6. JednaineDate su jednacine za spustac napona u kontinualnom
rezimu rada. ULAZNI NAPON12V
IZLAZNI NAPON1,8V
MAKSIMALNA SNAGA120W
UESTALOST50 kHz
TALASNOST STRUJE KALEMA30 %
TALASNOST IZLAZNOG NAPONA10 mV
6.1 KalemVrednost kalema i njegova vrna struja su odreeni na
naznaenoj maksimalnoj talasnosti struje kalema.
Za uslove date u tabeli vrednost kalema bi trebala biti:
Kada se uzme u obzir poveanje radnog ciklusa od 10% za
kompenzaciju gubitaka snage, jednaina postaje:
Variranje radnog ciklusa koje je zasnovano na gubicima elektrine
energije u pretvaraima visoke efikasnosti obino nema veliki uticaj
na vrednost kalema i moe se ignorisati u izboru kalema.Praktino je
izabran kalem od 150nH.Vrna struja kalema je onda:
Za datu situaciju kalem mora izdrati maksimalnu vrednost struje
od 77A, a da pri tome ne ode u zasienje. Vano je da kalem odri
svoju induktivnost na povienoj radnoj temperaturi baziranoj na
temperaturi ploe i gubici u kalemu se sastoje od gubitaka u
magnetnom jezgru i gubitaka na otporu kalema (DCR- the DC
Resistance of the inductor).Zasienje kalema e dovesti do prekomerne
struje na MOSFET-u, uticae na pouzdanost primenjenog kola ili ak
dovesti do naglog unitenja zbog preoptereenja MOSFET-a.DCR gubitak
moe biti priblino izraunat iz DCR vrednosti na radnoj
temperaturi:
Uticaj talasnosti struje na DCR gubitke obino se moe zanemariti.
Meutim, gubici u jezgru zavise u velikoj meri od jednog do drugog
materijala kao i od njihovog oblika. Zato materijal od koga je
napravljeno jezgro kalema mora biti ispravno izabrano da se osigura
da e gubitak u jezgru biti u specifinim granicama pod ciljanim
uslovima.Pretpostavljajui da je DCR jednak 0,2 m , gubitak snage u
kalemu e biti:
To je prilino visoka vrednost DCR gubitka. Bolji izbor e biti
dvofazni sputa sa manjim kalemom i prema tome manjim gubicima. Bilo
koji gubitak u otporu u primenjenom kolu odreen je sa kvadratom
izlazne struje, pa time ovi gubici mogu biti u velikoj meri
smanjeni ako imamo vie strujnih krugova.
Za dvofazno reenje struja zasienja neophodna je struja od 39 A.
Ovo daje vei spektar mogunosti izbora komponenti (aktivnih i
pasivnih), tako da dizajn moe biti pravilno optimizovan
(prilagoen). U narednim primerima za dvofazni pristum e biti
procedure prorauna pojedinih delova.6.2 IspravljaIspravljaka dioda
D1 sadri gubitke u stanju direktnog provoenja :
U naem sluaju na diodi se imaju gubici::
Gubici snage sinhronog ispravljaa su dati relacijom:
Svaki miliom RDSON u sinhronom MOSFET ispravljau pravi gubitke u
stanju provoenja:
BSC010NE2LS ima tipian RDSON od 1m pri naponu gejta od
5V.Dodatna razmatranja za sinhroni FET ispravlja se odnose na
gubitke inverznog oporavka, gubitke usled mrtvog vremena i gubitke
u kolu gejta. Svi ovi gubici ustvari predstavljaju dinamike
karakteristike.Gubitke usled inverznog oporavka je dosta teko
odrediti, poto zavise od mnotva parametara. Meutim, obzirom na
state-of the art prekidakih MOSFET-ova, ovo obino nee igrati
bitniju ulogu u konkretnom izboru MOSFET-a. Neki MOSFET-ovi imaju,
u svojoj internoj strukturi, implementiranu inverznu bajpas diodu.
Ovi FET prekidai imaju prednost pri inverznom oporavku. Glavni
kriterijum za niske dead time gubitke je drajversko kolo koje
kontrolie gejt prekidakog FET-a i sinhronog ispravljakog MOSFET-a
sa minimalnim vremenom izmeu njih.Dead timegubici su direktno
proporcionalni prekidakoj frekfenciji:
Na primer pretpostaviemo da je frekvencija prekidanja 300kHZ i
dead time po iskljuenju 10ns. Pad napona na diodi je 0,8V. Stoga su
dead time gubici:
Upravljaki napon VGsdrive je jo jedan kritian radni parametar.
Utie na RDSON i brzinu prekidanja MOSFET-a. Napon gejta MOSFET-a i
njegov RDSON su meusobno obrnuto proporcionalni u datoj topologiji.
Stoga, najpogodniji MOSFET zavisi takodje od izabrane frekvencije
prekidanja i napona gejta.Takoe gubici u kolu gejta su direktno
proporcionalni frekvenciji prekidanja:
Na primer imamo MOSFET BSC010NE2LS sa naelektrisanjem gejta od
34 nC pri 5V napona na gejtu i 12V VDS:
Da bi smo sagledali vezu izmeu naelektrisanja gejta i RDSON,
obino se koristi faktor vrednosti (FOM-Figure Of Merit):
Slika prikazuje karakteristike naboja gejta MOSFET-a da bi se
vuzualizovali parametri naelektrisanja gejta.
Slika 6.2.1 Karakteristika naelektrisanja gejta i parameter
discription6.3 Prekidanje MOSFET-aSputa napona (buck converter) je
teko upravljiva (hard-switched) topologija. Prekidanje MOSFET-a
mora da lii na idealan prekida, male otpornosti i brzog prekidanja.
Kao i sa sinhronim ispravljakim MOSFET-om, faktor vrednosti (FOM)
postavlja granice kako bi se MOSFET pribliio idealnom prekidau. Za
sputa napona (buck converter), ovo su najvaniji kriterijumi za
izbor MOSFET-a: Nizak faktor vrednosti (FOM) za - RDSONQG i
RDSONQOSS Odnos QGD/QGS tresistive, onda se induktivno ogranieno
prekidanje primenjuje.Na primer BSC050NE2LS je tipian HS-MOSFET u
OptiMOS25 V tehnologiji. Pri naponu gejta od 5V njegov tipian RDSON
je 5,5 m. Njegovo naelektrisanje gejta pri 5V sa 12 V VDS je 5,5
nC.Njegovo naelektrisanje gejta FOM za 5 V (FOMQG) je 30,25 mnC. U
12 V ulaznoj pretvarakoj aplikaciji sa parazitnom induktivnou od
1,4 nH i strujom faze od 33,3 A, trenutno vreme prolaska ogranieno
parazitnom induktivnou je:
Otpor gejta BSC050NE2LS je 0,5 . Njegov QGS je 2,2 nC na naponu
platoa (ravni deo karakteristike) od 2,8V. Prag napona je 1,6V.
Period ukljuivanja HS-MOSFET-a sa drajverom od 1 otpora izvora pri
5V javlja u:
Ukljuivanje MOSFET-a traje manje od jedne sedmine vremena struje
tranzicije. Posedovanje odgovarajueg krunog dizajna bez znaajnog
source feedback e omoguiti induktivno ogranieno prekidanje i time
najnie prekidake gubitke. Obino se moe videti prebacivanje
(tranzicija) izmeu induktivno ogranienog prekidanja i otporom
ogranienog prekidanja pri specifiranom strujnom nivou pri kojem se
naponski pik u tom voru menja kaviim vrednostima pri induktivnom
optereenju.Navedena induktivna povratna sprega je veoma kritian
aspekt dizajna. Paket izbora bi bilo idealan da nema induktivnu
povratnu spregu u gejt drajv putanji. Stoga poeljni paketi su
CanPAK , blade-package ili bilo koja integrisana reenja kao to su
DrMOS i DrBlade.Na primer evo kako prekidaki gubici mogu biti
izraunati:
Primetiti: Kada je tresistive < tinductive < 2 tresistive
otporni ogranieni gubici se moraju delimino uzeti u obzirRezime
HS-gubitaka ( osim gubitka inverznog oporavka LS-MOSFET interne
diode):
Ukupni gubici su oko 1,17W. Prekidaki gubici su samo oko jedne
etvrtine gubitaka provoenja. Ovo izgleda veoma neuravnoteeno,
BSC050NE2LS je najvii RDSON u datom paketu i tehnologiji. To
omoguava viim prekidakim frekvencijama da balansiraju gubitke. Ako
je to razumno zavisi od entire converter stage i ciljeva
efikasnosti.Meutim, prorauni su uraeni samo za izlaznu struju od
33,3A. Visok odnos takoe osigurava da induktivno ogranieno
prekidanje preovlauje nad velikom opsegu niskih struja, tako da
ostaje visoka efikasnost u celom opsegu.Naelektrisanje gejta i
izlazno naelektrisanje koje se odnosi na gubitke su mali u
poreenju. Oni e postati relevantni kada se uzme u obzir rad pri
niskim strujama.Rezime LS-gubitaka (osim gubitaka inverznog
oporavka LS-MOSFET interne diode):
Ukupni gubici su oko 1,05W. Dakle, HS-FET i LS-FET RDSON-izbor
izgleda da je dobro odabran u odnosu na distribuciju gubitka snage
izmeu ova dva ureaja.6.4 Izlazni kondezatorFunkcija izlaznog
kondezatora je da filtrira talasnost struje kalema i obezbedi
stabilan izlazni napon. On takoe mora da osigura da nagle promene
optereenja na izlazu mogu biti podrani pre nego to regulator bude u
stanju da reaguje.Ovo su dva razliita kriterijuma koja definiu
vrednost i konkretan dizajn izbora izlaznog kondezatora.6.4.1
Kriterijum filtera 1 (na osnovu talasnosti struje filter kalema za
n faza)
ICout je vektorski zbir talasnosti struja svih faza. Promena
naelektrisanja na izlaznom kondezatoru izaziva talasnost
napona:
Napon na Cout menja se sa naelektrisanjem:
Prema tome, prvi kriterijum za minimalu izlaznu kapacitivnost
je:
Za date zahteve minimalna izlazna kapacitivnost prema
kriterijumu 1 je:
6.4.2 Kriterijum filtera 2 (podrka koraka optereenja)Svaka faza
moe da podri strujne tranzijente:
Imati potreban tranzijent optereenja za primenjeno kolo,
regulator moe samo da podri tranzijent od , ak i sam direktnim
odgovorom. Za razliku struja mora da bude podrana od strane
izlaznog kondezatora za vreme rampe tramp.
Pad napona na izlanom kondezatoru je:
Sakupljeno (akumulirano) naelektrisanje iz svih faza rauna
se:
Naelektrisanje koje treba da se akumulira od strane izlaznog
kondezatora je: sa Apsolutna vrednost pada izlaznog napona na
koraku optereenja od Iout u tStep je onda:
Zahtev za Cout prema kriterijumu 2 je:
Na primer, nagle promene optereenja od 20 A/20 us u odnosu na
maksimalni koeficijent reima (duty cycle) od 50% zahteva minimalnu
izlaznu kapacitivnost za dozvoljen pad napona od 50mV od:
U sluaju negativnog rezultata tranzijent moe u potpunosti biti
podran od promene koeficijenta reima rada (duty cycle).Ako
pretpostavimo da je load step 20A/2ns zahteva:
6.4.3 Zakljuak za izbor izlaznog kondezatoraUporeujui izraunate
vrednosti kriterijuma 1 i 2 dolazimo do zakljuaka da kriterijum 1
namee stroija ogranienja. Izlazna kapacitivnost je odreena
kriterijumom 1.Ovaj rezultat je elektrina vrednost koja je
neophodna pod pretpostavkom da je odziv regulatora neposredan i
istovremen na svim fazama. Ovo obino nije sluaj i mora se
podrazumevati. Takoe, kondezatori imaju veliku toleranciju obino
ispod normalne vrednosti. Smanjenja izlazne snage za DC
polarizaciju i temperaturu moraju se takoe uzeti u obzir.6.5 Ulazni
kondezatorFunkcija ulaznog kondezatora je da filtrira ulaznu struju
u regulator u idealnom sluaju ova struja bi trebala da bude
jednosmerna, za uslove stabilnog optereenja.Kad se ima idealno
filtriranje, DC ulazna sruja je:
Ignorisajui efekat talasnosti, struja u toku jedne periode kada
je prekida ukljuen je:
Da bi se skladitilo naelektrisanje u ulaznom kondezatoru, mora
se nadoknadi razlika izmeu ukljuene struje i DC ulazne struje.
sa
Stoga minimalna vrednost za ulazni odvojeni kondezator ne bi
trebala da bude manja od:
gde je dVin dozvoljena talasnost napona na ulaznom
kondezatoru.Struja u ulaznom kondezatoru je kritian zahtev
projektovanja za odabir kondezatora. Kondezatori imaju unutranju
serijsku otpornost (ESR) koja izaziva gubitak provodljivosti i
grejanje koje utie na pouzdanost i ivotni vek trajanja
elektrolitskog kondezatora.
RMS (root mean square) struja za celu ulaznu banku kondezatora
je:
6.6 Termoenergetika i kuitaMOSFET-ovi dolaze u irokom spektru
kuita. Za konano reenje sledei aspekti se moraju uzeti u obzir:
Potreban RDSON odreuje minimalnu veliinu kuita. Brzo prekidanje
(induktivno ogranieno) je mogue samo u kuitima sa niskim
induktivnostima. Otpornost kuita (pakovanja) treba da bude mala da
omogui dobar FOM ureaja (veoma vano za MOSFET-ove sa niskim RDSON).
Termika otpornost kuita (pakovanja) mora biti dovoljno mala. Ako je
potrebno hlaenje sa gornje strane, kuite sa niskim RthJCtop mora
biti izabrano. U nekim sluajevima performanse termikih tranzijenata
su veoma vane. U tom sluaju kuita sa velikim olovnim okvirom u
kalupu su obino eljeni izbor.Od gubitka snage u MOSFET-u i
dozvoljenog porasta temperature poluprovodnikog spoja u odnosu na
ambijent (okolinu) potrebna termika otpornost RthJA moe se
izraunati iz relacije: sa Toplotna otpornost kuita (pakovanja)
RthJC je data u podacima. Za energetski MOSFET (TO, SuperSO-8,
S3O8, CanPAK kuita) ova vrednost je obino ispod 5 K/W, u sluajevima
kada su okviri kuita filovani, prilino dobre vrednosti su oko 1K/W.
Porast temperature od 50K pod radnim uslovima bi omoguio gubitak
snage od 5W u MOSFET-u sa 5K/W toplotne otpornosti u odnosu na
kuite za datu PCB je jednak temperaturi okoline. Ovo je, meutim,
redak sluaj. Odreujui i uglavnom ograniavajui faktor je toplotna
otpornost kuita u odnosu na ambijent. Kriterijumi koji odreuju ovaj
broj jedva da utiu na izbor kuita. Veliina ploe Protok vazduha
Hladnjak (RthJCtop je vaan da bi se hladnjak efektivno iskoristio)
Slojevi steka i dizajn (debljina bakra, zatvoreni slojevi bakra i
termalne vie, izloena porvina bakra na gornjim i donjim slojevima)
Interfejs oblast izmeu paketa i ploice
