se129

EDITORIALQUARK

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ISSN: 0328-5073 $6.50 / Año 11 / 1998 / Nº 129

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Ing. Horacio Daniel VallejoPRESENTA República Argentina - $1290

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Teoría, Diseño y Construcción de Circuitos Electrónicos Digitales para Video

CONVERSORDE 2MHZ A 500MHZ

PARA RECEPTORESDE ONDA CORTA,

VHF Y UHF

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PARA RECEPTORESDE ONDA CORTA,

VHF Y UHF9

770328 507000

00129

SECCIONES FIJASDel editor al lector 5Sección del lector 65Fichas de colección de Circuitos Prácticos 77

ARTICULO DE TAPA Conversor de 2MHz a 500MHz 6

MONTAJESTouch digital: interruptor al tacto 17Vox Control II: relé selectivoactivado por sonido 21Police: súper minitransmisor de FM 25Inyector de ráfagas para pruebasanalógicas y digitales 28

INFORME ESPECIALLa CES 1998 31

TECNICO REPARADORCurso de TV Color:la etapa de FI de video 37Memoria de Reparación: Soluciónde Fallas en TV Color (Parte 3) 44

ELECTRONICA Y COMPUTACIONControl remotopara edificios inteligentes 46

AUDIO¿Qué mueve a los parlantes? 50

LANZAMIENTO EXTRAORDINARIOVideo Digital 57Enciclopedia de Circuitos Prácticos 60

VIDEOLa cámara digital de video 67

RADIOARMADORDetectores para puentes de medicióncon circuitos prácticos (conclusión) 72

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EDITORIALQUARK

Año 11 - Nº 129MARZO 1998

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DEL DIRECTORAL LECTOR

LAS TENDENCIASQUE NOS MARCAN EL RUMBO

Bien Amigos de Saber Electrónica, nos encontramos nuevamenteen las páginas de nuestra revista predilecta, para compartir lasnovedades del mundo de la electrónica.1998 se ha venido con todo...Debido al gran afecto que siento por Ud. lector, quiero compartirla pena que siento dado que en tan sólo 15 días mi hijo ha per-dido a dos de sus abuelos y aunque para mí no es más que un“HASTA SIEMPRE”, es muy duro saber que el Viejo ya no estácomo antes...Pero él hubiese querido sentir orgullo por “sus pollos” y sobre to-do “por él” hay que seguir, más que nunca, adelante. Por esocreo que lo mejor que puedo hacer en su memoria es seguir tra-bajando para que Ud. siga teniendo herramientas que le permi-tan desarrollarse en su vida profesional. Gracias a Dios, tengoel placer de trabajar con un grupo de personas que compartenmis ideales y que me obligan a estar alerta “para no cometermacanas” y así hacer que Saber Electrónica siga siendo la revis-ta líder en su género con más de 120.000 ejemplares vendidosen toda América de habla hispana.También, contamos con la posibilidad de contactarnos con lasprincipales empresas de electrónica del mundo, lo que nos da laposibilidad de saber cuáles son “las cosas nuevas que ocurrenen este apasionante mundo”.Claro que todo esto nos empuja a seguir creciendo y así progra-mar jornadas a dictarse en todo el país (vea la Sección del Lec-tor), poder publicar dos libros durante este mes de marzo (Enci-clopedia de Circuitos Prácticos y Video Digital) y obsequiarle unaguía que le facilite su tarea de reparación de reproductores deCD.¡Qué tal!, pero como acostumbro a decirle, esto es solo el comien-zo, simplemente es Ud. quien nos da las tendencias que nosmarcan el rumbo.

Ing. Horacio D. Vallejo

E D I C I O N A R G E N T I N A - Nº 129 - MARZO DE 1998

Director Ing. Horacio D. Vallejo

ProducciónPablo M. Dodero

EDITORIAL QUARK S.R.L.Propietaria de los derechosen castellano de la publicaciónmensual SABER ELECTRONICARIVADAVIA 2421, Piso 3º, OF. 5 - Capital(1034) TE. 953-3861

Editorial Quark es una Empresa del Grupo Editorial Betanel

PresidenteElio Somaschini

DirectorHoracio D. Vallejo

StaffTeresa C. JaraHilda B. Jara

María Delia MatuteEnrique Selas

Ariel Valdiviezo

Distribución: Capital

Distribuidora Cancellaro e Hijos SH301-4942

InteriorDistribuidora Bertrán S.A.C.

Av. Vélez Sársfield 1950 - Cap.

UruguayBerriel y Martínez - Paraná 750 - Montevideo -

R.O.U. - TE. 92-0723 y 90-5155

ImpresiónMariano Más, Buenos Aires, Argentina

La Editorial no se responsabiliza por el contenido de las notasfirmadas. Todos los productos o marcas que se mencionan son alos efectos de prestar un servicio al lector, y no entrañan respon-sabilidad de nuestra parte. Está prohibida la reproducción total oparcial del material contenido en esta revista, así como la indus-trialización y/o comercialización de los aparatos o ideas queaparecen en los mencionados textos, bajo pena de sanciones le-gales, salvo mediante autorización por escrito de la Editorial.

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EDITORIALQUARK

ARTICULO DE TAPA

6SA B E R EL E C T R Ó N I C A Nº 129

CONVERSOR DE 2MHZ A 500MHZPARA RECEPTORES DE ONDA CORTA, VHF Y UHF

A partir de las hojas de datos de los manuales deRF de Philips, hemos podido verificar las bondadesdel circuito integrado NE602 para construir recep-tores que capten portadoras desde 2MHz hastaunos 250MHz, sin ningún inconveniente.Proponemos entonces, diferentes configuracionesde un mezclador balanceado, a partir de un solointegrado que puede ser empleado con cualquieretapa de FI, apropiada para la construcción de un

receptor ya sea en onda corta, VHF o UHF.

Por: Ing. Horacio D. Vallejo

Apartir de un circuito inte-grado NE602 se puedeconstruir un receptor su-

perheterodino en una amplia gamade frecuencias. Este integrado con-siste en un mezclador balanceadode excelente desempeño, que po-see en su interior una etapa amplifi-cadora de RF, una etapa osciladoray un mezclador conversosr de fre-cuencia.

La principal ventaja de este inte-grado es que si se le hace ingresarla señal correspondiente a la porta-dora (fp) y se le da la informaciónpara que el oscilador local genereuna señal de frecuencia determina-da (fo), luego en la salida sólo setendrán las señales correspondien-tes a la suma y resta (en frecuencia)de la portadora y del oscilador lo-cal.

Afsal = A1(fo+fp) + A2(fo-fp)

Por ejemplo, si ingresamos unaportadora de 100MHz y hacemosque el oscilador local genere unaseñal de 101MHz, a la salida ha-brá una señal de 201MHz y otrade 1MHz.

fo = 101MHzfp = 100MHz

Afsal = A1(201MHz) +A2(1MHz)

De la misma manera, si la fre-cuencia del oscilador local es másbaja que la frecuencia de la porta-dora, a la salida se tendrá una se-ñal correspondiente a la suma yresta de las señales:

(fp+fo) y (fp-fo)

Ahora bien, si a la salida del

circuito integrado NE602 (patas 4 y5) se aplica un amplificador de fre-cuencia intermedia apropiado, solopasará la señal correspondiente a laresta entre el oscilador local y laportadora.

En nuestro primer ejemplo, solopasará la señal de 1MHz.

Si ahora queremos que la FI seade 465kHz, entonces el osciladorlocal deberá oscilar a una frecuen-cia de 465kHz superior a la de lafrecuencia de la portadora que de-seamos amplificar. Por ejemplo, siqueremos sintonizar (amplificar)una portadora de 2MHz, el oscila-dor local deberá generar una señalde 2,465MHz para que:

FI = fo - fpFI = 2,465MHz - 2MHz = FI = 0,465MHz = 465kHz

Ahora bien, si hacemos que lafrecuencia del oscilador local varíedentro de una gama especificadapor el operador, es posible sintoni-zar diferentes portadoras dentro de

un rango de frecuencias predeter-minado.

Las características técnicas sobre-salientes del integrado NE602, obje-to de este artículo son las siguien-tes:

Tensión de alimentación: ...........4,5V a 8,2VCorriente de polarización:..........2,8mA (máx)Máxima frecuencia del mezclador: ..............500MHzMáxima frecuencia del oscilador local: .......200MHzGanancia del conversor: ..................14 a 18dBFigura de ruido: ...................5dBCapacidad de entrada: .........3pFImpedancia de entrada: .......1k6Impedancia de salida: ..........1k5

Evidenetemente, si desea cons-truir un receptor completo, no serásuficiente la etapa conversora, de-beremos agregar la etapa amplifica-dora de frecuencia intermedia (FI),la etapa detectora y un amplificador

de audio que lleve la informaciónal parlante.

Para que la etapa conversora deun receptor construido en base aun NE602 funcione correctamente,es necesario que en la pata 8 (ali-mentación) haya una tensión de 5a 7V con respecto a la tensión enpata 3 (masa). Normalmente lafuente posee una alimentación detensión mayor a los 7V, por locual es conveniente reducirla.

A los fines prácticos, en la figura1 se da el circuito típico de ali-mentación para una fuente de 6V(parte (a)) y para 9V (parte (b)),para 9V a 15V (parte (c)).

En la figura 2 se ha incluido uncapacitor de unos 10nF entre laalimentación y masa, con el objeto

CO N V E R S O R D E 2MHZ A 500MHZ


(a)

(b)

(c)

11

de evitar autooscilaciones. Dentrodel NE602, la etapa osciladora po-see un transistor NPN debidamentepolarizado. La señal que éste gene-ra, se aplica al mezclador medianteun buffer conectado a la base delmencionado transistor. En la pata 6del NE602 está conectada la base yen la pata 7 el emisor.

Este oscilador puede ser contro-lado por tensión en forma externa(VFO), tal cual lo explicaremosoportunamente. También puede ha-cerse que genere una señal de fre-cuencia fija si entre estos terminalesse conecta un cristal de cuarzo deno más de 200MHz.

En cuanto al amplificador de RFde entrada, está constituido por unamplificador diferencial balanceado,disponible en las patas 1 y 2.

En principio, la señal a ingresar

a este amplificador diferencial debeser balanceada, pero si no lo fuera,la señal de RF debería ir conectadaa la pata 1 y la pata 2 debería estarconectada a masa, a través de uncapacitor de 10nF, tal como semuestra en la figura 3. Como he-mos dicho, la máxima frecuenciaque se puede aplicar es de500MHz.

La etapa de salida del mezcladortambién es del tipo balanceada y seaplica en las patas 4 y 5. Al igualque lo explicado anteriormente,también es posible obtener una se-ñal desbalanceada si se conecta elprimario del primer transformadorde FI a la pata 5 mientras se dejadesconectada la pata 4, tal como seve en la figura 4.

Para la construcción de un osci-lado de frecuencia variable con la

tensión (VFO), existen diferentesposibilidades. En la figura 5 semuestra un oscilador tipo Colpittsque puede ser sintonizado por losvaricaps DV1 y DV2 mediante uncircuito de polarización adecuado(formado en este caso por R2, R3 yC4). La alimentación de estos dio-dos se hace con una tensión de12V.

La frecuencia central de trabajodependerá del valor de la inductan-cia de L1, de los varicaps y del va-lor de C1 y C3.

La frecuencia central puede va-riarse con C1, C3 y/o L1. Para esteúltimo componente, se debe aplicarun núcleo ferromagnético, tal queal moverlo, cambie el valor de lainductancia.

L1 puede ser construida por eltécnico y sus características depen-derán de la gama de operación delreceptor.

Para frecuencias comprendidasentre 2MHz y 4MHz, L1 debe estarconstruida con 50 espiras de alam-bre esmaltado de 0,2 mm de diáme-tro sobre una forma de 0,5 mm dediámetro. Se deben conectar dosdiodos tipo BB112 en paralelo ocualquier otro de 500pF de capaci-dad máxima. El circuito resultantese muestra en la figura 6.



22 33

44 55 66

C1 y C3 son capacitores de820pF, del tipo NPO.

Si se desea una gama más am-plia, por ejemplo de 3,5MHz a8MHz, L1 debe estar constituida por50 espiras de alambre esmaltado de0,2 mm de diámetro sobre una for-ma de 0,5 mm de diámetro. El es-quema corresponde al circuito de lafigura 7, donde el varicap es unBB112 mientras que C1 y C3 debenser de 390pF, del tipo NPO.

Damos a continuación, las carac-terísticas de los componentes enfunción de la gama a la que sequiere hacer operar el conversor:

Banda: 7MHz a 15MHz

L1 = 20 espiras de alambre es-maltado de 0,35 mm de diámetrosobre una forma de 5 mm de diá-metro.Varicap: un solo BB112 o equi-

valenteCircuito: figura 7C1 y C3 = 220pF NPO

Banda: 15MHz a 24MHzL1 = 20 espiras de alambre es-

maltado de 0,35 mm de diámetrosobre una forma de 5 mm de diá-metro.Varicap: un solo BB329 o equi-

valente (de 38pF de capacidadmáxima)Circuito: figura 6C1 y C3 = 180pF o 150pF NPO


maltado de 0,35 mm de diámetrosobre una forma de 5 mm de diá-metro.Varicap: un solo BB112 o equi-

valenteCircuito: figura 7C1 y C3 = 220pF NPO


maltado de 0,8 mm de diámetro so-bre una forma de 5 mm de diáme-tro.

Varicap: dos BB329 o equiva-lentes conectados en serie.

Circuito: figura 5C1 y C3 = 82pF NPO




Circuito: figura 5

C1 y C3 = 56pF NPO














maltado de 0,8 mm de diámetro so-bre una forma de 5 mm de diáme-tro (las espiras deben estar separa-das entre sí para conseguir un largototal de la bobina de 5 mm).

Varicap: dos BB222 o equiva-lentes de 17pF de capacidad máxi-ma conectados en serie.



maltado de 0,8 mm de diámetro so-



77

R1

88

bre una forma de 5 mm de diáme-tro (las espiras deben estar separa-das entre sí para conseguir un largototal de la bobina de 5 mm).




maltado de 0,8 mm de diámetro so-bre una forma de 5 mm de diáme-tro (las espiras deben estar separa-das entre sí para conseguir un largototal de la bobina de 4 mm).


Circuito: figura 5C1 y C3 = 15pFNPO

Existen diferentesformas de construirel oscilador local pa-ra este circuito inte-grado. Por ejemplo,para construir un os-cilador de frecuenciafija, se puede colo-car en paralelo conL1, un trimer de 5 a30pF o de 10 a 60pF,tal como se muestraen la figura 8. Losdatos de L1 y C1 yC3 son los mismos

que los recientemente dados paralas distintas gamas de frecuencia.

En la figura 9 se muestra otraconfiguración osciladora; en estecaso, un VFO tipo Hartley sintoni-zado por medio de dos diodos vari-cap. En este caso, la bobina L1 de-be tener toma central, aunque losdatos son los mismos que los ex-presados para el oscilador tipo Col-pitts para las distintas gamas (ban-das) de frecuencia.

En la figura 10 se da el circuitode un oscilador Colpitts sintonizadocon un cristal de cuarzo, el cual po-see muy buena estabilidad para fre-cuencias comprendidas entre 2MHzy 30MHz. En función de la frecuen-cia del cuarzo, hay que variar losvalores de C1 y C2 de la siguientemanera:

Frecuencia C1 C2MHz pF pF1-2 100 10002-3 68 4704-6 47 2207-10 39 15010-30 22 82



1111

101099

Los valores de C1 y C2 no soncríticos

Actuando sobre el capacitor co-nectado en serie con el cristal, sepuede variar ligeramente la frecuen-cia de este oscilador.

Para construir un oscilador quegenere una frecuencia superior alos 20MHz con buena estabilidad,se puede hacer oscilar al cristal decuarzo en su 3ª armónica. En la fi-gura 11 se muestra el esquemaeléctrico de esta nueva variante; setrata de un oscilador Colpitts quepuede oscilar desde 20MHz hasta60MHz (se emplea un cuarzo tipoovertone). Por ejemplo, si emplea-mos un cristal de los usados enbanda ciudadana de 27MHz en elcircuito de la figura 10, éste oscilaráen 9MHz, dado que estos cristalesfuncionan por 3ª armónica(27/3 =9). Para que genere una señal de27MHz, habrá que construir el cir-cuito de la figura 11.

Para el cálculo de L1, se debeemplear la siguiente fórmula:

L1 en µH = 45/XMHz del cristalde cuarzo

Por ejemplo, para nuestro cristalde 27MHz, L1 valdrá:

L1 = 45/27 = 1,66µH

Como puede resultar dificil con-seguir bobinas de estos valores,normalmente puede consrtruirlasUd. mismo arrollando una determi-nada cantidad de espiras de 0,6 mmde diámetro sobre una forma de 5mm con núcleo ferromagnético. Pa-ra la banda de 20 a 40MHz debeenrollar 20 espiras y para la bandade 40 a 60MHz, debe enrollar 10

espiras. El agregado de C3 (figura12) se emplea para variar en algu-nos HZ la frecuencia de oscilación.

Una variante para hacer oscilarun cuarzo de "tercera armónica"consiste en el oscilador de la figura13. En dicho circuito (oscilador tipoButler) se debe retocar L1 y C3 has-ta que el cuarzo haga oscilar nues-tro circuito.

Ahora bien, para construir unoscilador que llegue hasta los180MHz, se debe construir un cir-cuito como el mostrado en la figura14. En dicho esquema se emplea un



1212 1313

1414

cristal de cuarzo de "quinto armóni-co" del tipo de los empleados enequipos de comunicaciones. Porejemplo, un cristal de 20MHz queesté capacitado para oscilar en suquinta armónica (tipo overtone),servirá para construir un osciladorde 100MHz.

L1 se emplea para reducir la fre-cuencia y cubrir una banda de

80MHz a 120MHz. Para construirlase deben enrollar 3 vueltas dealambre esmaltado de 0,3 mm dediámetro sobre una forma de 5 mmcon núcleo ferromagnético. La im-pedancia que se coloca en paralelocon el cristal debe ser de 0,2 a0,3µH (8 espiras de alambre esmal-tado de 0,3 mm sobre una forma de5 mm).

Ahora bien, hemos dado dife-rentes alternativas para emplear eloscilador interno del NE602, peronada impide que utilicemos un cir-cuito externo que entregue señal almezclador a través de la pata 6 delcircuito integrado.

En la figura 15 se grafica esta al-ternativa en la cual el acople entreoscilador y mezclador se realiza pormedio de un capacitor de 1nF.

La máxima frecuencia a ingresardebe ser inferior a 500MHz con unaamplitud superior a los 200mV picoa pico.

Se emplea un oscilador externocuando se quiere trabajar por enci-ma de los 200MHz que es la fre-cuencia límite del oscilador interno.

En cuanto a la etapa de entradade un receptor construido con elNE602, debemos decir que tenemosla ventaja de que no se produciránintermodulaciones por más que laseñal ingresante sea de elevada am-plitud. En las entradas 1 y 2 podráningresar señales balanceadas o des-balanceadas, según hemos explica-do al comienzo de esta nota.

En la figura 16 se muestra unaetapa de entrada balanceada. L1 yC2 deberán sisntonizarse a la fre-cuencia que se desea recibir. Da-mos a continuación los valores deestos elementos en función de labanda a recepcionar:

Banda: 2 a 4MHz

L1: 50 espiras de alambre esmal-tado de 0,2 mm de diámetro contoma de entrada en la 8ª vuelta dellado de C3.

C2: 280pF NPO.

Banda: 3,5 a 8MHzL1: 40 espiras de alambre esmal-

tado de 0,2 mm de diámetro contoma de entrada en la 7ª vuelta dellado de C3.

C2: 280pF NPO.

Banda: 8 a 15MHzL1: 20 espiras de alambre esmal-


C2: 100pF NPO.



C2: 100pF NPO.



C2: 68pF NPO.




1515

1616

1717

1818

1919


C2: 56pF NPO.

Banda: 46 a65MHzL1: 8 espiras dealambre esmaltadode 0,5 mm de diá-metro con tomade entrada en la2ª vuelta del ladode C3.C2: 47pF NPO.

Banda: 60 a80MHzL1: 7 espiras dealambre esmaltadode 0,5 mm de diá-metro con tomade entrada en la2ª vuelta del lado

de C3.C2: 33pF NPO.



C2: 33pF NPO.



2020

2121

2222

2323



C2: 22pF NPO.Banda: 130 a 150MHzL1: 3 espiras de alambre esmal-

tado de 0,8 mm de diámetro contoma de entrada en la mitad de la1ª vuelta del lado de C3.

C2: 15pF NPO.


tado de 0,8 mm de diámetro ligera-mente separadas entre sí con tomade entrada en la cuarta parte de la1ª vuelta del lado de C3.

C2: 10pF NPO.

En la figura 17 se da una varian-te del circuito de la figura anterioren el que no se emplea toma cen-

tral de la bobina L1. L2 será unarrollado superpuesto (link) deunas pocas vueltas.

Cuando se desea ingresar unaseñal desbalanceada se debe em-plear el esquema mostrado en la fi-gura 18. El valor de C3 deberá serde 10nF, mientras que C2 tendrá unvalor correspondiente a la frecuen-cia de trabajo. Hasta 10MHz, C2 de-be ser de 82pF; de 10MHz a 30MHzse debe emplear un capacitor de39pF; de 30MHz a 80MHz se debeemplear un capacitor de 10pF y porencima de esta frecuencia C2 debe-rea ser de 3,9pF. El choque JAF1debe ser de 22µH. C1 y L1 debentener los valores dados anterior-mente, en función de la banda desintonía.

La figura 19 muestra una varian-te de esta configuración, que utilizaL1 sin toma central. Por otra parte,si se desea utilizar una sintonía con

varicaps, se debeemplear el esquemade la figura 20.Hasta aquí, hemoshablado tanto deloscilador local comode la etapa de entra-da. Es el turno aho-ra de la salida, laque está presente enlos terminales 4 y 5del integrado.En la figura 21 se dael esquema a utilizarpara una salida ba-lanceada, mientrasque en la figura 4habíamos dado elcircuito para una sa-lida desbalanceada.Cabe acalarar quelos transformadoresMF1 son típicos paraFI, de 10,7MHz o

465kHz, según se trate de cadabanda.

En la actualidad se suelen em-plear filtros cerámicos (del valorque corresponda) en lugar de la FI,tal como se muestra en la figura 22.

Por último en la figura 23 se dael circuito de un conversosr com-pleto con entrada preamplificada através de un MOS FET alimentadocon 12V. Los valores de los com-ponentes de sintonía están dadospor lo dicho anteriormente.

En la figura 24 se da el impresode este circuito que no incluye laetapa osciladora local, dado quepuede hacerse de muchas formas, yno encasillarnos en una configura-ción con cristal de cuarzo.

Para terminar, digamos que elNE602 se trata de un circuito quepuede dar muchas satisfacciones alos radioaficionados y amantes deRF en general.



2424

En saber Electrónica Nº 98,describimos una llave altacto digital que presentaba

el inconveniente de poseer unasensibilidad relativamente baja. Lue-go de algunas pruebas, llegamos auna nueva versión de mayor confia-bilidad, aun en condiciones límitesde uso.

En nuestro cir-cuito se aprovevchala característica deun flip-flop D, decambiar de estadocada vez que se leaplica un pulso a laentrada de reloj. Elresultado es una"llave electrónica"de muy buen de-sempeño, que re-quiere pocos com-ponentes externos

para su funcionamiento.El circuito integrado CD4013 po-

see en su interior dos flip-flop D,que son circuitos que poseen unasola entrada y trabajan de forma talque la información presente en laentrada se transfiere a la salida Q,cuando aparece un pulso activo dela señal de reloj. Dicho de otra ma-

nera, traslada lo que hay en D a lasalida Q cuando se aplica un pulsode reloj.

Esta propiedad se aplica paraconstruir una llave digital, dado quesi conectamos la entrada D con lasalida Q negada, tal como se mues-tra en la figura 1, entonces, cadavez que apliquemos una señal en la

entrada de reloj, elbiestable (flip-flopD) cambiará de es-tado.Se entiende que elFF (flip-flop) notiene en cuenta enqué estado se en-contraba la salida,a menos que la en-trada se conectecon la salida Q ne-gada, como ya he-mos mencionado;

MONTAJE


Touch Digital“Interruptor al Tacto”

SON MUY CONOCIDOS LOS CIRCUITOS QUE ACTIVAN UN DIS-

POSITIVO POR MEDIO DE LAS CARGAS ESTATICAS DE LA MA-

NO (ASCENSORES, CAJEROS ELECTRONICOS, ETC.). TODOS

ELLOS HACEN USO DE UNA PLACA SENSORA SOBRE LA QUE

HAY QUE APOYAR EL DEDO. EN ESTE ARTICULO, DESCRIBI-

MOS UN INTERRUPTOR DE ESTE TIPO DE EXCELENTE SENSI-

BILIDAD Y ALTA INMUNIDAD AL RUIDO.

Por: Horacio D. Vallejo

11

por lo tanto, si utilizamos la salidacomo señal de comando de un cir-cuito que active un relé, tendremosnuestra llave digital.

En la figura 2 se da el circuito

completo de nuestra llave digital.En ella se observa que se han utili-zado dos transistores comunes NPN,del tipo BC548, para producir eldisparo del relé. En teoría, con un

solo semiconductor sería suficiente,pero en la práctica se comprobóque sin Q3, en ocasiones se produ-cían oscilaciones indeseadas, pro-ducto de realimentaciones provoca-das por la corriente tomada desdeel FF.

El agregado del transistor finalterminó con este problema.

Para establecer el sistema de dis-paro al tacto, se utilizó un transistorPNP, con el objeto de poder em-plear dos plaquitas metálicas en laentrada, tal que, al tocar ambas conlos dedos, se produzca la polariza-ción de Q1, con lo cual el transistorse satura y envía un pulso a la en-trada de reloj de nuestro FF.

C1 junto con R3 y P1, constitu-yen un filtro pasa-altos para evitarque algún pulso espúreo dispareerróneamente nuestra llave digital.Además, si se utilizara un FF dispa-rado por nivel y no estuviera dichofiltro, el relé oscilaría en forma ina-decuada.

TO U C H DI G I TA L


33

22

K

El agregado de un diodo en se-rie con el colector de Q1, ha per-mitido aumentar la inmunidad alruido y evitar disparos erráticos,circunstancia que mejoró aun másal colocar R5 en la base del con-junto Q2-Q3.

Para utilizar la llave, una vez ar-mado el circuito sobre la placa decircuito impreso que aparece en lafigura 3, debe ajustar P1, para queno se produzcan disparos erráticosy, a su vez, que con el simple to-que de las plaquitas (que tambiénpueden construirse con el materialcobreado que se utiliza para la fa-bricación de circuitos impresos), lallave accione normalmente.

Sobre los sensores, hemos com-probado que colocando un trozo decobre de 1 cm de diámetro, conec-tado a la base del transistor y ro-deado de un anillo metálico con co-

nección a tierra, el disparo se pro-duce perfectamente.

Si no consiguiera la sensibilidadadecuada, puede reemplazar el ca-pacitor C1 y probar con distintosvalores en la banda de 10nF a 1µF.

La alimentación se realiza conuna fuente de alimentación de 12V,pero como el consumo es muy pe-queño, se podría emplear una bate-ría de 9V, cambiando el relé porotro de tensión de bobina adecuada.

Si observa el circuito impreso, sedará cuenta que en el circuito inte-grado quedan varios terminales sinconexión. Esto se debe a que elchip posee en su interior dos flip-flop D, razón por la cual podríaconstruir dos llaves digitales con unsolo integrado.

En ese caso deberá cambiar ellay-out del circuito impreso, queduplicará los elementos existentes.

TO U C H DI G I TA L


CI1 - CD4013 - Integrado digitalCMOS.

Q1 - BC558 - Transistor PNP deuso general.

Q2, Q3 - BC548 - TransistoresNPN de uso general..

R1 - 270kΩR2 - 4k7R3 - 10kΩR4 - 1kΩR5 - 8k2P1 - Potenciómetro o pre-set lineal

de 100kΩ.C1 - .1µF - Capacitor cerámico.D1, D2 - 1N4148 - Diodo de silicio

de uso general.K - relé de 12V para circuitos

impresos.

VariosPlaca de circuito impreso, gabi-

nete para montaje, estaño, cables,bornes de conexión, etc.

LISTA DE MATERIALES

El proyecto que describimosen esta nota permite quecon una simple palmada se

pueda activar un relé y con unanueva palmada, el relé se desactive.De esta manera, a la salida del relése puede conectar una lámpara, untelevisor, un sistema de seguridad,etc., lo que lo convierte en un efi-caz “Vox Control” (controlador devoz) para comandar cualquier equi-po conectado a la red eléctrica.

Lo que proponemos es un cir-cuito que responda a los ruidos conbajo contenido armónico (ruidos se-cos), como los provocados por unapalmada con el objeto de evitar queuna conversación o el sonido de untelevisor cambie el estado del reléque esté siendo controlado.

El circuito de nuestro equipo semuestra en la figura 1 y se compo-

ne de dos partes, por un lado elbloque encargado de detectar lapalmada y por otro lado el bloquecapaz de permitir el cambio de es-tado del relé cada vez que se detec-ta dicha palmada.

El sonido producido por unapalmada será captado por un mi-crófono (que puede ser direccional)y conducido a un preamplificadorpor medio de un capacitor de4,7nF. CI-1A aumentará el nivel dela señal eléctrica captada para serconducida a un segundo amplifica-dor operacional.

Debemos aclarar que sólo seránamplificados los sonidos cuya fre-cuencia sea inferior a los 2.500Hz,dado que el filtro formado por R3,R5 y C4, impide que las señales dealta frecuencia sean conducidas ha-cia el primer operacional.

Ahora bien, si Ud. desea que elcircuito responda a un simple silbi-do (llavero sónico, por ejemplo),bastará con que quite C4 y R5.

El segundo amplificador opera-cional cumple la función de “con-formar” los pulsos de la señal am-plificada, de forma tal de tener im-pulsos bien cuadrados del tipo digi-tal, capaces de accionar el segundobloque de nuestro dispositivo quecontiene integrados CMOS del tipoCD4013.

El CD4013 (como describimosen otro artículo de esta edición) po-see en su interior dos flip-flop Dque emplearemos en conjunto.

El primer FF D funciona comooscilador monoestable de 1 segun-do, es decir, en su salida habrá unpulso cuadrado de 1 segundo deduración que comandará el segun-

MONTAJE


Vox Control II“Relé Selectivo Activado por Sonido”

SI BIEN HEMOS PUBLICADO VA-RIOS CIRCUITOS AUTOMATICOSQUE PERMITEN LA ACTIVACIONDE UN DISPOSITIVO POR MEDIODE LA VOZ, NO HABIAMOS IN-CLUIDO LA POSIBILIDAD DE QUESE PUEDA ACTIVAR Y DESACTIVARUN EQUIPO CON LA MISMA OR-DEN. EL PROYECTO QUE DESCRI-BIMOS A CONTINUACION PERMI-TE ESTA MODALIDAD Y ES DE MUYBUEN DESEMPEÑO Y GRAN AL-CANCE.


VO X CO N T R O L I I


11 22

C5

C10

do FF D. La inclusión de este pri-mer FF D, se hace para evitar quedos palmadas casi simultaneas pu-dieran actuar sobre nuestro disposi-tivo, por un lado, y permitir quecon una palmada se active el relé ycon la siguiente se desactive por elotro.

El segundo FF D se utiliza comodivisor x 2 para lograr una salida“1” con una palmada y una salida“0” con la palmada siguiente. Dichode otra manera, para que el estadológico de la salida cambie con cadapalmada.

Cunado en la pata 1 del CD4013 haya un “1” lógico, se polari-zará la base de Q1 (que inclusopuede ser un darlington del tipoBC517 para mayor seguridad en laactivación), que excitará la bobinadel relé.

Con un estado “0” en la pata 1,el transistor estará cortado y el relése desactivará.

El circuito se alimenta con una

tensión de 12V, exige una corrienteinferior a los 100mA, limitada única-mente por el consumo del relé quedebe ser del tipo de los empleadospara circuitos impresos.

Si desea incrementar la sensibili-dad del circuito, sólo debe aumen-tar el valor de R3. Incluso, puedecolocar un potenciómetro de 1MΩen serie con un resistor de 22kΩpara poder ajustar la sensibilidad alvalor deseado. Para aumentar aunmás la sensibilidad, cambie R8 porotro resistor de 220kΩ.

También puede cambiar la ban-da pasante del filtro para que eldispositivo capte, por ejemplo, untimbre de voz determinado y así só-lo funcione con la voz de una per-sona. Para ello se deben variar losvalores de C3, C4 y R5.

De esta manera, realizando va-rias pruebas, se puede conseguir lasensibilidad adecuada y con un tim-bre de voz específico. el impreso semuestra en la figura 2.

VO X CO N T R O L I I


Q1 - BC 548 - Transistor NPNIC1 - LM358 - Doble amp. operacional.IC2 - CD4013 - Doble Flip-Flop D.D1, D2 - 1N4148 - Diodos de uso gralD3 - 1N4004 - Diodo rectificadorRelé - relé para ctos. impresos de 12VMicr - Micrófono direccional preamplifi-

cado.R1 - 4k7R2, R4, R13 - 47kΩR3, R8, R9, R10 - 100kΩR5 - 1k2R6, R7 - 12kΩR11 - 39ΩR12 - 22kΩC1, C7, C9, C10 - 10µF x 16V - elec-

trolítico.C2, C6, C8, 0,1µF - Cerámicos.C3 - 4,7nF - Cerámico.C4 - 0,056nF - Poliéster.C5 - 100µF x 16V - Electrolítico.S1 - Interruptor Simple.

VariosPlaca de circuito impreso, gabinete

para montaje, estaño, cables, bornes deconexión, etc.

LISTA DE MATERIALES

En Saber Electrónica Nº 1 sepublicó el microtransmisor“Scorpion”, un circuito que

puede armarse dentro de una cajade fósforos y que tiene un alcancede unos 50 metros. Luego, en SaberNº 102 dimos el circuito de untransmisor que puede ser empleadoen conferencias, como micrófonosin cables con etapa mezcladora.

A través del tiempo, tambiéndimos otros transmisores de FM concaracterísticas particulares para quepuedan emplearse en diferentesaplicaciones. Sin embargo, hastahoy no brindamos el esquemático

de un micrófono de FM que puedatransmitir a distancia diferentesfuentes de señal, como si fueranvarios micrófonos direccionales,cercanos a nuestro microtransmisor,que apuntan a diferentes ánguloscon el objeto de cubrir los “360˚ deuna habitación”.

Además, en muchas oportu-nidades es necesario contar con unequipo que permita transmitir lainformación procedente de distintasfuentes hacia un amplificador. Es elcaso de una conferencia llevada acabo en un auditorio, en la cual seencuentran varias personas que

deben hablar hacia el público.Para evitar el acople de los

micrófonos, se pueden conectartodos ellos a nuestra estación trans-misora, la que enviará la informa-ción hacia un amplificador, siempreque éste no se encuentre a una dis-tancia superior a los 100 metros.

El circuito es muy sencillo ypuede incluir más fuentes de señal.Sólo basta con ampliar el esquemade la figura 1, con el agregado detantos conectores, potenciómetros yresistencias como sean necesarias(siempre respetando el esquemapropuesto).

MONTAJE


Police“Súper Minitransmisor de FM”

SON MUY CONOCIDOS LOS CIR-CUITOS TRANSMISORES DE FM DEREDUCIDO TAMAÑO UTILIZADOSCOMO ELEMENTOS DE VIGILAN-CIA (ESPIA), LOS CUALES DEBENTENER UN ALCANCE CONSIDERA-BLE Y ESTABILIDAD EN FRECUEN-CIA ACEPTABLE. SIN EMBARGO,ESTOS DISPOSITIVOS SUELEN EM-PLEAR CIRCUITOS INTEGRADOSQUE A VECES NO SON FACILES DECONSEGUIR. EN ESTE ARTICULOPRESENTAMOS UN TRANSMISORQUE COMBINA LAS CARACTERISTICAS DEL “SCORPION”, PUBLICADO EN SA-BER Nº 1, CON LAS DEL TX DE FM DE SABER Nº 102, LO QUE DA COMO RESUL-TADO UN APARATO CONFIABLE Y DE BASTANTE BUENA ESTABILIDAD CON UNALCANCE PROMEDIO DE 70 METROS.


La bobina L1 consiste en4 espiras de alambre esmal-tado de 0,5 mm dediámetro, bobinadas sobreuna forma de 1 cm sinnúcleo.

El trimer Cv puede tenercapacidades máximas com-prendidas entre 30 y 80pF(trimer común).

El potenciómetro conec-tado en el colector de Q1permite ajustar el nivel demodulación, en función delas fuentes de señal. Dichocomponente debe ajustarsepara que no existan distor-siones e interferencias quepuedan perjudicar la cali-dad de la transmisión.

Por otra parte, el poten-ciómetro conectado entre

PO L I C E- “SU P E R MI N I T R A N S M I S O R D E FM”


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22

colector de Q1 y la etapa mezclado-ra, permite regular el nivel de reali-mentación con el objeto de asegu-rar una oscilación estable para lafrecuencia con que se ajuste eltransmisor.

Cabe aclarar que este circuito fueprobado en toda la banda de FMcomercial, para obtener el mejordesempeño en frecuencias cercanasa los 85MHz. Para frecuencias delorden de los 100MHz, la mejor esta-bilidad se consiguió cuando labobina L1 tenía 3 vueltas y mediabobinadas sobre una forma decartón de 1 cm de diámetro (enrealidad sin forma) con una longi-tud total de 7 mm.

Si la transmisión es “ruidosa”,conviene retocar el valor de C7, secolocará, en su lugar, otro compo-nente de 22nF.

El funcionamiento del circuito essencillo; las diferentes fuentes de

señal se aplican a la base del tran-sistor Q1 con un nivel que puedeajustarse por medio de cada poten-ciómetro de entrada.

Q1 cumple la función de ampli-ficar y ecualizar las señalesentrantes para ser aplicadas al tran-sistor BF494B que cumple la fun-ción de generar la portadora queserá modulada en FM por la infor-mación. Dicho transistor cumple lasfunciones combinadas de modu-lador y amplificador de RF.

Si posee dificultades en con-seguir una oscilación estable, puedebajar el valor de C8 e, incluso, reti-rarlo del circuito.

Construido el aparato, se debecolocar una antena formada por uncable de unos 10 cm de largo y sedebe proceder al ajuste, se variarála posición de Cv hasta captar laseñal en un sintonizador, en la fre-cuencia deseada.

PO L I C E- “SU P E R MI N I T R A N S M I S O R D E FM”


Q1 - BC548C - Transistor NPN.Q2 - BF494B - Transistor NPN de RF.P1 a P4 - Pot. logarítmicos de 100kΩ.R1 a R4 - 100kΩR5 - 1M5R6 - 1kΩR7 - 33kΩR8 - 18kΩR9 47ΩR10 - Pot. de 2M2P5 pot.de 10kΩL1 - ver textoC1 - 220nFC2 - 10µF x 12VC3 - 10µF x 12VC4 - 4,7nF de poliéster.C5 - 4,7nF NPO.C6 - 100nF cerámico.C7 - 10nF - poliésterC8 - 1nF - poliéster (opcional)Cv - Trimer común de 80pF .

VariosPlacas de circuito impreso, gabinete

para montaje, estaño, cables, etc.

LISTA DE MATERIALES

Nuestro circuito consiste enun generador de señalesde baja frecuencia que

entrega una salida modulada, con-sistente en una onda cuadrada de1kHz con respuesta tipo impulso, loque le da un gran contenidoarmónico. Esto permite generarseñales armónicas con frecuenciassuperiores a 1MHz.

Se trata de un inyector deseñales con dos salidas, una de bajafrecuencia para la prueba de etapasde baja frecuencia como ser ampli-ficadores de audio, porteros eléctri-cos, alarmas, etc. y la otra, conforma de onda cuadrada, moduladaen tono por una señal de 0,2Hz.

Dicha señal, resulta fácilmentereconocible, cuando se la está

empleando para verificar el estadode funcionamiento de una etapadigital.

En la figura 1 se da el circuitocompleto de nuestro inyector, queconsiste en un multivibradorbiestable, formado por dos com-puertas NAND.

Dicho oscilador emplea las com-puertas 1 y 2 de un integrado digi-tal CMOS del tipo CD4011.

La salida de este primer osciladorse conecta a la base del transistorQ1 que se enciende y apaga enforma intermitente, lo que indicaque el instrumento está en fun-cionamiento.

Por otra parte, la señal de dichocircuito se conecta a un segundooscilador biestable que genera una

señal de onda cuadrada de 1kHz.Este segundo bloque se forma a

partir de las compuertas 3 y 4 delcircuito integrado CD4011, y gene-rará una onda en la salida, sola-mente cuando el primer osciladoresté en estado alto.

De esta manera, en la salida deeste oscilador se tiene la señal queservirá para hacer las pruebas enetapas digitales.

El darlington formado por Q2 yQ3 amplifica la señal y la entrega ala salida con una intensidad quepuede ser ajustada por medio deP1.

El capacitor C6 cumple la fun-ción de desacoplar el instrumentode posibles niveles de tensión con-tinua, que podrían existir en la

MONTAJE


Inyector de RáfagasPara Pruebas Analógicas y Digitales

ESTE INYECTOR DE SEÑALES PUEDE SEREMPLEADO TANTO PARA LA PRUEBA DECIRCUITOS ANALOGICOS COMO DIGITA-LES. GENERA DOS TIPOS DE SEÑALES,POR UN LADO, UNA SEÑAL DE BAJA FRE-CUENCIA PARA LA PRUEBA DE ETAPASDE BAJA FRECUENCIA Y POR EL OTROUNA SEÑAL DE ALTA FRECUENCIA MO-DULADA EN TONO.


etapa bajo prueba. Con este circuitose obtiene una tensión de salidamáxima algo inferior a la tensión dealimentación. Por tal motivo, si setrabaja en la prueba de sistemasdigitales del tipo TTL, es conve-niente alimentar el instrumento con4 pilas pequeñas para obtener unatensión de alimentación de 6V y asítener un "1" lógico de aproximada-mente 5V, que es el nivel necesariopara esta familia lógica.

Para el análisis de etapas CMOS,se puede utilizar una batería de 9V,dado que este nivel resulta conve-niente para la mayoría de las aplica-ciones.

En el circuito de lafigura 1, los diodos D2y D3, cumplen la fun-ción de proteger eltransistor de salidafrente a posibles picosde tensión que podránprovenir de la etapabajo ensayo.

Si desea modificar lafrecuencia de la señalportadora (1kHz),puede variar R5 y R6,tenga en cuenta que,

con un aumento de resistencia, seobtiene una disminución en la fre-cuencia de la señal generada. Esaconsejable colocar resistores enuna banda comprendida entre 50kΩy 500kΩ.

Para modificar la frecuencia de laseñal de 0,2Hz se deben cambiarlos resistores R1 y R2, los cualespueden ubicarse dentro de la bandacomprendida entre 1MΩ y 4,7MΩ.

Nuestro oscilador puede ser uti-lizado también para verificar elcamino de una señal en una etapaanalógica; en este caso se debetener en cuenta que, si se emplea

el instrumento para la reparaciónde amplificadores o televisores, latensión de trabajo de C6 debe serde 1.000V, para no encontrarnoscon sorpresas desagradables.

En síntesis, tenemos un inyector,con una salida de 0,5Hz y otra de1kHz modulada por la primera, quesirven para infinidad de pruebas.

Por último, digamos que en lafigura 2 se da el circuito impresopara montar nuestro dispositivo.

IN Y E C TO R D E RA FA G A S


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Q1, Q2, Q3 - BC548 - TransistoresNPN de uso gral.CI1 - CD4011 - Cir. integrado CMOS.D1 - Led de 5 mm color rojo.D2, D3 - 1N4148 - Diodos de uso gral.R1, R2 - 3M3R3 - 10kΩR4 - 330ΩR5, R6 - 330kΩR7 - 10kΩP1 - Pre-set de 1kΩ o potenciómetro.C1 - 100µF - Electrolítico x 12V.C2, C3 - 1µF - Capacitores no polariza-do x 50V.C4, C5 - 3,3nF - Cerámicos.C6 - .1µF - Cerámico.

VariosPlacas de circuito impreso, gabinetepara montaje, estaño, cables, puntade prueba, etc.

LISTA DE MATERIALES

1) Las Técnicas Digitales Gobiernan la Electrónica

La exposición abrió sus puertasel 8 de enero de 1998 con una sen-cilla pero emotiva ceremonia; los in-tegrantes se observan en la fig. 1.Los participantes a esta ceremoniatradicional representan lo más grana-do de la industria electrónica delmundo.

El 90% de todos los equipos ex-puestos pertenece a uno de los si-guientes grupos digitales:

a) DVD, el disco digital versátil.b) DTV, la televisión digital.c) DV, los casetes digitales para

camcorder y videograbadores.d) PC, la omnipresente computa-

dora con sus nuevos descendientesAutoPC y PalmPC.

A continuación trataremos cadauno de estos rubros por separado.

2) El disco DVD

Como se sabe, los discos DVDtienen el mismo aspecto físico quelos discos CD pero por diversos mo-tivos su capacidad de almacenaje es,

como mínimo, siete veces mayorque la de los primeros. Ya en 1997se presentaron los primeros modelosde reproductores DVD en el merca-do y en la Exposición CES-1998 seofrece ya la segunda generación de

INFORME ESPECIAL


La CES 1998“La Mayor Exposición de Electrónica”

NUEVAMENTE TUVO LUGAR LA YA TRADICIONAL EXPOSICION CES-1998 EN LAS VEGAS Y COMO SIEMPRE, SE HIZO PRESENTE SABERELECTRONICA CON SU CORRESPONSAL USUAL, EGON STRAUSS. ENESTA OPORTUNIDAD, TUVIMOS EL PRIVILEGIO DE ASISTIR A UNACONFERENCIA Y DESAYUNO DE TRABAJO CON BILL GATES, UNO DELOS HOMBRES MAS RICOS DE LA TIERRA Y PRESIDENTE DE MICRO-SOFT, “EL GIGANTE DEL SOFTWARE”, FUNDADO EN 1975. A

CONTINUACION NUESTRO COMENTARIO.

11

estos equipos. En la figura 2 ve-mos un modelo portátil de repro-ductor de DVD que reúne dentrode la misma unidad funcional elreproductor de DVD y un moni-tor de color que permite la pre-sentación de películas en cual-quer parte debido a que el con-junto posee alimentación a pilas,además del clásico adaptador pa-ra la red eléctrica. Como ya seofrecen varios centenares de títu-los de películas en este formatoa un precio muy accesible, entre25 y 29 dólares por disco, conun tiempo de presentación demás de 2 horas, el público estácada vez más acostumbrado aadquirir y usar los reproductoresde DVD. El mercado del alquiler dediscos DVD es también muy activodebido a la presentación de un tipode disco muy original que se deno-mina DIVX. Estas siglas significanDigital Video Express, el nombre deuna empresa que ha creado unanueva variante del nuevo DVD queposee algunas características que lohacen diferente al DVD convencio-nal.

El disco DIVX posee un tiempode reproducción limitda por el fabri-cante del disco de tal manera que elprecio de sólo 5 dólares, que elcliente paga por el disco DIVX sólopermite una reproducción del discodurante 48 horas. Lo puede pasarcuántas veces desee durante estelapso de tiempo, pero una vez ven-cido, deberá pagar otros 5 dólarespor un período de igual duración.Para usar este tipo de disco DIVX esnecesario tener un reproductor espe-cial que puede pasar todos los dis-cos DVD sin ningún problema, perocon los DIVX usa esta característicade limitar el tiempo de reproduccióndebido a la inclusión de mensajes

codificados en el mismo disco.El anuncio de este nuevo tipo de

disco DVD fue hecho muy reciente-mente y ha encontrado una acepta-ción mixta entre el público, los fabri-cantes de software y los fabricantesde hardware. Entre estos últimos sedestacan Sharp y Zenith que ya tie-nen en preparación los reproducto-res necesarios para este tipo de dis-co y posiblemente otras marcas se-guirán pronto. Entre las empresasque se dedican al alquiler de discosy cintas magnéticas, los videoclubestradicionales, existe una aprobaciónmuy comprensible y las firmasBlockbuster y Circuit City ya han ex-presado su adhesión al proyecto.Donde existe, sin embargo, una re-sistencia muy fuerte es entre loscompradores de los primeros mode-los de reproductores de DVD queno podrán usar sus equipos para losdiscos DIVX, si bien los comprado-res de los reproductores DIVX po-drán usar los mismos para cualquiertipo de disco DVD. La investigacióndel mercado está en pleno desarro-llo y recién dentro de unos meses se

conocerá el destino final delproyecto DIVX, presentado porahora en la Exposición CES-1998.

3) La DTV

La televisión digital DTV estáen pleno desarrollo y en la Ex-posición se pudieron ver variosprogramas diarios por tres ca-nales de HDTV. Estos canaleseran KLAS-TV de CBS y KLVX-TV de PBS, dos cadenas de TVbien conocidas. El tercero fueun canal de cable, auspiciadopor el Rebo Group que estabasituado en los mismos salones

de la Exposición. Los tres canales de HDTV fueron

visualizados en receptores de las si-guientes marcas: Ampro, Casio, Dae-woo, Gateway, 2000, Hitachi, JVC,Mitsubishi, Meridian America, Pana-sonic, Philips, Pioneer, Runco Inter-national, Samsung, Sanyo Fisher,Sharp, Siemens, Sony, Thomson,Unity Motion, Vidicron y Zenith,unas 22 marcas diferentes.

Los equipos funcionaron en lasnormas ATSC con 1.920 x 1.080 pi-xels, un total de 2.073.600 de pixels,en barrido entrelazado. En la figura3 vemos un modelo de Pioneer delas pantalla ancha del formato 16:9.Muchos receptores estaban tambiéncolocados en algunos de los hotelesadheridos a la Exposición y permi-tían así una demostración completadel fenómeno HDTV que está enpleno desarrollo.

4) La Videograbación Digital

En cuanto a camcorder y video-grabadores se mostraron los últimos

LA CES 1998


22

modelos del formato digital DV cuyocasete típico se observa en la figura4. Los modelos de este nuevo forma-to digital ya fueron tratados amplia-mente en varios artículos aparecidosen Saber Electrónica, pero la canti-dad de modelos nuevos aumentónotablemente y ya penetró el merca-do del consumidor. Al circular porlos salones de la exposición pudi-mos observar numerosos visitantescon sus típicas cámaras miniaturadel formato digital DV. Tanto las ca-racterísticas de la señal digital de vi-deo, como su formato de pantallaancha en formato 16:9 combinanbien con los nuevos equipos deDTV y HDTV, motivo por el cualmuchos expertos esperan un incre-mento sustancial en este rubro.

5) La Plataforma Digital por Excelencia: la PC

Obviamente en un ambiente deelectrónica de consumo no podía es-tar ausente la PC en todas sus va-riantes y sobre todo en sus más re-cientes equipos que penetran en elmercado de la electrónica del hogar.

En este sentido debemos mencio-

nar sobre todo dos nuevas incursio-nes, la AutoPC y la PalmPC. La pri-mera es una central digital para to-das las aplicaciones necesarias en elautomóvil que abarca desde la clási-ca radio de AM/FM, hasta el más re-ciente reproductor de discos CD yCD-ROM y las prestaciones del posi-cionamiento satelital global (GSP).Lo notable de estas funciones es queson prestadas por una computadoraque obedece a mandos vocales delconductor del automóvil y contestaen algunos casos con voz de robot.Esta característica de reconocimientovocal es el punto de mayor avanza-da presentado por el fundador ypresidente del directorio de Micro-soft, Bill Gates quien invitó a los pe-riodistas a un desayuno de trabajo alcual asistieron unas 1.200 personas,entre ellas el que escribe esta nota.

En la figura 5 vemos a Bill Gatesen vestimenta informal aco-pañado por el presidente deMotorola, Chistopher Galvin,con quien Microsoft ha for-mado una operación enconjunto, dirigida a equiposde comunicaciones digitalesalámbricas e inalámbricas.William Henry Gates III, el

nombre completo de Bill, como lollaman sus empleados y asociados.De 42 años de edad, posee una for-tuna personal de unos 20.000 millo-nes de dólares y es considerado unode los hombres más ricos de la tie-rra. La sencillez y calidez con la cualBill hizo su exposición era testimo-nio fiel del motivo por el cual se loconsidera como una mezcla moder-na de Thomas A. Edison y HenryFord.

Otro producto introducido duran-te la exposición es la PalmPC, unacomputadora que cabe en la palmade la mano y permite efectuar todaclase de operaciones comunes encomputadoras de mucho mayor ta-maño, pero en base a una operaciónportátil, alimentada a pilas. Una delas aplicaciones propuestas es el usoen las diversas bolsas de comerciodel mundo donde se pueden efec-tuar toda clase de transacciones ycálculos complejos en forma com-pletamente independiente del am-biente en el cual se desarrollan. Enla figura 6 vemos el aspecto de unade las PalmPC, un modelo de Casio.Muchas otras marcas también hanpresentado modelos similares.

En el mercado de las computado-ras debe destacarse también el he-cho de que cada vez es más interac-tivo y que se pueden encontrar en-tre los fabricantes de equipos decomputación proveedores habitualesde equipos electrónicos, fabricantesde computadoras y fabricantes de

LA CES 1998


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automóvil. Aparentemenenadie quiere quedar fuerade este mercado tan lucrati-vo y tan cambiante. Estatendencia a la introducciónde cambios sustanciales esjustamente un factor impor-tante para la prosperidad deeste mercado.

Microsoft anunció tam-bién novedades en el soft-ware, su especialidad, yaque introduce el sistemaoperativo Windows CE 2.0para las computadoras deltipo AutoPC que se destacapor su habilidad en el reconocimien-to de la voz humana y en la síntesisde la misma. Por otra parte, seanuncia la aparición en breve delsistema operativo Windows 98 quese encuentra en su último paso deperfeccionamiento y eliminación defallas. En el mercado se conoce estaetapa como BETA, donde muchosusuarios calificados experiemntancon el programa y el fabricante seesfuerza por solucionar los eventua-les problemas que se hubiese obser-vado.

En cuanto al hardware para PCcabe destacar que el número uno si-gue siendo INTEL, pero esta vez se-guido mucho más de cerca por suscompetidores tradicionales AMD y

Cyrix. Estas dos últimas empresasofrecen sus chips de procesadoresCPU a un precio sustancialmentemenor que Intel y con prestacionesmuy similares a las del primero. Intela su vez no se queda quieto y yaanunció que para mediados de 1998piensa bajar el precio de sus proce-sadores más recientes del tipo Pen-tium II a un precio tan bajo quepueda usarse en las computadorasde precio reducido, por debajo delos mil dólares.

6) Otras Novedades

La introducción de modelos nue-vos y tecnologías novedosas no im-pide, sin embargo, que muchos delos equpos clásicostambién experimen-ten mejoras intere-santes. Algunas deéstas se manifiestanen el rubro de laradio del automóvil,como podemos veren la figura 8. Setrata de un procesa-miento digital de laseñal de audio detal manera que el

sonido dentro del recinto delvehículo tenga una distribu-ción acústica más perfecta yabarque en un caso típicoun 42% más del espacioafectado por el campo acús-tico de los parlantes. Esta re-distribución sonora será se-guramente muy bien recibi-da por el oyente que viajaen este recinto tan reducidoy tan afectado por toda clasede interferencias externas.

7) Conclusiones

La aparición de nuevas técnicas ytecnologías da lugar a ciertas refle-xiones tal vez sorprendentes. Por lopronto, queda demostrado por loshechos que la técnica de punta dedos años atrás, hoy es prácticamenteobsoleta. Esto, a su vez, exige deltécnico, del usuario e incluso delvendedor, nuevos conocimientosque deben agregarse a su caudal ac-tual para no estar alejado de la reali-dad del mercado. La mayoría de losafectados de este cambio lo han en-tendido así, pero todos los que de-sean seguir en la brecha deben re-forzar estos conocimientos para se-guir en la batalla de la supervivenciatécnica.

LA CES 1998


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66 77

CUADERNO DEL TECNICO REPARADOR

37SA B E R EL E C T R O N I C A Nº 129

21.1 INTRODUCCION

La etapa de FI de video de un televisorhace algo más que amplificar la señal entre-gada por el sintonizador. En principio elnombre puede prestarse a errores debido aque lo que se llama FI de video o FIV en rea-lidad amplifica tanto el video como el sonido,por lo tanto, nosotros la llamaremos simple-mente FI dado que existen en la actualidadetapas de FI a PLL en donde encontramosrealmente una FI de video y otra de sonido.En este curso no analizaremos las FI a PLL,ya que ése será tema de un posterior cursode TV avanzada.

Nuestro análisis se referirá específica-mente a las clásicas etapas de FI por inter-portadora en donde las portadoras de video(modulada en amplitud) y de sonido (modu-lada en frecuencia) son amplificadas en el

mismo canal de FI y separadas en la etapadetectora.

Nuestro sistema de TV indica que la señalde video se transmite como modulación deamplitud con banda lateral vestigial. Es de-cir, que para reducir el ancho de banda asig-nado a la señal de TV a sólo 6Mhz es im-prescindible realizar alguna alteración delespectro original de doble banda lateral. Loque se hace es cortar una banda lateral perose mantiene la portadora y un vestigio de labanda cortada. Ver fig.21.1.1.

Luego se debe agregar la información desonido y esto se realiza agregando una por-tadora de sonido modulada en frecuencia4,5Mhz por encima de la portadora de videotal como lo indicamos en la figura 21.1.2.

La asignación de canales para transmisio-nes por aire de TV se realiza de manera talque nunca haya canales contiguos activos ya

CURSO DE TV COLOR

LA ETAPA DEFI DE VIDEO

Capítulo 21

ING. ALBERTO H. PICERNOIng. en Electrónica UTN - Miembro del cuerpo docente de APAE

E-mail [email protected]

EN EL CAPITULO ANTERIOR TERMINAMOS DE ANALIZARLA SECCION DE SALIDA HORIZONTAL CON LO CUAL DA-MOS POR FINALIZADO EL ANALISIS DE LAS SECCIONESDE DEFLEXION. COMO RECORDARA EL LECTOR, ESTA-MOS ANALIZANDO EL RECEPTOR DE TV DESDE ATRASHACIA ADELANTE, POR LO QUE NOS QUEDA POR ANALI-ZAR LA ETAPA DE FI Y EL SINTONIZADOR. EN ESTA EN-TREGA ANALIZAREMOS EL FUNCIONAMIENTO DE UNA

ETAPA DE FI MODERNA.



que sería imposible recibir un canal con bajaseñal si el canal contiguo tiene asignada unaemisora cercana.

Este problema no existe en las transmi-siones por cable en donde los canales conti-guos tienen amplitudes similares, ya queson compensados en amplitud en diferentespuntos de la red para que lleguen al usuariocon amplitudes muy similares. Esto significaque los requerimientos de rechazo de canaladyacentes de un TV moderno son mayoresque los indicados para un TV no preparadopara la recepción de señales de cable. En lafigura 21.1.3 indicamos el espectro de cana-les de una señal de cable y de una señal deaire.

21.2 DIAGRAMA EN BLOQUES DEL CANAL DE FI

El canal de FI básico es simplemente unamplificador de RF y un detector de ampli-tud. Pero este esquema básico debe incluiralgunas sofisticaciones tendientes a com-pensar las características de transmisión tanparticulares de la señal de TV.

Primero analizaremos el llamado filtro deentrada que prepara la señal antes de ingre-sar al amplificador para que todas las com-ponentes del video tengan la misma amplifi-cación, para atenuar la portadora de sonidoy sus bandas laterales a efectos de poderamplificarla con el mismo amplificador sin

que se interfieran entre sí y, además, recha-zar las componentes de los canales adyacen-tes superior e inferior (sobre todo las porta-doras que son las que tienen mayor energía).

Luego el canal de FI debe contener tam-bién un sistema detector de sintonía CAFcuya función consiste en informarle al sinto-nizador si la sintonía es correcta o si debeser corregida y en qué sentido.

Por último, el amplificador de FI debe te-ner ganancia controlable para adaptar el re-ceptor a las diferentes amplitudes de la se-ñal de entrada. Es más, debe proveer lanecesaria salida para controlar la gananciadel sintonizador cuando la señal de antenaes tan alta que no alcanza con ajustar sólo

la ganancia de la FI.Con todas estas características se puede

construir un diagrama en bloques genéricoque mostramos en la figura 21.2.1.

A continuación explicaremos el funciona-miento de cada bloque individual.

21.3 EL FILTRO DE ENTRADA

En los TVC más viejos (1980), este filtroque estaba compuesto por, al menos, 5 ó 6bobinas era la parte más compleja del TV enlo que respecta a su ajuste.

Pero poco tiempo después aparecieron losprimeros TVs con filtro de onda superficial

en donde toda laconfiguración dela respuesta enfrecuencia serealiza en un dis-positivo del ta-maño de untransistor de po-tencia.

La cantidadde bobinas delfiltro de entradase reduce a sólodos, la bobina deadaptación de in-yección y la decarga fácilmenteajustables (en al-



gunos casos, la de carga no se ajusta). En lafigura 21.3.1 mostramos una típica respues-ta de FI de un TV adecuado para recepciónde canales de cable con las frecuencias es-tandarizadas para receptores americanos ojaponeses.

En principio parecería que la FI está re-chazando la banda lateral equivocada ya quepermite el paso de las frecuencias inferioresa la portadora de video y antes dijimos quese suprimía la banda lateral inferior. Lo queocurre es que en el proceso de heterodinajedel sintonizador se produce una inversión defrecuencias que incluye las bandas laterales.

La portadora de video del canal propio PVse sitúa sobre una pendiente exactamente al50% de la respuesta máxima.

De este modo la zona de frecuencias condoble banda lateral (la superior y la vesti-gial), que contienen el doble de energía, secompensan y quedan atenuadas al mismonivel que las otras frecuencias que sólo for-man parte de la banda lateral superior sola-mente.

En la frecuencia de 47,25Mhz ingresaríala portadora de sonido del canal inferior. Aesta frecuencia, el filtro de superficie produ-ce un elevado rechazo con el fin de evitar lasinterferencias. Lo mismo ocurre con la por-tadora de video del canal superior PVS quecae en 39,75Mhz.

En la frecuencia de la portadora de soni-do propia PS de 41,25Mhz el sistema generaun rechazo parcial.

Lo habitual es dejar la PS a un nivel desólo el 10% al 15% para evitar que interac-cione con las señales de video produciendolas llamadas barras de sonido del canal pro-pio.

El resto de la respuesta de ser lo más pla-na posible con 44Mhz en el centro aproxima-do de la banda y con el límite de respuestaen 70% para 42,17Mhz que corresponde a lasubportadora de crominancia del canal pro-pio.

Por lo general, el filtro de onda superficialproduce una pérdida que se compensa conun simple amplificador de un transistor co-nectado entre el sintonizador y el circuito in-tegrado de FI.

21.4 EL AMPLIFICADOR CONTROLADO DE FI

El amplificador de FI interno al circuitointegrado se construye mediante transisto-res bipolares en disposición de entrada ba-lanceada para evitar los acoplamientos inde-bidos de salida a entrada y mejorar lalinealidad de respuesta que produce unaimagen libre de interferencias y modulacio-nes cruzadas.

Este amplificador debe tener una ganan-cia controlada de gran rango para controlareficazmente el nivel de salida de video. La se-ñal de video tiene una característica resalta-ble en lo que respecta al diseño del CAG y esque los pulsos de sincronismo siempre tie-nen un valor fijo independientemente de lainformación de video y, por lo tanto, son uti-lizados ventajosamente como referencia deamplitud. Esta característica es por último,la que permite recuperar el nivel de continuade la señal de video en la salida correspon-diente.

Por lo general, el único componente exter-no del amplificador de FI y del CAG es uncapacitor que justamente determina la velo-cidad de respuesta del CAG. Habitualmentese toma el sincronismo horizontal como refe-rencia de amplitud, se utilizan capacitoresde valor pequeño que permiten una respues-ta rápida que compense el llamado efectoavión producido cuando una señal de TV re-bota en un avión que vuela a baja altura (elefecto avión es muy común en zonas cerca-nas a los aeropuertos). Si el CAG responderápidamente, compensa la variación de am-plitud de la señal y se minimizan las altera-ciones de la imagen.

El CAG debe manejar también la ganan-cia del sintonizador y lo hace de una maneramuy particular. Cuando la señal de antenaes baja tanto el sintonizador como la FI de-ben trabajar a plena ganancia. A medida quela señal aumenta se reduce sólo la gananciade la FI hasta que ésta llega al mínimo; re-cién entonces comienza a reducirse la ga-nancia del sintonizador y cuando ésta llegueal mínimo se dice que el sistema llegó a sumáxima señal de entrada. La acción del CAG



del sintonizador es entonces retardada conrespecto del CAG de la FI y esa acción de re-tardo es, por lo general, ajustada con unpreset como se observa en la figura 21.5.1.

21.6 BOBINA DE CARGA Y DETECTOR

Los primeros equipos de TV utilizabanuna FI clásica con tres transistores amplifi-cadores sintoniza-dos y detector adiodo en el secun-dario de la últimabobina.

Este sistemafue abandonadocuando la etapa deFI se integró, seabandonaron lasbobinas interme-dias y se utilizósólo una bobinallamada de carga.Al mismo tiempoel detector a diodo(asincrónico) secambió por un de-

tector sincrónicoa transistor quetiene propiedadessuperiores en loque respecta a li-nealidad y ade-más trabaja enbajo nivel, así evi-tan irradiacionesen la frecuenciade FI.

El detectorsincrónico funcio-na en base a untransistor utiliza-do como llave co-mandado con laseñal existente enla bobina de car-ga.

De este modoel transistor con-

duce en los máximos (o en algunos casoscon los mínimos) de la señal de RF y obtieneuna muestra de la envolvente. Ver figura21.6.1.

21.7 EL CAFase DE SINTONIA

En un TV color es imprescindible unabuena sintonía del oscilador local del sinto-



nizador para que la subportadora de sonidocaiga exactamente en la trampa de41,25Mhz (PS).

Si esto no ocurre, la portadora de sonidotendrá una amplitud excesiva y se afectaráel video con barras de sonido. Pero inclusivela subportadora de color puede llegar a caer

en el radio de acciónde la trampa y ope-rará el color killer deldecodificador de co-lor, lo que produciráuna señal de blancoy negro.

Cuando el oscila-dor local está corri-do, la frecuencia dela portadora en labobina de carga noes de 45,75Mhz sinode una frecuenciacercana que es fun-ción del corrimientodel oscilador local.Agregando una etapabasada en un detec-tor de cuadratura

(similar a los utilizados en el canal de soni-do), acoplada flojamente a la bobina de cargase consigue generar una tensión continuaproporcional al corrimiento que, debidamen-te realimentada al sintonizador, producirá lanecesaria corrección de frecuencia del mis-mo. Ver figura 21.7.1



21.8 UN CIRCUITO COMPLETO DE FI

El circuito integrado de FI más conocidoes el TDA2541 que forma parte de una grancantidad de televisores. En aparatos de últi-ma generación la acción de FI se encuentraen el circuito jungla pero su principio defuncionamiento es totalmente similar al delTDA2541 que podemos ver en la figura21.8.1.

En el circuito indicado se pueden obser-var cada una de las etapas que analizamosindividualmente en el transcurso de este ca-pítulo, por lo cual, vamos a evitar su explica-ción.

Como novedad podemos observar un gru-po de pines ubicado sobre la bobina de car-ga, que al ser puenteados con un resistor de100 ohms transforma el detector sincrónicoen un detector asincrónico. Esta caracterís-

tica es suma-mente utilcuando sedesea ajustarla etapa conun barredorya que, eneste caso, eldetector sin-crónico dejade funcionarcorrectamen-te.

T a m b i é npodemos ob-servar que elSAW FILTERo filtro de on-da super fi-cial tiene só-lo bobina deentrada, yaque la de sa-lida estáreemplazadapor un sim-ple resistorque realiza ela d e c u a d oacoplamiento

entre las entradas diferenciales.Observamos también que el control de re-

tardo del CAG se ubica sobre la pata 3 perola salida del CAG retardado para el sintoni-zador se encuentra sobre la pata 4 debido ala existencia de un detector de nivel ubicadointernamente. Ver figura 21.8.2.

En la mayoría de los circuitos el capacitorde acoplamiento entre las bobinas de carga yla de FT se realiza por el acoplamiento capa-citivo del circuito impreso y, por esa razón,no se dibuja el capacitor en el circuito.

El capacitor de la constante de tiempo delCAG es en este circuito un filtro complejo si-milar al filtro antihum del horizontal y se en-cuentra conectado sobre la pata 14.

En el siguiente capítulo, último de la par-te básica estudiaremos los diferentes tiposde sintonizadores utilizados desde los princi-pios de la TV hasta nuestros días.



1) Receptor:Daytron DTV-3922

Defecto: El tubo se ilumina pero no hay video

ni sonido.Procedimiento:

Se mide la tensión procedente de lapata 4 del “fly back” (la cuaL DEBE SER DE12V).

Si bien el defecto se encontraba eneste TV, para otros modelos circuitales sedebe observar también el diodo “zener” de12V-1W y la resistencia de 8,2Ω colocada enserie. Para el TV marca DEWO, se puedequitar el sistema de protección de la tensiónde fuente, desconectando el módulo adicio-nal con el objeto de efectuar una mejor ob-servación de lo que ocurre. Se aconseja cam-biar los electrolíticos desde la base deltransistor 2SD1431 de 47µF x 25V y el co-nectado a las patas 11 y 12 del transforma-dor siendo su valor de 10µF x 50V.

Por comentarios de varios técnicos repa-radores, estos componentes suelen estar de-fectuosos (electrolito seco, generalmente).

2) Receptor:First Line 1450M o DCT1450

Defecto: Sin imagen ni sonido

Procedimiento: Se comprobó que el fusible marcado

como “fuse F801” estaba quemado; se proce-dió a cambiarlo y se solucionó el tema. Lue-

go de varias horas de observación se repitióel defecto, por lo cual se procedió a la bús-queda del defecto.

Analizando los componentes de fuente secomprobó que el capacitor C801 tenía fugasexcesivas por lo cual se lo reemplazó y se so-lucionó el tema.

Para fallas similares, también se puedenhacer las siguientes verificaciones:

a) Comprobar el estado del capacitorC801 y su conexionado.

b) Comprobar el puente D801.c) Medir los diodos del rectificador de

“stand by” D817 y D818.d) Medir R720 y R721.e) Revisar el estado del diodo D704, co-

nectado en paralelo con el “relay”.

3) Receptor:Aurora Grundig 20”

Defecto: Sin imagen

Procedimiento: Pese a la existencia de alta tensión, el tu-

bo no se ilumina. Si se aumenta la tensiónde grilla UG2 el tema se normaliza pero senotan chisporroteos en la G2, como si exis-tiese un bloqueo.

Se presume un agotamiento del tubo, da-do que al volver a su posición la tensión descreen, la situación se normaliza.

Se siguió la evolución del TV durante 6meses sin que se repita la falla, por lo cualse deduce que la tensión de más en G2, al-canzó para desbloquear el TRC.



MEMORIA DE REPARACIONSOLUCION DE FALLAS EN TV COLOR - PARTE 3

POR: HORACIO D. VALLEJOIng. en Electrónica UTN - Máster en Comunicaciones

E-mail [email protected] **** WEB http://www.quark.com.br/argentina

CONTINUAMOS CON LA DESCRIPCION DE FALLAS COMUNES ENRECEPTORES DE TV, EQUIPOS DE AUDIO, REPRODUCTORES DECD, ETC. QUE INCLUYEN LOS METODOS EMPLEADOS PARA SUREPARACION. SOLO SE DESCRIBEN DESPERFECTOS REALES

EN EQUIPOS COMERCIALES.

Diagrama en Bloques de un Sistema de Control Local Implementado con una Microcomputadora

Como es nuestra costumbre, pa-ra poder desarrollar estos temas,debemos hacer referencias a loselementos utilizados para construirel sistema. En nuestro caso, emplea-mos herramientas Cyber Tools ycomo microcomputadora se empleóuna SCMBS1. El diagrama en blo-ques del sistema propuesto semuestra en la figura 1.

Una vez construido el sistemapropuesto en el diagrama en blo-ques, la microcomputadora(SCMBS1) permanentemente estaráchequeando la recepción de mensa-

jes de comando desede el receptorinfrarrojo o desde la PC.

Cuando se recibe una informa-ción, la computadora se encargaráde activar las entradas y salidas co-rrespondientes para el control deldispositivo. Estas entradas y salidasse seleccionarán mediante un pro-grama, como veremos más adelan-te.

En esta nota de aplicación sólomostraremos cómo implementar uncontrol de apagado y prendido deuna luz y el monitoreo de la tempe-ratura ambiente desde la PC, peropuede ser implementado todo tipode controles locales, sólo es cues-tión de programación y de la imple-mentación de las interfases adecua-das.

Vamos a describir el diseño delmódulo receptor infrarrojo, el cualestará compuesto por un móduloinfrarrojo con filtro de señal y unpreamplificador. Para nuestro proto-tipo usamos el preamplificadorSCMMRI-3, muy utilizado en TVs,videos, etc.

El control remoto, para dar unaorden, emitirá una señal de datosque será filtrada y tendrá un nivelTTL, tal como se muestra en el es-quema de la figura 2.

Una vez construido el módulode automatización, podrá testear fá-cilmente su funcionamiento, si car-ga un programa de testeo en la mi-crocomputadora SCMBS1 que ennuestro caso posee un visor LCD.

Este programa recibirá los datos

ELECTRONICA Y COMPUTACION


Control Remoto InfrarrojoPara Edificios Inteligentes

ESTA NOTA DE APLICACION ES UNA CONTINUACION DEL ARTICULOSOBRE EDIFICIOS INTELIGENTES, PUBLICADO EN LA EDICIONANTERIOR DE SABER ELECTRONICA. IMPLEMENTAREMOS UN "CON-TROL LOCAL" CAPAZ DE RECIBIR INFORMACION DE UN CONTROLREMOTO INFRARROJO. UTILIZAREMOS HERRAMIENTAS DE INSTRU-MENTACION VIRTUAL PARA EFECTUAR EL CONTROL DESDE UNA PCCENTRAL, CON EL OBJETO DE PODER ACTUAR SOBRE DIFERENTES

ARTEFACTOS ELECTRONICOS.

Por Gustavo Reimondo

por el port serie y los transmitirá ala pantalla de LCD.

Nota:Pra quienes saben algo de pro-

gramación, damos a continuaciónun algoritmo de testeo. Quienesdesconozcan el tema deberán recu-rrir a personas idóneas.

Algoritmo de testeo symbol TxR = pin1

'entrada de datos serie symbol LCDIN = pin7 ‘salida de datos serie al LCD inicio:

serin TxR,N300,b3 ‘Recibe un dato serie y lo alma-

cena en b3 serout LCDIN,N300,”Comando:

“, #b3 ‘Muestra en la primera linea del

display el mensaje: Comando : y elvalor decimal del comando recibido

go to inicio

Cada vez que se oprima un bo-tón en el control remoto, la pantallaLCD mostrará el código asociado alcomando correspondiente a ese bo-tón.

Implementación de una Salida de Potencia para el Control de Iluminación con un Relé de Estado Sólido.

Se recomineda utilizar un reléde estado sólido para la activacióny desactivación de cualquier apara-to eléctrico, de esta manera no seproducirán sonidos mecánicos enlas conmutaciones.

El relé de estado sólido reco-mendable es el SCMRES-027, el cualpuede manejar cargas de 220V y10A, con lo cual le permitirá con-trolar directamente dispositivos degran consumo eléctrico, como sermotores, reflectores, etc.

El conexionado de la microcom-putadora SCMBS al relé de estadosólido es muy sencillo.

El relé de estado sólido presenta

CO N T R O L RE M O TO IN F R A R R O J O PA R A ED I F I C I O S IN T E L I G E N T E S


11

22

en su entrada de control una impe-dancia semejante a la de un led, elcual al activarse conecta un triac depotencia. Por consiguiente, sólo de-bemos poner un resistor de 270Ωen serie con la entrada del SCMRES-027 , para limitar la corriente de sa-lida de la microcomputadoraSCMBS.

Interconexión Full Duplex con la PC

La norma 422 es una regulaciónde comunicación de datos serie,que permite interconectar dos omás dispositivos hasta distancias de1,5 km, con dos pares de cables.

Este módulo también puede serinterconectado para cumplir con lanorma 485, la cual permite realizar

una comunicación full duplex consólo un par de cables. A modo deejemplo y simplificación utilizare-mos la norma 422, la única diferen-cia entre ambas posibilidades es lacantidad de cableado, y que los al-goritmos de las unidades localesdeben contemplar la "pasividad" delos drivers en el momento que de-jan de transmitir, lo que permiteque otras unidades puedan utilizarel canal de comunicación (figura 3).

Los pines denominados comoTX y RX de cualquier módulo quecumplacon estas normas (módulode comunicaciones ADAP422/485,por ejemplo, que puede conseguir-se en casas de computación espe-cializadas en comunicaciones, em-presas que comercialicen sistemasde adquisición de datos, etc. y queposeen costos accesibles del orden

de los $30), deben ser conectados alos pines de I/O de la microcompu-tadora SCMBS. El pin de RX debe iral pin sobre el cual la computadorava a sacar sus datos serie, a travésde la ejecución de una instrucciónen Basic denominada serout. El pinde TX debe ir conectado al pin se-leccionado para la recepción de da-tos serie a través de la función serinde Basic.

Una vez instalada el sistema(SCMBS+LCD y el ADAPT422/485,por ejemplo), ¿cómo podemos che-quear su funcionamiento correcto?

Muy fácil, es sólo cuestión decargar un programa de chequeo enla SCMBS y hacer un lazo cerradoentre la salida y la entrada 422, te-niendo en cuenta las polaridades delas mismas.

El programa de testeo transmitiráuna secuencia de "1" y "0" y che-queará la recepción de la misma.Una vez comprobada , mostrará enla pantalla del LCD el resultado deltesteo.

Para quienes saben de computa-ción o poseen alguna noción, da-mos en la tabla 1 el programa paraque el sistema funcione correcta-

mente y así poder construirnuestro sistema de control.Si queremos realizar nuestrosistema de control a travésde una PC, para la interco-nexión en la PC deberá irinstalada una interfase PC485o una RS232 con unADAP422, conectado de ma-nera semejante a la de la mi-crocomputadora. En la PC podremos instalaruna herramienta de instru-mentación virtual del tipoCyber Tools para comunica-ciones serie. A su vez, herramientas del ti-



33

Tabla 1

symbol Ent = pin2 'entrada de datos serie desde ADAP422symbol Sal = pin3?salida de datos serie al ADAP422symbol LCDIN = pin7 ?salida de datos serie al LCD

serout LCDIN,N300,?Testeando? ?Muestra en el LCD el mensaje Testeandoinicio:

HIGH Sal? Pone un uno en el pin de salida de datosIF Ent = 1 THEN OK ? Chequea que el pin de entrada este en altoGO TO ERROR

OK LOW Sal ? Pone un cero en el pin de salida de datosIF Ent = 0 THEN OK2 ? Chequea que el pin de entrada este en bajoserout LCDIN,N300,?ERROR? ? Muestra en el LCD el mensaje ERROREND

OK2serout LCDIN,N300,?Testeo OK? ? Muestra en el LCD el mensaje Testeo OK

po Cyber Graph Panels nospermitirán cargar una imagencon el plano de la casa uoficina y colorear zonas enfunción de valores obtenidoso calculados.

Ahora analizaremos elprograma que debería tenercargada la microcomputado-ra SCMBS+LCD para aceptarun comando de LUZ on yLUZ off y además un proto-colo de consulta que le per-mitá ser interrogado por laPC y enviar el estado de unpin de I/O determinado. Co-mo pueden apreciar las va-riantes ¡son infinitas!

Haremos un programaque, cuando reciba el co-mando “LUZ ON” = ‘01’ acti-ve el pin4 y al recibir “LUZOFF” = ‘02’ lo desactive. Yque al recibir “?” seguido de un nú-mero del 6 devuelva el estado delpin de I/O correspondiente a dicho

número. El programa se muestra enla tabla 2.

Este programa da una idea decómo implementar el sistema con

consulta y control desde una PC. Elcontrol remoto puede interactuarcomo lo hace la PC sin mayores in-convenientes.



Tabla 2

symbol Ent = pin2 'entrada de datos serie desde ADAP422symbol Sal = pin3 ‘salida de datos serie al ADAP422symbol LCDIN = pin7 ‘salida de datos serie al LCDsymbol LUZ = pin 6 ‘salida de control para el rele de estado solido

inicio: serin ,N300,w2 ‘Carga en w2 el mensaje recibidoIF w2 = 1 THEN prendeIF w2 = 2 THEN apagaIF b4 = ‘?’ THEN consul ‘testea si el byte alto de w2 es igual a el ascii de ?

prende HIGH LUZserout LCDIN,N300,”LUZ ON“GOTO inicio

apaga LOW LUZserout LCDIN,N300,”LUZ OFF”GOTO inicio

consul IF b3 = ‘7’ then testbitGOTO inicio

testbit IF LUZ = 1 THEN transonserout Sal,N300,”LUZ OFF”‘contesta el estado de la luzGOTO inicio

transon IF LUZ = 1 THEN transonserout Sal,N300,”LUZ ON” ‘contesta el estado de la luzGOTO inicio

1) La Conducta Intima de los Parlantes

Todos sabemos cuál es el papelde los parlantes y también cómofuncionan. Sin embargo, convieneanalizar ambos aspectos más de cer-ca para poder juzgar adecuadamenteesta conducta.

El parlante recibe una señal eléc-trica, la señal de audio, y la transfor-ma en vibraciones del aire que ro-dea el parlante y que llena el am-biente en el cual actúa. Bajo unpunto de vista técnico podemos ma-nifestar que el parlante es un trans-ductor que recibe una señal que re-presenta una tensión en función deltiempo y la transforma en otra ex-presión equivalente, que representauna presión en función del tiempo.

Esta presión mueve el aire y moveraire parece fácil, el problema es quetodo el proceso descripto debe efec-tuarse en concordancia con las ca-racterísticas del oído y del cerebrohumano que son, en realidad, losdestinatarios finales de esta señal deaudio y de las vibraciones del aireque producen a través del parlante.

Si analizamos el problema bajoeste aspecto, de repente la situaciónse complica debido a las característi-cas anatómicamente complejas y fi-siológicamente delicadas del oídohumano y del asombroso alcanceque posee.

En la figura 1 vemos el aspectode este órgano tan exquisito.

Si enunciamos únicamente lasprestaciones del oído nos parecenbastante simples: el rango de fre-

cuencias se ubica en las 10 octavas yel rango dinámico, expresado comorango de potencias respecto del ni-vel de presión sonora (SPL = soundpressure level), es del orden de los110 a 120dB. Sin embargo, si pro-fundizamos un poco la lectura deestos valores, veremos que cada oc-tava duplica las frecuencias de la an-terior y que, por lo tanto, 10 octavasimplican un rango de 210 = 1.024 ve-ces, aproximadamente de 20 a20.000 hertz. Por otra parte un rangodinámico de 120dB significa una di-ferencia de nivel entre el sonido másdébil y el más fuerte que podemospercibir, de una 1012 veces, un mi-llón de millones de veces. Estos va-lores tan elevados en escalas linealesson reducidos por el uso de una es-cala exponencial en la relación de

AUDIO


¿Qué Mueve a los Parlantes?

EN UNA EPOCA, NO MUY LEJANA, EL TEMA DE LA ALTA FIDELIDAD EXIGIACOORDINAR DISPOSITIVOS DE ENTRADA Y SALIDA, TALES COMO EL PICK-UP FONOGRAFICO, LOS AMPLIFICADORES DE ENTRADA Y DE POTENCIA YLOS ALTOPARLANTES. ESTE CONCEPTO ES DESDE LUEGO VALIDO EN LAACTUALIDAD, PERO SE LIMITA FUNDAMENTALMENTE A LOS AMPLIFI-CADORES Y LOS ALTOPARLANTES. LA ACEPTACION UNIVERSAL DE LOSDISCOS COMPACTOS CD HIZO INNECESARIO DISCUTIR ESE LADO DELPROBLEMA. HOY NOS OCUPAREMOS DE LOS ALTOPARLANTES PARA

ANALIZAR SU "MODUS OPERANDI" MAS DE CERCA.

Por Egon Strauss

frecuencia y octava y deuna escala logarítmica enla escala de potencias.Cada 10dB en esta últimaescala significa una pre-sión SPL diez veces ma-yor.

A todo ello se agregaque el aire que debe mo-verse por medio de la ac-tuación del parlante seexpresa en dimensionescúbicas de litros, lo quetambién implica un incre-mento exponencial de lapresión necesaria.

2) Aspectos Constructivos de los Parlantes

Veamos ahora cómodebe estar construido elparlante básico para po-der hacer frente a estasexigencias y sobre todo,cuáles son los puntos másdébiles en este tipo de construcción.En la figura 2 vemos el aspecto deun parlante, en corte transversal quepermite apreciar los aspectos cons-tructivos más importantes de estecomponente tan importante.

Se observa la bobina móvil consu soporte como elemento receptorde la energía eléctrica de la señal deaudio y adosado a ella el cono quetransforma esta energíaeléctrica en energía me-cánica y acústica por lainteracción entre el cam-po magnético del imáncon sus piezas polares yla corriente que circulaen la bobina móvil. Elconjunto de bobina mó-vil, imán y cono es el

centro energético del parlante y surendimiento depende principalmentede la interacción de estos compo-nentes.

El campo magnético debe ser lomás fuerte posible para lograr unrendimiento eficiente y para ello seusan materiales especiales que abar-can desde aleaciones metálicas comoel Ferroxdure, el Alnico (aleación de

aluminio, níquel y cobal-to) y otros, hasta com-puestos cerámicos total-mente sintéticos, basadosen neodimio, estroncio,bario u otros.Las piezas polares son deacero de alta calidad querodean la bobina móvilcon su forma de soportede diferentes materiales(papel, aluminio, etc.) einducen en el reducidoespacio del entrehierro elcampo magnético necesa-rio para los parlantes deltipo dinámico.Adosado a la bobina mó-vil se encuentra el conocuyo material cumple lafunción de actuar comopistón en este mecanismoelectromecánico-acústico.Es ahí donde comienza elprimer obstáculo aparen-te del sistema. Si bien seestán usando los más di-ferentes materiales para

el cono, el mismo no puede respon-der en forma uniforme y pareja antecualquiera de las más de mil fre-cuencias que se pueden presentaren la bobina móvil.

Cada frecuencia posee una longi-tud de onda específica, resultado dela conocida expresión

L = v/f, donde "L" es la longitudde onda en metros, "v" es la veloci-

dad de propagación delsonido en el aire (unos340 metros) y "f" es lafrecuencia en hertz. Enla Tabla 1 vemos las lon-gitudes de onda aproxi-madas para tonos de di-ferentes frecuencias.En la propagación, difu-sión e irradiación de las

¿QU É MU E V E A L O S PA R L A N T E S?


TABLA 1 - LONGITUD DE ONDA DE DIFERENTES TONOS

FRECUENCIA EN HERTZ "f" LONGITUD DE ONDA EN METROS "L"

30 11,3350 6,80100 3,40200 1,70400 0,85

1.000 0,344.000 0,08

11

diferentes frecuencias existe unainfluencia notable entre la longi-tud de onda y las dimensionesdel cono y de otros accidentesambientales. Mientras la longitudde onda es mucho mayor quelas dimensiones del cono, el mis-mo se comportará como un pis-tón verdadero y los tonos de es-ta frecuencia serán irradiados enforma completamente homogé-nea y pareja. Sin embargo, cuan-do la longitud de onda es com-parable con las dimensiones delcono, esta irradiación puede su-frir inconvenientes debido a queuna parte del cono recibirá una fre-cuencia, mientras que otra continui-dad acústica, con un efecto audibleen la música irradiada.

En cuanto a los materiales usadospara la construcción del cono, debe-mos destacar que el material másusado en el aspecto histórico y téc-nico, sigue siendo el papel, sobre to-do con diferentes tipos de tratamien-to que otorgan mayor o menor gra-do de elasticidad o solidez al cono,según el uso concreto del mismo enwoofers o squawkers (tonos gravesy medios).

Para el empleo en los tweetersde tonos agudos, se usa con muchafrecuencia conos metálicos, algunoscon diferentes formas, no cónicas si-no esféricas. No obstante esta formael "cono" o "domo" sigue compor-tándose como pistón para movilizarla masa de aire circundante. En algu-nos casos se insiste en un comporta-miento esférico, pero esto no es ri-gurosamente correcto, ya que unaesfera debiera expandirse o contrer-se en proporción a su distancia de laposición de reposo y ello obviamen-te no es así. Tanto un "cono" comoun "domo" actúan como "pistones".

Con respecto a los "domos" de-

bemos señalar que los mismos tie-nen su bobina móvil adosada al diá-metro periférico del conjunto y no asu centro como las membranas deforma cónica por motivos de fácil vi-sualización. El "domo" tiene su zonacentral alejada del área dedicada a lafijación de la bobina móvil. Quedadisponible sólo el borde externo pa-ra la fijación de esta bobina. Este esuno de los motivos por el cual eldiámetro de los tweeter con domorara vez supera 1 pulgada (25 mm).

3) Camino a la Alta Fidelidad

Para reducir o eliminar el efectode ruptura acústica es necesario divi-dir el rango total audible de 10 octa-vas en sub-rangos con predominan-cia o exclusividad de ciertas frecuen-cias. Una división en tres rangos eshabitual, tal como vemos en la figu-ra 3. En este caso se designan los di-ferentes grupos de parlantes connombres especiales: los parlantes pa-ra frecuencias bajas son los woofer,los parlantes para tonos de frecuen-cia media son los squawker y losparlantes para tonos agudos son lostweeter. Los límites entre cada grupo

no son valores fijos y dependenen gran parte del diseño delequipo, pero los valores másfrecuentes son los siguientes: elcruce (crossover) entre woofery squawker está en los 300 a600 hertz, mientras que el cruceentre squawker y tweeter estáen los 2.000 a 4.000 hertz. Exis-te un cuarto tipo de parlantes,los subwoofer, cuyo rango deoperación está por debajo delos 150 hertz, aproximadamente.Debemos recordar que las nue-vas plataformas de música digi-tal, como el disco DVD y tam-

bién la televisión digital DTV, pue-den funcionar con 6 canales discre-tos (separados) de audio y, en estecaso, uno de estos seis canales llevaexclusivamente la información parael subwoofer.

Cuando se usan estos tres o cua-tro grupos de parlantes, es necesarioalimentarlos con las frecuencias quecorresponden a su rango de acción.Si un tweeter recibe no sólo las fre-cuencias altas, sino también otrasmucho más bajas, pueden introducir-se distorsiones muy difíciles de es-conder acústicamente. Para lograrentonces una división de frecuenciaadecuada se recurre a los divisoresde frecuencia que dan paso sólo alas frecuencias deseadas para cadagrupo de parlantes. Se puede usartambién amplificadores separadospara cada grupo, lo que mejora aunmás el efecto beneficioso de la divi-sión de frecuencias, si bien a costode un precio más alto del equipo.En un equipo del tipo HiFi o HighEnd, este incremento del costo escasi inevitable. En algunos casos seusan circuitos de cruce activos y nopasivos para reducir el aspecto cos-tos y como solución intermedia.

Cuando se usan varios parlantes



22

en forma conjunta, ali-mentados desde unmismo amplificador osimplemente en formasimultánea, resulta ne-cesario evitar una inte-racción nociva entre elpatrón de radiación decada uno de ellos. Enestos casos es necesariotomar en cuenta la po-laridad de la conexión de la bobinamóvil de cada uno de ellos, ya queesta conexión afecta la fase de la se-ñal irradiada. Parlantes conectadoscon la fase incorrecta influyen enforma muy negativa sobre la calidady el volumen sonoro del conjunto.Una de las medidas aconsejadas entoda instalación de teatro del hogaro de equipos de HiFi es observar ycontrolar cuidadosamente este as-pecto.

Para lograr una reproducciónacústica de alta calidad es importan-te también tomar en cuenta los gabi-netes dentro de los cuales están ubi-cados los parlantes y asimismo lascondiciones acústicas del ambientedentro del cual actúan. En cuanto alos gabinetes acústicos existen dife-rentes variantes, pero todos ellos tie-nen una función básica que consisteen separar en forma eficiente la ra-diación frontal de la radiación poste-rior del cono del parlan-te. Como ambos tienenfase opuesta, se corre elriesgo de efectos de dis-torsión muy serios, si sepretende usar parlantessin gabinete o baffle. Elefecto final depende dela frecuencia y potenciaen juego, pero para unareproducción sonora co-rrecta es imprescindibleun montaje adecuado delos parlantes.

En cuanto a los efectos ambienta-les producidos por eventuales rebo-tes de las ondas sonoras contra lasparedes del recinto de audición o dela sala de concierto, grande o chica,el efecto más serio es la reverbera-ción. La reverberación puede ser útilen algunos casos para reforzar cier-tos efectos sonoros, como el de lasala de concierto grande o de unambiente de audición íntimo, peroen todos los casos debe tomarse encuenta para lograr un efecto musicalóptimo. La reverberación es un efec-to natural que se encuentra en mu-chos lugares del mundo como atrac-ción turística, tanto en los Alpes eu-ropeos como en los Alpes neozelan-deses. Los efectos del eco de la na-turaleza pueden ser aceptados o no,o pueden resultar atractivos o no,pero cuando estos mismos efectosinvaden el hogar del oyente de labuena música, resulta necesario con-trolarlos muy cuidadosamente. En

una radio de automóvil,cuya sala de audienciatiene apenas las dimen-siones de la cabina delvehículo, la ampliacióndel tamaño virtual deaudición puede sermuy favorable y, a ve-ces, también en salasde audición pequeñaspuede producirse un

efecto parecido. Para poder regularel efecto de la reverberación o deleco natural o artificial existen dife-rentes métodos que toman en cuen-ta el tiempo de la reverberaciónacústica. En la figura 4 vemos un lis-tado de los tiempos involucrados eneste proceso. Existen en muchosequipos de audio etapas que permi-ten introducir un retardo artificial enla señal de audio que simula losefectos de la reverberación propiade ciertos ambientes y permite re-crearlos en prácticamente cualquierotro ambiente.

4) Conclusiones

El sentido de audición del serhumano es maravilloso en su capa-cidad tonal, tanto en lo referente alrango de frecuencias como en ran-gos de potencia aceptados por elmismo. Sin embargo, el hombre,

produciendo en formaartifical en cualquer ho-gar efectos que sólo enpocos casos se encuen-tran en la naturaleza,ha encontrado la formapara "engañar" este sen-tido. En el fondo se encuen-tra, sin embargo, el donde la audición de nues-tro cerebro que tan sa-biamente hemos recibidode la naturaleza.



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44

VI D E O DI G I T A LTV, CAMCORDERS, COMPUTACION

SABER ELECTRONICA PRESENTA EN ESTA OPORTUNIDAD, UNAOBRA QUE COMBINA LA ELECTRONICA CON LA COMPUTACION YEL ARTE: “VIDEO DIGITAL”, UN TEXTO QUE POSEE TEORIA YPRACTICA SOBRE DIGITALIZACION DE SEÑALES, CIRCUITOS ELEC-TRONICOS PARA LA CONVERSION DE SEÑALES, DIAGRAMAS ENBLOQUE DE SISTEMAS DE TV Y VIDEOCAMARA, ETC. TAMBIEN DES-CRIBE PROGRAMAS DE ARTE PARA LA DIGITALIZACION Y PROCE-SO DE IMAGENES (FOTO, TV, VIDEO) Y DA EJEMPLOS DE ALGUNOSDE LOS EFECTOS QUE PUEDEN CONSEGUIRSE CON ELLOS. CREE-MOS QUE ES UNA OBRA IMPRESCINDIBLE TANTO PARA EL TECNI-CO QUE DEBE INCURSIONAR NUEVAS TECNOLOGIAS COMO PARAEL ESTUDIANTE, DADO QUE CADA TEMA SE PRESENTA EN FORMACLARA Y CON BAJO CONTENIDO MATEMATICO, PARA NO DIFICUL-TAR EL APRENDIZAJE DE CADA CONCEPTO DAMOS A CONTINUA-CION, UNO DE LOS TEMAS TOCADOS EN LA OBRA.

VI D E O DI G I T A L: TV, CA M C O R D E R S, CO M P U T A C I O N 1Ing. Horacio Daniel Vallejo .

LL A N Z A M I E N T OA N Z A M I E N T O EE X T R A O R D I N A R I OX T R A O R D I N A R I O


LanzamientoExtraordinario


SSAABBEERR




Teoría, Diseño y Construcción de Circuitos Electrónicos Digitales para Video

ESTRESTRUCTURA DE UN MEZCLADOR UCTURA DE UN MEZCLADOR DIGITDIGITAL DE IMAAL DE IMAGENESGENES

Al realizar una grabación digital, se ajusta la ganancia de la entrada analógicade manera que el rango de cuantificación se ejercite completamente con el finde lograr una grabación con la máxima relación señal-ruido.

Durante la post-producción, la grabación puede reproducirse y mezclarsecon otras señales. Es posible conseguir efectos, tales como las

transiciones por desvanecimiento y desplazamientos suavesde imágenes, si el nivel de cada señal se controla por sepa-rado.

La ganancia se controla multiplicando cada valor demuestra por un coeficiente determinado. Si este coeficientees inferior a la unidad, se obtiene una atenuación; si es ma-yor que la unidad, se amplificará la señal.

La multiplicación en circuitos binarios es difícil. Puederealizarse mediante un proceso de suma repetido, pero esdemasiado lento. En la multiplicación rápida, una de las en-tradas se multiplica simultáneamente por uno, dos, cuatro,etc., mediante una interconexión física de desplazamientosde bit.

La Figura 1 muestra que los bits de la otra entrada deter-minan cuál de estas potencias es la que se añadirá para ge-nerar la suma final y cuál será despreciada. En el caso demultiplicación por cinco, el proceso es equivalente a multi-plicar por cuatro, multiplicar por uno y sumar los dos pro-

Figura 1


ductos. Se consigue esto sumando la entrada consigomisma desplazada dos lugares. A medida que se au-menta la longitud de palabras de tales dispositivos, lacomplejidad aumenta exponencialmente, por lo quese trata de una aplicación propia de un circuito inte-grado. Probablemente sea cierto decir que el video di-gital no hubiera sido posible sin tales chisps.

En un mezclador digital, los coeficientes de ganan-cia se originan en atenuadores controlados manual-mente, como ocurre en los sistemas analógicos. Losatenuadores analógicos pueden retenerse y emplearsepara producir una tensión variable que es convertidaen un código digital o coeficiente de ganancia en unADC, pero también es posible obtener coeficientes di-rectamente en atenuadores digitales. Estos son unaforma de transductor de desplazamiento en el que laposición mecánica del control se convierte directamente en un código digital. Laposición de los demás controles, como son las ruletas de los VTR o los editores,también necesitan ser digitalizadas. Los controles pueden ser lineales o girato-rios, así como absolutos o relativos. En un control absoluto, la posición del bo-tón determina directamente la salida. En un control relativo, el botón puede mo-verse para aumentar o disminuir la salida, pero su posición absoluta no tieneningún significado.

La Figura 2 muestra un atenuador lineal absoluto. Una retícula se mueve conrespecto a varios haces de luz, uno por cada bit del coeficiente requerido. La in-terrupción de los haces provocada por la retícula determina qué fotocélula esiluminada. No es posible utilizar un modelo binario puro en la retícula puestoque el resultado serían códigos falsos transitorios provocados por las toleranciasmecánicas.

La Figura 3muestra algunosejemplos de estoscódigos falsos. Porejemplo., al moverel atenuador de laposición 4 a la 4, elMSB pasa a ser ver-dadero un pocoantes de que el bitintermedio pase aser falso, lo queproduce un valormomentáneo de 4+2 = 6 entre el 3 yel 4. La soluciónconsiste en utilizarun código en elque cambie sólo 1bit cada vez que sepase de un valor alsiguiente. Así fun-ciona el códigoGray, que se utilizaen codificadores deposición. El códigoGray se convierte

2 VI D E O DI G I T A L: TV, CA M C O R D E R S, CO M P U T A C I O N Ing. Horacio Daniel Vallejo .


Figura 2

Figura 3Figura 4

en binario mediante una PROM adecuada o una matrizde puertas, que puede ser adquirida como un compo-nente industrial estándar.

La Figura 4 muestra un codificador incremental gira-torio, que produce una secuencia de impulsos cuyo nú-mero es proporcional al ángulo de giro. El rotor llevauna retícula radial alrededor de todo su perímetro quegira sobre una segunda retícula radial fija cuyas barrasno están en paralelo con la de la primera retícula. Lasfranjas moiré resultantes (efecto “muaré) se mueven ha-cia adentro o hacia afuera dependiendo del sentido delgiro.

Dos haces de luz colocados adecuadamente de for-ma que incidan sobre fotocélulas producirán salidas encuadratura.

La fase relativa determina entonces, el sentido de gi-ro mientras que la frecuencia será proporcional a la ve-locidad. Las salidas del codificador pueden conectarse aun contador cuyo contenido aumentará o disminuirá deacuerdo con el sentido de giro del rotor. El contadorproporcionará el coeficiente de salida.

Es necesario pensar en la longitud de palabra de loscoeficientes de ganancia, ya que determinan el número de ganancias discretasdisponibles. Si la longitud de palabra del coeficiente es inadecuada, el controlde ganancia se hace “escalonado”, particularmente en la fase final de un proce-so de atenuación. Para solucionar el tema podría insertarse un interpolador digi-tal con la característica paso-bajo entre el atenuador y la etapa de control de ga-nancia. Así sería fácil calcular las ganancias intermedias con mayor resoluciónque con la escala más basta del atenuador donde no pueden apreciarse los es-calones.

La figura 5 muestra el camino que debe seguir la luminancia en un mezcla-dor de video básico.

La entrada digital es binaria desbalanceada, ya que tiene un nivel de negronominal de 16 (en decimal), por lo que debe realizarse una resta para que pue-

da hacerse la atenuación con respecto al negro. La señal “perfecta”, se conseguirá restando 16 en

decimal, pero con una señal ligeramente fuera derango.

Como la línea activa digital es algo más largaque la línea activa analógica, la primera muestra de-be tener el nivel de supresión puro con respecto alnegro. Este es el equivalente digital de la fijación delnivel del negro. Las dos entradas se multiplican en-tonces por sus coeficientes respectivos y se sumanentre sí para obtener la mezcla. Se requiere una can-tidad limitada de picos y luego habrá que agregar 16(en decimal) a cada valor de muestra para establecerel offset correcto. En algunas aplicaciones de video,deberá hacerse una atenuación de cruce que permiti-rá utilizar un multiplicador en lugar de dos, comomuestra la Figura 6.

Hasta aquí, una breve descripción del diagramaen bloques de un mezclador de video digital básico.En la obra a la que hacemos referencia en esteartículo, este tema, como los demás, se trata conmayor profundidad.

VI D E O DI G I T A L: TV, CA M C O R D E R S, CO M P U T A C I O N 3Ing. Horacio Daniel Vallejo .



Figura 5

Figura 6

Enciclopedia deCircuitos Prácticos

pág. 7


LA N Z A M I E N TO EX T R A O R D I N A R I O

EENCICLOPEDIANCICLOPEDIA DEDE CCIRCUITOSIRCUITOS PPRACTICOSRACTICOS Ing. Horacio D. Vallejo

EE N C I C L O P E D I AN C I C L O P E D I A D ED E

CC I R C U I T O SI R C U I T O S PP R A C T I C O SR A C T I C O S

Saber Electrónica tiene el placer de presentar una recopilación or-denada de los circuitos publicados a través del tiempo, con todos suscomponentes y una breve descripción sobre su funcionamiento. Losdiferentes proyectos se presentan en forma de “Fichas Individuales”que el lector podrá recortar (si así lo prefiere) para archivarlas de for-ma diferente a como está sugerido en la obra. Son un total de 150circuitos entre fuentes de alimentación, amplificadores de audio, sen-sores varios, alarmas, osciladores, temporizadores, generadores deonda, conversores, etc.

Además, se incluye un capítulo sobre Diseño y Construcción deCircuitos Impresos que contiene los siguientes temas:

* Diseño y Construcción de Circuitos Impresos* Placa de Circuito Impreso* Los Elementos Necesarios* Construcción de la Placa de Circuito Impreso* Proyecto de la Placa* Diseño Asistido, Recursos Especiales* Dimensionamiento de la Placa* Diseño para los Resistores* Diseño para los Capacitores Electrolíticos* Conclusión

A modo de ejemplo, en esta página se reproduce “el modelo” del texto yen las próximas dos se dan las tres primeras fichas de circuitos para que Ud.pueda evaluar su presentación. Los 150 circuitos publicados ya han apa-recido en diferentes números de Saber Electrónica, pero muchos deellos han sido levemente modificados con el objeto de brindar un de-sempeño mejor. Por lo tanto y como es nuestra costumbre, si una vezcomprado el texto no queda conforme por alguna causa, puede cam-biarlo por cualquier otro libro editado por Quark que se encuentre ebstock, en nuestras oficinas de Rivadavia 2421, piso 3º, oficina 5, de lu-nes a viernes en el horario de 14:00 a 17:00 hs. De esta manera tie-ne un mayor aval que garantiza el contenido del libro.

Por otra parte, nos gustaría conocer su opinión sobre la nece-sidad de seguir publicando material de este tipo, es decir, si creeconveniente que se hagan “recopilaciones ordenadas” de trabajosanteriores (circuitos, componentes, fórmulas, consejos útiles,etc.); en este caso de los profesores Newton Braga, Luis HoracioRodríguez, Federico Prado y Horacio D. Vallejo.



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3ALARMA DE TEMPERATURA

ALARMA DE HUMEDAD


pág. 8

ALARMA DE BAJA CORRIENTE (60 µA)



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ALARMA DE HUMEDAD

El sensor de esta alarma puede estar formado por dos vari-llas enterradas en una maceta o en el jardín, o también dostelas separadas por un trozo de tejido o de papel poroso conun poco de sal. Si el SCR tiende a dispararse solo, eso sedebe a fugas eventuales en el transistor Q1, que deberácambiarse. El relé tiene una bobina de acuerdo con la ten-sión de alimentación.

ALARMA DE TEMPERATURA

El sensor es un NTC que a temperatura ambiente presentauna resistencia comprendida entre 20kΩ y 100kΩ. P1 permiteel ajuste de sensibilidad para que el disparo se produzca auna determinada temperatura. El relé, para circuitos impre-sos, debe tener una bobina acorde con la tensión de alimen-tación.


pág. 9

ALARMA DE BAJA CORRIENTE (60 µA)

La corriente de reposo de este circuito depende del transistory está alrededor de 60µA para los casos comunes. La apertu-ra de cualquiera de los interruptores S1, S2 o S3 hace dis-parar el relé. El relé tiene su bobina de acuerdo con la ten-sión de alimentación.

S E C C I O N . D E L . L E C T O R14ª Jornada de Electrónica

Entre el 2 y el 6 de febrero próxi-mo pasado, se llevó a cabo la 14ª Jor-nada en el marco del Club Saber Elec-trónica, en las localidades de Salta,San Pedro de Jujuy, San Salvador deJujuy y Tartagal.

Quienes tuvimos oportunidad deasistir a cada seminario, comproba-mos la generosidad del pueblo norte-ño, para quienes tuvimos el placer dedictar las diferentes clases. Enumerara cada uno de los “anfitriones” y orga-nizadores locales, merece un espacioespecial que dedicaremos en los pró-ximos números.

Entre los temas desarrollados,destacamos los siguientes:

* TV codificada* TV por Cable* Comunicación vía satélite* Fibras ópticas* Internet* Sistemas de seguridad.* Edificios inteligentes

Damos en la tabla, un listado delos asistentes que obtuvieron premiosentregados al finalizar cada evento.

Las fotos dadas en la página si-guiente, muestran algunos momentosde los seminarios.

Jornadas de Electrónica durante 1998

El próximo 25 de abril se llevará acabo en esta Capital Federal la 16ªJornada de Electrónica en el horariode 9 a 18 hs.

A quienes estén interesados enasistir, rogamos se comuniquen connuestras oficinas al 953-3861 con elobjeto de tener mayor información yaveriguar el sitio donde se realizará


Listado de Premiados en la 14ª Jornada de Electrónica

Daniel Alexis Gareca Palacios **** Téster Tartagal ( SALTA )Adrián J. Ruiz **** Téster Tartagal ( SALTA )José Atilio Agüero **** Reloj Tartagal ( SALTA )Iván Ramiro Megri **** Reloj Tartagal ( SALTA )Héctor Daniel Arancibia **** Reloj Tartagal ( SALTA )Daniel Alejandro González **** Lapicera Tartagal ( SALTA )Ramona del Burgos **** Lapicera Tartagal ( SALTA )José Alejandro Moya **** Libro Tartagal ( SALTA )José Alvarez **** Libro Tartagal ( SALTA )María de los Angeles **** Libro Tartagal ( SALTA )Jorge Abel del Castillo **** Libro Tartagal ( SALTA )Fabio Marcelo Rivera Morales **** Libro Tartagal ( SALTA )Walter Alejandro Olivera **** Libro Tartagal ( SALTA )Richard A. Reyes Godoy **** Libro Tartagal ( SALTA )Luis Roberto Antiguera **** Libro Tartagal ( SALTA )Justo Humberto Sejas **** Revista Tartagal ( SALTA )Julio E. Cortez **** Revista Tartagal ( SALTA )Ricardo Panighini **** Revista Tartagal ( SALTA )Ariel Marcelo Torres **** Revista Tartagal ( SALTA Hector Domingo Martínez **** Revista Tartagal ( SALTA )Gerardo Romero **** Revista Tartagal ( SALTA )Wilson Blas **** Revista Tartagal ( SALTA )Manuel Alejandro Robles **** Revista Tartagal ( SALTA )Roberto Amiac **** Revista Tartagal ( SALTA )Esper María Elvira **** 3 Nros. Tartagal ( SALTA )Carlos Dante Aparicio **** 3 Nros. Tartagal ( SALTA )Julio César Iñiguez **** 6 Nros. Tartagal ( SALTA ) Pablo Barrionuevo **** 12 Nros. SaltaEduardo Casimiro **** 12 Nros. SaltaDaniel Bajarano **** 6 Nros. SaltaGabriel Terrés **** 6 Nros. SaltaDario Alejandro Gerónimo **** 6 Nros. SaltaJosé G. Chanampa **** 3 Nros. SaltaDante Esteban Cruz **** 3 Nros. SaltaMiguel H. Ibaceta **** Téster SaltaNarciso S. Guaymas 3286 Reloj SaltaDante Gustavo Borja **** Reloj SaltaRoque Jarder Córdoba **** Lapicera SaltaRamón Oscar Bautista **** Lapicera SaltaAlejandro A. Sánchez **** Lapicera SaltaCarlos A. Pereyra Russo 2895 CD Rom SaltaFernando Marengo Rodríguez **** CD Rom SaltaJavier César Leta **** CD Rom SaltaJaime Vedia **** Reloj SaltaCristian Valencia **** 6 Nros. San Pedro ( JUJUY )Pablo Gustavo Saluzzo **** 6 Nros. San Pedro ( JUJUY )Sebastián Angel **** 6 Nros. San Pedro ( JUJUY )Yolanda Soledad Nino **** 6 Nros. San Pedro ( JUJUY )Enrique Geron **** 6 Nros. San Pedro ( JUJUY )María Alejandra Gurrieri **** Libro San Pedro ( JUJUY )Sandra Susana González **** Libro San Pedro ( JUJUY )Elías Choque **** Libro San Pedro ( JUJUY )Federico Cruz **** Libro San Pedro ( JUJUY )Verónica Luna de Páez **** Libro San Pedro ( JUJUY )Pedro Antonio Ruiz **** Libro San Pedro ( JUJUY ) Luis Cuesta **** Téster San Pedro ( JUJUY )Norma Beatriz Echeverría **** Reloj San Pedro ( JUJUY )María Rosana Pérez **** Reloj San Pedro ( JUJUY )

S E C C I O N . D E L . L E C T O R

dicho evento. Los temas que setratarán en dicha jornada son lossiguientes:

* Edificios inteligentes* Internet - páginas WEB* Transponder - nueva tecnología

de seguridad para el automóvil* Los discos de ajuste para CD.Aclaramos que en la jornada a de-

sarrollarse el próximo 24 de octubrese sorteará un osciloscopio doble tra-zo, solamente entre los asistentes atodas las jornadas que se organicenen esta Capital.

Para los lectores y socios del inte-rior, damos a continuación, el crono-grama de jornadas para el presenteaño:

Localidad .............Fecha

Córdoba..................28-03-98Viedma ...................25-04-98Tucumán................30-05-98Chaco .....................25-07-98Santa Fe .................28-08-98Bahía Blanca ..........28-09-98Mar Del Plata..........31-10-98Neuquén.................28-11-98

En la próxima edición daremos loslugares donde se llevará a cabo cadajornada.

La 15ª Jornada, en la localidad deCórdoba, se llevará a cabo en el Salónde “Todos los Inmigrantes” de Epe-huén 153 de la Ciudad de Córdoba.

Los interesados deberán reservar va-cantes antes del 15 de marzo.

A Los Lectores:

Por problemas ajenos a esta edito-rial, nos vemos impedidos de colocarel CD con programas de acceso a In-ternet, tal como anunciáramos en laedición anterior; sin enbrago, Ud.puede retirarlo de nuestras oficinassin cargo, con el único requisito depresentar este ejemplar de SaberElectrónica.

Si Ud. vive a más de 80 km de Bs.As., envíe un giro postal por $5 paraque le hagamos el envío del CD porcorreo.

Por otra parte, pedimos disculpaspor la calidad del papel con que fueeditado el número anterior de SaberElectrónica, para “subsanar” esa des-prolijidad, este mes, con este ejem-plar, le estamos obsequiando la “Guía

para la Reparación de Reproductoresde CD”.

Le comentamos que desde el pró-ximo número reiniciaremos los artícu-los tendientes a incrementar sus co-nocimientos desde Internet, lo queincluye las Fichas Interactivas, cuyapublicación interrumpimos durantelos meses de verano.

Si Ud. nos efectuó consultas porcorrespondencia, le comentamos quedurante el presente mes de febrerofueron despachadas 82 cartas conrespuestas a otras tantas consultastécnicas.

Por último, y tal como nos solici-tan muchos lectores, próximamentepublicaremos nuevos acuerdos quebeneficien a los socios del Club SaberElectrónica.


NO RESPONDEMOSCONSULTAS TECNICAS

POR TELEFONO NI PERSONALMENTE

Solamente respondemos aquéllas que son hechas

por carta o por fax. Las respuestas de las mismas

se hacen únicamente en esta sección.

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1) Grabación Digital Versus Grabación Analógica

La videograbación mediante cá-maras portátiles puede considerarseuna actividad deportiva desde hacecasi 20 años. Los formatos más po-pulares han sido siempre los queusaron la cinta magnética de 1/2pulgada (12,7 mm) de ancho y apesar de que en los primeros añosse popularizaron con mayor o me-nor éxito varios formatos diferentes(VHS, Betamax, VCR, video 2000 yotros), quedaron en vigencia sólo elVHS con sus formatos derivados delVHS-C, S-VHS y S-VHS-C. A partirde 1985 se empezaron a introducirtambién modelos de cinta magnéti-ca de 8 mm de ancho, que en laactualidad subsisten en dos varian-tes: 8 mm y Hi8. Todos estos for-matos son analógicos y, en princi-

pio, graban las señales de luminan-cia y crominancia en forma separa-da. Se usa generalmente un anchode banda de 0,5MHz para la señalde crominancia y entre 2 y 5MHzpara la señal de FM de luminancia.El sonido en VHS y sus variantes segraban en forma analógica, mien-tras que existen dos métodos en 8mm, uno analógico y otro digitalpor medio del proceso de PCM(Pulse Code Modulation).

Entonces, en principio, se usa

en los formatos analógicos AM parala señal de crominancia, FM para laseñal de luminancia y AM, FM oPCM para audio.

Con la introducción de las técni-cas digitales en casi todos los pro-ductos destinados a la electrónicadel hogar, se empezaron a introdu-cir muchas etapas auxiliares basa-das en esta técnica, hasta que enabril de 1994 el Consorcio de Vi-deograbación Digital se reunía paraestablecer normas únicas para la

VIDEO


La Cámara Digital de Video

A LOS AMPLIAMENTE CONOCIDOSFORMATOS DE VIDEOGRABACION(VHS, VHS-C, S-VHS, S-VHS-C, 8 mm YHI8), SE AGREGA ACTUALMENTE UNNUEVO FORMATO: EL DV (DIGITAL VI-DEO). EN LA PRESENTE NOTA ANALI-ZAREMOS LAS CARACTERISTICAS Y ES-PECIFICACIONES DE ESTE NUEVOFORMATO.

Por Egon Strauss

Tabla I - Formatos de videograbación actuales

Formato Tamaño del Casete en mm Ancho de la Cinta en mm

VHS y S-VHS 188 x 104 x 25 12,7 mm (1/2 pulgada)VHS-C y S-VHS-C 93 x 59 x 23 12,7 mm (1/2 pulgada)8 mm y Hi8 95 x 62,5 x 15 8 mmDV 66 x 48 x 12,2 6,35 mm (1/4 pulgada)

grabación digital de video. El con-sorcio mencionado comprende a 55fabricantes de todo el mundo, quedeseaban la introducción de normasúnicas para todos, propósito quetuvo amplio éxito. Se decidió, enprimer término, adoptar un nuevoformato para los camcorder digita-les, llamado DV (Digital Video). Enla Tabla 1 indicamos el tamaño decada uno de los casetes de videoactualmente en uso.

Las demás especificaciones delformato DV fueron también resuel-tas satisfactoriamente y de ellas nosocuparemos a continuación.

2) Las especificaciones del DV (Digital Video)

En la figura 1 vemos el aspectode varios tipos y marcas de casetesDV, cuyas dimensiones son 66 x 48x 12,2 mm. En el interior de estoscasetes se encuentra la cinta mag-nética de 6:35 mm (1/4 pulgada) de

ancho. Existen, por ahora, dos ta-maños, uno con 30 minutos y otrocon 60 minutos de tiempo de gra-bación. Las marcas usan la nomen-clatura de DVM30 y DVM60, res-pectivamente, para estos tipos decasete.

La cinta magnética de estos ca-setes posee un tratamiento especialpor medio de una construcción dela cinta de 7µm de espesor, cubiertacon una capa magnética de 0,2µmde espesor. Esta capa magnéticasuele ser doble dentro del espesorindicado y posee un contenido me-tálico evaporado de 100% de cobal-to. Esta construcción mejora la rela-ción señal-ruido y posibilita una ta-sa de fallos menor al 10. El recubri-miento protector contiene un mate-rial carbónico de dureza similar a ladel diamante. Este tipo de construc-ción fue probado ya en otros for-matos de videocasete para usosprofesionales y ha demostrado susuperioridad, con respecto a otrostipos de cinta magnética. Su intro-

ducción en los casetes deltipo consumidor significaun notable incremento en lacalidad del producto.Las señales a grabar en elDV se dividen en tres secto-res: la luminancia Y, la cro-minancia (A-Y) y la cromi-nancia (R-Y). Esto significaotro adelanto con respectoa las máquinas analógicas,donde la señal de cromi-nancia no posee esta subdi-visión a nivel de cinta mag-nética. Las tres señales, unavez producidas, son digitali-zadas por medio de sendosconversores analógico-digi-tales que elaboran las seña-les con el siguiente patrón.La señal de luminancia usauna frecuencia de muestreo

de 13,5MHz y produce una señaldigital de 8 bits. La señal (R-Y) tie-ne una frecuencia de muestreo de3,375MHz en 8 bits y la señal (A-Y)usa también 3,375MHz y 8 bits. Ensu grabación, estas señales de cro-minancia digitalizadas ocupan unos1,5MHz, lo que es tres veces mayorque el valor usado en el camcorderanalógico.

La señal de luminancia, con sufrecuencia de muestreo de13,5MHz, admite un valor máximode la frecuencia de video de 13,5/2= 6,75MHz, de acuerdo al teoremade Nyquist. Un amplio estudio deeste teorema se encuentra en el li-bro "Medios de Lectura Optica", deEgon Strauss, Editorial Quark.

Una señal de video de 6,75MHzequivale a una resolución de másde 500 líneas. Este valor se obtienede la siguiente manera. La cantidadde líneas l es igual a la frecuenciamáxima f, multiplicada por 80.

En el caso concreto que nos

LA CA M A R A DI G I TA L D E VI D E O


11

(a)

(C)

(b)

ocupa tenemos:l = f . 80 = 6,75 . 80 = 540.

Este valor es muy superior a to-dos los demás formatos de video-grabación.

En el camcorder se usa un siste-ma de grabación helicoidal, con untambor de 21,7 mm de diámetro.Este tambor gira a 9.000RPM (revo-luciones por minuto), o sea 150RPS(revoluciones por segundo). En estemovimiento rotativo y helicoidal seproducen las pistas, de acuerdo a lafigura 2, con un ancho de 10µm,cada una. Se usan, para la graba-ción de cada cuadro, 10 pistas enNTSC y 12 pistas en PAL. La veloci-dad de transporte de la cinta es de18,812 mm/seg en el modo SP y de12,555 mm/seg en el modo de LP.El ancho de la pista en SP es de10µm y en LP es de 6,67µm. La du-ración de 60 minutos en SP setransforma en 90 minutos en LP.

Cada pista grabada está divididaen cuatro zonas que graban, res-pectivamente, la siguiente informa-ción: un sector para los subcódigos(1), un sector para la señal de video(2), un sector para la señal de au-dio (3) y un sector para las indica-ciones de inserción y seguimientode pistas (tracking).

La información digital es tan altaen cantidad de bits que se obtieneunos 127Mbps (Megabits por segun-do). Por lo tanto, es necesario so-meter la información a un procesode compresión de, aproximadamen-te, cinco veces, para llegar a unacantidad operable de unos 25Mbps.En este proceso debe agregarse uncódigo de corrección que contieneuna etapa de DCT (Discrete CosineTransfer = transformada discreta decoseno) y una etapa de VLC (Varia-ble Length Coding = codificación delongitud variable). Se usa una rela-

ción de 4:1:1 entre las tres compo-nentes digitales que en definitivaocupan la señal de 25Mbps.

La señal de audio tiene variosmodos diferentes que se puedenusar indistintamente con el PCM yamencionado. Uno de estos modosde PCM usa 16 bits con una fre-cuencia de muestreo de 48kHz. Estemodo usa una señal estereofónicade dos canales y su calidad es com-parable a la calidad del DAT. Elotro modo del PCM es de 12 bits yuna frecuencia de muestreo de32kHz. Si bien este sistema ofreceuna calidad ligeramente inferior al

modo de 16 bits, admite dos siste-mas estereofónicos con un total decuatro canales.

3) Algunos ModelosComerciales

Desde su introducción en elmercado en 1996, el sistema digitalDV ha permitido la fabricación depor lo menos once modelos de lassiguientes marcas: JVC, Panasonic,RCA, Sharp y Sony. Otras marcassaldrán pronto con más modelos.

En la figura 3 vemos el aspecto



22

33

del modelo GR-DV1 deJVC que tiene un as-pecto muy original quese destaca por su tama-ño reducido de apenas43 x 148 x 88 mm. Elpeso de este camcorderdigital es de sólo 450gramos. Este diseñopermite la portación enel bolsillo del usuario.Para tenerlo listo parafilmar, sólo es necesarioextraer la mira electró-nica en colores de 0,55pulgadas (14 mm) dediámetro y apretar la tecla de gra-bación.

El sistema óptico del GR-DV1 in-cluye un zoom óptico de 10 veces,el cual se amplía por medio de unafunción de zoom digital de 100 ve-ces. Todos los componentes se en-cuentran montados en una plaquetaúnica. Se usa un sensor de imagendel tipo CCD de 570.000 pixels yun diámetro de 1/3 pulgada (8,5mm), con una resolución de imagenexcelente de alrededor de las 500

líneas en sentido horizontal. La len-te tiene una longitud focal de 4,5 a45 mm y una apertura de F:1.6.

El uso de varias tecnologías digi-tales permite la introducción de nu-merosos efectos especiales durantela reproducción y grabación.

Estos efectos incluyen tomas es-troboscópicas, efectos de zoom, laedición de la cinta grabada, super-posición de imágenes y otros.

Una estación elaborada externa,que vemos en la figura 4, permite

la recarga de la bateríade litio-ion de 3,6 voltde tensión y una capa-cidad de 1,250mAh. Elconsumo del equipoes de 5,4 watt. La mis-ma estación de cargapermite también la in-terfaz con equipos di-gitales de multimedia ocon equipos VHS paralograr el doblaje de es-te material grabado.También permite ope-rar el camcorder desdeuna PC y una edición

de cuadro por cuadro.El modelo GR-DV1 posee tam-

bién un control remoto que se ob-serva en la misma figura 4.

De los modelos de camcorderdigitales de otras marcas se desta-can los siguientes equipos. De RCA,el modelo CC900D que es igual almodelo GR-DV1 de JVC, los mode-los de Panasonic PV-DV1000, AG-EZ1, NV-DJ1, NV-DR1 y NV-DX1.Sony presenta sus modelos DCR-VX1000 y DCR-VX700.

Finalmente Sharp ofrece los mo-delos VL-DH5000 y VL-DC1. Estos11 modelos serán seguidos, a nodudar, pronto por otros modelos di-gitales de varias marcas. El mercadodel Prosumer (consumidor profesio-nal) es amplio y es ávido de este ti-po de equipos con mejoras realesque ofrecen los camcorder digitales.En la figura 5 vemos algunos de losmodelos indicados.

Una de las mayores ventajas delsistema digital de grabación de vi-deo es la elevada tasa de relaciónseñal-ruido que en muchos mode-los llega a unos 54dB en la señal deluminancia y se mantiene en estevalor, aun después de varios pasosde copiado.



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Red doble T modificada. Elcircuito que veremos ahora es el dela figura 5c. Conectado en el lazode realimentación de un amplifica-dor operacional, esta red, que nor-malmente da un “cero” en su fre-cuencia de resonancia, nos daría unmáximo a la misma frecuencia, quees lo que necesitamos.

El circuito es el de la figura 7,en este caso también debemos cu-brir cada década, con dos rangos,para que la calibración del dial seamás abierta. En la figura 7 se ha di-bujado solamente el juego de capa-citores para un rango, para no com-plicar innecesariamente el dibujo.

En el número anterior de SaberElectrónica tocamos el tema delapareamiento de los capacitoresdentro de cada rango. Elegirlos del

valor correcto nos va a permitir te-ner un dial calibrado con sólo dosescalas, mediante ellas y el factorde multiplicación de la llave de ran-gos, sabremos en qué frecuenciaestamos sintonizados, una exactituddel 5% en la escala es, en este caso,suficiente. Aclaremos: estamos ha-blando de la escala y no de que loscapacitores estén al 5%. El aparearlos valores entre sí, es otra cosa,podemos, muy bien, aparear doscapacitores al 0,1%, pero si la capa-cidad la conocemos al 10%, tendre-mos buena selectividad, pero la lec-tura entre un rango y otro estarácorrida.

Lo mismo se aplica a las resis-tencias que se usen, deben ser esta-bles y variar lo menos posible conla temperatura. Aquí es recomenda-

ble el empleo de resistencias al 1%y apareadas.

Para poder apreciar la influenciade las tolerancias en la selectividad,se hizo un análisis de Montecarlocon el Pspice, con las resistencias al5% y los capacitores al 10%. Figura8. El pico de selectividad más pro-nunciado, corresponde a la curvaNº1 que es la que tiene los compo-nentes con valores nominales. Ve-mos en las demás que no solamen-te hay un corrimiento en la frecuen-cia de resonancia, sino que la selec-tividad ha disminuido en una pro-porción tan grande que el funciona-miento del circuito se ve seriamenteafectado. Los valores destacablespodemos observarlos en la Tabla 1.

La tercera columna nos da el an-cho de banda en Hz (@ - 10 dB)

RADIOARMADOR


Detectores paraPuentes de MediciónCon Circuitos Prácticos - Conclusión

EN EL NUMERO ANTERIOR COMENZAMOS A DESCRIBIR DIFEREN-TES CONFIGURACIONES DE CIRCUITOS “PUENTE” PARA LA MEDI-CION DE IMPEDANCIAS. COMO SE SABE, PARA DESARROLLAR ESTETEMA ES NECESARIO CONTAR CON UN ESPACIO ABUNDANTE QUENOS OBLIGA A “DIVIDIR” EL ARTICULO EN VARIAS PARTES. EN ESTAOPORTUNIDAD, HABLAREMOS DE CIRCUITOS PRACTICOS CON SUSDIFERENTES ETAPAS QUE NOS PERMITAN LLEGAR A UN INSTRU-MENTO COMPLETO DE BUEN DESEMPEÑO.

Por Arnoldo Galetto(del depto. técnico de GA Electrónica)

del pico de máxima. Al examinarestas curvas en particular, vemosque las Nº 2 y 3, son muy semejan-tes a la ideal en selecti-vidad y ganancia, perohay que tener en cuentaque esto es pura casuali-dad, podrían haber sidotodas como las 4 y 5 oaun peores.

El capacitor C13 co-nectado con líneas pun-teadas tiene por objeto

evitar que el amplificador operacio-nal oscile, lo que puede sucederen algunas ocasiones, siempre de-

berá usarse el menor valor posiblepara que no altere la selectividaddel circuito, y conmutarse en cada

rango como se indica enla figura 7. No se puedendar valores fijos, habráque experimentarlos encada caso, pero unaspruebas rápidas, nos die-ron valores entre 3,3pF y68pF.En la Fig,7b tenemos otraforma de conmutar los

DE T E C TO R E S PA R A PU E N T E S D E ME D I C I O N


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77

Tabla 1CURVA Frec. central Hz Ancho @ -10 dB Hz

Nº1 4457 80Nº2 4376 82Nº3 4645 84Nº4 4498 682Nº5 4700 281

rangos, a pesar de necesitar un pisoadicional y también las resistenciasde la red, tiene la ventaja de quecuando se llega a frecuencias deunos pocos Hz,podemos aumen-tar los valores delas resistencias yasí tener capaci-tores de menorvalor. La tabla 2nos sugiere unjuego de valorespara cubrir todoel rango de au-dio. Para estatabla, se tieneque:

R3 = 680kΩR4 = 10kΩU1 = CA3140 P = 10kΩ log. R5 = 2k5.

El extremo su-perior de cadabanda queda fija-

do por los valores de la tabla, elextremo inferior se ajusta con elpreset R3 de figura 7. Para ello utli-zaremos un generador de audio, al

que fijaremos en 600Hz. Selleva el cursosr del poten-ciómetro P hasta el extre-mo de R3, y luego se ajus-ta esta última de maneraque la señal de 600Hz ha-ga deflexionar la aguja almáximo. Si se prefiere usarla conmutacción de lafigura 7a se pueden usarlos valores de la tabla 3(con los mismos valoresde R3, R4, R5, P y U1).

Amplificador LIN - LOG y rectificador.Nos ocuparemos ahora dela sección que se encargade amplificar la salida de laetapa selectiva, y de la de-flexión del instrumento.

La etapa rectificadora consta deun amplificador operacional en cuyolazo se realimentación negativa se ha

conectado un puentede diodos, el que asu vez, alimenta elmicroamperímetro(figura 9). Esta esuna disposición com-pletamente conven-cional y de excelentecomportamiento, yaque al estar los dio-dos dentro de la rea-limentación y dada lagran amplificacióndel operacional, ob-tenemos una escalacompletamente li-neal. El preset co-nectado al microam-perímetro sirve paraajustar la deflexión aplena escala, los tresdiodos adicionalesen paralelo con elinstrumento tienen la



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Tabla 2

FRECUENCIAS kHz R1 (kΩ) R2 (kΩ) C1 (nF) C2 (nF)

0,02 - 0,63 11,483 22,966 110 2200,06 - 0,22 15,392 30,784 23.5 470,20 - 0,63 11,483 22,966 11 220,6 - 2,2 7,234 14,468 5 102 - 6,3 11,483 22,966 1,1 2,26 - 22 15,392 30,784 0,0235 0,47

Tabla 3

FRECUENCIAS kHz R1 (kΩ) R2 (kΩ) C1 (nF) C2 (nF)

0,02 - 0,063 15,392 30,784 82,10 164,20,063 - 0,220 “ “ 23,5 470,200 - 0,630 “ “ 8,210 16,420,630 - 2,2 “ “ 2,350 4,72,0 - 6,3 “ “ 0,0821 1,6426,3 - 22 “ “ 0,0235 0,47

misión delimitar la corriente máximaque pueda atravesar al mismo y elcapacitor de 100µF disminuye la vi-bración de la aguja cuando se trabajaa frecuencias muy bajas. En el proto-tipo se usó un instrumento de200mA. Si se usa de otro valor habráque experimentar el valor, del presety la cantidad de diodos de protec-ción, lo demás no sufrirá modifica-ción alguna.

El ajuste de esta etapa hay quehacerlo antes de colocar el operacio-nal anterior, o extraerlo si se usa zó-calo. Conectamos un generador deaudio, a cualquier frecuencia, diga-mos 1kHz a los terminales SALIDA ycon el cursor del preset en el extre-mo B, lo avanzamos hacia A, y elmicroamperímetro comenzará a de-flexionar, quedará calibrado cuandollegue al fondo de la escala. Para es-te ajuste, la señal del generador debeser lo bastante alta como para llegarcasi hasta el comienzo de la satura-ción del operacional, esto habrá quecontrolarlo con el osciloscopio. Lue-go se conectarán los diodos de pro-tección, en nuestrro caso fueron tres,pero pueden variar según el instru-mento que se utilice, y con la agujaa fondo, debe lograrse que no baje.Así obtenemos una escala lineal. Laprotección comenzará a funcionar al-rededor del 30%; más allá del fondo

de la escala, esta pequeña sobrecargano ocasionará ningún daño al mi-croamperímetro. Además la etapa an-terior en su pocisión LOG impide laplena deflexión. Esta etapa, tambiéntiene la configuración de un opera-cional realimentado, con un presetpara variar la ganancia, y además unpar de diodos en antiparalelo, que sepueden conectar con la llave LIN -LOG. Como su nombre lo indica, enla primera posición es simplementeun amplificador lineal y de poca ga-nancia; en la segunda, el par de dio-dos se conecta en paralelo con la re-sistencia de realimentación. Cuandola caída de tensión en esta resistenciaalcanza el umbral de conducción delos diodos, la amplificación se redu-ce, y no importa cuán grande sea laseñal de entrada, el instrumento nodeflexionar’a más allá del 80 - 90%de la escala. Esto es importante, puesno olvidemos que el objetivo primi-genio de este instrumento es el deservir como detector de la salida deun puente. Cuando uno comienza ausarlo, el mismo se encuentra fuerte-mente desequilibrado, y la tensión desalida al detector es grande y esto ha-ría que la aguja se fuera al fondo dela escala con violencia. Luego cuandose llega al equilibrio, es el momentode aumentar la sensibilidad del detec-tor y pasar a LIN si se desea. Una

ventaja adicional, es que cuando losdiodos conducen, la deflexión se ha-ce logarítmica, pero debajo del um-bral de conducción la escala es lineal,o sea que es muy sensible cerca delcero y no lo es a plena escala.

Preamplificador de entrada.Le toca ahora el turno al preamplifi-cador de entrada (figura 10). La im-portancia de reducir todo lo posibleel nivel de ruido de esta etapa esque si, por ejemplo, tenemos en elmicroamperímetro de salida una de-flexión permanente de, digamos,7mV, no podremos apreciar señalesmenores, por estar debajo del umbralde ruido. Los diodos D1 y D2 sonpara proteger al transistor de entrada.El transistor Q1 es cualquier transis-tor de bajo nivel de ruido, R1, R2 yR3 son de película metálica deposita-da (metal film), porque son menosruidosas que las comunes de carbóndepositado. Q1 está trabajado conmuy baja corriente de colector comoes de práctica en estos casos. Los ca-pacitores son los modernos de die-léctrico plástico. El operacional U1está elegido también entre los demenor ruido. La ganancia de estaetapa está dada por la relación -R7/R6, alrededor de 466 veces conlos valores indicados. Su salida va alpotenciómetro de ganancia.



99

R1

En la figura 11, tenemos al poten-ciómetro de ganancia seguido de unaserie de filtros R-C, y éstos se selec-cionan mediante la llave de rangosSW1a. La misión de éstos es la de re-ducir el ruido y el zumbido que pue-da acompañar a la señal y filtrarlosantes de entrar a la etapa selectiva.Vemos también que en la llave SW1hay una posición adicional marcadaPLANA. Cuando la selector está enesta posición el amplificador deja deser selectivo y se comporta como unamplificador de alta ganancia, el quepuede ser usado, por ejemplo, comopreamplificador para observar en elosciloscopio una señal de muy bajonivel. Para ello se incorporaron losterminales SALIDA. No hay duda deque otros usos surgirán por sí solos,y sólo necesita una posición más enSW1. Si en la posición PLANA la ga-nancia y/o el nivel de ruido residuales muy alto puede reducirse la sensi-bilidad al reducir el valor de R3.

En la figura 12 podemos observarel circuito de la fuente de alimenta-ción. Esta se encuentra en un gabi-nete independiente y se conecta al

amplificador/detector por medio deun conector DIN de tres patas. Estesistema es más flexible que el colo-car pilas dentro del instrumento, yaque permite usar las pilas en otrosinstrumentos, y además no existe elpeligro de olvidarse de controlarlas yque la corrosión haga de las suyas.Cada batería es un conjunto de 4 pi-las, con lo que tenemos + y - 6 vol-tios, para la alimentación de los ope-racionales que usa el circuito. El vol-tímetro V, que se ve en la figura 12,no es imprescindible, pero sirve paracontrolar el estado de las pilas.

LISTA DE MATERIALES. FIGURA 9R1 8k2R2, R3 3k3P1 10kΩ

P2 10 kD1 a D9 1N4148U1/U2 TL081M1 200mAC1 10µFC2 a C5 0,1µFC6 100µF

LISTA DE MATERIALESFIGURA 10.R1 1M5 al 5%

R2 100kΩ al 5%R3 470Ω al 5%R4 1M2R5 10kΩR6 120ΩR7 56kΩC1 0,22µF x 50VC2 0,22µF x 50VC3 10µFC4 100µFU1 TL071D1, D2 1N4148

LISTA DE MATERIALES FIGURA 11P1 5kΩ LINR1 a R6 4k7C2/C5/C8 2n2C1 0,22µFC3 0,1µFC4 0,022µFC6 0,047µFC7 4n7

En lo que respecta al potenció-metro de sintonía de figura 6a de laedición anterior, hay que usar unologarítmico, al que se le adosará undial, el que una vez calibrado severá como el de la figura 13. Así nose amontonarán las frecuencias altasen un extremo de la escala. La figu-ra 13 no se encuentra dibujada aescala, es sólo ilustrativa.



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1111

1212 1313

CIRCUITOS PRACTICOSFICHA Nº 209 - SABER Nº 129

CONVERSOR 12/6V


RADIO EXPERIMENTALEsta radio experimental opera en la banda de ondas medias. El variable escomún para radios de OM y la bobina tiene primario con 10 espiras dealambre. AWG28 enrolladas sobre el secundario que consiste en 80 espirasdel mismo alambre en bastón de ferrite de 1 cm x 10 cm. El audífono debeser obligatoriamente magnético con, por lo menos, 1k o 2k de impedancia.

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Este sencillo conversor de tensiones continuas puede ser usado para ali-mentar aparatos de 6V, siempre que el consumo de corriente sea inferior a2A a partir debaterías de 12V.El transistor2N3055 debeser montado enun disipador decalor. El zenerpuede ser unBZX76C6V8 ó7V5, ya que hayuna caída,aproximada-mente 1,2V, detensión en lostransistores.


METRONOMO


CONTROLES DE POTENCIA

La frecuencia es controlada en el potenciómetro de 100k y la banda deoperación es dadapor el capacitor elec-trolítico. Este capaci-tor puede ser alter-ado en la banda de2.2 a 100µF. El par-lante es de 10 cm de4 u 8 ohm deimpedancia.

Este circuito es sugerido por RCA y admite dos corrientes en dos redes dealimentación. El SCRdebe ser montado en unbuen disipador de calor yel control es de mediaonda.

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EXCITACION PARALELA DE LEDS (TIP115)


CENTRAL DE EFECTOS (SN7677)Con este circuito se pueden conseguir efectos sonoros de diversos tipos,según las posiciones de los potenciómetros. La salida de audio se debeaplicar a laentrada decualquierbuen amplifi-cador. La ali-mentación sepuede hacercon ten-siones de 6 ó9V, a partirde pilas obaterías. ElSN76477 esde TexasInstruments.

El transistor usado en este circuito es un Darlington TIP115, pero se puedenexperimentar equivalentes. La corriente de cada diodo es de 25,8mA, valordeterminadotanto por Vzcomo por losresistores de120 ohm. Elcircuito essugerido porTexas Instru-ments.

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AMPLIFICADOR PARA INSTRUMENTACION (TL064)


SONDA CMOS (LM358)

Este amplificador deprecisión para instru-mentación es sugeri-do por Texas Instru-ments y usa unTL064. El integradoes formado por 4amplificadores opera-cionales J-FET dealta impedancia deentrada. Los compo-nentes de mayor pre-cisión deben tener0,1% de tolerancia yla fuente debe sersimétrica con exce-lente regulación.

Esta sonda lógicapara CMOS usa un358, operacionaldoble de National yes alimentada porel propio aparatoanalizado. Si el ni-vel de señal de en-trada estuviera porencima de 2/3 de latensión de alimen-tación, se encen-derá el led verde ysi estuviera por de-bajo de 1/3 de latensión de alimen-tación, se encende-rá el led rojo.

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