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중소기업 기술혁신개발사업

최종보고서

형 역률개선 충전기 개발( Single-Stage )

년 월 일2002 6 30

주 관 기 업 주 시그넷시스템: ( )

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목 차

제 장 서 론1

제 절 스위칭전원에 요구되는 고조파규제1

제 장 본 론2

제 절 제품의 사양1 SPECIFICATION( )

제 절 선정2 TOPOLOGY

제 절 의 설계3 ZVT -Boost PFC

제 절 실험결과4

제 장 결 론3

제 장 사업화 진행사항4

제 절 기술개발내용 및 중요성1

제 절 개발제품의 판매 수출 등의 사업화2 ㆍ

제 절 경쟁사와의 사양비교 및 개발 결과3

제 장 부 록5

시제품 외형도-.

시제품 사진 외형 내부-. ( / )

실크스크린-. PCB (Control, Power)

제어부 회로도-.

-. Data Sheet (UC2855/TOP243P/TL494/IRFPS43N50K/HFA15TB60)

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제 장 서 론1

최근 산업용 스위칭형 충전기의 발전은 기존의 방식의 무겁고 부피가Transformer

큰 것에서 반도체 및 고주파 스위칭기술의 급속한 발달에 힘입어 경량화 추세로 급

격히 바뀌고 있는 실정이다 이것에 관련하여 산업용 충전기의 고성능화도 한 단계.

발전해 소형 저소비전력으로 제어성이 높은 제품이 개발되어 선진국을 중심으로,

보급이 확산되고 있다 그러나 이러한 기기 들은 내부의 전자회로를 구동하기 위해.

직류전원을 사용하고 있고 교류를 직류로 변환하는 정류회로를 필요로 하고 있다, .

그러한 정류회로는 대부분이 콘덴서 입력형 방식을 채택하고 있기 때문에 현재 활

발히 논의되고 있는 역률저하 고조파 발생문제의 핵심이 되고 있다, .

최근에는 이상의 용량의 기기에도 스위칭 방식이 적용되고 있다 이러한 큰1kW .

용량의 스위칭형 충전기에서는 역률 및 고주파 문제가 가장 심각한 문제가 되고 있

고 이러한 제품이 전력 계통에 접속되어 있는 경우 전원 입력 전류가 사인파가, AC

아닌 전원 정류회로 위상제어회로 또는 비 선형 부하특성의 부품 등에 의해 전원,

의 고조파 전류가 발생한다 그 결과 전압왜곡이 발생하여 전력계통 설비를 비롯해.

접속되는 기기의 동작에 악영향을 주는 등의 문제가 발생되고 있다 그 악영향의.

정도는 그 설비 또는 기기에 따라 다르지만 전력용 콘덴서 변압기의 발열 화재, , ,

이상음의 발생 제어기기의 오동작 접속 기기의 동작불량 또는 수명의 단축 등의, ,

장해현상으로 나타나게 된다.

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이러한 고조파 발생에 의한 환경문제는 크게 두 가지 방법으로 나누어서 해결하려

고 하고 있다 우선 첫 번째 방법으로는 국제적으로 고조파 발생을 억제하기 위한.

국제규격 규제를 만드는 것이다 이러한 규제는 소용량의 제품부터 대용량의 제품.ㆍ

까지 광범위한 기기를 대상으로 기기전력의 대소 접속하는 전력계통의 설치 장소, ,

에 의해 각각 나누어져 작성 또는 개정 작업이 진행 되고 있다 두 번째 해결방법.

으로는 고조파를 발생하는 회로에 역률 개선회로를 부가하거나 역률 개선기능을 갖

도록 회로를 변형하는 소위 액티브 필터 등의 회, PFC(Power Factor Correction)

로기술을 구사하는 것이다 현재 두 가지 방법을 동시에 이용하여 고조파 발생을.

억제하거나 제제하려고 하고 있으며 일부국가에서는 이미 시행되고 있는 실정이다, .

본 장에서는 이러한 스위칭 전원에 요구되는 고조파 발생억제를 위한 최근의 국제

규격을 살펴보고 그것을 토대로 개발하고자 하는 고기능 산업용 스위칭 충전기에

가장 적합한 회로방식 및 제어방식을 검토 하고자 한다.

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제 절 스위칭전원에 요구되는 고조파규제1

스위칭전원장치에서 고조파 문제를 해결하기 위해 국제적으로 각국의 고조파 발생

을 억제하기 위한 규격이 제정되어가고 있고 소용량에서 부터 대용량까지 광범위한

기기를 대상으로 하고 있다 기기 전력의 대소 접속되고 있는 전력계통 및 설치장. ,

소에 의해 각각 나누어서 제정되고 있다 년 월. 1979 12 GATT(General Agreement

관세와 무역에 관한 일반 협정 가맹국에 의해 조인되어 시작on Tariffs and Trad: )

된 를 기초로 가맹국은 자국에서 임의규격 또는 강제규격을MATT standard code

정할 때에는 사전에 가맹국에게 통보하여 의견을 구하는 동시에 원칙적으로 국제,

규격에 맞출 것을 의무화하고 있다 이러한 결정에 따라 고조파 규제에 대해서도.

각국의 규격 규제는 국제규격을 기본으로 하여 정하는 것으로 되어있다 따라서.ㆍ

국제규격의 동향에 주목 할 필요가 있다.

는 의 약자로 국제전기 표준협회라IEC International Electrotechnical commission

고 번역되어 전기에 관한 국제표준규격을 제정하고 있다 최근의 법규제 중에서 주.

목해야 할 것은 전자기 양립성 에 관한 규제EMC(Electro-Magnetic compatibility: )

이다 년 윌 일부터 지역내의 강제 규정된 규제의 내용은 지역. 1996 1 1 EU EMC EU

내에서 판매되는 전기전자기기는 별도로 정한 규격에 적합하다는 것을 확인EMC

증명한 후 기기에 마크 적합 선언마크 를 표시하지 않으면 안된다는 것이다CE ( ) .

규격은 위에서 언급한바와 마찬가지로 와 로 나누어서 나타내고 있EMC EMI EMS

다 그러나 기기의 특성상 일률적으로 규격을 정하는 것이 곤란하기 때문에 국제표.

준규격에서는 기본규격 공통규격 제품군규격과 개별제품규격 개의 규격구성이, , 4

제정되었다 그러나 제품 중에는 적용할만한 적절한 규격이 없는 경우도 있고 그. ,

경우에는 기본 규격을 직접 적용하는 것으로 되어있다 규격의 공통규격인 전. EMI

원고조파 규격의 동향은 전력계통에 의한 전원고조파전류를 억제하고 전압왜곡을,

저감하는 것으로써 전력계통의 설비나 접속되는 기기의 동작에 악영향을 주지 않,

게 하는 것을 목적으로 한다 고조파전류억제에 관한 국제표준규격은. IEC1000-3-2

로써 년에 만들어졌고 규격의 내용은 옛날규격 를 기본으로1994 , EMC IEC555-3

한 로 되어있다 개정판의 적용은 년 월 일 이후에 계획되어 있EN60555-2 . 1997 1 1

었지만 유럽전기표준화위원회(CENELEC : European commitee for electrical

의 투표로 년 월 일 이후로 연기되었다 본 절에서는 전원standardization) 1998 6 1 .

고조파 발생을 억제하기 위한 규격으로 제정된 의 내용에 대해서 알IEC1000-3-2

아보기로 한다.

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개요IEC 1000-3-2 Electromagnetic Compatibility (EMC)

제 판1 , 1995-03

Part 3 : Limits

고조파전류발생 한도치 입력전류가 이하의 기기Section 2 : ( 16A )

적용범위1.

상용 저전압 전력 계통에 적용된다 전류가 이하의 전기전자 기기에 적용된다. 16A .

시험은 형식시험으로 한다 배전선 공칭전압 미만에 접속되는 기기에 대한 한. 220V

계치는 미검토 되었다 특수 기기의 경우 넓게 사용되지 않는 기기로 규격 적용과. : ,

규격내 설계가 불가능한 경우 설치제약을 받을 가능성이 있기 때문에 사전에 전력,

회사의 동의를 얻을 필요가 있다.

기기의 분류2.

그림 의 플로우챠트에 의해 기기를 에서 까지 가지로 분류한다1 Class A Class D 4 .

위상각 제어에 의한 모터 구동 기기는 일단 에 분류되었지만 향후 다시Class A ,

고려한다 로 판정하기 위해서는 그림 의 특수도형을 사용하여 기기의 입. Class D 2 ,

력전류 파형폭을 덮어야 한다 단 는 소비전력이 까지 그것을 넘. , Class D 600W ,

는 경우에는 로 분류된다 따라서 개발하고자 하는 고기능의 스위칭 충전Class A .

기의 용량이 이므로 에 적용될 것이다1 kW Class A .

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그림 기기를 분류하기 위한 플로챠트[ 1 ]

일반요구사항3.

상용 저전압 계통 에 접속되는 입력전류220/380V, 230/400V, 240/415V, 50/60Hz

가 이하의 전기전자 기기에 적용된다16A .

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가 제어방법.

비대칭 제어 금지(1)

불안정성 검출을 위해서만 사용하는 경우는 제외

반파 정류회로의 사용금지(2)

가 불안전조건 검출에 사용되면서 다른 해결법이 없는 경우 이하의 전력의( ) , 100W

경우 또는 헤어드라이어와 같이 수분 단시간 사용으로 가닥 전원코드의 포터블, , 2

기기를 제어하는 경우에는 제외.

나 인정하고 있는 경우라 할지라도 각각 전원고조파 왜곡 한계치 규격에 적합 할( )

것.

그림 기기의 입력파형을 특수한 전류파형 으로2 “ ”

정하기위한 입력전류파형의 모양

주 입력 전류파형에 관계없이 로 나누어지는 기기는1 : Class B, Class C Class D

의 기기로 보지 않는다.

주 기기의 입력전류의 각각의 반주기파형에 대해 그 파형의 피크치를 그림의 중2:

앙의 과 레벨 에 맞추었을 때 각각의 반주기에 대해 적어도 의 기간내에서M 1 95%

그 파형이 지정된 실선의 범위내에 있을 때 그기기를 의 기기로 간주한다Class D .

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표[ 1 Class A ]

표 한계치의 배[ Class B : 1 Class A 1.5 ]

표[ 2 Class C ]

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표[ 3 Class D ]

그림 의 기기에 대한 고조파전류 발생 한계치 차 차 차의 예[ 3 Class D (3 , 5 , 7 )]

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시험용 전원S :

측정용 기기M :

시험기기EUT :

시험용 전원의 개방전압G :

측정용 기기의 입력 임피던스Zm :

시험용 전원의 내부 임피던스Zs :

회로에 흐르는 차의 고조파In : n

시험전압U :

그림 단상 선 기기의 측정회로[ 4 2 ]

시험용 전원S :

측정용 기기M :

시험기기EUT :

시험용 전원의 개방전압G :

측정용 기기의 입력 임피던스Zm :

시험용 전원의 내부 임피던스Zs :

회로에 흐르는 차의 고조파In : n

시험전압U :

그림 상 기기의 측정회로[ 5 3 ]

대칭 제어 회로에 대한 규격(3)

대칭제어 법으로 차 이하의 고조파가 발생하는 방법은 가열소자에 공급하는 전력40

을 제어하기 위해서 이고 그 전정현파 전력이 이하 이거나 표 의 한계치에, 200W , 3

적합하다면 사용이 인정된다 또 대칭제어법으로 가정용 기기에서 단시간만 사용하.

는 기기 예를 들면 헤어드라이기 는 로 시험 한다 예외로써 인정한 기기라( ) Class A . (

도 고조파 발생량이 그 규격을 만족 할 것.)

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나 고조파 전류측정법의 일반사항.

입력전류 측정치 의 또는 중 큰 쪽의 규제치 미만의 고조파 전류는(1) ( ) 0.6% 5mA

무시한다.

차를 넘는 고조파에 대해서는 고조파 스펙트럼의 엔벨로프를 보고 그 발생량(2)19 ,

이 단순감소 경향이라면 측정을 차 고조파에 한해도 좋다19 .

기기가 동작에 들어가거나 동작을 멈출 때 수동 또는 자동에 관계없이 발생하(3) , ( )

는 고조파 전류가 초 이하 이면 무시한다10 .

차부터 차의 과도적 우수고조파 차부터 차의 과도적인 기수고조파에 대(4)2 10 , 3 19

해 표 부터 표 의 한계치의 배 까지 감시시간 분의 까지라면 허용된1 3 1.5 , 2.5 10%

다.

과 에 설치되어 있는 시스템 각각의 기기에 대해서는 각각의 전원(5)RACK CASE

플러그로 접속되어 있다면 각각 독립하여 전원에 접속되어 있는 것으로 본다, .

다 고조파전류 한계치.

부터 까지의 분류에 대해 각각의 고조파 전류발생 한계치를 적용한다 표Class A D .(

그림 를 넘는 전문가 사용의 기기에 대한 한계치는 고려중이고 현재1,2,3 3) 1 kW ,

는 한계치를 적용하지 않는다 전문가 사용 기기라는 것은 일반대중에 의한 사용. (

을 목적으로 한 것이 아니고 작업용 공업용 또는 통상용으로 전문가에 의해 사용, ,

되는 것을 목적으로 제조자가 전문가 사용이라는 것을 지칭한 기기.)

다른 에 속하지 않는 기기 표 에 의한다(1) Class A ( Class ) : 1 .

휴대용 전동공구 표 의 한계치의 배를 한계치로 한(2) Class B ( ) : Class A( 1) 1.5

다.

조명 기기 표 에 의한다(3) Class C ( ) : 2 .

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가 독립의 조광장치인 경우만 표 에 적용( ) 1 .

나 백열전구에 위상제어를 사용하는 경우에는 그 점호각이 도 이하인 것( ) 145 .

다 램프 조명기기에 설치된 조광장치의 경우 백열 램프를 제어하는 것이라면 독립( ) ,

의 조광장치와 같다 표 과 도 이하의 요구가 적용된다. 1 145 .

라 방전 램프형의 조명기기에 내장된 조명장치는 최대부하조건에서 표 의 한계치( ) 2

에 적합할 것 어느 조광장치에도 최대부하시의 값을 넘지 않을 것. .

마 이하의 쎄미루미네어 및 조명기기용( )25W Self ballast lamp, , step down

및 에는 따로 정할때까지 한계치는 적용하지 않는다converter ballast .

그림 의 특수파형에 해당하는 잔류 파형폭을 갖는 기기 전자회로를(4)Class D ( 2 ),(

갖는 대부분의 기기 표 에 의한다 그러나 이하의 기기에 대한 한계치는) : 3 . 75W

적용하지 않는다 이 값은 이 규격 실시 년 후에 자동으로 로 하향된다. 75W 4 50W .

까지의 한계치를 그림 그래프에 나타내었다 를 넘는 기기에 대한 한계1kW 3 . 1kW

치는 의 한계치와 같다1kW .

라 요구 규정의 측정회로와 측정용 전원.

측정회로 단상 상기기의 예를 나타내었다(1) : , 3 .

측정용 전원의 사양 측정용 전원에 대해 시험기기의 입력단자 전압은 기기의(2) :

정격전압 전압범위 또는 일 때 전압변동 공칭 주파수변동( 230V 400V ), ±2.0%,

그 외의 전원의 고조파성분 및 파형왜곡의 허용사양 등을 나타내었다 전원±0.5% .

의 인덕턴스와 커패시턴스에 의한 공진에 주의할 것 상의 경우 기본전압에 대한. 3

상간의 위상각이 도 일 것 전원의 임피던스는 규정하지 않았고 피시120 ±1.5% . ( ,

험 기기를 접속한 상태에서 전원 전압에 포함된 고조파 전압의 를 규정하는 것에%

의해 임피던스 값을 억제하고 있다 측정용 전원에 포함되는 고조파 전압은 피시.)

험기기를 접속하고 정상동작 상태에서 다음의 값 이하일 것 피시험전압 와의 비.( U .

%)

가 차 고조파( ) 3 : 0.9%

나 차 고조파( ) 5 : 0.9%

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다 차 고조파( ) 7 : 0.9%

라 차 고조파( ) 9 : 0.9%

마 차 차 우수고조파( ) 2 ~ 10 : 0.9%

바 차 차 기수고조파( ) 11 ~ 40 : 0.9%

그림 의 형태와 배치[ 6 Rectangular time-windows ]

시험전압의 피크값은 실효치의 배로 제로 레벨부터 도 도 간의1.40 1.42 87 ~ 93

피크값에 도달 할 것 이 사양은 또는 시험에는 적용하지 않는다.( Class A B .)

마 요구규정 측정기에 대한 요구. ( )

측정기의 종류 주파수 영역형 시간영역형등 기기를 지정하지 않는다(1) : , .

모든 측정기의 공동 요구사항 오차 측정 센서부의 전압저하 변동하는 주파수(2) : , ,

성분의 측정법 등에 대해서 :

가 정도 안정상태의 고조파 측정으로 한계치의 또는 시험기기의 정격 전류의( ) : 5%

어느 쪽이든 큰 값 이하0.3% .

나 측정기의 임피던스 전압강하 이하( ) : 0.15V peak .

다 변동하는 주파수 성분의 측정 시정수 초 의 차 에( ) : 1.5 ±10% 1 Low Pass Filter

의한다.

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그림 의 형태와 배치[ 7 Hanning time-windows ]

주파수영역형 측정기에 대한 요구사항3. :

주파수영역형 측정기에 대한 요구 안정상태의 고조파측정 및 변동하는 고조파-. :

그 외 측정의 추가사양으로 측정기의 선택성 및 의 사양을 나타내었다BW .

을 포함하는 시간영역형 측정기에 대한 요구사항4. DFT(Discrete Fourier Transform)

:

안정상태의 고조파측정 에 대해서는 측정 윈도우폭은 기본주파수의 싸- (DFT) 4-30

이클이 것 에서 를 기본주파수와 동기 시킬 것등. RW sampling rate .

변동하는 고조파 그 외 측정의 추가사양 에 대해서는 에서는 없음- (DFT) RW Gapd .

윈도우 폭을 기본주파수의 싸이클로 또 하닝윈도우에서는 없음 의16 , Gap , 50%

으로 윈도우 폭을 기본주파수의 싸이클로 할 것 그림 및 그림Overrap 20-25 .( 6 7)

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바 역률제어기 유 무에 따른 비교. ㆍ

교류 입력전압이 이고 과전류 차단기가 급으로 되어 있는 경우 부하220[V] , 15[A]

에서 얻을 수 있는 최대전력은 다음과 같다.

입력형 전파 정류기를 사용한 경우CAPACITOR .ㆍ

최대전력 전압 차단기 정격의 역률 정류기의 효율= (AC )( 80%)( )( )

= 220[V] X (80% of 15[A]) X (0.55) X (0.98)

= 1423[W]

고 역률 정류기를 사용한 경우.ㆍ

최대전력 전압 차단기 정격의 역률 정류기의 효율= (AC )( 80%)( )( )

= 220[V] X (80% of 15[A]) X (0.99) X (0.92)

= 2400[W]

상기의 예 과 같이 동일한 입력 전원에서 역률에 따라 부하에 공급 할 수 있는( 1)

전력의 양이 약 두 배정도의 차이가 나는 것을 알 수 있다.

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제 장 본 론2

현재 당사에서 개발 후 납품할 미국의 사에서 요구하는 제품사양은 아래와 같으G

며 특히 제품의 특성상 현장의 열악한 환경을 견디어야 하므로 방수가 필수이고, ,

냉각 없이 완전 밀폐된 상태에서 동작을 해야함으로 반도체 스위칭 소자의 발FAN

열을 효과적으로 줄이기 위해 단은 방식을 선정하여 스위칭PFC Soft Switching

손실을 줄었으며 원가절감 차원에서 단은, DC/DC Two switch forward converter

를 이용해서 아래의 사양을 만족하는 제품을 개발하고자 한다.

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제 절 사양1 SPECIFICATION ( )

Model HB1000-48TC1

Max. Output Power/

Nominal Voltage1000Watt/ 48V, 63.4VDC_max.

Mechanical Max. Size 180W x 165H x 396L(mm)

Weight(kG) 8.5

The Number of Charging

Profiles2 Profiles, selectable by output 2 lines

AC

Input

Input Voltage Single Phase,80-264VAC. Universal AC Input

Frequency 50/60 Hz

Input Current 11.0 Arms_max

Power Factor0.99/0.98 at 110/220VAC and maximum output

power, Active Power Factor Correction

DC

Output

Charging Mode

Three stage charging(bulk-absorption-float) for

maintaining batteries in the charged state Two

profiles for flooded type and gelled type

Output Voltage 63.4 Vdc_max

Output Current 16.0 Adc_max

Current Ripple 10 % Ipp_max

Protective Function

Short circuit protection, Over temperature

protection, Reverse polarity protection, Over

current Protection, Fuse protection, Input voltage

over(>265VAC) or under (<75VAC)

LED Display

AC power connected/Charging cycle

progress/Charging profile/Bad cell

discrimination/Fault display (over tempetature,

over current, output disconnected, output voltage

over, input-voltage range over)

방수 등급※ IP 66

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제 절 의 동작원리2 ZVT-Boost PFC

가 선정. TOPOLOGY

그림[ 9 Soft-switching PFC circuit ]

그림 에 회로를 나타내었다 우리가 선정한 는9 Soft-switching PFC . TOPOLOGY

이다 이것은 문제와 스위치의ZVT Boost PFC . Diode Reverse Recovery Main

를 효율적으로 줄일 수 있다 게다가 회로가 간단하고 구현하기가 쉽Turn-on loss .

기 때문에 이 를 사용하여 제작하고자 한다 그림 의TOPOLOGY . 10 Timing

을 보고 각 구간별 동작을 살펴보자diagram .

전에 는 상태이고 가 도통하고1. t0-t1 : t0 Main switch S off Boost diode D

있다 에서 보조 스위치 이 하면서 보조 의 전류가 하게. t0 S1 on inductor linear

증가하고 의 전류는 하게 감소한다 에서 의 전류가 이 된다 다이D linear . t1 D 0 .

오드의 전류가 이 된 후에 하므로 가 현저히 줄어0 off Reverse recovery current

든다 이 구간의 식은 식 에 나와 있다. 1-1 .

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에서 의 전류가 에 이르고 그리고 나서 의 전압이 이 될 때2. t1-t2 : t1 Lr lin Cr 0

까지 공진하게 된다 값에 의해 전압의. Cr drain 를 조절한다 이 방전 될. Cr

때까지 의 전류는 계속 증가한다 이 구간의 끝에서 의 다이오드가 도통Lr . S body

하게 된다 이 구간의 시간은 식 에 나와 있다. 1-2 .

그림[ 10 ZVT timing diagram ]

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이 구강이 시작될 때 의 다이오드가 도통하고 의 전압3. t2-t3 : S body S drain

이 이 된다 이 구간에서 가 을 하면 가 되는 것이다0 . Main switch S on ZVS .

이 구간에서 이 가 되고 의 전류는 을 통해서 감소하게 된4. t3-t4 : S1 off Lr D1

다.

이 구간은 회로와 똑같이 다이오드를 통해서5. t4-t6 : Conventional Boost load

에 전류가 공급되는 과정이다.

지금까지 간단히 동작을 살펴보았는데 가 성립하기 위해서는 이 이 완ZVT S1 Cr

전히 방전이 될 때까지 켜있어야 하고 그리고 가 이 후에 켜져야 한다 이를S t2 .

계산해보면 을 구할 수 있다 즉 식 과 같이ZVT time . , 1-3 low line, maximum

에서 값을 계산하여 얻을 수 있다load .

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제 절 의 설계3 ZVT-Boost PFC

가 설계사양. Power Stage

주요1. PARAMETER

입력전압-. (Vi) : 85 ~ 264 [Vac]

출력전압-. PFC (Vo) : 400 [Vdc]

출력전류-. PFC (Io) : 2.5 [Adc]

-. MAX. POWER (Pout) : 1000[W]

-. Switching Frequency (Fp) : 60 [kHz]

효율-. (Eff) : > 95 [%]

역률-. (Pf) : > 95 [%]

다이오드 역 회복시간-. (Trr) : 60 [ns]

의 선정 및 설계2. Boost inductor L

링코아 제원-. : Chang Sung KS610050,

외형 내경 외경 두께-. (lD: )x(OD: )x(HT: ) : 32.6 x 62 x 25

-. AL (nH/N2) : 155

평균자로-. (cm) : 14.37

단면적-. A () : 3.675

참고 의 선정에서 열적인 면을 고려하여 계산치 보다 상* : PFC Booster inductor

당히 큰 것을 선정하였으며 이것은 실제 수차례의 실험 결과를 바탕으(Over spec.)

로 선정된 것임 로서 를 사용하기로 했는데 이유는. Boost inductor MPP core MPP

는 을 가지고 있기 때문에 나 에 비해core distributed air gap EE El core air gap

에 의한 열손실이 적다 그러고 높이를 최대한 낮출 수 있기 때문에. Boost

로 많이 사용을 한다inductor .

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입력피크 전류-. (IPK) =

=

기준= 17.5 [A] (60Hz )

전류-. RIPPLE ( I L) 식= 0.2 x 17.5[A] ( 1-5)

= 3.5 [A]

시비율-. (D) =

=

= 0.7

상기의 식 을 근거로 해서 구하고자 하는 인덕트의 값을 아래 식 을1-4 ~ 6 1-7

용해서 계산 할 수 있다01 .

인덕터-. Boost (L)=

=

= 400[ Hμ ]

입력단에 사용된[ PFC Booster inductor ]

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공진 인덕터 의 계산3. (Lr)

과도전류-. Diode turn-off ( ) =

= 117[A/ s]μ

입력 피크전류-. ( IINp) =

= 17.5 + 0.5 × 3.5

= 19.25 [A]위의 식 에 의해서 구하고자 하는 공진 인덕터 의 값은 아래 식-. 1-8 ~ 9 Lr

과 같이 구할 수 있다1-10 .

공진 인덕터-. (Lr)=

공진 인덕터[ Lr ]

공진 인덕터의 사양은 다음과 같다.

-. Maker : SAMHWA

페라이트 코아재질-. : PL-5

페라이트 코아크기-. : EE-5555

실제 공진 값-. L : 4 [uH]

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제 절 실험결과4

실험 결과를 아래 표 에 나타내었으며 입력 전압은 를 기준으로 하였고4 AC 115V

전부하시 입력 전압 전류의 파형은 그림 에 은 그림 에 각AC , 11 ZVT turn-on 12

각 보여 준다..

표 성능시험[ 4 1kW soft switching PFC ]

- 26 -

그림 적용전 입력 전압 전류 파형[ 11. P.F.C , ]

그림 적용후 입력 전압 전류 파형[ 11-1. P.F.C , ]

그림 을 보면 본 충전기의 입력 전류가 입력 전압을 잘 따라가고 있음을 알11-1

수 있다 기능이 없을 경우의 그림 과 비교했을 때 역률이 현저하게 개선되. P.F.C 11

어 에 근접하고 있음을 알 수 있다1 .

- 27 -

그림 파형[ 12. Main switch ZVS turn-on ]

그림 는 주스위치의 파형과 파형으로 이 원활하게12 gate drive drain ZVS turn-on

이루어지고 있음을 알 수 있다.

그림 스위치 파형[ 13. Gate drive ]

- 28 -

그림 파형[ 14. Drain ]

그림 는 주 와 보조 의 파형과 전압파형으로 보13,14 switch switch gate drive Drain

조스위치는 주스위치의 전압이 로 떨어질 때까지 되고 주스위치는 보조 스zero on

위치가 됨과 동시에 되고 있음을 볼 수 있다off on .

그림 파형[ 15. Main S, D on-off ]

- 29 -

그림 는 구간 의 일반적인 회로와 똑같이 다이오드를 통해서 에15 t4-t6 Boost load

전류가 공급되는 과정을 보여주고 있다.

그림 출력전압 파형[ 16. ]

그림 은 출력전압 의 을 알 수 있는 파형으로 이하16 (DC400V) ripple p_p 15V(10% )

로 아주 양호한 것을 알 수 있다.

- 30 -

그림 실제 충전그래프[ 17 BATTERY ]

- 31 -

제 장 결 론3

본 연구에서는 고주파 스위칭 기술을 이용하여 가볍고 부피가 작은 산업용 충전기,

를 개발하는데 있어 적용되는 고조파 국제기준치의 종류와 시험방법을 고찰하였고, ,

전 세계적으로 널리 이용되는 트랜스포머 방식의 산업용 충전기로서는 현재의 고조

파 규제를 극복하기 위해서는 상당히 큰 수동필터를 입력 단에 추가적으로 부착AC

해야 하는 등의 기술적인 많은 문제가 있고 특히 최근에는 충전기의 사용 방법에,

있어도 기존에는 충전기의 무게나 부피에 큰 문제가 없었던 별치식에서 점차 탑제

식으로 바뀌고 있는 실정으로 무겁고 부피가 큰 것에서 소형 경량화는 필수조건으

로 되었으며 충전기능 또한 기존의 트랜스포머 방식의 충전기는 주위온도를 고려,

하지 않은 단순한 형태의 정전압 정전류Two Stage " (Constant Voltage)→

충전방식이 대부분으로 이러한 충전방식은 추운 지역에서는(Constant Current)"

의 충전이 안 되고 반대로 더운 지역에서는 의 과충전으로 밧Battery 100% , Battery

데리의 수명을 짧게 하는 주요원인이 되었다 따라서 이러한 문제점들을 획기적으.

로 해결하기 위해서는 주위온도를 고려한 형태의 정전압Multi Stage " (Constant

정전류 부동전압 충전방식으Voltage) (Constant Current) (Floating Voltage)"→ →

로 주위온도에 따라서 충전전압을 능동적으로 가변하면서 충전하므로 추운 지역이,

나 더운 지역에 상관없이 항상 를 충전한다 기존의 현장에서 발생되Battery 100% .

는 문제의 주요원인 중의 하나인 습기로 인한 은 충전기의 구조를 완전방수Trouble

보호등급 형태로 변경해서 해결해야 되므로 충전기는 밀폐된 상태에서 동작해( :IP66)

야 되고 충전기의 손실을 최소화해서 내부발열을 최대한 줄여야 되므로 의 스PFC

위칭은 기술을 이용해서 스위칭 소자 의 스위칭 손실SOFT SWITCHING (MOS-FET)

을 없앴으며 가 요구하는 사양을 기준으로 실제 산업현장에서 요구되는 고기, User “

능의 산업용 형 스위칭 충전기 를 개발하였다Single-Stage ” .

- 32 -

제 장 사업화4

제 절 기술개발내용 및 중요성1

일반적으로 국내외에서 유통되는 대부분의 산업용 충전기는 트랜스포머를 이용하는

철공진형 방식이 대부분이며 부피가 크고 무거울 뿐만 아니라 효율도 또한 떨어진

다 당사는 부피가 작고 가벼우며 효율이 상대적으로 우수한 스위칭형 충전기를 자.

체의 기술력으로 개발하여 일부를 국내에 판매하고 대부분을 미국 및 유럽시장에

수출하고 있다.

그러나 유럽연합에서는 고조파 규제를 강화하여 유럽지역으로 수출되는 전기 전자

기기가 역률 개선 기능을 갖추도록 요구하고 있다 따라서 당사는 이러한 상황을.

극복하면서 경쟁사의 충전기와 비교하여 소형 경량 방수 고효율 고역률 등의 특, , , ,

징을 가지는 급의 충전기를 개발하게 되었다1kW .

제 절 개발제품의 판매 수출 등의 사업화2 ㆍ

년 월 시제품 대를 미국의 업체에 제출하여 제품의 성능을1. 2002 2 , 6 scissors lift

인정받았으며 추가로 대의 시험용을 샘플을 제공하여 현재 시험을 진행하, 24 field

고 있는 중이다.

년 월에 설립된 의 미국현지 법인을 활용하여 여러 업2. 2002 5 SIGNET SYSTEMS

체로의 영업활동을 진행하고 있으며 이번에 개발된 충전기 모델로만 년경 약2003

억의 매출을 예상하고 있다30 .

- 33 -

제 절 경쟁사와의 사양비교 및 개발 결과3

HB1000-48TC1 vs. Lester15590

Manufacturer Signet Systems Inc. Lester Electrical (USA)

Model/Type HB1000-48TC1 15590/48LC21-6ET

Max. Output

Power/Nominal Voltage1000Watt / 48Volt 1000Watt/48Volt

Main Technology

Active Power Factor

Correction, Switching

Mode Power Conversion

Power Conversion using

Ferroresonant

Transformer

Mechanical Max. Size,

Weight

306L*180W*165H(mm),

7.5KG

282L*222W*258H(mm),

20.8KG

The Number of

Changing Profiles

Flooded Lead Acid

Battery / Gel Battery 2

Profiles selectable

Profile for Flooded Lead

Acid Battery

AC

lnput

Input Voltage

Single Phase, Universal

AC inputSingle Phase, 120VAC

80~264VAC Not specified

Frequcncy 50/60 Hz 60Hz

Input Current 11.0A 12A at 120VAC

Power Factor

0.99/0.98 at 110/220VAC

and Maximum output

Power

0.90 at 115VAC and

maximum output Power

DC

Outp

ut

Charging Mode

Three-stage

charging(bulk absorptio→

n trickle)→

Modified two-stage

charging(bulk absorptio→

n off)→

Output Voltage 63.4Vdc_max 60.6Vdc_max

Output Current 16.0Adc_max 21.0Adc_max

Line regulation ~3% 10%(18.9A at 110VAC)↓

Current ripple ~10% About 400%(80Ap-p)

- 34 -

HB1000-48TC1 vs. Lester15590

Features

Bad cell

discriminationO O

AC line

connection

interlock

O X

Current limiting O O

Temperature

compensationO X

Protective

Function

Reverse polarity O O(By fuse)

Short circuit

protectionO O(By fuse)

Over

temperature

protection

O X

Fuse protection O O

Output-open

warningO O(Amperemeter)

LED Display

Charging cycle

progress, Charging

profile, Bad cell

(battery fault), Fault

display

Ampere meter

Efficiency at full loadTypically 88% at

115VAC

82% at 115VAC, 88% at

120VAC

Cooling & Sealing

Convection

cooling/water-proof

IP66

Convection

cooling/Non-water-proof

IP25(Presumed)

Vibration 8G ?

참고:※ 당사 개발제품 : HB1000-48TC1

경 쟁 사 제품 : Lester 15590

- 35 -

제 장 부 록5

시제품 외형도-.

시제품 사진-.

외형 내부( / )

-. PCB SILK SCREEN

(Control part, Power part)

제어부 회로도-.

-. Data sheet

(UC2855/TOP243P/TL494/IRFPS43N50K/HFA15TB60)

- 36 -

시제품 외형도[ ]

- 37 -

- 38 -

시제품 사진[ ]

외형 내부,

- 39 -

시제품 사진[ ]

충전기 외형

충전기 내부

- 40 -

[PCB SILK SCREEN]

-. Control part

-. Power part

- 41 -

- 42 -

- 43 -

제어부 회로도[ ]

- 44 -

- 45 -

- 46 -

- 47 -

- 48 -

- 49 -

- 50 -

[DATA SHEET]

-. UC2855

-. TOP243P

-. TL494

-. IRFPS43N50K

-. HFA15TB60

- 51 -

[UC2855]

- 52 -

UNITRODEUC1855A/B

UC2855A/B

UC3855A/BHigh Performance Power Factor Preregulator

FEATURES

Controls Boost PWM to Near Unity Power Factor•

Fixed Frequency Average Current Mode Control Minimizes line Current•

Distortion

Built-in Active Snubber (ZVT) allows Operation to 500kHz, improved EMI and•

Efficiency

Inductor Current Synthesizer allows Single Current Transformer Current Sense•

for Improved Efficiency and Noise Margin

Accurate Analog Multiplier with Line Compensator allows for Universal Input•

Voltage Operation

High Bandwidth (5MHz), Low Offset Current Amplifier•

Overvoltage and Overcurrent protection•

Two UVLO Threshold Options•

150 A Startup Supply Current Typical• μ

Precision 1% 7.5V Reference•

- 53 -

DESCRIPTION

The UC1855A/B provides all the control features necessary for high power,

high frequency PFC boost converters. The average current mode control

method allows for stable, low distortion AC line current programming without

the need for slope compensation. In addition, the UC1855 utilizes an active

snubbing or ZVT (Zero Voltage Transition technique) to dramatically reduce

diode recovery and MOSFET turn-on losses, resulting in lower EMI emissions

and higher efficiency. Boost converter switching frequencies up to 500kHz are

now realizable, requiring only an additional small MOSFET, diode, and

inductor to resonantly soft switch the boost diode and switch. Average current

sensing can be employed using a simple resistive shunt or a current sense

transformer. Using the current sense transformer method, the internal current

synthesizer circuit buffers the inductor current during the switch on-time, and

reconstructs the inductor current during the switch off-time. Improved signal

to noise ratio and negligible current sensing losses make this an attractive

solution for higher power applications.

The UC1855A/B also features a single quadrant multiplier, squarer, and divider

circuit which provides the programming signal for the current loop. The

internal multiplier current limit reduces output power during low line

conditions. An overvoltage protection circuit disables both controller outputs in

the event of a boost output OV condition

Low startup supply current, UVLO with hysteresis, a 1% 7.5V reference,

voltage amplifier with softstart, input supply voltage clamp, enable comparator,

and overcurrent comparator complete the list of features. Available packages

include: 20 pin N, DW, Q, J, and L.

- 54 -

BLOCK DIAGRAM

- 55 -

UC1855A/B

UC2855A/B

UC3855A/B

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS

Supply Voltage VCC Internally Limited

VCC Supply Clamp Current 20mA

PFC Gate Driver Current (continuous) ±0.5A

PFC Gate Driver Current (peak) ±1.5A

ZVT Drive Current (continuous) ±0.25A

ZVT Drive Current (peak) ±0.75A

Input Current (lAC, RT, RVA) 5mA

Analog Inputs (except Peak Limit) -0.3 to 10V

Peak Limit Input -0.3 to 6.5V

Softstart Sinking Current 1.5mA

Storage Temperature -65°C to +150°C

Junction Temperature -55°C to +150°C

Lead Temperature (Soldering, 10 sec.) +300°C

Currents are positive into, negative out of the specified terminal. Consult

Packaging Section of Databook for thermal limitations and considerations of

packages. All voltages are referenced to GND.

CONNECTION DIAGRAMS

- 56 -

- 57 -

ELECTRICAL CHARACTERISTICS: Unless otherwise specified: VCC=18V, RT=

15k, RVS=23k, CT=470pF, CI=150pF, VRMS=1.5V, lAC=100 A, Iμ SENSE=0V,

CAOUT=4V, VAOUT=3.5V, VSENSE=3V, TA=TJ, TA=-55°C to 125°C (UC1855A/B),

-40 to 85 (UC2855A/B), 0 to 70 (UC3855A/B).

- 58 -

UC1855A/B

UC2855A/B

UC3855A/B

ELECTRICAL CHARACTERISTICS: Unless otherwise specified: VCC=18V, RT=

15k, RVS=23k, CT=470pF, CI=150pF, VRMS=1.5V, lAC=100 A, Iμ SENSE=0V,

CAOUT=4V, VAOUT=3.5V, VSENSE=3V, TA=TJ, TA=-55°C to 125°C (UC1855A/B),

-40 to 85 (UC2855A/B), 0 to 70 (UC3855A/B).

- 59 -

- 60 -

UC1855A/B

UC2855A/B

UC3855A/B

ELECTRICAL CHARACTERISTICS: Unless otherwise specified: VCC=18V, RT=

15k, RVS=23k, CT=470pF, CI=150pF, VRMS=1.5V, lAC=100 A, Iμ SENSE=0V,

CAOUT=4V, VAOUT=3.5V, VSENSE=3V, TA=TJ, TA=-55°C to 125°C (UC1855A/B),

-40 to 85 (UC2855A/B), 0 to 70 (UC3855A/B).

PIN DESCRIPTIONS

CA-: This is the inverting input to the current amplifier. Connect the required

compensation components between this pin and CAOUT. The common mode

operating range for this input is between -0.3V and 5V.

CAO: This is the output of the wide bandwidth current amplifier and one of

the inputs to the PWM duty cycle comparator. The output signal generated by

this amplifier commands the PWM to force the correct input current. The

output can swing from 0.1 V to 7.5V.

- 61 -

CI: The level shifted current sense signal is impressed upon a capacitor

connected between this pin and GND. The buffered current sense transformer

signal charges the capacitor when the boost switch is on. When the switch is

off, the current synthesizer discharges the capacitor at a rate proportional to

the dl/dt of the boost inductor current. In this way, the discharge current

approximately equal to

Discharging the CI capacitor in this fashion, a "reconstructed" version of the

inductor current is generated using only one current sense transformer.

CS: The reconstructed inductor current waveform generated on the CI pin is

level shifted down a diode drop to this pin. Connect the current amplifier

input resistor between CS and the inverting input of the current amplifier. The

waveform on this pin is compared to the multiplier output waveform through

the average current sensing current amplifier. The input to the peak current

limiting comparator is also connected to this pin. A voltage level greater than

1.5 volts on this pin will trip the comparator and disable the gate driver

output.

CT: A capacitor from CT to GND sets the PWM oscillator frequency according

to the following equation:

Use a high quality ceramic capacitor with low ESL and ESR for best results.

A minimum CT value of 200pF insures good accuracy and less susceptibility

to circuit layout parasitics. The oscillator and PWM are designed to provide

practical operation to 500kHz.

GND: All voltages are measured with respect to this pin. All bypass and

timing capacitors connected to GND should have leads as short and direct as

possible.

- 62 -

UC1855A/B

UC2855A/B

UC3855A/B

PIN DESCRIPTIONS (cont.)

GTOUT: The output of the PWM is a 1.5A peak totem pole MOSFET gate

driver on GTOUT. A series resistor between GTOUT and the MOSFET gate of

at least 10 ohms should be used to limit the overshoot on GTOUT. In

addition, a low VF Schottky diode should be connected between GTOUT and

GND to limit undershoot and possible erratic operation.

lAC: This is a current input to the multiplier. The current into this pin should

correspond to the instantaneous value of the rectified AC input line voltage.

This is accomplished by connecting a resistor directly between lAC and the

rectified input line voltage. The nominal 650mV level present on lAC negates

the need for any additional compensating resistors to accommodate for the

zero crossings of the line. A current equal to one fourth of the lAC current

forms one of the inductor current synthesizer inputs.

IMO: This is the output of the multiplier, and the noninverting input of the

current amplifier. Since this output is a current, connect a resistor between

this pin and ground equal in value to the input resistor of the current

amplifier The common mode operating range for this pin is -0.3V to 5V.

ION: This pin is the current sensing input. It should be connected to the

secondary side output of a current sensing transformer whose primary winding

is in series with the boost switch. The resultant signal applied to this input is

buffered and level shifted up a diode to the CI capacitor on the CI pin. The

ION buffer has a source only output. Discharge of the CI cap is enabled

through the current synthesizer circuitry. The current sense transformer

termination resistor should be designed to obtain a 1V input signal amplitude

at peak switch current.

- 63 -

OVP: This pin senses the boost output voltage through a voltage divider. The

enable comparator input is TTL compatible and can be used as a remote

shutdown port. A voltage level below 1.8V, disables VREF, oscillator, and the

PWM circuitry via the enable comparator. Between 1.8V and VREF (7.5V) the

UC1855 is enabled. Voltage levels above 7.5V will set the PWM latch via the

hysteretic OVP comparator and disable both ZVTOUT and GTOUT until the

OVP level has decayed by the nominal hysteresis of 400mV If the voltage

divider is designed to initiate an OVP fault at 5% of OV, the internal

hysteresis enables normal operation again when the output voltage has

reached its nominal regulation level. Both the OVP and enable comparators

have direct logical connections to the PWM output and exhibit typical

propagation delays of 200ns.

REF: REF is the output of the precision reference. The output is capable of

supplying 25mA to peripheral circuitry and is internally short circuit current

limited. REF is disabled and low whenever VCC is below the UVLO threshold,

and when OVP is below 1.8V A REF "GOOD" comparator senses REF and

disables the stage until REF has attained approximately 90% of its nominal

value. Bypass REF to GND with a 0.1 F or larger ceramic capacitor for bestμ

stability.

RVS: The nominal 3V signal present on the VSENSE pin is buffered and

brought out to the RVS pin. A current proportional to the output voltage is

generated by connecting a resistor between this pin and GND. This current

forms the second input to the current synthesizer.

VAO: This is the output of the voltage amplifier. At a given input RMS

voltage, the voltage on this pin will vary directly with the output load. The

output swing is limited from approximately 100mV to 6V. Voltage levels below

1.5V on this pin will inhibit the multiplier output.

VCC: Positive supply rail for the IC. Bypass this pin to GND with a 1 F lowμ

ESL, ESR ceramic capacitor. This pin is internally clamped to 20V Current into

this clamp should be limited to less than 10mA. The UC1855A has a 15.5V

(nominal) turn on threshold with 6 volts of hysteresis while the UC1855B turns

on at 10.5V with 500mV of hysteresis.

- 64 -

VRMS: This pin is the feedforward line voltage compensation input to the

multiplier. A voltage on VRMS proportional to the AC input RMS voltage

commands the multiplier to alter the current command signal by 1/VRMS2 to

maintain a constant power balance. The input to VRMS is generally derived

from a two pole low pass filter/voltage divider connected to the rectified AC

input voltage. This feature allows universal input supply voltage operation and

faster response to input line fluctuations for the PFC boost preregulator. For

most designs, a voltage level of 1.5V on this pin should correspond to low

line, and 4.7V for high line. The input range for this pin extends from 0 to

5.5V.

VSENSE: This pin is the inverting input of the voltage amplifier and serves as

the output voltage feedback point for the PFC boost converter. It senses the

output voltage through a voltage divider which produces a nominal 3V. The

voltage loop compensation is normally connected between this pin and VAO.

The VSENSE pin must be above 1.5V at 25°C, (1.9V at -55°C) for the current

synthesizer to work properly.

- 65 -

UC1855A/B

UC2855A/B

UC3855A/B

PIN DESCRIPTIONS (cont.)

ZVS: This pin senses when the drain voltage of the main MOSFET switch has

reached approximately zero volts, and resets the ZVT latch via the ZVT

comparator. A minimum and maximum ZVTOUT pulse width are programmable

from this pin. To directly sense the 400V drain voltage of the main switch,≈

a blocking diode is connected between ZVS and the high voltage drain. When

the drain reaches 0V, the level on ZVS is 0.7V which is below the 2.6V ZVT≈

comparator threshold. The maximum ZVTOUT pulse width is approximately

equal to the oscillator blanking period time.

ZVTOUT: The output of the ZVT block is a 750mA peak totem pole MOSFET

gate driver on ZVTOUT. Since the ZVT MOSFET switch is typically 3X smaller

than the main switch, less peak current is required from this output. Like

GTOUT, a series gate resistor and Schottky diode to GND are recommended.

This pin may also be used as a high current synchronization output driver.

- 66 -

For more information see Unitrode Applications Note U-153

Figure 1. Current Amplifier Frequency

Response

Figure 2. Voltage Amplifier Gain Phase

vs Frequency

Figure 3. Voltage Amplifier Input

Threshold

Figure 4. Supply Current ON

- 67 -

UC1855A/B

UC2855A/B

UC3855A/B

Figure 5. Multiplier Current Gain

Constant

Figure 6. Oscillator Initial Accuracy

- 68 -

IMPORTANT NOTICE

Texas Instruments and its subsidiaries (TI) reserve the right to make changes

to their products or to discontinue any product or service without notice, and

advise customers to obtain the latest version of relevant information to verify,

before placing orders, that information being relied on is current and

complete. All products are sold subject to the terms and conditions of sale

supplied at the time of order acknowledgement, including those pertaining to

warranty, patent infringement, and limitation of liability.

TI warrants performance of its semiconductor products to the specifications

applicable at the time of sale in accordance with TI's standard warranty.

Testing and other quality control techniques are utilized to the extent TI

deems necessary to support this warranty. Specific testing of all parameters

of each device is not necessarily performed, except those mandated by

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ENVIRONMENTAL DAMAGE ("CRITICAL APPLICATIONS"). TI SEMICONDUCTOR

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adequate design and operating safeguards must be provided by the customer

to minimize inherent or procedural hazards.

- 69 -

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TI does not warrant or represent that any license, either express or implied, is

granted under any patent right, copyright, mask work right, or other

intellectual property right of TI covering or relating to any combination,

machine, or process in which such semiconductor products or services might

be or are used. Tl's publication of information regarding any third party's

products or services does not constitute TI's approval, warranty or

endorsement thereof.

Copyright 1999, Texas Instruments Incorporated

- 70 -

[TOP243P]

- 71 -

TOP242-249

TOPSwitch®-GX Family

Extended Power, Design Flexible,

EcoSmart®, Integrated Off-line Switcher

Product Highlights

Lower System Cost, High Design Flexibility

Extended power range to 250 Wㆍ

Features eliminate or reduce cost of external componentsㆍ

Fully integrated soft-start for minimum stress/overshootㆍ

Externally programmable accurate current limitㆍ

Wider duty cycle for more power, smaller input capacitorㆍ

Separate line sense and current limit pins on Y/R packagesㆍ

Line under-voltage (UV) detection: no turn off glitches.ㆍ

Line overvoltage (OV) shutdown extends line surge limitㆍ

Line feed forward with maximum duty cycle (DCㆍ MAX) reduction rejects line

ripple and limits DCMAX at high line

Frequency jittering reduces EMI and EMI filtering costsㆍ

Regulates to zero load without dummy loadingㆍ

132 kHz frequency reduces transformer/power supply sizeㆍ

Halffrequency option in Y/R packages for Video applicationsㆍ

Hysteretic thermal shutdown for automatic fault recoveryㆍ

Large thermal hysteresis prevents PC board overheatingㆍ

EcoSmart - Energy Efficient

Extremely Iow consumption in remote off mode(80 mW @ 110VAC, 160ㆍ

mW @ 230 VAC)

Frequency lowered with load for high standby efficiencyㆍ

Allows shutdown/wake-up via LAN/input portㆍ

- 72 -

Description

TOPSwitch-GX uses the same proven topology as TOPSwitch, cost effectively

integrating the high voltage power MOSFET, PWM control, fault protection and

other control circuitry onto a single CMOS chip. Many new functions are

integrated to reduce system cost and improve design flexibility, performance

and energy efficiency.

Depending on package type, the TOPSwitch-GX family has either 1 or 3

additional pins over the standard DRAIN, SOURCE and CONTROL terminals.

allowing the following functions: line sensing (OV/UV, line feedforward/DC

max reduction), accurate externally set current limit, remote on/off, and

synchronization to an external lower frequency and frequency

selection(132kHz/66kHz)

All package types provide the following transparent features: Soft-start.

132kHz switching frequency (automatically reduced at light load), frequency

jittering for lower EMI, wider DCMAX hysteretic thermal shutdown and larger

creepage packages. In addition, all critical parameters(i.e. current limit,

frequency, PWM gain) have tighter temperature and absolute tolerance, to

simplify design and optimize system cost.

- 73 -

Figure 1. Typical Flyback Application.

Table 1.

Notes: 1. Typical continuous power in a non-ventilated enclosed adapter

measured at 50 ambient. Assumes 1 sq. in of 2 oz. copper heat sink

area for R package. 2. Maximum practical continuous power in an open

frame design at 50 ambient. See Key Applications for detailed conditions.

Assumes 3 sq. in of 2 oz. copper heat sink area for R package. 3. See

Part Ordering Information. 4. 230 VAC or 100/115 VAC with doubler.

- 74 -

Figure 2a. Functional Block Diagram (Y or R Package).

Figure 2b. Functional Block Diagram (P or G Package).

- 75 -

- 76 -

[TL494]

- 77 -

TL494

PULSE-WIDTH-MODULATION CONTROL CIRCUITS

SLVS074B-JANUARY 1983v-REVISED JULY 1999

Complete PWM Power Control Circuitry•

Uncommitted Outputs for 200-mA Sink or Source Current•

Output Control Selects Single-Ended or Push-Pull Operation•

Internal Circuitry Prohibits Double Pulse at Either Output•

Variable Dead Time Provides Control Over Total Range•

Internal Regulator Provides a Stable 5-V Reference Supply With 5%•

Tolerance

Circuit Architecture Allows Easy Synchronization•

D, N, NS, OR PW PACKAGE (TOP VIEW)

- 78 -

description

The TL494 incorporates all the functions required in the construction of a

pulse-width-modulation (PWM) control circuit on a single chip. Designed

primarily for power-supply control, this device offers the flexibility to tailor the

power-supply control circuitry to a specific application.

The TL494 contains two error amplifiers, an on-chip adjustable oscillator, a

dead-time control (DTC) comparator, a pulse-steering control flip-flop, a

5-V, 5%-precision regulator, and output-control circuits.

The error amplifiers exhibit a common-mode voltage range from -0.3V to VCC

- 2V. The dead-time control comparator has a fixed offset that provides

approximately 5% dead time. The on-chip oscillator can be bypassed by

terminating RT to the reference output and providing a sawtooth input to CT,

or it can drive the common Circuits in synchronous multiple-rail power

supplies.

The uncommitted output transistors provide either common-emitter or

emitter-follower output capability. The TL494 provides for push-pull or

single-ended output operation, which can be selected through the

output-control function. The architecture of this device prohibits the possibility

of either output being pulsed twice during push-pull operation

The TL494C is characterized for operation from 0 to 70°C. The TL4941 is

characterized for operation from -40°C to 85°C

FUNCTION TABLE

INPUT TO

OUTPUT CTRLOUTPUT FUNCTION

Vl = GND Single-ended or parallel output

Vl = Vref Normal push-pull operation

- 79 -

AVAILABLE OPTIONS

TA

PACKAGED DEVICES

CHIP

FORM

(Y)

SMALL

OUTLINE

(D)

PLASTIC

DIP

(N)

SMALL

OUTLINE

(NS)

SHRINK

SMALL

OUTLINE

(PW)

0 TO 70 TL494CD TL494CN TL494CNS TL494CPW TL494Y

-40 TO 85 TL494ID TL494IN - - -

The D, NS, and PW packages are available taped and reeled. Add the suffix

R to device type (e.g., TL494CDR). Chip forms are tested at 25

functional block diagram

- 80 -

absolute maximum ratings over operating free·air temperature range (unless

otherwise noted)†

Stresses beyond those listed under "absolute maximum ratings" may cause†permanent damage to the device. These are stress ratings only, andfunctional operation of the device at these or any other conditions beyondthose indicated under "recommended operating conditions" is not impliedExposure to absolute-maximum-rated conditions for extended periods mayaffect device reliability.NOTES: 1. All voltage values, except differential voltages, are with respect tothe network ground terminal.2. Maximum power dissipation is a function of TJ(max), θJA, and TA. Themaximum allowable power dissipation at any allowable ambient temperatureis PD = (TJ(max) - TA)/θJA. Operating at the absolute maximum TJ of 150°Ccan impact reliability.3. The package thermal impedance is calculated in accordance with JESD51, except for through-hole packages, which use a trace length of zero.

recommended operating conditions

- 81 -

electrical characteristics over recommended operating free-air temperature

range, VCC = 15V, f = 10 kHz (unless otherwise noted)

reference section

For conditions shown as MIN or MAX, use the appropriate value specified†

under recommended operating conditions.

All typical values, except for parameter changes with temperature, are at‡

TA = 25 .

§ Duration of the short circuit should not exceed one second.

oscillator section, CT = 0.01 F, Rμ T = 12 k (see Figure 1)Ω

For conditions shown as MIN or MAX, use the appropriate value specified†

under recommended operating conditions.

All typical values, except for parameter changes with temperature, are at‡

TA = 25°C.

¶ Standard deviation is a measure of the statistical distribution about the

mean as derived from the formula:

# Temperature coefficient of timing capacitor and timing resistor are not

taken into account.

- 82 -

error-amplifier section (see Figure 2)

- 83 -

electrical characteristics over recommended operating free-air temperature

range, VCC = 15V, f = 10 kHz, TA = 25°C (unless otherwise noted)

reference section

oscillator section, CT = 0.01 F, Rμ T = 12 k (see Figure 1)Ω

All typical values, except for parameter changes with temperature, are at†

TA = 25 .

§ Standard deviation is a measure of the statistical distribution about the

mean as derived from the formula:

error-amplifier section (see Figure 2)

- 84 -

electrical characteristics over recommended operating free-air temperature

range, VCC = 15V, f = 10 kHz (unless otherwise noted)

output section

dead-time control section (see Figure 1)

PWM comparator section (see Figure 1)

total device

- 85 -

switching characteristics, TA = 25°C

- 86 -

PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION

TEST CIRCUIT

VOLTAGE WAVEFORMS

Figure 1. Operational Test Circuit and Waveforms

- 87 -

PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION

Figure 2. Amplifier Characteristics

TEST CIRCUIT OUTPUT VOLTAGE WAVEFORMNOTE A: CL includes probe and jig capacitance.

Figure 3. Common-Emitter Configuration

TEST CIRCUIT OUTPUT VOLTAGE WAVEFORMNOTE A : CL includes probe and jig capacitance.

Figure 4. Emitter-Follower Configuration

- 88 -

TYPICAL CHARACTERISTICS

OSCILLATOR FREQUENCY AND FREQUENCY VARIATION† vs TIMING

RESISTANCE

Frequency variation ( f) is the change in oscillator frequency that occurs† Δ

over the full temperature range.

Figure 5

AMPLIFIER VOLTAGE AMPLIFICATION vs FREQUENCY

Figure 6

- 89 -

IMPORTANT NOTICE

Texas Instruments and its subsidiaries (TI) reserve the right to make changes

to their products or to discontinue any product or service without notice, and

advise customers to obtain the latest version of relevant information to verify,

before placing orders, that information being relied on is current and

complete. All products are sold subject to the terms and conditions of sale

supplied at the time of order acknowledgement, including those pertaining to

warranty, patent infringement, and limitation of liability.

TI warrants performance of its semiconductor products to the specifications

applicable at the time of sale in accordance with TI's standard warranty.

Testing and other quality control techniques are utilized to the extent TI

deems necessary to support this warranty. Specific testing of all parameters

of each device is not necessarily performed, except those mandated by

government requirements.

CERTAIN APPLICATIONS USING SEMICONDUCTOR PRODUCTS MAY INVOLVE

POTENTIAL RISKS OF DEATH, PERSONAL INJURY, OR SEVERE PROPERTY OR

ENVIRONMENTAL DAMAGE ("CRITICAL APPLICATIONS"). TI SEMICONDUCTOR

PRODUCTS ARE NOT DESIGNED, AUTHORIZED, OR WARRANTED TO BE

SUITABLE FOR USE IN LIFE-SUPPORT DEVICES OR SYSTEMS OR OTHER

CRITICAL APPLICATIONS. INCLUSION OF TI PRODUCTS IN SUCH

APPLICATIONS IS UNDERSTOOD TO BE FULLY AT THE CUSTOMER'S RISK.

In order to minimize risks associated with the customer's applications,

adequate design and operating safeguards must be provided by the customer

to minimize inherent or procedural hazards.

TI assumes no liability for applications assistance or customer product design.

TI does not warrant or represent that any license, either express or implied, is

granted under any patent right, copyright, mask work right, or other

intellectual property right of TI covering or relating to any combination,

machine, or process in which such semiconductor products or services might

be or are used. TI's publication of information regarding any third party's

products or services does not constitute TI's approval, warranty or

endorsement thereof.

- 90 -

Copyright 1999. Texas Instruments Incorporated

- 91 -

[IRFPS43N50K]

- 92 -

International

RectifierSMPS MOSFET

PD-93922B

IRFPS43N50K

HEXFET Power MOSFET

Applications

Switch Mode Power Supply (SMPS)•

Uninterruptible Power Supply•

High Speed Power Switching•

Hard Switched and High Frequency Circuits•

Benefits

Low Gate Charge Qg results in Simple Drive Requirement•

Improved Gate, Avalanche and Dynamic dv/dt Ruggedness•

Fully Characterized Capacitance and Avalanche Voltage and Current•

Low R• DS(on)

- 93 -

Absolute Maximum Ratings

Avalanche Characteristics

I hermal Resistance

- 94 -

IRFPS43N50KInternational

Rectifier

Static @ TJ = 25°C (unless otherwise specified)

Dynamic @ TJ = 25°C (unless otherwise specified)

- 95 -

Diode Characteristics

Notes:

Repetitive rating: pulse width limited by max. junction temperature. (See①

Fig. 11)

Starting T② J = 25°C, L = 0.82mH, RG = 25 , IΩ AS = 47A(See Figure 12a).

I③ SD 47A. di/dt 230A/ s. V≤ ≤ μ DD V≤ (BR)DSS. TJ 150°C≤

Pulse width 400 s; duty cycle 2%④ ≤ μ ≤

C⑤ OSS eff. is a fixed capacitance that gives the same charging time as

COSS while VDS is rising from 0 to 80% VDSS.

- 96 -

International

RectifierIRFPS43N50K

Fig 1. Typical Output Characteristics Fig 2. Typical Output Characteristics

Fig 3. Typical Transfer Characteristics Fig 4. Normalized On-Resistance Vs.

Temperature

- 97 -

IRFPS43N50KInternational

Rectifier

Fig 5. Typical Capacitance Vs.

Drain-to-Source Voltage

Fig 6. Typical Gate Charge Vs.

Gate-to-Source Voltage

Fig 7. Typical Source-Drain Diode

Forward Voltage

Fig 8. Maximum Safe Operating Area

- 98 -

International

RectifierIRFPS43N50K

Fig 9. Maximum Drain Current Vs. Case Temperature

Fig 10a. Switching Time Test Circuit

Fig 10b. Switching Time Waveforms

- 99 -

Fig 11. Maximum Effective Transient Thermal Impedance, Junction-to-Case

Fig 12a. Maximum Avalanche Energy Vs. Drain Current

Fig 12c. Unclamped Inductive Test Circuit

- 100 -

Fig 12d. Unclamped Inductive Waveforms

Fig 13a. Gate Charge Test Circuit Fig 13b. Basic Gate Charge Waveform

- 101 -

International

RectifierIRFPS43N50K

Peak Diode Recovery dv/dt Test Circuit

Fig 14. For N-Channel HEXFET® Power MOSFETs

- 102 -

IRFPS43N50KInternational

Rectifier

SUPER-247AC Package Outline

Dimensions are shown in millimeters (inches)

- 103 -

[HFA15TB60]

- 104 -

International

Rectifier

Bulletin PD-2.334 rev. B 01/02

HFA15TB60

HFA15TB60-1

HEXFREDTM

Features

Ultrafast Recovery•

Ultrasoft Recovery•

Very Low l• RRM

Very Low Q• rr

Specified at Operating Conditions•

Benefits

Reduced RFI and EMI•

Reduced Power Loss in Diode and Switching Transistor•

Higher Frequency Operation•

Reduced Snubbing•

Reduced Parts Count•

Description

International Rectifier's HFA15TB60 is a slate of the art ultra last recovery

diode. Employing the latest in epitaxial construction and advanced processing

techniques it features a superb combination of characteristics which result in

performance which is unsurpassed by any rectifier previously available. With

basic ratings of 600 volts and 8 amps per Leg continuous current, the HFA

15TB60 is especially well suited for use as the companion diode lor IGBTs

and MOSFETs. In addition to ultra fast recovery time, the HEXFRED product

line features extremely low values of peak recovery current (IRRM) and does

not exhibit any tendency to "snap-off" during the tb portion of recovery. The

HEXFRED features combine to offer designers a rectifier with lower noise and

significantly lower switching losses in both the diode and the switching

transistor These HEXFRED advantages can help to significantly reduce

snubbing, component count and heatsink sizes. The HEXFRED HFA15TB60 is

ideally suited for applications in power supplies and power conversion

systems (such as inverters). motor drives, and many other similar applications

where high speed high efficiency is needed.

- 105 -

Ultrafast, Soft Recovery Diode

Absolute Maximum Ratings

- 106 -

HFA15TB60, HFA15TB60-1

Bulletin PD-2.334 rev. B 01/02

International

Rectifier

Electrical Characteristics @ TJ=25°C (unless otherwise specified)

Dynamic Recovery Characteristics @ TJ=25°C (unless otherwise specified)

Thermal - Mechanical Characteristics

0.063 in. from Case (1.6mm) for 10 sec①

Typical Socket Mount②

Mounting Surface, Flat, Smooth and Greased③

- 107 -

International

Rectifier

HFA15TB60, HFA15TB60-1

Bulletin PD-2.334 rev. B 01/02

Fig. 1 - Maximum Forward Voltage Drop vs. Instantaneous Forward Current

Fig. 2 - Typical Reverse Current vs. Reverse Voltage

- 108 -

Fig. 3 - Typical Junction Capacitance vs. Reverse Voltage

Fig. 4 - Maximum Thermal Impedance Zlhjc Characteristics

- 109 -

HFA15TB60, HFA15TB60-1

Bulletin PD-2.334 rev. B 01/02

International

Rectifier

Fig. 5 - Typical Reverse Recovery vs.

dif/dt

Fig. 6 - Typical Recovery Current vs.

dif/dt

Fig. 7 - Typical Stored Charge vs.

dif/dtFig. 8 - Typical di(rec)M/dt vs.dif/dt

- 110 -

International

Rectifier

HFA15TB60, HFA15TB60-1

Bulletin PD-2.334 rev. B 01/02

REVERSE RECOVERY CIRCUIT

Fig. 9 - Reverse Recovery Parameter Test Circuit

1. dif/dt-Rate of change of current through zero crossing

2. IRRM-Peak reverse recovery current

3. trr-Reverse recovery time measured from zero crossing point of negative

going IF to point where a line passing through 0.75 IRRM and 0.50 IRRM

extrapolated to zero current

4. Qrr-Area under curve defined by trr and IRRM

5. di(rec)M/dt-Peak rate of change of current during tb portion of trr

Fig. 10 - Reverse Recovery Waveform and Definition

- 111 -

Outline Table

- 112 -

HFA15TB60, HFA15TB60-1

Bulletin PD-2.334 rev. B 01/02

International

Rectifier

Outline Table