... 36


ZOZNAM OBRÁZKOV A TABULIEK

Obr.1.: Obecná bloková schéma spätnoväzobného oscilátora str.2

Obr.2.: Riadiaca dvojbrána (WR článok) str.4

Obr.3: Riadiaca dvojbrána RC (kaskáda CR) str.4

Obr.4: Riadiaca dvojbrána RC (kaskáda RC) str.5

Obr.5: Schéma zapojenia oscilátora s WR článkom a OZ str.6

Obr.6: Oscilátor s WR článkom realizovaný diskrétnymi tranzistormi str.6

Obr.7: Oscilátor s kaskádovými fázovacími článkami CR str.7

Obr.8: Oscilátor s kaskádovými fázovacími článkami RC str.7

Obr.9: Obecná bloková schéma s RC fázova cím WR článkom str.8

Obr.10: Frekvenčne závislý delič CR str.10

Obr.11: Frekvenčne závislý delič RC str.10

Obr.12: Wienov článok str.11

Obr.13: Zapojenie neinvertujúceho zosilňovača so spätnou väzbou str.13

Obr.14: Zapojenie tranzistorového oscilátoru RC s Wienovou dvojbránou str.15

Obr.15: Praktické zapojenie oscilátora RC s operačným zosilňovačom str.17

Obr.16: Wien - Robinsonov mostík str.18

Obr.17: Priebeh fázy v závislosti na frekvencii str.19

Obr.18: Zapojenie jednoduchého Wienovo – Robinsnovho oscilátoru str.20

Obr.19: Wien – Robinsonov oscilátor so stabilizáciou amplitúdy napätia str.20

Obr.20: Ekvivalencia odporu s obvodom so spínanými kapacitormi str.23

Obr.21: Princíp simulácie rezistora spínaným kapacitorom str.25

Obr.22: Simulácia rezistora s elektronicky prepínaným kapacitorom str.26

Obr.23: Priebeh prepínacieho signálu f p pre pomer21

T

ti str.26

Obr.24: Oscilátor RC so spínaným kapacitorom, ako menič frekvencie str.29

Obr.25: Ukážka programu str.30


ZOZNAM SKRATIEK A SYMBOLOV

A zosilnenie bez spätnej väzby

A` zosilnenie so spätnou väzbou

AU prenos aktívnej dvojbrány

C kondenzátor

D dióda

f0 rezonančná frekvencia

fP(fS) prepínacia frekvencia

G vodivosť

i prúd

Im imaginárna zložka

OZ operačný zosilňovač

P prepínač

PI proporcionálny integračný článok

Q činiteľ akosti rezonančného obvodu

q náboj

R rezistor

Rds kanálový odpor

SE spoločný emitor

SC spínané kapacitory (Switched Capacitors)

T tranzistor

tg goniometrická funkcia

ti doba trvania impulzu

U1(UVST) vstupné napätie


U2(UVÝST) výstupné napätie

UREF referenčné napätie

WR Wien - Robinsonov

Z1 impedancia na vstupe

Z2 impedancia na výstupe

Ž žiarovka

α0 prenos pasívnej dvojbrány

α1 prenos Wienovho článku

α2 prenos druhej spätnoväzobnej dvojbrány

β činiteľ spätnej väzby

Δq časť zapamätaného náboja

ε činiteľ rozladenia

π Ludolfovo číslo π = 3,14

φ fázový uhol

φA fázový uhol aktívnej dvojbrány

ψ fáza prenosu

ω uhlová rýchlosť

Φ symbol ktorým označujem spínač


SLOVNÍK TERMÍNOV

Ekvivalentný - rovnajúci sa, s rovnakým účinkom alebo platnosťou

Komplementárny - doplňujúci, doplňujúca zložka

Superponovať - položiť, klásť na seba

Syntéza - spájanie, zjednotenie

Variabilita - premenlivosť, kolísavosť, odchýlnosť


1

1. ÚVOD

Koncom 70.rokov sa na trhu objavili prvé integrova né obvody, pracujúce na

princípe obvodov so spínanými kapacitormi (SC – Switched Capacitor). Pôvodnou

aplikačnou oblasťou týchto obvodov je kmitočtová filtrácia. Postupom času sa obvody SC

rozšírili a našli uplatnenie i v oblastiach nelineárneho spracovania signálu, analógovo

číslicovej konverzie i silnoprúdovej elektroniky. Bežný užívateľ sa však dnes s týmito

obvodmi stretáva predovšetkým vo forme integrovaných filtrov, v kodekoch, na doskách

AD prevodníkov či signálových procesorov , alebo v modulátoroch sigma-delta.

V analógových a hlavne v selektívnych obvodoch je pokrok v integrácii štruktúr

obmedzený ich veľkou variabilitou. Ďalšia prekážka spočíva v tom, že monolitická

integrácia klasických analógových štruktúr buď nie je bezprostredne možná, alebo vedie

k neprekonateľným problémom. Indukčné cievky v monolitických štruktúrach nie sú

bezprostredne realizovateľné, preto snaha o integráciu v histórii vývoja teórie lineárnych

obvodov je značná z vývoja aktívnych obvodov RC, náhrady indukčných cievok pomocou

gyrátorov, aplikácii mutátorov atď. Dnes vieme, že ani rezistory nemožno integrovať

s dostatočnou presnosťou a reprodukovateľnosťou. Vieme taktiež, že hlavnými

obmedzovacími faktormi pri monolitickej integrácii analógových filtrov je taktiež

dosiahnuteľná stabilita súčinu odporu a kapacity, stabilita zisku aktívnych prvkov, t.j.

parametrov, ktoré určujú elektrické vlastnosti realizovaných obvodov. Obmedzenie pri

integrácii vyplýva i z relatívne veľkého objemu, ktorý zaplňujú odpory, vytvárané

difúziou na čipe a ich závislosti na priloženom napätí. Tieto skutočnosti viedli k vzniku

nových princípov filtrácie signálu, ktoré umožňujú realizačné štruktúry monoliticky

integrovať. Skutočne kvalitné analógové filtre, integrované na jednom čipe, bolo možné

realizovať až v nedávnej dobe, keď sa na simuláciu rezistorov využívajú obvody

s prepínanými kapacitami – technológia MOS. Obvod ktorý simuluje rezistor (odpor) bol

použitý aj v jednej vetve Wienovho člena v oscilátore.


2

2. ANALÝZA NÍZKOFREKVENČNÉHO OSCILÁTORA RCS WIENOVOU – ROBINSONOVOU VETVOU V OBVODESPÄTNEJ VÄZBY

Nízkofrekvenčný oscilátor vyrába kmity v kmitočtovej oblasti takmer od nuly do

niekoľko desiatok kHz. Tieto kmity sa blížia k sínusovým. Každý oscilátor obsahuje

obvod určujúci kmitočet oscilácie so strmou závislosťou od kmitočtu a s aktívnym

členom s plochou fázovou charakteristik ou (zosilňovač, negatívny odpor), ktorý spôsobí

rozkmitanie oscilátora a v ustálenom stave hradí straty nf energie premenou zo zdroja

jednosmerného napätia. Obsahuje i obvod určujúci amplitúdu oscilácie, napr.

obmedzovač, alebo kvázilineárny avšak napäťovo závislý delič, v ktorom je žiarovka

alebo termistor.

Pri nízkofrekvenčnom oscilátore sa snažíme vylúčiť použitie cievok pre ich

rozmernosť, pracnosť, hmotnosť i cenu a taktiež citlivosť na rušivé magnetické pole.

Potom je spätnoväzobný štvorpól zostavený z rezistora a kondenzátora, v jednoduchšom

prípade v tvare kaskádne riadeného dolného alebo horného priepustu RC o troch až

štyroch rovnakých článkoch. Aktívny prvok je obvykle tvorený samotným tranzistorom

alebo operačným zosilňovačom. Obecná schéma oscilátora so spätnou väzbou ja na

obr.1.

Obr. 1. Obecná bloková schéma spätnoväzobného oscilátora


3

Vzťah pre zosilnenie zosilňovača so spätnou väzbou je v tvare

A

AA

1/1/

A - zosilnenie so spätnou väzbou

A - zosilnenie bez spätnej väzby

Ukazovateľ vo vzťahu /1/ môže nadobúdať hodnoty

AAA 11

podmienka vzniku zápornej spätnej väzby

AAA 11

podmienka vzniku kladnej spätnej väzby

AA 01

podmienka vzniku oscilácií

2.1 RIADIACE DVOJBRÁNY RC

Oscilátory RC majú riadiaci obvod usporiadaný zo súčiastok R, C tak, aby tvorili

dvojbránu, ktorá umožnuje spolu s prenosovými vlastnosťami aktívnej dvojbrány splniť

amplitúdovú a fázovú podmienku vzniku oscilácií. Rôzne zapojenia riadiacich dvojbrán

RC s ich frekvenčným charakterom sú na obr. 2 , obr. 3, obr. 4.


4

Obr. 2. Riadiaca dvojbrána (WR článok)

Obr. 3. Riadiaca dvojbrána RC (kaskáda CR)


5

Obr.4. Riadiaca dvojbrána RC (kaskáda RC)

Prenosové vlastnosti riadiacich dvojb rán môžeme využiť pri syntéze schém

zapojení oscilátorov RC. Berme do úvahy Wienov článok na ob r. 2. Z jeho frekvenčných

charakteristík vyplýva, že pri frekvencii f 0 =1/(2πRC) je prenos β(f0) =1/3 a fáza prenosu

ψ(f0) =0°. Na splnenie amplitúdovej a fázovej podmienky vzniku oscilácií treba

dosiahnuť, aby aktívna dvojbrána mala pri frekvencii f 0 tieto parametre:

31

00

ffA

00f /2/

Požiadavkám vyhovuje zosilňovač s OZ v neinvertujúcom zapojení, ktorého napäťové

zosilnenie nastavíme na A(f 0) zmenou pomerov odporov R 2, R1. Schéma zapojenia

oscilátora s Wienovým článkom a OZ je na obr. 5.


6

R

R1

R2

-

+

R C

VÝSTUP

C

Obr. 5. Schéma zapojenia oscilátora s WR článkom a OZ

CRRE1 Ž RE2 CE

0

R

C1

CT1

RB RC1

T2

CSRC2

VÝSTUP

+UN

Obr. 6. Oscilátor s WR článkom realizovaný diskrétnymi tranzistormi

Oscilátor RC s Wienovým článkom, realizovaný diskrétnymi tranzistormi, bude

obsahovať dvojstupňový zosilňovač s tranzistormi v zapojení so spoločným emitorom

(φ(f0) =360° ,obr.6). Príklady oscilátorov RC s riadiacimi dvojbránami podľa obr. 3

a obr.4 sú na obr.7 a obr.8.

Oscilátory RC sú vhodné pre oblasť nižších frekvencií od jednotiek Hz do

niekoľko sto kHz.


7

C

R R R

C C

VÝSTUP

R1

+

-

R2

Obr. 7. Oscilátor s kaskádovými fázovacími článkami CR

C C

R R

C

R R1-

+

R2

VÝSTUP

Obr. 8. Oscilátor s kaskádovými fázovacími článkami RC


8

2.2 VÝPOČET PODMIENKY VZNIKU OSCILÁCIÍ

Obecná bloková schéma oscilátora s RC fázovým Wienovým - Robinsonovým článkom je

na obr. 9.

Obr. 9. Obecná bloková schéma s RC fázovacím Wienovým - Robinsonovým

článkom

Oscilátor RC s Wienovou - Robinsonovou vetvou v obvode spätnej väzby je v

podstate odporový zosilňovač, pri ktorom je zavedená kladná spätná väzba z výstupu

operačného zosilňovača na neinvertujúci vstup operačného zosilňovača, pretože Wienova

- Robinsonova vetva neposúva fázu výstupného signálu.

Toto posunutie vzniká len pri určitej frekvencii, lebo v obvode spätnej väzby je

zavedená Wienova vetva ako frekven čne závislý obvod. Pracovnú frekvenciu oscilátora

dostaneme pri nulovom posunutí spätnoväzobného napätia a táto podmienka je splnená

len vtedy, keď spätná väzba je vytvorená len reálnym členom činiteľa kladnej spätnej

väzby β.

T. j. ak je imaginárny člen uvedeného činiteľa rovný nule. Činiteľe spätnej väzby

odvodzujeme z pomeru napätia podľa vzťahu


9

22

22

112

22

22

2

1

2

1

11

1

1

CjR

CjR

CjRI

CjR

CjR

I

U

U

/3/

21121

2

2

1 11

1

CRCR

jC

C

R

R

/3/

Pre čisto reálnu kladnú spätnú väzbu je imaginárny člen rovný nule.

0121

12

CRCR

/4/

Z uvedenej rovnice možeme vyjadriť frekvenciu, na ktorej pracuje oscilátor.

21210

1CCRR

alebo2121

0 21

CCRRf

/5/

Aby sa zosilňovač spätnoväzobným napätím nabudil a tak z neho vznikol oscilátor, musí

sa splniť Barkhausenova podmienka, t.j. 1 A

1

2

2

11C

C

R

RA /6/

Zmenu frekvencie možno robiť plynule zmenou kapacity 21 CC pomocou spriahnutých

rotorov a skokom prepínaním odporových dvojíc 21 RR .

Kolísanie amplitúdy výstupného napätia sa obmedzuje zápornou prúdovou

spätnou väzbou operačného zosilňovača.


10

2.3 VÝPOČET WIEN-ROBINSONOVHO ČLÁNKU

Frekvenčne závislý delič napätia typu

Obr. 10. Frekvenčne závislý delič CR

zvyšuje deliaci pomer smerom k nízkym kmitočtom.

Frekvenčne závislý delič napätia typu

Obr. 11. Frekvenčne závislý delič RC

Zvyšuje deliaci pomer smerom k vyšším kmitočtom. Zložením oboch deličov

vznikne delič, ktorý od istého kmitočtu zvyšuje deliaci pomer ako smerom k nízkym, tak

aj smerom k vyšším kmitočtom. Touto vlastnosťou sa vyznačuje i Wienov - Robinsonov

článok.


11

Obr.12. Wienov článok

Pre deliaci pomer platí

22

22

11

22

22

2

1

1

11

1

1

CjR

CjR

CjR

CjR

CjR

U

U

/7/

2

21

2121

2

11

2122111

2

21

2121

11

212211

21

2121212211

1

212

112

11

2

21

22122

11

2

21

1

211

121

111

1

RC

RRCC

RC

RCRCRCU

U

RCj

RRCC

RCj

RCRCRCj

RCj

RRCCRCjRCjRCj

C

CRCj

RCjR

RR

R

RCj

RCjRRCj

CjR

R

/7/


12

11

212211

21

212121

RC

RCRCRCRC

RRCC

tg

/8/

Pre 0 musí byť čitateľ rovný nule, pretože 00 tg

0111

21212

RC

RRCC

/9/

0mI

Odtiaľ:2121

02121

0 211

CCRRf

RRCC

/10/

Pre CCC 21

RRR 21 je220

1CR

00

0

2

1

fCR

/11/

CRf

CRf

2112 00 /12/

Odvodený vzťah vyjadruje fázovú podmienku vzniku oscilácií.

Pre absolútnu hodnotu deliaceho pomeru1

2

U

U za predpokladu, že imaginárna časť

je rovná nule, platí

31

311

11

2122111

2

RC

RC

RC

RCRCRCU

U /13/


13

Ak má oscilátor oscilovať, musí byť 31

A , čím bude splnená amplitúdová

podmienka vzniku oscilácií. Ako zosilňovací prvok sa často v praxi volí neinvertujúci

zosilňovač v zapojení podľa obr.13 .

Obr. 13. Zapojenie neinvertujúceho zosilňovača so spätnou väzbou

Pre zosilnenie uvedeného neinvertujúceho zosilňovača platí

1

21R

RA /14/

Z tohto vzťahu možno odvodiť pre požadované zosilnenie A = 3 vzťah medzi

odpormi R1 a R2:

12

1

2

1

2

2

2

13

RR

R

R

R

R

/15/

Z rozboru oscilátora s Wienovo - Robinsonovým článkom je zrejmé, že frekvenciu

oscilátora možno ovplyvňovať zmenou hodnoty rezistora R 1 a R2 v obvode spätnej väzby.


14

2.4 MOSTÍKOVÉ OSCILÁTORY RC

Okrem kladnej frekvenčne závislej spätnej väzby s Wienovým článkom majú ešte

dalšiu frekvenčne nezávislú nelineárnu spätnú väzbu, ktorá stabilizuje amplitú du kmitov.

Oscilačná podmienka platná pre t ieto oscilátory je daná rovnicou Au (α1+α2) =1. Wienov

článok má napäťový prenos α1; je daný pomerom impedancií na výstupných a vstupných

svorkách.

22

2

11

22

2

1

21

11

1

RCj

R

CjR

RCj

R

Z

Z

/16/

Po úprave možeme napísať

2112

1

2

2

11 11

1

RCRCj

C

C

R

R

/17/

Pre rezonančnú frekvenciu f 0 je imaginárna zložka napäťového prenosu nulová.

01

210120

RCRR

, teda

21210 2

1CCRR

f

/18/

a prenos pasívnej dvojbrány dosahuje maximálne hodnoty

1

2

2

10

1

1

C

C

R

R

/19/

Pre ostatné frevencie je absolútna hodnota prenosu menšia, výstupné napätie nie je vo

fáze so vstupným napätím, a amplitúdová oscilačná podmienka je vtedy splnená jedine

pre jednu frekvenciu f0. Fázový uhol aktívnej dvojbrány je

kkA 202 ,...2,1,0 k /20/


15

Pretože zosilňovač v zapojení SE posúva fázu napätia o 180˚, je treba, aby sa aktívna

dvojbrána oscilátorov RC s Wienovým článkom sa skladala z párneho počtu takýchto

členov. Prenos aktívnej dvojbrány je

1

2

2

1

0

11C

C

R

RAU

/21/

Obvykle sa volí R1 = R2 = R, C1 = C2 = C. Prenos je potom AU = 3. Frekvenčná oscilačná

podmienka má tvar

RCf

21

0 /22/

Obr.14. Zapojenie tranzistorového oscilátoru RC s Wienovou dvojbránou

Zapojenie podľa obr.14 obsahuje dvojstupňový zosilňovač s prenosom AU = A1A2.

V obvode kladnej spätnej väzby je zaradený Wienov dvojbran, pre ktorý α1 = α0. Do

druhej spätnoväzobnej cesty je vložený delič napätia zložený z rezistoru s odporom RP

a zo žiarovky RŽ.


16

Prenos druhej spätnoväzobnej dvojbrány je záporný

ŽP

Ž

RR

R

2 /23/

Pre tento oscilátor platí oscilačná amplitúdová podmienka

1021

ŽP

Ž

RR

RAA /24/

Ak sa zmenší prenos A2 druhého zosilňovacieho stupňa, zníži sa výstupné napätie

oscilátoru. Tým sa zmenší prúd prechádzajúci žiarovkou, takže sa zmenší jej odpor R Ž.

Prenos spätnoväzobného deliča sa zmenší, a tým sa výsledné napätie na vstupe aktívnej

dvojbrány zvýši.

Oscilátory RC s Wienovým článkom je možné prelaďovať v širokom

frekvenčnom pásme. U ladených tranzistorových oscilátorov RC sa nastavujú dielčie

rozsahy prepínaním kapacít Wienovho článku a ladenie vo vnútri dielčích rozsahov sa

uskutočňuje pomocou dvojitého potenciometru. Ak pracuje prvý stupeň ako emitorový

sledovač alebo je použitý tranzistor riadený elektrickým poľom, je vstupný odpor

tranzistorového zosilňovača veľký. Na obr.15 je znázornenie použitia operačného

zosilňovača rady MAA500 použitého v oscilátoru RC s Wienovým článkom. Napäťové

zosilnenie sa u tohto zosilňovača pohybuje v rozsahu

AU = 15 000 až 70 000 a invertujúci vstup spolu s neinvertujúcim vstupom umožňujú

zavedenie zápornej spätnej väzby a kladnej spätnej väzby k stabilizácii amplitúdy.

Potenciometrom R1 sa nastavuje veľkosť R1 = R2 = 3kΩ. V obvode kladnej spätnej väzby

je Wienov článok. Amplitúda výstupného napätia je U 2m = 3,5 V pri záťaži RZ = 100Ω

a pracovnej frekvencii f0 = 1 kHz. Oscilátor pracuje v rozsahu frekvencií 100 Hz až

100kHz.


17

7-

R1k5

-12V

Cµ1 R2

1k0 1k5

4k7

8

MAA 504+

1

3 4

6

1k5R1R

Cµ1

4k7

2

+12V

56R

RZ

µ1

180R

U2

µ1

Obr.15. Praktické zapojenie oscilátora RC s operačným zosilňovačom

2.5 OSCILÁTOR S WIEN – ROBINSONOVÝM MOSTÍKOM

Frekvenčná charakteristika útlmu a fázového posunu Wienovho článku má

rovnaký priebeh ako u rezonančného obvodu. Tento obvod má činiteľ akosti Q, ktorý sa

rovná 1/3. Wienov mostík je teda možné nahradiť rezonančným obvodom. Vznikajúce

sínusové kmitanie sa vyznačuje malou frekvenčnou stabilitou. To je možné poznať

z frekvenčného priebehu fázového posunu. Pomalý nárast fázového posunu spôsobuje, že

ak sa vyskytujú v zosilňovači vinou skreslenia vyššie harmonické, budú tieto harmonické

málo tlmené.

Pre aperiodické tlmenie je potrebný fázový posun minimálne 90 ˚. U oscilátorov

s Wienovým mostíkom bol fázový posun pre prvú harmonickú 27 ˚. To znamenalo, že

obvod bol málo tlmený, nelinearity zosilňovača teda vyvolávali veľký činiteľ skreslenia.

Aby sme dosiahli dobrú frekvenčnú stabilitu a malý činiteľ skreslenia, použijeme

spätnoväzobný obvod, u ktorého bude mať fázový posun v závislosti na frekvencii

maximálne strmý priebeh pri priechode nulou. Tieto vlastnosti majú rezonančné obvody


18

s veľkým činiteľom akosti, napr. Wienow – Robinsonov mostík (obr.16). Výstupné

napätie tohto článku je pri rezonančnej frekvencii nulové.

Preto ho nemôžme bez ďalšej úpravy použiť ako spätnoväzobný člen. Ak ho

použijeme v oscilátore je potrebné tento mostík nepatrne rozladiť. Pri vysokých a nízkych

frekvenciách je U1 = 0 a potom Ud = 1/3UVST. S tým spojený fázový posun je 180˚. Pri

rezonančnej frekvencii je U 1 = 1/3UVST a

31

31

dU VSTVST UU9

; Ud je teda pri

rezonančnej frekvencii vo fáze s UVST. Aby sme určili priebeh krivky 1, bude najskôr

potrebné vypočítať pomer U d/UVST z rovnice

31391

2

2

j

j

U

U

VST

d /25/

Z toho pri zanedbaní vyšších mocnín dostaneme

222

2

9312313

tg /26/

Obr. 16. Wien - Robinsonov mostík


19

Obr.17. Priebeh fázy v závislosti na frekvencii

1. ε = 0,01 – Wienov – Robinsonov mostík, 2. paralelný obvod s Q = 10, 3. Wienov

článok

Priebeh fázového posunu je znázornený na obr. 17 pre 01,0 (1). Pre

porovnanie je znázornený ešte priebeh fázového posunu rezonančného obvodu

s činiteľom akosti Q = 10 (2) a pre Wienov článok (3). Môžeme konštatovať, že fázový

posun pri rozladenom Wienovom – Robinsonovom mostíku sa vo veľmi malom

frekvenčnom pásme zväčšuje na 90 ˚. Jeho vlastnosti sú porovnate ľné s rezonančným

obvodom s veľmi dobrou akosťou. Jeho prednosťou je, že fázový posun sa zväčšuje až na

±180˚. Preto budú vyššie harmonické silno tlmené. Nevýhodou tohto mostíku je, že útlm

pri rezonančnej frekvencii je o to väčší, čím menšie ε sa volí. Obecne je pri rezonančnej

frekvencii pomer9

kU

U

VST

d . V našom prípade je900

1 . Aby oscilátor spĺňal

amplitúdovú podmienku, musí zosilňovač toto zoslabenie opäť vyrovnať. Takýto

oscilátor je na obr. Ak má zosilňovač rozdielové zosilnenie A, musí vzh ľadom


20

k amplitúdovej podmienke kA = 1 mať rozladenie hodnotuA

k99 . Ak je ε o niečo

väčšie, zväčšuje sa amplitúda kmitov tak rýchlo, že dochádza k prebudeniu zosilňovača.

Ak je ε príliš malé alebo takmer záporné, nevzniká žiadne kmitanie.

C

T

R

R

R2

C3 R3

R6

R4

+U0

-

R1

C

C2

D1

D2

C1

R5

U vystup

Obr. 18. Zapojenie jednoduchého Wienovo – Robinsnovho oscilátoru

C3

T

C

R

R R2

R1

C

-R3

R4

+

Uref

OZ1

-

+

Usmerňovač

Ua

R6C1

R5

R5

-OZ2

C2

Obr.19. Wien – Robinsonov oscilátor so stabilizáciou amplitúdy napätia


21

Avšak rezistory R1 a2

1R nemôžeme nastaviť s dostatočnou presnosťou. Potom je

nutné oba rezistory automaticky riadiť v závislosti na výstupnej amplitúde. K tomu slúži

unipolárny tranzistor T na obr. Kanálový odpor R ds závisí na napätí Uds tak dlho, pokiaľ

napätie Uds zostane dostatočne malé . Aby sme to zaistili, vytvoríme na R Z úbytok napätia

UN. Sériové zapojenie R2 a Rds má mať hodnotu R1/2 + ε.

Najmenšia hodnota, akú môže R ds mať, je Rds min. Odpor R2 musí byť teda volený menší

než 1/2R1 – Rds min. Ak prepojíme prevádzkové napätie, bude n apätie UVST najskôr nulové

a tak Rds = Rds min. Ak je splnená uvedená podmienka, je výsledný odpor sériovej

kombinácie rezistorov R 2 a Rds menší než 1/2R1. Pri rezonančnej frekvencii Wienovho

mostíka je teda relatívne vysoké rozdielové napätie. Výstupné na pätie je usmernené

napäťovým zdvojovačom D 1D2. Tým sa potenciál riadiacej elektródy stane záporný a Rds

sa zväčší. Výstupná amplitúda sa zväčšuje tak dlho, až platí

A

RRRRds 922

112

.

Činiteľ skreslenia výstupného napätia závisí predovšetkým na linea rite výstupnej

charakteristiky unipolárneho tranzistora. Je možné ju výrazne zlepšiť, ak časť napätia

medzi kolektorom a emitorom pripočítame k potenciálu riadiacej elektródy. K tomu

slúžia rezistory R3 a R4. Kondenzátor C3 zaisťuje, aby vstupom operačného zosilňovača

neprechádzal žiadny jednosmerný prúd, ktorý by mohol spôsobiť posunutie nulového

bodu na výstupe. V praxi sa volí R3 ≈ R4. Jemným nastavením R 3 je možné nastaviť

činiteľ skreslenia na minimum. Tým je možné dosiahnuť hodnotu asi 0,1%. Ak sa bude

dať odpor R meniť, môžeme plynulo meniť frekvenciu. Čím je presnosť súbehu oboch

rezistorov menšia, tým účinnejšia musí byť amplitúdová regulácia. Maximálny odpor R

má byť taký malý, že na rezistore prechodom kľudového prúdu operačného zosilňovača

nevzniká žiadny výraznejší napäťový úbytok. Napriek tomu nesmie byť odpor rezistoru R

malý, pretože výstup by potom bol značne zaťažený. Aby bolo možné nastaviť frekvenciu

v rozsahu 1:10, nastavia sa pevné rezistory na R/10 a zapoja sa do série

s potenciometrami R. Ak budú naviac kondenzátory C prepínateľné, je možné s takýmto

zapojením dosiahnuť frekvenčný rozsah od 10Hz do 1MHz. Aby pri amplitúdovej

regulácii aj pri najnižších frekvenciách nevznikali žiadne skreslenia, musia byť nabíjacie

a vybíjacie časové konštanty R5C1 a R6C2 najmenej 10-krát väčšie, ako je najväčšia doba

kmitu oscilátora.


22

Nastavenie veľkosti amplitúdy bude závisieť na parametroch tranzistora T riadeného

elektrickým poľom. Stálosť výstupnej amplitúdy nie je príliš veľká, pretože je nutná

určitá zmena výstupnej amplitúdy, aby sa odpor tranzistoru riadeného elektrickým poľom

výrazne zmenil. To môžeme zlepšiť ak sa riadiace napätie opäť zosilní. Takéto zapojenie

je na obr. Usmerňovačom sa získa usmernené výstupné striedavé napätie. OZ 2 je

modifikovaný regulátor PI. Riadiaci potenciál tranzistoru T sa nastaví tak, že jeho vstupné

napätie má nulovú strednú hodnotu. To bude v prípade, že aritmetická stredná hodnota

UVÝST sa bude rovnať UREF. Regulačná časová konštanta musí byť volená veľká

v porovnaní s dobou kmitu. Inak sa mení zosilnenie už behom jednotlivých kmitov. To by

mohlo viesť k výraznému skresleniu. Nemôžeme teda použiť čistý regulátor PI, ale je

potrebné k rezistoru R6 paralelne zapojiť kondenzátor, ktorý skratuje striedavé napätie na

rezistore R6 i pri najnižších frekvenciách oscilátoru.


23

3. ROZBOR OBVODU NA REALIZÁCIU REZISTORA

OBVODOM SO SPÍNANÝMI KAPACITORMI

Návrh analógových obvodov si vyžaduje použitie rezistorov, kapacitorov a

integrovaných aktívnych prvkov nastaviteľných parametro v. Z technológie integrovaných

obvodov vyplýva , že návrh a výroba presných rezitorov je ťažšia a nákladnejšia ako

kapacitorov. To vedie k technikám použitia kapacitorov k návrhu presných analógových

obvodov. Použitá technika sa označuje ako technika spína ných kapacitorov (Switched

Capacitor- SC). Pri technike spínaných kapaciotorv sa riadi prenos náboja medzi

kapacitormi s presným časovaním, namiesto klasického využitia rezistorov pre riadenie

veľkosti prúdu medzi dvoma uzlami.

Dôležitou súčiastkou je spín ač a operačný zosilňovač s veľmi vysokým

vstupným odporom a dostatočným zosilnením. Tieto požiadavky vyhovujú

integrovaným technológiám používajúcim komplementárne MOS aktívne prvky. Spínače

môžu byť realizované komplementárnou dvojicou MOS FET tranzistoro v, alebo len

jednoduchými MOS FET tranzistormi (obr. 20.c). Zvyškový odpor zopnutého kanálu, resp

jeho nelinearita pre veľký prúd neobmedzuje významne princíp činnosti obvodov SC.

3.1 RIADENIE POHYBU NÁBOJA – NÁHRADA PASÍVNEHO REZISTORA

Návrh obvodov so spínanými kapacitoromi je celý založený na riadení pohybu

náboja medzi dvoma uzlami. Obr. 20 porovnáva tok náboja medzi dvoma uzlami v prípade

rezitora a spínaného kapacitora.

Obr. 20. Ekvivalencia odporu (a,) s obvodom so spínanými kapacitormi (b ,) princípobvodovej realizácie (c,)


24

Veľkosť prúdu i z bodu s napätím u1 na výstupnú svorku s napätím u1 je určená

Ohmovým zákonom

R

uui 21 . Rezistor svojou veľkosťou R určuje tento prúd. Ak

spínač Φ1 na obr.20.b, je zopnutý a spínač Φ2 otvorený, sa kapacitor nabije na plné

napätie u1. Zapamätaný náboj na kondenzátore je q.

q = Cu1 /27/

Ak v následnej polperióde sa spínač Φ1 otvorí a Φ2 zopne a časť zapamätaného náboja Δq sa

vybije do výstupnej svorky s napätím u 2. Za predpokladu ideálnej komplementárnej činnosti

oboch spínačov a ich riadení s frekvenciou fS stredná hodnota náboja za jednotku času -

prúd i sa rovná

21 uuCfqfi SS /28/

Jediným rozdielom je to, že prúd nie je spojitý ako v prípade vymedzenia prúdu

odporom. Náboj sa prenáša v kvantách. To ale nie je problém v systémoch pracujúcich

synchrónne s vzorkovacou frekvenciou, lebo výsledný signál je odoberaný na konci

každého vzorkovacieho cyklu. Naviac pri vysokých frekvenciách sa striedavá zložka

superponovaná na strednú dá za nedbať. Porovnaním napätia s výsledným prúdom

dostaneme, že spínaný kapacitor je ekvivalentný rezistoru R podľa rovnice

CfR

i

uu

S

121

/29/

Hodnotu rezistora okrem hodnoty kapacity možno meniť hl avne zmenou frekvencie fS.


25

Spínače musia splňovať tieto základné podmienky:

• Nikdy nesmú byť zopnuté obidva spínače Φ1 a Φ2 v rovnakom čase.

• To možno zabezpečiť tak, že sa vylúči ich prepínanie v tom istom okamihu.

Rôzne časové oneskorenia riadiacich obvo dov by mohli spôsobiť prekrytie

komplementárnych fáz. Je preto potrebné poskytnúť spínaču Φ1 čas kým sa otvorí

a až potom spínať spínač Φ2.

• Podobne spínaču Φ2 je potrebné poskytnúť čas kým sa otvorí a až potom spínať

spínač Φ1 . Vďaka rýchlosti riadiacich obvodov tieto časy sú zanedbateľné voči

perióde vzorkovacej frekvencie f S.

• Zvolená vzorkovacia frekvencia musí umožniť kapacitoru plné nabitie a vybitie

počas jednej periódy.

3.2 ANALÝZA OBVODU SO SPÍNANÝMI KAPACITORMI

Popíšeme ako sa chová obvod, ktorý je znázornený na obr. 21 .

Obr. 21. Princíp simulácie rezistora spínaným kapacitorom

Prepínač P si pri analýze môžeme predstaviť v praxi ako dvojicu tranzistorov

MOSFET, ktoré sú striedavo prepínané do vodivého a nevodivého stavu v závislosti od

prepínacej frekvencie fp.


26

Obr. 22. Simulácia rezistora s elektronicky prepínaným kapacitorom

Prepínacia frekvencia musí mať obdĺžnikový priebeh. Doba trvania impulzu t i sa

rovná polovici doby periódy T obdĺžnikového priebehu.

Obr. 23. Priebeh prepínacieho signálu f p pre pomer21

T

t i


27

Pre zjednodušenie analýzy predpokladajme, že obvod na obr. 21 . je na výstupe

skratovaný, t.j. U2 = 0 (uzemnený, syntetický rezistor). Pre okamžitú hodnotu prúdu i(t)

pretekajúceho cez kapacitor kondenzátorov s C S môžeme písať

dt

dUCU

dt

dC

dt

UCd

dt

dQti S

SS 11

1

/30/

a, Ak zaistíme, aby perióda prepínania T bola podstatne dlhšia, ako rýchlosť zmien

napätia U1, privedeného na kapacitor C S, potom sa obvod správa ako C S = konšt.

a teda

0dt

dCS

potom

dt

dUCti S

1 /31/

b, Ak zaistíme, aby perióda prepínania T bola podstatne kratšia ako rýchlosť zmien

napatia U1, privedeného na kapacitor C S, obvod sa správa ako U1 = konšt.

a teda

01 dt

dU

potom

2Udt

dCCti S

S /32/


28

Pre strednú hodnotu prúdu počas jednej periódy T môžeme vzťah /32 / prepísať do tvaru

1UT

CI S /33/

Zmeny kapacity sa dosahuje pripnutím kapacitoru C S k vstupnému napätiu U1 a jeho

následujúcim odpojením a vybitím.

Dosiahneme tak zmeny kapacity poč as periódy T rovnej hodnote kapacity C S. Zo

vzťahu /32/ a /33/ je zrejmé, že obvod na obr. 5 . sa na vstupnej bráne chová ako vodivosť

G.

T

C

U

IG S

1

/34/

Ak ponecháme obvod podľa obr. 3 a. bez zmeny, potom

12 UUU

potom

T

C

U

IG S /35/

Vzťah /35/ môžeme ďalej upraviť

RG

1

SSS fCC

TR

1 /36/

kde R je hodnota syntetického rezistora simulovaného obvodom.


29

Na základe rozboru z prvej kapitoly sme sa rozhodli simulova ť rezistor R2 vo

Wienovo - Robinsonovej vetve RC oscilátora.

Potom vzťah pre frekvenciu oscilátora s využitím odvodeného vzťahu /36 /

možno napísať

21210 2

1CCRR

f

/37/

po dosadení za R2

SS fCR

12

SS fC

CCRf

211

0

2

1

/38/

Podľa vzťahu /38/ možno vypočítať frekvenciu oscilátora f o, riadeného spínanou

frekvenciou fS.

Takýto oscilátor potom predstavuje vlastne menič frekvencie.

Obr. 24. Oscilátor RC so spínaným kapacitorom, ako menič frekvencie


30

4. VYTVORENIE PROGRAMU PRE NÁVRH OSCILÁTORA SO

SPÍNANÝMI KAPACITORMI

Pre výpočet spínacej frekvencie fS podľa vzťahu /38/ bol zostavený krátky

program v jazyku DELPHI 7, ktorého výpis je uvedený v prílohe F. Zo vzťahu /38/ sme

jednoduchými úpravami získali vzorec potre bný pre výpočet spínacej frekvencie, tento

vzťah sme sprogramovali. Program ma intuitívne ovládanie, do kolóniek sa zadávajú

hodnoty v základných jednotkách t.j F, Ω, Hz. Ukážka programu je na obr.25.

Obr. 25. Ukážka programu


31

5. REALIZÁCIA OSCILÁTORU SO SPÍNANÝMI

KAPACITORMI

Pri návrhu konkrétneho zapojenia oscilátora so spínanými kapacitormi sme

vychádzali z teoretických záverov rozobraných v kapitole 2 a 3 .

Základom pre návrh RC oscilátora je klasické zapojenie s Wienovým -

Robinsonovým článkom a operačným zosilňovačom, ktoré bolo uvedené na obr. 5 .

Prelaďovanie takéhoto oscilátora je možné v určitom rozsahu podľa vzťahu /5 / zmenou

odporu R2.

Z hľadiska zapojenia odporu R 2 ho možno klasifikovať ako uzemnený dvojbran.

Tento uzemnený odpor sme nahradili obvodom, ktorý jeho vlastnosti simuluje na princípe

obvodu so spínanými kapacitormi. Konkrétne zapojenie je v prílohe A

Obvod pre simuláciu spínaného rezistora sa skladá z troch častí:

a, z bistabilného klopného obvodu

b, z impulzných zosilňovačov

c, z prepínacieho obvodu

Bistabilný klopný obvod je realizovaný klasickým zapojením pomocou obvodu

MA 7400. Jedno hradlo z tohto obvodu je v danom zapojení použité na úpravu vstupného

spínacieho signálu fS. Ako spínací signál môžeme potom použiť buď obdĺžnikový signál

s pomerom21

T

t i , alebo sínusový signál.

Amplitúda vstupného spínacieho signálu musí byť na úrovni hodnoty TTL.

Impulzový zosilňovač je zložený z dvoch identických zosilňovačov, v ktorých bola

použitá záporná napäťová paralelná spätná väzba realizovaná odpormi R 5 a R6. Ako

spínacie prvky boli použité tranzistory KF 517. Zosilňovač má nevyvážené nesymetrické

napájanie +5V a -15V, z dôvodu rešpektovania potenciálov na riadiacich elektródach

spínacích tranzistorov MOSFET. Napätie +5V je realizované parametrickým

stabilizátorom zo Zenerovou diódou KZ 260/5 V1.


32

Napätie +5V je odvodené zo vstupného napätia +15V. Súčasne toto napätie +5V je

použité aj pre napájanie integrovaného obvodu MH 7400. Prepínací obvod je realizovaný

dvoma tranzistormi MOSFET typu KF 520. Ako spínaný kapacitor sa musí uvažovať

sériová kombinácia kapacít C 1 a C2. Potom výslednú kapacitu C S možno vypočítať podľa

vzťahu

21

21

CC

CCCS

/39/

Po dosadení hodnôt do vzťahu /39 / je nFCS 5 . V tejto kapacite treba uvažovať aj

prídavnú parazitnú kapacitu plošného spoja a súčiastok celého obvodu. Zariadenie sme

realizovali do univerzálneho stojanu, ktorý sa používa pri meraní na laboratórných

cvičeniach. Prípravok umožňuje merani e oscilátora v klasickom zapojení a po prepnutí

prepínača meranie na oscilátore v klasickom zapojení tým, že prelaďujeme oscilátor

potenciometrom R2, alebo po prepnutí prepínača prelaďujeme oscilátor pomocou spínacej

frekvencie fS.

Vypočítané a namerané výsledky sú uvedené v prílohe C.


33

6. ZÁVER

Bakalárska práca sa skladá z dvoch častí:

a, z teoretickej časti

b, z praktickej časti

V teoretickej časti sú v zmysle zadania rozobrané podmienky vzniku oscilačných

kmitov v RC oscilátore u zvoleného typu oscilátora s Wienovou – Robinsonovou vetvou.

Tiež teoreticky bol rozobraný princíp simulácie rezistora spínanými kapacitami.

V praktickej realizácii sa plne potvrdili závery z teórie. Oscilátor možno prelaďovať

nielen klasickým spôsobom zmenou odpor u R2 vo vetve s Wienovho – Robinsonovho

článku, ale aj zmenou vonkajšej spínacej frekvencie pomocou obvodu so spínanými

kapacitami. Rozsah preladenia je približne 2:1. Oscilátor v takomto zapojení možno

použiť ako menič frekvencie. V uvedenom zapojení nebola riešená otázka stabilizácie

amplitúdy výstupného sínusového signálu. Lepších výsledkov z hľadiska teplotnej

stability pre realizáciu obvodu so spínanými kapacitormi by bolo možné dosiahnúť

s použitím tranzistoru MOSFET KF 552 a iných spínacích prvkov, ďalej výhodné by bolo

súčasne prelaďovať odpory R 1 a R2 pričom sa dá očakávať väčší rozsah preladenia

a menšie skreslenie sinusového signálu. Celé zariadenie bude slúžiť ako demonštračná

pomôcka na predmete Analógové obvodové systémy.


34

7. ZOZNAM POUŽITEJ LITERATÚRY

[1] MOOS, P.: Obvody a systémy využivajíci spínací prvky při kmitočtové filtraci

analogového signálu. Výskumná správa, n.p. Tesla Strašnice,

Praha 1980.

[2] LYSENKO, V.: Prevodník kmitočet – napätie s prepínacími kapacitami.

Slaboprúdový obzor č. 1, 1983.

[3] MIKULA, J.: Syntéza prvkov so spínanými kapacitami. Slaboprúdový

obzor č. 7, 1982.

[4] KONEČNÝ, I.: Aktívne filtre s impedančnými konvektormi a impedančnými

inventormi. Sdělovací technika č. 11, 1978.

[5] KONEČNÝ, I.: Rýchly nývrh aktívnych dolných a horných priepusťov.

Sdělovací technika č. 6, 1977.

[6] BELAN, L.: Filter s dvojnými kapacitormi,

Súťažná práca VOČP, VVTŠ – ČSSP, 1984.

[7] ALLEN,P.E.: Switched Capacitor Circuits.

SANCHEZ,S.: N.Y., Van Nostrand Reinhold Company, N.Y., 1984

[8] MAXIM. 1992 New Releases Data Book, Analog Design, Guide Series Book 1

[9] TSIVIDIS,Y.: Principles of Operation and Analysis of Switched Capacitor Circuits

Proc. Of the IEEE, 71, No.8, 1983,pp.926 -940


35

8. VYHLÁSENIE O SAMOSTATNOSTI VYPRACOVANIA

BAKALÁRSKEJ PRÁCE

ČESTNÉ VYHLÁSENIE

Vyhlasujem, že som zadanú diplomovú prácu vypracoval samostatne, pod

odborným vedením vedúceho bakalárskej práce prof. Ing. Dušana Repčíka, CSc. a

používal som len literatúru uvedenú v práci.

Súhlasím so zapožičiavaním bakalárskej práce.

V Liptovskom Mikuláši dňa 1.6.2008 ..............................................

podpis diplomanta


36

9. POĎAKOVANIE

Dovoľujem si poďakovať Prof. Ing. Duša novi Repčíkovi, CSc., vedúcemu

bakalárskej práce, za odborné vedenie a pripomienky. Ďalej chcem poďakovať mojej

rodine a blízkym, za ich podporu pri štúdiu.

Žilinská univerzita v ŽilineElektrotechnická fakulta



Prílohová časť

František Pupik

2008

ZOZNAM PRÍLOH

1) Príloha A:Schéma konkrétneho zapojenia oscilátora

2) Príloha B:Súpis súčiastok

3) Príloha C:Tabuľka závislosti oscilačnej frekvencie od spínacej frekvencie

4) Príloha D:Graf závislosti oscilačnej frekvencie od spínacej frekvencie

5) Príloha E: Návrh dosky plošného spoja

6) Príloha F: Výpis programu

PRÍLOHA A

PRÍLOHA B

Odpory:

trimerkR

trimerkR

kR

R

kR

kR

R

R

kR

kR

trimerkR

kR

2010100200

7,27,2

20020011562

12

11

10

9

8

7

6

5

4

3

2

1

Kondenzátory:

pFC

nFC

nFC

S 1501010

2

1

Dióda:15/2602 VKZD

Tranzistory:

517517520520

4

3

2

1

KFV

KFV

KFV

KFV

Integrované obvody:

CMAAD

MHD

7417400

2

1

PRÍLOHA C

14 10 1,84

13 20 2,12

12 30 2,34

11 40 2,54

10 45 2,62

9 49,8

2,68

8 54,7

2,74

7 60,3

2,8

6 65,1

2,85

5 69,9

2,89

4 75,1

2,94

3 80,3 3

2 85,3

3,07

1 95 3,18

Č.M

.

f S[k

Hz]

f OS[

kHz]

PRÍLOHA D

0102030405060708090

100

0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5

fos[kHz]

fs[k

Hz]

PRÍLOHA E

PRÍLOHA F

unit bakalarka;

// Unit3

interface

uses Windows, Messages, SysUtils, Classes, Graphics, Controls, Forms, Dialogs, StdCtrls, ExtCtrls, Unit2, Menus;

type TForm3 = class(TForm) dlg_color: TColorDialog; Edit1: TEdit; Edit2: TEdit; Edit3: TEdit; Edit4: TEdit; Edit5: TEdit; Label1: TLabel; Label2: TLabel; Label3: TLabel; Label4: TLabel; Label5: TLabel; Label6: TLabel; Button1: TButton; Label9: TLabel; Label10: TLabel; Label11: TLabel;

Label12: TLabel; Label13: TLabel; Label14: TLabel; procedure Button1Click(Sender: TObject); private { Private declarations } public { Public declarations } end;

var Form3: TForm3; f0,cs,r1,c1,c2 : real; fs : real;

implementation

{$R *.DFM}

procedure TForm3.Button1Click(Sender: TObject);begincs := strtofloat(edit1.text);r1 := strtofloat(edit2.text);c1 := strtofloat(edit3.text);c2 := strtofloat(edit4.text);f0 := strtofloat(edit5.text);fs := (((f0*f0)*4*(pi*pi)*r1*c1*c2)/cs)/1000;label9.caption:=floattostr(round(fs));end;

end.

Documents

OSCILÁTOR SO SPÍNANÝMI KAPACITORMIdiplom.utc.sk/wan/2535.pdf · 2008. 12. 2. · OSCILÁTOR SO SPÍNANÝMI KAPACITORMI BAKALÁRSKA PRÁCA FRANTIŠEK PUPIK ŽILINSKÁ UNIVERZITA