Chapter 9Chapter 9 振幅调制与解调振幅调制与解调§9.1 §9.1 频谱搬移电路的特性频谱搬移电路的特性§9.2 §9.2 振幅调制原理振幅调制原理§9.3 §9.3 振幅调制方法与电路振幅调制方法与电路§9.4 §9.4 振幅解调（检波）原理与电路振幅解调（检波）原理与电路

§9.1 频谱搬移电路的特性 非线性电路具有频率变换的功能，即通过非线性器件相乘的作用产生与输入信号波形的频谱不同的信号。 当频率变换前后，信号的频谱结构不变，只是将信号频谱无失真在频率轴上搬移，则称之为线性频率变换，具有这种特性的电路称之为频谱搬移电路。如下图所示

非线性器 件主振

带通f0, 2Fmax

调制信号

f0

f

f0 fmax f0 2f0

ff0

f

(a) 调幅原理

中放来 非线性器 件

低通 Fmax

到功放

0Fmax

f0 fFmax f1 2f1

f1

f

(b) 检波原理

2) 从频谱结构看，上述频率变换电路都只是对输入信号频谱实行横向搬移而不改变原来的谱结构，因而都属于所谓的线性频率变换。

1) 它们的实现框图几乎是相同的，都是利用非线性器件对输入信号频谱实行变换以产生新的有用频率成分后，滤除无用频率分量。

3) 频谱的横向平移从时域角度看相当于输入信号与一个参考正弦信号相乘，而平移的距离由此参考信号的频率决定，它们可以用乘法电路实现。

非线性器 件本振

带通fi, 2Fmax

高放

f0

f

到中放

fi=fO-fS

fS

ffi

f…

fif

(c) 混频原理

§9.2 振幅调制原理一、概述 调制是将要传送的信息装载到某一高频振荡 ( 载频 ) 信号上去的过程。

按照所采用的载波波形区分，调制可分为连续波( 正弦波 ) 调制和脉冲调制。

连续波调制以单频正弦波为载波，可用数学式表示，受控参数可以是载波的幅度 A ，频率或相位。因而有调幅 (AM) 、调频 (FM) 和调相 (PM) 三种方式。

脉冲调制以矩形脉冲为载波，受控参数可以是脉冲高度、脉冲重复频率、脉冲宽度或脉冲位置。相应地，就有脉冲调幅 (PAM ，包括脉冲编码调制 PCM) ，脉冲调频 (PFM) ，脉冲调宽 (PWM) 和脉冲调位 (PPM) 。

本课程只研究各种正弦调制方法性能和电路。

二、调幅波的性质

设 简谐调制信号 载波信号

tcosV)t( vtcosV)t( o00 v

1. 调幅波的数学表达式

则 调幅信号为

tcosVKV)t(V do

)tcosV

VK1(V

o

do

)tcosm1(V ao

称为调幅指数即调幅度，是调幅波的主要参数之一，它表示载波电压振幅受调制信号控制后改变的程度。一般 0 ＜ ma≤1 。

o

da V

VKm

通常调制要传送的信号波形是比较复杂的，但无论多么复杂的信号都可用傅氏级数分解为若干正弦信号之和。为了分析方便起见，我们一般把调制信号看成一简谐信号。

2. 普通调幅波的波形图

当载波频率 调制信号频率， 0 ＜ma≤1 ，则可画出和已调幅波形分别如下图所示。从图中可看出调幅波是一个载波振幅按照调制信号的大小线性变化的高频振荡，其振荡频率保持载波频率不变。

o

o

mino

o

omax

o

minmax

a V

VV

V

VV

V

)VV(21

m

当时 ma ＝ 1 时，调幅达到最大值，称为百分之百调幅。若 ma >1 ， AM 信号波形某一段时间振幅为将为零，称为过调制。

to

v(a) 调制信号

v oVmax

t

(b)已调波形由非正弦波调制所得到的调幅波形

v(t)

ot

过调制波形图

调制度的变化在时域上的表现

调制度的变化在频谱上的表现

3. 调幅信号的频谱及带宽将调幅波的数学表达式展开，可得到

tcos)tcosm1(V)t( oao v

t)cos(Vm2

1t)cos(Vm

2

1tcosV ooaooaoo

max

0

0–max

0+

max

非正弦波调幅信号的频谱图

由图看出调幅过程实际上是一种频谱搬移过程，即将调制信号的频谱搬移到载波附近，成为对称排列在载波频率两侧的上、下边频，幅度均等于

oaVm2

1

对于单音信号调制已调幅波，从频谱图上可知其占据的频带宽度 B=2 或 B=2F (=2F) ，对于多音频的调制信号，若其频率范围是，则已调信号的频带宽度等于调制信号最高频率的两倍。

调制信号频率变化对输出波形的影响

4. 普通调幅波的功率关系将 作用在负载电阻 R 上tcos)tcosm1(V oao)t( v

载波功率R

V

2

1P

2o

oT

每个边频功率 ( 上边频或下边频 )

oT2

a

2oa

2SB1SB Pm4

1

R

Vm21

2

1PP

在调幅信号一周期内， AM 信号的平均输出功率是

oT2aDSBoTAM P)m

2

11(PPP

因为 ma≤1 ，所以边频功率之和最多占总输出功率的 1/3 。 调幅波中至少有 2/3 的功率不含信息，从有效地利用发射机功率来看，普通调幅波是很不经济的。

三、抑制载波的双边带调幅波与单边带调幅波1. 抑制载波的双边带调幅波

为了克服普通调幅波效率低的缺点，提高设备的功率利用率，可以不发送载波，而只发送边带信号。

这就是抑制载波的双边带调幅波 (DSB AM)其数学表达式为

t)cos(Vm2

1t)cos(Vm

2

1)t(V ooaooaDSB

tcostcosV)t(V ooDSB

其所占据的频带宽度仍为调制信号频谱中最高频率的两倍，即 maxDSB F2B

2. 单边带调幅波

上边频与下边频的频谱分量对称含有相同的信息。也可以只发送单个边带信号，称之为单边带通信(SSB) 。

t)cos(Vm2

1)t(V ooa

t)cos(Vm2

1)t(V ooa

其表达式为：

或

maxSSB FB 其频带宽度为：

电压表达式

普通调幅波tcos)tcosm1(V 0a0

载波被抑制双边带调幅波tcostcosVm 00a

单边带信号t)cos(V

2

m00

a

)t)cos(V2

m( 00

a 或

波形图

频谱图

0- 0+

m0a Vm2

1

0-

0+

m0a Vm2

1

信号带宽 )

2(2

)2

(2

)

2(2

0-

0+

表 9-1 三种振幅调制信号

3. 残留边带调幅

0.75MHz6MHz

1.25MHz6.25MHz

fc

f

0.75MHz

中频6.25MHz f

0.75MHz

50%

(a) 广播电视台系统发端滤波器特性 (b) 电视接收系统中频滤波器特性

残留边带调幅 (记为 VSB AM) 它在发射端发送一个完整的边带信号、载波信号和另一个部分被抑制的边带信号。 这样它既保留了单边带调幅节省频带的优点，且具有滤波器易于实现、解调电路简单的特点。

在广播电视系统中图象信号就是采用残留边带调幅。

§9.3 振幅调制方法与电路

调幅波的共同之处都是在调幅前后产生了新的频率分量，也就是说都需要用非线性器件来完成频率变换。

带通 v AM(t)

o

v(t)

V0(t)

(a) 普通调幅波实现框图

v(t) vDSB(t)

vo(t)

(b) 抑制载波的双边带调幅波

v(t) v DSB(t)带通

v SSB(t)

v o(t)

0+

或0–

(c) 单边带调幅波实现框图

原理框图如下：

一、概述

高电平调幅电路 一般置于发射机的最后一级，是在功率电平较高的情况下进行调制。 低电平调幅电路 一般置于发射机的前级，再由线性功率放大器放大已调幅信号，得到所要求功率的调幅波。

按调制电路输出功率的高低可分为：

二、低电平调幅电路1. 简单的二极管调幅电路 +

–

CL

R

+

–vo

v

+

–vo

+ –vD

i

二极管调幅电路

调制信号和载波信号相加后，通过二极管非线性特性的变换，在电流 i 中产生了各种组合频率分量，将谐振回路调谐于，便能取出和的成分，这便是普通调幅波。

(1) 平方律调幅－二极管信号较小时的工作状态 3

D32D2D10 vavavaai

tcosVtcosV c000D vvv

当 vD很小时，级数可只取前四项

经分类整理可知： 是我们所需要的上、下边频。这对边频是由平方项产生的，故称为平方律调幅。其中最为有害的分量是 项。

0

20

由于二极管不容易得到较理想的平方特性，因而调制效率低 , 无用成分多，目前较少采用平方律调幅器。

(2) 开关式调幅 在大信号情况应运时，依靠二极管的导通和截止来实现频率变换，这时二极管就相当于一个开关。

满足 的条件时，二极管的通、断由载波电压决定。

VV0

输出调幅波有用电流分量

v2

+ –

i2D2

D1

+

–

vi

iL1.2

R

+

v2

v 1

+ –

D4

D3

+

– –

i3

vi

iL3.4

RL

–

i1

v1

v1 v1

(b)(a)

–v2

+v2

i1

+v 2

v 2

–

+

由两个二极管组成的平衡开关调幅器

t

vo

平衡调制器输出的电压波形

ttVgi D )cos()cos(4

000

普通调幅波的高频振荡是连续的，可是双边带调幅波在调制信号极性变化时，它的高频振荡的相位要发生 180 的突变，这是因为双边带波是由 v0 和 v 相乘而产生的。

2. 环形调制器 在平衡调制器的基础上，再增加两个二极管，使电路中 4 个二极管首尾相接构成环形，这就是环形调制器。

D1Tr1 Tr2 iL

D4

D3

21:1

v0

21:1

v RLv v +–

v0

–+v

+D2 –

环行调制器原理图

= gDV[cos(0)t+cos(0–)t]0i

4

振幅比平衡调制器提高了一倍，并抑制了低频分量，因而获得了广泛应用。

从其正负半周期的原理图可知环形调制器输出电流的有用分量

D1Tr1 Tr2

i1

21:1v0

21:1

RL–+

v +–

+D2

–

v

i2

iL1

Tr1 Tr2

i3

21:1v0

21:1

RL–+

v +–

+ –

v

i4

iL1

iLKD4

D3

(b)(a) 环型调制器等效电路

3. 模拟相乘器调幅电路（自学）

4. 产生单边带信号的方法(1) 滤波法

v

v0

v DSBo

带通滤波器

vSSBo+

(或)0–单边带输 出

0

0–max

0+

max

0+max

0

0–max

滤波器法实现单边带调制

FBM1

音频

1 BM2

2 BM3

3 强放

f2+f1+Ff1F f1+F

f2(f1+F) f2

(f2+f1+F)

OSC1 OSC2 OSC3

f1

f0+Ff1+f2+f3+F=f0+F

f2 f3

实际滤波器法单边带发射机方框图

DSB 信号经过带通滤波器后，滤除了下边带，就得到了 SSB 信号。由于 0>>max ，上、下边带之间的距离很近，要想通过一个边带而滤除另一个边带，就对滤波器提出了严格的要求。

为什么实际中使用的单边带滤波器不是在高频段直接进行滤波，而是先在低频进行滤波，然后进行频率搬移？

问题

(2) 相移法相移法是利用移相的方法，消去不需要的边带。如图所示

调制信号

V0sint

调制信号 90

移相网络载波 90

移相网络

平 衡调幅器 A

平 衡调幅器 B

V0cos0t

v 2=Vcostsin0t

V0sin0t

V1=Vsintsin0t

合 并网 络

v3

单边带输 出

载 波振荡器

相移法单边带调制器方框图

图中两个平衡调幅器的调制信号电压和载波电压都是互相移相 90° 。

Ω)t]cos(ωΩ)tV[cos(ω 00

2

1

sinsin 01 tωtVv

])cos()ω[cos(2

1

ωcosΩcos

00

02

ttV

ttV

v

因此，输出电压为t)cos(KV)(K 0213 vvv

这种方法原则上能把相距很近的两个边频带分开，而不需要多次重复调制和复杂的滤波器。

但这种方法要求调制信号的移相网络和载波的移相网络在整个频带范围内，都要准确地移相 90°。这一点在实际上是很难做到的。

(3) 修正的移相滤波法BM1

v1= vv 低通滤波器 BM3

90移相网络

v=cos1t

BM2低通滤波器 BM4

v2= vΩv

v=sin1t

音频振荡器

BM-平衡调幅器音频输入V(t)=sint 90移相

网络

v0=cos1t

v0=sin2t

载波振荡器

合并网络

v3v4

SSB输出

v1=sint sin1t v2=cos(1–)t v3=v v3=sin2t

cos(1-)t

v2=sint cos1t v4=cos(1–)tv4=v0

v3=sin2t sin(1–)t

修正的移相滤波法

这种方法所用的 90° 移相网络工作于固定频率，因而克服了实际的移频网络在很宽的音频范围内不能准确地移相 90° 的缺点。

这种方法所需要的移相网络工作于固定频率 1

与 2 ，因此制造和维护都比较简单。它特别适用于小型轻便设备，是一种有发展前途的方法。

三、高电平调幅电路 高电平调幅电路需要兼顾输出功率、效率和调制线性的要求。最常用的方法是对功放的供电电压进行调制。 根据调制信号控制方式的不同，对晶体管而言，高电平调幅又可分为基极调幅和集电极调幅。1. 集电极调幅电路

vb(t)

+

+

–

–

VcT–

+ –

VBB

– +Vc(t)

+vCE

vBE

–

+ –

L Cvc

v +

集电极调幅电路

调制信号 经低频变压器加在集电极上，并与直流电源电压 VcT 相串馈。高频载波 v0(t)=v0cos经高频变压器加在基极回路中。

tcos vv

集电极调幅在调制信号一周期内的各平均功率为：1) 集电极有效电源电压 Vc(t)供给被调放大器的总平均功率

)m2

11(PP 2

aTav

2) 集电极直流电源 VcT 所供给的平均功率则为COTCTT IVPP

3) 调制信号源 Vc供给的平均功率

COTCT

2a

avc IV2

mPPP

4) 平均输出功率 )m2

11(PP 2

aT0oav

5) 集电极平均耗散功率 )m2

11(PP 2

aCToav

6) 集电极效率T2

aT

2a

oT

av

oavav

)2

m1(P

)2

m1(P

P

P

故：

2) 总输入功率分别由 VCT 与 VC 所供给， VCT供给用以产 生载波功率的直流功率 P=T ， VC 则供给用以产生边 带功率的平均功率 PDSB 。

1) 平均功率均为载波点各功率的 ( )倍2am

2

11

3) 集电极平均耗散功率等于载波点耗散功率的 ( ) 倍， 应根据这一平均耗散功率来选择晶体管，以使 PCM≥Pcav 。

2am

2

11

4) 输出的边频功率由调制器供给的功率转换得到，大功 率集电极调幅就需要大功率的调制信号电源。

2. 基极调幅电路

Cvb(t)

Vcc

+ L

–+–VBT vb

+ –+–

– +

VB(t)

Vcc

vc(t)

基极调幅电路

与集电极调幅电路同样的分析，可以认为 VB(t)=VBT+v(t) 是放大器的基极等效低频供电电源。

因为 VB(t)随调制信号 v(t) 变化，如果要求放大器的输出电压也随调制信号变化，则应使输出电压随 VB(t) 变化。 放大器应工作在欠压区，保证输出回路中的基波电流Ic1m 、输出电压 Vc(t) 按基极供电电压 VBT(t) 变化，从而实现输出电压随调制电压变化的调幅。

§9.4 振幅解调 ( 检波 ) 原理与电路一、概述

振幅解调 ( 又称检波 ) 是振幅调制的逆过程。它的作用是从已调制的高频振荡中恢复出原来的调制信号。

从频谱上看，检波就是将幅度调制波中的边带信号不失真地从载波频率附近搬移到零频率附近 , 因此，检波器也属于频谱搬移电路。

检波器的组成应包括三部分，高频已调信号源，非线性器件， RC低通滤波器。其组成原理框图如下图所示，它适于解调普通调幅波。

包络检波

同步检波检波器分类 : 平方率检波

峰值包络检波平均包络检波

解调输出

载波信号v0(t)=cos0t

v(t)

调幅信号

vs(t)

低 通滤波器

载波被抑制的已调波解调原理

二、二极管 ( 大信号 ) 峰值包络检波器 二极管 ( 大信号 ) 包络检波器

串联型二极管包络检波电路并联型二极管包络检波电路

C

+ +

v RL

+ +

充电放电

iD

v i

––

–

串联型二极管包络检波器

如图所示串联型二极管包络检波器 RL 、 C 为二极管检波器的负载，同时也起低通滤波器作用。 一般要求的输入信号大于 0.5V，所以称为大信号检波器。

RLC 电路：

二是作为检波器的负载，在其两 端输出已恢复的调制信号。

一是起高频滤波作用。

故必须满足

Lo

Rc

1

Lmax

RC

1

o

vi

t

vc

t1

t2

二极管检波器的波形图

其检波图如右图

及

2. 包络检波器的质量指标1) 电压传输系数 ( 检波效率 )

iad Vm

VK

输入调幅波包络振幅 检波器的音频输出电压

另外： cosKd --- 电流通角3

d

R

R3

R --- 检波器负载电阻Rd --- 检波器二极管内阻

当 R>>Rd 时， 0 ， cos1 。即检波效率 Kd接近于 1 ，这是包络检波的主要优点。

2) 等效输入电阻 Rid

im

imid I

VR Vim --- 输入高频电压的振幅

Iim --- 输入高频电流的的基波振幅

由于二极管输入电阻的影响，使输入谐振回路的 Q 值降低，消耗一些高频功率。这是二极管检波器的主要缺点。

3) 失真 ① 惰性失真

o

vi

t

vc

t1t2

惰性失真

由于负载电阻 R 与负载电容 C 的时间常数 RC太大所引起的。这时电容 C 上的电荷不能很快地随调幅波包络变化 , 从而产生失真。

为了防止惰性失真，只要适当选择 RC 的数值，使检波器能跟上高频信号电压包络的变化就行了。

也就是要求dt

d cvdt

Vd m>

或写成 a

2a

max m

m1RC

在工程上可按 maxRC≤1.5 计算。

②负峰切割失真 (底部切割失真 )

检波器输出常用隔直流电容 Cc 与下级耦合，如图所示。 Rg代表下级电路的输入电阻。

+ +

vC

+

R Rg

VC

Cc

vi

D

–

–––

考虑了耦合电容 Cc 和低放输入电阻 Rg 后的检波电路

为了有效地传送低频信号，要求

gc

RC

1

则检波过程中， Cc 两端建立了直流电压经电阻 R 和 Rg 分压，在R 上得到的直流电压为：

img

R VRR

RV

对于二极管来说， VR 是反偏压，它有可能阻止二极管导通，从而产生失真。

Vim

O

v

VR

maVim

负峰切割失真波形

为了避免底部切割失真，调幅波的最小幅度Vim(1–ma)必须大于 VR

img

aim VRR

R)m1(V

R

R

R

R//R

RR

Rm ~g

g

ga

即：

③ 非线性失真

④ 频率失真

这种失真是由检波二极管伏安特性曲线的非线性所引起的。

这种失真是由于耦合电容 Cc 和滤波电容 C 所引起的。Cc 的存在主要影响检波的下限频率 min 。为使频率为 min 时， Cc 上的电压降不大，不产生频率失真，必须满足下列条件：

gcmin

RC

1

gminc R

1C

或

电容 C 的容抗应在上限频率 max 时，不产生旁路作用，即它应满足下列条件： R

C

1

max

或

RC

max

1

一般 Cc约为几 F ， C约为 0.01F 。

低 通

滤波器vs

vt

v

i

乘积检波电路

三、同步检波器乘积检波平衡同步检波

1.乘积检波器(1) 工作原理

包 络

检波器vs

vt

v

v

平衡同步检波电路

tcostcosV 11s v )tcos(V 00 tv

)tcos()tcost(cosVV 11012 tsvvv

tcoscosVV2

1010 v经过低通滤波后

]t)2cos[(VV4

1tcoscosVV

2

110101

]t)2cos[(VV4

1101

低通滤波器

Vs V0

i

Vt

乘积检波器

2. 三极管同步检波电路采用包络检波器构成同步检波电路，它的实现模型如图所示。 非线性

器件低通滤波器

包络检波器

vs

v1

v0

同步检波实现模型

其原理电路见右

+v r–

D

CRL

+

v0

–

~

~

+vs–

同步检波原理电路

设输入信号为抑制载波的双边带tcostcosV 0sms v

本地振荡信号 tcosV 0rmr v

则它们的合成信号tcostcos

V

V1V 0

rm

srmrs

vvv

故当smrm VV 1

V

Vm

rm

sma 时

因此，通过包络检波器便可检出所需的调制信号。

实际应用电路常采用平衡调制器构成同步检波电路。

D 1

D 2

C

CRL

RL v

01(t)

vs

v 02(t)

v r(t)V

s(t)

Vs(t)

+

–

+

–

+ –

+

–+

–

+

V0

–

平衡滤波检波器

如图

3. 单边带信号的接收 (SSB)

单边带信号的接收过程正好和发送过程相反。

f0+F 第一混频高放

第一中放

第二混频

第二中放带通滤波

乘积检波器

低通滤波

第一本振

第二本振

第三本振

低放

f0+F fi1+F fi1+F fi2+F fi2+F

f1=fi1+f0 f2=fi2+fi1 fi2 F

单边带接收机方框图

它是二次变频电路。fi1 较高，用调谐回路即可选出所需的边带。fi2 较低，一般采用带通滤波器取出单边带信号。单边带信号与第三本振载波信号在乘积检波器中进行解调，经过低通滤波器后，即可获得原调制信号。