第 7 章频率调制与解调

《高频电路原理与分析》

第 7 章频率调制与解调第 7 章频率调制与解调

7.1 调频信号分析 7.2 调频器与调频方法7.3 调频电路7.4 鉴频器与鉴频方法 7.5 鉴频电路 7.6 调频收发信机及特殊电路7.7 调频多重广播

　　要求掌握调频信号分析，调频器与调频方法，鉴频器与鉴频方法，鉴频电路，熟悉调频电路，调频收发信机及特殊电路。


第 7 章频率调制与解调

7.1 调频信号分析

( ) ( ) ( ) cosc c f c mt t k u t t

7.1.1 调频信号的参数与波形设调制信号为单一频率信号 uΩ(t)=UΩcosΩt, 未调载波电压为 uC=UCcosωct, 则根据频率调制的定义 , 调频信号的瞬时角频率为

它是在 ωc 的基础上 , 增加了与 uΩ(t) 成正比的频率偏移。式中 kf 为比例常数。调频信号的瞬时相位 φ(t) 是瞬时角频率ω(t) 对时间的积分 , 即



式中 ,φ0 为信号的起始角频率。为了分析方便 , 不妨设 φ0=0, 则式（ 7―2 ）变为

00( ) ( )

tt d （ 7―

2 ）

0( ) ( ) sin sin ( )

tm

c c f ct d t t t m t t

式中，为调频指数。 FM 波的表示式为m

fm

sin( ) cos( sin ) Re[ ]fe jm tj tFM C c f Cu t U t m t U e e



图 7―1 调频波波形

t0

t0

u

(a )

(b )

t0

( t )

(c )

c

m

t0

(d )

I FM ( t )

t

( t )

024

T c 2 T c

m f

( t )

c

(e )



图 7―2 调频波 Δfm 、 mf 与 F 的关系

F

fm

m f

0

fm

m f


第 7 章频率调制与解调 7.1.2 调频波的频谱 1 ．调频波的展开式因为式（ 7―4 ）中的是周期为 2π/Ω 的周

期性时间函数 , 可以将它展开为傅氏级数 , 其基波角频率为 Ω, 即

sinfjm te

sin ( )fjm t jn tn f

n

e J m e

（ 7―5 ）式中 Jn(mf) 是宗数为 mf 的 n 阶第一类贝塞尔函数 ,

它可以用无穷级数进行计算 :2

0

( 1) ( )2( )

!( )!

fn n m

n fm

m

J mm n m

（ 7―6 ）


第 7 章频率调制与解调它随 mf 变化的曲线如图7―3所示 , 并具有以下特性 :

Jn(mf)=J-n(mf), n 为偶数

Jn(mf)=-J-n(mf), n 为奇数因而 , 调频波的级数展开式为

( )( ) Re[ ( ) ]

( )cos( )

cj t n tFM C n f

n

C n f cn

u t U J m e

U J m n t

（ 7―7 ）



图 7―3 第一类贝塞尔函数曲线 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12

£ 0.4

£ 0.2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

J n (m f)

J 0

J 1 J 2 J 3 J 4 J 5 J 6 J 7 J 8 J 9 J 10

m f


第 7 章频率调制与解调 2 ．调频波的频谱结构和特点将上式进一步展开 , 有 uFM(t)=UC ［ J0(mf)cosωct+J1(mf)cos(ωc+Ω)t

-J1(mf)cos(ωc-Ω)t+J2(mf)cos(ωc+2Ω)t

+J2(mf)cos(ωc-2Ω)t+J3(mf)cos(ωc+3Ω)t

-J3(mf)cos(ωc-3Ω)t+… ］（ 7―8 ）


第 7 章频率调制与解调图7―

4 单频调制时FM

波的振幅谱（a）Ω

为常数;（b

）Δωm为常数

c

m f£½1

c

m f£½1

m f£½2

c c

m f£½2

c

m f£½5

c

m f£½10

Q

c

m f£½15

m f£½5

c

m f£½10

m f£½20

c

c

(a ) (b )



图 7―5 调频信号的矢量表示

0 载波

£

£ 0 载波

合成矢量

0(a ) AMÇé¿ö

(b ) NBFM 情况

m fsin t



图 7―6 | Ｊ n(mf)|≥0.01 时的 n/mf 曲线

m f

n / m f

0

1

2

3

4

4 8 12 16 20


第 7 章频率调制与解调以载波 fc 为中心，由无穷多对以调制频率 F 为间隔的边频分量组成，各分量幅值取决于 Bessel 函数，且以 fc 对称分布。载波分量并不总是最大，有时为零。FM 信号的功率大部分集中在载频附近。频谱结构与 mf 有密切关系。在 F 一定时， Δfm mf 有影响的边频数量增加频谱展宽在 Δfm 一定时， F mf 有影响的边频数量增加主要频谱宽度基本不变。


第 7 章频率调制与解调 7.1.3 调频波的信号带宽通常采用的准则是 , 信号的频带宽度应包括幅度大

于未调载波 1% 以上的边频分量 , 即 |Jn(mf)| ≥0.01

由图可见 , 当 mf 很大时 ,n/mf 趋近于 1 。因此当 mf1

时 , 应将 n=mf 的边频包括在频带内 , 此时带宽为 Bs=2nF=2mfF=2Δfm （ 7―9 ）当 mf 很小时 , 如 mf<0.5, 为窄频带调频 , 此时 Bs=2F （ 7―10 ）


第 7 章频率调制与解调对于一般情况 , 带宽为 Bs=2(mf+1)F=2(Δfm+F) （ 7―11 ）更准确的调频波带宽计算公式为

2( 1)s f fB m m F （ 7―12 ）当调制信号不是单一频率时 , 由于调频是非线性过

程 , 其频谱要复杂得多。比如有 F1 、 F2 两个调制频率 ,

则根据式 (7-7) 可写出 1 1 2 2( sin sin )

2 1 2

( ) Re[ ]

( )cos( )

f fc j m t m tj tFM C

C n f cn k

u t U e e

U J m n k t


第 7 章频率调制与解调 7.1.4 调频波的功率调频信号 uFM(t) 在电阻 RL 上消耗的平均功率为

2

2 2

2

2

( )

1 ( )2

( ) 1

12

FMAM

L

FM c n fnL

n fn

FM c cL

u tPR

P U J mR

J m

P U PR

由于余弦项的正交性 , 总和的均方值等于各项均方值的总和 , 由式（ 7―7 ）可得

（ 7―13 ）

（ 7―14 ）

（ 7―15 ）


第 7 章频率调制与解调 7.1.5 调频波与调相波的比较 1 ．调相波调相波是其瞬时相位以未调载波相位 φc 为中心按

调制信号规律变化的等幅高频振荡。如 uΩ(t)=UΩcosΩt,

并令 φ0=0, 则其瞬时相位为 φ(t)=ωct+Δφ(t)=ωct+kpuΩ(t)

=ωct+ΔφmcosΩt=ωct+mpcosΩt （ 7―16 ）从而得到调相信号为 uPM(t)=UCcos(ωct+mpcosΩt) （ 7―17 ）


第 7 章频率调制与解调调相波的瞬时频率为

( ) ( ) sin sinc p c mdt t m t tdt

（ 7―18 ）

图 7―8 调相波 Δfm 、 mp 与 F 的关系

F

fmm p

0

fm

m p



图 7―7 调相波波形

t0

t0

u

(a )

(b )

(c )

t0

( f )

i PM ( t )

t

P M ( t )

0

c

(g )

i c

( t )

t0

(d )

( t )

t0

(e )

( t )

t

c

0

m


第 7 章频率调制与解调至于 PM 波的频谱及带宽 , 其分析方法与 FM 相同。

调相信号带宽为 Bs=2(mp+1)F (7―19)

图 7―9 调频与调相的关系

FM积分调相

u

(a )

PM微分调频

u

(b )


第 7 章频率调制与解调 2 ．调频波与调相波的比较调频波与调相波的比较见表 7―1 。在本节结束前 , 要强调几点 :

（ 1 ）角度调制是非线性调制 , 在单频调制时会出现（ ωc±nΩ ）分量 , 在多频调制时还会出现交叉调制（ ωc±nΩ1±kΩ2+… ）分量。

（ 2 ）调频的频谱结构与 mf 密切相关。 mf 大 , 频带宽。

（ 3 ）与 AM 制相比 , 角调方式的设备利用率高 ,因其平均功率与最大功率一样。


第 7 章频率调制与解调表 7―1 调频波与调相波的比较表


第 7 章频率调制与解调例 1 　调角波 ))(2000cos10102cos(10)( 8 Vtttu

试计算说明（ 1 ）调角波的载波频率；（ 2 ）调制信号频率；（ 3 ）最大频偏；（ 4 ）最大相移；（ 5 ）频谱宽度；（ 6 ）在单位电阻上的损耗功率；（ 7 ）能否确定是调频波还是调相波。例 2 　已知某调频电路的调制灵敏度 VkHzk f /3

载波信号　　　　　　　　　　　　调制信号)(102cos3)( 8 Vttuc )(106cos3102cos2)( 33 Vtttu

试写出输出调频波的数学表达式。



例 3 　已知调制信号 6),(102cos5)( 3 pf mmVttu

（ 1 ）对应的调频波与调相波的有效频谱宽度（ 2 ）若　　不变， F 增大一倍，两种已调波的有效频谱宽度如何变化（ 3 ）若 F 不变，　增大一倍，两种已调波的有效频谱宽度如何变化（ 4 ）若 F 和　　都增大一倍，两种已调波的有效频谱宽度又如何变化

U

U

U



7.2 调频器与调频方法7.2.1 调频器对于图 7―10 的调频特性的要求如下 :

（ 1 ）调制特性线性要好。（ 2 ）调制灵敏度要高。（ 3 ）载波性能要好。



图 7―10 调频特性曲线

U 0

f


第 7 章频率调制与解调 7.2.2 调频方法 1 ．直接调频法这种方法一般是用调制电压直接控制振荡器的振荡

频率 ,使振荡频率 f(t) 按调制电压的规律变化。若被控制的是 LC 振荡器 , 则只需控制振荡回路的某个元件 (L或C),使其参数随调制电压变化 ,就可达到直接调频的目的。

常用的方法是采用变容二极管实现直接调频，由于电路简单、性能良好，已成为目前最广泛的调频电路之一。

在直接调频法中，振荡器与调制器合二为一，其优点是在实现线性调频的要求下，可获得较大频偏，其主要缺点是频率稳定度差。


第 7 章频率调制与解调 2 ．间接调频法实现间接调频的关键是如何进行相位调制。通常 ,实现相位调制的方法有如下三种 :

(1 ）矢量合成法。这种方法主要针对的是窄带的调频或调相信号。对于单音调相信号

uPM=Ucos(ωct+mpcosΩt)

=Ucosωctcos(mpcosΩt)-Usin(mpcosΩt)sinωct

当 mp≤π/12 时 , 上式近似为 uPM≈Ucosωct-UmpcosΩtsinωct （ 7―20 ）



图 7―11 矢量合成法调

f ( t )

放大器

∑

£«

£ cos c t

AM f ( t )

放大器

∑

£«

£ cos c t

PM

sin c t

/2

(a ) (b )

f ( t ) ∑

£«

£ cos c t

FM

sin c t

/2

(c )

£

£«


第 7 章频率调制与解调 (2 ）可变移相法。可变移相法就是利用调制信号控制移相网络或谐振回路的

电抗或电阻元件来实现调相。 (3 ）可变延时法。将载波信号通过一可控延时网络 ,延时时间 τ受调制信号控制 , 即

τ=kduΩ(t)

则输出信号为 u=Ucosωc(t-τ)=Ucos ［ ωct-kdωcuΩ(t) ］由此可知 ,输出信号已变成调相信号了。


第 7 章频率调制与解调 3.扩大调频器线性频偏的方法对于直接调频电路 , 调制特性的非线性随最大相对

频偏 Δfm/fc 的增大而增大。当最大相对频偏 Δfm/fc限定时 , 对于特定的 fc,Δfm也就被限定了 , 其值与调制频率的大小无关。



7.3 调频电路

0

(1 )j

CC uu

（ 7―2

1 ）

7.3.1 直接调频电路 1. 变容二极管直接调频电路 1) 变容二极管调频原理其结电容 Cj 与在其两端所加反偏电压 u之间存在着如下关系 :



图 7―12 变容管的 Cj～ u 曲线

0

C j

£½2

£½1/3

£½1/2

u /V

(a )

0

C j /pF

u /V

(b )

20

60

40

2 4 6 8


第 7 章频率调制与解调静态工作点为 EQ 时 , 变容二极管结电容为

0

(1 )j Q

Q

CC C Eu

（ 7―22 ）

设在变容二极管上加的调制信号电压为 uΩ(t)=UΩcosΩt, 则

( ) cosQ Qu E u t E U t （ 7―23 ）


第 7 章频率调制与解调将式（ 7―23 ）代入式（ 7―21 ） , 得

0

0

cos(1 )

1

(1 cos )(1 )

(1 cos )

jQ

Q

Q

Q

CC E U tu

CE U t

E uu

C m t

(7―24)


第 7 章频率调制与解调 2) 变容二极管直接调频性能分析（ 1 ） Cj 为回路总电容。图 7―13 为一变容二极管直接调频电路 ,Cj作为回路总电容接入回路。图 7-13

（ b ）是图 7―13 （ a ）振荡回路的简化高频电路。由此可知 ,若变容管上加 uΩ(t),就会使得 Cj 随时间

变化（时变电容） , 如图 7―14(a) 所示 , 此时振荡频率为

/ 2 / 21 1( ) (1 cos ) (1 cos )cj Q

t m t m tLC LC

（ 7―25 ）



图 7―13 变容管作为回路总电容全部接入回路

R b2R b1R e

E c

C c

L

C c

V D £«

£ u

E Q

C b

L c

C jL

(a ) (b )

C c



图 7―14 变容管线性调频原理

o

C j

C Q

t

u o

C j

t

(a )

o

f

f0

t

Co

f

t

(b )

o

f

f0

t

o

f

t

(c )

u

E Q

C Q

E Q


第 7 章频率调制与解调振荡频率随时间变化的曲线如图 7―14(b) 所示。在上式中 ,若 γ=2, 则得

( ) (1 cos )

( )

c

c

t m t

t

（ 7―26 ）一般情况下 ,γ≠2,这时 , 式（ 7―25 ）可以展开成幂级数

2 21( ) [1 cos ( 1) cos ]2 2! 2 2ct m t m t


第 7 章频率调制与解调忽略高次项 , 上式可近似为

2

2

2

( ) ( 1) cos8 2 2

( 1) cos28 2

cos cos2

c c c

c

c c m m

t m m t

m t

t t

(7―27)

二次谐波失真系数可用下式求出 :

22

1 ( 1)4 2

mf

m

K m

(7―28)


第 7 章频率调制与解调调频灵敏度可以通过调制特性或式（ 7―27 ）求

出。根据调频灵敏度的定义 , 有2 2 2

m c c cf f

Q Q

mk SU U E u E

（ 7―29 ）


第 7 章频率调制与解调（ 2 ） Cj作为回路部分电容接入回路。在实际应用

中 , 通常 γ≠2,Cj作为回路总电容将会使调频特性出现非线性 ,输出信号的频率稳定度也将下降。因此 , 通常利用对变容二极管串联或并联电容的方法来调整回路总电容 C 与电压 u之间的特性。



图 7―15 Cj 与固定电容串、并联后的特性

C /pF

706050

20

10

5

10.1 0.5 1 2 5 u /V

¢Ù¢Ú

¢ÛC 1

C j

C 2



图 7―16 变容二极管直接调频电路举例

（ a ）实际电路 ; （ b ）等效电路

1000 pF

4.3 k 10 k

1 k

12

H

3AG80D 10 pF15 pF

15 pF

输出

12 H

33 pF

L

1000 pF

20 H

1000 pF 1000 pF£ 12 V

2¡Á2CC1E

12 H 调制信号输入

偏置电压

33 pF

L

15 pF

10 pF

(a ) (b )

1000 pF


第 7 章频率调制与解调将图 7―16 （ b ）的振荡回路简化为图 7―17,这就是变容管部分接入回路的情况。这样 ,回路的总电容为 2

12

21

2(1 cos )

j

j

Q

Q

C CC C

C C

C CC

C m t C

（ 7―3

0 ）

图 7―17 部分接入的振荡回路

L C 1

C 2

C j


第 7 章频率调制与解调振荡频率为

2 21 2

2 22 21

( ) (1 cos cos )

cos cos22 2

c

c c c c

t A m t A m tA Am A m t m t

式中 2

12

1

2 2

2 21

1 1 2 2

1

( )

23 1 ( 1) 18 4 2 1

(1 )(1 )

cQ

Q

C CL C

C C

Ap

Ap p p p

p p p p p


第 7 章频率调制与解调 1

2

12

1 2

Q

Q

m c c

Cp

CCpC

f A mf mfp

从式（ 7―32 ）可以看出 , 当 Cj 部分接入时 , 其最大频偏为（ 7―33 ）变容管部分接入回路方式适用于要求频偏较小的情况，有利于提高中心频率稳定度，可减少寄生调制。注意：变容管应避免在低压区工作。



图 7―18 加在变容管上的电压

0

C j

直流偏置点

高频电压

低频调制信号

u



图 7―19 变容管等效电容随高频电压振幅和偏压的变化 (a ）Ｃ j 随 U1 变化曲线 ; （ b ） Cj 随 E Ｑ变化曲线

C j / pF35

30

25

20

15

10

5

0 0.5 0.7 1.0 1.5 2.0U 1 / V

C j / pF40

25

15

7

4

3

2 1.5 2 2.5 4E Q / V

2.5

56

89

10

20

30

3 5 6 7 8 9 10

U 1 £½1.5V1V0.5V

(a ) (b )

E Q £½2 V

2.6 V

2.7 V

3 V

3.3 V3.5 V

4 V4.5 V

5 V

6 V


第 7 章频率调制与解调 2. 晶体振荡器直接调频电路变容二极管（对 LC 振荡器）直接调频电路的中心

频率稳定度较差。为得到高稳定度调频信号 ,须采取稳频措施 , 如增加自动频率微调电路或锁相环路（第 8 章讨论）。还有一种稳频的简单方法是直接对晶体振荡器调频。


第 7 章频率调制与解调图 7―20 （ a ）为变容二极管对晶体振荡器直接

调频电路 , 图（ b ）为其交流等效电路。由图可知 , 此电路为并联型晶振皮尔斯电路 , 其稳定度高于密勒电路。其中 , 变容二极管相当于晶体振荡器中的微调电容 , 它与 C1 、 C2 的串联等效电容作为石英谐振器的负载电容CL 。此电路的振荡频率为

10

[1 ]2( )

qq

L

Cf f

C C

（ 7―34 ）

Cq：晶体的动态电容Co：晶体的静电容CL： C1 、 C2 、 Cj 的串联电容值



图 7―20 晶体振荡器直接调频电路

（ a ）实际电路 ; （ b ）交流等效电路

调制信号

R 3 C j

R 4

R 2

C 2

C 1 R 5

C 3R 1

R 6

输出

E c

C 2

C j C 1

(a ) (b )


第 7 章频率调制与解调 3. 张弛振荡器直接调频电路图 7―21 是一种调频三角波产生器的方框图。调

制信号控制恒流源发生器 , 当调制信号为零时 ,恒流源输出电流为 I; 当有调制电压时 ,输出电流为 I+ΔI(t),ΔI(t) 与调制信号成正比。



图 7―21 三角波调频方框图

恒流源发生器

反相器调制电压

积分器

电压比较器

£ II a

b

u s

调频三角波

u T

I

压控开关



图 7―22 电压比较器的迟滞特性和输入、输出波形

u T

(a )

U min

U max

u s

0U 1 U 2

0

u TU 2

U 1

t

0

u sU maxU min

t

(b )



图 7―23 三角波变为正弦波变换特性

U m

u o

U m

u T

u T

t

t

u o

00

0 U T


第 7 章频率调制与解调电压比较器输出的是调频方波电压。如要得到正

弦调频信号 , 可在其输出端加波形变换电路或滤波器。图 7-23 便是由三角波变为正弦波的变换器特性。它是一个非线性网络 , 其传输特性为

sin2

To m

T

uu UU


第 7 章频率调制与解调 7.3.2 间接调频电路图 7―24 是一个变容二极管调相电路。它将受调

制信号控制的变容管作为振荡回路的一个元件。 Lc1 、Lc2 为高频扼流圈 , 分别防止高频信号进入直流电源及调制信号源中。

高 Q 并联振荡电路的电压、电流间相移为2arctan( )

o

fQf

（ 7―3

5 ）



图 7―24 单回路变容管调相器

高频振荡输入

R b2

R b1L c1

V

R e C e

L

C 1

C

V D

R 2

R 1

E c

C 3

L c2C 2

调相信号输出

调制信号输入


第 7 章频率调制与解调当 Δφ＜ π/6 时 ,tanφ≈φ, 上式简化为

设输入调制信号为 UΩcosΩt, 其瞬时频偏 ( 此处为回路谐振频率的偏移 ) 为

0

2 fQf

（ 7―3

6 ）

1 cos2

cos

of mf tp

Q m tp

当 Δφ＜ π/6 时 ,tanφ≈φ, 上式简化为（ 7―37 ）



图 7―25 三级回路级联的移相器

接下级放大管

470 3 pF

22 k

1 pF

0.002

22 k

0.002

22 k

1 pF

0.002

47 k

u

47 k

8 V

5 pF



例　变容二极管直接调频电路的交流等效电路如图所示，变容二极管的结电容

uEtu

CC

Q

jQj

)(1

其中)(33.10),(15),(10

2(V),t102cos2)(u(pF),04C

21

3jQ

uHLuHLVuE

t

Q

试求：（ 1 ）调频波的载波频率，以及最大瞬时频率、最小瞬时频率（ 2 ）调频波的最大频偏，有效频谱宽度。



变容管调频器的仿真 Pspice example/exam8.sch



7.4 鉴频器与鉴频方法 7.4.1 鉴频器角调波的解调就是从角调波中恢复出原调制信号的过程。调频波的解调电路称为频率检波器或鉴频器（ FD ） ,调相波的解调电路称为相位检波器或鉴相器（ PD ）。



图 7―26 鉴频器及鉴频特性

变换器f u o fB

u omax

u o

fc fA f

(a ) (b )


第 7 章频率调制与解调峰值带宽 Bm：鉴频特性曲线左右两个最大值间对应的

频率间隔。要求 Bm>2Δfm

对鉴频器的另外一个要求 ,就是鉴频跨导要大。所谓鉴频跨导Ｓ D,就是鉴频特性在载频处的斜率 , 它表示的是单位频偏所能产生的解调输出电压。鉴频跨导又叫鉴频灵敏度 , 用公式表示为

0c

o oD f f f

du duSdf d f

（ 7―38 ）

门限效应：当鉴频器输入信噪比低于规定的门限值，鉴频器的输出信噪比将急剧下降，甚至无法接收。


第 7 章频率调制与解调 7.4.2 鉴频方法 1. 振幅鉴频法调频波振幅恒定 ,故无法直接用包络检波器解调。

鉴于二极管峰值包络检波器线路简单、性能好 ,能否把包络检波器用于调频解调器中呢？显然 ,若能将等幅的调频信号变换成振幅也随瞬时频率变化、既调频又调幅的 FM―AM 波 ,就可以通过包络检波器解调此调频信号。用此原理构成的鉴频器称为振幅鉴频器。其工作原理如图 7―27 所示。



(a) 振幅鉴频器框图； (b) 变换电路特性

图 7―27 振幅鉴频器原理

u FM变换电路包络检波

u u o

(b )

0

u

c

(a )


第 7 章频率调制与解调 1 ）直接时域微分法设调制信号为 uΩ=f(t), 调频波为

0

0

( ) cos[ ( ) ]

( ) [ ( )]sin[ ( ) ]

t

FM c f

tFM

c f c f

u t U t k f d

u tu U k f t t k f ddt

（ 7―39 ）

（ 7―40 ）

对此式直接微分可得



图 7―28 微分鉴频原理

u FM包络检波

u u odd t



图 7―29 微分鉴频电路

u i ( t )

E c

C

u c( t )

i i ( t )

R C c

E c

R o C o

u o


第 7 章频率调制与解调 2 ）斜率鉴频法双离谐鉴频器的输出是取两个带通响应之差 , 即该

鉴频器的传输特性或鉴频特性 , 如图 7-33 中的实线所示。其中虚线为两回路的谐振曲线。从图看出 , 它可获得较好的线性响应 ,失真较小 ,灵敏度也高于单回路鉴频器。



图 7―30 单回路斜率鉴频器

u FM u i U o

u FM

t

u i

t0

U o

t00

(a )

U i

0

( )工作区线性区

fc f0f

U i

t

f ( t )

fm

t

(b )

0



图 7―31 双离谐平衡鉴频器

u FM ¢ñ

f01 £½fc

¢ò

¢ó

u 1

u 2

£«

£ £

£«

U o1

U o2

U o

£«

£

(a )

f

¢ò¢ó

f0 3 fc f02

t

f ( t )

(b )

f02

f03



图 7―32 图 7―31 各点波形

t0

u FM

(a )

t0

U o1

t

U o2

(b )

(c )

t

U o

(d )

0

0



图 7―33 双离谐鉴频器的鉴频特性

B m

0

U o

fAf


第 7 章频率调制与解调 2. 相位鉴频法相位鉴频法的原理框图如图 7―34 所示。图中的

变换电路具有线性的频率—相位转换特性，它可以将等幅的调频信号变成相位也随瞬时频率变化的、既调频又调相的 FM―PM 波。

图 7―34 相位鉴频法的原理框图

变换电路鉴相器u FM u FM-PM u o


第 7 章频率调制与解调相位鉴频法的关键是相位检波器。相位检波器或

鉴相器就是用来检出两个信号之间的相位差，完成相位差—电压变换作用的部件或电路。设输入鉴相器的两个信号分别为

1 1 1

2 2 2 2 2

cos[ ( )

cos[ ( )] sin[ ( )]2

c

c c

u U t t

u U t t U t t

(7―41)

(7―42)

同时加于鉴相器，鉴相器的输出电压 uo 是瞬时相位差的函数，即

2 1[ ( ) ( )]ou f t t (7―43)


第 7 章频率调制与解调 1) 乘积型相位鉴频法利用乘积型鉴相器实现鉴频的方法称为乘积型相

位鉴频法或积分 (Quadrature) 鉴频法。在乘积型相位鉴频器中，线性相移网络通常是单谐振回路 (或耦合回路 ) ，而相位检波器为乘积型鉴相器，如图 7―35 所示。

图 7―35 乘积型相位鉴频法

u s 移相网络u s¡ä

低通滤波u o

K


第 7 章频率调制与解调设乘法器的乘积因子为 K ，则经过相乘器和低通滤波器后的输出电压为

2) 叠加型相位鉴频法利用叠加型鉴相器实现鉴频的方法称为叠加型相

位鉴频法。对于叠加型鉴相器，就是先将 u1 和 u2( 式(7―41) 和 (7―42)) 相加，把两者的相位差的变化转换为合成信号的振幅变化，然后用包络检波器检出其振幅变化，从而达到鉴相的目的。

01 2

0

2sin(arctan )2oK Q fu U U

f (7―44)



1 1 1

2 2 2 2 2

cos[ ( )

cos[ ( )] sin[ ( )]2

c

c c

u U t t

u U t t U t t

设输入鉴相器的信号为

则U(t)=

21 1 2

1

12 2 1

2

(1 sin ( )

(1 sin ( )

e

e

UU t U UUUU t U UU

2 1( ) ( ) ( )e t t t

为抵消直流项、扩大线性鉴频范围，常采用平衡式电路，差动输出



图 7―36 平衡式叠加型相位鉴频器框图

包络检波器

包络检波器

/2

£«

£«

£«

£«

u s

u r

u s

¡ä u r

u D1

u D2

u o1

u o2

£«

£

u o


第 7 章频率调制与解调 3. 直接脉冲计数式鉴频法调频信号的信息寄托在已调波的频率上。从某种意义上讲，信号频率就是信号电压或电流波形单位时间内过零点 (或零交点 ) 的次数。对于脉冲或数字信号，信号频率就是信号脉冲的个数。基于这种原理的鉴频器称为零交点鉴频器或脉冲计数式鉴频器。



图 7―37 直接脉冲计数式鉴频器

限幅放大微分u FM u 1

半波整流u 2

单稳u 3

低通滤波u 4 u o

(a )

(b )

u FM t

u 1 t

u 2 t

u 3 t

u 4 t

u o t



例 4 鉴频器的输入信号为，鉴频跨导 SD=-5mV/kHz, 线性鉴频范围大于 2Δfm, 求输出

电压 uO(t) 。解：

]102sin10sin[3)( 30 tttuFM

ttttttv OOFM3102sin10)()()()( 中知由

tdt

tdt 33 102cos10210)()(

tttf 34 102cos102

)()(

ttfStu DO3102cos50)()(



7.5 鉴频电路 7.5.1 叠加型相位鉴频电路 1.互感耦合相位鉴频器互感耦合相位鉴频器又称福斯特—西利 (Foster―Seeley) 鉴频器，图 7-38 是其典型电路。相移网络为耦合回路。



图 7―38 互感耦合相位鉴频器

C 1L 1

£«

£

U 1

u i

E c

C o

ML 2.

£«

£ 2

U 2.

£«

£ 2

U 2

.

C 2

£«

£

U 2

. £« £ U 1

.L 3

R L

R L

C

C

£«

£ £

£«

u o1

u o2

u o

£«

£

放大变换网络平衡叠加型鉴相器

V D2

V D1

返回比例鉴频器


第 7 章频率调制与解调 1) 频率—相位变换频率—相位变换是由图 7―39(a) 所示的互感耦合回路完成的。由图 7―39(b) 的等效电路可知，初级回路电感 L1 中的电流为

11

1 1 f

UIr j L Z

(7―45)



图 7―39 互感耦合回路

.

L£«

£

U 1

I1

rC

.

rC

L£«

£

U 2

.

(a )

rC

L£«

£

U 2

.

£ £«E 2

.

I2

.

(b )


第 7 章频率调制与解调考虑初、次级回路均为高 Q回路， r1也可忽略。这样，上式可近似为

11

1

2 1 1

1

UIj L

ME j M I UL

初级电流在次级回路产生的感应电动势为(7―46)

(7―47)

感应电动势在次级回路形成的电流为2E

2I


第 7 章频率调制与解调 2 1

2

12 2 2 2

2 2

122

2 2 12 2

2

1 1( ) ( )

1 11( )

E M UILr j L r j L

C C

M UU I jj C C L r j L

C

(7―48)

(7―49)

则上式变为 1 22 121 1

jA AUU U ej

(7―50)

0 1 2

0

2 ,

1A=kQ, Q=

f MQ kf L L

Cr

令耦合系数

耦合因子



图 7―40 频率—相位变换电路的相频特性

0

/2

£ /2

/2 £

f0 f

f/2

(a ) (b )


第 7 章频率调制与解调 2) 相位—幅度变换根据图中规定的与的极性，图 7―38 电

路可简化为图 7―41 。这样，在两个检波二极管上的高频电压分别为

2U

1U

21 1

22 1

2

2

D

D

UU U

UU U

(7―51)



图 7―41 图 7―38 的简化电路

£«

£

£«

£ 2

U 2

.

£«

£ 2

U 2

.£« £

U 1

.

U D1

.

U D2

.

£«

£ 2U 2

.

2U 2

.

£« £ U 1

.


第 7 章频率调制与解调合成矢量的幅度随与间的相位差而变化 (FM―P

M ― AM 信号 ) ，如图 7―42 所示。 ①f=f0=fc 时，与的振幅相等，即 UD1=UD2;

②f>f0=fc 时， UD1>UD2 ，随着 f 的增加，两者差值将加大；

③f<f0=fc 时， UD1<UD2, 随着 f 的增加，两者差值也将加大。

2U

1U

2DU

1DU



图 7―42 不同频率时的与矢量图 1 2D DU U

2U 2

.

£ 2U 2

.

U D1

.

U 1

.

U D2

.

(a ) f£½fc

2U 2

.

U D1

.

U D2

.£ 2

U 2

. U 1

. 0

2U 2

.U D1

.

U D2

.U 1

.

£ 2U 2

.00

(b ) f£¾fc (c ) f£¼fc


第 7 章频率调制与解调 3) 检波输出设两个包络检波器的检波系数分别为 Kd1 ,Kd2( 通常

Kd1=Kd12=Kd) ，则两个包络检波器的输出分别为 uo1=Kd1

UD1 ,uo2=Kd2UD2 。鉴频器的输出电压为1 2 1 2( )o o o d D Du u u K U U (7―52)

0

0

0

, 0

, 0

, 0

c

c

c

f f u

f f u

f f u



图 7―43 鉴频特性曲线

U o

0( f0 )

f ( t )

f( f)

U o

t

(a )

(b ) f0

U

f(或 2 )

ffa¢Ù

¢Úf

f0

(c )

0

t

0U o



图 7―44 SD～ A 曲线

S D

01 2 3 A

S D /( S D ) lim

0 1 2 3 4 A

0.5

1.0

(a ) (b )


第 7 章频率调制与解调 2. 电容耦合相位鉴频器图 7―45(a) 是电容耦合相位鉴频器的基本电路。

两个回路相互屏蔽。图中 Cm 为两回路间的耦合电容，其值很小，一般只有几个皮法至十几个皮法。

耦合回路部分单独示于图 7―45(b) ，其等效电路示于图 7―45(c) 。根据耦合电路理论可求出此电路的耦合系数为

2( )( 4 )m m

m m

C CkCC C C C

(7―53)



图 7―45 电容耦合相位鉴频器

U 1

.

£«

£

C 1L 1

L 2C 2

C m

U 2

. L c

V D 1

V D 2

C 3

C 4

R 1

R 2

U o

C 1 L 1 L 2

C m B

C 2

A

CL 4 C

C m

L4

(a )

(b )

(c )


第 7 章频率调制与解调设次级回路的并联阻抗 Z2 为

2

2 12

1

1 12 4

e

m

RZj

U j C Z U

由于 Cm 很小，满足 1/(ωCm)>>p2Z2,p=1/2 。分析可得 ,AB 间的电压为

(7―54)

(7―55)

由此可得 10

2 1 1 11 1 12 1 2 1 1 1

em m

QR AUCU j C U j C U jkQU j

j j j j


第 7 章频率调制与解调 7.5.2 比例鉴频器 1. 电路比例鉴频器是一种类似于叠加型相位鉴频器，而又具

有自限幅 ( 软限幅 ) 能力的鉴频器，其基本电路如图7―46(a)所示。它与互感耦合相位鉴频器电路的区别在于：

(1) 两个二极管顺接； (2) 在电阻 (R1+R2) 两端并接一个大电容 C ，容量约

在 10μF 数量级。时间常数 (R1+R2)C 很大，约 0.1～ 0.25s ，远大于低频信号的周期。

(3)接地点和输出点改变。


第 7 章频率调制与解调 2. 工作原理图7―46(b)是图 (a) 的简化等效电路，电压、电流

如图所示。由电路理论可得 i1(R1+RL)-i2RL=uc1 (7―56)

i2(R2+RL)-i1RL=uc2 (7―57)

uo=(i2-i1)RL (7―58)

当 R1=R2=R 时，可得2 1

2 1 2 1

21 1( ) ( )2 2

c co

L

o c c d D D

u uuR R

u u u K U U

(7―59)

(7―60)


第 7 章频率调制与解调当 f=fc 时， UD1=UD2, i1=i2,但以相反方向流过负载

RL, 所以输出电压为零；当 f>fc 时， UD1>UD2, i1>i2,输出电压为负；当 f<fc 时， UD1<UD2, i1<i2 ，输出电压为正。



图 7―46 比例鉴频器电路及特性

.U 1

M

L 2L c

V D 1

R L

OC 1

C 2

D

R 1

R 2

C E o

A

B

C L

U o

(a )

£«

£

£

£«

2U 2

.

U 1

.

2U 2

.

V D 1

u D1

u D2

£

£«

£

£«

u c1

u c2

O R L

C 1

C L

C 2R 2

R 1i 1

i 2

D 2U 2

.

2U 2

.

U 1.

0 f

U o

(b )

(c )

V D 2

£«

£« £

£« £

£ £«

V D 2

V D 1

V D 2

比例鉴频

电感耦合相位鉴频器


第 7 章频率调制与解调自动频率控制系统中要特别注意。当然，通过改

变两个二极管连接的方向或耦合线圈的绕向 ( 同名端 ) ，可以使鉴频特性反向。另一方面，输出电压也可由下式导出：

1

2 1 2 1 22 1

12 1

2

11 1 1 1( )2 2 2 2 1

c

c c c c co c c o o

co c c

c

uu u u u uu u u E E uE u u

u

(7―61)


第 7 章频率调制与解调 3.自限幅原理 (1)回路的无载 Q0 值要足够高，以便当检波器输入电阻 Ri 随输入电压幅度变化时，能引起回路 Qe 明显的变化。

(2) 要保证时常数 (R1+R2)C 大于寄生调幅干扰的几个周期。比例鉴频器存在着过抑制与阻塞现象。



图 7―47 减小过抑制及阻塞的措施

R

R

E o£«


第 7 章频率调制与解调 7.5.3 正交鉴频器 1. 正交鉴频原理正交鉴频器实际上是一种乘积型相位鉴频器，它

由移相网络、乘法器和低通滤波器三部分组成。调频信号一路直接加至乘法器，另一路经相移网络移相后( 参考信号 ) 加至乘法器。由于调频信号和参考信号同频正交，因此，称之为正交鉴频器。


第 7 章频率调制与解调 2. 集成正交鉴频器图 7―48 是某电视机伴音集成电路，它包括限幅

中放 (V1 ,V2;V4 、 V5;V7 、Ｖ 8 为三级差分对放大器， V3 、V6 和 V9 为三个射极跟随器 ) 、内部稳压 (VD1～ VD5 、 V

10) 和鉴频电路三部分。移相网络如图 7―49(a) 所示，其传输函数为

21

1

11 1( )

( ) 1 1 11 1( )

j C jQ LCR LH jj

j C j CR L

(7―62)



图 7―48 集成正交鉴频器

V 1 V 2 V 4

V 3

R 1 R 5

V 5

V 6

V 7 V 8

R 7

V 9

V 10

10

11

13

12

R 2 R 3 R 4 R 6 R 8

R 9

R 101

V D 1L C

R 11

5

R 12

V 12 V 13

R 14

2

3C 1

4

R 13

V 11

V 16

V 14 V 15

V 17

V 18

R 15

V D 6

R 16

6

7

8

R 17

14

ÏÞ·ùÖÐ·Å ÄÚ²¿ÎÈÑ¹ µ÷Æµ¼ì²¨

V D 2

V D 3

V D 4

V D 5

R

V 19


第 7 章频率调制与解调其中，可见， u1 与 u2(实际上是 ur 与 us)之间的相位差为

2

020 0 0 1

1, ( 1) 2 ,( )c

R fQ Q QL f L C C

1 1

1 2

arctan2

cos( sin )

cos( sin )c f

c f

u U t m t

u U t m t

相频特性曲线见图 7―49(b) 。若设

(7―64)


第 7 章频率调制与解调当 Δf/f0<<1 时，上式可写为

2 2cos( ) sin 22o

o o o

Q f Q f fu U U UQf f f

(7―65)

可见，鉴频器的输出与输入调频信号的频偏成正比。在上面电路中，调整 L 、 C 和 C1 均可改变回路谐振频率，只要满足

01

1( )c L C C

(7―66)



u 1 CL R u 2

(a )

0 f0 f

2

(b )

C 1

图 7―49 移相网络机器相频特性


第 7 章频率调制与解调 7.5.4 其它鉴频电路 1.差分峰值斜率鉴频器差分峰值斜率鉴频器是一种在集成电路中常用的

振幅鉴频器。图 7―50(a) 是一个在电视接收机伴音信号处理电路 ( 如 D7176AP ,TA7243P) 等集成电路中采用的差分峰值斜率鉴频器。



图 7―50 差分峰值斜率鉴频器

C 3

V 5 V 6

R c

I 0

£«

£ u i

V 1

£«£

V 3

V 2

£«£

V 4

E c

L 1

9£«

£ u 1

10£«

£ u 2

0f02 f0 f01

U 2 U 1

U 1 ¡¢U 2

fu o

0f02 f0 f01 f

(a )

(b )

(c )

C 4

C 1C 2


第 7 章频率调制与解调移相网络接在集成电路的⑨、 10脚之间。设从⑨脚向右看的移相电路的谐振频率为 f01 ，从 10脚向左看的移相电路的谐振频率为 f02 ，则

011 1

021 1 2

12

12 ( )

fL C

fL C C

(7―67)

(7―68)


第 7 章频率调制与解调 2.晶体鉴频器晶体鉴频器的原理电路如图 7―51 所示。电容 C

与晶体串联后接到调频信号源。 VD1 、 R1 ,C1 和 VD2 、R2 、 C2 为两个二极管包络检波器。为了保证电路平衡，通常 VD1 与 VD2 性能相同， R1=R2,C1=C2 。



图 7―51 晶体鉴频器原理电路

u F M ( t )

R 1

R 2

C 1CR 3

C 2

V D1

V D2

u



图 7―52 电容—晶体分压器

(a) 电抗曲线； (b) 电容、晶体两端电压变化曲线

0fq

X q

fc

X c X q

f

0

U c U q

fq f0fcf

(a ) (b )

f0



图 7―53 晶体鉴频器的鉴频特性

U o

0 fq f0fcf


第 7 章频率调制与解调 7.5.5 限幅电路振幅限幅器的性能可由图 7―54(b) 所示的限幅

特性曲线表示。图中， Up 表示限幅器进入限幅状态的最小输入信号电压，称为门限电压。对限幅器的要求主要是在限幅区内要有平坦的限幅特性，门限电压要尽量小。



图 7―54 限幅器及其特性曲线

非线性器件滤波器

u s u o

(a ) (b )

U smU p0

U om



7.6 调频收发信机及特殊电路 7.6.1 调频发射机图 7―55 是一种调频发射机的框图。其载频 fc=8

8～ 108MHz,输入调制信号频率为 50Hz～ 15kHz ，最大频偏为 75kHz 。由图可知，调频方式为间接调频。由高稳定度晶体振荡器产生 fc1=200kHz 的初始载波信号送入调相器，由经预加重和积分的调制信号对其调相。调相输出的最大频偏为 25Hz ，调制指数 mf<0.5 。



图 7―55 调频发射机框图

载波振荡器调相器多级

倍频器 1 混频器多级倍频器 2

功率放大器

积分器

预加重电路

200 kHz N 1 £½64

fc 1 £½200 kHz

f1 m£½25 kHz12.8 MHz

1.8¡«2.3 MHzfc£½88¡«108 MHzfm£½75 kHz

频率可变本振

N 2 £½48

fL £½11¡«10.5 MHz

u ( t )

间接调频器


第 7 章频率调制与解调 7.6.2 调频接收机图 7―56 为广播调频接收机典型方框图。为了获

得较好的接收机灵敏度和选择性，除限幅级、鉴频器及几个附加电路外，其主要方框均与 AM超外差接收机相同。调频广播基本参数与发射机相同。



图 7―56 调频接收机方框图

混频器射频放大

88¡«108 MHz

本振

中频放大限幅器鉴频器

自动频率控制电路

静噪电路

去加重电路和音频放大电路

输出


第 7 章频率调制与解调 7.6.3 特殊电路 1.预加重及去加重电路理论证明，对于输入白噪声，调幅制的输出噪声

频谱呈矩形，在整个调制频率范围内，所有噪声都一样大。调频制的噪声频谱 ( 电压谱 )呈三角形，见图7―57(b) ，随着调制频率的增高，噪声也增大。调制频率范围愈宽，输出的噪声也愈大。



图 7―57 调频解调器的输出噪声频谱

(a) 功率谱； (b) 电压谱

0

S no ()

0

U ()

(a ) (b )


第 7 章频率调制与解调由于调频噪声频谱呈三角形，或者说与 ω 成线性

关系，使我们联想到将信号作相应的处理，即要求预加重网络的特性为

H(jω)=jω



图 7―58 预加重网络及其特性

(a)预加重网络； (b) 频率响应

R 1

C

R 2

0

1 2

|H (j)/dB

(a )

H (j)£½k1£«j/1

1£«j/2¡Ö k (1£«j/1 )

(b )


第 7 章频率调制与解调去加重网络及其频响曲线如图 7―59 所示。从图看

出，当 ω<ω2 时，预加重和去加重网络总的频率传递函数近似为一常数，这正是使信号不失真所需要的条件。

图 7―59 去加重网络及其特性

R 1C

(a )

H (j)£½1

1£«j/1

0

1

|H (j)|/dB

(b )


第 7 章频率调制与解调采用预、去加重网络后，对信号不会产生变化，但对信噪比却得到较大的改善，如图 7―60 所示。

图 7―60预、去加重网络对信噪比的改善

S no () 去加重前

去加重后

(a )

0

8

16

0.1 1

/ d B

10

(b )

m1

0


第 7 章频率调制与解调 2. 静噪电路由于在调频接收中存在门限效应，因此在系统设

计时要尽可能地降低门限值。为了获得较高的输出信噪比，在鉴频器的输入端的输入信噪比要在门限值之上。但在调频通信和调频广播中，经常会遇到无信号或弱信号的情况，这时输入信噪比就低于门限值，输出端的噪声就会急剧增加。



图 7―61 静噪电路举例

50£«

带通滤波器

5 kHz

静噪 0.1 ¢ß¢Þ

6.2 k

0.01

100 k

16 k 1 k

¢à£«2.2

100 k

510 k

¢á

¢â 11

£«2.2

510 k

14

LM389£«

£

音量

鉴频器输出

100 k

1 k

15

13

12

10 k ¢Ý

16

12 V

¢Ú

17 18

¢Ù

0.1

2.7

0.05

100



图 7―62 静噪电路接入方式

鉴频低放

静噪

鉴频低放

静噪



附：集成调频、鉴频电路芯片介绍1.MC2833 调频电路 Motorola 公司生产的 MC2831A 和 MC2833都是单片集成 FM低功率发射器电路 , 适用于无绳电话和其它调频通信设备 , 两者差别不大。现仅介绍MC2833 的电路原理和应用。

下图是 MC2833 内部结构和由它组成的调频发射机电路 MC2833 内部包括话筒放大器、射频压控振荡器、缓冲器、两个辅助晶体管放大器等几个主要部分 , 需要外接晶体、 LC选频网络以及少量电阻、电容和电感。




第 7 章频率调制与解调 MC2833 内部包括话筒放大器、射频压控振荡器、缓冲器、两个辅助晶体管放大器等几个主要部分 , 需要外接晶体、 LC选频网络以及少量电阻、电容和电感。 MC2833 的电源电压范围较宽 , 为 28 V～ 90V 。当电源电压为 40 V, 载频为 166 MHz 时 , 最大频偏可达 10kHz, 调制灵敏度可达 15Hz／ mV 。输出最大功率为 10mW(50 Ω负载 ) 。话筒产生的音频信号从⑤脚输入 , 经放大后去控制可变电抗元件。可变电抗元件的直流偏压由片内参考电压 VREF经电阻分压后提供。由片内振荡电路、可变电抗元件、外接晶体和15 、 16 脚两个外接电容组成的晶振直接调频电路 (Pierce 电路 )产生载频为 165667MHz 的调频信号。


第 7 章频率调制与解调与晶体串联的 33μF 电感用于扩展最大线性频偏。缓冲器通过 14 脚外接三倍频网络将调频信号载频提高到 497 MHz, 同时也将最大线性频偏扩展为原来的三倍 , 然后从 13脚返回片内 , 经两级放大后从⑨脚输出。 MC2833输出的调频信号可以直接用天线发射 , 也可以接其它集成功放电路后再发射出去。


第 7 章频率调制与解调 2. MC3361B FM 解调电路

从 80年代以来 , Motorola 公司陆续推出了 FM 中频电路系列 MC3357／ 3359／ 3361B／ 3371／ 3372 和 FM接收电路系列MC3362／ 3363 。它们都采用二次混频 , 即将输入调频信号的载频先降到 107 MHz 的第一中频 , 然后降到 455 kHz 的第二中频 , 再进行鉴频。不同在于 FM 中频电路系列芯片比 FM接收电路系列芯片缺少射频放大和第一混频电路 , 而FM接收电路系列芯片则相当于一个完整的单片接收机。两个系列均采用双差分正交移相式鉴频方式。现仅介绍 MC3361B 。


第 7 章频率调制与解调美国 Motorola 公司生产的 MC3361B 是低功耗 FM 解调集成电路 , 主要包括振荡器、混频器、限幅放大器、移相式鉴频器和音频放大器几个模块 , 具有电源电压低 (2V～ 8V) 、功耗低 ( 电源电压为 4V 时 , 消耗电流典型值为 42 mA) 、灵敏度高、需要外部元件少等优点 , 工作频率可达 60 MHz 。　　 MC3361B 是用于二次混频调频信号的解调。接收到的调频信号先需经过其它混频电路变换为中频为 107MHz 的调频信号 , 然后输入MC3361B, 和其中 10245MHz 的固定频率本振信号进行第二次混频 , 产生中频为 455kHz 的调频信号 , 最后再进行解调。



图 7.5.2(a) 是 MC3361B 内部功能框图 , (b) 是典型应用电路。从 16脚输入第一中频为 107 MHz 的调频信号与 10245MHz 的晶振进行第二次混频 , 产生的 455kHz 调频信号从③脚外接的带通滤波器 FL1 取出 , 然后由⑤脚进入限幅放大器。 ⑧脚外接的 LC 并联网络和片内的 10 pF 小电容组成 90° 频相转换网络。相位鉴频器输出低频分量由片内放大器放大后 , 由⑨脚外接 RC低通滤波器取出。





7.7 调频多重广播 7.7.1 调频立体声广播 1. 调频立体声广播方式图 7―63 示出了调频立体声广播的系统图。左声道信号 (L) 和右声道信号 (R)经各自的预加重在矩阵电路中形成和信号 (L+R) 和差信号 (L-R) 。和信号 (L+R)照原样成为主信道信号，差信号 (L-R)经平衡调制器对副载波进行抑制载波的调幅，成为副信道信号。



图 7―63 调频立体声广播发射机的系统图

预加重

预加重

L

R

矩阵电路

L £ R 平衡调制器

主信道信号 L £«R

副信道信号

副载波振荡器二分频38 kHz

FM发射机

导频信号


第 7 章频率调制与解调 2. 调频立体声接收机调频立体声接收机的框图如图 7―64 所示，在鉴频

器之前与单声道调频接收机的组成相同。

图 7―64 调频立体声接收机的框图

混频器高频放大

本振

中频放大鉴频器立体声

解调器

低放与功放

低放与功放

左声道扬声器

右声道扬声器



图 7―65 立体声解调器工作方式

(a) 开关方式； (b)矩阵方式

复合信号放大器

导频信号检出

开关信号发生电路

开关电路

19 kHz 38 kHz

LR

(a )

复合信号放大器

低通滤波器

同步信号发生电路

带通滤波器

副信号解调电路

矩阵电路

L

R

(b )


第 7 章频率调制与解调 7.7.2 电视伴音的多重广播电视伴音的多重广播就是电视伴音的立体声广播。

图 7―66 为某电视伴音多重广播的发射机框图。和信号被作为主信道信号发送，差信号经限幅器、 IDC 电路和低通滤波器后作为副信道信号对行扫描频率 fH 的二倍频信号 (副载波 ) 进行调频，并与主信道信号合成后送到伴音发射机。



图 7―66 电视伴音多重广播的发射机框图

预加重

预加重

L

R

矩阵电路 L £ R

限幅器

连动声音信号

L £«R

限幅器

主信道

延迟电路

IDC

低通滤波

低通滤波

副信道

调频器带通滤波

声音发射机

双工器

APC

同步分离

图像信号图像发射机

2 fH

fH


第 7 章频率调制与解调在接收端，电视机中的伴音处理电路框图如图 7―

67 所示。对图像中放的输出进行检波，取出伴音中频，对它放大后进行鉴频，得到复合伴音信号。它含有主信道信号、副信道信号和控制信号。对此复合信号进行处理和转换即可得到立体声伴音的输出。



图 7―67 电视伴音处理电路框图

缓冲放大

复合声音信号

带通滤波限幅器副信

道鉴频低通滤波

低通滤波矩

阵电路

低频放大

低频放大

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第 7 章 频率调制与解调

第 7 章频率调制与解调