1

CÁC KHÁI NIỆM LÝ THUYẾT

THỰC HÀNH

Bài 1 Thành phần và các điểm lý thuyết cơ bản của PLL

Bài 2 Các chức năng của mô đun T10L\EV

Bài 3 Tổng hợp tần số

Bài 4 Bộ giải mã âm tần

Bài 5 Điều biên

Bài 6 Điều tần

Bài 7 Hệ thống truyền dẫn AM/DBS & FM

BÀI 1

VÒNG BÁM PHA PLL VÀ ỨNG DỤNG

2

A. CÁC KHÁI NIỆM LÝ THUYẾT

I. PLL

Phần này bao gồm: mô tả sơ bộ hoạt động của một hệ thống PLL và mô tả giải

tích các tính chất của nó.

1.1. HOẠT ĐỘNG CỦA PLL

Hình 2.1, một cách định tính, có thể được coi là một điểm khởi đầu trong chuỗi

động thái của một vòng khoá pha.

Các dạng sóng trong quá trình hoạt động của hệ thống được giả sử là sóng

vuông cho đơn giản.

Nhiệm vụ của vòng bao gồm có nhiệm vụ giữ cho tín hiệu (xung nhịp cục bộ)

tạo bởi bộ tạo giao động cục bộ (VCO) khớp về mặt pha và tần số với xung nhịp tại lối

vào của hệ thống (xung nhịp tới-incoming clock).

Mô tả dưới đây đề cập tới trạng thái ổn định (steady state)của PLL, đó là động

thái của vòng bám pha sau một thời gian dài với sự tác động của các nhiễu ví dụ như

một thăng giáng đột ngột của tần số lối vào; những nhiễu này tạo ra các dao động thiết

lập (settling oscillations) cho các đại lượng đặc trưng của hệ thống, nó cũng được biết

đến như là các giá trị chuyển tiếp (transition values).

Nếu hệ thống này là ổn định, các gía trị chuyển tiếp của quá trình thiết lập pha

này (the settling phase), được gọi là trạng thái chuyển tiếp (transient state), rút ngắn lại

khi hệ thống đạt được một trạng thái ổn định mới.

Các thành phần của bộ PLL, cũng như chức năng của chúng trong hệ thống

được chỉ ra trong hình 2.1 và được giải thích như dưới đây.

1.1- 1. Bộ tách phase (Phase Detector)

Bộ tách pha liên tục đo sự sai khác về pha giữa xung nhịp tới và xung nhịp cục

bộ (VCO).

Như trong ví dụ chỉ ra trong hình 2.1, bộ tách pha tạo ra các xung dương hoặc

các xung âm tuỳ thuộc hoặc là các giá trị chuyển tiếp của xung nhịp sắp tới đến trước

các giá trị của xung nhịp cục bộ (VCO), hoặc ngược lại.

Độ dài các xung này tương ứng với thời gian tách biệt giữa các trạng thái

chuyển tiếp của hai xung nhịp này.

3

Hình 2.1:

Giá trị trung bình của xung đã mô tả trên được biểu diễn bằng đường nét đứt

trên hình 2.1: Nó biểu diễn khuynh hướng khác biệt về pha của hai tín hiệu lối vào của

bộ tách pha này.

Miễn là những sự khác biệt về pha này có giá trị nhỏ, khuynh hướng này là cân

bằng được tạo ra bởi xử lý hai sóng sin cùng tần số và khác pha, do vậy bộ tách pha

thông thường được mô tả như một bộ nhân (hình 2.1).

Thực tế, các bộ xác đinh pha kiểu tương tự là các bộ trộn thực thực hiện nhân

hai tín hiệu lối vào của bộ.

1.1- 2. Bộ lọc vòng (Loop filter)

Tín hiệu ra của bộ tách pha được gửi tới bộ lọc thông thấp của vòng bám pha

(hình 2.1); bộ lọc này rút giá trị trung bình của tín hiệu thu được từ các phép đo pha và

cố gắng loại bỏ nhiễu của tín hiệu lối vào.

Tín hiệu đã được lọc biến điệu tần số của bộ tạo dao động cục bộ (VCO).

Như nhiệm vụ của bộ lọc thông thấp, nó bỏ đi tất cả các thành phần tần số cao

từ các xung tín hiệu của bộ tách pha giữ lại tính chất của sự sai khác về pha (trong

khoảng thời gian ngắn), do vậy tín hiệu của bộ tạo dao động cục bộ được điệu chỉnh

dựa trên pha của tín hiệu vào.

1.1- 3. Bộ tạo dao động điều khiển bằng điện áp (VCO)

Bộ tạo dao động cục bộ (VCO) được điều khiển bằng điện áp của tín hiệu lối ra

của bộ lọc thông thấp.

4

Khi tín hiệu điều khiển bằng không, tần số VCO lúc này còn được gọi là tần số

trung tâm (center frequency), sẽ tương ứng với tần số trung bình của tín hiệu vào của

PLL.

Trong trạng thái ổn dịnh, tín hiệu đã qua bộ lọc dựa trên sự so sánh về pha, sẽ

điều chỉnh tần số VCO sao cho sự sai khác pha của tín hiệu vào tần số cục bộ (VCO)

được giảm xuống.

Mặc dù vậy, một số lượng nhất định ồn hoặc can nhiễu phát sinh trong bộ tách

pha dẫn tới sự sai lệch trong quá trình điều khiển tần số VCO tạo ra một tần số lệch

(offset) giữa hai tín hiệu đưa vào bộ xác định pha.

Sự dịch này tạo ra một sự tích luỹ sai khác pha theo thời gian, như trung bình

theo thời gian của giá trị lệch (offset) giữa hai tần số, và tăng sự biến động của thế điều

khiển bộ VCO; sự biến động này nhanh chóng hiệu chỉnh độ lệch tần số của bộ dao

động cục bộ.

Quá trình vừa mô tả cho phép VCO giữ được giá trị tần số trung tâm mong

muốn, nhưng nó sẽ tạo ra những biến động không thể tránh khỏi về tần số và pha của

bộ tạo dao động cục bộ.

1.2. GIẢI TÍCH TUYẾN TÍNH CỦA PLL

Phép tính tuyến tính với hệ thống có thể được thực hiện khi tất cả các thành

phần của bộ PLL có tính chất tuyến tính.

Trong trường hợp tổng quát, điều này chỉ đúng khi dải biến động của pha giữa

hai tín hiệu được nhận của bộ xác định là nhỏ, không lớn hơn xấp xỉ nửa quãng từ

2/ tới - 2/ .

Một điều kiện ràng buộc khác là hệ thống phải đang trong trạng thái ổn định và

xu hướng biến động của các đại lượng ảnh hưởng đến hoạt động của PLL là một sóng

sin, có nghĩa là trạng thái của hệ thống là một trạng thái dạng sin thường trực (a

permanent sinusoidal state).

Hoạt động của PLL có thể được mô tả với ràng buộc này thông qua biểu diễn

trong miền thời gian và tần số; mặc dù vậy, các biểu diễn này không thể đưa ra bất kỳ

đáp án nào cho trạng thái chuyển tiếp của hệ thống.

Tất cả các điều kiện hoạt động của PLL có thể được tính toán và đánh giá bằng

sử dụng biến đổi Laplace: nó biểu diễn đáp ứng theo thời gian của một hệ thống trong

một miền biến phức jωσs và cung cấp cả đáp án của trạng thái chuyển tiếp và

trạng thái ổn định.

5

Hình ảnh của một PLL trong tập các điều kiện như được chỉ ra trong hình 2.2.

Tín hiệu lối vào của hệ thống đến từ ngoài và tới đầu vào của bộ xác định pha, xác định

tương ứng với công thức sau:

;)θtsin(ωP iii trong đó Pi là công suất trung bình của tín hiệu, iω là tần số và iθ là pha của tín hiệu sin

lối vào.

Tín hiệu lối ra tạo bởi VCO và gửi tới lối vào thứ hai của bộ tách pha.

Trong các điều kiện hoạt động này, tín hiệu này sẽ là một sóng sin với tần số bằng với

tần số của tín hiệu vào:

;)θtcos(ωA 000 trong đó i0 ωω và 0θ là pha của tín hiệu lối ra.

Bộ tách pha nhân hai tín hiệu này và đưa ra sự sai khác:

)θsin(θK)θsin(θKAP 0id0ip0i Các thành phần chứa tần số gấp đôi khác có thể được bỏ qua bởi vì chúng được

loại trừ khi đi qua bộ lọc thông thấp và bởi vòng lặp của chính nó, sẽ được giải thích kỹ

hơn ở sau này.

Hệ số p0id KAPK là hệ số khuếch đại của bộ tách pha và được biểu diễn

bằng đơn vị V/rad.; giá trị của nó phụ thuộc vào công suất trung bình của tín hiệu vào.

Kế tiếp, bộ tách pha tạo ra một thế dựa trên:

);θ(θKv 0idd Nếu sự sai khác pha giữa tín hiệu vào và tín hiệu VCO là khá nhỏ; điện áp này

sẽ cung cấp điều kiện của sự tuyến tính trong PLL.

Nếu (t)Φ0 là pha của tín hiệu VCO, kết quả thu được sẽ là:

;dt

dθω(t)

dt

(t)dΦ 00

0

trong đó là 0ω là một hằng ssó bởi vì nó tương ứng với tần số trung tâm được tạo bởi

VCO khi điện áp ra vd của bộ tách pha bằng không, có nghĩa là khi sự sai khác pha

)θ(θ 0i bằng không.

6

Kết quả điện áp vd tỉ lệ với sin của )θ(θ 0i cho phép coi rằng tính chất của

bộ tách pha là tuyến tính xung quanh giá trị không, nhưng nó ngầm yêu cầu một (giá trị

lệch) offset 2/ trong tín hiệu được tạo ra bởi VCO tương ứng với tín hiệu lối vào,

hiện diện trong tích “sin.cos” của hai tín hiệu vào bộ xác định pha.

Hoạt động của bộ PLL dựa trên lên sự khác biệt so với 0ω , đại lượng

dt

dθΔω 0 sẽ được điều chế bởi điện thế v2 (hình 2.2). Khi đó:

;vKdt

dθ20

0

Trong đó K0 là hệ số khuếch đại (gain) của VCO và được biểu diễn bằng đơn vị

rad/s V.

Giả sử trong trường hợp vòng bám pha không gồm bộ lọc thông thấp; kết qủa sẽ là

v2 = vd; và khi đó:

);θ(θKKvKdt

dθ0id020

0

suy ra:

;θKKθKKdt

dθid00d0

0

Phương trình vi phân này xác định thời gian đáp ứng của hệ thống PLL khi

không có bộ lọc thông thấp.

Hằng số K0*Kd = K được định nghĩa như là hệ số khuếch đại dòng một chiều

của vòng bám pha (direct-current gain of the loop) và được biểu diễn bằng 1/t.

7

Hình 2.2: Đáp ứng xung tuyến tính của hệ thống PLL

Khảo sát trạng thái sin thường trực của PLL, giả sử rằng tín hiệu vào gôm một

sóng mang sin với biên độ là hằng số và tần số được điều chế bởi một sóng sin lý

tưởng tần số mω .

Khi tín hiệu đầu vào là:

);θtsin(ωP iii

vi phân pha, dt

dθω i

i , sẽ có dạng:

t);mcos( ωω ii

thu được:

t)sin(ωω

mdtt)os(ωcmθ m

mm

t

0

i khi đó biểu diễn sin của iθ sẽ là một biểu diễn phức:

2)π/tj(ωii

mezθ Tín hiệu VCO sẽ có đặc tính giống của tín hiệu lối vào nếu cho rằng trạng thái

của PLL là trạng thái sin thường trực; một cách chi tiết vi phân pha sẽ có dạng như sau:

t);mcos(ωωt)mcos(ωωdt

dθω mim0

00

khi đó:

)tj(ω00

0mezθ ;

8

chỉ xét đến các giá trị quan trọng, nó có thể dược biểu diễn lại như sau:

;θjωdt

dθ0m

0

khi đó phương trình vi phân của đáp ứng của PLL sẽ là:

;KθθKdt

dθi00

0

;KθKθθjω i00m

mi0 jωK

Kθθ

khi đó đáp ứng tần số của PLL là:

;K)/j(ω1

1

θ

θ

mi

0

công thức này chỉ rõ dạng đáp ứng của lọc thông như đã đề cập trước đo khi vòng bám

pha được mô tả có khả năng loại bỏ các thành phần tần số gấp đôi tạo bởi bộ xác định

pha/phép nhân, ngay cả khi không có bộ lọc thông thấp.

Hệ thống kiểu này được gọi là bậc một (first order) bởi vì đáp ứng tần số có duy

nhất một cực (unique pole); nó không được sử dụng thường xuyên trong thực tế; trừ

khi hệ thống thực sự yêu cầu dải rộng.

Một cách tổng quát, một PLL bao gồm một bộ lọc thông thấp.

Quay trở lại hình 2.2; Nếu jωF là đáp ứng tần số của bộ lọc, kết quả sẽ là

jωFvv d2 ; từ đó thu được:

;jωF)θ(θKKF(jω(vKvKθjωdt

dθ0id0d0200m

0

j ωKF)θ( θθj ω 0i0m ;

do đó đáp ứng tần số của PLL trở thành:

;

jω

jωKF1

jω

jωKF

KF(jωFjω

jωKF

θ

θ

i

0

9

ở đó jω

jωKF là hệ số khuếch đại của hệ thống vòng mở (gain of open loop system),

giống như trong bất kỳ hệ thống có hồi tiếp khác.

Khi đó khuếch đại dòng một chiều của PLL sẽ là: K F(0)

Một tính chất quan trọng khác của PLL là đáp ứng lỗi (error response):

;jωKFjω

jωjωE

jωKFjω

jωKF1

θ

θ

θ

)θ(θ

ii

0i

e

Do vậy, đáp ứng bộ lọc này là một phần tích hợp của đáp ứng của vòng bám

pha, nó cho phép xác định đặc tính của PLL.

Một trong các bộ lọc thường được sử dụng là một bộ lọc thụ động (passive

filter) chỉ ra trong hình 2.3.

Hình 2.3: Bộ lọc vòng thụ động

Đáp ứng tần số của bộ lọc này là:

;ττjω1

jω1jωF

21

2

ở đó C;Rτ 11 và C;Rτ 22

Một kiểu bộ lọc tương đương khác là dạng bộ lọc tích cực chỉ ra trong hình 2.4.

Hình 2.4: Bộ lọc vòng tích cực

Trong trường hợp này đáp ứng của bộ lọc là:

;jω1

jω1jωF

1

2

10

Bộ lọc tích cực cho phép nhiều bậc tự do thay đổi để thu được dữ liệu thiết kế

bởi vì các hằng số thời gian của cực và không là hoàn toàn độc lập; hơn thế nữa độ

khuếch đại của vòng có thể được thay đổi nhờ có sử dụng bộ lọc tích cực.

Thay hàm jωF của bộ lọc này vào trong công thức đáp ứng tần số của PLL sẽ

thu được công thức sau:

;

ττ

K

ττ

Kτ1jωjω

ττ

jω1K

jωH

2121

22

21

2

đối với bộ lọc thụ động

;

τ

K

τ

Kτ1jωjω

τ

jω1K

jωH

11

22

1

2

đối với bộ lọc tích cực

dạng chuẩn hoá của các công thức này, sử dụng trong các hệ thống điều khiển tự dộng,

sẽ có dạng như sau:

;ωζω2jωjω

ωω/Kωζ2jωjωH

2nn

2

2nnn

đối với bộ lọc thụ động

;ωζω2jωjω

ωζω2jωjωH

2nn

2

2nn

đối với bộ lọc tích cực

ở đó các đại lượng sau đây có thể được định nghĩa như là:

21n ττ

Kω

; và ;

K

11

ττ

K

2

1ζ

21

đối với bộ lọc thụ động

;τ

Kω

1n và 2

1

τ*τ

K

2

1ζ ; đối với bộ lọc tích cực

nω là tần số riêng của hệ thống (natural frequency of the system);

ζ là hệ số suy giảm (damping factor).

Mặc dù vậy, nếu đạt tới một hệ số khuếch đại khá lớn K, kéo theo ζ2/Kωn ,

khi đó các công thức cho các bộ lọc tích cực vẫn có hiệu lực.

Đáp ứng lỗi của PLL, với độ khuếch đại lớn, được biểu diễn bởi công thức sau:

11

;ωζω2jωjω

jωjωE

2nn

2

2

Công suất cực đại của jω là bằng 2 trong mẫu số của các hàm đáp ứng là kết

quả từ việc sử dụng bộ lọc thông thấp, do vậy dạng vòng bám pha này được biết đến

như hệ thống bậc 2 (second order system).

Vòng PLL bậc hai được sử dụng rất nhiều bởi sự đơn giản và chất lượng tôt nó

mang lại.

Các hệ thống bậc ba hoặc cao hơn được sử dụng trong các ứng dụng riêng biệt;

thực tế chúng có thể đem lại các kết quả mà không thể thu được nếu chỉ dùng các vòng

đơn giản và cũng có thể không ổn định về bản chất.

Hình 2.5 chỉ ra đáp ứng tần số của một vòng bậc hai với hệ số khuếch đại cao

(trường hợp bộ lọc tích cực được sử dụng), đối với các giá trị khác nhau của hệ số suy

giảm ζ .

Hình này cho thấy rõ tác động bộ lọc thông thấp trên pha lối vào của vòng bám

pha.

Mặt khác, hình 2.6 chỉ ra đáp ứng lỗi, cũng với độ khuếch đại lớn và giá trị cố

định của ζ .

Tính chất của bộ lọc thông thấp được chỉ rõ (trên hình): điều này có nghĩa rằng

vòng bám có thể bám theo sự biến đổi của tần số thấp, nhưng nó thể rơi vào trạng thái

khoá trong khi các sự biến đổi của tần số thấp diễn ra.

12

Hình 2.5: Đáp ứng tần số của một vòng bậc 2.

Hình 2.6: Đáp ứng lỗi của một vòng bậc 2.

Chỉ thông số khuếch đại K trong các hệ thống bậc một duy nhất tác động đến

kích cỡ thiết kế.

Trong trường hợp này, gía trị khuếch đại cao thu được (để đạt tới chất lượng

bám tốt, đồng nghĩa với việc sai pha nhỏ) sẽ yêu cầu một dải thông lớn của hệ thống.

Mặc dù vậy việc yêu cầu một dải hẹp và các đặc tính bám hiệu quả là không

tương thích trong một hệ thống bậc nhất.

13

Mặt khác, thêm vào bộ lọc trong các hệ thống bậc hai cung cấp hai hằng số thời

gian riêng rẽ: điều này cho phép một lựa chọn riêng biệt các giá trị tần số riêng và hệ

số suy giảm.

Tuy vậy hệ số khuếch đại có thể đủ lớn để thu được một hệ thống bám tốt ngay

cả với các dải thông giới hạn.

Lỗi pha tồn tại trong trạng thái ổn định khi có các biến đổi khác loại diễn ra của

tín hiệu lối vào, có thể được đánh giá chỉ khi các công thức về đáp ứng của hệ thống

cũng bao gồm lời giải của trạng thái chuyển tiếp.

Do vậy, dưới đây trình bày các thuật ngữ của các lỗi này:

- Một bước nhảy về pha θ của tín hiệu lối vào không kéo theo bất kỳ lỗi pha

trong trạng thái thường trực;

- Một bước nhảy về tần số ω của tín hiệu lối vào dẫn đến một lỗi về pha

được gọi là lỗi vận tốc (velocity error), hoặc lỗi pha tĩnh đơn giản (static

phase error) với giá trị của Δω/KF(0) , trong trạng thái ổn định sau:

Lỗi này là Δω/K , trong trường hợp một bộ lọc thụ động [F(0)=1];

lỗi này cũng có xu thế trở về không, trong trường hợp một bộ lọc tích cực

[F(0)=A];

- Một bờ dốc tần số (a frequency ramp), tα*ωΔ , tác động vào lối vào, thiết

lập một trạng thái mới mà ở đó lỗi pha tăng lên với một vận tốc thay đổi cố

định với giá trị là α/KF(0) , giống như vận tốc lỗi. Lỗi pha thu được sẽ tăng

không có giới hạn và được gọi là gia tốc lỗi hoặc lỗi bám động (acceleration

error or dynamic tracking error).

Chỉ khi hệ số khuếch đại vòng dòng một chiều (direct-current loop gain) K F(0)

là vô hạn (bộ lọc tích cực), lỗi bám động có thể được giới hạn tới một giá trị hằng số là 2nα/ω .

Mặc dù vậy, sự bỏ qua lỗi bám động sẽ yêu cầu sử dụng các hệ thống bậc ba (ví

dụ như, lỗi này thường ảnh hưởng các dốc (ramps) của điều chế FM hoặc thông tin vệ

tinh).

1.3. HOẠT ĐỘNG PHI TUYẾN CỦA PLL

Trong các điều kiện thực tế, PLL không thể được coi là một hệ thống tuyến tính;

trong những trường hợp này cần nêu lên những ràng buộc bên trong mà vòng bám pha

có thể nhận hoặc giữ trạng thái khoá trong (lock-in state) với tín hiệu lối vào.

Với mục đich này, hai đại lượng khác nhau được định nghĩa bao gồm:

14

1.3- 1. Tần số giữ trong (hold-in frequency)

Nó biểu diễn dải tần số hΔω bên trong mà PLL có thể giữ ở trạng thái khoá

trong, sau khi đạt tới trạng thái này.

Như đã giải thích ỏ trên, một xấp xỉ tuyến tính có thể biết trước độ lệch pha vθ xuất

hiện trong trạng thái ổn định đối với độ dịch tần Δω của lối vào so với tần số trung tâm

của VCO.

Δω/KF(0)θ v (lỗi vận tốc-velocity error);

Mặc dù vậy, nếu vượt quá dải của vùng tuyến tính, tính chất thực của bộ tách

pha là một sóng sin, tức là: một đặc trưng phi tuyến, do đó kết quả thu được sẽ là:

vv Δω/KΔω/KF(0)sinθ ;

Vì giá trị sin không lớn hơn một, giới hạn trong mà PLL có thể giữ ở trạng thái

khoá trong sẽ được mô tả bởi phương trình: 1Δω/K v

Từ đó: VH KΔω ;

Công thức của HΔω sẽ chỉ ra rằng khi sử dụng một bộ lọc với hệ số khuếch đại

dòng một chiều lớn vô hạn có thể gia tăng tần số giữ trong; thực tế, một vài giới hạn

được áp đặt bằng sự bão hoà của các thành phần trong vòng bám pha, gồm có bộ

khuếch đại hoạt động giống nhau của bộ lọc, do vậy, tại một thời điểm nhất định bộ

PLL ra khỏi trạng thái khoá trong.

Khi bộ PLL thoát khỏi trạng thái khoá trong, điện áp tín hiệu lối ra của bộ tách

pha sẽ lớn hơn điện áp lối vào trực tiếp.

Một khả năng khác để thoát khỏi trạng thái khoá trong bắt nguồn từ tốc độ thay

đổi của tần số tín hiệu lối vào.

Như đã đề cập, lỗi pha động (dynamic phase error) của hệ thống bậc hai có thể

là xác định với giá trị 2na α/ωθ nếu một bộ lọc tích cực với hệ số khuếch đại dòng một

chiều rất cao đặt vào vòng bám pha.

Trong bất cứ trường hợp nào, hoạt động của bộ tách pha không thể được giới

hạn là trạng thái trong vùng tuyến tính, do đó thực tế nó phải được xem như là một

hàm sin.

Do vậy:

na α/ωsinθ ;

15

Từ công thức này có thể dễ dàng nhận ra rằng tốc độ biến thiên cao nhất cho

phép của tần số lối vào là:2nωα ;

Nếu tốc độ biến thiên của tần số lối vào vượt quá giới hạn này, vòng bám pha sẽ

ra khỏi trạng thái khoá trong.

Như khi tần số lối vào biến thiên từng bước, lỗi pha của trạng thái chuyển tiếp là

lớn hơn nhiều so với lỗi sau cùng của trạng thái ổn định )/K( V ; khi đó vòng bám pha

có thể ra khỏi trạng thái khoá trong ngay cả trong trường hợp này?

Câu trả lời được đưa ra như sau:

- Nếu bước nhảy Δω không vượt quá một giới hạn nhất định, xác định bởi

1)(ζω1.8 n , vòng bám pha giữ trong trạng thái khoá trong;

- Ngược lại, nếu nó nhảy qua một vài vòng trong suốt quá trình của trạng thái

chuyển tiếp và khi đó trạng thái khoá trong lại được thiết lặp lại.

Điều này cũng có thể xảy ra cho các trường hợp đáng quan tâm nhất của một hệ

thống bậc hai với độ khuếch đại là khá lớn.

Trái lại, với hệ thống bậc hai có F(0)=1, một bước nhảy khá lớn Δω , dù nhỏ hơn

KV, có thể dẫn tới hệ thống ra khỏi trạng thái khoá trong mãi mãi (giá trị của bước nhảy

này là không biết, nhưng nó có thể được lý giải tương ứng với tần số khoá trong của

PLL sẽ được trình bày sau).

Khi đề cập đến sự biến thiên của tần số tín hiệu lối vào, một trường hợp quan

trong ở đó PLL được sử dụng như là một bộ giải điều chế của môt tín hiệu FM.

Với ứng dụng này, dải của vòng sẽ khá rộng cho phép bám theo điều chế mà không có

lỗi về pha vượt quá vùng tuyến tính của bộ xác định pha.

Từ đó, tránh được các méo trong xác định tín hiệu.

Lỗi pha cực đại diễn ra ở một độ lệch tần số nhất định của tín hiệu FM, khi gía

trị của tần số điều chế mω là bằng với tần số riêng (natural frequency) nω của vòng bám.

Bỏ qua vấn đề về méo, giữ trong trạng thái khoá trong được đảm bảo dựa trên

điều kiện mà lỗi pha cực đại không bao giờ vượt quá 90o trong bộ tách pha (để thể hiện

điều này các đồ thị tương ứng có thể môt tả lỗi pha cực đại diễn ra trong PLL, theo chỉ

số điều chế của tín hiệu và hệ số suy giảm của vòng bám).

Cả tần số giữ trong và giới hạn cho phép của bước biến đổi trong tần số lối vào

sẽ tương ứng với giá trị khuếch đại K0Kd, đó là: KΔω , trong hệ thống bậc một.

16

1.3- 2. Dải bắt chập (Acquisition range)

Dải chiếm dụng thể hiện khoảng cách lớn nhất giữa tần số lối vào và tần số

trung tâm của VCO khiến hệ thống này đi vào trạng thái khoá trong.

Sự xác định tần dải tần số này là không duy nhất (not univocal) bởi vì hai điều kiện

khác nhau phải được tách biệt:

- Nếu khoảng cách khởi tạo ban đầu giữa tần số lối vào và tần số VCO là nhỏ

hơn dải vòng bám (loop band), trạng thái khoá trong sẽ hiện hữu ngay mà

không phải mất bất kỳ thời gian thực hiện vòng bám nào, và tần số này đơn

giản được gọi là tần số khoá trong (lock in frequency) ;Δω L

- Mặt khác, nếu sự sai khác khởi tạo ban đầu giữa tần số VCO và tần số lối

vào là lớn hơn nhiều so với dải hoạt động PLL, hệ thống có thể đi tới một

quá trình để tới trạng thái khoá trong, với các điều kiện nhất định: trường

hợp này được gọi là tần số kéo trong (pull-in frequency) ;ΔωP

Quá trình kéo trong có thể xảy ra trong một số loại PLL gồm các hệ thống bậc 2

phổ biến và nó phụ thuộc đáng kể vào ồn.

Dải thông (tại điểm suy hao 3dB) của một hệ thống bậc một tương ứng với độ

khuếch đại vòng bám:

BL = K0Kd rad/s (tương ứng với đáp ứng tần số)

Với loại PLL này, hệ số khuếch đại K0Kd cũng xác định các giá trị của tần số

khoá trong HΔω và tần số khoá trong LΔω , bên cạnh dải thông.

Một hệ thống bậc hai, khảo sát tại tần số cao, có thể so sánh với một vòng bám

bậc một, như về mặt khuếch đại jωF*KK d0 , bởi vì đáp ứng tại tần số cao của bộ

lọc bắt nguồn từ 212 ττ/τ , hoặc từ 12 /ττ đối với một bộ lọc tích cực.

Vì tần số khoá trong biểu diễn một sự chuyển đổi giá trị tần số cao, về mặt pha,

dạng của vòng bám bậc hai là giống hoàn toàn hệ thống bậc một có cùng độ khuếch

đại.

Do vậy, trong trường hợp hệ thống bậc hai, tần số khoá trong có thể là:

;ττ

τ*KKΔω

21

2d0L (đối với bộ lọc thụ động);

hoặc

17

;τ

τ*KKΔω

1

2d0L (đối với bộ lọc tích cực).

Trong cả hai trường hợp, khi dùng các hệ số vòng bám, kết quả thu được là:

;ζω2Δω nL

Nói cách khác, các đặc tính khoá trong của một PLL bậc hai là tương tự như

trong hệ thống bậc một: thực tế, nếu tín hiệu là gần như nằm trong dải của vòng bám,

trạng thái khoá trong ngay lập tức được thiết lập mà không cần qua bất kỳ vòng nào

diễn ra.

Như trên đã giải thích, tần số khoá trong của một vòng bám bậc một và bậc hai

tương ứng với hệ số khuếch đại KV = K0Kd*F(0);[F(0)=1 đối với bậc một].

Nó được chỉ ra rằng âm lượng giống nhau cũng cung cấp tần số khoá trong,

trong một hệ thống bậc một; ngược lại, trong một hệ thống bậc hai thông thường, giá

trị KV là lớn hơn nhiều so với nω , do vậy tần số giữ trong là cao hơn rất nhiều tần số

khoá trong.

Thời gian khoá trong của một hệ thống bậc một là xấp xỉ 1/K0Kd giây, ngược lại

nó lại xấp xỉ bằng 1/ nω đối với hệ thống bậc hai.

Khi đề cập tới tần số kéo trong, khả năng đi vào vùng khoá trong của hệ thống

phụ thuộc vào giá trị offset (lệch không) của dòng một chiều của tín hiệu mạch đập

(beat signal) sinh ra bởi bộ tách pha trong trạng thái chuyển tiếp (điều kiện ra khỏi

trạng thái khoá trong).

Nhịp này được đặc trưng thông qua phép tích phân phương trình vi phân của hệ

thống bậc một.

Kết quả này biểu diễn hoạt động của hệ thống ở tần số cao và cũng đúng với hệ

thống bậc hai; nó cho thấy sự có mặt của sự lệch không của dòng một chiều (direct-

current offset).

Giá trị lệch không này có xu thế kéo VCO tới tần số lối vào (bên ngoài dải tần

số LΔω ), trong một hệ thống bậc nhất hoặc thậm chí đối với hệ thống bậc hai sử dụng

bộ lọc thụ động, tuy vậy nó không đủ hiệu quả để đưa PLL có trạng thái khoá trong.

Ngược lại, với các hệ thống bậc hai sử dụng một bộ lọc tích cực, tương ứng với

một toán tử tích phân, độ lệch ban đầu của dòng một chiều tạo ra một sự thăng giáng

lối ra (output ramp) trong bộ lọc và điều này tăng điện áp có thể là hệ thống đạt được

18

tần số khoá trong (trong dải LΔω ), nếu không bị cản trở bởi nhiễu hoặc bởi giá trị lệch

không của các thành phần trong mạch.

Không có công thức chính xác cho tần số kéo trong.

Khi các độ khuếch đại là vừa phải và cao 0.4)/K(ω Vn , công thức xấp xỉ thực

nghiệm tốt nhất được tính là:

2nVnP ωKζω22Δω ;

trong trường hợp các giá trị khuếch đại lớn, công thức có thể rút gọn là:

VnP Kζω2Δω ;

Nhưng công thức này không thể áp dụng đối với các hệ số khuếch đại thấp, chỉ

đúng với )50./K(ω Vn

Tóm lại, khi đề cập đến tần số kéo trong (pull-in frequency), có thể phát biểu

rằng, nếu sự sai khác khởi tạo ban đầu Δω là nhỏ hơn PΔω ; khi đó, cùng với giả thiết

nhiễu và những tác động phụ trong mạch là không đáng kể, một hệ thống bậc hai với

giá trị trung bình độ khuếch đại lớn sẽ có nhiều khả năng đạt tới trạng thái khoá trong,

ngay cả khi suất phát từ một Δω lớn hơn rất nhiều lần dải của vòng bám.

1.3- 3. Thời gian kéo trong (Pull-in time)

Thời gian kéo trong TP được định nghĩa là thời gian cần thiết để hệ thống đạt

đến trạng thái khoá trong kể từ lúc độ lệch khởi tạo ban đầu (initial offset) Δω thay đổi

từ PΔω tới LΔω .

Cũng vì thế giá trị này không thể được tính bởi công thức chính xác nên công

thức xấp xỉ sử dụng là:

3n

2

P ζω2

ΔωT ;

Công thức này đúng với khi Δω nằm trong khoảng giữa PΔω và LΔω ; nó biểu

diễn thời gian cần thiết để hệ thống khi đi vào tần số khoá trong, sau khoảng thời gian

này, biến thiên của tín hiệu lối vào là lớn.

Trong trường hợp một hệ thống bậc hai với độ khuếch đại lớn và 0.707ζ , thời

gian kéo trong là xấp xỉ bằng:

3L

2

PB

Δ2.4T

f ;

19

Ở đó BL là dải thông của vòng bám (loop band).

Thời gian kéo trong này trở lên rất lớn (thậm chí một vài giờ) trong các vòng lặp

với dải thông BL rất hẹp.

Trong các trường hợp này, tác động trên PLL theo các phương pháp nhất định

có thể rút ngắn rất nhiều lần thời gian kéo trong để đạt tới trạng thái khoá trong.

II. Bộ tổng hợp tần số

2.1. TỔNG QUÁT VỀ BỘ TỔNG HỢP TẦN SỐ

Tổng hợp tần số là một quá trình cho phép tạo ra một giá trị tần số lớn gấp N lần

của một tần số tham chiếu, fr; tần số tham chiếu này thường được tạo với một giá trị cố

định thu được từ một bộ tạo dao động thạch anh thông qua một phép chia. N thường là

một số thập phân n số hạng, cn-1, cn-2, ...,c0, nhận giá trị thay đổi từ 1 đến 9. Khi đó giá

trị N là : cn-110n-1 + cn-210n-2 +....+ c0, do đó tần số thu được như là một phép nhân thập

phân của tần số tham chiếu, có thể thay đổi bởi các bước đơn vị, mười,..., mũ của 10n-1

của giá trị tần số tham chiếu.

2.1- 1. Độ phân giải của sự tổng hợp tần số

Bước thay đổi nhỏ nhất của tần số lối ra, tương ứng với một đơn vị biến thiên

của N, là tần số tham chiếu, được gọi là độ phân dải tần của sự tổng hợp tần số

(synthesis resolution).

2.1- 2. Tổng hợp một chiều

Khi tổng hợp tần số diễn ra như được mô tả ở trên, nó được định nghĩa như là

một sự tổng hợp một chiều(direct synthesis).

Mục đích của một bộ tổng hợp tần số là tạo ra một chuỗi các giá trị tần số rời

rạc trong một quãng nhất định phân bố xung quanh N/2.

Nhưng, trong trường hợp tổng quát, giới hạn hoạt động nào đó của các mạch

không cho phép sử dụng toàn bộ dải lý thuyết, từ 1 (N=1) đến 10n (N=0); điều này

cũng không cần thiết trong thực tế, ví dụ, khi chỉ cần thiết phủ hết các giá trị của một

nhóm FDM của các sóng mang phân bố trong một khoảng nhất định xung quanh một

tần số trung tâm.

Khi các giá trị của tần số thu được ( biểu diễn trong các đơn vị nhất định, ví dụ

MHz) cũng được biểu diễn bởi số thập phân, so N sẽ là một số nguyên tạo bởi tất cả

các số biểu diễn các giá trị khác nhau và độ phân giải fr (tần số tham chiếu) sẽ được

định nghĩa sao cho N*fr có giá trị mong muốn, theo đơn vị của fr.

20

Thừa số tổng hợp N trong các tình huống nhất định có dạng M*m,; m là một

thừa số cố định đã được chia thang sẵn (bộ định thang), điều này sẽ được giải thích kỹ

hơn sau này.

Trong trường hợp này, sự thay đổi một đơn vị của thừa số M sẽ thay đổi tần số

thu được m*fr, do đó độ phân giải của bộ tông r hợp tần số không còn là fr nữa mà là

m*fr.

2.1- 3. Tổng hợp kết hợp chuyển đổi tần số

Khi các giá trị tần số mong muốn phải phân bố xung bên trong một khoảng bao

gồm một dải tần số rất cao, sẽ là tốt hơn khi các tần số lối ra của bộ tổng hợp tần số

được hạ tần (down-converted) một dải có các giá trị thấp hơn. Trong trường hợp này,

các tần số chuyển đổi (conversion frequencies) sẽ duy trì quan hệ với tần số tham

chiếu, cố định bởi thừa số N. Nhờ có hệ thống này, độ phân giải cũng như, sự tách biệt

giữa các giá trị của tần số tổng hợp không thay đổi với tổng hợp trực tiếp, nhưng các

tấn số được sử dụng sẽ được dịch chuyển theo một tần số offset tương ứng với giá trị

của bộ tạo dao động cục bộ sử dụng trong quá trình chuyển đổi. Các loại tổng hợp tần

số đề cập ở trên sẽ được bàn chi tiết trong các đoạn sau. Thiết bị cơ bản thường sử

dụng cho tổng hợp tần số là PLL.

2.2. TỔNG HỢP TẦN SỐ TRỰC TIẾP

Sử dụng PLL trong tổng hợp tần số một chiều được chỉ ra trong hình 4.1. Như

được chỉ ra trên hình này, lối vào của bộ tách pha nhận tần số tham chiếu fr. Tần số

VCO được đưa trở lại bộ xác định pha, không một chiềumà thông qua một bộ chia

modul N (N modulo divider). PLL bám tần số tham chiếu thông qua lối ra của bộ chia,

do vậy tần số VCO sẽ lớn gấp N lần giá trị tần số tham chiếu.

21

Hình 4.1: Sơ đồ của tổng hợp một chiều sử dụng một PLL

Phần tử chia N có thể được cố định sử dụng thiết bị giống như một bộ nhân tần.

Mặc dù vậy, phép chia modul N thường khả trình và có thể thiết lập tần số lối ra

của VCO theo các giá trị rời rạc phân bố xung quanh một giá trị tần số trung gian

F0=N0*fr, và được phân biệt bởi độ phân giải dựa trên giá trị tham chiếu fr.

Tần số trung tâm của VCO (tần số VCO khi giá trị của thế điều khiển là bằng

không) sẽ tương ứng với tần số trung tâm F0.

Như trình bày trong hình 4.1, vòng tổng hợp có thể gồm một đường trực tiếp

(direct path).

jω/K*jωF*KjωG 0d ;

trong đó số hạng jω/1 bắt nguồn từ tích phân tần số lối tạo ra pha lối ra; và một

đường phản hồi (feedback path):

;N

1jωΦ

trong đó N là phần tử chia của bộ chia nằm giữa bộ VCO và đường phản hồi trở về bộ

xác định pha.

Giống như mọi hệ thống có phản hồi khac, hàm truyền vào ra của vòng bám

tuân theo công thức sau:

;jωΦ*jωG1

jωGjωH

trong đó jωΦ*jωG là hàm truyền của vòng hở;

22

Thay các giá trị của jωG và jωΦ ta thu được:

;

Njω

K*jωF*K1

Njω

K*jωF*KN

jωω

K*jωF*K1

jω

K*jωF*K

θ

θjωH

0d

0d

0d

0d

i

0

Nếu giá trị N0 của tần số trung gian F0 được xem như là nhân tố chia, nó có thể

viết lại là:

;

Njω

K*jωF*K1

Njω

K*jωF*K

θN

θjωH

0

0d

0

0d

i0

0I

công thức jωHIchỉ ra rằng độ khuếch đại của PLL, nhìn từ bộ tách pha với pha lối

ra 0θ được thay bằng 00 /Nθ nhờ có bộ chia, là 0d0 /NK*K thay vì d0 K*K .

Thực tế, phát biểu này được khẳng định lại bằng hàm truyền lỗi (error transfer

function) như sau:

;

Njω

K*jωF*K1

1

jωΦ*jωG1

1

θ

/Nθθ

θ

θjωE

0

0di

00i

i

e

Khi đó lỗi pha của bộ tách pha sẽ được xem như là một sự sai khác tương đối

giữa pha lối vào và pha lối ra được chuyển đổi bởi bộ chia, tức là phép chia cho N0.

Khi đó, vùng hoạt động của vòng bám (dynamics of the loop), với các giá trị cụ thể của

nω và ζ (tần số riêng, đó là dải thông, và hệ số tắt (damping factor)) phụ thuộc vào độ

khuếch đại 0d0 /NK*K thay vì phụ thuộc d0 K*K .

Sự lựa chọn để PLL tham chiếu giá trị phản hồi 1/N0 phụ thuộc vào điều là tần

số tổng hợp trung gian F0 được tạo ra trong cấu hình này; tần số trung tâm 0ω của VCO

được bố trí dựa trên giá trị trung gian này sao cho PLL thông thường giữ đúng giá trị

khuếch đại 0d0 /NK*K .

Thực tế, giá trị khuếch đại này của vòng bám có thể thu được ngay cả khi PLL

được xem như là không dựa trên trị tần số tham chiếu fr, bởi vì độ khuếch đại K0 của

23

VCO là luôn luôn tỉ lệ với tần số 0ω ; do vậy, toán hạng 00 /Nω mà giá trị K0/N0 phụ

thuộc vào, sẽ đưa độ khuếch đại của VCO tới một độ khuếch đại tham chiếu một

chiềutới giá trị của fr ( 0r0 N*πf2ω ).

Mặc dù vậy, khi kiểm tra hoạt động của PLL, điều quan trọng là xem xét dải

động (variation range) của tham số N mà sự thay đổi của các thông số vòng bám phụ

thuộc thông qua giá trị tham chiếu; do vậy, nó đảm bảo rằng dữ liệu hoạt động của PLL

là chính xác trong toàn dải hoạt động.

Thực tế, những thay đổi ảnh hưởng đến tham số vòng bám khi modulo N thay

đổi, sẽ giới hạn độ lớn khả dĩ của vùng các tần số được tổng hợp.

Bộ chia khả trình được đặt trước các thông số có sẵn như gí trị chia cố định “m”

trong các trường hợp nhất định.

Khi đề cập tới tổng sự tổng hợp, các gía trị quan trọng nhất là modulo tổng thể

và tần số tham chiếu fr; bộ định thang chỉ dịch độ phân giải từ fr tới m*fr tạo ra một tỉ

số khác biệt giữa độ phân giải và tần số tham chiếu.

Hoạt động của bộ Bộ định thang được liên kết tới các hoạt động cụ thể của sự

tổng hợp bởi vì nó giảm tần số VCO trước khi đưa vào bộ chia khả trìn; ví dụ nó được

sử dụng để làm phù hợp giá trị của độ phân giải và dải tổng hợp tương ứng với một tần

số tham chiếu cho sẵn.

2.3. TỔNG HỢP CÓ CHUYỂN ĐỔI TẦN SỐ

Bộ tổng hợp tần số có thể bao gồm một bộ hạ tần thông thường (a typical

frequency down converter) bố trí giữa VCO và bộ chia khả trình. Sơ đồ khối của bộ

tổng hợp loại này được chỉ ra trong hình 4.2. Trong trường hợp này, khảo sát từ lối vào

của bộ chia khả trình, vòng tổng hợp hoạt động với các giá trị khác biệt giữa các tần số

được tạo bởi VCO và tần số của bộ chuyển đổi cục bộ (local conversion oscilator).

24

Hình 4.2: Sơ đồ của bộ tổng hợp sử dụng một PLL và chuyển đổi tần số

Sự tách phân biệt (hay độ phân giải-resolution) và khoảng tần số khả dĩ tại lối

vào của bộ chia khả trình có các giá trị giống như được xác định tại lối ra VCO, nhưng

chúng chứa trong một dải tần số đã được giảm xuống (downward) một lượng bằng với

tần số tạo bởi bộ dao động cục bộ.

Nếu độ khuếch đại K0 không phụ thuộc vào tần số trung tâm của VCO, bộ PLL

sẽ không khác so với cấu hình đã thiết lập trong tổng hợp một chiềukhi không có bộ

chuyển đổi tần số.

Ngược lại, thông thường độ khuếch đại K0 luôn tăng tỉ lệ với giá trị tần số trung

tâm của VCO, do vậy PLL sẽ định dạng theo các giá trị tần số được tạo ra bởi VCO.

Một thuận lợi của tổng hợp tần số kết hợp với chuyển đổi sẽ thu được các tần số

tổng hợp cao tại lối ra của VCO mà không cần các thành phần khác của vòng bám phải

hoạt động tại tốc độ này.

Hơn thế nữa, độ lớn của khoảng tần số tổng hợp không ảnh hưởng tới vùng hoạt

động của PLL (dynamics), trong dải tần số cao.

Trong bất kỳ tình huống nào, loại thiết bị này đặc biệt hữu ích trong các chuyển đổi tần

số mà là có sở của hạt động trong các máy thu vô tuyến.

III. Bộ giải mã âm tần PLL

Bộ PLL có thể được sử dụng như là một bộ giải mã âm tần nhờ có ba thành

phần chính sau:

25

- PLL hoạt động với tần số âm thanh được giải mã;

- một bộ xác định vuông pha đối với tín hiệu báo hiệu trạng thái khoá trong của

PLL;

- Một mạch lối ra chứa bộ lọc làm điều kiện cho tín hiệu giải mã và gửi tới trạng

thái khoá trong.

Sơ đồ khối của toàn bộ đơn vị được chỉ ra trong hình 5.1

Hình 5.1: Sơ đồ khối của một bộ PLL giải mã âm tần

Bộ PLL sẽ khoá âm tần khi tần số của tín hiệu lối vào nằm trong khoảng tần số

khoá trong của nó. Độ lớn của tần số khoá trong xác định độ phân giải (resolution) của

bộ giải mã. Giá trị này thường được thể hiện dưới dạng phần trăm của tần số danh định

(nominal frequency) của âm tần và nó thường định nghĩa như là dải xác định

(detection bandwidth). Thay đổi điện dung của bộ lọc PLL sẽ quyết định kích cỡ của

dải xác định này (kết quả này thể hiện trên sơ đồ khối và trên mô tả thành phần NE567

sử dụng trong mô đun T10L). Khi tác động thông qua giá trị nω , tức là thông qua giải

thông PLL mà tần số khoá trong phụ thuộc vào ( nL ζω2ω đối với hệ thống bậc hai),

sẽ xác định dải tần số mong muốn). Mặc dù vậy, dải thông PLL phụ thuộc không chỉ

vào điện dung của bộ lọc mà còn phụ thuộc vào độ khuếch đại vòng bám KdK0, trong

26

đó độ khuếch đại Kd của bộ tách pha bị tác động bởi mức (P1/2) của tín hiệu lối vào

(điều kiện thông thường của các mạch tương tự hoạt động với các sóng sin). Do đó, khi

định kích cỡ dải thông cũng cần quan tâm tới điện thế hiệu dụng của tín hiệu lối vào

(khi đề cập đến thành phần NE567, các bảng và các biểu đồ thích hợp cho các giá trị

này được cung cấp bởi nhà sản xuất). Dĩ nhiên, tần số trung tâm của vòng bám VCO

(CCO = bộ tạo dao động điều khiển được đang xét (current controlled Oscillator), khi

sử dụng NE567) sẽ được sắp đặt với giá trị chuẩn hoá của tần số âm thanh (âm tần): giá

trị này được thiết lập trên mô đun là 50 kHz. Bộ CCO (NE567) sẽ tạo ra một tần số

tham chiếu vuông pha 2π/ so với tín hiệu lối vào khi PLL được kích hoạt. Sóng tham

chiếu này cùng với tín hiệu lối vào được gửi tới một bộ tách pha vuông mà lối ra của

bộ tách pha này, sau khi đã được lọc thích hợp, tạo ra một đặc tính thể hiện mối liên hệ

dựa trên sự sai khác pha so với 2π/ . Trong trường hợp này, sự vuông pha tạo ra một

giá trị nhỏ nhỏ nhất và giá trị này phụ thuộc vào giá trị hiệu dụng của lối vào (xem

thêm phần các đặc tính kỹ thuật (specifications). Độ lớn của giá trì này được so sánh

(thông qua một bộ quyết định) với một ngưỡng quyết định dựa trên một giá trị hợp lý,

cho phép xác định sự vuông pha của bộ giải mã (decoder) và kéo theo trạng thái khoá

trong của PLL với lối vào âm tần. Lối ra của bộ tách pha được sử dụng để chỉ ra sự

hiện diện của âm tần và bật LED báo hiệu (DET.) trên mô đun T10L. Điện dung của bộ

lọc lối ra trong bộ giải mã sẽ có một giá trị tương quan với giá trị điện dung của bộ lọc

trong vòng bám: giá trị này tăng lên khi trị số hằng số thời gian của PLL tăng. Sự phụ

thuộc này có thể được giải thích dựa trên điều là khi giảm dải thông của PLL ( nω ) sẽ

giảm hệ số tắt (damping factor); do đó một vài đáp ứng không mong muốn có thể xuất

hiện dễ dàng hơn (tăng hằng số thời gian của bộ lọc lối ra sẽ triệt các đáp ứng không

mong muốn này).

Mô đun T10L cho phép chọn hai giá trị của dải thông bộ quyết định thông qua

bộ chọn dải BAND SELECTION; hai giá trị này là: NARROW (hẹp) %4 và WIDE

(rộng) %1412 .

IV. Điều tần FM

4.1. LÝ THUYẾT CHUNG

Một sóng sin loại: ;θ(t)Acost).cos(Ω.A(t)v c được gọi là sóng

mang, thông qua một kiểu điều chế tần số góc, pha )(t của nó phụ thuộc vào một tín

hiệu x(t) gọi là tín hiệu điều chế.

27

Nếu )(t phụ thuộc vào x(t) như sau:

x(t);.kt.Ωθ(t) đây là điều chế pha.

Ngược lại, nếu

;dtx(t)..kt.Ωθ(t) đây là điều tần.

Thực tế, trong trường hợp thứ hai, tần số góc tức thời Ω(t) của tín hiệu đã điều chế là:

x(t);.kΩ)(

Ω(t) dt

td

do đó dạng của tín hiệu điều chế, còn gọi là tín hiệu mang tin, thay đổi tần số góc của

tín hiệu đã điều chế. là tần số góc của tín hiệu sóng mang; k là độ nhạy điều chế

Trong trường hợp cụ thể khi tín hiệu điều chế là một sóng sin:

t);.cos(ω.B(t)vx(t) m

trong đó , sẽ thu được

t);.sin(ω).B/.(kt.Ωdtx(t)..kt.Ωθ(t) do đó tần số của tín hiệu đã điều chế vM(t) thể hiện bởi công thức:

;).sin()./.(.cos.)(cos.)( tBktAtAtvM tần số góc tại thời điểm tức thời của tín hiệu đã điều chế là vM(t) là:

);.cos(..kΩ)(

Ω(t) tBdt

td

Công thức này chỉ biểu diễn trường hợp đặc biệt khi tín hiệu điều chế là sóng

sin, nhưng nó chỉ ra tường minh rằng dáng điệu thế của tín hiệu vM(t), biểu diễn trên

hình 7.1, trong miền thời gian.

Khi đó tần số F(t) của tín hiệu đã điều chế thay đổi dựa trên tín hiệu vm(t), dao

động giữa giá trị lớn nhất Fmax và giá trị nhở nhất Fmin:

;2

.

2max Bk

F

;2

.

2min Bk

F

28

Hình 7.1: Điều chế FM

a) Sóng mang b) Tín hiệu điều chế c) Tín hiệu đã điều chế.

4.2. CÁC TÍNH CHẤT CỦA ĐIỀU CHẾ FM

Trong phần này giải thích một vài đại lượng và tính chất liên quan tơi tần số tín

hiệu đã điều chế.

Độ lệch tần số F : Độ lệch tần số F được định nghĩa là độ dịch lớn nhất của tần số

tín hiệu đã điều chế:

2

.

2minmax BkFF

F

Chỉ số điều chế mf : chỉ số điều chế mf là tỉ tố giữa F và tần số điều chế 2/f :

f

Bk

f

Fm f 2

.

chỉ số điều chế được xác định chỉ khi điều chế được thực hiện với một âm tần [vm(t)]

và, nếu công thức của vM(t) là tương ứng với độ dịch pha lớn nhất gây ra bởi âm tần

điều chế.

Phổ của một tín hiệu FM: Khi chỉ số điều chế mf được sử dung, tín hiệu với tần số của

nó được điều chế bởi một sóng sin vm(t) được định nghĩa theo công thức sau:

;).sin(..cos.)(cos.)( tmtAtAtv fM

29

Theo phép biến đổi lượng giác, công thức này có thể biến đổi thành:

;).sin(.sin)..sin().sin(.cos)..cos(.)( tmttmtAtv ffM

nếu chỉ số điều chế là thấp (mf<<1), khi đó công thức này có thể tính gần đúng như

sau:

;).sin()..sin(.).cos(.)( ttmtAtv fM và nó trở thành:

;).(cos2

.).(cos

2

.).cos(.)( t

mAt

mAtAtv ff

M

thành phần chính là dạng của một tín hiệu AM.

Ngược lại, nếu độ lệch pha là lớn (mf>>1), công thức trên không thể tính gần

đúng, nhưng nó được triển khai thành một chuỗi của các toán hạng như sau:

).sin().().sin().cos().().cos(.)( tnmJttnmJtAtvn

fnn

fnM

Hệ số Jn(mf) là các hàm Bessel của bậc một và bậc n của mf. Chuỗi này, được khai triển

hợp lý thành tổng của một thành phần tần số sóng mang và vô hạn các thành phần cộng

trừ dạng tn ).(cos như sau:

...).(cos).(cos)(

).(cos).(cos)(

).(cos).(cos)().cos()(.)(

3

2

1

ttmJ

ttmJ

ttmJtmJAtv

f

f

ffOM

Các giá trị của hàm Jn(mf) tạo thành dãy và biến thiên theo chỉ số điều chế theo

một vài bậc n có thể cho phép ước định dải chiếm dụng của một tín hiệu FM, trong

trường hợp một tín hiệu được điệu chế bởi một sóng sin.

Các kết luận cho một tín hiệu được điều chế bởi một tần số âm tần f, cũng có thể

hữu ích cho việc ước đoán dải thông chiếm dụng của một điều chế FM trong trường

hợp tín hiệu điều chế x(t) là bất kỳ.

Một cách tổng quát, ta có thể phát biểu như sau:

- Biên độ liên quan tới các thành phần phổ của một tín hiệu FM phụ thuộc vào các

giá trị Jn(mf); biên độ của thành phần sóng mang phụ thuộc vào giá trị của J0(mf);

khi hoạt động, nó phụ thuộc vào biên độ của tín hiệu điều chế B (J0(mf) bằng không

30

khí mf = 2.404), khác với điều chế AM mà ở đó biên độ của sóng mang thừa ra là

không phụ thuộc vào biên độ của tín hiệu mang tin.

- Liên hệ pha giữa các dải tạo ra sự đảo ngược pha đối với các dải lẻ thấp hơn.

- Số lượng thành phần phổ có ý nghĩa phụ thuộc vào giá trị mf và biên độ của các

biên số (sideband) (bắt nguồn từ toán hạng Jn(mf) của các bậc cao) có thể được bỏ

qua dựa trên khoảng cách nhất định so với sóng mang, dựa vào giá trị mf: thực tế tất

cả các hàm Bessel bậc cao hơn (1+mf) có thể bỏ qua.

Công suất của tín hiệu FM: Công suất trung bình của một sóng thực hiện điều chế góc

là hằng số:

n

2f

2n

2 A2./1)(mJ.A2./1P

vì dễ dàng nhận ra điều này theo trực giác.

Hình 7.2 chỉ ra ba ví dụ của phổ FM.

31

a) Phổ điều chế với mf = 0.2 rad. Độ rộng băng xấp xỉ : fmfB fW .2)1.(.2

b) Phổ điều chế với mf = 2 rad. Độ rộng băng xấp xỉ : fmfB fW .6)1.(.2

c) Phổ điều chế với mf = 20 rad. Độ rộng băng xấp xỉ : FfFmfB fW .2).(2)1.(.2

Hình 7.2:

4.3. ĐIỀU CHẾ FM

Chức năng cơ bản của một bộ điều chế FM là biến đổi tín tần số sóng mang hình

sin dựa trên biên độ của tín hiệu điều chế

Có hai phương pháp chính để tạo ra một tín hiệu FM: đó là phương pháp một

chiềuvà phương pháp gián tiếp.

- Phương pháp trực tiếp sử dụng một bộ tạo dao động điều khiển bằng điện áp (VCO)

với tần số dao động của nó tỷ lệ bậc nhất với biên độ tức thời của tín hiệu điều chế;

- Trong khi đó, phương pháp gián tiếp tạo ra một điều chế FM với độ lệch pha rất

nhỏ, nghĩa là với một giá trị nhỏ của chỉ số điều chế và dải phổ hẹp, sử dụng một bộ

điều chế biên độ, sau đó tín hiệu FM của một dải hẹp được chuyển sang một tín

hiệu FM dải rộng thông qua một bộ nhân tần.

Phương pháp sử dụng trong mô đun T10L là phương pháp trực tiếp mà sẽ được

đề cập sau này.

Có một vài loại bộ tạo dao động điều khiển bằng điện áp mà có thể sử dụng để

tạo một tín hiệu FM: xuất phát từ phương pháp phản xạ klystron sử dụng trong sóng vi

ba, tới các mạch cộng hưởng của điện kháng biến đổi được hoặc mạch tích hợp VCO

sử dụng ở các tần số thấp, dựa trên giá trị của tần số sóng mang (và tần số của tín hiệu

điều chế).

32

Những lợi thế của việc sử dụng phương pháp một chiềulà có thể thu được độ

lệch tần số rất lớn; ngược lại, tần số sóng mang có xu thế biến đổi theo thời gian, do

vậy các phương pháp tinh vị phục vụ cho việc giữ ổn định: AFC=điều khiển tần số tự

động, là cần thiết.

Trong mô đun T10L, tín hiệu FM được tạo ra bởi một mạch PLL tích hợp khoá

một tần số tham chiếu thạch anh với giá trị bằng với giá trị tần số sóng mang.

Dải PLL là rất hẹp, do vậy sự thay đổi điện áp điều khiển sẽ tạo ra các biến thiên

nhanh của tần số VCO, ngược lại, các biến thiên chậm sẽ bị triệt tiệu nhờ vòng hồi tiếp.

Sự ổn định là tốt, nhưng phương pháp này có một nhược điểm là không tuyển tính ở tất

cả các dải tần đối với tín hiệu mang tin tập trung ở tần số thấp.

4.4. XÁC ĐỊNH TÍN HIỆU FM

Một bộ giải điều chế FM sẽ tạo ra một điện áp lối ra tỉ lệ tuyến tính với tần số

của tín hiệu lối vào. Các mạch thuộc loại này thường được biết đến như là các bộ tách

sóng phân biệt (discriminator). Tính chất lý tưởng của một tách sóng phân biệt thể hiện

ở quan hệ tần số lối vào/điện áp lối ra là một đường thẳng; đường này đi qua các giá trị

của tần số sóng mang ở đó điện áp lối ra là bằng không và độ nghiêng của đường thẳng

này tương ứng với độ nhạy của discriminator. Một phương pháp xấp xỉ tính chất lý

tưởng của một discriminator là tác động lên tín hiệu FM một bộ vi phân theo sau bởi

một bộ tách sóng hình bao.

Toán tử vi phân này biến đổi tín hiệu:

Error].kt.cos[Ω.A(t)vM Thành một tín hiệu AM/FM dạng:

θ(t).];t.sin[Ωx(t).].kt..[ΩA

Nếu không có độ lệch pha θ(t) , tín hiệu này tương ứng với một tín hiệu AM.

Bộ tách sóng hình bao tách tín hiệu điều chế x(t): tín hiệu băng gốc có thể được

khôi phục mà không có méo nếu k.|x(t)|< ; như trong trường hợp điều chế AM. Mặc

dù vậy, bộ tách sóng hình bao cũng chuyển các biến thiên của biên độ của tín hiệu FM

sinh ra bởi nhiễu va các chuyển đổi không mong muốn FM-AM (ví dụ như gây ra bởi

các phần tử phi tuyến). Do vậy, trước khi đi vào bộ vi phân, tín hiệu FM bị chặn, bị

giới hạn: tín hiệu thu được là một sóng vuông ở tần số điều chế; trước khi được sử

dụng, sóng này được loại bỏ các thành phần hài của nó và chuyển đổi thành một tín

hiệu FM với biên độ hằng số thông qua một bộ lọc thông dải.

33

Một loại khác của bộ tách sóng phân biệt, được gọi là bộ tách sóng phân biệt

cân bằng, gồm hai mạch cộng hưởng song song, hoạt động ở hai tần số đổi xứng tương

ứng với tần số sóng mang; tín hiệu FM với pha bị đảo ngược tương ứng với hai bộ lọc

được gắn vào hai mạch này. Mỗi mạch cộng hưởng kích hoạt một bộ tách sóng hình

bao. Các lối ra của các bộ tách sóng hình bao này được cộng vào nhau và tổng của hai

đường đáp ứng này sẽ tạo ra một đặc tính tần số/điện áp đối xứng tương ứng với tần số

sóng mang; tính chất tuyến tính của nó là hơn so với chuyển đổi FM/AM; thêm vào đó,

những biến đổi không mong muốn của tín hiệu FM bị triệt khi thực hiện lấy tổng của

hai đáp ứng.

Độ lệch offset của dòng một chiều là không vượt quá dẫn nạp cảm ứng và do

vậy đáp ứng tới các tín hiệu mang tin với phân bố tập trung ở tần số thấp là rất tốt (nó

không bị xen lẫn bởi các độ lệch offset của dòng một chiều như xuất hiện trong tín hiệu

FM). Bộ tách sóng phân biệt cân bằng được sử dụng rất thường xuyên trong dải hoạt

động vi ba ở đó các mạch điện kích hoạt bao gồm các buồng cộng hưởng và các bộ

tách sóng hình bao được tạo nên bởi các đi ốt tinh thể.

Ngược lại, bộ tách sóng PLL được sử dụng rất thường xuyên đối với các tần số

thấp hơn; loại giải điều chế này được thực hiện trong mô đun T10L.

Trước khi thực hiện mô tả hoạt động của bộ tách sóng PLL, chúng ta sẽ khảo sát một

vài tính chất chung của điều chế FM.

Sự điều chế tần số băng rộng cho phép tăng công suất tỉ số tín hiệu trên nhiễu tại

đầu nhận mà không cần tăng công suất phát, như trong trường hợp điều chế AM.

Thực tế, mức tín hiệu của lối ra bộ điều chế FM tỉ lệ với độ lệch tần số, như đã đề cập

trước đó, vì vậy công suất của tín hiệu được giải điều chế có thể tăng lên khi độ lệch

tần số của tín hiệu FM tăng.

Biên độ của tín hiệu sóng mang không thay đổi nếu độ lệch tần số tăng, do vậy

công suất phát giữ không đổi; sự hợp lý dựa trên dải phát được yêu cầu và chất lượng

của tín hiệu tin được tái tạo lại.

Cách tiếp cận của các bộ giải điều chế PLL đối với phương pháp điều chế góc là

chủ yếu khác với phương pháp của các bộ tách sóng phân biệt đã giải thích trước đây.

Các bộ giải điều chế PLL thuộc khối giải điều chế có phản hồi: do vậy nó mang lại chất

lượng tốt hơn so với các bộ tách sóng phân biệt.

Các bộ giải điều chế có phản hồi cũng gồm một vài mạch, viết tắt bởi FMFB (bộ

giải điều chế FM có hồi tiếp), có thể cho chất lượng tốt hơn bất kỳ các loại giải điều

34

chế khác. Trong khi đó, các bộ giải điều chế PLL được biết đến bởi chất lượng tốt nó

mang lại và cấu trúc đơn giản bởi sử dụng các mạch tích hợp rẻ và cũng dễ cấu hình.

Hoạt động của một bộ giải điều chế PLL là khá đơn giản. Tín hiệu FM được đưa

vào lối vào bộ xác định pha, trong khi đó điện áp điều khiển VCO tái tạo lại tín hiệu

mang tin. Nhiệm vụ thay thế sự biến đổi tần số lối vào Δω trong khoảng thời gian Δt ,

với một bước biến đổi tức thời của cùng giá trị Δω

Như trên đã giải thích, vòng lặp sẽ tạo cân bằng giữa tần số VCO và tần số lối

vào, trong khoảng thời gian ngắn hoặc lâu hơn, do vậy một cân bằng mới được thiết lập

khi bộ tách pha gửi tín hiệu ΔθK m tới VCO, dựa trên sự thay đổi pha Δθ giữa các lối

vào. Giá trị biến thiên của điện áp điều khiển VCO, Δθ.Kv md sẽ tạo ra sự biến

thiên về tần số Δω :

0md Δω/KΔθ.Kv ;

trong đó, K0 là độ nhạy của bộ tạo dao động cục bộ. Do đó, nếu tần số của tín hiệu FM

thay đổi liên tục tại một tốc độ nhỏ hơn thời gian mà bộ PLL cần thiết để cập nhật

trạng thái cân bằng, điện áp Vd , từ bộ tách pha thông qua bộ lọc thông thấp, sẽ liên tục

tỉ lệ với sự biến thiên tần số của sóng mang lối vào đã được điều chế.

Tại thời điểm ban đầu, sóng mang là không được điều chế, điểm làm việc của

PLL sẽ được điều chỉnh sao cho sự khác biệt về pha tại bộ tách pha là bằng không

(điện áp điều khiển VCO là bằng 0).

Ngược lại, trong các điều kiện hoạt đông, điểm làm việc sẽ dao động trong các

giới hạn tuyến tính của đặc tính của bộ xác định pha.

Một yêu cầu đối với một PLL là có một dải mở rộng cho phép nhận tất cả các

thành phần của điều chế FM.

V. Điều chế AM

5.1. LÝ THUYẾT CHUNG

Nhìn trên hình 6.1, xét một tín hiệu sin vm(t) với tần số f:

t).πfsin(2.B(t)vm và một sóng sin khác vc(t) với tần số F>>f:

t).πsin(2.(t)v FAc

Nếu biên độ của tín hiệu vc(t) là thay đổi bằng tổng của tín hiệu vm(t) và A, tín

hiệu thu được vM(t) sẽ có dạng sau:

35

);.2sin(.).2sin(.1.).2sin(.).2sin(..)( tFtfmAtFtfBkAtvM trong đó k là một hằng số tỉ lệ.

Tín hiệu vM(t) gọi là tín hiệu điều biên (amplitude modulated singal) hay tín

hiệu AM (AM signal).

Tín hiệu vm(t) được gọi là tín hiệu được điều chế hay tín hiệu mang tin;

Tín hiệu vc(t) gọi là sóng mang (carrier).

Hệ số:A

Bkm

. có giá trị 0<m<1 và được gọi là chỉ số điều chế (modulation

index):

Giá trị sau: %100*.

A

Bkm được gọi là phần trăm chỉ số điều chế (percent

modulation index).

Xem trên hình 6.1c: chỉ số điều chế m được tính như sau: ;hH

hHm

Thực tế, biên độ của tín hiệu vM(t) thay đổi trong khoảng H=A.(1+m)

Và h=A(1-m)

Nếu một sự thay đổi theo thời gian bắt nguồn từ tích của vc(t) và tín hiệu mang

tin x(t), tác động lên sóng mang vc(t):

);.2sin().().2sin().(. tFtAtFtxA kết quả thu được là một dạng khác của điều biên.

Trong trường hợp thông thường, khi x(t) là một sóng sin dang:

);.2sin(.).2sin(..)(.)( tftfBktvktx m

trong đó xem như là đại lượng khuếch đại có giá trị >0, tín hiệu vM(t) là kết quả của

dạng điều chế này được biểu diễn như sau:

);.2sin()..2sin(..).2sin().()( tFtfAtFtAtvM So sánh với công thức tính vM(t) của tín hiệu AM trước đo, thấy rằng trong

trường hợp này, không có xuất hiện đại lượng sóng mang );.2sin(. tFA

Do vậy, dạng này của điều chế biên độ được gọi là điều chế triệt sóng mang

(suppressed-carrier modulation), hoặc DSB modulation (Double side band modulation-

điều chế lưỡng biên), sẽ được giải thích kỹ hơn về sau.

Dạng sóng của điều chế DSB được chỉ ra trong hình 6.2.

36

Như được chỉ ra trên hình 6.2, với kiểu điều chế này, biên độ của tín hiệu DSB

là bằng không khi giá trị của tín hiệu cần điều chế là bằng không; Những sự đảo cực

của tín hiệu cần điều chế tạo ra một sự đảo pha của tín hiệu đã điều chế.

HÌnh 6.1: Điều chế AM

a) Sóng mang b) Tín hiệu được điều chế c) Tín hiệu đã điều chế

37

Hình 6.2: Điều chế DSB

a)Tín hiệu điều chếb) Tín hiệu đã điều chế

5.2. PHỔ CỦA TÍN HIỆU ĐIỀU CHẾ

Sử dụng các biến đổi lượng giác sẽ thu được biểu diễn của tín hiệu AM (không

triệt sóng mang) như sau:

;).(2cos2

.).(2cos2

.).2sin(.)( tfFA

mtfFA

mtFAtvM

Công thức này cho thấy rất rõ ràng về tín hiệu AM được điều chế như thế nào

bởi một sóng sin giống với vm(t) về phổ tần số và chứa ba thành phần:

).2sin(. tFA sóng mang

tfFA

m ).(2cos2

. biên thấp (lower sideband)

;).(2cos2

. tfFA

m biên cao (upper sideband)

38

Trong điều chế DSB, sóng mang ).2sin(. tFA bị triệt, vì vậy phổ biên độ của tín

hiệu sẽ bao gồm chỉ có hai dải (do vậy có tên gọi là điều chế lưỡng biên -Double

sideband modulation):

tfFA

).(2cos2

. dải phổ thấp (lower sideband)

;).(2cos2

. tfFA

dải phổ cao (upper sideband)

Hình 6.3 chỉ ra các thành phần biến đổi của tín hiệu AM, được biểu diễn trong

miền tần số, dưới đường dạng của biểu đồ quan hệ biên độ và thời gian, và trong miền

tần số với biểu đồ quan hệ biên độ và tần số.

Điều biên là một quá trình chuyển đổi một tín hiệu tần số thấp (trong trường hợp

này là một tín hiệu sin, hoặc tổng quát là một tín hiệu thông thấp) lên tới dải tần số của

tín hiệu sóng mang.

Trong trường hợp đặc biệt, tín hiệu DSB là kết của của một sự phách giữa sóng

mang và tín hiệu cần điều chế: điều này tạo ra một sự cộng tần số và trừ tần số vào tín

hiệu cần điều chế, thu được hai biên thấp và cao.

Do đó, biểu diễn của nó khác với tín hiệu AM như chỉ ra trên hình 6.3, bởi vì

không có đường sóng mang trong phổ biên độ như chỉ ra trên hình 6.4.

39

Hình 6.3:

Hình 6.4:

40

5.3. CÔNG SUẤT CỦA TÍN HIỆU ĐIỀU CHẾ

Công suất tổng cộng của một tín hiệu AM là tổng của thành phần sóng mang,

thành phần tần số thấp và thành phần tần số cao.

Khảo sát một tín hiệu sin là tín hiệu được điều chế và trở tải là R: Các thành

phần của phổ biên độ của tín hiệu AM có các công suất sau:

PC=A2/2R bắt nguồn từ công suất của sóng mang;

PL=(m.A)2/8R bắt nguồn từ công suất của phần phổ thấp;

PU=(m.A)2/8R bắt nguồn từ công suất của phần phổ cao;

Do đó nó chỉ ra rằng:

- Công suất bắt nguồn từ sóng mang chỉ phụ thuộc vào biên độ của nó và

không phụ thuộc vào chỉ số điều chế m;

- Ngược lại, công suất bắt nguồn từ mỗi phần phổ thấp và cao phụ thuộc cả

vào chỉ số m và nó chiếm tới 25% công suất của sóng mang (50% cho cho cả

hai phần) khi m=1.

Tín hiệu DSB chỉ có phần đóng góp công suất của hai thành phần biên thấp và cao:

PL=( .A)2/8R bắt nguồn từ công suất của phần biên thấp;

PU=( .A)2/8R bắt nguồn từ công suất của phần biên cao;

Trong trường hợp này, công suất tổng cộng, không tính giá trị của R, phụ thuộc

vào giá trị của , đối với mỗi giá trị nhất định của A (biên độ sóng mang), biểu diễn

một hệ số khuếch đại liên quan tới biên độ B của tín hiêu vm(t).

5.4. PHỔ CỦA TÍN HIỆU CẦN ĐIỀU CHẾ

Nếu một tín hiệu mang tin bao gồm một tín hiệu thông thấp với dải tần từ f1 tới

f2, điều chế AM dịch phổ tín hiệu được điều chế về tần số sóng mang trên và dưới như

được chỉ ra trong hình 6.5.

Dĩ nhiên, phổ của tín hiệu được điều chế càng rộng, thì dải phổ chiếm dụng BW

của tín hiệu AM là càng lớn.

BW thí lớn gấp hai lần tần số cao nhất trong phổ của tín hiệu mang tin: BW = 2.f2;

Phổ tương ứng của điều chế DSB được chỉ ra trong hình 6.5, không có đường

biểu diễn phổ của tín hiệu sóng mang như có thể thấy trong tín hiệu AM.

41

Hình 6.5: Phổ điều chế của một tín hiệu mang tin thông thấp

5.5. TẠO TÍN HIỆU ĐIỀU CHẾ BIÊN ĐỘ

Hoạt động cơ bản của các mạch sử dụng trong các hệ thống điều chế biên độ

tuyến tính là sự dịch chuyển tần số hay chuyển tần, cũng có thể gọi là trộn (mixing).

Thật vậy, như có thể thấy trong phổ biên độ của tín hiệu AM và DSB trong mục

trước, sự điều chế di chuyển phổ của tín hiệu mang tin thành hai thành phần phổ thấp

và cao; Các thành phần phổ này gồm các thành phần cộng và trừ giữa tần số sóng mang

và tín hiệu được điều chế.

Biểu diễn toán học thể hiện sự chuyển đổi tần số này là tích của tín hiệu mang

tin (các thành phần của tín hiệu mang tin) và tín hiệu sóng mang.

Do vậy điều chế biên độ có thể thu được thông qua việc sử dụng các mạch (các

bộ trộn-mixer) cho kết quả lối ra là tích của hai tín hiệu lối vào nối tới tín hiệu được

điều chế và sóng mang.

Một mạch kiểu này được tính hợp trong thành phần MC1496, sử dụng trong mô

đun T10L để thu được điều chế AM và điều chế DSB.

MC1496 luôn luôn tác dụng như một bộ trộn cân bằng mà bỏ đi các thành phần

không cần thiết của lối vào và tạo ra tín hiệu DSB (tích) chỉ có hai phần phổ; Mạch của

cấu hình này trở thành một bộ điều chế cân bằng hay bộ điều chế DSB.

Một bộ điều chế giống như vậy có thể hoạt động ở mốt không cân bằng: trong

trường hợp này, tín hiệu lối ra gồm hai dải thành phần và một phần phổ cố định tại tần

số cao của tín hiệu sóng mang; do vậy, tín hiệu được điều chế x(t) là loại thông thấp,

tín hiệu lối ra sẽ biểu diễn bởi:

42

);.2sin(.)(/1.).2sin().(.).2sin(. 12121 tFtxkkAktFtxAktFAk là một tín hiệu AM.

Cũng có thể viết là:

);.2sin(.)(./1.)( 1 tFtxAkAktvM trong đó thay đổi biên độ của x(t) với giả thiết nền của dòng một chiều của nó là bằng

không, sẽ tạo ra một biến đổi của độ sâu điều chế (chỉ số điều chế).

Do vậy, khi được sử dụng hợp lý, MC1496 cũng tác dụng như một bộ điều chế

AM .

Bộ chọn S1 của mô đun T10L cho phép chuyển hoạt động của bộ điều biên từ

mốt DSB sang mốt AM và ngược lại.

5.6. GIẢI ĐIỀU CHẾ BIÊN ĐỘ

Tín hiệu mang tin có thể thu lại từ dạng sóng của tín hiệu được điều chế biên độ

bằng hai phương pháp chính sau:

- Giải điều chế không kết hợp (incoherent detection)

- Giải điều chế đồng bộ hay giải điều chế kết hợp

Phương pháp đầu tiên không yêu cầu sử dụng bất kỳ một sự đồng bộ hay một bộ

tạo dao động cục bộ kết hợp nào, và nó khôi phục lại tín hiệu theo các bộ giải điều chế

khá đơn giản.

Mặc dù vậy, các bộ giải điều chế này không thể sử dụng với tín hiệu DSB.

Loại này bao gồm:

- Giải điều chế hình bao (envelope detector);

- Giải điều chế theo luật bình phương (square-law detector).

Hệ thống này có thể chuyển các thành phần phổ của hai dải của một tín hiệu

AM, mà chứa thông tin của tín hiệu bản tin (gốc), về dải tần cơ sở mà không cần một

bộ tạo dao động cục bộ có kết hợp (như trong trường hợp giải điều chế có đồng bộ);

mặc dù vây, tín hiệu mang tin x(t) sẽ giới hạn về biên độ, đó là: |x(t)|/A(sóng

mang)<<1.

Mô đun T10L sử dụng phương pháp đồng bộ mà có thể áp dụng cho cả tín hiệu

AM và DSB.

Các bộ giải điều chế đồng bộ sử dụng khá phổ biến vì sự đơn giản và giá thành

thấp, đặc biệt trong các thiết bị mang tính thương mại.

Đây là lý do tại sao mạch điển hình thuộc lớp này, đó là giải điều chế hình bao

được mô tả ngắn gọn trong chương này.

43

5.6- 1. Giải điều chế hình bao (envelope detector)

Quan sát trên hình 6.6 dạng sóng của một tín hiệu AM, để ý tới sự biến thiên

của hình bao tương ứng với dạng sóng của tín hiệu cần điều chế.

Hình 6.6: Tín hiệu AM

Cấu trúc của một bộ giải điều chế hình bao (tách sóng hình bao) được chỉ ra

trong hình 6.7.

Từ hình vẽ ta thấy, mạch này bao gồm một đi ốt và một bộ lọc R-C.

Hoạt động của nó tương tự một bộ chỉnh lưu nửa bước sóng (half-wave

rectifier), bởi vì điện áp lối ra bám theo các giá trị lớn nhất của sóng mang.

Theo cách này, nếu các gía trị R và C( hằng số thời gian của bộ lọc) được chọn

thích hợp, điện áp lối ra sẽ tái tạo lại hình bao của tín hiệu AM, đó chính là dáng điệu

của tín hiệu được điều chế.

Hình 6.7: Giải điều chế (tách sóng) hình bao

Cần thấy rằng điện áp lối ra của mạch này không thể theo kịp những sự đảo pha

của sóng mang DSB mà bắt nguồn từ những thay đổi cực tính của tín hiệu đem điều

chế.

Do vậy, phương pháp này không thể áp dụng cho giải điều chế cho tín hiệu

DSB.

44

Trong trường hợp tín hiệu AM, bộ giải điều chế hình bao tái tạo lại phần nào tín

hiệu gốc nếu tránh được hai loại méo khả dĩ phụ thuộc vào hằng số thời gian RC của

bộ lọc.

Hai loại méo này xuất phát từ hai điều kiện sau:

- Nếu hằng số thời gian quá thấp so với chu kì của sóng mang, hình bao thu

được sẽ bị gẫy khúc bởi một đường mấp mô; giá trị RC càng thấp, đường

mấp mô càng rõ hơn, như được chỉ ra trên hình 6.8 a);

- Nếu hằng số thời gian quá cao so với khoảng biến đổi nhanh nhất của tín

hiệu mang tin, tín hiệu tách được sẽ trượt khỏi xu hướng giảm của sóng hình

bao mà giảm theo hàm mũ của chính nó, theo thời gian: loại méo này là dạng

của “of diagonal cutoff”,, như chỉ ra trên hình 6.8 b).

Hình 6.8: Các loại méo của tách sóng hình bao

a) ripple b) diagonal cutoff

5.6- 2. Bộ giải điều chế đồng bộ (synchronous detector)

Từ cái nhìn dựa trên sự chuyển đổi tần số, bộ giải điều chế kết hợp hay giải điều

chế đồng bộ thực hiện một quá trình ngược lại so với điều chế biên độ.

Như đã giải thích ở trước đây, điều chế biên độ thực hiện một phép chuyển đổi

phổ của tín hiệu được điều chế thành hai dải phổ thấp và cao của tín hiệu đã điều chế,

đặt tại vị trí thấp và cao so với tần số sóng mang.

Do đó giải điều chế có đồng bộ, một quá trình ngược lại đuợc thực hiện để

chuyển phần phổ mang tin của tín hiệu đã điều chế về dải tần cơ sở.

Hoạt động cơ bản của quá trình chuyển đổi này vẫn là tích (hay sự trộn) giữa tín

hiệu đã điều chế và tín hiệu tạo ra bởi một bộ tạo dao động cục bộ tương quan với tín

hiệu sóng mang.

Ví dụ, xét điều chế DSB, khai triển:

45

;sin)..2cos(cos)..2sin()..2sin().(.

).2sin(..).2sin().(.1

tFtFtFtxA

tFCtFtxA

D

thu được:

);.22sin().(.sin.2/).22cos().(.cos.2/)(.cos.2/ tFtxAtFtxAtxA DDD

Tích này cho thấy rằng:

- Các thành phần tần số cao, gồm cả sin và cos của ).22( tF sẽ bị khử tại lối ra

của bộ trộn bởi bộ lọc thông thấp lối ra;

- Ở dải tần cơ sở là thành phần phổ của tín hiệu mang tin (cần điều chế) nhân

với cos là cosin của pha của tín hiệu tạo bởi bộ tạo dao động cục bộ, do

vậy sóng sin được tạo ra phải tương quan hoàn hảo (hay đồng bộ) với sóng

mang: nếu 2/ , tín hiệu khôi phục sẽ bị triệt mất.

Do vậy, nó là điều rất cần thiết để tái tạo lại một sóng sin tương quan với sóng

mang điều chế.

Sơ đồ khối của hệ giải điều chế đồng bộ được chỉ ra trên hình 6.9, trong đó hằng

số k0 nhân với tín hiệu mang tin lối ra được xem như là độ khuếch đại của bộ nhân.

Hình 6.9: Sơ đồ khối của một bộ giải điều chế (tách sóng) đồng bộ

Việc tái tạo ra một sóng sin tương quan với tín hiệu sóng mang là dễ dàng hơn

trong trường hợp tín hiệu điều chế AM.

Giải điều chế có đồng bộ của tín hiệu này tuân theo các quá trình giống như giải

điều chế cho tín hiệu DSB, nhưng trong trường hợp này có một thuận tiện là phổ của

tín hiệu đã điều chế bao gồm cả đường bao phổ sóng mang.

Như đã giải thích ở trên, phần công suất đóng góp của sóng mang trong tín hiệu

AM luôn chiếm xấp xỉ tới 67% của tổng công suất (phụ thuộc vào giá trị của chỉ số

điều chế m).

46

Do vậy, đối với trường hợp này là hiệu quả khi sử dụng một PLL khoá tần số và

pha của sóng mang lối vào để thu được phiên bản tương quan của sóng mang đưa vào

bộ trộn. Sơ đồ khối của một bộ giải điều chế cho tín hiệu AM được trình bày trong

hình 6.10.

Hình 6.10: Sơ đồ khối của một bộ giải điều chế có đồng bộ.

Mặc dù có một số phương pháp để giải điều chế tín hiệu AM, giải điều chế có

đồng bộ thích hợp cho những ứng dụng với chất lượng yêu cầu cao bởi vì nó có một

vài ưu điểm so với các phương pháp khác như sau:

- Méo nhỏ (low distortion)

- Giải điều chế chính xác ngay cả khi các tín hiệu AM có độ sâu điều chế cao,

hoặc các tín hiệu được điều chế chứa nhiều biến đổi tức thì, như trong các

điều chế xung;

- Khả năng cung cấp một độ khuếch đại điều chế (>1), nếu cần thiết.

Trong bất kỳ tình huống nào, bộ giải điều chế AM cũng có ưu điểm là có cấu

trúc đơn giản. Ngược lại, sự truyền tín hiệu AM yêu cầu phát thành phần công suất cao

bởi vì thành phần công suất của sóng mang không chứa thông tin của tín hiệu mang tin.

Do đó, nếu không cần thiết phải giữ giá thành thấp cho bộ nhận, ngay cả với thiết bị

truyền dẫn giá thành cao như trong các hệ thống quảng bá mang tính thương mại, vẫn

là tốt hơn khi chọn các phương pháp điều chế khác.

Ví dụ, điều chế DSB, được khảo sát trong mô đun T10L, là một trong các

phương pháp được sử dụng nhằm tránh công suất phát không được kết nối với thông

tin được chuyển đổi.

47

Cách điều chế này loại bỏ hoàn toàn sóng mang từ tín hiệu được phát.

Nó có thể được tạo ra dễ dàng và cũng có thể tái tạo lại các tín hiệu mang tin với mật

độ phổ cao ở tần số thấp (nó không bị ảnh hưởng bởi độ lệch ban đầu của dòng một

chiều như trong đặc trưng của một tín hiệu AM); Tuy nhiên sẽ gặp phải khó khăn trong

quá trình tách nhận do không có sóng mang, vì cần thiết phải khôi phục tần số tham

chiếu (sóng mang) đối với giải điều chế có đồng bộ.

Các kỹ thuật điều chế biên độ có thể phức tạp hoặc đơn giản đối với cách tạo ra

chúng hoặc giải điều chế chúng, và sự phức tạp này dựa trên sự thoả hiệp giữa giải

thông chiếm dụng, đáp ứng tốt với các tần số thấp và công suất phát cần thiết sử dụng,

tương ứng với trường hợp điều chế AM và điều chế DSB.

Mặc dù vậy, cho mục tiêu giảng dạy trong trường học, mô đun T10L cho phép

thực hiện hợp nhất giải điều chế kết hợp đối với cả hai loại điều chế AM và DSB, đưa

ra hai điểm tham chiếu đủ để khảo sát các tính chất cơ bản của điều chế biên độ.

Vấn đề khôi phục lại sóng mang trong điều chế DSB sẽ được giải quyết thông

qua việc đưa ra một đường dẫn có tác dụng như một toán tử phi tuyến tác động vào tín

hiệu DSB, như hàm bình phương được chỉ ra trong sơ đồ khổi trên hình 6.11.

Phổ thu được sau khi thực hiện phép toán bình phương này bao gồm thành phần cộng

và trừ của tần số của tín hiệu DSB: các thành phần này cũng bao gồm thành phần tần

số lớn gấp hai lần tần số sóng mang.

Hình 6.11: Sơ đồ khối thực hiện khôi phục sóng mang

Tín hiệu tuần hoàn tại đầu ra của bộ chia được định dạng để thu được một sóng

sin, kết hợp với sóng mang điều chế.

Hình 6.12 trình bày sơ đồ hoàn chỉnh của một bộ giải điều chế DSB.

48

Hình 6.12: Sơ đồ hoàn chỉnh của một bộ giải điều chế DSB

Theo sơ đồ này, các hoạt động của bộ giải điều chế DSB được thực hiện như sau:

- Tín hiệu DSB được nhân đôi bằng bộ bình phương, để thu được các thành

phần phổ với tần số gấp đôi tần số sóng mang điều chế.

- Một tín hiệu tuần hoàn tần số gâp đôi tần số sóng mang được lấy ra từ bộ lọc

thông dải ở lối ra của bộ PLL.

- Bộ tăng cường pha ở lối ra của PLL cho phép loại bỏ độ lệch pha ban đầu

của tín hiệu này mà bị sinh ra khi đi qua bộ PLL và bộ lọc trước đó.

- Tần số của tín hiệu có pha điều khiển được này được chia hai và dạng sóng

thu được từ bộ chia này được định dạng bởi bộ lọc với giải thông rất hẹp và

độ lệch trung tâm là bằng không.

- Sóng sin đựoc tạo ra từ bộ lọc này gửi thông số tham chiếu kết hợp tới bộ

trộn để thực hiện việc đồng bộ cho giải điều chế.

- Lối ra của bộ trộn (bộ nhân) sẽ đượclọc bởi một bộ lọc thông thấp để tách tín

hiệu tin khỏi các thành phần tần số cao sinh ra trong quá trình lấy tích.

Một ghi chú quan trọng trong quá tình được chỉ ra ở trên là khi thực hiện chia

hai tần số PLL có thể sẽ tạo ra một sự dịch pha trong tín hiệu tham chiếu gửi về bộ

giải điều chế; sự lệch pha này có thể tạo ra sự đảo cực đối với tín hiệu được giải điều

chế.

49

B. THỰC HÀNH

Thiết bị yêu cầu:

- Nguồn nuôi ± 12V

- Dao động ký 2 kênh

- Vôn kế

- Mô đun T10L/EV

- Các linh kiện và dây nối kèm theo

- Microphone và loa có khuếch đại (không bắt buộc).

1.1. MÔ TẢ MẠCH ĐIỆN

Mô đun T10L/EV bao gồm một tổ hợp các mạch chức năng. Các mạch này

tương ứng với các thành phần cơ bản của một Vòng bám pha (Phase Locked Loop -

PLL) và đồng thời cũng có thể thực hiện được rất nhiều mode hoạt động khác nhau của

hệ thống này. Không chỉ thế, mô đun này còn cho phép thực hiện một vài ứng dụng

quan trọng sử dụng PLL.

Mô đun T10L/EV bao gồm:

- Hệ PLL gồm bộ so sánh pha (phase comparator), bộ lọc vòng (đây là bộ lọc

thông thấp - low pass filter - loop filter), bộ tạo dao động điều khiển bằng

điện áp (Voltage Controlled Oscilator VCO) và một bộ chỉ thị khóa (lock

indicator);

- Ngoài các mạch chức năng cơ bản của PLL, một số mạch khác được thêm

vào để tạo nên một bộ tổng hợp tần số (frequency synthesizer); thiết bị này

bao gồm không chỉ PLL, mà còn một bộ tạo tần số tham chiếu (reference

frequency generator), một bộ tỷ lệ và một bộ chia khả trình (bộ định thang

and programable divider) của tần số được tạo ra bởi VCO và một bộ phách

xuống (down converter) cho phép tổng hợp và chuyển đổi tần số VCO;

- Các mạch ứng dụng riêng biệt của PLL: bộ giải mã âm thanh (tone decoder),

bộ tạo sóng mang và bộ điều chế và giải điều chế FM, bộ điều chế và giải

điều chế đồng bộ AM;

- Các mạch trợ giúp gồm một bộ khuếch đại lối vào cho tín hiệu lối vào tấn số

thấp, các bộ tạo âm tần tần số thấp, bộ đệm tăng ích biến đổi được (variable

gain buffer) cho các tín hiệu điều chế và một bộ lọc ở lối ra của bộ giải điều

chế.

50

Ngoài ra, module còn bao gồm một tổ hợp các công tắc chọn lựa và các đầu kết

nối cho phép cấu hình mô dun theo các chức năng mong muốn.

1.2. SƠ ĐỒ KHỐI CỦA MODULE

Các khối chức năng của mô đun T10L/EV được chỉ ra trên hình 1.1 và được mô

tả như sau:

Sơ đồ khối của hình 1.1 chỉ ra các chức năng có thể thực hiện bởi các mạch của

mô đun và chỉ ra cách thức kết nối các mạch chức năng này với nhau để thực hiện

những hoạt động khảo sát các chủ đề liên quan.

Hình 1.1: Sơ đồ khối của mô đun T10L/EV

1.2- 1. Vòng bám pha PLL (PHASE LOCKED LOOP):

Nó bao gồm các thành phần của một hệ thống PLL và các mạch khác kết nối

khác để tạo nên một bộ tổng hợp tần số. Các mạch này là:

- XT Reference, Divider/2000 e Divider/R: thực hiện tạo ra một hoặc hai tần số

tham chiếu 100 Hz và 1 kHz (chúng có thể được lựa chọn thông qua bộ chọn

S2) và hai tín hiệu xung vuông tần số 1 và 2 kHz được sử dụng bởi các bộ tạo

51

âm thanh tần số thấp; Các mạch này cũng tạo ra một sóng vuông tần số 400 kHz

làm tham chiếu cho bộ tạo dao động cục bộ (VCO) của bộ chuyển đổi;

- Bộ so sánh pha (PHASE COMPARATOR): nhằm tạo ra một tín hiệu sai khác

(lỗi) trong hệ thống PLL; tín hiệu này phụ thuộc vào sự sai khác về pha (và tần

số) của tín hiệu tham chiếu và tín hiệu của bộ chia tần trong bộ tạo dao động

điều khiển bằng điện áp (VCO);

- Bộ lọc vòng (LOOP FILTER): bộ lọc thông thấp này trong hệ thống PLL sẽ dựa

chuyển tín hiệu lỗi của bộ so sánh pha thành mức 1 chiều và gửi tín hiệu này

điều khiển VCO của PLL;

- VCO: là bộ tạo dao động điều khiển bằng điện áp: nó tạo ra tần số lối ra rồi so

sánh với tần số và pha của tín hiệu tham chiếu, thông qua bộ tỷ lệ và/hoăc bộ

chia khả trình của bộ tổng hợp tần số;

- Nguồn DC (DC SOURCE): nguồn tạo ra một lệnh thủ công cho điều khiển tần

số VCO, cho các mục đích kiểm tra;

- Khoá (LOCK): dùng để báo hiệu trạng thái khóa trong (lock-in state) giữa tín

hiệu tham chiếu và tín hiệu lối ra của các bộ chia của bộ tổng hợp tần số;

- VCO/400 kHz, Mixer và LPF/200 kHz: dùng để thực hiện hạ tần số của bộ

VCO trong PLL và sẽ được sử dụng để tổng hợp và chuyển tần;

- Bộ chia tỷ lệ: bộ này chèn thêm vào một hằng số chia 10 cố định trong chuỗi

chuyển đổi từ tần số VCO tới tần số tham chiếu;

- Bộ chia khả trình (PROGRAMMABLE DIVIDER): tạo ra phần tử chia thay

đổi chèn vào giữa tần số VCO và tần số được so sánh với tín hiệu tham chiếu,

do đó, giá trị của tần số VCO lối ra (tần số tổng hợp) có thể được giữ cố định.

1.2- 2. Bộ giải mã âm thanh (TONE DECODER)

Nó xác định âm tần tại 50 kHz giữa hai giải xác định khác nhau. Bao gồm:

- Bộ xác định pha, bộ lọc vòng và VCO (Bộ dao động điều khiền bằng điện áp -

50kHz): Những mạch này tạo một vòng khóa pha (PLL) thực hiện khoá pha (và

tần số) của tín hiệu âm thanh đưa vào; bộ tách pha trong khối này cung cấp một

trạng thái khoá trong (lock-in state) khi các lối vào của nó là vuông pha với

nhau;

- Bộ xác định vuông pha và bộ lọc thông thấp lối ra (Output Low Pass Filter -

Bộ lọc thông thấp lối ra): Mạch đầu tiên xác định sự khác biệt vuông pha giữa

52

các lối vào của bộ xác định pha, gửi tín hiệu giải mã âm thanh tới lối ra của bộ

lọc sau; Bộ lọc này sẽ loại bỏ những tín hiệu không mong muốn do nhiễu;

- Mạch chọn dải: Mạch này điều khiển hàm truyền của bộ lọc vòng và giải thông

lối ra của bộ lọc này, thông qua bộ chọn S3, từ đó thiết lập hai giá trị khác biệt

(hẹp và rộng) của dải xác định;

- VREF và OUT DET: các mạch này lần lượt thực hiện so sánh tín hiệu của lối ra

bộ lọc với một ngưỡng quyết định và xác nhận sự hiện diện của âm thanh (tone)

trong dải xác định.

1.2- 3. Các bộ phát/điều chế FM (GENERATORS/ FM MODULATOR)

Các bộ phát/ điều chế FM tạo ra một tham chiếu tại tần số 455 kHz đối với sóng

mang VCO, mà tần số lối ra của nó (FM OUT) được điều chế bởi tín hiệu lối vào

(MOD IN 1).

Bộ giải điều chế FM (FM DEMODULATOR) xác định tín hiệu điều chế chuyển

đổi tín hiệu điều khiển của một PLL đang khoá tín hiệu FM lối vào (FM IN), thành lối

ra (DEM OUT). Bộ PLL này là vòng thông thường gồm có: so sánh pha, bộ lọc vòng

và VCO@455 kHz.

1.2- 4. Các bộ phát/điều chế AM

Thực hiện bằng cách nhân tín hiệu lối vào (MOD IN 2) với sóng mang

(CARRIER IN): kết quả thu được là tín hiệu điều chế; bộ chọn S1 cho phép giữ phép

nhân này cân bằng hay không cân bằng từ đó tạo ra một tín hiệu DSB hay một tín hiệu

AM.

1.2- 5. Bộ tạo sóng mang và bộ tách tín hiệu SYNC AM

Sẽ tách nhận tín hiệu AM một cách đồng bộ hay kết hợp (synchronously or

coherently). Nó bao gồm các thành phần sau:

- Bộ nhân AM IN: tạo ra tín hiệu xung vuông lối vào; phổ của tín hiệu lối vào có

tần số gấp đôi tần số sóng mang tương ứng (910 KHz) cho cả hai trường hợp tín

hiệu AM và tín hiệu DSB.

- BPF/910 KHz: nó triệt các thành phần tần số khác với tần số 910 KHz có ở lối

ra của bộ nhân.

- Bộ so sánh pha, bộ lọc vòng và VCO/910 KHz: chúng tạo lên PLL ấn định tần

số (trung tâm) 910 KHz tại lối ra của bộ lọc thông dải BPF/910 KHz.

53

- Bộ chia/2 và BPF/455KHz: khởi đầu từ lối ra VCO của vòng bám pha PLL,

những mạch này tái tạo lại một sóng sin 455 KHz, đồng bộ với sóng mang của

tín hiệu điều chế;

- Bộ ghép kênh OUT 4 (OUT 4 Multiplier): thực hiện nhân tín hiệu đã được điều

chế (AM IN) với sóng mang được tái tạo lại: Kết quả cho ra tín hiệu (OUT 4)

gồm các thành phần tần số của tín hiệu điều chế, bên cạnh các thành phần một

chiều và các thành phần tần số cao.

1.2- 6. Bộ lọc thông thấp: sẽ được kết nối với lối ra của các bộ giải điều chế cho phép

phân tách tín hiệu có ích với các thành phần khác tạo ra bởi các mạch tách nhận. Nó

bao gồm các khối như sau:

- AMP 2 & GAIN: cho phép điều chỉnh mức tín hiệu (LPF IN) và tách ra thành

phần một chiều, thông qua một cặp điện dung;

- LPF/ 4 KHz: gửi tín hiệu điều chế quay lại lối ra 5 (OUT 5).

1.2- 7. Các bộ phát/tần số thấp gồm có:

- AMP 1: được sử dụng như một mạch lối vào cho các tín hiệu tần số thấp từ

ngoài (MIC và LF IN), thực hiện lọc và gửi các tín hiệu này tới LF OUT;

- 1 KHz GEN và 2 KHz GEN: chúng tạo dạng sóng sin 1 và 2 KHz từ các sóng

vuông tham chiếu và gửi chúng tới OUT 1 và OUT 2 tương ứng;

- ĐỆM VÀ KHUYẾCH ĐẠI (BUFFER AND GAIN): rút ra một tín hiệu tần số

thấp (BF) mà được lối với lối vào BUF IN; sau đó tín hiệu có trở kháng thấp và

biên độ điều chỉnh được này được gửi tới OUT 3, sau đó được đưa vào các lối

vào tần số thấp của các bộ điều chế.

Mô đun T10L/EV được cung cấp nguồn nuôi +12 VDC thông qua các chân cắm

thích hợp; Một bộ chuyển đổi DC/DC bên trong sẽ tạo ra một điện thế làm việc là +/- 5

VDC.

54

I. Mục đích

- Cung cấp các thành phần thực hiện giải tích tuyến tính của một hệ thống

PLL.

- Mô tả sự vận hành của các thành phần của hệ thống này.

- Kiểm tra hoạt động của vòng trong những điều kiện hoạt động cụ thể.

II. Bài thực hành

Các bài thực hành này hướng vào kiểm tra một số thông số lý thuyết của PLL

trong thực tế, thông qua sử dụng mô đun vòng khoá pha (bộ tổng hợp tần số-frequency

synthesizer) được cấu hình một chiều với lối vào tham chiếu (REF-IN) 1kHz.

Ở phần mô tả, hình 1.1 thể hiện sơ đồ khối của mạch trình bày trên bảng điều khiển.

Các trang thiết bị cần thiết:

- Nguồn nuôi ±12V,

- Mô dun kiểm tra T10L/EV

- Dao động ký

- Vôn kế

- Bộ kiểm tra và bộ đo tần số (nếu có)

Cấu hình cho mô đun:

- Đặt lẫy cắm J3 ở vị trí A, J4 ở vị trí A, kết nối 2 lẫy J1 và J2, và bộ chọn S2

đặt ở vị trí 1kHz là giá trị tần số của tín hiệu lối vào bộ xác định pha.

- Đặt bộ chia khả trình (programmable divider) tại 450

- Nguồn cấp cho mô đun là +12 VDC.

2.1. KHẢO SÁT HỆ SỐ KHUẾCH ĐẠI CỦA VCO

Tần số VCO (TP12) nhận giá trị trung tâm 450 kHz tương ứng với đầu vào của

thế V0 (lý thuyết là zero) được gửi từ lối vào điều khiển (TP11) đóng vai trò là tín hiệu

điều khiển.

Hệ số khuếch đại của VCO: là tỉ số giữa độ dịch chuyển của tần số lối ra và điện

áp điều khiển, có thể được đo như sau:

1. Nối một đầu đo của dao động ký đã được đặt thang chia 500mV/div với TP11.

Bài tập 1

TÌM HIỂU VỀ PLL

55

2. Nối đầu đo còn lại với thiết lập đo cho sóng sin 2VPP và tần số là 300-600 kHz với

TP12.

3. Điều chỉnh “Nguồn một chiều (DC SOURCE)” của tín hiệu lối vào TP12 (VCO) ở

giá trị 450kHz và đo thế lối ra V0 của TP11 (tín hiệu điều khiển);

4. Đo tần số tương ứng với 5 giá trị của thế điều khiển thu được bằng cách tăng thế

của TP11 từng bước nhảy V là 200 mV, cũng như vậy thu thập các giá trị bằng cách

giảm dần từng bước nhảy V trên từ giá trị khởi đầu V0.

5. Tính 10 quãng tần số if thu được từ sự khác biệt giữa giá trị đo được tại các điểm

liên tiếp (gồm cả giá trị khởi tạo ban đầu 450kHz); sau đó tính gía trị trung bình f của

các quãng này if .

6. Độ khuếch đại của VCO được tính như sau:

)10*2/(2 1f [rad/s*V] (giá trị mong muốn xấp xỉ 9*105 [rad/s*V]).

2.2. HỆ SỐ KHUẾCH ĐẠI CỦA BỘ TÁCH NHẬN PHA

Trong trạng thái ổn định bộ tách nhận pha cho ra một điện áp một chiềuđi vào

bộ lọc: điện áp này phụ thuộc vào sai khác pha θ giữa tín hiệu vào (TP8) và tín hiệu

phản hồi (TP9).

Độ khuếch đại ở trạng thái ổn định của khối bộ tách nhận-lọc (detector-filter)

không phải là vô cùng vì những lý do liên quan đến cấu trúc của khối này, bởi vậy một

giá trị không đổi khác không sẽ tương ứng với giá trị điện áp một chiềuở lối ra.

Trong truờng hợp một bộ lọc với độ khuếch đại dòng một chiều là vô hạn, một

lượng không đổi của dịch chuyển tần số VCO bắt nguồn từ một lối ra không đổi của bộ

lọc này, sẽ giảm tương ứng giá trị của θ xuống không.

2.2- 1. Đo độ khuếch đại của bộ tách nhận pha được thực hiện như sau (hình 2.7)

1. Chuyển J3 tới vị trí B và nối hai đầu đo của bộ dao động ký với điểm kiểm tra TP8

và TP9 tương ứng là các tín hiệu số với tần số 1kHz và giá trị 0-5V.

2. Chọn vị trí của bộ chia khả trình thực hiện chia 300 và kích hoạt dao động ký với

tín hiệu của chân TP9 cho phép đo sự trễ 1t giữa các đuôi xung xuống (trailing edges)

của hai tín hiệu TP9 và TP8.

3. Đo điện áp (dương cực) V+C của TP11, với đầu đo được nối với TP8, hoặc với một

vôn kế (2VDC/F.S).

4. Dịch bộ chia khả trình thực hiện chia 600 và đo độ trễ 2t giữa đuôi xung xuống

của các tín hiệu tại TP8 và TP9, kích hoạt dao động ký với tín hiệu của chân TP8.

56

5. Đo điện áp (cực tính âm) V-C của TP11, như được chỉ ra ở bước 3.

Thu được ;2/)tt(t 21 đo bằng thang ms.

VC = (V+C-V-

C)/2; đo bằng thang V, gía trị đo được sẽ là: Δtπ*2/VC [V/rad] (giá trị

mong muốn là 11 ).

Hình 2.7: Đo độ khuếch đại của bộ tách nhận pha

a) VCO 300kHz b) VCO 600kHz

2.3. HỆ SỐ KHUẾCH ĐẠI VÒNG LẶP (loop gain)

Trong trạng thái ổn định, độ khuếch đại vòng bám KV = Kd*K0, trong đó Kd là

độ khuếch đại lối ra (dòng trực tiếp) của khối xác đinh pha-bộ lọc (detector-filter unit),

biểu diễn trong đơn vị [V/rad], và K0 là độ khuếch đại của VCO (đơn vị rad/s*V], được

đo ở trên.

KV là một tần số, [t-1].

Giá trị KV mong muốn thu được từ các phép đo trước là 710 .

Như đã đề cập, trong trạng thái ổn định, sự khác biệt pha θ tại lối vào của bộ

tách pha tương ứng với một sự dịch chuyển nhất định ω của tần số VCO, là:

VΔω/KΔθ ;

2.3- 1. Xác minh lại kết quả này bằng phép đo thực hiện như sau

57

1. Đặt vị trí của bộ chia khả trình tại giá trị 600 (nếu cần thiết), kiểm tra xem độ dịch

tần số của VCO ω từ tần số trung tâm 450kHz có bằng 150kHz hay không sử dụng

máy đo tần số (hoặc một đầu đo của dao động ký sử dụng được thiết lập để đo sóng sin

2VPP).

2. Đặt các đầu đo của dao động ký tương ứng với điểm kiểm tra TP8 và TP9 và khởi

động theo TP8 (trigger enabled by the signal of TP8), đo khoảng cách t giữa các đuôi

xung xuống của hai tín hiệu như trong mục III.2.

3. Hai giá trị này là:

;/K10*1.5π*2Δθ V5 với ;K*KK 0dV và πΔt/T;2Δθ

trong đó T=10-3 là chu kỳ của các tín hiệu REF-IN và COMP.IN, gần như trùng khớp.

Sự trùng khớp chỉ ra trong điểm 3 là tốt nhưng không chính xác tuyệt đối bởi vì

phép đo t có độ lệch ban đầu của nó (instrinsic offset) bên trong bộ xác định pha; giá

trị lệch này này cố thể được khử bằng cách lấy trung bình của 1t và 2t trong bước

III.2 để xác định Kd.

Phần Mô dun sử dụng trong các bài tập này là bộ tổng hợp tần số (có hoặc

không có sự chuyển đổi); mạch này được sử dụng cho tổng hợp một chiều(không có sự

chuyển đổi), với bộ chia khả trình chia N (programable divider by N), tác dụng như

một bộ nhân tần (frequency multiplier); bộ nhân tần này tạo tra một tín hiệu có tần số

cao gấp N lần tần số so của tín hiệu lối vào của bộ xác định (REF.-IN), tại đầu ra của

VCO.

Biến N của mạch này được chèn vào đường dẫn từ lối ra của VCO vói lối vào

hồi tiếp của bộ xác định pha.

Các phép đo chỉ ra rằng trong trạng thái ổn đinh:

;ω.ΔtΔθ ivà thu được:

c Nω/.ΔtΔθ

bởi vì ω/Nω i (tần số lối vào bằng tần số lối ra của VCO giảm N lần).

Khi đó pha ω.Δt gắn với tần số ω của VCO là:

ΔθN* (pha lối vào) = ;ω.ΔtN*Δω/KN* iV

Trong cấu hình này của bộ PLL, sự chia tần số VCO đồng nghĩa với việc chia

pha số nguyên lần của tần số.

58

Khi xem xét hệ số chia N sẽ dẫn tới biểu diễn pha lối vào V/KΔωΔθ như

sau: ;N

K/

N

ΔωΔθ V và suy ra gía trị khuếch đại của PLL động không là KV mà là:

KV = KV/N;

59

I. Mục đích

- Cung cấp dữ liệu thiết kế liên quan đến chức năng của mô đun.

- Mô tả các đoạn của mô đun xây dựng lên các khối hoạt động khác nhau.

- Kiểm tra một vài dữ liệu hoạt động chính.

II. Mô tả mạch điện

Mục tiêu chính của mô đun T10L/EV để chỉ ra hoạt động của một hệ thống

PLL, nhấn mạnh vào chức năng của các thông số nhằm thu được dữ liệu thiết kế yêu

cầu. Thêm vào đó, mô đun này cũng gồm một vài ứng dụng của PLL. Do vậy phần

chính của T10L gồm một bộ tổng hợp tần số , một vòng khóa pha: cho phép thực hiện

hoặc tổng hợp một chiềuhoặc tổng hợp cùng với sử chuyển đổi, trong đó các thành

phần của bộ PLL là các mạch riêng biệt cho các nghiên cứu xác định của mỗi phần

(một vài kiểm tra khả dĩ đã được mô tả trong các bài tập ở chương 2).

Các bộ phận khác của mô đun bao gồm các ứng dụng cụ thể của PLL, mạch này

hoạt động như là phần tử tích hợp và các thông số đặc trưng của nó có thể xác định

theo chất lượng được yêu cầu của hệ thống.

Các phần còn lại có chức năng hỗ trợ và chúng được mô tẩ trong chương 1.

Theo sơ đồ khối trên hình 1.1, các đoạn sau mô tả dữ liệu hoạt động của các

phần trong mô đun khi thực hiện một chức năng mạch nhất đinh, mặc dù các dữ liệu

này là không luôn luôn tự trị (autonomous).

2.1. VÒNG KHÓA PHA

Tần số của bộ tổng hợp được tạo bởi một bộ dao đông thạch anh 4MHz, cùng

với một chuỗi chia cho phép tạo ra các tần số sau:

- Sóng vuông tần số 400 kHz làm tần số tham chiếu của bộ tạo dao động cục bộ

cho chuyển đổi tần số VCO (tần số lối ra).

- Sóng vuông 2 kHz phục vụ cho tạo sóng sin tần số tần số thấp 2 kHz.

- Sóng vuông 1kHz làm tham chiếu cho bộ tổng hợp có độ phân giải 1kHz; một

tín hiệu khác cùng tần số cũng đóng vai trò tạo tham chiếu cho một sóng sin tần

số 1kHz.

Bài tập 2

KHẢO SÁT CÁC CHỨC NĂNG CỦA

MODUL T10L/EV

60

- Sóng vuông tần số 100 Hz tạo tham chiếu cho bộ tổng hợp với độ phân giải

100Hz.

Các bộ tạo sóng sin tần số thấp 1kHz và 2 kHz là các bộ lọc tương tự bậc 4 thực

hiện chuyển đổi từ các tín hiệu vuông thành các tần số cơ bản.

Tần số VCO (MAX938CWP) tập trung tại tần số 450 kHz và được chia bởi giá

trị 1 kHz hoặc 100Hz tương ứng với tần số tham chiếu được gửi từ bộ tách pha (Sect.

PC II0/74HC4046).

Trong trạng thái cơ bản này, PLL hoạt động như một bộ nhân tần với một hệ số

là 450 hoặc 4500 tương tứng với giá trị của tần số tham chiếu.

Phép chia nằm ở trên đường truyền từ VCO và lối vào hồi tiếp của bộ xác định pha,

được thực hiện thông qua bộ chia khả trình ba số (three digit programmable divider)

BCD (từ 000 tới 999) được quy chuẩn theo thang modulo 10 (10-modulo bộ định

thang); số chia lấy từ tần số tham chiếu 100 Hz trước tiên được chuẩn hoá với quy tắc

quy chuẩn này.

Những thay đổi modulo của bộ chia khả trình, ví dụ từ 350 tới 550, sẽ dẫn tới

phép tổng hợp một chiều và trong mọi trường hợp đều có cùng một độ phân giải 1kHz:

Tần số VCO sẽ biến đổi tương ứng từ 350 tới 550 kHz (xung quanh tần số trung tâm

450 kHz), theo bước nhảy 1 kHz.

Tần số VCO theo hướng giảm xuống sẽ cung cấp độ phân giải 100 Hz và điều

này thu được thông qua nhịp của tần số lổi ra của một bộ tạo dao động cục bộ và tách

ra được xung vi phân. Bộ tạo dao động cục bộ này có tần số 400 kHz; do vậy, tần sô

trung tâm ra khổi bộ chuyển đổi sẽ là 50 kHz.

Khi thay đổi modulo của bộ chia khả trình (gổm cả tiền chuẩn hoá) xung quanh

500 và chọn tần số tham chiếu là 100 Hz, sẽ gây ra sự thay đổi của tần số VCO trong

dai 450 kHz theo bước nhảy 100 Hz.

Bộ lọc trong bộ chuyển đổi dùng tách ra xung vi phân, là một bộ lọc tương tự

bậc bốn, với tần số cắt xấp xỉ 200 kHz, và nó được nối với một mạch ghim (clipping

circuit) thực hiện chuyển đổi sóng sin sang sóng vuông phù hợp cho bộ chia khả trình.

Bộ tạo dao động cục bộ này là một PLL (MAX038CWP) khoá lối ra của tần thứ

nhất trong bộ chia thạch anh (400kHz) và nó tạo ra một âm tần (tone) được trộn ngang

hàng với sóng sin của VCO thông qua bộ nhân tương tự cân bằng (balanced analog

mutiplier) (MC1496).

61

Đối với phép tổng hợp tần số trực tiếp, VCO của bộ PLL cũng cung cấp một

phiên bản số đồng bộ ở lối ra của nó, phù hợp với bộ chia khả trình.

Giới hạn dải thông của PLL tới một giá trị 100.ωn rad/s sẽ chống lại nhiễu

diễn ra trong vòng bám “rung pha” (jitters); kích thước dải thông này là tương thích với

các giá trị của tần số tham chiếu được sử dụng ngay cả khi hoạt động hệ thống bị tắt

chậm (underdamped) trong một vài trường hợp (mặc dù vậy trạng thái khoá trong của

pha diễn ra thường xuyên).

Bộ tách pha tạo ra một tín hiệu chỉ rằng trạng thái khoá trong và cũng được sử

dụng để điều khiển để chỉ thị đèn LED trên bảng điều khiển: LOCK.

2.2. BỘ GIẢI MÃ ÂM THANH (Tone Decoder)

Bộ giải mã âm tần sử dụng một PLL tích hợp trong thành phần NE567.

Vòng bám pha này được kích hoạt tại 50 kHz, đây là tần số trung tâm của VCO,

và nó khoá âm thanh lối vào (input tone) trong một dải xác định bởi sự định kích thước

của một tụ điện ngoài.

Bộ tách pha giữ một sự sai khác pha 2π/ giữa tín hiệu lối vào và tín hiệu của

VCO, trong trạng thái khoá trong.

Một bộ xác định vuông pha của hai tín hiệu này (quadrature detector) cho phép

xác định trạng thái khoá trong và từ đó xác định bộ âm tần này.

Thay đổi hằng số thời gian của bộ lọc trong vòng thông qua một tụ điện bên

ngoài cho phép thay đổi dải thông của PLL và từ đó thay đổi tần số kéo trong của bộ

âm tần này.

Tín hiệu lối ra của bộ xác định vuông pha được lọc để tránh báo hiệu pha gây ra

bởi nhiễu và khi đó gửi tới bộ tách pha tín hiệu báo hiệu ngoài (external

signaling):DET OUT and DET.

Hằng số thời gian của bộ lọc lối ra sẽ được thực hiện tương quan với tần số kéo

trong của bộ xác định pha, do vậy lối ra được lọc mạnh mẽ hơn khi giải thông của PLL

là hẹp và hệ thống là ít trượt (less damped).

Hai giá trị tần số kéo trong: HẸP (NARROW) và RỘNG (WIDE), có thể được

chọn trong mô đun T10L; chúng tương ứng với 4% và 14% của tần số trung tâm

(50kHz).

Lối ra của bộ chuyển đổi của bộ tổng hợp tần số được sử dụng như là tín hiệu

âm tần; tần số của lối ra này tập trung tại 50 kHz, có thể thay đổi từng bước với bước

nhảy 100 Hz.

62

2.3. BỘ ĐIỀU CHẾ AM (AM Modulator)

Bộ điều chế AM bao gồm một bộ nhân (multiplier-MC1496) với lối vào là sóng

mang tần số 455 kHz và 2 VPP và tín hiệu cần điều chế tần số thấp.

Điều chế AM thực hiện khi bộ nhân là không cân bằng vì vậy tại lối ra hiện hữu

một phần thặng dư của sóng mang (a residue of carrier).

Sự không cân bằng của bộ nhân được điều chỉnh sao cho khi biên độ của tín

hiệu được điều chế là bằng không, mức lối ra có thể so sánh với mức lối vào của sóng

mang.

Biên độ của tín hiệu cần điều chế (có thể là tín hiệu lấy từ bộ tạo sóng sin chỉ tại

1 hoặc 2kHz, hoặc một tín hiệu từ bên ngoài vào) có thể điều chỉnh (khuếch đại) từ

không đến gần 5 VPP; do vậy dải chỉ số điều chế thu được chạy từ 0 tới 100% hoặc lớn

hơn (vượt điều chế-overmodulation).

Ngược lại, giữ bộ nhân cân bằng sẽ triệt sóng mang lối ra và kế quả thu được là

một tín hiệu DSB: sự điều chế triệt sóng mang (suppressed-carrier modulation).

Lối ra của bộ điều chế được lọc với bộ lọc thông thấp để loại bỏ các thành phần

nhiễu tần số cao.

2.4. BỘ TẠO SÓNG MANG VÀ BỘ THU AM ĐỒNG BỘ (Carrier Generator &

Sync AM detector).

Bộ thu AM là kiểu có đồng bộ. Tín hiệu mang thông tin (tín hiệu cần điều chế)

được tách ra theo nhịp của tín hiệu đã điều chế với một sóng mang bản sao được tạo ra

có đồng bộ lý tưởng; hoạt động này được thực hiện bởi một bộ trộn cân bằng

(MC1496). Như sẽ được giải thích trong các phần sau, sự sai khác phổ thu được từ tích

của hai tín hiệu gồm tần số, hoặc phổ, của tín hiệu được điều chế cũng chứa một offset

dòng trực tiếp, trong trường hợp của AM. Khi đó, tín hiệu mang thông tin được tách ra

từ các thành phần tích khác thông qua một bộ lọc (BỘ LỌC THÔNG THẤP). Phương

pháp thu này là không thật sự cần thiết trong trường hợp điều chế AM mà gồm cả sóng

mang cùng với các thành phần của nó; Ngược lại, nó là cần thiết trong điều chế DSB

với việc triệt sóng mang. Sóng mang có thể khôi phục khi bộ nhận nhân tín hiệu đã

điều chế với chính nó và thu được thành phần phổ bao gồm tần số gấp đôi tần số của

sóng mang (bộ nhân sử dụng là MC1496). Sử dụng một bộ lọc với một dải thông rất

hẹp sẽ cô lập với các thành phần khác của tích này. Mô đun T10L gồm một bộ lọc L-C

kích thích thành phần tần số gấp đôi tần số sóng mang, tiếp sau là bộ PLL thực hiện

khoá tần số kích thích của bộ lọc.

63

Dải PLL sẽ khá hẹp xung quanh giá trị của tần số bám, trong khi đó khuếch đại

dòng một chiềucủa vòng bám bao gồm bộ lọc sẽ đủ lớn sẽ cho phép những sự dịch

trong thời gian ngắn (short-time shifts) trong pha của lối ra.

Trong mô dun T10L, giá trị của thành phần gấp đôi tần số sóng mang là 910kHz

và các giá trị tham chiếu của các thông sô PLL được chỉ ra như sau:

- Dải thông xấp xỉ 1kHz: fn tại xấp xỉ 2kHz;

- Khuếch đại lên tới: (2 tới 3)*105

- Hệ số tắt (damping factor) 5.0ζ (nó không tối ưu nhưng cũng đủ đảm bảo

bám ổn định).

Tuy vậy, có thể xem xét rằng, mặc dù bộ lọc L-C là bật trong (turned in), nó tạo

ra một sự dịch pha và PLL hoạt động với một sự trôi pha π/2.

Do đó, pha VCO sẽ được làm chính xác trước khi tần số của nó được chia đôi và

nó sẽ được lọc bởi một bộ tạo sóng sin (bọ lọc gốm SFU455A) và sau đó gửi tới bộ thu

đồng bộ.

2.5. BỘ ĐIỀU CHẾ FM (FM modulator)

Bộ điều chế FM dùng một PLL (MAX038CWP) khoá tần số 455kHz của một

bộ tạo dao động thạch anh. Khi không thu được tín hiệu cần điều chế, bộ VCO của bộ

PLL tạo ra một sóng sin 455kHz và 2 VPP mà biểu diễn tần số sóng mang cũng đã được

sử dụng bởi bộ điều chế AM.

Dải khoá trong của bộ PLL là hẹp lên tới xấp xỉ một trăm Hz (fn), kéo theo trị

trung bình của tần số VCO được giữ ổn định trong thời gian dài, ngược lại sự biến đổi

nhanh của tín hiệu cần điều chế, được triệt bởi bộ lọc của vòng bám và chúng điều chế

tần số lối ra.

Điều này sẽ khiến tín hiệu cần điều chế thay đổi tần số của bộ tạo dao động cục

bộ gần trôi, lên tới một giới hạn 300 tới 400 Hz, không gây nhiễu tới độ ổn định trung

bình của tần số trung tâm của VCO.

Tín hiệu cần điều chế tác dụng lên dòng tăng (ramp current) của bộ tạo dao

động cục bộ (VCO).

Một sóng sin cần điều chế với biên độ 1V và tần số fm, gây ra một sai lệch

f xấp xỉ 5.5kHz tương ứng vơi chỉ số điều chế mΔf/f bằng 5.5*103/fm.

2.6. BỘ GIẢI ĐIỀU CHẾ FM (FM demodulator)

Bộ giải điều chế FM là một PLL (74HC4046) bám theo tần số của tín hiệu đã

điều chế.

64

Điện áp lối ra của bộ lọc trong vòng bám là giống với điện áp điều chế tần số

VCO; khi được khuếch đại và lọc thích hợp, điện áp này sẽ tái tạo lại dáng điệu của tín

hiệu cần điều chế.

Trường hợp này khác với trường hợp PLL bám theo sóng mang của bộ giải điều

chế AM, dải thông của PLL sẽ được mở đủ rộng để chứa điều chế FM, ngược lại

những dịch chuyển về pha là không phải là yếu tố quyết định trong trường hợp này.

Tần số nω của bộ PLL trong mô đun lên tới xấp xỉ (2.0 tới 2.5)*105; tương ứng

với xấp xỉ 35kHz.

Tần số điều chế 5kHz, tương ứng với nω xấp xỉ 0.2, và độ lệch ω là 5.5 kHz

được xem xét trước đó, sẽ dẫn tới một lỗi thống kê của pha là 0.9 radian.

Hai giới hạn liên quan tới hoạt động của PLL như là một bộ giải điều chế:

- Giới hạn thứ nhất yêu cầu lỗi pha không vượt qua vùng tuyến tính của hệ thống,

có nghĩa là không vượt qua π/4 qua nhiều, không gây méo tín hiệu được nhận.

- Giới hạn thứ hai liên quan tới độ lệch pha tối đa diễn ra khi mm ωω ; không

bao giờ vượt quá 900 không gây ra sự trượt khỏi trạng thái khoá trong của PLL.

Trước khi được sử dụng, tín hiệu mang thông tin được phục hồi bởi PLL đi qua

một bộ lọc tương tự bậc bốn với tần số cắt là 4kHz và thông qua một bộ điều chỉnh

biên độ (khuếch đại) để cải thiện tín hiệu.

Trong đoạn này (BỘ LỌC THÔNG THẤP) cũng được sử dụng bởi bộ thu AM

để tách tín hiệu mang tin từ các thành phần lối ra khác và để điều chỉnh biên độ của tín

hiệu giải điều chế.

III. Kiểm tra thực nghiệm

Mục tiêu của các bài tập này là kiểm tra một vài khía cạnh trong hoạt động của

các thành phần riêng biệt trong các chức năng của mô đun.

Hình 1.1 chỉ ra sơ đồ khối của mô đun được hiển thị trên bảng điều khiển và sơ

đồ của hình 3.1.

Thiết bị cần thiết:

- Nguồn nuôi ±12V

- Mô đun kiểm tra T10L/EV

- Dao động ký

Cấu hình mô đun:

- Bố trí mô đun bằng cách đặt J3 ở A, J4 ở A, kết nối J1, J2 và bộ chọn S2 ở vị trí

1kHz là giá trị tần số lối vào của bộ xác định pha

65

- Chọn bộ chia khả trình giá trị 450

- Nguồn cung cấp cho mô đun +12 VDC

3.1. BỘ CHUYỂN ĐỔI (converter)

Bộ chuyển đổi cung cấp một chức năng được gắn vào bộ tổng hợp tần số của

mô đun; hoạt động của nó có thể kiểm tra như sau:

1. Nối đầu đo của bộ đo tần số (hoặc dao động ký) với TP12 ở đó tồn tại một sóng sin

với biên độ 2 VPP .

2. Điều chỉnh nguồn một chiều (DC SOURCE) của khối vòng khoá pha sao cho tần số

của tín hiệu tại TP12 (VCO) có giá trị xấp xỉ 450 kHz.

3. Sử dụng đầu đo thứ hai của dao động ký kiểm tra xem có tín hiệu sin vói biên độ

2Vpp và tần số 400 kHz tại chân TP13 không (lối ra của bộ tạo dao động cục bộ); Khi

đó, trigger của dao động ký sẽ bị tác động bởi tín hiệu đo: Các tín hiệu của chân TP12

và TP13 không thể quan sát tại cùng một thời điểm bởi vì chúng được tạo ra bởi các bộ

tạo dao động riêng rẽ.

4. Sử dụng đầu đo thứ nhất của dao động ký để đo tần số trong chân TP12, và nối đầu

đo còn lại với TP15 để thu được sự sai khác giữu tần số VCO (TP12) và tần số của bộ

tạo dao động cục bộ (TP13).

5. Điều chỉnh nguồn DC, thay đổi tần số VCO và quan sát sự thay đổi tương ứng của

tần sô lối ra trong bộ chuyển đổi (TP15).

6. Kiểm tra để thấy tần số ở chân TP15 là khác với tần số VCO (TP12) và tần số 400

kHz của bộ tạo dao động cục bộ.

7. Cũng kiểm tra để rõ khi tần số VCO giảm tới xấp xỉ 400 kHz, tín hiệu tại TP15 (bộ

chuyển đổi) tại thời điểm đó không còn là sóng sin.

8. Ngay khi tần số của bộ VCO xuống thấp hơn 400 kHz, tần số của bộ chuyển đổi tại

chân TP15 sẽ tăng lên lại: ví dụ khi điều chình VCO tại 380kHz, tần số tạo ra bởi bộ

chuyển đổi là 20 kHz.

9. Thực tế, các tần số này với giá trị danh định có thế âm cũng có thể được quan sát

giống như với trường hợp giá trị dương.

3.2. BỘ GIẢI ĐIỀU CHẾ FM

Quá trình sau được áp dụng để thu được một vài thông số cua PLL sử dụng

trong giải điều chế FM, tuỳ thuộc vào độ lớn của các thông số này.

Giữ nguyên cấu hình mô đun đã sử dụng trong bài tập trước và theo dõi hình 3.1

để thực hiện các bước sau:

66

1. Nối một đầu đo của dao động ký với TP12 (lối ra của VCO/SYNT-OUT) và đồng

bộ thiết bị đo theo tín hiệu này.

2. Điều chỉnh (DC SOURCE) tần sô của VCO xấp xỉ 455 kHz và nối lối ra SYNT.-

OUT với lối vào FM IN: Kết nối “A” của hình 3.1.

3. Nối một đầu đo khác của dao động ký với TP18 (bám tần số dao động của tín hiệu

FM) và kiểm tra xem PLL (bộ giải đièu chế FM) khoá tần số lối vào hay không: điều

này sẽ được thấy ngay tức thời bởi vì ngoài tần số, bây giờ hai tín hiệu là đồng bộ (đã

khoá pha) và chúng có thể hiển thị cùng lúc trên dao động ký một cách đồng bộ.

4. Tần số giữ trong (hold-in frequency) 2/2/ Kf HH .

5. Đo tần số lối ra từ SYNT.OUT (TP12), sau đó thay đổi giá trị này lên và xuống cho

tới khi dao động ký chỉ ra xu hướng của tín hiệu tại TP18 là không còn bám được tín

hiệu lối vào: hai giá trị này chỉ ra giới hạn giữ trong của vòng bám (PLL_FM); trong

trường hợp nhất định, hai giá trị này là không đối xứng với tần số trung tâm (tần sô 455

kHz của sóng mang), bởi vì nó bị ảnh hưởng bởi offset của VCO và sự can thiệp của cả

giới hạn bão hoà của bộ tạo dao động trước khi khuếch đại (khá lớn: 2502/ K kHz).

6. Nếu các giới hạn này chỉ ra là vượt quá, tần số tại TP18 (bám của bộ giải điều chế)

trở nên không ổn định (sẽ có rất nhiều sự rung (jitters)); sau đó nối một đầu đo với điều

khiển của VCO, DEM.OUT (TP17) sẽ chỉ ra nhịp (đã được làm cho suy giảm bởi bộ

lọc vòng bám) tạo ra bởi bộ tách pha trong các tình huống này.

7. Tần số khoá trong (lock-in frequency) nL 2 .

8. Tháo kết nối SYNT. OUT/FM IN ở phía FM IN và chuyển J3 tới B, thiết lập bộ

chia khả trình của bộ tổng hợp tần số tại 500 kHz; giữ đầu đo của bộ dao động ký với

điểm kiểm tra TP12 (SYNT. OUT) và TP18 (bám tần số của tín hiệu FM), đồng bộ

được thực hiện theo tín hiệu của TP12.

9. Cắm lại đầu dây nối vào FM IN và kiểm tra xem PLL (TP18) đã khoá tần số lối vào

chưa: tần số khoá trong là bằng nζω2 ; giá trị này thông thường (về mặt lý thuyết) là

500 kHz(455+25 = 480), với các thông số của bộ PLL đang có, nếu trạng thái khoá

trong được thiết lập, lặp lại các thao tác (tại mục 6. và 7.) để thiết lập với khả trình tần

số cao hơn.

10. Tháo đầu dây kết nối ra khỏi FM IN mỗi lần, giảm tần số từng bước 5kHz, kiểm tra

trạng thái của PLL tại mỗi bước (sau khi cắm lại đầu nối): đối với các kiểm tra này, tốt

hơn sử dụng máy đo tần với TP18 và kháo sát sự bám của PLL khi phép đo là ổn định

67

và gắn kết với tần số lối vào và dao động ký không cho thấy bất cứ sự rung nào của tín

hiệu bám (TP18).

11. Lặp lại các thao tác trong 6.,7. và 8., tăng tần số khả trình từng bước 5 kHz, bắt đầu

từ giá trị 400 kHz trong trường hợp này (hoặc từ một giá trj thấp hơn nều PLL sẽ lập

tức khoá tần số 400 kHz).

12. Quãng tần số giữ hai trạng thái khoá trong được xác định trong 6., 7., 8. và 9., đánh

giá tần số khoá trong của PLL: nó có thể được xác định chính xác hơn khi các phép đo

ở trên được lặp lại với độ phân giải 1kHz, giá trị khởi tạo ban đầu tối thiểu lớn hơn

hoặc nhỏ hơn 5kHz từ tần số khoá trong đã được xác định trước đó.

3.3. BỘ ĐIỀU CHẾ AM

Bộ điều chế này bao gồm một bộ nhân không cân bằng cho điều chế AM; do vậy, vì

không có tần số thấp lối vào, lối ra của nó được khuếch đại tới mức của sóng mang lối

vào.

Ngược lại, khi bộ nhân là cân bằng (triệt sóng mang-carrier suppression) trong điều chế

DSB, do đó tần số thấp lối vào là bằng không, lối ra cũng bằng không.

Những khía cạnh của mạch này đặt ra để kiểm tra trong bài thực hành được triển khai

như sau.

1. Nối một đầu đo của dao động ký với TP5 (FM OUT) và đầu còn lại với TP6 (AM

OUT), khảo sát sự có mặt của sóng sin với biên độ 2 VPP và tần số 455kHz và phù hợp

hơn khi chọn đồng bộ theo kênh TP5; sau đó bật bộ chọn S1 lên AM và nối lối ra FM

OUT với lối vào CARRIER IN, như được chỉ ra bởi “B” trong hình 3.1.

2. Kiểm tra để thấy tại chân TP6 tồn tại một tín hiệu với lối ra (AM OUT) bằng với tín

hiệu sóng mang lấy từ TP5.

3. Chuyển S1 sang DSB và kiểm tra xem tín hiệu tại lối ra AM OUT của bộ điều chế

có biến mất hay không: vì bộ nhân là cân bằng (triệt sóng mang), khi tín hiệu lối vào

không còn, tín hiệu lối ra cũng sẽ bằng không.

4. Nối lối ra của một trong hai tín hiệu sin từ các bộ tạo sóng, OUT 1 hoặc OUT2, với

BUF IN, như được chỉ ra bởi “C” trong hình 3.1, Đặt GAIN của bộ BUFFER ở vị trí

chính giữa (mức “mid run”); sau đó nối lối ra BUFFER, OUT3, với lối vào của bộ điều

chế AM, MOD IN 2, như được chỉ ra trong kết nối “D” của hình 3.1.

5. Kiểm tra tính chất của dạng sóng điều chế DSB ở lối ra AM OUT (TP6), giảm

thang đo của bộ dao động ký xuống (nếu cần thiết) để quan sát được dạng sóng đường

bao.

68

Hình 3.1: Sơ đồ các kết nối cho các phép đo trong đoạn 3.3

5.4. BỘ TẠO SÓNG MANG VÀ BỘ THU AM CÓ ĐỒNG BỘ

Điều chế DSB không có sóng mang, do vậy nó có thể được thu đồng bộ nếu và

chỉ nếu bộ giải đièu chế có khả năng khôi phục một sóng mang cùng pha hoặc có tương

quan về pha cố định với sóng mang của tín hiệu đã điều chế, từ chính tính hiệu DSB (

một sai khác pha không đổi giữa hai sóng mang này cố thể được loại bỏ trước khi giải

điều chế nếu cần thiết).

5.4- 1. Chức năng này của bộ giải điều chế AM có thể được kiểm tra như sau:

1. Giữ những kết nối như đã thực hiện trước đó, và chắc chắn rằng một trong các đầu

đo được nối với TP5 (sóng mang).

2. Nối đầu đo khác với TP20, ở đó có thể quan sát được tần số lối ra (được chia 2) của

vòng bám dùng cho khôi phục sóng mang: khi tín hiệu DSB vẫn chưa có tại lối vào bộ

giải điều chế. Vòng bám của nó hoạt đông “chạy tự do-free running”, do vậy một sóng

vuông có tần số xấp xỉ tần số của sóng mang (455kHz, quan sát tại TP5) có thể được

hiển thị tại TP20, nhưng sóng này không tương quan với sóng mang (không tín hiệu

69

nào trong hai tín hiệu này có thể hiển thị khi tín hiệu đồng bộ trên dao động ký là tín

hiệu còn lại).

3. Dịch đầu đo từ TP20 tới TP28 sẽ hiển thị tần số VCO trong trạng thái bám tự do

(free tracking): tần số này có giá trị xấp xỉ gấp hai lần tần số sóng mang và nố không

tương quan với tín hiệu lối vào; bộ PLL được bố trí để khoá tần số gấp đôi xuất phát từ

sự tăng gấp đôi của tín hiệu DSB, từ tín hiêu lối vào của bộ nhân.

4. Nối tín hiệu lối vào của bộ điều chế DSB (AM OUT) với lối vào của bộ giải điều

chế (AM IN), như chỉ ra ở “E” trong hình 3.1, và quan sát các tín hiệu tại thời điểm này

ở các chân TP5 và TP28 là đồng bộ (PLL ở trạng thái khoá trong), cho dù tần số của

chúng là hơn kém nhau hai lần.

5. Một tín hiệu sóng vuông với tần số giống với tần số sóng mang (TP5) và pha liên

hệ về pha là không đổi, sẽ được hiển thị ở chân TP20: thực tế, bây giờ PLL bám theo

vạch phổ (spectral line) được tạo ra từ lối vào của bộ nhân gấp đôi tần số sóng mang,

với sai khác pha giữ là hằng số. Sự khác biệt về pha sẽ bắt nguồn từ sai khác pha Fθ tạo

ra bởi bộ lọc (xem trên hình 1.1) được đặt trước PLL, và tạo bởi offset pha pi/2 là đặc

tính của bộ bám pha.

Các thành phần này sẽ được triệt (annulled) trước khi tần số VCO được chia 2 bởi vì

phép chia này sẽ tạo ra một sự không bền vững pha một giá trị (tín hiệu đã giải điều

chế có thể là cùng pha hoặc ngược pha với tín hiệu gốc).

70

I. Mục đích

- Cung cấp cách mô tả sự vận hành chức năng của các loại tổng hợp tần số thực

hiện trong mô đun.

- Mô tả cấu hình của các chức năng mong muốn.

- Kiểm tra các mốt hoạt động khác nhau.

II. Kiểm tra thực nghiệm

Mục tiêu của các bài thực tập này là để kiểm tra sự hoạt động tổng hợp tần số

thực hiện trong mô đun T10L.

Như đã nói, phần mô tả thể hiện trên bảng điều khiển, được chỉ ra trên hình 1.1.

Thiết bị cần thiết:

- Nguồn cung nuôi ±12V

- Mô đun kiểm tra T10L/EV

- Dao động ký

Cấu hình mô đun:

- Đặt lẫy J3 ở B, J4 ở A, nối J1, J2, và bộ chọn S2 được gạt ở vị trí 1kHz.

- Bố trí lựa chọn của bộ chia khả trình ở 450.

- Nguồn nuôi của mô đun với +12VDC.

2.1. TỔNG HỢP TRỰC TIẾP

Sau khi bố trí như trên, mô đun này được cấu hình cho cấu trúc tổng hợp tần số với độ

phân giải 1 kHz.

2.1- 1. Loại tổng hợp tần số này tuân theo các bước kiểm tra sau:

1. Nối đầu đo của dao động ký với TP12 để đo sóng sin 2 VPP, kiểm tra tại lối ra có

một tần số có giá trị 450 kHz (giá trị trung gian của dải tổng hợp tương ứng với tần số

trung tâm của VCO).

2. Đo điện áp của tín hiêu tại TP11 sử dụng đầu đo còn lại của dao động ký (ngay cả

đang sử dụng đồng bộ theo tín hiệu ở TP12), kiểm tra xem điện áp điều khiển trung

bình của VCO có xấp xỉ 0V: trong vòng 0.5V.

Bài tập 3

TỔNG HỢP TẦN SỐ

(FREQUENCY SYNTHESIS)

71

3. Thay đổi giá trị hàng đơn vị của bộ chọn - bộ chia khả trình - tăng và giảm, kiểm tra

(dùng máy đo tần) sự thay đổi của tần số lối ra ở chân TP12, theo từng bước tăng giảm

1 kHz.

4. Thay đổi hàng chục của bộ chia khả trình tăng và giảm sẽ kéo theo những thay đổi

của tần số lối ra (tại chân TP12) theo từng bước 10 kHz: trong trường hợp này, cũng có

thể xác định những thay đổi của điện áp điều khiển của VCO từ chân TP11; Các phép

đo cho thấy rằng những biến đổi này là 70mV tương ứng với mỗi thay đổi 10 kHz.

Sự lệch xa so với tần số trung tâm của VCO do ảnh hưởng của những sai lệch

(deviations) của các tham số PLL so với giá trị hoạt động tối ưu, do vậy PLL sẽ ra khỏi

trạng thái khoá trong với tần số trung tâm từ trên một khoảng cách nhất định tới tần số

trung tâm đã thiết lập (450 kHz).

Tần số cắt này có đánh giá như sau:

5. Đặt bộ chia khả trình tới giá trị 600, sau đó tăng giá trị của hàng chục (thay đổi cả

hàng trăm nếu cần) lên tới điểm mà khi đo ta đo tần số lối ra trở nên không ổn định và

nó không còn liên quan tới tập giá trị các tần số tổng hợp và dao động ký sẽ hiện thị

một vài sự rung trong tín hiệu của VCO (TP12); lúc này thậm chí đèn LED LOCK bắt

đầu nhấp nháy: giới hạn trên của sự tổng hợp tần số này tương ứng với giá trị tần số

thiết lập ngay trước bước cuối cùng (phép đo này với độ phân giải 10 kHz).

6. Lặp lại các bước trong điểm 5., bắt đầu với giá trị tần số khởi tạo 300 kHz và giảm

từng bước 10 kHz, tới thấp hơn giới hạn dưới của phép tổng hợp này sẽ thu đựoc giá trị

tần số thiết lập ngay trước bước cuối cùng này.

2.2. TỔNG HỢP TẦN SỐ MỘT CHIỀU VỚI BỘ ĐỊNH THANG

Chuyển J4 tới B để kết nối tới bộ định thang. Phép chia lấy dư (modulo) lớn gấp

10 lần giá trị thiết lập trên bộ chia khả trình, trong cấu hình này. Khi đó, nếu giữ tần số

tham chiếu là 1kHz, hàng trăm bộ chia khả trình sẽ được thiết lập ở không, do đó hoạt

động của bộ tổng hợp tần số trở lên giống với cấu hình trước đó, nhưng bây giờ các

đơn vị của bộ chia gây ra một biến đổi tối thiểu 10 kHz tại tần số lối ra (độ phân giải).

Khi bộ định thang được nối, nó có thể sự dụng tần số tham chiếu 100 Hz, miễn là thừa

số chia toàn phần đạt xấp xỉ 103: khi đó tần số lối ra 102 kHz sẽ bị giảm xuống tới giá

trị tham chiếu 100 Hz. Mặc dù vậy, độ phân giải sẽ là 1 kHz bởi vì khi bộ định thang

được nối, mỗi khối của bộ chia khả trình sẽ có các thừa số chia được tăng lên 10 lần

(10*0.1 kHz = 1 kHz). Để đánh giá sự tổng hợp tần số trong trường hợp này, thực hiện

các thao tác sau và quan sát các tín hiệu tại các chân giống như các lần kiểm tra trước.

72

1. Gạt S2 sang giá trị 100 Hz và bật thang hàng trăm của bộ chọn của bộ chia khả

trình lên 4.

2. Thay đổi hàng đơn vị của bộ chia khả trình tăng lên hoặc giảm đi, xác định những

thay 1 kHz thay đổi tương ứng ở tần số lối ra.

Các giới hạn hoạt động của sự tổng hợp tần số:

Nối bộ bộ định thang và sử dụng một tần số tham chiếu 100 Hz có thể dẫn tới

một biến đổi trong giới hạn hoạt động của bộ tổng hợp tần số, đó như là một kết quả

của một biến đổi khác của PLL gây ra bởi sự tăng lên (10 lần) của modulo N.

Sự tăng lên này không thay đổi tần số trung tâm của VCO and K0, nó giảm độ

khuếch đại vòng bám nhưng phần nào được bù lại bởi một hệ số khuếch đại cao hơn ở

bộ lọc.

Mặc dù vậy, kết quả lại là một sự giảm về dải thông và thay đổi đặc tính của hệ

số tắt(damping factor) của PLL, và cũng dẫn tới trạng thái chuyển tiếp.

Hoạt động của bộ tổng hợp tần số trong cấu hình này có thể được xác định với

việc tìm ra các giới hạn hoạt động của nó theo các bước sau:

3. Lặp lại các thao tác trong đoạn III.1/5. và 6. kiểm tra xem độ phân giải trong trường

hợp này cũng là 1 kHz, từ đó chuyển thang hàng chục của bộ chọn khả trình sẽ gây ra

một thay đổi 10 kHz trong tần số lối ra;

4. Quan sát rằng các giá trị mỗi khi chuyển tiếp sẽ dao động trong một thời gian trước

khi ổn định (điều này là do các dao động của điện áp điều khiển của VCO (TP11) và

của tần số lối ra (TP12) mỗi khi chuyển đổi (switch) các giá trị tần số.

2.3. TỔNG HỢP TẦN SỐ CÓ CHUYỂN ĐỔI

Sự hạ tần tác động đối với tín hiệu của VCO chuyển các tần số của tín hiệu này

tới dải (tần số trung tâm 50 kHz) để đưa vào lối vào của bộ chia khả trình. Thực tế, bộ

tạo dao động chuyển đổi cục bộ hoạt động tại 400 kHz, chênh lệch với giá trị tần số

trung tâm 450 kHz của VCO là 50 kHz, đây là giá trị trung tâm của lối vào bộ chia.

2.3- 1. Hoạt động với độ phân giải 1kHz

Khi hoạt động trong cấu hình này với tần số tham chiếu 1 kHz, và do đó độ

phân giải là 1 kHz, thang hàng trăm của phép chia được đặt là 0.

Mốt hoạt động này của bộ tổng hợp tần số được đánh giá theo các bước sau:

1. Vị trí S2 đặt tại 1kHz và J4 ở vị trí C, đặt giá trị bộ chia là 50; giữ đầu đo của dao

động ký nối với TP12, chuyển đầu đo còn lại (của dao động ký) từ TP11 sang TP16

(lối ra của bộ chuyển đổi);

73

2. Kiểm tra xem giá trị tần số tổng hợp (TP12) là 450 kHz và tần số được tạo ra bởi bộ

chuyển đổi là 50 kHz: Nếu thang đo giá trị tần số của dao động ký là phù hợp với

giá trị lối ra của bộ chuyển đổi (TP16), cần thiết phải đồng bộ theo tín hiệu này (

thực tế các sóng sin tại TP12 và TP16 không thể quan sát đồng thời khi đồng bộ

theo một trong hai tín hiệu này, bời vì tỉ số của hai giá trị tần số này sẽ hiểm khi

nguyên);

3. Thay đổi thang đơn vị của bộ chọn (bộ chia khả trình) sẽ thay đổi cả tần số lấy từ

chân TP12 và TP16, từng bước 1 kHz;

4. Thay đổi giá trị hàng chục của bộ chia khả trình sẽ ngay lập tức làm thay đổi đồng

thời 10 kHz ở tần số của các tín hiệu ở TP12 và TP16, với phương pháp đã trình

bày ở điểm 3.

Các giới hạn hoạt động của tổng hợp tần số:

Khi khảo sát bộ tổng hợp tần số, điểm quan trọng cần nhận ra rằng trong trường

hợp này, điểm hoạt động trung bình của PLL bị dịch khỏi cài đặt ban đầu (the basic

set-up). Tần số trung tâm của VCO luôn là 450 kHz, nhưng hệ số chia là nhỏ gấp 10

lần giá trị chuẩn hoá. Dải thông của PLL trở lên rộng hơn, nhưng hệ số tắtcó thể bị ảnh

hưởng bởi sự tăng của hệ số khuếch đại. Do vậy, vẫn là thích hợp để xác định các giới

hạn hoạt động của bộ tổng hợp tần số: mặc dù vậy, đối với giới hạn trên có thể bắt

nguồn từ sự mất hiệu quả của PLL, ngược lại, giới hạn dưới sẽ ảnh hưởng bởi sự sai

hỏng của bộ chuyển đổi bắt nguồn từ điều là lối ra của VCO tiến gần tới giá trị 400

kHz của bộ tạo dao động cục bộ. Giữ các kết nối trong phép đo đã thực hiện ở điểm 1,

thực hiện các thao tác sau:

5. Bắt đầu với modulo 200, tăng giá trị thang hàng chục của bộ chọn, thay đổi cả

thang hàng trăm khi cần thiết, cho tới khi phép đo tần số lối ra được hiển thị trên dao

động ký (TP12) trở nên không ổn định và không còn tương quan với giá trị tần số được

thiết lập và có sự rung xuất hiện trên tín hiệu này (lối ra bộ chuyển đổi): biên trên của

quá trình tổng hợp này sẽ tương ứng với giá trị tần số ở ngay trước giá trị cuối cùng.

6. Tạm thời chuyển đầu đo từ TP16 tới TP11, và tiếp tục tăng thang hàng chục của bộ

chọn (và với hàng trăm nếu cần thiết), vượt quá giới hạn trên, quan sát xung lên xuống

(beat) (đã qua bộ lọc) từ bộ tách pha khi vòng bám ra khỏi trạng thái khoá trong;

7. Thiết lập bộ chọn ở giá trị 15 và giảm hàng đơn vị, gạt hàng chục tới không (nếu

cần thiết) cho tới khi thấp hơn giới hạn của tổng hợp tần số; giới hạn này được xác định

giống như giới hạn trước, nhưng nhớ rằng bây giờ các bước thay đổi là 1 kHz.

74

2.3-2.Hoạt động với độ phân giải 100 Hz

Tổng hợp tần số có sử dụng chuyển đổi là thích hợp cho hoạt động đối với độ

phân giải 100 Hz. Do vậy, bật S2 tới 100 Hz, chuyển bộ chia khả trình về giá trị 500,

và nếu cần thiết, chuyển đầu đo từ vị trí TP11 trở về TP16.

Sau đó thực hiện các thao tác sau:

1. Thay đổi hàng đơn vị của bộ chọn (bộ chia khả trình) tăng hoặc giảm, và đo các giá

trị tần số của các tín hiệu lấy từ các chân TP12 và TP16 riêng biệt, sử dụng máy đo tần:

một thay đổi 100 Hz của tần số đo được tương ứng với mỗi đơn vị thay đổi của bộ

chọn.

2. Lập lại phép đo giống như bước 1., chuyển tới hàng chục và hàng trăm của bộ chia

khả trình để kiểm tra các bước thay đổi 1 kHz và 10 kHz.

Độ phân giải 100 kHz (có sử dụng chuyển đổi tần số) xác định chính giới hạn

của dải tần số tổng hợp.

Xác định giá trị giới hạn này, sử dụng các phương pháp để lấy và đo tín hiệu

giống như trong bước 1. và 1.; sau đó thực hiện các thao tác sau:

3. Đặt bộ chọn ở giá trị 390 và sau đó giảm giá trị của tần số tổng hợp theo hàng chục

và giảm đến hàng trăm (mỗi bước 1kHz) nếu cần thiết, cho tới khi tần số của bộ

chuyển đổi bắt đầu bị ảnh hưởng bởi sự rung và tín hiệu đo được của chân TP12 sử

dụng máy đo tần trở nên không ổn định và không còn hợp lý nữa;

4. Tăng tập giá trị tần số từng bước 1 kHz (hàng chục của bộ chọn) cho tới khi PLL

quay trở lại trạng thái khoá trong;

5. Nếu PLL có thể khôi phục lại trạng thái khoá trong trong một vài bước (một vài

kHz, nhưng điều này phụ thuộc vào các điều kiện cụ thể của hệ thống), bắt đầu giảm

tần số từng bước 100 Hz (hàng đơn vị và nếu cần, giảm cả hàng chục của bộ chọn) cho

tới khi các điều kiện của sự bất ổn định trong vòng bám được xác định (như chỉ ra

trong 3.); Nếu không giới hạn của tổng hợp tần số sẽ tương ứng với giá trị xác định

ngay trước bước cuối cùng ở điểm 3.

75

I. Mục đích

- Mô tả hoạt động của một PLL giải mã âm tần

- Mô tả ảnh hưởng của các điều kiện tới tính năng của bộ này

- Kiểm tra các kết quả có thể thu được

II. Kiểm tra thực nghiệm

Mục tiêu của các bài thực hành này là kiểm tra hoạt động của bộ giải mã âm tần

thực hiện trên mô đun này. Hình 5.2 của chương này chỉ ra các kết nối thực hiện trên

bảng kiểm tra.

Các thiết bị cần thiết:

- Nguồn nuôi ±12V,

- Mô đun kiểm tra T10L/EV.

- Dao động ký.

Cấu hình cho mô đun:

- Đặt lẫy J3 ở vị trí B, J4 ở C, kết nối J1, J2 và bộ chọn S2 ở vị trí 100 Hz.

- Nối lối ra của bộ chuyển đổi tổng hợp (synthesis converter) với lối vào của bộ

giải mã âm tần (ton decoder), như được chỉ ra trong hình 5.2.

- Đặt bộ chọn của bộ chia khả trình (PROGRAMMABLE DIVIDER) ở giá trị

500.

- Nguồn của mô đun này là +12 VDC.

2.1. GIẢI MÃ ÂM TẦN

Dải xác định từ 12 tới 14% (Detection bandwidth of 12 to 14%)

Trong trường hợp băng rộng, dải xác định có thể được đánh giá như sau:

1. Gạt S3 tới WIDE (rộng) (chọn dải-band selection) và chọn bộ chia khả trình ở giá

trị 460.

2. Nối một đầu đo của dao động ký với TP23 (TONE IN), Thiết lập thang trục tung và

thang thời gian để đo một sóng sin với biên độ xấp xỉ 2 VPP và tần số 46 kHz (đồng bộ

theo tín hiệu này).

Bài tập 4

BỘ GIẢI MÃ ÂM TẦN

76

3. Nối đầu đo còn lại của bộ dao động ký với TP29 (lối ra của bộ tạo dao động điều

khiển được) để đo sóng vuông với biên độ (xấp xỉ) giá trị 3.5 V và giá trị trung bình

xấp xỉ 2.4 V; kiểm tra xem tần số của tín hiệu này không tương quan với tần số 46 kHz

của lối vào âm tần, cũng kiểm tra hiển thị của dèn LED “DET.”: Ngay cả khi nút PS1

được ấn xuống, PLL không khoá âm tần; trong trường hợp này, quay lại bước 1, với

âm tần đặt tại 45 kHz.

4. Chuyển đầu đo của dao động ký từ TP29 tới TP24 (lối ra của bộ xác định pha) và

điều chỉnh dao động ký để hiển thị nhịp (the beat) (đã qua bộ lọc) xuất phát từ bộ tách

pha trong các điều kiện ra khỏi trạng thái khoá trong.

5. Điều chỉnh dao động ký như ở bước 3., và tăng hàng chục của bộ chọn từng bước

1kHz cho tới khi tần số của tín hiệu lấy từ TP29 khóa chặt tần số lối vào và đèn LED

“DET.”sáng; Nhấn nút PS1 để kiểm tra rằng PLL có khả năng khoá âm tần (đèn LED

sáng khi nhả nút này ra).

6. Thiết lập chế độ dao động ký sao cho phù hợp, kiểm tra một tín hiệu với giá trị gần

0 có ở TP26 (lối ra của bộ giải mã), ngược lại một tín hiệu với biên độ trung bình

không lớn hơn 3.5V sẽ xuất hiện ở chân TP25 (đặc trưng của bộ tách pha vuông).

7. Điều chỉnh lại dao động ký như đã được chỉ ra ở các bước 3. đến 5. và giảm dần

hàng chục của bộ chọn và kiểm tra, khi nhấn PS1 tại mỗi bước giảm xem PLL có thể

khoá âm tần lối vào không? Ngay khi xác định thời điểm không còn khả năng khoá

trong, tăng từng bước hàng đơn vị của bộ chọn (mỗi bước 100 Hz), đồng thời nhấn PS1

tại mỗi bước này, cho tới khi bám được âm tần lối vào trở lại.

8. Tăng hàng đơn vị của bộ chọn cho tới lúc bằng “0” và tăng tần số lối vào từng bước

1 kHz (tương đương với hàng chục của bộ chọn, thay đổi cả hàng trăm nếu cần) tới tận

khi PLL không còn có khả năng khoá âm tần nữa, ngay cả khi PS1 được nhấn.

9. Lại giảm hàng chục của bộ chọn từng bước (1kHz) tới khi quay trở lại được trạng

thái khoá trong khi nút PS1 được nhấn; sau đó tăng tần số lối vào từng bước 100 Hz

(hàng đơn vị của bộ chọn) tới khi PLL không còn khả năng khoá âm tần nữa, ngay cả

khi PS1 được nhấn.

10. Giá trị ước lượng của dải xác định là giá trị tần số xác định tại bước 9., trừ đi giá trị

xác định tại bước 7.

Dải xác định 4%

Dải xác định của trường hợp băng hẹp có thể được đánh giá giống như trong các

trường hợp khác:

77

11. Gạt S3 (BAND SELECTION) (chọn dải) sang nấc NARROW (hẹp), và bộ chọn

của bộ chia khả trình (PROGRAMMABLE DIVIDER) giá trị 485.

12. Nối một đầu đo của bộ dao động ký TP23 (TONE IN), thiết lập thang tung độ và

thời gian cơ sở để hiển thị cho sóng sin 2 VPP và 48.5 kHz (có thể sử dụng đồng bộ

theo tín hiệu này).

13. Nối đầu đo còn lại với chân TP29 (lối ra của bộ tạo dao động điều khiển được) để

đo sóng vuông với biên độ xấp xỉ 3.5V và giá trị trung bình xấp xỉ 2.4 V; kiểm tra rằng

tần số của tín hiệu này là không tương quan với tần số 48.5 kHz của âm tần lối vào,

cũng kiểm tra sự mất đèn LED “DET.” hiển thị: ngay cả khi nut PS1 được nhấn, PLL

cũng không khoá âm tần; quay lại bước 11., với âm tần 48 KHz.

14. Tăng hàng đơn vị của bộ chọn từng bước 100 Hz (giảm thang hàng chục nếu cần)

tới khi tần số của tín hiệu lấy từ chân TP29 khoá chặt (permanently) tần số lối vào và

đèn LED “DET.” Sáng.

15. Tăng hàng đơn vị của bộ chọn, tăng hàng chục nếu cần thiết, cho tới khi PLL không

còn khoá tần số lối vào nữa, ngay cả khi nút PS1 được nhấn, và đèn LED “DET.” hết

sáng.

16. Khôi phục lại các điều kiện ban đầu từng bước cho tới khi trạng thái khoá trong

được thiết lập lại khi ấn nút PS1.

17. Giá trị ước lượng của dải xác định là gía trị tần số xác định tại bước 16, trừ đi giá trị

xác định tại bước 14.

78

Hình vẽ 5.2: Sơ đồ của các kết nối đo dải xác định

79

I. Mục đích

- Kiểm tra các thông số chính của một tín hiệu điều biên

- Kiểm tra hoạt động của một bộ điều biên

- Kiểm tra hoạt động của một bộ giải điều biên đồng bộ

- Đo dữ liệu hoạt động của một bộ giải điều chế đồng bộ

II. Kiểm tra thực nghiệm

Mục tiêu của các bài thực tập này là kiểm tra các tính chất cơ bản của điều chế

AM và DSB. Các kết nối được thực hiện trên bảng điều khiển như hình 8.1 trong

chương cuối.

Các thiết bị cần thiết:

- Nguồn nuôi PSU ±12V

- Mô đun kiểm tra T10L/EV

- Dao đông ký

Cấu hình cho mô đun:

- Bố trí mô đun trong cấu hình cơ bản với J3 (B), J4 (A), J1 và J2 được nối,

S2(1Khz) và bộ chia khả trình (Programmable divider (450))

- Đặt Gain/buffer (low frequency) ở chính giữa (mức “mid run”)

- kết nối OUT1 (LOW Frequency) vói BUF IN; OUT 3 với MOD IN 2 (AM

MODULATOR); CARRIER IN với FM OUT (FM MODULATOR).

- Sau đó nối AM OUT (AM MODULATOR) với AM IN (CARRIER

GENERATOR và SYNC AM DETECTOR); OUT 4 với LPF IN (LOW PASS

FILTER).

- Đặt GAIN/AMP2 (LOW PASS FILTER) ở chính giữa (mức “mid run”)

- gạt S1 sang AM

- cấp nguồn +12 VDC cho mô đun.

III. Kiểm tra thực nghiệm

3.1. HOẠT ĐỘNG CỦA BỘ ĐIỀU CHẾ AM

1. Nối đầu đo của dao động ký với TP4 (tín hiệu điều chế) điều chỉnh theo trục đứng

với tỉ lệ 1V/div. và nhịp thời gian 0.5ms/div;

Bài tập 5

ĐIỀU CHẾ BIÊN ĐỘ

80

2. Nối một đầu đo khác với sóng mang TP5, điều chỉnh trục đứng tỉ lệ 1V/div.;

3. Điều chỉnh GAIN/BUFFER cho một mức 1 VPP của tín hiệu điều chế (TP4) và, lần

lượt đồng bộ theo từng tín hiệu để xác định dạng sóng của tín hiệu điều chế và tín

hiệu sóng mang (hình 6.13 a/b).

4. Chuyển đầu đo tới TP5 và TP6 (tín hiệu đã điều chế) và chú ý rằng dạng hình bao

của tín hiệu đã điều chế, trừ đi biên độ tín hiệu, thu được cân bằng với dạng sóng

của tín hiệu điều chế (hình 6.13 c).;

5. Kiểm tra cấu hình thu đựoc từ một giá trị của chỉ số điều chế (%)<100% (hình

6.13);

6. Tăng biên độ của tín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER) cho tới khi độ sâu điều chế

(modulation depth) (chỉ số điều chế) đạt 100% (hình 6.13 d) và sau đó vượt quá chỉ

số 100% dẫn tới méo do vượt điều chế (hình 6.13 e).

Hình 6.13: Dạng sóng của một bộ điều chế AM

81

7. Tăng mức của tín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER) tới xấp xỉ 1.4 VPP và bố trí thang

thời gian của bộ giao động ký là 0.2ms/div.;

8. Dựa vào hình 6.14, đo biên độ B của tín hiệu điều chế và biên độ C của hình bao tín

hiệu đã điều chế trên dao động ký: tính hằng số k của bộ điều chế bằng tỉ số C/B

(giá trị mong đợi là 0.6);

9. Đo (hình 6.14) biên độ H và h của tín hiệu đã điều chế và tính toán biên độ A của

sóng mang : 2

hHA

; (giá trị mong đợi là 0.45V);

10. Tính chỉ số điều chế m:

.100%hH

hHm

Sự tuyến tính của bộ điều chế:

11. Điều chỉnh mức xấp xỉ 0.8 VPP cho tín hiệu điều chế và bố trí dao động ký theo

kiểu X-Y, với trục X đặt ở thang 0.2V/div và trục Y đặt tại thang 1V/div;

12. Nối tín hiệu điều chế (TP4) với trục X, và tín hiệu được điều chế (TP6) với trục Y;

13. Màn hình sẽ hiển thị hình thang tương tự như trên hình 6.5 a): biểu đồ này sự biến

thiên biên độ của tín hiệu đã điều chế (hình bao) so với biến thiên biên độ của tín

hiệu diều chế và hiển thị các méo có thể của tín hiệu đã điều chế;

14. Tăng biên độ của tín hiệu điều chế cho tới khi hình thang trải rộng hết chiều rộng

của màn hình; lúc này bật thang đo của trục X là 0.5 V/div. và tiếp tục tăng tín hiệu

điều chế để xấp xỉ hình tương ứng với trường hợp điều chế 100% trên màn hình:

một hình tam giác tương tự như phần hình tam giác trên hình 6.15b;

15. Tiếp tục tăng biên độ của tín hiệu điều chế cho tới khi hai phần mở rộng xuất hiện ở

các đuôi của dạng sóng tam giác: phần mở rộng này chỉ ra một vùng vượt điều chế

(dựa vào điểm của tam giác) và vùng bão hoà (dựa vào cạnh của tam giác), như chỉ

ra trong hình 5.15b;

16. Nếu các đồ thị thu được bị quá lớn theo trục tung, những ghi chú trên mục (11.-15.)

có thể được lặp lại cho trục Y ở thang đo 0.5V/div.

82

Hình 6.14: Tính toán của chỉ số điều chế

Hình 6.15: Sự tuyến tính của bộ điều chế

3.2. HOẠT ĐỘNG CỦA BỘ ĐIỀU CHẾ DSB

1. Điều chỉnh dao động ký trở lại mốt hoạt động bình thường và giữ nguyên vị trí đầu

đo tại các điểm TP4 ( tín hiệu điều chế) và TP6 (tín hiệu đã điều chế), đặt các kênh

theo thang tương ứng 1V/div (TP4) và 0.5V/div (TP6); điều chỉnh thang thời gian

0.2ms/div.;

83

2. Điều chỉnh mức của tín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER) tại 2 VPP và chuyển S1

sang chế độ DSB rồi quan sát biên độ của tín hiệu điều chế biến thiên như thế nào

so với xu thế của tín hiệu mang tin, tương ứng với từng xung nhịp điều chế;

Tín hiệu DSB

3. So sánh tín hiệu điều chế với tín hiện DSB và xác định rằng biên độ tức thời của

sóng mang đã điều chế (DSB) bám theo biên đổi của xung nhịp điều chế, do vậy,

một sự đảo ngược pha (mà không thể quan sát trên dao động ký) trong tín hiệu

được điều chế (hình 6.2) sẽ tương ứng với bất kỳ một một sự đảo cực của nhịp điều

chế;

4. Nếu dao động ký có chức năng nhớ, đầu dò có thể đưa từ tín hiệu điều chế (TP4)

sang sóng mang (TP5) và chức năng nhớ được đưa vào một cách thích hợp dựa trên

thang thời gian: để chạy hai dạng sóng này gặp một nút ở sóng mang đã điều chế

nơi mà sự đảo ngược về pha có thể quan sát được;

5. Đặt dao động ký trở lại cấu hình trong bước 1 (nếu những gì chỉ ra tại điểm 4. đã

được thực hiện), sau đó đo biên độ B của tín hiệu diều chế và biên độ C (tại đầu ra

đảo) của sóng mang điều chế; tỉ số C/B chính là một tham số tăng ích cho ta hằng

số k của bộ điều chế, khi nó được chuẩn hoá với biên độ sóng mang A (trong

trường hợp nhất đinh, A là xấp xỉ 1, khi đó C/B 5.0 k );

6. Thay đổi biên độ của tín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER) quan sát biến đổi biên độ

tương ứng của sóng mang điều chế. Nhớ rằng tín hiệu DSB không có độ lệch ban

đầu của dòng một chiềugây bởi biên độ sóng mang, như đã được kiểm tra trong

trường hợp điều chế AM, do vậy, nếu tín hiệu điều chế tại mức không, tín hiệu DSB

cũng trở về không: tính chất này cho phép điều chế DSB thích hợp với việc truyền

tín hiệu mang tin tốc độ cao với tần số thấp;

3.3. TÁCH SÓNG (GIẢI ĐIỀU CHẾ) CÓ ĐỒNG BỘ

1. Giữ mức của tín hiệu điều chế tại 2 VPP (GAIN/BUFFER) và điều chỉnh đầu đo

TP4 với thang 1V/div.; và thang thời gian 0.1/0.2ms/div;

2. Nối đầu đo còn lại tới TP27 (lối ra của bộ ghim): tín hiệu quan sát từ TP27 (sau khi

đã điều chỉnh đầu đo thích hợp) không có các thành phần tần số thấp (2.f) vì đã qua

bộ lọc thông giải (thụ động) hoạt động tại dải tần 2.F (2 lần tần số sóng mang =

910KHz) và nó bao gồm một tín hiệu với tần số sóng mang 2.F và chỉ số điều chế

cao (gần 100%);

Khôi phục sóng mang:

84

3. Dịch đầu đo từ TP4 sang TP5 (sóng mang) và đầu đo TP27 sang TP28 (lối ra của

PLL hoạt động tại 2.F), chuyển thang đo trục tung sang 2V/div.: đồng bộ theo sóng

mang và thang thời gian hợp lý quan sát một xung vuông với tần số gấp đôi tần số

sóng mang (TP5) hiển thị trong TP28.

4. Giữ nguyên các điều kiện như trên: đưa đầu đo từ chân TP28 tới TP20, quan sát

sóng hình vuông thu được từ sự chia của tần số PLL cho 2 (VCO/TP28) để cân

bằng giá trị tần số của sóng mang.

5. Dịch đầu đo từ TP20 đến TP21 (lối ra của bộ lọc làm mượt) tăng thang đo của kênh

đo tới 1V/div: một sóng sin có tần số giống với tần số và pha của sóng mang (TP5)

và biên độ sau khi so sánh xuất hiện ở chân TP21.

6. Giảm mức của tín hiệu điều chế từ từ cho tới khi xuất hiện rõ jitter trong sóng sin

quan sát được ở chân TP21: mức này sẽ tương ứng với giới hạn biên độ của tín hiệu

DSB, mà có thể kiểm tra tại lối ra TP6; giới hạn này cho phép bộ thu giữ được đồng

bộ với bộ tạo dao động cục bộ.

Giải điều chế DSB và AM:

1. Nối một đầu đo của dao động ký với TP4 (tín hiệu điều chế) và giữ thang đo trục

tung ở 1V/div., bố trí thiết bị để điều chỉnh biên độ của tín hiệu này

(GAIN/BUFFER) lại mức 2VPP;

2. Sau đó nối một đầu đo khác để quan sát tín hiệu nhân được từ TP22 (lối ra của bộ

giải điều chế) điều chỉnh dao động ký để thu được hiển thị tốt nhất: một tín hiệu

DSB mà tín hiệu sóng mang của nó gấp hai lần tần số sóng mang gốc, sẽ được hiển

thị; tín hiệu DSB này bị chồng lên một tín hiệu có chu kỳ với biến thiên giống với

âm điều chế;

3. Chuyển đầu đo từ TP22 tới TP19 (lối ra của bộ lọc thông thấp) và đồng bộ dao

động ký theo một trong hai tín hiệu vào (thích hợp hơn nếu đồng bộ theo lối vào

TP4); điều chỉnh GAIN (LOW PASS FILTER), sau khi cài thiết lập thang đo trục

đứng 1V/div., để thu dạng sóng bằng với tín hiệu điều chế, trong kênh TP9;

4. Điều chỉnh thang của trục đứng tại 0.5V/div và thay đổi biên độ của tín hiệu diều

chế kiểm tra rằng tín hiệu tách được (TP19) giống với tín hiệu mang tin; nói rõ hơn,

giảm mức của tín hiệu điều chế tới khi tín hiệu tách được bị ảnh hưởng bởi một số

méo, chỉ ra sự mất đồng bộ của bộ tạo dao động cục bộ (xác định giá trị giới hạn

này);

5. Tăng mức của tín hiệu điều chế tới 1 VPP và gạt S1 sang AM;

85

6. Chuyển đầu đo từ TP19 tới TP22 (lối ra của bộ trộn) và điều chỉnh dao động ký

thích hợp, quan sát dạng sóng thu được: kết quả điều chế AM sẽ có một sóng mang

lớn gấp 2 lần tần số sóng mang gốc, chồng lên một thành phần dòng một chiềuvà

một sóng sin với cùng biến thiên giống với tín hiệu điều chế;

7. Nối đầu đo quay trở lại TP19 (lối ra của bộ lọc thông thấp) (từ TP22) và , đồng bộ

theo một trong hai kênh (TP4 hoặc TP19) và thang trục tung đặt 0.5V/div, điều

chỉnh GAIN (của bộ lọc thông thấp) để thu được dạng sóng giống với tín hiệu điều

chế, ở TP19;

8. Thay đổi biên độ của tín hiệu điều chế kiểm tra rằng tín hiệu tách được (giải điều

chế) giống với tín hiệu mang tin.

86

I. Mục đích

- Kiểm tra các thông số cơ bản của một tín hiệu điều tần

- Kiểm tra hoạt động của một bộ điều tần

- Kiểm tra hoạt động của một bộ giải điều chế cho tín hiệu điều tần

- Kiểm tra dữ liệu hoạt động của đoạn FM xây dựng trong mô đun

II. Kiểm tra thực nghiệm

Mục tiêu các bài thực tập này là kiểm tra các tính chất cơ bản của điều chế FM.

Những kết nối liên quan trong bảng mạch được chỉ ra trên hình 8.2 của bài 7.

Các thiết bị cần thiết:

- Nguồn nuôi PSU hoặc PS1, với khối điều khiển

- Mô đun kiểm tra mod.T10L/EV

- Dao động ký

- Đồng hồ đo điện áp

Cấu hình cho mô đun:

- Bố trí mô đun trong cấu hình cơ bản J3(B), J4(A), kết nối J1, J2, S2(1KHz) và

bộ chia khả trình-PROGRAMMABLE DIVIDER (450).

- Điều chỉnh GAIN/BUFFER (LOW FREQUENCY) ở chính giữa (mức mid run)

- Nối OUT 2 (LOW FREQUENCY) với BUF IN; OUT 3 với MOD IN 1 (FM

MODULATOR)

- Sau đó kết nối FM OUT (FM MODULATOR) với FM IN (FM

DEMODULATOR); DEM OUT với LPF IN (LOW PASS FILTER)

- Đặt GAIN/AMP 2 (LOW PASS FILTER) ở chính giữa (mức mid run)

- Cấp nguồn +12 VDC cho mô đun.

2.1. ĐIỀU CHẾ FM

Độ lệch tần số và chỉ số điều chế:

1. Nối một đầu đo của dao động ký với TP4 (tín hiệu cần điều chế) và điều chỉnh biên

độ của tín hiệu này là 2 VPP.

Bài tập 6

ĐIỀU TẦN (FREQUENCY MODULATION)

87

2. Nối một đầu còn lại của dao động ký với TP5 (tín hiệu FM) và đồng bộ theo tín

hiệu này với điều chỉnh thang thời gian là 1 s /div. và thang tung độ 1V/div: dạng

sóng thu đựoc như trên hình 7.3.

Như được chỉ ra trên hình 7.4, điều chỉnh mức của tín hiệu điều chế tốt nhất cho xác

định độ lệch tần số như sau:

3. Ước định giá trị tần số lớn nhất FM và tần số nhỏ nhất Fm thông qua dao động ký, đo

cả 2 giá trị trên sóng sin tương ứng tại khoảng 4-5 chu kỳ (để có độ chính xác cao

hơn).

4. Độ lệch tần số ΔF thu được từ: 2/)F(FΔF mM ; nếu đặc trưng điện áp/tần số của

bộ điều chế là tuyến tính xung quanh tần số sóng mang (455 kHz), khi đó FM và Fm

cách đều giá trị tần số trung tâm của sóng mang, ngược lại, hai giá trị tần số này sẽ

có khoảng cách khác nhau so với tần số sóng mang.

5. Giá trị của chỉ số điều chế mf được tính bằng: ΔF/fmf ; trong đó f là tần số của

tín hiệu cần điều chế (2 kHz, trong trường hợp này).

Hình 7.3: Tín hiệu FM

88

Hình 7.4: Đo FM và Fm

2.2. GIẢI ĐIỀU CHẾ FM

Đặc trưng tần số/điện áp:

Đặc trưng tần số/điện áp của bộ giải điều chế FM có thể xác định tĩnh như sau:

1. Bật bộ chia khả trình-PROGRAMMABLE DIVIDER của bộ tổng hợp tần số

(PHASE LOOKED LOOP) tới giá trị 455 (455 kHz) và thay thế kết nối FM OUT-

FM IN với SYNT OUT (PHASE LOCKED LOOP)-FM IN;

2. Kết nối đầu đo của bộ dao động ký hoặc đầu đo của bộ đo điện áp đặt tại VDC/F.S.,

với TP17 (lối ra của bộ giải điều chế) và đo giá trị điện áp trung tâm V0 (xấp xỉ

bằng 2.5 V);

3. Thay đổi bộ chia khả trình theo từng bước 5 kHz, tăng tần số của FM INPUT tới

505 kHz, và ghi các gía trị đo được tại lối ra của bộ giải điều chế (TP17), tại từng

bước đo;

4. Đưa bộ chia khả trình về lại giá trị 455 và lặp lại các hoạt động như trong bước

trước đó, giảm tần số cung cấp cho bộ giải điều chế với từng bước giá trị (5 kHz),

cho tới khi giá trị tần số đạt tới 405 kHz;

5. Tính toán giá trị trung bình của tất cả các khoảng iΔV thu được từ các phép đo, bắt

đầu từ điểm kiểm tra nhỏ nhất (giá trị điện áp nhỏ nhất) tới điểm kiểm tra lớn nhất

(gía trị điện áp lớn nhất);

6. Độ dốc trung bình của đường đặc trưng này, hay là độ nhạy trung bình của bộ giải

điều chế là tỉ số giữa điện áp trung bình trong quãng ΔV và phép đo 5F kHz;

7. Vẽ đường thẳng xấp xỉ đường cong đặc trưng tính toán thông qua các giá trị Vci

tương ứng trong mỗi bước đo, với tổng của các số hạng trung bình khi tăng ΔV ; ví

89

dụ , điện áp khi tần số là 440 kHz sẽ là V0-3. ΔV ; ngược lại giá trị điện áp đối với

tần số 470 kHz sẽ là V0+3. ΔV ;

8. Tính toán sai khác modulo (giá trị tuyệt đối) giữa giá trị điện áp đo được Vi và giá

trị Vci tính toán được tại mỗi thời điểm đo;

9. Giá trị lớn nhất |Vi-Vci|/|Vci-V0| sẽ cho ta ước lượng tính tuyến tính của bộ giải điều

chế.

10. Thay thế kết nối SYNT OUT (PHASE LOCKED LOOP)-FM IN và khôi phục kết

nối FM OUT-FM IN, kiểm tra lại rằng GAIN/BUFFER (LOW FREQUENCY) và

GAIN/AMP 2 (LOW PASS FILTER) ở vị trí chính giữa hay chưa (mức “mid

run”);

11. Nối một đầu đo của dao động ký với TP4 (tín hiệu cần điều chế) và, thang đo đặt ở

1V/DIV và 0.2 ms/DIV, hiển thị tín hiệu cần điều chế điều chỉnh mức điện áp của

nó (sử dụng GAIN BUFFER) tại 2 VPP;

12. Nối một đầu đo khác TP19 (lối ra của tín hiệu dải điều chế được), thiết lập tương

ứng 1V/DIV; điều chỉnh GAIN/AMP 2 (LOW PASS FILTER) sao cho tín hiệu thu

được (TP19) là giống đến mức cao nhất với tín hiệu đem điều chế (TP4);

13. Giảm biên độ của tín hiệu đem điều chế, (GAIN/BUFFER), tiến hành bằng cách

giảm độ lệch tần ΔF và chỉ số điều chế mf, cho tới khi tín hiệu giải điều chế thu

được bị méo và không còn nhận ra so với tín hiệu mang tin ban đầu (điều chỉnh

thang đo hợp lý): giới hạn này chỉ ra rằng biên độ của các thành phần điều chế đã

đạt tới mức dưới ngưỡng độ nhạy (và nhiễu) của bộ nhận.

90

I. Mục đích

- Kiểm tra tất cả hoạt động của một hệ thống điều chế - giải điều chế AM và

DSB

- Kiểm tra tất cả hoạt động của một hệ thống điều chế - giải điều chế FM

- Ước lượng dữ liệu hoạt động của cặp bộ điều chế/giải điều chế như được cấu

hình trong mô đun, trong điều chế biên độ và điều chế tần số, sử dụng các tín

hiệu mang tin khác nhau.

II. Kiểm tra thực nghiệm

Mục tiêu của chương này là kiểm tra các tính chất khác nhau của các loại truyền

thông có thể thực hiện được thông qua sử dụng sơ đồ điều chế trong mô dung T10L.

Khi mô đun được kết nối với một nguồn tin bên ngoài và sẽ được bố trí để cấu

hình cho kiểu truyền dẫn mong muốn.

Thực hiện các kiểm tra như mô tả trong các bài tập trong chương này, sẽ yêu

cầu không chỉ sử dụng mô dung T10L và sử dụng nguồn cung cấp, mà còn sử dụng các

thiết bị cơ bản sau:

- Dao động ký

- Nguồn nuôi ±12V

- Microphone và loa có khuếch đại (không bắt buộc).

Các kết nối thực hiện trên mô đun được chỉ ra trong hình 8.1 và 8.2.

Hệ thống truyền dẫn AM và DSB được bố trí như các bước sau (hình 8.1):

- Bố trí cấu hình cơ bản cho J3(B), J4(A), J1 và J2 được nối, S2 (1kHz) và bộ

chia khả trình-PROGRAMMABLE DIVIDER (450)

- Nối máy phát chức năng với LF IN (LOW FREQUENCY)

- Nối LF OUT với BUF IN; OUT 3 với MOD IN 2 (AM MODULATOR);

CARRIER IN với FM OUT (FM MODULATOR)

- Sau đó kết nối AM OUT (AM MODULATOR) với AM IN (CARRIER

GENERATOR&SYNC AM DET.); OUT 4 với LPF IN (LOW PASS FILTER)

- Đặt GAIN/AMP2 (LOW-PAS FILTER) ở vị trí chính giữa (mức “mid run”)

- Đặt GAIN/BUFFER (LOW FREQUENCY) ở chính giữa (mức “mid run”)

Bài tập 7

HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN AM/DSB &FM

91

- Cấp nguồn +12 VDC cho mô đun.

Hình 8.1: Kết nối cho hệ truyền dẫn AM và DSB

2.1 KIỂM TRA TRÊN HỆ THỐNG AM

1. Gạt công tắc S1 sang AM và nối một đầu đo của dao động ký với TP4 (tín hiệu

mang tin) điều chỉnh thang trục tung 0.5V/div. và thang thời gian 1 ms/div;

2. Nối đầu đo còn lại với TP19 (tín hiệu mang tin đã được giải điều chế) điều chỉnh

thang đo 0.5V/div.;

3. Chọn máy chức năng để phát sóng hình sin với dải tần từ 0.5 đến 1 kHz, và điều

chỉnh biên độ của tín hiệu lối ra TP4 quan sát được có giá trị 1 VPP (đồng bộ dao

động ký theo tín hiệu này);

4. Điều chỉnh GAIN/AMP 2 (LOW PAS FILTER) sao cho tín hiệu mang tin ở TP19

(đồng bộ theo tín hiệu này) chồng lên tín hiệu của chân TP4;

5. Giảm dần tần số của tín hiệu âm tần mang tin, điều chỉnh thang thời gian, cho tới

khi mức của tín hiệu đã giải điều chế (TP19) giảm –3dB, đó là tỉ số 0.70795: kiểm

tra xem tín hiệu giải điều chế được tái tạo giống với tín hiệu âm tần mang tin, tới

điểm này được xem như là giới hạn dưới của dải làm việc của hệ thống;

92

6. Giảm tần số của tín hiệu mang tin hơn nữa và dựa vào dáng điệu của hai tín hiệu

(TP4 và TP19) điều chỉnh dao động ký thích hợp, cho tới khi nhiễu xuất hiện hầu

khắp tín hiệu đã giải điều chế (TP19): giới hạn này xuất hiện rõ ràng khi suy hao

của tín hiệu điều chế (TP4) xấp xỉ (dải) mức nhiễu trong (intrinsic noise) của hệ

thống khi tần số của nó giảm;

7. Tăng tần số của bộ toạ dao đông tới xấp xỉ 1 kHz và điều chỉnh dao động ký về lại

các cài đặt ban đầu (thang trục tung là 0.5 V/div và thang thòi gian là 1 ms/div.);

giảm dần mức của tín hiệu âm tần điều chế (GAIN/BUFER), điều chỉnh dao động

ký theo đó, tới khi đạt tới giới hạn của nhiễu trong của hệ thống: giới hạn này sẽ

được xác định, cao hơn hoặc thấp hơn, tại mức giống như bài tập trước đó.

8. Thiết lập tín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER) tại giá trị 1 VPP và điều chỉnh các

thang đo của dao động ký giống như trong trường hợp ban đầu; tăng tần số của tín

hiệu điều chế âm tần (điều chỉnh thang thời gian theo cho phù hợp) tới khi biên độ

của tín hiệu đã được giải điều chế (TP19) giảim –3dB, tương ứng với tỉ số 0.70795:

các độ lệch đáng kể của tín hiệu giải điều chế từ tín hiệu âm tần mang tin sẽ không

được tách cho tới điểm này và tần số thu được biểu diễn giới hạn trên của dải làm

việc của hệ thống.

9. Điều chỉnh tần số trở lại dải trung tâm (giá trị một vài kHz), bố trí lại thang thời

gian của dao động ký, và tăng biên độ của tín hiệu điều chế âm tần

(GAIN/BUFFER), cũng thay đổi mức lối ra của bộ tạo dao động, nếu cần thiết, cho

tới khi một vài méo xuất hiện trong tín hiệu đã giải điều chế: giới hạn này chỉ ra

rằng, ngoài hiện tượng bão hoà, 100% của sự điều chế bị vượt quá.

3.2. KIỂM TRA TRÊN HỆ THỐNG DSB

1. Chuyển S1 tới DSB và giữ đầu đo của dao động ký với TP4 (tín hiệu mang tin) và

với TP19 (tín hiệu giải điều chế), thiết lập thang trục tung 1 V/div, và thang thời

gian ms/div. (đồng bộ dựa trên một hoặc hai kênh, ví dụ theo TP4);

2. Đặt GAIN/BUFFER (LOW FREQUENCY) ở chính giữa (mức “mid run”), sau khi

thiết lập tần số của bộ tạo dao động giữa 0.5 và 1 kHz, điều chỉnh biên độ của tín

hiệu lối ra tại giá trị 2 VPP, quan sát trên TP4;

3. Điều chỉnh GAIN/AMP 2 (LOW PASS FILTER) sao cho tín hiệu âm tần từ TP 19

có thể chồng chập (phủ) lên tín hiệu ở TP4;

4. Giảm dần tấn số của tín hiệu âm tần, điêu chỉnh thang thời gian của dao động ký

theo đó, cho tới khi biên độ của tín hiệu giải điều chế (TP19) giảm –3dB, tương ứng

93

với tỉ số 0.70795: những độ lệch đáng kể của tín hiệu giải điều chế được so với tín

hiệu âm tần mang tin sẽ không được xác định cho tới điểm làm việc này và tần số

thu được biểu diễn giới hạn dưới của dải hoạt động của hệ thống;

5. Giảm tần số của tín hiệu âm tần mang tin hơn nũa và dựa trên dáng điệu của hai tín

hiệu (tại TP4 và TP19), điều chỉnh các thang đo của dao động ký một cách hợp lý,

cho tới khi nhiễu xuất hiện rõ ràng trên tín hiệu giải điều chế được (TP19): giới hạn

này xuất hiện rõ ràng khi suy hao của tín hiệu âm tần (TP4) xấp xỉ mức cố định của

đồng bộ khôi phục được, khi tần số của nó giảm, trước khi các nguyên nhân khác

gây nhiễu;

6. Điều chỉnh tần số của bộ tạo dao động trở lại giá trị xấp xỉ 1 kHz và bố trí dao động

ký trở lại các thiết lập ban đầu (thang trục tung 1 kHz và thang thời gian 1ms/div)

và giảm dần mức của tín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER), điều chỉnh các thang trục

tung của dao động ký, cho tới giới hạn tương thích của khôi phục sóng mang: nó sẽ

có giá trị xấp xỉ với mức xác định trong phần trước;

7. Thiết lập tín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER) trở lại giá trị 2 VPP và điều chỉnh

thang của dao động ký trở về thiết lập ban đâu; tăng tần số của tín hiệu điều chế âm

tần (theo đó điều chỉnh thang thời gian phù hợp) cho tới khi biên độ của tín hiệu

giải điều chế được (TP19) là giảm –3 dB, tương ứng với tỉ số 0.70795: tín hiệu giải

điều chế được sẽ luôn luôn tốt cho tới khi dạt tới điểm này và nó được gợi là giới

hạn trên của dải làm việc của hệ thống;

8. Thiết lập tần số trở lại dải trung (giá trị một vài kHz), bố trí lại thang thời gian của

dao động ký, và tăng biên độ của tín hiệu điều chế âm tần (GAIN/BUFFER), cùng

thay đổi mức lối ra của bộ tạo dao động, cho tới khi một vài méo xuất hiện trong tín

hiệu đã giải điều chế: giới hạn này chỉ ra rằng, giới hạn của tính tuyến tính của hệ

thống bắt nguồn từ sự bão hoà của các thành phần của hệ thống.

3.3. KẾT NỐI VỚI MỘT TÍN HIỆU ÂM THANH

Nếu một micro với đầu cắm chuẩn và một loa có khuếch đại âm thanh, các tính

hiệu từ míc có thể sử dụng như là các tín hiệu mang tin và âm thanh phát ra từ loa

chính là tín hiệu giải điều chế.

Tốt hơn trong trường hợp này là sử dụng điều chế AM (S1 gạt sang vị trí AM).

1. Nối micro với MIC đầu ra (LOW FREQUENCY) và loa với OUT 5 (và với chân

đất lối ra).

94

2. Đặt GAIN/BUFFER (LOW FREQUENCY) tại mức không, và GAIN/AMP 2

(LOW PASS FILTER) ở chính giữa (mức “mid run”).

3. Giữ các đầu đo nối với TP4 và TP9, cùng với điều chỉnh thang thời gian cho dao

động ký là 1ms/div như mọi khi.

4. Đưa micro tới một nguồn phát âm thanh (che khuất) hoặc đã để xa bản mạch.

5. Tăng mức của tín hiệu điều chế (GAIN/BUFER) từ từ cho tới khi loa phát ra âm

thanh tái tạo lại.

6. Cân bằng các mức lối vào và lối ra để thu được âm thanh tái tạo với chất lượng tốt

nhất.

7. Quan sát biến thiên của các tín hiệu ở chân TP4 và TP19, điều chỉnh dao động ký

để thu được hiển thị tốt nhất và quan sát rằng chúng là các tín hiệu ngẫu nhiên và các

tín hiệu này được xác định thông qua khái niệm công suất trung bình trên dải thông của

hệ thống.

8. Nếu không có âm thanh ra loa, các điều chỉnh và ước đoán được đưa ra dựa trên

quan sát thu được các tín hiệu từ TP4 và TP19; quan sát xem một điều kiện tốt cho hệ

thống có thể ước đoán khoảng 0.5 V của mức lối vào bình phương trung bình (TP4).

9. Nối một máy phát chức năng, điều chỉnh với một âm tần tại dải trung tâm (cỡ một

vài kHz), tạo ra một tín hiệu xấp xỉ 1.5 VPP, thay thế míc; tính toán độ khuếch đại của

hệ thống (tỉ số giữ biên độ của tín hiệu ở chân TP19 và TP4), giữ điều chỉnh lối ra

không đổi, nếu có tín hiệu phát ra từ loa, hoặc điều chỉnh chỉnh lối ra với mức khuếch

đại là đơn vị.

10. Giảm mức của lối vào tới không (GAIN/BUFFER) và ước định một cách định tính

giá trị (trong VPP) của nhiễu hệ thống ở chân TP19 (giữ điều chỉnh lối ra không đổi).

11. Ước đoán này, được chuyển đổi thành lối vào thông qua hệ số khuếch đại của hệ

thống (bằng 1, khi không có loa), có thể đưa ra một cách lý tưởng của nhiều hệ thống

hiện hữu tại lối vào của bộ điều chế, trong các điều kiện thông thường.

12. Các hoạt động được mô tả trên có thể lặplại với điều chế DSB, cung cấp mức tham

chiếu lối vào (bước 8) có thể điều chỉnh lên tới (xấp xỉ 0.75 Vrms) và nhiễu bên trong sẽ

không thể ước đoán (bởi vì mất đồng bộ của bộ nhận).

3.4. HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN FM

Bố trí mô đun như được chỉ ra dưới đây (hình 8.2):

- Đưa vào cấu hình cơ bản J3(B), J4(A), J1 và J2 được nối, S2 (1kHz) và bộ chia

khả trình-PROGRAMMABLE DIVIDER (450)

95

- Nối máy phát chức năng với LF IN (LOW FREQUENCY)

- Nối LF OUT (LOW FREQUENCY) với BUF IN; OUT 3 với MOD IN 1 (FM

MODULATOR)

- Sau đó nối FM OUT (FM MODULATOR) với FM IN (FM

DEMODULATOR); DEM OUT với LPF IN (LOW PASS FILTER)

- Đặt GAIN/BUFFER (LOW FREQUENCY) ở chính giữa (“mid run”)

- Đặt GAIN/AMP 2 (LOW PASS FILTER) ở chính giữa (“mid run”)

- Cấp nguồn cho mô đun với +12 VDC.

3.4- 1. Kiểm tra trên hệ thống FM

1. Nối một đầu đo của dao động ký với TP4 (tín hiệu mang tin) và đầu đo khác với

TP19 (tín hiệu giải điều chế), cùng với thang thời gian ms/div và thang tung độ 1V/div;

2. Chuyển chế độ của máy phát chức năng tới sóng sin với dải tần số 0.5 tới 1 kHz, và

điều chỉnh biên độ của lối ra để quan sát được tín hiệu 2 VPP ở chân TP4 (đồng bộ dựa

trên tín hiệu này).

3. Điều chỉnh GAIN/AMP 2 (LOW PAS FILTER) sao cho tín hiệu mang tin của chân

TP19 có thể chồng lên trên tín hiệu tại TP4.

4. Giảm dần tần số của tín hiệu mang tin, đồng thời điều chỉnh thang thời gian của dao

động ký, cho tới khi mức của tín hiệu được điều chế (TP19) giảm –3dB, tương ứng với

tỉ số 0.70795: kiểm tra xem tín hiệu giải điều chế được có tái tạo lại tốt tín hiệu mang

tin, tới điểm này sẽ xác định được giới hạn dưới của dải làm việc của hệ thống.

5. Giảm tần số của tín hiệu âm tần mang tin thêm nữa và dựa trên biến thiên của hai

tín hiệu tại (TP4 và TP19), điều chỉnh các thang của dao động ký, cho tới khi nhiễu phủ

hoàn toàn tín hiệu dải điều chế được (TP19): giới hạn này xuất phát từ suy hao gây bởi

các bộ lọc lối vào của tín hiệu đã điều chế (tín hiệu được giải điều chế ở TP4), và sự

mất độ nhạy của bộ điều chế với các tần số thấp, do đó đáp ứng của hệ thống tiến tới

mức nhiễu nội tại của nó.

6. Tăng tần số của bộ tạo dao động chở lại với xấp xỉ 1 kHz và điều chỉnh dao động

ký trở lại các thiết lập ban đầu (thang trục tung 1V/div. và thang thời gian 1ms/div);

sau đó giảm mức của tín hiệu điều chế âm tần (GAIN/BUFFER) cho tới khi một tín

hiệu lối ra có thể vẫn phân biệt được với nhiễu khi mức giới hạn của các thành phần

điều chế tương ứng với nhiễu hệ thống.

96

Hình 8.2: Kết nối cho một hệ thống FM

7. Tăng tín hiệu được điều chế (GAIN/BUFFER) chở lại 2 VPP, và điều chỉnh dao

động ký về các thiết lập ban đầu; tăng tần số của tín hiệu âm tần điều chế (điều chỉnh

thang thời gian hợp lý) cho tới khi biên độ của tín hiệu giải điều chế thu được (TP19)

giảm –3dB, tương ứng tỉ số 0.70795 (hoặc méo trên tín hiệu giải điều chế được bắt

nguồn từ suy hao tuyến tính của bộ giải điều chế đối với độ lệch pha vượt nguỡng xuất

hiện): tần số thu được thể hiện giới hạn trên của dải làm việc của hệ thống.

8. Đặt tần số trở lại dải trung tâm (giá trị khoảng một vài kHz), đặt lại thang thời gian

của dao động ký, và tăng biên độ của tín hiệu điều chế âm tần (GAIN/BUFFER), bằng

cách thay đổi mức lối ra của bộ tạo dao động, nếu cần thiết, và tăng độ lệch ΔF và chỉ

số điều chế mf, cho tới khi các méo trên tín hiệu dải điều chế được là rõ rệt: điều kiện

này chỉ ra suy hao tuyến tính của hệ thống bắt nguồn từ sự vượt quá dải FM tương ứng

với các giới hạn dải làm việc của bộ giải điều chế hoặc hiện tượng bão hoà xảy ra;

3.4- 2. Kết nối với một tín hiệu âm thanh

Đối với kết nối kiểu này, lặp lại các bước như ở đoạn 8.3.3 đối với các hệ thống điều biên. Trong các hệ thống FM, khi không có loa với bộ khuếch đại, mức bình phương trung bình của tín hiệu được xem như là điểm tham chiếu đối với lối vào (TP4), có thể ước lượng xấp xỉ 0.75 V.